JP2008064528A - 容量変化検出装置およびその方法 - Google Patents

Abstract

【課題】検出回路の回路ノイズを低減することにより，小型化あるいは高精度化を図った容量検出装置その方法を提供すること。
【解決手段】センサ素子１の振動体２の電気信号は，センサ素子１への変調信号の変化タイミング以外の期間に限り，全差動型アンプＡｍｐ１を中心とするチャージアンプへ伝達される。チャージアンプの出力Ｏｕｔ１を，スイッチＳ９〜Ｓ１２で同期検波して，励振変位信号である出力Ｏｕｔ２を得る。また，出力Ｏｕｔ１から，スイッチＳ３〜Ｓ８，全差動型アンプＡｍｐ２により，励振変位信号による大きな変化部分を除去した出力Ｏｕｔ３を得る。そして出力Ｏｕｔ３を，スイッチＳ１３〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２４により角速度成分と加速度成分に分離する。それぞれ，スイッチＳ１７〜Ｓ２０，Ｓ２５〜Ｓ２８で同期検波して角速度変位信号である出力Ｏｕｔ４，加速度変位信号である出力Ｏｕｔ５を得る。
【選択図】図１

Description

本発明は，加速度センサや角速度センサのコンデンサの容量変化を検出する装置および方法に関する。さらに詳細には，検出信号に含まれる微小な変位の情報を，高精度に復調できるようにした容量変化検出装置およびその方法に関するものである。

従来から，例えば特許文献１に見るように，コンデンサの容量変化を利用した加速度センサや角速度センサが使用されている。これらのセンサでは，振動体に加速度または角速度が掛かったときの変位によるコンデンサの容量変化を検出する。この種のセンサは，振動体を構成するセンサ素子と，センサ素子の電位によりコンデンサ容量の変化を検出する容量変化検出回路とから構成されている。

この種のセンサでは，例えば図３５のようなブロック構成にて，センサ素子１０の電位をチャージアンプ１１に通し，その出力信号から復調器１２で加速度変位等の必要な信号を取り出すようにしている。すなわち復調器１２では，チャージアンプ１１の出力信号を適宜のタイミングでサンプルホールドする。そして，そのホールド信号の加減算により加速度変位，角速度変位，励振変位への復調を行うのである。このブロック構成ではさらに，励振駆動回路１４，サーボ駆動回路１５，離調調整回路１６が備えられている。

復調器１２の回路構成例としては図３６に示すものが挙げられる。この場合に図３５中のＡＭ変調タイミング生成器１３から供給されるセンサ素子１１の各コンデンサ（図３７参照）への変調信号Sig11〜13 ，および，図３６のサンプルホールドアンプ部中の各スイッチ（ＳＷＡ〜ＳＷＤ）への操作信号SigA〜D を，図３８に示す。これにより，チャージアンプ１１の出力信号を，各サンプルホールドアンプ（アンプＡ〜Ｄ）にて各タイミングでホールドする。そしてそのホールド信号を加減算アンプ部にて適宜加減算することにより，各変位信号に復調するのである。

上記の例における励振変位，角速度変位，加速度変位の各変位に伴う，チャージアンプ出力，各サンプルホールドアンプの出力，加減算アンプ部から出力される各変位信号を，図３９に示す。ここで，図３５中におけるサーボ駆動信号は，復調器１２からの角速度変位信号を利用してサーボ駆動回路１５で作成される。そのサーボ駆動回路１５の例としては，図４０に示すものが挙げられる。すなわち，角速度変位信号を，駆動同期信号と変位同期信号とでそれぞれ同期検波して，それぞれの検出サーボアンプに入力する。そして，両検出サーボアンプの出力をそれぞれの同期信号で変調し，それらの和を取ることでサーボ駆動信号としている。
特開２０００−１３１０７２号公報

しかしながら，前記した従来のセンサには，以下に説明する問題点があった。すなわち，センサ検出に与える検出回路のノイズが大きいのである。従来のセンサ検出回路の，センサ検出に影響するノイズ特性を図４１のグラフに示す。このグラフ中の記号の意味は以下の通りである。
ｆｄ：センサ素子の駆動周波数，数ｋＨｚ程度
ｆｍ：サンプルホールド回路部のサンプリング周波数，１ＭＨｚ程度ですべて同じ
ｆｓ：センサの検出帯域幅

このグラフに見るように従来のセンサ検出回路では，サンプルホールドアンプおよび加減算アンプは，センサ素子の駆動周波数帯域で，センサ検出に影響するノイズパワーが大きい。また，それよりも高周波帯域にてチャージアンプも，センサ検出に影響する一定のノイズパワーがある。この，チャージアンプのノイズ帯域のノイズパワーは，種々の周波数のノイズの重畳である。すなわち，サンプリング周波数ｆｍの各高調波ごとにノイズが発生する。そして，ノイズパワーのピークは，ｆｍの各高調波周波数そのもの（ｆｍ×ｎ）ではなく，それに駆動周波数ｆｄを加算または減算した周波数（ｆｍ×ｎ±ｆｄ）のところにある。

このノイズ特性には次の２つの問題点がある。１つは，サンプリングにより生じるノイズの周波数帯域が，チャージアンプの出力周波数帯まで繰り返し存在することである。むろんこれは，サンプリングノイズに高調波が含まれていることによる。もう１つは，センサ素子の駆動周波数ｆｄのノイズが，サンプリング周波数帯域での熱ノイズ（ホワイトノイズ）より大きいことである。これは，駆動周波数帯域での回路のノイズにおいてはｆ分の１のフリッカノイズが支配的であることによる。

このように小さからぬノイズパワーがある中でセンサ検出のＳ／Ｎを上げるためには，大サイズのセンサ素子を使用したり，真空中で動作させたりすることにより素子感度を上げる必要がある。これはセンサ装置を全体として大型化，複雑化させてしまう。また，図４１中のチャージアンプのノイズ帯域における，チャージアンプ以外のノイズがセンサの検出信号に重畳してしまうという問題もある。その原因は，励振駆動信号とサーボ駆動信号とが，図３７中のＣｄ１，Ｃｄ２，Ｃｓａ１，Ｃｓａ２に示されるコンデンサに印加されることにある。つまりセンサ素子では，励振駆動信号を受けるコンデンサとサーボ駆動信号を受けるコンデンサとが，電極を共通して持っているのである。振動子電極がその共通電極である。そしてこの振動子電極はセンサ信号の取り出し部位でもあるからである。

本発明は，前記した従来の容量検出装置その方法が有する問題点を解決するためになされたものである。すなわちその課題とするところは，検出回路の回路ノイズを低減することにより，小型化あるいは高精度化を図った容量検出装置その方法を提供することにある。

この課題の解決を目的としてなされた本発明の容量変化検出装置は，振動体を有する加速度または角速度センサ素子を励振しつつその静電容量の変化を検出する装置であって，加速度または角速度センサ素子に印加するＡＭ変調信号を出力する変調信号出力部と，振動体からＡＭ変調された出力信号を取り出すアンプと，アンプの出力信号をそのまま出力する状態と反転して出力する状態とを切り替える復調スイッチ群とを有し，変調信号出力部のＡＭ変調信号で復調スイッチ群を反復操作することにより，アンプの出力信号から検出信号を復調するものである。

この容量変化検出装置では，加速度または角速度センサ素子の電気信号がアンプにより取り出される。アンプの出力信号は当然，変調信号出力部からのＡＭ変調信号による変調を受けている。そこで，復調スイッチ群にそのＡＭ変調信号を入力することでアンプの出力信号から検出信号を復調することとしている。つまり，サンプルホールディングではなく同期検波により，加速度または角速度センサ素子の容量変化を検出するのである。これにより，サンプリングの整数倍周波数のノイズが検出信号に含まれないようにしている。このため，ノイズの少ない高精度な容量変化検出装置となっている。

この容量変化検出装置においては，復調スイッチ群よりも前段側に，復調スイッチ群への信号を伝達する状態と伝達しない状態とを切り替える除去スイッチ群を有することが望ましい。そして，変調信号出力部は，大きな変位に対応する第１のＡＭ変調信号と，小さな変位に対応する第２のＡＭ変調信号と，第１のＡＭ変調信号が変化するタイミングから所定期間にわたって除去スイッチ群を伝達しない状態にし，残りの期間には伝達する状態にする除去制御信号とを出力するのである。復調スイッチ群は，第２のＡＭ変調信号を受けて，小さな変位信号に対応する検出信号を復調し，除去スイッチ群は，除去制御信号を受けて，復調スイッチ群への信号から，大きな変位信号に対応する変化部分を除去するのである。

これにより，小さな変位信号同士の分離を行う前に，大きな変位信号に対応する変化部分を除去することができる。そのため，ｆ分の１ノイズの影響や，信号タイミングの揺らぎの影響が少なくなっており，検出精度が向上している。

この場合に，第１のＡＭ変調信号が励振変位に対応し，第２のＡＭ変調信号が加速度または角速度の変位に対応することが望ましい。一般的に，励振変位は，加速度変位や角速度変位に比して大きい。このため，励振変位に対応する変化部分を先に除去しておくことが好ましい。

この容量変化検出装置においてはまた，変調信号出力部が出力するＡＭ変調信号に，励振変位のＡＭ変調信号が含まれ，その周波数が振動体の励振振動周波数の奇数倍であることが望ましい。この周波数比が非整数であると，ビートが発生してよくない。整数であっても，検波後の信号には，励振変位信号からの漏れ信号が重畳してしまう。周波数比が偶数であると，この漏れ信号が，後段の処理にて除去できない周波数成分となってしまう。周波数比が奇数であることにより，かかる弊害を除去できるのである。

この容量変化検出装置においてはまた，振動体と前記アンプとの間に，信号を伝達する状態と伝達しない状態とを切り替える遮断スイッチを有することが望ましい。この場合に変調信号出力部は，ＡＭ変調信号が変化する瞬間を含む期間に遮断スイッチを伝達しない状態にし，残りの期間には伝達する状態にする遮断制御信号を出力するのである。すると遮断スイッチは，遮断制御信号を受けて，ＡＭ変調信号が変化する瞬間を含む期間における振動体からアンプへの信号伝達を遮断する。これにより，ＡＭ変調信号の変化時の検出誤差が除去される。

