CN102479489B - 半导体集成电路及其工作方法 - Google Patents

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Abstract

提供一种半导体集成电路及其工作方法，即使针对温度变化和发光元件的特性偏差等情况也能生成最合适的驱动电压，从而降低系统的电力消耗。DC‑DC变换器(10)向发光元件阵列的多个沟道共同供给输出电压；电流驱动器(20)具有驱动多个沟道的多个驱动器单元(21...28)；各驱动器单元包含驱动晶体管(212)和检测驱动电流的异常的检测器(213)。逻辑单元(30)响应于多个检测信号(LIMIT<1>...<8>)，生成数字数据并供给到D/A变换器(50)，将D/A变换器50的模拟基准电压VREF供给到DC‑DC变换器10。逻辑单元(30)通过数字数据的逐次更新，执行确定数字数据的校准工作，该数字数据用来设定全部沟道正常工作时的最低的输出DC电压。

Description

半导体集成电路及其工作方法
技术领域
本发明涉及用来控制驱动发光元件的半导体集成电路及其工作方法，更具体地，涉及即使针对温度变化和发光元件的特性偏差等情况也能有效地生成最合适的驱动电压，降低系统的电力消耗的技术。
背景技术
发光二极管(LED)是通过在正方向上施加电压而发光的半导体元件，发光原理是利用电致发光(EL)效应，有机EL(OLED：有机发光二极管)也属于发光二极管(LED)。
发光二极管利用半导体的PN结结构，由于发光是把电子具有的能量直接变换成光能，所以无须借助于热能和动能。电子和空穴因正方向施加电压而分别流过导带和价电子带，电子和空穴在PN结部分附近越过禁带(带隙)而再次结合。在再次结合时，大致相当于禁带带宽的能量作为光子即光被发射。发出的光的波长由半导体材料的带隙决定，基本上发单色光。另外，通过在发蓝色、紫色、紫外线的发光二极管的表面上涂敷荧光涂料也可以制造白色、白炽灯色等各种中间色的发光二极管。
为了使发光二极管发光，必须在阳极和阴极之间施加PN结的正方向电压VF以上的供给电压，发光二极管的发光量与正方向电流量对应。另外，发光二极管的正方向电压VF因发光色而异，红外为1.4V左右，红色、橙色、黄色、绿色为2.1V左右，白色、蓝色为3.5V左右，紫外线为4.5V-6V左右。
通过与发光二极管的发光色对应地使用以下的半导体材料，可以制造各种发光色的发光二极管。
铝镓砷(AlGaAs)-红外线、红色
镓砷磷(GaAsP)-红色、橙色、黄色
氮化铟镓(InGaN)/氮化镓(GaN)/氮化铝镓(AlGaN)-(橙色、黄色)、绿色、蓝色、紫色、紫外线
磷化镓(GaP)-红色、黄色、绿色
硒化锌(ZnSe)-绿色、蓝色
铝镓铟磷(AlGaInP)-橙色、黄橙色、黄色、绿色
另一方面，白色光是由整个可见光波段的连续光谱实现的光，而发光二极管只发出特定范围的波长，所以不能实现原本意义上的白色发光二极管。但提出了利用人眼性质的模拟发白色光二极管。该发光二极管利用了光的三基色混合、有补色关系的两种颜色的混合对人眼看来也是白色这样的性质，所以把它作为白色光的替代物。
例如，荧光体方式的白色发光二极管是把蓝色或比它波长更短的光的发光二极管与荧光体组合的方式，成为用荧光体覆盖了发光二极管的芯片的结构。如果点亮它，则可以得到荧光的光与透过了荧光体的发光二极管的光的混合光，通过调整荧光波长、荧光体厚度等可以得到白色光。
蓝黄色系模拟白色发光二极管是现在的白色发光二极管的主流，通过把发出视觉灵敏度高的波长的黄色的荧光的荧光体与蓝色发光二极管组合起来，实现视觉上很明亮的白色发光二极管。
另外，发光二极管(LED)由于耗电低、寿命长、小型，所以在很多电子装置中使用。作为具体的应用，有信号器、与交通有关的车站和机场的指引显示、大型电视、看板等、液晶电视和笔记本电脑的背光源、LED显示器、屋内屋外的照明用LED照明等，现在其应用范围正日益扩大。
近年来，半导体制造商的各个公司推出了驱动作为大型液晶显示器的背光源的白色发光二极管的LED阵列的驱动器。该驱动器可以并行驱动多个LED串(系列)，在多个LED串中的各个LED串可以串联连接多个发光二极管(LED)。
在下述专利文献1中记载了一种可以驱动多个发光元件系列的发光元件驱动装置，各系列中包含多个发光元件，该发光元件驱动装置可以与发光元件的特性偏差无关地进行恒流驱动，降低电力损失。向多个发光元件系列中包含的最上级的多个发光元件的多个阳极共同供给从升压切换电源电路生成的高电压，利用多个恒流驱动器分别驱动多个发光元件系列中包含的最下级的多个发光元件的多个阴极。进而，向选择电路供给最下级的多个发光元件的多个阴极的多个电压、即施加到多个定电流驱动器上的多个电压，选择电路从多个电压选择最低电压作为检测电压并反馈给控制电路。由于控制电路生成使检测电压与基准电压相等的控制信号，所以升压切换电源电路响应于控制信号而控制高电压的大小，使检测电压与基准电压相等。基准电压的值设定成在活性区域(比活性区域与饱和区域的边界具有若干富余)使晶体管工作，以使恒定电流可靠地流过多个恒流驱动器的晶体管。其结果，把升压切换电源电路的高电压自动地控制成最低电压与基准电压相等，所以即使多个LED元件有特性偏差，各LED元件也可以充分地发光，并且可以降低多个恒流驱动器的损失。
在下述非专利文献1中记载了一种为把白色发光二极管的LED阵列作为光源的大型液晶显示器设计的白色发光二极管的高效率驱动器。LED阵列可以并联构成到8个串，每个串中具有10个串联连接的LED。向8串的最上级的LED的多个阳极共同供给从由电感器、功率MOS晶体管、整流二极管和电容器构成的升压(step-up)控制器生成的输出电压，利用多个电流源分别驱动8串的最下级的多个LED的多个阴极。多个电流源中的各电流源由差动放大器、N沟道功率MOS晶体管和电阻构成。通过由升压控制器自动地选择多个电流源的驱动电压即多个反馈电压的最低电压，调整输出电压。
<专利文献1>日本特开2003-332624号公报
<非专利文献1>产品名MAX17061数据单，″MAXIM 8-StringWhite LED Driver with SMBus for LED Panel Applications″，pp.1-26，(C)2008Maxim Integrated Products
http://www.maxim-ic.com/datasheet/index.mvp/id/5445
(2010年10月15日检索)
发明内容
(发明要解决的问题)
在完成本发明之前，发明人对可以用作在电视机接收机等中使用的大型液晶显示器的背光源的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路进行了研发。
图1是示出在完成本发明之前，由发明人等进行了分析的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
图1所示的白色LED阵列的半导体集成电路1由升压DC-DC变换器10、8沟道(8串)的恒流驱动器20、逻辑单元30和基准电压生成部40构成，逻辑单元30包含12位(4096色调)调光控制器31。
像图1所示的那样，向半导体集成电路1供给具有例如10V～26.0V的电压范围的输入DC电压VIN，而且半导体集成电路1可以与电感器2、N沟道功率MOS晶体管3、作为例如肖特基二极管的整流二极管4、平滑电容器5、和反馈电路6连接。电感器2的一端与输入DC电压VIN连接，电感器2的另一端与N沟道功率MOS晶体管3的漏极端子和整流二极管4的阳极连接，整流二极管4的阴极与反馈电路6、平滑电容器5和8沟道的最上级的LED元件D11...D81的多个阳极连接。8沟道的最下级的LED元件D16...D86的多个阴极与恒流驱动器20内部的8沟道的驱动器单元21...28的输出端子OUT1...OUT8连接，在恒流驱动器20的8沟道的驱动器单元21...28的恒流设定端子SO1...SO8与接地电位之间分别连接恒流设定电阻Rs。
恒流驱动器20的驱动器单元21由差动放大器211和N沟道功率MOS晶体管212构成，向差动放大器211的非反相输入端子供给参照电压Vref，差动放大器211的输出端子与N沟道功率MOS晶体管212的栅极端子连接，N沟道功率MOS晶体管212的源极端子与差动放大器211的反相输入端子和恒流设定电阻Rs的一端连接，恒流设定电阻Rs的另一端与接地电位连接，N沟道功率MOS晶体管212的漏极端子经由驱动器单元21的输出端子OUT1与第一沟道的最下级的LED元件D16的阴极连接。
由于恒流驱动器20的驱动器单元21的差动放大器211和N沟道功率MOS晶体管212作为电压跟随器(follower)工作，所以通过向恒流设定电阻Rs的两端供给参照电压Vref，设定流入第一沟道的LED元件D11...D16的第一沟道LED驱动电流ILED<1>的电流值。恒流驱动器20内部的其它沟道的驱动器单元22(未图示)...驱动器单元28也都与驱动器单元21完全同样地由进行电压跟随器工作的差动放大器和N沟道功率MOS晶体管构成，设定其它的第二沟道LED驱动电流ILED<2>(未图示)...第八沟道LED驱动电流ILED<8>的电流值。
进而，向升压DC-DC变换器10的误差放大器11的多个反相输入端子供给8沟道的最下级的LED元件D16...D86的多个阴极的电压，即恒流驱动器20的驱动器单元21...28的输出端子OUT1...OUT8的多个驱动输出电压。
逻辑单元30与调光时钟DPWMCLK同步地向调光控制器31供给1位串行调光控制数据。调光控制器31响应于调光控制数据，向恒流驱动器20的驱动器单元21...28供给调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>...<8>。调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>...<8>中的各驱动信号可以利用高值(high level)期间与低值(lowlevel)期间的比来调整LED的发光亮度。
基准电压生成部40把通过把恒流驱动器20的驱动器单元21...28的差动放大器211的非反相输入端子的参照电压Vref与恒流驱动器20的驱动器单元21...28的N沟道功率MOS晶体管212的漏源间饱和电压VSAT的差值(offset)相加得到的加算电压Vref+VSAT，作为基准电压VREF向升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子供给。
升压DC-DC变换器10由误差放大器11和控制器12构成。向误差放大器11的非反相输入端子供给从基准电压生成部40生成的基准电压VREF，向误差放大器11的多个反相输入端子供给驱动器单元21...28的输出端子OUT1...OUT8的多个驱动输出电压，向误差放大器11的最后的反相输入端子供给从反馈电路6生成的反馈电压VFB。另外，通过利用反馈电路6的两个分压电阻R1、R2把从整流二极管4的阴极生成的升压输出DC电压VOUT分压而生成反馈电压VFB。
由升压DC-DC变换器10、电感器2、N沟道功率MOS晶体管3、整流二极管4和平滑电容器5构成的开关调节器(switchingregulator)，通过使功率MOS晶体管3的接通期间和功率MOS晶体管3的截止期间反复，执行从整流二极管4的阴极生成升压输出DC电压VOUT的脉冲宽度调制(PWM)动作。
如果电感器2的电感为L，时间为t，则在功率MOS晶体管3的接通期间，经由电感器2和功率MOS晶体管3从输入DC电压VIN向接地电位流动由下式给出的电流：
ION＝VIN·t/L 式(1)
在接通期间后的功率MOS晶体管3的截止期间，经由电感器2和整流二极管4从输入DC电压VIN向平滑电容器5流动由下式给出的电流：
IOFF＝(VIN-VOUT)·t/L 式(2)
如果功率MOS晶体管3的接通期间为TON、功率MOS晶体管3的截止期间为TOFF，则在两个期间的边界处由式(1)给出的电流与由式(2)给出的电流必须相等。因此，得到下式。
VIN·TON/L＝(VIN-VOUT)·TOFF/L 式(3)
如果把该式(3)展开则得到下式的关系。
VOUT＝(1+(TON/TOFF))·VIN 式(4)
该式(4)示出，由升压DC-DC变换器10、电感器2、N沟道功率MOS晶体管3、整流二极管4和平滑电容器5构成的开关调节器生成具有比输入DC电压VIN的电压大的电压的输出DC电压VOUT。
另一方面，由于向误差放大器11的最后的反相输入端子供给输出DC电压VOUT的利用反馈电路6的两个分压电阻R1、R2分压而生成的反馈电压VFB，向误差放大器11的非反相输入端子供给从基准电压生成部40生成的基准电压VREF，所以误差放大器11工作而生成输出DC电压VOUT以使反馈电压VFB的电压值与基准电压VREF的电压值一致。即，控制器12利用脉冲宽度调制(PWM)的三角波形的上升期间与下降期间的比确定接通期间TON与截止期间TOFF的比，以使这两个电压值一致。
