JP5666268B2 - 半導体集積回路およびその動作方法 - Google Patents

Description

本発明は発光素子を制御駆動するための半導体集積回路およびその動作方法に関し、特に温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても最適な駆動電圧を生成して、システムの消費電力を低減するのに有効な技術に関するものである。

発光ダイオード(ＬＥＤ：Light Emitting Diode)は順方向に電圧を印加することで発光する半導体素子であり、発光原理はエレクトロルミネセンス(ＥＬ：Electro-Luminescence)効果を利用したものであり、有機ＥＬ(ＯＬＥＤｓ：Organic light-emitting diodes)も発光ダイオード(ＬＥＤ)に含まれる。

発光ダイオードは半導体のＰＮ接合構造を利用するものであり、発光は電子の持つエネルギーを直接、光エネルギーに変換されるもので熱や運動のエネルギーの介在を必要としない。順方向印加電圧によって電子と正孔とはそれぞれ伝導帯と価電子帯とを流れ、ＰＮ接合部付近において禁制帯(バンドギャップ)を越えて電子と正孔とが再結合する。再結合の際には、略禁制帯幅に相当するエネルギーが、光子すなわち光として放出される。放出される光の波長は半導体材料のバンドギャップによって決定されて、基本的には単一色の発光となる。また、青色や紫や紫外線を発する発光ダイオードの表面に蛍光塗料を塗布することによって、白色や電球色等様々な中間色の発光ダイオードも製造されている。

発光ダイオードの発光には、ＰＮ接合の順方向電圧Ｖ_F以上の供給電圧を陽極(アノード)と陰極(カソード)との間に印加する必要が有り、発光ダイオードの発光量は順方向電流量に応じたものとなる。また発光ダイオードの順方向電圧Ｖ_Fは発光色によって相違するものであり、赤外では１．４V程度、赤色や橙色や黄色や緑色では２．１Ｖ程度、白色や青色では３．５Ｖ程度、紫外線では４．５V−６Ｖ程度となる。

発光ダイオードの発光色に対応して、以下の半導体材料を使用することにより、種々の発光色の発光ダイオードを製造することが可能である。

アルミニウムガリウムヒ素(ＡｌＧａＡｓ)−赤外線・赤
ガリウムヒ素リン(ＧａＡｓＰ)−赤・橙・黄
インジウム窒化ガリウム(ＩｎＧａＮ)／窒化ガリウム(ＧａＮ)／アルミニウム窒化ガリウム(ＡｌＧａＮ)−(橙・黄・)緑・青・紫・紫外線
リン化ガリウム(ＧａＰ)−赤・黄・緑
セレン化亜鉛(ＺｎＳｅ)−緑・青
アルミニウムインジウムガリウムリン(ＡｌＧａＩｎＰ)−橙・黄橙・黄・緑

一方、白色光は可視光線全域の連続スペクトルによって実現される光であるのに対して、発光ダイオードは特定の範囲の波長のみを発光するので、本来の意味での白色発光ダイオードは実現できない。しかし人間の眼の性質を使用した擬似白色発光ダイオードが提案されている。この発光ダイオードは、人間の眼には光の三原色の混合や補色関係にある２色の混合も白色に見えると言う性質を使用したもので、これを白色光の代用とするものである。

例えば、蛍光体方式の白色発光ダイオードは、青またはそれよりも波長の短い発光ダイオードと蛍光体を組み合わせた方式で、発光ダイオードのチップを蛍光体で被覆した構造となっている。これを点灯させると、蛍光による光と蛍光体を透過した発光ダイオードの光との混合が得られ、蛍光波長や蛍光体の厚さ等を調整することで白色光を得ることが可能となる。

青黄色系擬似白色発光ダイオードは現在の白色発光ダイオードの主流であり、視感度の高い波長の黄色に蛍光する蛍光体と青色発光ダイオードとを組み合わせることによって視覚的に大変に明るい白色発光ダイオードを実現している。

また発光ダイオード(ＬＥＤ)は低消費電力、長寿命、小型であるため数多くの電子機器に利用されている。具体的な応用としては、信号機、交通関連での駅・空港の案内表示、大型ビジョン、看板等、液晶テレビやノートパソコンのバックライト、ＬＥＤディスプレイ、屋内・屋外照明用のＬＥＤ照明等に応用され、現在その応用範囲の拡大が進行している。

近年、大型液晶ディスプレイのバックライト光源としての白色発光ダイオードのＬＥＤアレーを駆動するドライバが、半導体メーカー各社から発表されている。このドライバは複数のＬＥＤストリング(系列)を並列に駆動可能とされ、複数のＬＥＤストリングの各ストリングでは複数個の発光ダイオード(ＬＥＤ)が直列に接続可能とされる。

下記特許文献１には、各系列に複数個の複数の発光素子を含む複数の発光素子系列を駆動可能な発光素子駆動装置において、発光素子の特性のばらつきに関係なく、定電流ドライブを行って、電力損失を低減することが記載されている。複数の発光素子系列に含まれた最上段の複数の発光素子の複数の陽極には昇圧スイッチング電源回路から生成される高電圧が共通に供給され、複数の発光素子系列に含まれた最下段の複数の発光素子の複数の陰極はそれぞれ複数の定電流ドライバによって駆動される。更に最下段の複数の発光素子の複数の陰極の複数の電圧、すなわち複数の定電流ドライバに印加される複数の電圧は選択回路に供給され、選択回路は複数の電圧から最低電圧を選択して検出電圧として制御回路にフィードバックする。制御回路は検出電圧が基準電圧と等しくなるような制御信号を生成するので、昇圧スイッチング電源回路は制御信号に応答して高電圧の大きさが制御されて、検出電圧は基準電圧と等しくなる。基準電圧の値は、複数の定電流ドライバのトランジスタに確実に定電流が流れるように活性領域と飽和領域の境界よりも若干余裕を持った活性領域でトランジスタが動作するように設定される。その結果、最低電圧が基準電圧と等しくなるように昇圧スイッチング電源回路の高電圧が自動的に制御されるので、複数のＬＥＤ素子に特性のばらつきがあっても、各ＬＥＤ素子を十分発光させるとともに、複数の定電流ドライバの損失を低減することができる。

下記非特許文献１には、白色発光ダイオードのＬＥＤアレーを光源とする大型液晶ディスプレイのために設計された白色発光ダイオードの高効率ドライバが記載されている。ＬＥＤアレーは、ストリング当り１０個の直列接続されたＬＥＤを有する８ストリングまで並列に構成されることか可能である。８ストリングの最上段のＬＥＤの複数の陽極にはインダクタとパワーＭＯＳトランジスタと整流ダイオードと容量とで構成されたステップアップコントローラから生成される出力電圧が共通に供給されて、８ストリングの最下段の複数のＬＥＤの複数の陰極はそれぞれ複数の電流源によって駆動される。複数の電流源の各電流源は、差動増幅器とＮチャンネルＭＯＳトランジスタと抵抗によって構成される。複数の電流源の駆動電圧である複数のフィードバック電圧の最低電圧をステップアップコントローラが自動的に選択することにより、出力電圧が調整される。

特開２００３−３３２６２４号 公報

製品名 ＭＡＸ１７０６１ データ・シート "ＭＡＸＩＭ ８−Ｓｔｒｉｎｇ Ｗｈｉｔｅ ＬＥＤ Ｄｒｉｖｅｒ ｗｉｔｈ ＳＭＢｕｓ ｆｏｒ ＬＥＤ Ｐａｎｅｌ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ"ｐｐ．１〜２６， （Ｃ） ２００８ Ｍａｘｉｍ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｐｒｏｄｕｃｔｓｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍａｘｉｍ−ｉｃ．ｃｏｍ／ｄａｔａｓｈｅｅｔ／ｉｎｄｅｘ．ｍｖｐ／ｉｄ／５４４５[平成２２年１０月１５日検索]

本発明者等は本発明に先立ってテレビジョン受像機等に使用される大型液晶ティスプレイのバックライト光源として使用可能な白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の開発に従事した。

図１は、本発明に先立って本発明者等によって検討された白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。

図１に示した白色ＬＥＤアレーの半導体集積回路１は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、８チャンネル(８ストリング)の定電流ドライバ２０と、ロジックユニット３０と、基準電圧生成部４０によって構成され、ロジックユニット３０は１２ビット(４０９６階調)調光コントローラ３１を含むものである。

図１に示すように、半導体集積回路１には、例えば１０Ｖ〜２６．０Ｖの電圧範囲を有する入力ＤＣ電圧Ｖ_INが供給され、更に半導体集積回路１には、インダクタ２とＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３と例えばショットキーダイオードである整流ダイオード４と平滑容量５とフィードバック回路６とが接続可能とされている。インダクタ２の一端には入力ＤＣ電圧Ｖ_INが接続され、インダクタ２の他端はパワーＭＯＳトランジスタ３のドレイン端子と整流ダイオード４のアノードに接続され、整流ダイオード４のカソードはフィードバック回路６と平滑容量５と８チャンネルの最上段のＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ８１の複数の陽極(ANODE)に接続される。８チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６…Ｄ８６の複数の陰極(CATHODE)は、定電流ドライバ２０の内部の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８に接続されて、定電流ドライバ２０の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の定電流設定端子ＳＯ１…ＳＯ８と接地電位との間にはそれぞれ定電流設定抵抗Ｒｓが接続されている。

定電流ドライバ２０のドライバユニット２１は差動増幅器２１１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２とによって構成され、差動増幅器２１１の非反転入力端子に参照電圧Ｖrefが供給され、差動増幅器２１１の出力端子はＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲート端子に接続され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のソース端子は差動増幅器２１１の反転入力端子と定電流設定抵抗Ｒｓの一端とに接続され、定電流設定抵抗Ｒｓの他端は接地電位に接続され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のドレイン端子はドライバユニット２１の出力端子ＯＵＴ１を介して第１チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６の陰極に接続される。

