JP2007164270A - 電源装置及びこれを備えた電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、不要な電力損失を抑えつつ、安全な過電流保護動作を実現することが可能な電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係る電源装置は、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成する出力電圧生成手段（Ｐ１）と、出力電流Ｉｏに応じたモニタ電圧Ｖｉｍを生成するモニタ電圧生成手段（Ｐ２、Ｒ３）と、所定の第１閾値電圧Ｖｔｈ１を生成する第１閾値電圧生成手段（Ｅ２）と、出力電圧Ｖｏに応じた第２閾値電圧Ｖｔｈ２を生成する第２閾値電圧生成手段（ＢＵＦ）と、Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２の何れか低い方とＶｉｍとの高低に応じてその論理が変遷される比較信号Ｓｃを生成する比較信号生成手段（ＣＭＰ）と、比較信号Ｓｃの論理に応じて出力電圧生成手段（Ｐ１）の駆動可否を制御する駆動可否制御手段（ＥＲＲ）と、を有して成る構成とされている。
【選択図】図２

Description

本発明は、出力電流を監視してその過電流保護を行う電源装置、及び、これを備えた電気機器に関するものである。

従来より、出力電流を監視してその過電流保護を行う直流安定化電源装置が種々開示・提案されている（例えば、特許文献１、２を参照）。

なお、従来の直流安定化電源装置の多くは、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの相関特性が、いわゆる「変形フの字型垂下特性」を示すように、その過電流保護を行う回路構成とされていた（例えば、特許文献１の第３図や第５図、或いは、特許文献２の第１図（Ｂ）を参照）。

より具体的に述べると、従来の過電流保護挙動は、図６に示したように、出力電流Ｉｏが何ら制限されることなく、出力電圧Ｖｏが規定出力電圧Ｖｒｅｇに維持される第１保護期間（水平期間）ａと、出力電流Ｉｏが所定の上限値Ｉｌｍｔにクランプされて、出力電圧Ｖｏがその上限値Ｖｌｍｔまで低減される第２保護期間（垂直期間）ｂと、出力電流Ｉｏ及び出力電圧Ｖｏがいずれも漸化的に低減される第３保護期間ｃ（フの字期間）とを含むものとなっていた。

特開昭５７−１５２０２１号公報 特開平８−１１５１３５号公報

確かに、上記従来の直流安定化電源装置であれば、出力電流の過電流を防止することができるので、出力短絡等に対する装置の安全性や信頼性を高めることが可能となる。

しかしながら、上記従来の直流安定化電源装置では、出力電流Ｉｏが上限値Ｉｌｍｔに達した後、出力電圧Ｖｏが上限値Ｖｌｍｔに低減されるまでの期間（すなわち、第２保護期間ｂ）に過大な出力電流Ｉｏ（上限値Ｉｌｍｔ）が流れ続けるため、大きな電力損失が生じる上、最悪の場合には、当該期間中に素子が破壊されるおそれもあった。

なお、従来より、上記の第２期間ｂを含まない「フの字型垂下特性」を示す過電流保護回路も種々開示・提案されてはいる（例えば、特許文献１の第１Ｂ図、或いは、特許文献２の第３図（Ｂ）を参照。なお、特許文献１では、この特性には不具合もあるとの記載がされている）。

しかしながら、特許文献１の従来回路では、ツェナーダイオードを用いていたため、任意の電圧に設定することができず、所望の過電流保護特性を実現することが難しかった。また、特許文献２の従来回路では、入出力間に不要な抵抗成分が必要であった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、不要な電力損失を抑えつつ、安全な過電流保護動作を実現することが可能な電源装置及びこれを備えた電気機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る電源装置は、入力電圧から所望の出力電圧を生成して負荷に供給する出力電圧生成手段と、前記負荷への出力電流が大きいほどその電圧レベルが高くなるモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成手段と、所定の第１閾値電圧を生成する第１閾値電圧生成手段と、前記出力電圧が高いほどその電圧レベルが高くなる第２閾値電圧を生成する第２閾値電圧生成手段と、第１〜第２閾値電圧の何れか低い方と前記モニタ電圧との高低に応じてその論理が変遷される比較信号を生成する比較信号生成手段と、前記比較信号の論理に応じて前記出力電圧生成手段の駆動可否を制御する駆動可否制御手段と、を有して成る構成（第１の構成）とされている。

