JP6438121B2 - 正弦波乗算装置とこれを有する入力装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力信号に正弦波を乗算する正弦波乗算装置とこれを有する入力装置に関するものである。

入力信号に正弦波を乗算する場合、ギルバートセルなどのアナログ乗算器を用いる方法が一般的に用いられている（下記特許文献１を参照）。

特開２０００−３１５９１９号公報

ギルバートセル型のアナログ乗算器は、例えば上記特許文献１の図１で示されるような構成で実用化されている。ギルバートセルをバイポーラトランジスタで構成した場合、特許文献１の式（１４）や式（２０）で示されるように、乗算結果には熱電圧ＶＴが係数として含まれる。熱電圧ＶＴは「ｋ・Ｔ／ｑ」で表わされ、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、qは電子の素電荷である。従って、ギルバートセルの乗算結果すなわち出力電圧は、温度に応じて変化してしまう。このことは、ＭＯＳトランジスタで構成される他のアナログ乗算器においても同様である。また、アナログ乗算器では、トランジスタの入出力特性の非線形性により、乗算精度を確保するには入力電圧の範囲を制限する必要がある。このようなことから、例えば静電容量方式の入力装置においてアナログ乗算器を用いる場合、信号のダイナミックレンジの確保や温度による変動が課題となっている。

また、アナログ乗算器を用いて正弦波の乗算を行う場合には、正弦波を別途発生させる必要がある。従って、例えば入力信号に正弦波を乗算することで高精度な信号抽出を行うためには、高精度な正弦波を発生させる必要があるため、正弦波発生用の回路規模が大きくなり、消費電力が増大するという問題がある。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡易な構成で入力信号のレベルの範囲が広く、温度による特性の変動が少ない正弦波乗算装置を提供することにある。

本発明の第１の観点は、所定の周波数の正弦波を入力信号に乗算する正弦波乗算装置に関する。この正弦波乗算装置は、それぞれ異なる周波数の方形波を前記入力信号に乗算する複数の方形波乗算部と、前記複数の方形波乗算部の出力信号を合成する信号合成部とを備える。前記方形波は、最も周波数が低い正弦波である基本波と、前記基本波に対してそれぞれ整数倍の周波数を持つ正弦波である複数の高調波との和として近似可能である。前記複数の方形波乗算部は、１つの第１方形波乗算部と１つ又は複数の第２方形波乗算部とを含む。前記第１方形波乗算部は、前記所定の周波数の正弦波を前記基本波とする第１方形波を前記入力信号に乗算する。前記第２方形波乗算部は、前記第１方形波に含まれる１つの前記高調波と等しい正弦波若しくは当該１つの高調波の位相を反転させた正弦波を前記基本波とする第２方形波を前記入力信号に乗算する。前記信号合成部は、前記第１方形波乗算部の出力信号に含まれる前記第１方形波の少なくとも１つの前記高調波と前記入力信号との積に応じた信号成分を、前記第２方形波乗算部の出力信号に含まれる前記第２方形波の前記基本波と前記入力信号との積に応じた信号成分よって相殺する。

上記の構成によれば、前記第１方形波乗算部の出力信号に含まれる前記第１方形波の少なくとも１つの前記高調波と前記入力信号との積に応じた信号成分が、前記第２方形波乗算部の出力信号に含まれる前記第２方形波の前記基本波と前記入力信号との積に応じた信号成分よって相殺される。そのため、前記信号合成部の合成結果の信号においては、前記第１方形波の前記高調波と前記入力信号との積に応じた信号成分が低減し、前記第１方形波の前記基本波（前記所定の周波数の正弦波）と前記入力信号との積に応じた信号成分が支配的な成分となる。
上記正弦波乗算装置では、前記方形波乗算部を用いて正弦波（前記第１方形波の前記基本波）と前記入力信号との乗算を行うため、アナログ乗算器のようにトランジスタの温度特性の影響を受け難くなり、温度による特性の変動が少ない。また、前記方形波乗算部を用いることによって、アナログ乗算器のようにトランジスタの入出力非線形特性の影響を受け難くなるため、入力信号のレベルの範囲が広くなる。
更に、上記正弦波乗算装置では、前記方形波乗算部を用いることによって正弦波発生器を省略できることから、回路構成が簡易となる。

好適に、前記方形波乗算部は、前記入力信号に乗算する方形波の１周期中における一方の半周期と他方の半周期のそれぞれにおいて、前記入力信号に比例した出力信号を生成するとともに、当該一方の半周期と当該他方の半周期とで、前記入力信号と前記出力信号との比の絶対値が等しく、かつ、当該比の符号が反転するように前記出力信号を生成してよい。
これにより、前記方形波乗算部では、前記入力信号に乗算する方形波の１周期中における一方の半周期と他方の半周期とで、前記入力信号と前記出力信号との比の絶対値が等しく、かつ、当該比の符号が反転するように前記出力信号が生成される。すなわち、前記入力信号に対する前記出力信号の比の絶対値を保ったまま、その正負の符号を方形波の半周期ごとに反転することで、前記入力信号と方形波の乗算が行われる。そのため、アナログ乗算器のようにトランジスタの温度特性や入出力非線形特性の影響を受け難くなる。

好適に、前記方形波乗算部は、前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における一方の半周期と他方の半周期のそれぞれにおいて、前記入力信号の電圧に比例した電荷を蓄積する充電動作と、前記充電動作により蓄積した前記電荷を前記信号合成部へ出力する電荷出力動作とを所定のサンプリング周期で交互に反復するとともに、当該一方の半周期と当該他方の半周期とで、前記入力信号の電圧と前記充電動作により蓄積する電荷量との比が等しく、かつ、前記信号合成部へ出力する前記電荷の極性が反転するように前記充電動作及び前記電荷出力動作を行ってよい。前記信号合成部は、前記複数の方形波乗算部において所定回数の前記電荷出力動作が行われる度に、当該電荷出力動作によって前記複数の方形波乗算部から出力される前記電荷の和に応じた信号を生成してよい。

好適に、前記第１方形波乗算部及び前記第２方形波乗算部は、前記充電動作において電荷を蓄積する少なくとも１つのキャパシタを有してよい。この場合、前記第１方形波乗算部が前記充電動作において電荷を蓄積する前記キャパシタの静電容量と、前記第２方形波乗算部が前記充電動作において電荷を蓄積する前記キャパシタの静電容量との比が、前記第１方形波の前記基本波の振幅と、前記第２方形波の前記基本波と等しい周波数を有する前記第１方形波の前記高調波の振幅との比に応じた値を有してよい。

上記の構成によれば、前記電荷出力動作において前記第１方形波乗算部から出力される電荷と前記第２方形波乗算部から出力される電荷との比は、前記第１方形波乗算部の前記キャパシタの静電容量と前記第２方形波乗算部の前記キャパシタの静電容量との比に応じた値を持つ。そして、当該静電容量の比は、前記第１方形波の前記基本波の振幅と、前記第２方形波の前記基本波と等しい周波数を有する前記第１方形波の前記高調波の振幅との比に応じた値を持つ。従って、前記第１方形波乗算部から出力される電荷と前記第２方形波乗算部から出力される電荷とを前記信号合成部において足し合わせることにより、前記第１方形波の前記高調波と前記入力信号との積に応じた信号成分を、前記第２方形波の前記基本波と前記入力信号との積に応じた信号成分によって相殺することが可能となる。
また、前記キャパシタの静電容量比は、温度や製造プロセスによるばらつきの影響を受け難いため、上記信号成分の相殺を精度よく行うことが可能となる。

好適に、上記正弦波乗算装置は、前記入力信号が入力される入力ノードと、前記複数の方形波乗算部の出力が共通に接続される出力ノードとを備えてよい。
前記方形波乗算部は、第１キャパシタ及び第２キャパシタと、前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における一方の半周期において、前記第１キャパシタの一端を前記入力ノードに接続するとともに前記第１キャパシタの他端を基準電位に接続する充電動作、及び、前記第１キャパシタの前記一端を前記出力ノードに接続するとともに前記第１キャパシタの前記他端を前記基準電位に接続する電荷出力動作を前記サンプリング周期で交互に反復する第１スイッチ部と、前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における他方の半周期において、前記第２キャパシタの一端を前記入力ノードに接続するとともに前記第２キャパシタの他端を前記基準電位に接続する充電動作、及び、前記第２キャパシタの前記他端を前記出力ノードに接続するとともに前記第２キャパシタの前記一端を前記基準電位に接続する電荷出力動作を前記サンプリング周期で交互に反復する第２スイッチ部とを有してよい。
前記信号合成部は、一方の端子が前記出力ノードに接続された第３キャパシタと、前記出力ノードと前記基準電位との電圧差がゼロとなるように前記第３キャパシタの他方の端子の電圧を制御するアンプ回路と、前記複数の方形波乗算部において所定回数の前記電荷出力動作が行われる度に、前記第３キャパシタに蓄積される電荷を放電する放電回路とを有してよい。

