JP2011015460A - パワーモジュール及びそれを用いた車両用インバータ - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の目的は、低インダクタンス化や小型化を実現したパワーモジュールを提供するにある。
【解決手段】上記目的を達成するために、本発明のパワーモジュールは、上アーム回路部が、外部から前記上アーム回路部に高電位を供給するための第１接続導体と、外部から下アーム回路部の低電位を供給するための第２接続導体と、金属ベースの上に前記第１及び第２接続導体を支持し絶縁する樹脂ケースとを備え、前記第１接続導体及び前記第２接続導体は、平板状の導体で、かつ、絶縁シートで絶縁されて積層され、前記絶縁シートは、前記積層部で、前記第１接続導体及び前記第２接続導体に挟まれた積層部より露出し、前記第１接続導体と前記第２接続導体の絶縁沿面距離を確保する構造をとり、前記樹脂ケースには、前記第１接続導体と第２接続導体及び前記絶縁シートを積層して収納する凹部が形成されていることを特徴とする。
【選択図】 図６

Description

本発明はパワーモジュール及びそれを用いた車両用インバータに係り、特に、スイッチング機能を有するパワーモジュール及びこのパワーモジュールを用い、バッテリの直流電力を交流電力に変換し車両駆動用モータを制御する車両用インバータに関する。

一般的に電力変換装置は、直流電源から供給された直流電力を回転電機などの交流電気負荷に供給するための交流電力に変換する機能、或いは回転電機により発電された交流電力を直流電源に供給するための直流電力に変換する機能を備えている。

このような変換機能を果すため、電力変換装置はスイッチング機能を有する半導体装置を備えたインバータ回路を有しており、前記半導体装置が導通動作や遮断動作を繰り返すことにより前記インバータ回路は直流電力から交流電力へ或いは交流電力から直流電力への電力変換を行う。

通常、上述したスイッチング動作により電流が遮断されるので、回路に存在する寄生インダクタンスによりスパイク電圧が発生する。このスパイク電圧を低減するために、回路中に平滑コンデンサを設けると共に、直流電気回路のインダクタンスを低減することが望ましい。インダクタンスを低減することによりスパイク電圧を抑える技術が特許文献１（特開２００２−３４２６８号公報）に記載されている。前記特許文献１によれば、平滑コンデンサとスイッチング素子間の配線長さを短くすることでインダクタンスを低減し、サージ電圧を小さくできる。

ところで、車両に搭載される電力変換装置は車載電源から直流電力を受け、この直流電力を、例えば車両駆動用回転電機に供給するための３相交流電力に変換する。車両駆動用回転電機の発生トルクの要求が、初期の物に比べ大きくなっている。このため電力変換装置が変換する電力が大きくなる傾向にある。

また、車両に搭載される電力変換装置は、工場内に設置される一般の産業機械の電力変換装置に比べ高い温度環境で使用される。このため一般の電力変換装置に比べ、車両用電力変換装置は電力変換装置自身が発生する熱をできるだけ低減することが望まれている。電力変換装置自身が発生する熱の内、インバータ回路を構成するスイッチング素子が発生する熱が大きな割合を占め、スイッチング素子の発熱をできるだけ低減することが望ましい。

前記スイッチング素子は、遮断状態から導通状態への切り替り時、或いは導通状態から遮断状態への切り替り時に発熱量が増大するので、切り替り動作時の発熱を低減することが望ましい。この発熱量を低減するためには、上記スイッチング素子の切り替り動作時間を短くすることが第１の対応策である。

また、スイッチング素子のスイッチング動作を行う間隔を長くする、即ち単位時間当たりのスイッチング素子の動作回数を少なくすることにより、総合的な発熱量を低減することが第２の対応策である。この第２の対応策において、スイッチング素子のスイッチング動作を行う間隔を非常に長くすることは制御精度を低下させる可能性があり、単位時間当たりのスイッチング素子の動作回数を大きく減らすには限界がある。

特許文献２（特開２００７−１４３２７２号公報）には、低インダクタンス化を図ることにより、インバータ回路のスイッチング素子の切り替りに必要な時間を短くし、スイッチング素子のスイッチング動作の一回あたりの発熱量を低減する技術が開示されている。

特開２００２−０３４２６８号公報 特開２００７−１４３２７２号公報

前記特許文献１に開示されている内容にとどまらず、最近インダクタンスの低減等においてさらに改善されることが望まれている。

前記特許文献２には、低インダクタンス化がスイッチング素子の一回あたりの動作の発熱量の低減に繋がること及び低インダクタンス化を実現するための技術が記載されているが、電力変換装置、特に車載用の電力変換装置では車載内部の空間が狭く、発熱量の低減と共に電力変換装置のより小型化が望まれてる。

電力変換装置が変換する電力量が増大するに従い装置が大型化する傾向に有り、電力量の増加に係わらず装置の体積の増加をできるだけ抑えることが望ましい。例えば電力変換装置の単位体積当たりの変換可能な最大電力の値を大きくするように工夫することである。

このためには、低インダクタンス化の実現と小型化の両立が望まれている。ここで小型化とは、電力変換装置の単位体積当たりの変換可能最大電力値の値をできるだけ大きくすることである。さらに、低インダクタンス実装によりスイッチング素子の発熱を減らすことで、スイッチング素子の使用量を減らし、小型・低コストを実現することで、電力変換装置を普及させて省エネを進め、環境を保護することができる。

本発明は上述の点に鑑み成されたもので、その第１の目的は、電力変換装置の絶縁安定性を確保した低インダクタンス化や小型化を実現したパワーモジュールを提供するにある。

また、本発明の第２の目的は、上記パワーモジュールを用い、低インダクタンス化や小型化を実現した車両用インバータを提供するにある。

本発明のパワーモジュールは、上記第１の目的を達成するために、パワー半導体素子を搭載した上アーム回路部及び下アーム回路部と、該上アーム回路部及び下アーム回路部を実装する絶縁基板と、前記上アーム回路部と下アーム回路部を直列に接続した回路を構成し、かつ、前記絶縁基板の前記上アーム回路及び下アーム回路部を実装する面とは反対側の面に接合された金属ベースとを有し、前記上アーム回路部は、外部から前記上アーム回路部に高電位を供給するための第１接続導体と、外部から前記下アーム回路部の低電位を供給するための第２接続導体と、前記金属ベースの上に前記第１及び第２接続導体を支持し絶縁する樹脂ケースとを備えたパワーモジュールであって、前記第１接続導体及び前記第２接続導体は、平板状の導体で、かつ、絶縁シートで絶縁されて積層され、前記絶縁シートは、前記積層部で、前記第１接続導体及び前記第２接続導体に挟まれた積層部より露出し、前記第１接続導体と前記第２接続導体の絶縁沿面距離を確保する構造をとり、前記樹脂ケースには、前記第１接続導体と第２接続導体及び前記絶縁シートを積層して収納する凹部が形成されていることを特徴とする。

また、本発明の車両用インバータは、上記第２の目的を達成するために、上記構成のパワーモジュールとコンデンサモジュールを搭載し、絶縁シートを介して積層した２枚の平板導体を用いた積層バスバーを用いて前記コンデンサモジュールと前記パワーモジュールを接続した回路を構成すると共に、バッテリの直流電力を交流電力に変換し車両駆動用モータを制御する車両用インバータにおいて、前記平板導体の端部に前記パワーモジュールとの接続部を設け、前記パワーモジュールの第１接続導体、若しくは第２接続導体の一方が、前記積層平板の片側に近接するように接続され、前記パワーモジュールの第１接続導体、若しくは第２接続導体の上部に、前記積層バスバーの配置となるように接続部を配置して、前記積層バスバーの絶縁シート及び前記パワーモジュールの接続端子間の絶縁シートが積層された接続構造をもつことを特徴とする。

