JP2010148044A - フィルタ回路および通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】チャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの周波数特性におけるゲインを向上させることが可能なフィルタ回路を提供する。
【解決手段】入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転するフライングキャパシタと、フライングキャパシタの入力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第１のキャパシタと、フライングキャパシタの出力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第２のキャパシタと、を備え、フライングキャパシタは、入力端から出力端へ切り替わる場合には容量が小さくなり、出力端から入力端へ切り替わる場合には容量が大きくなる可変容量素子を含む、フィルタ回路が提供される。
【選択図】図１

Description

本発明は、フィルタ回路および通信装置に関する。

ＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）プロセスの微細化に伴い、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）回路の電源電圧は低下する傾向にある。かかるＣＭＯＳプロセスの微細化により従来の回路手法でＲＦ回路を実装しようとすると、電圧余裕が不足して信号振幅のダイナミックレンジが狭くなる問題がある。一方、ＣＭＯＳプロセスの微細化によりトランジスタの遮断周波数は上昇するので、高速なスイッチング動作を時間に正確に行う動作に適しているという利点がある。また、リソグラフィーが高精度化するため、キャパシタの容量比が正確になる利点もある。

ＣＭＯＳプロセスの微細化で生じる問題点を回避して利点を享受するために、ＲＦ回路に離散時間信号処理の概念を取り入れた新しい技術が、デジタルＲＦ技術である。そして、デジタルＲＦ技術分野の主要な回路として、チャージドメインフィルタ（Ｃｈａｒｇｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｆｉｌｔｅｒ）がある。チャージドメインフィルタは、トランスコンダクタンスアンプとスイッチとキャパシタから構成されるフィルタ回路である。チャージドメインフィルタは、クロックに同期して電荷の蓄積と放出を行うことでアナログ信号のサンプリングを行い、離散時間信号処理によるフィルタリングやデシメーションなどを行う回路である。

チャージドメインフィルタの従来例として、非特許文献１で示されるような、チャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）がある。非特許文献１で示された、チャージドメイン２次ＩＩＲ ＬＰＦは、簡単なチャージドメイン回路で実現できるという利点がある。

S. Manetti and A. Liberatore,"Switched-capacitor lowpass filter without active components,"Electron. Lett.,1980, 16, pp. 883-885 A. Yoshizawa and S.Iida, "AGain-Boosted Discrete-Time Charge-Domain FIR LPF with Double-Complementary MOSParametric Amplifiers," Proc. IEEE Int. Solid State Circuits Conf. Dig. Tech.Papers, Feb. 2008

しかし、非特許文献１で示されている従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦには、トランスコンダクタンスアンプ以外の素子は全てパッシブ素子で構成されているので、ゲインが低いという問題があった。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、チャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの周波数特性におけるゲインを向上させることが可能な、新規かつ改良されたフィルタ回路および通信装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転するフライングキャパシタと、フライングキャパシタの入力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第１のキャパシタと、フライングキャパシタの出力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第２のキャパシタと、を備え、フライングキャパシタは、入力端から出力端へ切り替わる場合には容量が小さくなり、出力端から入力端へ切り替わる場合には容量が大きくなる可変容量素子を含む、フィルタ回路が提供される。

かかる構成によれば、フライングキャパシタは入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転し、第１のキャパシタはフライングキャパシタの入力端にフライングキャパシタと並列に設けられ、第２のキャパシタはフライングキャパシタの出力端にフライングキャパシタと並列に設けられる。そして、フライングキャパシタに設けられる可変容量素子は、入力端から出力端へ切り替わる場合には容量が小さくなり、出力端から入力端へ切り替わる場合には容量が大きくなる。その結果、フライングキャパシタに設けられる可変容量素子により、チャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの周波数特性におけるゲインを向上させることができる。

第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、異なる容量を有するものであってもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記フィルタ回路を備える、通信装置が提供される。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、入力端と接続される場合には出力端と接続される場合と比べて容量が大きく、出力端と接続される場合には入力端と接続される場合と比べて容量が小さく変化する、少なくとも１つの可変容量回路と、可変容量回路の入力端に可変容量回路と並列に設けられる第１のキャパシタと、可変容量回路の出力端に可変容量回路と並列に設けられる第２のキャパシタと、を備える、フィルタ回路が提供される。

