JP5009669B2 - 電源装置及びこれを用いた電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、過電流保護機能を備えた電源装置、及び、これを用いた電気機器に関するものである。

従来より、過電流保護機能を備えた直流安定化電源装置が広く一般に用いられている。

なお、従来の直流安定化電源装置の多くは、比較的容易な回路構成で、過電流保護の特性向上と起動不良リスクの回避を両立するために、出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔとが図４の相関特性（いわゆる「ハテナ字型の相関特性」）を示すように、その過電流保護を行う回路構成とされていた。

図５は、直流安定化電源装置の一従来例を示す回路図である。

図５に示した従来の直流安定化電源装置では、帰還電圧Ｖｆｂ（出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧）が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにトランジスタＰ１の開閉制御（導通制御）を行うことにより、通常動作時に出力電圧Ｖｏｕｔを所望の目標電圧Ｖ１に維持する定電圧出力期間ａ（図４を参照）と、モニタ電流Ｉｍ（出力電流Ｉｏｕｔと同等の挙動を示す電流）に基づいてオペアンプＡＭＰのゲイン低減制御や出力制限制御（Ａ級バッファ出力段の絞り制御など）を行うことにより、出力短絡時（地絡時）に出力電流Ｉｏｕｔを所定の上限電流Ｉｘに制限する第１過電流保護期間ｂ（図４を参照）と、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の閾値電圧Ｖ２まで低下した時点でオペアンプＡＭＰのさらなるゲイン低減制御や出力制限制御を行うことにより、出力電流Ｉｏｕｔを上限電流Ｉｘから上限電流Ｉｙまで引き下げる第２過電流保護期間ｃ（図４を参照）と、を含むように過電流保護が行われる。

なお、上記に関連する従来技術の一例として、特許文献１には、演算増幅器の入力端子と共通制御端子およびカレントミラー端子との間にゲイン調整素子をそれぞれ接続し、そのインピーダンス比によりフィードバックのゲインを調整して発振現象を防ぐことを特徴とする電流制限回路が開示・提案されている。

また、特許文献２には、電圧生成回路からの出力が過電流状態であることを当該電圧生成回路の出力電流に応じた電流を監視することによって検出し、前記出力電流を制限する第１、第２検出回路を備え、第２検出回路の検出動作速度を第１検出回路の検出動作速度よりも速くし、かつ、第２検出回路による過電流状態の検出しきい値電流を第１検出回路による過電流状態の検出しきい値電流よりも高く設定したことを特徴とする過電流保護回路が本願出願人によって開示・提案されている。
特開平５−３１５８５２号公報 特開２００６−０５３８９８号公報

確かに、上記従来の直流安定化電源装置であれば、出力電流Ｉｏｕｔが過大となることを未然に防止することができるので、出力短絡等に対する装置の安全性や信頼性を高めることが可能となる。

しかしながら、図５に示した従来の直流安定化電源装置では、先述の第２過電流保護期間ｃを実現する手段として、アナログ的な連続量の帰還ループ（コンパレータＣＭＰ→オペアンプＡＭＰ→出力トランジスタＰ１→コンパレータＣＭＰの帰還ループ）が用いられていたので、当該帰還ループの発振を防ぐために、多くの位相補償素子（コンパレータＣＭＰを構成する位相補償用の抵抗や容量）が必要となり、チップ面積の増大やコストアップを招く要因となっていた。

本発明は、上記の問題点に鑑み、チップ面積の増大やコストアップを招くことなく、安定した過電流保護動作を実現することが可能な電源装置及びこれを用いた電気機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る電源装置は、出力電圧の帰還ループを用いて出力を定電圧出力とする定電圧出力回路と；定電流源を用いて出力を定電流出力とする定電流出力回路と；前記出力電圧に応じて、出力を前記定電圧出力回路による定電圧出力とするか、前記定電流出力回路による定電流出力とするかを切り替える出力切替回路と；を有して成る構成（第１の構成）とされている。

或いは、本発明に係る電源装置は、出力電圧の帰還ループを用いて出力を定電圧出力とする定電圧出力回路と；出力電流に応じて前記定電圧出力回路の出力制御を行い、前記出力電流を第１の上限電流に制限する第１過電流保護部と；定電流源を用いて出力を定電流出力とし、前記出力電流を第１の上限電流から第２の上限電流に引き下げる第２過電流保護部と；前記出力電圧に応じて、第１過電流保護部を用いた過電流保護を行うか、第２過電流保護部を用いた過電流保護を行うかを切り替える出力切替回路と；を有して成る構成（第２の構成）とされている。