これにより車両用パワーモジュールから平滑用コンデンサモジュールまでの寄生インダクタンスを低減することができる。

本発明によれば、パワーモジュールの寄生インダクタンスを低減することができ、また体積の増加を抑えることができる。また、パワーモジュールを使用した車両用インバータにおいても寄生インダクタンスの低減を図ることができ、また体積の増加を抑えることができる。さらに、低インダクタンス実装によりスイッチング素子の発熱を減らすことで、スイッチング素子の使用量を減らし、小型・低コストを実現する。

以下に説明する実施の形態では、インダクタンスの低減効果、或いは体積の増加を抑えることができる効果の他に製品を作る上での効果を色々奏する。これらの効果は以下で説明する。

上述のとおり、上述の発明が解決しようとする課題や発明の目的，効果に記載した課題，作用，効果以外に、以下に述べる本発明の実施形態は製品化に向けた色々な課題を解決し、また色々な効果を奏するので、図面を参照しながら説明する前に、代表的な改善改良すべき技術的な課題や効果と、この技術的課題を解決し効果を実現する技術の概要について説明する。

〔インダクタンスの低減に係る説明〕
電気回路のインダクタンスの低減に係る工夫には次の３つの観点がある。

即ち、第１の観点はパワーモジュールのインダクタンス低減、第２の観点はコンデンサモジュールのインダクタンス低減、第３の観点はパワーモジュールとコンデンサモジュールとの接続回路のインダクタンス低減である。上記観点１から観点３の全てを実施することが最も望ましい。しかし、３つの観点の内１つの観点を実施することでも効果があり、さらに３つの観点の内の２つの観点を実施することでさらに好ましい効果がある。

第１の観点であるパワーモジュールのインダクタンスの低減について次に説明する。パワーモジュールはインバータ回路に使用される半導体素子のチップを内蔵しており、前記パワーモジュールは、直流電力を授受するための直流端子が設けられている。この直流端子から前記半導体素子までの直流導体を、正極用導体板と負極用導体板が絶縁材を挟んで重ねられることによる積層構造を成している。

この積層構造により、直流端子から半導体素子までの電気回路のインダクタンスを大幅に低減することができる。さらに、絶縁材を、絶縁シートとすることにより、正極用の接続導体と負極用接続導体の距離を近づけため、これらの位置決め用の凹部を樹脂ケースに設け、積層する構造とし、積層部での絶縁シートの露出部の位置を管理することにより、正極，負極の沿面距離が維持でき、絶縁安定性と低インダクタンスを両立させている。

第２の観点であるコンデンサモジュールのインダクタンス低減について説明する。コンデンサモジュールには正極導体板と負極導体板を有する積層導体上にコンデンサセルを複数個並列に配置し、各コンデンサセルの両端の電極を前記正極導体板と負極導体板とに接続する構造としている。この構造により、コンデンサモジュールの内部のインダクタンスを低減することができる。また、後述する実施形態では、前記正極導体板と負極導体板を有する積層導体がコンデンサモジュールから外に積層状態で突出して伸び、コンデンサモジュールの直流端子を形成している。内部の積層構造の導体板が連続して伸びコンデンサモジュールの端子を形成しているので、インダクタンスを低減することができる。

さらに、正極導体板，負極導体板の間の絶縁シートも、内部から外部の接続端部まで連続して伸ばすことにより、内部から、外部まで、積層した配線構造が実現でき、低インダクタスの配線としている。また、接続端部で絶縁シートを屈曲させ、コンデンサの外部ケースに設けた端子ガイドを設け、絶縁シートの位置決めすると共に、インバータの組み立て時に絶縁シートが位置ズレするのを防せぐと共に、組み立て終了後も絶縁安定性を確保しつつ、低インダクタンスを実現している。

第３の観点であるパワーモジュールとコンデンサモジュールとの接続回路を、絶縁物を挟んで正極導体，負極導体を積層した積層導体で構成し、接続部でも積層状態となる接続端子形状を構成することで、インダクタンスを低減している。さらに、積層導体の絶縁物を絶縁シートで構成し、正極導体，負極導体の距離を近くし、寄生インダクタンスを低減している。また、積層導体のパワーモジュールの接続部では、接続時にパワーモジュール，コンデンサモジュールの端子から露出した絶縁シートと重なる構造とし、インバータトータルとして絶縁安定性の確保と、寄生インダクタンスの低減を実現している。

これにより、パワーモジュール内の回路のインダクタンスを低減することができる。

〔電力変換装置の小型化に関する説明〕
パワーモジュールの小型化について説明する。後述するパワーモジュールは同様の構造を有している。パワーモジュールには、インバータ回路の上アームと下アームからなる直列回路を３相交流のＵ相とＶ相とＷ相とに対応させて設けている。上記直列回路を併設して設けているので、各直列回路の半導体チップが整然と並べて配置することが可能となり、パワーモジュールの小型化に繋がる。

また、以下に説明する実施の形態では、インバータ回路を構成する半導体素子が放熱用金属板に絶縁層を介して固定され、パワーモジュールへの直流電力を供給するための直流導体が半導体素子の上から供給される構造となっている。すなわち、半導体素子の一方側に放熱用金属板が設けられ、半導体素子の他方側に直流導体が配置される構造となっている。この構造によりパワーモジュール自身が小型となり、電力変換装置の小型化に繋がる。

上述した発明の解決しようとする課題や目的効果とは異なる他の課題についても、以下に説明の実施の形態は解決すると共に、新たな効果を奏する。

本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いたハイブリッド自動車のエネルギー伝達経路のブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の回路構成図を示す。 電力変換装置の全体構成の外観斜視図である。 第１の実施の形態に係る電力変換装置内部の主要部品の分解斜視図である。 （ａ）は、第１の実施の形態に関するパワーモジュール（半導体装置）の上方斜視図、（ｂ）は、パワーモジュールの上面図である。 第１の実施の形態に関するパワーモジュール（半導体装置）の直流端子の分解斜視図である。 パワーモジュールケースを一部透明にした断面図である。 本発明の第２の実施の形態に係るパワーモジュール接続部の断面図である。 本発明の第２の実施の形態に係るパワーモジュールの正極，負極端子の斜視図である。 （ａ）は、第２の実施の形態に係る電力変換装置において、コンデンサモジュール，コンデンサ外部接続導体、及び２つのパワーモジュールのみを抜き出した斜視図、（ｂ）は、コンデンサ外部接続導体の分解斜視図である。 （ａ）は、図１０に示すパワーモジュールとコンデンサ外部接続導体の接続箇所の拡大図、（ｂ）は、コンデンサ外部接続導体の接続箇所の拡大図である。 下アームのＩＧＢＴがターンオン（導通）するときの電流の流れる回路を（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の時間ごとに示す図である。 下アーム用ＩＧＢＴが遮断状態（オフ）から導通状態（オン）になるとき、ＩＧＢＴのコレクタ電流（実線），コレクタ電圧（一点鎖線），ゲート電圧（破線）の時間変化の波形を示す図である。 下アームのＩＧＢＴがターンオフ（遮断）するときの電流の流れる回路を（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の時間ごとに示す図である。 下アームのＩＧＢＴがターンオフ（遮断）のゲート電圧，コレクタ電流，コレクタ電圧波形を示す図である。

次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら説明する。本発明の実施の形態に係る電力変換装置の代表例として、ハイブリッド自動車に適用した車両用の電力変換装置を説明する。

なお、本実施の形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用電力変換装置として最適であるが、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶，航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用の電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する制御装置に用いられる家庭用電力変換装置に対しても適用可能である。

