KR101886872B1

KR101886872B1 - 반도체 집적 회로 및 그 동작 방법

Info

Publication number: KR101886872B1
Application number: KR1020110124585A
Authority: KR
Inventors: 유헤이 기따가와; 가즈야스 미나미
Original assignee: 르네사스 일렉트로닉스 가부시키가이샤
Priority date: 2010-11-26
Filing date: 2011-11-25
Publication date: 2018-08-08
Also published as: KR20120059385A; US8536806B2; JP5666268B2; CN102479489B; US20120133291A1; JP2012114316A; CN102479489A

Abstract

온도 변동 및 발광 소자의 특성 변동 등에 대해서도 최적의 구동 전압을 생성하여, 시스템의 소비 전력을 저감하는 것이다. DC-DC 컨버터(10)는 출력 전압을 발광 소자 어레이의 복수의 채널에 공통으로 공급하고, 전류 드라이버(20)는 복수의 채널을 구동하는 복수의 드라이버 유닛(21 … 28)을 갖고, 각 드라이버 유닛은 구동 트랜지스터(212)와 구동 전류의 이상을 검출하는 검출기(213)를 포함한다. 로직 유닛(30)은 복수의 검출 신호 LIMIT<1> … <8>에 응답하여 디지털 데이터를 생성하여 D/A 변환기(50)에 공급하고, D/A 변환기(50)의 아날로그 기준 전압 V_REF는 DC-DC 컨버터(10)에 공급된다. 로직 유닛(30)은, 디지털 데이터의 축차 갱신에 의해, 전체 채널의 정상 동작에서의 최저의 출력 DC 전압을 설정하기 위한 디지털 데이터를 결정하는 캘리브레이션 동작을 실행한다.

Description

반도체 집적 회로 및 그 동작 방법{SEMICONDUCTOR INTEGRATED CIRCUIT AND OPERATION METHOD THEREOF}

본 발명은 발광 소자를 제어 구동하기 위한 반도체 집적 회로 및 그 동작 방법에 관한 것으로, 특히 온도 변동 및 발광 소자의 특성 변동 등에 대해서도 최적의 구동 전압을 생성하여, 시스템의 소비 전력을 저감하는 데 유효한 기술에 관한 것이다.

발광 다이오드(LED : Light Emitting Diode)는 순방향으로 전압을 인가함으로써 발광하는 반도체 소자이며, 발광 원리는 일렉트로루미네센스(EL : Electro-Luminescence) 효과를 이용한 것이며, 유기 EL(OLEDs : Organic light-emitting diodes)도 발광 다이오드(LED)에 포함된다.

발광 다이오드는 반도체의 PN 접합 구조를 이용하는 것이며, 발광은 전자가 갖는 에너지를 직접, 광 에너지로 변환되는 것으로 열이나 운동의 에너지의 개재를 필요로 하지 않는다. 순방향 인가 전압에 의해 전자와 정공은 각각 전도대와 가전자대를 흐르고, PN 접합부 부근에 있어서 금제대(밴드 갭)를 초과하여 전자와 정공이 재결합한다. 재결합할 때에는, 대략 금제대 폭에 상당하는 에너지가, 광자 즉 광으로서 방출된다. 방출되는 광의 파장은 반도체 재료의 밴드 갭에 의해 결정되고, 기본적으로는 단일색의 발광으로 된다. 또한, 청색이나 자색이나 자외선을 발하는 발광 다이오드의 표면에 형광 도료를 도포함으로써, 백색이나 전구색 등 다양한 중간색의 발광 다이오드도 제조되어 있다.

발광 다이오드의 발광에는, PN 접합의 순방향 전압 V_F 이상의 공급 전압을 양극(애노드)과 음극(캐소드) 사이에 인가할 필요가 있고, 발광 다이오드의 발광량은 순방향 전류량에 따른 것으로 된다. 또한 발광 다이오드의 순방향 전압 V_F는 발광색에 의해 상위하는 것이며, 적외에서는 1.4V 정도, 적색이나 등색이나 황색이나 녹색에서는 2.1V 정도, 백색이나 청색에서는 3.5V 정도, 자외선에서는 4.5V 내지 6V 정도로 된다.

발광 다이오드의 발광색에 대응하여, 이하의 반도체 재료를 사용함으로써, 다양한 발광색의 발광 다이오드를 제조하는 것이 가능하다.

알루미늄 갈륨 비소(AlGaAs)-적외선ㆍ적색

갈륨 비소 인(GaAsP)-적색ㆍ등색ㆍ황색

인듐 질화 갈륨(InGaN)/질화 갈륨(GaN)/알루미늄 질화 갈륨(AlGaN)-(등색ㆍ황색ㆍ)녹색ㆍ청색ㆍ자색ㆍ자외선

인화 갈륨(GaP)-적색ㆍ황색ㆍ녹색

셀레늄화 아연(ZnSe)-녹색ㆍ청색

알루미늄 인듐 갈륨 인(AlGaInP)-등색ㆍ등황색ㆍ황색ㆍ녹색

한편, 백색광은 가시광선 전역의 연속 스펙트럼에 의해 실현되는 광인 것에 대해서, 발광 다이오드는 특정한 범위의 파장만을 발광하므로, 본래의 의미에서의 백색 발광 다이오드는 실현할 수 없다. 그러나 인간의 눈의 성질을 사용한 의사 백색 발광 다이오드가 제안되어 있다. 이 발광 다이오드는, 인간의 눈에는 광의 3원색의 혼합이나 보색 관계에 있는 2색의 혼합도 백색으로 보인다고 하는 성질을 사용한 것으로, 이를 백색광의 대용으로 하는 것이다.

예를 들면, 형광체 방식의 백색 발광 다이오드는, 청색 또는 그것보다도 파장이 짧은 발광 다이오드와 형광체를 조합한 방식에 의해, 발광 다이오드의 칩을 형광체로 피복한 구조로 되어 있다. 이를 점등시키면, 형광에 의한 광과 형광체를 투과한 발광 다이오드의 광의 혼합이 얻어져, 형광 파장이나 형광체의 두께 등을 조정함으로써 백색광을 얻는 것이 가능하게 된다.

청황색계 의사 백색 발광 다이오드는 현재의 백색 발광 다이오드의 주류이며, 시감도가 높은 파장의 황색으로 형광하는 형광체와 청색 발광 다이오드를 조합함으로써 시각적으로 매우 밝은 백색 발광 다이오드를 실현하고 있다.

또한 발광 다이오드(LED)는 저소비 전력, 긴 수명, 소형이므로 수많은 전자 기기에 이용되어 있다. 구체적인 응용으로서는, 신호기, 교통 관련에서의 역ㆍ공항의 안내 표시, 대형 비전, 간판 등, 액정 텔레비전이나 노트북의 백라이트, LED 디스플레이, 옥내ㆍ옥외 조명용의 LED 조명 등에 응용되고, 현재 그 응용 범위의 확대가 진행되고 있다.

최근, 대형 액정 디스플레이의 백라이트 광원으로서의 백색 발광 다이오드의 LED 어레이를 구동하는 드라이버가, 반도체 메이커 각 회사에서 발표되고 있다. 이 드라이버는 복수의 LED 스트링(계열)을 병렬로 구동 가능하게 되고, 복수의 LED 스트링의 각 스트링에서는 복수개의 발광 다이오드(LED)가 직렬로 접속 가능하게 된다.

하기 특허 문헌 1에는, 각 계열로 복수개의 복수의 발광 소자를 포함하는 복수의 발광 소자 계열을 구동 가능한 발광 소자 구동 장치에 있어서, 발광 소자의 특성의 변동에 관계없이, 정전류 드라이브를 행하여, 전력 손실을 저감하는 것이 기재되어 있다. 복수의 발광 소자 계열에 포함된 최상단의 복수의 발광 소자의 복수의 양극에는 승압 스위칭 전원 회로로부터 생성되는 고전압이 공통으로 공급되고, 복수의 발광 소자 계열에 포함된 최하단의 복수의 발광 소자의 복수의 음극은 각각 복수의 정전류 드라이버에 의해 구동된다. 또한 최하단의 복수의 발광 소자의 복수의 음극의 복수의 전압, 즉 복수의 정전류 드라이버에 인가되는 복수의 전압은 선택 회로에 공급되고, 선택 회로는 복수의 전압으로부터 최저 전압을 선택하여 검출 전압으로서 제어 회로에 피드백한다. 제어 회로는 검출 전압이 기준 전압과 동등하게 되는 제어 신호를 생성하므로, 승압 스위칭 전원 회로는 제어 신호에 응답하여 고전압의 크기가 제어되어, 검출 전압은 기준 전압과 동등하게 된다. 기준 전압의 값은, 복수의 정전류 드라이버의 트랜지스터에 확실하게 정전류가 흐르도록 활성 영역과 포화 영역의 경계보다도 약간 여유를 가진 활성 영역에서 트랜지스터가 동작하도록 설정된다. 그 결과, 최저 전압이 기준 전압과 동등하게 되도록 승압 스위칭 전원 회로의 고전압이 자동적으로 제어되므로, 복수의 LED 소자에 특성의 변동이 있어도, 각 LED 소자를 충분히 발광시킴과 함께, 복수의 정전류 드라이버의 손실을 저감할 수 있다.

하기 비특허 문헌 1에는, 백색 발광 다이오드의 LED 어레이를 광원으로 하는 대형 액정 디스플레이를 위해 설계된 백색 발광 다이오드의 고효율 드라이버가 기재되어 있다. LED 어레이는, 스트링당 10개의 직렬 접속된 LED를 갖는 8스트링까지 병렬로 구성되는 것이 가능하다. 8스트링의 최상단의 LED의 복수의 양극에는 인덕터와 파워 MOS 트랜지스터와 정류 다이오드와 용량으로 구성된 스텝 업 컨트롤러로부터 생성되는 출력 전압이 공통으로 공급되고, 8스트링의 최하단의 복수의 LED의 복수의 음극은 각각 복수의 전류원에 의해 구동된다. 복수의 전류원의 각 전류원은, 차동 증폭기와 N채널 MOS 트랜지스터와 저항에 의해 구성된다. 복수의 전류원의 구동 전압인 복수의 피드백 전압의 최저 전압을 스텝 업 컨트롤러가 자동적으로 선택함으로써, 출력 전압이 조정된다.

[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 제2003-332624호 공보

[비특허 문헌 1] 제품명 MAX17061 데이터 시트 "MAXIM 8-String White LED Driver with SMBus for LED Panel Applications" pp.1 내지 26, (C) 2008 Maxim Integrated Products, http://www.maxim-ic.com/datasheet/index.mvp/id/5445, [평성 22년 10월 15일 검색]

본 발명자들은 본 발명에 앞서 텔레비전 수상기 등에 사용되는 대형 액정 디스플레이의 백라이트 광원으로서 사용 가능한 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 개발에 종사하였다.

도 1은, 본 발명에 앞서 본 발명자들에 의해 검토된 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면이다.

도 1에 도시한 백색 LED 어레이의 반도체 집적 회로(1)는, 승압 DC-DC 컨버터(10)와, 8채널(8스트링)의 정전류 드라이버(20)와, 로직 유닛(30)과, 기준 전압 생성부(40)에 의해 구성되고, 로직 유닛(30)은 12비트(4096계조) 조광 컨트롤러(31)를 포함하는 것이다.

도 1에 도시하는 바와 같이, 반도체 집적 회로(1)에는, 예를 들면 10V 내지 26.0V의 전압 범위를 갖는 입력 DC 전압 V_IN이 공급되고, 또한 반도체 집적 회로(1)에는, 인덕터(2)와 N채널 파워 MOS 트랜지스터(3)와 예를 들면 쇼트키 다이오드인 정류 다이오드(4)와 평활 용량(5)과 피드백 회로(6)가 접속 가능하게 되어 있다. 인덕터(2)의 일단에는 입력 DC 전압 V_IN이 접속되고, 인덕터(2)의 타단은 파워 MOS 트랜지스터(3)의 드레인 단자와 정류 다이오드(4)의 애노드에 접속되고, 정류 다이오드(4)의 캐소드는 피드백 회로(6)와 평활 용량(5)과 8채널의 최상단의 LED 소자(D11 … D81)의 복수의 양극(ANODE)에 접속된다. 8채널의 최하단의 LED 소자(D16 … D86)의 복수의 음극(CATHODE)은, 정전류 드라이버(20)의 내부의 8채널의 드라이버 유닛(21 … 28)의 출력 단자(OUT1 … OUT8)에 접속되고, 정전류 드라이버(20)의 8채널의 드라이버 유닛(21 … 28)의 정전류 설정 단자(SO1 … SO8)와 접지 전위 사이에는 각각 정전류 설정 저항(Rs)이 접속되어 있다.

정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21)은 차동 증폭기(211)와 N채널 MOS 트랜지스터(212)에 의해 구성되고, 차동 증폭기(211)의 비반전 입력 단자에 참조 전압 Vref가 공급되고, 차동 증폭기(211)의 출력 단자는 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 게이트 단자에 접속되고, N채널 MOS 트랜지스터(212)의 소스 단자는 차동 증폭기(211)의 반전 입력 단자와 정전류 설정 저항(Rs)의 일단에 접속되고, 정전류 설정 저항(Rs)의 타단은 접지 전위에 접속되고, N채널 MOS 트랜지스터(212)의 드레인 단자는 드라이버 유닛(21)의 출력 단자(OUT1)를 개재하여 제1 채널의 최하단의 LED 소자(D16)의 음극에 접속된다.