より具体的に述べると、本発明に係る電源装置は、入力電圧の印加端と出力電圧の引出端との間に直列接続された出力トランジスタと；前記出力電圧に応じた帰還電圧と所定の基準電圧との差電圧を増幅して誤差電圧を生成するオペアンプと；前記誤差電圧に応じて前記出力トランジスタに流れる出力電流と同等の挙動を示すモニタ電流を前記入力電圧の印加端から引き込み、当該モニタ電流に基づいて前記オペアンプのゲイン低減制御や出力制限制御を行うことにより、出力短絡時に前記出力電流を第１の上限電流に制限する第１過電流保護部と；前記出力トランジスタと対を成すことで第１カレントミラー回路を形成するミラートランジスタを具備し、当該ミラートランジスタを用いて所定の定電流を前記出力トランジスタにミラーすることで、前記出力電流を第１の上限電流から第２の上限電流まで引き下げる第２過電流保護部と；前記オペアンプの出力端と前記ミラートランジスタの制御端のいずれか一を前記出力トランジスタの制御端に導通させる第１スイッチと；前記出力電圧或いはこれに応じたモニタ電圧と所定の閾値電圧とを比較し、その比較結果に応じて第１スイッチの切替制御を行う出力電圧検出部と；を有して成る構成（第３の構成）とされている。

なお、上記第３の構成から成る電源装置は、前記出力電圧の引出端から所定の定電流を引き込み、これを第１過電流保護部にミラーすることで、出力短絡時に前記モニタ電流を補償する第２カレントミラー回路を有して成る構成（第４の構成）にするとよい。

さらに、上記第４の構成から成る電源装置は、所定の定電流を生成する単一の定電流源と、前記定電流を第１、第２カレントミラー回路のいずれか一に供給する第２スイッチとを有して成り、前記出力電圧検出部は、第１スイッチの切替制御に加えて、第２スイッチの切替制御も行う構成（第５の構成）にするとよい。

また、本発明に係る電気機器は、機器電源と、前記機器電源の出力変換手段である電源装置と、を有して成る電気機器であって、前記電源装置として、上記第１〜第５いずれかの構成から成る電源装置を備えて成る構成（第６の構成）とされている。

本発明によれば、チップ面積の増大やコストアップを招くことなく、安定した過電流保護動作を実現することが可能となる。

以下では、携帯電話端末に搭載され、機器電源の出力変換手段として用いられる直流安定化電源装置に本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行う。

図１は、本発明に係る携帯電話端末の一構成例を示すブロック図（特に、負荷への電源系部分）である。

本図に示すように、本実施形態の携帯電話端末は、機器電源１０（バッテリやＡＣ／ＤＣコンバータ）と、直流安定化電源装置２０と、負荷３０（携帯電話端末を構成する送受信回路部、スピーカ部、マイク部、表示部、操作部、メモリ部など）と、を有して成る。

なお、直流安定化電源装置２０は、機器電源１０から供給される入力電圧Ｖｉｎから所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを負荷３０に供給する手段である。

図２は、直流安定化電源装置２０の一実施形態を示す回路図（一部にブロックを含む）である。

図２に示すように、本実施形態の直流安定化電源装置２０は、Ｐチャネル型電界効果トランジスタＰ１〜Ｐ３と、Ｎチャネル型電界効果トランジスタＮ１と、オペアンプＡＭＰと、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、定電流源Ｉ１と、スイッチＳＷ１と、出力電圧検出部ＤＥＴと、を有して成るシリーズレギュレータである。

トランジスタＰ１のソースは、入力電圧Ｖｉｎの印加端に接続されている。トランジスタＰ１のドレインは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２を介して接地される一方、出力電圧Ｖｏｕｔの引出端にも接続されている。トランジスタＰ１のゲートは、スイッチＳＷ１の共通端に接続されている。すなわち、トランジスタＰ１は、入力電圧Ｖｉｎの印加端と出力電圧Ｖｏｕｔの引出端との間に直列接続された出力トランジスタとして機能する。

トランジスタＰ２のソースは、入力電圧Ｖｉｎの印加端に接続されている。トランジスタＰ２のドレインは、抵抗Ｒ３を介して接地されている。トランジスタＰ２のゲートは、オペアンプＡＭＰの出力端（誤差電圧Ｖｅｒｒの印加端）に接続されている。すなわち、トランジスタＰ２は、誤差電圧Ｖｅｒｒに応じてトランジスタＰ１に流れる出力電流Ｉｏｕｔと同等の挙動を示すモニタ電流Ｉｍを入力電圧Ｖｉｎの印加端から引き込むダミートランジスタとして機能する。なお、直流安定化電源装置２０の消費電力を低減するためには、モニタ電流Ｉｍを出力電流Ｉｏｕｔに対して十分小さい値（数万分の１〜数十万分の１）に絞ることが望ましい。その際、トランジスタＰ１、Ｐ２のＷ／Ｌを適宜設計するだけでなく、トランジスタＰ２を２段積みとして、そのＬ値を仮想的に大きく取ればよい。