定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の差動増幅器２１１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２はボルテージフォロワとして動作するので、定電流設定抵抗Ｒｓの両端に参照電圧Ｖrefが供給されることによって、第１チャンネルのＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ１６に流入する第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の電流値が設定される。定電流ドライバ２０内部のその他のチャンネルのドライバユニット２１(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様に、ボルテージフォロワ動作の差動増幅器とＮチャンネルＭＯＳトランジスタによって構成され、その他の第２チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜2＞(図示せず)…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の電流値が設定される。

更に、８チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６…Ｄ８６の複数の陰極の電圧、すなわち定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８の複数の駆動出力電圧は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の複数の反転入力端子に供給されている。

ロジックユニット３０は調光コントローラ３１には、調光クロックＤＰＷＭＣＬＫに同期して、１ビットシリアル調光制御データが供給される。調光コントローラ３１は、調光制御データに応答して、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８に調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞を供給する。調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞の各駆動信号は、ハイレベルの期間とローレベルの期間の比によって、ＬＥＤの発光輝度を調光することが可能である。

基準電圧生成部４０は、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８の差動増幅器２１１の非反転入力端子の参照電圧Ｖrefと定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のドレイン・ソース間飽和電圧Ｖ_SATのオフセットの加算による加算電圧Ｖref＋Ｖ_SATを、基準電圧Ｖ_REFとして昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、誤差増幅器１１とコントローラ１２とによって構成されている。誤差増幅器１１の非反転入力端子に基準電圧生成部４０から生成される基準電圧Ｖ_REFが供給され、誤差増幅器１１の複数の反転入力端子にドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８の複数の駆動出力電圧が供給され、誤差増幅器１１の最後の反転入力端子にフィードバック回路６から生成されるフィードバック電圧Ｖ_FBが供給される。尚、フィードバック電圧Ｖ_FBは、整流ダイオード４のカソードから生成される昇圧出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTをフィードバック回路６の２個の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧することによって生成したものである。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０とインダクタ２とＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３と整流ダイオード４と平滑容量５によって構成されるスイッチングレギュレータは、パワーＭＯＳトランジスタ３のオン期間とパワーＭＯＳトランジスタ３のオフ期間とを反復することによって整流ダイオード４のカソードから昇圧出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを生成するパルス幅変調(ＰＷＭ)動作を実行するものである。

インダクタ２のインダクタンスをＬ、時間をｔとすると、パワーＭＯＳトランジスタ３のオン期間には、次式で与えられる電流がインダクタ２とパワーＭＯＳトランジスタ３とを介して入力ＤＣ電圧Ｖ_INから接地電位に流れる。

Ｉ_ON＝Ｖ_IN・ｔ／Ｌ …(１)式

オン期間の後のパワーＭＯＳトランジスタ３のオフ期間には、次式で与えられる電流がインダクタ２と整流ダイオード４を介して入力ＤＣ電圧Ｖ_INから平滑容量５に流れる。

Ｉ_OFF＝(Ｖ_IN−Ｖ_OUT)・ｔ／Ｌ …(２)式

パワーＭＯＳトランジスタ３のオン期間をＴ_ONとし、パワーＭＯＳトランジスタ３のオフ期間をＴ_OFFとすると、この両方の期間の境界で(１)式で与えられる電流と(２)式で与えられる電流とは、等しくならなければならない。従って、次式が得られる。

Ｖ_IN・Ｔ_ON／Ｌ＝(Ｖ_IN−Ｖ_OUT)・Ｔ_OFF／Ｌ …(３)式

この(３)式を展開すると、次式の関係が得られる。

Ｖ_OUT＝(１＋(Ｔ_ON／Ｔ_OFF) )・Ｖ_IN …(４)式

この(４)式は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０とインダクタ２とＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３と整流ダイオード４と平滑容量５によって構成されるスイッチングレギュレータが、入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも大きな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを生成することを示すものである。

一方、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのフィードバック回路６の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧によって生成されるフィードバック電圧Ｖ_FBが誤差増幅器１１の最後の反転入力端子に供給され、誤差増幅器１１の非反転入力端子に基準電圧生成部４０から生成される基準電圧Ｖ_REFが供給されているので、フィードバック電圧Ｖ_FBの電圧レベルは基準電圧Ｖ_REFの電圧レベルと一致するように誤差増幅器１１が動作して出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが生成される。すなわち、この両方の電圧レベルが一致するように、コントローラ１２はパルス幅変調(ＰＷＭ)の三角波形の上昇期間と下降期間の比によってオン期間Ｔ_ONとオフ期間Ｔ_OFFの比を決定するものである。

上記特許文献１の記載および上記非特許文献１の記載と略同様に、８チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６…Ｄ８６の複数の陰極の電圧、すなわち定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８の複数の駆動出力電圧は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の複数の反転入力端子に供給され、誤差増幅器１１は複数の駆動出力電圧の最低電圧を選択する。更に誤差増幅器１１は、選択された最低電圧の電圧レベルが昇圧基準電圧Ｖ_REF(＝Ｖref＋Ｖ_SAT)と等しくなるようにコントローラ１２を制御するので、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが最終的に調整される。従って、複数の駆動出力電圧の最低電圧が基準電圧Ｖ_REF(＝Ｖref＋Ｖ_SAT)と等しくなるように出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが自動的に制御されるので、複数のＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６に特性のばらつきがあっても、各ＬＥＤ素子を十分発光させるとともに、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８の損失を低減することが可能となる。

図１に示した白色ＬＥＤアレーの半導体集積回路１では、温度上昇やＬＥＤ素子の特性ばらつき等の原因により複数のＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６のＰＮ接合の順方向電圧Ｖ_Fが減少した場合には、誤差増幅器１１によって選択された最低電圧の電圧レベルが増大する。従って、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１とコントローラ１２とは、増大された選択最低電圧の電圧レベルが基準電圧Ｖ_REF(＝Ｖref＋Ｖ_SAT)まで低下するように出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを低下させる。

更に図１に示した白色ＬＥＤアレーの半導体集積回路１では、温度低下やＬＥＤ素子の特性ばらつき等の原因により複数のＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６のＰＮ接合の順方向電圧Ｖ_Fが増大した場合には、誤差増幅器１１によって選択された最低電圧の電圧レベルが減少する。従って、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１とコントローラ１２とは、減少された選択最低電圧の電圧レベルが基準電圧Ｖ_REF(＝Ｖref＋Ｖ_SAT)まで増大するように出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを上昇させる。しかし、図１のスイッチングレギュレータには出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの上昇限界があるので、上昇限界以上に出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを上昇させることは不可能である。

従って、図１に示した白色ＬＥＤアレーの半導体集積回路１では、極度の温度低下やＬＥＤ素子の極度の特性ばらつき等の原因によって複数のＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６のＰＮ接合の順方向電圧Ｖ_Fが極度に増大した場合には、減少した選択最低電圧の電圧レベルを基準電圧Ｖ_REF(＝Ｖref＋Ｖ_SAT)まで増大させることが不可能となる。

その結果、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値よりも低下する。従って、定電流設定抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下は参照電圧Ｖrefよりも顕著に低下するので、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の差動増幅器２１１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２は低下した定電流設定抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下が参照電圧Ｖrefまで増大させようと動作する。すなわち、ドライバユニット２１の差動増幅器２１１はＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲートに極度に高いレベルの出力電圧を供給して、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の減少を補償しようとする。

しかしながら、選択最低電圧の電圧レベルの減少と同様に、第１チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６の陰極に接続されたドライバユニット２１の出力端子ＯＵＴ１、すなわちＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のドレイン端子の第１チャンネル駆動出力電圧の電圧レベルも、基準電圧Ｖ_REF(＝Ｖref＋Ｖ_SAT)よりも相当低い電圧レベルとなっている。従って、ＭＯＳトランジスタ２１２のゲートには相当高いレベルのゲート駆動電圧が供給されているが、ＭＯＳトランジスタ２１２のドレイン・ソース間には相当低いドレイン・ソース間電圧が供給されている。

従って、このような動作電圧の供給状況においては、ＭＯＳトランジスタ２１２は、定電流特性を得るのに好適なＭＯＳトランジスタの飽和領域(ドレイン電流が、略ドレイン・ソース間電圧と無関係に一定の領域)で動作することはできず、定電流特性を得るのに不都合なＭＯＳトランジスタの線型領域(ドレイン電流が、略ドレイン・ソース間電圧に依存して変化する領域)で動作するものとなる。その結果、ドライバユニット２１の差動増幅器２１１がＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲートに極度に高いレベルの出力電圧を供給したとしても、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の減少を補償することは不可能なものであり、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞が減少してしまう。定電流ドライバ２０内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様であって、その他の第２チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜2＞(図示せず)…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の各電流値も初期の正常な定電流値よりも低下することが、本発明に先立った本発明者等による検討によって明らかとされた。

また、ドライバユニット２１…２８による第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜８＞の駆動状態によって、基準電圧Ｖ_REFと同等の電圧に設定される箇所が出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８とフィードバック電圧Ｖ_FBとのいずれかに頻繁に選択され切り換わるので、システムが安定化されず不安定な動作に陥りやすいことも、本発明に先立った本発明者による検討によって明らかとされた。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等による検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても最適な駆動電圧を生成することで、システムの消費電力を低減することが可能な発光素子制御駆動用半導体集積回路を提供することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、本発明の代表的な実施の形態は、発光素子アレーの複数のチャンネルを並列に駆動することが可能な半導体集積回路(１)である。

前記半導体集積回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)と、電流ドライバ(２０)と、ロジックユニット(３０)と、Ｄ／Ａ変換器(５０)とを具備する。

前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧(Ｖ_IN)を昇圧又は降圧して生成される出力ＤＣ電圧(Ｖ_OUT)を、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の一端(ANODE)に共通に供給する。

前記電流ドライバは、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の他端(CATHODE)を駆動する複数のドライバユニット(２１…２８)を有する。

前記複数のドライバユニットの各ドライバユニットは、前記発光素子アレーの各チャンネルの各他端を駆動する駆動トランジスタ(２１２)と、前記駆動トランジスタの駆動電流の異常を検出する検出器(２１３)とを含む。