정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21)의 차동 증폭기(211)와 N채널 MOS 트랜지스터(212)는 볼티지 팔로워로서 동작하므로, 정전류 설정 저항(Rs)의 양단에 참조 전압 Vref가 공급됨으로써, 제1 채널의 LED 소자(D11 … D16)에 유입하는 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 전류값이 설정된다. 정전류 드라이버(20) 내부의 그 밖의 채널의 드라이버 유닛(21)(도시 생략) … 드라이버 유닛(28)도, 드라이버 유닛(21)과 완전히 마찬가지로, 볼티지 팔로워 동작의 차동 증폭기와 N채널 MOS 트랜지스터에 의해 구성되고, 그 밖의 제2 채널 LED 구동 전류 I_LED<2>(도시 생략) … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 전류값이 설정된다.

또한, 8채널의 최하단의 LED 소자(D16 … D86)의 복수의 음극의 전압, 즉 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21 … 28)의 출력 단자(OUT1 … OUT8)의 복수의 구동 출력 전압은, 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 복수의 반전 입력 단자에 공급되어 있다.

로직 유닛(30)은 조광 컨트롤러(31)에는, 조광 클럭 DPWMCLK에 동기하여, 1비트 시리얼 조광 제어 데이터가 공급된다. 조광 컨트롤러(31)는, 조광 제어 데이터에 응답하여, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21 … 28)에 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1> … <8>을 공급한다. 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1> … <8>의 각 구동 신호는, 하이 레벨의 기간과 로우 레벨의 기간의 비에 의해, LED의 발광 휘도를 조광하는 것이 가능하다.

기준 전압 생성부(40)는, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21 … 28)의 차동 증폭기(211)의 비반전 입력 단자의 참조 전압 Vref와 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21 … 28)의 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 드레인ㆍ소스간 포화 전압 V_SAT의 오프셋의 가산에 의한 가산 전압 VRef+V_SAT를, 기준 전압 V_REF로서 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다.

승압 DC-DC 컨버터(10)는, 오차 증폭기(11)와 컨트롤러(12)에 의해 구성되어 있다. 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 기준 전압 생성부(40)로부터 생성되는 기준 전압 V_REF가 공급되고, 오차 증폭기(11)의 복수의 반전 입력 단자에 드라이버 유닛(21 … 28)의 출력 단자(OUT1 … OUT8)의 복수의 구동 출력 전압이 공급되고, 오차 증폭기(11)의 최후의 반전 입력 단자에 피드백 회로(6)로부터 생성되는 피드백 전압 V_FB가 공급된다. 또한, 피드백 전압 V_FB는, 정류 다이오드(4)의 캐소드로부터 생성되는 승압 출력 DC 전압 V_OUT를 피드백 회로(6)의 2개의 분압 저항(R1, R2)에 의해 분압함으로써 생성한 것이다.

승압 DC-DC 컨버터(10)와 인덕터(2)와 N채널 파워 MOS 트랜지스터(3)와 정류 다이오드(4)와 평활 용량(5)에 의해 구성되는 스위칭 레귤레이터는, 파워 MOS 트랜지스터(3)의 온 기간과 파워 MOS 트랜지스터(3)의 오프 기간을 반복함으로써 정류 다이오드(4)의 캐소드로부터 승압 출력 DC 전압 V_OUT를 생성하는 펄스 폭 변조(PWM) 동작을 실행하는 것이다.

인덕터(2)의 인덕턴스를 L, 시간을 t로 하면, 파워 MOS 트랜지스터(3)의 온 기간에는, 다음 식에 의해 주어지는 전류가 인덕터(2)와 파워 MOS 트랜지스터(3)를 개재하여 입력 DC 전압 V_IN으로부터 접지 전위로 흐른다.

온 기간 후의 파워 MOS 트랜지스터(3)의 오프 기간에는, 다음 식에 의해 주어지는 전류가 인덕터(2)와 정류 다이오드(4)를 개재하여 입력 DC 전압 V_IN으로부터 평활 용량(5)으로 흐른다.

파워 MOS 트랜지스터(3)의 온 기간을 T_ON으로 하고, 파워 MOS 트랜지스터(3)의 오프 기간을 T_OFF로 하면, 이 양방의 기간의 경계에서 수학식 1에 의해 주어지는 전류와 수학식 2에 의해 주어지는 전류는, 동등하게 되어야만 한다. 따라서, 다음 식이 얻어진다.

이 수학식 3을 전개하면, 다음 식의 관계가 얻어진다.

이 수학식 4는, 승압 DC-DC 컨버터(10)와 인덕터(2)와 N채널 파워 MOS 트랜지스터(3)와 정류 다이오드(4)와 평활 용량(5)에 의해 구성되는 스위칭 레귤레이터가, 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 큰 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT를 생성하는 것을 나타내는 것이다.

한편, 출력 DC 전압 V_OUT의 피드백 회로(6)의 분압 저항(R1, R2)의 분압에 의해 생성되는 피드백 전압 V_FB가 오차 증폭기(11)의 최후의 반전 입력 단자에 공급되고, 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 기준 전압 생성부(40)로부터 생성되는 기준 전압 V_REF가 공급되어 있으므로, 피드백 전압 V_FB의 전압 레벨은 기준 전압 V_REF의 전압 레벨과 일치하도록 오차 증폭기(11)가 동작하여 출력 DC 전압 V_OUT가 생성된다. 즉, 이 양방의 전압 레벨이 일치하도록, 컨트롤러(12)는 펄스 폭 변조(PWM)의 삼각파형의 상승 기간과 하강 기간의 비에 의해 온 기간 T_ON과 오프 기간 T_OFF의 비를 결정하는 것이다.

상기 특허 문헌 1의 기재 및 상기 비특허 문헌 1의 기재와 대략 마찬가지로, 8채널의 최하단의 LED 소자(D16 … D86)의 복수의 음극의 전압, 즉 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21 … 28)의 출력 단자(OUT1 … OUT8)의 복수의 구동 출력 전압은, 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 복수의 반전 입력 단자에 공급되고, 오차 증폭기(11)는 복수의 구동 출력 전압의 최저 전압을 선택한다. 또한 오차 증폭기(11)는, 선택된 최저 전압의 전압 레벨이 승압 기준 전압 V_REF(=Vref+V_SAT)와 동등하게 되도록 컨트롤러(12)를 제어하므로, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 최종적으로 조정된다. 따라서, 복수의 구동 출력 전압의 최저 전압이 기준 전압 V_REF(=Vref+V_SAT)와 동등하게 되도록 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 자동적으로 제어되므로, 복수의 LED 소자(D11 내지 D16 … D81 내지 D86)에 특성의 변동이 있어도, 각 LED 소자를 충분히 발광시킴과 함께, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21 … 28)의 손실을 저감하는 것이 가능하게 된다.

도 1에 도시한 백색 LED 어레이의 반도체 집적 회로(1)에서는, 온도 상승이나 LED 소자의 특성 변동 등의 원인에 의해 복수의 LED 소자(D11 내지 D16 … D81 내지 D86)의 PN 접합의 순방향 전압 V_F가 감소된 경우에는, 오차 증폭기(11)에 의해 선택된 최저 전압의 전압 레벨이 증대된다. 따라서, 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)와 컨트롤러(12)는, 증대된 선택 최저 전압의 전압 레벨이 기준 전압 V_REF(=Vref+V_SAT)까지 저하되도록 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 저하시킨다.

또한 도 1에 도시한 백색 LED 어레이의 반도체 집적 회로(1)에서는, 온도 저하나 LED 소자의 특성 변동 등의 원인에 의해 복수의 LED 소자(D11 내지 D16 … D81 내지 D86)의 PN 접합의 순방향 전압 V_F가 증대된 경우에는, 오차 증폭기(11)에 의해 선택된 최저 전압의 전압 레벨이 감소된다. 따라서, 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)와 컨트롤러(12)는, 감소된 선택 최저 전압의 전압 레벨이 기준 전압 V_REF(=Vref+V_SAT)까지 증대되도록 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 상승시킨다. 그러나, 도 1의 스위칭 레귤레이터에는 출력 DC 전압 V_OUT의 상승 한계가 있으므로, 상승 한계 이상으로 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 상승시키는 것은 불가능하다.

따라서, 도 1에 도시한 백색 LED 어레이의 반도체 집적 회로(1)에서는, 극도의 온도 저하나 LED 소자의 극도의 특성 변동 등의 원인에 의해 복수의 LED 소자(D11 내지 D16 … D81 내지 D86)의 PN 접합의 순방향 전압 V_F가 극도로 증대된 경우에는, 감소한 선택 최저 전압의 전압 레벨을 기준 전압 V_REF(=Vref+V_SAT)까지 증대시키는 것이 불가능하게 된다.

그 결과, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 각 전류값이 초기의 정상적인 정전류값보다도 저하된다. 따라서, 정전류 설정 저항(Rs)의 양단간의 전압 강하는 참조 전압 Vref보다도 현저하게 저하되므로, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21)의 차동 증폭기(211)와 N채널 MOS 트랜지스터(212)는 저하된 정전류 설정 저항(Rs)의 양단간의 전압 강하가 참조 전압 Vref까지 증대시키려고 동작한다. 즉, 드라이버 유닛(21)의 차동 증폭기(211)는 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 게이트에 극도로 높은 레벨의 출력 전압을 공급하여, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 감소를 보상하려고 한다.

그러나, 선택 최저 전압의 전압 레벨의 감소와 마찬가지로, 제1 채널의 최하단의 LED 소자(D16)의 음극에 접속된 드라이버 유닛(21)의 출력 단자(OUT1), 즉 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 드레인 단자의 제1 채널 구동 출력 전압의 전압 레벨도, 기준 전압 V_REF(=Vref+V_SAT)보다도 상당히 낮은 전압 레벨로 되어 있다. 따라서, MOS 트랜지스터(212)의 게이트에는 상당히 높은 레벨의 게이트 구동 전압이 공급되어 있지만, MOS 트랜지스터(212)의 드레인ㆍ소스간에는 상당히 낮은 드레인ㆍ소스간 전압이 공급되어 있다.

따라서, 이와 같은 동작 전압의 공급 상황에서는, MOS 트랜지스터(212)는, 정전류 특성을 얻는 데 적합한 MOS 트랜지스터의 포화 영역(드레인 전류가, 대략 드레인ㆍ소스간 전압과 무관하게 일정한 영역)에서 동작할 수 없고, 정전류 특성을 얻는 데 부적합한 MOS 트랜지스터의 선형 영역(드레인 전류가, 대략 드레인ㆍ소스간 전압에 의존하여 변화하는 영역)에서 동작하는 것으로 된다. 그 결과, 드라이버 유닛(21)의 차동 증폭기(211)가 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 게이트에 극도로 높은 레벨의 출력 전압을 공급하였다고 해도, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 감소를 보상하는 것은 불가능한 것이며, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>이 감소하게 된다. 정전류 드라이버(20) 내부의 그 밖의 채널의 드라이버 유닛(22)(도시 생략) … 드라이버 유닛(28)도, 드라이버 유닛(21)과 완전히 마찬가지이며, 그 밖의 제2 채널 LED 구동 전류 I_LED<2>(도시 생략) … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 각 전류값도 초기의 정상적인 정전류값보다도 저하되는 것이, 본 발명에 앞선 본 발명자들에 의한 검토에 의해 명백하게 되었다.

또한, 드라이버 유닛(21 … 28)에 의한 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 구동 상태에 따라서, 기준 전압 V_REF와 동등한 전압으로 설정되는 개소가 출력 단자(OUT1 … OUT8)와 피드백 전압 V_FB 중 어느 하나로 빈번하게 선택되어 절환하므로, 시스템이 안정화되지 않고 불안정한 동작에 빠지기 쉬운 것도, 본 발명에 앞선 본 발명자에 의한 검토에 의해 명백하게 되었다.

본 발명은, 이상과 같은 본 발명에 앞선 본 발명자들에 의한 검토의 결과, 이루어진 것이다.

따라서, 본 발명의 목적으로 하는 바는, 온도 변동 및 발광 소자의 특성 변동 등에 대해서도 최적의 구동 전압을 생성함으로써, 시스템의 소비 전력을 저감하는 것이 가능한 발광 소자 제어 구동용 반도체 집적 회로를 제공하는 데 있다.

본 발명의 상기와 그 밖의 목적과 신규의 특징은, 본 명세서의 기술 및 첨부 도면으로부터 명백하게 될 것이다.

본원에 있어서 개시되는 발명 중의 대표적인 것에 대해서 간단히 설명하면 하기와 같다.

즉, 본 발명의 대표적인 실시 형태는, 발광 소자 어레이의 복수의 채널을 병렬로 구동하는 것이 가능한 반도체 집적 회로(1)이다.

상기 반도체 집적 회로는, DC-DC 컨버터(10)와, 전류 드라이버(20)와, 로직 유닛(30)과, D/A 변환기(50)를 구비한다.

상기 DC-DC 컨버터는, 입력 DC 전압(V_IN)을 승압 또는 강압하여 생성되는 출력 DC 전압(V_OUT)을, 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널의 복수의 일단(ANODE)에 공통으로 공급한다.

