KR100374439B1 - 전원장치 및 전압 변환기 - Google Patents

전원장치 및 전압 변환기 Download PDF

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마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤
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Abstract

전원장치(200)는, 소정의 타이밍으로 에너지를 공급하는 에너지 공급회로(210)와, 에너지 공급회로(210)에서 공급되는 에너지를 수취하여, 그 에너지를 보존하는 에너지 보존회로(220)를 구비하고 있다. 에너지 보존회로(220)는, 인덕터(221)와, 접속점(222)에 있어서 인덕터(221)의 일단에 접속되는 용량(223)과, 접속점(224)에 있어서 인덕터(221)의 타단에 접속되는 용량(225)을 포함하고 있다. 에너지는, 접속점(222)과 접속점(224) 중 적어도 한쪽을 통해 부하에 공급된다.

Description

전원장치 및 전압 변환기{Power unit and voltage transformer}
직류의 입력 전압치를 다른 직류의 출력전압치로 승압, 강압 및 반전시키는 회로에는, DC/DC 변환기가 있다. DC/DC 변환기는 변환효율과 발열량의 관점에서 레귤레이터보다도 변환효율이 우수하고 발열량이 작다. 트랜스와의 비교로서는 장치의 부피가 작아진다. 이러한 특징으로부터 변환효율, 발열량 및 장치의 부피의 요구가 강한 워크스테이션, 퍼스널·컴퓨터에 많이 사용되고 있다.
도 51a 및 도 51b는, 종래의 DC/DC 변환기(61)의 구성을 도시한다. 입력전압을 강압하여 출력하는 부분을 도 51a에 도시하고 있다. 전압 입력 단자에는 전원의 전압이 주어진다. 신호 입력 단자(a)와 신호 입력 단자(b)에 주어진 펄스신호에 따라서 NMOS 트랜지스터(50, 51)가 개방 상태와 폐쇄 상태로 변화시킨다. NMOS 트랜지스터(50)가 폐쇄 상태가 되고, NMOS 트랜지스터(51)가 개방 상태가 되면 LC부에 전류가 공급된다. 이 공급된 전류의 시간변화는 인덕턴스(L)에 의해서 전압으로 변환되어 단자(a)는 출력단자보다도 빠르게 전압이 상승한다. 따라서,NMOS 트랜지스터(50)가 개방 상태가 되고, NMOS 트랜지스터(51)가 폐쇄 상태가 되면 LC부에서 전류가 방출된다. 이들 공급된 전류와 방출된 전류와의 비율로 출력전압이 결정된다. NMOS 트랜지스터(50)가 폐쇄 상태의 시간이 NMOS 트랜지스터(51)가 폐쇄 상태의 시간과 비교하여 긴 경우에는 출력전압은 상승하고, NMOS 트랜지스터(50)가 폐쇄 상태의 시간이 NMOS 트랜지스터(51)가 폐쇄 상태의 시간과 비교하여 짧은 경우에는 출력전압은 강하한다. 예를 들면, NMOS 트랜지스터(50)가 폐쇄 상태의 시간이 NMOS 트랜지스터(51)가 폐쇄 상태의 시간과 같을 때에 출력전압이 1.5V였다고 한다. NMOS 트랜지스터(50)가 폐쇄 상태의 시간이 NMOS 트랜지스터(51)가 폐쇄 상태의 시간과 비교하고 긴 경우에는 출력전압은 1.5 V보다도 높은 전압이 되며, NMOS 트랜지스터(50)가 폐쇄 상태의 시간이 NMOS 트랜지스터(51)가 폐쇄 상태의 시간과 비교하고 짧은 경우에는 출력전압은 1.5V보다도 낮은 전압이 된다.
도 51b에 도시된 바와 같이, NMOS 트랜지스터(50, 51)의 개폐상태를 지시하는 신호가, 신호 입력 단자(A,B)로부터 입력되고, 신호 입력 단자(A,B)에 입력되는 펄스신호는 펄스 생성부(55)에 의해서 생성되어 있다. 펄스 생성부(55)의 출력 펄스의 주기와 펄스폭은 제어부(57)에 의해서 제어되고 있다. 제어부(57)는 기준전압 생성부(56)로부터 출력되는 전압과 전압 변환부(54)의 모니터 단자의 전압을 비교하고, 펄스 생성부로부터 출력되는 펄스신호의 주기와 펄스폭을 모니터 단자의 전압이 목표의 전압이 되도록 제어한다.
최근에는 DC/DC 변환기를, 휴대전화나 PHS 등의 휴대기기에도 사용하는 것으로, 리튬·이온전지의 수명을 연장하는 것이 생각되게 되었다. 3V의 출력전압을 가지는 리튬·이온전지의 출력전압을, DC/DC 변환기에 의해서 1V 근방에 강압하여 휴대전화에 사용되어 있는 LSI를 상기 1V 근방으로 동작시킴으로써 LSI의 소비전력을 삭감할 수 있을 가능성이 있기 때문이다.
그러나, 이러한 전지의 수명을 연장시키는 것을 실현하기 위해서는,DC/DC 변환기는 이하에 도시하는 (1) 및 (2)의 과제를 동시에 해결할 필요가 있다.
(1) 전지의 전압을 반 이하의 전압으로 변환하는 경우라도, 변환효율을 저하시키지 않을 것.
휴대전화에 사용되고 있는 리튬·이온전지의 출력전압은 3V이다. LSI의 소비전력을 삭감하기 위해서는 리튬·이온전지의 출력전압을 효율이 좋게 1V로 강압할 필요가 있다. 그렇지만, 종래의 DC/DC 변환기(61, 도 51b)를 사용하여 이러한 강압을 하면, 변환 효율이 저하하게 된다. 종래의 DC/DC 변환기(61)는, 제어계 회로(58)의 소비전력이 크기 때문이다. 예를 들면, 전원전압이 1V인 경우에는, LSI의 소비전력이 10mW 정도인데 대하여, 펄스 생성부(55), 제어부(57) 및 기준전압 생성부(56)를 포함하는 제어계 회로(58)의 소비전력은 100mW 정도가 되어 버린다. 이와 같이, 전원전압이 낮은 경우에는, LSI의 소비전력보다도 DC/DC 변환기(61)의 제어계 회로(58)의 소비전력쪽이 커져 버리는 것이, 변환효율을 저하시키는 원인이다.
(2) 전압 변환부의 효율이 90% 이상일 것.
종래의 DC/DC 변환기(61)에 있어서, 전압 변환부(54)의 효율저하는, NMOS 트랜지스터(50, 51)에 흐르는 전류에 의해서 발생한다. 전압 변환부(54)에서는, 1 사이클로 2회분의 효율 저하를 발생시키게 된다. 전압 변환부(54)에서는, NMOS 트랜지스터(50, 51)는 1사이클로 개방 상태가 되기 때문이다.
또한, 온 칩에 관한 과제로서 이하에 제시하는 (3)을 들 수 있다.
(3) 온 칩화가 용이할 것.
종래의 DC/DC 변환기(61)에 있어서는, 인덕터(52)의 값은 100μH 정도이다. 그러나, 그와 같은 큰 값을 갖는 인덕터를 실리콘 기판상에 형성하는 것은 곤란하다. 실리콘 기판상에 형성할 수 있는 것은, 기껏 200nH 정도의 인덕터이기 때문이다. 또한, 100μH 정도의 인덕터를 사용하면, 복사 전자파 노이즈에 의해서 다른 LSI의 오동작을 유발할 우려가 있다.
또, 종래의 DC/DC 변환기(61)에 있어서, 80% 이상의 변환효율을 실현하기 위해서는, 스위치(50, 51)의 폐쇄 상태 에서의 저항치(온 저항)가 0.1mΩ 정도일 필요가 있다. 그러나, 그와 같은 작은 온 저항을 갖는 스위치를 실리콘 기판상에 형성하는 것은 곤란하다. 실리콘 기판상에 형성할 수 있는 것은, 온 저항이 기껏 500mΩ 정도의 스위치이기 때문이다. 500mΩ 정도의 온 저항을 갖는 스위치를 사용한 경우에는, 변환효율이 60% 이하로까지 저하하게 된다.
이와 같이, 종래의 DC/DC 변환기(61)에서는, 상기 (1) 내지 (3)의 과제의 모두 해결할 수 없다.
본 발명의 목적의 하나는, 상기 (1) 내지 (3)의 과제를 동시에 해결하여, 또한, 작은 출력전류 출력시에 있어서도 고 효율의 전압변환을 실현하는 전압 변환기를 제공함에 있다.
또, 본 발명은 저 전력 LSI에 적합한 전원장치의 기본발명이다. 본 발명은, (1) 에너지 손실이 거의 없고, (2) 여러가지 타입의 전압파형을 생성할 수 있으며, (3) LSI용의 전원으로서 적합하다는 특징을 갖는 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또, 본 발명은 LC 공진회로를 포함하는 전원장치와 그 전원장치로부터 전원전압이 공급되는 적어도 하나의 회로 블록을 포함하는 반도체 집적회로에 있어서, LC 공진회로의 동작에 의해서 발생하는 노이즈를 저감할 수 있는 반도체 집적회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 저 전력 LSI에 적합한 전원장치 및 전압 변환기에 관한 것이다.
도 1은, 본 발명에 의한 전원장치(200)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 2a 내지 도 2e는, 에너지 보존회로(220)에 있어서 동적 에너지가 용량(223)과 용량(225)과의 사이를 인덕터(221)를 통해 순환하면서 일정하게 유지되는 것을 모식적으로 도시하는 도면이다.
도 3은, C1C2의 경우에 있어서의, 접속점(222)의 교류전압 파형의 일 예를 도시하는 도면이다.
도 4는, 교류전압 파형의 예를 도시하는 도면이다.
도 5는, 기생 다이오드(250)를 포함하는 LSI를 전원장치(200)의 접속점(222)에 접속한 경우의 등가회로를 도시하는 도면이다.
도 6a 내지 도 6d는, 에너지 공급회로(210)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 7a 내지 도 7e는, 전압(v)의 파형과 전류(i1)의 파형을 도시하는 도면이다.
도 8은, 전원장치(1301)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 9a 및 도 9b는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 10a는, 동적 에너지를 검출하는 처리의 순서를 도시하는 흐름도이다.
도 10b는, 정적 에너지를 검출하는 처리의 순서를 도시하는 흐름도이다.
도 11a는, 전원장치(1302)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 11b 및 도 11c는, 소자(391)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 11d는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 12는, 전원장치(1303)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 13a는, 전원장치(1304)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 13b는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 14는, 동적 에너지를 조정하는 처리의 순서를 도시하는 흐름도이다.
도 15는, 스위치부(212e)의 구성예를 도시하는 도면이다.
도 16a는, DC 타입의 전원장치(201)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 16b는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 17a는, AC 타입의 전원장치(202)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 17b는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 18a는, DC-AC 타입의 전원장치(203)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 18b는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 19a는, AC-AC 타입의 전원장치(204)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 19b는 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 20a는, AC-AC 타입의 전원장치(205)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 20b는 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 21은, AC-AC 타입의 전원장치(206)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 22은, 접속점에 있어서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 23a 내지 도 23d는, 기간(T1내지 T4)의 각각에 있어서의 전하의 이동을 도시하는 도면이다.
도 24a 및 도 24b는, 접속점에 있어서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 25a는, 에너지 재이용 DC 타입의 전원장치(1202)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 25b는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 26a는, 에너지 재이용 AC-AC 타입의 전원장치(1203)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 26b는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 27a는, 에너지 재이용 AC-DC 타입의 전원장치(1204)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 27b는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 28a는, 에너지 재이용 DC-AC 타입의 전원장치(1205)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 28b는, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 29는, 본 발명에 의한 전압 변환기(20)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 30은, 전압 변환부(3)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 31은, 공진회로(140)의 등가회로를 도시하는 도면이다.
도 32는, 전압 변환기(20)의 동작을 도시하는 도면이다.
도 33은, 정상 동작 기간에 있어서의 전압 변환기(20)의 동작을 도시하는 도면이다.
도 34는, 전압 변환부(3)의 단자(3c)의 전압변화(파형 a)와, 전압 변환부(3)의 단자(3e)의 전압변화(파형 b)를 도시하는 도면이다.
도 35는, 정상 동작 상태에 있어서의 파형(a)와 파형(b)를 도시하는 도면이다.
도 36은, 정상 동작 상태에 있어서의 파형(a)와 파형(b)를 도시하는 도면이다.
도 37a는, 검출기(8)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 37b는, 검출기(8)의 동작을 도시하는 도면이다.
도 38은, 부하(2)가 디지털 LSI인 경우에, 노이즈의 영향을 저감하는 방법을 도시하는 도면이다.
도 39a는, 검출기(15)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 39b는, 검출기(15)의 동작을 도시하는 도면이다.
도 40은, 전압 변환기(20)의 다른 구성을 도시하는 도면이다.
도 41은, 모니터(661)의 처리의 순서를 도시하는 제어 흐름이다.
도 42는, 도 41의 제어 흐름을 실현하기 위한 회로 구성예를 도시하는 도면이다.
도 43은, 기준전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압(Vs)가 변화하는 모양을 도시하는 도면이다.
도 44는, 전압(Vc)을 결정하는 처리의 순서를 도시하는 제어 흐름이다.
도 45는, 본 발명에 의한 전압 변환기의 다른 구성을 도시하는 도면이다.
도 46은, 전압 변환기(20)와 종래의 DC/DC 변환기(61)를 조합시키는 것에 의해, 전압변화의 속도를 크게 하는 모양을 도시하는 도면이다.
도 47은, DC/DC 변환기(61)의 전압 변환부(54)와 전압 변환기(20)의 전압 변환부(3)와의 사이에 공용할 수 있는 회로부분이 있는 것을 도시하는 도면이다.
도 48a 및 도 48b는, 전압 변환부(3)의 다른 구성을 도시하는 도면이다.
도 49a 및 도 49b는, 전압 변환부(3)의 다른 구성을 도시하는 도면이다.
도 50은, 전압 변환기(20)의 다른 동작순서를 도시하는 도면이다.
도 51a 및 도 51b는, 종래의 DC/DC 변환기(61)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 52는, LSI의 노이즈의 발생기구를 설명하는 도면이다.
도 53a는, 종래의 DC/DC 변환기(61)에 있어서의 부하의 소비전력(PL)과 변환손실(Pt)과의 관계를 도시하는 도면이다.
도 53b는, 본 발명에 의한 전압 변환기(20)에 있어서의 부하의 소비전력(PL)과 변환손실(Pt)의 관계를 도시하는 도면이다.
도 54a는, 종래의DC/DC 변환기(61)에 있어서의 부하의 소비전력(PL)과 종합손실율(ηCt)과의 관계를 도시하는 도면이다.
도 54b는, 본 발명에 의한 전압 변환기(20)에 있어서의 부하의 소비전력(PL)과 종합손실율(ηCt)과의 관계를 도시하는 도면이다.
도 55는, 복수의 부하에 다른 전원전압을 공급하는 전원장치의 구성을 도시하는 도면이다.
도 56은, 접속점에서의 전압파형을 도시하는 도면이다.
도 57은, 에너지 보존회로(220)를 중심으로 한 동적 에너지 및 정적 에너지의 흐름을 도시하는 도면이다.
도 58a는, 에너지 공급회로(210)의 다른 구성을 도시하는 도면이다.
도 58b는, 접속점(222)의 전압변화(파형(A))과 접속점(224)의 전압변화(파형(B))을 도시하는 도면이다.
도 59는, 전압 변환기(1500)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 60a 및 도 60b는, 전압 변환부(1501)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 61a 내지 61c는, 전원전압(VDD)를 강압하는 모양을 도시하는 도면이다.
도 62a는, 제어부(1518)가 전압 변환부(1501)의 스위치(1502)를 온 오프하는 타이밍을 도시하는 제어 흐름도이다.
도 62b는, 제어부(1518)가 전압 변환부(1501)의 스위치(1506)를 온 오프하는 타이밍을 도시하는 제어 흐름도이다.
도 63a 및 도 63b는, 스위치(1506)의 온 오프의 타이밍을 도시하는 도면이다.
도 64는, 전압 변환기(1600)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 65는, 전압 변환부(1601)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 66은, 정상상태에 있어서의 전압 변환부(1601)의 각 점의 전압변화를 도시하는 도면이다.
도 67은, 단자(1601e)의 전압의 위상과 단자(1601f)의 전압의 위상간의 관계를 조정하는 모양을 도시하는 도면이다.
도 68a 및 도 68b는, 단자(1601e)의 전압(곡선 E)과 단자(1601f)의 전압(곡선 F)가 역위상이 되는 모양을 도시하는 도면이다.
도 69는, 제어부(1632)가 전압 변환부(1601)의 스위치(1619)를 온 오프하는 타이밍을 도시하는 제어 흐름도이다.
도 70은, 제어부(1632)가 전압 변환부(1601)의 스위치(1620)를 온 오프하는 타이밍을 도시하는 제어 흐름도이다.
도 71은, 전압 변환기(1700)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 72는, 전압 변환부(1701)의 구성을 도시하는 도면이다.
도 73a는, 제 1 기본공진회로의 구성을 도시하는 도면이다.
도 73b는, 제 2 기본공진회로의 구성을 도시하는 도면이다.
도 74는, 정상상태에 있어서의 전압전압 변환부(1701)의 각 점의 전압변화를 도시하는 도면이다.
도 75는, 시스템 LSI의 하나의 실시형태를 도시하는 도면이다.
도 76은, LC 공진회로의 공진 주파수에 대한 노이즈 강도의 분포를 도시하는 도면이다.
도 77은, LC 공진회로를 포함하는 전원장차(1806)와 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)이 다른 칩상에 형성되어 있는 예를 도시하는 도면이다.
도 78은, 시스템 LSI(1807)과 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)와의 거리(D)에 대한 노이즈의 강도의 분포를 도시하는 도면이다.
도 79은, L-C 구성의 LC 공진회로를 포함하는 전원장치1806의 구성을 도시하는 도면이다.
청구의 범위 제 1 항에 관계되는 본 발명의 전원장치는, 소정의 타이밍으로 에너지를 공급하는 에너지 공급수단과, 상기 에너지 공급수단으로부터 공급되는 상기 에너지를 받아들이고, 상기 에너지를 보존하는 에너지 보존수단을 구비하고 있다. 상기 에너지 보존수단은, 인덕터와, 제 1 접속점에서 상기 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에서 상기 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하고, 상기 에너지는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 적어도 한쪽을 통하여 부하에 공급된다.
청구의 범위 제 1 항에 관계되는 본 발명에 의하면, 에너지 보존수단에 포함되는 인덕터와 제 1 용량과 제 2 용량에 의하여 에너지 보존수단의 외부로 에너지를 실질적으로 새게 하지 않는 닫힌 시스템이 형성된다. 에너지 보존수단의 외부에 에너지가 실질적으로 새지 않기 때문에, 전원장치에 있어서의 에너지의 손실이 거의 없다. 이것에 의해, 저 소비 전력형의 전원장치를 제공할 수 있다.
또한, 청구의 범위 제 1 항에 관계되는 본 발명에 의하면, 제 1 용량과 제 2 용량을 각각 소정치로 설정함으로써, 제 1 접속점 및 제 2 접속점의 각각으로부터 여러가지 타입의 전압파형을 부하에 공급할 수 있다. 예를 들면, 제 1 접속점과 제 2 접속점 중의 한쪽으로부터 직류 전압 파형을 부하에 공급할 수 있다. 또는, 제 1 접속점과 제 2 접속점 중의 한쪽으로부터 교류전압 파형을 부하에 공급할 수 있다. 또는, 제 1 접속점과 제 2 접속점 중의 한쪽으로부터 직류 전압 파형을 부하에 공급하고, 제 1 접속점과 제 2 접속점 중의 다른쪽으로부터 교류전압 파형을 부하에 공급할 수 있다. 또는, 제 1 접속점과 제 2 접속점의 양쪽으로부터 교류전압 파형을 부하에 공급할 수 있다.
어떤 실시형태에서는, 상기 부하는, 정류작용을 제공하는 구조를 갖는 반도체 회로이다. 특허청구의 범위 제 1 항에 관계되는 본 발명의 전원장치는, 이러한 부하에 전원을 공급하는 데 적합하다. 특허청구의 범위 제 1 항에 관계되는 본 발명의 전원장치는, 부하에 집중적으로 전류가 흐르는 현상이 일어날 수 없는 구조를 갖고 있기 때문이다.
다른 실시형태에서는, 상기 부하에는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 한쪽으로부터 직류 전압 파형이 공급된다.
다른 실시형태에서는, 상기 부하에는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점중 한쪽으로부터 교류전압 파형이 공급된다.
다른 실시형태에서는, 상기 부하에는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 한쪽으로부터 직류 전압 파형이 공급되고, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 다른쪽으로부터 교류전압 파형이 공급된다.
다른 실시형태에서는, 상기 부하에는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 한쪽으로부터 교류전압 파형이 공급되고, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 다른쪽으로부터 교류전압 파형이 공급된다.
다른 실시형태에서는, 상기 전원장치와 상기 부하는, 단일의 반도체 칩상에 형성된다.
다른 실시형태에서는, 상기 전원장치로부터 상기 부하에 공급된 상기 에너지중 적어도 일부는, 재이용을 목적으로서 상기 전원장치에 되돌려진다.
다른 실시형태에서는, 상기 전원장치로부터 상기 부하에 공급된 상기 에너지중 적어도 일부는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 상기 에너지를 상기 부하에 공급할 때 사용된 접속점과 동일의 접속점을 통해 상기 전원장치로 되돌려진다.
다른 실시형태에서는, 상기 전원장치로부터 상기 부하에 공급된 상기 에너지중 적어도 일부는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 상기 에너지를 상기 부하에 공급할 때에 사용된 접속점과 다른 접속점을 통해 상기 전원장치에 되돌려진다.
본 발명의 전압 변환기는, 전원으로부터 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압에변환하여, 상기 제 2 전압을 피전압 공급회로에 공급하는 전압 변환부와, 상기 피전압 공급회로에 의해서 소비된 전력에 실질적으로 같은 전력을 상기 전원으로부터 상기 전압 변환부에 공급하도록, 상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비하고 있고, 이로써 상기 목적이 달성된다.
어떤 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 전압 변환부로부터 출력되는 상기 제 2 전압이 목적하는 전압보다 내려간 것을 검출하는 제 1 검출기를 구비하고 있고, 상기 제어부는, 상기 제 1 검출기에 의해서 상기 전압 변환부롤부터 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 목적의 전압보다 내려간 것이 검출된 경우에 상기 전압 변환부를 제어한다.
본 발명의 다른 전압 변환기는, 전원으로부터 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압으로 변환하고, 상기 제 2 전압을 피전압 공급회로에 공급하는 전압 변환부와, 상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비한 전압 변환기로서, 상기 전압 변환부는, 인덕터와, 제 1 접속점에서 상기 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에서 상기 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하는 공진회로와, 제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 스위치로서, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되며, 상기 제 2 단자는 상기 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 스위치를 포함하고 있고, 상기 제어부는, 상기 스위치의 개폐를 제어한다. 이로써 상기 목적이 달성된다.
어떤 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 전압 변환부로부터 출력되는 상기 제 2 전압이 목적의 전압보다 내려간 것을 검출하는 제 1 검출기를 구비하고 있고, 상기 제어부는, 상기 제 1 검출기에 의해서 상기 전압 변환부로부터 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 목적의 전압보다 내려간 것이 검출된 경우에 있어서, 상기 스위치의 개폐를 제어한다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 전원으로부터 공급되는 상기 제 1 전압보다 작게 상기 목적의 전압보다 큰 기간에 있어서, 상기 스위치의 개폐를 제어한다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압이 소정의 제 1 기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 2 검출기와, 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 1 기준전압보다 큰 소정의 제 2 기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 3 검출기를 또한 구비하고 있고, 상기 제 2 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 1 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 개방 상태로부터 폐쇄 상태에 변화하도록 상기 스위치를 제어하며, 상기 제 3 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 2 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 폐쇄 상태로부터 개방 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어한다.
다른 실시형태에서는, 상기 제 1 검출기는, 상기 피전압 공급회로가 동작하는 타이밍과 동기하여 동작을 개시한다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 전압 변환부로부터 출력되는 상기 제 2 전압이 소정의 기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 4 검출기를 구비하고 있고, 리셋 신호에 응답하고, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 개방 상태로부터 폐쇄 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어하며, 상기 제 4 검출기에 의해서 상기 전압 변환부로부터 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 소정의 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 폐쇄 상태로부터 개방 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어한다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압변화에 따라서, 클록 신호를 생성하는 클록 신호 생성기와, 상기 클록 신호의 주기가 소정의 주기와 다른 것을 검출한 경우에, 상기 리셋 신호를 출력하는 회로를 추가로 구비하고 있다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압변화의 최대치가 소정의 기준전압보다 작은 것을 검출한 경우에, 상기 리셋 신호를 출력하는 회로를 추가로 구비하고 있다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 목적의 전압을 생성하는 제 1 기준전압 생성기를 추가로 구비하고 있고, 상기 제 1 기준전압 생성기는, 상기 제 1 검출기가 동작하는 기간 내에서만 동작한다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 목적의 전압을 생성하는 제 1 기준전압 생성기를 추가로 구비하고 있고, 상기 제 1 기준전압 생성기는, 상기 피전압 공급회로로부터 이송된 신호에 따라서, 상기 목적의 전압을 변동시킨다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압이 소정의 제 1기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 2 검출기를 추가로 구비하고 있고, 상기 제 2 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 1 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 개방 상태로부터 폐쇄 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어하며, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 개방 상태로부터 폐쇄 상태로 변화한 다음 소정의 시간이 경과한 후에 상기 스위치의 상태가 폐쇄 상태로부터 개방 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어한다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압이 상승하고 있는 기간에 있어서, 상기 스위치의 개폐를 제어한다.
다른 실시형태에서는, 상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압이 하강하고 있는 기간에 있어서, 상기 스위치의 개폐를 제어한다.
다른 실시형태에서는, 상기 전압 변환부는, 상기 스위치를 통하여 상기 인덕터로부터 상기 전원을 향하여 흐르는 귀환 전류를 일시적으로 축적하는 축적수단을 추가로 구비하고 있다.
본 발명의 다른 전압 변환기는, 전원으로부터 공급되는 전압을 목적의 전압으로 변환하고, 상기 목적의 전압을 피전압 공급회로에 공급하는 전압 변환기로서, 상기 전압 변환기는, 제 1 변환효율을 갖는 제 1 전압 변환기와, 소정의 전류보다 작은 전류가 상기 전압 변환기로부터 상기 피전압 공급회로에 흐르는 경우에 있어서 상기 제 1 변환효율보다 큰 제 2 변환효율을 갖는 제 2 전압 변환기와, 상기 전압 변환기로부터 상기 피전압 공급회로에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출기를 포함하고 있으며, 상기 전류 검출기에 의해서 검출되는 전류가 상기 소정의 전류보다 큰 경우에는, 상기 제 1 전압 변환기가 동작하고, 상기 전류 검출기에 의해서검출되는 전류가 상기 소정의 전류보다 작은 경우에는, 상기 제 2 전압 변환기가 동작한다. 이로써 상기 목적이 달성된다.
본 발명의 다른 전압 변환기는, 전원으로부터 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압으로 변환하고, 상기 제 2 전압을 피전압 공급회로로 공급하는 전압 변환부와, 상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비한 전압 변환기로서, 상기 전압 변환부는, 제 1 인덕터와, 제 1 접속점에서 상기 제 1 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에서 상기 제 1 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하는 제 1 공진회로와, 제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 제 1 스위치로서, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되고, 상기 제 2 단자는 상기 제 1 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 제 1 스위치와, 제 2 인덕터와, 제 3 접속점에서 상기 제 2 인덕터의 일단에 접속되는 제 3 용량과, 제 4 접속점에서 상기 제 2 인덕터의 타단에 접속되는 제 4 용량을 포함하는 제 2 공진회로와, 제 3 단자와 제 4 단자를 갖는 제 2 스위치로서, 상기 제 3 단자는 상기 제 1 공진회로의 상기 제 2 접속점에 접속되며, 상기 제 4 단자는 상기 제 2 공진회로의 상기 제 3 접속점에 접속되는 제 2 스위치를 포함하고 있고, 상기 제어부는, 상기 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 개폐를 제어한다. 이로써, 상기 목적을 달성할 수 있다.
본 발명의 다른 전압 변환기는, 전원으로부터 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압로 변환하고, 상기 제 2 전압을 피전압 공급회로에 공급하는 전압 변환부와, 상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비한 전압 변환기로서, 상기 전압 변환부는, 제 1 인덕터와, 제 1 접속점에서 상기 제 1 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에서 상기 제 1 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하는 공진회로와, 제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 제 1 스위치로서, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되며, 상기 제 2 단자는 상기 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 제 1 스위치와, 제 2 인덕터와, 제 3 용량과, 제 3 단자와 제 4 단자를 갖는 제 2 스위치를 포함하는 변조공진회로로서, 상기 제 2 인덕터의 일단은 제 3 접속점에서 상기 제 2 용량에 접속되고, 상기 제 2 인덕터의 타단은 상기 제 2 접속점에 접속되며, 상기 제 2 스위치의 상기 제 3 단자는 상기 전원에 접속되고, 상기 제 2 스위치의 상기 제 4 단자는 상기 제 3 접속점에 접속되는, 변조공진회로를 포함하고 있으며, 상기 제어부는, 상기 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 개폐를 제어한다. 이로써, 상기 목적을 달성할 수 있다.
본 발명의 다른 전압 변환기는, 전원으로부터 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압으로 변환하고, 상기 제 2 전압을 피전압 공급회로에 공급하는 전압 변환부와, 상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비한 전압 변환기로서, 상기 전압 변환부는, 제 1 인덕터와, 제 1 접속점에서 상기 제 1 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에서 상기 제 1 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하는 공진회로와, 제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 제 1 스위치로서, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되어, 상기 제 2 단자는 상기 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 제 1 스위치와, 제 2 인덕터와, 제 3 용량과, 제 3 단자와 제 4 단자를 갖는 제 2 스위치를 포함하는 변조공진회로로서, 상기 제 2 인덕터의 일단은 상기 제 1 접속점에 접속되며, 상기 제 2 인덕터의 타단은 제 3 접속점에서 상기 제 3 용량에접속되고, 상기 제 2 스위치의 상기 제 3 단자는 상기 전원에 접속되고, 상기 제 2 스위치의 상기 제 4 단자는 상기 제 3 접속점에 접속되는, 변조공진회로를 포함하고 있으며, 상기 제어부는, 상기 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 개폐를 제어한다. 이로써, 상기 목적을 달성할 수 있다.
본 발명의 반도체 집적회로는, LC 공진회로를 포함하는 전원장치와, 상기 전원장치로부터 전원전압을 공급되는 적어도 1개의 회로 블록을 구비한 반도체 집적회로로서, 상기 LC 공진회로의 공진주파수는, 상기 적어도 1개의 회로 블록에 의해서 사용되는 주파수 대역에 있어서, 상기 공진주파수에 따라서 결정되는 노이즈의 강도가 소정의 값 이하가 되도록 설정되어 있다. 이로써, 상기 목적이 달성된다.
상기 전원장치와 상기 적어도 1개의 회로 블록은, 단일의 반도체 칩상에 형성되어 있어도 된다.
상기 전원장치와 상기 적어도 1개의 회로 블록는, 다른 반도체 칩상에 형성되어 있어도 된다.
상기 전원장치는, 직류전압을 상기 적어도 1개의 회로 블록에 공급해도 된다.
1. 본 발명에 의한 전원장치의 기본원리
도 1은 본 발명에 의한 전원장치(200)의 구성을 도시한다. 전원장치(200)는, 에너지 공급회로(210)와, 에너지 보존회로(220)를 포함하고 있다.
에너지 공급회로(210)는, 소정의 타이밍으로 에너지를 에너지 보존회로(220)에 공급한다. 에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 에너지는, 임의의 종류의 에너지일 수 있다. 예를 들면, 에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 에너지는, 상기 에너지(전력), 빛 에너지, 자기 에너지, 방사선 에너지이다.
에너지 보존회로(220)는, 에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 에너지를 받아들이고, 그 에너지를 보존한다. 에너지 보존회로(220)는, 인덕터(221)와, 접속점(222)에 있어서 인덕터(221)의 일단에 접속되는 용량(223)과, 접속점(224)에 있어서 인덕터(221)의 타단에 접속되는 용량(225)을 포함하고 있다. 여기서, L은 인덕터(221)의 인덕턴스를 나타내고, C1은 용량(225)의 용량치를 나타내며, C2는 용량(223)의 용량치를 나타낸다.
에너지 보존회로(220)에 보존되는 에너지는, 접속점(222)과 접속점(224)중 적어도 한쪽을 통해 부하(도 1에는 도시되어 있지 않다)에 공급된다.
전원장치(200)와 부하는, 단일의 반도체 칩상에 형성되어도 된다. 후술하 는 바와 같이, 전원장치(200)에 사용되는 인덕터의 값은, 비교적 작은 값으로 충분하다. 예를 들면, 그와 같은 인덕터의 값은 100nH 정도이다. 따라서, 전원장치 (200)를 실리콘 기판상에 형성하는 것은 용이하다.
전원장치(200)는, 이하의 (1) 내지 (3)에 제시되는 특징을 갖는다.
(1) 전원장치(200)에 있어서의 에너지 손실이 거의 없다.
(2)전원장치(200)는, 여러가지 타입의 전압파형을 생성할 수 있다.
(3)전원장치(200)는, LSI 용의 전원으로서 적합하다.
특징 1:에너지 손실이 거의 없다
도 1에 도시된 바와 같이, 용량(223)은, 극판(223-1)과 극판(223-2)을 갖고 있다. 극판(223-1)과 극판(223-2)은 서로 전기적으로 절연되어 있다. 극판(223-1)은 접속점(222)에 접속되고, 극판(223-2)은 그라운드에 접속되어 있다. 마찬가지로, 용량(225)은, 극판(225-1)과 극판(225-2)을 갖고 있다. 극판(225-1)과 극판(225-2)은 서로 전기적으로 절연되어 있다. 극판(225-1)은 접속점(224)에 접속되고, 극판(225-2)은 그라운드에 접속되어 있다.
에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 에너지는, 용량(223)의 극판(223-1)으로부터 인덕터(221)를 통해 용량(225)의 극판(225-1)에 도달하는 닫힌 시스템에 전하를 발생시킨다. 이렇게 하여 발생한 전하는, 그 닫힌 시스템의 외부로 이동할 수 없다. 극판(223-1)과 극판(223-2)은 서로 전기적으로 절연되어 있기 때문에, 극판(223-1)으로부터 극판(223-2)에 전하가 이동하는 경로가 없고, 극판(225-1)과 극판(225-2)은 서로 전기적으로 절연되어 있기 때문에, 극판(225-1)으로부터 극판(225-2)에 전하가 이동하는 경로가 없기 때문이다.
이와 같이, 닫힌 시스템에서의 전하의 양은 일정하게 유지된다. 이것은, 에너지 보존회로(220)에 있어서 정적 에너지의 양이 일정하게 유지되는 것을 의미한다. 정적 에너지는, 그 닫힌 시스템에서의 전하의 양에 의해서 표시되기 때문이다. 에너지 보존회로(220)에 보존되는 정적 에너지의 양은, 1/2·(q1+q2)2/(C1+C2)에 의해서 나타난다. 여기서, q1는 용량(225)에 축적된 전하량을 나타내고, q2는 용량(223)에 축적된 전하량을 나타낸다. 바꾸어 말하면, 정적 에너지란, 닫힌 시스템에 포함되는 단자의 전압변화가 없어져 일정하게 되었을 때, 말하자면 정지하였을 때에 닫힌 시스템이 가지고 있는 에너지라고도 할 수 있다.
도 2a 내지 도 2e는, 에너지 보존회로(220)에 있어서 동적 에너지가 용량(223)과 용량(225)의 사이를 인덕터(221)를 통해 순환하면서 일정하게 유지되는 것을 모식적으로 도시하는 것이다. 에너지 보존회로(220)에 있어서의 동적 에너지의 상태는, 도 2a에 도시하는 상태로부터 도 2e에 도시하는 상태로 천이하고, 그 후, 도 2e에 도시하는 상태로부터 도 2a에 도시하는 상태에 천이한다. 이후, 이러한 상태 변화가 반복된다.
동적 에너지는, 인덕터(221)에 축적되는 에너지와, 용량(223)과 용량(225)과의 사이의 전하량의 차(전위차)에 근거하는 에너지와 분류된다. 도 2a 내지 도 2e에서, EM1는 인덕터(221)에 축적되는 에너지를 도시하고, EM2는 용량(223)과 용량(225)간의 전하량의 차(전위차)에 근거하는 에너지를 도시한다. (EM1+EM2)는, 일정하게 유지된다. EM1=1/2·Li1 2이다. 여기서, i1는 인덕터(221)를 흐르는 전류를 나타낸다. EM2=|1/2·q1 2/C1-1/2·q2 2/C2| 이다. 여기서, q1는 용량(225)에 축적된 전하량을 나타내며, q2는 용량(223)에 축적된 전하량을 나타낸다. 바꾸어 말하면, 동적 에너지란, 닫힌 시스템에 포함되는 단자의 전압을 진동시키는, 이른바 움직일 수 있는 에너지라고 할 수 있다.
인덕터(221)에 축적된 에너지(EM1)는, 용량(223)으로부터 용량(225)을 향하여(또는, 용량(225)으로부터 용량(223)을 향하여) 전하를 이동시키도록 작용한다. 따라서, 인덕터(221)에 축적된 에너지(EM1)가 제로가 될 때까지, 용량(223)으로부터 용량(225)을 향하여(또는, 용량(225)으로부터 용량(223)을 향하여) 전하의 이동이 계속된다.