この容量変化検出装置においてはまた，変調信号出力部が出力するＡＭ変調信号に，角速度変位のＡＭ変調信号が含まれ，その位相が前記振動体の励振振動周波数の整数倍の周期にて反転することが望ましい。この反転をしないと，角速度の検出信号に，励振駆動信号の漏れによる誤差が発生する。角速度変位のＡＭ変調信号の思想の反転をすることにより，かかる弊害を除去できるのである。

本発明の別の態様の容量変化検出装置は，振動体を有する加速度または角速度センサ素子を励振しつつその静電容量の変化を検出する装置であって，振動体からＡＭ変調された出力信号を取り出すアンプと，アンプの出力信号を復調する復調部と，加速度または角速度センサ素子に印加する駆動信号を出力する駆動信号出力部と，駆動信号出力部と加速度または角速度センサ素子との間に設けられた一対のサンプルホールドコンデンサと，一対のサンプルホールドコンデンサの前後に設けられたサンプルホールドスイッチ群とを有し，サンプルホールドスイッチ群の反復切替動作により，駆動信号出力部からの駆動信号を一対のサンプルホールドコンデンサで交互にサンプルホールドして加速度または角速度センサ素子に印加するものである。

この容量変化検出装置では，駆動信号出力部からの駆動信号は，一対のサンプルホールドコンデンサにより交互にサンプルホールドされた上でセンサ素子へ伝達される。このため，サンプルホールドスイッチ群の駆動周波数より高周波の信号は駆動信号出力部からセンサ素子へ伝達されない。よって，駆動信号出力部で高周波ノイズが発生したとしても，そのノイズがセンサ素子へ伝達されることがない。これにより，駆動信号出力部で発生するノイズの検出精度への影響が排除されている。

本発明の容量変化検出方法は，振動体を有する加速度または角速度センサ素子を励振しつつその静電容量の変化を検出する方法であって，振動体からＡＭ変調された出力信号を取り出すアンプの出力側に，その出力信号をそのまま出力する状態と反転して出力する状態とを切り替える復調スイッチ群を設け，加速度または角速度センサ素子にＡＭ変調信号を印加しつつ，そのＡＭ変調信号で復調スイッチ群を反復操作することにより，アンプの出力信号から検出信号を復調する方法である。

本発明の別の態様の容量変化検出方法は，振動体を有する加速度または角速度センサ素子を励振しつつその静電容量の変化を検出する方法であって，加速度または角速度センサ素子に印加する駆動信号の出力部と加速度または角速度センサ素子との間に，一対のサンプルホールドコンデンサと，それらの前後のサンプルホールドスイッチ群とを設け，サンプルホールドスイッチ群の反復切替動作により，駆動信号を一対のサンプルホールドコンデンサで交互にサンプルホールドして加速度または角速度センサ素子に印加し，振動体からＡＭ変調された出力信号をアンプで取り出し，そのアンプの出力信号を復調する方法である。

本発明によれば，検出回路の回路ノイズを低減することにより，小型化あるいは高精度化を図った容量検出装置その方法が提供されている。

以下，本発明を具体化した最良の実施形態について，添付図面を参照しつつ詳細に説明する。

［第１の形態］
本形態に係る容量検出装置は，図１に示すように構成されている。図１における検出対象であるセンサ素子１は，少なくとも，駆動変位モニタコンデンサＣｍ１，Ｃｍ２，第１錘変位モニタコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２，第２錘変位モニタコンデンサＣｓ３，Ｃｓ４を有している。これらの変位モニタコンデンサの共通電極が振動体２である。駆動変位モニタコンデンサＣｍ１，Ｃｍ２は，センサ素子１の振動体２の励起振動の変位をモニタするコンデンサである。第１錘変位モニタコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２，および，第２錘変位モニタコンデンサＣｓ３，Ｃｓ４は，相補的振動（音叉振動）をする２つの錘に設けられた，角速度変位および加速度変位をモニタするコンデンサである。２つの錘は，加速度の場合には同相に変位し，角速度の場合には励起振動に対応して逆相に変位する。

各変位モニタコンデンサの固定電極は，端子Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ３のいずれかに接続されている。すなわち，
第１錘変位モニタコンデンサＣｓ１の固定電極は，端子Ｓｉｇ１に接続されている。
第１錘変位モニタコンデンサＣｓ２の固定電極は，インバータを介して端子Ｓｉｇ１に接続されている。
第２錘変位モニタコンデンサＣｓ３の固定電極は，端子Ｓｉｇ２に接続されている。
第１錘変位モニタコンデンサＣｓ４の固定電極は，インバータを介して端子Ｓｉｇ２に接続されている。
駆動変位モニタコンデンサＣｍ１の固定電極は，端子Ｓｉｇ３に接続されている。
駆動変位モニタコンデンサＣｍ２の固定電極は，インバータを介して端子Ｓｉｇ３に接続されている。

センサ素子１の具体例としては，特許第３５１２００４号公報の図１に記載されているものが挙げられる。そのうちの
「５２ａ１，５２ａ２」および「５２ｂ１，５２ｂ２」が駆動変位モニタコンデンサＣｍ１に相当する。
「５２ａ３，５２ａ４」および「５２ｂ３，５２ｂ４」が駆動変位モニタコンデンサＣｍ２に相当する。
「５３ａ１」および「５３ｂ１」が第１錘変位モニタコンデンサＣｓ１に相当する。
「５３ａ２」および「５３ｂ２」が第１錘変位モニタコンデンサＣｓ２に相当する。
「５３ａ３」および「５３ｂ３」が第２錘変位モニタコンデンサＣｓ３に相当する。
「５３ａ４」および「５３ｂ４」が第２錘変位モニタコンデンサＣｓ４に相当する。

図１に戻って，この容量検出装置には，センサ素子１の他に，全差動型アンプＡｍｐ１，Ａｍｐ２を有している。全差動型アンプＡｍｐ１，Ａｍｐ２は，２つの出力電圧の中点電圧が一定値となるように制御を行っているものである。ここでのその一定値は，図１中の随所に下向きの三角形で示される基準電圧である。よって，２つの出力電圧は，基準電圧を中心とした反転電圧となる。全差動型アンプＡｍｐ１，Ａｍｐ２はまた，２つの入力が等電圧となる制御も行っているものである。

全差動型アンプＡｍｐ１の各端子は，以下のように接続されている。負入力端子は，スイッチＳ１を介してセンサ素子１の振動体２に接続されている。正入力端子は，スイッチＳ２を介して基準電圧源に接続されている。負入力端子と正出力端子との間には，抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とが並列に配置されている。正出力端子と負入力端子との間には，コンデンサＣ２が配置されている。コンデンサＣ１，Ｃ２は，チャージ検出コンデンサであり，それらの容量は等しい。以下，全差動型アンプＡｍｐ１の出力を出力Ｏｕｔ１という。

出力Ｏｕｔ１は，スイッチＳ９〜Ｓ１２を介して，出力Ｏｕｔ２として引き出されている。スイッチＳ９〜Ｓ１２の操作により，２通りの状態を切り替えられるようになっている。１つの状態は，出力Ｏｕｔ１がそのまま出力Ｏｕｔ２として現れる状態である。もう１つの状態は，出力Ｏｕｔ１の正負が入れ替わって出力Ｏｕｔ２として現れる状態である。

出力Ｏｕｔ１はまた，コンデンサＣ３，Ｃ４およびスイッチＳ５，Ｓ６を介して全差動型アンプＡｍｐ２の入力側に接続されている。すなわち，全差動型アンプＡｍｐ１の正出力端子と全差動型アンプＡｍｐ２の負入力端子との間には，コンデンサＣ３とスイッチＳ５とが直列に配置されている。全差動型アンプＡｍｐ１の負出力端子と全差動型アンプＡｍｐ２の正入力端子との間には，コンデンサＣ４とスイッチＳ６とが直列に配置されている。コンデンサＣ３，Ｃ４が全差動型アンプＡｍｐ１側であり，スイッチＳ５，Ｓ６が全差動型アンプＡｍｐ２側である。コンデンサＣ３，Ｃ４は，入力コンデンサであり，それらの容量は等しい。さらに，コンデンサＣ３とスイッチＳ５との間のノードは，スイッチＳ３を介して基準電圧源に接続されている。同様に，コンデンサＣ４とスイッチＳ６との間のノードは，スイッチＳ４を介して基準電圧源に接続されている。

全差動型アンプＡｍｐ２の負入力端子と正出力端子との間には，スイッチＳ７とコンデンサＣ５とが並列に配置されている。全差動型アンプＡｍｐ２の正入力端子と負出力端子との間には，スイッチＳ８とコンデンサＣ６とが並列に配置されている。コンデンサＣ５，Ｃ６は，帰還コンデンサであり，それらの容量は等しい。また，帰還コンデンサＣ５，Ｃ６の容量は，入力コンデンサＣ３，Ｃ４の容量より小さい。以下，全差動型アンプＡｍｐ２の出力を出力Ｏｕｔ３という。

出力Ｏｕｔ３は，スイッチＳ１３〜Ｓ２０を介して，出力Ｏｕｔ４として引き出されている。スイッチＳ１３〜Ｓ１６は，出力Ｏｕｔ３と出力Ｏｕｔ４とを接続する状態と，出力Ｏｕｔ４を出力Ｏｕｔ３から切り離して基準電圧源に接続する状態とを切り替えるスイッチである。スイッチＳ１７〜Ｓ２０は，出力Ｏｕｔ３がそのまま出力Ｏｕｔ４として現れる状態と，出力Ｏｕｔ３の正負が入れ替わって出力Ｏｕｔ４として現れる状態とを切り替えるスイッチである。