상기 전류 드라이버는, 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널의 복수의 타단(CATHODE)을 구동하는 복수의 드라이버 유닛(21 … 28)을 갖는다.

상기 복수의 드라이버 유닛의 각 드라이버 유닛은, 상기 발광 소자 어레이의 각 채널의 각 타단을 구동하는 구동 트랜지스터(212)와, 상기 구동 트랜지스터의 구동 전류의 이상을 검출하는 검출기(213)를 포함한다.

상기 로직 유닛은, 상기 전류 드라이버의 상기 복수의 드라이버 유닛의 복수의 상기 검출기로부터 생성되는 복수의 검출 신호(LIMIT<1> … <8>)에 응답하여, 디지털 데이터(DATA_VREF<6:0>)를 생성하여 상기 D/A 변환기의 입력 단자에 공급한다.

상기 D/A 변환기는, 상기 디지털 데이터에 응답하여, 아날로그 전압을 생성하여 상기 DC-DC 컨버터에 기준 전압(V_REF)으로서 공급한다.

상기 로직 유닛은, 상기 디지털 데이터의 축차 갱신에 의해, 상기 복수의 검출기로부터의 상기 복수의 검출 신호의 모두가 상기 구동 전류의 상기 이상을 나타내지 않는 전체 채널의 정상 동작에서의 최저의 상기 출력 DC 전압을 설정하기 위한 상기 디지털 데이터를 결정하는 캘리브레이션 동작을 실행한다(도 2 참조).

본원에 있어서 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의해 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 하기와 같다.

즉, 본 발명에 따르면, 온도 변동 및 발광 소자의 특성 변동 등에 대해서도 최적의 구동 전압을 생성함으로써, 시스템의 소비 전력을 저감할 수 있다.

도 1은 본 발명에 앞서 본 발명자들에 의해 검토된 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 2는 본 발명의 실시 형태 1에 의한 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 3은 도 2에 도시하는 본 발명의 실시 형태 1에 의한 제어 구동 반도체 집적 회로(1)에 의해 실행되는 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작을 설명하기 위한 반도체 집적 회로(1)의 각 부의 파형을 나타내는 도면.
도 4는 도 2에 도시한 본 발명의 실시 형태 1에 의한 제어 구동 반도체 집적 회로(1)에 의한 백색 LED 어레이의 D11 … D16 내지 D81 … D86의 구동 동작의 사이에 소정의 시간이 경과되면 도 3에 도시한 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션(교정) 동작을 정기적으로 실행하는 모습을 도시하는 도면.
도 5는 도 2에 도시하는 본 발명의 제어 구동 반도체 집적 회로(1)에 있어서 실행되는 본 발명의 실시 형태 2에 의한 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작의 처리 플로우를 나타내는 도면.
도 6은 본 발명의 실시 형태 3에 의한 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 7은 본 발명의 실시 형태 4에 의한 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 8은 본 발명의 실시 형태 5에 의한 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면.

1. 실시 형태의 개요

우선, 본원에 있어서 개시되는 발명의 대표적인 실시 형태에 대해서 개요를 설명한다.

대표적인 실시 형태에 관한 개요 설명에서 괄호를 붙여서 참조하는 도면의 참조 부호는 그것이 부여된 구성 요소의 개념에 포함되는 것을 예시하는 데 불과하다.

〔1〕본 발명의 대표적인 실시 형태는, 발광 소자 어레이의 복수의 채널을 병렬로 구동하는 것이 가능한 반도체 집적 회로(1)이다.

상기 DC-DC 컨버터는, 입력 DC 전압(V_IN)을 승압 또는 강압하여 생성되는 출력 DC 전압(V_OUT)을, 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널의 복수의 일단(ANODE)에 공통으로 공급 가능하게 된다.

상기 전류 드라이버는, 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널의 복수의 타단(CATHODE)을 구동 가능하게 된 복수의 드라이버 유닛(21 … 28)을 갖는다.

상기 복수의 드라이버 유닛의 각 드라이버 유닛은, 상기 발광 소자 어레이의 각 채널의 각 타단을 구동하는 구동 트랜지스터(212)와, 상기 구동 트랜지스터의 구동 전류의 이상을 검출 가능한 검출기(213)를 포함한다.

상기 로직 유닛은, 상기 전류 드라이버의 상기 복수의 드라이버 유닛의 복수의 상기 검출기로부터 생성되는 복수의 검출 신호(LIMIT<1> … <8>)에 응답하여, 디지털 데이터(DATA_VREF<6:0>)를 생성하여 상기 D/A 변환기의 입력 단자에 공급 가능하게 된다.

상기 D/A 변환기는, 상기 디지털 데이터에 응답하여, 아날로그 전압을 생성하여 상기 DC-DC 컨버터에 기준 전압(V_REF)으로서 공급 가능하게 된다.

상기 로직 유닛은, 상기 디지털 데이터의 축차 갱신에 의해, 상기 복수의 검출기로부터의 상기 복수의 검출 신호의 모두가 상기 구동 전류의 상기 이상을 나타내지 않는 전체 채널의 정상 동작에서의 최저의 상기 출력 DC 전압을 설정하기 위한 상기 디지털 데이터를 결정하는 캘리브레이션 동작을 실행하는 것을 특징으로 하는 것이다(도 2 참조).

상기 실시 형태에 따르면, 온도 변동 및 발광 소자의 특성 변동 등에 대해서도 발광 소자의 발광 휘도의 변동을 경감할 수 있다.

적절한 실시 형태에서는, 상기 캘리브레이션 동작의 실행 이전에 상기 로직 유닛은 소정의 초기값으로 설정된 상기 디지털 데이터를 상기 D/A 변환기의 상기 입력 단자에 공급하고, 그 후, 상기 로직 유닛은 상기 캘리브레이션 동작의 실행을 개시하는 것을 특징으로 하는 것이다(도 2 참조).

다른 적절한 실시 형태에서는, 상기 전류 드라이버에 의한 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널을 구동하는 구동 동작의 사이에 소정의 시간이 경과되면, 상기 로직 유닛은 상기 캘리브레이션 동작을 정기적으로 실행하는 것을 특징으로 하는 것이다(도 4 참조).

또 다른 더 적절한 실시 형태에서는, 상기 캘리브레이션 동작의 상기 실행 이전에 상기 로직 유닛이 상기 소정의 초기값으로 설정된 상기 디지털 데이터를 상기 D/A 변환기의 상기 입력 단자에 공급하고, 그 후, 상기 캘리브레이션 동작의 상기 실행에 의해 상기 전체 채널의 정상 동작이 확인될 때마다, 상기 로직 유닛은 축차 상기 디지털 데이터를 상기 소정의 초기값보다도 작은 값으로 재설정한다.

그 후의 상기 캘리브레이션 동작의 상기 실행에 의해 상기 전체 채널의 정상 동작이 확인되지 않는 경우에는, 마지막으로 상기 전체 채널의 정상 동작이 확인된 상태에서의 값으로 상기 디지털 데이터의 값을 복귀하는 것을 특징으로 하는 것이다(도 3, 도 5 참조).

보다 적절한 실시 형태에서는, 상기 복수의 드라이버 유닛의 상기 각 드라이버 유닛은, 비반전 입력 단자에 참조 전압(Vref)이 공급되고, 반전 입력 단자에 상기 구동 트랜지스터의 공통 단자가 접속되고, 출력 단자에 상기 구동 트랜지스터의 제어 입력 단자가 접속된 차동 증폭기(211)를 더 포함한다.

상기 각 드라이버 유닛의 상기 차동 증폭기(211)의 상기 반전 입력 단자 및 상기 구동 트랜지스터의 상기 공통 단자와 접지 전위 사이에는, 정전류 설정 저항(Rs)이 접속 가능하게 된다.

상기 각 드라이버 유닛의 상기 검출기의 한쪽의 입력 단자에는 상기 구동 트랜지스터의 상기 제어 입력 단자와 상기 공통 단자 중 어느 하나가 접속되고, 상기 각 드라이버 유닛의 상기 검출기의 다른 쪽의 입력 단자에 검출 판정 기준 전압(V_LIM)이 공급되는 것을 특징으로 하는 것이다(도 2, 도 6 참조).

다른 보다 적절한 실시 형태에서는, 상기 로직 유닛은, 상기 디지털 데이터의 값을 저장하는 카운터(33)와, 상기 복수의 검출기로부터의 상기 복수의 검출 신호에 응답하여 상기 카운터에 저장되는 상기 디지털 데이터의 값을 축차 갱신하는 카운터 제어부(32)를 포함하는 것을 특징으로 하는 것이다(도 2, 도 6 참조).

또 다른 보다 적절한 실시 형태에서는, 상기 로직 유닛은, 복수의 조광 펄스 폭 변조 구동 신호(DPWMO<1> … <8>)를 생성하는 조광 컨트롤러(31)를 더 포함한다.

상기 조광 컨트롤러로부터 생성되는 상기 복수의 조광 펄스 폭 변조 구동 신호에 의해, 상기 복수의 드라이버 유닛이 활성화되는 것을 특징으로 하는 것이다(도 2, 도 6 참조).

다른 보다 적절한 실시 형태에서는, 상기 조광 컨트롤러는, 상기 복수의 조광 펄스 폭 변조 구동 신호를 분산 구동 방식에 의해 서로 상위하는 생성 타이밍에서 생성하는 것을 특징으로 하는 것이다(도 2, 도 6 참조).

구체적인 실시 형태에서는, 상기 DC-DC 컨버터에는, 상기 반도체 집적 회로의 외부에서 인덕터(2)와 파워 MOS 트랜지스터(3)와 평활 용량(5)이 접속 가능하게 된다.

상기 DC-DC 컨버터가 상기 파워 MOS 트랜지스터를 온 기간과 오프 기간으로 반복 구동함으로써, 상기 DC-DC 컨버터가 상기 출력 DC 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 것이다(도 2, 도 6 참조).

가장 구체적인 실시 형태는, 상기 전류 드라이버의 상기 복수의 드라이버 유닛은, PN 접합을 갖는 복수의 발광 다이오드에 의해 구성되는 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널을 구동 가능하게 된 것을 특징으로 하는 것이다(도 2, 도 6 참조).

〔2〕본 발명의 다른 관점의 대표적인 실시 형태는, 발광 소자 어레이의 복수의 채널을 병렬로 구동하는 것이 가능한 반도체 집적 회로(1)의 동작 방법이다.

상기 DC-DC 컨버터는, 입력 DC 전압(V_IN)을 승압하여 생성되는 출력 DC 전압(V_OUT)을, 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널의 복수의 일단(ANODE)에 공통으로 공급 가능하게 된다.

2. 실시 형태의 상세

다음으로, 실시 형태에 대해서 더욱 상세하게 설명한다. 또한, 발명을 실시하기 위한 최량의 형태를 설명하기 위한 전체 도면에 있어서, 상기한 도면과 동일한 기능을 갖는 부품에는 동일한 부호를 붙이고, 그 반복 설명은 생략한다.

[실시 형태 1]

《반도체 집적 회로의 구성》

도 2는, 본 발명의 실시 형태 1에 의한 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면이다.

도 2에 도시한 백색 LED 어레이의 반도체 집적 회로(1)는, 승압 DC-DC 컨버터(10)와, 8채널(8스트링)의 정전류 드라이버(20)와, 로직 유닛(30)과, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)에 의해 구성되고, 로직 유닛(30)은 12비트(4096계조) 조광 컨트롤러(31)와 카운터 제어부(32)와 업 다운 카운터(33)를 포함하는 것이다. 예를 들면, 도 2의 예에서는, 입력 DC 전압 V_IN의 전압 범위가 10V 내지 26.0V의 비교적 낮은 전압이므로, DC-DC 컨버터(10)는 승압형 DC-DC 컨버터로 된다. 다른 예로서는, 입력 DC 전압 V_IN이 비교적 높은 전압인 경우에는, DC-DC 컨버터(10)는, 강압형 DC-DC 컨버터로 된다. 또 다른 예로서는, 입력 DC 전압 V_IN이 비교적 낮은 전압과 비교적 높은 전압으로 변화하는 경우에는, DC-DC 컨버터(10)는, 승강압형 DC-DC 컨버터로 된다.

《스위칭 레귤레이터》

도 2에 도시하는 바와 같이, 반도체 집적 회로(1)에는, 예를 들면 10V 내지 26.0V의 전압 범위를 갖는 입력 DC 전압 V_IN이 공급되고, 또한 반도체 집적 회로(1)에는, 스위칭 레귤레이터를 구성하기 위해 인덕터(2)와 N채널 파워 MOS 트랜지스터(3)와 예를 들면 쇼트키 다이오드인 정류 다이오드(4)와 평활 용량(5)과 피드백 회로(6)가 접속 가능하게 되어 있다. 인덕터(2)의 일단에 입력 DC 전압 V_IN이 접속되고, 인덕터(2)의 타단은 파워 MOS 트랜지스터(3)의 드레인 단자와 정류 다이오드(4)의 애노드에 접속된다. 정류 다이오드(4)의 캐소드는, 피드백 회로(6)와 평활 용량(5)과, 8채널의 최상단의 LED 소자(D11 … D81)의 복수의 양극(ANODE)에 접속된다. 8채널의 최하단의 LED 소자(D16 … D86)의 복수의 음극(CATHODE)은, 정전류 드라이버(20) 내부의 8채널의 드라이버 유닛(21 … 28)의 출력 단자(OUT1 … OUT8)에 접속된다. 정전류 드라이버(20)의 8채널의 드라이버 유닛(21 … 28)의 정전류 설정 단자(SO1 … SO8)와 접지 전위 사이에는, 각각 정전류 설정 저항(Rs)이 접속되어 있다.