具体的に述べると、本発明に係る電源装置は、入力電圧印加端と出力電圧引出端との間に直列に接続された出力トランジスタと；出力電圧を分圧することで、これと同等の挙動を示す帰還電圧を生成する抵抗分割回路と；前記帰還電圧と所定の目標電圧との差電圧を増幅することで、誤差電圧を生成する誤差増幅器と；を有して成り、前記誤差電圧に応じて前記出力トランジスタの駆動制御を行うことで、入力電圧から所望の出力電圧を生成して負荷に供給する電源装置であって、前記入力電圧印加端に対して前記出力トランジスタと並列に接続され、前記入力電圧印加端から前記負荷への出力電流と同等の挙動を示すミラー電流を引き込むダミートランジスタと；前記ミラー電流を電圧変換することで、前記出力電流が大きいほどその電圧レベルが高くなるモニタ電圧を生成するセンス抵抗と；所定の第１閾値電圧を生成する直流電圧源と；前記出力電圧が高いほどその電圧レベルが高くなる第２閾値電圧を生成するバッファ回路と；第１〜第２閾値電圧の何れか低い方と前記モニタ電圧との高低に応じてその論理が変遷される比較信号を生成する比較器と；を有して成り、前記比較信号の論理に応じて前記出力トランジスタの駆動可否を制御する構成（第２の構成）とされている。

なお、上記第２の構成から成る電源装置において、前記バッファ回路は、非反転入力端に前記出力電圧の分圧電圧が入力され、反転入力端に第２閾値電圧が帰還入力される緩衝増幅段と；前記緩衝増幅段の出力を受けて第２閾値電圧を出力するソースフォロワ形式或いはエミッタフォロワ形式の出力段と；を有して成り、かつ、前記出力段は、これを構成するトランジスタのドレイン或いはコレクタと、第２閾値電圧引出端との間に、第２閾値電圧の下限値をゼロよりも高く設定するための抵抗を有して成る構成（第３の構成）とされている。

また、本発明に係る電源装置は、複数のレギュレータ回路を有して成る電源装置であって、全てのレギュレータ回路についてではなく、要求される電流供給能力が所定値よりも大きいレギュレータ回路についてのみ、入力電圧から所望の出力電圧を生成して負荷に供給する出力電圧生成手段と、前記負荷への出力電流が大きいほどその電圧レベルが高くなるモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成手段と、所定の第１閾値電圧を生成する第１閾値電圧生成手段と、前記出力電圧が高いほどその電圧レベルが高くなる第２閾値電圧を生成する第２閾値電圧生成手段と、第１〜第２閾値電圧の何れか低い方と前記モニタ電圧との高低に応じてその論理が変遷される比較信号を生成する比較信号生成手段と、前記比較信号の論理に応じて前記出力電圧生成手段の駆動可否を制御する駆動可否制御手段と、を有して成るもの構成（第４の構成）とされている。

また、本発明に係る電気機器は、機器電源と、前記機器電源の出力変換手段である電源装置と、を有して成る電気機器であって、前記電源装置として、上記第１〜第４いずれかの構成から成る電源装置を備えて成る構成（第５の構成）とされている。

本発明によれば、不要な電力損失を抑えつつ、安全な過電流保護動作を実現することが可能な電源装置及びこれを備えた電気機器を提供することが可能となる。

以下では、携帯電話端末に搭載され、バッテリの出力電圧を変換して端末各部（特に、ＣＣＤカメラ）の駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行う。

図１は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図（特に、ＣＣＤカメラへの電源系部分）である。本図に示すように、本実施形態の携帯電話端末は、装置電源であるバッテリ１と、バッテリ１の出力変換手段であるシステムレギュレータＩＣ２と、携帯電話端末の撮像手段であるＣＣＤカメラモジュール３と、を有して成る。なお、本図には明示されていないが、本実施形態の携帯電話端末は、上記構成要素のほか、その本質機能（通信機能など）を実現する手段として、送受信回路部、スピーカ部、マイク部、表示部、操作部、メモリ部など、を当然に有して成る。

