JPH0734289B2 - パルス性ノイズ補正回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はビデオテープレコーダ（以下「VTR」という）
において再生オーディオ信号に含まれるパルス性ノイズ
を除去するパルス性ノイズ補正回路に関するものであ
る。

従来の技術 オーディオ信号を映像信号と共に同一のトラック（映像
トラック）に記録し再生するハイファイ型VTRではオー
ディオ信号も２つの回転ヘッドにより１トラック分ずつ
交互に再生される。そのため、記録信号（FM）から所定
のオーディオ信号に戻した状態ではヘッドの切り換わり
目において第８図（ｂ）に示すようにパルス性ノイズ
（以下「スイッチングノイズ」ともいう）（24）がオー
ディオ信号（Ｓ）に加わることが知られている。尚、同
図において、（ａ）はヘッドスイッチングパルス（25）
を示している。このように、オーディオ信号中に含まれ
たスイッチングノイズ（24）を除去する回路として、従
来から前値ホールド補正回路や微分ホールド補正回路が
知られている。前者は第９図に示すように復調したオー
ディオ信号が与えられるバッファ（１）の出力側にスイ
ッチ（２）を設けると共に、このスイッチ（２）の後方
にコンデンサ（C₁）を設け、スイッチ（２）を第８図
（ｃ）に示すスイッチングパルス（25）の変遷に同期し
たホールドパルス（26）によって該パルス（26）の期
間、OFF状態とすることにより、スイッチングノイズ（2
4）の直前のオーディオ信号のレベルをコンデンサ
（C₁）に保持させるものである。尚、第９図において、
（３）は増幅器である。

一方、微分ホールド補正回路は第10図に示すように第９
図の前値ホールド回路において、更に増幅器（３）の出
力を適切な条件のもとに定められた抵抗（R₂）とコンデ
ンサ（C₂）より成る信号帰還路（４）によってコンデン
サ（C₁）側に帰還する構成を設け、前記コンデンサ
（C₁）を単に前値ホールドだけでなく、これに帰還され
た信号によっても充電又は放電するようにしたものであ
る。

第11図はスイッチングノイズ（24）が前値ホールド補正
回路ではAB,微分ホールド補正回路ではAB′のように補
正されることを示している。

発明が解決しようとする課題 しかしながら、前値ホールド補正回路による補正は第12
図の（イ）や（ロ）に示すようにオーディオ信号（Ｓ）
の波形にスイッチングノイズ（24）よりは小さいものの
ホールド歪（27）が残る形となる。このホールド歪（2
7）は周波数の低いときにはオーディオ信号（Ｓ）の波
形自体が大きく傾斜角が比較的緩やかであるので、相対
的に小さくなり、聴感上それ程、目立たないが、周波数
が高いところではオーディオ信号の波形が狭く傾斜角が
急峻になるので、ホールド歪が相対的に大きくなってノ
イズ音として目立つことになる。

一方、微分ホールド補正回路による補正は高周波数では
良好であるが、低周波数やオーディオ信号のS/N比が悪
いときには良くない。例えば、S/N比が悪いときには第1
3図（ｂ）に示すようにオーディオ信号波形（Ｓ）のピ
ーク部分ではノイズ（28）のピーク（P₂）を超える誤り
補正（エラー）が発生することがある。この原因となる
ノイズはローパスフィルタ（LPF）にて、或る程度取り
除くことは可能であるが、同時に群遅延によりパルス幅
が広がり補正幅を広げなくてはならなくなるため過度の
フィルタリングはかえって逆効果となる。この点、前値
補正ホールドでは第13図（ａ）に示すように最大でもノ
イズ（28）のピーク値（P₁）で補正されるだけである。

本発明はこのような点に鑑みなされたものであってオー
ディオ信号の周波数やレベルの高低に拘わらず常に良好
な補正が実現できるスイッチングノイズ補正回路を提供
することを目的とする。

課題を解決するための手段 上記の目的を達成するため本発明では、ビデオテープレ
コーダにおける記録媒体の映像トラックから再生された
オーディオ信号に含まれるヘッドパルス性パルスに基づ
くパルス性ノイズを除去するために前値ホールド補正用
のコンデンサと該コンデンサにオーディオ信号を微分帰
還する微分ホールド補正用の信号帰還路とを備えるパル
ス性ノイズ補正回路において、この後段に設けられ高域
周波数において相対レベルが上がるよう適切な重みづけ
を与えられたノイズリダクションデコード回路のレベル
検出器の出力で前記信号帰還路の帰還量をコントロール
するようにしている。

作 用 このような構成によると、信号の周波数及びレベルの情
報を担った前記レベル検出器の出力に応じて補正回路に
よる補正波形の傾斜が前値ホールド補正と微分ホールド
補正の間で変わることになる。