好適に、前記第１スイッチ部は、前記入力ノードと前記第１キャパシタの前記一端との間の電流経路に設けられた第１スイッチ素子と、前記第１キャパシタの前記一端と前記出力ノードとの間の電流経路に設けられた第２スイッチ素子とを含んでよい。
前記第１キャパシタの前記他端が前記基準電位に接続されてよい。
前記第２スイッチ部は、前記入力ノードと前記第２キャパシタの前記一端との間の電流経路に設けられた第３スイッチ素子と、前記第２キャパシタの前記他端と前記基準電位との間の電流経路に設けられた第４スイッチ素子と、前記第２キャパシタの前記他端と前記出力ノードとの間の電流経路に設けられた第５スイッチ素子と、前記第２キャパシタの前記一端と前記基準電位との間の電流経路に設けられた第６スイッチ素子とを含んでよい。
前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における一方の半周期では、前記充電動作の際に前記第１スイッチ素子がオンするとともに他の前記スイッチ素子がオフし、前記電荷出力動作の際に前記第２スイッチ素子がオンするとともに他の前記スイッチ素子がオフしてよい。
前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における他方の半周期では、前記充電動作の際に前記第３スイッチ素子及び前記第４スイッチ素子がオンするとともに他の前記スイッチ素子がオフし、前記電荷出力動作の際に前記第５スイッチ素子及び前記第６スイッチ素子がオンするとともに他の前記スイッチ素子がオフしてよい。

前記方形波乗算部は、前記第１スイッチ素子と前記入力ノードとの電流経路に設けられた第４キャパシタを有してよい。
前記第１スイッチ部は、前記第４キャパシタの一端と前記入力ノードとの間の電流経路に設けられた第７スイッチ素子と、前記第４キャパシタの前記一端と前記基準電位との間の電流経路に設けられた第８スイッチ素子と、前記第４キャパシタの他端と前記基準電位との間の電流経路に設けられた第９スイッチ素子とを含んでよい。
前記第７スイッチ素子は、前記第１スイッチ素子と同じ条件でオンオフしてよい。
前記第８スイッチ素子及び前記第９スイッチ素子は、前記第２スイッチ素子と同じ条件でオンオフしてよい。

好適に、上記正弦波乗算装置は、前記複数の方形波乗算部に入力される前記入力信号に含まれたノイズ成分であって、前記サンプリング周波数の整数倍の周波数から前記入力信号の信号帯域へ折り返し雑音を生じ得る前記ノイズ成分を減衰させる第１ローパスフィルタを有してよい。
これにより、前記信号合成部において生成される信号中の前記折り返し雑音が低減する。

好適に、前記方形波乗算部は、前記入力信号及び前記入力信号の極性が反転した反転入力信号をそれぞれ入力し、前記入力信号に乗算する方形波の１周期における一方の半周期において、前記入力信号に所定の比率で比例した出力信号を生成し、当該１周期における他方の半周期において、前記反転入力信号に前記所定の比率で比例した出力信号を生成してよい。
例えば、前記方形波乗算部は、前記入力信号に乗算する方形波の１周期における一方の半周期において、前記入力信号の電圧に所定の比率で比例した出力電流を生成し、当該１周期における他方の半周期において、前記反転入力信号の電圧に前記所定の比率で比例した出力電流を生成してよい。前記信号合成部は、前記複数の方形波乗算部から出力される前記出力電流の和に応じた信号を生成してよい。

好適に、上記正弦波乗算装置は、前記第１方形波に含まれる前記高調波の中で、周波数が低い順における１番目からＮ番目までの前記高調波に対応したＮパターンの前記第２方形波を前記入力信号に乗算するＮ個の前記方形波乗算部と、前記信号合成部において合成の結果として出力される信号から、前記第１方形波に含まれる前記高調波であって、前記周波数が低い順における（Ｎ＋１）番目以降の前記高調波を減衰させる第２ローパスフィルタを有してよい。
これにより、前記信号合成部において生成される信号において、前記第１方形波の前記高調波に対応した信号成分が低減する。

本発明の第２の観点は、物体の近接に応じた情報を入力する入力装置に関する。この入力装置は、前記物体の近接に応じて静電容量が変化するセンサ素子を含んだセンサ部と、所定の周波数の正弦波を直流信号に乗算し、当該乗算の結果として前記所定の周波数の第１正弦波を出力する第１正弦波乗算部と、前記第１正弦波に応じた正弦波の駆動電圧を前記センサ素子に印加し、前記駆動電圧の印加によって前記センサ素子に流れる電流に応じた検出信号を生成する検出信号生成部と、前記所定の周波数の第２正弦波を前記検出信号に乗算する第２正弦波乗算部と、前記第２正弦波乗算部の乗算結果の信号から直流成分を抽出するローパスフィルタとを備える。前記第１正弦波乗算部及び前記第２正弦波乗算部は、上記第１の観点に係る正弦波乗算装置である。

本発明によれば、簡易な構成でありながら、入力信号のレベルの範囲を広げることができ、温度による特性の変動を低減できる。

入力信号に方形波を乗算する回路の構成例を示す図である。図１Ａはブロック図を示し、図１Ｂは回路構成の一例を示す。 正弦波と方形波の周波数成分を示す図である。図２Ａは方形波の周波数成分を示し、図２Ｂは方形波の周波数成分を示す。 方形波の周波数成分を示す図である。図３Ａは、所定の周波数を有する方形波の周波数成分を示し、図３Ｂ及び図３Ｃは、図３Ａの方形波の高調波と等しい基本波を含んだ方形波の周波数成分を示す。 第１の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。 第２の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。 第２の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部の構成の一例を示す図である。 第２の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部及び信号合成部の各スイッチ素子のオンオフ状態を示すタイミング図である。 第３の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部の構成の一例を示す図である。 第３の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部及び信号合成部の各スイッチ素子のオンオフ状態を示すタイミング図である。 第４の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。 第４の実施形態に係る正弦波乗算装置の他の構成例を示す図である。 第５の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。 第６の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部の構成の一例を示す図である。 第６の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部及び信号合成部の各スイッチ素子のオンオフ状態を示すタイミング図である。 第７の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。 第７の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部の構成の一例を示す図である。 第７の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部及び信号合成部の各スイッチ素子のオンオフ状態を示すタイミング図である。 第８の実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。 第１の実施形態に係る正弦波乗算装置の一変形例を示す図である。

まず、本発明の実施形態に係る正弦波乗算装置において入力信号に正弦波を乗算する方法の概要を説明する。

図１は、入力信号Ｓｉに方形波を乗算する回路の構成例を示す図である。方形波の乗算は正弦波の乗算とは異なり、例えば図１Ｂにおいて示すように、固定ゲインのアンプ回路２，４とスイッチ回路３を用いた簡易な回路で実現可能である。図１Ｂに示す方形波乗算回路では、入力信号Ｓｉ又は入力信号Ｓｉをゲイン「−１」のアンプ回路２によって反転した信号が、スイッチ回路３を介してゲインＡのアンプ回路４に入力される。方形波の一方の半周期において、入力信号ＳｉがゲインＡのアンプ回路４により増幅され（Ａ倍され）、方形波の他方の半周期においては、入力信号ＳｉがゲインＡのアンプ回路４とゲイン「−１」のアンプ回路２とによって増幅される（−Ａ倍される）。

図２は、正弦波と方形波の周波数成分を示す図である。正弦波は、図２Ａに示すように単一の周波数成分のみからなるが、方形波は、図２Ｂにおいて示すように基本波と高調波からなる。従って、図１に示す方形波の乗算結果の信号は、入力信号Ｓｉに基本波を乗算した信号成分（入力信号Ｓｉ×基本波）と、入力信号Ｓｉに高調波を乗算した信号成分（入力信号Ｓｉ×高調波）とを重ね合わせた信号になる。

図１において示すように、方形波の乗算は回路構成が簡易であり、アナログ乗算器を用いる場合のようにトランジスタの温度特性や入出力非線形特性の影響を受け難くなるという利点がある。しかしながら、方形波の乗算結果の信号には、上述したように高調波の信号成分（入力信号Ｓｉ×高調波）が含まれるため、そのままでは入力信号Ｓｉと正弦波の乗算結果として使用できない。そこで、本実施形態に係る正弦波乗算装置では、入力信号と方形波との乗算を行う回路を複数設けて、それらの出力を合成することにより、入力信号と方形波との乗算結果に含まれる不要な信号成分（入力信号×高調波）を相殺する。

図３は、方形波の周波数成分を示す図である。図３Ａは、周波数ｆｓの方形波の周波数成分を示す。図３Ｂは、図３Ａの方形波に対して３倍の周波数（３ｆｓ）かつ３分の１の振幅（Ａ／３）を有する方形波の周波数成分を示す。また図３Ｃは、図３Ａの方形波に対して５倍の周波数（５ｆｓ）かつ５分の１の振幅（Ａ／５）を有する方形波の周波数成分を示す。

周波数ｆｓの方形波には、周波数ｆｓの基本波と、その奇数倍の周波数（３ｆｓ，５ｆｓ，７ｆｓ，…）を有する高調波が含まれる。基本波の振幅を「Ｂ」とすると、周波数が「Ｋ×ｆｓ」の高調波（以下、「第Ｋ次高調波」と記す。）の振幅は「Ｂ／Ｋ」である。図３Ｂに示す周波数３ｆｓ，振幅Ｂ／３の方形波における基本波は、図３Ａに示す周波数ｆｓ，振幅Ｂの方形波における第３次高調波と等しくなる。また、図３Ｃに示す周波数５ｆｓ，振幅Ｂ／５の方形波における基本波は、図３Ａに示す周波数ｆｓ，振幅Ｂの方形波における第５次高調波と等しくなる。

従って、図３Ａに示す方形波を入力信号Ｓｉに乗算するとともに、図３Ｂ，図３Ｃに示す方形波の逆位相の方形波をそれぞれ入力信号Ｓｉに乗算し、それらの乗算結果を合成することにより、周波数ｆｓの方形波における第３次高調波及び第５次高調波の成分を相殺することができる。このように、本実施形態に係る正弦波乗算装置では、アナログ乗算器を用いて入力信号と正弦波との直接的な乗算を行う替わりに、入力信号と複数の方形波との乗算を行って、それらの乗算結果を合成することにより、入力信号と正弦波との乗算を実現する。そのため、トランジスタの温度特性や入出力非線形特性の影響を受け難くなるとともに、回路構成が簡易になる。