인덕터(221)에 축적된 에너지(EM1)가 제로인 경우에는, 용량(223)과 용량(225)간의 전하량의 차(전위차)에 근거하는 에너지(EM)2가 최대가 된다. 따라서, 용량(223)과 용량(225)간의 전하량의 차(전위차)를 없애는 방향으로 전하의 이동이 개시된다. 전하가 인덕터(221)를 통과함으로써, 인덕터(221)에 에너지(EM1)가 축적된다. 이하, 이러한 프로세스가 반복된다.
이와 같이, 에너지 보존회로(220)는, 정적 에너지 및 동적 에너지를 실질적으로 일정하게 유지한다. 바꿔 말하면, 에너지 보존회로(220)의 외부에 정적 에너지 및 동적 에너지가 실질적으로 새는 일이 없다. 여기서, 「실질적으로」라는 것은, 용량(223 및 225)의 극판간을 흐르는 리크 전류에 의한 정적 에너지의 누설이나, 인덕터(221)의 저항에 근거하는 감쇠에 의한 동적 에너지의 누설과 같은 의도하지 않은 에너지 누설을 제외하고, 에너지 누설이 없다는 의미이다. 이 사실은,전원장치(200)에 있어서의 에너지의 손실이 거의 없는 것을 의미한다. 이로써, 저소비 전력형의 전원장치를 제공할 수 있게 된다.
특징 2 : 여러가지 타입의 전압파형을 생성할 수 있다
C1C2라는 관계를 만족하도록 용량(223)의 용량치와 용량(225)의 용량치를 설정함으로써, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형, 접속점(224)에 있어서 직류 전압 파형을 생성할 수 있다. 이러한 전압파형은, 에너지 보존회로(220)에 있어서의 공진에 따라서 얻어진다. 전압파형에 관한 수학적 근거는, 수학식 1 내지 수학식 17을 참조하여 후술된다.
또한, C1≒C2라는 관계를 만족하도록 용량(223)의 용량치와 용량(225)의 용량치를 설정함으로써, 접속점(222) 및 접속점(224)의 어느 것에 있어서도, 교류전압 파형을 생성할 수 있다.
또, 에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 에너지 중 정적 에너지로서 에너지 보존회로(220)에 보존되는 에너지와, 동적 에너지로서 에너지 보존회로(220)에 보존되는 에너지와의 비율을 조정함으로써, 교류전압 파형의 진폭중심과 교류전압 파형의 진폭을 임의로 설정할 수 있다. 정적 에너지가 교류전압 파형의 진동중심을 결정하여, 동적 에너지가 교류전압 파형의 진폭을 결정하기 때문이다.
도 3은, C1C2의 경우에 있어서의, 접속점(222)의 교류전압 파형의 한 예를 도시한다. 이와 같이, 정적 에너지(ES)와 동적 에너지(EM)를 적절히 부여함으로써, 진동중심이 전압(VP)이고, 또한, 진폭이 1/2 VDD인 교류전압 파형을 얻을 수 있다. 접속점(222)의 전압은, 그라운드 전압보다 항상 높은지 같은지에 유의해야 한다.
C1C2인 경우에는, 접속점(222)의 전압파형은, 주기 T0= 2π(√LC2로 진동하는 정현파에 근사될 수 있다. 따라서, 인덕터(221)의 인덕턴스(L)과 용량(223)의 용량치(C2)와의 적(LC2)을 가변으로 함에 따라 접속점(222)의 전압파형의 주기(T0)를 임의의 값으로 조정할 수 있다. LC2는, 전원장치(200)의 동작전에 미리 소정의 값으로 조정되고, 전원장치(200)의 동작 중에는 그 소정의 값에 고정되어 있어도 된다. 또는, LC2는, 전원장치(200)의 동작 중에 제어회로에 의해서 동적으로 제어될 수 있다. 예를 들면, 그 제어회로는, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 공급되는 에너지가 작게 됨에 따라서 주기(T0)가 길어지도록 LC2을 제어하고, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 공급되는 에너지가 커짐에 따라서 주기(T0)가 짧아지도록 LC2를 제어한다. 이와 같이 주기(T0)를 제어함으로써, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 공급되는 에너지가 커짐에 따라서, 단위 시간당, 접속점(222)의 전압이 전원전압(VDD)에 근접하는 회수를 증가시킬 수 있다. 따라서, 접속점(222)의 전압이 전원전압(VDD)에 근접한 기간(도 3의 기간(TA))에 있어서 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지가 공급되도록 에너지 공급의 타이밍을 제어함으로써, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지가 공급될 때에 발생하는 에너지 손실을 최소화할 수 있다. 접속점(222)의 전압이 전원전압(VDD)에 근접한 기간(도 3의 기간(TA))에 있어서, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지를 공급하는 것이 가장 고 효율의 에너지 공급이기 때문이다.
또, LC2를 일정하게 유지한다는 조건하에서 L과 C2를 가변으로 함으로써, 주기(T0)를 변화시키지 않고서, 에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 에너지에 포함되는 정적 에너지(ES)와 동적 에너지(EM)과의 비율을 조정하는 것이 가능해진다. 용량(223)의 용량치(C2)를 증가시켜 인덕터(221)의 인덕턴스(L)를 감소시키는 것에 의해, 용량(223)및 용량(225)에 축적되는 에너지(정적 에너지)를 증가시켜, 인덕터(221)에 축적되는 에너지(동적 에너지)를 감소시킬 수 있다. 반대로, 용량(223)의 용량치(C2)를 감소시켜 인덕터(221)의 인덕턴스(L)을 증가시키는 것에 의해, 용량(223) 및 용량(225)에 축적되는 에너지(정적 에너지)를 감소시켜, 인덕터(221)에 축적되는 에너지(동적 에너지)를 증가시킬 수 있다.
이상, 용량치(C2)와 인덕턴스(L)를 조정하는 예를 설명하였다. 또, 용량치(C1)와 용량치(C2)와 인덕턴스(L)을 조정함으로써, 정적 에너지(ES)와 동적 에너지(EM)와의 비율을 더욱 상세하게 조정할 수 있다.
예를 들면, 에너지 공급회로(210)에 의해, 접속점(222)으로부터 전류(i0)가 흘러 나간다고 가정한다. 전류(i0)중 용량(223)에 흘러 들어오는 전류를 전류(i1)로 하여, 전류(i0)중 용량(225)에 흘러 들어 오는 전류를 전류(i2)로 한다. 전류(i1)와 전류(i2)의 비율은, 용량치(C1), 용량치(C2)및 인덕턴스(L)을 조정하는 것에 의해 임의의 값에 설정할 수 있다. 용량(223)및 용량(225)에 축적되는 에너지(정적 에너지)는, 1/2·(q1+q2)2/(C1+C2)로 표시되고, 인덕터(221)에 축적되는 에너지(동적 에너지)는, 1/2·Li1 2로 표시된다. 여기서, q1는 용량(225)에 축적된 전하량을 나타내며, q2는 용량(223)에 축적된 전하량을 나타낸다. 따라서, 전류(i1)와 전류(i2)와의 비율을 조정함으로써, 용량(223) 및 용량(225)에 축적되는 에너지(정적 에너지)와 인덕터(221)에 축적되는 에너지(동적 에너지)를 조정할 수 있게 된다.
이와 같이, 교류전압 파형의 진동중심이나 진폭을 자유 자재로 제어할 수 있는 것은, 「단열충전의 원리」를 이용하여 용량성의 부하를 충전하는 것에 적합하다. 「단열충전의 원리」라는 것은, 교류전압 파형을 사용하여 용량성의 부하를 충전하는 것에 관한 원리이다. 「단열충전의 원리」에 의하면, 보다 긴 시간을 들여 그 용량성의 부하를 충전하는 편이, 그 충전에 따르는 에너지 손실을 보다 작게 할 수 있다는 것이 알려져 있다.
도 4의 (a)는, 주기(T0)로 전원전압(VDD)과 그라운드 전압(GND) 간을 진동하는 교류전압 파형(A)과, 주기(T0)로 전원전압(VDD)과 전압-VDD간을 진동하는 교류전압 파형(B)을 대비하여 도시한다. 전원전압(VDD)에서 그라운드 전압(GND)에 도달할 때까지 단열충전을 하는 경우에는, 교류전압 파형(A)의 단열 충전 기간(TA)의 길이는, 교류전압 파형(B)의 단열 충전 기간(TB)의 길이의 2배이다. 따라서, 교류전압 파형(A)을 이용하여 단열충전을 하는 편이 에너지 손실이 작은 점에서 유리함을 알 수 있다. 이 사실은, 그라운드 전압(GND)에서 전원전압(VDD)에 도달할 때까지 단열충전을 하는 경우에도 마찬가지이다.
도 4의 (b)는, 주기(T0)로 전원전압(VDD)와 전압 1/2 VDD간을 진동하는 교류전압 파형(A)과, 주기(T0)로 전원전압(VDD)와 전압-VDD간을 진동하는 교류전압 파형(B)을 대비하여 도시한다. 전원전압(VDD)에서 전압 1/2 VDD에 도달할 때까지 단열충전을 하는 경우에는, 교류전압 파형(A)의 단열 충전 기간(TA)의 길이는, 교류전압 파형(B)의 단열 충전 기간(TE)의 길이의 약 4배이다. 따라서, 교류전압 파형(A)을 이용하여 단열충전을 하는 편이 에너지 손실이 작은 점에서 유리한 것임을 알 수 있다. 이 사실은, 전압 1/2 VDD에서 전원전압(VDD)에 도달할 때까지 단열충전을 하는 경우에도 마찬가지이다.
또, 도 4의 (a)와 (b)를 대비하면, 교류전압 파형의 진폭이 작은 쪽이 단열충전을 하는 데에 있어서 보다 효과적인 것임을 알 수 있다.
특징 3 : LSI 용의 전원으로서 적합하다
전원장치(200)의 접속점(222)에 부하로서 LSI가 접속된 경우를 생각한다.LSI는, 반드시 기생 다이오드를 포함하고 있다. 본 명세서에서는, 기생 다이오드란, 정류작용을 제공하는 구조를 갖는 반도체회로를 말한다고 정의한다. 예를 들면, LSI의 외부에서 발생하는 돌입전류로부터 LSI의 내부를 보호하기 위해서 형성되고 있는 보호 다이오드는, 기생 다이오드이다. LSI가 바이폴러 트랜지스터를 사용하는 경우에는, 예를 들면, 베이스·이미터간, 베이스·콜렉터간에 기생 다이오드가 형성된다. LSI가 MOS 트랜지스터를 사용하는 경우에는, 예를 들면, 소스·웰간, 드레인·웰간에 기생 다이오드가 형성된다.
도 5는, 기생 다이오드(250)를 포함하는 LSI를 전원장치(200)의 접속점(222)에 접속한 경우의 등가회로를 도시한다. 접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND)보다 낮게 되면, 기생 다이오드(250)에 순방향 전류가 흐른다. 이것에 의해, 기생 다이오드(250)에 있어서 전력이 소비된다. 그 결과, 에너지 손실이 발생한다. 또한, 기생 다이오드(250)에 순방향 전류가 흐르는 것은, 기생 다이오드(250)를 파괴할 우려가 있다. 인덕터(221)에 축적되는 에너지가 기생 다이오드(250)에 의해서 집중적으로 소비될 가능성이 있기 때문이다.
이에 대하여, 본 발명에 의한 전원장치(200)에 의하면, 특징 2에서 언급한 바와 같이, 접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND)보다 항상 높든가 같게 되도록 교류전압 파형을 제어할 수 있다. 이러한 제어하에서는, 기생 다이오드(250)에 순방향 전류가 흐르는 경우는 없다. 따라서, LSI 에 포함되는 기생 다이오드(250)에 기인하여 에너지 손실이 발생하는 일은 없다.
또, 가령, 기생 다이오드(250)에 순방향 전류가 흐른 경우라도, 기생 다이오드(250)의 파괴에 도달하는 일은 없다. 인덕터(221)에 구비되어 있는 동적 에너지는 정적 에너지로 변환되어 에너지 보존회로(220)에 있어서 보존되기 때문이다.
종래에는, 디지털 회로나 SRAM(스태닉·랜덤·액세스·메모리)나 ROM(리드·온리·메모리)를 집적함으로써 LSI를 형성하는 것이 통상이다. 근년에는, 플래쉬·메모리나 DRAM(다이나믹·랜덤·액세스·메모리)나 고주파로부터 저주파에 달하는 범위의 아날로그 회로를 집적함으로써 LSI를 형성하는 경향에 있다. 이러한 경향은, 금후 점점 더 강하게 되어, 10년후에는 새로운 집적회로의 시대에 들어간다고 예상되고 있다. 이러한 집적회로의 각 회로 블록이 보다 높은 제어영역에서 동작하기 위해서는, 각 회로 블록이 필요로 하는 여러가지 전압을 고효율로 생성하는 전원이 필요하게 된다. 여러가지 종류의 회로 블록의 소비전력을 삭감함으로써 집적회로의 보다 높은 시스템 동작을 실현할 수 있기 때문이다. 또한, 소정의 주파수영역에서 낮은 노이즈 특성이 요구된다.
본 발명의 전원장치는, 단일전원으로서, 동적 에너지를 정적 에너지로 고효율로 변환하는 것과, 교류전원 및 직류전원을 부하에 고효율로 공급하는 것을 실현한다. 그와 같은 단일전원의 전원장치를 복수개 조합함으로써, 다전원의 전원장치가 얻어진다. 다전원의 전원장치는, 복수의 전원전압을 발생시킨다. 다전원의 전원장치는, 동일한 종류의 복수의 전원장치를 조합한 것이라도 상관없고, 다른 종류의 복수의 전원장치를 조합한 것이라도 상관없다.
도 6a는, 에너지 공급회로(210)의 구성을 도시한다. 에너지 공급회로(210)는, 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)에 상기 에너지(전력)를 공급한다. 에너지 공급회로(210)는, 접속점(222)에 있어서 에너지 보존회로(220)에 접속되어 있다.
도 6a에 도시하는 에너지 공급회로(210)는, 직류전원(211)과, 직류전원(211)과 접속점(222)의 사이에 설치된 스위치(212)를 포함하고 있다.
스위치(212)가 온되면, 직류전원(211)으로부터의 전하가 스위치(212)를 통해 에너지 보존회로(220)에 공급된다. 스위치(212)를 온하는 타이밍을 제어함으로써, 소정의 타이밍으로 직류전원(211)으로부터의 전하를 에너지 보존회로(220)에 공급할 수 있다.
직류전원(211) 대신에 교류전원을 사용해도 된다. 교류전원으로부터의 전력을 소정의 타이밍으로 스위칭함으로써, 교류전원을 직류전원이라고 간주할 수 있기때문이다.
또한, 직류전원(211) 대신에 펄스상의 파형을 갖는 전압을 공급하는 전원을 사용해도 된다. 그와 같은 전원으로부터 공급되는 전력의 크기는, 예를 들면, 펄스폭 변조에 의해서 제어될 수 있다. 이러한 전원을 사용하면, 스위치(212)는 불필요하게 된다.
도 6b는, 에너지 공급회로(210)의 다른 구성을 도시한다. 에너지 공급회로(210)는, 에너지 보존회로(220)의 인덕터(221)에 자기 에너지를 공급한다. 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(220)는, 비접촉이다.
도 6b에 도시하는 에너지 공급회로(210)는, 인덕터(214)와, 교류전원(215)을 포함하고 있다. 에너지 공급회로(210)의 인덕터(214)에 전류가 흐름에 따라 자계가 발생하고, 그 자계에 의해서 에너지 보존회로(220)의 인덕터(221)에 전류가 흐른다. 인덕터(221)에 전류가 흐름에 따라 동적 에너지가 인덕터(221)에 축적된다. 이와 같이, 에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 자기 에너지는, 에너지 보존회로(220)의 인덕터(221)에 의해서 받아들여지고, 동적 에너지로서 에너지 보존회로(220)에 보존된다.
도 6c는, 에너지 공급회로(210)의 다른 구성을 도시한다. 에너지 공급회로(210)는, 에너지 보존회로(220)의 용량(223)과 용량(225) 중 적어도 한쪽에 빛 에너지를 공급한다. 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(220)는, 비접촉이다.
도 6c에 도시하는 에너지 공급회로(210)는, 빛을 방사하는 발광회로(216)를 포함하고 있다. 용량(223)과 용량(225) 중 적어도 한쪽은, 받아들인 빛을 상기 에 변환하는 기능을 갖고 있다. 이와 같이, 에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 빛 에너지는, 에너지 보존회로(220)의 용량(223)(또는 용량(225))에 의해서 받아들여지고, 정적 에너지로서 에너지 보존회로(220)에 보존된다. 예를 들면, 용량(223)(또는 용량(225))은, 포토 다이오드나 태양 전지일 수 있다.
도 6d는, 에너지 공급회로(210)의 다른 구성을 도시한다.
도 6d에 도시하는 에너지 공급회로(210)는, 전원(211)과, 스위치(212)와, 스위치(212a)와, 인버터(212b)와, 용량(212c)을 포함하고 있다.
에너지 보존회로(220)에 있어서, 일반적으로, 접속점(222)의 전압이 상승하는 경우에는, 인덕터(221)를 통하여 용량(225)으로부터 용량(223)을 향하여 전류가 흐르고 있다. 이러한 전류가 흐르고 있는 경우에 있어서 스위치(212)를 온하면, 스위치(212)를 통하여 인덕터(221)로부터 전원(211)을 향하여 전류가 일시적으로 흐른다. 여기서는, 이 전류를 「귀환 전류」라고 부르기로 한다. 귀환 전류는, 전원(211)에 축적된다. 그러나, 전원(211)이 에너지 축적형이 아닌 전원(예를 들면, 일반적으로 출력단이 전류를 빨아 들여 그라운드에 버려 버리는 타입의 전원등)이나 전지 등으로 대표되는 바와 같이 기생적인 내부저항이 큰 전원(예를 들면, 리튬·이온·전지 등)의 경우에는, 에너지의 손실이 커진다. 에너지 축적형이 아닌 전원으로서는, 귀환 전류가 전원(211)을 통하여 그라운드에 버려지고, 전지로서는, 기생적인 내부저항에 의해서 에너지가 손실되어 버리기 때문이다.
스위치(212a)와 용량(212c)은, 귀환 전류가 전원(211)에 흘러 들어 오는 것을 막기 위해서 설치되어 있다. 스위치(212a)는, 전원(211)과 스위치(212)의 사이에 설치되어 있다. 용량(212c)은, 스위치(212a)와 스위치(212)간에 있는 접속점(212d)에 접속되어 있다. 용량(212c)은, 용량치(C0)를 갖고 있다.
스위치(212)가 온 상태인 경우에는, 스위치(212a)는 오프상태가 된다. 이 경우, 귀환 전류는, 용량(212c)에 축적된다. 이렇게 하여, 에너지가 용량(212c)에 축적된다. 용량(212c)에 축적된 에너지는, 에너지 보존회로(220)에 공급될 수 있다.
스위치(212)가 오프상태인 경우에는, 스위치(212a)는 온 상태가 된다. 그 결과, 전원(211)으로부터 용량(212c)에 전류가 흘러, 용량(212c)의 전압이 전원전압(VDD)과 같아진다.
인버터(212b)는, 스위치(212)와 스위치(212a)를 교대로 온 오프하기 위해서 사용된다. 스위치(212)와 스위치(212a)를 교대로 온 오프함으로써, 상술한 동작이 반복된다.
도 58a는, 에너지 공급회로(210)의 다른 구성을 도시한다.
도 58a에 도시하는 에너지 공급회로(210)는, 전원(211)과, 스위치(212)와, 스위치(212a)와, 용량(212c)을 포함하고 있다. 용량(212c)은, 귀환 전류를 일시적으로 축적한다.
도 58b는, 접속점(222)의 전압변화(파형(A))과 접속점(224)의 전압변화 (파형(B))을 도시한다.
시각(t1)에 있어서, 콤퍼레이터(272a)는, 접속점(222)의 전압이 전원전압 (VDD)에 도달한 것을 검출하고, 검출신호를 제어회로(271a)에 출력한다.
제어회로(271a)는, 검출신호에 응답하여, 스위치(212a)를 오프상태로부터 온상태로 변화시킨다.
귀환 전류가 존재하는 경우에는, 시각(t1내지 t2)의 기간에 있어서, 접점(222)의 전압이 전원전압(VDD)보다도 높은 전압을 향하서 상승한다. 이러한 전압의 변화는, 접속점(222)으로부터 용량(212c)을 향하여 귀환 전류가 흐르고, 그 귀환 전류가 용량(212c)에 일시적으로 축적되어 있는 것을 나타내고 있다.
시각(t2)에 있어서, 접속점(222)의 전압은 최고점에 도달하고, 그 후, 접속점(222)의 전압은 강하하기 시작한다.
시각(t2내지 t3)의 기간에 있어서, 용량(212c)에서 에너지 보존회로(220)에 전류가 흐르기 시작한다.
시각(t3)에 있어서, 콤퍼레이터(272a)는, 접속점(222)의 전압이 전원전압 (VDD)에 다시 도달한 것을 검출하고, 검출신호를 제어회로(271a)에 출력한다. 제어회로(271a)는, 검출신호에 응답하여, 스위치(212a)를 온상태로부터 오프상태로 변화시킨다.
또, 시각(t3)에 있어서, 제어회로(271)는, 스위치(212)를 오프상태로부터 온상태로 변화시킨다. 그 후, 스위치(212)는, 시각(t4)에 도달할 때까지 온 상태를 유지한다. 스위치(212)가 온상태인 기간 중, 전원(211)으로부터 스위치(212)를 통하여 에너지 보존회로(220)에 에너지가 공급된다.
이와 같이, 귀환 전류는, 전원(211)으로 되돌아가는 일 없이, 용량(212c)에 일시적으로 축적된다.
2. 동적 에너지와 정적 에너지의 비율의 조정
에너지 공급회로(210)가 도 6a에 도시하는 구성을 갖고 있는 경우에는, 스위치(212)를 온하는 타이밍을 제어함으로써, 에너지 보존회로(220)에 공급되는 동적 에너지와 정적 에너지의 비율을 조정할 수 있다.
스위치(212)를 온하는 기간은, 접속점(222)의 전압(v)의 크기와 인덕터(221)를 흐르는 전류(i1)의 방향을 고려하여, 이하에 도시하는 4개의 기간에 분류된다. 여기서, 접속점(224)으로부터 접속점(222)을 향하는 방향에 전류(i1)가 흐르는 경우에 전류(i1)는 양의 값을 가지거, 접속점(222)으로부터 접속점(224)을 향하는 방향에 전류(i1)가 흐르는 경우에 전류(i1)는 음의 값을 갖는다고 한다.
기간 I : 전원전압(VDD)과 전압(v)의 차가 소정의 전압(VTH)보다 작고, 또한, 전류(i1)가 양의 값을 갖는 기간.
기간 II : 전원전압(VDD)과 전압(v)의 차가 소정의 전압(VTH)보다 작고, 또한, 전류(i1)가 음의 값을 갖는 기간.
기간 III : 전원전압(VDD)과 전압(v)의 차가 소정의 전압(VTH)보다 크고, 또한, 전류(i1)가 양의 값을 갖는 기간.
기간 IV : 전원전압(VDD)과 전압(v)의 차가 소정의 전압(VTH)보다 크고, 또한, 전류(i1)가 음의 값을 갖는 기간.
도 7a는, 기간 I 내지 IV과 전압(v)의 파형과 전류(i1)의 파형과의 관계를 도시한다. 전압(v)의 파형은, 소정의 전압(VTH)를 중심으로 진동하는 정현파형이다. 전류(i1)의 파형은, 제로를 중심으로 진동하는 정현파형이다.
에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지를 공급할 때에 발생하는 에너지 손실을 최소화하기 위해서는, 스위치(212)의 단자간 전압이 가능한 한 작을 때에 스위치(212)를 온하는 것이 필요하다. 이것은, 용량에 전하를 충전할 때는 전원과 용량의 사이에 존재하는 저항에 이러한 전압을 최소화함으로써 그 저항에 의한 에너지 손실을 최소화할 수 있다고 하는「단열충전의 원리」에 근거한다. 따라서, 에너지 손실을 최소화하기 위해서는, 전원전압(VDD)과 전압(v)의 차가 작은 기간 I 또는 기간 II에서, 스위치(212)가 온되는 것이 바람직하다.
이하, 기간 I 및 기간 II 에서 에너지 보존회로(220)에 공급되는 동적 에너지와 정적 에너지의 비율을 설명한다.
도 7b는, 기간 I 에서 인덕터(221)를 흐르는 전류(i1)와 스위치(212)를 흐르는 전류(i2)를 도시하고, 도 7c는, 기간 I에서 스위치(212)를 온하는 타이밍을 도시한다.
도 7b에 도시된 바와 같이, 기간 I에서, 전류(i1)는, 전류(i2)의 방향과는 역방향으로 흐른다. 그 결과, 전류(i2)는 인덕터(221)보다도 용량(223)을 향하여 많이 흐른다. 이 사실은, 기간 I에서, 에너지 보존회로(220)에 동적 에너지보다도 정적 에너지가 많이 공급되는 것을 의미한다. 동적 에너지는, 인덕터(221)를 흐르는 전류에 의해서 주로 발생하기 때문이다.
도 7d는, 기간 II에서 인덕터(221)를 흐르는 전류(i1)와 스위치(212)를 흐르는 전류(i2)를 도시하고, 도 7e는, 기간 II에서 스위치(212)를 온하는 타이밍을 도시한다.
도 7d에 도시된 바와 같이, 기간 II에서, 전류(i1)는, 전류(i2)의 방향과 동일한 방향으로 흐른다. 그 결과, 전류(i2)는 용량(223)보다도 인덕터(221)를 향하여 많이 흐른다. 이 사실은, 기간 II에서, 에너지 보존회로(220)에 정적 에너지보다도 동적 에너지가 많이 공급되는 것을 의미한다. 동적 에너지는, 인덕터(221)를 흐르는 전류에 의해서 주로 발생하기 때문이다.
이와 같이, 스위치(212)를 온하는 타이밍으로 기간 I 및 기간 II 중의 한쪽을 선택함으로써, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 공급되는 동적 에너지와 정적 에너지의 비율을 조정하는 것이 가능하게 된다.
3. 동적 에너지와 정적 에너지의 검출
에너지 보존회로(220)는, 동적 에너지와 정적 에너지를 보존한다. 에너지 보존회로(220)에 접속되는 부하의 성질(즉, 용량적인 성질이 강한가 저항적인 성질이 강한가)에 따라서, 부하에 의해서 소비되는 동적 에너지의 량과 부하에 의해서 소비되는 정적 에너지의 양은 변동한다.
에너지 보존회로(220)에 있어서의 동적 에너지와 정적 에너지의 보존량을 일정하게 유지하기 위해서는, 동적 에너지의 감소량과 정적 에너지의 감소량을 분리하여 검출하고, 동적 에너지의 감소량에 따라서 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지를 공급하며, 정적 에너지의 감소량에 따라서 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지를 공급할 필요가 있다.
이하, 동적 에너지 및 정적 에너지의 검출 및 그 검출에 근거하는 동적 에너지 및 정적 에너지의 공급을 설명한다. 또, 여기서는, 에너지 공급회로(210)는, 도 6a에 도시하는 구성을 갖는 것으로 가정한다. 그러나, 이하에 설명하는 동적 에너지 및 정적 에너지의 검출방법 및 공급방법은, 에너지 공급회로(210)가 다른 구성(예를 들면, 도 6b 또는 도 6c에 도시하는 구성)을 갖고 있는 경우에도 적용가능하다.
도 8은, 동적 에너지 및 정적 에너지를 검출하는 기능을 갖는 전원장치(1301)의 구성을 도시한다. 부하(370)는, 접속점(224)에 있어서 전원장치 (1301)에 접속되어 있다. 부하(370)는, 용량성분과 저항성분 중 적어도 한쪽을 포함한다.
전원장치(1301)는, 기본적인 구성인 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(220)에 가하여, 제어회로(271)와, 참조전압 생성회로(371 내지 374)와, 콤퍼레이터(375 내지 379)와, 클록 신호 생성회로(380)를 추가로 포함하고 있다.
용량치(C1)와 용량치(C2)는, C1C2라는 관계를 만족하도록 설정된다. 이것에 의해, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(224)에 있어서 직류 전압 파형이 얻어진다.
도 9a는, 교류전압 파형(A)과 대비하여, 교류전압 파형(A')을 도시한다. 여기서, 교류전압 파형(A)은, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 동적 에너지가 일정하게 유지되고 있는 경우에 있어서의 접속점(222)의 전압의 시간에 대한 변화를 나타내며, 교류전압 파형(A')은, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 동적 에너지가 감소한 경우에 있어서의 접속점(222)의 전압의 시간에 대한 변화를 나타낸다. 도 9a에 도시된 바와 같이, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 동적 에너지가 감소한 경우에는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동중심은 변화하지 않고, 진동진폭이 감소한다.
도 9b는, 교류전압 파형(A)과 대비하여, 교류전압 파형(A')을 도시한다. 여기서, 교류전압 파형(A)은, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 정적 에너지가 일정하게 유지되고 있는 경우에 있어서의 접속점(222)의 전압의 시간에 대한 변화를 나타내고, 교류전압 파형(A')은, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 정적 에너지가 감소한 경우에 있어서의 접속점(222)의 전압의 시간에 대한 변화를 나타낸다. 도 9b에 도시된 바와 같이, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 정적 에너지가 감소한 경우에는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동중심이 시프트한다.
도 10a는, 동적 에너지를 검출하는 처리의 순서를 도시한다. 이 처리는, 제어회로(271, 도 8참조)에 의해서 소정 시간마다 실행된다. 여기서, VA는 접속점(222)에 있어서의 전압을 나타내고, VP, Vr1, Vr2및 Vr3은 참조전압 생성회로(371 내지 374)로부터 각각 출력되는 참조전압을 나타내며, VDD는 전원전압을 나타낸다. 이들 전압은, VP<Vr3<Vr2<Vr1<VDD라는 관계를 만족한다. 또한, 교류전압 파형(A 및 A')과 동일한 주기를 갖는 클록 신호가 클록 신호 생성회로(380, 도8참조)에 의해서 생성된다. 클록 신호의 파형은, 도 9a에 도시되어 있다.
스텝(S11)에서는, 전압(VA)이 상승 중에 전압(VA)가 전압(Vr3))을 넘는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 상승 중에 전압(VA)이 전압(Vr3))을 넘는 것은, 콤퍼레이터(379)의 출력신호가 L레벨로부터 H레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 상승 중에 전압(VA)이 전압(Vr3))을 넘는 경우에는, 처리는 스텝(S12)으로 진행한다.
스텝(S12)에서는, 전압(VA)이 상승 중에 전압(VA)이 전압(Vr1)을 넘는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 상승 중에 전압(VA)이 전압(Vr1)을 넘는 것은, 콤퍼레이터(376)의 출력신호가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 상승 중에 전압(VA)이 전압(Vr1)을 넘는 경우에는, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 동적 에너지를 공급하지 않고서 처리는 종료한다. 동적 에너지를 공급해야 할 정도로 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 동적 에너지가 감소하고 있지 않다고 판단되기 때문이다.
한편, 전압(VA)이 상승중에 전압(VA)이 전압(Vr1)을 넘지 않고서, 클록 신호의 상승하다가 하강하는 에지가 검출된 경우(스텝(S13))에는, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 동적 에너지를 공급하는 필요가 있다고 판단된다. 교류전압 파형(A')의 다음 주기까지 전압(VA)이 전압(Vr1)에 도달하는 것은 있을 수 없는 일이기 때문이다. 따라서, 이 경우에는, 처리는 스텝(S14)으로 진행한다.
스텝(S14)에서는, 전압(VA)이 하강 중에 전압(VA)이 전압(Vr2))을 하회하였는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr2))을 하회한 것은, 콤퍼레이터(378)의 출력신호가 H 레벨로부터 L 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr2))을 하회한 경우에는, 제어회로(271)는, 스위치(212)를 온으로 한다(스텝(S15)).
스텝(S16)에서는, 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr3))을 하회하였는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr3))을 하회한 것은, 콤퍼레이터(379)의 출력신호가 H 레벨로부터 L 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr3))을 하회한 경우에는, 제어회로(271)는, 스위치(212)를 오프로 한다(스텝(S17).
이와 같이, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 동적 에너지가 감소한 경우에는, 전원전압(VDD)의 근방이고, 또한, 전압(VA)이 하강중의 기간(T1)에 있어서, 스위치(212)가 온으로 된다. 이것에 의해, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 동적 에너지를 공급할 수 있다.
도 10b는, 정적 에너지를 검출하는 처리의 순서를 도시한다. 이 처리는, 제어회로(271, 도 8참조)에 의해서 소정 시간마다 실행된다. 여기서, VA는 접속점(222)에 있어서의 전압을 나타내고, VP, Vr1, Vr2및 Vr3은 참조전압 생성회로(371 내지 374)로부터 각각 출력되는 참조전압을 나타내며, VDD는 전원전압을 나타낸다. 이들 전압은, VP<Vr3<Vr2<Vr1<VDD라는 관계를 만족한다.
스텝(S21)에서는, 기간(T1)보다 기간(T2)이 작은지의 여부가 판정된다. 여기서, 기간(T1)은, 교류전압 파형(A)에 따라 전압(VA)이 전압(VP)을 넘은 시각으로부터 다음에 전압(VP)을 하회할 때까지 요하는 시간으로서 정의된다. 기간(T2)은, 교류전압 파형(A')에 따라 전압(VA)이 전압(VP)을 넘은 시각으로부터 다음에 전압(VP)을 하회할 때까지 요하는 시간으로서 정의된다. 기간(T1) 및 기간(T2)은, 콤퍼레이터(375)의 출력신호가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한 시각에서 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한 시각까지의 시간을 측정함으로써, 제어회로(271)에 의해서 구해진다.
기간(T1)보다 기간(T2)이 작다고 판정된 경우에는, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 정적 에너지를 공급할 필요가 있다고 판단된다. 따라서, 이 경우에는, 처리는 스텝(S22)으로 진행한다.
스텝(S22)에서는, 전압(VA)이 상승 중에 전압(VA)이 전압(Vr3)을 넘었는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 상승 중에 전압(VA)이 전압(Vr3)을 넘은 것은, 콤퍼레이터(379)의 출력신호가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 상승중에 전압(VA)이 전압(Vr3)을 넘은 경우에는, 제어회로(271)는, 스위치(212)를 온으로 한다(스텝(S23).
스텝(S24)에서는, 전압(VA)이 상승중에 전압(VA)이 전압(Vr2)을 넘었는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 상승중에 전압(VA)이 전압(Vr2)을 넘은 것은, 콤퍼레이터(378)의 출력신호가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 상승중에 전압(VA)이 전압(Vr2)을 넘은 경우에는, 제어회로(271)는, 스위치(212)를 오프로 한다(스텝(S25).
이와 같이, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 정적 에너지가 감소한 경우에는, 전원전압(VDD)의 근방이고, 또한, 전압(VA)이 상승중의 기간(T3)에 있어서, 스위치(212)가 온으로 된다. 이로써, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 정적 에너지를 공급할 수 있다.
4. 동적 에너지의 조정
도 11a는, 에너지 보존회로(220)에 보존되는 동적 에너지의 양을 조정하는 기능을 갖는 전원장치(1302)의 구성을 도시한다. 부하(390)는, 접속점(224)에 있어서 전원장치(1302)에 접속되어 있다. 부하(390)는, 용량성분과 저항성분 중 적어도 한쪽을 포함한다.
전원장치(1302)는 기본적인 구성인 에너지 공급회로(210)와 에너지 본존회로(220)에 가하여, 제어회로(271)와, 콤퍼레이터(272)와, 참조전압 생성회로(273)를 추가로 포함하고 있다.
에너지 보존회로(220)에 동적 에너지가 지나치게 공급되면, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭이 증대한다. 전원장치(1302)는, 접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND) 이하로 된 경우에 있어서, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭을 감소시키는 것을 목적으로 한다.
에너지 보존회로(220)에는, 소자(391)가 형성되어 있다. 소자(391)는, 접속점(222)에 접속되어 있다. 소자(391)는, 예를 들면, 음극을 단자(a)로 하여, 양극를 단자(b)로 하는 다이오드이다(도 11b 참조). 그 다이오드는, 쇼트키·배리어·다이오드라도 상관없다. 또는, 소자(391)는, 드레인을 단자(a)로 하고, 소스를 단자(b)로 하며, 웰을 전원 VDD로서 게이트와 소스를 접속한 PMOS 트랜지스터라도 상관없다(도 11c 참조). 그와 같은 PMOS 트랜지스터의 임계치(VT)는, 높거나 낮아도 상관없다.
도 11d는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)을 도시한다.
소자(391)로서 도 11b에 도시되는 다이오드를 사용하는 경우에는, 접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND) 이하가 되면, 다이오드가 순방향에 바이어스된다. 그 결과, 그라운드 전압(GND)에서 다이오드의 순방향 전압(VT)만큼 내려간 전압에 접속점(222)의 전압이 고정된다(예를 들면, 도 11d의 기간(t3내지 t4)을 참조). 다이오드는 순방향으로 바이어스되기 때문에, 순방향 전류가 흐른다. 다이오드의 순방향 전류는, 인덕터에 축적된 동적 에너지에 의해서 생긴다. 따라서, 인덕터에 축적된 동적 에너지가 다이오드에 의해서 소비된다. 그 결과, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭이 감소한다. 한편, 다이오드의 순방향 전류에 의해서 전하가 에너지 보존회로(220)에 공급된다. 이것에 의해, 정적 에너지가 증대한다.