《정전류 드라이버》

정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21)은 차동 증폭기(211)와 N채널 MOS 트랜지스터(212)와 이상 검출 비교기(213)에 의해 구성되어 있다. 차동 증폭기(211)의 비반전 입력 단자에 참조 전압 Vref가 공급되고, 차동 증폭기(211)의 출력 단자는 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 게이트 단자에 접속되어 있다. N채널 MOS 트랜지스터(212)의 소스 단자는 차동 증폭기(211)의 반전 입력 단자와 정전류 설정 저항(Rs)의 일단에 접속되어 있다. 정전류 설정 저항(Rs)의 타단은 접지 전위에 접속되고, N채널 MOS 트랜지스터(212)의 드레인 단자는 드라이버 유닛(21)의 출력 단자(OUT1)를 개재하여 제1 채널의 최하단의 LED 소자(D16)의 음극에 접속된다.

정전류 드라이버(20)에 포함되는 드라이버 유닛(21)의 차동 증폭기(211)와 N채널 MOS 트랜지스터(212)는 볼티지 팔로워로서 동작하므로, 정전류 설정 저항(Rs)의 양단에 참조 전압 Vref가 공급됨으로써, 제1 채널의 LED 소자(D11 … D16)에 유입하는 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 전류값이 설정된다. 이에 의해, 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1>의 하이 레벨이 100％ 듀티시의 백색 LED 어레이의 D11 … D16의 발광 휘도를 원하는 값으로 설정할 수 있다.

정전류 드라이버(20)에 포함되는 드라이버 유닛(21)의 이상 검출 비교기(213)의 비반전 입력 단자에는 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 게이트 단자의 전압이 공급되고, 반전 입력 단자에는 이상 검출 판정 기준 전압 V_LIM이 공급되어 있다. 이상 검출 비교기(213)의 출력 단자의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>은 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급된다.

정전류 드라이버(20) 내부의 그 밖의 채널의 드라이버 유닛(22)(도시 생략) … 드라이버 유닛(28)도, 드라이버 유닛(21)과 완전히 마찬가지로 이상 검출 비교기를 포함하고, 또한 볼티지 팔로워 동작의 차동 증폭기와 N채널 MOS 트랜지스터를 포함하는 것으로, 그 밖의 제2 채널 LED 구동 전류 I_LED<2>(도시 생략) … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 전류값이 설정된다. 따라서, 드라이버 유닛(22)(도시 생략) … 드라이버 유닛(28)의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<2>(도시 생략) … LIMIT<8>도, 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>과 마찬가지로 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급된다.

《로직 유닛》

로직 유닛(30)은, 조광 컨트롤러(31)와 카운터 제어부(32)와 업 다운 카운터(33)를 포함하고 있다.

로직 유닛(30)의 조광 컨트롤러(31)에는, 조광 클럭 DPWMCLK에 동기하여, 1비트 시리얼 조광 제어 데이터가 공급된다. 조광 컨트롤러(31)는, 조광 제어 데이터에 응답하여, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21 … 28)에 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1> … <8>을 공급한다. 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1> … <8>의 각 구동 신호는, 하이 레벨의 기간과 로우 레벨의 기간의 비에 의해, LED의 발광 휘도를 조광하는 것이 가능하다. 또한, 조광 컨트롤러(31)로부터 생성되는 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1> … <8>은, 카운터 제어부(32)에도 공급된다.

또한 하이 레벨의 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1>에 응답하여, 드라이버 유닛(21)의 차동 증폭기(211)와 N채널 MOS 트랜지스터(212)가 활성화되고, 제1 채널의 LED 소자(D11 … D16)의 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 구동이 가능하게 된다. 정전류 드라이버(20)의 내부의 그 밖의 채널의 드라이버 유닛(22)(도시 생략) … 드라이버 유닛(28)도, 드라이버 유닛(21)과 완전히 마찬가지이며 하이 레벨의 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<2> … <8>에 응답하여, 드라이버 유닛(22 … 28)의 각 차동 증폭기와 각 N채널 MOS 트랜지스터가 활성화되고, 각 채널 LED 구동 전류의 구동이 가능하게 된다.

카운터 제어부(32)는, 조광 컨트롤러(31)로부터 공급되는 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1> … <8>과 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21 … 28)으로부터 공급되는 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … LIMIT<8>에 응답하여, 업 다운 카운터(33)에 공급되는 업 신호 UP와 다운 신호 DOWN을 생성한다.

업 다운 카운터(33)는 카운터 제어부(32)로부터 공급되는 1개의 업 신호 UP에 응답하여 7비트의 카운트값을 +1 인크리먼트하는 한편, 업 다운 카운터(33)는 카운터 제어부(32)로부터 공급되는 1개의 다운 신호 DOWN에 응답하여 7비트의 카운트값을 -1 디크리먼트하는 것이다.

《기준 전압 생성 D/A 변환기》

기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)에 저장된 7비트의 카운트값에 응답하여 기준 전압 V_REF를 생성하는 A/D 변환을 실행하는 것이다.

《스위칭 레귤레이터》

스위칭 레귤레이터로서 동작하는 승압 DC-DC 컨버터(10)는, 오차 증폭기(11)와 컨트롤러(12)에 의해 구성되어 있다. 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)로부터 생성되는 기준 전압 V_REF가 공급되고, 오차 증폭기(11)의 반전 입력 단자에 피드백 회로(6)로부터 생성되는 피드백 전압 V_FB가 공급된다. 또한, 피드백 전압 V_FB는, 정류 다이오드(4)의 캐소드로부터 생성되는 출력 DC 전압 V_OUT를 피드백 회로(6)의 2개의 분압 저항(R1, R2)에 의해 분압함으로써 생성한 것이다.

승압 DC-DC 컨버터(10)와 인덕터(2)와 N채널 파워 MOS 트랜지스터(3)와 정류 다이오드(4)와 평활 용량(5)에 의해 구성되는 스위칭 레귤레이터는, 파워 MOS 트랜지스터(3)의 온 기간과 파워 MOS 트랜지스터(3)의 오프 기간을 반복함으로써, 정류 다이오드(4)의 캐소드로부터 출력 DC 전압 V_OUT를 생성하는 펄스 폭 변조(PWM) 동작을 실행하는 것이다.

온 기간 이후의 파워 MOS 트랜지스터(3)의 오프 기간에는, 다음 식에 의해 주어지는 전류가 인덕터(2)와 정류 다이오드(4)를 개재하여 입력 DC 전압 V_IN으로부터 평활 용량(5)으로 흐른다.

파워 MOS 트랜지스터(3)의 온 기간을 T_ON으로 하고, 파워 MOS 트랜지스터(3)의 오프 기간을 T_OFF로 하면, 이 양방의 기간의 경계에서 수학식 5에 의해 주어지는 전류와 수학식 6에 의해 주어지는 전류는, 동등하게 되어야만 한다. 따라서, 다음 식이 얻어진다.

이 수학식 7을 전개하면, 다음 식의 관계가 얻어진다.

이 수학식 8은, 승압 DC-DC 컨버터(10)와 인덕터(2)와 N채널 파워 MOS 트랜지스터(3)와 정류 다이오드(4)와 평활 용량(5)에 의해 구성되는 스위칭 레귤레이터가, 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 큰 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT를 생성하는 것을 나타내는 것이다.

한편, 출력 DC 전압 V_OUT의 피드백 회로(6)의 분압 저항(R1, R2)에 의한 피드백 전압 V_FB가 오차 증폭기(11)의 반전 입력 단자에 공급되고, 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)로부터의 기준 전압 V_REF가 공급되어 있으므로, 피드백 전압 V_FB의 전압 레벨이 승압 기준 전압 V_REF의 전압 레벨과 일치하도록 오차 증폭기(11)가 동작하여 출력 DC 전압 V_OUT가 생성된다. 즉, 이 양방의 전압 레벨이 일치하도록, 컨트롤러(12)는 펄스 폭 변조(PWM)의 삼각파형의 상승 기간과 하강 기간의 비에 의해 온 기간 T_ON과 오프 기간 T_OFF의 비를 결정하는 것이다.

따라서, 도 2에 도시하는 바와 같이, DC-DC 컨버터(10)가 승압형 DC-DC 컨버터인 경우에는, 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 큰 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT가 생성된다. DC-DC 컨버터(10)가 다른 예의 강압형 DC-DC 컨버터인 경우에는, 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 작은 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT가 생성된다. DC-DC 컨버터(10)가 승강압형 DC-DC 컨버터인 경우에는, 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 큰 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT와 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 작은 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT가 생성된다.

《반도체 집적 회로의 동작》

도 2에 도시한 본 발명의 실시 형태 1에 의한 제어 구동 반도체 집적 회로(1)는, 복수의 백색 LED 소자가 접속된 백색 LED 어레이의 D11 … D16 내지 D81 … D86의 구동 동작의 사이에 소정의 시간이 경과되면 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션(교정) 동작을 정기적으로 실행하는 것이다.

이 캘리브레이션 동작 이전에는, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는 로직 유닛(30)의 업 다운 카운터(33)에 사전에 저장된 7비트의 카운트값에 응답하여 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급하고 있다. 따라서, 승압 DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는 기준 전압 V_REF에 응답하여 펄스 폭 변조의 삼각파형의 상승 기간(온 기간 T_ON)과 하강 기간(오프 기간 T_OFF)의 비를 결정함으로써, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 설정되어 있다.

이 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨의 설정 조건에 있어서, 백색 LED 어레이의 D11 … D16 내지 D81 … D86은 반도체 집적 회로(1)에 의해 구동되고, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 각 전류값이 정상적인 정전류값으로 설정되고, 백색 LED 어레이의 D11 … D16 내지 D81 … D86의 모두는 정상적인 발광 휘도로 설정되어 있는 것으로 한다.

그러나, 극도의 온도 저하에 의해 복수의 LED 소자(D11 내지 D16 … D81 내지 D86)의 PN 접합의 순방향 전압 V_F가 극도로 증대된 경우에는, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 각 전류값이 초기의 정상적인 정전류값보다도 저하되므로, 정전류 설정 저항(Rs)의 양단간의 전압 강하는 참조 전압 Vref보다도 현저하게 저하된다. 그러면, 드라이버 유닛(21)의 차동 증폭기(211)는 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 게이트에 극도로 높은 레벨의 출력 전압을 공급하여, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 감소를 보상하려고 한다. 정전류 드라이버(20) 내부의 그 밖의 채널의 드라이버 유닛(22)(도시 생략) … 드라이버 유닛(28)도, 드라이버 유닛(21)과 완전히 마찬가지이며 제2 채널 LED 구동 전류 I_LED _<2> … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 각 전류값도 초기의 정상적인 정전류값보다도 저하되므로, 그 밖의 채널의 드라이버 유닛(22 … 28)의 각 차동 증폭기는 각 N채널 MOS 트랜지스터의 게이트에 극도로 높은 레벨의 출력 전압을 공급하여 각 채널 LED 구동 전류의 감소를 보상하려고 한다.

이와 같은 상황에서는, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21)의 이상 검출 비교기(213)는, 반전 입력 단자에 공급되는 이상 검출 판정 기준 전압 V_LIM보다도 비반전 입력 단자에 공급되는 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 게이트 구동 전압이 극도로 높은 것을 검출한다. 그 결과, 이상 검출 비교기(213)는, 하이 레벨의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>을 생성하여 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급한다. 정전류 드라이버(20)의 내부의 그 밖의 채널의 드라이버 유닛(22) … 드라이버 유닛(28)도, 드라이버 유닛(21)과 완전히 마찬가지이며, 이상 검출 비교기는, 하이 레벨의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<2> … <8>을 생성하여 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급한다.

복수의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8> 중 어느 하나의 신호가 하이 레벨인 경우에는, 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)는 1개의 업 신호 UP를 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하므로, 업 다운 카운터(33)는 1개의 업 신호 UP에 응답하여 7비트의 카운트값을 +1 인크리먼트한다. 따라서, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 +1 갱신 카운트값에 응답하여 이전보다도 소정의 전압만큼 증가된 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 증가된 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 상승하도록 동작한다.

출력 DC 전압 V_OUT의 상승에 의해, 모든 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … I_LED _<8>의 각 전류값이 초기의 정상적인 정전류값으로 복귀하면, 모든 정전류 설정 저항(Rs)의 양단간의 전압 강하는 참조 전압 Vref로 복귀하는 것으로 된다. 그러면, 복수의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8>의 모두가 로우 레벨로 되는 것에 응답하여, 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)는 업 신호 UP도 다운 신호 DOWN도 생성하지 않으므로, 업 다운 카운터(33)에 저장된 7비트의 카운트값은 갱신 없음으로 차회의 캘리브레이션 동작의 실행 전까지 업 다운 카운터(33)에 유지되는 것으로 된다.