次に、本発明の幾つかの実施形態について図面を参照して説明する。

＜第１の実施形態＞
図４は、本発明の第１の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。図１に示す正弦波乗算装置は、それぞれ異なる周波数の方形波Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３を入力信号Ｓｉに乗算する３つの方形波乗算部Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３と、当該方形波乗算部Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３の出力信号Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｕ３を合成する信号合成部１０を有する。以下、方形波乗算部Ｕ１〜Ｕ３の任意の１つを「方形波乗算部Ｕ」と記し、出力信号Ｓｕ１〜Ｓｕ３の任意の１つを「出力信号Ｓｕ」と記し、方形波Ｗ１〜Ｗ３の任意の１つを「方形波Ｗ」と記す。

方形波乗算部Ｕにおいて入力信号Ｓｉに乗ぜられる方形波Ｗは、一方の半周期と他方の半周期とで振幅が等しく極性が逆となる波形を有する。この方形波Ｗは、図２，図３において示すように基本波と高調波の和として近似可能であり、第Ｋ次高調波は基本波に対してＫ倍の周波数とＫ分の１の振幅を持つ。

方形波乗算部Ｕは、例えば、入力信号Ｓｉに乗算する方形波Ｗの１周期中における一方の半周期と他方の半周期のそれぞれにおいて、入力信号Ｓｉに比例した出力信号Ｓｕを生成するとともに、当該一方の半周期と当該他方の半周期とで、入力信号Ｓｉと出力信号Ｓｕとの比の絶対値が等しく、かつ、当該比の符号が反転するように出力信号Ｓｕを生成する。すなわち、方形波乗算部Ｕは、方形波Ｗの１周期中における一方の半周期において、入力信号Ｓｉに対する出力信号Ｓｕの比を「Ａ」とし、方形波Ｗの１周期中における他方の半周期において、入力信号Ｓｉに対する出力信号Ｓｕの比を「−Ａ」とする。

方形波乗算部Ｕ１（以下、「第１方形波乗算部Ｕ１」と記す。）は、周波数ｆｓの正弦波を基本波とする方形波Ｗ１（以下、「第１方形波Ｗ１」と記す。）を入力信号Ｓｉに乗算する。図４の例において、第１方形波Ｗ１の周波数は「ｆｓ」、振幅は「Ａ」である。

方形波乗算部Ｕ２，Ｕ３（以下、「第２方形波乗算部Ｕ２」「第２方形波乗算部Ｕ３」と記す。）は、周波数ｆｓの第１方形波Ｗ１に含まれる１つの高調波の位相を反転させた正弦波を基本波とする方形波Ｗ２、Ｗ３（以下、「第２方形波Ｗ２」「第２方形波Ｗ３」と記す。）をそれぞれ入力信号Ｓｉに乗算する。
すなわち、第２方形波乗算部Ｕ２は、第１方形波Ｗ１における第３次高調波の位相を反転させた正弦波を基本波とする第２方形波Ｗ２を入力信号Ｓｉに乗算する。図４において示すように、この第２方形波Ｗ２の周波数は「３ｆｓ」、振幅は「Ａ／３」である。
また、第２方形波乗算部Ｕ３は、第１方形波Ｗ１における第５次高調波の位相を反転させた正弦波を基本波とする第２方形波Ｗ３を入力信号Ｓｉに乗算する。図４において示すように、この第２方形波Ｗ３の周波数は「５ｆｓ」、振幅は「Ａ／５」である。

信号合成部１０は、第１方形波乗算部Ｕ１の出力信号Ｓｕ１と、第２方形波乗算部Ｕ２，Ｕ３の出力信号Ｓｕ２，Ｓｕ３とを加算する。信号合成部１０は、出力信号Ｓｕ１〜Ｓｕ３の加算を行うことにより、出力信号Ｓｕ１に含まれる第１方形波Ｗ１の第３次高調波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分を、出力信号Ｓｕ２に含まれる第２方形波Ｗ２の基本波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分によって相殺する。また、信号合成部１０は、出力信号Ｓｕ１に含まれる第１方形波Ｗ１の第５次高調波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分を、出力信号Ｓｕ３に含まれる第２方形波Ｗ３の基本波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分によって相殺する。

このように、図４に示す正弦波乗算装置によれば、出力信号Ｓｕ１に含まれる第１方形波Ｗ１の第３高調波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分、及び、第１方形波Ｗ１の第５次高調波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分が、出力信号Ｓｕ２に含まれる第２方形波Ｗ２の基本波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分、及び、出力信号Ｓｕ３に含まれる第２方形波Ｗ３の基本波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分によって相殺される。そのため、出力信号Ｓｕ１〜Ｓｕ３の合成結果として得られる出力信号Ｓｏでは、第１方形波Ｗ１の第３高調波及び第５次高調波に対応した信号成分が低減し、第１方形波Ｗ１の基本波（周波数ｆｓの正弦波）と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分が支配的な成分となる。従って、周波数ｆｓの正弦波と入力信号Ｓｉとの積に応じた出力信号Ｓｏを生成することができる。

また、図４に示す正弦波乗算装置によれば、方形波乗算部Ｕにおいて、入力信号Ｓｉに乗算する方形波Ｗの１周期中における一方の半周期と他方の半周期とで、入力信号Ｓｉと出力信号Ｓｕとの比の絶対値が等しく、かつ、当該比の符号が反転するように出力信号Ｓｕが生成される。すなわち、入力信号Ｓｉに対する出力信号Ｓｕの比（信号ゲイン）の絶対値を保ったままその正負の符号を方形波Ｗの半周期ごとに反転することで、入力信号Ｓｉと方形波Ｗの乗算が行われる。このような方形波Ｗの乗算は、固定の信号ゲインを半周期ごとに切り替える離散的な信号処理であり、トランジスタの電流と電圧のアナログ的な特性が乗算結果に与える影響が小さくなる。従って、アナログ乗算器を用いる場合のようなトランジスタの温度特性や入出力非線形特性の影響を受け難くすることができる。

＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態として、図４に示す正弦波乗算装置のより詳細な構成の一例を説明する。

図５は、第２の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。図６は、図５に示す正弦波乗算装置における方形波乗算部Ｕ１〜Ｕ３（方形波乗算部Ｕ）の構成の一例を示す図である。

方形波乗算部Ｕ１〜Ｕ３の入力は、入力信号Ｓｉが与えられる入力ノードＮｉに接続されるとともに、方形波乗算部Ｕ１〜Ｕ３の出力は、共通の出力ノードＮｃに接続される。

本実施形態における方形波乗算部Ｕは、入力信号Ｓｉと方形波Ｗとの乗算結果を電荷として出力する。すなわち、方形波乗算部Ｕは、入力信号Ｓｉに乗算する方形波Ｗの１周期中における一方の半周期と他方の半周期のそれぞれにおいて、入力信号Ｓｉの電圧に比例した電荷を蓄積する充電動作と、充電動作により蓄積した電荷を信号合成部１０へ出力する電荷出力動作とを所定のサンプリング周期Ｔで交互に反復する。また、方形波乗算部Ｕは、入力信号Ｓｉに乗算する方形波Ｗの１周期中における一方の半周期と他方の半周期とで、入力信号Ｓｉの電圧と充電動作により蓄積する電荷量との比（電圧／電荷量）が等しく、かつ、信号合成部１０へ出力する電荷の極性が反転するように充電動作及び電荷出力動作を行う。

方形波乗算部Ｕは、例えば図６に示すように、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２と、第１キャパシタＣ１の充電動作及び電荷出力動作を行う第１スイッチ部２１と、第２キャパシタＣ２の充電動作及び電荷出力動作を行う第２スイッチ部２２とを有する。

第１キャパシタＣ１は、入力信号Ｓｉに乗算する方形波Ｗの１周期中における一方の半周期において充電動作と電荷出力動作に使用され、第２キャパシタ２は当該１周期中における他方の半周期において充電動作と電荷出力動作に使用される。第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２は、互いに等しい静電容量を有する。

第１方形波乗算部Ｕ１，第２方形波乗算部Ｕ２，第３方形波乗算部Ｕ３における第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の静電容量は、第１方形波Ｗ１の高調波と第２方形波Ｗ２，Ｗ３の基本波とが同じ振幅を持つように設定される。第１方形波乗算部Ｕ１における第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の静電容量を「Ｃｕ１」、第２方形波乗算部Ｕ２における第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の静電容量を「Ｃｕ２」、第３方形波乗算部Ｕ３における第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の静電容量を「Ｃｕ３」とすると、これらの静電容量は次のように設定される。

静電容量Ｃｕ１と静電容量Ｃｕ２との比は、第１方形波Ｗ１の基本波の振幅と第３次高調波の振幅との比に合わせて、次式のように設定される。

［数１］
Ｃｕ１：Ｃｕ２ ＝ １：１／３ …（１）

静電容量Ｃｕ１及びＣｕ２の比を式（１）のように設定することにより、第１方形波Ｗ１の第３次高調波によって第１方形波乗算部Ｕ１から出力される電荷量と、第２方形波Ｗ２の基本波によって第２方形波乗算部Ｕ２から出力される電荷量とが等しくなる。第１方形波Ｗ１の第３次高調波と第２方形波Ｗ２の基本波とは逆の位相を持つため、第１方形波Ｗ１の第３次高調波に応じて第１方形波乗算部Ｕ１から出力される電荷は、第２方形波Ｗ２の基本波に応じて第２方形波乗算部Ｕ２から出力される電荷により相殺される。