与上述专利文献1的记载和上述非专利文献1的记载大致同样地，向升压DC-DC变换器10的误差放大器11的多个反相输入端子供给8沟道的最下级的LED元件D16...D86的多个阴极的电压，即恒流驱动器20的驱动器单元21...28的输出端子OUT1...OUT8的多个驱动输出电压，误差放大器11选择多个驱动输出电压中的最低电压。进而，误差放大器11控制控制器12以使被选择的最低电压的电压值与升压基准电压VREF(＝Vref+VSAT)相等，所以输出DC电压VOUT的电压值最终被调整。因此，把输出DC电压VOUT的电压值自动地控制成多个驱动输出电压中的最低电压与基准电压VREF(＝Vref+VSAT)相等，所以即使多个LED元件D11...D16～D81...D86有特性偏差，各LED元件也可以充分地发光，并且可以降低恒流驱动器20的驱动器单元21...28的损失。
在图1所示的白色LED阵列的半导体集成电路1中，在因温度上升、LED元件的特性偏差等的原因而使多个LED元件D11...D16～D81...D86的PN结的正方向电压VF减小时，由误差放大器11选择的最低电压的电压值增大。因此，升压DC-DC变换器10的误差放大器11和控制器12降低输出DC电压VOUT的电压值，以把被增大了的选择最低电压的电压值降低到基准电压VREF(＝Vref+VSAT)。
进而，在图1所示的白色LED阵列的半导体集成电路1中，在因温度下降、LED元件的特性偏差等的原因而使多个LED元件D11...D16～D81...D86的PN结的正方向电压VF增大时，由误差放大器11选择的最低电压的电压值减小。因此，升压DC-DC变换器10的误差放大器11和控制器12使输出DC电压VOUT的电压值上升，以把被降低了的选择最低电压的电压值增大到基准电压VREF(＝Vref+VSAT)。但是，由于在图1的开关调节器中输出DC电压VOUT的上升有上限，所以不可能使输出DC电压VOUT的电压值上升到上升上限以上。
因此，在图1所示的白色LED阵列的半导体集成电路1中，在因极度的温度下降、LED元件的极度的特性偏差等的原因而使多个LED元件D11...D16～D81...D86的PN结的正方向电压VF极度增大时，不可能把被降低了的选择最低电压的电压值增大到基准电压VREF(＝Vref+VSAT)。
其结果，第一沟道LED驱动电流ILED<1>...第八沟道LED驱动电流ILED<8>的各电流值比初始的正常的恒流值低。因此，恒流设定电阻Rs的两端间的电压降比参照电压Vref显著降低，所以恒流驱动器20的驱动器单元21的差动放大器211和N沟道MOS晶体管212工作以把降低了的恒流设定电阻Rs两端间的电压降增大到参照电压Vref。即，驱动器单元21的差动放大器211向N沟道MOS晶体管212的栅极供给极度高的值的输出电压，以补偿第一沟道LED驱动电流ILED<1>的减小。
但是，与选择最低电压的电压值的减小同样地，与第一沟道的最下级的LED元件D16的阴极连接的驱动器单元21的输出端子OUT1，即N沟道MOS晶体管212的漏极端子的第一沟道驱动输出电压的电压值，也是比基准电压VREF(＝Vref+VSAT)低很多的电压值。因此，向MOS晶体管212的栅极供给相当高的值的栅极驱动电压，但向MOS晶体管212的源极漏极间供给相当低的源极漏极间电压。
因此，在这样的工作电压的供给情况下，MOS晶体管212不能在适合得到恒流特性的MOS晶体管的饱和区域(漏电流基本上与源极漏极间电压无关而为恒定的区域)工作，而在不适合得到恒流特性的MOS晶体管的线性区域(漏电流基本上依赖于源极漏极间电压而变化的区域)工作。其结果，即使驱动器单元21的差动放大器211向N沟道MOS晶体管212的栅极供给极度高的值的输出电压，也不能补偿第一沟道LED驱动电流ILED<1>的减小，第一沟道LED驱动电流ILED<1>会减小。恒流驱动器20内部的其它沟道的驱动器单元22(未图示)...驱动器单元28，也都与驱动器单元21完全同样地，其它的第二沟道LED驱动电流ILED<2>(未图示)...第八沟道LED驱动电流ILED<8>的各电流值也比初始的正常的恒流值低，通过在完成本发明之前，由发明人等进行的分析可以明白这一点。
另外，由于根据驱动器单元21...28的第一沟道LED驱动电流ILED<1>...第八沟道LED驱动电流ILED<8>的驱动状态，频繁地选择、切换成设定为与基准电压VREF相等的电压的位置是输出端子OUT1...OUT8和反馈电压VFB中的任一个，所以系统不稳定，容易陷入不稳定的工作，这一点也可以通过在完成本发明之前的、由发明人等进行的分析明白。
本发明正是基于以上那样的、在完成本发明之前，由发明人等进行的分析的结果完成的。
因此，本发明的目的在于，提供即使针对温度变化和发光元件的特性偏差等情况也能生成最合适的驱动电压，降低系统的电力消耗的发光元件控制驱动用半导体集成电路。
本发明的上述和其它的目的和新颖特征从本发明的描述和附图可以清楚地看出。
(用来解决问题的手段)
如果简要地说明本申请中公开的发明中的代表性方案的概要，则如下所述。
即，本发明的代表性的实施方式是一种半导体集成电路(1)，可以并行驱动发光元件阵列的多个沟道。
上述半导体集成电路包括DC-DC变换器(10)、电流驱动器(20)、逻辑单元(30)和D/A变换器(50)。
上述DC-DC变换器向上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个的一端(ANODE)共同地供给把输入DC电压(VIN)升压或降压而生成的输出DC电压(VOUT)。
上述电流驱动器具有驱动上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个的另一端(CATHODE)的多个驱动器单元(21...28)。
上述多个驱动器单元中的各驱动器单元包含：驱动上述发光元件阵列的各沟道的各另一端的驱动晶体管(212)、和检测上述驱动晶体管的驱动电流的异常的检测器(213)。
上述逻辑单元响应于从上述电流驱动器的上述多个驱动器单元的多个上述检测器生成的多个检测信号(LIMIT<1>...<8>)，生成数字数据(DATA_VREF<6:0>)，并供给到上述D/A变换器的输入端子。
上述D/A变换器响应于上述数字数据而生成模拟电压，作为基准电压(VREF)供给到上述DC-DC变换器。
上述逻辑单元通过上述数字数据的逐次更新，执行确定上述数字数据的校准工作，该数字数据用来设定来自上述多个检测器的上述多个检测信号全都未示出上述驱动电流的上述异常的全部沟道正常工作时的最低的上述输出DC电压(参照图2)。
(发明的效果)
如果简要地说明由本申请中公开的发明中的代表性方案得到的效果，则如下所述。
即，根据本发明，由于即使针对温度变化和发光元件的特性偏差等情况也能生成最合适的驱动电压，可以降低系统的电力消耗。
附图说明
图1是示出在完成本发明之前，由发明人等进行了分析的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
图2是示出根据本发明的实施方式1的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
图3是示出用来说明由图2所示的根据本发明的实施方式1的控制驱动半导体集成电路1执行的输出DC电压VOUT的校准工作的半导体集成电路1的各部分的波形的图。
图4是示出如果图2所示的根据本发明的实施方式1的控制驱动半导体集成电路1执行的白色LED阵列的D11...D16～D81...D86的驱动工作期间经过预定的时间，则定期地执行图3所示的输出DC电压VOUT的校准工作的状态的图。
图5是示出图2所示的本发明的控制驱动半导体集成电路1中执行的根据本发明的实施方式2的输出DC电压VOUT的校准工作的处理流程的图。
图6是示出根据本发明的实施方式3的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
图7是示出根据本发明的实施方式4的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
图8是示出根据本发明的实施方式5的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
(附图标记说明)
1：半导体集成电路；2：电感器；3：N沟道功率MOS晶体管；4：整流二极管；5：平滑电容器；6：反馈电路；7：P沟道功率MOS晶体管；8：整流二极管；D11...D16～D81...D86：LED元件；10：升压DC-DC变换器；11：误差放大器；12：控制器；20：恒流驱动器；21...28：驱动器单元；211：差动放大器；212：N沟道MOS晶体管；213：异常检测比较器；30：逻辑单元；31：调光控制器；32：计数器控制部；33：升降计数器；50：基准电压生成D/A变换器；OUT1...OUT8：输出端子；SO1...SO8：恒流设定端子；Rs：恒流设定电阻
具体实施方式
1：实施方式的概要
首先，说明本申请中公开的发明中的代表性实施方式的概要。
在针对代表性实施方式的概要说明中，添加括号作为参照的附图标记仅仅是用来例示带该附图标记的构成要素的概念所包含的内容。
〔1〕本发明的代表性的实施方式是一种半导体集成电路(1)，可以并行驱动发光元件阵列的多个沟道。
上述半导体集成电路包括DC-DC变换器(10)、电流驱动器(20)、逻辑单元(30)和D/A变换器(50)。
上述DC-DC变换器向上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个的一端(ANODE)共同地供给把输入DC电压(VIN)升压或降压而生成的输出DC电压(VOUT)。
上述电流驱动器具有驱动上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个的另一端(CATHODE)的多个驱动器单元(21...28)。
上述多个驱动器单元中的各驱动器单元包含：驱动上述发光元件阵列的各沟道的各另一端的驱动晶体管(212)、和检测上述驱动晶体管的驱动电流的异常的检测器(213)。
上述逻辑单元响应于从上述电流驱动器的上述多个驱动器单元的多个上述检测器生成的多个检测信号(LIMIT<1>...<8>)，生成数字数据(DATA_VREF<6:0>)，并供给到上述D/A变换器的输入端子。
上述D/A变换器响应于上述数字数据生成模拟电压，作为基准电压(VREF)供给到上述DC-DC变换器。
上述逻辑单元通过上述数字数据的逐次更新，执行确定上述数字数据的校准工作，该数字数据用来设定来自上述多个检测器的上述多个检测信号全都未示出上述驱动电流的上述异常的全部沟道的正常工作时的最低的上述输出DC电压(参照图2)。
根据上述实施方式，即使针对温度变化和发光元件的特性偏差等情况也能减小发光元件的发光亮度的变动。
在优选的实施方式中，在执行上述校准工作以前，上述逻辑单元把设定成预定的初始值的上述数字数据供给到上述D/A变换器的上述输入端子，然后上述逻辑单元开始上述校准工作的执行(参照图2)。
在另一优选的实施方式中，如果在上述电流驱动器驱动上述发光元件阵列的上述多个沟道的驱动工作期间经过预定的时间，则上述逻辑单元定期地执行上述校准工作(参照图4)。
在又一优选的实施方式中，在上述校准工作的上述执行以前，上述逻辑单元把设定成上述预定的初始值的上述数字数据向上述D/A变换器的上述输入端子供给，然后每当通过上述校准工作的上述执行确认了上述全部沟道的正常工作时，上述逻辑单元逐次把上述数字数据再次设定成比上述预定的初始值小的值。
在之后的通过上述校准工作的上述执行未确认上述全部沟道的正常工作时，把上述数字数据的值复原到最后确认了上述全部沟道的正常工作的状态下的值(参照图3、图5)。
在更优选的实施方式中，上述多个驱动器单元中的上述各驱动器单元还包含差动放大器(211)，其非反相输入端子被供给参照电压(Vref)，反相输入端子与上述驱动晶体管的共用端子连接，输出端子与上述驱动晶体管的控制输入端子连接。
在上述各驱动器单元的上述差动放大器(211)的上述反相输入端子和上述驱动晶体管的上述共用端子与接地电位之间能够连接恒流设定电阻(Rs)。
上述各驱动器单元的上述检测器的一个输入端子与上述驱动晶体管的上述控制输入端子和上述共用端子中的某一个连接，向上述各驱动器单元的上述检测器的另一个输入端子供给检测判断基准电压(VLIM)(参照图2、图6)。
在另一更优选的实施方式中，其特征在于，上述逻辑单元包含：保存上述数字数据的值的计数器(33)和响应于来自上述多个检测器的上述多个检测信号而逐次更新上述计数器中保存的上述数字数据的值的计数器控制部(32)(参照图2、图6)。
