JP2009193414A - ボルテージレギュレータ - Google Patents

Abstract

【課題】制限電流値と短絡電流値の精度を高め、出力トランジスタに過電流が流れたときに電力損失を小さく抑えることが出来る、過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータを提供すること。
【解決手段】過電流保護回路を、誤差増幅回路の出力電圧で制御され検出電流を流す出力電流検出トランジスタと、検出電流によって検出電圧を発生する検出抵抗と、第２の基準電圧と分圧電圧によって設定される電圧と、検出抵抗の電圧との差を増幅して出力する第２の誤差増幅回路と、第２の誤差増幅回路の出力でゲートが制御され、出力トランジスタのゲート電圧を制御する出力電流制限回路と、で構成した。また、第２の基準電圧を温度検出回路から供給する構成とした。
【選択図】図１

Description

本発明は、定電圧を出力するボルテージレギュレータに関し、より詳しくは、出力端子に過電流が流れたときに、出力電流を小さく絞って回路を保護する過電流保護回路に関する。

ボルテージレギュレータは、様々な電子機器の回路の電圧供給源として用いられている。ボルテージレギュレータの機能は、入力端子の電圧変動によらず出力端子に一定の電圧を出力することである。そして、出力端子から負荷に供給する電流が増加して定格電流を所定値以上を超えた時に、出力電流を小さく絞って回路を保護する過電流保護も重要である（例えば、特許文献１参照）。

図５に、過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータの回路図を示す。従来の過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータは、出力端子Ｖｏｕｔの電圧を分圧する出力電圧分圧回路２と、基準電圧を出力する基準電圧回路３と、分圧電圧と基準電圧を比較する誤差増幅器４と、誤差増幅器４の出力電圧によって制御される出力トランジスタ１と、過電流保護回路５０とからなる。過電流保護回路５０は、出力トランジスタ１と並列に接続された出力電流検出回路である出力電流検出トランジスタ５および検出抵抗６と、検出抵抗６の電圧によって制御される出力電流制限回路を構成するトランジスタ７、抵抗８、および出力電流制御トランジスタ９とから構成されている。

上述したような過電流保護回路５０は、以下のように動作して過電流から回路を保護する機能を有する。
出力端子Ｖｏｕｔの出力電流が増加した場合、出力電流に応じた検出電流が出力電流検出トランジスタ５に流れる。この検出電流が検出抵抗６に流れることにより、トランジスタ７のゲート−ソース間電圧が上昇する。ここで、出力端子Ｖｏｕｔに過電流が流れて、トランジスタ７のゲート−ソース間電圧がしきい値電圧を超えると、トランジスタ７にドレイン電流が流れる。トランジスタ７のドレイン電流が抵抗８に流れることによって、出力電流制御トランジスタ９のゲート−ソース間電圧が低下する。従って、出力電流制御トランジスタ９にドレイン電流が流れ、出力トランジスタ１のゲート−ソース間電圧を上昇させる。このように過電流保護回路５０が働くことによって、出力端子Ｖｏｕｔの出力電流はフの字型の電流電圧特性に抑制される。
図６に、フの字型の電流電圧特性の図を示す。電流電圧特性において、過電流保護回路が働く出力電流の値を制限電流という。また、出力端子Ｖｏｕｔが短絡して、出力電圧が接地電位と等しくなったときの出力電流の値を短絡電流という。
特開平２-１８９６０８号公報

しかしながら、従来の過電流保護回路５０は、トランジスタ７の製造時のプロセスばらつきによって、制限電流の電流値の精度が低くなる。また、抵抗６のばらつきによって、短絡電流の精度も低くなる。しかしながら、製造時におけるトランジスタ７と抵抗６の正確な調整は困難であった。
そのため、制限電流を小さく設定した場合に、短絡電流がばらつくことによって、出力電流と出力電圧の関係から、ボルテージレギュレータの起動特性が悪くなる、という問題点を有していた。すなわち、ボルテージレギュレータの起動特性を確保するためには、制限電流をあまり絞ることが出来なかった。
更に、ボルテージレギュレータの内部温度は、過電流による発熱や、周囲温度等の影響を受けて上昇する。しかしながら、従来の過電流保護回路５０では、ボルテージレギュレータの内部温度による制限電流値と短絡電流値の制御は出来なかった。