소자(391)로서 도 11c에 도시되는 PMOS 트랜지스터를 사용하는 경우에는, 드레인의 전압이 그라운드 전압(GND)에서 임계치 전압(VT)만 내려간 전압이 되면, PMOS 트랜지스터가 도통상태가 된다. 그 결과, PMOS 트랜지스터의 단자(b, 소스)부터 단자(a, 드레인)을 향하여 드레인 전류가 흐른다. 이 드레인 전류는, 인덕터에 축적된 동적 에너지에 의해서 생긴다. 따라서, 인덕터에 축적된 동적 에너지가 PMOS 트랜지스터에 의해서 소비된다. 그 결과, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭이 감소한다. 한편, 드레인 전류에 의해서 전하가 에너지 보존회로(220)에 공급된다. 이로써, 정적 에너지가 증대한다.
도 12는, 에너지 보존회로(220)에 보존되는 동적 에너지의 양을 조정하는 기능을 갖는 전원장치(1303)의 구성을 도시한다. 전원장치(1303)는, 자기결합을 이용하여, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로에 에너지를 공급한다.
에너지 보존회로(220)에는, 소자(391)가 형성되어 있다. 소자(391)는, 접속점(222)에 접속되어 있다. 소자(391)의 구성은, 상술한 바와 같다.
에너지 보존회로(220)에 동적 에너지가 지나치게 공급된 경우에는, 소자(391)에 의해서 인덕터에 축적된 동적 에너지가 소비된다. 그 결과, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭이 감소한다. 한편, 소자(391)에 의해서 전하가 에너지 보존회로(220)에 공급된다. 이로써, 정적 에너지가 증대한다.
이와 같이, 지나친 동적 에너지가 소자(391)에 의해서 소비되는 것에 의해, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭이 감쇠한다. 이것에 의해, 에너지 보존회로(220)에 보존되는 동적 에너지의 양이 일정하게 유지된다.
도 13a는, 에너지 보존회로(220)에 보존되는 동적 에너지의 양을 조정하는 기능을 갖는 전원장치(1304)의 구성을 도시한다. 부하(400)는, 접속점(224)에 있어서 전원장치(1304)에 접속되어 있다. 부하(400)는, 용량성분과 저항성분 중 적어도 한쪽을 포함한다.
전원장치(1304)는, 기본적인 구성인 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(220)에 가하여, 제어회로(271)와, 콤퍼레이터(272)와, 참조전압 생성회로(273)와, 제어회로(402)와, 콤퍼레이터(403 내지 404)와, 참조전압 생성회로(405 내지 406)를 추가로 포함하고 있다.
에너지 보존회로(220)에 동적 에너지가 지나치게 공급되면, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭이 증대한다. 전원장치(1304)는, 접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND) 이하로 된 경우에 있어서, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭을 감소시키는 것을 목적으로 한다.
에너지 보존회로(220)에는, 스위치(401)가 설치되어 있다. 스위치(401)는, 접속점(222)에 접속되어 있다. 스위치(401)는, 예를 들면, NMOS 트랜지스터일 수 있다. 스위치(401)의 개폐 타이밍은, 제어회로(402)에 의해서 제어된다.
용량치(C1)와 용량치(C2)는, C1C2라는 관계를 만족하도록 설정된다. 이것에 의해, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(224)에 있어서직류 전압 파형이 얻어진다.
도 13b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(224)에 있어서의 직류 전압 파형(B)을 도시한다.
접속점(224)의 전압이 목표전압(VP)을 하회한 경우에는, 제어회로(271)는 스위치(212)를 온으로 한다. 예를 들면, 제어회로(271)는, 시각(t3내지 t4)의 기간에 있어서 스위치(212)를 온으로 한다. 또는, 스위치(212)를 온으로 하는 기간은, 시각(t1내지 t2)의 기간이라도 상관없고, 시각(t1내지 t4)의 기간이라도 상관없다. 이로써, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지가 공급된다. 그 결과, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭이 증대한다.
에너지 보존회로(220)에 동적 에너지가 지나치게 공급된 경우에는, 접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND) 이하로 된다. 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 정적 에너지가 감소하여 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동중심이 1/2 VDD보다 작게 된 경우도 마찬가지이다.
접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND) 이하가 되는 기간에 있어서, 제어회로(402)는 스위치(401)를 온으로 한다. 예를 들면, 제어회로(402)는, 시각(t5내지 t6)의 기간에 있어서 스위치(401)를 온으로 한다. 또는, 스위치(401)를 온으로 하는 기간은, 시각(t7내지 t8)의 기간이라도 상관없고, 시각(t5내지 t8)의 기간이라도 상관없다. 그 결과, 그라운드 전압(GND)에서 접속점(222)을 향하여 전류가 흐른다. 이 전류는, 인덕터에 축적된 동적 에너지에 의해서 생긴다. 따라서, 인덕터에 축적된 동적 에너지가 스위치(401)에 의해서 소비된다. 그 결과, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭이 감소한다. 한편, 스위치(401)를 통해 전하가 에너지 보존회로(220)에 공급된다. 이로써, 정적 에너지가 증대한다.
이와 같이, 접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND)보다도 낮은 경우에 있어서 스위치(401)를 온으로 하는 것에 의해, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 동적 에너지의 일부는 스위치(401)의 기생저항에 의해서 열 에너지로 변환되어 소비되고, 다른 동적 에너지의 일부는 정적 에너지로 변환되어 에너지 보존회로(220)에 축적된다.
한편, 접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND)보다 높은 경우에 있어서 스위치(401)를 온으로 하면, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 정적 에너지는 그라운드 전압(GND)을 향하여 방출된다. 에너지 보존회로(220)로부터 방출된 정적 에너지의 일부는 스위치(401)의 기생저항에 의해서 열 에너지로 변환되어 소비되고, 다른 정적 에너지의 일부는 전하가 인덕터(221)를 통과함으로써 동적 에너지로 변환된다.
즉, 그라운드 전압(GND)보다 낮은 전압으로 스위치(401)를 온으로 하는 것에 의해, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 동적 에너지를 감소시키고, 정적 에너지를 증대시킬 수 있다. 그라운드 전압(GND)보다 높은 전압으로 스위치(401)를 온으로 하는 것에 의해, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있는 동적 에너지를 증대시키며, 정적 에너지를 감소시킬 수 있다.
이와 같이, 스위치(401)를 온으로 하는 타이밍을 조정하는 것에 의해, 에너지 보존회로(220)에 보존되는 동적 에너지와 정적 에너지를 조정할 수 있다. 스위치(401)를 온으로 하는 타이밍은, 참조전압 생성회로(406)로부터 출력되는 참조전압(Vr3, Vr4)을 조정하는 것에 의해, 임의로 조정할 수 있다.
도 14는, 동적 에너지를 조정하는 처리의 순서를 도시한다. 이 처리는, 제어회로(271, 도 13a 참조)에 의해서 소정의 시간마다 실행된다. 여기서, VA는 접속점(222)에 있어서의 전압을 나타내고, VB는 접속점(224)에 있어서의 전압을 나타내며, VP는 참조전압 생성회로(273)로부터 출력되는 참조전압을 나타내고, Vr1및 Vr2은 참조전압 생성회로(405)로부터 선택적으로 출력되는 참조전압을 나타내며, Vr3및 Vr4은 참조전압 생성회로(406)로부터 선택적으로 출력되는 참조전압을 나타내고, VDD는 전원전압을 나타내며, GND는 그라운드 전압을 나타낸다. 이들 전압은, Vr4<Vr3<GND<Vp< Vr2<Vr1<VDD라는 관계를 만족한다.
스텝(S31)에서는, 전압(VB)이 전압(VP)을 하회하였는지의 여부가 판정된다. 전압(VB)이 전압(VP)을 하회한 것은, 콤퍼레이터(272)의 출력신호가 H 레벨로부터 L 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VB)가 전압(VP)을 하회한 경우에는, 처리는 스텝(S32)으로 진행한다.
스텝(S32)에서는, 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr1)을 하회하였는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr1)을 하회한 것은, 콤퍼레이터(403)의 출력신호가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr1)을 하회한 경우에는, 제어회로(271)는, 스위치(212)를 온으로 한다(스텝(S33).
스텝(S34)에서는, 전압(VA)이 하강 중에 전압(VA)이 전압(Vr2)을 하회하였는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr2)을 하회한 것은, 콤퍼레이터(403)의 출력신호가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr2)을 하회한 경우에는, 제어회로(271)는, 스위치(212)를 오프로 한다(스텝 35).
스텝(S36)에서는, 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr3)을 하회하였는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr3)을 하회한 것은, 콤퍼레이터(404)의 출력신호가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr3)을 하회한 경우에는, 제어회로(402)는, 스위치(401)를 온으로 한다(스텝 S37).
스텝(S38)에서는, 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr4)을 하회하였는지의 여부가 판정된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr4)을 하회한 것은, 콤퍼레이터(404)의 출력신호가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화함으로써 검출된다. 전압(VA)이 하강중에 전압(VA)이 전압(Vr4)을 하회한 경우에는, 제어회로(402)는, 스위치(401)를 오프로 한다(스텝S39).
이와 같이, 접속점(222)의 전압이 그라운드 전압(GND) 이하로 되는 기간에 있어서, 스위치(401)는 온으로 된다. 지나친 동적 에너지가 스위치(401)에 의해서 소비됨으로써, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형의 진동진폭이 감쇠한다. 이로 인하여, 에너지 보존회로(220)에 보존되는 동적 에너지의 양이 일정하게 유지된다.
5. 노이즈에 관해서
도 6a에 도시한 바와 같이, 스위치(212)를 통하여 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지가 공급되는 경우에는, 스위치(212)가 온상태인 기간의 길이에 따라서, 동적 에너지와 정적 에너지의 총공급량(또는, 동적 에너지와 정적 에너지의 변환량)이 결정된다. 에너지 보존회로(220)로부터 부하에 공급되는 동적 에너지와 정적 에너지가 많아지면, 스위치(212)가 온상태인 기간이길어지도록 제어된다. 에너지 보존회로(220)로부터 부하에 공급되는 동적 에너지와 정적 에너지가 적어지면, 스위치(212)가 온상태인 기간이 짧아지도록 제어된다.
이와 같이, 스위치(212)가 온상태인 기간의 길이가 변화하면, 접속점(222)에 있어서의 정현파진동의 변형도 변화한다. 그 결과, 변형의 주파수 스펙트럼이 변화한다.
접속점(222)에 있어서의 정현파진동은, 인덕터(221)에 전류가 흐른다. 인덕터(221)를 흐르는 전류는 전자파를 발생시킨다. 그 전자파의 주파수는, 정현파진동의 주파수와 일의적으로 관련한다. 인덕터(221)를 전류가 흐름에 따라서 발생한 전자파는, 다른 인덕터에 결합하고 다른 인덕터가 접속되어 있는 회로에 영향을 준다. 이것이 소위 노이즈이다.
노이즈는 필터에 의해서 제거되어 얻는다. 필터에 의한 노이즈의 제거를 쉽게 하기 위해서는, 노이즈의 주파수 스펙트럼이 거의 일정하고 변화하지 않은 것이 바람직하다. 스위치(212)가 온상태인 기간의 길이를 일정하게 함으로써, 노이즈의 주파수 스펙트럼을 일정하게 할 수 있다. 스위치(212)가 온상태인 기간의 길이를 일정하게 하는 경우에는, 스위치(212)의 기생저항을 변화시킴으로써 에너지의 공급량 및 변환량을 조정하면 된다.
스위치(212)의 기생저항을 변화시키는 것은, 예를 들면, 전원(211)과 접속점(222)과의 사이에 서로 병렬로 접속된 복수의 스위치를 마련하고, 그 복수의 스위치중 동시에 온상태로 하는 스위치의 개수를 변화시킴으로써 달성된다.
도 15는, 스위치부(212e)의 구성예를 도시한다. 스위치부(212e)는, 서로 병렬로 접속된 4개의 스위치(212-1 내지 212-4)를 포함하고 있다. 어떤 기간에서는, 스위치(212-1)만이 온상태로 된다. 별도의 어떤 기간에서는, 스위치(212-1 및 212-2)가 온상태로 된다. 또한 별도의 어떤 기간에서는, 스위치(212-1 내지 212-3)가 온상태로 된다. 또한 별도의 어떤 기간에서는, 스위치(212-1 내지 212-4)가 온상태로 된다. 동시에 온상태로 되는 스위치의 수가 증대함에 따라서, 에너지의 공급량 및 변환량이 증대한다.
이와 같이, 스위치(212)가 온상태인 기간의 길이를 일정하게 하고, 또한, 스위치(212)의 기생저항을 변화시켜 에너지의 공급량 및 변환량을 조정함으로써, 노이즈의 주파수 스펙트럼을 일정하게 할 수 있다. 이로 인하여, 노이즈를 필터에 의해서 제거하는 것이 용이하게 된다.
6. 공진동작에 관해서
에너지 보존회로(220)의 접속점(222)에 있어서의 정현파진동의 주파수(f)는, C1C2라는 조건이 성립하는 경우에는, f=1/{2π·√(LC2)}에 의해서 나타낸다. 여기서, L은 인덕터(221)의 인덕턴스이고, C1는 용량 225의 용량치이며, C2는 용량 223의 용량치이다.
용량치(C2)를 크게 하면, 주파수(f)는 낮아진다. 또한, 인덕턴스(L)를 크게하면, 주파수(f)는 낮아진다.
주파수(f)가 낮은 것은, 다양한 타입의 전원회로에서 사용되는 비교기에 입력되는 신호의 변화의 속도가 작은 것을 의미한다. 이로 인하여, 비교기가 오차없게 전압을 검출할 수가 있다. 비교기는, 검출대상의 신호가 느리게 되면 그만큼 정확히 전압을 검출할 수 있다는 특성을 갖고 있기 때문이다. 또한, 비교기가 충분히 정확히 전압을 검출하는 능력을 갖고 있는 경우에는, 비교기의 검출 정밀도를 낮춤으로써 비교기의 소비전력을 삭감할 수가 있다. 그 위에, 스위치(212)의 양단자에 이러한 전압차가 작게 되어 있을 때를 적당히 가늠하여 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지를 공급할 수 있기 때문에, 스위치(212)의 양단자에 큰 전압차가 생김으로써 발생하는 돌입전류에 의한 노이즈의 발생을 회피할 수 있다.
이와 같이, 에너지 보존회로(220)는, 용량치 및/또는 인덕턴스를 변경함으로써 접속점(222)에 있어서의 정현파진동의 주파수(f)를 높게 하거나 낮게 하거나 할 수가 있다는 특징을 갖고 있다. 그러므로, 공진동작에 있어서의 노이즈의 주파수를 높게 하거나 낮게 하거나 할 수가 있다.
접속점(222)에 있어서의 정현파진동의 진폭을 일정하게 유지한다고 하는 조건하에서, 용량치(C2)를 크게하면, 용량 223에 충전되어야 하는 전하량이 증대한다. 그 결과, 용량 223에 흘러 들어 오는 전류가 증대한다.
정현파 진동을 사용하여 부하에 전하를 공급하는 경우, 또는, 부하로부터 전하를 회수하는 경우에는, 그 전하량은 부하에 의존하여 변동한다. 따라서, 주파수(f)와 부하에 공급하는 전하량(및/또는 부하로부터 회수하는 전하량)을 고려하여, 에너지 보존회로(220)의 회로 설계가 이루어지지 않으면 안된다.
7. LC 공진동작에 근거하는 노이즈의 저감에 관해서
LSI의 고집적화가 진행함에 따라서, DRAM 등에 대표되는 메모리 회로, 디지털 회로, 아날로그 회로가 단일의 칩에 형성되게 이루어지는 것이 예상되고 있다. 이들의 다양한 회로가 단일의 칩에 혼재된 경우에는, 중간주파의 아날로그 회로의 동작 주파수 대역에 노이즈가 혼입함으로써 아날로그 회로의 특성에 미치게 하는영향이, 앞으로는 점차, 문제가 된다고 생각된다.
도 75는, 시스템(LSI)의 1개의 실시예를 나타낸다. 시스템(LSI1801)은, 예를 들면, 휴대전화와 같이, 보내져 온 고주파수의 전파를 수신하여, 복조하는 기능을 갖고 있다.
시스템(LSI1801)은, 고주파신호를 수신하여 중간주파수에 복조하는 기능을 갖는 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)과, 복조에 필요한 프로그램이 기억되어 있는 DRAM 블록(1803)과, 복조동작을 제어하여 복조신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환기를 포함하는 저주파 아날로그 회로 블록(1804)과, 디지털 복조신호의 노이즈 제거 등의 신호처리를 하는 디지털 회로 블록(1805)과, LC 공진회로를 포함하는 전원장치(1806)를 포함하고 있다. 회로 블록(1802 내지 1805) 및 전원장치(1806)는, 단일의 실리콘·칩상에 형성되어 있다. 전원장치(1806)는, 회로 블록(1802 내지 1805)의 적어도 1개에 전원전압을 공급한다.
도 75에 도시하는 바와 같이, 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)과 전원장치(1806)와는 근접하여 배치되어 있기 때문에, LC 공진회로의 인덕터에 의해서 발생하는 노이즈가 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)에 혼입한다. 한편, 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)은 노이즈에 의한 특성의 저하가 현저한 것부터, 신호 전달 등의 적용의 형태마다, 허용되는 노이즈의 강도가 규격에 의해서 정해지고 있다. 예를 들면, 어떤 규격은, 10 내지 20MHz의 주파수 대역에 -60dBm 이상의 노이즈가 혼입하는 것을 금지하고 있다.
노이즈의 혼입을 막기 위해서는, 인덕터를 포함하지 않은 전원장치, 예를 들면 연산 증폭기에 의한 전원장치를 사용하는 방법이 있다. 그러나, 인덕터를 포함하지 않은 전원장치는, 에너지 손실이 크기 때에문 LSI의 저전력화, 저발열화에 대하여 불리하다. 인덕터를 포함하는 전원장치를 사용하는 경우에는, 인덕터에 흐르는 전류에 의해서 방사 노이즈가 발생한다. 따라서, 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록의 특성에 영향을 주는 주파수 대역에 허용된 강도 이상의 노이즈가 혼입하지 않도록 할 필요가 있다.
도 51a에 도시하는 바와 같이 전압 변환부(54)를 갖는 종래의 DC/DC 변환기(61)에서는, 스위치(50)로부터의 전류의 공급이 종료하면, 스위치(50)가 개방상태로부터 폐쇄상태로 변화한다. 스위치(50)가 개방상태로부터 폐쇄상태로 변화할 때에 인덕터(52)에 흐르는 전류가 급격히 변화하기 때문에, 인덕터(52)의 특성에 따라서 신호 입력단자(A)의 전압은 순간에 그라운드 전압에 도달한다. 그 결과, 인덕터(52)로부터 발생하는 노이즈는, 신호 입력단자(A)의 전압이 급격한 변화에 따른 높은 주파수에 달하는 노이즈 분포를 갖게 된다. 이 것은, 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록의 특성에 영향을 주는 주파수 대역에 허용된 강도 이상의 노이즈가 혼입하는 원인이 된다.
한편, LC 공진회로를 포함하는 전원장치(1806)로서는, LC 공진회로의 공진주파수를 적절히 설정함으로써 인덕터를 흐르는 전류변화를 제한하는 것이 가능하다. 이로 인하여, 노이즈의 주파수를 저감할 수가 있다.
도 77은, LC 공진회로의 공진주파수에 대한 노이즈의 강도의 분포를 도시한다. 도 77에 있어서, 곡선(a, b, c)은, 각각, LC 공진회로의 공진주파수(fLa, fLb,fLc)에 대응한다. 여기서, fLa<fLb<fLc라는 관계가 있다. LC 공진회로의 공진주파수(fLa, fLb, fLc)의 각각은, 용량(C)(예를 들면, 도 1의 C2)와 인덕터(L)(예를 들면, 도 1의 L)를 설계시에 적절히 설정함으로써 설정된다. 이로 인하여, 설계시에 L과 C를 적절히 골라 작성할 수 있다. 공진주파수(f)는, f=1/2π√LC에 의해서 나타낸다. 노이즈가 분포하는 주파수 대역은, LC 공진회로의 공진주파수를 낮게 함에 따라서 좁아지는 것을 안다. 또, 곡선(d)은, 상술한 종래의 DC/DC 변환기(61)에 의한 노이즈 분포를 나타낸다.
중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)에 대하여, 특정한 주파수 대역(주파수(f1)이상 주파수(f2)이하의 대역)에 있어서의 노이즈의 강도를 소정의 값(P2) 이하로 하지 않으면 안된다고 가정한다. 이 경우에는, LC 공진회로의 공진주파수를 fLa또는 fLb에 설정함으로써, 그 특정한 주파수 대역에 있어서의 노이즈의 강도를 소정의 값(P2) 이하로 할 수 있다. 이로 인하여, 노이즈에 의해서 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)의 특성이 저하하는 것을 방지할 수가 있다. 주파수(f1)는, 예를 들면, 10MHz이고, 주파수(f2)는, 예를 들면, 20MHz 이다. 소정의 값(P2)은, 예를 들면, -60dBm 이다.
단일의 실리콘·칩상에 다양한 회로 블록을 혼재하는 경우에 한하지 않고, 멀티·칩·모듈이나 기판상의 고밀도 설치와 같이 LSI의 설치 밀도가 높게 된 경우에 있어서도, 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록의 특성에 영향을 주는 주파수 대역에 허용된 강도 이상의 노이즈가 혼입하지 않도록 할 필요가 있다.
도 76은, LC 공진회로를 포함하는 전원장치(1806)와 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)이 다른 칩상에 형성되어 있는 예를 나타낸다. 시스템(LSI1807)은, 디지털 회로 블록(1805)과 전원장치(1806)를 포함하고 있다. 시스템(LSI1807)과 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)과는, 다른 실리콘·칩상에 형성되어 있다. 전원장치(1806)는, 회로 블록(1802,1805)의 적어도 1개에 전원전압을 공급한다.
도 78은, 시스템(LSI1807)과 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)과의 거리(D)에 대한 노이즈의 강도의 분포를 도시한다. 도 78에 있어서, 곡선(e, f, g)은, 각각, 시스템(LSI1807)과 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)과의 거리(De, Df, Dg)에 대응한다. 여기서, DeDfDg라는 관계가 있다. 노이즈가 분포하는 주파수 대역은, 시스템(LSI1807)과 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)과의 거리(D)가 작게 됨에 따라 넓게 되는 것을 안다.
상술한 바와 같이, LC 공진회로의 공진주파수를 충분히 작게 설정함으로써, 특정한 주파수 대역에 있어서의 노이즈의 강도를 소정의 값이하로 할 수 있다. 이로 인하여, 노이즈에 의해서 중간주파 및 고주파 아날로그 회로 블록(1802)의 특성이 저하하는 것을 방지할 수가 있다.
LC 공진회로를 포함하는 전원장치(1806)로서는, 본 명세서의 제 8 장 및 제 9 장에서 설명되는 모든 타입의 전원장치를 사용할 수가 있다. 단지, LC 공진회로는, 인덕터의 일단에 제 1 용량이 접속되어, 또한, 인덕터의 타단에 제 2 용량이접속된 구성(이하, C-L-C 구성이라 한다)을 포함하는 것을 필수로 하지 않는다. 전원장치(1806)의 LC 공진회로는, 인덕터의 일단에만 용량이 접속된 구성(이하, L-C 구성이라 한다)을 포함하고 있어도 된다.
도 79는, L-C 구성의 LC 공진회로를 포함하는 전원장치(1806)의 구성을 도시한다. 전원장치(1806)는, 복수의 회로 블록중의 적어도 1개에 직류의 전원전압을 공급한다. 전원장치(1806)와 복수의 회로 블록은 단일의 반도체 칩상에 형성되어 있어도 좋고, 다른 반도체 칩상에 형성되어 있어도 된다.
인덕터(1820)와 용량(1821)에 따라서 LC 공진회로가 구성되어 있다. LC 공진회로에는 전류 조정회로(1811)가 접속되어 있다. 전류 조정회로(1811)가 접속되어 있는 인덕터(1820)의 단자의 전압은 VDD/2에 설정되어 있다. 여기서, 전원전압을 VDD로 한다.
인덕터(1820)에 흐르는 전류가 전류 조정회로(1811)로부터 용량(1821)을 향해서 흐르는 경우에는, 접속점(1818)의 전압이 상승한다. 인덕터(1820)에 흐르는 전류가 용량(1821)으로부터 전류 조정회로(1811)를 향해서 흐르는 경우에는, 접속점(1818)의 전압이 하강한다.
접속점(1818)의 전압이 소정의 전압진폭의 LC 공진을 하도록, 전류 조정회로(1811)는, 접속점(1818)의 전압을 모니터하면서 전류의 입출력을 조정한다. 접속점(1818)의 공진전압을 직류전압으로 변환하기 위해서, 콤퍼레이터(1813, 1819)와 참조 전압 생성회로(1814)와 제어회로(1812)가 마련되어 있다. 제어회로(1812)에 의해서 스위치(1815)를 개폐함으로써, 부하(1817)의접속점(1816)의 전압을 직류전압으로 변환한다. 이러한 변환방법은, 도 17a를 참조하고 후술하는 전원장치에 있어서의 변환방법과 같다. 도 79에 도시하는 제어회로(1812), 콤퍼레이터(1819, 1813), 스위치(1815), 부하(1817) 및 참조 전압 생성회로(1814)는, 도 17a에 도시하는 제어회로(283), 콤퍼레이터(284, 285), 스위치(282), 부하(280) 및 참조 전압 생성회로(286)에 대응한다.
8. 전원장치(200)의 타입
전원장치(200)는, 이하의 (1) 내지 (4)에 나타내는 4 타입으로 대별된다.
(1) DC 타입: 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)과 접속점(224)중 한쪽부터 공급되는 직류전압 파형을 사용하는 타입이다.
(2) AC 타입: 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)과 접속점(224)중 한쪽부터 공급되는 교류전압 파형을 사용하는 타입이다.
(3) DC-AC 타입: 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)과 접속점(224)중 한쪽부터 공급되는 직류전압 파형을 사용하고, 또한, 다른쪽부터 공급되는 교류전압 파형을 사용하는 타입이다.
(4) AC-AC 타입: 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)과 접속점(224)중 한쪽으로부터 공급되는 교류전압 파형을 사용하고, 또한, 다른쪽부터 공급되는 교류전압 파형을 사용하는 타입이다.
8.1 DC 타입의 전원장치
도 16a는, 접속점(224)에 접속된 부하(270)에 직류전압 파형을 공급하는 DC타입의 전원장치(201)의 구성을 나타낸다. 부하(270)는, 용량성분과 저항성분중 적어도 한쪽을 포함한다.
전원장치(201)는, 기본적인 구성인 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(220)에 가하여, 제어회로(271)와, 콤퍼레이터(272)와, 참조 전압 생성회로(273)를 또한 포함하고 있다. 또, 도 16a에 도시하는 예로서는, 에너지 공급회로(210)는, 도 6a에 도시하는 구성을 채용하고 있다. 그러나, 에너지 공급회로(210)의 구성으로서는, 도 6a 내지 도 6d 및 도 58a에 나타내는 어느쪽의 구성을 채용하여도 된다. 동적 에너지를 조정하는 수단으로서 도 11a, 도 11b, 도 13a에 나타내는 구성을 채용하여도 된다.
용량치(C1)와 용량치(C2)와는, C1C2라는 관계를 채우도록 설정된다. 이로 인하여, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(224)에 있어서 직류전압 파형이 얻어진다.
도 16b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)(파선으로 나타낸다)과 접속점(224)에 있어서의 직류전압 파형(B)(실선으로 나타낸다)을 나타낸다. 엄밀히 말하면, 접속점(224)에 있어서의 전압 파형도 교류전압 파형이다. 그러나, 접속점(224)에 있어서의 전압 파형은 직류전압 파형이라고 간주할 수 있다. 접속점(224)에 있어서의 전압진동은, 접속점(222)에 있어서의 전압진동에 비교하여 충분히 작기 때문이다.
상술한 바와 같이, 에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 정적 에너지와 동적 에너지의 비율을 적절히 조정함으로써, 진동중심이 전압(VP)이고, 또한, 진폭이1/2VDD인 교류전압 파형(A)을 얻을 수 있다. 또한, 직류전압 파형(B)은, 교류전압 파형(A)의 진동중심으로 거의 같다.
이하, 전원장치(201)의 동작을 설명한다.
콤퍼레이터(272)는, 접속점(224)의 전압과 참조 전압 생성회로(273)로부터 출력되는 전압(VP)을 비교함으로써, 접속점(224)의 전압이 전압(VP)을 하회한 것을 검출한다. 접속점(224)의 전압이 전압(VP) 이상인 경우에는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는 H 레벨이고, 접속점(224)의 전압이 전압(VP)보다 낮은 경우에는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는 L 레벨이다.
시각(t1)에 있어서, 접속점(224)의 전압이 전압(VP)을 하회하면, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는, H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(271)는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(212)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 에너지 보존회로(220)에의 에너지의 공급이 개시된다. 그 결과, 접속점(224)의 전압은 상승한다.
시각(t2)에 있어서, 접속점(224)의 전압이 전압(VP) 이상으로 하면, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는, L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(271)는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(212)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 에너지 보존회로(220)에의 에너지의 공급이 종료한다.
이와 같이 하여, 시각(t3)에 있어서 에너지 보존회로(220)에의 에너지의 공급이 개시되어, 시각(t4)에 있어서 에너지 보존회로(220)에의 에너지의 공급이 종료한다.
이와 같이, 부하(270)에 의해서 소비된 에너지는, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있던 에너지가 감소함으로써 검지된다. 감소한 에너지가 회복하도록, 에너지가 에너지 보존회로(220)에 공급된다.
이렇게 하여, DC 타입의 전원장치(201)는, 전원전압(VDD)보다 낮은 전압을 부하(270)에 제공할 수가 있다.
8.2 AC 타입의 전원장치
도 17a는, 교류전압 파형을 사용하여, 접속점(222)에 접속된 부하(280)에 있어서의 접속점(281)의 전압을 원하는 전압에 충전하는 AC 타입의 전원장치(202)의 구성을 나타낸다. 부하(280)는, 용량성분과 저항성분중 적어도 한쪽과 스위치(282)를 포함한다.
전원장치(202)는, 도 16a에 도시하는 전원장치(201)의 구성에 가하여, 제어회로(283)와, 콤퍼레이터(284)와, 콤퍼레이터(285)와, 참조 전압 생성회로(286)를 또한 포함하고 있다. 동적 에너지를 조정하는 수단으로서 도 11a, 도 11b, 도 13a에 나타내는 구성을 채용하여도 된다.
용량치(C1)와 용량치(C2)와는, C1C2라는 관계를 채우도록 설정된다. 이로 인하여, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지며, 접속점(224)에 있어서 직류전압 파형이 얻어진다.
도 17b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(224)에 있어서의 직류전압 파형(B)과 접속점(281)에 있어서의 전압 파형(C)을 나타낸다.
상술한 바와 같이, 에너지 공급회로(210)로부터 공급되는 정적 에너지와 동적 에너지의 비율을 적절히 조정함으로써, 진동중심이 전압(VP)이고, 또한, 진폭이 1/2VDD인 교류전압 파형(A)을 얻을 수 있다. 또한, 직류전압 파형(B)은, 교류전압 파형(A)의 진동중심으로 거의 같다.
이하, 접속점(281)의 전압을 전압(V1)로부터 전압(V1)보다 낮은 전압(Vr1)에 설정하는 경우에 있어서의 전원장치(202)의 동작을 설명한다. 시각(t=0)에 있어서, 접속점(281)은, 전압(V1)에 충전되어 있다고 가정한다.
콤퍼레이터(284)는, 접속점(222)의 전압과 접속점(281)의 전압을 비교함으로써, 교류전압 파형(A)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달했는지 교류전압 파형(A)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달했는지를 검출한다. 교류전압 파형(A)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달한 경우에는, 콤퍼레이터(284)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 교류전압 파형(A)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달한 경우에는, 콤퍼레이터(284)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다.
시각(t1)에 있어서, 교류전압 파형(A)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달하면, 콤퍼레이터(284)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(283)는, 콤퍼레이터(284)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(282)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 교류전압 파형(A)에 따라 접속점(281)의 전압이 변화한다.
콤퍼레이터(285)는, 접속점(281)의 전압과 참조 전압 생성회로(286)로부터 출력되는 전압(Vr1)을 비교함으로써, 접속점(281)의 전압이 전압(Vr1)에 도달하였는지의 여부를 검출한다.
시각(t2)에 있어서, 접속점(281)의 전압이 전압(Vr1)에 도달하면, 콤퍼레이터(285)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(283)는, 콤퍼레이터(285)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(282)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 접속점(281)의 전압은 전압(Vr1)에 유지된다.
다음에, 접속점(281)의 전압을 전압(Vr1)으로부터 전압(Vr1)보다 높은 전압(Vr2)에 설정하는 경우에는, 교류전압 파형(A)의 상승변화를 이용한다.
시각(t3)에 있어서, 교류전압 파형(A)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(Vr1)에 도달하면, 콤퍼레이터(284)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(283)는, 콤퍼레이터(284)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(282)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 교류전압 파형(A)에 따라 접속점(281)의 전압이 변화한다.
콤퍼레이터(285)는, 접속점(281)의 전압과 참조 전압 생성회로(286)로부터 출력되는 전압(Vr2)을 비교함으로써, 접속점(281)의 전압이 전압(Vr2)에 도달하였는지의 여부를 검출한다. 이와 같이, 참조 전압 생성회로(286)는, 전압(Vr1)과 전압(Vr2)을 소정의 타이밍으로 바꾸어 출력한다.
시각(t4)에 있어서, 접속점(281)의 전압이 전압(Vr2)에 도달하면, 콤퍼레이터(285)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(283)는, 콤퍼레이터(285)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(282)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 접속점(281)의 전압은 전압(Vr2)에 유지된다.
부하(280)의 접속점(281)의 전압은, 참조 전압 생성회로(286)로부터 출력되는 전압을 조정함으로써 임의의 전압에 충전되어 얻는다.
또한, DC 타입의 전원장치(201)와 같이 하여, 부하(280)에 의해서 소비된 에너지는, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있던 에너지가 감소함으로써 검지된다. 감소한 에너지가 회복하도록, 에너지가 에너지 보존회로(220)에 공급된다.
이렇게 하여, AC 타입의 전원장치(202)는, 교류전압 파형을 사용하여, 접속점(222)에 접속된 부하(280)에 있어서의 접속점(281)의 전압을 원하는 전압에 충전할 수가 있다. 교류전압 파형을 사용하여 용량성분을 포함하는 부하(280)를 충전하는 것은, 상술한 「단열충전의 원리」에 의거하고 있다. 따라서, 부하(280)를 충전할 때에 부하(280)에 의해서 소비되는 에너지는 매우 작다.
8.3 DC-AC 타입의 전원장치
도 18a는, DC-AC 타입의 전원장치(203)의 구성을 도시한다. 전원장치(203)의 구성은, 접속점(224)에 부하(270)가 접속되어 있는 점을 제외하고, 도 17a에 도시하는 전원장치(202)의 구성과 동일하다.
접속점(224)에 부하(270)를 접속함으로써, 부하(270)에 직류전압 파형을 공급할 수가 있다. 또한, 접속점(222)에 부하(280)를 접속함으로써, 교류전압 파형을 사용하여 부하(280)에 있어서의 접속점(281)의 전압을 원하는 전압에 충전할 수가 있다.
도 18b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(224)에 있어서의 직류전압 파형(B)과 접속점(281)에 있어서의 전압 파형(C)을 나타낸다.
8.4 AC-AC 타입의 전원장치(제 1 예)
도 19a는, AC-AC 타입의 전원장치(204)의 구성을 도시한다. 전원장치(204)는, 제 1의 교류전압 파형을 사용하여 접속점(222)에 접속된 부하(280)에 있어서의 접속점(281)의 전압을 원하는 전압에 충전하고, 또한, 제 1의 교류전압 파형과는 180도만 위상이 다른 제 2의 교류전압 파형을 사용하여 접속점(224)에 접속되는 부하(290)에 있어서의 접속점(291)의 전압을 원하는 전압에 충전한다. 부하(290)는, 용량성분과 저항성분중 적어도 한쪽과 스위치(292)를 포함한다.
전원장치(204)는, 도 17a에 도시하는 전원장치(202)의 구성에 가하여, 제어회로(293)와, 콤퍼레이터(294)와, 콤퍼레이터(295)를 또한 포함하고 있다. 제어회로(293)의 기능은, 제어회로(283)의 기능과 동일하다. 콤퍼레이터(294)의 기능은, 콤퍼레이터(284)의 기능과 동일하다. 콤퍼레이터(295)의 기능은, 콤퍼레이터(285)의 기능과 동일하다. 동적 에너지를 조정하는 수단으로서 도 11a, 도 11b, 도 13a에 도시하는 구성을 채용하여도 된다.
참조 전압 생성회로(286)는, 전압(Vr1)과 전압(Vr2)을 소정의 타이밍으로 바꾸어 출력한다. 참조 전압 생성회로(286)는, 콤퍼레이터(285)에 전압(Vr1)을 출력하는 한편, 콤퍼레이터(295)에 전압(Vr2)을 출력한다. 또한, 참조 전압 생성회로(286)는, 콤퍼레이터(285)에 전압(Vr2)을 출력하는 한편, 콤퍼레이터(295)에 전압(Vr1)을 출력한다.
용량치(C1)와 용량치(C2)는, C1≒C2라는 관계를 채우도록 설정된다. 이로 인하여, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(224)에 있어서 교류전압 파형이 얻어진다.
