JP2011503900A - 複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路 - Google Patents

Abstract

電子回路は、誤差信号を供給して、１つまたは複数の直列接続された複数列の発光ダイオードを駆動するための制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって発生される調整出力電圧信号を制御する。

Description

本発明は、一般に電子回路に関し、より詳細には、ダイオード負荷、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）負荷を駆動するのに使用される電子回路に関する。

ダイオード負荷を駆動するために、より詳細には、いくつかの実施形態ではＬＥＤディスプレイを形成する、あるいはより詳細には、ディスプレイ用の、例えば液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）用のバックライトを形成する、複数の直列接続された発光ダイオード列（ＬＥＤ）を通る電流を制御するために、様々な電子回路が使用される。個々のＬＥＤには、ユニットごとに、順方向電圧降下のばらつきがあることが知られている。したがって、複数列の直列接続されたＬＥＤは、順方向電圧降下におけるばらつきを有することがある。

複数列の直列接続されたＬＥＤは、複数列のＬＥＤの一端を、共通のスイッチングレギュレータ、例えばブーストスイッチングレギュレータ（各複数のＬＥＤ列に十分高い電圧を供給するように構成されたスイッチングレギュレータ）に結合され得る。複数の直列接続されたＬＥＤ列の各他端は、複数の直列接続されたＬＥＤ列のそれぞれを通る比較的一定の電流を引き込むように構成された各電流シンクに結合され得る。

共通のスイッチングレギュレータによって発生される電圧は、最大の合計電圧降下を有する直列接続された１列のＬＥＤに対して、各電流シンクによって必要とされるオーバーヘッド電圧を加えて給電するほど十分に高くなければならないことが理解されよう。換言すれば、４列の直列接続されたＬＥＤが、３０Ｖ、３０Ｖ、３０Ｖ、および３１ボルトの電圧降下を有し、各電流シンクを動作させるのに少なくとも１ボルトが必要であるとすれば、共通のブーストスイッチングレギュレータは、少なくとも３２ボルトを供給しなければならない。

あり得るすべての直列接続ＬＥＤに対して十分な電圧を供給することができる一定電圧のスイッチングレギュレータを設けることは可能であるが、そのようなスイッチングレギュレータは、電圧降下がより小さい複数列の直列接続されたＬＥＤを駆動するとき、不必要に高いワット損を生じることになる。したがって、いくつかのＬＥＤ駆動回路では、（例えば、いわゆる「最小値選択回路」によって）複数列の直列接続されたＬＥＤのうちの１つの端に現われる最低電圧を選択するために、複数列の直列接続されたＬＥＤのそれぞれによる電圧降下が検知され、共通のスイッチングレギュレータは、最低電圧を有する（すなわち電圧降下が最大の）直列接続されたＬＥＤ列を駆動するのに十分高い出力電圧しか発生しないように制御される。そのような最小値選択回路の１つが、例えば米国特許第６，８２２，４０３号に説明されている。

本発明の一態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて、複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路は、複数の電流レギュレータを含み、各電流レギュレータは、各入力ノードおよび各出力ノードを有し、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に入力ノードまたは出力ノードが結合される。各電流レギュレータは、それぞれと結合されている、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すように構成される。この電子回路は、複数の入力ノードおよび１つの出力ノードを有する多入力誤差増幅器も含む。各複数の入力ノードが、各複数の電流レギュレータのうちの１つの入力ノードまたは出力ノードに結合される。多入力誤差増幅器は、誤差増幅器の出力ノードで誤差信号を発生するように構成される。

本発明の別の態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて、複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路は、複数の電流レギュレータを含み、各電流レギュレータは、各入力ノードおよび各出力ノードを有し、入力ノードまたは出力ノードが、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に結合される。各電流レギュレータは、複数の直列接続された発光ダイオード列が結合されている各１つを通して、各所定の電流を流すように構成される。この電子回路は複数の誤差増幅器も含み、各誤差増幅器は、各入力ノードおよび各出力ノードを有する。複数の誤差増幅器の複数の各入力ノードが、複数の電流レギュレータの各１つの入力ノードまたは出力ノードに結合される。複数の誤差増幅器の出力ノードは、結合ノードに結合される。複数の誤差増幅器は、結合ノードで誤差信号を発生するように構成される。

本発明の別の態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて、複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路は、複数の電流レギュレータを含み、各電流レギュレータは、各入力ノードおよび各出力ノードを有し、入力ノードまたは出力ノードが、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に結合される。各電流レギュレータは、複数の直列接続された発光ダイオード列が結合されている各１つを通して、各所定の電流を流すように構成される。この電子回路は複数のスイッチも含み、各スイッチは、各入力ノード、各出力ノード、および各制御ノードを有する。複数のスイッチの複数の各入力ノードが、各複数の電流レギュレータのうちの１つの入力ノードまたは出力ノードに結合される。複数のスイッチの出力ノードは、共に結合され、結果として複合信号をもたらす。この電子回路は、複数のスイッチの制御ノードに結合されて各複数のスイッチを順次にかつ周期的に閉じるように構成されたデジタルチャンネル選択回路も含む。この電子回路は、入力ノードおよび出力ノードを有する誤差増幅器も含む。誤差増幅器の入力ノードは、複合信号を受け取るように結合される。誤差増幅器は、誤差増幅器の出力ノードで誤差信号を発生するように構成される。

本発明の別の態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて、複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路は、複数の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含み、各ＦＥＴは、各ドレイン、ソース、およびゲートを有する。各ＦＥＴは、各ドレインから各ソースへ、所定の電流を流すように構成される。電子回路は、それぞれが第１の端および第２の端を有する複数の抵抗器を含み、各抵抗器が、その第１の端で複数のＦＥＴのうちの１つの各ソースに結合されて、各電流検知ノードを形成する。各ＦＥＴのドレインまたは各抵抗器の第２の端は、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に結合される。この電子回路は複数の増幅器も含み、各増幅器が、各電流検知ノードに結合された各入力ノードを有し、また、各増幅器が、各ＦＥＴの各ゲートに結合された各出力ノードを有する。複数の各増幅器は、各ＦＥＴが、各ドレインから各ソースへ所定の電流を流すように、各ＦＥＴの制御を示す各出力ノードで各制御電圧信号を発生するように構成される。電子回路は、複数の増幅器から制御電圧信号を受け取るように結合された複数の入力ノードおよび１つの出力ノードを有する最大値選択回路も含む。最大値選択回路は、制御電圧信号中の最大のものを選択し、かつ制御電圧信号中の最大のものを示す信号を出力ノードで発生するように構成される。この電子回路は、入力ノードおよび出力ノードを有する誤差増幅器も含む。誤差増幅器の入力ノードは、最大値選択回路の出力ノードに結合される。誤差増幅器は、誤差増幅器の出力ノードで誤差信号を発生するように構成される。

本発明の別の態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて、複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路は、複数の電流レギュレータを含み、各電流レギュレータは、各入力ノードおよび各出力ノードを有し、入力ノードまたは出力ノードが、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に結合される。各電流レギュレータは、複数列の直列接続された各発光ダイオードが結合されている各１つを通して、各所定の電流を流すように構成される。この電子回路は複数のスイッチも含み、各スイッチは、各入力ノード、各出力ノード、および各制御ノードを有する。複数のスイッチの複数の各入力ノードが、各複数の電流レギュレータのうちの１つの入力ノードまたは出力ノードに結合される。複数のスイッチの出力ノードは、ともに結合され、結果として複合信号をもたらす。この電子回路は、複合信号を受け取るように結合されて比較信号を発生するように構成されたコンパレータも含む。この電子回路は、比較信号を受け取るように複数のスイッチの制御ノードに結合されて比較信号に応答する期間にわたって複数の各スイッチを順次に閉じるように構成されたデジタルチャンネル選択回路も含む。この電子回路は、入力ノードおよび出力ノードを有する誤差増幅器も含む。誤差増幅器の入力ノードは、複合信号を受け取るように結合される。誤差増幅器は、誤差増幅器の出力ノードで誤差信号を発生するように構成される。