かかる構成によれば、可変容量回路は入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転し、第１のキャパシタは可変容量回路の入力端に可変容量回路並列に設けられ、第２のキャパシタは可変容量回路の出力端に可変容量回路と並列に設けられる。その結果、可変容量回路によりチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの周波数特性におけるゲインを向上させることができる。

第１のキャパシタおよび第２のキャパシタは、異なる容量を有するものであってもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記フィルタ回路を備える、通信装置が提供される。

以上説明したように本発明によれば、チャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの周波数特性におけるゲインを向上させることが可能な、新規かつ改良されたフィルタ回路および通信装置を提供することができる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

また、以下の順序に従って本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
＜１．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ＞
［１−１．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの構成］
［１−２．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの問題点］
＜２．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ＞
［２−１．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの構成］
［２−２．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの伝達関数］
［２−３．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの周波数特性］
［２−４．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの回路構成例］
＜３．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置＞
＜４．まとめ＞

＜１．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ＞
まず、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する前に、従来のチャージドメインフィルタの説明およびその問題点について説明する。

［１−１．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの構成］
図１０は、非特許文献１で開示された、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０の構成について示す説明図である。以下、図１０を用いて従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０の構成について説明する。

図１０に示したように、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０は、電源１１と、トランスコンダクタンスアンプｇｍと、キャパシタＣｈ１、Ｃｈ２、Ｃｒ１、Ｃｒ２と、を含んで構成される。

電源１１は交流電源であり、入力電圧信号Ｖｉｎを出力する。トランスコンダクタンスアンプｇｍは、電圧信号を電流信号に変換して出力するトランスコンダクタンスアンプであり、図１０のＡ点に、電源１１からの入力電圧信号Ｖｉｎに比例した振幅の電流を出力し、キャパシタＣｈ１を充電する。

キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２は、ＬＰＦ１０に入力されるクロックに同期して、Ａ点側とＢ点側とを交互に移動するように構成されている。キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２がＡ点側とＢ点側とを交互に移動することで、キャパシタＣｈ１とキャパシタＣｈ２との間で電荷の授受を行うことができる。その結果、キャパシタＣｈ２が充電され、図１０のＢ点に電圧が生じて、出力電圧信号Ｖｏｕｔを出力することができる。

ここで、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の移動の規則性について図１１を用いて説明する。キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２は、図１０のＡ点側からＢ点側に移動する場合には同じ極性で平行移動する。一方、図１０のＢ点側からＡ点側に移動する場合には、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２は極性を反転させて移動する。図１１はキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の移動の様子を示したものであり、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２には、それぞれ極性を示す正負の符号を付している。図１１の（１）を説明の便宜上、第１の状態と称する。第１の状態では、キャパシタＣｒ１は図１０のＡ側、キャパシタＣｒ２は図１０のＢ側に、それぞれ正極性で位置していることを表している。

続く図１１の（２）を説明の便宜上、第２の状態と称する。第２の状態では、キャパシタＣｒ１は図１０のＢ側が正極性となるように移動しているが、キャパシタＣｒ２は図１０のＡ側が負極性となるように、すなわち極性が反転するように移動している。

続く図１１の（３）を説明の便宜上、第３の状態と称する。第３の状態では、第２の状態で極性が反転したキャパシタＣｒ２は図１０のＢ側が負極性となるように移動しているが、キャパシタＣｒ１は図１０のＡ側が負極性となるように、すなわち極性が反転するように移動している。

続く図１１の（４）を説明の便宜上、第４の状態と称する。第４の状態では、第３の状態で極性が反転したキャパシタＣｒ１は図１０のＢ側が負極性となるように移動しているが、キャパシタＣｒ２は図１０のＡ側が正極性となるように、すなわち極性が反転するように移動している。

そして、第４の状態の次の状態では、キャパシタＣｒ２は図１０のＢ側が正極性となるように、キャパシタＣｒ１は図１０のＡ側が正極性となるように、すなわち極性が反転するように移動している。これは第１の状態と同じ状態である。このように、第１の状態から第４の状態をクロックに同期しながら繰り返すことでキャパシタＣｈ１とキャパシタＣｈ２との間で電荷の授受を行うことができる。