本発明は、以上のような課題を解決するために考案されたものであり、その目的は、制限電流値と短絡電流値の精度を高めた過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータを提供することである。

従来の課題を解決するために、本発明の過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータは以下のような構成とした。

（１）前記目的を達成するために、請求項１に記載の発明では、第１の基準電圧と出力トランジスタの出力電圧に基づく電圧との差を増幅して出力し、前記出力トランジスタのゲートを制御する第１の誤差増幅回路と、前記出力トランジスタに過電流が流れたことを検出し、前記出力トランジスタの電流を制限する過電流保護回路と、を備えたボルテージレギュレータであって、前記過電流保護回路は、前記第１の誤差増幅回路の出力電圧でゲートが制御され、前記出力トランジスタの出力電流に応じた検出電流を流す出力電流検出トランジスタと、前記検出電流によって電圧を発生する電圧発生回路と、第２の基準電圧と前記出力電圧に基づく電圧とによって設定される電圧と、前記電圧発生回路の電圧との差を増幅して出力する第２の誤差増幅回路と、前記第２の誤差増幅回路の出力でゲートが制御され、前記出力トランジスタのゲート電圧を制御する出力電流制限トランジスタと、を備えたことを特徴とするボルテージレギュレータを提供する。
（２）請求項２に記載の発明では、前記第２の基準電圧は、前記第１の基準電圧と同じ回路から供給されることを特徴とする請求項１に記載のボルテージレギュレータを提供する。
（３）請求項３に記載の発明では、前記第２の基準電圧は、温度によって出力電圧が変化する温度検出回路から供給されることを特徴とする請求項１に記載のボルテージレギュレータを提供する。
（４）請求項４に記載の発明では、前記温度検出回路は、直列に接続された定電流回路とダイオードを備え、前記第２の基準電圧はと前記ダイオードの順方向電圧により出力されることを特徴とする請求項３に記載のボルテージレギュレータを提供する。

本発明の過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータによれば、過電流保護回路を第２の基準電圧と出力電圧に基づく電圧とによって設定される電圧と、電圧発生回路の電圧との差を増幅して出力する第２の誤差増幅回路によって出力電流を制限する回路構成としたので、製造時のプロセスばらつきに寄らず、制限電流値と短絡電流値の精度を高め、出力トランジスタに過電流が流れたときに電力損失を小さく抑えることが出来る、過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータを提供することが出来る。
さらに、第２の基準電圧を、温度によって出力電圧が変化する温度検出回路から供給することにより、温度によって制限電流値と短絡電流値を制御することができ、より効果的に発熱を抑えることが出来る。

図１は、本発明の第１の実施形態のボルテージレギュレータの回路図である。
第１の実施形態のボルテージレギュレータは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタの出力トランジスタ１と、出力電圧分圧回路２と、基準電圧回路３と、誤差増幅器４と、過電流保護回路１００とを備えている。過電流保護回路１００は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタの出力電流検出トランジスタ５と、検出抵抗６と、Ｐ型ＭＯＳトランジスタの出力電流制御トランジスタ９と、第２の誤差増幅器１０と、第２の基準電圧回路１１とを備えている。

出力電圧分圧回路２は、入力端子を出力端子Ｖｏｕｔに接続し、出力端子を誤差増幅器４の非反転入力端子に接続している。基準電圧回路３は、出力端子を誤差増幅器４の反転入力端子に接続している。誤差増幅器４は、出力端子を出力トランジスタ１のゲートに接続している。出力トランジスタ１は、ソースを入力電源に接続し、ドレインを出力端子Ｖｏｕｔに接続している。出力電流検出トランジスタ５は、ゲートを誤差増幅器４の出力端子に接続し、ソースを入力電源に接続し、ドレインを検出抵抗６の一方の端子に接続している。検出抵抗６は、他方の端子を接地している。第２の誤差増幅器１０は、反転入力端子を検出抵抗６の一方の端子に接続し、非反転入力端子の一方を第２の基準電圧回路１１の出力端子に接続し、もう一方を出力電圧分圧回路２の出力端子に接続している。第２の誤差増幅器１０の出力端子は、出力電流制御トランジスタ９のゲートに接続している。出力電流制御トランジスタ９は、ソースを入力電源に接続し、出力トランジスタ１のゲートに接続している。