出力Ｏｕｔ３はまた，スイッチＳ２１〜Ｓ２８を介して，出力Ｏｕｔ５として引き出されている。スイッチＳ２１〜Ｓ２４は，出力Ｏｕｔ３と出力Ｏｕｔ５とを接続する状態と，出力Ｏｕｔ５を出力Ｏｕｔ３から切り離して基準電圧源に接続する状態とを切り替えるスイッチである。スイッチＳ２５〜Ｓ２８は，出力Ｏｕｔ３がそのまま出力Ｏｕｔ５として現れる状態と，出力Ｏｕｔ３の正負が入れ替わって出力Ｏｕｔ５として現れる状態とを切り替えるスイッチである。

そして図１の容量検出装置には，制御部３が設けられている。制御部３は，容量検出装置の各部分に各種制御信号を出力するブロックである。制御部３が出力する制御信号φ１〜φ７には，センサ素子１の各変位モニタコンデンサＣｍ１，Ｃｍ２，Ｃｓ１，Ｃｓ２，Ｃｓ３，Ｃｓ４に入力される変調信号φ１〜φ３や，スイッチＳ１〜Ｓ２８を操作する操作信号が含まれている。各制御信号と対象箇所との関係を次に示す。
端子Ｓｉｇ１ ← φ１
端子Ｓｉｇ２ ← φ２
端子Ｓｉｇ３ ← φ３
スイッチＳ１，Ｓ２ ← φ７
スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８ ← φ４
スイッチＳ５，Ｓ６ ← φ４^-1
スイッチＳ９，Ｓ１０ ← φ３^-1
スイッチＳ１１，Ｓ１２ ← φ３
スイッチＳ１３，Ｓ１４，Ｓ２３，Ｓ２４ ← φ５
スイッチＳ１５，Ｓ１６，Ｓ２１，Ｓ２２ ← φ５^-1
スイッチＳ１７，Ｓ１８，Ｓ２５，Ｓ２６ ← φ１
スイッチＳ１９，Ｓ２０，Ｓ２７，Ｓ２８ ← φ１^-1

スイッチＳ１〜Ｓ２８は，受ける制御信号がハイであるときにオンし，ローであるときにオフするものである。これにより，各スイッチは，以下のような機能を奏する。

（スイッチＳ１，Ｓ２）
制御信号φ７により，全差動型アンプＡｍｐ１の入力側の接続状況を切り替えるスイッチである。すなわち，制御信号φ７がハイであるときには，負入力端子とセンサ素子１の振動体２とがつながる。また，正入力端子と基準電圧源とがつながる。一方，制御信号φ７がローであるときには，両入力端子が接続先から切り離される。

（スイッチＳ３〜Ｓ８）
制御信号φ４により，全差動型アンプＡｍｐ２の動作状況を切り替えるスイッチである。すなわち，制御信号φ４がハイであるときには，スイッチＳ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８がオンし，スイッチＳ５，Ｓ６がオフする。これにより図２に示すように，コンデンサＣ３，Ｃ４と全差動型アンプＡｍｐ２とが切り離される。コンデンサＣ３，Ｃ４における全差動型アンプＡｍｐ２側の電極はこのとき，基準電圧源と接続される。また，全差動型アンプＡｍｐ２においては，負入力端子と正出力端子とが短絡される。正入力端子と負出力端子とも短絡される。

一方，制御信号φ４がローであるときには，スイッチがスイッチＳ５，Ｓ６オンし，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８がオフする。これにより図３に示すように，コンデンサＣ３，Ｃ４と全差動型アンプＡｍｐ２とが接続される。

（スイッチＳ９〜Ｓ１２）
変調信号φ３により，全差動型アンプＡｍｐ１の出力Ｏｕｔ１と，出力Ｏｕｔ２との関係を切り替えるスイッチである。すなわち，変調信号φ３がハイであるときには，スイッチＳ１１，Ｓ１２がオンし，スイッチＳ９，Ｓ１０がオフする。これにより図４に示すように，出力Ｏｕｔ１の正負が入れ替わって出力Ｏｕｔ２として現れる。一方，変調信号φ３がローであるときには，スイッチＳ９，Ｓ１０がオンし，スイッチＳ１１，Ｓ１２がオフする。これにより図５に示すように，出力Ｏｕｔ１がそのまま出力Ｏｕｔ２として現れる。

（スイッチＳ１３〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２４）
制御信号φ５により，全差動型アンプＡｍｐ２の出力Ｏｕｔ３を，出力Ｏｕｔ４と出力Ｏｕｔ５とのいずれへ引き出すかを切り替えるスイッチである。すなわち，制御信号φ５がハイであるときには，スイッチＳ１３，Ｓ１４，Ｓ２３，Ｓ２４がオンし，スイッチＳ１５，Ｓ１６，Ｓ２１，Ｓ２２がオフする。これにより図６に示すように，出力Ｏｕｔ３は出力Ｏｕｔ４の方へ引き出される。出力Ｏｕｔ５はこのとき，基準電圧源と接続される。

一方，制御信号φ５がローであるときには，スイッチＳ１５，Ｓ１６，Ｓ２１，Ｓ２２がオンし，スイッチＳ１３，Ｓ１４，Ｓ２３，Ｓ２４がオフする。これにより図７に示すように，出力Ｏｕｔ３は出力Ｏｕｔ５の方へ引き出される。出力Ｏｕｔ４はこのとき，基準電圧源と接続される。

（スイッチＳ１７〜Ｓ２０，Ｓ２５〜Ｓ２８）
変調信号φ１により，全差動型アンプＡｍｐ２の出力Ｏｕｔ３と出力Ｏｕｔ４との関係，および，出力Ｏｕｔ３と出力Ｏｕｔ５との関係を切り替えるスイッチである。すなわち，変調信号φ１がハイであるときには，スイッチＳ１７，Ｓ１８，Ｓ２５，Ｓ２６がオンし，スイッチＳ１９，Ｓ２０，Ｓ２７，Ｓ２８がオフする。これにより図８に示すように，出力Ｏｕｔ３がそのまま出力Ｏｕｔ４または出力Ｏｕｔ５として現れる。

一方，変調信号φ１がローであるときには，スイッチＳ１９，Ｓ２０，Ｓ２７，Ｓ２８がオンし，スイッチＳ１７，Ｓ１８，Ｓ２５，Ｓ２６がオフする。これにより図９に示すように，出力Ｏｕｔ３の正負が入れ替わって出力Ｏｕｔ４または出力Ｏｕｔ５として現れる。

図１の容量検出装置における容量値や各種信号等の時間変化を図１０のグラフに示す。このうちの信号φ１〜φ４，そしてφ７については図１１に拡大して示す。

図１０中における「Ｃｍ１」，「Ｃｓ１」，「Ｃｓ３」の各カーブはそれぞれ，センサ素子１の駆動変位モニタコンデンサＣｍ１，第１錘変位モニタコンデンサＣｓ１，第２錘変位モニタコンデンサＣｓ３の容量を示している。駆動変位モニタコンデンサＣｍ２，第１錘変位モニタコンデンサＣｓ２，第２錘変位モニタコンデンサＣｓ４はそれぞれ，「Ｃｍ１」，「Ｃｓ１」，「Ｃｓ３」と逆向きの容量変化をする。図１０中における「Ｃｍ１」，「Ｃｓ１」，「Ｃｓ３」は，一定の励起振動変位，一定の角速度変位，一定の加速度変位をした状態におけるカーブを示している。

変調信号φ１〜φ３は，各変位モニタコンデンサに容量検出のために印加される変調信号である。変調信号φ３が励振変位の変調信号であり，変調信号φ１が第１錘の変調信号であり，変調信号φ２が第２錘の変調信号である。変調信号φ３の周波数は，センサ素子１の励振振動周波数の１７倍である。すなわち，「Ｃｍ１」の１周期（両矢印Ｔで示す期間）中に変調信号φ３はハイローを１７回繰り返す。図１０，図１１に見るように変調信号φ１，φ２は，変調信号φ３と同期した，４倍周波数の信号である。

変調信号φ１，φ２は，同一の周波数の信号である。ただし期間により，互いに逆相であったり（図１０中例えば期間Ａ），互いに同相であったり（図１０中例えば期間Ｂ）する。変調信号φ１，φ２が互いに逆相であるのは，制御信号φ５がハイ（図１０中上寄り）である期間である。これが通常の状態であり，この期間中には角速度が検出される。逆相の変調信号φ１，φ２により２つの錘が逆相に変位するからである。一方，変調信号φ１，φ２が互いに同相であるのは，制御信号φ５がロー（図１０中下寄り）である期間である。この期間中には加速度が検出される。同相の変調信号φ１，φ２により２つの錘が同相に変位するからである。

制御信号φ４は，図１１に見るように，変調信号φ３が変化してから変調信号φ１，φ２の１周期分の期間にわたりハイであり，残りの期間はローである。したがって制御信号φ４の周期は，変調信号φ１，φ２の周期の２倍である。制御信号φ４がハイである期間中と，ローである期間中とにそれぞれ，変調信号φ１，φ２の１周期が存在する。

制御信号φ５は変調信号φ３と同期しており，その周波数は変調信号φ３の周波数の４分の１である。制御信号φ５の１周期中，ハイである期間は，変調信号φ３の１周期に等しい。ローである期間は，変調信号φ３の３周期に等しい。

制御信号φ６は，励振振動周波数と同じ周波数の信号である。よって，制御信号φ６の１周期が変調信号φ３の１７周期に相当する。

図１１に示す制御信号φ７は，変調信号φ１，φ２が変化する瞬間を含む短時間だけローであり，残りの期間はハイである信号である。よってその周波数は，変調信号φ１，φ２の周波数の２倍である。また，変調信号φ３が変化するときにも制御信号φ７は，ローとなる。変調信号φ３が変化するときには必ず変調信号φ１も変化するからである。