ここで、図１０のＡ点側とＢ点側にそれぞれ蓄積される電荷に関する差分方程式を立て、これをz変換して解いて電荷の伝達関数を求める。次に、トランスコンダクタンスアンプのｇｍとＢ点側のキャパシタ容量、さらにクロックによるサンプリングが矩形の時間窓で行われることを考慮して、図１０に示したＬＰＦ１０における電圧の伝達関数を求める。

非特許文献１によれば、キャパシタＣｈ１、Ｃｈ２の容量はそれぞれ等しく、またキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の容量もそれぞれ等しく、さらにキャパシタＣｈ１、Ｃｈ２の容量は、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の容量の（Ｎ−１）倍であるとしている。この条件から、まずＬＰＦ１０の電荷の伝達関数を求めると下記の数式１の通りとなる。

・・・（数式１）

１クロックの時間をＴｓとして、上記数式１からＬＰＦ１０における電圧の伝達関数を求めると、下記の数式２の通りとなる。

・・・（数式２）

ここで数式２について説明する。数式２の右辺第１項は、数式１に示した電荷の伝達関数のｚにｅｘｐ（ｊ・２π・ｆ・Ｔｓ）を代入したものである。また数式２の右辺第２項の分子はトランスコンダクタンスアンプｇｍのトランスコンダクタンスｇｍとサンプリング時間Ｔｓを掛けることで、入力電圧Ｖ_ＩＮを１サンプルあたりの入力電荷Ｑ_ｉに変換するものである。また数式２の右辺第２項の分母はキャパシタＣｈ２の容量Ｃｈと、キャパシタＣｈ１、Ｃｒ２の容量Ｃｒとの和である。よって、数式２の右辺第２項は、出力電荷Ｑ_Ｂを、キャパシタＣｈ２の容量ＣｈとキャパシタＣｈ１、Ｃｒ２の容量Ｃｒとの和で割って出力電圧Ｖ_ＯＵＴに変換するものである。そして数式２の右辺第３項は、サンプリングが矩形の時間窓で行われるために生じたｓｉｎｃ関数の周波数特性を現しているものである。

ここで、図１０に示したＬＰＦ１０において、Ｎ＝２０、Ｔｓ＝１．０［ｎｓ］、ｇｍ＝１．０［ｍＳ］、Ｃｈ＝３．８［ｐＦ］、Ｃｒ＝０．２［ｐＦ］として、上記数式２から周波数特性を求める。図１２は、上記の条件で求めたＬＰＦ１０の周波数特性をグラフで示す説明図である。図１２に示したように、上記条件におけるＬＰＦ１０の周波数特性は、低域は１０［ＭＨｚ］程度まで平坦で約８．０［ｄＢ］のゲインがあり、カットオフ周波数は１１．５［ＭＨｚ］程度である。また、ＬＰＦ１０の周波数特性は高域では−４０［ｄＢ／ｄｅｃ］の傾きで減衰する２次のＬＰＦ特性になっていることが確認できる。

図１３は、図１０に示したＬＰＦ１０の実際の回路構成を示す説明図であり、図１４は、図１３に示したＬＰＦ１０に入力されるクロックの波形を示す説明図である。図１３に示した回路構成は、図１０に示した構成からキャパシタ部分のみを抜き出して図示したものである。図１４の各クロックは、図１３に示した各スイッチに対応するものであり、図１３の各スイッチは図１４に示すクロックがＨｉレベルのときにオンになり、Ｌｏｗレベルのときにオフになる。

図１３に示したＬＰＦ１０の動作について説明する。クロックＳ１、クロックＳ１，Ｓ２およびクロックＳ１，Ｓ４がＨｉレベルの状態になると、図１３のスイッチＳ１、スイッチＳ１，２およびスイッチＳ１，４がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｒ１に移動し、キャパシタＣｒ２に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。

続いて、クロックＳ２、クロックＳ１，Ｓ２およびクロックＳ２，Ｓ３がＨｉレベルの状態になると、図１３のスイッチＳ２、スイッチＳ１，２およびスイッチＳ２，３がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。また、キャパシタＣｒ２はＧＮＤに接続される極が反転する。そして、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷が、極が反転したキャパシタＣｒ２に移動する。