ＣＣＤカメラモジュール３は、それを構成するＣＣＤ素子やＤＳＰ［Digital Signal Processor］、或いは、そのＩ／Ｏ［Input/Output］回路の駆動に際して、複数の駆動電圧（例えば、＋１５．０［Ｖ］、＋３．０［Ｖ］、＋１．８［Ｖ］、−８．０［Ｖ］）を必要とする。そのため、システムレギュレータＩＣ２は、バッテリ電圧Ｖｂａｔ（例えば３．０［Ｖ］）を所定の正昇圧電圧ＶＰ（例えば＋１８［Ｖ］）まで正昇圧する正昇圧回路２Ｐと、同じくバッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の負昇圧電圧ＶＭ（例えば−８［Ｖ］）まで負昇圧する負昇圧回路２Ｍと、を有するほか、バッテリ電圧Ｖｂａｔ或いは正昇圧電圧ＶＰから複数の正電圧ＶＰ１〜ＶＰｎを生成する手段として、第１〜第ｎレギュレータ回路（シリーズレギュレータ回路）２１〜２ｎを有して成る。なお、正電圧ＶＰ１〜ＶＰｎ及び負昇圧電圧ＶＭは、いずれもＣＣＤカメラモジュール３に供給される。

なお、第１〜第ｎレギュレータ回路２１〜２ｎは、各々の電力供給先に応じて、互いに異なる電流供給能力（例えば、最大出力電流Ｉｏｍａｘ＝５０〜５００［ｍＡ］）を求められるものである。

以下では、第ｎレギュレータ回路２ｎの電流供給能力が最大であると仮定した上で、その過電流保護回路の詳細な説明を行うことにする。

図２は、第ｎレギュレータ回路２ｎの一構成例を示す回路図（一部ブロック図を含む）である。

本図に示す通り、本実施形態の第ｎレギュレータ回路２ｎは、Ｐチャネル型電界効果トランジスタＰ１〜Ｐ２と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、誤差増幅器ＥＲＲと、直流電圧源Ｅ１〜Ｅ２と、バッファ回路ＢＵＦと、比較器ＣＭＰと、を有して成る。

トランジスタＰ１のソースは、入力電圧Ｖｉ（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）の印加端に接続されている。トランジスタＰ１のドレインは、抵抗Ｒ１〜Ｒ２を介して接地される一方、出力電圧Ｖｏ（＝ＶＰｎ）の引出端とバッファ回路ＢＵＦの入力端にも接続されている。トランジスタＰ１のゲートは、誤差増幅器ＥＲＲの出力端に接続されている。

トランジスタＰ２のソースは、入力電圧Ｖｉ（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）の印加端に接続されている。トランジスタＰ２のドレインは、抵抗Ｒ３を介して接地されている。トランジスタＰ２のゲートは、誤差増幅器ＥＲＲの出力端に接続されている。

誤差増幅器ＥＲＲの非反転入力端（＋）は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードに接続されている。誤差増幅器ＥＲＲの反転入力端（−）は、直流電圧源Ｅ１の正極端に接続されている。なお、直流電圧源Ｅ１の負極端は接地されている。

比較器ＣＭＰの反転入力端（−）は、トランジスタＰ２のドレインと抵抗Ｒ３との接続ノードに接続されている。比較器ＣＭＰの第１非反転入力端（＋）は、直流電圧源Ｅ２の正極端に接続されている。なお、直流電圧源Ｅ２の負極端は接地されている。比較器ＣＭＰの第２非反転入力端（＋）は、バッファ回路ＢＵＦの出力端に接続されている。比較器ＣＭＰの出力端は、誤差増幅器ＥＲＲの出力動作制御端に接続されている。