上記の各制御信号による図１の容量検出装置の動作を説明する。この動作説明の中で，図１０中のＯｕｔ１〜Ｏｕｔ５についても述べる。

図１中の全差動型アンプＡｍｐ１は，コンデンサＣ１，Ｃ２および抵抗Ｒ１とともにチャージアンプを構成している。このチャージアンプは，センサ素子１の各変位モニタコンデンサＣｍ１，Ｃｍ２，Ｃｓ１，Ｃｓ２〜Ｃｓ４の容量変化に伴う電荷量変化を，コンデンサＣ１，Ｃ２に移動させる動作を行う。よって，全差動型アンプＡｍｐ１の出力Ｏｕｔ１は，図１０中の各信号から導かれる次の３つの信号を重畳したものである。
（１）「Ｃｍ１」を「φ３」で変調した信号
（２）「Ｃｓ１」を「φ１」で変調した信号
（３）「Ｃｓ３」を「φ２」で変調した信号

すなわち，図１０中の「Ｏｕｔ１」に見られる周期Ｔの大きなうねりは，「Ｃｍ１」に起因する。よってその周期Ｔおよび振幅（頂部の凹凸を除く）は，Ｃｍ１のそれと等しい。ただし，変調信号φ３のハイローに伴い反転している。

そしてその頂部には，例えば囲みＥ１，Ｅ２で囲んで示すように，凹凸が現れている。この凹凸は，「Ｃｓ１」，「Ｃｓ３」，変調信号φ１，φ２に起因するこの凹凸の高さは，図１０中の期間Ａと期間Ｂとで異なる。期間Ａにおいては，凹凸の高さは，「Ｃｓ１」と「Ｃｓ３」との和に相当する高さである（囲みＥ１）。変調信号φ１，φ２が互いに同相だからである。一方，期間Ｂにおいては，凹凸の高さは，「Ｃｓ１」と「Ｃｓ３」との差に相当する高さである（囲みＥ２）。変調信号φ１，φ２が互いに逆相だからである。

ここで，図１に示したように，全差動型アンプＡｍｐ１の前側には，スイッチＳ１，Ｓ２が設けられている。これらのスイッチは，［００３７］で説明したように制御信号φ７により制御されている。そして，制御信号φ７について［００５２］，図１１で説明したことから，変調信号φ１〜φ３が変化するときには，全差動型アンプＡｍｐ１がセンサ素子１から切り離されていることが分かる。すなわち，センサ素子１に印加される変調信号に変化がない期間のみ，全差動型アンプＡｍｐ１のチャージアンプは振動体２の電荷量変化を取り出すのである。

このことの意義は，変調信号の反転による遅延に起因する検出誤差の排除である。すなわち，図１に示されるように，センサ素子１の各変位モニタコンデンサの固定電極のうち，各ペアの一方は，インバータを介して端子Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ３に接続されている。各ペアのもう一方は直接に端子Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ３に接続されている。固定電極の各ペアには，相補的な信号が入力されるはずである。

しかしながら，インバータには僅かながら必然的に回路的な遅延がある。このため，各ペアの固定電極に印加される変調信号間には，図１２に示すようにタイムラグＬがある。図１２では第１錘変位モニタコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２に印加される変調信号φ１，φ１^-1にて例示しているが，他の変調信号についても同様である。よって，タイムラグＬによりチャージアンプの出力には，不測の乱れが重畳されることになる。

一方，チャージアンプは一般的に，ステップ入力に対して図１３に示す応答特性を示す。すなわち，入力に対して出力は，ある程度の応答遅れを伴う。このため，上記のタイムラグＬによる乱れは，一般的に，図１２の「チャージアンプ出力」に示すようなものとなる。すなわち，変調信号φ１に対してその反転であるはずの変調信号φ１^-1が僅かに遅れているため，ステップ入力の影響が完全には打ち消されないのである。このため，変調信号のステップ変化の都度，スパイク状のノイズが発生するのである。この乱れが実際にＯｕｔ１に反映されると，検出誤差の一因となる。

図１の容量検出装置では，前述のスイッチＳ１，Ｓ２の動作により，この遅延の影響による誤差を排除している。すなわち，図１４に示すように，タイムラグＬの期間は，制御信号φ７がオフであり，スイッチＳ１，Ｓ２はオフである。このため実際には，タイムラグＬがＯｕｔ１に影響することはない。これにより，図１０中に示したＯｕｔ１は，タイムラグＬによる誤差を含まない高精度な検出信号となっているのである。すなわちスイッチＳ１，Ｓ２は遮断スイッチであり，制御信号φ７は遮断制御信号である。

次に，全差動型アンプＡｍｐ１の出力Ｏｕｔ１に基づいて，スイッチＳ９〜Ｓ１２を介して取り出される出力Ｏｕｔ２について説明する。［００４０］で述べたようにこれらのスイッチは，変調信号φ３により操作される。すなわち，変調信号φ３のハイローに伴い，出力Ｏｕｔ１がそのまま出力Ｏｕｔ２となる期間（図５参照）と，出力Ｏｕｔ１の正負が入れ替わって出力Ｏｕｔ２となる期間（図４参照）とが交互に繰り返される。これにより出力Ｏｕｔ１が，変調信号φ３により検波される。

結局，図１０中の「Ｏｕｔ２」に示されるように，出力Ｏｕｔ１のうち，変調信号φ３と同期した急峻な反転が除去された信号が得られる。これは基本的に，励振変位「Ｃｍ１」に対応する変位信号である。つまり，チャージアンプの正出力信号とその反転出力信号とを用いて，変調信号φ３による同期検波によって励振変位信号に復調しているのである。すなわち，スイッチＳ９〜Ｓ１２は励振変位信号のための復調スイッチ群であり，励振変位の変調信号であるφ３により操作されるのである。なお，Ｏｕｔ２に乗っている小さい凹凸は，「Ｏｕｔ１」中に囲みＥ１，Ｅ２で示した凹凸が反映されたものであるが，これは平滑化で除去できる。

次に，前段の全差動型アンプＡｍｐ１の出力Ｏｕｔ１に基づいて，後段の全差動型アンプＡｍｐ２を通して取り出される出力Ｏｕｔ３について説明する。この部分に関与するスイッチは，スイッチＳ３〜Ｓ８である。［００３８］，［００３９］で述べたようにこれらのスイッチは，制御信号φ４により操作される。すなわち全差動型アンプＡｍｐ２の周辺は，変調信号φ１の１周期ごとに交互に，図２の状態および図３の状態となる。

図３の状態では前段から後段へ信号が伝達されるが，図２の状態では信号が伝達されない。信号が伝達されない図２の状態の期間中には，スイッチＳ７，Ｓ８により全差動型アンプＡｍｐ２の入力と出力とが短絡されている。そのため出力Ｏｕｔ３は，［００２８］で説明した全差動型アンプＡｍｐ２の動作により基準電圧に固定される。そして，制御信号φ４がハイからローに切り替わると出力Ｏｕｔ３は，基準電圧を出発値として，その後の出力Ｏｕｔ１の変化を反映して変化する。

ここで，信号伝達が遮断される期間は，上記の通り変調信号φ１の１周期分ある。このため，チャージアンプ出力Ｏｕｔ１が十分に変化してから，信号の伝達が再開される。また，全差動型アンプＡｍｐ２，コンデンサＣ３〜Ｃ６，スイッチＳ７，Ｓ８は信号増幅の機能を持っている。このため出力Ｏｕｔ３の値の変化幅は，出力Ｏｕｔ１の値の変化幅の（Ｃ３／Ｃ５）倍に増幅されている。

かくして，図１０中に示す「Ｏｕｔ３」が得られる。すなわち出力Ｏｕｔ３では，チャージアンプ出力Ｏｕｔ１のうち，励振変位「Ｃｍ１」に対応する変位を変調信号φ３により変調した信号変化成分が除去されている。出力Ｏｕｔ１中の囲みＥ１，Ｅ２の凹凸については，制御信号φ４がローである期間中のもののみが，増幅されて乗っている。すなわちスイッチＳ３〜Ｓ８は除去スイッチ群であり，制御信号φ４は除去制御信号である。

次に，出力Ｏｕｔ３に基づいて，スイッチＳ１３〜Ｓ２０を介して取り出される出力Ｏｕｔ４について説明する。［００４１］〜［００４４］で述べたように，スイッチＳ１３〜Ｓ１６は制御信号φ５により操作され，スイッチＳ１７〜Ｓ２０は変調信号φ１により操作される。

制御信号φ５がハイであるとき，すなわち変調信号φ１，φ２が互いに逆相である期間（図１０中の期間Ｂ）中は，図６の状態となり，出力Ｏｕｔ３が出力Ｏｕｔ４へ向かって伝達される。一方，制御信号φ５がローであるとき，すなわち変調信号φ１，φ２が互いに同相である期間（図１０中の期間Ａ）中は，図７の状態となり，出力Ｏｕｔ４は出力Ｏｕｔ３から遮断される。この図７の状態では出力Ｏｕｔ４は，スイッチＳ１７〜Ｓ２０の状態にかかわらず基準電圧に保持される。つまり，後段アンプの出力信号から，制御信号φ５による同期検波によって角速度成分を抽出しているのである。

制御信号φ５がハイであるときの出力Ｏｕｔ４はさらに，変調信号φ１による検波を受ける。変調信号φ１がハイであるときには，スイッチＳ１７〜Ｓ２０が図８に示す状態であるため，図１５に示すように，出力Ｏｕｔ３がそのまま出力Ｏｕｔ４となる。一方，変調信号φ１がローであるときには，スイッチＳ１７〜Ｓ２０が図９に示す状態であるため，図１６に示すように，出力Ｏｕｔ３が反転して出力Ｏｕｔ４となる。

かくして得られる図１０中の「Ｏｕｔ４」は，期間Ａにおいては基準電圧であり，期間Ｂにおいては凹凸のある信号である。その凹凸は基本的に，出力Ｏｕｔ１の囲みＥ２内の凹凸が反映されたものである。ただし，制御信号φ４がハイである期間中の凹凸は除去されている。また，制御信号φ４がローであり変調信号φ１がローである期間中の凹凸は反転している。この「Ｏｕｔ４」は，第１錘変位を示す「Ｃｓ１」と第２錘変位を示す「Ｃｓ３」との差に対応する変位信号であり，角速度変位を検出する信号である。つまり，後段アンプの正出力信号とその反転出力信号とを用いて，変調信号φ１による同期検波によって角速度変位信号に復調しているのである。すなわち，スイッチＳ１７〜Ｓ２０は角速度変位信号のための復調スイッチ群であり，変調信号φ１はその変調信号である。