他方、静電容量Ｃｕ１と静電容量Ｃｕ３との比は、第１方形波Ｗ１の基本波の振幅と第５次高調波の振幅との比に合わせて、次式のように設定される。

［数２］
Ｃｕ１：Ｃｕ３ ＝ １：１／５ …（２）

静電容量Ｃｕ１及びＣｕ３の比を式（２）のように設定することにより、第１方形波Ｗ１の第５次高調波によって第１方形波乗算部Ｕ１から出力される電荷量と、第２方形波Ｗ３の基本波によって第２方形波乗算部Ｕ３から出力される電荷量と等しくなる。第１方形波Ｗ１の第５次高調波と第２方形波Ｗ３の基本波とは逆の位相を持つため、第１方形波Ｗ１の第５次高調波に応じて第１方形波乗算部Ｕ１から出力される電荷は、第２方形波Ｗ３の基本波に応じて第２方形波乗算部Ｕ３から出力される電荷により相殺される。

式（１），（２）から、静電容量Ｃｕ１，Ｃｕ２，Ｃｕ３の比は次式のように表わされる。

［数３］
Ｃｕ１：Ｃｕ２：Ｃｕ３ ＝ １：１／３：１／５ ＝ １５：５：３ …（３）

第１スイッチ部２１は、方形波Ｗの１周期中における一方の半周期において、第１キャパシタＣ１の充電動作と電荷出力動作を繰り返し行う。第１スイッチ部２１が動作する当該一方の半周期において、第２スイッチ部２２による第２キャパシタＣ２の充電動作及び電荷出力動作は停止される。
第１キャパシタＣ１の充電動作を行う場合、第１スイッチ部２１は、第１キャパシタＣ１の一端を入力ノードＮｉに接続するとともに第１キャパシタＣ１の他端を基準電位に接続する。第１キャパシタＣ２の電荷出力動作を行う場合、第１スイッチ部２１は、第１キャパシタＣ１の前記一端を出力ノードＮｃに接続するとともに第１キャパシタＣ１の前記他端を基準電位に接続する。第１スイッチ部２１は、この充電動作と電荷出力動作を、サンプリング周期Ｔで交互に反復する。

第１スイッチ部２１は、例えば図６において示すように、第１スイッチ素子ＳＷ１及び第２スイッチ素子ＳＷ２を有する。第１スイッチ素子ＳＷ１は、入力ノードＮｉと第１キャパシタＣ１の一端との間の電流経路に設けられる。第２スイッチ素子ＳＷ２は、第１キャパシタＣ１の前記一端と出力ノードＮｃとの間の電流経路に設けられる。第１キャパシタＣ１の他端は基準電位に接続される。

第２スイッチ部２２は、方形波Ｗの１周期中における他方の半周期において、第２キャパシタＣ２の充電動作と電荷出力動作を繰り返し行う。第２スイッチ部２２が動作する当該他方の半周期において、第１スイッチ部２１による第１キャパシタＣ１の充電動作及び電荷出力動作は停止される。
第２キャパシタＣ２の充電動作を行う場合、第２スイッチ部２２は、第２キャパシタＣ２の一端を入力ノードＮｉに接続するとともに第２キャパシタＣ２の他端を基準電位に接続する。第２キャパシタＣ２の電荷出力動作を行う場合、第２スイッチ部２２は、第２キャパシタＣ２の前記他端を出力ノードＮｃに接続するとともに第２キャパシタＣ２の前記一端を基準電位に接続する。第２スイッチ部２２は、この充電動作と電荷出力動作をサンプリング周期Ｔで交互に反復する。

第２スイッチ部２２は、例えば図６において示すように、第３スイッチ素子ＳＷ３、第４スイッチ素子ＳＷ４、第５スイッチ素子ＳＷ５及び第６スイッチ素子ＳＷ６を有する。第３スイッチ素子ＳＷ３は、入力ノードＮｉと第２キャパシタＣ２の一端との間の電流経路に設けられる。第４スイッチ素子ＳＷ４は、第２キャパシタＣ２の他端と基準電位との間の電流経路に設けられる。第５スイッチ素子ＳＷ５は、第２キャパシタＣ２の前記他端と出力ノードＮｃとの間の電流経路に設けられる。第６スイッチ素子ＳＷ６は、第２キャパシタＣ２の一端と基準電位との間の電流経路に設けられる。

第１スイッチ部２１と第２スイッチ部２２の各スイッチ素子は、それぞれ次のように動作する。
第１スイッチ部２１が動作する方形波Ｗの一方の半周期では、第１スイッチ素子ＳＷ１と第２スイッチ素子ＳＷ２が交互にオンする。すなわち、第１キャパシタＣ１の充電動作が行われる場合、第１スイッチ素子ＳＷ１がオンするとともに他のスイッチ素子がオフする。第２キャパシタＣ２の電荷出力動作が行われる場合、第２スイッチ素子ＳＷ２がオンするとともに他のスイッチ素子がオフする。
第２スイッチ部２２が動作する方形波Ｗの他方の半周期では、第３スイッチ素子ＳＷ３及び第４スイッチ素子ＳＷ４のペアと第５スイッチ素子ＳＷ５及び第６スイッチ素子ＳＷ６のペアとが交互にオンする。すなわち、第２キャパシタＣ２の充電動作が行われる場合、第３スイッチ素子ＳＷ３及び第４スイッチ素子ＳＷ４のペアが共にオンするとともに他のスイッチ素子がオフする。第２キャパシタＣ２の電荷出力動作が行われる場合、第５スイッチ素子ＳＷ５及び第６スイッチ素子ＳＷ６のペアが共にオンするとともに他のスイッチ素子がオフする。

第１スイッチ部２１の充電動作及び電荷出力動作と、第２スイッチ部２２の充電動作及び電荷出力動作とでは、同一の入力信号Ｓｉが与えられた場合に信号合成部１０へ出力される電荷の極性が逆になる。すなわち、入力信号Ｓｉが基準電位に対して正の電圧を持つ場合、第１スイッチ部２１の充電動作及び電荷出力動作によって信号合成部１０に正の電荷が出力され、第２スイッチ部２２の充電動作及び電荷出力動作によって信号合成部１０に負の電荷が出力される。以下の説明では、入力信号Ｓｉが基準電位に対して正の電圧を持つ場合に信号合成部１０へ正の電荷が出力される動作モードを「正転モード」と呼び、信号合成部１０へ負の電荷が出力される動作モードを「反転モード」と呼ぶ。

信号合成部１０は、方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３）において所定回数の電荷出力動作が行われる度に、当該電荷出力動作によって方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３）から出力される電荷の和に応じた出力信号Ｓｏを生成する。

図５の例において、信号合成部１０は、第３キャパシタＣ３と、アンプ回路ＯＰ１と、放電回路ＳＷｒを有する。

第３キャパシタＣ３は、一方の端子が出力ノードＮｃに接続され、他方の端子がアンプ回路ＯＰ１の出力に接続される。

アンプ回路ＯＰ１は、出力ノードＮｃと基準電位との電圧差がゼロとなるように第３キャパシタＣ３の他方の端子の電圧を制御する。アンプ回路ＯＰ１は、例えばオペアンプであり、反転入力端子が出力ノードＮｃに接続され、非反転入力端子が基準電位に接続される。この場合、アンプ回路ＯＰ１の反転入力端子に接続された出力ノードＮｃは、基準電位とほぼ等しくなる。

放電回路ＳＷｒは、方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３）において所定回数の電荷出力動作が行われる度に、第３キャパシタＣ３に蓄積された電荷を放電する。放電回路ＳＷｒは、例えば図５に示すように、第３キャパシタＣ３と並列に接続されたスイッチ素子によって構成される。

上述した構成によれば、方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３）の電荷出力動作によってキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）の一方の端子が出力ノードＮｃに接続されると、このときキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）の他方の端子は基準電位に接続されており、出力ノードＮｃはアンプ回路ＯＰ１によって基準電位に保たれるため、方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３）のキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）に蓄積された電荷が第２キャパシタＣ３に転送される。従って、アンプ回路ＯＰ１の出力信号Ｓｏの電圧は、方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３）のキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）から転送される電荷の和に応じた電圧となる。

図７は、第２の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３）及び信号合成部１０の各スイッチ素子のオンオフ状態を示すタイミング図である。図７のタイミング図において、ハイレベルはスイッチ素子のオン状態を示し、ローレベルはスイッチ素子のオフ状態を示す。

交互にオンする第１スイッチ素子ＳＷ１と第２スイッチ素子ＳＷ２は、オンオフ動作の遅延によるクロストークを回避するため、互いのオン状態がオーバーラップしないように制御される。交互にオンする第３スイッチ素子ＳＷ３及び第４スイッチ素子ＳＷ４のペアと第５スイッチ素子ＳＷ５及び第６スイッチ素子ＳＷ６のペアについても同様である。

図７の例において、第１方形波Ｗ１の１周期（１／ｆｓ）はサンプリング周期Ｔの６０サイクル分（６０Ｔ）に設定され、第２方形波Ｗ２の１周期（１／３ｆｓ）はサンプリング周期Ｔの２０サイクル分（２０Ｔ）に設定され、第２方形波Ｗ３の１周期（１／５ｆｓ）はサンプリング周期Ｔの１２サイクル分（１２Ｔ）に設定される。