도 19b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(224)에 있어서의 교류전압 파형(B)과 접속점(281)에 있어서의 전압 파형(C)과 접속점(291)에 있어서의 전압 파형(D)을 나타낸다. 교류전압 파형(A)과 교류전압 파형(B)과는, 진동중심과 진폭은 거의 같지만, 위상이 180도만 다르다.
교류전압 파형(A)과 교류전압 파형(B)의 양쪽을 사용함으로써, 하강중의 교류전압 파형(A)을 사용하여 접속점(281)의 전압을 전압(V1)으로부터 전압(V1)보다 낮은 전압(Vr1)에 설정하는 것과 병행하고, 상승중의 교류전압 파형(B)을 사용하여 접속점(291)의 전압을 전압(V2)으로부터 전압(V2)보다 높은 전압(Vr2)에 설정할 수가 있다. 이와 같이 하여, 상승중의 교류전압 파형(A)을 사용하여 접속점(281)의 전압을 전압(Vr1)으로부터 전압(Vr1)보다 높은 전압(Vr2)에 설정하는 것과 병행하고, 하강중의 교류전압 파형(B)을 사용하여 접속점(291)의 전압을 전압(Vr2)으로부터 전압(Vr2)보다 낮은 전압(Vr1)에 설정할 수가 있다. 또, 용량치(C1)와 용량치(C2)와의 관계는, C1C2이라도 되며, C1<C2이라도 된다.
8.5 AC-AC 타입의 전원장치(제 2 예)
도 20a는, AC-AC 타입의 전원장치(205)의 구성을 도시한다. 전원장치(205)는, 제 1의 교류전압 파형과 제 1의 교류전압 파형과는 180도만 위상이 다른 제 2의 교류전압 파형을 선택적으로 이용하고, 접속점(222) 및 접속점(224)에 접속되는 부하(300)에 있어서의 접속점(301)의 전압을 원하는 전압에 충전한다. 부하(300)는, 용량성분과 저항성분중 적어도 한쪽과 스위치(302)와 스위치(303)를 포함한다.
전원장치(205)는, 도 16a에 도시하는 전원장치(201)의 구성에 가하여, 제어회로(304)와, 콤퍼레이터(305)와, 콤퍼레이터(306)와, 콤퍼레이터(307)와, 참조 전압 생성회로(308)를 또한 포함하고 있다. 동적 에너지를 조정하는 수단으로서 도 11a, 도 11b, 도 13a에 도시하는 구성을 채용하여도 된다.
용량치(C1)와 용량치(C2)와는, C1≒C2라는 관계를 채우도록 설정된다. 이로 인하여, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(224)에 있어서 교류전압 파형이 얻어진다.
도 20b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(224)에 있어서의 교류전압 파형(B)과 접속점(301)에 있어서의 전압 파형(C) 및(C')을 도시한다. 교류전압 파형(A)과 교류전압 파형(B)과는, 진동중심과 진폭은 거의 같지만, 위상이 180도만 다르다.
이하, 접속점(301)의 전압을 전압(V1)으로부터 전압(V1)보다 높은 전압(Vr2)에 설정하는 경우에 있어서의 전원장치(205)의 동작을 설명한다. 시각(t=0)에 있어서, 접속점(301)은, 전압(V1)에 충전되어 있다고 가정한다.
콤퍼레이터(305)는, 접속점(222)의 전압과 접속점(301)의 전압을 비교함으로써, 교류전압 파형(A)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달했는지 교류전압 파형(A)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달했는지를 검출한다. 교류전압 파형(A)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달한 경우에는, 콤퍼레이터(305)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 교류전압 파형(A)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달한 경우에는, 콤퍼레이터(305)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다.
콤퍼레이터(307)는, 접속점(224)의 전압과 접속점(301)의 전압을 비교함으로써, 교류전압 파형(B)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(224)의 전압이 전압(V1)에 도달했는지 교류전압 파형(B)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(224)의 전압이 전압(V1)에 도달했는지를 검출한다. 교류전압 파형(B)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(224)의 전압이 전압(V1)에 도달한 경우에는, 콤퍼레이터(307)의 출력신호는 L레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 교류전압 파형(B)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(224)의 전압이 전압(V1)에 도달한 경우에는, 콤퍼레이터(307)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다.
시각(t2)에 있어서, 교류전압 파형(B)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(224)의 전압이 전압(V1)에 도달하면, 콤퍼레이터(307)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(304)는, 콤퍼레이터(307)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(303)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 교류전압 파형(B)에 따라 접속점(301)의 전압이 변화한다.
콤퍼레이터(306)는, 접속점(301)의 전압과 참조 전압 생성회로(308)로부터 출력되는 전압(Vr2)을 비교함으로써, 접속점(301)의 전압이 전압(Vr2)에 도달하였는지의 여부를 검출한다.
시각(t3)에 있어서, 접속점(301)의 전압이 전압(Vr2)에 도달하면, 콤퍼레이터(306)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(304)는, 콤퍼레이터(306)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(303)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 접속점(301)의 전압은 전압(Vr2)에 유지된다.
다음에, 접속점(301)의 전압을 전압(V1)로부터 전압(V1)보다 낮은 전압(Vr1)에 설정하는 경우에 있어서의 전원장치(205)의 동작을 설명한다. 시각(t=0)에 있어서, 접속점(301)은, 전압(V1)에 충전되어 있다고 가정한다.
시각(t1)에 있어서, 교류전압 파형(A)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 전압(V1)에 도달하면, 콤퍼레이터(305)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(304)는, 콤퍼레이터(305)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(302)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 교류전압 파형(A)에 따라 접속점(301)의 전압이 변화한다.
콤퍼레이터(306)는, 접속점(301)의 전압과 참조 전압 생성회로(308)로부터 출력되는 전압(Vr1)을 비교함으로써, 접속점(301)의 전압이 전압(Vr1)에 도달하였는지의 여부를 검출한다. 이와 같이, 참조 전압 생성회로(308)는, 전압(Vr1)과 전압(Vr2)을 소정의 타이밍으로 바꾸어 출력한다.
시각(t3)에 있어서, 접속점(301)의 전압이 전압(Vr1)에 도달한 것이 검출되면, 콤퍼레이터(306)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(304)는, 콤퍼레이터(306)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(302)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 접속점(301)의 전압은 전압(Vr1)에 유지된다.
부하(300)의 접속점(301)의 전압은, 참조 전압 생성회로(308)로부터 출력되는 전압을 조정함으로써 임의의 전압에 충전되어 얻는다.
또한, DC 타입의 전원장치(201)와 동일하게 하여, 부하(300)에 의해서 소비된 에너지는, 에너지 보존회로(220)에 보존되어 있던 에너지가 감소함으로써 검지된다. 감소한 에너지가 회복하도록, 에너지가 에너지 보존회로(220)에 공급된다.
이렇게 하여, 교류전압 파형(A)과 교류전압 파형(B)중 원하는 전압에 빨리 도착하는 전압 파형을 선택적으로 사용함으로써, 부하(300)를 원하는 전압에 충전하는 데 요하는 시간을 단축할 수가 있다. 또, 용량치(C1)와 용량치(C2)와의 관계는, C1C2도 되며, C1<C2라도 된다.
8.6 AC-AC 타입의 전원장치(제 3 예)
도 21은, AC-AC 타입의 전원장치(206)의 구성을 도시한다. 부하(410)는, 접속점(1222)과 접속점(1224)과 접속점(1226)에 있어서 전원장치(206)에 접속되어 있다. 부하(410)는, 용량성분과 저항성분중 적어도 한쪽과 스위치(412 내지 414)를 포함한다.
전원장치(206)는, 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(1220)를 포함한다. 동적 에너지를 조정하는 수단으로서 도 11a, 도 11b, 도 13a에 도시하는 구성을 채용하여도 된다.
에너지 보존회로(1220)는, LC의 공진회로를 종속접속한 구성을 갖고 있다. 보다 자세히 말하면, 에너지 보존회로(1220)는, 인덕터(1221)와, 인덕터(1228)와, 용량(1223)과, 용량(1225)과, 용량(1227)을 포함하고 있다. 인덕터(1221)와 인덕터(1228)와는 접속점(1224)을 통하여 직렬로 접속되어 있다. 용량(1223)은, 접속점(1222)에 있어서 인덕터(1221)에 접속되어 있다. 용량(1225)은, 접속점(1224)에 있어서 인덕터(1221 및 1228)에 접속되어 있다. 용량(1227)은, 접속점(1226)에 있어서 인덕터(1228)에 접속되어 있다. 여기서, L1, L2는 인덕터(1221, 1228)의 인덕턴스를 각각 나타내며, C1내지 C3는 용량(1223, 1225, 1227)의 용량치를 각각 나타낸다.
전원장치(206)는, 제어회로(271)와, 콤퍼레이터(272)와, 참조 전압 생성회로(273)와, 제어회로(415)와, 콤퍼레이터(416 내지 419)와, 참조 전압 생성회로(420)를 또한 포함하고 있다.
용량치(C1)와 용량치(C2)와 용량치(C3)는, C1≒C2≒C3이라는 관계를 채우도록 설정된다. 이로 인하여, 접속점(1222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(1224)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(1226)에 있어서 교류전압 파형이 얻어진다.
도 22는, 접속점(1222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(1224)에 있어서의 교류전압 파형(B)과 접속점(1226)에 있어서의 교류전압 파형(C)과 부하(410)의 접속점(411)에 있어서의 전압 파형(D)을 도시한다. 교류전압 파형(A 내지 C)은, 거의 동일한 진동중심과 진폭을 갖고 있다. 교류전압 파형(A)과 교류전압 파형(C)과는, 위상이 180도만 다르다.
도 23a 내지 도 23d는, 도 22에 도시하는 기간(T1내지 T4)의 각각에 있어서의 전하의 이동을 나타낸다. 여기서, VA는 접속점(1222)의 전압을 나타내고, VB는 접속점(1224)의 전압을 나타내고, VC는 접속점(1226)의 전압을 나타낸다고 정의한다.
기간(T1)에 있어서, 용량(1223)에 축적된 전하가 용량(1225)과 용량(1227)으로 이동한다(도 23a). 이로 인하여, 전압(VA)은 하강하고, 전압(VB)과 전압(VC)은 상승한다.
기간(T2)에 있어서, 용량(1223)에 축적된 전하와 용량(1225)에 축적된 전하가 용량(1227)으로 이동한다(도 23b). 이로 인하여, 전압(VA)과 전압(VB)은 하강하고, 전압(VC)은 상승한다.
기간(T3)에 있어서, 용량(1225)에 축적된 전하와 용량(1227)에 축적된 전하가 용량(1223)으로 이동한다(도 23c). 이로 인하여, 전압(VA)은 상승하고, 전압(VB)과 전압(VC)은 하강한다.
기간(T4)에 있어서, 용량(1227)에 축적된 전하가 용량(1223)과 용량(1225)은 이동한다(도 23d). 이로 인하여, 전압(VA)과 전압(VB)은 상승하고, 전압(VC)은 하강한다.
이하, 접속점(411)의 전압을 전압(V1)으로부터 전압(V1)보다 낮은 전압(Vr1)에 설정하는 경우에 있어서의 전원장치(206)의 동작을 설명한다. 시각(t=0)에 있어서, 접속점(411)은, 전압(V1)에 충전되어 있다고 가정한다.
시각(t1)에 있어서, 전압(VC)이 하강중에 전압(VC)이 접속점(411)의 전압(즉,전압(V1))에 도달하면, 제어회로(415)는 스위치(414)를 온으로 한다. 그 결과, 접속점(411)의 전압은, 교류전압 파형(C)에 따라 하강한다.
시각(t2)에 있어서, 전압(VC)이 하강중에 전압(VC)이 참조 전압 생성회로(420)로부터 출력되는 참조 전압(Vr2)에 도달하면, 제어회로(415)는 스위치(414)를 오프로 한다. 그 결과, 접속점(411)의 전압은, 전압(Vr2)에 유지된다.
다음에, 접속점(411)의 전압을 전압(Vr2)으로부터 전압(Vr2)보다 높은 전압(Vr1)에 설정하는 경우에 있어서의 전원장치(206)의 동작을 설명한다.
시각(t3)에 있어서, 전압(VC)이 상승중에 전압(VC)이 참조 전압 생성회로(420)로부터 출력되는 참조 전압(Vr2)에 도달하면, 제어회로(415)는 스위치(414)를 온으로 한다. 그 결과, 접속점(411)의 전압은, 교류전압 파형(C)에 따라 상승한다.
시각(t4)에 있어서, 전압(VC)이 상승중에 전압(VC)이 참조 전압 생성회로(420)로부터 출력되는 참조 전압(Vr1)에 도달하면, 제어회로(415)는 스위치(414)를 오프로 한다. 이렇게 하여, 부하(410)에 있어서의 용량성분이 단열충전된다. 여기까지의 동작은, 상술한 AC-AC 타입의 전원장치(204 및 205)의 동작과 동일하다.
시각(t4)에 있어서, 접속점(411)의 전압을 전압(Vr1)으로부터 전압(Vr2)에 설정하는 경우에는, 교류전압 파형(C)의 대신에 교류전압 파형(B)을 사용하는 것이 효율적이다. 교류전압 파형(C)에 따라 접속점(411)의 전압을 하강시키기 위해서는 스위치(414)를 온하는 것을 시각(t5)까지 기다릴 필요가 있다. 이것에 대하여, 교류전압 파형(B)을 사용하면, 시각(t5)보다 빠른 시각(t4)에 있어서 스위치(413)를 온할 수 있기 때문이다. 이와 같이, 교류전압 파형(B)을 사용함으로써, 동작 주파수를 높게 할 수 있게 된다.
일반적으로, 개개의 회로에 의해서 각각 생성되는 복수의 교류전압 파형을 사용하는 경우에는, 그들의 교류전압 파형간의 위상을 조정할 필요가 있다. 이것에 대하여, 전원장치(206)에 의하면, 교류전압 파형(A 내지 C)의 사이에서 위상을 조정할 필요가 없다. LC의 공진회로의 종속접속의 성질에 의해, 교류전압 파형(B)의 위상은, 교류전압 파형(A)과 교류전압 파형(C)과의 사이에 설정되기 때문이다.
도 24a는, C1, C2<<C3라는 관계를 채우도록 용량치(C1내지 C3)를 설정한 경우에, 각 접속점에서 얻어지는 전압 파형을 나타낸다. 접속점(1222)에 있어서 교류전압 파형(A)이 얻어지고, 접속점(1224)에 있어서 교류전압 파형(B)이 얻어지고, 접속점(1226)에 있어서 직류전압 파형(C)이 얻어진다.
도 24b는, C1, C3<<C2이라는 관계를 채우도록 용량치(C1내지 C3)를 설정한 경우에, 각 접속점에서 얻어지는 전압 파형을 나타낸다. 접속점(1222)에 있어서 교류전압 파형(A)이 얻어지고, 접속점(1224)에 있어서 직류전압 파형(B)이 얻어지고, 접속점(1226)에 있어서 교류전압 파형(C)이 얻어진다.
이와 같이, 용량치(C1내지 C3)를 적절히 조합시킴으로써, 다양한 타입의 전압 파형을 생성할 수가 있다.
표 1은, 접속점(1222, 1224 및 1226)의 각각에 있어서 얻어지는 전압 파형의 편성을 정리한 것이다.
9. 전원장치(200)의 에너지 재이용 타입
전원장치(200)는, 에너지 재이용의 관점에서, 이하의 (1) 내지 (5)에 나타내는 5 타입으로 대별된다.
(1) 에너지 재이용 AC 타입 : 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)과 접속점(224)중 한쪽부터 공급되는 교류전압의 에너지중 적어도 일부를 동일한 접속점을 통하여 에너지 보존회로(220)에 귀환으로써, 에너지를 재이용하는 타입이다.
(2) 에너지 재이용 DC 타입: 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)과 접속점(224)중 한쪽부터 공급되는 직류전압의 에너지중 적어도 일부를 동일한 접속점을 통하여 에너지 보존회로(220)에 귀환으로써, 에너지를 재이용하는 타입이다.
(3) 에너지 재이용 AC-AC 타입: 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)과 접속점(224)중 한쪽부터 공급되는 교류전압의 에너지중 적어도 일부를 다른쪽의 접속점을 통하여 에너지 보존회로(220)에 교류전압의 에너지로서 귀환으로써, 에너지를 재이용하는 타입이다.
(4) 에너지 재이용 AC-DC 타입: 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)과 접속점(224)중 한쪽부터 공급되는 교류전압의 에너지중 적어도 일부를 다른쪽의 접속점을 통하여 에너지 보존회로(220)에 직류전압의 에너지로서 귀환으로써, 에너지를 재이용하는 타입이다.
(5) 에너지 재이용 DC-AC 타입: 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)과 접속점(224)중 한쪽부터 공급되는 직류전압의 에너지중 적어도 일부를 다른쪽의 접속점을 통하여 에너지 보존회로(220)에 교류전압의 에너지로서 귀환으로써, 에너지를 재이용하는 타입이다.
9.1 에너지 재이용 AC 타입의 전원장치
도 19a에 도시하는 AC-AC 타입의 전원장치(204)는, 에너지 재이용 AC 타입의전원장치(1201)에 상당한다. 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)으로부터 공급되는 교류전압 파형(A)(도 19b 참조)이 상승중인 상태에서는 에너지 보존회로(220)로부터 부하(280)에 에너지가 공급되고, 교류전압 파형(A)이 하강중에 있는 경우에는 접속점(222)을 통하여 부하(280)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지가 되돌려지기 때문이다. 에너지 보존회로(220)의 접속점(224)으로부터 공급되는 교류전압 파형(B)에 관해서도 동일하다.
이와 같이, 부하(280) 및 부하(290)의 용량성분에 축적된 전하가 에너지 보존회로(220)에 되돌려짐으로써, 에너지가 재이용된다. 이로 인하여, 약간의 에너지 손실로 부하(280) 및 부하(290)를 충방전할 수 있게 된다.
9.2 에너지 재이용 DC 타입의 전원장치
도 25a는, 에너지 재이용 DC 타입의 전원장치(1202)의 구성을 나타낸다. 부하(310)는, 접속점(224)에 있어서 전원장치(1202)에 접속되어 있다. 부하(310)는, 용량성분(C3)과 스위치(312)와 스위치(313)를 포함한다.
전원장치(1202)는, 접속점(224)을 통하여 직류전압 파형을 부하(310)에 공급한다. 전원장치(1202)로부터 접속점(224)을 통하여 공급되는 에너지는, 부하(310)의 용량성분(C3)에 축적된다. 부하(310)의 용량성분(C3)에 축적된 에너지중 적어도 일부는, 접속점(224)을 통하여 전원장치(1202)에 되돌려진다. 이로 인하여, 에너지가 재이용된다.
전원장치(1202)는, 기본적인 구성인 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(220)에 가하여, 제어회로(271)와, 콤퍼레이터(272)와, 참조 전압 생성회로(273)와, 제어회로(314)를 또한 포함하고 있다. 또, 도 25a에 도시하는 예로서는, 에너지 공급회로(210)는, 도 6a에 도시하는 구성을 채용하고 있다. 그러나, 에너지 공급회로(210)의 구성으로서는, 도 6a 내지 도 6d 및 도 58a에 도시하는 어느쪽의 구성을 채용하여도 된다. 동적 에너지를 조정하는 수단으로서 도 11a, 도 11b, 도 13a에 도시하는 구성을 채용하여도 된다.
용량치(C1)와 용량치(C2)는, C1C2라는 관계를 채우도록 설정된다. 이로 인하여, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(224)에 있어서 직류전압 파형이 얻어진다.
도 25b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(224)에 있어서의 직류전압 파형(B)과 접속점(311)에 있어서의 전압 파형(C)을 나타낸다.
이하, 전원장치(1202)의 동작을 설명한다.
콤퍼레이터(272)는, 접속점(224)의 전압과 참조 전압 생성회로(273)로부터 출력되는 전압(VP)을 비교함으로써, 접속점(224)의 전압이 전압(VP)을 하회한 것을 검출한다. 접속점(224)의 전압이 전압(VP) 이상인 경우에는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는 H 레벨이고, 접속점(224)의 전압이 전압(VP)보다 낮은 경우에는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는 L 레벨이다.
시각(t=0)에 있어서, 스위치(312)는 오프상태이고, 또한, 스위치(313)는 온상태이다. 따라서, 부하(310)의 접속점(311)의 전압은 그라운드 전압(GND)에 설정된다.
시각(t1)에 있어서, 제어회로(314)는, 스위치(312)를 온상태로 하고, 또한, 스위치(313)를 오프상태로 한다. 그 결과, 접속점(311)의 전압은 전원전압(VDD)를 향해서 충전된다. 시각(t1)으로부터 시각(t2)의 기간에 있어서, 접속점(311)의 전압은 상승하기 때문에, 부하(310)의 용량성분(C3)에 축적되어 있던 전하는 접속점(224)을 통하여 에너지 보존회로(220)에 되돌려진다.
시각(t3)에 있어서, 제어회로(314)는, 스위치(312)를 오프상태로 하고, 또한, 스위치(313)를 온상태로 한다. 그 결과, 접속점(311)의 전압은 그라운드 전압(GND)을 향해서 충전된다. 시각(t3)으로부터 시각(t4)의 기간에 있어서, 접속점(311)의 전압은 하강하기 때문에, 에너지 보존회로(220)로부터 접속점(224)을 통하여 공급되는 전하가 부하(310)의 용량성분(C3)에 축적된다.
부하(310)에 에너지를 공급함으로써, 에너지 보존회로(220)의 접속점(224)의 전압이 저하한다.
시각(t4)에 있어서, 접속점(224)의 전압이 전압(VP)을 하회하면, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는, H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(271)는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(212)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 에너지 보존회로(220)에의 에너지의 공급이 개시된다. 그 결과, 접속점(224)의 전압은 상승한다.
시각(t5)에 있어서, 접속점(224)의 전압이 전압(VP) 이상으로 하면, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는, L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(271)는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(212)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 에너지 보존회로(220)에의 에너지의 공급이 종료한다.
부하(310)의 접속점(311)의 전압은, 그라운드 전압(GND)에서 전원전압(VDD)에 상승하도록, 또는, 전원전압(VDD)에서 그라운드 전압(GND)에 하강하도록 제어된다. 부하(310)의 접속점(311)의 전압이 상승하면, 부하(310)의 용량성분(C3)에 축적된 전하는 접속점(224)을 통하여 에너지 보존회로(220)에 되돌려진다. 부하(310)의 접속점(311)의 전압이 하강하면, 에너지 보존회로(220)로부터 접속점(224)을 통하여 공급되는 전하가 부하(310)의 용량성분(C3)에 축적된다.
이와 같이, 부하(310)의 용량성분(C3)에 축적된 전하가 에너지 보존회로(220)에 되돌려짐으로써, 에너지가 재이용된다. 이로 인하여, 약간의 에너지 손실로 부하(310)를 충방전 할 수 있게 된다.
9.3 에너지 재이용 AC-AC 타입의 전원장치
도 26a는, 에너지 재이용 AC-AC 타입의 전원장치(1203)의 구성을 나타낸다. 전원장치(1203)의 구성은, 도 20a에 도시하는 AC-AC 타입의 전원장치(205)의 구성과 동일하다. 부하(300)는, 접속점(222)과 접속점(224)에 있어서 전원장치(1203)에 접속되어 있다. 부하(300)는, 용량성분(C3)과 스위치(302)와 스위치(303)를 포함한다. 동적 에너지를 조정하는 수단으로서 도 11a, 도 11b, 도 13a에 나타내는 구성을 채용하여도 된다.
전원장치(1203)는, 접속점(222)을 통하여 교류전압 파형을 부하(300)에 공급하고, 접속점(224)을 통하여 교류전압 파형을 부하(300)에 공급한다. 전원장치(1203)로부터 접속점(224)을 통하여 공급되는 에너지는, 부하(300)의 용량성분(C3)에 축적된다. 부하(300)의 용량성분(C3)에 축적된 에너지중 적어도 일부는, 접속점(222)을 통하여 전원장치(1203)에 되돌려진다. 이로 인하여, 에너지가 재이용된다.
도 26b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(224)에 있어서의 교류전압 파형(B)과 접속점(301)에 있어서의 전압 파형(C)을 나타낸다. 교류전압 파형(A)과 교류전압 파형(B)과는, 진동중심과 진폭은 거의 같지만, 위상이 180도만 다르다.
이하, 전원장치(1203)의 동작을 설명한다.
시각(t=0)에 있어서, 부하(300)의 접속점(301)은, 전압(V1)에 충전되어 있다고 가정한다. 스위치(302)는 오프상태이고, 또한, 스위치(303)는 오프상태이다.
시각(t1)에 있어서, 교류전압 파형(B)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(224)의 전압이 접속점(301)의 전압(즉, 전압(V1))에 도달하면, 콤퍼레이터(307)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(304)는, 콤퍼레이터(307)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(303)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 교류전압 파형(B)에 따라 접속점(301)의 전압이 변화한다.
콤퍼레이터(306)는, 접속점(301)의 전압과 참조 전압 생성회로(308)로부터 출력되는 전압(Vr2)을 비교함으로써, 접속점(301)의 전압이 전압(Vr2)에 도달하였는지의 여부를 검출한다.
시각(t2)에 있어서, 접속점(301)의 전압이 전압(Vr2)에 도달하면, 콤퍼레이터(306)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(304)는, 콤퍼레이터(306)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(303)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 접속점(301)의 전압은 전압(Vr2)에 유지된다.
시각(t3)에 있어서, 교류전압 파형(A)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 접속점(301)의 전압(즉, Vr2)에 도달하면, 콤퍼레이터(305)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(304)는, 콤퍼레이터(305)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(302)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 교류전압 파형(A)에 따라 접속점(301)의 전압이 변화한다.
콤퍼레이터(306)는, 접속점(301)의 전압과 참조 전압 생성회로(308)로부터 출력되는 전압(Vr1)을 비교함으로써, 접속점(301)의 전압이 전압(Vr1)에 도달하였는지의 여부를 검출한다. 이와 같이, 참조 전압 생성회로(308)는, 전압(Vr1)과 전압(Vr2)을 소정의 타이밍으로 바꾸어 출력한다.
시각(t4)에 있어서, 접속점(301)의 전압이 전압(Vr1)에 도달한 것이 검출되면, 콤퍼레이터(306)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(304)는, 콤퍼레이터(306)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(302)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 접속점(301)의 전압은 전압(Vr1)에 유지된다.
시각(t=0)으로부터 시각(t1)의 기간에서는, 에너지 보존회로(220)와 부하(300)와의 사이에서 에너지의 이동은 없다. 이 기간중, 스위치(302) 및 스위치(303)는 어느것이나 오프상태이고, 에너지 보존회로(220)와 부하(300)가 전기적으로 분리되어 있기 때문이다.
시각(t1)으로부터 시각(t2)의 기간에서는, 에너지 보존회로(220)로부터 접속점(224)을 통하여 부하(300)에 에너지가 공급된다. 이 기간중, 스위치(302)가 오프상태이고, 또한, 스위치(303)가 온상태이기 때문이다. 그 결과, 부하(300)의 접속점(301)의 전압이 상승한다.
시각(t2)으로부터 시각(t3)의 기간에서는, 에너지 보존회로(220)와 부하(300)와의 사이에서 에너지의 이동은 없다. 이 기간중, 스위치(302) 및 스위치(303)는 어느것이나 오프상태이고, 에너지 보존회로(220)와 부하(300)가 전기적으로 분리되어 있기 때문이다.
시각(t3)으로부터 시각(t4)의 기간에서는, 부하(300)로부터 접속점(222)을 통하여 에너지 보존회로(220)에 에너지가 되돌려진다. 이 기간중, 스위치(302)가 온상태이고, 또한, 스위치(303)가 오프상태이기 때문이다. 그 결과, 부하(300)의 접속점(301)의 전압이 하강한다.
이렇게 하여, 에너지 보존회로(220)로부터 접속점(224)을 통하여 부하(300)에 공급된 에너지중 적어도 일부가 부하(300)로부터 접속점(222)을 통하여 에너지 보존회로(220)에 되돌려짐으로써, 에너지가 재이용된다. 이로 인하여, 약간의 에너지 손실로 부하(300)를 충방전 할 수 있게 된다. 또, 용량치(C1)와 용량치(C2)와의 관계는, C1C2라도 되며, C1<C2라도 된다.
9.4 에너지 재이용 AC-DC 타입의 전원장치
도 27a는, 에너지 재이용 AC-DC 타입의 전원장치(1204)의 구성을 나타낸다. 부하(320)는, 접속점(222)과 접속점(224)에 있어서 전원장치(1204)에 접속되어 있다. 부하(320)는, 용량성분(C3)과 스위치(323 내지 326)를 포함한다. 동적 에너지를 조정하는 수단으로서 도 11a, 도 11b, 도 13a에 도시하는 구성을 채용하여도 된다.
전원장치(1204)는, 접속점(222)을 통하여 교류전압 파형을 부하(320)에 공급하며, 접속점(224)을 통하여 직류전압 파형을 부하(320)에 공급한다. 전원장치(1204)로부터 접속점(222)을 통하여 공급되는 에너지는, 부하(320)의 용량성분(C3)에 축적된다. 부하(320)의 용량성분(C3)에 축적된 에너지중 적어도 일부는, 접속점(224)을 통하여 전원장치(1204)에 되돌려진다. 이로 인하여, 에너지가 재이용된다.
전원장치(1204)는, 기본적인 구성인 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(220)에 가하여, 제어회로(271)와, 콤퍼레이터(272)와, 참조 전압 생성회로(273)와, 제어회로(327)와, 콤퍼레이터(328)와, 콤퍼레이터(329)와, 참조 전압 생성회로(330)를 또한 포함하고 있다. 또, 도 27a에 도시하는 예로서는, 에너지 공급회로(210)는, 도 6a에 도시하는 구성을 채용하고 있다. 그러나, 에너지 공급회로(210)의 구성으로서는, 도 6a 내지 도 6c에 도시하는 어느쪽의 구성을 채용하여도 된다.
용량치(C1)와 용량치(C2)와는, C1C2라는 관계를 채우도록 설정된다. 이로 인하여, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(224)에 있어서 직류전압 파형이 얻어진다.
도 27b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(224)에 있어서의 직류전압 파형(B)과 접속점(321)에 있어서의 전압 파형(C)과 접속점(322)에 있어서의 전압 파형(D)을 나타낸다.
이하, 전원장치(1204)의 동작을 설명한다.
시각(t=0)에 있어서, 부하(320)의 접속점(321)은, 전압(V1)에 충전되어 있다고 가정한다. 스위치(323 내지 325)는 오프상태이고, 또한, 스위치(326)는 온상태이다.
시각(t1)에 있어서, 교류전압 파형(A)이 상승중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 접속점(321)의 전압(즉, 전압(V1))에 도달하면, 콤퍼레이터(328)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(327)는, 콤퍼레이터(328)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(323)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 교류전압 파형(A)에 따라 접속점(321)의 전압이 변화한다.
콤퍼레이터(329)는, 접속점(321)의 전압과 참조 전압 생성회로(330)로부터 출력되는 전원전압(VDD)를 비교함으로써, 접속점(321)의 전압이 전원전압(VDD)에 도달하였는지의 여부를 검출한다.
시각(t2)에 있어서, 접속점(321)의 전압이 전원전압(VDD)에 도달하면, 콤퍼레이터(329)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(327)는, 콤퍼레이터(329)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(323)를 오프상태로 하며, 또한, 스위치(324)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 접속점(321)의 전압은 접속점(224)의 전압(즉, 전압(VP))를 향해서 변화한다.
시각(t3)에 있어서, 접속점(321)의 전압이 전압(VP)에 도달한다.
시각(t1)으로부터 시각(t2)의 기간에서는, 에너지 보존회로(220)로부터 접속점(222)을 통하여 부하(320)에 에너지가 공급된다. 에너지 보존회로(220)로부터 공급된 에너지는, 부하(320)의 용량성분(C3)에 축적된다. 시각(t2)으로부터 시각(t3)의 기간에서는, 부하(320)로부터 접속점(224)을 통하여 에너지 보존회로(220)에 에너지가 되돌려진다.
이와 같이, 에너지 보존회로(220)로부터 접속점(222)을 통하여 부하(320)에 공급된 에너지중 적어도 일부가 부하(320)로부터 접속점(224)을 통하여 에너지 보존회로(220)에 되돌려짐으로써, 에너지가 재이용된다. 이로 인하여, 약간의 에너지 손실로 부하(320)를 충방전 할 수 있게 된다.
시각(t4)에 있어서, 교류전압 파형(A)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 접속점(321)의 전압(즉, 전압(VP))에 도달하면, 콤퍼레이터(328)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(327)는, 콤퍼레이터(328)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(323)를 온상태로 하고, 또한, 스위치(324)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 교류전압 파형(A)에 따라 접속점(321)의 전압이 변화한다.
시각(t5)에 있어서, 접속점(321)의 전압이 전압(Vr1)에 도달한 것이 검출되면, 콤퍼레이터(329)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(327)는, 콤퍼레이터(329)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(323)를 오프상태로 하고, 또한, 스위치(324)를 온상태로 한다. 또한, 제어회로(327)는, 콤퍼레이터(329)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(325)를 온상태로 하고, 또한, 스위치(326)를 오프상태로 한다. 이로 인하여, 접속점(321)의 전압은 접속점(224)의 전압(즉, 전압(VP))을 향해서 변화한다.
시각(t6)에 있어서, 접속점(321)의 전압이 전압(VP)에 도달한다.
시각(t4)으로부터 시각(t5)의 기간에서는, 부하(320)로부터 접속점(222)을 통하여 에너지 보존회로(220)에 에너지가 되돌려진다. 시각(t5)으로부터 시각(t6)의 기간에서는, 에너지 보존회로(220)로부터 접속점(224)을 통하여 부하(320)에 에너지가 공급된다. 에너지 보존회로(220)로부터 공급된 에너지는, 부하(320)의 용량성분(C3)에 대비된다.
이와 같이, 에너지 보존회로(220)로부터 접속점(224)을 통하여 부하(320)에 공급된 에너지중 적어도 일부가 부하(320)로부터 접속점(222)을 통하여 에너지 보존회로(220)에 되돌려짐으로써, 에너지가 재이용된다. 이로 인하여, 약간의 에너지 손실로 부하(320)를 충방전 할 수 있게 된다.
또, 부하(320)에 에너지를 공급함으로써, 에너지 보존회로(220)의 접속점(224)의 전압이 저하한다. 도 27b에 도시하는 예로서는, 시각(t2)에 있어서 접속점(224)의 전압이 전압(VP)을 하회하고 있다. 접속점(224)의 전압이 전압(VP)을 하회하면, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는, H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(271)는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(212)를 소정의 기간중 온상태로 한다. 그 결과, 접속점(224)의 전압이 상승한다.
9.5 에너지 재이용 DC-AC 타입의 전원장치
도 28a는, 에너지 재이용 DC-AC 타입의 전원장치(1205)의 구성을 나타낸다. 부하(350)는, 전원장치(1205)의 접속점(224)과 접속점(351)과의 사이에 마련되어 있다. 부하(360)는, 접속점(351)과 그라운드와의 사이에 마련되어 있다. 접속점(351)에는, 용량성분(C3)이 접속되어 있다.
전원장치(1205)는, 접속점(224)을 통하여 직류전압 파형을 부하(350)에 공급한다. 전원장치(1205)로부터 접속점(224)을 통하여 공급되는 에너지는,용량성분(C3)에 축적된다. 용량성분(C3)에 축적된 에너지중 적어도 일부는, 접속점(222)을 통하여 전원장치(1205)에 되돌려진다. 이로 인하여, 에너지가 재이용된다.
전원장치(1205)는, 기본적인 구성인 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(220)에 가하여, 제어회로(271)와, 콤퍼레이터(272)와, 참조 전압 생성회로(273)와, 스위치(352)와, 제어회로(353)와, 콤퍼레이터(354)와, 콤퍼레이터(355)와, 참조 전압 생성회로(356)를 또한 포함하고 있다. 또, 도 28a에 도시하는 예로서는, 에너지 공급회로(210)는, 도 6a에 도시하는 구성을 채용하고 있다. 그러나, 에너지 공급회로(210)의 구성으로서는, 도 6a 내지 도 6d 및 도 58a에 도시하는 어느쪽의 구성을 채용하여도 된다. 동적 에너지를 조정하는 수단으로서 도 11a, 도 11b, 도 13a에 도시하는 구성을 채용하여도 된다.
용량치(C1)와 용량치(C2)는, C1C2라는 관계를 채우도록 설정된다. 이로 인하여, 접속점(222)에 있어서 교류전압 파형이 얻어지고, 접속점(224)에 있어서 직류전압 파형이 얻어진다.
도 28b는, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과 접속점(224)에 있어서의 직류전압 파형(B)과 접속점(351)에 있어서의 전압 파형(C)을 나타낸다.
이하, 전원장치(1205)의 동작을 설명한다.
시각(t=0)으로부터 시각(t1)의 기간에서는, 에너지 보존회로(220)로부터 접속점(224)을 통하여 부하(350)에 전하가 공급된다. 그 결과, 접속점(224)의 전압은 차차로 저하한다. 부하(350)를 통과한 전하중 일부는 부하(360)를 통하여 그라운드에 도달한다. 나머지의 전하는, 용량성분(C3)에 축적된다. 그 결과, 접속점(351)의 전압은 차차로 상승한다.