次に，出力Ｏｕｔ３に基づいて，スイッチＳ２１〜Ｓ２８を介して取り出される出力Ｏｕｔ５について説明する。［００４１］〜［００４４］で述べたように，スイッチＳ２１〜Ｓ２４は制御信号φ５により操作され，スイッチＳ２５〜Ｓ２８は変調信号φ１により操作される。

制御信号φ５がローであるとき，すなわち変調信号φ１，φ２が互いに同相である期間（図１０中の期間Ａ）中は，図７の状態となり，出力Ｏｕｔ３が出力Ｏｕｔ５へ向かって伝達される。一方，制御信号φ５がハイであるとき，すなわち変調信号φ１，φ２が互いに逆相である期間（図１０中の期間Ｂ）中は，図６の状態となり，出力Ｏｕｔ５は出力Ｏｕｔ３から遮断される。この図６状態では出力Ｏｕｔ５はスイッチＳ２５〜Ｓ２８の状態にかかわらず基準電圧に保持される。つまり，後段アンプの出力信号から，制御信号φ５による同期検波によって加速度成分を抽出しているのである。

このことと［００６９］で述べたことから，スイッチＳ１３〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２４は，制御信号φ５に応じて出力Ｏｕｔ３を，角速度成分（出力Ｏｕｔ４）と加速度成分（出力Ｏｕｔ５）とに分離していることが分かる。すなわちスイッチＳ１３〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２４は，角速度成分と加速度成分とを分離する分離スイッチ群であり，制御信号φ５はその分離信号である。

制御信号φ５がローであるときの出力Ｏｕｔ５はさらに，変調信号φ１による検波を受ける。変調信号φ１がハイであるときには，スイッチＳ２５〜Ｓ２８が図８に示す状態であるため，図１７に示すように，出力Ｏｕｔ３がそのまま出力Ｏｕｔ５となる。一方，変調信号φ１がローであるときには，スイッチＳ２５〜Ｓ２８が図９に示す状態であるため，図１８に示すように，出力Ｏｕｔ３が反転して出力Ｏｕｔ５となる。

かくして得られる図１０中の「Ｏｕｔ５」は，期間Ｂにおいては基準電圧であり，期間Ａにおいては凹凸のある信号である。その凹凸は基本的に，出力Ｏｕｔ１の囲みＥ１内の凹凸が反映されたものである。制御信号φ４がハイである期間中の凹凸は除去されている。また，制御信号φ４がローであり変調信号φ１がローである期間中の凹凸は反転している。この「Ｏｕｔ５」は，第１錘変位を示す「Ｃｓ１」と第２錘変位を示す「Ｃｓ３」との和に対応する変位信号であり，加速度変位を検出する信号である。つまり，後段アンプの正出力信号とその反転出力信号とを用いて，変調信号φ１による同期検波によって加速度変位信号に復調しているのである。すなわち，スイッチＳ２５〜Ｓ２８は加速度変位信号のための復調スイッチ群であり，変調信号φ１はその変調信号である。

上記のように説明した本形態の容量検出装置には，種々の特徴点がある。以下順次説明する。

まず，第１の特徴点として，アンプ出力からの必要な信号の抽出を，サンプルホールドではなく，反転出力を用いた同期検波により行っている点が挙げられる。すなわち，出力Ｏｕｔ２を取り出すためのスイッチＳ９〜Ｓ１２の働き（［００６２］，［００６３］），出力Ｏｕｔ４を取り出すためのスイッチＳ１７〜Ｓ２０の働き（［００７０］，［００７１］），出力Ｏｕｔ５を取り出すためのスイッチＳ２５〜Ｓ２８の働き（［００７５］，［００７６］），のことである。

これにより，出力信号へのアンプノイズの影響が少ないという利点がある。サンプルホールドの場合にはそのノイズ特性を図４１に示したように，チャージアンプのノイズ帯域に，サンプリング周波数（ｆｍ×１）のノイズ成分のみならずその整数倍周波数（ｆｍ×ｎ）ごとに２つずつのピークがある。しかし本形態では，サンプルホールドの代わりに同期検波を行うので，このうちの高調波成分の影響を受けない。よって，本形態でのノイズ特性は，図１９に示すようなものとなる。高調波成分がない分，図４１と比較して低ノイズとなっている。

第２の特徴点として，同期検波による角速度変位信号と加速度変位信号との分離に先立ち，励振変位信号による大きな変化部分を除去していることが挙げられる。すなわち，出力Ｏｕｔ１から出力Ｏｕｔ３を作成するに際し，スイッチＳ３〜Ｓ６の働きにより，変調信号φ３に同期した反転を除去していることである。これにより，出力Ｏｕｔ３，さらにはそこから抽出された角速度変位信号（出力Ｏｕｔ４）や加速度変位信号（出力Ｏｕｔ５）におけるｆ分の１ノイズが著しく低減されている。

もし，この励振変位信号の除去を行わずに角速度変位信号および加速度変位信号の復調を行うと，すなわち出力Ｏｕｔ１から直接に角速度変位信号および加速度変位信号の抽出を行うと，著しくノイズが大きいことになる。その根本原因として，角速度変位信号や加速度変位信号が，励振変位信号に比較して微弱な信号であることが挙げられる。このために分離後に増幅するのが一般的であるが，その際に低周波帯域のアンプノイズの影響を受ける。その結果，ｆ分の１ノイズによりノイズが大きくなってしまうのである。

この状況をブロック図として表したものを図２０に示す。図２０中の「チャージアンプ」は，図１中の全差動型アンプＡｍｐ１を中心とする前段アンプに対応する。図２０中の「同期検波」は図１中のスイッチＳ１７〜Ｓ２０，Ｓ２５〜Ｓ２８に，「増幅段１」は全差動型アンプＡｍｐ２を中心とする後段アンプにそれぞれ対応するが，図１中の順序とは逆の配置になっている。図２０中の「増幅段２」は図１中には対応要素が現れておらず，出力Ｏｕｔ４またはＯｕｔ５よりさらに後段に設けられる増幅手段である。ここで出力信号には，チャージアンプにてノイズＶｎｃが，増幅段１にてノイズＶｎ１が，増幅段２にてノイズＶｎ２が，それぞれ加わってくる。このうちのノイズＶｎ１，Ｖｎ２が，ｆ分の１ノイズの影響を受けるのである。ＡＭ変調された変位信号が同期検波により復調され，変位信号が低周波数帯に移動するためである。

一方，本形態の容量検出装置のように励振変位信号を除去してから角速度変位信号および加速度変位信号の復調を行う場合のブロック図は，図２１に示される。図２０と比較して，「同期検波」と「増幅段１」との順序が逆になっている。すなわち，図１中の順序と一致している。このようにすると，ノイズＶｎ１はｆ分の１ノイズの影響を受けないことになる。ＡＭ変調された状態で「増幅段１」での増幅が行われるからである。その分，図２０の場合と比較してノイズが小さいのである。

第２の特徴点によるノイズ低減効果のもう１つの理由として，揺らぎによる励振変位信号の影響の除去が挙げられる。揺らぎとは，変調信号の周波数や位相の誤差のことである。このような誤差のない理想的な状況であれば，各々の変調信号にて同期検波することで，角速度変位信号，加速度変位信号，および励振変位信号の完全な分離が可能なはずである。各々の検波周波数や位相が異なるからである。

しかしながら実際には，検波信号には僅かながら揺らぎがある。このため，変位信号間に相互干渉が生じうる。すなわち，ある変位信号の影響が，分離後の他の変位信号に漏れ出てしまうことがありうる。特に，角速度変位信号や加速度変位信号への励振変位信号の影響は無視できない。前にも述べたように，角速度変位信号や加速度変位信号は励振変位信号に比較して微弱な信号だからである。

もし，先の図２０のように励振変位信号の除去を行わずに角速度変位信号や加速度変位信号を復調する場合には，この影響がまともに現れてしまう。これに対し，図１，図２１のように先に励振変位信号を除去しておくことにより，角速度変位信号や加速度変位信号への励振変位信号の影響を排除できる。本形態の容量検出装置ではこうして，検波信号の揺らぎによるノイズを低減させているのである。

このことを図２２により説明する。図２２の「検波前」は，図１０中の「Ｏｕｔ１」のうち，変調信号φ３と同期した反転の振幅の大きい部分を拡大した信号に相当する。ただし図２２においては便宜上，ＡＭ変調された励振変位信号と一定の加速度変位信号とを含む場合の例を示している。また，加速度変位の変調周波数を，励振変位の変調周波数の４倍とした場合の例を示している。また，わかりやすさのため，加速度変位信号の凹凸（囲みＥ３内の凹凸）を実際よりも強調して描いている。

図２２の「検波前」とその「反転信号」とを用いて，そのまま検波すると，「検波後」の信号が得られる。これを平滑化すると，「検波後」の信号中のハッチングを付した部分が互いに相殺して，「検波後平滑化結果」の信号が得られる。このように，理想的には，励振変位信号を除去しないでそのまま検波してもよいはずである。しかし前述のように揺らぎがあると，加速度変位信号が影響を受けてしまう。すると，上記の相殺が不十分となり，精度が悪くなってしまう。「検波後」の波形に見るように，正味の信号部分に比して，相殺される部分が大きいからである。

一方，本形態の容量検出装置のように励振変位信号の除去を先にやっておけば，加速度変位信号による悪影響をほとんど排除できる。正味の信号部分に比して，相殺される部分が小さくなるからである。このため，仮に検波信号に揺らぎがあったとしてもそれにより受ける影響が小さくて済むのである。