本発明の別の態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法は、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すことを試行するステップを含み、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる各電圧をもたらす。この方法は、各電圧を合計してＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための誤差信号を発生するステップも含む。

本発明の別の態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法は、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すことを試行するステップを含み、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる各電圧をもたらす。この方法は、各電圧を示す各中間信号を発生し、かつこれらの中間信号を合計してＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための誤差信号を発生するステップも含む。

本発明の別の態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法は、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すことを試行するステップを含み、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる各電圧をもたらす。この方法は、各電圧を、順次にかつ周期的にサンプリングして電圧サンプルを発生し、かつこれらの電圧サンプルを合計してＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための誤差信号を発生するステップも含む。

本発明の別の態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法は、各フィードバック電流制御回路を有する複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すことを試行するステップを含み、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる各電圧をもたらす。フィードバック回路の制御ノードは、各電圧の変化と反対の方向へ変化する制御電圧を発生する。この方法は、制御電圧中の最大のものを検出し、かつ制御電圧中の最大のものを示す誤差信号を発生してＤＣ−ＤＣコンバータを制御するステップも含む。

本発明の別の態様によれば、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法は、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すことを試行するステップを含み、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる電圧をもたらす。この方法は、各電圧を順次にサンプリングして電圧サンプルを発生し、かつ各電圧サンプルを閾値信号と比較して比較信号を発生するステップも含む。各電圧サンプルは、比較信号に応答する期間を有する。この方法は、電圧サンプルを合計してＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための誤差信号を発生するステップも含む。

前述の回路および方法は、複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを設ける。制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは、複数の直列接続された発光ダイオード列のうちの１つが開放されたときに過度に影響を及ぼされることなく、同時に複数の直列接続された発光ダイオード列におけるワット損を最小化するために過不足ない電圧を供給するように制御される。

本発明の前述の特徴ならびに本発明自体が、以下の、図の詳細な説明から、より十分に理解されよう。

制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、電流レギュレータ、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって発生される出力電圧を制御する誤差信号を供給するように構成された多入力誤差増幅器を有する、ダイオード負荷を駆動するための電子回路の概略図である。 図１の制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータとして使用することができるスイッチングレギュレータ回路の概略図である。 図１の多入力誤差増幅器として使用することができる例示的増幅器の概略図である。 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、電流レギュレータ、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって発生される出力電圧を制御する誤差信号を供給するように構成された複数の誤差増幅器を有する、ダイオード負荷を駆動するための別の電子回路の概略図である。 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、電流レギュレータ、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって発生される出力電圧を制御する誤差信号を供給するように構成された誤差増幅器に結合された複数のスイッチを有する、ダイオード負荷を駆動するための別の電子回路の概略図である。 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、ＦＥＴおよび関連する電流検知回路を含む電流レギュレータ、最大値選択回路、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって発生される出力電圧を制御する誤差信号を供給するように構成された誤差増幅器を有する、ダイオード負荷を駆動するための別の電子回路の概略図である。 図６の最大値選択回路として使用することができる例示的最大値選択回路の概略図である。 図６の最大値選択回路として使用することができる別の例示的最大値選択回路の概略図である。 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、電流レギュレータ、コンパレータ、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって発生される出力電圧を制御する誤差信号を供給するように構成された誤差増幅器に結合された複数のスイッチを有する、ダイオード負荷を駆動するための別の電子回路の概略図である。

本発明を述べる前に、いくつかの予備的な概念および用語が説明される。本明細書で用いられる用語「ブーストスイッチングレギュレータ」は、ブーストスイッチングレギュレータへの入力電圧より高い出力電圧を供給する既知のタイプのスイッチングレギュレータを記述するのに用いられる。ブーストスイッチングレギュレータの、ある特定の回路トポロジが本明細書で示されるが、ブーストスイッチングレギュレータが様々な回路構成を有することを理解されたい。本明細書で用いられる用語「バックスイッチングレギュレータ」は、バックスイッチングレギュレータへの入力電圧より低い出力電圧を供給する既知のタイプのスイッチングレギュレータを記述するのに用いられる。ブーストスイッチングレギュレータでもなくバックスイッチングレギュレータでもない他の形式のスイッチングレギュレータがさらに存在し、本発明は、任意の１タイプに限定されないことを理解されたい。

ＤＣ−ＤＣコンバータが本明細書で説明される。説明されるＤＣ−ＤＣコンバータは、前述のブーストスイッチングレギュレータおよびバックスイッチングレギュレータを含むがこれらに限定されない、任意の形式のスイッチングレギュレータであり得る。

本明細書で用いられる用語「電流レギュレータ」は、回路または回路部品を通る電流を、所定の電流、すなわち調整電流に調整することができる回路または回路部品を記述するのに用いられる。電流レギュレータは、調整電流を入力することができる「電流シンク」、または調整電流を出力することができる「電流源」であり得る。電流レギュレータは「電流ノード」を有し、電流ノードでは、電流源の場合には電流が出力され、あるいは電流シンクの場合には電流が入力される。

本明細書で用いられる用語「電流検知回路」は、回路を通る調整電流を検知することができる回路を記述するのに用いられる。いくつかの特定の機構では、電流検知回路は、検知された電流に比例した電圧出力を供給する。

図１を参照すると、例示的電子回路１０は、直列接続されたダイオード列１４、１６、１８に結合された制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２を含み、これらのダイオード列は、いくつかの機構では、ＬＥＤディスプレイまたはディスプレイ（例えば液晶ディスプレイ（ＬＣＤ））用のバックライトを形成し得る複数の直列接続された発光ダイオード列（ＬＥＤ）である。前述のように、いくつかの機構では、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２はスイッチングレギュレータであり、その１つのタイプが、以下で図２とともにより十分に説明される。直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８は、ここでは電流シンクとして示された各電流レギュレータ２０、２２、２４に結合される。各電流レギュレータ２０、２２、２４は、各電圧検知ノード２０ａ〜２４ａを有する。

直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８のそれぞれが別々の電圧降下を発生することがあるので、電圧検知ノード２０ａ〜２４ａに現われる電圧は別々のものであり得る。電流レギュレータ２０、２２、２４が適切に機能するために、すなわちそれらが意図された所望の電流を引き込むために、電圧検知ノードのそれぞれで、少なくとも所定の最小電圧が存在しなければならないことも理解されよう。

多入力誤差増幅器３２は、電圧検知ノード２０ａ〜２４ａにそれぞれ現われる電圧に相当する電圧信号２６、２８、３０を反転入力ノードで受け取るように結合される。また、多入力誤差増幅器３２は、非反転入力ノードで例えば０．５ボルトである基準電圧信号３１を受け取るように結合される。多入力誤差増幅器３２は、電圧信号２６〜３０の算術平均を反転したものに関連した誤差信号３４を発生するように構成される。いくつかの特定の機構では、以下で図３に示されるように、多入力誤差増幅器３２は、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）トランジスタから成る諸入力端を有する。いくつかの機構では、誤差増幅器３２は、電流タイプの出力を供給する相互コンダクタンス増幅器である。

回路１０は、コンデンサ３６を含むことができる。コンデンサ３６は、多入力誤差増幅器３２の出力容量と、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂの入力容量との並列接続から成り得る。しかし、他のいくつかの機構では、コンデンサ３６は別のコンデンサも同様に含むことができる。別の特定の機構では、コンデンサ３６は約１００ピコファラドの値を有する。コンデンサ３６は、ループフィルタをもたらすことができ、フィードバック制御ループを調整するように選択された値を有することができる。