第１方形波Ｗ１の半周期を規定するサンプリング周期Ｔのサイクル数（図７の例では３０サイクル）は、第２方形波乗算部（Ｕ２，Ｕ３）の出力によって相殺されるべき第１方形波Ｗ１の高調波の周波数（３ｆｓ，５ｆｓ）が基本波の周波数ｆｓに対して有する倍率（３倍，５倍）の公倍数となるように設定される。図５の例では、第１方形波Ｗ１の第３次高調波および第５次高調波が相殺されるべき高調波であるため、「３」と「５」の公倍数である「３０」が第１方形波Ｗ１の半周期におけるサンプリング周期Ｔのサイクル数に設定される。このように、第１方形波Ｗ１の半周期におけるサンプリング周期Ｔのサイクル数を定めることによって、第２方形波（Ｗ２，Ｗ３）の半周期におけるサンプリング周期Ｔのサイクル数を整数値にすることができるため、第１方形波Ｗ１の周期と第２方形波Ｗ２，Ｗ３の周期との比率をサンプリング周期Ｔのサイクル数によって厳密に設定することができる。

第１方形波乗算部Ｕ１では、第１方形波Ｗ１の前半の半周期（３０Ｔ）において第１スイッチ部２１により正転モードの動作が３０回行われ、第１方形波Ｗ１の後半の半周期（３０Ｔ）において第２スイッチ部２２により反転モードの動作が３０回行われる。

第２方形波乗算部Ｕ２では、第２方形波Ｗ２の前半の半周期（１０Ｔ）において第２スイッチ部２２により反転モードの動作が１０回行われ、第２方形波Ｗ２の後半の半周期（１０Ｔ）において第１スイッチ部２１により正転モードの動作が１０回行われる。第１方形波乗算部Ｕ１において正転モードの動作が開始するとき、第２方形波乗算部Ｕ２において反転モードの動作が開始されるため、第２方形波Ｗ２の基本波は第１方形波Ｗ１の第３次高調波に対して逆の位相を持つ。

第２方形波乗算部Ｕ３では、第２方形波Ｗ３の前半の半周期（６Ｔ）において第２スイッチ部２２により反転モードの動作が６回行われ、第２方形波Ｗ３の後半の半周期（６Ｔ）において第１スイッチ部２１により正転モードの動作が６回行われる。第１方形波乗算部Ｕ１において正転モードの動作が開始するとき、第２方形波乗算部Ｕ３において反転モードの動作が開始されるため、第２方形波Ｗ２の基本波は第１方形波Ｗ１の第５次高調波に対して逆の位相を持つ。

信号合成部１０では、方形波乗算部Ｕ１〜Ｕ３において充電動作が行われるサンプリング周期Ｔの１サイクル毎に放電回路ＳＷｒがオンし、第３キャパシタＣ３の電荷が放電される。信号合成部１０の出力信号Ｓｏを処理する後段の回路（不図示）は、放電回路ＳＷｒがオフの期間に出力信号Ｓｏをサンプリングし、サンプルホールドされたアナログ信号に対してローパスフィルタ処理や、アナログデジタル変換などの処理を行う。

なお、図７の例では、サンプリング周期Ｔの１サイクル毎に第３キャパシタＣ３の電荷が放電されるが、電荷量が微小な場合は、サンプリング周期Ｔの複数サイクルの１回ずつ放電回路ＳＷｒをオンさせてもよい。この場合、出力信号Ｓｏを処理する後段の回路は、放電回路ＳＷｒがオンする直前の出力信号Ｓｏをサンプリングする。これにより、第３キャパシタＣ３に蓄積される電荷量が増えるため、出力信号Ｓｏのレベルを大きくすることができる。

以上説明したように、本実施形態に係る正弦波乗算装置によれば、方形波乗算部Ｕにおいてキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）の充電動作及び電荷出力動作がサンプリング周期Ｔごと反復され、方形波Ｗの半周期ごとに電荷出力動作の出力電荷の極性が反転されることにより、入力信号Ｓｉと方形波Ｗとの乗算が行われる。そのため、方形波乗算部Ｕにおける方形波の周期と位相を、サンプリング周期Ｔのサイクル数によって厳密に設定することができる。また、方形波乗算部Ｕにおけるキャパシタの静電容量比は、温度や製造プロセスによるばらつきの影響を受け難いため、各方形波乗算部Ｕにおいて入力信号Ｓｉに乗算される方形波Ｗの振幅の比を精度良く設定することができる。従って、第１方形波乗算部Ｕ１の出力に含まれる第１方形波Ｗ１の高調波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分（電荷）を、第２方形波乗算部Ｕ２，Ｕ３の出力における第２方形波Ｗ２，Ｗ３の基本波と入力信号Ｓｉとの積に応じた信号成分（電荷）によって、精度よく相殺することができる。

＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
第３の実施形態に係る正弦波乗算装置は、第２の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部Ｕ１〜Ｕ３を、図８に示す方形波乗算部ＵＡ１〜ＵＡ３に置き換えたものであり、他の構成は第２の実施形態に係る正弦波乗算装置と同じである。

方形波乗算部ＵＡ１〜ＵＡ３は、第１キャパシタＣ１，第２キャパシタＣ２及び第４キャパシタＣ４と、第１スイッチ部２１Ａと、第２スイッチ部２２を有する。第２スイッチ部２２と第２キャパシタＣ２は、図６における同一符号の構成要素と同じであるため、ここでは説明を割愛する。

第１スイッチ部２１Ａは、第１スイッチ部２１と同様のスイッチ素子（ＳＷ１，ＳＷ２）を有するとともに、第７スイッチ素子ＳＷ７と、第８スイッチ素子ＳＷ８と、第９スイッチ素子ＳＷ９を有する。
第４キャパシタＣ４は、第１スイッチ素子ＳＷ１と入力ノードＮｉとの間の電流経路に設けられる。第７スイッチ素子ＳＷ７は、第４キャパシタＣ４の一端と入力ノードＮｉとの間の電流経路に設けられる。第８スイッチ素子ＳＷ８は、第４キャパシタＣ４の前記一端と基準電位との間の電流経路に設けられる。第９スイッチ素子ＳＷ９は、第４キャパシタＣ４の他端と基準電位との間に設けられる。

図９は、第３の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部（ＵＡ１〜ＵＡ３）及び信号合成部１０の各スイッチ素子のオンオフ状態を示すタイミング図である。
図９において示すように、第７スイッチ素子ＳＷ７は、第１スイッチ素子ＳＷ１と同じ条件でオンオフする。また、第８スイッチ素子ＳＷ８及び第９スイッチ素子ＳＷ９は、第２スイッチ素子ＳＷ２と同じ条件でオンオフする。他のスイッチ素子の動作は、図７に示すタイミング図と同じである。

第１キャパシタＣ１において基準電位と接続されていない方の端子に接続される２つのスイッチ素子（ＳＷ１，ＳＷ２）は、寄生容量の充放電による不要な電荷を第１キャパシタＣ１に与えてしまい、その不要な電荷が誤差となって乗算処理の精度が低下する場合がある。そこで、図８に示す方形波乗算部ＵＡ１〜ＵＡ３では、充電動作時に第１キャパシタＣ１と第４キャパシタＣ４の直列回路を入力信号Ｓｉによって充電し、電荷出力動作時には、第１キャパシタＣ１の電荷を信号合成部１０へ出力するとともに第４キャパシタＣ４の両端を基準電位に接続してその電荷を放電する。このような動作により、スイッチ素子（ＳＷ１，ＳＷ２,ＳＷ９）の寄生容量の充放電によって第１キャパシタＣ１に与えられる不要な電荷をキャンセルすることができる。

なお、図８に示す方形波乗算部ＵＡ１〜ＵＡ３では、充電動作時に第１キャパシタＣ１と第４キャパシタＣ４の直列回路によって電荷が充電されるため、第１キャパシタＣ１及び第４キャパシタＣ４の直列回路の静電容量と第２キャパシタＣ２の静電容量とが等しくなるように、第１キャパシタＣ１及び第４キャパシタＣ４の静電容量が設定される。例えば、第１キャパシタＣ１及び第４キャパシタＣ４の静電容量は、第２キャパシタＣ２の静電容量の２倍に設定される。

＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
図１０は、第４の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。図１０に示す正弦波乗算装置は、第２及び第３の実施形態に係る正弦波乗算装置（図５）に第１ローパスフィルタ３０を設けたものであり、他の構成は第２及び第３の実施形態に係る正弦波乗算装置と同じである。

第２及び第３の実施形態に係る正弦波乗算装置では、方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３，ＵＡ１〜Ｕ３）において入力信号Ｓｉを離散処理しているため、方形波乗算部の出力には、折り返し雑音（エイリアシングノイズ）を生じる可能性がある。第１ローパスフィルタ３０は、この折り返し雑音を低減するためのものであり、方形波乗算部へ入力される入力信号Ｓｉの高周波成分を減衰させる。すなわち、第１ローパスフィルタ３０は、入力信号Ｓｉに含まれたノイズ成分であって、サンプリング周波数（１／Ｔ）の整数倍の周波数から入力信号Ｓｉの信号帯域へ折り返し雑音を生じ得るノイズ成分を減衰させる。これにより、入力信号Ｓｉが比較的周波数の高いノイズを含む場合であっても、入力信号Ｓｉの信号帯域へ折り返し雑音を防止して、精度の高い乗算処理を行うことができる。

また、方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３，ＵＡ１〜Ｕ３）の出力を合成することによって、第１方形波Ｗ１の第３次高調波と第５次高調波に起因する成分（高調波×入力信号Ｓｉ）を相殺できるが、第１方形波Ｗ１には他にも相殺されない高調波が存在するため、それらの高調波に起因する成分が出力信号Ｓｏに残存することとなる。特に、第５次高調波の次に振幅が大きい第７次高調波は、乗算結果の精度に影響を与える可能性がある。