なお，この第２の特徴点を利用して，他の回路に起因するノイズを防止することができる。すなわち，本形態の容量検出装置と他の電子回路とが同一の半導体チップ上に集積化される場合がある。他の電子回路としては例えば，Ａ／Ｄコンバータや通信回路などがある。この場合，これらの他の電子回路のデータ値の変化は，本形態の容量検出装置のセンサ動作（例えば励振周波数など）とは同期しない。このため，同期しないデータにより，センサ動作から見てランダム的なクロックノイズが発生する。これがセンサ検出に影響すると，センサ検出のノイズが増加してしまうのである。そこで，この第２の特徴点を利用して，これらの他の電子回路によるセンサ検出ノイズの増加を防止するのである。

具体的には，チャージアンプの出力が後段へ伝達されない状態，すなわち，スイッチＳ３〜Ｓ６が図２に示した状態であるときに，他の電子回路のデータ値を変化させる。このためには，図２３に示すように，制御信号φ４がハイであるときに他の電子回路のデータ値（ＤＡＴＡ）が変化するようにすればよい。このようにすることで，他の電子回路に起因するクロックノイズの，チャージアンプより後段への伝達が防止される。これにより，クロックノイズの影響が阻止され，センサ検出ノイズが抑制される。特に，チャージアンプは本形態の容量検出装置中でも最もノイズに敏感な箇所である。この箇所において外来性ノイズの影響を阻止することの効果は大きい。

このことを逆に他の電子回路の側から見れば，時間の有効利用をしていることになる。すなわち，容量検出装置が信号の伝達をしていないタイミングにデータの変化を行うからである。

第３の特徴点として，励振変位信号のＡＭ変調周波数を，センサ素子１の励振振動周波数の奇数倍にしていることが挙げられる。すなわち，［００４７］で述べたように，変調信号φ３の周波数は，センサ素子１の励振振動周波数の１７倍である。このことによる効果は，角速度変位信号への励振信号の漏れの防止である。以下，このことについて説明する。

同期検波により角速度変位信号を復調するに際し，励振変位信号が変化することにより，励振信号の角速度信号への漏れが生じる。この漏れにより，角速度や加速度がない状態でも擬似的な角速度変位信号が発生する。励振変位信号のＡＭ変調周波数（図１０中の変調信号φ３の周波数に相当）がセンサ素子１の励振振動周波数（図１０中の制御信号φ６の周波数に相当）の奇数倍であると，この漏れによる擬似的な変位信号の後段への影響を遮断できるのである。

このことを，図２４，図２５により説明する。図２４は，比較例であり，前述の周波数の比が偶数（６倍）である場合である。図２５は，本発明の例であり，奇数（５倍）である場合である。また図２４，図２５とも，角速度変位信号のＡＭ変調周波数（図１０中の変調信号φ１の周波数に相当）が励振変位信号のＡＭ変調周波数の２倍であり，かつ，角速度変位がない状態での信号を示している。図２４，図２５とも，角速度変位がない状態であるにもかかわらず，「角速度変位同期検波後信号」が現れている。

しかしこれらを子細に見ると，次のような違いがある。図２４の偶数倍の場合の「角速度変位同期検波後信号」の繰り返し単位Ｐ１は，励振変位の周期と同じである。すなわち，偶数倍の場合の「角速度変位同期検波後信号」には，励振振動周波数ｆｄに同期した周波数成分が含まれているのである。一方，図２５の奇数倍の場合の「角速度変位同期検波後信号」の繰り返し単位Ｐ２は，励振変位の周期の半分である。すなわち，奇数倍の場合の「角速度変位同期検波後信号」には，励振振動周波数ｆｄの２倍の周波数に同期した周波数成分が含まれているのである。

このため，後段において次のような違いとなる。すなわち，復調された角速度変位信号（図１でいえば出力Ｏｕｔ４）はその後，励振振動周波数ｆｄ（図１０でいえば制御信号φ６）による同期検波を受ける。その際に，図２４の場合に含まれる励振振動周波数と同じ周波数成分は，除去されずに残ってしまう。これに対し，図２５の場合に含まれる励振振動周波数の２倍の周波数成分は，除去されてしまうので問題とならない。

このように本形態の容量検出装置では，励振変位信号のＡＭ変調周波数を，センサ素子１の励振振動周波数の奇数倍にしていることにより，励振信号の漏れを防止しているのである。なお，励振変位信号のＡＭ変調周波数を，センサ素子１の励振振動周波数の整数倍でない周波数とすることは，好ましくない。このような場合には，その端数の分の周波数成分のビートが発生してしまうからである。

第４の特徴点として，センサ素子１の各変位モニタコンデンサに入力される変調信号φ１〜φ３が変化するタイミングにおいて，チャージアンプへの信号伝達をオフしていることが挙げられる。その内容および効果は，［００５７］〜［００６１］ですでに詳細に説明したので，繰り返しは避ける。

［第２の形態］
続いて，第２の形態について説明する。本形態は，前述の第１の形態の容量検出装置とほとんど同じであるが，「第３の特徴点」として述べた事項を次の特徴点で置き換えたものである。それ以外の事項については第１の形態と違いはない。本形態は，角速度変位信号を検出するためのＡＭ変調のキャリア信号の位相を，センサ素子１の励振周期の整数倍の周期にて反転させるようにしたものである。

すなわち本形態では，第１の形態で図１０に示した各種制御信号のうち，角速度変位信号の検出に用いられる変調信号φ１については，図２６に示すように変更して用いる。図２６中の変調信号φ１は，制御信号φ６の値がローからハイに変化するタイミングにて位相が反転している。図１０中の変調信号φ１はこのような位相反転をしていないので，この点が相違点である。なお図２６中の変調信号φ２も，制御信号φ５の変化タイミングに加えて，制御信号φ６のローからハイへの変化タイミングでも位相が反転している。また，図２６中には変調信号φ３，制御信号φ４〜φ６も描かれているが，これらについては図１０中のものと違いはない。

制御信号φ６は［００５１］で述べたように励振振動周波数である。よって図２６では，センサ素子１の励振周期の２倍の周期にて，角速度変位信号を検出するための変調信号φ１の位相が反転しているのである。このことにより，第１の形態における第３の特徴点を具備するかしないかにかかわらず，センサ素子１の駆動信号のチャージアンプ出力への漏れによる検出誤差（［００９４］で説明）が防止される。

このことを，図２７，図２８により説明する。図２７は，比較例であり，前述の変調信号φ１の位相反転を行わない場合，すなわち図１０中の変調信号φ１を用いる場合である。図２８は，本発明の例であり，変調信号φ１の位相反転を行う場合である。図２８では，変調信号φ１の位相反転の周期を，センサ素子１の励振周期の１倍，すなわち同じ周期としている。また図２７，図２８とも，角速度変位検出のキャリア信号（図１０中の変調信号φ１に相当）の周波数が励振変位検出のキャリア信号（図１０中の変調信号φ３に相当）の周波数の２倍であり，かつ，角速度変位がない状態での信号を示している。図２８における角速度変位検出のキャリア信号には時刻Ｕ１，Ｕ２にて位相の反転があるが，図２７にはこれがない。

図２７，図２８では，励振駆動信号が印加されている状態を示している。一般に，励振駆動信号と励振変位との間には９０°の位相差がある。図２７，図２８では，励振変位信号（チャージアンプの出力信号）に，励振駆動信号と同期した漏れ信号が重畳している。そして図２７，図２８とも，角速度変位がない状態であるにもかかわらず，「角速度変位同期検波後信号」が現れている。

しかしこれらを子細に見ると，次のような違いがある。図２７の位相反転なしの場合の「角速度変位同期検波後信号」の繰り返し単位Ｑ１は，励振変位の周期と同じである。すなわち，位相反転をしない場合の「角速度変位同期検波後信号」には，励振振動周波数ｆｄに同期した信号成分が含まれているのである。この信号成分は角速度検出の誤差となる。励振振動周波数ｆｄと同期した信号成分は角速度信号と区別できないからである。

一方，図２８の位相反転ありの場合の「角速度変位同期検波後信号」の繰り返し単位Ｑ２は，励振変位の周期の２倍である。すなわち，位相反転をする場合の「角速度変位同期検波後信号」には，励振振動周波数ｆｄの２分の１の周波数に同期した信号成分が含まれているが，励振振動周波数ｆｄに同期した信号成分は含まれていないのである。励振振動周波数ｆｄの半周波数に同期した信号成分は，角速度信号とはならない。このため検出誤差とならない。

このように本形態の容量検出装置では，角速度変位の検出のためのキャリア信号の位相を，センサ素子１の励振振動周期の整数倍の周期にて反転させることにより，励振信号の漏れを防止しているのである。なお，整数倍の例として１倍を示したが，これには限定されない。ただし，実際上は１倍が使いやすい。カウントの必要がないからである。また，キャリア信号の位相の反転タイミングは，励振変位のゼロクロス時と同期していなくてもよい。

［第３の形態］
続いて，第３の形態について説明する。本形態は，従来技術の欄で説明した図３５の構造の容量検出装置について，「サーボ駆動回路」と「センサ素子」との間にサンプルホールド回路を挿入したものである。本形態におけるサーボ駆動回路の構成を図２９に示す。

図２９のサーボ駆動回路は，全差動型アンプＡｍｐ３〜Ａｍｐ５を有している。このうちの全差動型アンプＡｍｐ３，Ａｍｐ４が，図４０中の２つの「検出サーボアンプ」に相当する。全差動型アンプＡｍｐ３，Ａｍｐ４の出力側に設けられているスイッチＳ２９〜Ｓ３６が，図４０中の２つの「変調器」に相当する。それらの出力側の全差動型アンプＡｍｐ５および抵抗Ｒ２〜Ｒ７は，反転加算器として作用する部分である。ここでは，抵抗Ｒ２〜Ｒ７の抵抗値はすべて同じとしている。その出力側の，スイッチＳ３７〜Ｓ４４およびコンデンサＣ７〜Ｃ１０が，サンプルホールド回路である。すなわち図２９のサーボ駆動回路は，サンプルホールド回路を含んでいる。