実 施 例 本発明を実施した第１図において、第10図の従来例と同
一部分には同一の符号を付してある。本実施例では増幅
器（３）の出力をコンデンサ（C₁）に微分帰還する信号
帰還路（４）をコンデンサ（C₂）と可変抵抗（５）で構
成し、この可変抵抗（５）の抵抗値（Ｒ）をノイズリダ
クションデコード回路（６）からの制御信号でコントロ
ールするようにしている。尚、ここで、（７）（８）は
IC（半導体集積回路）の端子であり、コンデンサ（C₁）
及び（C₂）はこの端子（７）（８）を介して外付けされ
る。可変抵抗（５）はIC内に形成される。ノイズリダク
ションデコード回路（６）はハイファイオーディオ型の
VTRに従来から設けられている周知の回路であって、前
記増幅器（３）の出力をディエンファシスするディエン
ファシス回路（9a）及び音声帯域外をカットするカット
オフ周波数20KHzのローパスフィルタ（9b）を通して与
えられたオーディオ信号を受け入れるバッファ（30）
と、そのオーディオ信号の高域成分のゲインをアップす
るウエイティング回路（10）と、ウエイティング回路
（10）の出力信号のレベルを検出するレベル検出器（11
a）及び平滑回路（11b）と、レベル検出された出力電圧
を電流に変換する電圧・電流変換器（12）出力部のドラ
イブ用のトランジスタ（T₂）と、前記バッファ（30）か
らの信号を増幅すると共にトランジスタ（T₂）の出力電
流でゲインが変わる電流可変増幅器（31）と、ノイズリ
ダクションエンファシス回路（32）とから成っている。
そして、その出力は増幅器（33）を通して出力端子（3
4）へ導出される。このノイズリダクション回路（６）
の（Ｗ）点の出力電圧（即ちレベル検出された平滑出力
電圧）は一定レベルのディエンファシス回路（9a）の入
力に対し第14図のような周波数特性を呈する。本実施例
は、このレベル検出器（11a）の平滑出力を利用して可
変抵抗（５）の抵抗値を可変するため、電圧・電流変換
器（12）出力部のドライブトランジスタ（T₂）とベース
を共通に接続したトランジスタ（T₃）を電圧・電流変換
器出力に追加し、このトランジスタ（T₃）の出力電流を
可変抵抗（５）に与えている。

この場合、前記（Ｗ）点の電圧は第14図の如くオーディ
オ信号の高域成分に重みづけされており、低域部分では
相対的に殆ど生じない。しかも、オーディオ信号のレベ
ルに比例した出力電圧が得られる。この（Ｗ）点の電圧
は電流に変換されると、オーディオ信号の低域部分の電
流は殆ど小さく高域部分はオーディオ信号のレベルに応
じて、その電流値の大小が異なってくる。この電流をト
ランジスタ（T₃）を介して可変抵抗（５）に与えること
によって後述するように可変抵抗（５）の抵抗値（Ｒ）
を低域部分では大きく、高域部分ではオーディオ信号の
レベルに応じて小さくする。

尚、可変抵抗（５）の抵抗値R₂はR₀≦R₂≦∞の範囲で変
えると、帰還路（４）のカットオフ周波数fcは となる。可変抵抗（５）は先にも述べたようにICで構成
できるが、その一例を説明する。まず、第４図に示す可
変増幅回路は入力電圧V₁₊,V_1-とし、定電流源（13）（1
4）の定電流をそれぞれI₀,Ir,トランジスタ（Q₁）
（Q₇）のエミッタ抵抗を共にR_Eとすると、出力電流i₀は となる。ここで、入力端（16）と出力端（17）を例えば
第２図のように直接接続すると、この回路は第５図
（イ）に示すように表わすことができ、更に同図（ロ）
の如くバッファ部分（18）と可変抵抗部分（19）とな
る。可変抵抗部分（19）の抵抗値をR₂とすると、 これにの式i₀を代入すると、 となる。即ちI₀/Irの比を変えることによりR₂を可変で
きるのである。従って、第１図の可変抵抗（５）は第２
図のようにIrをノイズリダクションデコード回路（６）
の出力で可変するように構成すればよい。電流Irの可変
は電圧・電流変換回路（12）出力部のトランジスタ
（T₃）のベース電圧を制御することにより得られたエミ
ッタ電流をコレクタから取り出すことによって行われ
る。

