JP2006047144A - 振動型角速度センサ - Google Patents

Abstract

【課題】 基本波に重畳する奇数時の高調波成分を効果的に減衰させることができ、ひいては高調波によるゼロ点変動等の影響を受けにくい振動型角速度センサを提供する。
【解決手段】 振動型角速度センサにおいて、基本波を同期検波する主同期検波回路２２とは別に、主同期検波回路２２では除去不可能な、前記基本波に重畳する奇数次高調波を選択的に抽出する高調波同期検波回路６８を設けた。そして、主同期検波回路２２からの主検波波形から、高調波同期検波回路６８が抽出した奇数次高調波検波波形を用いて残留奇数次高調波成分を減少させる信号処理を行う。これにより、基準周波数の同期検波では除去しきれない奇数次高調波成分を効果的に減衰させることができ、ひいては角速度信号のゼロ点変動などの弊害を防止することができる。
【選択図】 図４

Description

この発明は、振動型角速度センサに関する。

特開２００２−１３９３２２号公報 特開平９−１７０９２７号公報

角速度センサ（ジャイロセンサ）の方式には、回転体の歳差運動を利用する機械式、筐体内で周回するレーザー光の筐体回転に伴う受光タイミング変化を利用する光学式、筐体内でセンシング用のガスを熱線に噴射し、その噴射量が筐体の回転により変化するのを熱線温度で検知する流体式などが知られている。他方、車両制御用やカーナビゲーションシステム等における角速度センサの需要が近年急速に高まっており、上記各方式と比較してより安価で軽量な振動式角速度センサが主流となりつつある。振動式角速度センサは、予め定められた基準方向に、基準周波数で振動する振動子に角速度が作用したとき、基準方向と直交する検出方向へのコリオリ力に基づく新たな振動成分（以下、角速度振動成分という）を検出し、該振動成分に基づいて角速度情報を出力するものである（例えば、特許文献１，２）。

上記原理の振動型角速度センサでは、検出する角速度の変化波形は、基準周波数の基本波を振幅変調した波形として検出される。しかし、車両運転中等においては、様々な要因により基準周波数以外の振動成分が重畳するので、通常の振動型角速度センサでは、上記振動出力波形を基準振動数にて同期検波し、角速度信号にて変調された基本波だけを取り出すようにしている。他方、角速度センサの機械的な構造構造の振動系は種々の非線形要素を有し、また、可動部の振動を直接担う梁などの弾性結合体の共振振動モード以外にも、結合先のフレームを始めとする周波数の異なる共振モードが種々存在するため、基準周波数に対する高調波振動も不可避的に発生・重畳する。この高調波は、基本波の同期検波時にある程度除去することができ、特に偶数次の高調波は同期検波時の減衰効果が高い。しかし、本発明者が詳細に検討したところ、奇数次の高調波については、基本波の同期検波時に完全除去することが数学的に不可能であることがわかった。こうした残留高調波成分は、基本波を復調して得られる角速度信号のゼロ点変動要因となり、角速度検出精度を低下させる問題がある。この対策として、高調波を予め同期検波前にフィルタリングにより減衰させることが考えられるが、この場合、高調波周波数が基本周波数に近接しているので、基本波成分のゼロ点等に影響を及ぼすことなく十分に減衰させることが難しい上、角速度信号として利用する基本波の位相が変動し、角速度検出精度が悪化する、というより本質的な問題も生じ得る。

本発明の課題は、基本波に重畳する奇数時の高調波成分を効果的に減衰させることができ、ひいては高調波によるゼロ点変動等の影響を受けにくい振動型角速度センサを提供することにある。

課題を解決するための手段及び発明の効果

上記の課題を解決するために、本発明の振動型角速度センサは、
予め定められた基準方向に振動する振動子と、
該振動子を一定の基準周波数にて駆動する振動駆動部と、
振動子に角速度が加わるに伴い、基準方向と交差するように定められた角速度検出方向への振動成分を、原検出振動波形として生成する原検出振動波形生成部と、
基準周波数と同一周波数を有する主検波クロック信号を用いて、原検出振動波形から基準周波数を有する基本波成分を、奇数次高調波成分が残留した主検波波形として同期検波する主同期検波回路と、
基準周波数の３倍以上の奇数倍周波数を有する高調波検波クロック信号を用いて、原検出振動波形から該高調波検波クロック信号に対応する周波数の奇数次高調波成分を選択的に同期検波する高調波同期検波回路と、
高調波同期検波回路による奇数次高調波検波波形を用いて、主検波波形の残留奇数次高調波成分を減少させる信号処理を行う信号処理部と、を備えたことを特徴とする。