前記ロジックユニットは、前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットの複数の前記検出器から生成される複数の検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞)に応答して、デジタルデータ(ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞)を生成して前記Ｄ／Ａ変換器の入力端子に供給する。

前記Ｄ／Ａ変換器は、前記デジタルデータに応答して、アナログ電圧を生成して前記ＤＣ−ＤＣコンバータに基準電圧(Ｖ_REF)として供給する。

前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの逐次更新によって、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号の全てが前記駆動電流の前記異常を示さない全チャンネルの正常動作での最低の前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行する(図２参照)。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、本発明によれば、温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても最適な駆動電圧を生成することで、システムの消費電力を低減することができる。

図１は、本発明に先立って本発明者等によって検討された白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。 図２は、本発明の実施の形態１による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。 図３は、図２に示す本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１によって実行される出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作を説明するための半導体集積回路１の各部の波形を示す図である。 図４は、図２に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１による白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作の間に所定の時間が経過すると図３に示した出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション(校正)動作を定期的に実行する様子を示す図である。 図５は、図２に示す本発明の制御駆動半導体集積回路１において実行される本発明の実施の形態２による出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作の処理フローを示す図である。 図６は、本発明の実施の形態３による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。 図７は、本発明の実施の形態４による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。 図８は、本発明の実施の形態５による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。

１．実施の形態の概要
まず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。

代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態は、発光素子アレーの複数のチャンネルを並列に駆動することが可能な半導体集積回路(１)である。

前記半導体集積回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)と、電流ドライバ(２０)と、ロジックユニット(３０)と、Ｄ／Ａ変換器(５０)とを具備する。

前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧(Ｖ_IN)を昇圧又は降圧して生成される出力ＤＣ電圧(Ｖ_OUT)を、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の一端(ANODE)に共通に供給可能とされる。

前記電流ドライバは、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の他端(CATHODE)を駆動可能とされた複数のドライバユニット(２１…２８)を有する。

前記複数のドライバユニットの各ドライバユニットは、前記発光素子アレーの各チャンネルの各他端を駆動する駆動トランジスタ(２１２)と、前記駆動トランジスタの駆動電流の異常を検出可能な検出器(２１３)とを含む。

前記ロジックユニットは、前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットの複数の前記検出器から生成される複数の検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞)に応答して、デジタルデータ(ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞)を生成して前記Ｄ／Ａ変換器の入力端子に供給可能とされる。

前記Ｄ／Ａ変換器は、前記デジタルデータに応答して、アナログ電圧を生成して前記ＤＣ−ＤＣコンバータに基準電圧(Ｖ_REF)として供給可能とされる。

前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの逐次更新によって、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号の全てが前記駆動電流の前記異常を示さない全チャンネルの正常動作での最低の前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行することを特徴とするものである(図２参照)。

前記実施の形態によれば、温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても発光素子の発光輝度の変動を軽減することができる。

好適な実施の形態では、前記キャリブレーション動作の実行の以前に前記ロジックユニットは所定の初期値に設定された前記デジタルデータを前記Ｄ／Ａ変換器の前記入力端子に供給して、その後、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作の実行を開始することを特徴とするものである(図２参照)。

他の好適な実施の形態では、前記電流ドライバによる前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルを駆動する駆動動作の間に所定の時間が経過すると、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作を定期的に実行することを特徴とするものである(図４参照)。

更に他の好適な実施の形態では、前記キャリブレーション動作の前記実行の以前に前記ロジックユニットが前記所定の初期値に設定された前記デジタルデータを前記Ｄ／Ａ変換器の前記入力端子に供給して、その後、前記キャリブレーション動作の前記実行によって前記全チャンネルの正常動作が確認される都度、前記ロジックユニットは逐次前記デジタルデータを前記所定の初期値よりも小さな値に再設定する。

その後の前記キャリブレーション動作の前記実行によって前記全チャンネルの正常動作が確認されない場合には、最後に前記全チャンネルの正常動作が確認された状態での値に前記デジタルデータの値を復帰することを特徴とするものである(図３、図５参照)。

より好適な実施の形態では、前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットは、非反転入力端子に参照電圧(Ｖref)が供給され、反転入力端子に前記駆動トランジスタの共通端子が接続され、出力端子に前記駆動トランジスタの制御入力端子が接続された差動増幅器(２１１)を更に含む。

前記各ドライバユニットの前記差動増幅器(２１１)の前記反転入力端子および前記駆動トランジスタの前記共通端子と接地電位との間には、定電流設定抵抗(Ｒｓ)が接続可能とされる。

前記各ドライバユニットの前記検出器の一方の入力端子には前記駆動トランジスタの前記制御入力端子と前記共通端子とのいずれかが接続され、前記各ドライバユニットの前記検出器の他方の入力端子に検出判定基準電圧(Ｖ_LIM)が供給されることを特徴とするものである(図２、図６参照)。

他のより好適な実施の形態では、前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの値を格納するカウンタ(３３)と、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号に応答して前記カウンタに格納される前記デジタルデータの値を逐次更新するカウンタ制御部(３２)とを含むことを特徴とするものである(図２、図６参照)。

更に他のより好適な実施の形態では、前記ロジックユニットは、複数の調光パルス幅変調駆動信号(ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞)を生成する調光コントローラ(３１)を更に含む。

前記調光コントローラから生成される前記複数の調光パルス幅変調駆動信号により、前記複数のドライバユニットが活性化されることを特徴とするものである(図２、図６参照)。

別のより好適な実施の形態では、前記調光コントローラは、前記複数の調光パルス幅変調駆動信号を分散駆動方式によって相互に相違する生成タイミングで生成することを特徴とするものである(図２、図６参照)。

具体的な実施の形態では、前記ＤＣ−ＤＣコンバータには、前記半導体集積回路の外部でインダクタ(２)とパワーＭＯＳトランジスタ(３)と平滑容量(５)とが接続可能とされる。

前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記パワーＭＯＳトランジスタをオン期間とオフ期間とで反復駆動することによって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記出力ＤＣ電圧を生成することを特徴とするものである(図２、図６参照)。

最も具体的な実施の形態は、前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットは、ＰＮ接合を有する複数の発光ダイオードによって構成される前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルを駆動可能とされたことを特徴とするものである(図２、図６参照)。

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態は、発光素子アレーの複数のチャンネルを並列に駆動することが可能な半導体集積回路(１)の動作方法である。

前記半導体集積回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ(１０)と、電流ドライバ(２０)と、ロジックユニット(３０)と、Ｄ／Ａ変換器(５０)とを具備する。

前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧(Ｖ_IN)を昇圧して生成される出力ＤＣ電圧(Ｖ_OUT)を、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の一端(ANODE)に共通に供給可能とされる。

前記電流ドライバは、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の他端(CATHODE)を駆動可能とされた複数のドライバユニット(２１…２８)を有する。

前記複数のドライバユニットの各ドライバユニットは、前記発光素子アレーの各チャンネルの各他端を駆動する駆動トランジスタ(２１２)と、前記駆動トランジスタの駆動電流の異常を検出可能な検出器(２１３)とを含む。

前記ロジックユニットは、前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットの複数の前記検出器から生成される複数の検出信号(ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞)に応答して、デジタルデータ(ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞)を生成して前記Ｄ／Ａ変換器の入力端子に供給可能とされる。

前記Ｄ／Ａ変換器は、前記デジタルデータに応答して、アナログ電圧を生成して前記ＤＣ−ＤＣコンバータに基準電圧(Ｖ_REF)として供給可能とされる。

前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの逐次更新によって、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号の全てが前記駆動電流の前記異常を示さない全チャンネルの正常動作での最低の前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行することを特徴とするものである(図２参照)。

前記実施の形態によれば、温度変動および発光素子の特性ばらつき等に対しても発光素子の発光輝度の変動を軽減することができる。

２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。

［実施の形態１］
《半導体集積回路の構成》
図２は、本発明の実施の形態１による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。

図２に示した白色ＬＥＤアレーの半導体集積回路１は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、８チャンネル(８ストリング)の定電流ドライバ２０と、ロジックユニット３０と、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０によって構成され、ロジックユニット３０は１２ビット(４０９６階調)調光コントローラ３１とカウンタ制御部３２とアップ・ダウン・カウンタ３３とを含むものである。例えば、図２の例では、入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧範囲が１０Ｖ〜２６．０Ｖと比較的に低い電圧であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとされている。他の例としては、入力ＤＣ電圧Ｖ_INが比較的に高い電圧である場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとされる。更に他の例としては、入力ＤＣ電圧Ｖ_INが比較的に低い電圧と比較的に高い電圧とで変化する場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとされる。

《スイッチングレギュレータ》
図２に示すように、半導体集積回路１には、例えば１０Ｖ〜２６．０Ｖの電圧範囲を有する入力ＤＣ電圧Ｖ_INが供給され、更に半導体集積回路１には、スイッチングレギュレータを構成するためにインダクタ２とＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３と例えばショットキーダイオードである整流ダイオード４と平滑容量５とフィードバック回路６とが接続可能とされている。インダクタ２の一端に入力ＤＣ電圧Ｖ_INが接続され、インダクタ２の他端はパワーＭＯＳトランジスタ３のドレイン端子と整流ダイオード４のアノードに接続される。整流ダイオード４のカソードは、フィードバック回路６と平滑容量５と、８チャンネルの最上段のＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ８１の複数の陽極(ANODE)に接続される。８チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６…Ｄ８６の複数の陰極(CATHODE)は、定電流ドライバ２０内部の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８に接続される。定電流ドライバ２０の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の定電流設定端子ＳＯ１…ＳＯ８と接地電位との間には、それぞれ定電流設定抵抗Ｒｓが接続されている。