さらに、図３において示すように、第２方形波Ｗ２，Ｗ３（図３Ｂ，図３Ｃ）は、基本波だけでなく、その高調波も第１方形波Ｗ１（図３Ａ）の一部の高調波と等しくなる。図３の例では、第２方形波Ｗ２の第３次高調波，第５次高調波と、第１方形波Ｗ１の第９次高調波，第１５次高調波とが等しくなる。また、第２方形波Ｗ３の第３次高調波と、第１方形波Ｗ１の第１５次高調波とが等しくなる。従って、第１方形波Ｗ１の第１５次高調波は、第２方形波Ｗ２と第２方形波Ｗ３の両方で減算されることになるため、誤差を生じる。

そこで第１ローパスフィルタ３０は入力信号Ｓｉの高周波成分を方形波乗算部（Ｕ１〜Ｕ３，ＵＡ１〜Ｕ３）に入力する前に減衰させる。精度に影響を与える可能性がある最も低い高調波は第１方形波Ｗ１の第７次高調波（周波数７ｆｓ）であるため、第１ローパスフィルタ３０の周波数特性は、周波数７ｆｓより高い周波数の成分が乗算精度へ影響を与えない程度まで減衰するように設定される。

図１１は、第４の実施形態に係る正弦波乗算装置の他の構成例を示す図である。図１１に示す正弦波乗算装置は、図１０に示す正弦波乗算装置に第２ローパスフィルタ４０を追加したものであり、他の構成は図１０に示す正弦波乗算装置と同じである。

図１１に示す正弦波乗算装置は、入力信号Ｓｉに含まれる周波数ｆｓの信号成分のみを抽出する回路（狭帯域バンドパスフィルタ回路）として動作させることが可能である。この場合、第２ローパスフィルタ４０によって出力信号Ｓｏの直流成分を抽出することにより、その直流成分のレベルは、入力信号Ｓｉに含まれる周波数ｆｓの信号成分の振幅に応じたレベルとなる。第２ローパスフィルタ４０は、例えば、出力信号ＳｏのＡＤ変換結果を離散処理するデジタルフィルタによって構成される。

＜第５の実施形態＞
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。
図１２は、第５の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。図１２に示す正弦波乗算装置は、第２及び第３の実施形態に係る正弦波乗算装置（図５）にローパスフィルタ５０を設け、入力信号Ｓｉを直流電圧ＶＤＤとしたものであり、他の構成は第２及び第３の実施形態に係る正弦波乗算装置と同じである。

図１２に示す正弦波乗算装置は、入力信号Ｓｉが直流電圧ＶＤＤであるため、出力信号Ｓｏは直流電圧ＶＤＤと正弦波とを乗算した信号、すなわち正弦波となる。図１０に示す正弦波乗算装置は、周波数ｆｓの信号成分を直流成分に変換するが、図１２に示す正弦波乗算装置は直流成分から周波数ｆｓの信号を発生させるものであるので入出力の関係が逆になる。したがって、ローパスフィルタ５０は、図１０に示す正弦波乗算装置と同様に、第７次高調波成分（周波数ｆｓ）より高い周波数の成分を減衰させる。
このように、本実施形態に係る正弦波乗算装置は、精度の高い正弦波発生回路として動作させることも可能である。

＜第６の実施形態＞
次に、本発明の第６の実施形態について説明する。
図１３は、第６の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部ＵＢ１〜ＵＢ３の構成の一例を示す図である。第３の実施形態に係る正弦波乗算装置は、第２の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部Ｕ１〜Ｕ３を、図１３に示す方形波乗算部ＵＢ１〜ＵＢ３に置き換えたものであり、他の構成は第２の実施形態に係る正弦波乗算装置と同じである。

図６，図８に示す方形波乗算部では、２つのキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）を正転モード用と反転モード用に独立に設けているが、図１３に示す方形波乗算部ＵＢ１〜ＵＢ３では、正転モードと反転モードとで共通のキャパシタＣ２を用いる。

方形波乗算部ＵＢ１〜ＵＢ３は、図１３の例において、第３スイッチ部２３と第２キャパシタＣ２を有する。第３スイッチ部２３は、第２スイッチ部２２と同様のスイッチ素子（ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６）に加えて、第１０スイッチ素子ＳＷ１０を有する。第２キャパシタＣ２とスイッチ素子（ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６）の接続関係は、図６，図８と同じである。第１０スイッチ素子ＳＷ１０は、第３スイッチ素子ＳＷ３及び第６スイッチ素子ＳＷ６が接続される第２キャパシタＣ２の一端と出力ノードＮｃとの間の電流経路に設けられている。

図１４は、第６の実施形態に係る正弦波乗算装置における方形波乗算部ＵＢ１〜ＵＢ３及び信号合成部１０の各スイッチ素子のオンオフ状態を示すタイミング図である。
正転モードでは、第４スイッチ素子ＳＷ４が常にオン状態となる。正転モードの充電動作において、第３スイッチ素子ＳＷ３がオンし、第４スイッチ素子ＳＷ４を除く他のスイッチ素子がオフする。正転モードの電荷出力動作においては、第１０スイッチ素子ＳＷ１０がオンし、第４スイッチ素子ＳＷ４を除く他のスイッチ素子がオフする。
一方、反転モードでは、第１０スイッチ素子ＳＷ１０が常にオフ状態となる。反転モードの充電動作において、第３スイッチ素子ＳＷ３及び第４スイッチ素子ＳＷ４のペアがオンし、他のスイッチ素子がオフする。反転モードの電荷出力動作において、第５スイッチ素子ＳＷ５及び第６スイッチ素子ＳＷ６がオンし、他のスイッチ素子がオフする。この動作は、図６，図８における第２スイッチ部２２と同じである。

このように、本実施形態によれば、１つのキャパシタＣ２を正転モードと反転モードの両方で使用するため、回路構成を簡易化できる。

＜第７の実施形態＞
次に、本発明の第７の実施形態について説明する。
図１５は、第７の実施形態に係る正弦波乗算装置の構成の一例を示す図である。図１５に示す正弦波乗算装置は、反転アンプ回路６０と、方形波乗算部ＵＤ１〜ＵＤ３と、信号合成部１０Ａを有する。

反転アンプ回路６０は、基準電位に対する入力信号Ｓｉの極性を反転させる回路であり、入力信号Ｓｉにゲイン「−１」を乗じた結果を反転入力信号−Ｓｉとして方形波乗算部ＵＤ１〜ＵＤ３に入力する。

方形波乗算部ＵＤ１〜ＵＤ３は、入力信号Ｓｉ及び反転入力信号−Ｓｉをそれぞれ入力し、入力信号Ｓｉに乗算する方形波Ｗ１〜Ｗ３の１周期における一方の半周期において、入力信号Ｓｉに所定の比率で比例した出力信号Ｓｕｄ１〜Ｓｕｄ３を生成し、当該１周期における他方の半周期において、反転入力信号−Ｓｉに前記所定の比率で比例した出力信号Ｓｕｄ１〜Ｓｕｄ３を生成する。
以下、本実施形態では、方形波乗算部ＵＤ１〜ＵＤ３の任意の１つを「方形波乗算部ＵＤ」と記し、出力信号Ｓｕｄ１〜Ｓｕｄ３の任意の１つを「出力信号Ｓｕｄ」と記し、方形波Ｗ１〜Ｗ３の任意の１つを「方形波Ｗ」と記す。

図１６は、方形波乗算部ＵＤの構成の一例を示す図である。図１６に示す方形波乗算部ＵＤは、抵抗Ｒ１と、スイッチ素子ＳＷ１２と、スイッチ素子ＳＷ１３を有する。
スイッチ素子ＳＷ１３は、抵抗Ｒ１の一端と、反転アンプ回路６０の出力につながる入力ノードＮｉＸとの間の電流経路に設けられる。スイッチ素子ＳＷ１２は、抵抗Ｒ１の前記一端と入力ノードＮｉとの間の電流経路に設けられる。抵抗Ｒ１の他端は、出力ノードＮｃに接続される。方形波Ｗの１周期における一方の半周期においてスイッチ素子ＳＷ１２がオン、スイッチ素子ＳＷ１３がオフし、他方の半周期においてスイッチ素子ＳＷ１２がオフ、スイッチ素子ＳＷ１３がオンする。
以下、本実施形態では、スイッチ素子ＳＷ１２がオン、スイッチ素子ＳＷ１３がオフする方形波Ｗの半周期間の動作モードを「正転モード」と呼び、スイッチ素子ＳＷ１２がオフ、スイッチ素子ＳＷ１３がオンする方形波Ｗの他の半周期間の動作モードを「反転モード」と呼ぶ。

正転モードでは、入力ノードＮｉが抵抗Ｒ１を介して出力ノードＮｃに接続される。出力ノードＮｃは、後述する信号合成部１０Ａによって基準電位に保たれているため、方形波乗算部ＵＤが信号合成部１０Ａに出力する電流は、入力信号Ｓｉの電圧に比例した値となる。入力信号Ｓｉの電圧に対する出力電流の比率は、抵抗Ｒ１の導電率となる。

他方、反転モードでは、入力ノードＮｉＸが抵抗Ｒ１を介して出力ノードＮｃに接続される。この場合も、出力ノードＮｃは、基準電位に保たれているため、方形波乗算部ＵＤが信号合成部１０Ａに出力する電流は、反転入力信号−Ｓｉの電圧に比例した値となる。反転入力信号−Ｓｉの電圧に対する出力電流の比率は、抵抗Ｒ１の導電率となる。