続いて、クロックＳ３、クロックＳ２，Ｓ３およびクロックＳ３，Ｓ４がＨｉレベルの状態になると、図１３のスイッチＳ３、スイッチＳ２，３およびスイッチＳ３，４がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ２に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。また、キャパシタＣｒ１は、ＧＮＤに接続される極が反転し、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｒ１に移動する。

続いて、クロックＳ４、クロックＳ３，Ｓ４およびクロックＳ１，Ｓ４がＨｉレベルの状態になると、図１３のスイッチＳ４、スイッチＳ３，４およびスイッチＳ１，４がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。また、キャパシタＣｒ２は、ＧＮＤに接続される極が反転し、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｒ２に移動する。

このようにクロックのＨｉ・Ｌｏｗレベルの切り替えに応じてスイッチのオン・オフを繰り返すことで、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２を介してキャパシタＣｈ２に移動する。結果として、ＬＰＦ１０は図１３に示したような周波数通過特性を有するＬＰＦとして動作する。図１３に示したように、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の両端の極性を切り替えて移動する動作のことを、一般にフライングキャパシタ（Ｆｌｙｉｎｇ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）方式と呼ぶ。

［１−２．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの問題点］
このように、非特許文献１で開示された、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０は、簡単なチャージドメイン回路で２次ＩＩＲ−ＬＰＦが実現できるという利点がある。しかしながら、上述したように、非特許文献１で開示された従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０は、トランスコンダクタンスアンプ以外の素子は全てパッシブ素子で構成されているので、ゲインが低いという問題があった。また、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０は回路が単相で構成されているため、ＩＣ内に用いるとコモンモードノイズに弱いという問題があった。また、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０は、フライングキャパシタ方式と呼ばれる方式を用いているため、スイッチの数が多くなってしまい、またスイッチのオン・オフに用いるクロックの数も増えてしまうという問題があった。さらに、非特許文献１には、電荷の授受に用いられる１組のキャパシタＣｈ１、Ｃｈ２の容量が異なる場合の伝達関数が示されていないため、実装上の自由度が少ないという問題もあった。

そこで本発明では、チャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの周波数特性を損なうことなく、上記問題点を改善したフィルタ回路を提供することを目的とする。以下、本発明の好適な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

＜２．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ＞
［２−１．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの構成］
図１は、本発明の一実施形態にかかるチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１００の構成について示す説明図である。以下、図１を用いて本発明の一実施形態にかかるチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１００（以下、単に「ＬＰＦ１００」とも称する）の構成について説明する。

図１に示したように、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ１００は、電源１０１と、トランスコンダクタンスアンプｇｍと、キャパシタＣｈ１、Ｃｈ２、Ｃｒａ、Ｃｒｂと、を含んで構成される。

電源１０１は交流電源であり、入力電圧信号Ｖｉｎを出力する。トランスコンダクタンスアンプｇｍは、電圧信号を電流信号に変換して出力するトランスコンダクタンスアンプであり、図１のＡ点に、電源１０１からの入力電圧信号Ｖｉｎに比例した振幅の電流を出力し、キャパシタＣｈ１を充電する。

キャパシタＣｒａ、Ｃｒｂは、ＬＰＦ１００に入力されるクロックに同期して、Ａ点側とＢ点側とを交互に移動するように構成されている。キャパシタＣｒａ、ＣｒｂがＡ点側とＢ点側とを交互に移動することで、キャパシタＣｈ１とキャパシタＣｈ２との間で電荷の授受を行うことができる。その結果、キャパシタＣｈ２が充電され、図１のＢ点に電圧が生じて、出力電圧信号Ｖｏｕｔを出力することができる。

ここで、キャパシタＣｒａ、Ｃｒｂの移動の規則性について説明する。キャパシタＣｒ１、Ｃｒａは、図１のＡ点側からＢ点側に移動する場合には同じ極性で平行移動する。一方図１のＢ点側からＡ点側に移動する場合には、キャパシタＣｒａ、Ｃｒｂは極性を反転させて移動する。