制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂで誤差信号３４を受け取るように結合される。また、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、入力ノード１２ｃで電源電圧Ｖｐｓを受け取り、かつ誤差信号３４に応答して出力ノード１２ａで調整出力電圧３８を発生するように結合される。いくつかの機構では、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、ブーストスイッチングレギュレータであって、入力ノード１２ｃで電源電圧Ｖｐｓを受け取り、かつ出力ノード１２ａで比較的高い調整出力電圧３８を発生するように結合される。

この機構では、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、電圧信号２６、２８、３０の算術平均によって制御される。したがって、電流レギュレータ２０、２２、２４の、関連する１つの適切な動作を、低すぎてもたらすことができないはずの電圧信号２６、２８、３０が、誤差信号３４の増加をもたらすことになり、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧３８を高める傾向になる。

調整出力電圧３８は、特定の目標値を有することを理解されたい。具体的には、調整出力電圧３８の特定の目標値は、電流レギュレータのすべてが電流を所望通りに調整するのに適切に動作することができるように、電流レギュレータ２０、２２、２４のすべてで十分に高い電圧を達成するものである。さらに、調整出力電圧３８の特定の目標値は、電流レギュレータのうちの最も低い電圧（すなわち関連する直列接続されたＬＥＤ列１４、１６、１８の両端の最大の電圧降下）を受け取る１つまたは複数が、適切に作動するのに過不足ない電圧を有するように、できるだけ低いものである。調整出力電圧３８のこの特定の目標値を用いて、電流レギュレータ２２、２４、２６の消費電力が低減され、ＬＥＤの適切な照光とともに高い出力効率をもたらす。

いくつかの特定の機構では、調整電圧３８の目標値は、電圧マージン（例えば１ボルト）を含むことができる。換言すれば、いくつかの機構では、調整出力電圧３８の特定の目標値は、電流レギュレータのうちの最も低い電圧を受け取る１つまたは複数が、適切に作動するのに過不足ない電圧に電圧マージンを加えたものを有するように、できるだけ低いものである。依然として、低電力消費がもたらされる。

前述の誤差信号３４は、電圧信号２６、２８、３０の算術平均であり、調整出力電圧３８の特定の目標値をほぼ達成する。
回路１０の特定の要素は、単一の集積回路内に存在し得る。例えば、いくつかの機構では、電流レギュレータ２０、２２、２４、多入力増幅器３２、コンデンサ３６、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２（以下で図２とともにより十分に説明される）のいくつかの内部要素が、単一の集積回路内にあり得る。

いくつかの代替機構では、多入力誤差増幅器３２は、ヒステリシスを有する、あるいは比較を行う時間に周期的にタイミングを合わせられる多入力コンパレータで置換される。
いくつかの代替実施形態では、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の下端（カソード）にそれぞれ結合されて示された電流レギュレータ２０〜２４は、代わりに、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の上端（アノード）にそれぞれ結合され得る。これらの実施形態では、入力ノード２０ａ〜２４ａは、調整出力電圧３８を受け取るように結合され、また出力ノード２０ｂ〜２４ｂは、各直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８のアノード端に結合される。さらに、これらの実施形態では、誤差増幅器３２の反転入力は、入力ノード２０ａ〜２４ａの代わりに電圧検知ノードになる出力ノード２０ｂ〜２４ｂに結合され、また、誤差増幅器３２の非反転入力は、別々の基準電圧を受け取るように結合される。

回路１０は、従来技術に対して利点を有する。例えば、回路１０は、前述の最小値選択回路の必要性を避け、このことは、集積回路のダイ面積の縮小をもたらすことができる。
次に図２を参照すると、この図では図１と同じ要素は同じ参照記号を有して示されており、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、前述の集積回路内にあり得る部分１４および集積回路の外部にあるが集積回路に結合され得る部分１６を含むことができる。

部分１４は、図１の多入力誤差増幅器３２から誤差信号３４を受け取るように結合されたパルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラ１８を含むことができる。ＰＷＭコントローラ１８は、ＰＷＭ信号２０を発生するように構成される。制御電流を通す要素（例えばＦＥＴ ２２）は、ゲートノードでＰＷＭ信号２０を受け取り、かつドレインノードでパルス電流信号２４を受け取るように結合される。

部分１６は、ノード１２ｃで受け取られた電源電圧Ｖｐｓとアース電圧との間に結合された入力コンデンサ２６を含むことができる。コイル２８は、これも入力電圧Ｖｐｓを受け取るように結合された入力ノード２８ａ、およびＦＥＴ ２２のドレインノードに結合された出力ノード２８ｂを有することができる。ダイオード３０は、コイル２８の出力ノード２８ｂに結合されたアノードおよび調整出力電圧Ｖｒｅｇが発生される出力ノード１２ａに結合されたカソードを有することができる。出力ノード１２ａとアース電圧との間に出力コンデンサ３２が結合され得る。

次に図３を参照すると、多入力誤差増幅器５０は、図１の多入力誤差増幅器３２と同一または類似のものであり得る。多入力誤差増幅器５０は、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）に関連した非反転ノード５４ａを含むことができる。多入力誤差増幅器５０は、ＭＯＳＦＥＴ５６、５８、６０にそれぞれ関連した３つの反転入力ノード５６ａ、５８ａ、６０ａとしてここで示された複数の反転入力ノードを含むことができる。当業者なら、この特定の機構では、多入力誤差増幅器５０の利得は、使用される反転入力の数に比例することになるのを理解するであろう。したがって、前述のように、多入力誤差増幅器５０の利得は、３つの反転入力ポート５６ａ、５８ａ、６０ａに与えられた信号の算術平均に比例する。

次に図４を参照すると、図１と同じ要素は同じ参照記号を有して示されており、例示的電子回路７０は、誤差増幅器７８、８０、８２を含む。誤差増幅器７８は、反転入力ノードで電圧信号７２を受け取るように結合され、また、誤差信号７８ａを発生するように構成され、誤差増幅器８０は、反転入力ノードで電圧信号７４を受け取るように結合され、また、誤差信号８０ａを発生するように構成され、誤差増幅器８２は、反転入力ノードで電圧信号７６を受け取るように結合され、また、誤差信号８２ａを発生するように構成される。電圧信号７２、７４、７６は、それぞれ図１の電圧信号２６、２８、３０と同一または類似のものであり得る。また、誤差増幅器７８、８０、８２が、それらの非反転入力ノードで、例えば０．５ボルトである基準電圧７７を受け取るように結合される。誤差信号７８ａ、８０ａ、８２ａは、以下でより十分に説明される特定のやり方で合計されて誤差信号８４を発生する。いくつかの機構では、誤差増幅器７８、８０、８２は、電流タイプの出力を供給する相互コンダクタンス増幅器である。

回路７０は、誤差増幅器７８、８０、８２の出力ノードに結合されたコンデンサ８６を含むことができる。コンデンサ８６は、誤差増幅器７８、８０、８２の出力容量と、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂの入力容量との並列接続から成り得る。しかし、他のいくつかの機構では、コンデンサ８６は別のコンデンサも同様に含むことができる。別の特定の機構では、コンデンサ８６は約１００ピコファラドの値を有する。コンデンサ８６は、ループフィルタをもたらすことができ、フィードバック制御ループを調整するように選択された値を有することができる。

ある特定の機構では、誤差信号７８ａ、８０ａ、８２ａが特定のやり方で合計されて誤差信号８４を発生する。具体的には、増幅器７８、８０、８２の出力段（図示せず）は、一方向で、もう一方の方向より大きな電流を供給するように構成され得る。換言すれば、増幅器７８、８０、８２の出力段は、引き込む電流より大きな電流を供給することができ、あるいはその逆も可能である。この機構では、例えば、増幅器７８、８０、８２が、引き込む電流より大きな電流を供給することができ、また、誤差信号８４の電圧が、増幅器７８、８０、８２のうちの１つが発生しようとする電圧より低い場合、誤差信号８４の電圧を上昇させようとする増幅器が、増幅器７８、８０、８２のうちの誤差信号８４の電圧を低下させようとする他のものに、少なくとも部分的に優先することができる。この特定の実施例の場合、増幅器７８、８０、８２が反転増幅器であるので、誤差信号８４を上昇させようとする増幅器は、電圧検知ノード２０ａ、２２ａ、２４ａの最も低い電圧が生じるものを有する電流レギュレータ２０、２２、２４に関連したものである。