出力電圧分圧回路２は、出力端子Ｖｏｕｔの電圧を分圧し分圧電圧Ｖｄｉｖを出力する。基準電圧回路３は、基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。誤差増幅器４は、分圧電圧Ｖｄｉｖと基準電圧Ｖｒｅｆを比較し、その差を増幅して出力する。出力トランジスタ１は、誤差増幅器４の出力電圧によって制御され、分圧電圧Ｖｄｉｖと基準電圧Ｖｒｅｆが等しくなるように動作する。その結果として、出力端子Ｖｏｕｔの電圧は一定に保たれる。

過電流保護回路１００は、出力トランジスタ１に流れる電流を監視する。そして、出力トランジスタ１に過電流が流れるのを検出すると、出力トランジスタ１のゲートを制御して、電流を減少させる機能を有する。
出力電流検出トランジスタ５と出力トランジスタ１はゲートが接続されているので、夫々のドレイン電流は比例している。検出抵抗６は、出力電流検出トランジスタ５のドレイン電流によって電圧を発生する。第２の誤差増幅器１０は、反転入力端子に検出抵抗６に発生する電圧を入力している。従って、検出抵抗６に発生する電圧が非反転入力端子の電圧より高くなると、出力端子の電圧は低くなる。出力電流制御トランジスタ９のゲートの電圧が低くなり、出力電流制御トランジスタ９にドレイン電流が流れる。結果として、出力トランジスタ１のゲートの電圧が高くなり、出力トランジスタ１のドレイン電流は少なくなるように制御される。

第２の誤差増幅器１０の具体的な回路例を図２に示す。
ゲートが反転入力端子Ｖ１となるＮ型ＭＯＳトランジスタ２１と、ゲートが第１の非反転入力端子Ｖ２となるＮ型ＭＯＳトランジスタ２２と、ゲートが第２の非反転入力端子Ｖ３となるＮ型ＭＯＳトランジスタ２３と、第１の非反転入力と反転入力の間に設けられたカレントミラー回路を構成するＰ型ＭＯＳトランジスタ２４およびＰ型ＭＯＳトランジスタ２５と、第２の非反転入力と反転入力の間に設けられたカレントミラー回路を構成するＰ型ＭＯＳトランジスタ２６およびＰ型ＭＯＳトランジスタ２７と、第２の誤差増幅器１０の消費電流を決定する定電流源２８と、を備える。これらのトランジスタは同じサイズに設計されているので、２つのカレントミラー回路は、入力電圧が等しければ等しい電流が流れる。第２の誤差増幅器１０の２つの非反転入力端子は、第一の非反転入力端子Ｖ２には第２の基準電圧回路１１の第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を入力し、第二の非反転入力端子Ｖ３には分圧電圧Ｖｄｉｖを入力している。

ここで、図２の第２の誤差増幅器１０は、Ｎ型ＭＯＳトランジスタ２１、２２、２３のサイズ、例えば、面積サイズＷ×Ｌ（幅×長さ）比を２：１：１と設定すると、各入力端子の電圧をＶ１、Ｖ２、及びＶ３、出力電圧をＶＯ、増幅率をＡとすると、それらの関係は式１で現される。
ＶＯ＝Ａ（（（Ｖ２＋Ｖ３）／２）−Ｖ１） ・・・ （１）
すなわち第２の誤差増幅器１０は、第１の非反転入力端子Ｖ２と第２の非反転入力端子Ｖ３の電圧の平均値と反転入力端子Ｖ１の電圧との差を増幅する。
以上説明した図２の第２の誤差増幅器１０は、図３および図４の第２の実施形態のボルテージレギュレータにも適用される。