まず、上記構成から成る第ｎレギュレータ回路２ｎの基本動作（シリーズレギュレータ方式による降圧動作）について説明する。

誤差増幅器ＥＲＲは、反転入力端（−）に印加される目標電圧Ｖｔｇ（直流電圧源Ｅ１の起電圧）と、非反転入力端（＋）に印加される帰還電圧Ｖｆｂ（抵抗分割回路Ｒ１〜Ｒ２にて生成され、出力電圧Ｖｏと同等の挙動を示す分圧電圧）との差電圧を増幅することで、誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。すなわち、誤差電圧Ｖｅｒｒは、帰還電圧Ｖｆｂと目標電圧Ｖｔｇとの誤差が大きいほど、延いては、出力電圧Ｖｏとその目標値との誤差が大きいほど、電圧レベルがローレベルとなる。

一方、トランジスタＰ１のゲートには、上記の誤差電圧Ｖｅｒｒが印加されており、その電圧レベルに応じて各々の開閉制御が行われる。

従って、第ｎレギュレータ回路２ｎでは、帰還電圧Ｖｆｂが目標電圧Ｖｔｇと一致するように、延いては、出力電圧Ｖｏがその目標値と一致するように、トランジスタＰ１の開閉制御が行われる。

次に、第ｎレギュレータ回路２ｎの過電流保護動作について説明する。

図２に示すように、第ｎレギュレータ回路２ｎは、入力電圧印加端と出力電圧引出端との間に直列に接続された出力トランジスタＰ１を有するほか、入力電圧印加端に対して出力トランジスタＰ１と並列に接続され、入力電圧印加端から負荷への出力電流Ｉｏと同等の挙動を示すミラー電流Ｉｍを引き込むダミートランジスタＰ２を有している。

なお、トランジスタＰ１のゲート面積は、トランジスタＰ２のゲート面積のｍ倍（例えば１万倍）に設計されている。従って、トランジスタＰ１に出力電流Ｉｏが流れるときには、トランジスタＰ２にその１万分の１のミラー電流Ｉｍが流れることになる。

センス抵抗Ｒ３では、ミラー電流Ｉｍが電圧変換され、ミラー電流Ｉｍが大きいほど、延いては、出力電流Ｉｏが大きいほどその電圧レベルが高くなるモニタ電圧Ｖｉｍが生成される。

直流電圧源Ｅ１では、所定の第１閾値電圧Ｖｔｈ１が生成される。なお、第１閾値電圧Ｖｔｈ１は、出力電流Ｉｏの最大上限値Ｉｌｍｔを設定するための閾値電圧に相当する。

バッファ回路ＢＵＦでは、出力電圧Ｖｏが高いほどその電圧レベルが高くなる第２閾値電圧Ｖｔｈ２が生成される。なお、バッファ回路ＢＵＦの回路構成については、後ほど詳細に説明する。

比較器ＣＭＰでは、第１〜第２閾値電圧Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ２の何れか低い方とモニタ電圧Ｖｉｍとの高低に応じてその論理が変遷される比較信号Ｓｃが生成される。

すなわち、比較器ＣＭＰでは、第１閾値電圧Ｖｔｈ１よりも第２閾値電圧Ｖｔｈ２が低い期間Ｔ１には、第２閾値電圧Ｖｔｈ２がモニタ電圧Ｖｉｍと比較参照され、逆に、第１閾値電圧よりも第２閾値電圧Ｖｔｈ２が高い期間Ｔ２には、第１閾値電圧Ｖｔｈ１がモニタ電圧Ｖｉｍと比較参照される（図３を参照）。

従って、期間Ｔ１には、出力電圧Ｖｏが高いほど出力電流Ｉｏの上限値が高くなり、逆に、出力電圧Ｖｏが低いほど出力電流Ｉｏの上限値が低くなる。一方、期間Ｔ２には、出力電圧Ｖｏの高低に依ることなく、出力電流Ｉｏの上限値が固定される。

なお、上記の比較動作によって生成される比較信号Ｓｃの論理は、モニタ電圧Ｖｉｍが上記の閾値電圧よりも低ければハイレベルとなり、高ければローレベルとなる。

誤差増幅器ＥＲＲでは、比較信号Ｓｃの論理がハイレベルからローレベルに遷移された時点、すなわち、過電流状態が検出された時点で、先述した出力帰還動作に基づく誤差電圧Ｖｅｒｒの生成を停止し、その出力電圧レベルをハイレベルに固定する。これにより、トランジスタＰ１はオフとされ、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏの供給が停止される。