当業者なら、増幅器の出力段における非対称のサイズの出力トランジスタとして、非対称の出力電流駆動能力を有する増幅器が製作されることを理解するであろう。
制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂで誤差信号８４を受け取るように結合される。また、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、入力ノード１２ｃで電源電圧Ｖｐｓを受け取り、かつ誤差信号８４に応答して出力ノード１２ａで調整出力電圧８８を発生するように結合される。調整出力電圧８８は、図１の調整出力電圧３８と同一または類似であることを理解されたい。しかし、誤差信号８４が図１の誤差信号３４とは別のやり方で発生されるので、調整出力電圧８８が、調整出力電圧３８と正確に同一である必要性はない。

この機構では、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、主に、電流レギュレータ２０、２２、２４のうち最も低い電圧を有する１つまたは複数に結合された、増幅器７８、８０、８２のうちの１つまたは複数によって制御される。しかし、増幅器７８、８０、８２の他のものも誤差信号８４に寄与するが、影響はより小さい。したがって、電流レギュレータ２０、２２、２４の、関連する１つの適切な動作を、そうでなければ低すぎてもたらすことができないはずの電圧信号７２、７４、７６が、誤差信号８４の増加をもたらすことになり、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の調整出力電圧８８を高める傾向になる。

調整出力電圧３８の特定の目標値は図１とともに前述されており、同じ特定の目標値が、調整出力電圧８８に対して同様に適合する。それぞれが電圧信号７２、７４、７６のうち最も低い１つまたは複数の代表である、信号７８ａ、８０ａ、８２ａのうちの１つまたは複数に左右される前述の誤差信号８４は、調整出力電圧８８の特定の目標値をほぼ達成する。

回路７０の特定の要素は、単一の集積回路内に存在し得る。例えば、いくつかの機構では、電流レギュレータ２０、２２、２４、増幅器７８、８０、８２、コンデンサ８６、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２（上記で図２とともにより十分に説明されている）のいくつかの内部要素は、単一の集積回路内にあり得る。

いくつかの代替機構では、誤差増幅器７８、８０、８２は、出力がＯＲゲートに結合され得るコンパレータで置換され得る。
いくつかの代替実施形態では、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の下端（カソード）にそれぞれ結合されて示された電流レギュレータ２０〜２４は、代わりに、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の上端（アノード）にそれぞれ結合され得る。これらの実施形態では、入力ノード２０ａ〜２４ａは、調整出力電圧３８を受け取るように結合され、また出力ノード２０ｂ〜２４ｂは、各直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８のアノード端に結合される。さらに、これらの実施形態では、誤差増幅器７８〜８２の反転入力は、入力ノード２０ａ〜２４ａの代わりに電圧検知ノードになる出力ノード２０ｂ〜２４ｂに結合され、また、誤差増幅器７８〜８２の非反転入力は、別々の基準電圧を受け取るように結合される。

回路７０は、従来技術に対して利点を有する。例えば、回路７０は、前述の最小値選択回路の必要性を避け、このことは、集積回路のダイ面積の縮小をもたらすことができる。さらに、誤差増幅器７８、８０、８２が、前述のように非対称の出力駆動能力を有する実施形態については、電流レギュレータ２０、２２、２４の、より多くを調整する（すなわち十分に高い電圧信号７２、７４、７６を受け取る）のにつれて、回路７０のループゲインが変化する（例えば低下する）傾向がある。ループゲインが低ければ、電流レギュレータ２０、２２、２４のうちのいずれかの調整が始まると直ちに誤差信号８４の低下が起きる。制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２がブーストスイッチングレギュレータである実施形態（以下でより十分に図２とともに説明される）については、このことが、フィードバックループの安定性を向上させ、何らかの電圧ステップの間に、例えば回路７０がオンになるとき生じ得るオバーシュートおよびリンギングを低減する傾向がある。

さらに別の利点として、回路７０に類似のいくつかの機構については、直列接続されたＬＥＤ列１４、１６、１８のうち１つまたは複数が、例えば１つまたは複数のＤＣ−ＤＣコンバータ（図示せず）の別々の各１つから、別々の調整電圧を受け取ることができる。この機構は、電流レギュレータ２０、２２、２４のうち１つまたは複数のそれぞれが、別々の電流に調整する必要がある回路については有利である。例えば、２つの電流レギュレータ２０、２２および関連する２つの直列接続されたＬＥＤ列１４、１６が、２０ミリアンペアを通し、１つの電流レギュレータ２４および関連する直列接続されたＬＥＤ列１８が１００ミリアンペアを通す場合、直列接続されたＬＥＤ列１８は、調整電圧８８より高い調整電圧を必要とすることになる。別々の電流が必要な実施例は、各直列接続されたＬＥＤ列が、別々の色のＬＥＤを有する、あるいは別々の色のＬＥＤ用のバックライトを供給するＲＧＢ（赤／緑／青）用途を含む。別の実施例に、いくつかの直列接続されたＬＥＤ列がバックライト用であり、他の直列接続されたＬＥＤ列がフラッシュ用途用になる、フラッシュ用途向けの回路がある。

次に図５を参照すると、この図では、図１と同じ要素は同じ参照記号を有して示されており、例示的電子回路９０は、電圧信号９２、９４、９６をそれぞれ受け取るように結合されたスイッチ９８、１００、１０２を含む。電圧信号９２、９４、９６は、それぞれ図１の電圧信号２６、２８、３０と同一または類似のものであり得る。また、これらのスイッチは、デジタルチャンネル選択モジュール１１０によって発生された制御信号１１２を受け取るように結合され、デジタルチャンネル選択モジュール１１０は、スイッチ９８、１００、１０２を、一度に１つずつ、実質的に等しい期間で、順次にかつ周期的に閉じて、逐次的かつ周期的な電圧信号１０４、１０６、１０８をもたらし、これらの信号は、直接結合して複合信号１１４になる。ある特定の機構では、制御信号１１２は約１００ｋＨｚの周波数を有する。

誤差増幅器１１６は、反転入力ノードで複合信号１１４を受け取り、非反転入力ノードで例えば０．５ボルトである基準電圧１１５を受け取るように結合され、また、誤差信号１１８を発生するように構成される。いくつかの機構では、誤差増幅器１１６は、電流タイプの出力を供給する相互コンダクタンス増幅器である。

回路９０は、誤差増幅器１１６の出力ノードに結合されたコンデンサ１２０を含むことができる。コンデンサ１２０は、誤差増幅器１１６の出力容量と、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂの入力容量との並列接続から成り得る。しかし、他のいくつかの機構では、コンデンサ１２０は別のコンデンサも同様に含むことができる。ある特定の機構では、コンデンサ１２０は約１００ピコファラドの値を有する。コンデンサ１２０は、ループフィルタをもたらすことができ、フィードバック制御ループを調整するように選択された値を有することができる。

増幅器１１６の出力段（図示せず）は、一方向で、もう一方の方向より大きな電流を供給するように構成され得る。換言すれば、増幅器１１６の出力段は、引き込む電流より大きな電流を供給することができ、あるいはその逆も可能である。この機構では、例えば、増幅器１１６が、引き込む電流より大きな電流を供給することができ、また、誤差信号１１８の電圧が、電圧信号１０４、１０６、１０８のうちの１つが、複合信号中にあって関連づけられた期間中に発生しようとする電圧より低い場合、増幅器１１８は、誤差信号１１８をより上昇させて、電圧信号１０４、１０６、１０８のうちの最も低い１つまたは複数のものに対する優位性を与えることにより応答する。