上記本発明の振動型角速度センサの構成では、基本波を同期検波する主同期検波回路とは別に、主同期検波回路では除去不可能な、前記基本波に重畳する奇数次高調波を選択的に抽出する高調波同期検波回路を設けた。そして、主同期検波回路からの主検波波形から、高調波同期検波回路が抽出した奇数次高調波検波波形を用いて残留奇数次高調波成分を減少させる信号処理を行うので、基準周波数の同期検波では除去しきれない奇数次高調波成分を効果的に減衰させることができ、ひいては角速度信号のゼロ点変動などの弊害を防止することができる。また、基本波同期検波前にフィルタリングによって高調波を除去するのと異なり、高調波を基本波とは別の同期検波回路で個別に抽出し、波形演算によって高調波成分を減少させる原理を採用しているので、高調波除去処理により基本波の位相が変動しにくいことも、大きな利点の一つである。

基本波の同期検波時における高調波成分の残留比率は、該同期検波前に重畳している高調波成分の振幅を基準に考えたとき、該高調波の次数に応じて一定であることが、本発明者の検討によりわかっている。従って、奇数次高調波検波波形の振幅を上記残留比率に対応した一定比率にて縮小し、主検波波形に対し、残留奇数次高調波成分を相殺する方向に合成演算することで、高調波除去の信号処理を簡単に行うことができる。具体的には、基本波の振幅変調波形として得られる角速度信号は、最終的には基本波成分を除去する復調処理を行う必要があるが、この復調処理の一部が主同期検波回路において行われる。すなわち、図５に示すように、基本波は同期検波によりゼロ点レベルの片側に負波成分を折り返した一種の整流化処理を受ける形となり、これを平滑化すれば、原波形の変調振幅に対応した角速度信号を得ることができる。他方、偶数次の高調波が重畳している場合、基準周波数にて検波すると検波後の波形には正波成分と負波成分とが混在して現れるが、本発明者の計算によると、これらは平滑化処理時に過不足なく相殺され理論上は残留しない（図５では２次高調波の場合を例示）。しかし、奇数次の高調波については、同様の計算によると、検波後の波形では正波成分と負波成分とが完全に相殺せず、半波を１単位として、高調波次数に等しい単位数毎に余る形で残留する（図５では３次高調波の場合を例示）。従って、信号処理部は、奇数次高調波検波波形の振幅を高調波の次数の逆数倍に縮小して主検波波形に対し、残留奇数次高調波成分を相殺する方向に合成演算するものとして構成すれば、残留奇数次高調波成分の除去効果が高められる。

基本波の周波数である基準周波数は、振動駆動部の駆動波形の周波数と原理的に一致するので、主同期検波回路にて用いる基準周波数の主検波クロック信号は、主検波クロック信号発生回路により振動駆動部の駆動波形に基づいて発生させることができる。この場合、除去すべき高調波は、基準周波数の整数倍の振動数を有するので、該主検波クロック信号発生回路からの主検波クロック信号に基づいて高調波検波クロック信号を発生させる周波数逓倍回路を設けておけば、該高調波検波クロック信号を振動駆動部の駆動波形に基づいて簡単に発生させることができる。

信号処理部は、主検波波形から奇数次高調波検波波形を減算する形で、残留奇数次高調波高調波成分を除去するものとして構成することももちろん可能であるが、減算演算のための差動増幅回路を設ける必要がある。しかし、高調波同期検波回路において高調波検波クロック信号として主検波クロック信号とは逆位相のものを使用すれば、奇数次高調波検波波形が主検波波形の残留奇数次高調波高調波成分に対しはじめから逆相になって現れるので、信号処理部は回路構成がより簡便な加算回路として構成できる。この場合、加算回路は、奇数次高調波検波波形の振幅を高調波次数の逆数倍に縮小して、主検波波形に加算合成するものとして構成できる。なお、奇数次高調波検波波形の振幅縮小のための演算増幅器を加算回路と別に設けてもよいし、演算増幅器を用いた加算回路のゲイン調整により振幅縮小を行うようにしてもよい。