시각(t1)에 있어서, 접속점(224)의 전압이 전압(VP)을 하회하면, 콤퍼레이터(272)의 출력신호는, H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 제어회로(271)는, 콤퍼레이터(272)의 출력신호의 변화에 응답하rh, 시각(t1)으로부터 시각(t2)의 기간중, 스위치(212)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지가 공급된다. 그 결과, 접속점(224)의 전압이 상승한다.
시각(t2)으로부터 시각(t3)의 기간에서는, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지는 공급되지 않는다. 그 결과, 접속점(224)의 전압은 차차로 하강한다.
시각(t3)에 있어서, 교류전압 파형(A)이 하강중의 상태에 있어서 접속점(222)의 전압이 접속점(351)의 전압에 도달하면, 콤퍼레이터(354)의 출력신호는 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 제어회로(353)는, 콤퍼레이터(354)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(352)를 온상태로 한다. 이로 인하여, 교류전압 파형(A)에 따라 접속점(351)의 전압이 변화한다.
시각(t3)으로부터 시각(t4)의 기간에서는, 용량성분(C3)에 축적된 전하가 스위치(352)및 접속점(222)을 통하여 에너지 보존회로(220)에 되돌려진다.
시각(t4)에 있어서, 접속점(351)의 전압이 전압(Vr)에 도달하면, 콤퍼레이터(355)의 출력신호는 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한다. 여기서, 참조 전압 생성회로는 전압(Vr)를 참조 전압으로서 콤퍼레이터(355)에 출력하고 있다. 제어회로(353)는, 콤퍼레이터(355)의 출력신호의 변화에 응답하고, 스위치(352)를 오프상태로 한다.
시각(t4)으로부터 시각(t5)의 기간에서는, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지가 공급되지 않기 때문에 접속점(224)의 전압은 차차로 하강하여, 용량성분(C3)에 축적된 전하가 에너지 보존회로(220)에 되돌려지지 않기 때문에 접속점(351)의 전압은 차차로 상승한다. 접속점(224)의 전압의 하강은, 에너지 공급회로(210)로부터 에너지 보존회로(220)에 에너지가 공급됨으로써 상승으로 바뀐다. 접속점(351)의 전압의 상승은, 용량성분(C3)에 축적된 전하가 에너지 보존회로(220)에 되돌려짐으로써 하강으로 바뀐다. 이렇게 하여, 접속점(224)의 전압과 접속점(351)의 전압과는 어느것이나 원하는 전압의 근방에 유지된다.
또한, 도 28a에 도시하는 예로서는, 접속점(224)과 접속점(351)과의 사이에 부하(350)가 마련되고, 접속점(351)과 그라운드와의 사이에 부하(360)가 마련되어 있다. 부하(350) 및 부하(360)에 가하여, 접속점(224)과 그라운드와의 사이에 또한 별도의 부하를 마련하여도 된다. 또는, 접속점(224)과 접속점(351)과의 사이에 부하(350)를 마련하고, 또한, 접속점(224)과 그라운드와의 사이에 부하(360)를 마련하여도 된다. 또는, 부하(360)를 마련하지 않고, 부하(350)만을 마련하여도 된다.
10. 본 발명의 전압 변환기에의 적용
이하, 본 발명을 전압 변환기(DC/DC 컨버터)에 적용하는 경우에 관해서 설명한다.
(실시예 1)
도 29는, 본 발명에 의한 전압 변환기(20)의 구성을 나타낸다. 전압 변환기(20)는, 전원(1)으로부터 공급되는 전압을 다른 전압으로 변환하고, 그 밖의 전압을 피전압 공급회로(부하)(2)에 공급하는 전압 변환부(3)와, 부하(2)에 의해서 소비된 전력에 실질적으로 같은 전력을 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급하도록, 전압 변환부(3)를 제어하는 제어부(130)를 포함하고 있다. 전원(1)은, 단자(21)에 있어서 전압 변환기(20)에 접속되어 있다. 부하(2)는, 단자(22)에 있어서 전압 변환기(20)에 접속되어 있다.
제어부(130)는, 전압 변환부(3)에 포함되는 스위치(26)(도 29에는 도시되어 있지 않다. 도 30 참조)를 개폐 동작하는 구동회로(4)와, 검출기(8, 15 및 18)로부터 출력되는 신호에 따라서 스위치(26)의 개폐상태를 결정하는 동기회로(5)를 포함하고 있다.
제어부(130)는, 전압 변환부(3)의 동작주기를 규정하는 클록 펄스를 생성하는 클록생성기(6)와, 클록생성기(6)로부터 출력된 클록 펄스를 검출하는 클록검출기(7)를 또한 포함하고 있다.
제어부(130)는, 전압 변환부(3)의 단자(3e)에서 출력되는 전압과 목적의 전압을 비교하는 검출기(8)와, 목적의 전압을 생성하는 기준전압 생성기(9)와, 제어 클록 펄스와 클록생성기(6)로부터 출력되는 클록 펄스에 따라서 검출기(8)와 기준전압 생성기(9)의 동작 타이밍을 제어하는 동기회로(10)를 또한 포함하고 있다. 제어 클록 펄스는, 단자(23)를 통하여 동기회로(10)에 공급된다. 또한, 목적의 전압을 지시하는 신호가 단자(25)를 통하여 기준전압 생성기(9)에 공급된다.
제어부(130)는, 전압 변환부(3)의 단자(3e)에서 출력되는 전압과 초기전압을 비교하는 검출기(11)와, 초기전압을 생성하는 기준전압 생성기(12)와, 스타트신호와 제어 클록 펄스와 동기회로(5)로부터 출력되는 신호와 클록검출기(7)로부터 출력되는 신호과 따라서 검출기(11)와 기준전압 생성기(12)의 동작 타이밍을 제어하는 동기회로(13)를 또한 포함하고 있다. 스타트신호는, 단자(24)를 통하여 동기회로(13)에 공급된다. 제어 클록 펄스는, 단자(23)를 통하여 동기회로(13)에 공급된다.
제어부(130)는, 전압 변환부(3)에 포함되는 스위치(26)(도 29에는 도시되어 있지 않다. 도 30 참조)의 상태가 개방상태로부터 폐쇄상태로 변화하는 타이밍을 규정하는 전압을 생성하는 기준전압 생성기(14)와, 기준전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압과 전압 변환부(3)의 단자(3c)에서 출력되는 전압을 비교하는 검출기(15)와, 제어 클록 펄스와 클록생성기(6)로부터 출력되는 클록 펄스에 따라서 기준전압 생성기(14)와 검출기(15)의 동작 타이밍을 제어하는 동기회로(16)를 또한 포함하고 있다. 제어 클록 펄스는, 단자(23)를 통하여 동기회로(16)에 공급된다.
제어부(130)는, 전압 변환부(3)에 포함되는 스위치(26)(도 29에는 되시되어 있지 않다. 도 30 참조)의 상태가 폐쇄상태로부터 개방상태로 변화하는 타이밍을 규정하는 전압을 생성하는 기준전압 생성기(17)와, 기준전압 생성기(17)로부터 출력되는 전압과 전압 변환부(3)의 단자(3c)에서 출력되는 전압을 비교하는 검출기(18)와, 제어 클록 펄스와 클록생성기(6)로부터 출력되는 클록 펄스에 따라서 기준전압 생성기(17)와 검출기(18)의 동작 타이밍을 제어하는 동기회로(19)를 또한 포함하고 있다. 제어 클록 펄스는, 단자(23)를 통하여 동기회로(19)에 공급된다.
도 30은, 전압 변환부(3)의 구성을 도시한다. 전압 변환부(3)는, 단자(3a 내지 3e)를 갖고 있다. 단자(3a)는, 단자(21)를 통하여 전원(1)에 접속된다. 단자(3b)는, 구동회로(4)에 접속된다. 단자(3c)는, 검출기(15)와 검출기(18)와 클록생성기(6)와 접속된다. 단자(3d)는, 단자(22)를 통하여 부하(2)에 접속된다. 단자(3e)는, 검출기(8)와 검출기(11)와 접속된다.
전압 변환부(3)는, 공진회로(140)와, 전원(1)과 공진회로(140)를 전기적으로 접속하는 스위치(26)를 포함하고 있다.
스위치(26)는, 예를 들면, PMOS 트랜지스터일 수 있다.
공진회로(140)는, 인덕터(28)와 용량(27, 29)을 포함하고 있다.
인덕터(28)의 일단과 용량(27)과는 접속점(3f)에서 접속된다. 접속점(3f)은 단자(3c)에 접속된다. 이하의 설명으로서는, 접속점(3f)과 단자(3c)를 동일한 것으로서 취급한다. 스위치(26)는, 공진회로(140)의 접속점(3f)에 접속된다.
인덕터(28)의 타단과 용량(29)과는 접속점(3g)에서 접속된다. 접속점(3g)은 단자(3d)와 단자(3e)에 접속된다. 이하의 설명으로서는, 접속점(3g)과 단자(3d)와 단자(3e)를 동일한 것으로서 취급한다.
단자(3b)에는, 스위치(26)의 개폐상태를 제어하는 신호가 입력된다.
이하, 전압 변환부(3)의 동작을 설명한다. 여기서, 용량(29, 27)의 용량치를 C1, C2로 나타내고, 인덕터(28)의 인덕턴스치를 L로 나타내는 것으로 한다.
공진회로(140)에 있어서, 용량(29)에 축적된 전하의 일부는 인덕터(28)를 통하여 용량(27)에 전파된다. 또한 ,용량(27)에 전파된 전하는 인덕터(28)를 통하여 용량(29)으로 고쳐 전파된다. 이와 같이 전하가 용량(27)과 용량(29)과의 사이에서 인덕터(28)를 통하여 교환된다.
도 31은, 스위치(26)가 개방상태이고, 또한, 부하(2)가 단자(3d)에 접속되어 있지 않은 경우에 있어서의, 공진회로(140)의 등가회로를 나타낸다. 스위치(26)가 개방상태이고, 또한, 부하(2)가 단자(3d)에 접속되어 있지 않은 경우에는, 용량(27)과 용량(29)을 흐르는 전류는 반대방향이고 크기는 같다. 이 것으로 수학식 1이 성립한다.
여기서, vf(t), vg(t)는, 시각(t)에 있어서의 단자(3f, 3g)의 전압을 각각나타낸다.
인덕터(28)의 단자전압은 수학식 2에 의해서 나타낸다.
여기서, i는 인덕터(28)를 흐르는 전류를 나타내고, 단자(3g)로부터 단자(3f)에 흐르는 전류를 플러스 부호로 하였다. 또한, 인덕터(28)를 흐르는 전류(i)는 용량(27)을 흐르는 전류와 같다. 이것으로 수학식 3이 성립한다.
수학식 1 내지 수학식 3을 연산하여, 전압(vf(t), vg(t)에 관해서 정리하면 수학식 4, 수학식 5가 얻어진다.
수학식 4, 수학식 5를 이해하기 쉽게 하기 위해서, 실제의 설계치를 고려하여, 수학식 6 내지 수학식 8의 조건을 도입한다.
수학식6 내지 수학식 8의 조건을 수학식 4, 수학식 5에 적용하면, 수학식 4, 수학식 5는 수학식 9, 수학식 10에 나타내는 바와 같이 간단화된다.
여기서, vf(0), vg(0)는 시각(t=0)에 있어서의 단자(3f, 3g)의 전압을 나타낸다. i(0)는 시각(t=0)에 있어서의 인덕턴스 전류(i)를 나타낸다. 또한, α은 수학식 11에 의해서 표현된다.
수학식 6 내지 수학식 8의 조건을 수학식 11에 적용하면, 수학식 11은 수학식 12에 나타내는 바와 같이 간단화된다.
수학식 9로부터, 단자(3f)의 전압(vf(t))은 여현함수로 나타낸 제 1 항의 교류성분과 제 2 항의 직류성분에 의해서 나타내는 것이 이해된다. 교류성분의 주파수(fR)는 여현함수의 시각(t)의 계수(각속도)로부터 구해진다. 즉, 교류성분의 주파수(fR)는 수학식 13에 의해서 나타낸다.
교류성분의 진폭(Af)는 여현함수의 계수이다. 즉, 교류성분의 진폭(Af)는 수학식 14에 의해서 나타낸다.
수학식 10으로부터, 단자(3g)의 전압(vg(t))은 여현함수로 나타내는 제 1 항의 교류성분과 제 2 항의 직류성분에 의해서 나타내는 것이 이해된다. 단자(3g)의 전압(vg(t))의 교류성분의 주파수는 단자(3f)의 전압(vf(t))의 교류성분의 주파수와 같다.
교류성분의 진폭(Ag)은 여현함수의 계수이다. 즉, 교류성분의 진폭(Ag)은 수학식 15에 의해서 나타낸다.
실제의 설계로서는, 수학식 16의 조건을 적용할 수가 있다.
수학식 16으로부터, 단자(3f, 3g)의 전압의 교류성분의 진폭에는 다음 관계가 있는 것을 안다.
실제의 설계로서는, 단자(3g)의 진폭은 단자(3f)의 진폭의 1/50 내지 1/100정도이다.
예를 들면, 피변환 전원으로부터 공급되는 전압을 3V, 전압 변환기(20)로부터 출력되는 전압을 1.5V라 가정한다. C1=50[μF], C2=5[μF], L=100[nH]일 때의 시뮬레이션 결과에 의하면, 단자(3f)의 전압의 진폭은 1.5V, 단자(3g)의 전압의 진폭은 20MV 이다. 주파수는 500[kHz]이었다. 따라서, 단자(3g)의 전압의 진폭은 단자(3f)의 전압의 진폭의 1/75이다.
이와 같이, 단자(3f)의 전압(vf(t))의 교류성분은 큰 진폭을 갖는다. 한편, 단자(3g)의 전압(vg(t))의 교류성분은, 단자(3f)의 전압(vf(t))와 비교하면 거의 무시할 수 있을 정도로 작은 진폭을 갖는 것을 안다.
단자(3f)의 전압(vf(t))의 직류성분은 단자(3g)의 전압(vg(t))의 직류성분과 근사적으로 같다. 일례로서, 전압 변환기(20)로부터 출력되는 전압(단자(g)의 전압(vg(t)))을 1.5V라고 하면, 단자(3f)의 전압(vf(t))의 직류성분은 1.5V 이다. 따라서, 단자(3f)의 전압(vf(t))은 1.5V를 중심으로 3V에서 0V까지 진동하는 것을 안다.
도 34에 있어서, 곡선(a)은, 단자(3f)의 전압의 변화를 나타낸다. 곡선(a)은, 시각(tss) 이후에서 여현파진동을 하고 있다. 여기서, 여현파가 시간과 동시에 감쇠하고 있는 것은 전압 변환기(20)의 출력단자(22)에 부하(2)가 접속되어 있기 때문이다.
도 31을 참조하여 이미 행한 의론으로서는, 전압 변환기(20)의 출력단자(22)에 부하(2)가 접속되어 있지 않은 경우를 가정하고 있기 때문에, 수학식 4, 수학식 5에는 감쇠항이 나타나지 않았다. 실제로는, 전압 변환기(20)의 출력단자(22)에 부하(2)가 접속되어 있기 때문에, 수학식 4, 수학식 5에 감쇠항이 발생한다. 전압 변환기(20)로부터 부하(2)를 통하여 전류가 흘러 나가기 때문이다.
도 34에 도시하는 바와 같이, 여현파는 감쇠한다. 도 34에 있어서, VDD는 피변환전원(1)의 전압을 나타내고, VP는 목적의 출력전압을 나타낸다.
다음에, 도 29 내지 도 34를 참조하면서, 전압 변환부(3)의 스위치(PMOS 트랜지스터)(26)의 개폐동작의 제어를 상세히 설명한다.
우선, 도 32을 참조하면서, 전압 변환기(20)의 동작을 설명한다.
스타트신호는, 단자(24)를 통하여 전압 변환기(20)에 입력된다. 스타트신호가 전압 변환기(20)에 입력되기 전은, 기준전압 생성기(12) 및 검출기(11)는 전류를 소비하지 않는다. 이와 같이, 기준전압 생성기(12) 및 검출기(11)가 전류를 소비하지 않은 동작을 정지상태라고 한다.
스타트신호에 응답하여, 기준전압 생성기(12)의 동작은, 정지상태로부터 기준전압 출력에 이행한다. 기준전압 출력 기간에서는, 기준전압 생성기(12)는 동작을 개시하여, 기준전압(VS)(도 34에 있어서의 전압(VS))을 검출기(11)에 출력한다.
스타트신호에 응답하여, 검출기(11)의 동작은, 정지상태로부터 세트에 이행한다. 세트기간에서는, 검출기(11)는, 기준전압 생성기(12)로부터 출력되는 기준전압(VS)을 표본화하여 유지한다.
스타트신호에 응답하여, 스위치(26)의 상태는 개방상태(오프)로부터 폐쇄상태(온)로 변화한다.
기준전압(VS)을 검출기(11)에 출력한 후, 기준전압 생성기(12)의 동작은, 기준전압 출력으로부터 정지상태로 되돌아간다.
기준전압(VS)을 표본화하여 유지한 후, 검출기(11)의 동작은, 세트로부터 검출에 이행한다. 검출기간에서는, 검출기(11)는, 전압 변환부(3)의 단자(3e)(단자(d, g)와 같음)의 전압과 기준전압(VS)을 비교함으로써, 단자(3e)의 전압이 기준전압(VS)보다 높은지의 여부를 검출한다.
단자(3e)의 전압이 기준전압(VS)보다 높은 것이 검출기(11)에 의해서 검출되면, 검출기(11)는 펄스신호(도 32의 출력신호)를 출력한다. 출력신호를 출력한 후, 검출기(11)의 동작은, 검출로부터 정지상태로 되돌아간다.
출력신호에 응답하여, 스위치(26)의 상태는 폐쇄상태(온)로부터 개방상태(오프)로 변화한다.
다음에, 도 34를 참조하여, 전압 변환기(20)의 동작을 설명한다. 도 34에있어서, 파형(a)은, 전압 변환부(3)의 단자(3c)의 전압변화를 나타내며, 파형(b)은, 전압 변환부(3)의 단자(3e)의 전압변화를 나타낸다.
스타트신호가 전압 변환기(20)에 입력된다. 이로 인하여, 전압 변환기(20)의 동작이 개시된다. 시각(ts)에서, 스위치(26)의 상태가 개방상태(오프)로부터 폐쇄상태(온)로 변화한다.
시각(ts)에서 시각(te)까지의 기간중, 전압 변환부(3)의 단자(3c 및 3e)의 전압이 기준전압(VS)(전압 변환기(20)의 초기전압)에 상승한다. 이 기간을 세트·업기간이라고 한다. 세트·업기간에서는, 수학식 6의 조건에 따라서 단자(3c)의 전압(도 34에 있어서 파형(a)에서 나타낸다)과 단자(3e)의 전압(도 34에 있어서 파형(b)에서 나타낸다)이 상승한다. 단자(3c)의 전압은, 단자(3e)의 전압에 비교하여 급속히 상승한다.
시각(te)에서 시각(tSL)까지의 기간중, 전압 변환부(3)의 단자(3d)에는 부하(2)가 접속되어 있지 않다고 가정한다. 이 기간을 홀드기간이라고 한다. 이러한 가정을 둘 수 있는 것은, 전압 변환기(20)의 출력단자(22)(전압 변환부(3)의 단자(3d))에 접속되는 LSI는 전압 변환기(20)의 세트·업기간이 종료하여도 즉시 동작하지 않고, 전압 변환기(20)의 세트·업기간의 종료후, 일정시간이 경과한 후에 동작을 개시하는 것이 일반적이기 때문이다.
도 29에서는, 부하(2)를 저항의 기호를 써서 나타내고 있다. 전압 변환기(20)의 동작 속도에 비교하여 출력단자(22)에 접속되는 LSI의 동작 속도는충분히 빠르기 때문에, LSI에 의한 부하를 저항에 의한 부하에 근사적으로 바꾸어 놓을 수 있기 때문이다. 전압 변환기(20)의 동작은 500kHz 정도인데 대하여, LSI의 동작은 일반적으로 20MHz 이상이다.
홀드 기간에서는, 전압 변환부(3)의 단자(3d)의 전압은 유지된다. 전압 변환부(3)의 출력단자(22)에 부하(2)는 접속되지 않기 때문이다. 홀드 기간에 있어서 단자(3d)의 전압이 유지되는 것은, 도 34에 나타내는 파형(b)이 홀드 기간에서는 횡축으로 평행함으로써 나타내고 있다.
수학식 4 및 수학식 5에 따라서, 단자(3c)의 전압(파형(a))과 단자(3e)의 전압(파형(b))과는 함께 정현파 진동을 개시한다. 여기서, 단자(3e)의 전압(파형(b))도 정현파 진동을 하고 있지만 도 34에는 단자(3e)의 전압(파형(b))이 정현파진동하고 있는 모양은 나타내고 있지 않다. 수학식 17에서 알수 있는 바와 같이, 단자(3e)의 전압(파형(b))의 진폭은 단자(3c)의 전압(파형(a))의 진폭에 비교하여 충분히 작기 때문이다.
홀드 기간에 있어서의 전압 변환부(3)의 단자(3c)의 전압의 진폭은, 다른 기간에 비해서 커진다. 이것은, 세트·업 기간에 있어서의 전압 변화에 의해서 시각(te)에서의 단자(3c)의 전압이 전원 전압(VDD) 보다도 강하하기 때문이다. 이로 인하여, PMOS 스위치(26)의 단자(3f) 측의 드레인영역과 웰영역에 의해 형성되어 있는 다이오드는 순서 방향으로 바이어스된다. 그 결과, 정현파 a는 크램프된다.
시각(tss) 이후는, 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압은 크램프되지 않는다. 이것은, 이행기간(시각(tsL)에서 시각(tss)까지의 기간)에 있어서 단자(3f)의 전압(파형(a))이 한번 크램프되면, 그것에 의하여 진동 에너지가 감쇠하여 단자(3f)의 전압(파형(a))의 진폭이 작게 되기 때문이다.
시각(tss) 이후의 기간을 정상 동작기간이라고 한다. 정상 동작기간에서는, 전압 변환부(3)의 단자(3f), 3g의 전압은 정현파 진동을 한다. 단지, 정상동작기간에서는 출력단자(22)에 접속되는 LSI는 동작을 개시하기 때문에(부하(2)가 접속되어 있기 때문에)감쇠형의 정현파진동으로 된다. 이와 같이 정현파진동은 실제로는 감쇠하고 있지만, 정현파진동의 1주기정도의 기간이면 단자(3f, 3g)의 전압은 수학식 4, 수학식 5에 따라서 진동하고 있다고 간주할 수 있다. 감쇠량은 충분히 작기 때문이다.
도 35는, 도 34에 도시하는 바와 같이 시각(t1) 이후의 파형(a) 및 파형(b)를 나타낸다. 정상 동작 기간에 있어서의 정현파진동의 1주기 이상의 기간에 걸쳐 파형(a) 및 파형(b)을 관찰하면, 파형(a, b)의 정현파의 진폭과 직류성분은 감쇠하여 가는 것으로 된다. 부하(2)에 전류가 흐르기 때문이다.
도 33은, 정상 동작 기간에 있어서의 전압 변환기(20)의 동작을 나타낸다.
도 33에는, 공진 클록의 파형을 나타내고 있다. 공진 클록은, 클록생성기(6)에 의해서 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 정현파진동을 클록 펄스에 정형함으로써 얻어진다.
공진 클록의 레벨이 H 레벨로부터 L 레벨로 변화하는 것에 응답하여, 검출기(8)의 동작은, 정지상태로부터 표본에 이행한다. 표본 기간에서는, 검출기(8)는, 전압 변환부(3)의 단자(3g)의 전압을 추종하여 유지한다고 하는 소위 표본화동작을 한다. 또는, 검출기(8)의 동작은, 피전압 공급회로(부하)(2)가 동작하는 타이밍에 동기하여 개시되어도 된다.
표본기간의 종료후, 검출기(8)의 동작은, 표본으로부터 비교에 이행한다. 비교기간에서는, 검출기(8)는, 기준전압 생성기(9)로부터 출력되는 원하는 전압(VP)과 표본화된 전압을 비교한다. 그 결과, 원하는 전압(VP)이 표본화된 전압보다도 큰 (즉, 표본화된 전압이 원하는 전압(VP) 보다 작다) 경우에는, 검출기(8)로부터 출력되는 신호의 레벨이 L 레벨로부터 H 레벨로 변화한다. 비교기간의 종료후, 검출기(8)의 동작은 정지상태로 되돌아간다.
검출기(8)의 동작이 표본으로부터 비교에 이행하는 데 동기하여, 기준전압 생성기(9)의 동작이 정지상태로부터 전압출력에 이행한다. 전압 출력기간에서는, 기준전압 생성기(9)는, 원하는 전압(VP)을 검출기(8)에 출력한다. 전력 출력기간의 종료후, 기준전압 생성기(9)의 동작은 정지상태로 되돌아간다.
검출기(8)로부터 출력되는 신호의 레벨이 H 레벨인 경우에는 공진 클록의 레벨이 L 레벨에서 H 레벨로 변화하는 것에 응답하여, 기준 전압 생성기(14)의 동작은 정지 상태에서 전압 출력으로 이행한다. 전압 출력기간에서는 기준 전압 생성기(14)는 기준 전압(Vs)을 검출기(15)에 출력한다. 기준 전압(Vs)은 스위치(26)를폐쇄 상태로 하는 타이밍을 결정하기 위해 사용된다. 전압 출력 기간의 종료 후, 기준 전압 생성기(14)의 동작은 정지 상태로 되돌아간다.
기준 전압 생성기(14)의 동작이 정지 상태에서 전압 출력으로 이행하는 데에 동기하여, 검출기(15)의 동작은 정지 상태에서 세트로 이행한다. 세트 기간에서는 검출기(15)는 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 기준 전압(Vs)을 표본화하여 유지한다. 그 후, 검출기(15)의 동작은 세트로부터 검출로 이행한다. 검출 기간에는 검출기(15)는 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압(도 35의 파형 a)과 기준 전압(Vs)을 비교함으로써, 단자(3f)의 전압(도 35의 파형 a)이 기준 전압(Vs)에 도달했는지의 여부를 검출한다. 단자(3f)의 전압(도 35의 파형 a)이 기준 전압(Vs)에 도달한 경우에는(도 35의 점 1), 검출기(15)로부터 출력되는 신호의 레벨이 L 레벨에서 H 레벨로 변화한다. 검출기(15)로부터 출력되는 신호의 레벨이 변화한 것은 동기 회로(5)에 전달된다. 동기 회로(5)는 이 신호의 레벨 변화에 응답하여, 스위치(26)의 상태를 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화시킨다. 검출 기간의 종료 후, 검출기(15)의 동작은 정지 상태로 되돌아간다.
검출기(8)로부터 출력되는 신호의 레벨이 H 레벨인 경우에는 공진 클록 레벨이 L 레벨에서 H 레벨로 변화하는 것에 응답하여, 기준 전압 생성기(17)의 동작은 정지 상태에서 전압 출력으로 이행한다. 전압 출력 기간에서는 기준 전압 생성기(17)는 기준 전압(Vc)을 검출기(15)에 출력한다. 기준 전압(Vc)은 스위치(26)를 개방 상태로 하는 타이밍을 결정하기 위해 사용된다. 전압 출력 기간의 종료 후, 기준 전압 생성기(17)의 동작은 정지 상태로 되돌아간다.
기준 전압 생성기(17)의 동작이 정지 상태에서 전압 출력으로 이행하는 데에 동기하여, 검출기(18)의 동작은 정지 상태에서 세트로 이행한다. 세트 기간에서는 검출기(18)는 기준 전압 생성기(17)로부터 출력되는 기준 전압(Vc)을 표본화하여 유지한다. 그 후, 검출기(18)의 동작은 세트로부터 검출로 이행한다. 검출 기간에서는 검출기(18)는 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압(도 35의 파형 a)과 기준 전압(Vc)을 비교함으로써, 단자(3f)의 전압(도 35의 파형 a)이 기준 전압(Vc)에 도달했는지의 여부를 검출한다. 단자(3f)의 전압(도 35의 파형 a)이 기준 전압(Vc)에 도달한 경우에는(도 35의 점 2), 검출기(18)로부터 출력되는 신호의 레벨이 L 레벨에서 H 레벨로 변화한다. 검출기(18)로부터 출력되는 신호의 레벨이 변화한 것은 동기 회로(5)에 전달된다. 동기 회로(5)는 이 신호의 레벨 변화에 응답하여, 스위치(26)의 상태를 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화시킨다. 검출 기간의 종료 후, 검출기(15)의 동작은 정지 상태로 되돌아간다.
스위치(26)는 검출기(15)로부터 출력되는 신호가 L 레벨에서 H 레벨로 변화하고 나서 검출기(15)로부터 출력되는 신호가 L 레벨에서 H 레벨로 변화하기 까지의 기간에서 폐쇄 상태(온)로 되고, 그 밖의 기간에서 개방 상태(오프)로 된다. 이와 같이, 스위치(26)는 단자(3f)의 전압이 전원(1)으로부터 공급되는 전압(VDD)보다 작고, 목적의 전압(Vp)보다 큰 기간에서 개폐된다.
상술된 정상 동작 기간에 있어서의 전압 변환기(3)의 동작을 요약하면 아래와 같다.
전압 변환부(3)의 단자(3g)의 전압이 원하는 전압(Vp)을 하회하고 있는 것이 검출부(8)에 의해 검출되면, 동작 개시 신호가 동기 회로(5)를 경유하여 검출부(8)로부터 검출기(15) 및 검출기(18)에 이송된다. 동작 개시 신호에 응답하여, 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 전하를 주입하는 동작이 개시된다.
검출부(15)와 검출부(18)는 검출부(8)로부터의 동작 개시 신호에 응답하여, 각각의 동작을 개시한다. 단자(3f)의 전압이 기준 전압(Vs)에 도달한 것이 검출부(15)에 의해 검출되면, 스위치(26)는 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하 도록 제어된다. 그 후, 단자(3f)의 전압이 기준 전압(Vc)(> 기준 전압(Vs))에 도달한 것이 검출부(18)에 의해 검출되면, 스위치(26)는 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 제어된다.
또는 스위치(26)가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하도록 제어된 후, 소정의 기간이 경과한 후에 스위치(26)가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 제어할 수 있다. 혹은 스위치(26)가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하도록 제어된 후, 단자(3f)의 전압이 기준 전압(Vc)(> 기준 전압(Vs))에 도달한 것이 검출부(18)에 의해 검출되고 나서 소정의 기간이 경과한 후에 스위치(26)가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 제어될 수 있다.
스위치(26)가 폐쇄 상태인 기간 중, 피변환 전원(1)과 전압 변환부(3)가 접속된다. 그 결과, 피변환 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 전하가 주입되어, 전력이 공급된다.
본 발명에 의한 전압 변환기(20)는 소비 전력이 대단히 작다고 하는 이점을 갖고 있다. 그 이유를 아래에 기술한다.
스위치(26)가 폐쇄 상태인 기간 중, 피변환 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 전류가 흐른다. 피변환 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 흘러 들어 오는 전류는 PMOS 스위치(26)의 소스 단자(피변환 전원(1)에 접속되어 있는 측의 단자)로부터 드레인 단자(단자(3f)에 접속되어 있는 측의 단자)에 흐른다. PMOS 스위치(26)의 소스 단자로부터 드레인 단자간에는 저항이 존재한다. 따라서, PMOS 스위치(26)의 단자간(소스 단자와 드레인 단자간)에서 전압이 발생하여, 단자간을 흐르는 전류에 의해 전력이 소비된다. 이러한 전력의 소비가 전압 변환시에 발생하는 변환 에너지 손실이다. 변환 에너지 손실율(ηc)은 수학식 18로 정의된다.
변환 효율이 나쁜 전압 변환기란, 변환 에너지 손실율(ηc)이 큰 전압 변환기를 말한다. 반대로, 변환 효율이 양호한 전압 변환기란, 변환 에너지 손실율(ηc)이 작은 전압 변환기를 말한다. 수학식 18의 분모는 부하(2)의 저항치와 변환 후의 전압이 일정한 경우에는 옴의 법칙에 의해 일정하다. 그래서, 변환 에너지 손실율(ηc)을 작게 하기 위해서는 분자를 작게 할 필요가 있다. PMOS 스위치(26)의 소스 단자와 드레인 단자간에서 발생한 전압을 Vds, 그 단자간을 흐르는 전류를 Id(소스 단자로부터 드레인 단자에 흐르는 전류의 방향을 정으로 한다. )로 하면 소비 전력(Pt)은 다음식으로 나타탠다.
부하(2)의 저항치와 변환 후의 전압이 일정한 경우에는 공급하지 않으면 안되는 전류(Id)(공급하지 않으면 안되는 총 전하량)는 일정하다. 따라서, 소비 전력(Pt)을 작게 하는 것은 단자간 전압(Vds)을 작게 함으로써 달성할 수 있다.
전압 변환기(20)는 도 35에 도시된 바와 같이 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압을 진동시켜, PMOS 스위치(26)의 소스 단자에 접속되어 있는 피전원 전압(1)의 전압(VDD)와 단자(3f)의 전압(파형 a)을 근접시켜 PMOS 스위치(26)를 폐쇄한다. 피전원 전압(1)의 전압(VDD)과 단자(3f)의 전압을 근접시켜 PMOS 스위치(26)를 폐쇄함으로써, 소비 전력(Pt)을 작게 하는 것이 가능하게 된다. 이와 같은 타이밍으로 PMOS 스위치(26)를 폐쇄함으로써, 소스 단자와 드레인 단자간을 흐르는 전류(Id)가 동일하다는 가정하에 소스 단자와 드레인 단자간에 발생한 전압(Vds)을 작게 할 수있기 때문이다.
또한, 전압 변환부(3)에 있어서의 저항 성분은 PMOS 스위치(26)의 소스 단자와 드레인 단자간의 저항이므로, 이 부분에서의 소비 전력이 작은 것은 상술된 바와 같다. 이 점에서 전압 변환부(3)에서의 발열은 거의 없다.
또한, 검출기(8)가 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 기준 전압(Vp)(원하는 전압)과 전압 변환부(3)의 단자(3d)의 전압을 비교한 결과에 있어서, 기준 전압(Vp)(원하는 전압)이 단자(3d)의 전압보다도 낮은 경우에는 검출기(15), 기준 전압 생성기(14), 동기 회로(16), 검출기(18), 기준 전압 생성기(17) 및 동기 회로(19)는 동작하지 않는다. 예를 들면, 도 33에 도시된 2주기째의 동작이 이것에 상당한다. 이와 같이, 제어부(130)가 조건적인 동작을 행함으로써, 소비 전력을 삭감하고 있다. 또한, 소비 전력을 내리기 위해서는 전압 변환기(20)로부터 출력되는 출력 전류가 작을 때에 검출기(8), 기준 전압 생성기(9)의 동작 주기를 길게하면 된다.
또한, 본 발명에 의한 전압 변환기(20)는 다음과 같은 이점을 갖고 있다. 검출기(8), 기준 전압 생성기(9), 검출기(11), 기준 전압 생성기(12), 검출기(15),기준 전압 생성기(14), 검출기(18) 및 기준 전압 생성기(17)에 의해 소비되는 전력은 제어부(130) 전체에 의해 소비되는 전력의 대부분을 차지하고 있다. 일반적으로, 제어 회로 시스템에서의 전력 소비의 주된 요인은 고정밀도 및/또는 고속의 동작이 요구되는 점에 있다. 예를 들면, 기준 전압 생성기에 있어서는 고정밀도인 전압 출력이 요구되는 만큼 소비 전력이 증대한다. 또한, 검출기에 있어서는 고정밀도인 동시에 고속의 검출이 요구되는 만큼 소비 전력이 증대한다. 따라서, 저소비 전력화를 위해서는 제어 회로 시스템은 저정밀도인 전압 출력, 저정밀도와 저속의 검출을 행하는 것이 바람직하다. 본 발명에 의한 전압 변환기(20)에 있어서의 전압 변환부(3)의 공진 주파수는 상기와 같이 1MHz 내지 500kHz 정도이므로, 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압은 대단히 서서히 변화한다. 따라서, 전압 변환부(3)를 제어하는 제어부(130)는 고정밀도인 동시에 고속의 동작을 필요로 하지 않는다. 예를 들면, 도 35에 있어서의 점 1, 점 2의 검출은 저속으로 충분하고, 저정밀도인 검출로 충분하다(고속 동작에서는 고정밀도, 고속의 검출이 필요하다).
이와 같이, 제어부(130)의 소비 전력을 대단히 작게 하는 것이 가능해진다. 실제의 설계에서는 제어부(130)의 소비 전력을 1mW 이하로 억제할 수 있는 것이 확인되었다. 이것은 부하(2)의 소비 전력이 10mW 이하로 된 경우에 있어서도, 제어부(130)의 소비 전력이 부하(2)의 소비 전력의 약 10% 에 불과한 것을 의미한다. 공진 주파수를 낮게 설정할 수 있으므로, 공진 동작에 의한 노이즈 주파수를 낮게 할 수 있다.
도 53a는 종래의 DC/DC 변환기에 있어서의 부하의 소비 전력(PL)과 변환 손실(Pt)과의 관계를 도시한다. 도 53b는 본 발명에 의한 전압 변환기(20)에 있어서의 부하의 소비 전력(PL)과 변환 손실(Pt)과의 관계를 도시한다. 여기서, 변환 손실(Pt)은 제어 시스템 회로의 소비 전력(PC)과 전압 변환부의 소비 전력(PS)을 가산함으로써 얻어진다. 즉, Pt= Pc+Ps이다.