トランジスタＰ３のソースは、入力電圧Ｖｉｎの印加端に接続されている。トランジスタＰ２のドレインは、定電流源Ｉ１を介して接地される一方、自身のゲートにも接続されている。トランジスタＰ３のゲートは、スイッチＳＷ１を介して、トランジスタＰ１のゲートとの間が導通／遮断されている。すなわち、トランジスタＰ３は、トランジスタＰ１と対を成すことで、カレントミラー回路を形成するミラートランジスタとして機能する。なお、トランジスタＰ３のＬ値を大きく設計する必要がある場合には、先述のトランジスタＰ２と同様、トランジスタＰ３を２段積みとすればよい。

トランジスタＮ１のドレインは、オペアンプＡＭＰの出力制御端（例えば、Ａ級バッファ出力段（不図示）を構成するバイポーラトランジスタのベース）に接続されている。トランジスタＮ１のソースは接地されている。トランジスタＮ１のゲートは、トランジスタＰ２のドレインと抵抗Ｒ３との接続ノードに接続されている。

なお、本実施形態の直流安定化電源装置２０においては、図２の細破線で示すように、トランジスタＰ２、抵抗Ｒ３、及び、トランジスタＮ１によって、第１過電流保護部ＯＣＰ１が形成されているほか、トランジスタＰ３及び定電流源Ｉ１によって、第２過電流保護部ＯＣＰ２が形成されている。各々の動作については、後ほど詳細に説明する。

オペアンプＡＭＰの非反転入力端（＋）は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノード（帰還電圧Ｖｆｂの引出端）に接続されている。オペアンプＡＭＰの反転入力端（−）は、所定の基準電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。

スイッチＳＷ１の第１選択端は、オペアンプＡＭＰの出力端（誤差電圧Ｖｅｒｒの印加端）に接続されている。スイッチＳＷ２の第２選択端は、トランジスタＰ３のゲートに接続されている。スイッチＳＷ１の共通端は、先述したように、トランジスタＰ１のゲートに接続されている。

出力電圧検出部ＤＥＴは、出力電圧Ｖｏｕｔと所定の閾値電圧Ｖ２（図４を参照）とを比較し、その比較結果に応じてスイッチＳＷ１の切替制御を行う手段である。

より具体的に述べると、出力電圧検出部ＤＥＴは、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖ２よりも高ければ、第１選択端と共通端とを導通するように、逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖ２よりも低ければ、第２選択端と共通端とを導通するように、スイッチＳＷ１に対して切替指示を送る。

なお、出力電圧検出部ＤＥＴとしては、出力電圧Ｖｏｕｔと閾値電圧Ｖ２とを比較するコンパレータを用いれば足りるが、より簡易で小規模な回路構成として、トランジスタのゲートに出力電圧Ｖｏｕｔを印加し、当該トランジスタのオンスレッショルド電圧を利用して、上記の比較動作を実現する構成としても構わない。

また、出力電圧検出部ＤＥＴにおいては、出力電圧Ｖｏｕｔを監視する構成に限らず、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたモニタ電圧（例えば分圧電圧）を監視する構成としてもよい。

なお、出力電圧検出部ＤＥＴとして、上記いずれの構成を採用する場合であっても、閾値電圧Ｖ２については、スイッチ切替制御の安定性を高めるべく、所定のヒステリシス特性を持たせておくとよい。

次に、上記構成から成る直流安定化電源装置２０の基本動作（シリーズレギュレータ方式による降圧動作）について説明する。

オペアンプＡＭＰは、非反転入力端（＋）に印加される帰還電圧Ｖｆｂ（出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧）と反転入力端（−）に印加される基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅して誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。すなわち、誤差電圧Ｖｅｒｒは、帰還電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差が大きいほど、延いては、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標電圧Ｖ１との誤差が大きいほど、電圧レベルがローレベルとなる。

ここで、直流安定化電源装置２０の通常動作時には、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖ２よりも高いため、出力電圧検出部ＤＥＴは、第１選択端と共通端とを導通するように、スイッチＳＷ１に対して切替指示を送る。その結果、トランジスタＰ１のゲートには、上記の誤差電圧Ｖｅｒｒが印加される形となる。