《定電流ドライバ》
定電流ドライバ２０のドライバユニット２１は差動増幅器２１１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２と異常検出比較器２１３とによって構成されている。差動増幅器２１１の非反転入力端子に参照電圧Ｖrefが供給されて、差動増幅器２１１の出力端子はＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲート端子に接続されている。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のソース端子は差動増幅器２１１の反転入力端子と定電流設定抵抗Ｒｓの一端とに接続されている。定電流設定抵抗Ｒｓの他端は接地電位に接続され、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のドレイン端子はドライバユニット２１の出力端子ＯＵＴ１を介して第１チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６の陰極に接続される。

定電流ドライバ２０に含まれるドライバユニット２１の差動増幅器２１１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２はボルテージフォロワとして動作するので、定電流設定抵抗Ｒｓの両端に参照電圧Ｖrefが供給されることによって、第１チャンネルのＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ１６に流入する第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の電流値が設定される。これにより、調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞のハイレベルが１００％デューティー時の白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６の発光輝度を所望の値に設定することができる。

定電流ドライバ２０に含まれるドライバユニット２１の異常検出比較器２１３の非反転入力端子にはＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲート端子の電圧が供給され、反転入力端子には異常検出判定基準電圧Ｖ_LIMが供給されている。異常検出比較器２１３の出力端子の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞はロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。

定電流ドライバ２０内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様に異常検出比較器を含み、更にボルテージフォロワ動作の差動増幅器とＮチャンネルＭＯＳトランジスタとを含むもので、その他の第２チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜2＞(図示せず)…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の電流値が設定される。従って、ドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞(図示せず)…ＬＩＭＩＴ＜８＞も、異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞と同様にロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。

《ロジックユニット》
ロジックユニット３０は、調光コントローラ３１とカウンタ制御部３２とアップ・ダウン・カウンタ３３とを含んでいる。

ロジックユニット３０の調光コントローラ３１には、調光クロックＤＰＷＭＣＬＫに同期して、１ビットシリアル調光制御データが供給される。調光コントローラ３１は、調光制御データに応答して、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８に調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞を供給する。調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞の各駆動信号は、ハイレベルの期間とローレベルの期間の比によって、ＬＥＤの発光輝度を調光することが可能である。また更に、調光コントローラ３１から生成される調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞は、カウンタ制御部３２にも供給される。

更にハイレベルの調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞に応答して、ドライバユニット２１の差動増幅器２１１とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２とが活性化され、第１チャンネルのＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ１６の第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の駆動が可能となる。定電流ドライバ２０の内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様であってハイレベルの調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜２＞…＜８＞に応答して、ドライバユニット２２…２８の各差動増幅器と各ＮチャンネルＭＯＳトランジスタが活性化され、各チャンネルＬＥＤ駆動電流の駆動が可能となる。

カウンタ制御部３２は、調光コントローラ３１から供給される調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞と定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８から供給される異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…ＬＩＭＩＴ＜８＞に応答して、アップ・ダウン・カウンタ３３に供給されるアップ信号ＵＰとダウン信号ＤＯＷＮとを生成する。

アップ・ダウン・カウンタ３３はカウンタ制御部３２から供給される１個のアップ信号ＵＰに応答して７ビットのカウント値を＋１インクリメントする一方、アップ・ダウン・カウンタ３３はカウンタ制御部３２から供給される１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答して７ビットのカウント値を−１ディクリメントするものである。

《基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器》
基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３に格納された７ビットのカウント値に応答して基準電圧Ｖ_REFを生成するＡ／Ｄ変換を実行するものである。

《スイッチングレギュレータ》
スイッチングレギュレータとして動作する昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、誤差増幅器１１とコントローラ１２によって構成されている。誤差増幅器１１の非反転入力端子に基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０から生成される基準電圧Ｖ_REFが供給され、誤差増幅器１１の反転入力端子にフィードバック回路６から生成されるフィードバック電圧Ｖ_FBが供給される。尚、フィードバック電圧Ｖ_FBは、整流ダイオード４のカソードから生成される出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTをフィードバック回路６の２個の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧することによって生成したものである。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０とインダクタ２とＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３と整流ダイオード４と平滑容量５によって構成されるスイッチングレギュレータは、パワーＭＯＳトランジスタ３のオン期間とパワーＭＯＳトランジスタ３のオフ期間とを反復することによって、整流ダイオード４のカソードから出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを生成するパルス幅変調(ＰＷＭ)動作を実行するものである。

インダクタ２のインダクタンスをＬ、時間をｔとすると、パワーＭＯＳトランジスタ３のオン期間には、次式で与えられる電流がインダクタ２とパワーＭＯＳトランジスタ３とを介して入力ＤＣ電圧Ｖ_INから接地電位に流れる。

Ｉ_ON＝Ｖ_IN・ｔ／Ｌ …(５)式

オン期間の後のパワーＭＯＳトランジスタ３のオフ期間には、次式で与えられる電流がインダクタ２と整流ダイオード４を介して入力ＤＣ電圧Ｖ_INから平滑容量５に流れる。

Ｉ_OFF＝(Ｖ_IN−Ｖ_OUT)・ｔ／Ｌ …(６)式

パワーＭＯＳトランジスタ３のオン期間をＴ_ONとし、パワーＭＯＳトランジスタ３のオフ期間をＴ_OFFとすると、この両方の期間の境界で(５)式で与えられる電流と(６)式で与えられる電流とは、等しくならなければならない。従って、次式が得られる。

Ｖ_IN・Ｔ_ON／Ｌ＝(Ｖ_IN−Ｖ_OUT)・Ｔ_OFF／Ｌ …(７)式

この(７)式を展開すると、次式の関係が得られる。

Ｖ_OUT＝(１＋(Ｔ_ON／Ｔ_OFF) )・Ｖ_IN …(８)式

この(８)式は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０とインダクタ２とＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３と整流ダイオード４と平滑容量５によって構成されるスイッチングレギュレータが、入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも大きな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを生成することを示すものである。

一方、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのフィードバック回路６の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によるフィードバック電圧Ｖ_FBが誤差増幅器１１の反転入力端子に供給されて、誤差増幅器１１の非反転入力端子に基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０からの基準電圧Ｖ_REFが供給されているので、フィードバック電圧Ｖ_FBの電圧レベルが昇圧基準電圧Ｖ_REFの電圧レベルと一致するように誤差増幅器１１が動作して出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが生成される。すなわち、この両方の電圧レベルが一致するように、コントローラ１２はパルス幅変調(ＰＷＭ)の三角波形の上昇期間と下降期間の比によってオン期間Ｔ_ONとオフ期間Ｔ_OFFの比を決定するものである。

従って、図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも大きな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが生成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が他の例の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが生成される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合には、入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも大きな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTと入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTとが生成される。

《半導体集積回路の動作》
図２に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１は、複数の白色ＬＥＤ素子が接続された白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作の間に所定の時間が経過すると出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション(校正)動作を定期的に実行するものである。

このキャリブレーション動作の以前には、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０はロジックユニット３０のアップ・ダウン・カウンタ３３に事前に格納された７ビットのカウント値に応答して基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給している。従って、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は基準電圧Ｖ_REFに応答してパルス幅変調の三角波形の上昇期間(オン期間Ｔ_ON)と下降期間(オフ期間Ｔ_OFF)との比を決定することによって、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが設定されている。

この出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルの設定条件において、白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６は半導体集積回路１によって駆動され、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の各電流値が正常な定電流値に設定され、白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の全ては正常な発光輝度に設定されているものとする。

しかし、極度の温度低下によって複数のＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６のＰＮ接合の順方向電圧Ｖ_Fが極度に増大した場合には、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値よりも低下するので、定電流設定抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下は参照電圧Ｖrefよりも顕著に低下する。すると、ドライバユニット２１の差動増幅器２１１はＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲートに極度に高いレベルの出力電圧を供給して、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の減少を補償しようする。定電流ドライバ２０内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様であって第２チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜2＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の各電流値も初期の正常な定電流値よりも低下するので、その他のチャンネルのドライバユニット２２…２８の各差動増幅器は各ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートに極度に高いレベルの出力電圧を供給して各チャンネルＬＥＤ駆動電流の減少を補償しようする。

このような状況では、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の異常検出比較器２１３は、反転入力端子に供給される異常検出判定基準電圧Ｖ_LIMよりも非反転入力端子に供給されるＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のゲート駆動電圧が極度に高いことを検出する。その結果、異常検出比較器２１３は、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞を生成してロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給する。定電流ドライバ２０の内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様であって、異常検出比較器は、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞…＜８＞を生成してロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給する。

複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞のいずれかの信号がハイレベルである場合には、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して７ビットのカウント値を＋１インクリメントする。従って、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値に応答して以前よりも所定の電圧分増加された基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、増加された基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが上昇するよう動作する。

出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの上昇によって、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…Ｉ_LED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値に復帰すると、全ての定電流設定抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下は参照電圧Ｖrefに復帰するものとなる。すると、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルとなることに応答して、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２はアップ信号ＵＰもダウン信号ＤＯＷＮも生成しないので、アップ・ダウン・カウンタ３３に格納された７ビットのカウント値は更新無しに次回のキャリブレーション動作の実行前までアップ・ダウン・カウンタ３３に保持されるものとなる。

出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの上昇によって、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…Ｉ_LED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値に復帰しなかった場合には、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞のいずれかの信号が未だにハイレベルであるので、カウンタ制御部３２は更に１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給する。従って、アップ・ダウン・カウンタ３３は７ビットのカウント値を更に＋１インクリメントするので、更に所定の電圧の分増加された基準電圧Ｖ_REFを基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０が生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、更に増加された基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが更に上昇するよう動作する。すなわち、アップ・ダウン・カウンタ３３のインクリメント動作と基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０の基準電圧Ｖ_REFの電圧増加と昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧増加は、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルとなるまで反復されるものである。