図１は、本実施の形態に係る電力変換装置を用いた、ハイブリッド自動車のエネルギー伝達経路のブロック図である。図２は、本実施の形態に係る１つの電力変換装置の回路構成図を示す。

本発明の実施の形態に係る車両用の電力変換装置（インバータ）は、搭載環境や動作的環境などが厳しい。車両駆動用インバータ装置は、駆動用の電動機を制御する制御装置であり、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、電動機の駆動を制御する。また、電動機は発電機としての機能も有しており、車両駆動用インバータ装置は、減速などの運転モードに応じ発電させて、交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換した直流電力は、車載バッテリへの蓄電などに使う。

図１のハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）１１０は、２つの車両駆動用のシステムを備えている。その１つは、化石燃料や水素などの燃料をエネルギー源とし、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステム１２１である。エンジンシステム１２１は、燃料１３２を使いエンジン１２０で車両を駆動する他に、インダクタンス１９２に動力を伝える。もう１つは、バッテリの電気をエネルギー源とし、インダクタンス１９２を動力源とする車載用電機システム２５０である。２つのシステムは、互いにエンジン回転数，トルク指令などの情報のやり取りし、ブレーキ時の回生エネルギーや低回転域でのトルクアシストを効率よく行い燃費を向上させる。インダクタンス１９２は、同期機或いは誘導機であり、運転モードによりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記す。

車体のフロント部には、前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

前輪車軸１１４の中央部には前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」という）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側にはインダクタンス１９２の出力側が機械的に接続されている。

本実施の形態においては、インダクタンス１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置１４０によって制御されることによりインダクタンス１９２，１９４の駆動が制御される。インバータ装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が電気的に接続されており、バッテリ１３６とインバータ装置１４０，１４２との相互において電力の授受が可能である。

インバータ装置１４０は、スイッチングにより直流電力を交流電力に変換する。スイッチング時の急激な電流を供給するため、後述するように、パワーモジュールの直近にコンデンサモジュールを接続している。これらインバータ装置及びコンデンサモジュールは、スイッチング時や導通損失（電気抵抗）により発熱する。電力変換装置の体積を小さくし、コストを低減するため、発熱を小さく、冷却能力を高くすることが望まれている。

以下で詳述する電力変換装置では、損失を低減し冷却能力が向上したインバータ装置１４０を実現できる。
図２にインバータ装置１４０の回路構成図を示す。該図に示す如く、インバータ装置１４０は、パワーモジュール３００及びドライバ回路１７４からなり、マイコン基板１７２からの信号によりドライバ回路１７４が動作し、パワーモジュール３００のＩＧＢＴをスイッチングする。

ドライバ回路１７４は、インバータ装置１４０内に搭載され、さらにパワーモジュール３００の上方かつ近傍に配置されている。これにより、インバータ装置１４０とドライバ回路１７４との信号線の配線を短くすることができるので、ドライバ回路１７４から送信される制御信号よりも小さい周波数であるインバータ装置１４０のスイッチング周波数が、信号線に入り込むことを防ぐことができる。これにより、インバータ装置１４０及びドライバ回路１７４の誤動作を避けることができる。

本実施の形態においては、パワーモジュール３００は、高電位にスイッチする上アーム用ＩＧＢＴ３２８（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及びダイオード１５６と、低電位にスイッチする下アーム用ＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６とを備える。さらに、パワーモジュール３００は、上下アーム直列回路１５０を三相交流モータ用に３つ有し、それぞれの上下アーム直列回路１５０の中点部分（中間電極１６９）から交流端子１５９を通してインダクタンス１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６で接続する回路となっている。

なお、本実施の形態では、エンジンシステム１２１と車載用電機システム２５０を組み合わせたＨＥＶについて説明したが、車両の外部から電力を供給できるようなコンバータ内蔵ターミナルボックス（図示せず）を車両に設け、外部からバッテリ１３６に充電できるようにしたＨＥＶや、エンジンシステム１２１を無くし車載用電機システム２５０のみで車両外部から電力を供給できるような接続部を設けた車両にも適用できる。

また、エンジンシステムを無くし、車載用電機システム２５０のバッテリが、外部から供給された水素などの燃料を直接電気に変換する燃料電池とした車両、さらに、その燃料電池に充放電用バッテリを並列に接続し、充放電用バッテリに車両の外部から電力を供給できるような接続部を設けた車両にも適用できる。

図２に示すように、ＩＧＢＴ３２８や３３０は、制御端子３２０Ｕに加えられた電圧によりＩＧＢＴがスイッチングし、オン，オフを制御する。ダイオード１５６，１６６は、図示するように、ＩＧＢＴに対して逆方向に通電電流を流すように逆並列接続される。この逆並列接続により、ＩＧＢＴがオフしても対アームのダイオードに電流が流れる回路がインバータ内で形成され、モータ電流が途切れることなく流すことができる。スイッチング用パワー半導体素子として、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いる場合は、ＭＯＳＦＥＴが逆方向に電流を流すことができるので、ダイオードを省略することもできる。

図２に示すように、上下アームの中点接続分の電位が交流電位となり、交流端子１５９からインダクタンス１９２の交流電力を出力する。この回路により、上アーム用ＩＧＢＴ３２８がオンすれば、正極電位が出力される。逆に、下アーム用ＩＧＢＴ３３０がオンすれば、負極電位が出力される。これにより、モータジェネレータの交流端子に、パルス状の正極電位，負極電位を加え、パルスの時間幅の粗密により交流電位を形成し、モータジェネレータへ交流電流を流しモータを駆動する。このパルスの時間幅の粗密を変化させることで、電力を制御、つまり、モータのトルクを制御する。これをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御と呼んでいる。

図２に示されたコンデンサモジュール５００は、パワーモジュール３００とバッテリ１３６の間にあり、パワーモジュールのスイッチングによる瞬時電流を供給する。このため、インバータ装置２００内のパワーモジュール３００の直近に配置する。後述するように、コンデンサモジュール５００とパワーモジュール３００の上アーム回路１５１，下アーム回路１５２の閉回路の寄生インダクタンスに蓄積されるエネルギーがパワーデバイスのスイッチング損失に重畳される。本実施の形態では、この閉回路の寄生インダクタンスを低減する配線構造，接続構造を提案している。

図２に示されたマイコン基板１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングのタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、インダクタンス１９２に対して要求される目標トルク値，インダクタンス１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びインダクタンス１９２の回転子の磁極位置が入力されている。

交流ターミナルケース１７に内蔵した電流センサにより検出された電流値は、マイコン基板の制御へフィードバックされる。磁極位置は、インダクタンス１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）により検出され、マイコン基板へフィードバックされる。

そして、マイコンは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。

図２に示されたドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として対応する下アーム用ＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。上アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として対応する上アーム用ＩＧＢＴ３２８のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

図２に示されたマイコン基板１７２，ドライバ回路１７４は、ＩＧＢＴの駆動の他に、異常検知（過電流，過電圧，過温度など）を行い、パワーモジュール３００を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば、過電流検知は、過電流の信号用エミッタ電極端子（図示せず）を搭載したＩＧＢＴを用い、ドライバ回路１７４内の各アーム駆動回路（ＩＣ）と結線し（図示せず）、各駆動回路（ＩＣ）は過電流検知を行う。

また、過温度検知は、パワーモジュール内部に設けられた温度センサ（不図示）の温度の情報を、ドライバ回路やマイコン基板に入力する。過温度が検知された場合、ＩＧＢＴのオフ動作やモータ出力を下げた保護運転を行う。