従って、直流安定化電源装置２０では、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように、延いては、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の目標電圧Ｖ１と一致するように、トランジスタＰ１の開閉制御（導通制御）が行われる（図４の定電圧出力期間ａを参照）。

次に、第１過電流保護部ＯＣＰ１による第１の過電流保護動作について説明する。

第１過電流保護部ＯＣＰ１では、出力電流Ｉｏｕｔと同等の挙動を示すモニタ電流ＩｍがトランジスタＰ２を介して抵抗Ｒ３に流される。従って、抵抗Ｒ３の一端から引き出されるトランジスタＮ１のゲート電圧は、出力電流Ｉｏｕｔ（モニタ電流Ｉｍ）が小さいほど低くなり、出力電流Ｉｏｕｔが大きいほど高くなる。そして、出力短絡時（地絡時）に出力電流Ｉｏｕｔが所定の上限電流Ｉｘ（図４を参照）に達すると、トランジスタＮ１がオンとなり、オペアンプＡＭＰのゲイン低減制御や出力制限制御（Ａ級バッファ出力段の絞り制御など）が実施され、出力電流Ｉｏｕｔが所定の上限電流Ｉｘに制限される（図４の第１過電流保護期間ｂを参照）。

次に、第２過電流保護部ＯＣＰ２による第２の過電流保護動作について説明する。

出力電圧Ｖｏｕｔの低下が進み、その電圧値が閾値電圧Ｖ２まで低下すると、出力電圧検出部ＤＥＴは、第２選択端と共通端とを導通するように、スイッチＳＷ１に対して切替指示を送る。従って、第２過電流保護部ＯＣＰ２では、トランジスタＰ１とトランジスタＰ３とを一対とするカレントミラー回路が形成され、定電流源Ｉ１で生成される所定の定電流Ｉｃが所定の比率を持ってトランジスタＰ１にミラーされる形となる。その結果、出力電流Ｉｏｕｔは、上限電流Ｉｘから上限電流Ｉｙに引き下げられる（図４の第２過電流保護期間ｃを参照）。なお、上限電流Ｉｙについては、直流安定化電源装置２０の起動不良が生じない範囲で適宜設定すればよい。

上記したように、本実施形態の直流安定化電源装置２０は、出力電圧Ｖｏｕｔの帰還ループを用いて出力を定電圧出力とする定電圧出力回路（本実施形態では、トランジスタＰ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、及び、オペアンプＡＭＰ）と、出力電流Ｉｏｕｔに応じて前記定電圧出力回路の出力制御を行い、出力電流Ｉｏｕｔを上限電流Ｉｘに制限する第１過電流保護部ＯＣＰ１と、定電流源Ｉ１を用いて出力を定電流出力とし、出力電流Ｉｏｕｔを上限電流Ｉｘから上限電流Ｉｙに引き下げる第２過電流保護部ＯＣＰ２と、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、第１過電流保護部ＯＣＰ１を用いた過電流保護を行うか、第２過電流保護部ＯＣＰ２を用いた過電流保護を行うかを切り替える出力切替回路（本実施形態では、出力電圧検出部ＤＥＴ及びスイッチＳＷ１）と、を有して成る構成とされている。

このような構成とすることにより、出力電圧Ｖｏｕｔの低下を検出した後には、第２過電流保護部ＯＣＰ２を用いた過電流保護を行うことで、シリーズレギュレータの出力を完全に定電流出力に切り替えることができるので、アナログ的な連続量の帰還ループを遮断することが可能となる。従って、従来構成では必要となっていた位相補償素子を削減することができるので、チップ面積の増大やコストアップを招くことなく、安定した過電流保護動作を実現することが可能となる。

図３は、直流安定化電源装置２０の一変形例を示す回路図である。

本図に示す通り、本変形例の直流安定化電源装置２０は、出力電圧Ｖｏｕｔの引出端から所定の定電流Ｉｃを引き込み、これを第１過電流保護部ＯＣＰ１にミラーすることで、出力短絡時にモニタ電流Ｉｍを補償する第２カレントミラー回路（図３では、トランジスタＰ４及びトランジスタＰ５）を有して成る構成とされている。

このような構成とすることにより、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に依ることなく、第１過電流保護部ＯＣＰ１の特性を良好に維持することが可能となる。