なお、同期検波後の基本波成分は、基準周波数よりも低域側にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ回路により平滑化することができる。この場合、該ローパスフィルタ回路を、上記の加算回路を兼用するアクティブフィルタ回路として構成しておけば、回路構成の更なる簡略化を図ることができる。

上記のごとく、基準周波数で同期検波後の基本波に重畳する高調波の残留比率は、高調波の次数が高くなるほど小さくなるので、一定以上に次数の高い高調波は、敢えて高調波同期検波回路により抽出しなくとも、主同期検波回路において十分に減衰させることができる。この観点で、高調波同期検波回路は９次以下の高調波を同期検波するものとして構成しておくとよい。この場合、特に残留の影響の大きいのは、奇数最低字の３次高調波であり、高調波同期検波回路は該３次高調波の同期検波回路のみを含む形であっても、除去効果は実質的に十分な場合が多く、回路構成もその分簡略化できる。

一方、高調波同期検波回路を、異なる次数の高調波毎に個別に設ければ、回路はやや肥大化するが、より高次の高調波の除去効果はより高められる。前述の周波数逓倍回路を用いる場合、除去対象となる高調波の次数の公倍数に等しい倍率にて主検波クロック信号の周波数を逓倍化した、基本逓倍クロック信号を発生するものとして該周波数逓倍回路を構成し、各次数の高調波同期検波回路に対し、対応する周波数の高調波検波クロック信号を送出するために、基本逓倍クロック信号を対応する周波数に分周して出力する分周回路を設けておくと、逓倍回路の共通化を図ることができるので、回路の小形化に寄与する。

以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて説明する。
図１は、本発明の振動型角速度センサの一実施形態を示す回路図である。該振動型角速度センサ１の要部は、振動子１００、振動駆動部６及び角速度検出部７からなる。図２は振動子１００の構成例を示す概略平面図である。該振動子１００は、例えば上記半導体基板として、ベースウェーハにシリコン薄層が酸化膜を介して貼り合わされたＳＯＩ（シリコンオンインシュレータ）基板を用い、周知の半導体製造技術を用いて作ることができる。

図２には、ＳＯＩ基板におけるシリコン薄層１２の平面形状が示されており、この一方のシリコン基板１２には、溝を形成することにより、各部が形成されている。可動部３０は、一方のシリコン基板１２を支持する酸化膜及び他方のシリコン基板を部分的に除去することにより形成された開口部１４上に、配置されている。可動部３０は、図中のｘ方向へバネ変形可能な駆動梁３３及びｙ方向へバネ変形可能な検出梁３４を介して、可動部３０の外周の基部２０に支持されている。可動部３０の外周部と基部２０とが対向する部位には、次に述べるような櫛歯状の各電極部が形成されている。具体的には、可動部３０を振動させるために必要な周期的な信号（駆動信号、例えば正弦波）を印加するための駆動電極４０と、可動部３０のｘ方向への振動をモニタしモニタ信号を出力するためのモニタ電極６０と、ｚ軸回りに角速度Ωが印加されたときに発生する可動部３０のｙ方向への振動に基づく容量変化を角速度Ωの検出信号として検出するための検出電極５０とが形成されている。

また、上記ＳＯＩ基板は、図示しない回路基板に搭載され、各電極４０〜６０は、それぞれ各電極４０〜６０対応して形成された端子４１、５１、６１に接続されたワイヤ４２、５２、６２を介して当該回路基板に電気的に接続されている。この図２に示す振動子１００においては、回路基板から駆動電極４０に駆動信号（正弦波等）を入力すると、駆動梁３３によって可動部３０は、ｘ方向へ基準周波数ｆｄにて振動駆動される。このとき、モニタ電極６０における櫛歯間の容量変化を調べることにより、可動部３０の駆動振動の周波数や振幅等をモニタし、駆動信号を調整できるようになっている。可動部３０を駆動振動した状態で角速度Ωが印加されると、可動部３０にはｙ方向にコリオリ力が印加され、可動部３０は検出梁３４によってｙ方向へ振動（検出振動）する。すると、この検出振動によって、検出電極５０における櫛歯間の容量が変化するため、この変化を検出信号として出力することにより、角速度Ωの大きさを求めることができる。該検出電極５０は、振動子１００に角速度が加わるに伴い、基準方向と交差（ここでは直交）するように定められた角速度検出方向（ｙ方向）への振動成分を、原検出振動波形として生成する原検出振動波形生成部の役割を果たしている。