そして、キャパシタＣｒａ、Ｃｒｂは、容量を変化させることができる可変容量素子である。キャパシタＣｒａ、Ｃｒｂは、図１のＡ点側からＢ点側に移動する場合には容量が１／ｋになって移動し、図１のＢ点側からＡ点側に移動する場合には、極性が反転した上で容量がｋ倍になって移動する。図１０に示した従来のＬＰＦ１０と大きく違う点である。以下の説明では、キャパシタＣｒａ、Ｃｒｂは、図１のＡ点側の容量をＣｒ、Ｂ点側の容量をＣｒ／ｋとして説明する。

［２−２．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの伝達関数］
以上、図１を用いて本発明の一実施形態にかかるチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１００の構成について説明した。次に、図１に示したＬＰＦ１００の伝達関数を、従来のＬＰＦ１０の伝達関数と同様に求める。従来のＬＰＦ１０では、解析を容易にするためにキャパシタＣｈ１、Ｃｈ２の容量は等しいものとしていたが、これはＩＣとして実装する場合には回路レイアウトなどの制約条件となる。従って、より汎用性を高めるために制約条件を緩和し、キャパシタＣｈ１、Ｃｈ２の容量が異なる場合について、図１に示したＬＰＦ１００の伝達関数を求めることにする。

まず、図１のＡ点およびＢ点の電荷について差分方程式を立てると、下記の数式３および数式４の通りとなる。

・・・（数式３）

・・・（数式４）

上記数式３、数式４をｚ変換すると、それぞれ下記の数式５、数式６の通りとなる。

・・・（数式５）

・・・（数式６）

この数式５、数式６から、図１に示したＬＰＦ１００の電荷についての伝達関数を求めると、下記の数式７の通りとなる。

・・・（数式７）

この数式７を、双一次変換を用いてz空間からs空間への近似写像を行い、フィルタのω_ｐとＱ_ｐとをそれぞれ求めると、下記の数式８、数式９の通りとなる。

・・・（数式８）

・・・（数式９）

トランスコンダクタンスアンプのｇｍと、図１のＢ点側のキャパシタ容量と、サンプリングが矩形の時間窓で行われることとを考慮して、ＬＰＦ１００の電荷についての伝達関数を電圧についての伝達関数に変換すると、下記の数式１０の通りとなる。

・・・（数式１０）

ここで、キャパシタＣｈ１、Ｃｈ２と、キャパシタＣｒａ、Ｃｒｂとの容量比は図１でも示したように下記の数式１１、１２の関係になる。

・・・（数式１１）

・・・（数式１２）

［２−３．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの周波数特性］
ここで、従来のＬＰＦ１０の説明と条件を合わせるために、図１のＬＰＦ１００について、Ｍ＝Ｎ＝２０、Ｔｓ＝１．０［ｎｓ］、ｇｍ＝１．０［ｍＳ］、Ｃｈ１＝３．８［ｐＦ］、Ｃｒ＝０．２［ｐＦ］、ｋ＝４とする。ｋ＝４とすることで、キャパシタＣｒａ、Ｃｒｂは、図１のＡ点側からＢ点側に移動する場合には容量が１／４となる。従って、キャパシタＣｒ２の容量は、図１０のＬＰＦ１０のキャパシタＣｒ２の容量の１／４（＝０．９５［ｐＦ］）となる。上記数式１０から。ＬＰＦ１００の周波数特性を求めると、図２に示した通りとなる。

図２に示したように、上記条件下におけるＬＰＦ１００の周波数特性は、低域は１０［ＭＨｚ］程度まで平坦で、カットオフ周波数は１１．５［ＭＨｚ］程度であり、高域では−４０［ｄＢ／ｄｅｃ］の傾きで減衰する２次のＬＰＦ特性を有することが分かる。図２に示した周波数特性は、図１２に示した従来のＬＰＦ１０の周波数特性と同じような形であるが、従来のＬＰＦ１０の周波数特性に比べて平坦な部分のゲインが２０．０［ｄＢ］に増加していることが確認できる。