図２９のサーボ駆動回路中の各スイッチを操作する制御信号は，図３０のタイミングチャート中の制御信号φ８〜φ１０である。各制御信号と対象のスイッチとの関係を次に示す。
スイッチＳ２９，Ｓ３０ ← φ８
スイッチＳ３１，Ｓ３２ ← φ８^-1
スイッチＳ３３，Ｓ３４ ← φ９
スイッチＳ３５，Ｓ３６ ← φ９^-1
スイッチＳ３７，Ｓ４０，Ｓ４１，Ｓ４４ ← φ１０^-1
スイッチＳ３８，Ｓ３９，Ｓ４２，Ｓ４３ ← φ１０

スイッチＳ２９〜Ｓ４３は，受ける制御信号がハイであるときにオンし，ローであるときにオフするものである。制御信号φ８と制御信号φ９とは，周波数が同じで位相が半周期ずれた信号である。これらのいずれか一方が，図１０中の制御信号φ６に相当する。制御信号φ１０は，制御信号φ８，φ９の２倍の周波数を持ち，制御信号φ８，φ９の変化タイミングに同期して変化する信号である。これにより，各スイッチは，以下のような機能を奏する。

（スイッチＳ２９〜Ｓ３２）
制御信号φ８により，全差動型アンプＡｍｐ３の出力信号を変調するスイッチである。すなわち，制御信号φ８のハイローにより，全差動型アンプＡｍｐ３の正負の出力信号をそのまま出力するか，入れ替えて出力するかを反復的に切り替える。これにより，全差動型アンプＡｍｐ３の出力信号の出力値の振幅を持つ出力Ｏｕｔ６を生成する。制御信号φ８は，駆動同期信号である。

（スイッチＳ３３〜Ｓ３６）
制御信号φ９により，全差動型アンプＡｍｐ４の出力信号を変調するスイッチである。すなわち，制御信号φ９のハイローにより，全差動型アンプＡｍｐ４の正負の出力信号をそのまま出力するか，入れ替えて出力するかを反復的に切り替える。これにより，全差動型アンプＡｍｐ４の出力信号の出力値の振幅を持つ出力Ｏｕｔ７を生成する。制御信号φ９は，変位同期信号である。

出力Ｏｕｔ６と出力Ｏｕｔ７とは，全差動型アンプＡｍｐ５により加算反転され，図３０に示される出力Ｏｕｔ８となる。

（スイッチＳ３７〜Ｓ４４）
制御信号φ１０により，出力Ｏｕｔ８のサンプリングと出力とを交互に行うスイッチである。すなわち，スイッチＳ３８，Ｓ３９，Ｓ４２，Ｓ４３は制御信号φ１０により操作され，スイッチＳ３７，Ｓ４０，Ｓ４１，Ｓ４４は制御信号φ１０を反転した制御信号φ１０^-1により操作される。ここで，制御信号φ１０と制御信号φ１０^-1とは，同時にハイにはならないノンオーバーラップ信号である。すなわち，これらの信号が変位する際には，ハイ→ローの変化が，ロー→ハイの変化に僅かながら先だって起こる。

これによりスイッチＳ３７〜Ｓ４４は，コンデンサＣ７〜Ｃ１０とともに以下のように動作する。制御信号φ１０がハイであるとき，すなわち制御信号φ１０^-1がローであるときには，スイッチＳ３８，Ｓ３９，Ｓ４２，Ｓ４３がオンし，スイッチＳ３７，Ｓ４０，Ｓ４１，Ｓ４４がオフする。これにより図３１に示すように，出力Ｏｕｔ８をコンデンサＣ８，Ｃ１０にサンプリングしつつ，コンデンサＣ７，Ｃ９にサンプリングされている値を出力Ｏｕｔ９として出力する。

制御信号φ１０がローであるとき，すなわち制御信号φ１０^-1がハイであるときには，スイッチＳ３７，Ｓ４０，Ｓ４１，Ｓ４４がオンし，スイッチＳ３８，Ｓ３９，Ｓ４２，Ｓ４３がオフする。これにより図３２に示すように，出力Ｏｕｔ８をコンデンサＣ７，Ｃ９にサンプリングしつつ，コンデンサＣ８，Ｃ１０にサンプリングされている値を出力Ｏｕｔ９として出力する。この図３１の状態と図３２の状態とを反復することにより，図３０に示すように，出力Ｏｕｔ８が制御信号φ１０の半周期分遅延した出力Ｏｕｔ９が得られる。この出力Ｏｕｔ９が，センサ素子のサーボ駆動コンデンサのペアに印加される。

このようにサーボ駆動信号の発生とセンサ素子との間にサンプルホールドを介在させることにより，サーボ駆動回路からセンサ素子へ高周波ノイズを伝達しないようになっている。すなわちサーボ駆動回路では，容量変化信号をＡＭ変調するキャリア信号の周波数帯域における高周波ノイズが発生することがある。もし，サーボ駆動回路からセンサ素子へサンプルホールドを介さずに直接に入力すると，高周波ノイズもセンサ素子に印加されてしまう。これは容量検出にも当然，ノイズとして現れる。

これに対し本形態のようにサーボ駆動信号の発生とセンサ素子との間にサンプルホールドを介在させることで，高周波ノイズの伝達を遮断できる。制御信号φ１０の周波数，すなわちサンプリング周波数より高周波のノイズは，サンプリングにより遮断されてしまうからである。こうして本形態では，センサ素子に高周波ノイズが印加されないようにしている。これにより容量検出のノイズを抑えているのである。

［第４の形態］
続いて，第４の形態について説明する。本形態は，従来技術の欄で説明した図３５の構造の容量検出装置について，「サーボ駆動回路」と「センサ素子」との間に昇圧回路を挿入したものである。または，「励振駆動回路」と「センサ素子」との間に昇圧回路を挿入したものである。本形態における昇圧回路の構成を図３３に示す。この昇圧回路は，複数のダイオードを直列に接続したダイオード列Ｄを有している。ダイオード列Ｄは，５Ｖ電源から電源電圧の印加を受けるようになっている。そして，ダイオード列Ｄの各ダイオードの出力側にそれぞれコンデンサが接続されている。これらのコンデンサをコンデンサ群Ｇという。

コンデンサ群Ｇ中の最も下流のコンデンサＧ１の対極は接地されている。コンデンサ群ＧのうちコンデンサＧ１以外のもの（チャージポンプコンデンサ）の対極には，昇圧クロックが印加されるようになっている。昇圧クロックの印加を受けるコンデンサのうち最終段以外のものは，交互に，昇圧クロック１またはその反転クロックの一方を受けるようになっている。昇圧クロックの印加を受けるコンデンサのうち最終段のものが，コンデンサＧ２である。コンデンサＧ２は，昇圧クロック２を受けるようになっている。この構成で，電源電圧を昇圧した昇圧電圧と，駆動信号（「サーボ駆動回路」と「センサ素子」との間に昇圧回路を挿入する場合には図２９中の出力Ｏｕｔ８またはＯｕｔ９）とによりセンサ素子を駆動する。

ここで，昇圧クロック１として図１０中のφ３を用い，昇圧クロック２として図１０中のφ６を用いる。すなわち，昇圧クロックの印加を受けるコンデンサのうち最終段のもの（Ｇ２）のみは，他と比較して低い周波数の昇圧クロックを受けるのである。このことにより，高周波ノイズの伝達遮断と，高効率な昇圧との両立という利点がある。

すなわち，図３４に示すように１種類の周波数の昇圧クロックしか用いない場合には，これらの両立ができないのである。この種のチャージポンプ昇圧回路では，クロック周波数が高いほど，昇圧出力の電流が大きくて有利である。その分コンデンサ自体は小さくて済む。しかしクロック周波数が高いことはその一方で，駆動信号のノイズを透過させてしまうという問題がある。クロック周波数を下げればノイズの遮断性は上がるが，昇圧出力の電流が稼げない。このためにコンデンサを大きくする必要があり，効率が悪い。

そこで図３３の昇圧回路では，最終段のみクロック周波数を下げ，前段部分のクロック周波数を高くしている。これにより，高周波ノイズの伝達遮断と，高効率な昇圧との両立を実現させているのである。

以上詳細に説明したように本形態によれば，アンプ出力からの必要な信号の抽出を，サンプルホールドではなく，反転出力を用いた同期検波により行っている。また，角速度変位信号と加速度信号との分離に先立ち，励振変位信号による大きな変化部分を除去している。また，励振変位信号のＡＭ変調周波数を，センサ素子の励振振動周波数の奇数倍としている。また，センサ素子への変調信号の変化タイミングにおいては，チャージアンプへの信号伝達をオフしている。また，サーボ駆動信号を直接にセンサ素子に入力するのでなく，サンプリングコンデンサに一旦サンプリングしてからセンサ素子に入力している。また，昇圧回路のコンデンサ群に入力する昇圧クロックの周波数を，最終段のもののみ，他のものより低くしている。

これらの手段によりノイズを低下させ，微小な信号でも高精度に検出できるようにしている。これにより，概して微小な変化である角速度や加速度に基づく容量変化を，回路の構成要素をいたずらに大型化することなく高精度に検出できる容量検出装置，容量検出方法が実現されている。

なお，本実施の形態は単なる例示であり，本発明を何ら拘束するものではない。よって本発明は，その要旨を逸脱することなく，種々の改良や変形が可能である。例えば，本実施の形態では，チャージアンプその他のアンプの中心要素として，全差動型アンプを使用している。そしてその正出力信号および負出力信号を，同期検波などの処理に供している。しかしこれに限らず，全差動型アンプに代えてシングルエンド出力のアンプを用いてもよい。その場合，アンプ出力と，アンプ出力の適当な反転アンプによる反転とにより同期検波を行う。