출력 DC 전압 V_OUT의 상승에 의해, 모든 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … I_LED _<8>의 각 전류값이 초기의 정상적인 정전류값으로 복귀하지 않았던 경우에는, 복수의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8> 중 어느 하나의 신호가 아직 하이 레벨이므로, 카운터 제어부(32)는 또 1개의 업 신호 UP를 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급한다. 따라서, 업 다운 카운터(33)는 7비트의 카운트값을 +1 더 인크리먼트하므로, 또한 소정의 전압만큼 증가된 기준 전압 V_REF를 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)가 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 그 결과, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 더욱 증가된 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 더욱 상승하도록 동작한다. 즉, 업 다운 카운터(33)의 인크리먼트 동작과 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)의 기준 전압 V_REF의 전압 증가와 승압 DC-DC 컨버터(10)의 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 증가는, 복수의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8>의 모두가 로우 레벨로 될 때까지 반복되는 것이다.

도 2에 도시한 본 발명의 실시 형태 1에 의한 제어 구동 반도체 집적 회로(1)에 최초로 동작 전원 전압으로서의 입력 DC 전압 V_IN이 공급되는 전원 투입시의 초기화 시퀀스에 있어서의 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작에서는, 로직 유닛(30)의 업 다운 카운터(33)에 저장된 7비트의 카운트값의 소정의 초기값에 응답하여 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)가 초기값의 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 초기값의 기준 전압 V_REF에 응답하여, 초기값의 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 생성하도록 동작한다. 또한, 카운터 제어부(32)는, 예를 들면 전원 투입시의 파워 온 리셋 신호에 응답하여 카운터 제어부(32)의 내부의 리드 온리 메모리(ROM) 등의 불휘발성 메모리에 저장된 7비트의 소정의 초기값을 업 다운 카운터(33)에 저장하는 것이다. 그 이외에도, 반도체 집적 회로(1) 내부의 리드 온리 메모리나 플래시 메모리 등의 불휘발성 메모리에 7비트의 소정의 초기값을 저장해 두고, 전원 투입시의 파워 온 리셋 신호에 응답하여, 카운터 제어부(32)가 불휘발성 메모리로부터 7비트의 소정의 초기값을 읽어내어 업 다운 카운터(33)에 저장할 수도 있다.

이 초기값의 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 생성된 상황에서, 복수의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8>의 모두가 로우 레벨인 경우에는, 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)는 1개의 다운 신호 DOWN을 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하므로, 업 다운 카운터(33)는 1개의 다운 신호 DOWN에 응답하여 7비트의 카운트값을 -1 디크리먼트한다. 그 결과, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 -1 갱신 카운트값에 응답하여 이전보다 소정의 전압만큼 감소된 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 감소된 승압 기준 전압 V_REF에 응답하여, 승압 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 저하되도록 동작한다.

출력 DC 전압 V_OUT가 하강해도, 모든 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … I_LED _<8>의 각 전류값이 정상적인 정전류값으로 유지되어 있는 경우에는, 복수의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8>의 모두가 로우 레벨이므로, 카운터 제어부(32)는 또 1개의 다운 신호 DOWN을 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하므로, 업 다운 카운터(33)는 또 1개의 다운 신호 DOWN에 응답하여 7비트의 카운트값을 -1 더 디크리먼트한다. 따라서, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 2개째의 -1 갱신 카운트값에 응답하여 소정의 전압만큼 더욱 감소된 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 더욱 감소된 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 더욱 저하되도록 동작한다.

출력 DC 전압 V_OUT의 한층 더한 저하에 의해 복수의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8> 중 어느 하나의 신호가 하이 레벨로 된 경우에는, 카운터 제어부(32)는 카운터값 최종 설정 신호로서의 업 신호 UP를 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하므로, 업 다운 카운터(33)는 카운터값 최종 설정 신호의 업 신호 UP에 응답한 7비트의 카운트값의 +1 인크리먼트에 의해 카운트값을 출력 DC 전압 V_OUT의 저하 직전의 카운트값으로 복귀시킨다. 그 결과, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 복귀 카운트값에 응답하여 기준 전압 V_REF를 출력 DC 전압 V_OUT의 저하 직전의 전압값으로 복귀시켜 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, 컨트롤러(12)는, 복귀 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 저하 직전의 전압값으로 복귀하도록 상승하도록 동작한다. 그 결과, 이 카운터값 최종 설정의 동작에 의해, 모든 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … I_LED _<8>의 각 전류값이 초기의 정상적인 정전류값으로 복귀하는 것으로 된다. 즉, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압값을 캘리브레이션함으로써, 정전류를 백색 LED 어레이에 공급하는 것이 가능해져, 휘도를 일정하게 유지하는 것이 가능하게 되는 것이다.

또한, DC-DC 컨버터(10)는 기준 전압 V_REF와 피드백 전압 V_FB만의 2입력을 기준으로 하여 출력 DC 전압 V_OUT를 생성하기 때문에, 시스템은 항상 안정적이며 불안정 동작을 일으키기 어렵다.

도 3은, 도 2에 도시하는 본 발명의 실시 형태 1에 의한 제어 구동 반도체 집적 회로(1)에 의해 실행되는 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작을 설명하기 위한 반도체 집적 회로(1)의 각 부의 파형을 나타내는 도면이다.

도 3에는 상세하게 도시되어 있지 않지만, 캘리브레이션 동작에 있어서도 통상 동작 기간과 완전히 마찬가지로, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21 … 28)에 공급되는 복수의 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1> … <8>은 분산 구동 방식이라고 한다.

즉, 제1 구동 신호 DPWMO<1>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍보다도, 제2 구동 신호 DPWMO<2>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍은 소정 시간 지연된다. 제2 구동 신호 DPWMO<2>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍보다도, 제3 구동 신호 DPWMO<3>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍은 소정 시간 지연된다. 제3 구동 신호 DPWMO<3>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍보다도, 제4 구동 신호 DPWMO<4>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍은 소정 시간 지연된다. 제4 구동 신호 DPWMO<4>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍보다도, 제5 구동 신호 DPWMO<5>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍은 소정 시간 지연된다. 제5 구동 신호 DPWMO<5>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍보다도, 제6 구동 신호 DPWMO<6>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍은 소정 시간 지연된다. 제6 구동 신호 DPWMO<6>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍보다도, 제7 구동 신호 DPWMO<7>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍은 소정 시간 지연된다. 제7 구동 신호 DPWMO<7>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍보다도, 제8 구동 신호 DPWMO<8>의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 변화 타이밍은 소정 시간 지연된 것이다. 그 결과, 모든 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … I_LED _<8>의 전체 전류값이 대략 동일한 시각에 급격히 증대됨으로써 DC-DC 컨버터(10)의 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 순간적으로 저하된다고 하는 문제를 경감하는 것이 가능하게 된다.

도 3의 제1 기간 T1은 반도체 집적 회로(1)에 최초로 동작 전원 전압의 입력 DC 전압 V_IN이 공급되는 전원 투입시의 초기화 시퀀스의 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작의 최초의 기간이며, 업 다운 카운터(33)의 카운트값은 소정의 초기값 3Fh로 설정되어 있다. 이 소정의 초기값 3Fh는, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)의 D/A 변환의 다이내믹 레인지의 대략 중간에서의 입력 디지털 값으로 설정된 것이다. 따라서, 업 다운 카운터(33)에 저장된 7비트의 카운트 초기값 3Fh에 응답하여 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)가 초기값의 기준 전압 V_REF를 생성하여, 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는 초기값의 기준 전압 V_REF에 응답하여, 초기값의 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 생성하도록 동작한다.

도 3의 제1 기간 T1에서는, 복수의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8>의 모두가 로우 레벨이므로, 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)는 1개의 다운 신호 DOWN을 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하고, 도 3의 제2 기간 T2에서는 업 다운 카운터(33)는 1개의 다운 신호 DOWN에 응답하여 카운트값을 -1 디크리먼트한다.

그 결과, 도 3의 제2 기간 T2에서는, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 -1 갱신 카운트값 3Eh에 응답하여 초기값의 기준 전압 V_REF보다도 소정의 전압 감소된 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 감소된 기준 전압 V_REF에 응답하여 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 저하되도록 동작한다. 또한 도 3의 제2 기간 T2로부터, 복수의 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1> … <8>의 분산 방식의 로우 레벨로부터 하이 레벨의 레벨 변화가 개시되어 있다. 따라서, 도 3의 제2 기간 T2에 제1 채널의 드라이버 유닛(21)은, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 구동을 개시하고 있다.

도 3의 제2 기간 T2에 출력 DC 전압 V_OUT가 하강해도, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 전류값이 정상적인 정전류값으로 유지되고, 제1 채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>이 로우 레벨이므로, 카운터 제어부(32)는 또 1개의 다운 신호 DOWN을 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하므로, 업 다운 카운터(33)는 또 1개의 다운 신호 DOWN에 응답하여 카운트값을 -1 더 디크리먼트한다.

그 결과, 도 3의 제3 기간 T3에서는, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 -1 갱신 카운트값 3Dh에 응답하여 소정의 전압만큼 감소된 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 승압 컨트롤러(12)는, 더욱 감소된 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 더욱 저하되도록 동작한다.

도 3의 제3 기간 T3에 출력 DC 전압 V_OUT가 하강하였기 때문에, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 전류값이 초기의 정상적인 정전류값보다도 저하된다. 따라서, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21)의 이상 검출 비교기(213)의 출력 단자로부터, 하이 레벨의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>이 생성되어 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급된다. 그 결과, 카운터 제어부(32)는 1개의 업 신호 UP를 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하고, 도 3의 제4 기간 T4에서는 업 다운 카운터(33)는 1개의 업 신호 UP에 응답하여, 카운트값을 +1 인크리먼트하여 직전의 갱신 카운트값 3Eh로 복귀한다.

그 결과, 도 3의 제4 기간 T4에서는, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 +1 복귀 카운트값 3Eh에 응답하여 제3 기간 T3의 기준 전압 V_REF보다도 소정의 전압 증가된 갱신 직전의 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 갱신 직전의 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 갱신 직전의 전압 레벨로 상승하여 복귀하도록 동작한다. 그 결과, 초기의 정상적인 정전류값보다도 저하되었던 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 전류값이 초기의 정상적인 정전류값으로 상승하므로, 제1 채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 변화한다. 따라서, 제1 채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>이 시각 t23에서 로우 레벨로부터 하이 레벨로 변화하고, 또한 시각 t34에서 하이 레벨로부터 로우 레벨로 변화한 왕복 상태 천이에 응답하여, 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)는 출력 DC 전압 V_OUT의 최저 전압의 최초의 발견을 나타내는 저전압 발견 신호 LOW_FIND를 로우 레벨로부터 하이 레벨로 변화시킨다. 또한, 카운터 제어부(32)는 저전압 발견 신호 LOW_FIND가 하이 레벨의 상태에 있어서, 제1 채널의 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1>이 하이 레벨로 유지되고, 또한 제1 채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>이 로우 레벨로 유지되어 있는 것을 판독하고, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1>의 전류값이 정상적인 정전류값이라고 판정하고, 제1 채널의 드라이버 유닛(21)에 관한 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작 완료를 나타내는 하이 레벨의 제1 채널 체크 완료 신호 CHK_END<1>로 하이 레벨을 기입한다.

또한 도 3의 제4 기간 T4에서 출력 DC 전압 V_OUT가 갱신 직전의 전압 레벨로 유지되는 동안에, 제2 채널 LED 구동 전류 I_LED _<2> … 제7 채널 LED 구동 전류 I_LED _<7>은 초기의 정상적인 정전류값으로 유지되어 있으므로, 제2 채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<2>로부터 제7 채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<7>은 모두 로우 레벨로 유지되어 있다.

따라서, 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)는, 도 3의 제4 기간 T4에서 저전압 발견 신호 LOW_FIND가 하이 레벨로 유지되어 있고, 또한 제2 채널의 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<2> … 제7 채널의 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<7>이 하이 레벨로 유지되어 있고, 또한 제2 채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<2> … 제7 채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<7>이 로우 레벨로 유지되어 있는 것을 판독하고, 로우 레벨의 제2 채널 체크 완료 신호 CHK_END<2> … 제7 채널 체크 완료 신호 CHK_END<7>로 하이 레벨을 기입한다.

도 3의 제5 기간 T5에서는 제8 채널의 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<8>이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 변화하는 것에 응답하여, 제8 채널의 드라이버 유닛(28)은, 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 구동을 개시하고 있다. 그러나, 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 전류값이 정상적인 정전류값보다 저하되어 있으므로, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(28)의 이상 검출 비교기의 출력 단자로부터, 하이 레벨의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<8>이 생성되어 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급된다. 따라서, 카운터 제어부(32)는 1개의 업 신호 UP를 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하고, 도 3의 제5 기간 T5의 전반에서는 업 다운 카운터(33)는 1개의 업 신호 UP에 응답하여, 카운트값을 +1 인크리먼트하여 +1 갱신 카운트값 3Fh로 변화한다.

따라서, 도 3의 제5 기간 T5의 전반에서는, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 +1 갱신 카운트값 3Fh에 응답하여 제4 기간 T4의 기준 전압 V_REF보다도 소정의 전압 증가된 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 증가된 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 상승하여 복귀하도록 동작한다.

그러나, 도 3의 제5 기간 T5의 전반에서의 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨의 상승에도 불구하고, 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 전류값이 아직 정상적인 정전류값보다도 저하되어 있다. 그 결과, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(28)의 이상 검출 비교기의 출력 단자로부터, 하이 레벨의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<8>이 생성되어 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급된다. 따라서, 카운터 제어부(32)는 1개의 업 신호 UP를 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하고, 도 3의 제5 기간 T5의 후반에서는 업 다운 카운터(33)는 1개의 업 신호 UP에 응답하여, 카운트값을 +1 인크리먼트하여 +1 갱신 카운트값(40h)으로 변화한다.