図２に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１に最初に動作電源電圧としての入力ＤＣ電圧Ｖ_INが供給される電源投入時の初期化シーケンスにおける出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作では、ロジックユニット３０のアップ・ダウン・カウンタ３３に格納された７ビットのカウント値の所定の初期値に応答して基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０が初期値の基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、初期値の基準電圧Ｖ_REFに応答して、初期値の出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを生成するよう動作する。尚、カウンタ制御部３２は、例えば電源投入時のパワーオンリセット信号に応答してカウンタ制御部３２の内部のリードオンリーメモリ(ＲＯＭ)等の不揮発性メモリに格納された７ビットの所定の初期値をアップ・ダウン・カウンタ３３に格納するのである。それ以外にも、半導体集積回路１内部のリードオンリーメモリやフラッシュメモリ等の不揮発性メモリに７ビットの所定の初期値を格納しておき、電源投入時のパワーオンリセット信号に応答して、カウンタ制御部３２が不揮発性メモリから７ビットの所定の初期値を読み出してアップ・ダウン・カウンタ３３に格納することもできる。

この初期値の出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが生成された状況で、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルである場合には、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は１個のダウン信号ＤＯＷＮを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答して７ビットのカウント値を−１ディンクリメントする。その結果、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の−１更新カウント値に応答して以前より所定の電圧分減少された基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、減少された昇圧基準電圧Ｖ_REFに応答して、昇圧出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが低下するよう動作する。

出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが下降しても、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…Ｉ_LED＜8＞の各電流値が正常な定電流値に維持されている場合には、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルであるので、カウンタ制御部３２は更に１個のダウン信号ＤＯＷＮを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は更に１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答して７ビットのカウント値を更に−１ディクリメントする。従って、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の２個目の−１更新カウント値に応答して更に所定の電圧分減少された基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、更に減少された基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが更に低下するよう動作する。

出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの更なる低下によって複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞のいずれかの信号がハイレベルとなった場合には、カウンタ制御部３２はカウンタ値最終設定信号としてのアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３はカウンタ値最終設定信号のアップ信号ＵＰに応答した７ビットのカウント値の＋１インクリメントによってカウント値を出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの低下の直前のカウント値に復帰させる。その結果、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の復帰カウント値に応答して基準電圧Ｖ_REFを出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの低下の直前の電圧値に復帰させて昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、コントローラ１２は、復帰基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを低下の直前の電圧値に復帰するように上昇するよう動作する。その結果、このカウンタ値最終設定の動作によって、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…Ｉ_LED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値に復帰するものとなる。すなわち、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧値をキャリブレーションすることによって、定電流を白色ＬＥＤアレーに供給することが可能となり、輝度を一定に保つことが可能となるものである。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は基準電圧Ｖ_REFとフィードバック電圧Ｖ_FBのみの２入力を基準として出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを生成するため、システムは常に安定であり不安定動作を起こしにくい。

図３は、図２に示す本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１によって実行される出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作を説明するための半導体集積回路１の各部の波形を示す図である。

図３には詳しく図示されていないが、キャリブレーション動作においても通常動作期間と全く同様に、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１…２８に供給される複数の調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞は分散駆動方式とされる。

すなわち、第１駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第２駆動信号ＤＰＷＭＯ＜２＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第２駆動信号ＤＰＷＭＯ＜２＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第３駆動信号ＤＰＷＭＯ＜３＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第３駆動信号ＤＰＷＭＯ＜３＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第４駆動信号ＤＰＷＭＯ＜４＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第４駆動信号ＤＰＷＭＯ＜４＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第５駆動信号ＤＰＷＭＯ＜５＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第５駆動信号ＤＰＷＭＯ＜５＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第６駆動信号ＤＰＷＭＯ＜６＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第６駆動信号ＤＰＷＭＯ＜６＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第７駆動信号ＤＰＷＭＯ＜７＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延される。第７駆動信号ＤＰＷＭＯ＜７＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングよりも、第８駆動信号ＤＰＷＭＯ＜８＞のローレベルからハイレベルの変化タイミングは所定時間遅延されたものである。その結果、全てのチャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…Ｉ_LED＜8＞の全電流値が略同一の時刻に急激に増大することでＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが瞬間的に低下すると言う問題を軽減することが、可能となる。

図３の第１期間Ｔ１は半導体集積回路１に最初に動作電源電圧の入力ＤＣ電圧Ｖ_INが供給される電源投入時の初期化シーケンスの出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作の最初の期間であり、アップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値は所定の初期値３Ｆｈに設定されている。この所定の初期値３Ｆｈは、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０のＤ／Ａ変換のダイナミックレンジの略中間での入力デジタル値に設定されたものである。従って、アップ・ダウン・カウンタ３３に格納された７ビットのカウント初期値３Ｆｈに応答して基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０が初期値の基準電圧Ｖ_REFを生成して、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は初期値の基準電圧Ｖ_REFに応答して、初期値の出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを生成するよう動作する。

図３の第１期間Ｔ１では、複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てがローレベルであるので、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は１個のダウン信号ＤＯＷＮを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図３の第２期間Ｔ２ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答してカウント値を−１ディンクリメントする。

その結果、図３の第２期間Ｔ２では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の−１更新カウント値３Ｅｈに応答して初期値の基準電圧Ｖ_REFよりも所定の電圧減少された基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、減少された基準電圧Ｖ_REFに応答して出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが低下するよう動作する。更に図３の第２期間Ｔ２から、複数の調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞の分散方式のローレベルからハイレベルのレベル変化が開始されている。従って、図３の第２期間Ｔ２に第１チャンネルのドライバユニット２１は、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の駆動を開始している。

図３の第２期間Ｔ２に出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが下降しても、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の電流値が正常な定電流値に維持され、第１チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞がローレベルであるので、カウンタ制御部３２は更に１個のダウン信号ＤＯＷＮを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は更に１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答してカウント値を更に−１ディクリメントする。

その結果、図３の第３期間Ｔ３では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の−１更新カウント値３Ｄｈに応答して所定の電圧の分減少された基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧コントローラ１２は、更に減少された基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが更に低下するよう動作する。

図３の第３期間Ｔ３に出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが下降したため、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の電流値が初期の正常な定電流値よりも低下する。従って、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の異常検出比較器２１３の出力端子から、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞が生成されてロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。その結果、カウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図３の第４期間Ｔ４ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して、カウント値を＋１インクリメントして直前の更新カウント値３Ｅｈに復帰する。

その結果、図３の第４期間Ｔ４では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１復帰カウント値３Ｅｈに応答して第３期間Ｔ３の基準電圧Ｖ_REFよりも所定の電圧増加された更新直前の基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、更新直前の基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを更新直前の電圧レベルに上昇して復帰するように動作する。その結果、初期の正常な定電流値よりも低下していた第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞の電流値が初期の正常な定電流値に上昇するので、第１チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞がハイレベルからローレベルに変化する。従って、第１チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞が時刻ｔ２３でローレベルからハイレベルに変化して、更に時刻ｔ３４でハイレベルからローレベルに変化した往復状態遷移に応答して、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤをローレベルからハイレベルに変化させる。更に、カウンタ制御部３２は低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤがハイレベルの状態において、第１チャンネルのパルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞がハイレベルに維持され、かつ第１チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞がローレベルに維持されていることを読み取り、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流ＩLED＜1＞の電流値が正常な定電流値であると判定し、第１チャンネルのドライバユニット２１に関する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作完了を示すハイレベルの第１チャンネルチェック完了信号ＣＨＫ＿ＥＮＤ＜１＞にハイレベルを書き込む。

更に図３の第４期間Ｔ４で出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが更新直前の電圧レベルに維持される間に、第２チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜2＞…第７チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜7＞は初期の正常な定電流値に維持されているので、第２チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞から第７チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜７＞は全てローレベルに維持されている。

従って、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は、図３の第４期間Ｔ４で低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤがハイレベルに維持されており、かつ第２チャンネルのパルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜２＞…第７チャンネルのパルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜７＞がハイレベルに維持されており、かつ第２チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞…第７チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜７＞がローレベルに維持されていることを読み取り、ローレベルの第２チャンネルチェック完了信号ＣＨＫ＿ＥＮＤ＜２＞…第７チャンネルチェック完了信号ＣＨＫ＿ＥＮＤ＜７＞にハイレベルを書き込む。

図３の第５期間Ｔ５では第８チャンネルのパルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜８＞がローレベルからハイレベルに変化することに応答して、第８チャンネルのドライバユニット２８は、第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の駆動を開始している。しかしながら、第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の電流値が正常な定電流値より低下しているので、定電流ドライバ２０のドライバユニット２８の異常検出比較器の出力端子から、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が生成されてロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。従って、カウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図３の第５期間Ｔ５の前半ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して、カウント値を＋１インクリメントして＋１更新カウント値３Ｆｈに変化する。

従って、図３の第５期間Ｔ５の前半では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値３Ｆｈに応答して第４期間Ｔ４の基準電圧Ｖ_REFよりも所定の電圧増加された基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、増加された基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを上昇して復帰するように動作する。

しかしながら、図３の第５期間Ｔ５の前半での出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルの上昇にも拘わらず、第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の電流値が未だに正常な定電流値よりも低下している。その結果、定電流ドライバ２０のドライバユニット２８の異常検出比較器の出力端子から、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が生成されロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。従って、カウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図３の第５期間Ｔ５の後半ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して、カウント値を＋１インクリメントして＋１更新カウント値４０ｈに変化する。

従って、図３の第５期間Ｔ５の後半では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値４０ｈに応答して第４期間Ｔ４の基準電圧Ｖ_REFよりも所定の電圧増加された基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、増加された基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを上昇するように動作する。

しかしながら、図３の第５期間Ｔ５の後半での出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルの上昇にも拘わらず、第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の電流値が未だに正常な定電流値よりも低下している。その結果、定電流ドライバ２０のドライバユニット２８の異常検出比較器の出力端子から、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が生成されロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給される。従って、カウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給して、図３の第６期間Ｔ６ではアップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して、カウント値を＋１インクリメントして＋１更新カウント値４１ｈに変化する。

従って、図３の第６期間Ｔ６では、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値４１ｈに応答して第５期間Ｔ５の後半の基準電圧Ｖ_REFよりも所定の電圧増加された基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、増加された基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを上昇するように動作する。