在又一更优选的实施方式中，上述逻辑单元还包含生成多个调光脉冲宽度调制驱动信号(DPWMO<1>...<8>)的调光控制器(31)。
其特征在于，利用从上述调光控制器生成的上述多个调光脉冲宽度调制驱动信号激活上述多个驱动器单元(参照图2、图6)。
在再一更优选的实施方式中，其特征在于，上述调光控制器利用分散驱动方式在相互不同的生成时刻生成上述多个调光脉冲宽度调制驱动信号(参照图2、图6)。
在具体的实施方式中，上述DC-DC变换器在上述半导体集成电路的外部能够与电感器(2)、功率MOS晶体管(3)、平滑电容器(5)连接。
上述DC-DC变换器通过在接通期间和截止期间反复驱动上述功率MOS晶体管，上述DC-DC变换器生成上述输出DC电压(参照图2、图6)。
在最具体的实施方式中，其特征在于，上述恒流驱动器的上述多个驱动器单元能够驱动由具有PN结的多个发光二极管构成的上述发光元件阵列的上述多个沟道(参照图2、图6)。
〔2〕本发明的另一方面的代表性的实施方式是一种半导体集成电路(1)的工作方法，该半导体集成电路可以并行驱动发光元件阵列的多个沟道。
上述半导体集成电路包括DC-DC变换器(10)、电流驱动器(20)、逻辑单元(30)和D/A变换器(50)。
上述DC-DC变换器向上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个的一端(ANODE)共同地供给把输入DC电压(VIN)升压而生成的输出DC电压(VOUT)。
上述电流驱动器具有能够驱动上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个的另一端(CATHODE)的多个驱动器单元(21...28)。
上述多个驱动器单元中的各驱动器单元包含：驱动上述发光元件阵列的各沟道的各另一端的驱动晶体管(212)和检测上述驱动晶体管的驱动电流的异常的检测器(213)。
上述逻辑单元响应于从上述电流驱动器的上述多个驱动器单元的多个上述检测器生成的多个检测信号(LIMIT<1>...<8>)，生成数字数据(DATA_VREF<6:0>)，并供给到上述D/A变换器的输入端子。
上述D/A变换器响应于上述数字数据生成模拟电压，作为基准电压(VREF)供给到上述DC-DC变换器。
上述逻辑单元通过上述数字数据的逐次更新，执行确定上述数字数据的校准工作，该数字数据用来设定来自上述多个检测器的上述多个检测信号全都未示出上述驱动电流的上述异常的全部沟道正常工作时的最低的上述输出DC电压(参照图2)。
根据上述实施方式，即使针对温度变化和发光元件的特性偏差等情况也能减小发光元件的发光亮度的变动。
2：实施方式的细节
下面，进一步详细说明实施方式。另外，在用来说明实施发明的最佳方式的全部附图中，对具有与上述图相同功能的部件赋予相同的附图标记，省略其重复说明。
(实施方式1)
〔半导体集成电路的构成〕
图2是示出根据本发明的实施方式1的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
图2所示的白色LED阵列的半导体集成电路1由升压DC-DC变换器10、8沟道(8串)的恒流驱动器20、逻辑单元30和基准电压生成D/A变换器50构成，逻辑单元30包含12位(4096色调)调光控制器31、计数器控制部32和升降计数器33。例如，在图2的例子中，输入DC电压VIN的电压范围是10V～26.0V的比较低的电压，所以DC-DC变换器10是升压型DC-DC变换器。作为另一例，输入DC电压VIN是比较高的电压时，DC-DC变换器10是降压型DC-DC变换器。作为再一例，输入DC电压VIN在比较低的电压和比较高的电压之间变化时，DC-DC变换器10是升降压型DC-DC变换器。
〔开关调节器〕
像图2所示的那样，向半导体集成电路1供给具有例如10V～26.0V的电压范围的输入DC电压VIN，而且为了构成开关调节器，半导体集成电路1可以与电感器2、N沟道功率MOS晶体管3、作为例如肖特基二极管的整流二极管4、平滑电容器5和反馈电路6连接。电感器2的一端与输入DC电压VIN连接，电感器2的另一端与功率MOS晶体管3的漏极端子和整流二极管4的阳极连接，整流二极管4的阴极与反馈电路6、平滑电容器5和8沟道的最上级的LED元件D11...D81的多个阳极(ANODE)连接。8沟道的最下级的LED元件D16...D86的多个阴极(CATHODE)与恒流驱动器20内部的8沟道的驱动器单元21...28的输出端子OUT1...OUT8连接，在恒流驱动器20的8沟道的驱动器单元21...28的恒流设定端子SO1...SO8与接地电位之间分别连接恒流设定电阻Rs。
〔恒流驱动器〕
恒流驱动器20的驱动器单元21由差动放大器211、N沟道MOS晶体管212和异常检测比较器213构成，向差动放大器211的非反相输入端子供给参照电压Vref，差动放大器211的输出端子与N沟道MOS晶体管212的栅极端子连接。N沟道MOS晶体管212的源极端子与差动放大器211的反相输入端子和恒流设定电阻Rs的一端连接，恒流设定电阻Rs的另一端与接地电位连接，N沟道MOS晶体管212的漏极端子经由驱动器单元21的输出端子OUT1与第一沟道的最下级的LED元件D16的阴极连接。
由于恒流驱动器20中包含的驱动器单元21的差动放大器211和N沟道MOS晶体管212作为电压跟随器工作，所以通过向恒流设定电阻Rs的两端供给参照电压Vref，设定流入第一沟道的LED元件D16...D16的第一沟道LED驱动电流ILED<1>的电流值。由此，可以把调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>的高值为100％占空比时的白色LED阵列的D11...D16的发光亮度设定为所希望的值。
向恒流驱动器20中包含的驱动器单元21的异常检测比较器213的非反相输入端子供给N沟道MOS晶体管212的栅极端子的电压，向反相输入端子供给异常检测判断基准电压VLIM。向逻辑单元30的计数器控制部32供给异常检测比较器213的输出端子的异常检测判断信号LIMIT<1>。
恒流驱动器20内部的其它沟道的驱动器单元22(未图示)...驱动器单元28也都与驱动器单元21完全同样地，包含异常检测比较器，还包含作为电压跟随器工作的差动放大器和N沟道MOS晶体管，所以设定其它的第二沟道LED驱动电流ILED<2>(未图示)...第八沟道LED驱动电流ILED<8>的电流值。因此，驱动器单元22(未图示)...驱动器单元28的异常检测判断信号LIMIT<2>(未图示)...LIMIT<8>也都与异常检测判断信号LIMIT<1>完全同样地被供给逻辑单元30的计数器控制部32。
〔逻辑单元〕
逻辑单元30包含调光控制器31、计数器控制部32和升降计数器33。
与调光时钟DPWMCLK同步地向逻辑单元30的调光控制器31供给1位串行调光控制数据。调光控制器31响应于调光控制数据，向恒流驱动器20的驱动器单元21...28供给调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>...<8>。调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>...<8>中的各驱动信号可以利用高值期间与低值期间的比来调整LED的发光亮度。进而，从调光控制器31生成的调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>...<8>也被供给计数器控制部32。
进而，响应于高值的调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>、驱动器单元21的差动放大器211和N沟道功率MOS晶体管212被激活，可以驱动第一沟道的LED元件D11...D16的第一沟道LED驱动电流ILED<1>。恒流驱动器20内部的其它沟道的驱动器单元22(未图示)...驱动器单元28也都与驱动器单元21完全同样，响应于高值的调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<2>...<8>，驱动器单元22...28的各差动放大器和各N沟道MOS晶体管被激活，可以驱动各沟道的LED驱动电流。
计数器控制部32响应于从调光控制器31供给的调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>...<8>和从恒流驱动器20的驱动器单元21...28供给的异常检测判断信号LIMIT<1>...LIMIT<8>，生成向升降计数器33供给的上升信号UP和下降信号DOWN。
升降计数器33响应于从计数器控制部32供给的1个上升信号UP，使7位的计数值增加(+1)；另一方面，升降计数器33，响应于从计数器控制部32供给的1个下降信号DOWN，使7位的计数值减小(-1)。
〔基准电压生成D/A变换器〕
基准电压生成D/A变换器50响应于在升降计数器33中保存的7位的计数值，执行生成基准电压VREF的A/D变换。
〔开关调节器〕
作为开关调节器工作的升压DC-DC变换器10由误差放大器11和控制器12构成。向误差放大器11的非反相输入端子供给从基准电压生成D/A变换器50生成的基准电压VREF，向误差放大器11的反相输入端子供给从反馈电路6生成的反馈电VFB。另外，通过利用反馈电路6的两个分压电阻R1、R2把从整流二极管4的阴极生成的输出DC电VOUT分压而生成反馈电压VFB。
由升压DC-DC变换器10、电感器2、N沟道功率MOS晶体管3、整流二极管4和平滑电容器5构成的开关调节器通过使功率MOS晶体管3的接通期间和功率MOS晶体管3的截止期间反复，执行从整流二极管4的阴极生成输出DC电VOUT的脉冲宽度调制(PWM)动作。
如果电感器2的电感为L，时间为t，则在功率MOS晶体管3的接通期间，经由电感器2和功率MOS晶体管3从输入DC电VIN向接地电位流动由下式给出的电流：
ION＝VIN·t/L 式(5)
在接通期间后的功率MOS晶体管3的截止期间，经由电感器2和整流二极管4从输入DC电压VIN向平滑电容器5流动由下式给出的电流：
IOFF＝(VIN-VOUT)·t/L 式(6)
如果功率MOS晶体管3的接通期间为TON、功率MOS晶体管3的截止期间为TOFF，则在两个期间的边界处由式(5)给出的电流与由式(6)给出的电流必须相等。因此，得到下式。
VIN·TON/L＝(VIN-VOUT)·TOFF/L 式(7)
如果把该式(7)展开，则得到下式的关系。
VOUT＝(1+(TON/TOFF))·VIN 式(8)
该式(8)示出，由升压DC-DC变换器10、电感器2、N沟道功率MOS晶体管3、整流二极管4和平滑电容器5构成的开关调节器生成具有比输DC电压VIN的电压大的电压的输出DC电压VOUT。
另一方面，由于向误差放大器11的反相输入端子供给利用反馈电路6的两个分压电阻R1、R2把输出DC电压VOUT分压而生成的反馈电压VFB，向误差放大器11的非反相输入端子供给从基准电压生成D/A变换器50生成的基准电压VREF，所以误差放大器11工作以使反馈电压VFB的电压值与基准电压VREF的电压值一致，从而生成输出DC电压VOUT。即，控制器12利用脉冲宽度调制(PWM)的三角波形的上升期间与下降期间的比确定接通期间TON与截止期间TOFF的比，以使这两个电压值一致。
因此，像图2所示的那样，DC-DC变换器10是升压型DC-DC变换器时，生成具有比输入DC电压VIN的电压大的电压的输出DC电压VOUT。DC-DC变换器10是另一例的降压型DC-DC变换器时，生成具有比输DC电压VIN的电压小的电压的输出DC电压VOUT。DC-DC变换器10是升降压型DC-DC变换器时，生成具有比输DC电压VIN的电压大的电压的输出DC电压VOUT和具有比输DC电压VIN的电压小的电压的输出DC电压VOUT。
〔半导体集成电路的工作〕
图2所示的根据本发明的实施方式1的控制驱动半导体集成电路1，如果在由多个白色LED元件连接而成的白色LED阵列的D11...D16～D81...D86的驱动工作期间经过预定的时间，则定期地执行输出DC电压VOUT的校准工作。
在该校准工作以前，基准电压生成D/A变换器50响应于事先在逻辑单元30的升降计数器33中保存的7位的计数值，生成基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，升压DC-DC变换器10的控制器12通过响应于基准电压VREF确定脉冲宽度调制的三角波形的上升期间(接通期间TON)与下降期间(截止期间TOFF)的比，设定输出DC电压VOUT的电压值。