方形波乗算部ＵＤ１（以下、「第１方形波乗算部ＵＤ１」と記す。）は、周波数ｆｓの正弦波を基本波とする方形波Ｗ１（以下、「第１方形波Ｗ１」と記す。）を入力信号Ｓｉに乗算する。第１方形波Ｗ１の周波数は「ｆｓ」、振幅は「Ａ」である。
方形波乗算部ＵＤ２，ＵＤ３（以下、「第２方形波乗算部Ｕ２」「第２方形波乗算部ＵＤ３」と記す。）は、周波数ｆｓの第１方形波Ｗ１に含まれる第３次高調波，第５次高調波の位相を反転させた正弦波を基本波とする方形波Ｗ２、Ｗ３（以下、「第２方形波Ｗ２」「第２方形波Ｗ３」と記す。）をそれぞれ入力信号Ｓｉに乗算する。第２方形波Ｗ２の周波数は「３ｆｓ」、振幅は「Ａ／３」であり、第２方形波Ｗ３の周波数は「５ｆｓ」、振幅は「Ａ／５」である。

第１方形波乗算部ＵＤ１における抵抗Ｒ１の導電率を「Ｙｕ１」、第２方形波乗算部ＵＤ２における抵抗Ｒ１の導電率を「Ｙｕ２」、第３方形波乗算部ＵＤ３における抵抗Ｒ１の導電率を「Ｙｕ３」とすると、これらの導電率は次式で表わされる比に設定される。

［数４］
Ｙｕ１：Ｙｕ２：Ｙｕ３ ＝ １５：５：３ …（４）

導電率が式（４）のように設定されることで、第１方形波乗算部ＵＤ１の出力電流に含まれる第１方形波Ｗ１の第３次高調波に対応した電流成分の振幅と、第２方形波乗算部ＵＤ２の出力電流に含まれる第２方形波Ｗ２の基本波に対応した電流成分の振幅とが等しくなる。また、第１方形波乗算部ＵＤ１の出力電流に含まれる第１方形波Ｗ１の第５次高調波に対応した電流成分の振幅と、第２方形波乗算部ＵＤ３の出力電流に含まれる第２方形波Ｗ３の基本波に対応した電流成分の振幅とが等しくなる。

信号合成部１０Ａは、方形波乗算部ＵＤ１〜ＵＤ３から出力される電流の和に応じた出力信号Ｓｏを生成する。信号合成部１０Ａは、例えば図１５に示すように、抵抗Ｒ３とアンプ回路ＯＰ２を有する。抵抗Ｒ３は、出力ノードＮｃとアンプ回路ＯＰ２の出力との間に接続される。アンプ回路ＯＰ２は、出力ノードＮｃが基準電位と等しくなるように抵抗Ｒ３の一端の出力電圧を制御する。アンプ回路ＯＰ２は、例えばオペアンプであり、反転入力端子が出力ノードＮｃに接続され、非反転入力端子が基準電位に接続される。

図１７は、方形波乗算部ＵＤ１〜ＵＤ３の各スイッチ素子のオンオフ状態を示すタイミング図である。
図１７において示すように、第１方形波乗算部ＵＤ１において正転モードと反転モードからなる第１方形波Ｗ１の１サイクルの乗算が行われる間に、第２方形波乗算部ＵＤ２では第２方形波Ｗ２の３サイクルの乗算が行われ、第２方形波乗算部ＵＤ３では第２方形波Ｗ３の５サイクルの乗算が行われる。

また、第１方形波乗算部ＵＤ１において第１方形波Ｗ１の正転モードが開始されるとき、第２方形波乗算部ＵＤ２では第２方形波Ｗ２の反転モードが開始され、第２方形波乗算部ＵＤ３では第２方形波Ｗ３の反転モードが開始される。そのため、第２方形波Ｗ２の基本波は第１方形波Ｗ１の第３次高調波に対して逆位相となり、第２方形波Ｗ３の基本波は第１方形波Ｗ１の第５次高調波に対して逆位相となる。従って、第１方形波乗算部ＵＤ１の出力電流に含まれる第１方形波Ｗ１の第３次高調波に対応した電流成分は、第２方形波乗算部ＵＤ２の出力電流に含まれる第２方形波Ｗ２の基本波に対応した電流成分によって相殺される。また、第１方形波乗算部ＵＤ１の出力電流に含まれる第１方形波Ｗ１の第５次高調波に対応した電流成分は、第２方形波乗算部ＵＤ３の出力電流に含まれる第２方形波Ｗ３の基本波に対応した電流成分によって相殺される。

以上説明したように、本実施形態に係る正弦波乗算装置においても、既に説明した各実施形態と同様に、簡易な構成で精度よく入力信号Ｓｉと正弦波との乗算を行うことができる。

＜第８の実施形態＞
次に、本発明の第８の実施形態に係る入力装置について、図１８を参照して説明する。

図１８に示す本実施形態に係る入力装置は、物体の近接に応じた情報を入力するタッチセンサなどの入力装置であり、センサ部１１０と、選択部１２０と、検出信号生成部１３０と、第１正弦波乗算部１４０と、第２正弦波乗算部１５０と、ローパスフィルタ１６０とを備える。

センサ部１１０は、物体の近接に応じて静電容量が変化するセンサ素子を含んでおり、図１８の例では、物体との間にキャパシタを形成する電極ＥＳ１〜ＥＳｎを含む。電極ＥＳ１〜ＥＳｎへ物体（指先など）が近接することにより、電極ＥＳ１〜ＥＳｎと物体との間に形成されるキャパシタの静電容量が変化する。

選択部１２０は、センサ部１１０における電極ＥＳ１〜ＥＳｎの１つを選択して検出信号生成部１３０の入力に接続する。

検出信号生成部１３０は、第１正弦波乗算部１４０によって供給される第１正弦波に応じた正弦波の駆動電圧を、選択部１２０により選択されたセンサ部１１０の電極（ＥＳ１〜ＥＳｎ）に印加し、この駆動電圧の印加によって電極に流れる電流に応じた検出信号Ｓｎを生成する。検出信号生成部１３０は、例えば図１８に示すように、オペアンプＯＰ３と、キャパシタＣｆと、減算器１３１を有する。キャパシタＣｆは、オペアンプＯＰ３の反転入力端子と出力端子との間に接続される。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子には、第１正弦波乗算部１４０の第１正弦波が入力される。減算器１３１は、オペアンプＯＰ３の出力信号が第１正弦波を減算し、その減算結果を検出信号Ｓｎとして出力する。検出信号Ｓｎは、第１正弦波と同じ周波数ｆｓで振動する信号であり、その振幅はセンサ部１１０の電極と物体（指先）との間に形成される静電容量に比例する。

第１正弦波乗算部１４０は、周波数ｆｓの正弦波を直流信号に乗算し、当該乗算の結果として所定の周波数の第１正弦波を出力する回路であり、例えば図１２に示す正弦波乗算装置と同様の構成を有する。

第２正弦波乗算部１５０は、検出信号生成部１３０において生成された検出信号Ｓｎに、周波数ｆｓの第２正弦波を乗算する回路であり、例えば図１０に示す正弦波乗算装置と同様の構成を有する。

ローパスフィルタ１６０は、第２正弦波乗算部１５０の乗算結果として得られる信号Ｄｓから、直流成分の信号Ｄａを抽出する。第２正弦波乗算部１５０とローパスフィルタ１６０は、検出信号Ｓｎに含まれる周波数ｆｓの信号成分を抽出する狭帯域のバンドパスフィルタとして動作する。直流成分の信号Ｄａは、検出信号Ｓｎに含まれる周波数ｆｓの信号成分の振幅に応じたレベルを有しており、センサ部１１０の電極と物体（指先）との間に形成される静電容量に比例する。

本実施形態に係る入力装置によれば、簡易な構成の第１正弦波乗算部１４０，第２正弦波乗算部１５０を用いて、外来ノイズの影響が除去された精度の高い静電容量の検出値を得ることができる。

以上、本発明の幾つかの実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態にのみ限定されるものではなく、更に種々のバリエーションを含んでいる。

図４に示す正弦波乗算装置では、第２方形波乗算部Ｕ２，Ｕ３において入力信号Ｓｉに乗算する第２方形波Ｗ２，Ｗ３の基本波の位相を第１方形波Ｗ１における高調波の位相に対して逆にしているが、本発明はこの例に限定されない。本発明の他の実施形態では、例えば図１９において示すように、第２方形波乗算部Ｕ２，Ｕ３において入力信号Ｓｉに乗算する第２方形波Ｗ２，Ｗ３の基本波の位相を第１方形波Ｗ１における高調波の位相と同相となるようにしてもよい。この場合、信号合成部１０では、第１方形波乗算部Ｕ１の出力信号Ｓｕ１から第２方形波乗算部Ｕ２，Ｕ３の出力信号Ｓｕ２，Ｓｕ３を減算するように信号の合成することで、図４に示す正弦波乗算装置と同様に高調波成分を相殺することができる。

上述した実施形態では、第１方形波Ｗ１における第３次高調波及び第５次高調波に対応した信号成分を第２方形波Ｗ２，Ｗ３の基本波に対応した信号成分により相殺しているが、本発明はこの例に限定されない。本発明の他の実施形態では、更に周波数の高い高調波に対応した信号成分を相殺できるように、方形波乗算部の数を３以上としてもよい。

上述した実施形態では、基準電位からの信号レベルを基準にして信号処理を行う例を挙げたが、本発明の他の実施形態では、差動信号を扱う構成としてもよい。これにより、電源ノイズ等の外乱の影響を受け難くすることができる。