上記した通り、本実施形態の第ｎレギュレータ回路２ｎは、入力電圧Ｖｉから所望の出力電圧Ｖｏを生成して負荷に供給する出力電圧生成手段（Ｐ１）と、負荷への出力電流Ｉｏが大きいほどその電圧レベルが高くなるモニタ電圧Ｖｉｍを生成するモニタ電圧生成手段（Ｐ２、Ｒ３）と、所定の第１閾値電圧Ｖｔｈ１を生成する第１閾値電圧生成手段（Ｅ２）と、出力電圧Ｖｏが高いほどその電圧レベルが高くなる第２閾値電圧Ｖｔｈ２を生成する第２閾値電圧生成手段（ＢＵＦ）と、第１〜第２閾値電圧Ｖｔｈ１〜Ｖｔｈ２の何れか低い方とモニタ電圧Ｖｉｍとの高低に応じてその論理が変遷される比較信号Ｓｃを生成する比較信号生成手段（ＣＭＰ）と、比較信号Ｓｃの論理に応じて出力電圧生成手段（Ｐ１）の駆動可否を制御する駆動可否制御手段（ＥＲＲ）と、を有して成る。

このような構成とすることにより、本実施形態の第ｎレギュレータ回路２ｎでは、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの相関特性が、「フの字型垂下特性」を示すように、その過電流保護が行われることになる。

すなわち、本実施形態の過電流保護挙動は、図４中の実線Ａ（本発明の挙動）で示したように、出力電流Ｉｏが何ら制限されることなく、出力電圧Ｖｏが規定出力電圧Ｖｒｅｇに維持される第１保護期間（水平期間）ａと、出力電流Ｉｏ及び出力電圧Ｖｏがいずれも漸化的に低減される第３保護期間ｃ（フの字期間）のみを含むものとなっている。別の言い方をすれば、本実施形態の過電流保護挙動は、図４中の一点鎖線Ｂ（従来の挙動）と異なり、出力電流Ｉｏが所定の上限値Ｉｌｍｔにクランプされて、出力電圧Ｖｏがその上限値Ｖｌｍｔまで低減される第２保護期間（垂直期間）ｂを含まないものとなっている。

従って、本実施形態の第ｎレギュレータ回路２ｎであれば、出力電流Ｉｏが最大上限値Ｉｌｍｔに達した後、遅滞なく出力電圧Ｖｏの低減が開始されるので、不要な電力損失を抑えつつ、安全な過電流保護動作を実現することができ、延いては、出力短絡等に対する装置の安全性や信頼性を高めることが可能となる。

次に、バッファ回路ＢＵＦの内部構成及びその機能について、図５を参照しながら、詳細に説明する。

図５は、バッファ回路ＢＵＦの一構成例を示す回路図である。

本図に示すように、本実施形態のバッファ回路ＢＵＦは、Ｐチャネル型電界効果トランジスタＰａ〜Ｐｂと、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＮａ〜Ｎｃと、抵抗Ｒａ〜Ｒｄと、定電流源Ｉａと、を有して成る。

トランジスタＰａのゲートは、抵抗Ｒａを介して出力電圧Ｖｏ（＝ＶＰｎ）の引出端に接続される一方、抵抗Ｒｂを介して接地もされている。トランジスタＰａのソースは、トランジスタＰｂのソースに接続される一方、定電流源Ｉａを介してバッテリ電圧Ｖｂａｔの印加端にも接続されている。トランジスタＰａのドレインは、トランジスタＮａのドレインとトランジスタＮｃのゲートに接続されている。トランジスタＰｂのドレインは、トランジスタＮｂのドレインに接続されている。トランジスタＮａ〜Ｎｂのゲートは、互いに接続されており、その接続ノードは、トランジスタＮｂのドレインに接続されている。トランジスタＮａ〜Ｎｂのソースは、いずれも接地されている。トランジスタＰｂのゲートは、第２閾値電圧Ｖｔｈ２の引出端に接続される一方、抵抗Ｒｃを介してリファレンス電圧Ｖｒｅｆ（例えばバンドギャップ電圧）の印加端にも接続されている。また、トランジスタＰｂのゲートは、抵抗Ｒｄを介してトランジスタＮｃのドレインにも接続されている。トランジスタＮｃのソースは、接地されている。