図１に戻り、検出電極５０が検出する容量変化は、チャージアンプ等で構成された電荷電圧変換回路１２０にて電圧変換され、電圧波形として出力される。これら電荷電圧変換回路１２０と、それらの出力同士を差動増幅する差動増幅器２１（差分波形演算手段）と、予め定められた周波数帯域に含まれる角速度成分を抽出する主同期検波回路２２が角速度検出部７を構成する。主同期検波回路２２は、具体的には、基準周波数ｆｄと同一周波数を有する主検波クロック信号を用いて、原検出振動波形から基準周波数を有する基本波成分を、奇数次高調波成分が残留した主検波波形として同期検波するものである。そして、その主同期検波回路２２の下段側には、その奇数次残留高調波成分を除去する高調波除去部６２が設けられている。

振動駆動部６は、モニタ電極６０が検出する容量変化を電圧変換する電荷電圧変換回路２と、それらの出力同士を差動増幅する差動増幅器３（差分波形演算手段）と、差動増幅器３の振動交流電圧出力を直流変換するＡＣ／ＤＣ変換器１１を有する。ＡＣ／ＤＣ変換器１１の出力電圧値は振動モニタ信号の振幅検出信号であり、該ＡＣ／ＤＣ変換器１１が振幅検出部を構成している。該振幅検出信号は、制御すべき一定振幅に対応した基準電圧Ｖｒｅｆ１との差分が差動増幅器１３にて演算される。

さらに、振動駆動部６は、差動増幅器３からの振動電圧出力を９０°移相する移相器１４、差動増幅器１３と移相器１４との各出力を乗算する乗算器１５とを有する。図２の可動部３０のＸ方向の振動が、モニタ電極６０の容量変化により、振動モニタ信号としてモニタ端子６１から取り出され、電荷電圧変換回路２にて電圧信号に変換後、差動増幅器３を経て駆動端子４１に帰還させることにより自励式振動駆動機構を構成する。移相器１４は、梁３４を介した可動部３０の共振点付近での機械的振動を持続させる役割を果たす。また、差動増幅器３からの振動モニタ信号は、別途ＡＣ／ＤＣ変換器１１で平滑化されて振幅レベル信号とされ、制御振幅レベルに対応した基準電圧Ｖｒｅｆ１との差分が差動増幅器１３にて演算される。この差動増幅器１３の出力を振幅補正信号として、乗算器１５にて振動モニタ信号と乗ずることにより、駆動振幅が一定に制御されることとなる。

つまり、乗算器１５の出力が駆動信号として、振動子１００の各駆動端子４１に入力される。該乗算器１５は、差動増幅器１３による振幅検出信号と参照振幅信号との差分値（比較結果）に基づいて、前述の振動モニタ信号を、一定振幅に制御しつつ昇圧して駆動信号を生成し、振動子１００の各駆動端子４１に帰還入力する駆動波形生成部の役割を果たしている。

次に、角速度検出部７において、差動増幅器２１からの角速度信号の出力は、主同期検波回路２２にて主検波波形とされた後、高調波除去部６２にて高調波が除去され、また、基準周波数よりも低域側にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ（高調波除去部６２内に組み込まれている：以下、ＬＰＦとも記載する）にて平滑化されることにより、入力角速度に比例した直流の信号Ｖｙとして出力される。主同期検波回路２２にて使用する主検波クロック信号は、本実施形態では移相器１４からの振動モニタ信号（基準周波数ｆｄを有する）を、主検波クロック信号発生回路を構成するコンパレータ８にて方形波クロック信号に変換することにより生成している。コリオリ力は、振動子の速度と加わる角速度とのベクトル積に比例して発生するので、駆動振動波形に対し、コリオリ力の検出波形は必ず９０°位相変化した形で検知される。従って、移相器１４にて９０°移相した駆動振動波形はコリオリ力の検出波形（つまり、角速度波形）と位相が一致し、同期検波用の主検波クロック信号として好適に採用できる。