次に、第３図の実施例は帰還路（４）に可変増幅器（2
3）を挿入し、この可変増幅器（23）の利得Avを制御す
ることによって帰還量をコントロールするように構成さ
れている。他の構成は第１図と同一である。可変増幅器
（23）としては第４図の回路を使用することができる。
即ち、第４図において出力端（17）との接地点間に負荷
抵抗（R₀）を接続すると、この回路は第６図のように表
わすことができ、その利得Avは ここで、V₀はR₀i₀であるから式を用いて、 R₀/R_Eを一定とすれば、Ir/I₀を可変することによりAvを
変えることができる。尚、第１図，第４図の実施例にお
いて前記可変抵抗（５）又は可変増幅器（23）とトラン
ジスタ（T₃）のコレクタとの間に電流制限回路を設けて
電流Irを０＜Ir＜Irmaxに制限するのが好ましい。ここ
でIrmaxは増幅器（３）（23）の利得をAv₁,Av₂としたと
きAv₁＋Av₂＝１＋C₁/C₂を満たす電流値である。これに
より帰還量の最大値を制限し微分傾斜が過度にならない
ようにする。ただし、第１図の実施例ではAv₂＝０であ
る。

以上述べた第１図の可変抵抗構成，第３図の利得可変構
成では、いずれも第７図のように補正波形の傾斜が変化
する。

例えば第１図の抵抗可変構成の場合、増幅器（３）の利
得Av,及びコンデンサの容量C₁,C₂に対し を満足する範囲で、可変抵抗器（５）の抵抗値Rxが一定
値R₂から∞まで変化するとき、帰還経路のカットオフ周
波数が から０まで変化、つまり波形の傾斜は周波数に応じて第
７図のAB′からABのように変化する。

また第３図の利得可変構成では、増幅器（３）の利得Av
₁,可変抵抗器（23）の利得Av₂の場合、Av₂の利得を から０まで変化させることにより帰還率が変化し、カッ
トオフ周波数 以下で波形の傾斜はAB′からABのように変化する。

以上のように可変抵抗構成では抵抗値を高めることによ
り、信号周波数の高域成分より順次、微分ホールド補正
状態から前値ホールド補正状態へ連続的に変化させるこ
とができ、また利得可変構成では利得を下げていくこと
により、信号周波数全帯域同時に微分ホールド補正状態
から前値ホールド補正状態へ連続的に変化させることが
できる。

尚、上記各実施例においてコンデンサ（C₁）の両端に更
に抵抗（R₃）とコンデンサ（C₃）から成る時定数回路を
接続すると、帰還路（４）の帰還が働く状態のときオー
ディオ信号の波形の中心（動作点）から大幅に離れた部
分に対し帰還路（４）からの帰還率が下がり、オーディ
オ波形に似た補正を得ることができ、好ましい。

発明の効果 以上の通り、本発明によればオーディオ信号の周波数及
びレベルが高いところでは微分ホールド補正用の信号帰
還量が充分に大きくなるので、補正波形の傾斜も大きく
なり、逆に前記周波数及び／若しくはレベルが低いとこ
ろでは前記帰還が制限されるので、補正波形の傾斜も緩
やかになり前値ホールド補正に近づき、各々の場合の信
号状態にマッチしたパルス性ノイズ補正がなされるとい
う効果がある。しかも、このような補正のための制御信
号をノイズリダクションデコード回路のレベル検出器の
出力を利用して取り出すので既存の回路に僅かな回路を
付設するだけで済み、設計も容易である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施したパルス性ノイズ補正回路の回
路構成図であり、第２図はその一部の具体例を示す回路
図である。第３図は本発明の他の実施例の回路構成図で
ある。第４図は第１図，第３図の実施例に使用する回路
例を示す図であり、第５図及び第６図はその簡略図であ
る。第７図は本発明実施例の動作説明図である。第８図
は一般的なスイッチングノズル処理について説明するた
めの図である。第９図は従来の前値ホールド補正回路を
示す図であり、第10図は従来の微分ホールド補正回路を
示す図である。第11図は第９図及び第10図の回路による
補正を説明するための図である。第12図は第９図の説明
図である。第13図は第９図及び第10図を説明するための
図である。第14図は第１図の（Ｗ）点の周波数特性を示
す図である。 （４）……信号帰還路，（５）……可変抵抗， （６）……ノイズリダクションデコード回路， （11a）……レベル検出器，（23）……可変増幅器， （24）……スイッチングノイズ， （25）……ヘッドスイッチングパルス， （C₁）……前値ホールド補正用コンデンサ， （T₃）……ドライブ用トランジスタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ビデオテープレコーダにおける記録媒体の
   トラックから再生されたオーディオ信号に含まれるヘッ
   ドスイッチングパルスに基づくパルス性ノイズを除去す
   るために前値ホールド補正用のコンデンサと該コンデン
   サにオーディオ信号を微分帰還する微分ホールド補正用
   の信号帰還路とを備えるパルス性ノイズ補正回路であっ
   て、高域周波数において相対レベルが上がるように重み
   づけを与えられたノイズリダクションデコード回路のレ
   ベル検出器の出力に応じた制御信号で前記信号帰還路の
   帰還量をコントロールし、ホールド時の傾斜を信号周波
   数及び信号レベルに応じて変化させるようにしたことを
   特徴とするパルス性ノイズ補正回路。