上述した実施形態では、方形波の乗算処理や乗算結果の合成処理をアナログ回路で行っているが、本発明の他の実施形態では、これらの信号処理をデジタル信号処理で行ってもよい。

１０，１０Ａ…信号合成部、２１，２１Ａ…第１スイッチ部、２２…第２スイッチ部、２３…第３スイッチ部、３０…第１ローパスフィルタ、４０…第２ローパスフィルタ、５０，１６０…ローパスフィルタ、６０…反転アンプ、Ｕ１〜Ｕ３，ＵＡ１〜ＵＡ３，ＵＢ１〜ＵＢ３，ＵＤ１〜ＵＤ３…方形波乗算部、ＳＷ１〜ＳＷ１０…スイッチ素子、ＯＰ１，ＯＰ２…アンプ回路、Ｃ１〜Ｃ４…キャパシタ、Ｒ１…抵抗

Claims (8)

1. 所定の周波数の正弦波を入力信号に乗算する正弦波乗算装置であって、
   それぞれ異なる周波数の方形波を前記入力信号に乗算する複数の方形波乗算部と、
   前記複数の方形波乗算部の出力信号を合成する信号合成部とを備え、
   前記方形波は、最も周波数が低い正弦波である基本波と、前記基本波に対してそれぞれ整数倍の周波数を持つ正弦波である複数の高調波との和として近似可能であり、
   前記複数の方形波乗算部は、１つの第１方形波乗算部と１つ又は複数の第２方形波乗算部とを含み、
   前記第１方形波乗算部は、前記所定の周波数の正弦波を前記基本波とする第１方形波を前記入力信号に乗算し、
   前記第２方形波乗算部は、前記第１方形波に含まれる１つの前記高調波と等しい正弦波若しくは当該１つの高調波の位相を反転させた正弦波を前記基本波とする第２方形波を前記入力信号に乗算し、
   前記信号合成部は、前記第１方形波乗算部の出力信号に含まれる前記第１方形波の少なくとも１つの前記高調波と前記入力信号との積に応じた信号成分を、前記第２方形波乗算部の出力信号に含まれる前記第２方形波の前記基本波と前記入力信号との積に応じた信号成分よって相殺し、
   前記方形波乗算部は、前記入力信号に乗算する方形波の１周期中における一方の半周期と他方の半周期のそれぞれにおいて、前記入力信号に比例した出力信号を生成するとともに、当該一方の半周期と当該他方の半周期とで、前記入力信号と前記出力信号との比の絶対値が等しく、かつ、当該比の符号が反転するように前記出力信号を生成し、
   前記方形波乗算部は、前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における一方の半周期と他方の半周期のそれぞれにおいて、前記入力信号の電圧に比例した電荷を蓄積する充電動作と、前記充電動作により蓄積した前記電荷を前記信号合成部へ出力する電荷出力動作とを所定のサンプリング周期で交互に反復するとともに、当該一方の半周期と当該他方の半周期とで、前記入力信号の電圧と前記充電動作により蓄積する電荷量との比が等しく、かつ、前記信号合成部へ出力する前記電荷の極性が反転するように前記充電動作及び前記電荷出力動作を行い、
   前記信号合成部は、前記複数の方形波乗算部において所定回数の前記電荷出力動作が行われる度に、当該電荷出力動作によって前記複数の方形波乗算部から出力される前記電荷の和に応じた信号を生成する
   ことを特徴とする正弦波乗算装置。
2. 前記入力信号が入力される入力ノードと、
   前記複数の方形波乗算部の出力が共通に接続される出力ノードとを備え、
   前記方形波乗算部は、
   第１キャパシタ及び第２キャパシタと、
   前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における一方の半周期において、前記第１キャパシタの一端を前記入力ノードに接続するとともに前記第１キャパシタの他端を基準電位に接続する充電動作、及び、前記第１キャパシタの前記一端を前記出力ノードに接続するとともに前記第１キャパシタの前記他端を前記基準電位に接続する電荷出力動作を前記サンプリング周期で交互に反復する第１スイッチ部と、
   前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における他方の半周期において、前記第２キャパシタの一端を前記入力ノードに接続するとともに前記第２キャパシタの他端を前記基準電位に接続する充電動作、及び、前記第２キャパシタの前記他端を前記出力ノードに接続するとともに前記第２キャパシタの前記一端を前記基準電位に接続する電荷出力動作を前記サンプリング周期で交互に反復する第２スイッチ部と有し、
   前記信号合成部は、
   一方の端子が前記出力ノードに接続された第３キャパシタと、
   前記出力ノードと前記基準電位との電圧差がゼロとなるように前記第３キャパシタの他方の端子の電圧を制御するアンプ回路と、
   前記複数の方形波乗算部において所定回数の前記電荷出力動作が行われる度に、前記第３キャパシタに蓄積される電荷を放電する放電回路とを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の正弦波乗算装置。
3. 前記第１スイッチ部は、
   前記入力ノードと前記第１キャパシタの前記一端との間の電流経路に設けられた第１スイッチ素子と、
   前記第１キャパシタの前記一端と前記出力ノードとの間の電流経路に設けられた第２スイッチ素子とを含み、
   前記第１キャパシタの前記他端が前記基準電位に接続されており、
   前記第２スイッチ部は、
   前記入力ノードと前記第２キャパシタの前記一端との間の電流経路に設けられた第３スイッチ素子と、
   前記第２キャパシタの前記他端と前記基準電位との間の電流経路に設けられた第４スイッチ素子と、
   前記第２キャパシタの前記他端と前記出力ノードとの間の電流経路に設けられた第５スイッチ素子と、
   前記第２キャパシタの前記一端と前記基準電位との間の電流経路に設けられた第６スイッチ素子とを含み、
   前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における一方の半周期では、
   前記充電動作の際に前記第１スイッチ素子がオンするとともに他の前記スイッチ素子がオフし、
   前記電荷出力動作の際に前記第２スイッチ素子がオンするとともに他の前記スイッチ素子がオフし、
   前記入力信号に乗算する前記方形波の１周期中における他方の半周期では、
   前記充電動作の際に前記第３スイッチ素子及び前記第４スイッチ素子がオンするとともに他の前記スイッチ素子がオフし、
   前記電荷出力動作の際に前記第５スイッチ素子及び前記第６スイッチ素子がオンするとともに他の前記スイッチ素子がオフする
   ことを特徴とする請求項２に記載の正弦波乗算装置。
4. 前記方形波乗算部は、前記第１スイッチ素子と前記入力ノードとの電流経路に設けられた第４キャパシタを有し、
   前記第１スイッチ部は、
   前記第４キャパシタの一端と前記入力ノードとの間の電流経路に設けられた第７スイッチ素子と、
   前記第４キャパシタの前記一端と前記基準電位との間の電流経路に設けられた第８スイッチ素子と、
   前記第４キャパシタの他端と前記基準電位との間の電流経路に設けられた第９スイッチ素子とを含み、
   前記第７スイッチ素子が前記第１スイッチ素子と同じ条件でオンオフし、
   前記第８スイッチ素子及び前記第９スイッチ素子が前記第２スイッチ素子と同じ条件でオンオフする
   ことを特徴とする請求項３に記載の正弦波乗算装置。
5. 前記第１方形波乗算部及び前記第２方形波乗算部は、前記充電動作において電荷を蓄積する少なくとも１つのキャパシタを有しており、
   前記第１方形波乗算部が前記充電動作において電荷を蓄積する前記キャパシタの静電容量と、前記第２方形波乗算部が前記充電動作において電荷を蓄積する前記キャパシタの静電容量との比が、前記第１方形波の前記基本波の振幅と、前記第２方形波の前記基本波と等しい周波数を有する前記第１方形波の前記高調波の振幅との比に応じた値を有する
   ことを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載の正弦波乗算装置。
6. 前記複数の方形波乗算部に入力される前記入力信号に含まれたノイズ成分であって、サンプリング周波数の整数倍の周波数から前記入力信号の信号帯域へ折り返し雑音を生じ得る前記ノイズ成分を減衰させる第１ローパスフィルタを有する
   ことを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載の正弦波乗算装置。
7. 前記第１方形波に含まれる前記高調波の中で、周波数が低い順における１番目からＮ番目までの前記高調波に対応したＮパターンの前記第２方形波を前記入力信号に乗算するＮ個の前記方形波乗算部と、
   前記信号合成部において合成の結果として出力される信号から、前記第１方形波に含まれる前記高調波であって、前記周波数が低い順における（Ｎ＋１）番目以降の前記高調波を減衰させる第２ローパスフィルタを有する
   ことを特徴とする請求項１乃至６の何れか一項に記載の正弦波乗算装置。
8. 物体の近接に応じた情報を入力する入力装置であって、
   前記物体の近接に応じて静電容量が変化するセンサ素子を含んだセンサ部と、
   所定の周波数の正弦波を直流信号に乗算し、当該乗算の結果として前記所定の周波数の第１正弦波を出力する第１正弦波乗算部と、
   前記第１正弦波に応じた正弦波の駆動電圧を前記センサ素子に印加し、前記駆動電圧の印加によって前記センサ素子に流れる電流に応じた検出信号を生成する検出信号生成部と、
   前記所定の周波数の第２正弦波を前記検出信号に乗算する第２正弦波乗算部と、
   前記第２正弦波乗算部の乗算結果の信号から直流成分を抽出するローパスフィルタとを備え、
   前記第１正弦波乗算部及び前記第２正弦波乗算部は、請求項１乃至７の何れか一項に記載された正弦波乗算装置である
   ことを特徴とする入力装置。

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