また、本変形例の直流安定化電源装置２０は、所定の定電流Ｉｃを生成する単一の定電流源Ｉ１と、定電流Ｉｃを第１、第２カレントミラー回路のいずれか一に供給するスイッチＳＷ２とを有して成り、出力電圧検出部ＤＥＴは、スイッチＳＷ１の切替制御に加えてスイッチＳＷ２の切替制御も行う構成とされている。

このような構成とすることにより、第２カレントミラー回路の導入に際して、回路規模の不要な拡大を回避することが可能となる。

なお、上記の実施形態では、携帯電話端末に搭載された直流安定化電源装置２０に本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、本発明は、その他の電子機器に搭載される電源装置全般に広く適用することが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記実施形態では、２段階の過電流保護動作を実現する構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の電源装置は、当該構成に限定されるものではなく、第１過電流保護部ＯＣＰ１を除き、出力電圧Ｖｏｕｔの帰還ループを用いて出力を定電圧出力とする定電圧出力回路（図２では、トランジスタＰ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、及び、オペアンプＡＭＰ）と、定電流源Ｉ１を用いて出力を定電流出力とする定電流出力回路（図２では、第２過電流保護部ＯＣＰ２）と、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、出力を前記定電圧出力回路による定電圧出力とするか、前記定電流出力回路による定電流出力とするかを切り替える出力切替回路と、を有して成る構成としてもよい。

また、上記実施形態では、出力トランジスタ、ダミートランジスタ、及び、ミラートランジスタとして、いずれも電界効果トランジスタを用いた場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、上記の電界効果トランジスタに代えてバイポーラトランジスタを用いても構わない。なお、この場合には、電界効果トランジスタのソース、ドレイン、及び、ゲートが各々接続されていたノードにつき、バイポーラトランジスタのエミッタ、コレクタ、及び、ベースを各々対応させて接続すればよい。

本発明は、電源装置のシュリンク及びコストダウンと過電流保護動作の安定性向上とを両立する上で有用な技術である。

は、本発明に係る携帯電話端末の一構成例を示すブロック図である。 は、直流安定化電源装置２０の一実施形態を示す回路図である。 は、直流安定化電源装置２０の一変形例を示す回路図である。 は、出力電流Ｉｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの相関特性を示す図である。 は、直流安定化電源装置の一従来例を示す回路図である。

符号の説明

１０ 機器電源
２０ 直流安定化電源装置
３０ 負荷
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５ Ｐチャネル型電界効果トランジスタ
Ｎ１ Ｎチャネル型電界効果トランジスタ
ＡＭＰ オペアンプ
Ｉ１ 定電流源
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
ＤＥＴ 出力電圧検出部
ＯＣＰ１ 第１過電流保護部
ＯＣＰ２ 第２過電流保護部

Claims (4)

1. 入力電圧の印加端と出力電圧の引出端との間に直列接続された出力トランジスタと；
   前記出力電圧に応じた帰還電圧と所定の基準電圧との差電圧を増幅して誤差電圧を生成するオペアンプと；
   前記誤差電圧に応じて前記出力トランジスタに流れる出力電流と同等の挙動を示すモニタ電流を前記入力電圧の印加端から引き込み、当該モニタ電流に基づいて前記オペアンプのゲイン低減制御や出力制限制御を行うことにより、出力短絡時に前記出力電流を第１の上限電流に制限する第１過電流保護部と；
   前記出力トランジスタと対を成すことで第１カレントミラー回路を形成するミラートランジスタを具備し、当該ミラートランジスタを用いて所定の定電流を前記出力トランジスタにミラーすることで、前記出力電流を第１の上限電流から第２の上限電流まで引き下げる第２過電流保護部と；
   前記オペアンプの出力端と前記ミラートランジスタの制御端のいずれか一を前記出力トランジスタの制御端に導通させる第１スイッチと；
   前記出力電圧或いはこれに応じたモニタ電圧と所定の閾値電圧とを比較し、その比較結果に応じて第１スイッチの切替制御を行う出力電圧検出部と；
   を有して成ることを特徴とする電源装置。
2. 前記出力電圧の引出端から所定の定電流を引き込み、これを第１過電流保護部にミラーすることで、出力短絡時に前記モニタ電流を補償する第２カレントミラー回路を有して成ることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 所定の定電流を生成する単一の定電流源と、前記定電流を第１、第２カレントミラー回路のいずれか一に供給する第２スイッチと、を有して成り、前記出力電圧検出部は、第１スイッチの切替制御に加えて、第２スイッチの切替制御も行うことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 機器電源と、前記機器電源の出力変換手段である電源装置と、を有して成る電気機器であって、前記電源装置として、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の電源装置を備えて成ることを特徴とする電気機器。

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