図１及び図２に記載したインバータ装置２００の詳細な外観構成を、図３及び図４を用いて詳しく説明する。なお、図１及び図２と同じ参照符号は同じ部品を示している。

図３は、インバータ装置２００の全体構成の外観斜視図であり、底面が略長方形の筐体１２の側面に、インバータ装置２００を冷却する冷却水の配管（入口配管１３，出口配管１４），交流ターミナルケース１７，直流ターミナルケース１５を設け、外部との接続箇所を、全て側面に配置している。

図４は、本実施の形態に係る電力変換装置内部の主要部品の分解斜視図である。

図４に示すように、冷却水流路のある筐体１２の上にパワーモジュール３００を配置する。ドライバ回路１７４を搭載したドライバ回路基板２２は、パワーモジュールの上のコンデンサ外部接続導体７００の上部に配置される。この配置により、パワーモジュール３００とドライバ回路基板２２の制御用配線が短くなり、パワーモジュールのスイッチングノイズをコンデンサ外部接続導体７００の配置が遮蔽することができ、パワーモジュールの誤動作を防ぐことができる。

図５（ａ）は、本実施の形態に関するパワーモジュール（半導体装置）の上方斜視図であり、図５（ｂ）は、当該パワーモジュールの上面図である。図６は、本実施形態に関するパワーモジュール（半導体装置）の直流端子の分解斜視図である。図７はパワーモジュール内部の一部断面を示している。
該図において、３００はパワーモジュール、３０２は樹脂ケース、３０４は金属ベース、３０５はフィン（図７参照）、３１４は正極接続端子、３１６は負極接続端子、３１８は絶縁紙（図６参照）、３２０Ｕ／３２０Ｌはパワーモジュールの制御端子、３２８は上アーム用ＩＧＢＴ、３３０は下アーム用ＩＧＢＴ、１５６／１６６はダイオード、３３４は絶縁基板（図７参照）、３３４ｋは絶縁基板３３４上の回路配線パターン（図７参照）、３３４ｒは絶縁基板３３４下の回路配線パターン３３４ｒ（図７参照）をそれぞれ表す。

パワーモジュール３００は、大きく分けて、例えば樹脂材料の樹脂ケース３０２内の配線を含めた半導体モジュール部と、金属材料、例えば、Ｃｕ，Ａｌ，ＡｌＳｉＣなどからなる金属ベース３０４と、外部との接続端子（正極接続端子３１４や制御端子３２０Ｕ等）とからなる。そして、外部と接続する端子として、パワーモジュール３００は、モータと接続するためのＵ，Ｖ，Ｗ相の交流端子１５９と、コンデンサモジュール５００と接続する正極接続端子３１４及び負極接続端子３１６とを有している。

また、半導体モジュール部は、絶縁基板３３４の上に上下アーム用ＩＧＢＴ３２８，３３０，ダイオード１５６／１６６等が設けられ、レジン又はシリコンゲル（不図示）によって保護されている。絶縁基板３３４は、セラミック基板であっても良いし、さらに薄い絶縁シートであってもよい。

金属ベース３０４の一方の面には、絶縁基板３３４が固定され、絶縁基板３３４にはんだ３３７より、その上に上アーム用ＩＧＢＴ３２８や上アーム用のダイオード１５６さらに下アーム用ＩＧＢＴ３３０や下アーム用のダイオード１６６のチップが固定される。

図５（ｂ）は、金属ベース３０４に固着された熱伝導性の良いセラミックからなる絶縁基板３３４の上に、上下アーム直列回路が具体的にどのような配置で設置されているかを示す配置構成図とその機能を示す説明図である。図５（ｂ）に示すＩＧＢＴ３２８，３３０とダイオード３２７，３３２はそれぞれ上アーム，下アームを構成する。

図６に示すように、パワーモジュール３００に内蔵された直流端子３１３（図１０（ａ）の点線部）は、絶縁紙３１８を挟んで、負極接続端子３１６，正極接続端子３１４の積層構造をなす。また、負極接続端子３１６，正極接続端子３１４の端部を互いに反対方向に屈曲させ、コンデンサ外部接続導体７００とパワーモジュール３００とを電気的に接続するための負極接続部３１６ａ及び正極接続部３１４ａを形成する。コンデンサ外部接続導体７００との接続部３１４ａ（又は、３１６ａ）が２つ設けられることにより、負極接続部３１６ａ及び正極接続部３１４ａから３つの上下アーム直列回路までの平均距離をほぼ等しくなるので、パワーモジュール３００内の寄生インダクタンスのバラツキを低減することができる。

また、図６に示すように、正極接続端子３１４，絶縁紙３１８，負極接続端子３１６を積層して組み立てたときに、それぞれの接続部３１４ａ，３１６ａが互いに反対方向に屈曲した構造をなす。絶縁紙３１８は、負極接続部３１６ａに沿って曲げ、正極，負極の端子の絶縁沿面距離を確保する。絶縁紙３１８は、耐熱が必要なときは、ポリイミドやメタ系アラミド繊維，トラッキング性を高めたポリエステルなどを複合したシートを用いる。また、ピンフォールなどの欠陥を考慮して、信頼性を高めるときは２枚重ねする。また、破れたり、裂けたりすることを防ぐために、コーナ部にアールを設けたり、端子のエッジが絶縁紙に触れないよう、打ち抜き時のダレ面を絶縁紙に面する方向にする。

本実施の形態では、絶縁物として絶縁紙を用いたが、他の例として、端子に絶縁物をコーティングしてもよい。寄生インダクタンスを低減するため、例えば、６００Ｖ耐圧のパワーモジュールのときは、正極，負極間の距離を０.５mm以下とし、絶縁紙の厚さは、その半分以下とする。

寄生インダクタンスを低減するため、正極接続端子３１４，絶縁紙３１８，負極接続端子３１６は、樹脂ケース３０２の中にインサート成型しない（樹脂ケース３０２の成型時に、樹脂の中に埋め込まない）。

本実施の形態では、正極接続端子３１４，絶縁紙３１８，負極接続端子３１６を分離し、積層構造とすることにより、正極接続端子３１４，負極接続端子３１６の距離を、絶縁紙の厚みの距離まで近づけることができ、寄生インダクタンスを低減することができる。

本実施の形態では、正極接続端子，絶縁紙，負極接続端子の積層部分から絶縁紙を露出させ、正極，負極の絶縁沿面距離を確保している。

図１１（ａ）に、パワーモジュールの正極，絶縁紙，負極の積層部分の断面図を示す。この絶縁の沿面距離を確保するための、絶縁紙，正極，負極端子の位置を決め用に、パワーモジュールの樹脂ケースには、位置決め用の凹んだ凹部３０３を設けている。また、絶縁紙，負極接続端子に屈曲部３１６Ｂ，３１４Ｂを設けている。図１１（ａ）のように、絶縁紙の露出部３１８Ｅは樹脂ケースの凹部３０３に突き当たり、絶縁紙の屈曲部３１８Ｂは、正極接続端子の屈曲部３１４Ｂと負極接続端子の屈曲部３１６Ｂに挟まれることで、図面では左右の位置が決まる。正極接続端子３１４，負極接続端子３１６は、ボルト７２０で固定されることで、完全に位置が固定される。このように絶縁紙３１８Ｂを直接固定しないことにより、絶縁紙に無理な応力が加わらず、絶縁劣化を防ぐことができる。

このような構造をとることで、絶縁紙，正極端子，負極端子の位置を決めることができ、積層部分の絶縁紙の露出部分の管理でき、絶縁安定性を確保している。図１１（ｂ）に、ケース凹部３０３の絶縁紙の露出部分の拡大図を示す。絶縁紙の露出部３１８Ｅの位置を管理することにより、正極接続端子３１４と負極接続端子３１６の絶縁沿面距離３１３Ｚを確保し、薄い絶縁シートを用いても、沿面の絶縁の信頼性が得られる。