도 54a는 종래의 DC/DC 변환기에 있어서의 부하의 소비 전력(PL)과 종합 손실율(ηct)과의 관계를 도시한다. 도 54b는 본 발명에 의한 전압 변환기(20)에 있어서의 부하의 소비 전력(PL)과 종합 손실율(ηct)과의 관계를 도시한다. 여기서, 종합 손실율(ηct)은 변환 손실(Pt)을 부하의 소비 전력(PL)으로 나눗셈함으로써 얻어진다. 즉, ηct= Pt/PL=(PC+ PS)/PL이다.
표 2에, 종래의 DC/DC 변환기(61) 및 본 발명에 의한 전압 변환기(20)의 특성을 정리한다.
또한, 본 발명에 의한 전압 변환기(20)는 온칩화가 용이하다고 하는 이점을 갖고 있다. 그 이유에 관해 설명한다.
공진 회로(140)의 인덕터(28)의 값은 100nH 정도로 충분하다. 이와 같이, 인덕터(28)의 값이 충분히 작으므로, 전압 변환기(20)를 실리콘 기판상에 형성하는 것은 용이하다. 또한, 인덕터(28)의 값이 충분히 작으므로, 복사 전자파 노이즈도 거의 발생하지 않는다. 더욱이, 스위치(26)의 양단자에는 큰 전압차가 생기지 않으므로, 스위치(26)의 양단자에 큰 전압차가 생겼을 때에 생기는 돌입 전류에 의한 노이즈도 발생하지 않는다.
또한, 스위치(26)로서 PMOS 스위치를 사용한 경우에는 스위치(26)의 온 저항을 500mΩ 정도로 할 수 있다. 이와 같이, 스위치(26)의 온 저항이 충분히 크므로, 전압 변환기(20)를 실리콘 기판 상에 형성하는 것은 용이하다. 500mΩ 정도의 온 저항을 갖는 스위치를 사용한 경우에도, 90% 이상의 변환 효율을 확보하는 것이 가능하다.
이하, 전압 변환기(20)의 비정상 동작을 설명한다. 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 정현파의 진동 전압은 클록 생성기(6)에 의해 방형파의 클록 펄스로 변환되어 있다. 클록 생성기(6)로부터 출력되는 클록 펄스는 동기 회로(10, 16 및 19)에 공급된다. 따라서, 이 클록 펄스가 정확하게 출력되지 않은 것은 전압 변환기(20)의 오동작을 야기한다. 검출기(8, 15 및 18)와 기준 전압 생성기(9, 14 및 17)란, 동기 회로(10, 16 및 19)로부터 공급되는 클록 펄스에 동기하여 동작하고 있기 때문이다.
클록 검출기(7)는 클록 생성기(6)로부터 클록 펄스가 정확하게 출력되지 않은 경우에, 전압 변환기(20)의 동작을 정상인 동작으로 되돌리기 위해 설정되어 있다. 클록 펄스가 정확하게 출력되지 않는 것은 예를 들면, 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압 변동에 이상이 발생한 경우에 일어날 수 있다. 클록 검출부(7)는 클록 생성기(6)로부터 클록 펄스가 정확하게 출력되어 있지 않은 것을 검출하면, 리셋 신호를 동기 회로(13)에 출력한다.
동기 회로(13)는 리셋 신호에 응답하여, 전압 변환기(20)의 동작을 재개시한다. 동기 회로(13)가 리셋 신호를 받아들인 후의 전압 변환기(20)의 동작은 동기 회로(13)가 단자(24)를 통해 스타트 신호를 받아들인 후의 전압 변환기(20)의 동작과 같다. 이와 같이, 전압 변환부(3)에 있어서의 공진 동작이 재생되어, 클록 생성기(6)로부터 출력되는 클록 펄스가 재생된다. 그 결과, 전압 변환기(20)의 동작은 정상 동작으로 되돌아간다.
이하, 전압 변환기(20)의 다른 비정상 동작을 설명한다.
단자(3f)의 진동 진폭이 작게 되면, 단자(3f)의 전압이 기준 전압(Vs)에는 도달하지만, 기준 전압(Vc)에는 도달하지 않는 것이 일어날 수 있다. 이 경우, PMOS 스위치(26)의 상태는 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화한 후, 폐쇄 상태인채로되며, 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화할 수 없게 된다.
이러한 비정상 동작은 동기 회로(5)에 의해 검출된다. 동기 회로(5)는 전압 변환부(3)의 용량(27, 29)과 인덕터(28)에 의해 결정되는 소정의 기간(공진 회로의 진동 주기)내에, 이하에 나타내는 3개의 신호 중 어느 1개가 생성되지 않은 것을 검출한 경우에는 리셋 신호를 동기 회로(13)에 출력한다.
·검출기(8)로부터 동기 회로(5)를 경유하여 검출기(15) 및 검출기(18)에 출력되는 동작 개시 신호
·검출기(15)로부터 동기 회로(5)에 출력되는 신호로서, PMOS 스위치(26)의 상태를 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화시키는 타이밍을 규정하는 신호
·검출기(18)로부터 동기 회로(5)에 출력되는 신호로서, PMOS 스위치(26)의 상태를 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화시키는 타이밍을 규정하는 신호
동기 회로(13)는 리셋 신호에 응답하여, 전압 변환기(20)의 동작을 재개시한다. 동기 회로(13)가 리셋 신호를 받아들인 후의 전압 변환기(20)의 동작은 동기 회로(13)가 단자(24)를 통해 스타트 신호를 받아들인 후의 전압 변환기(20)의 동작과 같다. 이와 같이, 전압 변환부(3)에 있어서의 공진 동작이 재생된다. 그 결과, 전압 변환기(20)의 동작은 정상 동작으로 되돌아간다.
또한, 전압 변환기(20)의 정상 동작과는 다른 동작을 설명한다.
전압 변환기(20)로부터 출력되는 전압(단자(22)의 전압)은 전압 변환기(20)의 단자(3e)의 전압이 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 기준 전압(Vp)(원하는 전압)에 일치하도록 변동된다. 원하는 전압(Vp)은 단자(25)를 통해 기준 전압 생성기(9)에 입력되는 신호에 의해 지정된다. 기준 전압 생성기(9)에 입력되는 신호에 의해 원하는 전압(Vp)의 변경이 지시되면, 전압 변환기(20)로부터 출력되는 전압(단자(22)의 전압)은 변경 후의 원하는 전압(Vp)을 향해 변화하여 간다.
전압 변환기(20)로부터 출력되는 전압이 저하하는 경우에는 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 진동 진폭이 감쇠하므로, 전회의 원하는 전압으로부터 다음 원하는 전압까지의 전압차가 크면 단자(3f)의 진동 진폭의 감쇠도 커진다. 단자(3f)의 진동 진폭을 유지하기 위해, 전회의 원하는 전압과 다음 원하는 전압 간에 중간의 전압을 설정하여, 전압 변환기(20)로부터 출력되는 전압이 그 중간의 전압을 하회하였을 때에, 검출기(15, 18)를 동작시켜, PMOS 스위치(26)의 개폐 동작을 하도록 하면 된다. 이와 같이, 전압 변환부(3)의 공진 회로에 전하(공진 에너지)를 공급함으로써, 단자(3f)의 진동 진폭을 회복하는 것이 가능해진다.
다음에, 전압 변환부(3)에 전하를 공급하는 다른 방법을 설명한다. 도 35를 참조하여 상술한 방법에 의하면, 단자(3f)의 전압이 상승하는 기간에 있어서, 점 1에서 PMOS 스위치(26)의 상태가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하고, 점 2에서 PMOS 스위치(26)의 상태가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 전압 변환부(3)에 전하를 공급하는 타이밍이 제어된다.
단자(3f)의 전압이 상승하는 기간 대신에, 단자(3f)의 전압이 하강하는 기간에 있어서, 전압 변환부(3)에 전하를 공급하도록 하면 된다.
도 36은 정상 동작 상태에 있어서의 단자(3f)의 전압 변화(파형 a)과 단자(3 e)의 전압 변화(파형 b)을 도시한다. 도 36에 도시된 바와 같이 단자(3f)의 전압이 기준 전압(Vs)에 도달한 시점(점 3)에서 PMOS 스위치(26)의 상태가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하고, 단자(3f)의 전압이 기준 전압(Vc)에 도달한 시점(점 4)에서 PMOS 스위치(26)의 상태가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록, 전압 변환부(3)에 전하를 공급하는 타이밍을 제어하도록 하면 된다.
물론, 단자(3f)의 전압이 상승하는 기간에 있어서 전압 변환부(3)에 전하를 공급하는 동작(도 35)과, 단자(3f)의 전압이 하강하는 기간에 있어서 전압 변환부(3)에 전하를 공급하는 동작(도 36)을 조합하는 것도 가능하다. 이러한 2개의 동작을 조합하면 1개의 동작에 의한 전압 변환 동작보다도 고효율의 전압 변환 동작을 실현할 수 있다. 이와 같이, 2개의 동작을 조합하는 것은 변환 효율의 점에서 바람직하고, PMOS 스위치(26)의 제어가 복잡하게 되는 점에서 바람직하지 못하다. 그러나, 회로 규모의 증대는 무시할 수 있을 정도로 작기 때문에 뛰어난 전압 변환 동작이라고 생각할 수 있다. 단지, PMOS 스위치(26)의 동작을 제어하는 제어 회로의 소비 전력이 커지므로, 전압 변환기(20)로부터의 출력 전류치가 클 때는 2개의 제어를 조합하는 것이 바람직하고, 전압 변환기(20)로부터의 출력 전류치가 작을 때에는 1개의 제어에 의한 동작이 적합하다.
도 37a 및 도 37b는 검출기(8)의 구성과 동작을 도시한다. 도 37a에 있어서, 입력단자(I1)는 전압 변환부(3)의 단자(3e)(단자(3g))에 접속되어 있다. 입력단자(I2)에는 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압이 입력된다. 검출기(8)는 트랜지스터(30 내지 35, 37, 38)와 용량(36)을 포함하는 초퍼 비교기와, 논리 게이트(39, 40)를 포함하고 있다.
초퍼 비교기는 도 37b에 도시된 동작에 따라서 전압 변환부(3)의 단자(3g)(단자(3e, 3d), 출력단자(22))의 전압과 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압을 비교한다. 클록 펄스(φ1)(φ1B는 φ1의 반전 클록 펄스)가 L 레벨에서 H 레벨로 변화한 기간(도 37b에서의 표본 기간)에서는 전압 변환부(3)의 단자(3g)(단자(3e, 3d), 출력 단자(22))의 전압을 추종하여 유지한다. 클록 펄스(φ1)가 H 레벨로부터 L 레벨로 변화한 기간(도 37b에서의 비교 기간)에서는 단자(I2)에 기준 전압생성기(9)로부터 출력되는 전압이 입력된다. 단자(3g)의 전압이 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압보다도 작을 때는 인버터(트랜지스터(37, 38))의 출력 단자에서는 L 레벨의 신호가 출력된다.
클록 펄스(φ4)(φ4B는 φ4의 반전 클록 펄스)가 L 레벨에서 H 레벨로 변화하면, 단자(3g)의 전압과 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압의 비교 결과가 검출기(8)로부터 출력하는 것이 가능해지고, 출력단자(O)는 L 레벨로부터 H 레벨(단자(3g)의 전압이 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압보다도 작을 때)에 변화한다. 클록 펄스(φ4)가 L 레벨에서 H 레벨로 변화하는 시간은 초퍼 비교기가 비교 기간에 들어와서(클록 펄스(φ2)가 H 레벨로 변화한다) 지연되고 있다. 이것은 초퍼 비교기의 출력치가 비교 기간의 초기에는 불안정하고, 불안정한 신호를 검출기(8)로부터 출력되지 않도록 하기 위해서이다. 검출기(8)는 전압 변환부(3)로부터 출력되는 전압(단자(3e)의 전압)을 유지한 후(표본화한 후)에, 표본화된 전압과 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압과 비교한다. 이와 같이 단자(3e)의 전압을 표본화하는 이유는 부하(2)가 디지털 LSI인 경우에 있어서의 노이즈의 영향을 경감하기 위해서이다. 단자(3e)의 전압을 표본화함으로써, 단자(22)에 중첩된 노이즈를 가산한 전압을 검출기(8)가 검출하는 것을 피할 수 있다.
도 38은 부하(2)가 디지털 LSI인 경우에, 노이즈의 영향을 저감하는 방법을 도시한다. 단자(23)를 통해 동기 회로(10)에 입력되는 클록 펄스를 단자(22)에 접속된 디지털 LSI의 클록 펄스로 함으로써(동기 클록 펄스로 한다), 디지털 LSI에서발생하고 있는 노이즈의 타이밍을 계측하여, 회피할 수 있다. 도 38에 있어서, 시스템·클록은 디지털 LSI(부하(2))에 입력되어 있는 동작 클록 펄스이다. 도 38에서는 시스템·클록이 변화하는 점에서 디지털 LSI가 노이즈를 발생시키고 있는 상태가 전압 변환기(20)로부터 출력되는 전압(Vp)에 노이즈가 중첩되어 있는 것으로써 표현되어 있다. 중첩된 노이즈는 시스템·클록의 변화점에서 일정한 시각(td)이 경과하면 감쇠하기 때문에, 시각(td)이 경과한 후에 검출기(8)가 전압 변환부(3)의 단자(3e)의 전압을 유지함으로써, 노이즈를 회피할 수 있다. 단자(23)에 입력되는 클록 펄스는 단자(22)에 접속된 디지털 LSI에 입력되어 있는 클록 펄스와 같은 주기가 아닐 수 있지만, 동기가 걸려 있을 필요가 있다.
도 52를 참조하여, LSI의 노이즈의 발생 기구를 설명한다. LSI는 패키지의 속에 실리콘·칩이 내장되어 있다. 패키지의 핀과 실리콘·칩과의 사이는 본딩 와이어로 접속되어 있다. 상기 본딩 와이어는 인덕턴스(Lp)를 갖고 있다. 시스템·클록이 변화함으로써, 실리콘·칩에는 전류 i(t)가 흐른다. 전류 i(t)가 변화하면, 인덕턴스(Lp)에 의해 전압이 발생한다. 이 전압이 노이즈가 되는 것이다.
도 39a는 검출기(15)의 구성을 도시한다. 검출기(15)의 구성은 검출기(15)의 구성과 동일하므로, 검출기(15)에 관해 설명하고, 검출기(15)의 설명은 생략한다.
도 37a와 다른 것은 단자(I1, I2)에 접속된 스위치가 PMOS 스위치(41, 42)인점이다. 스위치로서 PMOS 스위치(41, 42)를 사용하는 것은 이하의 이유에 의한 것이다. 전압 변환기(20)로부터 출력되는 전압이 피변환 전원(1)의 전압의 1/2보다도 작은 경우에는 단자(I2)(전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압이 입력되는 단자)의 전압이 0V 이하에서 진동한다. 스위치로서 NMOS 트랜지스터를 사용하거나, 병렬 접속된 PMOS 트랜지스터를 사용하는 구성에서는 NMOS 트랜지스터의 드레인(소스)과 웰로 구성된 다이오드는 순방향으로 바이어스되고, 전압 변환부(3)로부터 다이오드를 통해서 전하가 손실된다. 이 전하의 손실은 공진 회로에 공급된 전하의 손실이고, 전압 변환 효율을 저하시킨다.
이러한 전하의 손실을 피하기 위해, PMOS 스위치(41, 42)를 사용하고 있는 것이다.
출력단자에 AND 게이트를 사용하고 있는 것은 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압이 전압 변환부(3)로부터 출력되는 전압을 넘었을 때에 검출기(15)로부터 출력되는 신호가 L 레벨에서 H 레벨로 변화하도록 하기 위해서이다. 클록 펄스(φ4)가 L 레벨에서 H 레벨로 변화하는 시간은 초퍼 비교기가 비교 기간에 들어 와서(클록 펄스 φ2B가 L 레벨로 변화한다) 지연되고 있다. 이것은 초퍼 비교기의 출력치가 비교 기간의 초기에는 불안정하고, 불안정한 신호를 검출기(15)로부터 출력하지 않도록 하기 위해서이다.
도 39b는 검출기(15)의 동작을 도시한다. 표본기간(기준 전압 생성기(14)의 전압을 표본화)에서는 클록 펄스 (φ1B)가 L 레벨이 되고, 비교 기간에서는 클록 펄스(φ2B)가 L 레벨로 변화한다.
또한, 클록 생성기(6)에 의해 변환된 클록 펄스는 단자(3f)의 정현파의 진동 전압의 주기로 하고 있지만 체배의 주기일 수 있고, 단자(3f)의 정현파의 진동 주기의 2배의 클록 펄스로 하면, 검출기(8)는 도 33에 도시된 동작 주기의 2배의 주기로 전압 변환부(3)의 출력 전압(단자(3g)의 전압)을 표본화하는 것이 된다. 검출기(8)의 동작 주기는 낮은 쪽이 전압 변환기(20)의 전체에서 소비되는 전력이 작게 된다. 그렇지만, 전압 변환기(20)의 출력 전압을 크게하면, PMOS 스위치(26)로 소비되는 전력이 커지는 경향이 있으므로 부하(2)의 크기에 따라 적절한 설계로 할 필요가 있다.
(실시예 2)
도 40은 전압 변환기(20)의 다른 구성을 도시한다. 도 40에 도시된 전압 변환기의 구성은 모니터(661)를 제외하고 도 29에 도시된 전압 변환기(20)의 구성과 동일하다.
모니터(661)는 2개의 입력 단자와 3개의 출력 단자를 갖고 있다. 모니터(661)의 한쪽의 입력 단자는 전압 변환부(3)의 단자(3d)에 접속되어 있다. 모니터(661)의 다른쪽의 입력 단자는 동기 회로(10)에 접속되어 있다. 모니터(661)의 3개의 출력 단자는 동기 회로(5)와 기준 전압 생성기(14, 17)에 각각 접속되어 있다. 모니터(661)는 전압 변환부(3)의 출력 단자(3d)의 전류(시간당으로 저하하는 전압)을 검출한다. 이 전류(시간당으로 저하하는 전압)로부터 부하(2)에 흘러 들어 오는 전류(시간당으로 저하하는 전압)를 구할 수 있기 때문이다. 모니터(661)는 부하(2)에 의해 소비되는 전력에 실질적으로 같은 전력을 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급한다. 예를 들면, 모니터(661)는 부하(2)에 의해 소비되는 전류가 증대하는 것을 검출하면, 전압 변환부(3)에 포함되는 PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태인 기간을 늘림으로써, 전압 변환부(3)에 공급하는 전하량을 늘린다.
PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태인 기간을 증가시키기 위해서는 예를 들면, 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압(이 전압에 의해 스위치(26)가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하는 타이밍이 결정된다)을 저하시켜, 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압(이 전압에 의해 스위치(26)가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하는 타이밍이 결정된다)을 상승시키면 된다.
그런데, 전압 변환 효율에 관해서는 다음과 같은 것을 고려할 수 있다. PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태로 되는 기간은 짧고, 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 진동 전압이 피변환 전원(1)의 전압에 가까운 곳에서, 스위치(26)가 폐쇄 상태로 되는 기간이 설정되는 것이 전압 변환 효율을 양호하게 함으로 바람직하다. 보다 뛰어난 변환 효율을 실현하기 위해 기준 전압 생성기(14, 17)로부터 출력되는 전압을 조정하는 것이 바람직하다.
PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태로 되는 기간을 증가시키기 위해, 기준 전압 생성기(14, 17)로부터 출력되는 전압을 검출기(8)의 동작 상태에 따라 조정하도록 할 수 있다. 예를 들면, 전압 변환부(3)의 단자(3e)의 전압과 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압의 비교 결과가 2회 계속하여, 단자(3e)의 전압이 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압을 하회하는 경우에는 부하(2)에서 소비되는 전하량이 PMOS 스위치(26)를 폐쇄 상태로 함으로써 피변환 전원(1)으로부터 공급되는 전하량보다 큰 것을 의미한다. 이러한 경우에는 PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태로 되는 기간을 증대시키지 않으면, 전압 변환기(20)의 출력 단자(22)의 전압은 원하는 전압을 유지할 수 없다. 그래서, 검출기(8)는 2회 계속하여 단자(3e)의 전압이 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압을 하회하고 있는 것을 나타내는 신호를 모니터(661)에 보낸다. 모니터(661)는 검출기(8)로부터의 신호에 응답하여, 기준 전압 생성기(14, 17)로부터 출력되는 전압을 조정하여, PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태로 되는 기간을 증대시킨다.
이와 같이, 모니터(661)가 전압 변환부(3)의 출력 전류를 검출하는 것을 대신하여, 검출기(8)가 전압 변환부(3)의 단자(3e)의 전압과 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압의 비교 결과에 있어서의 단자(3e)의 전압이 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압을 하회하는 빈도를 검출함으로써, PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태로 되는 기간을 증대시킬 수 있다.
또한, 전압 변환부(3)에 포함되는 PMOS 스위치(26)의 상태가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하는 타이밍은 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압을 상승시킴으로써 지연시킬 수 있을 뿐만이 아니라, 모니터(661)로부터의 신호에 의해 동기 회로(5)로부터의 PMOS 스위치(26)의 폐쇄 상태에서 개방 상태로 동작 신호를 지연시킴으로써도 실현할 수 있다. 동기 회로(5)로부터의 PMOS 스위치(26)의 폐쇄 상태에서 개방 상태로 동작 신호를 지연시키는 편이, 회로 규모를 증대시키지않고미세한 조정을 행할 수 있다. 따라서, 기준 전압 생성기(14)에 의해 조 조정하여, 동기 회로(5)로부터의 PMOS 스위치(26)의 폐쇄 상태에서 개방 상태로 동작 신호를 지연시킴으로써 미조정을 행하는 것이, 우수한 조정 방법이라고 할 수 있다.
도 41은 모니터(661)의 처리의 순서를 도시한 제어 흐름이다.
제어 블록(C1)에서는 전압 변환부(3)의 단자(3d)의 전압(Vd)과 목적의 전압(즉, 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압)(Vp)이 비교된다. 전압(Vd)이 전압(Vp)보다 작은 경우에는 처리는 제어 블록(C2)으로 진행한다. 전압(Vd)이 전압(Vp)보다 큰 경우에는 제어 블록(C3)의 처리가 반복된다. 제어 블록(C1)에 있어서 전압(Vd)과 전압(Vp)을 비교한 결과는 제어 블록(C2)에서 기억된다. 제어 블록(C2)에서는 제어 블록(C1)에 있어서의 비교 결과가 5회 연속하여 Vd<Vp인 경우가 검출된다. Vd<Vp가 5회 연속하면, 제어 블록(C3)에서 전압(Vs)이 ΔV만큼 내려진다. 여기서, 전압(Vs)은 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압이고, 전압(ΔV)는 전압(Vs)를 변동시켰을 때의 최소 전압폭이다. 제어 블록(C3)의 처리가 종료한 후, 처리는 제어 블록(C1)으로 되돌아간다.
제어 블록(C2)에 있어서 Vd<Vp가 5회 연속한 것이 검출되는 것은 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력이 부하(2)에서 소비되는 전력보다 작은 것을 의미한다. 그런데, Vd<Vp가 5회 연속할 때까지 기다리는 것은 마진을 걸기 위해서이다. 전압(Vd)이 전압(Vp)보다 작은 경우에는 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 전력이 공급되어, 이 공급된 전력이 부하(2)에서 소비되는 전력보다도 작은 경우에는 제어 블록(C1)에 있어서의 다음 비교에서도 전압(Vd)은 전압(Vp)보다 작게 된다. 따라서, Vd<Vp가 2회 연속하는 것은 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력이 부족하고 있는 것을 의미한다. 그렇지만, 전압(Vd)과 전압(Vp)과의 비교는 노이즈의 영향을 받기 쉽다. 특히, 전압(Vd)이 전압(Vp)에 가까우면 그만큼 노이즈의 영향을 받기 쉽게 된다. 노이즈의 영향을 받기 어렵게 하기 위해서는 Vd<Vp이 2회 연속한 경우에 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력이 부족하고 있다고 판정하는 것보다도, Vd<Vp가 5회 연속한 경우에 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력이 부족하고 있다고 판정하는 편이 바람직하다. 3회분의 마진을 걸므로써 노이즈에 의한 비교 미스가 제외되기 때문에, 판정이 보다 확실하여지기 때문이다. 제어 블록(C3)에 있어서 전압(Vs)를 ΔV만큼 내리는 것은 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력을 늘리는 것을 의미한다. 전압(Vs)를 내리면, 스위치(26)가 폐쇄 상태로 되는 기간이 길어지기 때문이다.
제어 블록(C4 내지 C6)에 있어서도 제어 블록(C1 내지 C3)과 같은 처리가 행하여진다. 즉, 제어 블록(C4)에서는 전압(Vd)과 전압(Vp)이 비교된다. 제어 블록(C5)에 있어서 VdVp가 5회 연속한 것이 검출된 경우에는 제어 블록(C6)에서 전압(Vs)이 ΔV만큼 올려진다. 제어 블록(C5)에 있어서 VdVp가 5회 연속한 것이 검출되는 것은 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력이 부하(2)에서 소비되는 전력보다 큰 것을 의미한다. 제어 블록(C6)에 있어서 전압(Vs)을 ΔV만큼 올리는 것은 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력을 감하는 것을 의미한다. 전압(Vs)을 올리면, 스위치(26)가 폐쇄 상태로 되는 기간이 짧게 되기 때문이다.
도 42는 도 41의 제어 흐름를 실현하기 위한 회로 구성예를 도시한다. 기준 전압 생성기(141)는 전압(Vp)을 생성한다. 검출기(142)는 전압(Vd)과 전압(Vp)을 비교한다. 검출기(142)는 Vd<Vp의 경우에는 ”0”을 시프트 레지스터(143)에 출력하고, VdVp의 경우에는 ”1”을 시프트 레지스터(143)에 출력한다. 시프트 레지스터(143)는 검출기(142)로부터의 ”0””1”의 출력 신호를 5회에 걸쳐 유지한다. 인코더(144)는 시프트 레지스터(143)에 유지된 5회분의 데이터가 전부 ”0” 인 경우(즉, ”0”이 5회 연속한 경우)에는 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압(Vs)을 ΔV만큼 내리고, 시프트 레지스터(143)에 유지된 5회분의 데이터가 모두”1”인 경우(즉, ”1”이 5회 연속한 경우)에는 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압(Vs)을 ΔV만큼 올린다. 이렇게하여, 도 41에 도시된 제어가 실현된다.
도 43은 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압(Vs)이 변화하는 상태를 도시한다. 한번의 전압 변화로 충분치가 않은 경우에는 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력이 부하(2)에서 소비되는 전력과 같게 될 때까지 또한 전압 변화가 반복된다.
도 44는 전압(Vs)을 결정하는 처리의 순서를 도시한 제어흐름이다.
제어 블록(C7)에서는 전압 변환부(3)의 단자(3d)의 전압(Vd)과 목적의 전압(즉, 기준 전압 생성기(9)로부터 출력되는 전압)(Vp)이 비교된다. 전압(Vd)이 전압(Vp)보다 작은 경우에는 처리는 제어 블록(C8)으로 진행하고, 그렇지 않은 경우에는 제어 블록(C7)의 처리가 반복된다. 제어 블록(C8)에서는 Vd<Vp이 5회 연속되었는지의 여부가 판정된다. Vd<Vp가 5회 연속한 경우에는 처리는 제어 블록(C7)으로 되돌아간다. 그렇지 않은 경우에는 처리는 제어 블록(C9)으로 진행한다. 제어 블록(C9)에서는 전압(Vc)이 ΔV만큼 올린다. 그 후, 처리는 제어 블록(C10)으로 진행한다. 제어 블록(C10)에서는 전압(Vd)과 전압(Vp)이 비교된다. 전압(Vd)이 전압(Vp)보다 큰 경우에는 처리는 제어 블록(C11)으로 진행하고, 그렇지 않은 경우에는 제어 블록(C10)의 처리가 반복된다. 제어 블록(C11)에서는 VdVp이 5회 연속했는지의 여부가 판정된다. VdVp가 5회 연속한 경우에는 처리는 제어 블록(C7, C14)으로 되돌아간다. 그렇지 않은 경우에는 처리는 제어 블록(C12, C13)으로 진행하고, 전압(Vc)이 2ΔV만큼 내려 간다. 그 후, 처리는 제어 블록(C7, C14)으로 되돌아간다. 제어 블록(C14)에서는 전압(Vd)과 전압(Vp)이 비교된다. 전압(Vd)이 전압(Vp)보다 큰 경우에는 처리는 제어 블록(C15)으로 진행하고, 그렇지 않은 경우에는 제어 블록(C14)의 처리가 반복된다. 제어 블록(C15)에서는 VdVp이 5회 연속했는지의 여부가 판정된다. VdVp가 5회 연속한 경우에는 처리는 제어 블록(C14)으로 되돌아간다. 그렇지 않은 경우에는 처리는 제어 블록(C9)으로 진행한다.
제어 블록(C7 내지 C15)의 의미를 이하에 기술한다. 제어 블록(C7, C8)의 흐름은 전압(Vd)이 전압(Vp)보다 작은 기간이 5회 연속하고 있기 때문에, 도 41에 도시된 제어흐름에서도 기술하였듯이, 「폭」(전압(Vs)와 전압(Vc)의 전위차)를 결정하고 있는 한가운데인 것을 의미한다. 제어 블록(C14, C15)의 흐름에 관해서도 같다. 제어 블록(C8, C15)의 출력이「No」이면, 그 폭은 결정되어 있는 것을 의미한다. 그 폭이 결정된 시점에서, 「높이」(전압(Vc))이 결정된다. 제어 블록(C9)에서는 전압(Vc)이 ΔV만큼 올려진다. 이 동작은 도 41에 도시된 제어후의 적절한 폭으로부터 의도적으로 전압(Vc)을 변동시키는 것을 뜻하고 있다. 적절한 폭을 의도적으로 확대하면(전압(Vc)을 ΔV만큼 올리면), 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력은 증대하므로, 제어 블록(C10)에 있어서의 전압(Vd)과 전압(Vp)과의 비교는 VdVp이 5회 연속한다고 예상된다. VdVp가 5회 연속하면, 도 44의 제어 흐름은 완료된다. 그렇지만, VdVp가 5회 연속하지 않은 경우에는 전압(Vc)을 지나치게 올리고 있는 것을 의미한다. 왜냐하면, 전압(Vc)을 올림으로써, 원래는폭이 증대함으로써 전원(1)으로부터 전압 변환부(3)에 공급되는 전력이 증가되는 것인 데 실제로는 그 전력의 증가가 적은(VdVp가 5회 연속하지 않는다)것은 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압이 전원(1)의 전압보다도 높은 기간으로 스위치(26)를 폐쇄 상태로 하고 있기 때문에, 전압 변환부(3)에 공급한 전력이 전원(1)에 역류하기 때문이다. 이 경우에는 보다 낮은 전압(Vc)으로 스위치(26)를 폐쇄 상태에서 개방 상태로 이행하지 않으면 안된다. 따라서, 이 경우에는 제어 블록(C9)에 있어서 전압(Vc)을 일단 ΔV만큼 올리고 있는 것을 고려하여 제어 블록(C12, C13)에 있어서 전압(Vc)을 2ΔV만큼 내리는 것이다. 이상이, 전압(Vc)의 높이의 조정 순서의 일례이다.
표 3에 폭의 결정, 높이의 결정, 간헐 동작에 관해서 정리한다.
(실시예 3)
도 45은 본 발명에 의한 전압 변환기의 다른 구성을 도시한다. 61은 종래의 DC/DC 변환기이다. 62는 피변환 전원이고, 63은 전압 변환기(20)의 단자(23)에 접속되는 클록 펄스 생성기이고, 64는 단자(24)에 접속되어 있는 스타트 신호 생성기이다. 65는 변환 후의 전압이 공급되어 있는 부하로 되는 LSI 이다. LSI(65)로부터는 알맞은 공급 전압치를 전압 변환기(20)의 단자(25)에 보낸다. 전압 변환기(20)는 LSI(65)에 공급하는 전류가 작을 때에는 고효율의 전압 변환을 하지만, 그 일방에서는 공급 전류가 커지면 변환 효율은 저하하여 종래의 DC/DC 변환기(61)의 전압 변환 효율보다도 낮게 된다.
도 45에 도시된 전압 변환기(20)의 구성은 도 40에 도시된 전압 변환기(20)의 구성과 같다. 전압 변환기(20)는 단자(22)로부터 LSI(65)에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출기를 포함하고 있다. 또는, 이 전류 검출기는 전압 변환기(20)의 외부에 설정되어 있어도 된다.
그 전류 검출기에 의해 검출되는 전류가 소정의 전류보다 작은 경우에는 전압 변환기(20)가 동작한다. 그 전류 검출기에 의해 검출되는 전류가 소정의 전류 보다 큰 경우에는 DC/DC 변환기(61)가 동작한다.
또는, 단자(22)로부터 LSI(65)에 출력되는 전압이 소정의 전압의 시간 적분치보다 큰 경우에는 전압 변환기(20)가 동작하고, 단자(22)로부터 LSI(65)에 출력되는 전압이 소정의 전압의 시간 적분치보다 작은 경우에는 DC/DC 변환기(61)가 동작하도록 할 수 있다.
이와 같이, DC/DC 변환기(61)의 전압 변환 효율이 전압 변환기(20)보다도 높은 경우에는 전압 변환기(20)로부터의 공급을 정지하여, DC/DC 변환기(61)로부터 전류를 공급한다.
또한, LSI(65)의 소비 전류의 변화에 대한 대응뿐만 아니라, 원하는 전압이 크게 변화할 때에 원하는 전압까지의 이행을 DC/DC 변환기(61)에 의해 실행한다. 원하는 전압에 도달한 후는 전압 변환기(20)에 의해 전류 공급을 개시한다. 이것으로서, 원하는 전압으로 이행(세트링)이 고속으로 된다. 원하는 전압간의 이행 기간에서의 DC/DC 변환기(61)의 전환 뿐만이 아니라, 전압 변환기(20)의 스타트 -업, 리셋을 DC/DC 변환기(61)에 의해 실행할 수 있다.
도 46은 전압 변환기(20)와 종래의 DC/DC 변환기(61)를 조합함으로써, 전압변화의 속도를 크게하는 상태를 도시한다.
도 46에 있어서, 기간(I, III)에서는 전압 변환기(20)만이 동작한다. 따라서, 이들의 기간에서는 고변환 효율로 전력이 부하(2)에 공급된다. 기간(II)에서는 전압 변환기(20)와 DC/DC 변환기(61)가 동시에 동작함에 의해, 전압 변환기(20)만이 동작하는 경우에 비해, 출력 전압을 1V에서 2V로 급속히 상승시킨다. 단지, 이 기간에는 변환 효율은 저하한다.
도 47은 DC/DC 변환기(61)의 전압 변환부(54)와 전압 변환기(20)의 전압 변환부(3) 간에 공용할 수 있는 회로 부분이 있는 것을 도시한다. DC/DC 변환기(61)와 전압 변환기(20)의 회로 규모에 가장 영향을 주는 것은 스위치(26, 66)와 용량(27, 29)과 인덕터(28)이다. 따라서, 이들의 회로 부분을 공유함으로써 회로 규모를 크게하지 않고 DC/DC 변환기(61)를 전압 변환기(20)에 넣을 수 있다. 즉,도 47에 도시된 바와 같이 전압 변환부(3)의 단자(3f)에 NMOS 스위치(66)를 접속함으로써, DC/DC 변환기(61)의 전압 변환부(54)를 구성할 수 있다. 전압 변환부(54)와 전압 변환부(3) 간에서 회로 부분을 공용할 수 있기 때문에, 도 47의 구성을 갖으면 회로 규모를 거의 증대시키지 않고 DC/DC 변환기(61)와 전압 변환기(20)를 실현할 수 있다.
(실시예 4)
도 48a 및 도 48b는 전압 변환부(3)의 다른 구성을 도시한다.
도 48a에 도시된 전압 변환부(3)의 구성은 다이오드(67)와 용량(66)이 스위치(26)에 접속되어 있는 점에서, 도 30에 도시된 전압 변환부(3)의 구성과 다르다. 다이오드(67)는 예를 들면, 쇼트 키 배리어·다이오드일 수 있다.
도 48b에 도시된 전압 변환부(3)의 구성은 제너 다이오드(68)가 스위치(26)에 접속되어 있는 점에서, 도 30에 도시된 전압 변환부(3)의 구성과 다르다.
도 48a 및 도 48b에 도시된 단자(3a 내지 3e)는 도 29에 도시된 단자(3a 내지 3e)와 동일하다. 도 33에 도시되어 있는 바와 같이, 세트·업 기간의 전압 변환부(3)의 동작 특성으로부터 이행 기간으로 단자(3f)의 전압(파형(a)의 전압)이 피변환 전압(VDD)보다도 높게 되어 PMOS 트랜지스터(26)의 단자(3f)에 접속된 드레인과 웰 사이에 형성되어 있는(기생하고 있다) 다이오드가 순방향으로 바이어스되었을 때에 드레인으로부터 웰을 향해 전류가 흐른다. 이 전류는 용량(27, 29)과 인덕터(28)의 값에 따라서는 큰 전류치를 갖게됨으로, 드레인과 웰간의 다이오드의 순방향 내전류치를 넘어서 PMOS 트랜지스터를 파괴한다. 그래서, 단자(3f)와 단자(3a) 간에 다이오드(67)를 접속하여, 단자(3a)와 그라운드간에 용량(66)을 접속한다. 단자(3f)의 전압이 피변환 전원(1)의 전압(단자(3a)의 전압)보다도 높게 되어, 다이오드(67)가 순방향으로 바이어스되면 전류는 단자(3f)에서 단자(3a)를 향해서 흐르고, 단자(3a)에 흘러 들어 온 전류는 용량(66)에 흘러 들어 온다. 여기서, 다이오드(67)는 PMOS 트랜지스터(26)의 드레인과 웰간에 구성된 다이오드가 순방향으로 전류가 흐르기 시작하는 전압치보다도 작은 전압으로 순방향 전류가 흐르기 시작한다. PMOS 트랜지스터(26)에는 대전류가 흐르지 않기 때문에 파괴는 일어나지 않는다. 단지, 다이오드(67)는 내전류치가 큰 것이 필요하게 되기 때문에 반도체 집적 회로상에 형성하는 것보다 외부 부착 부품으로 하는 것이 일반적이다. 용량(66)은 다이오드(67)의 순방향 전류를 피변환 전원(1)에 역류량을 저감한다.