第１の形態に係る容量検出装置の回路図である。 ２段目の全差動型アンプの接続状況を示す回路図（その１）である。 ２段目の全差動型アンプの接続状況を示す回路図（その２）である。 １段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その１）である。 １段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その２）である。 ２段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その１）である。 ２段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その２）である。 ２段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その３）である。 ２段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その４）である。 各部の容量や信号を示すタイミングチャートである。 図１０の一部の拡大図である。 変調信号の反転によるタイムラグを説明するタイミングチャートである。 チャージアンプのステップ応答特性を例示するタイミングチャートである。 タイムラグとスイッチ制御との関係を示すタイミングチャートである。 ２段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その５）である。 ２段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その６）である。 ２段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その７）である。 ２段目の全差動型アンプの出力の引き出し状況を示す回路図（その８）である。 実施の形態に係る容量検出装置のノイズ特性のグラフである。 （比較例）信号分離後に励振変位信号を除去する場合のノイズを説明するブロック図である。 励振変位信号除去後に信号分離する場合のノイズを説明するブロック図である。 角速度変位信号や加速度変位信号への励振変位信号の影響を説明するタイミングチャートである。 他の電子回路のデータ値の変更との関係を示すタイミングチャートである。 （比較例）励振信号の角速度信号への漏れを説明するタイミングチャートである。 励振信号の角速度信号への漏れを説明するタイミングチャートである。 第２の形態における各種信号を示すタイミングチャートである。 （比較例）励振信号の角速度信号への漏れを説明するタイミングチャートである。 励振信号の角速度信号への漏れを説明するタイミングチャートである。 第３の形態に係る容量検出装置中のサーボ駆動回路の回路図である。 各部の容量や信号を示すタイミングチャートである。 振動体の駆動信号のサンプルホールド回路の動作図（その１）である。 振動体の駆動信号のサンプルホールド回路の動作図（その２）である。 駆動信号の昇圧回路の構成を示す回路図である。 （比較例）駆動信号の昇圧回路の構成を示す回路図である。 センサ素子から各種信号を復調する一般的な回路のブロック構成図である。 復調器の回路図である。 センサ素子の一例を示す模式回路図である。 センサ素子および復調器への信号のタイミング図である。 復調器の各種信号等を示すタイミングチャートである。 サーボ駆動信号の作成回路のブロック構成図である。 従来のセンサ検出回路のノイズ特性のグラフである。

符号の説明

１ センサ素子
２ 振動体
３ 制御部
１２ 復調器
１５ サーボ駆動回路
Ａｍｐ１，Ａｍｐ２ 全差動型アンプ
Ａｍｐ３，Ａｍｐ４ 全差動型アンプ（検出サーボアンプ）
Ｃ７〜Ｃ１０ コンデンサ（サンプルホールド回路）
Ｓ１，Ｓ２ 遮断スイッチ
Ｓ３〜Ｓ８ 除去スイッチ群
Ｓ９〜Ｓ１２ 復調スイッチ群（励振変位信号）
Ｓ１７〜Ｓ２０ 復調スイッチ群（角速度変位信号）
Ｓ２５〜Ｓ２８ 復調スイッチ群（加速度変位信号）
Ｓ３７〜Ｓ４４ スイッチ（サンプルホールド回路）

Claims (14)

1. 振動体を有する加速度または角速度センサ素子を励振しつつその静電容量の変化を検出する容量変化検出装置において，
   前記加速度または角速度センサ素子に印加するＡＭ変調信号を出力する変調信号出力部と，
   前記振動体からＡＭ変調された出力信号を取り出すアンプと，
   前記アンプの出力信号をそのまま出力する状態と反転して出力する状態とを切り替える復調スイッチ群とを有し，
   前記変調信号出力部のＡＭ変調信号で前記復調スイッチ群を反復操作することにより，前記アンプの出力信号から検出信号を復調することを特徴とする容量変化検出装置。
2. 請求項１に記載の容量変化検出装置において，
   前記復調スイッチ群よりも前段側に，前記復調スイッチ群への信号を伝達する状態と伝達しない状態とを切り替える除去スイッチ群を有し，
   前記変調信号出力部は，
   大きな変位に対応する第１のＡＭ変調信号と，
   小さな変位に対応する第２のＡＭ変調信号と，
   前記第１のＡＭ変調信号が変化するタイミングから所定期間にわたって前記除去スイッチ群を伝達しない状態にし，残りの期間には伝達する状態にする除去制御信号とを出力するものであり，
   前記復調スイッチ群は，前記第２のＡＭ変調信号を受けて，小さな変位信号に対応する検出信号を復調するものであり，
   前記除去スイッチ群は，前記除去制御信号を受けて，前記復調スイッチ群への信号から，大きな変位信号に対応する変化部分を除去するものであることを特徴とする容量変化検出装置。
3. 請求項２に記載の容量変化検出装置において，
   前記第１のＡＭ変調信号が励振変位に対応し，前記第２のＡＭ変調信号が加速度または角速度の変位に対応することを特徴とする容量変化検出装置。
4. 請求項１に記載の容量変化検出装置において，
   前記変調信号出力部が出力するＡＭ変調信号に，励振変位のＡＭ変調信号が含まれ，その周波数が前記振動体の励振振動周波数の奇数倍であることを特徴とする容量変化検出装置。
5. 請求項１に記載の容量変化検出装置において，
   前記振動体と前記アンプとの間に設けられ，信号を伝達する状態と伝達しない状態とを切り替える遮断スイッチを有し，
   前記変調信号出力部は，前記ＡＭ変調信号が変化する瞬間を含む期間に前記遮断スイッチを伝達しない状態にし，残りの期間には伝達する状態にする遮断制御信号を出力するものであり，
   前記遮断スイッチは，前記遮断制御信号を受けて，前記ＡＭ変調信号が変化する瞬間を含む期間における前記振動体から前記アンプへの信号伝達を遮断するものであることを特徴とする容量変化検出装置。
6. 請求項１に記載の容量変化検出装置において，
   前記変調信号出力部が出力するＡＭ変調信号に，角速度変位のＡＭ変調信号が含まれ，その位相が前記振動体の励振振動周波数の整数倍の周期にて反転することを特徴とする容量変化検出装置。
7. 振動体を有する加速度または角速度センサ素子を励振しつつその静電容量の変化を検出する容量変化検出装置において，
   前記振動体からＡＭ変調された出力信号を取り出すアンプと，
   前記アンプの出力信号を復調する復調部と，
   前記加速度または角速度センサ素子に印加する駆動信号を出力する駆動信号出力部と， 前記駆動信号出力部と前記加速度または角速度センサ素子との間に設けられた一対のサンプルホールドコンデンサと，
   前記一対のサンプルホールドコンデンサの前後に設けられたサンプルホールドスイッチ群とを有し，
   前記サンプルホールドスイッチ群の反復切替動作により，前記駆動信号出力部からの駆動信号を前記一対のサンプルホールドコンデンサで交互にサンプルホールドして前記加速度または角速度センサ素子に印加することを特徴とする容量変化検出装置。
8. 振動体を有する加速度または角速度センサ素子を励振しつつその静電容量の変化を検出する容量変化検出方法において，
   前記振動体からＡＭ変調された出力信号を取り出すアンプの出力側に，その出力信号をそのまま出力する状態と反転して出力する状態とを切り替える復調スイッチ群を設け，
   前記加速度または角速度センサ素子にＡＭ変調信号を印加しつつ，
   そのＡＭ変調信号で前記復調スイッチ群を反復操作することにより，前記アンプの出力信号から検出信号を復調することを特徴とする容量変化検出方法。
9. 請求項８に記載の容量変化検出方法において，
   前記復調スイッチ群よりも前段側に，前記復調スイッチ群への信号を伝達する状態と伝達しない状態とを切り替える除去スイッチ群を設け，
   大きな変位に対応する第１のＡＭ変調信号と，
   小さな変位に対応する第２のＡＭ変調信号と，
   前記第１のＡＭ変調信号が変化するタイミングから所定期間にわたって前記除去スイッチ群を伝達しない状態にし，残りの期間には伝達する状態にする除去制御信号とを用い， 前記除去スイッチ群を前記除去制御信号で操作して，前記復調スイッチ群への信号から，大きな変位信号に対応する変化部分を除去し，
   前記復調スイッチ群を前記第２のＡＭ変調信号で操作して，小さな変位信号に対応する検出信号を復調することを特徴とする容量変化検出方法。
10. 請求項９に記載の容量変化検出方法において，
    前記第１のＡＭ変調信号が励振変位に対応し，前記第２のＡＭ変調信号が加速度または角速度の変位に対応することを特徴とする容量変化検出方法。
11. 請求項８に記載の容量変化検出方法において，
    前記加速度または角速度センサ素子に印加されるＡＭ変調信号に，励振変位のＡＭ変調信号が含まれ，その周波数が前記振動体の励振振動周波数の奇数倍であることを特徴とする容量変化検出方法。
12. 請求項８に記載の容量変化検出方法において，
    前記振動体と前記アンプとの間に，信号を伝達する状態と伝達しない状態とを切り替える遮断スイッチを設け，
    前記ＡＭ変調信号が変化する瞬間を含む期間に前記遮断スイッチを伝達しない状態にし，残りの期間には伝達する状態にする遮断制御信号を用い，
    前記遮断スイッチを前記遮断制御信号で操作して，前記変調信号が変化する瞬間を含む期間における前記振動体から前記アンプへの信号伝達を遮断することを特徴とする容量変化検出方法。
13. 請求項８に記載の容量変化検出方法において，
    前記加速度または角速度センサ素子に印加されるＡＭ変調信号に，角速度変位のＡＭ変調信号が含まれ，その位相が前記振動体の励振振動周波数の整数倍の周期にて反転することを特徴とする容量変化検出方法。
14. 振動体を有する加速度または角速度センサ素子を励振しつつその静電容量の変化を検出する容量変化検出方法において，
    前記加速度または角速度センサ素子に印加する駆動信号の出力部と前記加速度または角速度センサ素子との間に，
    一対のサンプルホールドコンデンサと，
    それらの前後のサンプルホールドスイッチ群とを設け，
    前記サンプルホールドスイッチ群の反復切替動作により，前記駆動信号を前記一対のサンプルホールドコンデンサで交互にサンプルホールドして前記加速度または角速度センサ素子に印加し，
    前記振動体からＡＭ変調された出力信号をアンプで取り出し，
    そのアンプの出力信号を復調することを特徴とする容量変化検出方法。

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