すなわち、本実施形態のバッファ回路ＢＵＦは、非反転入力端（トランジスタＰａのゲート）に出力電圧Ｖｏの分圧電圧（抵抗Ｒａ〜Ｒｂの接続ノードから引き出される分圧電圧）が入力され、反転入力端（トランジスタＰｂのゲート）に第２閾値電圧Ｖｔｈ２が帰還入力される緩衝増幅段（トランジスタＰａ〜Ｐｂ、トランジスタＮａ〜Ｎｂ、及び、定電流源Ｉａ）と；前記緩衝増幅段の出力を受けて第２閾値電圧Ｖｔｈ２を出力するソースフォロワ形式の出力段（トランジスタＮｃ及び抵抗Ｒｃ）と；を有して成り、かつ、前記出力段は、これを構成するトランジスタＮｃのドレインと、第２閾値電圧Ｖｔｈ２の引出端との間に、第２閾値電圧Ｖｔｈ２の下限値をゼロよりも高く設定するための抵抗Ｒｄを有して成る構成とされている。

このような構成とすることにより、出力電圧Ｖｏがゼロである場合にも、第２閾値電圧Ｖｔｈ２にはゼロから所定のオフセット値が与えられることになる。従って、第ｎレギュレータ回路２ｎの起動時に、意図しない出力電流制限によって装置が全く立ち上がらないといった不具合が生じるおそれを低減することが可能となる。

なお、先述したように、本実施形態のシステムレギュレータＩＣ２には、第１〜第ｎレギュレータ回路２１〜２ｎが設けられているが、上記の「フの字型垂下特性」を示す過電流保護については、要求される電流供給能力が大きく、過電流保護動作時の電力損失が無視できないレギュレータ回路（別言すれば、本発明の効果がより顕著に表われるレギュレータ回路、例えば、最大出力電流Ｉｏｍａｘ＝５００［ｍＡ］以上のレギュレータ回路）にのみ選択的に設けるとよい。このような構成であれば、比較器ＣＭＰやバッファ回路ＢＵＦの付加を必要最小限として、不要な回路規模の増大を抑制することが可能となる。

また、上記の実施形態では、本発明をシリーズレギュレータ回路に適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、入力電圧から所望の出力電圧を生成する直流安定化電源装置全般に広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記の実施形態では、出力トランジスタやダミートランジスタ、或いは、バッファ回路ＢＵＦを構成する各トランジスタとして、いずれも、Ｐチャネル型或いはＮチャネル型の電界効果トランジスタを用いた場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、上記のトランジスタに代えて、ｐｎｐ型或いはｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用いても構わない。なお、この場合には、電界効果トランジスタのソース、ドレイン、及び、ゲートが各々接続されていたノードにつき、バイポーラトランジスタのエミッタ、コレクタ、及び、ベースを各々対応させて接続すればよい。

本発明は、入力電圧から所望の出力電圧を生成する直流安定化電源装置の電力損失の低減と過電流保護の両立を図る上で有用な技術である。

は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図である。 は、第ｎレギュレータ回路２ｎの一構成例を示す回路図である。 は、比較器ＣＭＰの閾値電圧の変遷を説明するための図である。 は、本実施形態のＩｏ−Ｖｏ相関図である。 は、バッファ回路ＢＵＦの一構成例を示す回路図である。 は、従来のＩｏ−Ｖｏ相関図である。

符号の説明

１ バッテリ
２ システムレギュレータＩＣ
２Ｐ 正昇圧回路
２Ｍ 負昇圧回路
２１〜２ｎ 第１〜第ｎレギュレータ回路
３ ＣＣＤカメラモジュール
Ｐ１ Ｐチャネル型電界効果トランジスタ（出力トランジスタ）
Ｐ２ Ｐチャネル型電界効果トランジスタ（ダミートランジスタ）
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
ＥＲＲ 誤差増幅器
Ｅ１〜Ｅ２ 直流電圧源
ＢＵＦ バッファ回路
ＣＭＰ 比較器
Ｐａ〜Ｐｂ Ｐチャネル型電界効果トランジスタ
Ｎａ〜Ｎｃ Ｎチャネル型電界効果トランジスタ
Ｒａ〜Ｒｄ 抵抗
Ｉａ 定電流源