増幅器の出力段における非対称のサイズの出力トランジスタとして、非対称の出力電流駆動能力を有する増幅器が製作され得る。
制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂで誤差信号１１８を受け取るように結合される。また、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、入力ノード１２ｃで電源電圧Ｖｐｓを受け取り、かつ出力ノード１２ａで誤差信号１１８に応答して調整出力電圧１２２を発生するように結合される。調整出力電圧１２２は、図１の調整出力電圧３８と同一または類似であることを理解されたい。しかし、誤差信号１１８が図１の誤差信号３４とは別のやり方で発生されるので、調整出力電圧１２２が、調整出力電圧３８と正確に同一である必要性はない。

この機構では、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、電圧信号１０４、１０６、１０８のうち最も低い１つまたは複数によって主に制御され、電圧信号１０４、１０６、１０８のうち他のものの影響は、より小さいものであり得る。したがって、電流レギュレータ２０、２２、２４の、関連する１つの適切な動作を、そうでなければ低すぎてもたらすことができないはずの電圧信号９２、９４、９６が、誤差信号１１８の増加をもたらすことになり、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の調整出力電圧１２２を高める傾向がある。

この機構では、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、電圧信号１０４、１０６、１０８のうち最も低い電圧を有する１つまたは複数によって主に制御される。しかし、電圧信号１０４、１０６、１０８の他のものも誤差信号１１８に寄与するが、影響はより小さい。

調整出力電圧３８の特定の目標値は図１とともに前述されており、同じ特定の目標値が、調整出力電圧１２２に対して同様に適合する。前述の誤差信号１１８は、電圧信号１０４、１０６、１０８のうち最も低い１つまたは複数によって支配され、調整出力電圧１２２の特定の目標値をほぼ達成する。

回路９０の特定の要素は、単一の集積回路内に存在し得る。例えば、いくつかの機構では、電流レギュレータ２０、２２、２４、スイッチ１０４、１０６、１０８、デジタルチャンネル選択回路１１０、増幅器１１６、コンデンサ１２０、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２（上記で図２とともにより十分に説明されている）のいくつかの内部要素が、単一の集積回路内にあり得る。

いくつかの代替機構では、誤差増幅器１１６は、スイッチ９８、１００、１０２の閉じたものに関連したコンパレータからの出力の重み付き合計を発生するデジタル積分器（またはカウンタ）に結合されたコンパレータで置換され得る。他の代替機構では、誤差増幅器１１６は、電流レギュレータ２０、２２、２４のすべてが適切に調整していると判断されるときに限ってゼロ状態を呈する（より低い調整出力電圧１２２を要求する）出力信号を発生するコンパレータで置換され得る。

いくつかの代替実施形態では、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の下端（カソード）にそれぞれ結合されて示された電流レギュレータ２０〜２４は、代わりに、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の上端（アノード）にそれぞれ結合され得る。これらの実施形態では、入力ノード２０ａ〜２４ａは、調整出力電圧３８を受け取るように結合され、また出力ノード２０ｂ〜２４ｂは、それぞれ直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８のアノード端に結合される。さらに、これらの実施形態では、スイッチ９８〜１０２は、入力ノード２０ａ〜２４ａの代わりに電圧検知ノードになる出力ノード２０ｂ〜２４ｂに結合され、また、誤差増幅器１１６の非反転入力は、別々の基準電圧を受け取るように結合される。

回路９０は、従来技術に対して利点を有する。例えば、回路９０は、前述の最小値選択回路の必要性を避け、このことは、集積回路のダイ面積の縮小をもたらすことができる。さらに、誤差増幅器１１６が、前述のように非対称の出力駆動能力を有する実施形態については、電流レギュレータ２０、２２、２４が、より多くを調整する（すなわち十分に高い電圧信号９２、９４、９６を受け取る）のにつれて、回路９０のループゲインが変化する（例えば低下する）傾向がある。ループゲインが低ければ、電流レギュレータ２０、２２、２４のうちのいずれかの調整が始まると直ちに誤差信号１１８の低下が起きる。制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２がブーストスイッチングレギュレータである実施形態（以下でより十分に図２とともに説明される）については、このことが、フィードバックループの安定性を向上させ、何らかの電圧ステップの間に、例えば回路９０がオンになるとき生じ得るオバーシュートおよびリンギングを低減する傾向がある。

次に図６を参照すると、図１と同じ要素は同じ参照記号を有して示されており、例示的電子回路１３０は、直列接続されたＬＥＤ列１４、１６、１８のカソード端にドレインがそれぞれ接続されたＦＥＴ１３２、１３４、１３６を含む。ＦＥＴ １３２、１３４、１３６のソースは、それぞれ抵抗器１３８、１４０、１４２の１つの端に結合されて、各電流検知ノード１５０ａ、１５２ａ、１５４ａを形成し、これらの電流検知ノードで、フィードバック信号１５０、１５２、１５２が発生される。

フィードバック信号１５０、１５２、１５４は、それぞれ増幅器１４４、１４６、１４８の反転入力ノードに結合される。例えば０．２ボルトである基準電圧信号１５６が、増幅器１４４、１４６、１４８の各非反転入力ノードに結合される。各増幅器１４４、１４６、１４８と結合する抵抗器１３８、１４０、１４２は、本明細書では電流検知回路と称される。

フィードバック信号１５０ａ、１５２ａ、１５４ａは、それぞれ抵抗器１３８、１４０、１４２を通って流れる電流を示すことを理解されたい。したがって、フィードバック信号１５０ａ、１５２ａ、１５４ａは、電流レギュレータ（例えば図１の２０、２２、２４）の入力に現われる電圧を示すわけではない。

増幅器１４４、１４６、１４８は、各電圧信号１６２、１６４、１６６を発生するように構成される。電圧信号１６２、１６４、１６６は、それぞれＦＥＴ １３２、１３４、１３６を通って流れる電流を示す電圧値を有する電圧信号であることが理解されよう。したがって、電圧信号１６２、１６４、１６６も、電流レギュレータ（例えば図１の２０、２２、２４）の入力に現われる電圧を示すわけではない。

電流レギュレータ２０、２２、２４に適切な動作を与えるのに十分に高い電圧を各電流レギュレータ２０、２２、２４で維持するのが望ましいことが、上記で図１とともに説明されている。電流レギュレータ２０、２２、２４のうちの１つまたは複数が、最も低い電圧を受け取る。したがって、回路１３０では、ＦＥＴのうち１つまたは複数が、電圧信号１６２、１６４、１６６の、最も高い電圧を有するものを受け取る。この最も高い電圧は、電流レギュレータ２０、２２、２４のうちの１つまたは複数が、ほとんど誤動作（すなわち停止）状態で誤動作に最も近づいたことを示す。

したがって、電圧信号１６２、１６４、１６６は、電圧信号１６２、１６４、１６６の中で最も高いものを選択して、それを最も高い電圧信号１６９として通すように構成された最大値選択回路１６８によって受け取られる。例示的最大値選択回路は、図７および図８とともに以下でより十分に説明される。

誤差増幅器１７０は、非反転入力ノードで最も高い電圧信号１６９を受け取るように結合される。また、誤差増幅器１７０は、非反転入力ノードで例えば２．５ボルトである基準電圧信号１７２を受け取るように結合される。誤差増幅器１７０は、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差入力ノード１２ｂに結合される誤差信号１７４を発生するように構成される。誤差増幅器１７０は、電流を供給する能力と電流を引き込む能力とが比較的均等な出力段（図示せず）を有することができる。いくつかの機構では、誤差増幅器１７０は、電流タイプの出力を供給する相互コンダクタンス増幅器である。

回路１３０は、誤差増幅器１７０の出力ノードに結合されたコンデンサ１７６を含むことができる。コンデンサ１７６は、誤差増幅器１７０の出力容量と、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂの入力容量との並列接続から成り得る。しかし、他のいくつかの機構では、コンデンサ１７６は別のコンデンサも同様に含むことができる。ある特定の機構では、コンデンサ１７６は約１００ピコファラドの値を有する。コンデンサ１７６は、ループフィルタをもたらすことができ、フィードバック制御ループを調整するように選択された値を有することができる。