パワーモジュール内部のパワー半導体素子は、絶縁性を高めるため、シリコンゲルで覆うことが多い。このシリコンゲルを、絶縁紙の露出部分を覆うように充填することにより絶縁の信頼性を高めることができるほか、ゲルで覆われた部分の絶縁紙の露出部分を小さくすることもできる。この構成を用いると、絶縁沿面距離３１３をシリコンゲル内にすることで、積層端子部の絶縁紙の露出部３１８Ｅを小さく、接続部直近の絶縁紙の露出部３１８Ｄ（図１１（ａ）参照）の絶縁距離より小さくすることができ、パワーモジュール内部を小型化することができる。

また、樹脂ケース３０２と、正極接続端子３１４，絶縁紙３１８，負極接続端子３１６を分離することにより、樹脂ケース３０２成形時の成型温度，圧力が正極接続端子３１４，絶縁紙３１８，負極接続端子３１６に加わらず、絶縁紙３１８のダメージや端子の金属の表面酸化を防ぐことができる。

また、樹脂ケース３０２と正極接続端子３１４，絶縁紙３１８，負極接続端子３１６を分離しているが、正極導体板７０２，負極導体板７０４と正極接続端子３１４，負極接続端子３１６を締結したときに、正極導体板７０２と負極導体板７０４に加わる応力が、端子締結用ボルト７１０で締め付けられたインサートナットに応力が加わることで、正極接続端子３１４，負極接続端子３１６に加わらず、さらに、正極接続端子３１４，負極接続端子３１６と接続する内部回路基板（図７の３３４）の接続部に応力が生じず、内部の基板の接続部１５９Ｋ（図７参照）の信頼性を向上させることができる。

また、樹脂ケース３０２と正極接続端子３１４，絶縁紙３１８，負極接続端子３１６を樹脂封止しないことにより、使用環境における温度変化に対する接合部の応力、例えばパワーモジュールの樹脂ケース３０２の熱膨張による応力が、正極接続端子３１４，絶縁紙３１８，負極接続端子３１６に直接加わらず、内部の基板の接続部１５９Ｋ（図７参照）の信頼性を向上させることができる。

図８に、パワーモジュールの接続部の第２の実施の形態を示す。

該図に示す本実施の形態は、樹脂ケース３０２に位置決め用の凹部３０３を設けると共に、絶縁紙３１８の積層部分からの露出部３１８Ｅに屈曲部３１８Ｃを設け、その先端を凹部３０３で位置決めし、積層部分の絶縁紙３１８の屈曲部３１８Ｂで、正極接続端子３１４の屈曲部で位置決めすることで、絶縁紙３１８，正極接続端子３１４，負極接続端子３１６の位置をさだめ、絶縁信頼性を確保している。また、特に負極接続端子３１６の形状が、第１の実施例のＵ字の形状より簡略化した形状となる。しかし、パワー半導体のスイッチングは、高周波電流のため表皮効果により、電流３８２は、端子表面の数１０μｍ程度の深さしか流れず、端子の厚みを１mmとすると、その表面上をＵ字状に流れるため、端子をＵ字状としなくても第１の実施の形態と近くなり、寄生インダクタンスを低減できる。

図９に第２の実施の形態の端子の斜視図を示す。該図に示す如く、端子がＵ字状でないため、上下プレス状の成型金型で端子成型ができ、端子の製作精度が上がり、寄生インダクタンスのバラツキを抑え、コストを低減でき、パワーモジュールの高さも低くでき小型化できる。

このように、本実施の形態とすることで、絶縁安定性と寄生インダクタンスの低減（低インダクタンス）を両立している。

図６に示すように、正極接続端子３１４及び負極接続端子３１６は、絶縁基板３３４と接続するための接続端３１４ｋ，３１６ｋを有する。各接続端３１４ｋ，３１６ｋは、回路配線パターン３３４ｋの方向に向かって突出し、かつ回路配線パターン３３４ｋとの接合面を形成するために、その先端部が屈曲している。接続端３１４ｋ，３１６ｋと回路配線パターン３３４ｋは、はんだなどを介して接続されるか、若しくは直接金属どうしを超音波やレーザー溶接により接続される。

図１０（ａ）は、本実施の形態に係るインバータ装置２００において、コンデンサモジュール５００，コンデンサ外部接続導体７００、及び２つのパワーモジュール３００のみを抜き出した斜視図である。図１０（ｂ）は、コンデンサ外部接続導体７００の分解斜視図である。

図１０（ａ）に示されるように、２つのパワーモジュール３００は、各々の交流端子１５９を一方向にそろえて並設される。これら交流端子１５９と反対側に、２つのパワーモジュール３００とコンデンサモジュール５００との電気的な接続部を備える。この２つのパワーモジュール３００とコンデンサモジュール５００との電気的な接続は、平板上のコンデンサ外部接続導体７００によって為される。

図１０（ｂ）に示されるように、パワーモジュール３００と接続されるコンデンサ外部接続導体７００は、パワーモジュール３００を覆うように配置される。また、図１０（ｂ）に示されるように、コンデンサ外部接続導体７００は、平板状の正極導体板７０２及び負極導体板７０４と、これら正極導体板７０２と負極導体板７０４に挟まれる絶縁シート７０６により構成され、これらが積層構造をなしているので、パワーモジュール３００からコンデンサモジュール５００までの寄生インダクタンスの低減を図ることができる。

また、コンデンサ外部接続導体７００の上方には、ドライバ回路基板２２（図４参照）が配置される。そこで、図１０（ｂ）に示すように、コンデンサ外部接続導体７００は、ドライバ回路基板２２側に負極導体板７０４を備え、一方、パワーモジュール３００側に正極導体板７０２を備える。これにより、高電圧となる正極導体板７０２とドライバ回路基板２２との間には、低電圧の負極導体板７０４及び絶縁シート７０６が存在し、ドライバ回路基板２２は高電圧に触れることを防止させることができる。

図１１（ａ）は、図１０（ｂ）に示すパワーモジュール３００とコンデンサ外部接続導体７００の接続箇所３８０（図１０（ａ）参照）の拡大図を示している。

図１１（ａ）に示されるように、負極接続部３１６ａ及び正極接続部３１４ａは、正極接続端子３１４及び負極接続端子３１６の端部を反対方向に屈曲させて構成され、これら負極接続部３１６ａ及び正極接続部３１４ａに対して、積層したコンデンサ外部接続導体７００の負極導体板７０４，正極導体板７０２をそれぞれ接続する。

これにより、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング時に瞬時に流れる負極側の電流は、図１１（ａ）に示す電流３８２のようになるため、負極導体板７０４の接続部７０４ａと負極接続部３１６ａとの間でＵターン電流が形成される。したがって、負極導体板７０４の接続部７０４ａの周りに発生する磁束と負極接続部３１６ａの周りに発生する磁束が打ち消し合うので、インダクタンスの低減を図ることができる。

一方、正極導体板７０２の接続部７０２ａの電流は、図１１（ａ）に示されるような電流経路３８４を通る。この正極導体板７０２の接続部７０２ａの上方には負極導体板７０４が配置されているため、正極導体板７０２の接続部７０２ａの電流方向と負極導体板７０４の電流方向とが逆方向となり、それぞれの電流によって生じる磁束が打ち消しあうことになる。その結果、正極導体板７０２の接続部７０２ａの寄生インダクタンスを低減することができる。