上述したような過電流保護回路１００は、以下のように動作して過電流から回路を保護する機能を有する。
出力端子Ｖｏｕｔの出力電流が増加した場合、出力電流に応じた検出電流が出力電流検出トランジスタ５に流れる。この検出電流が検出抵抗６に流れることにより、第２の誤差増幅器１０の反転入力端子Ｖ１の電圧が上昇する。第２の誤差増幅器１０の第１の非反転入力端子Ｖ２には第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２が、第２の非反転入力端子Ｖ３には分圧電圧Ｖｄｉｖが入力されている。通常の動作状態では、分圧電圧Ｖｄｉｖは第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２と等しく、反転入力端子Ｖ１の電圧はそれより低い。従って、第２の誤差増幅器１０の出力端子はハイレベルの電圧に保たれ、出力電流制御トランジスタ９はオフしている。

ここで、負荷が短絡するなどによって出力端子Ｖｏｕｔに過電流が流れると、それに応じて出力電流検出トランジスタ５の検出電流も大きくなり、その検出電流が検出抵抗６に流れることによって、第２の誤差増幅器１０の反転入力端子Ｖ１の電圧が徐々に上昇する。また、出力端子Ｖｏｕｔの電圧は負荷が短絡することによって低下し、第２の誤差増幅器１０の非反転入力端子Ｖ３の電圧が低下する。そして、第１の非反転入力端子Ｖ２の第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２と第２の非反転入力端子Ｖ３の分圧電圧Ｖｄｉｖの平均値より、反転入力端子Ｖ１の電圧が高くなると、第２の誤差増幅器１０の出力端子の電圧は徐々に低くなる。従って、出力電流制御トランジスタ９のゲート−ソース間電圧が低下し、出力電流制御トランジスタ９にドレイン電流が流れ、出力トランジスタ１のゲート−ソース間電圧を上昇させる。

さらに、出力端子Ｖｏｕｔの電圧が低下し、接地電位まで低下すると、第２の誤差増幅器１０の第２の非反転入力端子Ｖ３の分圧電圧Ｖｄｉｖは、接地電位まで低下する。しかしながら、第２の誤差増幅器１０は第１の非反転入力端子Ｖ２に第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を入力しているので、反転入力端子Ｖ１の電圧と比較する電圧は、Ｖｒｅｆ２／２より低下することはない。従って、本実施形態に係るボルテージレギュレータでは、短絡電流値が０まで下がることはないため、起動特性の改善を図ることができる。

第１の実施形態のボルテージレギュレータの制限電流値の精度は、抵抗６の抵抗値と第２の基準電圧値の精度で決定される。これらの特性は、製造時に容易に測定することができるので、トリミングにより精度よく合わせこむことが可能である。
また、短絡電流値の精度は、抵抗６の抵抗値と第２の基準電圧値Ｖｒｅｆ２と分割電圧値と第２の誤差増幅器１０の差動トランジスタ対の面積比で決定される。トランジスタの面積比のばらつきは、トランジスタの閾値電圧値の絶対値によるばらつきよりも小さい。
すなわち、精度よく設定することが可能な第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２などによって短絡電流を決定することが出来るので、出力電流−出力電圧特性を所望の特性に合わせこむことが容易であり、ボルテージレギュレータの起動特性を損ねることなく、短絡電流を小さく絞ることが可能となる。

図３に、第１の実施形態の変形例のボルテージレギュレータの回路図を示す。図３のボルテージレギュレータは、第２の誤差増幅器１０の第１の非反転入力端子Ｖ２に、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２の代わりに、基準電圧回路３の基準電圧Ｖｒｅｆを入力している。このように、第２の誤差増幅器１０の第１の非反転入力端子Ｖ２の電圧を、基準電圧回路３から供給しても、同様により精度よく短絡電流を絞ることが可能な過電流保護回路を実現することが出来る。また、基準電圧Ｖｒｅｆを分割抵抗によって分割した電圧を、第２の誤差増幅器１０の第１の非反転入力端子Ｖ２に入力してもよい。

図４に、第２の実施形態のボルテージレギュレータの回路図を示す。図４のボルテージレギュレータは、第１の実施形態の過電流保護回路から、過電流保護回路１０２に変更したものである。過電流保護回路１０２は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタの出力電流検出トランジスタ５と、検出抵抗６と、Ｐ型ＭＯＳトランジスタの出力電流制御トランジスタ９と、第２の誤差増幅器１０と、定電流回路１２と、ダイオード１３とを備えている。