その結果、初期の正常な定電流値よりも低下していた第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の電流値が初期の正常な定電流値に上昇して復帰するので、第８チャンネル異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞がハイレベルからローレベルに変化する。

従って、低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤがハイレベルに維持されており、かつ第８チャンネルのパルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜８＞がハイレベルに維持されており、かつ第８チャンネル異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞がローレベルとなっている状態に応答して、カウンタ制御部３２は第８チャンネルのドライバユニット２８に関する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作完了を示すハイレベルの第８チャンネルチェック完了信号ＣＨＫ＿ＥＮＤ＜８＞にハイレベルを書き込む。

すなわち、チャンネル異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が出力されない期間は、チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の電流値が正常な範囲で消費電力を低減させるため、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧値が低くなるように、基準電圧Ｖ_REFを小さくするように制御する。また、チャンネル異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞が出力される期間には、低くなったＬＥＤの輝度を正常状態にするために、基準電圧Ｖ_REFを大きく制御することで出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧値を高くするように制御して、結果としてチャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の電流値を上昇させて正常な定電流値にすることが可能となる。

図４は、図２に示した本発明の実施の形態１による制御駆動半導体集積回路１による白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作の間に所定の時間が経過すると図３に示した出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション(校正)動作を定期的に実行する様子を示す図である。

図４に示したように、所定の時間の白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作Ｎｏｒｍ＿ＯＰの間に、昇圧出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作Ｃａｌ＿ＯＰが定期的に実行されるものである。また、昇圧出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作Ｃａｌ＿ＯＰの間に、昇圧出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧調整Ｖadjが実行されることによって、半導体集積回路１の定電流ドライバ２０の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８の出力電圧Ｖ_{−ＯＵＴ１}…Ｖ_{−ＯＵＴ８}が可変制御されるものである。

更に図４に示すように、白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作Ｎｏｒｍ＿ＯＰの間に、半導体集積回路１の半導体チップ温度Ｔ_CHが低温から高温に変化する場合に、高温への変化の後に実行されるキャリブレーション動作Ｃａｌ＿ＯＰによって、昇圧出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTと出力電圧Ｖ_{−ＯＵＴ１}…Ｖ_{−ＯＵＴ８}とが自動的に低い電圧レベルに調整されることが理解される。

［実施の形態２］
《昇圧出力ＤＣ電圧のキャリブレーション動作》
図５は、図２に示す本発明の制御駆動半導体集積回路１において実行される本発明の実施の形態２による出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作の処理フローを示す図である。

図５の最初のステップ５００では、アップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞は所定の初期値３Ｆｈに設定され、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤはローレベルに設定され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧コントローラ１２は初期値の基準電圧Ｖ_REFは１．８７５Ｖに設定される。

次のステップ５０１では、カウンタ制御部３２が、合計８チャンネルのドライバユニット２１の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞からドライバユニット２８の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞までの各信号のレベルを略並列に読み出すものである。実際にはカウンタ制御部３２は、ハイレベルの第１駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞の期間のドライバユニット２１の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞のレベルを読み出し、その後ハイレベルの第２駆動信号ＤＰＷＭＯ＜２＞の期間のドライバユニット２２の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞のレベルを読み出し、以下同様に最後のハイレベルの第８駆動信号ＤＰＷＭＯ＜８＞の期間のドライバユニット２８の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜８＞のレベルを読み出すものである。

次のステップ５０２では、カウンタ制御部３２は、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤの電圧レベルをチェックする。低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤがローレベル“０”の場合には、ステップ５０３に移行して、低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤがハイレベル“１”の場合には、ステップ５０８に移行する。

ステップ５０３では、カウンタ制御部３２が８チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てのレベルをチェックして、その全てがローレベル“０”(異常無し)の場合にはステップ５０４の−１ディクリメント処理に移行する一方、その何れかがハイレベル“１”(異常有り)の場合にはステップ５０５の＋１インクリメント処理に移行する。すなわち、全てがローレベル“０”(異常無し)の場合には出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTには余裕が有るので出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを低下するためにアップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の値を−１だけディクリメントする一方、何れかがハイレベル“１”(異常有り)の場合には出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが不足なので出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを増加するためにアップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の値を＋１だけインクリメントするものである。

ステップ５０４の−１ディクリメント処理では、アップ・ダウン・カウンタ３３は、カウンタ制御部３２から供給される１個のダウン信号ＤＯＷＮに応答して７ビットのカウント値を−１ディクリメントする。

ステップ５０５の＋１インクリメント処理では、アップ・ダウン・カウンタ３３は、カウンタ制御部３２から供給される１個のアップ信号ＵＰに応答して７ビットのカウント値を＋１インクリメントする。

更にステップ５０５の後に実行されるステップ５０６において、カウンタ制御部３２は出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤをローレベルからハイレベルに変化させるものである。

また更に、ステップ５０４の−１ディクリメント処理の後もしくはステップ５０６の後に実行されるステップ５０７においては、アップ・ダウン・カウンタ３３に格納された＋１インクリメントもしくは−１ディクリメントされたカウント値に応答して基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、基準電圧Ｖ_REFを生成するものである。尚、アップ・ダウン・カウンタ３３の更新カウント値に応答して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２の動作によって出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルの変化が完了するのに、暫時の遷移時間が必要とされる。

ステップ５０７において更新された電圧レベルの出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが生成された後に、最初のステップ５０１に処理が戻るので、カウンタ制御部３２が再度８チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞を読み出した後、ステップ５０２でカウンタ制御部３２が出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの最低電圧の最初の発見を示す低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤの電圧レベルを再度チェックする。

今回のステップ５０２では、以前のステップ５０６で低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤをローレベルからハイレベルに変化させていたので、低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤがハイレベル“１”と判別され、次のステップ５０８に移行する。

ステップ５０８では、カウンタ制御部３２が８チャンネルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞の全てのレベルを再チェックする。ステップ５０８の再チェックの当然の結果として全てがローレベル“０”(異常無し)の場合には、ステップ５１０に移行する。それに対して、ステップ５０８の再チェックの予想外の結果として何れかがハイレベル“１”(異常有り)の場合には、ステップ５０９の＋１インクリメント処理に移行する。

ステップ５１０ではカウンタ制御部３２は、８チャンネルのチャンネルチェック完了信号ＣＨＫ＿ＥＮＤ＜１＞…＜８＞の全てにハイレベル“１”が書き込まれているかを検証する。検証結果が“否”の場合には、最初のステップ５０１に処理が戻り、検証結果が“良”の場合には、カウンタ制御部３２はステップ５１１で出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作でのアップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の最終設定値を設定する。このステップ５１１で設定されるカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の最終設定値は、大部分はステップ５０５の＋１インクリメント処理の後のカウント値であり、例外的な一部はステップ５０９の＋１インクリメント処理の後のカウント値である。

ステップ５１１のカウント値ＤＡＴＡ＿ＶＲＥＦ＜６：０＞の最終設定処理の後に、ステップ５１２では最終設定カウント値に対応する基準電圧Ｖ_REFを基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０が生成する。更にステップ５１２では、この基準電圧Ｖ_REFを使用して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２は、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルを設定するように動作する。また更にステップ５１２では、この出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが８チャンネルの最上段のＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ８１の複数の陽極(ANODE)に供給された状態において、定電流ドライバ２０内部の８チャンネルのドライバユニット２１…２８の出力端子ＯＵＴ１…ＯＵＴ８は８チャンネルの最下段のＬＥＤ素子Ｄ１６…Ｄ８６の複数の陰極(CATHODE)を駆動するものである。その結果、正常な定電流値を有する第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞が白色ＬＥＤアレーに流れるので、白色ＬＥＤアレーに含まれる全てのＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６が全て正常な発光輝度に設定されることが可能となる。また、ステップ５１２での白色ＬＥＤアレーに含まれるＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６は、上述した本発明の実施の形態１と全く同様に複数の調光パルス幅変調方式駆動信号ＤＰＷＭＯ＜１＞…＜８＞により分散駆動されるものである。

ステップ５１２の白色ＬＥＤアレーのＤ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６の駆動動作の間にステップ５１３で所定の時間が経過すると、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作を定期的に実行するために、ステップ５１４に処理が移行される。ステップ５１４では、カウンタ制御部３２は、８チャンネルのチャンネルチェック完了信号ＣＨＫ＿ＥＮＤ＜１＞…ＣＨＫ＿ＥＮＤ＜８＞と低電圧発見信号ＬＯＷ＿ＦＩＮＤとをローレベルにクリアする。ステップ５１４の処理の後に、最初のステップ５０１に処理が戻されるので、再び出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作が開始される。

以上説明したように、図５で説明した本発明の実施の形態２による出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのキャリブレーション動作の処理フローは、ステップ５０２とステップ５０３とステップ５０４とステップ５０７とで、全チャンネルが正常な限り出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを逐次減少させ、その後ステップ５０３で１チャンネルでも異常が検出された場合にはステップ５０５でのカウント値の＋１インクリメントによって全チャンネルの正常動作の最小消費電力条件の設定を実現するものである。また、図５のキャリブレーション動作の処理フローでは、全チャンネルの正常動作の最小消費電力条件の設定の後、ステップ５０８で異常が検出されると言う予想外の結果が発生した場合にはステップ５０９でのカウント値の追加＋１インクリメントによって全チャンネルの正常動作の最小消費電力条件の再設定を実現するものである。

［実施の形態３］
《実施の形態３による半導体集積回路の構成》
図６は、本発明の実施の形態３による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。

図６に示す本発明の実施の形態３による半導体集積回路１が、図２に示した本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と相違するのは、下記の点である。

すなわち、図６に示した本発明の実施の形態３による半導体集積回路１の定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の異常検出比較器２１３の反転入力端子と非反転入力端子にＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のソース端子の電圧(ドライバユニット２１の定電流設定端子ＳＯ１の電圧)と異常検出判定基準電圧Ｖ_LIMとがそれぞれ供給されていることである。尚、異常検出判定基準電圧Ｖ_LIMの電圧レベルは、参照電圧Ｖrefの例えば略１／２の電圧レベルに設定されている。また、定電流ドライバ２０の内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２(図示せず)…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様に、構成されている。