在该输出DC电压VOUT的电压值的设定条件下，白色LED阵列的D11...D16～D81...D86被半导体集成电路1驱动，第一沟道LED驱动电流ILED<1>...第八沟道LED驱动电流ILED<8>的各电流值被设定成正常的恒流值，白色LED阵列的D11...D16～D81...D86全都被设定成正常的发光亮度。
但是，在因极度的温度下降而使多个LED元件D11...D16～D81...D86的PN结的正方向电压VF极度增大时，第一沟道LED驱动电流ILED<1>...第八沟道LED驱动电流ILED<8>的各电流值比初始的正常的恒流值低，因此恒流设定电阻Rs两端间的电压降比参照电压Vref显著降低。如果这样，则驱动器单元21的差动放大器211向N沟道功率MOS晶体管212的栅极供给极度高的值的输出电压，以补偿第一沟道LED驱动电流ILED<1>的减小。恒流驱动器20内部的其它沟道的驱动器单元22(未图示)...驱动器单元28也都与驱动器单元21完全同样地，第二沟道LED驱动电流ILED<2>...第八沟道LED驱动电流ILED<8>的各电流值也比初始的正常的恒流值低，因此其它沟道的驱动器单元22...28的各差动放大器向各N沟道功率MOS晶体管的栅极供给极高的值的输出电压，以补偿各沟道LED驱动电流的减小。
在这样的情况下，恒流驱动器20的驱动器单元21的异常检测比较器213检测到：向非反相输入端子供给的N沟道MOS晶体管212的栅极驱动电压与向反相输入端子供给的异常检测判断基准电压VLIM相比极度高。其结果，异常检测比较器213生成高值的异常检测判断信号LIMIT<1>，供给到逻辑单元30的计数器控制部32。恒流驱动器20内部的其它沟道的驱动器单元22...驱动器单元28也都与驱动器单元21完全同样地，异常检测比较器生成高值的异常检测判断信号LIMIT<2>...<8>，供给到逻辑单元30的计数器控制部32。
由于在多个异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>中的某一个信号为高值时，逻辑单元30的计数器控制部32生成1个上升信号UP并供给到升降计数器33，所以升降计数器33响应于1个上升信号UP而使7位的计数值增加(+1)。因此，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的+1更新计数值，生成比以前增加了预定的电压大小的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的控制器12响应于增加了的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值上升的工作。
如果由于输出DC电压VOUT的上升，全部的沟道LED驱动电流ILED<1>...ILED<8>的各电流值恢复到初始的正常的恒流值，则全部的恒流设定电阻Rs两端间的电压降恢复到参照电压Vref。如果这样，则响应于多个异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>全都成为低值，逻辑单元30的计数器控制部32既不生成上升信号UP也不生成下降信号DOWN，所以不更新保存在升降计数器33中的7位的计数值，在执行下次校准工作之前一直把它保存在升降计数器33中。
在全部的沟道LED驱动电流ILED<1>...ILED<8>的各电流值没有由于输出DC电压VOUT的上升而恢复到初始的正常的恒流值时，由于多个异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>中的某一个信号仍然为低值，所以计数器控制部32进一步生成1个上升信号UP并供给到升降计数器33。因此，由于升降计数器33进一步使7位的计数值增加(+1)，所以基准电压生成D/A变换器50生成进一步增加了预定的电压大小的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。其结果，升压DC-DC变换器10的控制器12响应于进一步增加了的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值进一步上升的工作。即，在多个异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>全都成为低值之前，反复进行升降计数器33的增加动作、基准电压生成D/A变换器50的基准电压VREF的电压增加和升压DC-DC变换器10的输出DC电压VOUT的电压增加。
在图2所示的根据本发明的实施方式1的控制驱动半导体集成电路1中，在最初供给作为工作电源电压的输入DC电压VIN的电源接通时的初始化序列中的输出DC电压VOUT的校准工作中，响应于保存在逻辑单元30的升降计数器33中的7位的计数值的预定的初始值，基准电压生成D/A变换器50生成初始值的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，升压DC-DC变换器10的控制器12响应于初始值的基准电压VREF，进行生成初始值的输出DC电压VOUT的电压值的工作。另外，计数器控制部32响应于例如电源接通时的通电复位信号，把计数器控制部32内部的只读存储器(ROM)等的非易失性存储器中保存的7位的预定的初始值保存在升降计数器33中。除此以外，也可以在半导体集成电路1内部的只读存储器、闪存等的非易失性存储器中保存7位的预定的初始值，响应于电源接通时的通电复位信号，计数器控制部32从非易失性存储器中读出7位的预定的初始值，保存在升降计数器33中。
在生成了该初始值的输出DC电压VOUT的电压值的情况下，在多个异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>全都为低值时，由于逻辑单元30的计数器控制部32生成1个下降信号DOWN并供给到升降计数器33，所以升降计数器33响应于1个下降信号DOWN使7位的计数值减小(-1)。其结果，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的-1更新计数值，生成比以前减小了预定的电压大小的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的控制器12响应于减小了的升压基准电压VREF，进行使升压输出DC电压VOUT的电压值降低的工作。
在即使输出DC电压VOUT下降，全部的沟道LED驱动电流ILED<1>...ILED<8>的各电流值也维持正常的恒流值时，由于多个异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>全都是低值，所以计数器控制部32进一步生成1个下降信号DOWN并供给到升降计数器33，所以升降计数器33进一步响应于1个下降信号DOWN而使7位的计数值进一步减小(-1)。因此，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的第二个-1更新计数值，生成进一步减小了预定的电压大小的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的控制器12响应于进一步减小了的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值进一步降低的工作。
在由于输出DC电压VOUT的进一步降低，多个异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>中的某一个信号成为高值时，计数器控制部32生成作为计数值最终设定信号的上升信号UP并供给到升降计数器33，所以升降计数器33通过响应于计数值最终设定信号的上升信号UP而使7位的计数值增加(+1)，从而把计数值复原到输出DC电压VOUT刚刚降低之前的计数值。其结果，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的复原计数值，把基准电压VREF复原到输出DC电压VOUT刚刚降低之前的电压值，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，控制器12响应于复原基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值上升从而复原到刚刚降低之前的电压值的工作。其结果，通过该计数值最终设定的动作，使全部的沟道LED驱动电流ILED<1>...ILED<8>的各电流值恢复到初始的正常的恒流值。即，通过校准输出DC电压VOUT的电压值，可以向白色LED阵列供给恒定电流，可以把亮度保持恒定。
另外，由于DC-DC变换器10只把基准电压VREF和反馈电压VFB这两个输入作为基准来生成输出DC电压VOUT，所以系统一直稳定，难以发生不稳定的工作。
图3是示出用来说明由图2所示的根据本发明的实施方式1的控制驱动半导体集成电路1执行的输出DC电压VOUT的校准工作的半导体集成电路1的各部分的波形的图。
虽然在图3中没有详细示出，但在校准工作中也与通常工作期间完全同样地，向恒流驱动器20的驱动器单元21...28供给的多个调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>...<8>是分散驱动方式。
即，第二驱动信号DPWMO<2>的从低值向高值变化的时刻比第一驱动信号DPWMO<1>的从低值向高值变化的时刻延迟预定时间。第三驱动信号DPWMO<3>的从低值向高值变化的时刻比第二驱动信号DPWMO<2>的从低值向高值变化的时刻延迟预定时间。第四驱动信号DPWMO<4>的从低值向高值变化的时刻比第三驱动信号DPWMO<3>的从低值向高值变化的时刻延迟预定时间。第五驱动信号DPWMO<5>的从低值向高值变化的时刻比第四驱动信号DPWMO<4>的从低值向高值变化的时刻延迟预定时间。第六驱动信号DPWMO<6>的从低值向高值变化的时刻比第五驱动信号DPWMO<5>的从低值向高值变化的时刻延迟预定时间。第七驱动信号DPWMO<7>的从低值向高值变化的时刻比第六驱动信号DPWMO<6>的从低值向高值变化的时刻延迟预定时间。第八驱动信号DPWMO<8>的从低值向高值变化的时刻比第七驱动信号DPWMO<7>的从低值向高值变化的时刻延迟预定时间。其结果，通过使全部的沟道LED驱动电流ILED<1>...ILED<8>的全部电流值在大致相同的时刻急剧增大，可以减轻DC-DC变换器10的输出DC电压VOUT的电压值瞬间降低的问题。
图3的第一期间T1是向半导体集成电路1最初供给作为工作电源电压的输入DC电压VIN的电源接通时的初始化序列的输出DC电压VOUT的校准工作的最初的期间，把升降计数器33的计数值设定成预定的初始值3Fh。该预定的初始值3Fh被设定在基准电压生成D/A变换器50的D/A变换动态范围的大致中间的输入数字值。因此，响应于在升降计数器33中保存的7位的计数初始值3Fh，基准电压生成D/A变换器50生成初始值的基准电压VREF，向升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子供给。因此，升压DC-DC变换器10的控制器12响应于初始值的基准电压VREF，进行生成初始值的输出DC电压VOUT的电压值的工作。
在图3的第一期间T1中，由于多个异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>全都是低值，所以逻辑单元30的计数器控制部32进一步生成1个下降信号DOWN并供给到升降计数器33，在图3的第二期间T2中升降计数器33响应于1个下降信号DOWN而使计数值减小(-1)。
其结果，在图3的第二期间T2中，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的-1更新计数值3Eh，生成比初始值的基准电压VREF减小了预定的电压的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的控制器12响应于减小了的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值降低的工作。而且，多个调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>...<8>的分散方式的从低值向高值的电平值变化从图3的第二期间T2开始。因此，在图3的第二期间T2中第一沟道的驱动器单元21开始第一沟道LED驱动电流ILED<1>的驱动。
在图3的第二期间T2中，由于即使输出DC电压VOUT下降，第一沟道LED驱动电流ILED<1>的电流值也维持正常的恒流值时，第一沟道的异常检测判断信号LIMIT<1>是低值，所以计数器控制部32进一步生成1个下降信号DOWN并供给到升降计数器33，所以升降计数器33进一步响应于1个下降信号DOWN而使计数值进一步减小(-1)。