また、図１１（ａ）に示されるように、絶縁紙３１８と絶縁シート７０６は、上下方向に重なる領域を有するようにそれぞれ配置される。さらに、ネジ等によりコンデンサ外部接続導体７００を負極接続部３１６ａ及び正極接続部３１４ａに固定した場合に、絶縁紙３１８と絶縁シート７０６は、コンデンサ外部接続導体７００と正極接続部３１４ａによって挟まれることがない領域、つまり圧縮応力が加わらない領域を有するように配置される。これにより、接続部における正極と負極間との絶縁、具体的には正極接続部３１４ａと負極導体板７０４との絶縁を確保することができる。

前述した寄生インダクタンスが、スイッチングに及ぼす影響について、以下に説明する。

下アームターンオンのスイッチング時に流れる電流について、図１２，図１３を用いて説明する。図１２は、パワーモジュール３００の上下アーム直列回路の一部で、下アーム用ＩＧＢＴ３３０がターンオン（導通）するときの電流の流れる回路を（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の時間ごとに示している。

図１２において、上下アーム直列回路は、上アームのダイオード１５６，下アーム用ＩＧＢＴ３３０を示しており、インダクタンス１９２は、図２のモータのインダクタンスを示し、寄生インダクタンス３３５は、パワーモジュール３００，コンデンサ外部接続導体７００，コンデンサモジュール５００の各々の寄生インダクタンスをまとめて示している。図１２では、電源として分かりやすくするため、バッテリ１３６を示しているが、実際は、バッテリ１３６で充電したコンデンサモジュール５００となる。

通常の動作では、上下アーム直列回路１５０の上アーム用ＩＧＢＴ３２８或いは下アーム用ＩＧＢＴ３３０のどちらかのＩＧＢＴが導通し他方のＩＧＢＴは遮断している。すなわち上下アーム用ＩＧＢＴが同時に導通することが無い。図１２では、下アームターンオン時の説明のため、上アーム用ＩＧＢＴ，下アーム用ダイオードを省略している。

図１２（Ａ）の状態は、下アーム用ＩＧＢＴ３３０が遮断状態（オフ）、インダクタンス１９２の電流がダイオード１５６を通り、再びモータジェネレータに戻る電流状態（還流時）を示している。一方、図１２（Ｂ）は、ダイオード１５６の電流が、図１２（Ａ）の状態の還流時の方向と逆方向に流れる状態（リカバリ時）を示している。図１２（Ｃ）は、ダイオード１５６に流れる電流が遮断（オフ）した状態を示している。

図１２（Ａ）の状態から下アーム用ＩＧＢＴ３３０が導通（オン）すると、下アーム用ＩＧＢＴ３３０に電流が流れ始め、インダクタンス１９２に流れる電流は変化せず、ダイオード１５６に流れていた電流が徐々に減る。その後、下アーム用ＩＧＢＴ３３０に流れる電流が、インダクタンス１９２に流れる電流と等しくなったとき（（Ｂ）の初期、図１３のｔ１時）、ダイオード１５６の電流がゼロになり、ダイオードに逆方向（カソードからアノード方向）に電圧が加わり始める。

しかし、ダイオード１５６の半導体内には、ホールや電子のキャリアが蓄積されているため、逆方向に電圧（逆バイアス）が加わると、逆方向（カソードからアノード方向）に電流が流れ始める。図１２（Ｂ）に示すように、還流時（Ａ）とは逆方向の電流６１４が流れる。結果的に、下アーム用ＩＧＢＴ３３０には、インダクタンス１９２に流れていた以上の電流（図１３の（Ｂ）の期間）が、寄生インダクタンス３３５を流れる。

この後、ダイオード１５６に蓄積されたキャリアが消滅し、ダイオードは遮断（オフ）する。このとき、キャリアが急激に消滅し、ダイオードに流れる電流が急激に小さくなる。このため、寄生インダクタンス３３５のＬと電流の急激な変化ｄｌ／ｄｔの積でスパイク電圧がダイオード１５６の両端で発生する。これが、大きくなると、ダイオード１５６の耐圧を超えて破壊に至るほか、並列に接続されたＩＧＢＴにも同様の電圧が加わり破壊することとなる。このため、寄生インダクタンス３３５を低くし、スパイク電圧を下げることが重要となる。

図１３は、下アーム用ＩＧＢＴ３３０が、遮断状態（オフ）から導通状態（オン）になるとき、下アーム用ＩＧＢＴ３３０のコレクタ電流６０６（実線），コレクタ電圧６０４（一点鎖線），ゲート電圧６０２（破線）の時間変化の波形を示す。図１３の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の状態は、図１２の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）と同じ状態を示している。ここで、ゲート電圧の波形は、拡大表示している。

図１３の（Ａ）期間の状態から下アーム用ＩＧＢＴ３３０のゲートに駆動電圧が加えられると、ゲート−エミッタ間容量とゲート−コレクタ間容量を充電し、下アーム用ＩＧＢＴ３３０のゲート電圧６０２（破線）が増加する。上アーム用ダイオード１５６には、インダクタンス１９２の還流電流が流れている。ゲート電圧６０２が、下アーム用ＩＧＢＴ３３０を導通（オン）はじめる閾値電圧Ｖｔｈ１を越える時点ｔ０から下アーム用ＩＧＢＴ３３０のコレクタ電流６０６が流れ始める。これに伴い、上アームのダイオード１５６の還流電流が減り始める。

このとき、下アーム用ＩＧＢＴ３３０のコレクタ電圧６０４（一線鎖線）は、ＩＧＢＴのコレクタ電流（実線）の増加による電流変化と寄生インダクタンス３３５の積の電圧サージが、逆電位方向に生じ、減少する。この間、下アーム用ＩＧＢＴ３３０のゲート電圧（破線）は、下アーム用ＩＧＢＴ３３０の電流がインダクタンス１９２の電流に達するまで増加し続ける。

次に時点ｔ１以降、下アーム用ＩＧＢＴ３３０がインダクタンス１９２に流れる電流に達し、ダイオード１５６に流れる還流電流がゼロになると、下アーム用ＩＧＢＴ３３０の電圧が下がり始め、ダイオード１５６に逆バイアス電圧が加わり始める。すると、ダイオード１５６に蓄積されたキャリアにより、還流電流と逆方向の電流６１４が流れる、図１３の（Ｂ）期間の状態になる。このとき、ＩＧＢＴのゲート電圧６０２（破線）は、下アーム用ＩＧＢＴ３３０のコレクタ電圧６０４（一点鎖線）降下により、ゲート−コレクタ間容量Ｃに蓄えられたよる放電電流が流れるため、ゲート電圧６０２はクランプされ、ゲート電圧の上昇が一旦休止する。

下アーム用ＩＧＢＴ３３０に流れる電流は、インダクタンス１９２を流れるコレクタ電流６００と電流６１４が重畳された電流が流れる。このためコレクタ電流６０６はコレクタ電流６００より大きいピークの電流６１４を持つ。一方、ダイオード１５６の蓄積キャリアがなくなると電流６１４は無くなり、下アーム用ＩＧＢＴ３３０のコレクタ電流６０６はインダクタンス１９２を流れるコレクタ電流６００となる。

下アーム用ＩＧＢＴ３３０にとって、時間ｔ０からｔ２までの期間はコレクタ−エミッタ間電圧が高く、コレクタ電流６０６が流れている状態となっているため、電流と電圧の積で表される発熱（ターンオン損失）が下アーム用ＩＧＢＴ３３０に生じる。

一方、上アームのダイオード１５６では、蓄積キャリアの消滅による電流６１４の急激な減衰で、電流の時間変化ｄｌ／ｄｔと寄生インダクタンスＬ３３５の積で決まるスパイク電圧Ｖ＝Ｌ・ｄｌ／ｄｔが発生する。この電圧は、上アームのＩＧＢＴにも加わる。