Claims (5)

1. 入力電圧から所望の出力電圧を生成して負荷に供給する出力電圧生成手段と、前記負荷への出力電流が大きいほどその電圧レベルが高くなるモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成手段と、所定の第１閾値電圧を生成する第１閾値電圧生成手段と、前記出力電圧が高いほどその電圧レベルが高くなる第２閾値電圧を生成する第２閾値電圧生成手段と、第１〜第２閾値電圧の何れか低い方と前記モニタ電圧との高低に応じてその論理が変遷される比較信号を生成する比較信号生成手段と、前記比較信号の論理に応じて前記出力電圧生成手段の駆動可否を制御する駆動可否制御手段と、を有して成ることを特徴とする電源装置。
2. 入力電圧印加端と出力電圧引出端との間に直列に接続された出力トランジスタと；出力電圧を分圧することで、これと同等の挙動を示す帰還電圧を生成する抵抗分割回路と；前記帰還電圧と所定の目標電圧との差電圧を増幅することで、誤差電圧を生成する誤差増幅器と；を有して成り、前記誤差電圧に応じて前記出力トランジスタの駆動制御を行うことで、入力電圧から所望の出力電圧を生成して負荷に供給する電源装置であって、
   前記入力電圧印加端に対して前記出力トランジスタと並列に接続され、前記入力電圧印加端から前記負荷への出力電流と同等の挙動を示すミラー電流を引き込むダミートランジスタと；前記ミラー電流を電圧変換することで、前記出力電流が大きいほどその電圧レベルが高くなるモニタ電圧を生成するセンス抵抗と；所定の第１閾値電圧を生成する直流電圧源と；前記出力電圧が高いほどその電圧レベルが高くなる第２閾値電圧を生成するバッファ回路と；第１〜第２閾値電圧の何れか低い方と前記モニタ電圧との高低に応じてその論理が変遷される比較信号を生成する比較器と；を有して成り、
   前記比較信号の論理に応じて前記出力トランジスタの駆動可否を制御することを特徴とする電源装置。
3. 前記バッファ回路は、非反転入力端に前記出力電圧の分圧電圧が入力され、反転入力端に第２閾値電圧が帰還入力される緩衝増幅段と；前記緩衝増幅段の出力を受けて第２閾値電圧を出力するソースフォロワ形式或いはエミッタフォロワ形式の出力段と；を有して成り、かつ、前記出力段は、これを構成するトランジスタのドレイン或いはコレクタと、第２閾値電圧引出端との間に、第２閾値電圧の下限値をゼロよりも高く設定するための抵抗を有して成ることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 複数のレギュレータ回路を有して成る電源装置であって、全てのレギュレータ回路についてではなく、要求される電流供給能力が所定値よりも大きいレギュレータ回路についてのみ、入力電圧から所望の出力電圧を生成して負荷に供給する出力電圧生成手段と、前記負荷への出力電流が大きいほどその電圧レベルが高くなるモニタ電圧を生成するモニタ電圧生成手段と、所定の第１閾値電圧を生成する第１閾値電圧生成手段と、前記出力電圧が高いほどその電圧レベルが高くなる第２閾値電圧を生成する第２閾値電圧生成手段と、第１〜第２閾値電圧の何れか低い方と前記モニタ電圧との高低に応じてその論理が変遷される比較信号を生成する比較信号生成手段と、前記比較信号の論理に応じて前記出力電圧生成手段の駆動可否を制御する駆動可否制御手段と、を有して成るものとしたことを特徴とする電源装置。
5. 機器電源と、前記機器電源の出力変換手段である電源装置と、を有して成る電気機器であって、前記電源装置として、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の電源装置を備えて成ることを特徴とする電気機器。

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