其结果，在图3的第三期间T3中，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的-1更新计数值3Dh，生成减小了预定的电压大小的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的升压控制器12响应于进一步减小了的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值进一步降低的工作。
在图3的第三期间T3中，由于输出DC电压VOUT降低，所以第一沟道LED驱动电流ILED<1>的电流值比初始的正常的恒流值低。因此，从恒流驱动器20的驱动器单元21的异常检测比较器213的输出端子生成高值的异常检测判断信号LIMIT<1>，并供给到逻辑单元30的计数器控制部32。其结果，计数器控制部32生成1个上升信号UP并供给到升降计数器33，在图3的第四期间T4中升降计数器33响应于1个上升信号UP，使计数值增加(+1)而复原到刚刚更新之前的更新计数值3Eh。
其结果，在图3的第四期间T4中，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的+1复原计数值3Eh，生成比第三期间T3的基准电压VREF增加了预定的电压的刚刚更新之前的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的控制器12响应于刚刚更新之前的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值上升并复原到刚刚更新之前的电压值的工作。其结果，由于使已经比初始的正常的恒流值低的第一沟道LED驱动电流ILED<1>的电流值上升到初始的正常的恒流值，所以第一沟道的异常检测判断信号LIMIT<1>从高值向低值变化。因此，响应于第一沟道的异常检测判断信号LIMIT<1>在时刻t23从低值向高值变化、进而在时刻t34从高值向低值变化的往复状态迁移，逻辑单元30的计数器控制部32使表示输出DC电压VOUT的最低电压的首次发现的低电压发现信号LOW_FIND从低值向高值变化。进而，计数器控制部32在低电压发现信号LOW_FIND为高值的状态下，读取到第一调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>维持高值且第一沟道的异常检测判断信号LIMIT<1>维持低值的内容，判断为第一沟道LED驱动电流ILED<1>的电流值是正常的恒流值，向表示与第一沟道的驱动器单元21有关的输出DC电压VOUT的校准工作结束的高值的第一沟道检查结束信号CHK_END<1>写入高值。
进而，在图3的第四期间T4中，在输出DC电压VOUT维持在刚刚更新之前的电压值的期间，由于第二沟道LED驱动电流ILED<2>...第七沟道LED驱动电流ILED<7>维持在初始的正常的恒流值，所以从第二沟道的异常检测判断信号LIMIT<2>到第七沟道的异常检测判断信号LIMIT<7>全都维持低值。
因此，逻辑单元30的计数器控制部32在图3的第四期间T4中读取到：低电压发现信号LOW_FIND维持高值，且第二沟道的脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<2>...第七沟道的脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<7>都维持高值，且第二沟道的异常检测判断信号LIMIT<2>到第七沟道的异常检测判断信号LIMIT<7>都维持低值，向低值的第二沟道检查结束信号CHK_END<2>...第七沟道检查结束信号CHK_END<7>写入高值。
在图3的第五期间T5中，响应于第八沟道的脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<8>从低值向高值变化，第八沟道的驱动器单元28开始第八沟道LED驱动电流ILED<8>的驱动。但是，由于第八沟道LED驱动电流ILED<8>的电流值比正常的恒流值低，所以从恒流驱动器20的驱动器单元28的异常检测比较器的输出端子生成高值的异常检测判断信号LIMIT<8>，并供给到逻辑单元30的计数器控制部32。因此，计数器控制部32生成1个上升信号UP并供给到升降计数器33，在图3的第五期间T5的前半部分，升降计数器33响应于1个上升信号UP使计数值增加(+1)而变成+1更新计数值3Fh。
因此，在图3的第五期间T5的前半部分，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的+1更新计数值3Fh，生成比第四期间T4的基准电压VREF增加了预定的电压的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的控制器12响应于增加了的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值上升并复原的工作。
但是，尽管在图3的第五期间T5的前半部分的输出DC电压VOUT的电压值上升，第八沟道LED驱动电流ILED<8>的电流值仍然比正常的恒流值低。其结果，从恒流驱动器20的驱动器单元28的异常检测比较器的输出端子生成高值的异常检测判断信号LIMIT<8>，并供给到逻辑单元30的计数器控制部32。因此，计数器控制部32生成1个上升信号UP并供给到升降计数器33，在图3的第五期间T5的后半部分，升降计数器33响应于1个上升信号UP而使计数值增加(+1)而变成+1更新计数值40h。
因此，在图3的第五期间T5的后半部分，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的+1更新计数值40h，生成比第四期间T4的基准电压VREF增加了预定的电压的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的控制器12响应于增加了的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值上升的工作。
但是，在图3的第五期间T5的后半部分，尽管输出DC电压VOUT的电压值上升，第八沟道LED驱动电流ILED<8>的电流值仍然比正常的恒流值低。其结果，从恒流驱动器20的驱动器单元28的异常检测比较器的输出端子生成高值的异常检测判断信号LIMIT<8>，并供给到逻辑单元30的计数器控制部32。因此，计数器控制部32生成1个上升信号UP并供给到升降计数器33，在图3的第六期间T6中，升降计数器33响应于1个上升信号UP而使计数值增加(+1)而变成+1更新计数值41h。
因此，在图3的第六期间T6中，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的+1更新计数值41h，生成比第五期间T5的后半部分的基准电压VREF增加了预定的电压的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的控制器12响应于增加了的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值上升的工作。
其结果，由于使已经比初始的正常的恒流值低的第八沟道LED驱动电流ILED<8>的电流值上升并复原到初始的正常的恒流值，所以第八沟道的异常检测判断信号LIMIT<8>从高值向低值变化。
因此，响应于低电压发现信号LOW_FIND维持高值，第八沟道的脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<8>维持高值且第八沟道的异常检测判断信号LIMIT<8>成为低值的状态，计数器控制部32向表示与第八沟道的驱动器单元28有关的输出DC电压VOUT的校准工作结束的高值的第八沟道检查结束信号CHK_END<8>写入高值。
即，在不输出沟道异常检测判断信号LIMIT<8>的期间，由于沟道LED驱动电流ILED<8>的电流值在正常的范围内时减少电力消耗，所以控制成减小基准电压VREF，以降低输出DC电压VOUT的电压值。另外，在输出沟道异常检测判断信号LIMIT<8>的期间，为了使已变低的LED亮度成为正常状态，控制成通过增大基准电压VREF的控制来提高输出DC电压VOUT的电压值，作为结果可以使沟道LED驱动电流ILED<8>的电流值上升而成为正常的恒流值。
图4是示出如果图2所示的根据本发明的实施方式1的控制驱动半导体集成电路1执行的白色LED阵列的D11...D16～D81...D86的驱动工作期间经过预定的时间，则定期地执行图3所示的输出DC电压VOUT的校准工作的状态的图。
像图4所示的那样，在预定的时间的白色LED阵列的D11...D16～D81...D86的驱动工作Norm_OP的期间，定期地执行升压输出DC电压VOUT的校准工作Cal_OP。另外，通过在升压输出DC电压VOUT的校准工作Cal_OP的期间执行升压输出DC电压VOUT的电压调整Vadj，可变地控制半导体集成电路1的恒流驱动器20的8沟道的驱动器单元21...28的输出端子OUT1...OUT8的输出电压V_OUT1...V_OUT8。
进而，可以看出，像图4所示的那样，在白色LED阵列的D11...D16～D81...D86的驱动工作Norm_OP的期间，半导体集成电路1的半导体芯片温度TCH从低温向高温变化时，通过在向高温变化后执行的校准工作Cal_OP，升压输出DC电压VOUT和输出电压V_OUT1...V_OUT8自动地被调整成低的电压值。
(实施方式2)
〔升压输出DC电压的校准工作〕
图5是示出图2所示的本发明的控制驱动半导体集成电路1中执行的根据本发明的实施方式2的输出DC电压VOUT的校准工作的处理流程的图。
在图5的最初的步骤500中，把升降计数器33的计数值DATA_VREF<6:0>设定成预定的初始值3Fh，把表示输出DC电压VOUT的最低电压的首次发现的低电压发现信号LOW_FIND设定成低值，DC-DC变换器10的升压控制器12把初始值的基准电压VREF设定成1.875V。
在接着的步骤501中，计数器控制部32大致并行地读出共8个沟道的从驱动器单元21的异常检测判断信号LIMIT<1>到驱动器单元28的异常检测判断信号LIMIT<8>的各信号的值。在实际中，计数器控制部32读出高值的第一驱动信号DPWMO<1>的期间的驱动器单元21的异常检测判断信号LIMIT<1>的值，然后读出高值的第二驱动信号DPWMO<2>的期间的驱动器单元22的异常检测判断信号LIMIT<2>的值，以下同样地读出的最后高值的第八驱动信号DPWMO<8>的期间的驱动器单元28的异常检测判断信号LIMIT<8>的值。
在接着的步骤502中，计数器控制部32检查表示输出DC电压VOUT的最低电压的首次发现的低电压发现信号LOW_FIND的电压值。在低电压发现信号LOW_FIND为低值“0”时转移到步骤503；在低电压发现信号LOW_FIND为高值“1”时转移到步骤508。
在步骤503中，计数器控制部32检查8沟道的异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>的全部的值，其全部为低值“0”(无异常)时转移到步骤504的减小(-1)处理，其某一个为高值“1”(有异常)时转移到步骤505的增加(+1)处理。即，全部为低值“0”(无异常)时由于输出DC电压VOUT有富余，所以为了降低输出DC电压VOUT，把升降计数器33的计数值DATA_VREF<6:0>的值减小(-1)，而某一个为高值“1”(有异常)时由于输出DC电压VOUT不足，所以为了增加输出DC电压VOUT，把升降计数器33的计数值DATA_VREF<6:0>的值增加(+1)。
在步骤504的减小(-1)处理中，升降计数器33响应于从计数器控制部32供给的1个下降信号DOWN，使7位的计数值减小(-1)。
在步骤505的增加(+1)处理中，升降计数器33响应于从计数器控制部32供给的1个上升信号UP，使7位的计数值增加(+1)。
进而，在步骤505后执行的步骤506中，计数器控制部32使表示输出DC电压VOUT的最低电压的首次发现的低电压发现信号LOW_FIND从低值向高值变化。
进而，在步骤504的减小(-1)处理后或在步骤506后执行的步骤507中，响应于升降计数器33中保存的增加(+1)或减小(-1)了的计数值，基准电压生成D/A变换器50生成基准电压VREF。另外，响应于升降计数器33的更新计数值，为了通过DC-DC变换器10的控制器12的工作使输出DC电压VOUT的电压值的变化结束，需要短暂的过渡时间。