出力電流検出トランジスタ５は、ゲートを誤差増幅器４の出力端子に接続し、ソースを入力電源に接続し、ドレインを検出抵抗６の一方の端子に接続している。検出抵抗６は、他方の端子を接地している。定電流回路１２とダイオード１３は、入力電源と接地間に順方向に直列に接続されていている。第２の誤差増幅器１０は、反転入力端子を検出抵抗６の一方の端子に接続し、非反転入力端子の一方を定電流回路１２とダイオード１３の接続点に接続し、もう一方を出力電圧分圧回路２の出力端子に接続している。第２の誤差増幅器１０の出力端子は、出力電流制御トランジスタ９のゲートに接続している。出力電流制御トランジスタ９は、ソースを入力電源に接続し、出力トランジスタ１のゲートに接続している。

定電流回路１２とダイオード１３は、その接続点から温度に比例して低下する電圧Ｖｔｅｍｐを出力する温度検出回路を構成している。一般に、ＰＮ接合シリコンダイオードに一定の順方向電流を流した場合、その電圧降下は常温（２５℃）で約０.６Ｖとなり、おおよそ−２.０ｍＶ／℃(電流や個々の素子によって異なる)の温度特性を示す。従って、定電流回路１２とダイオード１３を直列に接続して、温度検出回路を構成することが出来る。
そして常温の通常動作状態では、電圧Ｖｔｅｍｐは分圧電圧Ｖｄｉｖと等しい、もしくは大きくなるように設定する。
このような温度検出回路を利用した過電流保護回路１０２では、ボルテージレギュレータの内部温度が上昇すると、温度検出回路の出力電圧Ｖｔｅｍｐ、即ち、第２の誤差増幅器１０の第１の非反転入力端子Ｖ２の入力電圧が低下する。これにより、制限電流の設定値が低下する。このように、高温時における制限電流の値を常温時より小さくすることにより、高温時における過電流による発熱量を低減させることができる。

上述したような過電流保護回路１０２は、以下のように動作して過電流から回路を保護する機能を有する。
出力端子Ｖｏｕｔの出力電流が増加した場合、出力電流に応じた検出電流が出力電流検出トランジスタ５に流れる。この検出電流が検出抵抗６に流れることにより、第２の誤差増幅器１０の反転入力端子Ｖ１の電圧が上昇する。第２の誤差増幅器１０の第１の非反転入力端子Ｖ２には定電流回路１２とダイオード１３の接続点の電圧Ｖｔｅｍｐが、第２の非反転入力端子Ｖ３には分圧電圧Ｖｄｉｖが入力されている。常温の通常動作状態では、電圧Ｖｔｅｍｐは分圧電圧Ｖｄｉｖと等しく、反転入力端子Ｖ１の電圧はそれより低い。従って、第２の誤差増幅器１０の出力端子はハイレベルの電圧に保たれ、出力電流制御トランジスタ９はオフしている。

ここで、出力端子Ｖｏｕｔに過電流が流れて、検出抵抗６に出力電流検出トランジスタ５が検出電流を流すことによって、第２の誤差増幅器１０の反転入力端子Ｖ１の電圧が徐々に上昇する。また、出力端子Ｖｏｕｔの電圧は負荷が短絡することによって低下し、第２の誤差増幅器１０の非反転入力端子Ｖ３の電圧が低下する。そして、第１の非反転入力端子Ｖ２の電圧Ｖｔｅｍｐと第２の非反転入力端子Ｖ３の分圧電圧Ｖｄｉｖの平均値より、反転入力端子Ｖ１の電圧が高くなると、第２の誤差増幅器１０の出力端子の電圧は徐々に低くなる。従って、出力電流制御トランジスタ９のゲート−ソース間電圧が低下し、出力電流制御トランジスタ９にドレイン電流が流れ、出力トランジスタ１のゲート−ソース間電圧を上昇させる。