下アーム用ＩＧＢＴ３３０の発熱（ターンオン損失）を低減する方法として、スパイク電圧が、ダイオード，ＩＧＢＴの耐圧を越えない範囲で、スイッチング時間を短く、つまり、早いｄｌ／ｄｔのスイッチングをする。寄生インダクタンスＬを低減することで、ＩＧＢＴ，ダイオードの耐圧を上げずに、ｄｌ／ｄｔの早いスイッチングができ、ターンオン損失が低減できる。ターンオン損失が低減できると、素子温度が上がらないため、小さい面積のＩＧＢＴ，ダイオードが使えるようになり、素子面積低減による低コスト，小型，低コストの半導体モジュール，電力変換装置が実現できる。

上記説明は、上下アームを流れる電流の一例としてＩＧＢＴのターンオン時を示した。インバータ回路１４４の制御方法において、或いは制御状態において、ＩＧＢＴが遮断（ターンオフ）するときにも、上下アームを貫通する電流が流れる状態が生じる。

次に、ＩＧＢＴの遮断動作時（ターンオフ）について示す。図１４は、パワーモジュール３００の上下アーム直列回路の一部で、下アーム用ＩＧＢＴ３３０がターンオフ（遮断）するときの電流の流れる回路を（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の時間ごとに示している。図１５は、下アーム用ＩＧＢＴ３３０がターンオフ（遮断）のゲート電圧６２２，コレクタ電流６２４，コレクタ電圧６２６波形を示し、図１５の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の期間は、図１４の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）のそれぞれ電流状態を示している。

図１４の（Ａ）は、下アームのＩＧＢＴ遮断前の導通状態を示し、（Ｂ）は遮断中、（Ｃ）は遮断後の回路に流れる電流を示している。

図１４の（Ａ）では、下アーム用ＩＧＢＴ３３０は導通状態で、バッテリ１３６から寄生インダクタンス３３５を通り、インダクタンス１９２のインダクタンスへ、コレクタ電流６００が流れる。図１４の（Ｂ）は、下アーム用ＩＧＢＴ３３０の電流が遮断中の状態で、下アーム用ＩＧＢＴ３３０に流れる電流が徐々に減り、上アームのダイオード１５６に減った分の電流が流れる過程を示している。つまり、分かりやすく考えると、下アーム用ＩＧＢＴ３３０の順方向のコレクタ電流６００に対して、徐々に、逆方向の電流６１５が流れると考えればよい。

下アーム用ＩＧＢＴ３３０の遮断は、ドライバ回路１７４が下アームＩＧＢＴのゲート−エミッタ間容量に蓄積された電荷を、ドライバ回路１７４内の抵抗（ゲート抵抗）を介して放電させることにより、始まる。

図１５に示すように、放電が始まるとゲート電圧６２２（鎖線）が減少する。ゲート電圧６２２（鎖線）が閾値Ｖｔｈ２より小さくなると、コレクタ電圧６２６（一点鎖線）が上昇をはじめる。コレクタ電圧は、１０Ｖ程度までは緩やかに上昇し、この間にゲート−コレクタ間容量が充電されるため、ゲート−エミッタ間の静電容量に溜まった電荷の放電が一旦休止し、ゲート電圧６２２（鎖線）の減少も一旦休止する。その後、コレクタ電圧が１０Ｖ以上になるとゲート−コレクタ間の容量が急激に小さく、ゲート−コレクタ電流の充電電流が小さくなるため、再びゲート−エミッタ間容量の蓄積電荷の放電が始まる。コレクタ電圧６２６（一点鎖線）が急激に上昇をはじめる。コレクタ電圧６２６（一点鎖線）バッテリ電圧に達すると、下アーム用ＩＧＢＴ３３０は、インダクタンス１９２の電流を流すことができなくなり、コレクタ電流６２４（実線）が急激に減少を始める。また、上アームのダイオード１５６に電流が還流し始める、期間（Ｂ）が始まる。このとき、下アーム用ＩＧＢＴ３３０に、コレクタ電流（Ｉ）６２４（実線）の減少時の時間変化ｄｌ／ｄｔと、寄生インダクタンス（Ｌ）３３５の積のスパイク電圧（Ｌ×ｄｌ／ｄｔ）６２８が発生する。このスパイク電圧６２８は、バッテリ電圧に達した下アーム用ＩＧＢＴ３３０に重畳し、バッテリ電圧より大きな電圧が、下アーム用ＩＧＢＴ３３０に加わる。

この後、ゲート電圧６２２は、ゲート−エミッタ間容量と駆動回路の放電回路の抵抗による時定数により減少する。一方、下アームのＩＧＢＴは、もはやゲート電圧制御からはずれ、ＩＧＢＴ内のキャリアの消滅にあわせて、下アーム用ＩＧＢＴのコレクタ電流６２４（実線）は減少する。

下アーム用ＩＧＢＴのコレクタ電流６２４がゼロになると、期間（Ｃ）の状態となり、インダクタンス１９２と上アームのダイオード１５６との間に還流電流が流れるのみとなる。

図１５の期間（Ｂ）のスパイク電圧６２８が一回でも耐圧を超えるとＩＧＢＴ，ダイオードは破壊し、モータジェネレータを駆動ができなくなる。また、スパイク電圧が大きいと、筐体などの寄生容量を通じながれる電流が多くなり、電力変換装置自身の誤動作を招くばかりでなく、電力変換装置外部の機器の誤動作を引き起こす原因にもなる。

このため、ＩＧＢＴ，ダイオードの半導体素子の耐圧を超えないように、ノイズ誤動作を防ぐために、マージンのあるスパイク電圧６２８になるようにＩＧＢＴを設計，制御する。

図１５の期間（Ｂ）のスパイク電圧６２８を低減するには、スパイク電圧が、コレクタ電流（Ｉ）６２４（実線）の時間変化ｄｌ／ｄｔと、寄生インダクタンス（Ｌ）３３５の積（Ｌ×ｄｌ／ｄｔ）で決まることから、ｄｌ／ｄｔ（図１５のΔｉ／Δｔ）を小さくするか、Ｌを小さくするかしかない。

ｄｌ／ｄｔを小さくするには、スイッチングを遅く、つまり、Δｔの時間を長くΔｔ＋Ｔとなるように、ゲート−エミッタ間容量の放電時定数を決めている駆動回路のゲート抵抗を大きくすればよい。

しかし、このようにスイッチング時間を長くすると、スイッチング時のＩＧＢＴの発熱，ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ電圧が両方ともゼロでない期間（図１５のｔ０からｔ２の間）の電流と電圧の積で決まる発熱（スイッチング損失）が大きくなる。これは、ＩＧＢＴの使用時の温度制限を満たすために、ＩＧＢＴ素子の面積が大きくなり、シリコン使用量が増えるためコストが大きくなり、パワーモジュールも大きく、部材の量も増加し、小型，低コストの電力変換装置が実現しなくなる。

また、従来、単位時間当たりのＩＧＢＴのスイッチング回数（キャリア周波数）を減少させて、単位時間当たりの発熱量を下げることもできるが、モータジェネレータの高速回転時の細かい制御応答が得られにくくなる。

このため、スパイク電圧６２８を下げるためには、ｄｌ／ｄｔを小さくするより、寄生インダクタンス（Ｌ）３３５を小さくする方がよい。この寄生インダクタンス（Ｌ）３３５は、スパイク電圧を引き起こす電流、図１２（Ｂ）の電流６１４，図１４（Ｂ）の電流６１５の電流経路から分かるように、電源（コンデンサ５００）から、パワーモジュールの上下アーム直列回路までの回路の全ての寄生インダクタンスを足し合わせたものである。