由于在步骤507中生成了更新了的电压值的输出DC电压VOUT后，返回最初的步骤501进行处理，所以计数器控制部32再次读出8沟道的异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>，然后在步骤502中计数器控制部32再次检查表示输出DC电压VOUT的最低电压的首次发现的低电压发现信号LOW_FIND的电压值。
在此次的步骤502中，由于在以前的步骤506中低电压发现信号LOW_FIND从低值向高值变化，所以把低电压发现信号LOW_FIND判断为高值“1”，转移到下一步骤508。
在步骤508中，计数器控制部32再次检查8沟道的异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>全部的值。作为步骤508的再检查的当然的结果，全部为低值“0”(无异常)时转移到步骤510。与此相反，作为步骤508的再检查的意料外的结果，某一个为高值“1”(有异常)时转移到步骤509的增加(+1)处理。
在步骤510中计数器控制部32验证是否向全部8沟道的沟道检查结束信号CHK_END<1>...<8>写入高值“1”。验证结果为“否”时，返回最初的步骤501进行处理；验证结果为“好”时，计数器控制部32在步骤511中设定输出DC电压VOUT的校准工作中的升降计数器33的计数值DATA_VREF<6:0>的最终设定值。该步骤511中设定的计数值DATA_VREF<6:0>的最终设定值的大部分是步骤505的增加(+1)处理后的计数值，例外的一部分是步骤509的增加(+1)处理后的计数值。
在步骤511的计数值DATA_VREF<6:0>的最终设定处理之后，在步骤512中基准电压生成D/A变换器50生成与最终设定计数值对应的基准电压VREF。进而，在步骤512中，DC-DC变换器10的控制器12使用该基准电压VREF进行设定输出DC电压VOUT的电压值的动作。进而，在步骤512中，在向8沟道的最上级的LED元件D11...D81的多个阳极供给该输出DC电压VOUT的状态下，恒流驱动器20内部的8沟道的驱动器单元21...28的输出端子OUT1...OUT8驱动8沟道的最下级的LED元件D16...D86的多个阴极。其结果，由于具有正常的恒流值的第一沟道LED驱动电流ILED<1>...第八沟道LED驱动电流ILED<8>流过白色LED阵列，所以可以把白色LED阵列中包含的全部的LED元件D11...D16～D81...D86都设定成正常的发光亮度。另外，步骤512中的白色LED阵列中包含的LED元件D11...D16～D81...D86与上述的本发明的实施方式1完全同样地，是用多个调光脉冲宽度调制方式驱动信号DPWMO<1>...<8>分散驱动的。
为了如果在步骤512中的白色LED阵列的D11...D16～D81...D86的驱动工作期间，在步骤513中经过预定的时间，则定期地执行输出DC电压VOUT的校准工作，转移到步骤514中进行处理。在步骤514中，计数器控制部32把8沟道的沟道检查结束信号CHK_END<1>...CHK_END<8>与低电压发现信号LOW_FIND清零成低值。在步骤514的处理之后，由于返回最初的步骤501进行处理，所以再次开始输出DC电压VOUT的校准工作。
像以上说明的那样，图5说明过的根据本发明的实施方式2的输出DC电压VOUT的校准工作的处理流程在步骤502、步骤503、步骤504和步骤507中在全部沟道正常的范围内逐次减小输出DC电压VOUT，然后在步骤503中即使一个沟道检测到异常时也通过步骤505中的计数值的增加(+1)实现全部沟道的正常动作的最小电力消耗条件的设定。另外，在图5的校准工作的处理流程中，在全部沟道的正常动作的最小电力消耗条件设定后，如果发生了在步骤508中检测到异常的意料外的结果时，通过步骤509中的计数值的追加(+1)实现全部沟道的正常动作的最小电力消耗条件的再次设定。
(实施方式3)
〔根据实施方式3的半导体集成电路的构成〕
图6是示出根据本发明的实施方式3的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
图6所示的根据本发明的实施方式3的半导体集成电路1与图2所示的根据本发明的实施方式1的半导体集成电路1的不同之处如下。
即，向图6所示的根据本发明的实施方式3的半导体集成电路1的恒流驱动器20的驱动器单元21的异常检测比较器213的反相输入端子和非反相输入端子，分别供给N沟道MOS晶体管212的源极端子的电压(驱动器单元21的恒流设定端子SO1的电压)和异常检测判断基准电压VLIM。另外，把异常检测判断基准电压VLIM的电压值设定成参照电压Vref的例如约1/2的电压值。另外，恒流驱动器20内部的其它沟道的驱动器单元22(未图示)...驱动器单元28，也都与驱动器单元21完全同样地构成。
即，在图6所示的根据本发明的实施方式3的半导体集成电路1中也是，在因极度的温度下降、LED元件的极度的特性偏差等的原因而多个LED元件D11...D16～D81...D86的PN结的正方向电压VF极度增大时，第一沟道LED驱动电流ILED<1>...第八沟道LED驱动电流ILED<8>的各电流值比初始的正常的恒流值低。因此，恒流设定电阻Rs两端间的电压降比参照电压Vref显著降低。
在这样的情况下，在图6所示的根据本发明的实施方式3的半导体集成电路1中，恒流驱动器20的驱动器单元21的异常检测比较器213的反相输入端子的N沟道MOS晶体管212的源极端子的电压与非反相输入端子的异常检测判断基准电压VLIM相比显著降低。其结果，异常检测比较器213生成高值的异常检测判断信号LIMIT<1>，并供给到逻辑单元30的计数器控制部32。恒流驱动器20内部的其它沟道的驱动器单元22...驱动器单元28，也都与驱动器单元21完全同样地，异常检测比较器生成高值的异常检测判断信号LIMIT<2>...<8>，并供给到逻辑单元30的计数器控制部32。
由于在多个异常检测判断信号LIMIT<1>...<8>中的某一个信号为高值时，逻辑单元30的计数器控制部32生成1个上升信号UP并供给到升降计数器33，所以升降计数器33响应于1个上升信号UP而使7位的计数值增加(+1)。因此，基准电压生成D/A变换器50响应于升降计数器33的+1更新计数值，生成比以前增加了预定的电压大小的基准电压VREF，并供给到升压DC-DC变换器10的误差放大器11的非反相输入端子。因此，DC-DC变换器10的升压控制器12响应于增加了的基准电压VREF，进行使输出DC电压VOUT的电压值上升的工作。
像以上说明的那样，图6所示的根据本发明的实施方式3的半导体集成电路1可以实现与图2所示的根据本发明的实施方式1的半导体集成电路1同样的动作功能。
(实施方式4)
〔根据实施方式4的半导体集成电路的构成〕
图7是示出根据本发明的实施方式4的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
图7所示的根据本发明的实施方式4的半导体集成电路1与图2所示的根据本发明的实施方式1的半导体集成电路1的不同之处如下。
即，在图7所示的根据本发明的实施方式4的半导体集成电路1的DC-DC变换器10中，通过以与图2相比变更了的连接状态连接P沟道MOS晶体管7、肖特基二极管4、电感器2和平滑电容器5，把DC-DC变换器10构成为降压型DC-DC变换器。
因此，图7所示的输入DC电压VIN是比较大的电压值时，降压型DC-DC变换器10生成具有比输DC电压VIN小的电压的输出DC电压VOUT。
即，像图7所示的那样，输入DC电压VIN与P沟道MOS晶体管7的源极端子连接，P沟道MOS晶体管7的漏极端子与电感器2的一端和肖特基二极管4的阴极连接。肖特基二极管4的阳极与接地电位连接，电感器2的另一端与反馈电路6和平滑电容器5、8沟道的最上级的LED元件D11...D81的多个阳极连接。
如果电感器2的电感为L，时间为t，则在P沟道MOS晶体管7的接通期间，经由功率MOS晶体管7和电感器2从输入DC电压VIN向输出DC电压VOUT流动由下式给出的电流：
ION＝(VIN-VOUT)·t/L 式(9)
在接通期间后的功率MOS晶体管7的截止期间，经由整流二极管4和电感器2从接地电位向输出DC电压VOUT流动由下式给出的电流：
IOFF＝VOUT·t/L 式(10)
如果功率MOS晶体管7的接通期间为TON、功率MOS晶体管7的截止期间为TOFF，则在两个期间的边界处由式(9)给出的电流与由式(10)给出的电流必须相等。因此，得到下式。
(VIN-VOUT)·TON/L＝VOUT·TOFF/L 式(11)
如果把该式(11)展开则得到下式的关系。
VOUT＝VIN·TON/(TON+TOFF)式(12)
该式(12)示出，由升压DC-DC变换器10、电感器2、P沟道功率MOS晶体管7、整流二极管4和平滑电容器5构成的开关调节器生成具有比输DC电压VIN的电压小的电压的输出DC电压VOUT。
另一方面，由于向误差放大器11的反相输入端子供给利用反馈电路6的两个分压电阻R1、R2把输出DC电压VOUT分压而生成的反馈电压VFB，向误差放大器11的非反相输入端子供给从基准电压生成D/A变换器50生成的基准电压VREF，所以误差放大器11工作而生成输出DC电压VOUT以使反馈电压VFB的电压值与升压基准电压VREF的电压值一致。即，控制器12利用脉冲宽度调制(PWM)的三角波形的上升期间与下降期间的比确定接通期间TON与截止期间TOFF的比，以使这两个电压值一致。
(实施方式5)
〔根据实施方式5的半导体集成电路的构成〕
图8是示出根据本发明的实施方式5的白色LED阵列的控制驱动半导体集成电路的构成的图。
图8所示的根据本发明的实施方式5的半导体集成电路1与图7所示的根据本发明的实施方式4的半导体集成电路1的不同之处如下。
即，在图8所示的根据本发明的实施方式5的开关调节器中，追加N沟道功率MOS晶体管3和肖特基二极管8。即，功率MOS晶体管3的漏极端子和电感器2的另一端与反馈电路6和肖特基二极管8的阳极连接，功率MOS晶体管3的源极端子与接地电位连接，功率MOS晶体管3的栅极端子用升降压DC-DC变换器10的控制器12控制。肖特基二极管8的阳极与平滑电容器5和8沟道的最上级的LED元件D11...D81的多个阳极连接。
〔升压工作模式〕
使用图8所示的根据本发明的实施方式5的半导体集成电路1的开关调节器，通过用升降压DC-DC变换器10的控制器12把P沟道功率MOS晶体管7控制成一直接通的状态并对N沟道功率MOS晶体管3进行接通/截止控制，与图2所示的根据本发明的实施方式1的半导体集成电路1同样地，作为生成具有比输入DC电压VIN大的电压的输出DC电压VOUT的升压型DC-DC变换器工作。
〔降压工作模式〕
使用图8所示的根据本发明的实施方式5的半导体集成电路1的开关调节器通过用升降压DC-DC变换器10的控制器12把N沟道功率MOS晶体管3控制成一直截止的状态并对P沟道MOS晶体管7进行接通/截止控制，与图7所示的根据本发明的实施方式4的半导体集成电路1同样地，作为生成具有比输入DC电压VIN小的电压的输出DC电压VOUT的降压型DC-DC变换器工作。
以上基于各种实施方式具体地说明了本发明人完成的发明，但很显然，本发明不限于此，在不脱离其主要发明构思的前提下，可以做出各种变更。
在上述的本发明的实施方式中，是把升降计数器33的计数值的初始值设定在基准电压生成D/A变换器50的D/A变换的动态范围的大致中间的输入数字值的方式，是仅在一个沟道也没有检测到异常时逐次减小输入数字值，在检测到异常时使输入数字值增加(+1)，设定升降计数器33的计数值的方式。但是，本发明并不限定于该方式，在从动态范围的最大值或高值开始，仅在一个沟道也没有检测到异常时逐次减小输入数字值，在检测到异常时使输入数字值增加(+1)，从而设定升降计数器33的计数值的方式；或者是从动态范围的最小值或低值开始，逐次增加输入数字值，直到全部沟道被正常检测的方式中，也可以适用本发明。
而且，也可以把图2、图6的半导体集成电路1的恒流驱动器20的驱动器单元21中包含的N沟道MOS晶体管212置换成NPN双极晶体管。
而且，在通过并行驱动红色发光二极管的沟道(串)、绿色发光二极管的沟道和蓝色发光二极管的沟道这三个系统的沟道而实现白色发光的三色LED方式中，也可以适用本发明。
而且，在通过向阴极和阳极施加电压而分别注入电子和空穴，使注入的电子和空穴分别通过电子输送层和空穴输送层，在发光层中结合而发光的有机EL发光元件中，也可以适用本发明。

Claims (20)

1.一种半导体集成电路，能够并行驱动发光元件阵列的多个沟道，其特征在于：
上述半导体集成电路包括DC-DC变换器、电流驱动器、逻辑单元和D/A变换器；
上述DC-DC变换器能够向上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个一端共同供给把输入DC电压升压或降压而生成的输出DC电压；