따라서, 도 3의 제5 기간 T5의 후반에서는, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 +1 갱신 카운트값(40h)에 응답하여 제4 기간 T4의 기준 전압 V_REF보다도 소정의 전압 증가된 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 증가된 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 상승하도록 동작한다.

그러나, 도 3의 제5 기간 T5의 후반에서의 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨의 상승에도 불구하고, 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 전류값이 아직 정상적인 정전류값보다도 저하되어 있다. 그 결과, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(28)의 이상 검출 비교기의 출력 단자로부터, 하이 레벨의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<8>이 생성되어 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급된다. 따라서, 카운터 제어부(32)는 1개의 업 신호 UP를 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하고, 도 3의 제6 기간 T6에서는 업 다운 카운터(33)는 1개의 업 신호 UP에 응답하여, 카운트값을 +1 인크리먼트하여 +1 갱신 카운트값(41h)으로 변화한다.

따라서, 도 3의 제6 기간 T6에서는, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 +1 갱신 카운트값(41h)에 응답하여 제5 기간 T5의 후반의 기준 전압 V_REF보다도 소정의 전압 증가된 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 증가된 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 상승하도록 동작한다.

그 결과, 초기의 정상적인 정전류값보다도 저하되었던 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 전류값이 초기의 정상적인 정전류값으로 상승하여 복귀되므로, 제8 채널 이상 검출 판정 신호 LIMIT<8>이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 변화한다.

따라서, 저전압 발견 신호 LOW_FIND가 하이 레벨로 유지되어 있고, 또한 제8 채널의 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<8>이 하이 레벨로 유지되어 있고, 또한 제8 채널 이상 검출 판정 신호 LIMIT<8>이 로우 레벨로 되어 있는 상태에 응답하여, 카운터 제어부(32)는 제8 채널의 드라이버 유닛(28)에 관한 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작 완료를 나타내는 하이 레벨의 제8 채널 체크 완료 신호 CHK_END<8>로 하이 레벨을 기입한다.

즉, 채널 이상 검출 판정 신호 LIMIT<8>이 출력되지 않는 기간은, 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 전류값이 정상적인 범위에서 소비 전력을 저감시키기 위해, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압값이 낮아지도록, 기준 전압 V_REF를 작게 하도록 제어한다. 또한, 채널 이상 검출 판정 신호 LIMIT<8>이 출력되는 기간에는, 낮아진 LED의 휘도를 정상 상태로 하기 때문에, 기준 전압 V_REF를 크게 제어함으로써 출력 DC 전압 V_OUT의 전압값을 높게 하도록 제어하여, 결과로서 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 전류값을 상승시켜 정상적인 정전류값으로 하는 것이 가능하게 된다.

도 4는, 도 2에 도시한 본 발명의 실시 형태 1에 의한 제어 구동 반도체 집적 회로(1)에 의한 백색 LED 어레이의 D11 내지 D16 … D81 내지 D86의 구동 동작의 사이에 소정의 시간이 경과되면 도 3에 도시한 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션(교정) 동작을 정기적으로 실행하는 모습을 나타내는 도면이다.

도 4에 도시한 바와 같이, 소정의 시간의 백색 LED 어레이의 D11 내지 D16 … D81 내지 D86의 구동 동작 Norm_OP의 사이에, 승압 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작 Cal_OP가 정기적으로 실행되는 것이다. 또한, 승압 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작 Cal_OP의 사이에, 승압 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 조정 Vadj가 실행됨으로써, 반도체 집적 회로(1)의 정전류 드라이버(20)의 8채널의 드라이버 유닛(21 … 28)의 출력 단자(OUT1 … OUT8)의 출력 전압 V_- _OUT1 … V_- _OUT8이 가변 제어되는 것이다.

또한 도 4에 도시하는 바와 같이, 백색 LED 어레이의 D11 내지 D16 … D81 내지 D86의 구동 동작 Norm_OP의 사이에, 반도체 집적 회로(1)의 반도체 칩 온도 T_CH가 저온으로부터 고온으로 변화하는 경우에, 고온으로의 변화 후에 실행되는 캘리브레이션 동작 Cal_OP에 의해, 승압 출력 DC 전압 V_OUT와 출력 전압V_- _OUT1 … V_- _OUT8이 자동적으로 낮은 전압 레벨로 조정되는 것이 이해된다.

[실시 형태 2]

《승압 출력 DC 전압의 캘리브레이션 동작》

도 5는, 도 2에 도시하는 본 발명의 제어 구동 반도체 집적 회로(1)에 있어서 실행되는 본 발명의 실시 형태 2에 의한 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작의 처리 플로우를 나타내는 도면이다.

도 5의 최초의 스텝 500에서는, 업 다운 카운터(33)의 카운트값 DATA_VREF<6:0>은 소정의 초기값 3Fh로 설정되고, 출력 DC 전압 V_OUT의 최저 전압의 최초의 발견을 나타내는 저전압 발견 신호 LOW_FIND는 로우 레벨로 설정되고, DC-DC 컨버터(10)의 승압 컨트롤러(12)는 초기값의 기준 전압 V_REF는 1.875V로 설정된다.

다음의 스텝 501에서는, 카운터 제어부(32)가, 합계 8채널의 드라이버 유닛(21)의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>로부터 드라이버 유닛(28)의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<8>까지의 각 신호의 레벨을 대략 병렬로 읽어내는 것이다. 실제로는 카운터 제어부(32)는, 하이 레벨의 제1 구동 신호 DPWMO<1>의 기간의 드라이버 유닛(21)의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>의 레벨을 읽어내고, 그 후 하이 레벨의 제2 구동 신호 DPWMO<2>의 기간의 드라이버 유닛(22)의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<2>의 레벨을 읽어내고, 이하 마찬가지로 최후의 하이 레벨의 제8 구동 신호 DPWMO<8>의 기간의 드라이버 유닛(28)의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<8>의 레벨을 읽어내는 것이다.

다음의 스텝 502에서는, 카운터 제어부(32)는, 출력 DC 전압 V_OUT의 최저 전압의 최초의 발견을 나타내는 저전압 발견 신호 LOW_FIND의 전압 레벨을 체크한다. 저전압 발견 신호 LOW_FIND가 로우 레벨 “0”인 경우에는, 스텝 503으로 이행하고, 저전압 발견 신호 LOW_FIND가 하이 레벨 “1”인 경우에는, 스텝 508로 이행한다.

스텝 503에서는, 카운터 제어부(32)가 8채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8>의 모든 레벨을 체크하고, 그 모두가 로우 레벨 “0”(이상 없음)인 경우에는 스텝 504의 -1 디크리먼트 처리로 이행하는 한편, 그 어느 하나가 하이 레벨 “1”(이상 있음)인 경우에는 스텝 505의 +1 인크리먼트 처리로 이행한다. 즉, 모두가 로우 레벨 “0”(이상 없음)인 경우에는 출력 DC 전압 V_OUT에는 여유가 있으므로 출력 DC 전압 V_OUT를 저하시키기 때문에 업 다운 카운터(33)의 카운트값 DATA_VREF<6:0>의 값을 -1만큼 디크리먼트하는 한편, 어느 하나가 하이 레벨 “1”(이상 있음)인 경우에는 출력 DC 전압 V_OUT가 부족하므로 출력 DC 전압 V_OUT를 증가하기 때문에 업 다운 카운터(33)의 카운트값 DATA_VREF<6:0>의 값을 +1만큼 인크리먼트하는 것이다.

스텝 504의 -1 디크리먼트 처리에서는, 업 다운 카운터(33)는, 카운터 제어부(32)로부터 공급되는 1개의 다운 신호 DOWN에 응답하여 7비트의 카운트값을 -1 디크리먼트한다.

스텝 505의 +1 인크리먼트 처리에서는, 업 다운 카운터(33)는, 카운터 제어부(32)로부터 공급되는 1개의 업 신호 UP에 응답하여 7비트의 카운트값을 +1 인크리먼트한다.

또한 스텝 505 후에 실행되는 스텝 506에 있어서, 카운터 제어부(32)는 출력 DC 전압 V_OUT의 최저 전압의 최초의 발견을 나타내는 저전압 발견 신호 LOW_FIND를 로우 레벨로부터 하이 레벨로 변화시키는 것이다.

또한, 스텝 504의 -1 디크리먼트 처리 후 혹은 스텝 506 후에 실행되는 스텝 507에서는, 업 다운 카운터(33)에 저장된 +1 인크리먼트 혹은 -1 디크리먼트된 카운트값에 응답하여 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 기준 전압 V_REF를 생성하는 것이다. 또한, 업 다운 카운터(33)의 갱신 카운트값에 응답하여, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)의 동작에 의해 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨의 변화가 완료되는 데, 잠시의 천이 시간이 필요하게 된다.

스텝 507에 있어서 갱신된 전압 레벨의 출력 DC 전압 V_OUT가 생성된 후에, 최초의 스텝 501로 처리가 되돌아가므로, 카운터 제어부(32)가 다시 8채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8>을 읽어낸 후, 스텝 502에서 카운터 제어부(32)가 출력 DC 전압 V_OUT의 최저 전압의 최초의 발견을 나타내는 저전압 발견 신호 LOW_FIND의 전압 레벨을 다시 체크한다.

금회의 스텝 502에서는, 이전의 스텝 506에서 저전압 발견 신호 LOW_FIND를 로우 레벨로부터 하이 레벨로 변화시키고 있었으므로, 저전압 발견 신호 LOW_FIND가 하이 레벨 “1”로 판별되고, 다음의 스텝 508로 이행한다.

스텝 508에서는, 카운터 제어부(32)가 8채널의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8>의 모든 레벨을 재체크한다. 스텝 508의 재체크의 당연한 결과로서 모두가 로우 레벨 “0”(이상 없음)인 경우에는, 스텝 510으로 이행한다. 그에 대하여, 스텝 508의 재체크의 예상 외인 결과로서 어느 하나가 하이 레벨 “1”(이상 있음)인 경우에는, 스텝 509의 +1 인크리먼트 처리로 이행한다.

스텝 510에서는 카운터 제어부(32)는, 8채널의 채널 체크 완료 신호 CHK_END<1> … <8>의 모두 하이 레벨 “1”이 기입되어 있는지를 검증한다. 검증 결과가 “아니오”인 경우에는, 최초의 스텝 501로 처리가 되돌아가고, 검증 결과가 “양호”인 경우에는, 카운터 제어부(32)는 스텝 511에서 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작에서의 업 다운 카운터(33)의 카운트값 DATA_VREF<6:0>의 최종 설정값을 설정한다. 이 스텝 511에서 설정되는 카운트값 DATA_VREF<6:0>의 최종 설정값은, 대부분은 스텝 505의 +1 인크리먼트 처리 후의 카운트값이며, 예외적인 일부는 스텝 509의 +1 인크리먼트 처리 후의 카운트값이다.

스텝 511의 카운트값 DATA_VREF<6:0>의 최종 설정 처리 후에, 스텝 512에서는 최종 설정 카운트값에 대응하는 기준 전압 V_REF를 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)가 생성한다. 또한 스텝 512에서는, 이 기준 전압 V_REF를 사용하여, DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)는, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨을 설정하도록 동작한다. 또한 스텝 512에서는, 이 출력 DC 전압 V_OUT가 8채널의 최상단의 LED 소자(D11 … D81)의 복수의 양극(ANODE)에 공급된 상태에 있어서, 정전류 드라이버(20) 내부의 8채널의 드라이버 유닛(21 … 28)의 출력 단자(OUT1 … OUT8)는 8채널의 최하단의 LED 소자(D16 … D86)의 복수의 음극(CATHODE)을 구동하는 것이다. 그 결과, 정상적인 정전류값을 갖는 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>이 백색 LED 어레이로 흐르므로, 백색 LED 어레이에 포함되는 모든 LED 소자(D11 내지 D16 … D81 내지 D86)가 모두 정상적인 발광 휘도로 설정되는 것이 가능하게 된다. 또한, 스텝 512에서의 백색 LED 어레이에 포함되는 LED 소자(D11 내지 D16 … D81 내지 D86)는, 상술한 본 발명의 실시 형태 1과 완전히 마찬가지로 복수의 조광 펄스 폭 변조 방식 구동 신호 DPWMO<1> … <8>에 의해 분산 구동되는 것이다.

스텝 512의 백색 LED 어레이의 D11 내지 D16 … D81 내지 D86의 구동 동작의 사이에 스텝 513에서 소정의 시간이 경과되면, 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작을 정기적으로 실행하기 위해, 스텝 514로 처리가 이행된다. 스텝 514에서는, 카운터 제어부(32)는, 8채널의 채널 체크 완료 신호 CHK_END<1> … CHK_END<8>과 저전압 발견 신호 LOW_FIND를 로우 레벨로 클리어한다. 스텝 514의 처리 후에, 최초의 스텝 501로 처리가 복귀되므로, 다시 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작이 개시된다.