すなわち、パワーモジュール３００，コンデンサ外部接続導体７００，コンデンサモジュール５００の内部の寄生インダクタンスとそれらの接続部で生じる寄生インダクタンスをトータルで低減する電力変換装置の構造が必要であり、本実施の形態では、パワーモジュールの内部の回路基板レイアウトからパワーモジュール端子，パワーモジュールと直流バスバー接続部，直流バスバー，直流バスバーとコンデンサモジュール接続部，コンデンサモジュールにわたり、トータルで低インダクタンスを実現する構造を示した。

本実施の形態により、３０ナノヘンリ以下が容易に実現でき、寸法の最適化し２０ナノヘンリ（ｎＨ）を実現できる。また、キャリア周波数を１０ｋＨｚ以上で、通電電流５００アンペア（Ａ）（図１５のΔｉ）を遮断時間（図１５のΔｔ）を０.１マイクロセック（μｓ）以下、電流変化速度５ギガアンペア／セック（ＧＡ／ｓ）以上が実現でき、スパイク電圧を（Ｌ×ｄｌ／ｄｔ）＝２０ｎＨ×５ＧＡ／ｓ＝１００Ｖを実現できる。

このように、損失（発熱）が低いインバータ装置２００は、冷却水としてエンジン冷却水を使用することができる。

９ 冷却部
１０ 上部ケース蓋
１１ 金属ベース
１２ 筐体
１３ 入口配管
１４ 出口配管
１５ 直流ターミナルケース
１６ 下部ケース蓋
１７ 交流ターミナルケース
２０ マイコン回路基板
２１ コネクタ
２２ ドライバ回路基板
１１０ ハイブリッド電気自動車
１１２ 前輪
１１４ 前輪車軸
１１６ 前輪側ＤＥＦ
１１８ 変速機
１２０ エンジン
１２１ エンジンシステム
１３１ エンジンコントローラ
１３２ 燃料
１３６ バッテリ
１３８ 直流コネクタ
１４０，２００ インバータ装置
１４４ インバータ回路
１５０ 上下アームの直列回路
１５１ 上アームの回路
１５２ 下アームの回路
１５４ 上アームのゲート電極端子
１５６ 上アームのダイオード
１５９ 交流端子
１５９ｔ モータ側接続部
１６６ 下アームのダイオード
１６９ 中間電極
１７０ 制御部
１７２ マイコン基板（制御回路）
１７４ ドライバ回路
１８０ 電流検出部
１８８ 交流コネクタ
１９２ インダクタンス
２５０ 車載用電機システム
３００ パワーモジュール（半導体装置）
３０２ 樹脂ケース
３０４ 金属ベース
３１３Ｚ 絶縁沿面距離
３１４ 正極接続端子
３１４ａ 正極接続部
３１４Ｂ，３１６Ｂ，３１８Ｂ 屈曲部
３１４ｋ，３１６ｋ 接続端
３１６ 負極接続端子
３１６ａ 負極接続部
３１７，７０４ 負極導体板
３１８ 絶縁紙
３１８Ｄ 接続部直近の絶縁紙の露出部
３１８Ｅ 積層端子部の絶縁紙の露出部
３１９ インサートナット
３２０Ｌ，３２０Ｕ 制御端子
３２８ 上アーム用ＩＧＢＴ
３３０ 下アーム用ＩＧＢＴ
３３４ 絶縁基板
３３４ｋ，３３４ｒ 回路配線パターン
３３５ 寄生インダクタンス
３３６ 電源
３３７ はんだまたは、その他金属接続用のろう材
３８０ 接続箇所
３８２，６１４，６１５ 電流
３８４，３９２，３９４ 電流経路
３９０ コンデンサモジュールと直流バスバーの接続部拡大箇所
５００ コンデンサモジュール
５０２ コンデンサケース
６００，６０６，６２４ コレクタ電流
６０２，６２２ ゲート電圧
６０４，６２６ コレクタ電圧
６０８ ダイオード
６１０ インダクタンス負荷
６１６ ミラー期間
６１８ 電流の流れ（正極側）
６２０ 電流の流れ（負極側）
６２８ スパイク電圧
７００ コンデンサ外部接続導体
７０２ 正極導体板
７０２ａ，７０２ｂ 正極導体板７０２の接続部
７０４ａ，７０４ｃ 負極導体板７０４の接続部
７０５ 透孔
７０６ 絶縁シート
７１０ 端子締結用ボルト
７２０ ボルト

Claims (6)

1. パワー半導体素子を搭載した上アーム回路部及び下アーム回路部と、該上アーム回路部及び下アーム回路部を実装する絶縁基板と、前記上アーム回路部と下アーム回路部を直列に接続した回路を構成し、かつ、前記絶縁基板の前記上アーム回路及び下アーム回路部を実装する面とは反対側の面に接合された金属ベースとを有し、前記上アーム回路部は、外部から前記上アーム回路部に高電位を供給するための第１接続導体と、外部から前記下アーム回路部の低電位を供給するための第２接続導体と、前記金属ベースの上に前記第１及び第２接続導体を支持し絶縁する樹脂ケースとを備えたパワーモジュールであって、
   前記第１接続導体及び前記第２接続導体は、平板状の導体で、かつ、絶縁シートで絶縁されて積層され、前記絶縁シートは、前記積層部で、前記第１接続導体及び前記第２接続導体に挟まれた積層部より露出し、前記第１接続導体と前記第２接続導体の絶縁沿面距離を確保する構造をとり、前記樹脂ケースには、前記第１接続導体と第２接続導体及び前記絶縁シートを積層して収納する凹部が形成されていることを特徴とするパワーモジュール。
2. 請求項１に記載のパワーモジュールにおいて、
   前記第１接続導体及び第２接続導体は、その端部に前記パワーモジュールの外部接続部が形成され、前記絶縁シートが、前記外部接続部の直近まで露出していることを特徴とするパワーモジュール。
3. 請求項２に記載のパワーモジュールにおいて、
   前記樹脂ケースに、前記外部接続部を固定するネジ部を設け、前記外部接続部の応力を樹脂ケースに伝える構造をもつことを特徴とするパワーモジュール。
4. 請求項３に記載のパワーモジュールにおいて、
   内部の前記積層部の絶縁シートの露出部を、ゲル上の絶縁物で覆い、内部の前記絶縁シートの絶縁縁面距離を小さくしたことを特徴とするパワーモジュール。
5. 請求項３に記載のパワーモジュールにおいて、
   前記第１及び第２接続導体と前記絶縁シートに屈曲部を設け、該屈曲部の先端部を樹脂ケースの凹部に収納し位置決めすることを特徴とするパワーモジュール。
6. 請求項１から５に記載のパワーモジュールとコンデンサモジュールを搭載し、絶縁シートを介して積層した２枚の平板導体を用いた積層バスバーを用いて前記コンデンサモジュールと前記パワーモジュールを接続した回路を構成すると共に、バッテリの直流電力を交流電力に変換し車両駆動用モータを制御する車両用インバータにおいて、
   前記平板導体の端部に前記パワーモジュールとの接続部を設け、前記パワーモジュールの第１接続導体、若しくは第２接続導体の一方が、前記積層平板の片側に近接するように接続され、前記パワーモジュールの第１接続導体、若しくは第２接続導体の上部に、前記積層バスバーの配置となるように接続部を配置して、前記積層バスバーの絶縁シート及び前記パワーモジュールの接続端子間の絶縁シートが積層された接続構造をもつことを特徴とする車両用インバータ。

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