さらに、過電流が流れることによって出力端子Ｖｏｕｔの電圧は低下し、接地電位まで低下する。すなわち、第２の誤差増幅器１０の第２の非反転入力端子Ｖ３の分圧電圧Ｖｄｉｖは、接地電位まで低下する。しかしながら、第２の誤差増幅器１０は第１の非反転入力端子Ｖ２に電圧Ｖｔｅｍｐを入力しているので、反転入力端子Ｖ１の電圧と比較する電圧は、Ｖｔｅｍｐ／２より低下することはない。従って、本実施形態に係るボルテージレギュレータでは、短絡電流値が０まで下がることはないため、起動特性の改善を図ることができる。

温度検出回路の電圧Ｖｔｅｍｐは、ＰＮ接合のバンドギャップ電圧とその温度特性で決まる電圧値であり、トランジスタの閾値電圧のばらつきよりもはるかに小さい。
すなわち、従来のトランジスタの閾値電圧で制御する過電流保護回路よりも、制限電流と短絡電流を精度よく設定することが出来る。従って、出力電流−出力電圧特性を所望の特性に合わせこむことが容易であり、ボルテージレギュレータの起動特性を損ねることなく、短絡電流を小さく絞ることが可能となる。

さらに、本実施形態のボルテージレギュレータは、第１の非反転入力端子Ｖ２に温度検出回路の電圧Ｖｔｅｍｐを入力することで、ボルテージレギュレータの内部温度によって制限電流値と短絡電流値を制御することができ、これにより効果的に発熱を抑えることが出来る。

なお、本発明の実施形態の過電流保護回路では、第２の誤差増幅器１０の非反転入力端子の一方に出力電圧分圧回路２の出力電圧を入力しているが、それに限らず出力電圧に応じた電圧であれば良い。
また、第２の誤差増幅器１０は、第１の非反転入力端子Ｖ２と第２の非反転入力端子Ｖ３の電圧の平均値と反転入力端子Ｖ１の電圧との差を増幅するような設定としたが、短絡電流値を設定するための適切な比率であれば、それに限ることはない。

本発明の第１の実施形態の過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータの回路図である。 実施形態の過電流保護回路における第２の誤差増幅回路の回路図である。 本発明の第１の実施形態の変形例の過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータの回路図である。 本発明の第２の実施形態の過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータの回路図である。 従来の過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータの回路図である。 過電流保護回路を備えたボルテージレギュレータのフの字型の電流電圧特性の図である。

符号の説明

２ 電圧分圧回路
３ 基準電圧回路
４ 誤差増幅器
１０ 第２の誤差増幅器
１１ 第２の基準電圧回路
１２ 定電流源
１３ ダイオード
５０、１００、１０１、１０２ 過電流保護回路

Claims (4)

1. 第１の基準電圧と出力トランジスタの出力電圧に基づく電圧との差を増幅して出力し、前記出力トランジスタのゲートを制御する第１の誤差増幅回路と、
   前記出力トランジスタに過電流が流れたことを検出し、前記出力トランジスタの電流を制限する過電流保護回路と、を備えたボルテージレギュレータであって、
   前記過電流保護回路は、
   前記第１の誤差増幅回路の出力電圧でゲートが制御され、前記出力トランジスタの出力電流に応じた検出電流を流す出力電流検出トランジスタと、
   前記検出電流によって電圧を発生する電圧発生回路と、
   第２の基準電圧と前記出力電圧に基づく電圧とによって設定される電圧と、前記電圧発生回路の電圧との差を増幅して出力する第２の誤差増幅回路と、
   前記第２の誤差増幅回路の出力でゲートが制御され、前記出力トランジスタのゲート電圧を制御する出力電流制限トランジスタと、を備えたことを特徴とするボルテージレギュレータ。
2. 前記第２の基準電圧は、前記第１の基準電圧と同じ回路から供給されることを特徴とする請求項１に記載のボルテージレギュレータ。
3. 前記第２の基準電圧は、温度によって出力電圧が変化する温度検出回路から供給されることを特徴とする請求項１に記載のボルテージレギュレータ。
4. 前記温度検出回路は、直列に接続された定電流回路とダイオードを備え、前記第２の基準電圧は前記ダイオードの順方向電圧により出力されることを特徴とする請求項３に記載のボルテージレギュレータ。

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