制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂで誤差信号１７４を受け取るように結合される。また、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、入力ノード１２ｃで電源電圧Ｖｐｓを受け取り、かつ出力ノード１２ａで誤差信号１７４に応答して調整出力電圧１７８を発生するように結合される。調整出力電圧１７８は、図１の調整出力電圧３８と同一または類似であることを理解されたい。しかし、誤差信号１７４が図１の誤差信号３４とは別のやり方で発生されるので、調整出力電圧１７８が、調整出力電圧３８と正確に同一である必要性はない。

この機構では、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、ＦＥＴ １３２、１３４、１３６をすべて非飽和に保つように、すなわち、電圧信号１６２、１６４、１６６中の最も高いものを目標値未満に保ち、その一方で抵抗器１３８、１４０、１４２を通る電流を所定値に維持するように、主として制御される。増幅器、ＦＥＴ、および抵抗器のグループのそれぞれ、例えば増幅器１４４、ＦＥＴ １３２、および抵抗器１３８が、電流レギュレータとして動作し、各グループに対して、調整出力電圧１７８を調整することにより、電圧信号１６２、１６４、１６６のうち最も高いものを、正確に十分に高く制御する（例えば１ボルトのマージンを含むことができる）ことによって適切な動作が維持される。

所望の最大誤差信号１７４は、ＦＥＴ １３２、１３４、２３６のうち、直列接続されたＬＥＤ列１４、１６、１８のうち最大の電圧降下を有するものに関連したものの線形動作を達成する。ある特定の実施形態では、所望の最大誤差信号１７４は、５ボルト以下の出力信号１６２、１６４、１６６を発生することができる増幅器１４４、１４６、１４８によって、４ボルト以下である。

調整出力電圧３８の特定の目標値は図１とともに前述されており、同じ特定の目標値が、調整出力電圧１７８に対して同様に適合する。前述の誤差信号１７４は、調整出力電圧１７８の特定の目標値をほぼ達成する。

回路１３０の特定の要素は、単一の集積回路内に存在し得る。例えば、いくつかの機構では、ＦＥＴ １３２、１３４、１３６、抵抗器１３８、１４０、１４２、増幅器１４４、１４６、１４８、最大値選択回路１６８、誤差増幅器１７０、コンデンサ１７６、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２（上記で図２とともにより十分に説明されている）のいくつかの内部要素が、単一の集積回路内にあり得る。

いくつかの代替実施形態では、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の下端にそれぞれ結合されて示されたＦＥＴ １３２〜１３６、抵抗器１３８〜１４２、および増幅器１４４〜１４８は、代わりに、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の上端にそれぞれ結合され得る。

回路１３０は、従来技術に対して利点を有する。作動中、回路１３０は、ＦＥＴ １３２、１３４、１３６のどれも電流枯渇にならないこと、すなわち所望通りの電流調整が可能であることを保証する調整電圧１７８を達成するように、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２を調整することができる。それと対照的に、従来技術で使用する前述の最小値選択回路は、関連する電流レギュレータに十分な電圧を供給することができる所望の調整出力電圧１７８をもたらす。前述のように、従来技術の機構では、関連する電流レギュレータのどれも電流枯渇しないことを保証するために、例えば１ボルトの電圧マージンが用いられることが多い。したがって、従来技術は、電流レギュレータでいくらかの電力を電圧マージンとして浪費する傾向があるが、回路１３０は、マージンなしで、またはより小さなマージンで動作することができる。

次に図７を参照すると、回路２００は、図６の最大値選択回路１６８として使用することができる。回路２００は、ダイオード２０８、２１０、２１２の各カソード端に結合された３つの入力ノード２０２、２０４、２０６を含む。ダイオード２０８、２１０、２１２のアノード端は、ともに電流レギュレータ２１４の入力ノードおよび回路２００の出力ノード２１６に結合される。

出力ノード２１６に現われる出力信号ＶＭＡＸは、入力ノード２０２、２０４、２０６に現われる入力信号のうち最大のものであることが理解されよう。
次に図８を参照すると、別の回路２３０は、図６の最大値選択回路１６８として使用することができる。回路２３０は、ＦＥＴ ２３８、２４０、２４２の各ゲートに結合された３つの入力ノード２３２、２３４、２３６を含む。ＦＥＴ ２３８、２４０、２４２のドレインは、ともにＦＥＴ ２４４のソースに結合される。ＦＥＴ ２３８、２４０、２４２のソースは、ともに電流レギュレータ２５０の入力ノードに結合される。ＦＥＴ ２４４のゲートは、ＦＥＴ ２４６のゲートおよびＦＥＴ ２４４のソースに結合される。ＦＥＴ ２４６のソースは、回路２３０の出力ノード２５２に結合される。出力ノード２５２は、ＦＥＴ ２４８のゲートおよびドレインに結合される。ＦＥＴ ２４８のソースは、電流レギュレータ２５０の入力ノードに結合される。

出力ノード２５２に現われる出力信号ＶＭＡＸは、入力ノード２３８、２４０、２４２に現われる入力信号のうち最大のものであることが理解されよう。
次に図９を参照すると、この図では、図１および図５と同じ要素は同じ参照記号を有して示されており、例示的電子回路２７０は、電圧信号２７２、２７４、２７６をそれぞれ受け取るように結合されたスイッチ９８、１００、１０２を含む。電圧信号２７２、２７４、２７６は、それぞれ図１の電圧信号２６、２８、３０または図５の電圧信号９２、９４、９６と同一または類似のものであり得る。また、スイッチ９８、１００、１０２は、デジタルチャンネル選択モジュール２９６によって発生された制御信号２９８を受け取るように結合され、デジタルチャンネル選択モジュール２９６は、図５のデジタルチャンネル選択モジュール１１０とは異なるやり方でスイッチ９８、１００、１０２を開閉する。デジタルチャンネル選択モジュール２９６の動作は、以下でより十分に説明される。

誤差増幅器２９０は、反転入力ノードで複合信号２８６を受け取り、非反転入力ノードで例えば０．５ボルトである基準電圧１１５を受け取るように結合され、また、誤差信号３００を発生するように構成される。誤差増幅器２９０の出力段（図示せず）は、図５の誤差増幅器１１６と異なり、両方向に、概して対称な駆動能力で電流を供給するように構成され得る。いくつかの機構では、誤差増幅器２９０は、電流タイプの出力を供給する相互コンダクタンス増幅器である。

回路２７０は、誤差増幅器１１６の出力ノードに結合されたコンデンサ３０２を含むことができる。コンデンサ３０２は、誤差増幅器２９０の出力容量と、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂの入力容量との並列接続から成り得る。しかし、他のいくつかの機構では、コンデンサ３０２は別のコンデンサも同様に含むことができる。ある特定の機構では、コンデンサ３０２は約１００ピコファラドの値を有する。コンデンサ３０２は、ループフィルタをもたらすことができ、フィードバック制御ループを調整するように選択された値を有することができる。

制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の誤差ノード１２ｂで誤差信号３００を受け取るように結合される。また、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、入力ノード１２ｃで電源電圧Ｖｐｓを受け取り、かつ出力ノード１２ａで誤差信号３００に応答して調整出力電圧３０４を発生するように結合される。調整出力電圧３０４は、図１の調整出力電圧３８もしくは図５の調整出力電圧１２２と同一または類似であることを理解されたい。しかし、誤差信号３００が図１の誤差信号３４および図５の誤差信号１１８とは別のやり方で発生されるので、調整出力電圧３０４が、調整出力電圧３８、１２２と正確に同一である必要性はない。

また、電子回路２７０は、基準電圧１１５を受け取るように結合された入力ノードを有するコンパレータ２９２および複合信号２８６を受け取るように結合された別の入力ノードを含むことができる。コンパレータ２９４は、デジタルチャンネル選択モジュール２９６によって受け取られる比較信号２９４を発生するように構成される。