도 48b는 제너 다이오드(68)에 의해 단자(3f)에서 그라운드 단자에 전류를 흘리고, PMOS 트랜지스터(26)에는 대전류를 흘리지 않도록 하는 구성을 도시한다. 여기서, 제너 다이오드(68)는 PMOS 트랜지스터(26)의 드레인과 웰간에 전류가 흐르기 시작하는 전압보다도 낮은 전압이고, 피변환 전원(1)의 전압보다도 높은 전압으로 되어 있다.
(실시예 5)
도 49a 및 도 49b는 전압 변환부(3)의 다른 구성을 도시한다.
도 49a에 도시된 전압 변환부(3)의 구성은 단자(3f)와 그라운드 단자 간에 다이오드(69)가 접속되어 있는 점에서, 도 30에 도시된 전압 변환부(3)와 다르다. 다이오드(69)는 예를 들면, 쇼트 키 배리어·다이오드일 수 있다.
도 49b에 도시된 전압 변환부(3)의 구성은 단자(3f)와 그라운드 단자 간에 제너 다이오드(70)가 접속되어 있는 점에서, 도 30에 도시된 전압 변환부(3)와 다르다.
도 49a의 구성에서는 단자(3f)의 전압이 그라운드 전압(GND)보다도 낮은 전압이 되어, 다이오드(69)가 순방향으로 바이어스되면 그라운드 단자로부터 단자(3f)를 향해 전류가 흐른다. 다이오드(69)에 순방향 전류가 흐르기 시작하는 전압은 PMOS 트랜지스터(26)의 단자(3f)에 접속된 드레인과 웰간에 구성된 다이오드의 역방향 내전압보다도 작은 전압으로 함으로써, PMOS 트랜지스터(26)의 파괴를 막을 수 있다.
도 49b의 구성은 도 49a의 다이오드(69)를 제너 다이오드(70)에 바꿔 놓은 것이다. 제너 다이오드(70)에 전류가 흐르기 시작하는 전압은 PMOS 트랜지스터(26)의 단자(3f)에 접속된 드레인과 웰간에 구성된 다이오드의 역방향 내전압보다도 작은 전압으로 함으로써, PMOS 트랜지스터(26)의 파괴를 막을 수 있다. 다이오드(69)와 제너 다이오드(70)는 반도체 집적 회로 상에 형성하는 것보다 외부 부착 부품으로 하는 것이 일반적이다.
(실시예 6)
도 50은 전압 변환기(20)의 다른 동작 순서를 도시한다. 도 50에 도시된 전압 변환기(20)의 동작 순서는 검출기(15, 18)의 검출 기간, 검출기(15, 18)의 출력신호 및 PMOS 스위치(26)의 개폐 동작의 점에서, 도 33에 도시된 전압 변환기(20)의 동작 순서와 다르다.
검출기(15)가 검출 기간에 들어가면, 검출기(15)는 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압과 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압(Vs)을 비교하여, 단자(3f)의 전압이 전압(Vs)를 넘었을 때에 출력 신호로서 H 펄스를 출력한다. 그 후, 단자(3f)의 전압이 정점을 넘어 내려가기 시작하면, 단자(3f)의 전압은 전압(Vs)에 다시 가까이 간다. 검출기(15)는 단자(3f)의 전압이 전압(Vs)을 하회하였을 때에 출력 신호로서 H 펄스를 다시 출력한다.
검출기(18)가 검출 기간에 들어가면, 검출기(18)는 전압 변환부(3)의 단자(3f)의 전압과 기준 전압 생성기(14)로부터 출력되는 전압(Vc)을 비교하여, 단자(3f)의 전압이 전압(Vc)을 넘었을 때에 출력 신호로서 H 펄스를 출력한다. 단자(3f)의 전압이 전압(Vs)까지 강하한 후, 다시 상승하기 시작하면, 단자(3f)의 전압은 전압(Vc)에 다시 가까이 간다. 검출기(18)는 전압(Vc)을 상회하였을 때에 출력 신호로서 H 펄스를 출력한다.
검출기(15)의 처음의 H 펄스(단자(3f)의 전압이 전압(Vs)를 넘었을 때의 신호)에 응답하여 스위치(26)는 개방 상태에서 폐쇄 상태로 이행한다. 그 후, 검출기(17)의 처음의 H 펄스(단자(3f)의 전압이 전압(Vc)을 넘었을 때의 신호)에 응답하여 스위치(26)는 폐쇄 상태에서 개방 상태로 이행한다.
또한, 검출기(15)의 다음 H 펄스(단자(3f)의 전압이 전압(Vs)를 하회하였을때의 신호)에 응답하여 스위치(26)는 개방 상태에서 폐쇄 상태로 이행한다. 마지막에, 검출기(17)의 다음 H 펄스(단자(3f)의 전압이 전압(Vc)을 상회하였을 때의 신호)에 응답하여 스위치(26)는 폐쇄 상태에서 개방 상태로 이행한다.
이렇게 하여, 도 35에 도시된 점 1과 점 2의 사이에서 PMOS 스위치(26)는 폐쇄 상태로 되고, 도 36에 도시된 점 3과 점 4의 사이에서 PMOS 스위치(26)는 다시 폐쇄 상태로 된다.
이와 같이, 1주기의 동작에 있어서, 2도 PMOS 스위치(26)를 폐쇄 상태로 함으로써, 전압 변환부(3)에 전하를 공급하는 점 1, 점 3의 위치를 규정하는 전압(Vs)을 피변환 전원(1)의 전압에 가까이 할 수 있다. 이로써, 전압 변환 효율이 향상한다.
또한, 상술한 실시예에서는 PMOS 스위치(26)가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 이행하는 타이밍과, PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 이행하는 타이밍을 각각 독립으로 제어하고 있다. 또는 PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 이행하는 타이밍을 PMOS 스위치(26)가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 이행하는 타이밍에 종속시켜 제어하도록 할 수 있다. 예를 들면, PMOS 스위치(26)가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 이행하는 타이밍은 PMOS 스위치(26)가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 이행하는 타이밍을 지연시킴으로써 작성될 수 있다.
(실시예 7)
도 59는 전압 변환기(500)의 구성을 도시한다. 전압 변환기(1500)는전원(1516)으로부터 공급되는 전원 전압을 원하는 전압으로 변환하는 전압 변환부(1501)와, 전압 변환부(1501)를 제어하는 제어부(1518)를 구비하고 있다.
전압 변환부(1501)는 단자(1501a 내지 1501f)를 갖고 있다. 단자(1501a)는 전원(1516)에 접속되어 있다. 단자(1501f)는 부하(1517)에 접속되어 있다. 부하(1517)는 저항 성분과 용량성분의 적어도 한쪽을 포함하고 있다. 전압 변환부(1501)로부터 출력되는 원하는 전압은 단자(1501f)를 통해 부하(1517)에 공급된다.
제어부(1518)는 검출부(1510, 1512, 1513 및 1515)와, 동기부(1511 및 1514)를 포함하고 있다.
도 60a는 전압 변환부(1501)의 구성을 도시한다. 전압 변환부(1501)는 스위치(1502)와, 공진 회로(LC1)와, 스위치(1506)와, 공진 회로(LC2)를 포함하고 있다.
공진 회로(LC1)는 인덕터(1504)와, 접속점(1504-1)에 있어서 인덕터(1504)의 일단에 접속되는 용량(1503)과, 접속점(1504-2)에 있어서 인덕터(1504)의 타단에 접속되는 용량(1505)을 포함하고 있다.
스위치(1502)는 단자(S1) 와 단자(S2)를 갖고 있다. 스위치(1502)는 제어 신호에 따라서, 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 접속하여, 또는 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 분리한다. 그 제어 신호는 단자(1501b)를 통해 동기부(1511)로부터 공급된다. 스위치(1502)의 단자(S1)는 단자(1501a)를 통해 전원(1516)에 접속되어 있다. 스위치(1502)의 단자(S2)는 공진 회로(LC1)의 접속점(1504-1)에 접속되어 있다.
공진 회로(LC2)는 인덕터(1508)와, 접속점(1508-1)에 있어서 인덕터(1508)의 일단에 접속되는 용량(1507)과, 접속점(1508-2)에 있어서 인덕터(1508)의 타단에 접속되는 용량(1509)을 포함하고 있다.
스위치(1506)는 단자(S1)와 단자(S2)를 갖고 있다. 스위치(1506)는 제어 신호에 따라서, 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 접속하여, 또는 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 분리한다. 그 제어 신호는 단자(1501e)를 통해 동기부(1514)로부터 공급된다. 스위치(1506)의 단자(S1)는 공진 회로(LC1)의 접속점(1504-2)에 접속되어 있다. 스위치(1506)의 단자(S2)는 공진 회로(LC2)의 접속점(1508-1)에 접속되어 있다.
여기서, 스위치와 그것에 접속된 공진 회로를「기본 공진 회로」라고 부르기로 하면, 전압 변환부(1501)는 기본 공진 회로를 2개 직렬로 접속한 구성을 갖고 있다. 물론, 기본 공진 회로의 수는 2개로 한정되지 않는다. 전압 변환부(1501)는 N개의 기본 공진 회로를 포함할 수 있다. 여기서, N은 2이상의 임의의 정수이다.
이와 같이 기본 공진 회로를 직렬로 접속한 구성을 갖는 전압 변환부(1501)는 전원(1516)으로부터 공급되는 전원 전압(VDD)을 효율적으로 내리는 것에 적합하다. 그 이유는 1단째의 기본 공진 회로에서 출력되는 전압(Vp)(Vp<VDD)2단째의 기본 공진 회로의 전원 전압으로서 이용할 수 있기 때문이다.
1개의 기본 공진 회로만을 사용하여 전원 전압(VDD)를 내리는 방법으로서는교류 파형의 진동 중심을 아래쪽으로 시프트하는 방법과, 교류 파형의 진폭을 작게 하는 방법을 고려할 수 있다.
도 61a는 1개의 기본 공진 회로만을 사용하여 교류 파형(A)의 진동 중심을 아래쪽으로 시프트함으로써 전원 전압(VDD)을 내리는 상태를 도시한다. 파형(A')은 교류 파형(A)의 진동 중심을 아래쪽으로 시프트함으로써 얻어지는 파형이다. 이렇게하여 얻어진 파형(A')의 일부는 그라운드(GND)를 하회하게 된다. 이것은 LSI의 보호상 바람직하지 못하다.
도 61b는 1개의 기본 공진 회로만을 사용하여 교류 파형(A)의 진폭을 감소시킴으로써 전원 전압(VDD)을 내리는 상태를 도시한다. 파형(A')은 교류 파형(A)의 진폭을 감소시킴으로써 얻어지는 파형이다. 전압(Vp)과 파형(A') 간의 전위차(ΔV)는 최소로(VDD-Vp)이다. 따라서, 스위치를 온하는 것에 의한 에너지 손실이 크다.
도 61c는 2개의 기본 공진 회로가 직렬로 접속된 전압 변환부(1501)에 의해 전원 전압(VDD)이 내려가는 상태를 도시한다. 기본 공진 회로를 직렬로 접속하는 구성은 1개의 기본 공진 회로만을 사용하여 전원 전압(VDD)을 내릴 때에 발생하는 상술한 문제점을 해결한다.
도 61c에서, 파형(A)은 공진 회로(LC1)의 접속점(1504-1)의 전압의 변화를 도시한다. 파형(A)은 전압(Vp)을 중심으로하여 전원 전압(VDD)과 그라운드(GND)와의 간을 진동하는 교류 파형이다. 파형(B)은 공진 회로(LC1)의 접속점(1504-2)의 전압의 변화를 도시한다. 파형(B)은 전압(Vp)의 직류 파형이다. 파형(C)은 공진 회로(LC2)의 접속점(1508-1)의 전압의 변화를 도시한다. 파형(C)은 전압(Vpp)을 중심으로하여 전압(Vp)과 그라운드(GND)와의 사이를 진동하는 교류 파형이다. 파형(D)은 공진 회로(LC2)의 접속점(1508-2)의 전압의 변화를 도시한다. 파형(D)은 전압(Vpp)의 직류 파형이다. 여기서, VDDVpVppGND 이다.
공진 회로(LC2)는 공진 회로(LC1)로부터 출력되는 전압(Vp)을 전원 전압으로서 이용할 수 있다. 따라서, 전압(Vp)과 파형(C)과의 사이의 전위차(ΔV)가 작은 기간에 스위치(1502)를 온할 수 있다. 이와 같이 스위치(1502)의 온기간을 제어함으로써, 스위치(1502)를 온하는 것에 의한 에너지 손실을 최소화할 수 있다. 또한, 도 61c에서 T1<T2이다. 이것은 파형(A)과 비교하여 파형(C)이 단열 충전에 적합한 것을 나타내고 있다.
도 60b는 전압 변환부(1501)의 구성을「에너지 공급 회로(210)」와 「에너지보존 회로(220)」라고 하는 관점에서 다시 본 것이다. 도 60b에 도시된 바와 같이 스위치(1502)와 공진 회로(LC1)와 스위치(1506)를「에너지 공급 회로(210)」로서 파악하여, 공진 회로(LC2)를「에너지 보존 회로(220)」로서 파악할 수 있다. 이 경우, 공진 회로(LC1)는 스위치(1506)를 통해 공진 회로(LC2)로부터 전원(1516)를 향해 흐르는 귀환 전류를 일시적으로 저장하는 캐패시터로서의 기능을 갖고 있다. 이 의미로, 전압 변환부(1501)는 도 6d에 도시된 구성과 유사의 구성을 갖고 있다.전압 변환부(1501)는 전원(1516)으로부터의 전류를 공진 회로(LC1)에 저장할 때에는 도 6d에 도시된 구성에 비해 저전력이라고 하는 이점을 갖고 있다. 스위치(1502)의 양단점간의 전위차가 작은 기간에 스위치(1502)를 온할 수 있기 때문이다.
도 62a는 제어부(1518)가 전압 변환부(1501)의 스위치(1502)를 온 오프하는 타이밍을 도시한 제어 흐름도이다.
스텝(S51): 검출부(1510)는 단자(1501d)의 전압(Vd)과 목적 전압(Vp1)을 비교한다. 전압(Vd)이 목적 전압(Vp1)보다 작은 경우에는 처리는 스텝(S52)으로 진행한다. 이 경우, 검출부(1510)는 전압(Vd)이 목적 전압(Vp1)보다 작은 것을 나타내는 검출 신호를 검출부(1512)에 출력한다.
스텝(S52): 검출부(1512)는 단자(1501c)의 전압(Vc)이 상승중에 전압(Vc)이 소정의 전압(Vs1)이상이 되었는지의 여부를 판정한다. 소정의 전압(Vs1)은 스위치(1502)를 오프로부터 온으로 하는 타이밍을 결정하기 위해 사용된다. 전압(Vc)이 상승중에 전압(Vc)이 소정의 전압(Vs1)이상이 된 경우에는 처리는 스텝(S53)으로 진행한다. 이 경우, 검출부(1512)는 전압(Vc)이 상승중에 전압(Vs)이 소정의 전압(Vs1) 이상이 된 것을 나타내는 검출 신호를 동기부(1511)에 출력한다.
스텝(S53): 동기부(1511)는 스위치(1502)를 온으로 한다.
스텝(S54): 검출부(1512)는 단자(1501c)의 전압(Vc)이 상승 중에 전압(Vc)이 소정의 전압(Vsp1)이상이 되었는지의 여부를 판정한다. 소정의 전압(Vsp1)은 스위치(1502)를 온으로부터 오프로 하는 타이밍을 결정하기 위해 사용된다. 전압(Vc)이 상승중에 전압(Vc)이 소정의 전압(Vsp1)이상이 된 경우에는 처리는 스텝(S55)으로 진행한다. 이 경우, 검출부(1512)는 전압(Vc)이 상승중에 전압(Vc)이 소정의 전압(Vsp1)이상이 된 것을 나타내는 검출 신호를 동기부(1511)에 출력한다.
스텝(S55): 동기부(1511)는 스위치(1502)를 오프로 한다.
여기서, 소정의 전압(Vsp1)은 소정의 전압(Vs1)보다도 크다. 소정의 전압(Vsp1)과 소정의 전압(Vs1)과의 사이의 전위차가 클 수록, 스위치(1502)가 온이 되는 기간 이 길게 된다.
도 62b는 제어부(1518)가 전압 변환부(1501)의 스위치(1506)를 온 오프하는 타이밍을 나타내는 제어흐름도이다. 도 62b에 도시된 제어 흐름도는 목표 전압으로서 전압(Vp2)이 사용되어, 스위치(1506)의 온기간을 결정하는 전압으로서 전압(Vs2)과 전압(Vsp2)이 사용되는 점을 제외하고, 도 62a에 도시된 제어 흐름도와 같다.
이와 같이, 스위치(1506)의 온 오프는 스위치(1502)의 온 오프와는 독립으로 제어할 수 있다.
단자(1501d)의 전압(Vd)이 직류인 경우에는 공진 회로(LC1)에 있어서의 정현파 진동과 공진 회로(LC2)에 있어서의 정현파 진동이 서로 독립으로 동작하여도 전압의 변환 효율에 영향을 주지 않는다. 공진 회로(LC2)는 전압(Vd)을 전원 전압으로서 동작하기 때문이다.
한편, 단자(1501)의 전압(Vd)이 교류인 경우에는 단자(1501d)의 전압(Vd)과 단자(1501f)의 전압(Vf)가 동기하고 있는지의 여부가 전압의 변환 효율에 영향을 준다. 공진 회로(LC1)로부터 공진 회로(LC2)에 에너지를 전송할 때의 에너지 손실을 작게 하기 위해서는 스위치(1506)의 양단자간의 전위차(즉, 전압(Vd)과 전압 (Vf)간의 전위차)가 작은 기간에 스위치(1506)가 온이 되도록 전압(Vf)의 진폭과 위상을 제어하는 필요가 있다. 이러한 제어는 예를 들면, 스위치(1506)의 온기간을 결정하는 전압(Vs2)과 전압(Vsp2)을 가변으로 제어함으로써 달성될 수 있다.
도 63a는 전압(Vd)과 전압(Vf)이 동기하고 있는 경우의 스위치(1506)의 온 오프의 타이밍을 도시한다. 도 63b는 전압(Vd)과 전압(Vf)의 동기가 충분치가 않은 경우의 스위치(1506)의 온 오프의 타이밍을 도시한다.
도 63a 및 도 63b에서, 파형(A)은 전압(Vd)의 변화를 도시하고, 파형(B)은 전압(Vf)의 변화를 도시한다. 도 63b의 경우에 비교하고 도 63a의 경우 쪽이 스위치(1506)의 온기간에 있어서의 스위치(1506)의 양단자간의 전위차(즉, 전압(Vd)과전압(Vf) 간의 전위차)가 작다. 따라서, 도 63b의 경우에 비해 도 63a의 경우 쪽이 스위치(1506)에 의한 에너지 손실이 적다.
(실시예 8)
도 64은 전압 변환기(1600)의 구성을 도시한다. 전압 변환기(1600)는 전원(1616)으로부터 공급되는 전원 전압을 원하는 전압으로 변환하는 전압 변환부(1601)와, 전압 변환부(1601)를 제어하는 제어부(1632)를 구비하고 있다.
전압 변환부(1601)는 단자(1601a 내지 1601g)를 갖고 있다. 단자(1601a)와 단자(1601b)는 전원(1616)에 접속되어 있다. 단자(1601g)는 부하(1617)에 접속되어 있다. 부하(1617)는 저항 성분과 용량 성분의 적어도 한쪽을 포함하고 있다. 전압 변환부(1601)로부터 출력되는 원하는 전압은 단자(1601g)를 통해 부하(1617)에 공급된다.
제어부(1632)는 검출부(1627, 1629 및 1631)과, 동기부(1628 및 1630)를 포함하고 있다.
도 65은 전압 변환부(1601)의 구성을 도시한다. 전압 변환부(1601)는 스위치(1619)와, 공진 회로(LC)와, 변조 공진 회로(MLC)를 포함하고 있다.
공진 회로(LC)는 인덕터(1623)와, 접속점(1623-1)에 있어서 인덕터(1623)의 일단에 접속되는 용량(1621)과, 접속점(1623-2)에 있어서 인덕터(1623)의 타단에 접속되는 용량(1625)을 포함하고 있다.
스위치(1619)는 단자(S1)와 단자(S2)를 갖고 있다. 스위치(1619)는 제어 신호에 따라서, 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 접속하고, 또는 단자(S1)와단자(S2)를 전기적으로 분리한다. 그 제어 신호는 단자(1601c)를 통해 동기부(1628)로부터 공급된다. 스위치(1619)의 단자(S1)는 단자(1601a)를 통해 전원(1616)에 접속되어 있다. 스위치(1619)의 단자(S2)는 공진 회로(LC)의 접속점(1623-1)에 접속되어 있다.
변조 공진 회로(MLC)는 인덕터(1624)와, 용량(1622)과, 스위치(1620)를 포함하고 있다. 인덕터(1624)의 일단은 접속점(1624-1)에 있어서 용량(1622)에 접속된다. 인덕터(1624)의 타단은 공진 회로(LC)의 접속점(1623-2)에 접속된다.
스위치(1620)는 단자(S1)와 단자(S2)를 갖고 있다. 스위치(1620)는 제어 신호에 따라서, 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 접속하여, 또는 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 분리한다. 그 제어 신호는 단자(1601d)를 통해 동기부(1630)로부터 공급된다. 스위치(1620)의 단자(S1)는 단자(1601b)를 통해 전원(1616)에 접속되어 있다. 스위치(1620)의 단자(S2)는 접속점(1624-1)에 접속되어 있다.
전압 변환부(1601)는 스위치(1619)와 인덕터(1623)와 용량(1621, 1625)을 포함하는 제 1 기본 공진 회로와, 스위치(1620)와 인덕터(1624)와 용량(1622, 1625)을 포함하는 제 2 기본 공진 회로로 구성되어 있다고 생각할 수 있다. 즉, 용량(1625)은 제 1 기본 공진 회로와 제 2 기본 공진 회로과 공통의 용량으로서 작용한다. 전압 변환부(1601)는 단자(1601g)에서 리플이 없는 직류 전압을 출력한다고 하는 이점을 제공한다.
단자(1601g)의 전압은 제 1 기본 공진 회로에서 출력되는 전압과, 제 2 기본공진 회로에서 출력되는 전압을 중합시킴으로써 얻어지는 전압과 같다. 따라서, 제 1 기본 공진 회로에서 출력되는 전압과 제 2 기본 공진 회로에서 출력되는 전압이 동일한 진폭을 갖으며, 또한, 서로 180도만큼 시프트한 역위상을 갖도록, 전압 변환부(1601)를 제어함으로써, 단자(1601g)에서 리플이 소거된 직류 전압을 얻을 수 있다.
도 66은 정상 상태에 있어서의 전압 변환부(1601)의 각 점의 전압 변화를 도시한 것이다. 곡선(E)은 단자(1601e)의 전압 변화를 도시한다. 곡선(F)은 단자(1601f)의 전압변화를 도시한다. 곡선(G')은 제 2 기본 공진 회로에서 출력되는 전압변화를 도시한다. 곡선(G”)은 제 1 기본 공진 회로에서 출력되는 전압 변화를 도시한다. 곡선(G)은 단자(1601g)의 전압 변화를 나타내다. 곡선(G)은 중첩의 원리에 따라서 곡선(G')과 곡선(G”)을 중합시킴으로써 얻을 수 있다.
제어부(1632)는 단자(1601e)의 전압(곡선(E))과 단자(1601f)의 전압(곡선(F))이 동일한 진폭을 갖으며, 또한, 서로 180도만큼 시프트한 역위상을 갖도록, 스위치(1620)의 개폐 타이밍을 제어한다. 이러한 제어에 의해, 제 1 기본 공진 회로에서 출력되는 전압(곡선(G”))과 제 2 기본 공진 회로에서 출력되는 전압(곡선(G'))이 동일한 진폭을 갖으며, 또한, 서로 180도만큼 시프트한 역위상을 갖는 결과로 된다. 그 결과, 곡선(G')의 진동과 곡선(G”)의 진동이 서로 상쇄되어 진동이 없는 직류 전압(곡선(G))이 얻어진다. 이렇게하여, 단자(1601g)에서 출력되는 직류전압으로부터 리플을 소거할 수 있다.
단자(1601e)의 전압과 단자(1601f)의 전압이 역위상이 아닌 경우에는제어부(1632)는 단자(1601e)의 전압과 단자(1601f)의 전압이 역위상이 되도록 스위치(1620)를 온 오프하는 타이밍을 제어한다. 구체적으로는 제어부(1632)는 단자(1601e)의 전압의 위상을 기준으로, 단자(1601f)의 전압의 위상을 진행시키거나 늦추거나 함으로써, 단자(1601e)의 전압의 위상과 단자(1601f)의 전압의 위상 간의 관계를 조정한다.
도 67은 단자(1601e)의 전압의 위상과 단자(1601f)의 전압의 위상 간의 관계를 조정하는 상태를 도시한다. 도 67에 있어서, 곡선(E)은 단자(1601e)의 전압 변화를 도시하고, 곡선(F)은 단자(1601f)의 전압 변화를 도시한다.
단자(1601f)의 전압이 상승중의 기간(Δtoa)에서 스위치(1620)를 온함으로써, 단자(1601f)의 전압이 인상된다. 이로써, 곡선(F)이 곡선(F')으로 이행한다. 이것은 곡선(F)의 위상을 진행하게 하는 것을 의미한다. 또한, 스위치(1620)를 온하는 기간(Δtoa)의 길이를 조정함으로써, 곡선(F)의 위상을 지연 정도를 조정할 수 있다.
단자(1601f)의 전압이 하강 중의 기간(Δtob)에서 스위치(1620)를 온함으로써, 단자(1601f)의 전압이 인상된다. 이로써, 곡선(F)이 곡선(F”)으로 이행한다. 이것은 곡선(F)의 위상을 늦추는 것을 의미한다. 또한, 스위치(1620)를 온하는 기간(Δtob)의 길이를 조정함으로써, 곡선(F)의 위상의 지연의 정도를 조정할 수 있다.
이렇게 하여, 단자(1601f)의 전압(곡선(F))의 위상을 진행시키거나 늦추거나할 수 있다.
도 68a는 단자(1601f)의 전압(곡선(F))의 위상을 진행시킴으로써, 단자(1601e)의 전압(곡선(E))과 단자(1601f)의 전압(곡선(F))이 역위상이 되는 상태를 도시한다. 도 68a에서는 단자(1601f)의 전압의 상승 중에 스위치(1620)를 온함으로써, 시각(t5)에 있어서 단자(1601e)의 전압과 단자(1601f)의 전압이 역위상으로 되어 있다.
도 68b는 단자(1601f)의 전압(곡선(F))의 위상을 늦추는 것에 의해, 단자(1601e)의 전압(곡선(E))과 단자(1601f)의 전압(곡선(F))이 역위상이 되는 상태를 도시한다. 도 68b에서는 단자(1601f)의 전압의 하강중에 스위치(1620)를 온함으로써, 시각(t5)에 있어서 단자(1601e)의 전압과 단자(1601f)의 전압이 역위상으로 되어 있다.
이하, 제어부(1632)의 동작을 설명한다.
도 69은 제어부(1632)가 전압 변환부(1601)의 스위치(1619)를 온 오프하는 타이밍을 도시한 제어 흐름도이다.
스텝(S71): 검출부(1627)는 단자(1601g)의 전압(Vg)과 목적 전압(Vp)을 비교한다. 전압(Vg)이 목적 전압(Vp)보다 작은 경우에는 처리는 스텝(S72)으로 진행한다. 이 경우, 검출부(1627)는 전압(Vg)이 목적 전압(Vp)보다 작은 것을 나타내는 검출 신호를 검출부(1629)에 출력한다.
스텝(S72): 검출부(1629)는 단자(1601e)의 전압(Ve)이 상승 중에 전압(Ve)이소정의 전압(Vs1)이상이 되었는지의 여부를 판정한다. 소정의 전압(Vs1)은 스위치(1619)를 오프로부터 온으로 하는 타이밍을 결정하기 위해 사용된다. 전압 (Ve)이 상승 중에 전압(Ve)이 소정의 전압(Vs1) 이상이 된 경우에는 처리는 스텝(S73)으로 진행한다. 이 경우, 검출부(1629)는 전압(Ve)이 상승 중에 전압(Ve)이 소정의 전압(Vs1)이상이 된 것을 나타내는 검출 신호를 동기부(1628)에 출력한다.
스텝(S73): 동기부(1628)는 스위치(1619)를 온으로 한다.
스텝(S74) : 검출부(1629)는, 단자(1601e)의 전압(Ve)이 상승 중에 전압(Ve)이 소정의 전압(Vsp1) 이상으로 되었는가 아닌가를 판정한다. 소정의 전압(Vsp1)은, 스위치(1619)를 온에서 오프로 하는 타이밍을 결정하기 위해서 사용된다. 전압(Ve)이 상승 중에 전압(Ve)이 소정의 전압(Vsp1) 이상이 된 경우에는, 처리는 스텝(S75)으로 진행한다. 이 경우, 검출부(1629)는, 전압(Ve)이 상승 중에 전압(Ve)이 소정의 전압(Vsp1) 이상이 된 것을 나타내는 검출신호를 동기부(1628)에 출력한다.
스텝(S75) : 동기부(1628)는, 스위치(1619)를 오프로 한다.
여기서, 소정의 전압(Vsp1)은 소정의 전압(Vs1)보다도 크다. 소정의 전압(Vsp1)과 소정의 전압(Vs1)과의 사이의 전위 차가 클 수록, 스위치(1619)가 온이 되는 기간이 길어진다.
도 70은, 제어부(1632)가 전압 변환부(1601)의 스위치(1620)를 온 오프하는 타이밍을 나타내는 제어 흐름도이다.
스텝(S81) : 검출부(1629)는, 단자(1601e)의 전압(Ve)이 하강 중에 전압(Ve)이 목표전압(Vp)에 일치하는 시각(t1)을 검출한다. 검출된 시각(t1)은, 동기부(1630)에 보고된다.
스텝(S82) : 검출부(1631)는, 단자(1601f)의 전압(Vf)이 상승 중에 전압(Vf)이 목표전압(Vp)에 일치하는 시각(t2)을 검출한다. 검출된 시각(t2)은, 동기부(1630)에 보고된다.
스텝(S83) : 동기부(1630)는, 시각(t1)과 시각(t2)을 비교한다. t1＜t2인 경우에는, 처리는 스텝(S84)에 진행한다. t1≥t2인 경우에는, 처리는 스텝(S88)에 진행한다.
스텝(S84) : 검출부(1631)는, 전압(Vf)이 상승 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vsf) 이상이 되었는가 아닌가를 판정한다. 소정의 전압(Vsf)은, 스위치(1620)를 오프에서 온으로 하는 타이밍을 결정하기 위해서 사용된다. 전압(Vf)이 상승 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vsf) 이상으로 된 경우에는, 처리는 스텝(S85)에 진행한다. 이 경우, 검출부(1631)는, 전압(Vf)이 상승 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vsf) 이상으로 된 것을 나타내는 검출신호를 동기부(1630)에 출력한다.
스텝(S85) : 동기부(1630)는, 스위치(1620)를 온으로 한다.
스텝(S86) : 검출부(1631)는, 전압(Vf)이 상승 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vspf) 이상으로 되었는가 아닌가를 판정한다. 소정의 전압(Vspf)은, 스위치(1620)를 온에서 오프로 하는 타이밍을 결정하기 위해서 사용된다. 전압(Vf)이 상승 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vspf) 이상으로 된 경우에는, 처리는 스텝(S87)에 진행한다. 이 경우, 검출부(1631)는, 전압(Vf)이 상승 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vspf) 이상으로 된 것을 나타내는 검출신호를 동기부(1630)에 출력한다.
스텝(S87) : 동기부(1630)는, 스위치(1620)를 오프로 한다.
여기서, 소정의 전압(Vspf)은 소정의 전압(Vsf)보다도 크다. 소정의 전압(Vspf)과 소정의 전압(Vsf)과의 사이의 전위 차가 클 수록, 스위치(1620)가 온으로 되는 기간이 길어진다.
스텝(S88) : 검출부(1631)는, 전압(Vf)이 하강 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vsd) 이하로 되었는가 아닌가를 판정한다. 소정의 전압(Vsd)은, 스위치(1620)를 오프에서 온으로 하는 타이밍을 결정하기 위해서 사용된다. 전압(Vf)이 하강 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vsd) 이하로 된 경우에는, 처리는 스텝(S89)에 진행한다. 이 경우, 검출부(1631)는, 전압(Vf)이 하강 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vsd)이하로 된 것을 나타내는 검출신호를 동기부(1630)에 출력한다.
스텝(S89) : 동기부(1630)는, 스위치(1620)를 온으로 한다.
스텝(S90) : 검출부(1631)는, 전압(Vf)이 하강 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vspd) 이하로 되었는가 아닌가를 판정한다. 소정의 전압(Vspd)은, 스위치(1620)를 온에서 오프로 하는 타이밍을 결정하기 위해서 사용된다. 전압(Vf)이 하강 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vspd) 이하로 된 경우에는, 처리는 스텝(S91)에 진행한다. 이 경우, 검출부(1631)는, 전압(Vf)이 하강 중에 전압(Vf)이 소정의 전압(Vspd) 이하로 된 것을 나타내는 검출신호를 동기부(1630)에 출력한다.
스텝(S91) : 동기부(1630)는, 스위치(1620)를 오프로 한다.
여기서, 소정의 전압(Vspd)은 소정의 전압(Vsd)보다도 작다. 소정의 전압(Vspd)과 소정의 전압(Vsd)과의 사이의 전위 차가 클 수록, 스위치(1620)가 온으로 되는 기간이 길어진다.
(실시예 9)
도 71은, 전압 변환기(1700)의 구성을 나타낸다. 전압 변환기(1700)는, 전원(1716)에서 공급되는 전원 전압을 소망하는 전압으로 변환하는 전압 변환부(1701)와, 전압 변환부(1701)를 제어하는 제어부(1758)를 구비하고 있다.
전압 변환부(1701)는, 단자(1701a 내지 1701g)를 갖고 있다. 단자(1701a)와 단자(1701e)는, 전원(1716)에 접속되어 있다. 단자(1701c)는, 부하(1717)에 접속되어 있다. 부하(1717)는, 저항 성분과 용량 성분의 적어도 한쪽을 포함하고 있다. 전압 변환부(1701)로부터 출력되는 소망하는 전압은, 단자(1701c)를 통해 부하(1717)에 공급된다.
제어부(1758)는, 검출부(1753 내지 1755)와, 동기부(1756 및 1757)를 포함하고 있다.
도 72는, 전압 변환부(1701)의 구성을 나타낸다. 전압 변환부(1701)는, 스위치(1747)와, 공진회로(LC)와, 변조 공진회로(MLC)를 포함하고 있다.
공진회로(LC)는, 인덕터(1748)와, 접속점(1748-1)에 있어서 인덕터(1748)의 일단에 접속되는 용량(1746)과, 접속점(1748-2)에 있어서 인덕터(1748)의 다른 끝에 접속되는 용량(1749)을 포함하고 있다.
스위치(1747)는, 단자(S1)와 단자(S2)를 갖고 있다. 스위치(1747)는, 제어신호에 응해서, 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 접속하고, 또는, 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 분리한다. 그 제어신호는, 단자(1701b)를 통해 동기부(1756)로부터 공급된다. 스위치(1747)의 단자(S1)는, 단자(1701a)를 통해 전원(1716)에 접속되어 있다. 스위치(1747)의 단자(S2)는, 공진회로(LC)의 접속점(1748-1)에 접속되어 있다.
변조 공진회로(MLC)는, 인덕터(1750)와, 용량(1751)과, 스위치(1752)를 포함하고 있다. 인덕터(1750)의 일단은, 접속점(1750-1)에 있어서 용량(1751)에 접속된다. 인덕터(1750)의 다른 끝은, 공진회로(LC)의 접속점(1748-1)에 접속된다.
스위치(1752)는, 단자(S1)와 단자(S2)를 갖고 있다. 스위치(1752)는, 제어신호에 응해서, 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 접속하고, 또는, 단자(S1)와 단자(S2)를 전기적으로 분리한다. 그 제어신호는, 단자(1701d)를 통해 동기부(1757)로부터 공급된다. 스위치(1752)의 단자(S1)는, 단자(1701e)를 통해 전원(1716)에 접속되어 있다. 스위치(1752)의 단자(S2)는, 접속점(1750-1)에 접속되어 있다.
전압 변환부(1701)는, 스위치(1747)와 인덕터(1748)와 용량(1746, 1749)을 포함하는 제 1 기본 공진회로(도 73a 참조)와, 스위치(1752)와 인덕터(1750)와 용량(1746, 1751)을 포함하는 제 2 기본 공진회로(도 73b 참조)에 의하여 구성되어 있다고 생각할 수도 있다. 즉, 용량(1746)은, 제 1 기본 공진회로와 제 2 기본 공진회로에 공통의 용량으로서 작용한다. 전압 변환부(1701)는, 단자(1701g)의 전압과 전원 전압(VDD)과의 전위 차가 작은 기간이 길다고 하는 이점을 제공한다.