次に、図３を用いて、主同期検波回路２２（後述の高調波同期検波回路の構成も同じ）の基本動作について説明する。時間をｔ、基準信号ＲＥＦ１（図１の移相器１４を通過後の振動モニタ信号である）の周期をＴ、ｎは整数と記号を決める。コンパレータ８を通過後の基準信号ＲＥＦ１はデューティ比５０％の方形波となり、そのハイレベル（Ｈ）及びローレベル（Ｌ）に対応して、アナログスイッチ２２ｃ，２２ｄは半周期毎に切り替わる。ｎＴ＜ｔ＜（ｎ＋１／２）Ｔのとき、基準信号ＲＥＦ１がＨなので、非反転増幅器（ここでは、ボルテージフォロワ）２２ｅの出力が選択される。他方、（ｎ＋１／２）Ｔ＜ｔ＜ｎＴのとき、基準信号ＲＥＦ１がＬなので、反転増幅器２２ｆの出力がＬＰＦに入力される。センサの駆動信号の周波数をｆｄ（つまり、基本波）、同じく角周波数をωｄ（≡２πｆｄ）としたとき、基準信号ＲＥＦ１はセンサの駆動信号に同期しているので、これと等しい周波数を有する。また、周期Ｔはｆｄ^−１である。主同期検波回路２２の入力信号が基本波ｆｄの成分だけならば、
ＶＩＮ（ｔ）＝Ｖａ１・ｓｉｎ（ωｄ・ｔ＋θ１） （１）
Ｖａ１：振幅、θ１：基準信号ＲＥＦ１に対する位相進角量
である。

該主同期検波回路２２の出力波形は、デューティ比５０％の方形波を検波クロックとして用いているために、図３に示すごとくとなる。すなわち、原検出波形のうち基準信号と同相の基本波は、正の半波の位相が非反転増幅器２２ｅの出力期間の位相と、また、負の半波の位相が反転増幅器２２ｆの出力期間の位相と、それぞれ一致する結果、全波整流的な同期検波波形に変換され、下流側のＬＰＦで平滑化することで角速度信号として検出できる。数学的には、下記数１で表すことができる。

一方、基準信号と同相でない、すなわち位相が９０°ずれたノイズ波形成分については、各半波の位相が非反転増幅器２２ｅ及び反転増幅器２２ｆの切り替え周期の位相と一致しないために、検波後の波形においても正波と負波とが等価に混在する結果、ＬＰＦでの平滑化により互いにキャンセルし、除去することができる（数学的な裏づけについては、図３中の「原理式」の項を参照）。また、直流（ＤＣ）成分（(1)式では省略）は、非反転増幅器２２ｅと反転増幅器２２ｆの切り替え周期に同期して正の出力と負の出力との方形波的な交代波形に変換される結果、これもＬＰＦでの平滑化により除去される。

ところで、振動子１００は基準周波数ｆｄで機械振動している。機械振動特性の非線形性等により、主同期検波回路２２への入力信号は基本波ｆｄだけでなく、その高調波成分も含んでいる。高調波成分が主同期検波回路２２に入力された場合、すなわち、
ＶＩＮ（ｔ）＝Ｖａｍ・ｓｉｎ（ｍ・ωｄ・ｔ＋θｍ） （５）
ただし、ｍ＝２，３，４…
の場合、上記（２）式を使って同様に計算すると、
ｍが偶数の場合：ＶＬＰＦ ＝ ０ （６）
ｍが奇数の場合：ＶＬＰＦ ＝（２／（ｍπ））・Ｖａｍ・ｃｏｓθｍ （７）
となる。この結果は、既に図５を用いて説明した通りであり、奇数次高調波成分は、基本波成分と較べると１／ｍに減衰するが除去されない点が重要である。

主同期検波回路２２を通過後の原検出振動波形に残留する上記奇数次高調波成分を除去するのが図１の高調波除去部６２である。図４にその構成例を示している。該高調波除去部６２は、基準周波数ｆｄ（つまり、主検波クロック信号ＲＥＦ１）の３倍の周波数（３ｆｄ）を有する高調波検波クロック信号ＲＥＦ３を用いて、該高調波検波クロック信号ＲＥＦ３に対応する周波数の奇数次高調波成分、つまり、ここでは３次高調波を選択的に同期検波する高調波同期検波回路６８を備えている。その構成は、用いる検波クロック信号の周波数が異なる点を除き、図３の主同期検波回路２２と全く同じである。