上述电流驱动器具有能够驱动上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个另一端的多个驱动器单元；
上述多个驱动器单元的各驱动器单元包含：驱动上述发光元件阵列的各沟道的各另一端的驱动用MOS晶体管和能够检测上述驱动用MOS晶体管的驱动电流的异常的检测器；
上述驱动用MOS晶体管的漏极端子与上述多个沟道的上述多个另一端中的一个电连接；
上述驱动用MOS晶体管的源极端子经由恒流设定电阻与接地电位电连接；
上述驱动用MOS晶体管的栅极端子或者上述源极端子与上述检测器电连接；
上述检测器比较根据上述驱动用MOS晶体管的上述栅极端子或者上述源极端子的电压生成的电压和异常检测判断基准电压，生成与该比较的结果相应的检测信号；
上述逻辑单元能够响应于从上述电流驱动器的上述多个驱动器单元的多个上述检测器生成的多个上述检测信号，生成数字数据并供给到上述D/A变换器的输入端子；
上述D/A变换器能够响应于上述数字数据，生成模拟电压并作为基准电压供给到上述DC-DC变换器；
上述逻辑单元通过上述数字数据的逐次更新，执行确定上述数字数据的校准工作，该数字数据用来设定来自上述多个检测器的上述多个检测信号全都未示出上述驱动电流的上述异常的全部沟道正常工作时的最低的上述输出DC电压。
2.如权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于：
在执行上述校准工作以前，上述逻辑单元把设定成预定的初始值的上述数字数据供给到上述D/A变换器的上述输入端子，然后上述逻辑单元开始上述校准工作的执行。
3.如权利要求2所述的半导体集成电路，其特征在于：
如果在上述电流驱动器驱动上述发光元件阵列的上述多个沟道的驱动工作期间经过预定的时间，则上述逻辑单元定期地执行上述校准工作。
4.如权利要求3所述的半导体集成电路，其特征在于：
在上述校准工作的上述执行以前，上述逻辑单元把设定成上述预定的初始值的上述数字数据供给到上述D/A变换器的上述输入端子，然后每当通过上述校准工作的上述执行确认上述全部沟道的正常工作时，上述逻辑单元逐次把上述数字数据再次设定成比上述预定的初始值小的值；
在通过之后的上述校准工作的上述执行未确认上述全部沟道的正常工作时，把上述数字数据的值复原到最后确认了上述全部沟道的正常工作的状态下的值。
5.如权利要求3所述的半导体集成电路，其特征在于：
上述多个驱动器单元中的上述各驱动器单元还包含差动放大器，在该差动放大器中，非反相输入端子被供给参照电压，反相输入端子与上述驱动用MOS晶体管的源极端子连接，输出端子与上述驱动用MOS晶体管的栅极端子连接；
上述各驱动器单元的上述检测器的一个输入端子与上述驱动用MOS晶体管的上述栅极端子和上述源极端子中的某一个连接，向上述各驱动器单元的上述检测器的另一个输入端子供给检测判断基准电压。
6.如权利要求3所述的半导体集成电路，其特征在于：
上述逻辑单元包含：保存上述数字数据的值的计数器和响应于来自上述多个检测器的上述多个检测信号而逐次更新上述计数器中保存的上述数字数据的值的计数器控制部。
7.如权利要求6所述的半导体集成电路，其特征在于：
上述逻辑单元还包含生成多个调光脉冲宽度调制驱动信号的调光控制器；
利用从上述调光控制器生成的上述多个调光脉冲宽度调制驱动信号激活上述多个驱动器单元。
8.如权利要求7所述的半导体集成电路，其特征在于：
上述调光控制器利用分散驱动方式在相互不同的生成时刻生成上述多个调光脉冲宽度调制驱动信号。
9.如权利要求8所述的半导体集成电路，其特征在于：
上述DC-DC变换器设为能够在上述半导体集成电路的外部与电感器、功率MOS晶体管、平滑电容器连接；
上述DC-DC变换器通过在接通期间和截止期间反复驱动上述功率MOS晶体管，上述DC-DC变换器生成上述输出DC电压。
10.如权利要求9所述的半导体集成电路，其特征在于：
上述电流驱动器的上述多个驱动器单元设为能够驱动由具有PN结的多个发光二极管构成的上述发光元件阵列的上述多个沟道。
11.一种半导体集成电路的工作方法，该半导体集成电路能够并行驱动发光元件阵列的多个沟道，其特征在于：
上述半导体集成电路包括DC-DC变换器、电流驱动器、逻辑单元和D/A变换器；
上述DC-DC变换器能够向上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个一端共同供给把输入DC电压升压或降压而生成的输出DC电压；
上述电流驱动器具有能够驱动上述发光元件阵列的上述多个沟道的多个另一端的多个驱动器单元；
上述多个驱动器单元的各驱动器单元包含：驱动上述发光元件阵列的各沟道的各另一端的驱动用MOS晶体管和能够检测上述驱动用MOS晶体管的驱动电流的异常的检测器；
上述驱动用MOS晶体管的漏极端子与上述多个沟道的上述多个另一端中的一个电连接；
上述驱动用MOS晶体管的源极端子经由恒流设定电阻与接地电位电连接；
上述驱动用MOS晶体管的栅极端子或者上述源极端子与上述检测器电连接；
上述检测器比较根据上述驱动用MOS晶体管的上述栅极端子或者上述源极端子的电压生成的电压和异常检测判断基准电压，生成与该比较的结果相应的检测信号；
上述逻辑单元能够响应于从上述电流驱动器的上述多个驱动器单元的多个上述检测器生成的多个上述检测信号，生成数字数据并供给到上述D/A变换器的输入端子；
上述D/A变换器能够响应于上述数字数据，生成模拟电压并作为基准电压供给到上述DC-DC变换器；
上述逻辑单元通过上述数字数据的逐次更新，执行确定上述数字数据的校准工作，该数字数据用来设定来自上述多个检测器的上述多个检测信号全都未示出上述驱动电流的上述异常的全部沟道正常工作时的最低的上述输出DC电压。
12.如权利要求11所述的半导体集成电路的工作方法，其特征在于：
在执行上述校准工作以前，上述逻辑单元把设定成预定的初始值的上述数字数据供给到上述D/A变换器的上述输入端子，然后上述逻辑单元开始上述校准工作的执行。
13.如权利要求12所述的半导体集成电路的工作方法，其特征在于：
如果在上述电流驱动器驱动上述发光元件阵列的上述多个沟道的驱动工作期间经过预定的时间，则上述逻辑单元定期地执行上述校准工作。
14.如权利要求13所述的半导体集成电路的工作方法，其特征在于：
在上述校准工作的上述执行以前，上述逻辑单元把设定成上述预定的初始值的上述数字数据供给到上述D/A变换器的上述输入端子，然后每当通过上述校准工作的上述执行确认上述全部沟道的正常工作时，上述逻辑单元逐次把上述数字数据再次设定成比上述预定的初始值小的值；
在通过之后的上述校准工作的上述执行未确认上述全部沟道的正常工作时，把上述数字数据的值复原到最后确认了上述全部沟道的正常工作的状态下的值。
15.如权利要求13所述的半导体集成电路的工作方法，其特征在于：
上述多个驱动器单元的上述各驱动器单元还包含差动放大器，在该差动放大器中，非反相输入端子被供给参照电压，反相输入端子与上述驱动用MOS晶体管的源极端子连接，输出端子与上述驱动用MOS晶体管的栅极端子连接；
上述各驱动器单元的上述检测器的一个输入端子与上述驱动用MOS晶体管的上述栅极端子和上述源极端子中的某一个连接，向上述各驱动器单元的上述检测器的另一个输入端子供给检测判断基准电压。
16.如权利要求13所述的半导体集成电路的工作方法，其特征在于：
上述逻辑单元包含：保存上述数字数据的值的计数器和响应于来自上述多个检测器的上述多个检测信号而逐次更新上述计数器中保存的上述数字数据的值的计数器控制部。
17.如权利要求16所述的半导体集成电路的工作方法，其特征在于：
上述逻辑单元还包含生成多个调光脉冲宽度调制驱动信号的调光控制器；
利用从上述调光控制器生成的上述多个调光脉冲宽度调制驱动信号激活上述多个驱动器单元。
18.如权利要求17所述的半导体集成电路的工作方法，其特征在于：
上述调光控制器利用分散驱动方式在相互不同的生成时刻生成上述多个调光脉冲宽度调制驱动信号。
19.如权利要求18所述的半导体集成电路的工作方法，其特征在于：
上述DC-DC变换器设为能够在上述半导体集成电路的外部与电感器、功率MOS晶体管、平滑电容器连接；
上述DC-DC变换器通过在接通期间和截止期间反复驱动上述功率MOS晶体管，上述DC-DC变换器生成上述输出DC电压。
20.如权利要求19所述的半导体集成电路的工作方法，其特征在于：
上述电流驱动器的上述多个驱动器单元设为能够驱动由具有PN结的多个发光二极管构成的上述发光元件阵列的上述多个沟道。
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Families Citing this family (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7288902B1 (en) 2007-03-12 2007-10-30 Cirrus Logic, Inc. Color variations in a dimmable lighting device with stable color temperature light sources
US7667408B2 (en) 2007-03-12 2010-02-23 Cirrus Logic, Inc. Lighting system with lighting dimmer output mapping
US9155174B2 (en) 2009-09-30 2015-10-06 Cirrus Logic, Inc. Phase control dimming compatible lighting systems
US8941316B2 (en) 2010-08-17 2015-01-27 Cirrus Logic, Inc. Duty factor probing of a triac-based dimmer
US8536799B1 (en) 2010-07-30 2013-09-17 Cirrus Logic, Inc. Dimmer detection
US8729811B2 (en) 2010-07-30 2014-05-20 Cirrus Logic, Inc. Dimming multiple lighting devices by alternating energy transfer from a magnetic storage element
US9307601B2 (en) 2010-08-17 2016-04-05 Koninklijke Philips N.V. Input voltage sensing for a switching power converter and a triac-based dimmer
CN103314639B (zh) 2010-08-24 2016-10-12 皇家飞利浦有限公司 防止调光器提前重置的装置和方法
US9497850B2 (en) 2010-11-04 2016-11-15 Koninklijke Philips N.V. Controlled power dissipation in a lighting system
WO2012061769A2 (en) 2010-11-04 2012-05-10 Cirrus Logic, Inc. Controlled power dissipation in a switch path in a lighting system
PL2681969T3 (pl) 2010-11-16 2019-11-29 Signify Holding Bv Kompatybilność ściemniacza wykorzystującego opadające zbocze impulsu z przewidywaniem dużej rezystancji ściemniacza
CN103370990B (zh) 2010-12-16 2016-06-15 皇家飞利浦有限公司 基于开关参数的断续模式-临界导电模式转换
US8928249B2 (en) * 2011-08-25 2015-01-06 Abl Ip Holding Llc Reducing lumen variability over a range of color temperatures of an output of tunable-white LED lighting devices
WO2013090852A2 (en) 2011-12-14 2013-06-20 Cirrus Logic, Inc. Adaptive current control timing and responsive current control for interfacing with a dimmer