단자(1701g)의 전압은, 제 1 기본 공진회로에서의 접속점(1748-1)의 전압과, 제 2 기본 공진회로에서의 접속점(1748-1)의 전압을 포개어 합침으로써 얻어지는 전압과 같다.
도 74는, 정상상태에 있어서의 전압 변환부(1701)의 각 점의 전압변화를 나타낸 것이다. 곡선(G)은 단자(1701g의 전압변화를 나타낸다. 곡선(G')은 제 1 기본 공진회로에서의 접속점(1748-1)의 전압변화를 나타낸다. 곡선(G”)은 제 2 기본 공진회로에서의 접속점(1748-1)의 전압변화를 나타낸다. 곡선(G)은, 포개어 합침의 원리에 따라서 곡선(G')과 곡선(G”)을 포개어 합침으로써 얻어진다.
또, 곡선(G')의 위상과 곡선(G”)의 위상은 실시예8에서 기술한 방법과 같은 방법에 의해 조정될 수 있다.
도 74에 나타내는 바와 같이, 곡선(G)의 전위와 전원 전압(VDD)의 전위와의 사이의 전위 차가 작은 기간(Δtc1)은, 통상의 정현파 곡선(A)과 전원 전압(VDD)의 전위와의 사이의 전위 차가 작은 기간(Δtc2)보다도 길다. 따라서, 기간(Δtc1)에 있어서 스위치(1747)를 온함으로써, 스위치(1747)에 의한 에너지 손실을 감소할 수가 있다. 이와 같이, 변조 공진회로(MLC)를 설치함으로써, 통상의 정현파 진동을 사용하는 것보다도 고효율이며 또한 큰 출력전류를 허용할 수 있는 전압 변환기를 얻을 수 있다.
11. LSI의 시스템 전원으로서
본 발명의 전원장치는, LSI의 시스템 전원으로서, 복수 부하의 각각에 다른 전원 전압을 공급하는 능력을 갖고 있다.
도 55는, 복수의 부하(280-1 내지 280-4)가 에너지 보존회로(220)의 접속점(222)에 접속되어 있는 전원장치의 구성을 나타낸다. 부하(280-1 내지 280-4)를 각각 포함하는 피 에너지 공급부(287-1 내지 287-4)의 구성은, 도 17a에 나타내어지는 그것의 구성과 같다. 단, 피 에너지 공급부(287-1 내지 287-4)는, 참조 전압 생성회로(286-1)가 참조 전압(Vr1)을 출력하고, 참조 전압 생성회로(286-2)가 참조 전압(Vr2)을 출력하고, 참조 전압 생성회로(286-3)가 참조 전압(Vr3)을 출력하며, 참조 전압 생성회로(286-4)가 참조 전압(Vr4)을 출력하는 점에서 다르다.
도 56은, 접속점(222)에 있어서의 교류전압 파형(A)과, 접속점(224)에 있어서의 직류전압 파형(B)과, 부하(280-1)의 접속점(281-1)에 있어서의 전압 파형(C)과, 부하(280-2)의 접속점(281-2)에 있어서의 전압 파형(D)과, 부하(281-3)의 접속점(281-3)에 있어서의 전압 파형(E)과, 부하(280-4)의 접속점(281-4)에 있어서의 전압 파형(F)을 나타낸다. 여기서, 전압은, Vr4＜V4＜GND＜V3＜Vr3＜VP＜V2＜Vr2＜VDD＜V1＜Vr1이라는 관계를 만족시킨다. 에너지 보존회로(220)에 보존되는 동적 에너지를 증대시킴으로써, 도 56에 나타내는 바와 같이, 교류전압 파형(A)을 전원 전압(VDD)보다 높은 전압과 그라운드 전압(GND)보다 낮은 전압과의 사이에서 진동시킬 수 있다. 또, 교류전압 파형(A)의 진동 중심은 전압(Vp)(= 1/2 VDD)으로 하였다. 교류전압 파형(A)의 진동 중심은 임의의 전압으로 설정 가능하다.
시각(t1)에 있어서, 접속점(222)의 전압이 상승 중에 접속점(222)의 전압이 부하(280-1)의 접속점(281-1)의 전압에 도달하면, 제어회로(283-1)는, 콤퍼레이터(284-1)의 출력 값의 변화에 응답하여, 스위치(282-1)를 오프상태에서 온상태로 변화시킨다. 그 결과, 접속점(281-1)의 전압은 교류전압 파형(A)을 따라 상승한다.
시각(t2)에 있어서, 접속점(222)의 전압이 참조 전압(Vr1)에 도달하면, 제어회로(283-1)는, 콤퍼레이터(285-1)의 출력 값의 변화에 응답하여, 스위치(282-1)를온상태에서 오프상태로 변화시킨다. 그 결과, 접속점(281-1)의 전압은 전압(Vr1)에 설정된다. 그 후, 접속점(281)의 전압은 전압(V1)을 향해서 점차 하강한다. 부하(280-1)에 의해서 에너지가 소비되기 때문이다.
다시, 접속점(222)의 전압이 상승 중에 접속점(222)의 전압이 부하(280-1)의 접속점(281-1)의 전압에 도달하면, 제어회로(283-1)는, 콤퍼레이터(284-1)의 출력 값의 변화에 응답하여, 스위치(282-1)를 오프상태에서 온상태로 변화시킨다. 그 결과, 접속점(281-1)의 전압은 교류전압 파형(A)을 따라 상승한다.
이와 같이, 접속점(281-1)의 전압은, 전압(V1)과 전압(Vr1)과의 사이에서 상승과 하강을 되풀이한다. 전압(V1)과 전압(Vr1)과의 차를 충분히 작게 함으로써 직류라고 간주할 수 있는 전압을 부하(280-1)에 공급하는 것이 가능해진다. 또, 전압(Vr1)은, 임의의 값으로 설정할 수가 있다.
마찬가지로 하여, 접속점(281-2)의 전압은, 전압(V2)과 전압(Vr2)과의 사이에서 상승과 하강을 되풀이한다. 전압(V2)과 전압(Vr2)과의 차를 충분히 작게 함으로써 직류라고 간주할 수 있는 전압을 부하(280-2)에 공급하는 것이 가능해진다. 접속점(281-3)의 전압은, 전압(V3)과 전압(Vr3)과의 사이에서 상승과 하강을 되풀이한다. 전압(V3)과 전압(Vr3)과의 차를 충분히 작게 함으로써 직류라고 간주할 수 있는 전압을 부하(281-3))에 공급하는 것이 가능해진다.
전압(V4)과 전압(Vr4)은 그라운드 전압(GND)보다 낮다. 접속점(222)의 전압이 하강 중에 스위치(282-4)를 오프 상태에서 온 상태로 변화시킴으로써, 접속점(281-4)의 전압은 교류전압 파형(A)을 따라 하강한다. 그 결과, 전하가 에너지 보존회로(220)에 회수된다.
접속점(281-4)의 전압은, 전압(V4)과 전압(Vr4)과의 사이에서 상승과 하강을 되풀이한다. 전압(V4)과 전압(Vr4)과의 차를 충분히 작게 함으로써 직류라고 간주할 수 있는 전압을 부하(280-4)에 공급하는 것이 가능해진다.
부하(280-1 내지 280-4)에 공급되는 전압은 서로 다르다. 이와 같이 하여, 복수의 부하에 대하여 다른 전원 전압을 공급할 수가 있다.
도 55에 나타내는 예에서는, 접속점(222)에 병렬로 접속되는 피 에너지 공급부(287-1 내지 287-4)는 동일한 타입의 구성을 갖는다. 그러나, 피 에너지 공급부(287-1 내지 287-4)는 다른 타입의 구성을 갖아도 된다. 예를 들면, 피 에너지 공급부(287-1 내지 287-4)의 각각은, 제 8 장에서 언급한 임의의 타입의 전원장치에 있어서 접속점(222) 또는 접속점(224)에 접속되는 피 에너지 공급부에 상당하는 구성으로 치환될 수 있다. 또한, 피 에너지 공급부(287-1 내지 287-4)의 각각은, 제9장에서 언급한 임의의 에너지 재이용 타입의 전원장치에 있어서 접속점(222) 또는 접속점(224)에 접속되는 피 에너지 공급부에 상당하는 구성으로 치환될 수 있다. 복수의 피 에너지 공급부를 접속점(224)에 병렬로 접속하는 경우에 관해서도 같다.
에너지 보존회로(220)에 에너지를 주입하여 보존하는 기본원리와, 동적 에너지와 정적 에너지를 에너지 보존회로(220)에 고효율로 주입하는 방법과, 동적 에너지와 정적 에너지의 비율을 제어하는 방법과, 에너지 보존회로(220)에 축적된 동적 에너지를 정적 에너지로 변환하는 방법(또는, 에너지 보존회로(220)에 축적된 정적 에너지를 동적 에너지로 변환하는 방법)과, 스위치의 사이즈를 변조함으로써 노이즈의 주파수를 일정하게 하는 방법을 적절히 조합함으로써, 본 발명의 전원장치를 여러 가지 타입의 회로의 전원으로서 응용할 수 있다. 이것은, 본 발명의 전원장치를 제 10장에서 언급한 전압 변환기(DC/DC 변환기)에 적용하는 경우에 있어서도 같다.
이하, 에너지 보존회로(220)의 역할을 에너지의 흐름에 착안하여 재 고찰한다.
도 57은, 에너지 보존회로(220)를 중심으로 한 동적 에너지 및 정적 에너지의 흐름을 나타낸다. 에너지 보존회로(220)는, 회로내의 저항성분에 의한 에너지 손실을 최소화한 상태에서, 에너지 공급회로(210)와 에너지 보존회로(220)와의 사이에서 쌍방향으로 동적 에너지 및 정적 에너지를 교환하는 것을 실현한다. 또한, 에너지 보존회로(220)는, 회로내의 저항성분에 의한 에너지 손실을 최소화한 상태에서, 에너지 보존회로(220)와 부하와의 사이에서 쌍방향으로 동적 에너지 및 정적 에너지를 교환하는 것을 실현한다.
이와 같이, 에너지 공급회로(210)나 부하 등의 전자회로 및 부품에 대하여, 에너지 보존회로(220)를 중심으로 한 동적 에너지 및 정적 에너지의 저손실 흐름이생기고 있는 것을 알 수 있다.
에너지 보존회로(220)에 축적되어 있는 동적 에너지 및 정적 에너지는, 에너지 공급회로(210), 에너지 보존회로(220), 부하의 각각과 제어회로와의 사이에서 제어신호를 교환함으로써, 에너지 공급회로(210)와 부하가 요구하는 동적 에너지 및 정적 에너지의 총계 및 비율에 응해서 적절히 제어될 수 있다. 혹은, 에너지 보존회로(220)에 축적되는 동적 에너지 및 정적 에너지에 대하여, 에너지 공급회로(210) 및 부하에 의해서 소비되는 에너지의 양이 적절히 설계되는 것이 필요하게 될 지도 모른다.
상술한 실시예에서는, 동적 에너지 및 정적 에너지는 회로내의 저항성분에 의해서 열 에너지로 변환되어, 그 열 에너지는 전자회로계의 에너지체계의 외부로 흩어져 없어진다. 열 에너지를 동적 에너지 및 정적 에너지로 변환하는 변환회로를 설치하여, 그 변환회로에서 얻어지는 동적 에너지 및 정적 에너지를 에너지 공급회로(210) 및/또는 에너지 보존회로(220)에 고효율로 반환함으로써, 전자회로계의 에너지 체계의 외부로 흩어져 없어지는 에너지량을 감소할 수 있다.
또, 본원 명세서에는, 이하의 것이 개시되어 있다.
본 발명의 전압 변환기는, 전원에서 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압으로 변환하여, 상기 제 2 전압을 피전압공급 회로에 공급하는 전압 변환부와, 상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비하고 있다. 상기 전압 변환부는, 인덕터와, 제 1 접속점에서 상기 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에서 상기 인덕터의 다른 끝에 접속되는 제 2 용량을 포함하는 공진회로와, 제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 스위치이고, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되어, 상기 제 2 단자는 상기 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 스위치를 포함하고 있고, 상기 제어부는, 상기 스위치의 개폐를 제어한다.
상기 제어부는, 상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 소망하는 전압보다 내려간 것을 검출하는 제 1 검출기를 구비하고 있고, 상기 제어부는, 상기 제 1 검출기에 의해서 상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 소망하는 전압보다 내려간 것이 검출된 경우에 있어서, 상기 스위치의 개폐를 제어한다.
상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압이 소정의 제 1 기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 2 검출기와, 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 1 기준전압보다 큰 소정의 제 2 기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 3 검출기를 더욱 구비하고 있고, 상기 제 2 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 1 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어하고, 상기 제 3 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 2 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어한다.
상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압변화에 응해서, 클록 신호를 생성하는 클록 신호 생성기를 구비하고 있고, 상기 클록 신호의 1주기 중 제 1 반주기에서 상기 제 1 검출기에 의해서 상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이상기 소망하는 전압보다 내려간 것이 검출된 경우에는, 상기 클록 신호의 1주기 중 상기 제 1 반주기에 계속되는 제 2 반주기에서 상기 제 2 검출기 및 상기 제 3 검출기가 동작한다.
상기 제어부는, 상기 제 1 기준전압을 생성하는 제 2 기준전압 생성기를 더욱 구비하고 있고, 상기 제 2 기준전압 생성기는, 상기 제 2 검출기가 동작하는 기간내에서만 동작한다.
상기 제어부는, 상기 제 2 기준전압을 생성하는 제 3 기준전압 생성기를 더욱 구비하고 있고, 상기 제 3 기준전압 생성기는, 상기 제 3 검출기가 동작하는 기간내에서만 동작한다.
상기 제어부는, 상기 제 1 기준전압을 생성하는 제 2 기준전압 생성기와, 상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압의 시각변화를 모니터하는 모니터회로를 더욱 구비하고 있고, 상기 제 2 기준전압 생성기는, 상기 모니터회로의 출력에 응해서, 상기 제 1 기준전압을 변동시킨다.
상기 제어부는, 상기 제 2 기준전압을 생성하는 제 3 기준전압 생성기와, 상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압의 시각변화를 모니터하는 모니터회로를 더욱 구비하고 있고, 상기 제 3 기준전압 생성기는, 상기 모니터회로의 출력에 응해서, 상기 제 2 기준전압을 변동시킨다.
상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 소망하는 전압에 도달하지 않는 것을 상기 모니터회로가 검출한 경우에는, 상기 제 2 기준전압 생성기는, 상기 제 1 기준전압을 저하시킨다.
상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 소망하는 전압에 도달하지 않는 것을 상기 모니터회로가 검출한 경우에는, 상기 제 3 기준전압 생성기는, 상기 제 2 기준전압을 상승시킨다.
상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 소망하는 전압에 도달하여 있는 것을 상기 모니터회로가 검출한 경우에는, 상기 제 2 기준전압 생성기는, 상기 제 1 기준전압을 상승시킨다.
상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 소망하는 전압에 도달하여 있는 것을 상기 모니터회로가 검출한 경우에는, 상기 제 3 기준전압 생성기는, 상기 제 2 기준전압을 저하시킨다.
상기 제어부는, 상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압의 시각변화를 모니터하는 모니터회로를 더욱 구비하고 있고, 상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 소망하는 전압에 도달하지 않는 것을 상기 모니터회로가 검출한 경우에는, 상기 제어부는, 상기 제 3 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 2 전압에 도달한 것이 검출되고 나서 소정의 시각이 경과한 뒤에 상기 스위치의 상태가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어한다.
상기 제어부는, 상기 제 3 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 2 전압에 도달한 것이 검출되고 나서 소정의 시각이 경과한 뒤에 상기 스위치의 상태가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어한다.
본 발명의 전원장치에 의하면, 에너지 보존수단에 포함되는 인덕터와 제 1 용량과 제 2 용량에 의하여 에너지 보존수단의 외부에 에너지를 실질적으로 새지 않게 하는 폐쇄계가 형성된다. 에너지 보존수단의 외부에 에너지가 실질적으로 새지 않기 때문에, 전원장치에 있어서의 에너지 손실이 거의 없다. 이것에 의해, 저소비 전력형의 전원장치를 제공할 수가 있다.
또한, 제 1 용량과 제 2 용량을 각각 소정 값으로 설정함으로써, 제 1 접속점 및 제 2 접속점의 각각으로부터 여러 가지 타입의 전압 파형을 부하에 공급할 수 있다. 또한, 본 발명의 전원장치는 LSI용의 전원으로서 적합하다.
본 발명의 전압 변환기에 의하면, 피전압공급 회로에 의해서 소비된 전력에 실질적으로 같은 전력을 전원으로부터 전압 변환부에 공급하도록, 전압 변환부가 제어된다. 이에 의해, 전압변환에 있어서의 에너지 손실이 적은 고효율(90% 이상)의 전압 변환기를 실현할 수 있게 된다.
또한, 본 발명의 다른 전압 변환기에 의하면, 전원과 공진회로가 스위치를 통해 접속되며, 그 스위치의 개폐동작은, 제어부에 의해서 제어된다. 공진회로는, 인덕터와, 제 1 접속점에서 그 인덕터의 일단에 접속된 제 1 용량과, 제 2 접속점에서 그 인덕터의 다른 끝에 접속된 제 2 용량을 포함하고 있다. 그 스위치의 개폐동작을 소정의 타이밍으로 함으로써, 전압변환에 있어서의 에너지 손실이 적은 전압 변환기를 실현할 수 있게 된다.
스위치 개폐동작의 제어는, 공진회로에서의 제 1 접속점의 전압이 전원 전압에 가까워졌을 때에 스위치를 폐쇄 상태로서 전원으로부터 공진회로에 전류를 흐르게 함으로써, 스위치의 양단자간의 전압 차를 작게 하여 전류를 공진회로에 흐르게 할 수 있다. 나아가, 스위치의 상태를 개방 상태에서 폐쇄 상태에 이행한 뒤에, 공진회로에서의 제 1 접속점의 전압이 전원 전압보다도 높게 되기 전에 폐쇄 상태에서 개방 상태에 이행함으로써, 공진회로에서 전원에 전류가 역류하는 것을 막고 있다. 그리고, 전원으로부터 공진회로로 흘러들어 오는 전류가 일정한 때(부하로 소비되는 전력이 일정하면, 전원으로부터 공진회로에 흘러들어 오는 전류는 일정하게 된다.) 스위치의 양단자간의 전압 차가 작을 수록 스위치에서 소비되는 전력이 작아져 전압변환 효율은 향상한다. 나아가, 공진회로에서 전원에 전류가 역류하는 것을 방지함으로써 전력소비가 감소한다.
본 발명의 다른 전압 변환기에 의하면, 변환효율이 다른 2개의 전압 변환기를 조합하는 것에 의해, 변환효율이 좋은 전압 변환기를 실현할 수가 있다.
본 발명의 반도체 집적회로에 의하면, 전원장치는 LC 공진회로를 포함하고 있고, LC 공진회로의 공진 주파수는, 전원 전압으로부터 전원 전압이 공급되는 회로 블록에 의해서 사용되는 주파수대역에 있어서, 공진 주파수에 근거하여 결정되는 노이즈의 강도가 소정의 값 이하로 되도록 설정되어 있다. 이것에 의해, LC 공진회로에 의해서 발생하는 노이즈에 의해 회로 블록의 특성이 저하하는 것을 방지할 수 있다.

Claims (40)

  1. 소정의 타이밍으로 에너지를 공급하는 에너지 공급수단과,
    상기 에너지 공급수단으로부터 공급되는 상기 에너지를 수취하여, 상기 에너지를 보존하는 에너지 보존수단과,
    검지수단을 구비하고,
    상기 에너지 보존수단은, 인덕터와, 제1 접속점에 있어서 상기 인덕터의 일단에 접속되는 제1 용량과, 제2 접속점에 있어서 상기 인덕터의 타단에 접속되는 제2 용량을 포함하며,
    상기 검지수단은, 상기 제 2 의 접속점의 전압을 검지하고,
    상기 에너지 공급수단은, 상기 에너지 공급수단의 공급전압과, 상기 검지수단에 의해 검지된 상기 제 2 의 접속점의 상기 전압과의 차가 소정의 값 이내에 있는 타이밍으로, 상기 제 2 의 접속점에 있어서 상기 에너지 보존수단에 상기 에너지를 공급하고,
    상기 에너지는 상기 제1 접속점을 거쳐 부하에 공급되고, 상기 제 1 용량은상기 제 2 용량보다 충분히 큰, 전원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 부하는 정류작용을 제공하는 구조를 갖는 반도체 회로인 전원장치.
  3. 삭제
  4. 소정의 타이밍으로 에너지를 공급하는 에너지 공급 수단과,
    상기 에너지 공급 수단으로부터 공급되는 상기 에너지를 수취하여 상기 에너지를 보존하는 에너지 보존 수단과,
    검지수단을 구비하고,
    상기 에너지 보존 수단은, 인덕터와, 제 1 접속점에 있어서 상기 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에 있어서 상기 언덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하고,
    상기 검지수단은, 상기 제 2 접속점의 전압을 검지하고,
    상기 에너지 공급수단은, 상기 에너지 공급수단의 공급전압과, 상기 검지수단에 의해 검지된 상기 제 2의 접속점의 상기 전압과의 차가 소정의 값이내에 있는 타이밍으로, 상기 제 2 접속점에 있어서 상기 에너지 보존수단에 상기 에너지를 공급하고,
    상기 에너지는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 적어도 한 쪽을 거쳐 부하에 공급되며, 상기 부하에는 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 한 쪽으로부터 교류 전압 파형이 공급되는, 전원장치.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 부하에는, 상기 제 1 접속점에서 직류전압 파형이 공급되고, 상기 제 2 접속점에서 교류 전압 파형이 공급되는 전원장치.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 부하에는 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 다른 쪽으로부터 교류전압 파형이 공급되는 전원장치.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 전원장치와 상기 부하는 단일의 반도체 칩상에 형성되는 전원장치.
  8. 소정의 타이밍으로 에너지를 공급하는 에너지 공급 수단과,
    상기 에너지 공급 수단으로부터 공급되는 상기 에너지를 수취하여 상기 에너지를 보존하는 에너지 보존 수단과,
    검지수단을 구비하고
    상기 에너지 보존 수단은, 인덕터와, 제 1 접속점에 있어서 상기 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에 있어서 상기 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하고,
    상기 검지수단은, 상기 제 2 접속점의 전압을 검지하고,
    상기 에너지 공급수단은, 상기 에너지 공급수단의 공급전압과, 상기 검지수단에 의해 검지된 상기 제 2 접속점의 상기 전압과의 차가 소정의 값이내에 있는 타이밍으로, 상기 제 2 의 접속점에 있어서 상기 에너지 보존 수단에 상기 에너지를 공급하고,
    상기 에너지는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 적어도 한 쪽을 거쳐 부하에 공급되며,
    상기 전원장치로부터 상기 부하에 공급된 상기 에너지 중 적어도 일부는, 재이용을 목적으로 하여 상기 전원장치에 되돌려지는 전원장치.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 전원장치로부터 상기 부하에 공급된 상기 에너지 중 적어도 일부는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 상기 에너지를 상기 부하에 공급할 때에 사용된 접속점과 동일한 접속점을 통해 상기 전원장치에 되돌려지는 전원장치.
  10. 제 8 항에 있어서, 상기 전원장치로부터 상기 부하에 공급된 상기 에너지 중적어도 일부는, 상기 제 1 접속점과 상기 제 2 접속점 중 상기 에너지를 상기 부하에 공급할 때에 사용된 접속점과 다른 접속점을 통해 상기 전원장치에 되돌려지는 전원장치.
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 직류전원으로부터 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압으로 변환하여, 상기 제 2 전압을 피전압 공급 회로에 공급하는 전압 변환부와,
    상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비한 전압 변환기로서,
    상기 전압 변환부는,
    인덕터와, 제 1 접속점에 있어서 상기 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에 있어서 상기 인덕터의 타단에 접속되는 제2 용량을 포함하는 공진회로와,
    제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 스위치로서, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되고, 상기 제 2 단자는 상기 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 스위치를 포함하고 있으며,
    상기 제 1 접속점의 전압은 교류전압파형을 가지고 있고,
    상기 제어부는 상기 제 1 전압과 상기 제 1 접속점 전압의 차에 기초하여 상기 스위치의 개폐를 제어하는, 전압 변환기.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 소망하는 전압보다 내려간 것을 검출하는 제 1 검출기를 구비하고 있고,
    상기 제어부는, 상기 제 1 검출기에 의해서 상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 소망하는 전압보다 내려간 것이 검출된 경우에 있어서, 상기 스위치의 개폐를 제어하는 전압 변환기.
  15. 삭제
  16. 제 14 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 제 1 접속점의 전압이 소정의 제 1 기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 2 검출기와,
    상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 1 기준전압보다 큰 소정의 제 2 기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 3 검출기를 더 구비하고 있으며,
    상기 제 2 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 1 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어하고,
    상기 제 3 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 2 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어하는 전압 변환기.
  17. 제 14 항에 있어서, 상기 제 1 검출기는 상기 피전압공급 회로가 동작하는 타이밍과 동기하여 동작을 개시하는, 전압 변환기.
  18. 제 13 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 소정의 기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 4 검출기를 구비하고 있고,
    리세트 신호에 응답하여, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어하며,
    상기 제 4 검출기에 의해서 상기 전압 변환부에서 출력되는 상기 제 2 전압이 상기 소정의 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어하는, 전압 변환기.
  19. 제 18 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 제 1 접속점의 전압변화에 응해서, 클록 신호를 생성하는 클록 신호 생성기와,
    상기 클록 신호의 주기가 소정의 주기와 다른 것을 검출한 경우에, 상기 리세트 신호를 출력하는 회로를 더 구비하고 있는 전압 변환기.
  20. 제 18 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 제 1 접속점의 전압변화의 최대치가 소정의 기준전압보다 작은 것을 검출한 경우에, 상기 리세트 신호를 출력하는 회로를 더 구비하고 있는, 전압 변환기.
  21. 제 14 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 소망하는 전압을 생성하는 제 1 기준전압 생성기를 더 구비하고 있고,
    상기 제 1 기준전압 생성기는, 상기 제 1 검출기가 동작하는 기간 내에서만 동작하는, 전압 변환기.
  22. 제 14 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 소망하는 전압을 생성하는 제 1 기준전압 생성기를 더 구비하고 있고,
    상기 제 1 기준전압 생성기는, 상기 피전압공급 회로에서 보내어진 신호에 따라서 상기 소망하는 전압을 변동시키는, 전압 변환기.
  23. 제 14 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 제 1 접속점의 전압이 소정의 제 1 기준전압에 도달한 것을 검출하는 제 2 검출기를 더 구비하고 있고,
    상기 제 2 검출기에 의해서 상기 제 1 접속점의 전압이 상기 소정의 제 1 기준전압에 도달한 것이 검출된 경우에는, 상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어하며,
    상기 제어부는, 상기 스위치의 상태가 개방 상태에서 폐쇄 상태로 변화하고 나서 소정의 시각이 경과한 뒤에 상기 스위치의 상태가 폐쇄 상태에서 개방 상태로 변화하도록 상기 스위치를 제어하는, 전압 변환기.
  24. 제 13 항에 있어서, 상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압이 상승하고 있는 기간에 있어서 상기 스위치의 개폐를 제어하는, 전압 변환기.
  25. 제 13 항에 있어서, 상기 제어부는, 상기 제 1 접속점의 전압이 하강하고 있는 기간에 있어서, 상기 스위치의 개폐를 제어하는, 전압 변환기.
  26. 전원에서 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압으로 변환하여, 상기 제 2 전압을 피전압 공급 회로에 공급하는 전압 변환부와,
    상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비한 전압 변환기로서,
    상기 전압 변환부는,
    인덕터와, 제 1 접속점에서 상기 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에서 상기 인덕터의 타단에 접속되는 제2 용량을 포함하는 공진회로와,
    제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 스위치로서, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되고, 상기 제 2 단자는 상기 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 스위치를 포함하고 있으며,
    상기 제어부는 상기 스위치의 개폐를 제어하고,
    상기 전압 변환부는 상기 스위치를 통하여 상기 인덕터로부터 상기 전원을 향하여 흐르는 귀환 전류를 일시적으로 축적하는 축적수단을 더 구비하고 있는 전압 변환기.
  27. 삭제
  28. 직류전원으로부터 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압으로 변환하여, 상기 제 2 전압을 피전압공급 회로에 공급하는 전압 변환부와,
    상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비한 전압 변환기에 있어서,
    상기 전압 변환부는,
    제 1 인덕터와, 제 1 접속점에 있어서 상기 제 1 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에 있어서 상기 제 1 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하는 제 1 공진회로와,
    제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 제 1 스위치로서, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되고, 상기 제 2 단자는 상기 제 1 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 제 1 스위치와,
    제 2 인덕터와, 제 3 접속점에 있어서 상기 제 2 인덕터의 일단에 접속되는 제 3 용량과, 제 4 접속점에 있어서 상기 제 2 인덕터의 타단에 접속되는 제 4 용량을 포함하는 제 2 공진회로와,
    제 3 단자와 제 4 단자를 갖는 제 2 스위치로서, 상기 제 3 단자는 상기 제 1 공진회로의 상기 제 2 접속점에 접속되며, 상기 제 4 단자는 상기 제 2 공진회로의 상기 제 3 접속점에 접속되는 제 2 스위치를 포함하고 있고,
    상기 제 1 접속점의 전압은, 상기 제 1 공진회로에 의해 생성되는 교류전압파형을 가지고 있고,
    상기 제 3의 접속점의 전압은, 상기 제 2 공진회로에 의해 생성된 교류전압 파형을 가지고 있고,
    상기 제어부는, 상기 제 1 전압과 상기 제 1 접속점의 전압과의 차에 기초하여 상기 제 1 스위치의 개폐를 제어하고, 상기 제 2 접속점의 전압과 상기 제 3 접속점의 전압과의 차에 기초하여 상기 제 2 스위치의 개폐를 제어하는, 전압 변환기.
  29. 직류전원으로부터 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압으로 변환하여, 상기 제 2 전압을 피전압공급 회로에 공급하는 전압 변환부와,
    상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비한 전압 변환기로서,
    상기 전압 변환부는,
    제 1 인덕터와, 제 1 접속점에 있어서 상기 제 1 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에 있어서 상기 제 1 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하는 공진회로와,
    제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 제 1 스위치로서, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되고, 상기 제 2 단자는 상기 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 제 1 스위치와,
    제 2 인덕터와, 제 3 용량과, 제 3 단자와 제 4 단자를 갖는 제 2 스위치를 포함하는 변조 공진회로로서, 상기 제 2 인덕터의 일단은 제 3 접속점에 있어서 상기 제 3 용량에 접속되고, 상기 제 2 인덕터의 타단은 상기 제 2 접속점에 접속되고, 상기 제 2 스위치의 상기 제 3 단자는 상기 직류전원에 접속되며, 상기 제 2 스위치의 상기 제 4 단자는 상기 제 3 접속점에 접속되는, 변조 공진회로를 포함하고 있고,
    상기 제 1 접속점의 전압은, 상기 제 1 의 공진회로에 의해 생성되는 교류전압 파형을 가지고 있고,
    상기 제 3 접속점의 전압은, 상기 변조공진회로에 의해 생성되는 교류전압 파형을 가지고 있고,
    상기 제어부는, 상기 제 1 전압과 상기 제 1 접속점의 전압과의 차이에 기초하여 상기 제 1 스위치의 개폐를 제어하고, 상기 제 2 접속점 전압과 상기 제 3 접속점의 전압과의 차이에 기초하여 상기 제 2 스위치의 개폐를 제어하는, 전압 변환기.
  30. 직류전원으로부터 공급되는 제 1 전압을 제 2 전압으로 변환하여, 상기 제 2 전압을 피전압공급 회로에 공급하는 전압 변환부와,
    상기 전압 변환부를 제어하는 제어부를 구비한 전압 변환기로서,
    상기 전압 변환부는,
    제 1 인덕터와, 제 1 접속점에 있어서 상기 제 1 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에 있어서 상기 제 1 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하는 공진회로와,
    제 1 단자와 제 2 단자를 갖는 제 1 스위치로서, 상기 제 1 단자는 상기 전원에 접속되고, 상기 제 2 단자는 상기 공진회로의 상기 제 1 접속점에 접속되는 제 1 스위치와,
    제 2 인덕터와, 제 3 용량과, 제 3 단자와 제 4 단자를 갖는 제 2 스위치를 포함하는 변조 공진회로로서, 상기 제 2 인덕터의 일단은 상기 제 1 접속점에 접속되고, 상기 제 2 인덕터의 타단은 제 3 접속점에 있어서 상기 제 3 용량에 접속되고, 상기 제 2 스위치의 상기 제 3 단자는 상기 직류전원에 접속되며, 상기 제 2 스위치의 상기 제 4 단자는 상기 제 3 접속점에 접속되는, 변조 공진회로를 포함하고 있고,
    상기 제 1 접속점의 전압은, 상기 공진회로에 의해 생성되는 교류전압파형을 가지고 있고,
    상기 제 3 접속점의 전압은, 상기 변조 공진회로에 의해 생성되는 교류전압파형을 가지고 있고,
    상기 제어부는, 상기 제 1 전압과 상기 제 1 접속점의 전압의 차에 기초하여, 상기 제 1 스위치의 개폐를 제어하고, 상기 제 1 접속점의 전압과 상기 제 3 접속점의 전압의 차에 기초하여, 상기 제 2 스위치의 개폐를 제어하는, 전압 변환기.
  31. LC 공진회로를 포함하는 전원장치와,
    상기 전원장치로부터 전원 전압이 공급되는 적어도 1개의 회로 블록을 구비한 반도체 집적회로로서,
    상기 LC 공진회로의 공진 주파수는, 상기 적어도 1개의 회로 블록에 의해서 사용되는 주파수대역에 있어서, 상기 공진 주파수에 근거하여 결정되는 노이즈의 강도가 소정 값 이하로 되도록 설정되어 있는, 반도체 집적회로.
  32. 제 31 항에 있어서, 상기 전원장치와 상기 적어도 1개의 회로 블록은 단일의 반도체 칩 상에 형성되어 있는, 반도체 집적회로.
  33. 제 31 항에 있어서, 상기 전원장치와 상기 적어도 1개의 회로 블록은 다른 반도체 칩 상에 형성되어 있는, 반도체 집적회로.
  34. 제 31 항에 있어서, 상기 전원장치는 직류전압을 상기 적어도 1개의 회로 블록에 공급하는, 반도체 집적회로.
  35. 동적 에너지와 정적 에너지를 공급하는 에너지 공급 수단과,
    상기 에너지 공급 수단으로부터 공급되는 상기 동적 에너지와 상기 정적 에너지를 수취하고, 상기 동적 에너지와 상기 정적 에너지를 보존하는 에너지 보존 수단을 구비하고,
    상기 에너지 보존 수단은, 인덕터와, 제 1 접속점에서 상기 인덕터의 일단에 접속되는 제 1 용량과, 제 2 접속점에서 상기 인덕터의 타단에 접속되는 제 2 용량을 포함하고, 상기 에너지는 상기 제 1 접속점을 거쳐 부하에 공급되고,
    상기 에너지 보존 수단은, 상기 에너지 보존 수단에 보존되는 상기 동적 에너지의 적어도 일부를 정적 에너지로 변환하는 것, 또는 상기 에너지 보존 수단에 보존되는 상기 정적 에너지의 적어도 일부를 동적 에너지로 변환하는 것을 행하는 에너지 변환 수단을 더 포함하는, 전원 장치.
  36. 제 35 항에 있어서, 상기 에너지 변환 수단은 상기 제 2 접속점에 접속된 스위치를 포함하고, 상기 스위치는 상기 제 2 접속점의 전압이 그라운드 전압 이하로 되는 기간에 있어서 온이 되도록 제어되는 전원 장치.
  37. 제 35 항에 있어서, 상기 에너지 변환 수단은 상기 제 2 접속점에 접속된 스위치를 포함하고, 상기 스위치는 상기 제 2 접속점의 전압이 그라운드 전압보다 높은 기간에 있어서 온이 되도록 제어되는, 전원 장치.
  38. 전원으로부터 공급되는 전압을 소망의 전압으로 변환하여 상기 소망의 전압을 피전압 공급 회로에 공급하는 전압 변환기로서,
    상기 전압 변환기는,
    제 1 변환 효율을 갖는 제 1 전압 변환기와,
    제 1 조건하에서 상기 제 1 변환 효율보다 큰 제 2 변환 효율을 갖는 제 2 전압 변환기를 구비하고,
    상기 제 1 조건하에서는 상기 제 2 전압 변환기가 동작하고, 상기 제 1 조건과 다른 제 2 조건하에서는 상기 제 1 전압 변환기가 동작하는 전압 변환기.
  39. 제 38 항에 있어서, 상기 제 1 조건 및 상기 제 2 조건은 상기 전압 변환기로부터 상기 피전압 공급 회로에 흐르는 전류의 소정치를 경계로 결정되는, 전압 변환기.
  40. 제 39 항에 있어서, 상기 전압 변환기는 상기 전압 변환기로부터 상기 피전압 공급 회로에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출기를 또한 구비하고,
    상기 전류 검출기에 의해 검출되는 전류가 상기 소정치의 전류보다 큰 경우에는 상기 제 2 전압 변환기가 동작하고, 상기 전류 검출기에 의해 검출되는 전류가 상기 소정치의 전류보다 작은 경우에는 상기 제 1 전압 변환기가 동작하는, 전압변환기.
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