高調波検波クロック信号ＲＥＦ３は、主検波クロック信号ＲＥＦ１を周波数逓倍回路６７により３倍周波数にクロックアップして用いている。周波数逓倍回路６７は例えばＰＬＬ回路等を用いた周知の構成であるので、詳細な説明は省略する。残留奇数次高調波成分は、平均振幅が次数分の１、つまり１／３になるので、高調波同期検波回路６８からの出力は反転増幅器７２により振幅を１／３に縮小しつつ位相反転し、主同期検波回路２２を通過後の波形における残留奇数次高調波成分と、加算器６６で加算合成することでこれをキャンセルする。なお、主同期検波回路２２と高調同期検波回路６８との各出力は、各々個別のＬＰＦ６５，７５により平滑化した後、加算器６６へ入力する。

上記回路構成の妥当性について、以下、数学的に説明する。まず、主同期検波回路２２の入力信号には、基本波成分、２次高調成分、３次高調成分があるとする。すなわち、
ＶＩＮ（ｔ）＝ Ｖａ１・ｓｉｎ（ωｄ・ｔ＋θ１）
＋Ｖａ２・ｓｉｎ（２ωｄ・ｔ＋θ２）
＋Ｖａ３・ｓｉｎ（３ωｄ・ｔ＋θ３） （８）
とする。主同期検波回路２２の出力をＬＰＦ６５で平均化した電圧をＶＬＰＦ１とすると、既に用いた（４）、（６）、（７）の各式により、

となる。次に、高調波同期検波回路６８の出力をＬＰＦ７５で平均化した電圧ＶＬＰＦ３を計算する。周波数逓倍回路６７により発生される、基本波ｆｄの３倍周波数の基準信号ＲＥＦ３はデューティ５０％の方形波であり、Ｈ、Ｌによりアナログスイッチは半周期毎に切り換わる。すわなち、ｎＴ＜ｔ＜（ｎ＋１／６）Ｔ、（ｎ＋１／３）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋１／２）Ｔ、（ｎ＋２／３）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋５／６）Ｔのとき、基準信号ＲＥＦ３がＨなので、非反転増幅器の出力がＬＰＦ７５に入力され、（ｎ＋１／６）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋１／３）ｎＴ、（ｎ＋１／２）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋２／３）Ｔ、（ｎ＋５／６）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋１）Ｔのとき、基準信号ＲＥＦ３がＬなので、反転増幅器の出力がＬＰＦ７に入力される。従って、ＶＬＰＦ３の計算式は下記のようになる。

（８）式を（１０）式に代入すると、
ＶＬＰＦ３＝（２／π）・Ｖａ３・ｃｏｓθ３ （１１）
となる。基本波ｆｄ及び２倍の高調波２ｆｄの成分は０で、３倍の高調波３ｆｄの成分のみが検出できることがわかる。

従って、加算器６６の出力ＶＬＰＦは、
ＶＬＰＦ＝ＶＬＰＦ１−（１／３）ＶＬＰＦ３ （１２）
となる。（１２）式に、（９）、（１１）式を代入すると、
ＶＬＰＦ＝（２／π）・Ｖａ１・ｃｏｓθ１ （１３）
となり、基本波成分のみが検出され、３次の高調波成分は除去できることがわかる。

なお、加算器６６とＬＰＦ６５，７５は順番を替えても同じ電圧を得ることができる。この場合、図６のように上記２つのＬＰＦを共用化したＬＰＦ６５を加算器６６の出力段側に設けてもよい。

また、図７のような構成にすれば、高調波同期検波回路６８の出力を１／３減衰させる反転増幅器が不要になる。この場合、基準信号ＲＥＦ３として、図４とは逆相の信号を用いる。従って、高調波同期検波回路６８の出力は、ｎＴ＜ｔ＜（ｎ＋１／６）Ｔ、（ｎ＋１／３）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋１／２）Ｔ、（ｎ＋２／３）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋５／６）Ｔのとき、反転増幅器の出力、（ｎ＋１／６）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋１／３）ｎＴ、（ｎ＋１／２）Ｔ＜ｔ＜（ｎ＋２／３）Ｔ、（ｎ＋５／６Ｔ）＜ｔ＜（ｎ＋１）Ｔのとき、非反転増幅器の出力
となり、図４とは逆相になる。そして、図７において加算器６９のゲイン決定抵抗は、
ＲＩＮ３ ＝ ３・ＲＩＮ１ （１４）
となっており、主同期検波回路２２の出力と、高調波同期検波回路６８の出力が３：１の比で加算される。