이상 설명한 바와 같이, 도 5에서 설명한 본 발명의 실시 형태 2에 의한 출력 DC 전압 V_OUT의 캘리브레이션 동작의 처리 플로우는, 스텝 502와 스텝 503과 스텝 504와 스텝 507에서, 전체 채널이 정상적인 한, 출력 DC 전압 V_OUT를 축차 감소시키고, 그 후 스텝 503에서 1 채널이어도 이상이 검출된 경우에는 스텝 505에서의 카운트값의 +1 인크리먼트에 의해 전체 채널의 정상 동작의 최소 소비 전력 조건의 설정을 실현하는 것이다. 또한, 도 5의 캘리브레이션 동작의 처리 플로우에서는, 전체 채널의 정상 동작의 최소 소비 전력 조건의 설정 후, 스텝 508에서 이상이 검출된다고 하는 예상 외인 결과가 발생한 경우에는 스텝 509에서의 카운트값의 추가 +1 인크리먼트에 의해 전체 채널의 정상 동작의 최소 소비 전력 조건의 재설정을 실현하는 것이다.

[실시 형태 3]

《실시 형태 3에 의한 반도체 집적 회로의 구성》

도 6은, 본 발명의 실시 형태 3에 의한 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면이다.

도 6에 도시하는 본 발명의 실시 형태 3에 의한 반도체 집적 회로(1)가, 도 2에 도시한 본 발명의 실시 형태 1에 의한 반도체 집적 회로(1)와 상위하는 것은, 하기의 점이다.

즉, 도 6에 도시한 본 발명의 실시 형태 3에 의한 반도체 집적 회로(1)의 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21)의 이상 검출 비교기(213)의 반전 입력 단자와 비반전 입력 단자에 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 소스 단자의 전압(드라이버 유닛(21)의 정전류 설정 단자 SO1의 전압)과 이상 검출 판정 기준 전압 V_LIM이 각각 공급되어 있는 것이다. 또한, 이상 검출 판정 기준 전압 V_LIM의 전압 레벨은, 참조 전압 Vref의 예를 들면 대략 1/2의 전압 레벨로 설정되어 있다. 또한, 정전류 드라이버(20)의 내부의 그 밖의 채널의 드라이버 유닛(22)(도시 생략) … 드라이버 유닛(28)도, 드라이버 유닛(21)과 완전히 마찬가지로 구성되어 있다.

즉, 도 6에 도시하는 본 발명의 실시 형태 3에 의한 반도체 집적 회로(1)에서도, 극도의 온도 저하나 LED 소자의 극도의 특성 변동의 원인에 의해 복수의 LED 소자(D11 내지 D16 … D81 내지 D86)의 PN 접합의 순방향 전압 V_F가 극도로 증대된 경우에는, 제1 채널 LED 구동 전류 I_LED _<1> … 제8 채널 LED 구동 전류 I_LED _<8>의 각 전류값이 초기의 정상적인 정전류값보다도 저하된다. 따라서, 정전류 설정 저항(Rs)의 양단간의 전압 강하는 참조 전압 Vref보다도 현저하게 저하되게 된다.

이와 같은 경우에는, 도 6에 도시한 본 발명의 실시 형태 3에 의한 반도체 집적 회로(1)에서는, 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21)의 이상 검출 비교기(213)의 반전 입력 단자의 N채널 MOS 트랜지스터(212)의 소스 단자의 전압은 비반전 입력 단자의 이상 검출 판정 기준 전압 V_LIM보다도 현저하게 저하한다. 그 결과, 이상 검출 비교기(213)는, 하이 레벨의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1>을 생성하여 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급한다. 정전류 드라이버(20)의 내부의 그 밖의 채널의 드라이버 유닛(22) … 드라이버 유닛(28)도, 드라이버 유닛(21)과 완전히 마찬가지이며 이상 검출 비교기는 하이 레벨의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<2> … <8>을 생성하여 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)에 공급한다.

복수의 이상 검출 판정 신호 LIMIT<1> … <8> 중 어느 하나의 신호가 하이 레벨인 경우에는, 로직 유닛(30)의 카운터 제어부(32)는 1개의 업 신호 UP를 생성하여 업 다운 카운터(33)에 공급하므로, 업 다운 카운터(33)는 1개의 업 신호 UP에 응답하여 7비트의 카운트값을 +1 인크리먼트한다. 따라서, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)는, 업 다운 카운터(33)의 +1 갱신 카운트값에 응답하여 이전보다 소정의 전압만큼 증가된 기준 전압 V_REF를 생성하여 승압 DC-DC 컨버터(10)의 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 공급한다. 따라서, DC-DC 컨버터(10)의 승압 컨트롤러(12)는, 증가된 기준 전압 V_REF에 응답하여, 출력 DC 전압 V_OUT의 전압 레벨이 상승하도록 동작한다.

이상 설명한 바와 같이, 도 6에 도시하는 본 발명의 실시 형태 3에 의한 반도체 집적 회로(1)는, 도 2에 도시한 본 발명의 실시 형태 1에 의한 반도체 집적 회로(1)와 마찬가지의 동작 기능을 실현하는 것이 가능하게 된다.

[실시 형태 4]

《실시 형태 4에 의한 반도체 집적 회로의 구성》

도 7은, 본 발명의 실시 형태 4에 의한 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면이다.

도 7에 도시하는 본 발명의 실시 형태 4에 의한 반도체 집적 회로(1)가, 도 2에 도시한 본 발명의 실시 형태 1에 의한 반도체 집적 회로(1)와 상위하는 것은, 하기의 점이다.

즉, 도 7에 도시한 본 발명의 실시 형태 4에 의한 반도체 집적 회로(1)의 DC-DC 컨버터(10)에는, 도 2와 변경된 접속 형태에서 P채널 MOS 트랜지스터(7)와 쇼트키 다이오드(4)와 인덕터(2)와 평활 용량(5)이 접속됨으로써, DC-DC 컨버터(10)는 강압형 DC-DC 컨버터로 구성되어 있다.

따라서, 도 7에 도시한 입력 DC 전압 V_IN이 비교적 큰 전압 레벨인 경우에는, 강압형 DC-DC 컨버터(10)는, 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 작은 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT를 생성한다.

즉, 도 7에 도시한 바와 같이, 입력 DC 전압 V_IN이 P채널 MOS 트랜지스터(7)의 소스 단자에 접속되고, P채널 MOS 트랜지스터(7)의 드레인 단자는 인덕터(2)의 일단과 쇼트키 다이오드(4)의 캐소드와 접속된다. 쇼트키 다이오드(4)의 애노드는 접지 전위에 접속되고, 인덕터(2)의 타단은 피드백 회로(6)와 평활 용량(5)과, 8채널의 최상단의 LED 소자(D11 … D81)의 복수의 양극(ANODE)에 접속된다.

인덕터(2)의 인덕턴스를 L, 시간을 t로 하면, P채널 MOS 트랜지스터(7)의 온 기간에는, 다음 식에 의해 주어지는 전류가 파워 MOS 트랜지스터(7)와 인덕터(2)를 개재하여 입력 DC 전압 V_IN으로부터 출력 DC 전압 V_OUT로 흐른다.

온 기간 이후의 파워 MOS 트랜지스터(7)의 오프 기간에는, 다음 식에 의해 주어지는 전류가 정류 다이오드(4)와 인덕터(2)를 개재하여 접지 전위로부터 출력 DC 전압 V_OUT로 흐른다.

파워 MOS 트랜지스터(7)의 온 기간을 T_ON으로 하고, 파워 MOS 트랜지스터(7)의 오프 기간을 T_OFF로 하면, 이 양방의 기간의 경계에서 수학식 9에 의해 주어지는 전류와 수학식 10에 의해 주어지는 전류는, 동등하게 되어야만 한다. 따라서, 다음 식이 얻어진다.

이 수학식 11을 전개하면, 다음 식의 관계가 얻어진다.

이 수학식 12는, 승압 DC-DC 컨버터(10)와 인덕터(2)와 P채널 파워 MOS 트랜지스터(7)와 정류 다이오드(4)와 평활 용량(5)에 의해 구성되는 스위칭 레귤레이터가, 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 작은 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT를 생성하는 것을 나타내는 것이다.

한편, 출력 DC 전압 V_OUT의 피드백 회로(6)의 분압 저항(R1, R2)에 의한 피드백 전압 V_FB가 오차 증폭기(11)의 반전 입력 단자에 공급되어, 오차 증폭기(11)의 비반전 입력 단자에 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)로부터의 기준 전압 V_REF가 공급되어 있으므로, 피드백 전압 V_FB의 전압 레벨이 승압 기준 전압 V_REF의 전압 레벨과 일치하도록 오차 증폭기(11)가 동작하여 출력 DC 전압 V_OUT가 생성된다. 즉, 이 양방의 전압 레벨이 일치하도록, 컨트롤러(12)는 펄스 폭 변조(PWM)의 삼각파형의 상승 기간과 하강 기간의 비에 의해 온 기간 T_ON과 오프 기간 T_OFF의 비를 결정하는 것이다.

[실시 형태 5]

《실시 형태 5에 의한 반도체 집적 회로의 구성》

도 8은, 본 발명의 실시 형태 5에 의한 백색 LED 어레이의 제어 구동 반도체 집적 회로의 구성을 도시하는 도면이다.

도 8에 도시하는 본 발명의 실시 형태 5에 의한 반도체 집적 회로(1)가, 도 7에 도시하는 본 발명의 실시 형태 4에 의한 반도체 집적 회로(1)와 상위하는 것은, 하기의 점이다.

즉, 도 8에 도시하는 본 발명의 실시 형태 5에 의한 스위칭 레귤레이터에는, N채널 파워 MOS 트랜지스터(3)와 쇼트키 다이오드(8)가 추가되어 있다. 즉, 파워 MOS 트랜지스터(3)의 드레인 단자는, 인덕터(2)의 타단은 피드백 회로(6)와 쇼트키 다이오드(8)의 애노드와 접속되고, 파워 MOS 트랜지스터(3)의 소스 단자는 접지 전위에 접속되고, 파워 MOS 트랜지스터(3)의 게이트 단자는 승강압 DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)에 의해 제어된다. 쇼트키 다이오드(8)의 캐소드는, 평활 용량(5)과, 8채널의 최상단의 LED 소자(D11 … D81)의 복수의 양극(ANODE)에 접속된다.

≪승압 동작 모드≫

도 8에 도시한 본 발명의 실시 형태 5에 의한 반도체 집적 회로(1)를 사용하는 스위칭 레귤레이터는, 승강압 DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)에 의해 P채널 MOS 트랜지스터(7)를 상시 온 상태로 제어하여 N채널 파워 MOS 트랜지스터(3)를 온ㆍ오프 제어함으로써, 도 2에 도시한 본 발명의 실시 형태 1에 의한 반도체 집적 회로(1)와 마찬가지로 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 큰 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT를 생성하는 승압형 DC-DC 컨버터로서 동작하는 것으로 된다.

≪강압 동작 모드≫

도 8에 도시한 본 발명의 실시 형태 5에 의한 반도체 집적 회로(1)를 사용하는 스위칭 레귤레이터는, 승강압 DC-DC 컨버터(10)의 컨트롤러(12)에 의해, N채널 파워 MOS 트랜지스터(3)를 상시 오프 상태로 제어하여 P채널 MOS 트랜지스터(7)를 온ㆍ오프 제어함으로써, 도 7에 도시한 본 발명의 실시 형태 4에 의한 반도체 집적 회로(1)와 마찬가지로 입력 DC 전압 V_IN의 전압보다도 작은 전압을 갖는 출력 DC 전압 V_OUT를 생성하는 강압형 DC-DC 컨버터로서 동작하는 것으로 된다.

이상, 본 발명자에 의해 이루어진 발명을 다양한 실시 형태에 기초하여 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 그것에 한정되는 것이 아니라, 그 요지를 일탈하지 않는 범위에 있어서 다양하게 변경 가능한 것은 물론이다.

상술한 본 발명의 실시 형태에서는, 업 다운 카운터(33)의 카운트값의 초기값은, 기준 전압 생성 D/A 변환기(50)의 D/A 변환의 다이내믹 레인지의 대략 중간의 입력 디지털값으로 설정된 것이며, 1 채널에서도 이상 검출되지 않는 한 입력 디지털값을 축차 감소시키고, 이상 검출된 경우에 입력 디지털값을 +1 인크리먼트하여, 업 다운 카운터(33)의 카운트값을 설정하는 방식이었다. 그러나, 본 발명은 이 방식으로 한정되는 것이 아니라, 다이내믹 레인지의 최대값 또는 높은 레벨로부터 스타트하여 1 채널에서도 이상 검출되지 않는 한 입력 디지털값을 축차 감소시키고, 이상 검출된 경우에 입력 디지털값을 +1 인크리먼트하여 업 다운 카운터(33)의 카운트값을 설정하는 방식, 혹은 다이내믹 레인지의 최소값 또는 낮은 레벨로부터 스타트하여 전체 채널 정상 검출될 때까지 입력 디지털값을 축차 증가시키는 방식에도 본 발명을 적용하는 것이 가능하다.

또한, 도 2나 도 6의 반도체 집적 회로(1)의 정전류 드라이버(20)의 드라이버 유닛(21)에 포함되는 N채널 MOS 트랜지스터(212)는, NPN 바이폴라 트랜지스터로 치환될 수 있다.

또한 적색 발광 다이오드의 채널(스트링)과 녹색 발광 다이오드의 채널과 청색 발광 다이오드의 채널의 3계통의 채널을 병렬로 구동함으로써 백색 발광을 실현하는 3색 LED 방식에도, 본 발명을 적용하는 것이 가능하다.