WO2013126836A1 (en) * 2012-02-22 2013-08-29 Cirrus Logic, Inc. Mixed load current compensation for led lighting
JP5363620B1 (ja) * 2012-06-18 2013-12-11 シャープ株式会社 Ｌｅｄ駆動装置、及びテレビジョン受像機
US8901853B2 (en) * 2012-07-11 2014-12-02 Analog Devices, Inc. Multi-string LED drive system
US9363858B2 (en) 2012-07-11 2016-06-07 Analog Devices, Inc. Multi-string LED drive system
US9313850B2 (en) * 2012-07-24 2016-04-12 Wei Zhao Dimming apparatus for LEDs
US9184661B2 (en) 2012-08-27 2015-11-10 Cirrus Logic, Inc. Power conversion with controlled capacitance charging including attach state control
US20140145634A1 (en) * 2012-11-27 2014-05-29 Texas Instruments Incorporated Circuit and method for generating a reference voltage for a power converter
KR102130396B1 (ko) 2012-11-29 2020-08-06 삼성디스플레이 주식회사 백라이트 유닛 및 그것을 포함하는 표시 장치
US9496844B1 (en) 2013-01-25 2016-11-15 Koninklijke Philips N.V. Variable bandwidth filter for dimmer phase angle measurements
CN103165084B (zh) * 2013-03-11 2015-08-19 深圳市华星光电技术有限公司 液晶显示器及其led背光源
US9053670B2 (en) * 2013-03-11 2015-06-09 Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd Liquid crystal display apparatus and LED backlight module thereof
US10187934B2 (en) 2013-03-14 2019-01-22 Philips Lighting Holding B.V. Controlled electronic system power dissipation via an auxiliary-power dissipation circuit
US9282598B2 (en) 2013-03-15 2016-03-08 Koninklijke Philips N.V. System and method for learning dimmer characteristics
KR102071004B1 (ko) * 2013-09-03 2020-01-30 삼성디스플레이 주식회사 Dc-dc 컨버터 및 이를 포함하는 유기전계발광 표시장치
US9621062B2 (en) 2014-03-07 2017-04-11 Philips Lighting Holding B.V. Dimmer output emulation with non-zero glue voltage
JP6486606B2 (ja) * 2014-04-15 2019-03-20 新日本無線株式会社 Ｌｅｄアレイ駆動回路
US9215772B2 (en) 2014-04-17 2015-12-15 Philips International B.V. Systems and methods for minimizing power dissipation in a low-power lamp coupled to a trailing-edge dimmer
CN104363685B (zh) * 2014-12-04 2017-01-25 青岛歌尔声学科技有限公司 一种基于电流反馈的反激直驱led电源电路及电视机
JP6489473B2 (ja) * 2014-12-15 2019-03-27 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電源装置及び照明装置
TWI559813B (zh) * 2015-04-13 2016-11-21 國立臺北科技大學 適應性參考電壓追蹤控制的發光二極體驅動裝置及方法
JP6594690B2 (ja) * 2015-07-22 2019-10-23 ローム株式会社 電流ドライバ、ｌｅｄ駆動回路、照明装置、電子機器
US9820354B2 (en) * 2015-08-20 2017-11-14 Lg Innotek Co., Ltd. Light emitting device and automotive lighting including the same
JP6563315B2 (ja) * 2015-11-17 2019-08-21 新日本無線株式会社 Ｌｅｄ制御装置
FR3046329B1 (fr) * 2015-12-24 2019-12-13 STMicroelectronics (Alps) SAS Dispositif de commande d'une diode
US20180116026A1 (en) * 2016-10-22 2018-04-26 Mountain Electronics LLC Apparatus, System, and Method for a Boost Driven Light Array
US10143054B2 (en) * 2016-11-10 2018-11-27 Dazzo Techonology Corporation Light-emitting diode driver
US9876328B1 (en) * 2017-01-30 2018-01-23 Infineon Technologies Ag Driving light emitting elements with reduced voltage drivers
CN107342059B (zh) * 2017-08-31 2019-07-23 京东方科技集团股份有限公司 一种电流控制电路及控制方法、背光模组、显示装置
CN108024417B (zh) * 2017-12-22 2024-01-16 泉芯电子技术(深圳)有限公司 高压线性分段式led驱动电路
CN111836432B (zh) * 2019-03-27 2022-07-26 辉芒微电子（深圳）有限公司 一种pwm调光的线性恒流驱动电路、芯片以及方法
CN114788410A (zh) * 2019-11-27 2022-07-22 罗姆股份有限公司 Led驱动装置、照明装置和车载显示装置
JPWO2021181733A1 (zh) * 2020-03-12 2021-09-16
CN115379621A (zh) 2021-05-21 2022-11-22 芯源创科技(深圳)有限公司 改善电压调整率的发光二极体照明装置
CN113939063B (zh) * 2021-12-17 2022-03-22 深圳市明微电子股份有限公司 Led系统供电电源控制方法及供电电源可控的led系统

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201388317Y (zh) * 2009-03-23 2010-01-20 山东交通职业学院 Lcd背光驱动节电电路
CN101764516A (zh) * 2008-09-30 2010-06-30 凹凸电子（武汉）有限公司 电源系统、供电方法以及显示系统

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4177022B2 (ja) 2002-05-07 2008-11-05 ローム株式会社 発光素子駆動装置、及び発光素子を備えた電子機器
JP3745310B2 (ja) * 2002-05-31 2006-02-15 ソニー株式会社 発光素子駆動装置およびそれを用いた携帯装置
TWI316694B (en) * 2006-01-19 2009-11-01 Macroblock Inc Driving method for led with pulse width modulation
JP5082280B2 (ja) * 2006-04-07 2012-11-28 ソニー株式会社 発光素子駆動回路及びそれを備えた携帯装置
JP2008283033A (ja) * 2007-05-11 2008-11-20 Ricoh Co Ltd 駆動回路及びその駆動回路を有する電子機器
DE102007054253B3 (de) * 2007-11-14 2009-07-30 Texas Instruments Deutschland Gmbh Adaptiver Algorithmus für die Leistungssteuerung einer Kamerabblitzlicht-LED als Funktion von Batterieimpedanz, Entladungszustand (SoD), Alterung, Temperatureinflüssen
US8169161B2 (en) * 2007-11-16 2012-05-01 Allegro Microsystems, Inc. Electronic circuits for driving series connected light emitting diode strings
KR100951258B1 (ko) * 2008-06-03 2010-04-02 삼성전기주식회사 발광 소자의 구동 회로
KR100967172B1 (ko) * 2008-11-13 2010-07-05 주식회사 비엔씨넷 정전류 구동형의 발광다이오드 신호등 구동회로
US8035315B2 (en) * 2008-12-22 2011-10-11 Freescale Semiconductor, Inc. LED driver with feedback calibration
JP4918929B2 (ja) * 2009-01-30 2012-04-18 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 発光ダイオード制御装置
US8179051B2 (en) * 2009-02-09 2012-05-15 Freescale Semiconductor, Inc. Serial configuration for dynamic power control in LED displays
TW201106787A (en) * 2009-08-10 2011-02-16 Fitipower Integrated Tech Inc Drive apparatus and method for adjusting driving voltage
US8581828B2 (en) * 2010-04-30 2013-11-12 Atmel Corporation Load-aware compensation in light-emitting-diode backlight illumination systems
US20120306399A1 (en) * 2010-11-22 2012-12-06 Cristiano Bazzani Projector system with single input, multiple output dc-dc converter

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101764516A (zh) * 2008-09-30 2010-06-30 凹凸电子（武汉）有限公司 电源系统、供电方法以及显示系统
CN201388317Y (zh) * 2009-03-23 2010-01-20 山东交通职业学院 Lcd背光驱动节电电路

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