また、図８に示すように、図７の加算器６９をアクティブフィルタ７９として構成すれば、図７のＬＰＦ６５は省略できる。図８においては、負帰還コンデンサの追加により、アクティブフィルタ７９は、加算器の機能を兼ねた１次ローパスフィルタとして構成されている。図７と同様に、ゲイン決定抵抗は
ＲＩＮ３ ＝ ３・ＲＩＮ１ （１５）
となっている。また、ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃは、
ｆｃ＝１／（２π・ＲＦ・ＣＦ）
である。なお、ローパスフィルタによる平滑化の機能をより高めたい場合は、例えば図７の構成にてＬＰＦ６５を２次以上のローパスフィルタとして構成することも考えられるし、図８のアクティブフィルタ７９の出力側にローパスフィルタを追加することもありえる。

図９は、次数の異なる複数の奇数次高調波を除去するために、各次数に対応した高調波同期検波回路６８Ａ，６８Ｂを設けた例である（つまり、高調波同期検波回路が複数設けられている）。ここでは、３ｆｄの基準信号を用いた３次高調波用の同期検波回路６８Ａに、５ｆｄの基準信号を用いた５次高調波用の同期検波回路６８Ｂを追加した場合を例にとる。これにより、入力信号の５次までの高調波信号を除去することができる。
図８と同様、加算器（アクティブローパスフィルタ）６９においてゲイン決定抵抗は
ＲＩＮ３ ＝ ３・ＲＩＮ１ （１６）
ＲＩＮ５ ＝ ５・ＲＩＮ１ （１７）
となっており、主同期検波回路２２、高調波同期検波回路６８Ａ，６８Ｂの各出力が５：３：１の比で加算され、３次及び５次の各残留高調波成分をキャンセルする。アクティブローパスフィルタ６９の遮断周波数ｆｃは図８と同じである。

なお、周波数逓倍回路６７の周波数逓倍化倍率は、ここでは除去すべき高調波の次数の公倍数、すなわち３×５＝１５に設定されており、周波数が１５ｆｄの基本逓倍クロック信号を出力する。これを、分周器３５Ａにて５分周することにより３ｆｄの基準信号ＲＥＦ３が得られる一方、分周器３５Ｂにて３分周することにより５ｆｄの基準信号ＲＥＦ５が得られるようになっており、周波数逓倍回路６７が複数の高調波同期検波回路６８Ａ，６８Ｂ間で共用化されている。

なお、図４、６、７、８、９の各実施例で、例えば入力に９次の高調波成分があったとする。すなわち、
ＶＩＮ（ｔ）＝Ｖａ９・ｓｉｎ（９ωｄ・ｔ＋θ９） （１８）
の場合、ＶＬＰＦ１及びＶＬＰＦ３はそれぞれ、
ＶＬＰＦ１＝（２／（９π））・Ｖａ９・ｃｏｓθ９ （１９）
ＶＬＰＦ３＝（２／（３π））・Ｖａ９・ｃｏｓθ９ （２０）
となる。（１２）式にＶＬＰＦ１、ＶＬＰＦ３を代入して計算すると、加算器の出力ＶＬＰＦは０になり、９次の高調波も除去できることがわかる。すなわち、９次高調波を除去する方法として、
Ａ．９ｆｄの基準信号で同期検波する。
Ｂ．３ｆｄの基準信号で同期検波する。
の２つ方法があるが、周波数逓倍回路６７において、３ｆｄの基準信号を発生する方が、９ｆｄの基準信号を発生する方が容易なので、Ｂの方が回路規模は小さくできる。この場合、９ｆｄだけでなく、１５ｆｄ、２１ｆｄなど、３ｆｄの奇数倍の高調波成分を除去することができる。一般的に、ｋ次（ｋは奇数）の高調波の基準信号で同期検波すれば、ｋの奇数倍の高調波成分を検出することができる。基本波を基準とする同期検波信号と、ｋ次高調波を基準とする同期検波信号をｋ：１の比で加算することにより、ｋの奇数倍の高調波成分を除去することができる。従って、奇数次の高調波除去に際しては、３以上の素数次の高調波同期検波回路があれば十分であり、残留振幅が次数に逆比例して縮小されることを考慮すれば、実際上は９次程度までの高調波が除去できればほぼ十分であり、この場合、用意を考慮する高調波同期検波回路の次数は、９以下の素数次、つまり、３、５、７の実質的に３つでよいということになるが、多くの場合は、図４、６、７、８のように、３次用の高調波同期検波回路１つでも概ねこと足りる。