또한, 음극과 양극에 전압을 인가하여 각각 전자와 정공을 주입하고, 주입된 전자와 정공을 각각 전자 수송층과 정공 수송층을 통과시켜, 발광층에서 결합함으로써 발광하는 유기 EL 발광 소자에도, 본 발명을 적용하는 것이 가능하다.

1 : 반도체 집적 회로
2 : 인덕터
3 : N채널 파워 MOS 트랜지스터
4 : 정류 다이오드
5 : 평활 용량
6 : 피드백 회로
7 : P채널 파워 MOS 트랜지스터
8 : 정류 다이오드
D11 내지 D16 … D81 내지 D86 : LED 소자
10 : 승압 DC-DC 컨버터
11 : 오차 증폭기
12 : 컨트롤러
20 : 정전류 드라이버
21 … 28 : 드라이버 유닛
211 : 차동 증폭기
212 : N채널 MOS 트랜지스터
213 : 이상 검출 비교기
30 : 로직 유닛
31 : 조광 컨트롤러
32 : 카운터 제어부
33 : 업 다운 카운터
50 : 기준 전압 생성 D/A 변환기
OUT1 … OUT8 : 출력 단자
SO1 … SO8 : 정전류 설정 단자
Rs : 정전류 설정 저항

Claims

발광 소자 어레이의 복수의 채널을 병렬로 구동하는 것이 가능한 반도체 집적 회로로서,
상기 반도체 집적 회로는, DC-DC 컨버터와, 전류 드라이버와, 로직 유닛과, D/A 변환기를 구비하고,
상기 DC-DC 컨버터는, 입력 DC 전압을 승압 또는 강압하여 생성되는 출력 DC 전압을, 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널의 복수의 일단에 공통으로 공급 가능하게 되고,
상기 전류 드라이버는, 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널의 복수의 타단을 구동 가능하게 된 복수의 드라이버 유닛을 갖고,
상기 복수의 드라이버 유닛의 각 드라이버 유닛은, 상기 발광 소자 어레이의 각 채널의 각 타단을 구동하는 구동용 MOS 트랜지스터와, 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 구동 전류의 이상을 검출 가능한 검출기를 포함하고,
상기 구동용 MOS 트랜지스터의 드레인 단자는 상기 복수의 채널의 상기 복수의 타단 중 하나와 전기적으로 접속되고,
상기 구동용 MOS 트랜지스터의 소스 단자는 정전류 설정 저항을 통하여 접지 전위와 전기적으로 접속되고,
상기 구동용 MOS 트랜지스터의 게이트 단자 또는 상기 소스 단자는 상기 검출기와 전기적으로 접속되고,
상기 검출기는 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 상기 게이트 단자 또는 상기 소스 단자의 전압에 따라 복수의 검출 신호를 생성하고,
상기 로직 유닛은, 상기 전류 드라이버의 상기 복수의 드라이버 유닛의 복수의 상기 검출기로부터 생성되는 상기 복수의 검출 신호에 응답하여, 디지털 데이터를 생성하여 상기 D/A 변환기의 입력 단자에 공급 가능하게 되고,
상기 D/A 변환기는, 상기 디지털 데이터에 응답하여, 아날로그 전압을 생성하여 상기 DC-DC 컨버터에 기준 전압으로서 공급 가능하게 되고,
상기 로직 유닛은, 상기 디지털 데이터의 축차 갱신에 의해, 상기 복수의 검출기로부터의 상기 복수의 검출 신호의 모두가 상기 구동 전류의 상기 이상을 나타내지 않는 전체 채널의 정상 동작에서의 최저의 상기 출력 DC 전압을 설정하기 위한 상기 디지털 데이터를 결정하는 캘리브레이션 동작을 실행하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
제1항에 있어서,
상기 캘리브레이션 동작의 실행 이전에 상기 로직 유닛은 소정의 초기값으로 설정된 상기 디지털 데이터를 상기 D/A 변환기의 상기 입력 단자에 공급하고, 그 후, 상기 로직 유닛은 상기 캘리브레이션 동작의 실행을 개시하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
제2항에 있어서,
상기 전류 드라이버에 의한 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널을 구동하는 구동 동작의 사이에 소정의 시간이 경과되면, 상기 로직 유닛은 상기 캘리브레이션 동작을 정기적으로 실행하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
제3항에 있어서,
상기 캘리브레이션 동작의 상기 실행 이전에 상기 로직 유닛이 상기 소정의 초기값으로 설정된 상기 디지털 데이터를 상기 D/A 변환기의 상기 입력 단자에 공급하고, 그 후, 상기 캘리브레이션 동작의 상기 실행에 의해 상기 전체 채널의 정상 동작이 확인될 때마다, 상기 로직 유닛은 축차 상기 디지털 데이터를 상기 소정의 초기값보다도 작은 값으로 재설정하고,
그 후의 상기 캘리브레이션 동작의 상기 실행에 의해 상기 전체 채널의 정상 동작이 확인되지 않는 경우에는, 마지막으로 상기 전체 채널의 정상 동작이 확인된 상태에서의 값으로 상기 디지털 데이터의 값을 복귀하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
제3항에 있어서,
상기 복수의 드라이버 유닛의 상기 각 드라이버 유닛은, 비반전 입력 단자에 참조 전압이 공급되고, 반전 입력 단자에 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 소스 단자가 접속되고, 출력 단자에 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 게이트 단자가 접속된 차동 증폭기를 더 포함하고,
상기 각 드라이버 유닛의 상기 검출기의 한쪽의 입력 단자에는 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 상기 게이트 단자와 상기 소스 단자 중 어느 하나가 접속되고, 상기 각 드라이버 유닛의 상기 검출기의 다른 쪽의 입력 단자에 검출 판정 기준 전압이 공급되는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
제3항에 있어서,
상기 로직 유닛은, 상기 디지털 데이터의 값을 저장하는 카운터와, 상기 복수의 검출기로부터의 상기 복수의 검출 신호에 응답하여 상기 카운터에 저장되는 상기 디지털 데이터의 값을 축차 갱신하는 카운터 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
제6항에 있어서,
상기 로직 유닛은, 복수의 조광 펄스 폭 변조 구동 신호를 생성하는 조광 컨트롤러를 더 포함하고,
상기 조광 컨트롤러로부터 생성되는 상기 복수의 조광 펄스 폭 변조 구동 신호에 의해, 상기 복수의 드라이버 유닛이 활성화되는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
제7항에 있어서,
상기 조광 컨트롤러는, 상기 복수의 조광 펄스 폭 변조 구동 신호를 분산 구동 방식에 의해 서로 상위하는 생성 타이밍에서 생성하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
제8항에 있어서,
상기 DC-DC 컨버터에는, 상기 반도체 집적 회로의 외부에서 인덕터와 파워 MOS 트랜지스터와 평활 용량이 접속 가능하게 되고,
상기 DC-DC 컨버터가 상기 파워 MOS 트랜지스터를 온 기간과 오프 기간으로 반복 구동함으로써, 상기 DC-DC 컨버터가 상기 출력 DC 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
제9항에 있어서,
상기 전류 드라이버의 상기 복수의 드라이버 유닛은, PN 접합을 갖는 복수의 발광 다이오드에 의해 구성되는 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널을 구동 가능하게 된 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로.
발광 소자 어레이의 복수의 채널을 병렬로 구동하는 것이 가능한 반도체 집적 회로의 동작 방법으로서,
상기 반도체 집적 회로는, DC-DC 컨버터와, 전류 드라이버와, 로직 유닛과, D/A 변환기를 구비하고,
상기 DC-DC 컨버터는, 입력 DC 전압을 승압 또는 강압하여 생성되는 출력 DC 전압을, 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널의 복수의 일단에 공통으로 공급 가능하게 되고,
상기 전류 드라이버는, 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널의 복수의 타단을 구동 가능하게 된 복수의 드라이버 유닛을 갖고,
상기 복수의 드라이버 유닛의 각 드라이버 유닛은, 상기 발광 소자 어레이의 각 채널의 각 타단을 구동하는 구동용 MOS 트랜지스터와, 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 구동 전류의 이상을 검출 가능한 검출기를 포함하고,
상기 구동용 MOS 트랜지스터의 드레인 단자는 상기 복수의 채널의 상기 복수의 타단 중 하나와 전기적으로 접속되고,
상기 구동용 MOS 트랜지스터의 소스 단자는 정전류 설정 저항을 통하여 접지 전위와 전기적으로 접속되고,
상기 구동용 MOS 트랜지스터의 게이트 단자 또는 상기 소스 단자는 상기 검출기와 전기적으로 접속되고,
상기 검출기는 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 상기 게이트 단자 또는 상기 소스 단자의 전압에 따라 복수의 검출 신호를 생성하고,
상기 로직 유닛은, 상기 전류 드라이버의 상기 복수의 드라이버 유닛의 복수의 상기 검출기로부터 생성되는 상기 복수의 검출 신호에 응답하여, 디지털 데이터를 생성하여 상기 D/A 변환기의 입력 단자에 공급 가능하게 되고,
상기 D/A 변환기는, 상기 디지털 데이터에 응답하여, 아날로그 전압을 생성하여 상기 DC-DC 컨버터에 기준 전압으로서 공급 가능하게 되고,
상기 로직 유닛은, 상기 디지털 데이터의 축차 갱신에 의해, 상기 복수의 검출기로부터의 상기 복수의 검출 신호의 모두가 상기 구동 전류의 상기 이상을 나타내지 않는 전체 채널의 정상 동작에서의 최저의 상기 출력 DC 전압을 설정하기 위한 상기 디지털 데이터를 결정하는 캘리브레이션 동작을 실행하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
제11항에 있어서,
상기 캘리브레이션 동작의 실행 이전에 상기 로직 유닛은 소정의 초기값으로 설정된 상기 디지털 데이터를 상기 D/A 변환기의 상기 입력 단자에 공급하고, 그 후, 상기 로직 유닛은 상기 캘리브레이션 동작의 실행을 개시하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
제12항에 있어서,
상기 전류 드라이버에 의한 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널을 구동하는 구동 동작의 사이에 소정의 시간이 경과되면, 상기 로직 유닛은 상기 캘리브레이션 동작을 정기적으로 실행하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
제13항에 있어서,
상기 캘리브레이션 동작의 상기 실행 이전에 상기 로직 유닛이 상기 소정의 초기값으로 설정된 상기 디지털 데이터를 상기 D/A 변환기의 상기 입력 단자에 공급하고, 그 후, 상기 캘리브레이션 동작의 상기 실행에 의해 상기 전체 채널의 정상 동작이 확인될 때마다, 상기 로직 유닛은 축차 상기 디지털 데이터를 상기 소정의 초기값보다도 작은 값으로 재설정하고,
그 후의 상기 캘리브레이션 동작의 상기 실행에 의해 상기 전체 채널의 정상 동작이 확인되지 않는 경우에는, 마지막으로 상기 전체 채널의 정상 동작이 확인된 상태에서의 값으로 상기 디지털 데이터의 값을 복귀하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
제13항에 있어서,
상기 복수의 드라이버 유닛의 상기 각 드라이버 유닛은, 비반전 입력 단자에 참조 전압이 공급되고, 반전 입력 단자에 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 소스 단자가 접속되고, 출력 단자에 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 게이트 단자가 접속된 차동 증폭기를 더 포함하고,
상기 각 드라이버 유닛의 상기 검출기의 한쪽의 입력 단자에는 상기 구동용 MOS 트랜지스터의 상기 게이트 단자와 상기 소스 단자 중 어느 하나가 접속되고, 상기 각 드라이버 유닛의 상기 검출기의 다른 쪽의 입력 단자에 검출 판정 기준 전압이 공급되는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
제13항에 있어서,
상기 로직 유닛은, 상기 디지털 데이터의 값을 저장하는 카운터와, 상기 복수의 검출기로부터의 상기 복수의 검출 신호에 응답하여 상기 카운터에 저장되는 상기 디지털 데이터의 값을 축차 갱신하는 카운터 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
제16항에 있어서,
상기 로직 유닛은, 복수의 조광 펄스 폭 변조 구동 신호를 생성하는 조광 컨트롤러를 더 포함하고,
상기 조광 컨트롤러로부터 생성되는 상기 복수의 조광 펄스 폭 변조 구동 신호에 의해, 상기 복수의 드라이버 유닛이 활성화되는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
제17항에 있어서,
상기 조광 컨트롤러는, 상기 복수의 조광 펄스 폭 변조 구동 신호를 분산 구동 방식에 의해 서로 상위하는 생성 타이밍에서 생성하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
제18항에 있어서,
상기 DC-DC 컨버터에는, 상기 반도체 집적 회로의 외부에서 인덕터와 파워 MOS 트랜지스터와 평활 용량이 접속 가능하게 되고,
상기 DC-DC 컨버터가 상기 파워 MOS 트랜지스터를 온 기간과 오프 기간으로 반복 구동함으로써, 상기 DC-DC 컨버터가 상기 출력 DC 전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.
제19항에 있어서,
상기 전류 드라이버의 상기 복수의 드라이버 유닛은, PN 접합을 갖는 복수의 발광 다이오드에 의해 구성되는 상기 발광 소자 어레이의 상기 복수의 채널을 구동 가능하게 된 것을 특징으로 하는 반도체 집적 회로의 동작 방법.