本実施形態にかかるＬＰＦ１００が安定性に問題が無いことを示す。図３は、上位数式７で示したＬＰＦ１００の電荷の伝達関数と等価な２次ＩＩＲ−ＬＰＦのデジタルフィルタの構成について示す説明図である。図３のＴｓは１クロック時間の遅延、ａ１、ｂ１、ｂ２は下記数式１３〜数式１５に示すゲイン要素である。数式１３で示したａ１は、数式７の分子にあるｚ^−１の係数に、数式１４で示したｂ１及び数式１５で示したｂ２は、分母にあるｚ^−１の係数とｚ^−２の係数に、それぞれ−１を掛けたものである。

・・・（数式１３）

・・・（数式１４）

・・・（数式１５）

図３に示したデジタルフィルタにおいて、Ｎ＝Ｍ＝２０とした場合のインパルス応答を図４に示す。図４では、横軸はクロック周期Ｔｓを基準とする時間であり、縦軸にはインパルス応答の強度を示している。図４に示したように、図３に示したデジタルフィルタはインパルス応答が発散しておらず、安定性が確認できる。この図３に示したデジタルフィルタは、極が複素根の範囲で用いるので、数式１４で示したｂ１および数式１５で示したｂ２から、下記数式１６、１７で判定することができる。

・・・（数式１６）

・・・（数式１７）

［２−４．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの回路構成例］
図５は、図１に示したＬＰＦ１００のＡ点とＢ点との間を、フライングキャパシタ方式の代わりに可変容量回路を用いた差動構成にしたものの回路構成について示す説明図である。また図６は、図５に示した回路に入力されるクロックの波形について示す説明図である。図６の各クロックは、図５に示した各スイッチに対応するものであり、図５の各スイッチは図６に示すクロックＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４がＨｉレベルのときにオンになり、Ｌｏｗレベルのときにオフになる。また、可変容量回路Ｃｒ１、Ｃｒ２は、クロックＳ１，３およびクロックＳ２，４のクロックがＨｉレベルの場合に容量がＬｏｗレベルのｋ倍になり、Ｌｏｗレベルの場合に容量がＨｉレベルのときの１／ｋ倍になる。

図５に示した、可変容量回路を用いた差動構成の動作について説明する。図７は、図５に示した回路の動作概念を示す説明図である。図７に示したように、キャパシタＣｒがＢ点側からＡ点側に戻る場合に、フライングキャパシタ方式のように極性を反転させるかわりに正相と逆相の間にキャパシタＣｒを移動させることで実現した。

図８は、図５に示した可変容量回路Ｃｒ１、Ｃｒ２の回路構成の一例について示す説明図である。図８の左端側から右側の容量を測定すると、スイッチＳＷ１とＳＷ２がそれぞれａ点側に位置する場合に容量が大きくなる。逆に、スイッチＳＷ１とＳＷ２がそれぞれｂ点側に位置する場合には容量が小さくなる。なお、図８に示した可変容量回路の動作および容量の変化については、非特許文献２や、特開２００８−９９２２４号公報に詳細に記載されている。

＜３．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置＞
次に、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置の構成について説明する。図９は、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置３００の構成に付いて示す説明図である。

図９に示したように、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置３００は、データ生成部３１０と、信号処理回路３２０と、周波数変換器３３０と、ローカル信号発生器３４０と、電力増幅器３５０と、帯域制限用フィルタ３６０と、アンテナ３７０と、を含んで構成される。

通信装置３００から送信すべきデータはデータ生成部３１０で生成され、信号処理回路３２０に入力される。信号処理回路３２０では、Ｄ／Ａ変換、符号化及び変調などの処理が施されることにより、ベースバンドまたはＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；中間周波数）帯の送信信号が生成される。信号処理回路３２０からの送信信号は周波数変換器（ミキサ）３３０に入力され、ローカル信号発生器３４０からのローカル信号と乗算される。送信信号がローカル信号と乗算されることによって、送信信号はＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；高周波）帯の信号に周波数変換、すなわちアップコンバートされる。

周波数変換器３３０でアップコンバートされて得られるＲＦ信号は、電力増幅器３５０によって増幅された後、帯域制限用フィルタ３６０に入力される。そしてＲＦ信号は、帯域制限用フィルタ３６０で帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、アンテナ３７０に供給される。ここで、帯域制限用フィルタ３６０に、これまでに説明した種々のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ回路を用いることができる。