すなわち、図６に示す本発明の実施の形態３による半導体集積回路１でも、極度の温度低下やＬＥＤ素子の極度の特性ばらつきの原因により複数のＬＥＤ素子Ｄ１１〜Ｄ１６…Ｄ８１〜Ｄ８６のＰＮ接合の順方向電圧Ｖ_Fが極度に増大した場合には、第１チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜1＞…第８チャンネルＬＥＤ駆動電流Ｉ_LED＜8＞の各電流値が初期の正常な定電流値よりも低下する。従って、定電流設定抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下は参照電圧Ｖrefよりも顕著に低下するものとなる。

このような場合には、図６に示した本発明の実施の形態３による半導体集積回路１では、定電流ドライバ２０のドライバユニット２１の異常検出比較器２１３の反転入力端子のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２のソース端子の電圧は非反転入力端子の異常検出判定基準電圧Ｖ_LIMよりも著しく低下する。その結果、異常検出比較器２１３は、ハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞を生成してロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給する。定電流ドライバ２０の内部のその他のチャンネルのドライバユニット２２…ドライバユニット２８も、ドライバユニット２１と全く同様であって異常検出比較器はハイレベルの異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜２＞…＜８＞を生成してロジックユニット３０のカウンタ制御部３２に供給する。

複数の異常検出判定信号ＬＩＭＩＴ＜１＞…＜８＞のいずれかの信号がハイレベルである場合には、ロジックユニット３０のカウンタ制御部３２は１個のアップ信号ＵＰを生成してアップ・ダウン・カウンタ３３に供給するので、アップ・ダウン・カウンタ３３は１個のアップ信号ＵＰに応答して７ビットのカウント値を＋１インクリメントする。従って、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０は、アップ・ダウン・カウンタ３３の＋１更新カウント値に応答して以前より所定の電圧分増加された基準電圧Ｖ_REFを生成して昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１の非反転入力端子に供給する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の昇圧コントローラ１２は、増加された基準電圧Ｖ_REFに応答して、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTの電圧レベルが上昇するよう動作する。

以上説明したように、図６に示す本発明の実施の形態３による半導体集積回路１は、図２に示した本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と同様の動作機能を実現することが可能となる。

［実施の形態４］
《実施の形態４による半導体集積回路の構成》
図７は、本発明の実施の形態４による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。

図７に示す本発明の実施の形態４による半導体集積回路１が、図２に示した本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と相違するのは、下記の点である。

すなわち、図７に示した本発明の実施の形態４による半導体集積回路１のＤＣ−ＤＣコンバータ１０には、図２と変更された接続形態でＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７とショットキーダイオード４とインダクタ２と平滑容量５とが接続されることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして構成されている。

従って、図７に示す入力ＤＣ電圧Ｖ_INが比較的大きな電圧レベルである場合には、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを生成する。

すなわち、図７に示したように、入力ＤＣ電圧Ｖ_INがＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７のソース端子に接続され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７のドレイン端子はインダクタ２の一端とショットキーダイオード４のカソードと接続される。ショットキーダイオード４のアノードは接地電位に接続され、インダクタ２の他端はフィードバック回路６と平滑容量５と、８チャンネルの最上段のＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ８１の複数の陽極(ANODE)に接続される。

インダクタ２のインダクタンスをＬ、時間をｔとすると、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７のオン期間には、次式で与えられる電流がパワーＭＯＳトランジスタ７とインダクタ２を介して入力ＤＣ電圧Ｖ_INから出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTに流れる。

Ｉ_ON＝(Ｖ_IN−Ｖ_OUT)・ｔ／Ｌ …(９)式

オン期間の後のパワーＭＯＳトランジスタ７のオフ期間には、次式で与えられる電流が整流ダイオード４とインダクタ２とを介して接地電位から出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTに流れる。

Ｉ_OFF＝Ｖ_OUT・ｔ／Ｌ …(１０)式

パワーＭＯＳトランジスタ７のオン期間をＴ_ONとし、パワーＭＯＳトランジスタ７のオフ期間をＴ_OFFとすると、この両方の期間の境界で(９)式で与えられる電流と(１０)式で与えられる電流とは、等しくならなければならない。従って、次式が得られる。

(Ｖ_IN−Ｖ_OUT)・Ｔ_ON／Ｌ＝Ｖ_OUT・Ｔ_OFF／Ｌ …(１１)式

この(１１)式を展開すると、次式の関係が得られる。

Ｖ_OUT＝Ｖ_IN ・Ｔ_ON／(Ｔ_ON＋Ｔ_OFF )・ …(１２)式

この(１２)式は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０とインダクタ２とＰチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ７と整流ダイオード４と平滑容量５によって構成されるスイッチングレギュレータが、入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを生成することを示すものである。

一方、出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTのフィードバック回路６の分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によるフィードバック電圧Ｖ_FBが誤差増幅器１１の反転入力端子に供給されて、誤差増幅器１１の非反転入力端子に基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０からの基準電圧Ｖ_REFが供給されているので、フィードバック電圧Ｖ_FBの電圧レベルが昇圧基準電圧Ｖ_REFの電圧レベルと一致するように誤差増幅器１１が動作して出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTが生成される。すなわち、この両方の電圧レベルが一致するように、コントローラ１２はパルス幅変調(ＰＷＭ)の三角波形の上昇期間と下降期間の比によってオン期間Ｔ_ONとオフ期間Ｔ_OFFの比を決定するものである。

［実施の形態５］
《実施の形態５による半導体集積回路の構成》
図８は、本発明の実施の形態５による白色ＬＥＤアレーの制御駆動半導体集積回路の構成を示す図である。

図８に示す本発明の実施の形態５による半導体集積回路１が、図７に示す本発明の実施の形態４による半導体集積回路１と相違するのは、下記の点である。

すなわち、図８に示す本発明の実施の形態５によるスイッチングレギュレータには、ＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３とショットキーダイオード８とが追加されている。すなわち、パワーＭＯＳトランジスタ３のドレイン端子は、インダクタ２の他端はフィードバック回路６とショットキーダイオード８のアノードと接続され、パワーＭＯＳトランジスタ３のソース端子は接地電位に接続され、パワーＭＯＳトランジスタ３のゲート端子は昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２によって制御される。ショットキーダイオード８のカソードは、平滑容量５と、８チャンネルの最上段のＬＥＤ素子Ｄ１１…Ｄ８１の複数の陽極(ANODE)に接続される。

≪昇圧動作モード≫
図８に示した本発明の実施の形態５による半導体集積回路１を使用するスイッチングレギュレータは、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２によってＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７を常時オン状態と制御してＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３をオン・オフ制御することによって、図２に示した本発明の実施の形態１による半導体集積回路１と同様に入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも大きな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを生成する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作するものとなる。

≪降圧動作モード≫
図８に示した本発明の実施の形態５による半導体集積回路１を使用するスイッチングレギュレータは、昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のコントローラ１２によって、ＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ３を常時オフ状態と制御してＰチャンネルＭＯＳトランジスタ７をオン・オフ制御することによって、図7に示した本発明の実施の形態４による半導体集積回路１と同様に入力ＤＣ電圧Ｖ_INの電圧よりも小さな電圧を有する出力ＤＣ電圧Ｖ_OUTを生成する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作するものとなる。

以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

上述した本発明の実施の形態においては、アップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値の初期値は、基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器５０のＤ／Ａ変換のダイナミックレンジの略中間の入力デジタル値に設定されたものであり、１チャンネルでも異常検出されない限り入力デジタル値を逐次減少させ、異常検出された場合に入力デジタル値を＋１インクリメントして、アップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値を設定する方式であった。しかし、本発明はこの方式に限定されるものではなく、ダイナミックレンジの最大値または高いレベルからスタートして１チャンネルでも異常検出されない限り入力デジタル値を逐次減少させ、異常検出された場合に入力デジタル値を＋１インクリメントしてアップ・ダウン・カウンタ３３のカウント値を設定する方式、もしくはダイナミックレンジの最小値または低いレベルからスタートして全チャンネル正常検出されるまで入力デジタル値を逐次増加させる方式にも本発明を適用することが可能である。

更に、図２や図６の半導体集積回路１の定電流ドライバ２０のドライバユニット２１に含まれるＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１２は、ＮＰＮバイポーラトランジスタに置換されることができる。

更に赤色発光ダイオードのチャンネル(ストリング)と緑色発光ダイオードのチャンネルと青色発光ダイオードのチャンネルとの３系統のチャンネルを並列に駆動することで白色発光を実現する３色ＬＥＤ方式にも、本発明を適用することが可能である。

また更に、陰極と陽極とに電圧を印加してそれぞれ電子と正孔とを注入して、注入された電子と正孔とをそれぞれ電子輸送層と正孔輸送層とを通過させて、発光層で結合することで発光する有機ＥＬ発光素子にも、本発明を適用することが可能である。

１…半導体集積回路
２…インダクタ
３…ＮチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ
４…整流ダイオード
５…平滑容量
６…フィードバック回路
７…ＰチャンネルパワーＭＯＳトランジスタ
８…整流ダイオード
Ｄ１１…Ｄ１６〜Ｄ８１…Ｄ８６…ＬＥＤ素子
１０…昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１…誤差増幅器
１２…コントローラ
２０…定電流ドライバ
２１…２８ドライバユニット
２１１…差動増幅器
２１２…ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
２１３…異常検出比較器
３０…ロジックユニット
３１…調光コントローラ
３２…カウンタ制御部
３３…アップ・ダウン・カウンタ
５０…基準電圧生成Ｄ／Ａ変換器
ＯＵＴ１…ＯＵＴ８…出力端子
ＳＯ１…ＳＯ８…定電流設定端子
Ｒｓ…定電流設定抵抗

Claims (20)