作動中、デジタルチャンネル選択モジュール２９６は、スイッチ９８、１００、１０２を一度に１つずつ閉じて、一度に１つずつ特定のチャンネルを選択する。デジタルチャンネル選択モジュール２９６は、例えば１マイクロ秒である少なくともいくらかの所定の最短期間にわたって、選択されたスイッチが閉じられた状態にしておく。誤差増幅器２９０およびコンパレータ２９４の両方が、スイッチ９８、１００、１０２のうち選択されたものによって、電圧信号２７２、２７４、２７６のうちの１つを受け取るように結合される。スイッチ９８、１００、１０２のうち選択された１つは、電流レギュレータ２０、２２、２４のうちの関連する１つが、適切な電流調整を達成するときまで、すなわち、その関連する電圧信号２７２、２７４、２７６が十分に高くなるまで、閉じられたままである。電流レギュレータ２０、２２、２４のうち関連する１つが、適切な電流調整を達成したとき、次いでデジタルチャンネル選択モジュール２９６は、次のチャンネルへ切り換え、すなわちスイッチ９８、１００、１０２のうち別の１つを選択して閉じる。デジタルチャンネル選択モジュール２９６の動作はこのように継続し、スイッチ９８、１００、１０２を通して連続して順に行う。

この機構では、部分的にはコンデンサ３０２によってもたらされる平均化により、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、電圧信号２７２、２７４、２７６のうち最も低い１つまたは複数によって主に制御され、この電圧信号は、スイッチ９８、１００、１０２のうち関連する１つの閉時間が最長になる傾向があり、電圧信号２７２、２７４、２７６の他のものは、より小さい影響を受け得る。したがって、電流レギュレータ２０、２２、２４の、関連する１つの適切な動作を、そうでなければ低すぎてもたらすことができないはずの電圧信号２７２、２７４、２７６が、誤差信号３００の増加をもたらすことになり、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の調整出力電圧３０４を高める傾向がある。

この機構では、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、電圧信号２７２、２７４、２７６のうち最も低い電圧を有する１つまたは複数によって主に制御される。しかし、電圧信号２７２、２７４、２７６の他のものも誤差信号３００に寄与するが、影響はより小さい。

調整出力電圧３８の特定の目標値は図１とともに前述されており、同じ特定の目標値が、調整出力電圧３０２に対して同様に適合する。前述の誤差信号３００は、電圧信号２７２、２７４、２７６のうち最も低い１つまたは複数によって支配され、調整出力電圧３０４の特定の目標値をほぼ達成する。

回路２７０の特定の要素は、単一の集積回路内に存在し得る。例えば、いくつかの機構では、電流レギュレータ２０、２２、２４、スイッチ１０４、１０６、１０８、デジタルチャンネル選択回路２９６、誤差増幅器２９０、コンパレータ２９２、コンデンサ３０２、および制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２（上記で図２とともにより十分に説明されている）のいくつかの内部要素が、単一の集積回路内にあり得る。

いくつかの代替機構では、誤差増幅器２９０は、スイッチ９８、１００、１０２の閉じたものに関連したコンパレータからの出力の重み付き合計を発生するデジタル積分器（またはカウンタ）に結合されたコンパレータで置換され得る。他の代替機構では、誤差増幅器２９０は、電流レギュレータ２０、２２、２４のすべてが適切に調整していると判断されるときに限ってゼロ状態を呈する（より低い調整出力電圧３０４を要求する）出力信号を発生するコンパレータで置換され得る。

いくつかの代替実施形態では、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の下端（カソード）にそれぞれ結合されて示された電流レギュレータ２０〜２４は、代わりに、直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８の上端（アノード）にそれぞれ結合され得る。これらの実施形態では、入力ノード２０ａ〜２４ａは、調整出力電圧３８を受け取るように結合され、また出力ノード２０ｂ〜２４ｂは、それぞれ直列接続されたＬＥＤ列１４〜１８のアノード端に結合される。さらに、これらの実施形態では、スイッチ９８〜１０２は、出力ノード２０ｂ〜２４ｂに結合され、これらの出力ノードは、入力ノード２０ａ〜２４ａの代わりに電圧検知ノードになり、また、誤差増幅器２９０の非反転入力は、別々の基準電圧を受け取るように結合される。

回路２７０は、従来技術に対して利点を有する。例えば、回路２７０は、前述の最小値選択回路の必要性を避け、このことは、集積回路のダイ面積の縮小をもたらすことができる。

図１、図３、図４、図５、図６、図７、図８および図９の機構は、３列の直列接続された発光ダイオードを示す。しかし、３列より多い直列接続された発光ダイオードまたは１列を含む３列未満の直列接続された発光ダイオードに適合するように、他の回路が拡大または縮小され得ることが理解されよう。

前述のように、図１、図４、図５、図６および図９の機構は、直列接続されたＬＥＤ列１４、１６、１８のアノード端、および直列接続されたＬＥＤ列１４、１６、１８のカソード端とアースとの間に結合された電流レギュレータ（例えば図１の２０、２２、２４）または他の構成要素（例えば図６の１３２、１３４、１３６）に結合された制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の調整出力電圧を示す。制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の調整出力電圧が、代わりに電流レギュレータに結合され、その結果として、電流レギュレータが、直列接続されたＬＥＤ列１４、１６、１８のアノード端に結合され、これらのＬＥＤ列がカソード端でアースに結合される、他の類似の機構も可能であることが理解されよう。さらに、制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１２の調整出力電圧がマイナス電圧であるさらに別の機構が可能である。

本明細書に引用されたすべての参考文献は、参照によってその全体が本明細書に組み込まれる。本発明の好ましい実施形態を説明してきたが、それらの概念を組み込む他の実施形態が用いられ得ることが、ここで当業者には明らかであろう。

したがって、これらの実施形態が、開示された実施形態に限定されるべきでなく、むしろ添付の特許請求の範囲の趣旨および範囲によってのみ限定されるべきであると考えられる。

Claims (28)

1. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路であって、
   各電流レギュレータが、各入力ノードおよび各出力ノードを有し、前記入力ノードまたは前記出力ノードは、前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に結合され、各電流レギュレータは、前記複数の直列接続された発光ダイオード列が結合されている前記各１つを通して、各所定の電流を流すように構成される、複数の電流レギュレータと、
   複数の入力ノードおよび１つの出力ノードを備え、前記複数の各入力ノードは、前記複数の電流レギュレータの各１つの前記入力ノードまたは前記出力ノードに結合され、前記多入力誤差増幅器は、前記誤差増幅器の前記出力ノードで誤差信号を発生するように構成される、多入力誤差増幅器と、
   を備える電子回路。
2. 前記誤差信号は、前記複数の電流レギュレータの前記入力ノードまたは前記出力ノードに現われる信号の算術平均を示す、請求項１に記載の電子回路。
3. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータが前記誤差信号を受け取るように結合され、前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧を受け取るように構成された入力ノードおよび前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって調整出力電圧が発生される出力ノードを備え、前記誤差信号は、前記調整出力電圧を制御するように構成される、請求項１に記載の電子回路。
4. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチングレギュレータを備える、請求項３に記載の電子回路。
5. 前記誤差信号は、前記複数の電流レギュレータの前記入力ノードまたは前記出力ノードに現われる信号の算術平均を示す、請求項４に記載の電子回路。
6. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路であって、
   各電流レギュレータは、各入力ノードおよび各出力ノードを有し、前記入力ノードまたは前記出力ノードは、複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に結合され、各電流レギュレータは、前記複数の直列接続された発光ダイオード列が結合されている前記各１つを通して、各所定の電流を流すように構成される、複数の電流レギュレータと、
   それぞれが各入力ノードおよび各出力ノードを有し、複数の各入力ノードは、前記複数の電流レギュレータの各１つの前記入力ノードまたは前記出力ノードに結合され、前記出力ノードは、結合ノードに結合され、前記結合ノードで誤差信号を発生するように構成される、複数の誤差増幅器と、
   を備える電子回路。
7. 各前記複数の誤差増幅器は、供給することができる電流の量と異なる量の電流を引き込むことができるように構成される、請求項６に記載の電子回路。
8. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは前記誤差信号を受け取るように結合され、前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧を受け取るように構成された入力ノードおよび前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって調整出力電圧が発生される出力ノードを備え、前記誤差信号は、前記調整出力電圧を制御するように構成される、請求項６に記載の電子回路。
9. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチングレギュレータを備える、請求項８に記載の電子回路。
10. 各前記複数の誤差増幅器は、供給することができる電流の量と異なる量の電流を引き込むことができるように構成される、請求項９に記載の電子回路。
11. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路であって、
    各電流レギュレータは、各入力ノードおよび各出力ノードを有し、前記入力ノードまたは前記出力ノードは、前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に結合され、各電流レギュレータは、前記複数の直列接続された発光ダイオード列が結合されている前記各１つを通して、各所定の電流を流すように構成される、複数の電流レギュレータと、
    各複数のスイッチは、各入力ノード、各出力ノード、および各制御ノードを有し、前記複数のスイッチの各前記入力ノードは、前記複数の電流レギュレータの各１つの前記入力ノードまたは前記出力ノードに結合され、前記複数のスイッチの前記出力ノードは共に結合されて複合信号をもたらす、複数のスイッチと、
    前記複数のスイッチの前記制御ノードに結合されて各前記複数のスイッチを順次にかつ周期的に閉じるように構成される、デジタルチャンネル選択回路と、
    入力ノードおよび出力ノードを備え、前記入力ノードは、前記複合信号を受け取るように結合され、前記出力ノードで誤差信号を発生するように構成される、誤差増幅器と、
    を備える電子回路。
12. 前記誤差増幅器は、供給することができる電流の量と異なる量の電流を引き込むことができるように構成される、請求項１１に記載の電子回路。
13. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは前記誤差信号を受け取るように結合され、前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧を受け取るように構成された入力ノードおよび前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって調整出力電圧が発生される出力ノードを備え、前記誤差信号は、前記調整出力電圧を制御するように構成される、請求項１１に記載の電子回路。
14. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチングレギュレータを備える、請求項１３に記載の電子回路。
15. 前記誤差増幅器は、供給することができる電流の量と異なる量の電流を引き込むことができるように構成される、請求項１４に記載の電子回路。
16. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路であって、
    複数の各電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が、それぞれドレイン、ソース、およびゲートを有し、各ＦＥＴが、前記各ドレインから前記各ソースへ所定の電流を流すように構成されている、複数の電界効果トランジスタと、
    複数の各抵抗器が第１の端および第２の端を有し、前記第１の端で前記複数のＦＥＴのうちの１つの各ソースに結合された各抵抗器が各電流検知ノードを形成し、各ＦＥＴの前記ドレインまたは各抵抗器の前記第２の端は、前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの端に結合される、複数の抵抗器と、
    複数の各増幅器が、各電流検知ノードに結合された各入力ノードおよび各ＦＥＴの各ゲートに結合された各出力ノードを有し、各前記複数の増幅器は、前記各ＦＥＴが前記各ドレインから前記各ソースへ前記所定の電流を流すように、前記各出力ノードで前記各ＦＥＴの制御を指示する各制御電圧信号を発生するように構成される、複数の増幅器と、
    前記複数の増幅器から前記制御電圧信号を受け取るように結合された複数の入力ノードおよび１つの出力ノードを有し、前記制御電圧信号中の最大の電圧信号を選択し、かつ前記制御電圧信号中の最大の電圧信号を示す信号を前記出力ノードで発生するように構成される、最大値選択回路と、
    入力ノードおよび出力ノードを有し、前記入力ノードは、前記最大値選択回路の前記出力ノードに結合され、前記誤差増幅器の前記出力ノードで誤差信号を発生するように構成される、誤差増幅器と、
    を備える電子回路。
17. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは前記誤差信号を受け取るように結合され、前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧を受け取るように構成された入力ノードおよび前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって調整出力電圧が発生される出力ノードを備え、前記誤差信号は、前記調整出力電圧を制御するように構成される、請求項１６に記載の電子回路。
18. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチングレギュレータを備える、請求項１７に記載の電子回路。
19. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動するための電子回路であって、
    複数の各電流レギュレータが、各入力ノードおよび各出力ノードを有し、前記入力ノードまたは前記出力ノードは、前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に結合され、各電流レギュレータが、前記複数の直列接続された発光ダイオード列が結合されている前記各１つを通して、各所定の電流を流すように構成される、複数の電流レギュレータと、
    複数の各スイッチが各入力ノード、各出力ノード、および各制御ノードを有し、各前記入力ノードが、各前記複数の電流レギュレータの１つの前記入力ノードまたは前記出力ノードに結合され、前記出力ノードが共に結合されて複合信号をもたらす、複数のスイッチと、
    前記複合信号を受け取るように結合されて比較信号を発生するように構成されたコンパレータと、
    前記比較信号を受け取るように前記複数のスイッチの前記制御ノードに結合されて前記比較信号に応答する期間にわたって各前記複数のスイッチを順次に閉じるように構成される、デジタルチャンネル選択回路と、
    入力ノードおよび出力ノードを有し、前記入力ノードが、前記複合信号を受け取るように結合され、前記出力ノードで誤差信号を発生するように構成される誤差増幅器と、
    を備える電子回路。
20. 前記誤差増幅器は、供給することができる電流の量と異なる量の電流を引き込むことができるように構成される、請求項１９に記載の電子回路。
21. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは前記誤差信号を受け取るように結合され、前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧を受け取るように構成された入力ノードおよび前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータによって調整出力電圧が発生される出力ノードを備え、前記誤差信号は前記調整出力電圧を制御するように構成される、請求項１９に記載の電子回路。
22. 前記制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチングレギュレータを備える、請求項２１に記載の電子回路。
23. 前記誤差増幅器は、供給することができる電流の量と異なる量の電流を引き込むことができるように構成される、請求項２２に記載の電子回路。
24. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法であって、
    前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すように試行し、前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる各電圧をもたらすステップと、
    各前記電圧を合計して前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための誤差信号を発生するステップと、
    を含む方法。
25. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法であって、
    前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すように試行し、前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる各電圧をもたらすステップと、
    各前記電圧を示す各中間信号を発生するステップと、
    前記中間信号を合計して前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための誤差信号を発生するステップと、
    を含む方法。
26. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法であって、
    前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すように試行し、前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる各電圧をもたらすステップと、
    各前記電圧を順次にかつ周期的にサンプリングして電圧サンプルを発生するステップと、
    前記電圧サンプルを合計して前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための誤差信号を発生するステップと、
    を含む方法。
27. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法であって、
    各フィードバック電流制御回路を有する前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すように試行し、前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる各電圧をもたらすステップと、前記フィードバック回路の制御ノードは、前記各電圧の変化と反対の方向へ変化する制御電圧を発生し、
    前記制御電圧中の最大の電圧を検出するステップと、
    前記制御電圧中の前記最大の電圧を示す誤差信号を発生して前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するステップと、
    を含む方法。
28. 制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いて複数の直列接続された発光ダイオード列を駆動する方法であって、
    前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つを通して、各所定の電流を流すように試行し、前記複数の直列接続された発光ダイオード列の各１つの一端に現われる各電圧をもたらすステップと、
    各前記電圧を順次にサンプリングして電圧サンプルを発生するステップと、
    各前記電圧サンプルを閾値信号と比較して比較信号を発生するステップと、各前記電圧サンプルは、前記比較信号に応答する期間を有し、
    前記電圧サンプルを合計して前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための誤差信号を発生するステップと、
    を含む方法。

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