＜４．まとめ＞
以上説明したように本発明の一実施形態によれば、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦと同じような周波数特性を有しながら、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦに比べて高いゲインを得ることができる。また、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦに比べて出力側のキャパシタＣｈ２の容量を小さくできるので、実装面積が小さくなり、コスト削減に繋がるという効果が生じる。

また、図５に示したように、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦで用いていたフライングキャパシタ方式の代わりに、可変容量回路を用いた差動構成で実現することができる。可変容量回路を用いた差動構成とすることで、ＩＣ内でのコモンモードノイズ耐性が向上する。図５に示した構成は、キャパシタの極性を反転させる代わりに逆相側のキャパシタと入れ替えるようにしたことで、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦと比較して動作に必要なスイッチ及びクロックの数を削減することができる。

また、本発明の一実施形態によれば、入力側のキャパシタＣｈ１と、出力側のキャパシタＣｈ２の容量とを、それぞれ独立に設定することが出来る。従って、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ１００は、従来のＬＰＦ１０よりも回路設計の自由度が向上する。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

本発明は、フィルタ回路および通信装置に適用可能であり、特にフライングキャパシタを用いたフィルタ回路およびフライングキャパシタを用いたフィルタ回路を備えた通信装置、並びにフライングキャパシタの替わりに可変容量回路を用いたフィルタ回路および可変容量回路を用いたフィルタ回路を備える通信装置に適用可能である。

本発明の一実施形態にかかるチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１００の構成について示す説明図である。 ＬＰＦ１００の周波数特性について示す説明図である。 ＬＰＦ１００の電荷の伝達関数と等価な２次ＩＩＲ−ＬＰＦのデジタルフィルタの構成について示す説明図である。 図３のデジタルフィルタのインパルス応答の様子についてしめす説明図である。 フライングキャパシタ方式の代わりに可変容量回路を用いた差動構成にしたものの回路構成について示す説明図である。 図５に示した回路に入力されるクロックの波形について示す説明図である。 図５に示した回路の動作概念を示す説明図である。 図５に示したキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の回路構成の一例について示す説明図である。 本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置３００の構成に付いて示す説明図である。 従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０の構成について示す説明図である。 図１０に示したキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の移動の規則性について示す説明図である。 ＬＰＦ１０の周波数特性をグラフで示す説明図である。 図１０に示したＬＰＦ１０の実際の回路構成を示す説明図である。 図１３に示したＬＰＦ１０に入力されるクロックの波形を示す説明図である。

符号の説明

１０、１００ ＬＰＦ
１１、１０１ 電源
ｇｍ トランスコンダクタンスアンプ
３００ 通信装置
３１０ データ生成部
３２０ 信号処理回路
３３０ 周波数変換器
３４０ ローカル信号発生器
３５０ 電力増幅器
３６０ 帯域制限用フィルタ
３７０ アンテナ

Claims (6)

1. 入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転するフライングキャパシタと、
   前記フライングキャパシタの入力端に前記フライングキャパシタと並列に設けられる第１のキャパシタと、
   前記フライングキャパシタの出力端に前記フライングキャパシタと並列に設けられる第２のキャパシタと、
   を備え、
   前記フライングキャパシタは、前記入力端から前記出力端へ切り替わる場合には容量が小さくなり、前記出力端から前記入力端へ切り替わる場合には容量が大きくなる可変容量素子を含む、フィルタ回路。
2. 前記第１のキャパシタおよび前記第２のキャパシタは異なる容量を有する、請求項１に記載のフィルタ回路。
3. 請求項１に記載のフィルタ回路を備える、通信装置。
4. 入力端と接続される場合には出力端と接続される場合と比べて容量が大きく、出力端と接続される場合には入力端と接続される場合と比べて容量が小さく変化する、少なくとも１つの可変容量回路と、
   前記可変容量回路の入力端に前記可変容量回路と並列に設けられる第１のキャパシタと、
   前記可変容量回路の出力端に前記可変容量回路と並列に設けられる第２のキャパシタと、
   を備える、フィルタ回路。
5. 前記第１のキャパシタおよび前記第２のキャパシタは異なる容量を有する、請求項４に記載のフィルタ回路。
6. 請求項４に記載のフィルタ回路を備える、通信装置。
   

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