1. 発光素子アレーの複数のチャンネルを並列に駆動することが可能な半導体集積回路であって、
   前記半導体集積回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、電流ドライバと、ロジックユニットと、Ｄ／Ａ変換器とを具備して、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧を昇圧又は降圧して生成される出力ＤＣ電圧を、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の一端に共通に供給可能とされ、
   前記電流ドライバは、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の他端を駆動可能とされた複数のドライバユニットを有して、
   前記複数のドライバユニットの各ドライバユニットは、前記発光素子アレーの各チャンネルの各他端を駆動する駆動用ＭＯＳトランジスタと、前記駆動用ＭＯＳトランジスタの駆動電流の異常を検出可能な検出器とを含み、
   前記駆動用ＭＯＳトランジスタのドレイン端子は前記複数のチャンネルの前記複数の他端のうちの一つと電気的に接続され、
   前記駆動用ＭＯＳトランジスタのソース端子は定電流設定抵抗を介して接地電位と電気的に接続され、
   前記駆動用ＭＯＳトランジスタのゲート端子または前記ソース端子は前記検出器と電気的に接続され、
   前記検出器は前記駆動用ＭＯＳトランジスタの前記ゲート端子または前記ソース端子の電圧に応じて複数の検出信号を生成し、
   前記ロジックユニットは、前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットの複数の前記検出器から生成される前記複数の検出信号に応答して、デジタルデータを生成して前記Ｄ／Ａ変換器の入力端子に供給可能とされ、
   前記Ｄ／Ａ変換器は、前記デジタルデータに応答して、アナログ電圧を生成して前記ＤＣ−ＤＣコンバータに基準電圧として供給可能とされ、
   前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの逐次更新によって、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号の全てが前記駆動電流の前記異常を示さない全チャンネルの正常動作での最低の前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行することを特徴とする半導体集積回路。
2. 請求項１において、
   前記キャリブレーション動作の実行の以前に前記ロジックユニットは所定の初期値に設定された前記デジタルデータを前記Ｄ／Ａ変換器の前記入力端子に供給して、その後、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作の実行を開始することを特徴とする半導体集積回路。
3. 請求項２において、
   前記電流ドライバによる前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルを駆動する駆動動作の間に所定の時間が経過すると、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作を定期的に実行することを特徴とする半導体集積回路。
4. 請求項３において、
   前記キャリブレーション動作の前記実行の以前に前記ロジックユニットが前記所定の初期値に設定された前記デジタルデータを前記Ｄ／Ａ変換器の前記入力端子に供給して、その後、前記キャリブレーション動作の前記実行によって前記全チャンネルの正常動作が確認される都度、前記ロジックユニットは逐次前記デジタルデータを前記所定の初期値よりも小さな値に再設定して、
   その後の前記キャリブレーション動作の前記実行によって前記全チャンネルの正常動作が確認されない場合には、最後に前記全チャンネルの正常動作が確認された状態での値に前記デジタルデータの値を復帰することを特徴とする半導体集積回路。
5. 請求項３において、
   前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットは、非反転入力端子に参照電圧が供給され、反転入力端子に前記駆動用ＭＯＳトランジスタのソース端子が接続され、出力端子に前記駆動用ＭＯＳトランジスタのゲート端子が接続された差動増幅器を更に含み、
   前記各ドライバユニットの前記検出器の一方の入力端子には前記駆動用ＭＯＳトランジスタの前記ゲート端子と前記ソース端子とのいずれかが接続され、前記各ドライバユニットの前記検出器の他方の入力端子に検出判定基準電圧が供給されることを特徴とする半導体集積回路。
6. 請求項３において、
   前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの値を格納するカウンタと、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号に応答して前記カウンタに格納される前記デジタルデータの値を逐次更新するカウンタ制御部とを含むことを特徴とする半導体集積回路。
7. 請求項６において、
   前記ロジックユニットは、複数の調光パルス幅変調駆動信号を生成する調光コントローラを更に含み、
   前記調光コントローラから生成される前記複数の調光パルス幅変調駆動信号により、前記複数のドライバユニットが活性化されることを特徴とする半導体集積回路。
8. 請求項７において、
   前記調光コントローラは、前記複数の調光パルス幅変調駆動信号を分散駆動方式によって相互に相違する生成タイミングで生成することを特徴とする半導体集積回路。
9. 請求項８において、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータには、前記半導体集積回路の外部でインダクタとパワーＭＯＳトランジスタと平滑容量とが接続可能とされ、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記パワーＭＯＳトランジスタをオン期間とオフ期間とで反復駆動することによって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記出力ＤＣ電圧を生成することを特徴とする半導体集積回路。
10. 請求項９において、
    前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットは、ＰＮ接合を有する複数の発光ダイオードによって構成される前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルを駆動可能とされたことを特徴とする半導体集積回路。
11. 発光素子アレーの複数のチャンネルを並列に駆動することが可能な半導体集積回路の動作方法であって、
    前記半導体集積回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、電流ドライバと、ロジックユニットと、Ｄ／Ａ変換器とを具備して、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電圧を昇圧又は降圧して生成される出力ＤＣ電圧を、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の一端に共通に供給可能とされ、
    前記電流ドライバは、前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルの複数の他端を駆動可能とされた複数のドライバユニットを有して、
    前記複数のドライバユニットの各ドライバユニットは、前記発光素子アレーの各チャンネルの各他端を駆動する駆動用ＭＯＳトランジスタと、前記駆動用ＭＯＳトランジスタの駆動電流の異常を検出可能な検出器とを含み、
    前記駆動用ＭＯＳトランジスタのドレイン端子は前記複数のチャンネルの前記複数の他端のうちの一つと電気的に接続され、
    前記駆動用ＭＯＳトランジスタのソース端子は定電流設定抵抗を介して接地電位と電気的に接続され、
    前記駆動用ＭＯＳトランジスタのゲート端子または前記ソース端子は前記検出器と電気的に接続され、
    前記検出器は前記駆動用ＭＯＳトランジスタの前記ゲート端子または前記ソース端子の電圧に応じて複数の検出信号を生成し、
    前記ロジックユニットは、前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットの複数の前記検出器から生成される前記複数の検出信号に応答して、デジタルデータを生成して前記Ｄ／Ａ変換器の入力端子に供給可能とされ、
    前記Ｄ／Ａ変換器は、前記デジタルデータに応答して、アナログ電圧を生成して前記ＤＣ−ＤＣコンバータに基準電圧として供給可能とされ、
    前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの逐次更新によって、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号の全てが前記駆動電流の前記異常を示さない全チャンネルの正常動作での最低の前記出力ＤＣ電圧を設定するための前記デジタルデータを決定するキャリブレーション動作を実行することを特徴とする半導体集積回路の動作方法。
12. 請求項１１において、
    前記キャリブレーション動作の実行の以前に前記ロジックユニットは所定の初期値に設定された前記デジタルデータを前記Ｄ／Ａ変換器の前記入力端子に供給して、その後、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作の実行を開始することを特徴とする半導体集積回路の動作方法。
13. 請求項１２において、
    前記電流ドライバによる前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルを駆動する駆動動作の間に所定の時間が経過すると、前記ロジックユニットは前記キャリブレーション動作を定期的に実行することを特徴とする半導体集積回路の動作方法。
14. 請求項１３において、
    前記キャリブレーション動作の前記実行の以前に前記ロジックユニットが前記所定の初期値に設定された前記デジタルデータを前記Ｄ／Ａ変換器の前記入力端子に供給して、その後、前記キャリブレーション動作の前記実行によって前記全チャンネルの正常動作が確認される都度、前記ロジックユニットは逐次前記デジタルデータを前記所定の初期値よりも小さな値に再設定して、
    その後の前記キャリブレーション動作の前記実行によって前記全チャンネルの正常動作が確認されない場合には、最後に前記全チャンネルの正常動作が確認された状態での値に前記デジタルデータの値を復帰することを特徴とする半導体集積回路の動作方法。
15. 請求項１３において、
    前記複数のドライバユニットの前記各ドライバユニットは、非反転入力端子に参照電圧が供給され、反転入力端子に前記駆動用ＭＯＳトランジスタのソース端子が接続され、出力端子に前記駆動用ＭＯＳトランジスタのゲート端子が接続された差動増幅器を更に含み、
    前記各ドライバユニットの前記検出器の一方の入力端子には前記駆動用ＭＯＳトランジスタの前記ゲート端子と前記ソース端子とのいずれかが接続され、前記各ドライバユニットの前記検出器の他方の入力端子に検出判定基準電圧が供給されることを特徴とする半導体集積回路の動作方法。
16. 請求項１３において、
    前記ロジックユニットは、前記デジタルデータの値を格納するカウンタと、前記複数の検出器からの前記複数の検出信号に応答して前記カウンタに格納される前記デジタルデータの値を逐次更新するカウンタ制御部とを含むことを特徴とする半導体集積回路の動作方法。
17. 請求項１６において、
    前記ロジックユニットは、複数の調光パルス幅変調駆動信号を生成する調光コントローラを更に含み、
    前記調光コントローラから生成される前記複数の調光パルス幅変調駆動信号により、前記複数のドライバユニットが活性化されることを特徴とする半導体集積回路の動作方法。
18. 請求項１７において、
    前記調光コントローラは、前記複数の調光パルス幅変調駆動信号を分散駆動方式によって相互に相違する生成タイミングで生成することを特徴とする半導体集積回路の動作方法。
19. 請求項１８において、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータには、前記半導体集積回路の外部でインダクタとパワーＭＯＳトランジスタと平滑容量とが接続可能とされ、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記パワーＭＯＳトランジスタをオン期間とオフ期間とで反復駆動することによって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記出力ＤＣ電圧を生成することを特徴とする半導体集積回路の動作方法。
20. 請求項１９において、
    前記電流ドライバの前記複数のドライバユニットは、ＰＮ接合を有する複数の発光ダイオードによって構成される前記発光素子アレーの前記複数のチャンネルを駆動可能とされたことを特徴とする半導体集積回路の動作方法。

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