本発明の振動型角速度センサの一実施形態を示す全体回路図。 図１の回路の振動子部分の一例を示す構造図。 同期検波回路の動作説明図。 高調波除去部の第一例を示す回路図。 基本波の同期検波が、偶奇の高調波除去にそれぞれどのように作用するかを説明する図。 高調波除去部の第二例を示す回路図。 高調波除去部の第三例を示す回路図。 高調波除去部の第四例を示す回路図。 高調波除去部の第五例を示す回路図。

符号の説明

１ 振動型角速度センサ
６ 振動駆動部
２２ 主同期検波回路
６８，６８Ａ，６８Ｂ 高調波同期検波回路
３５Ａ，３５Ｂ 分周回路
６０ 検出電極（原検出振動波形生成部）
６５，７５ ローパスフィルタ
６６ 加算器（信号処理部）
６７ 周波数逓倍回路
７９ アクティブローパスフィルタ
１００ 振動子

Claims (9)

1. 予め定められた基準方向に振動する振動子と、
   該振動子を一定の基準周波数にて駆動する振動駆動部と、
   前記振動子に角速度が加わるに伴い、前記基準方向と交差するように定められた角速度検出方向への振動成分を、原検出振動波形として生成する原検出振動波形生成部と、
   前記基準周波数と同一周波数を有する主検波クロック信号を用いて、前記原検出振動波形から前記基準周波数を有する基本波成分を、奇数次高調波成分が残留した主検波波形として同期検波する主同期検波回路と、
   前記基準周波数の３倍以上の奇数倍周波数を有する高調波検波クロック信号を用いて、前記原検出振動波形から該高調波検波クロック信号に対応する周波数の奇数次高調波成分を選択的に同期検波する高調波同期検波回路と、
   前記高調波同期検波回路による奇数次高調波検波波形を用いて、前記主検波波形の残留奇数次高調波成分を減少させる信号処理を行う信号処理部と、
   を備えたことを特徴とする振動型角速度センサ。
2. 前記信号処理部は、前記奇数次高調波検波波形の振幅を高調波の次数の逆数倍に縮小して前記主検波波形に対し、前記残留奇数次高調波成分を相殺する方向に合成演算するものである請求項１記載の振動型角速度センサ。
3. 前記振動駆動部の駆動波形に基づいて、前記基準周波数の前記主検波クロック信号を発生させる主検波クロック信号発生回路と、該主検波クロック信号発生回路からの主検波クロック信号に基づいて前記高調波検波クロック信号を発生させる周波数逓倍回路とを備える請求項１又は請求項２に記載の振動型角速度センサ。
4. 前記高調波同期検波回路は前記高調波検波クロック信号として前記主検波クロック信号とは逆位相のものを使用し、前記信号処理部は、前記奇数次高調波検波波形の振幅を高調波次数の逆数倍に縮小して、前記主検波波形に加算合成する加算回路を有する請求項３に記載の振動型角速度センサ。
5. 同期検波後の前記基本波成分を平滑化するために、前記基準周波数よりも低域側にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ回路が設けられ、該ローパスフィルタ回路が、前記加算回路を兼用するアクティブフィルタ回路として構成されている請求項４記載の振動型角速度センサ。
6. 前記高調波同期検波回路は９次以下の高調波を同期検波するものである請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の振動型角速度センサ。
7. 前記高調波同期検波回路は３次高調波の同期検波回路のみが設けられている請求項６記載の振動型角速度センサ。
8. 前記高調波同期検波回路は、異なる次数の高調波毎に個別に設けられている請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の振動型角速度センサ。
9. 前記周波数逓倍回路は、除去対象となる高調波の次数の公倍数に等しい倍率にて前記主検波クロック信号の周波数を逓倍化した基本逓倍クロック信号を発生するものであり、
   各次数の前記高調波同期検波回路に対し、対応する周波数の高調波検波クロック信号を送出するために、前記基本逓倍クロック信号を前記対応する周波数に分周して出力する分周回路が設けられている請求項８記載の振動型角速度センサ。
   

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