CN101764588A - 滤波电路和通信设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供滤波电路以及包括滤波电路的通信设备。该滤波电路包括：快速电容器，其当从输入端切换到输出端时保持极性不变，而当从输出端切换到输入端时使其极性反向；第一电容器，其与该快速电容器并联地配备在该快速电容器的输入端上；和第二电容器，其与该快速电容器并联地配备在该快速电容器的输出端上。该快速电容器包括可变电容元件，以便当从输入端切换到输出端时电容变小，而当从输出端切换到输入端时电容变大。

Description

滤波电路和通信设备

技术领域

本发明涉及滤波电路和通信设备。

背景技术

射频(RF)电路的电源电压随着互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺的小型化而趋向于降低。由于CMOS工艺的小型化，如果使用已知电路技术安装RF电路，则电压裕度会变得不足，并且使信号振幅的动态范围变窄。同时，晶体管的截止频率因CMOS工艺的小型化而增大，这对于以准确定时进行高速切换操作的操作是有利的。另外，还有利的是电容比因高精度光刻技术而变精确。

数字RF技术是将离散时间信号处理的概念引入RF电路中，以避免可能作为CMOS工艺的小型化的结果而引起的问题并获得一些好处的新技术。在数字RF技术领域中将电荷畴滤波器用作主要电路。电荷畴滤波器是由跨导放大器、开关和电容器形成的滤波电路。电荷畴滤波器通过与时钟脉冲同步地累积和释放电荷进行模拟信号的取样，并且利用离散时间信号处理进行滤波、抽取(decimation)等。

作为电荷畴滤波器的已知例子，存在像描述在S.Manetti and A.Liberatore，“Switched-capacitor lowpass filter without active components，”Electron.Lett.，1980，16，pp.883-885中那样的电荷畴二阶无限脉冲响应低通滤波器(IIR-LPF)。电荷畴二阶IIR-LPF的有利之处在于可以通过简单电荷畴电路实现(也参见：A.Yoshizawa and S.Iida，“A Gain-Boosted Discrete-TimeCharge-Domain FIR LPF with Double-Complementary MOS ParametricAmplifiers，”Proc.IEEE Int.Solid State Circuits Conf.Dig.Tech.Papers，Feb.2008)。

发明内容

但是，对于描述在上面“Switched-capacitor lowpass filter without activecomponents”中的已知电荷畴二阶IIR-LPF，除了跨导放大器之外的其它元件都是无源元件，因此增益低下。

鉴于上述情况，期望提供能够针对电荷畴二阶IIR-LPF的频率特性提高增益的新式和改进的滤波电路和通信设备。

按照本发明的一个实施例，提供了一种滤波电路，包括：快速电容器(flying capacitor)，其当从输入端切换到输出端时保持极性不变，而当从输出端切换到输入端时使其极性反向；第一电容器，其与该快速电容器并联地配备在该快速电容器的输入端上；和第二电容器，其与该快速电容器并联地配备在该快速电容器的输出端上。该快速电容器包括可变电容元件，以便当从输入端切换到输出端时电容变小，而当从输出端切换到输入端时电容变大。

对于上述结构，当从输入端切换到输出端时，该快速电容器保持极性不变，而当从输出端切换到输入端时，使该快速电容器的极性反向。该第一电容器与该快速电容器并联地配备在该快速电容器的输入端上，而该第二电容器与该快速电容器并联地配备在该快速电容器的输出端上。配备在该快速电容器中的可变电容元件的电容当从输入端切换到输出端时较小，而当从输出端切换到输入端时较大。因此，由于配备在该快速电容器中的可变电容元件，可以针对电荷畴二阶IIR-LPF的频率特性提高增益。

该第一电容器和该第二电容器可以具有不同电容。

按照本发明的另一个实施例，提供了一种包括滤波电路的通信设备，该滤波电路包括：快速电容器，其当从输入端切换到输出端时保持极性不变，而当从输出端切换到输入端时使其极性反向；第一电容器，其与该快速电容器并联地配备在该快速电容器的输入端上；和第二电容器，其与该快速电容器并联地配备在该快速电容器的输出端上。该快速电容器包括可变电容元件，以便当从输入端切换到输出端时电容变小，而当从输出端切换到输入端时电容变大。

按照本发明的另一个实施例，提供了一种滤波电路，包括：至少一个可变电容电路，其当与输入端连接时具有比与输出端连接时大的电容，而当与输出端连接时具有比与输入端连接时小的电容；第一电容器，其与该可变电容电路并联地配备在该可变电容电路的输入端上；和第二电容器，其与该可变电容电路并联地配备在该可变电容电路的输出端上。

按照上面的结构，当从输入端切换到输出端时，保持该可变电容电路的极性不变，而当从输出端切换到输入端时，使该极性反向。该第一电容器与该可变电容电路并联地配备在该可变电容电路的输入端上，而该第二电容器与该可变电容电路并联地配备在该可变电容电路的输出端上。其结果是，由于该可变电容电路，可以针对电荷畴二阶IIR-LPF的频率特性提高增益。

该第一电容器和该第二电容器可以具有不同电容。

按照本发明的另一个实施例，提供了一种包括滤波电路的通信设备，该滤波电路包括：至少一个可变电容电路，其当与输入端连接时具有比与输出端连接时大的电容，而当与输出端连接时具有比与输入端连接时小的电容；第一电容器，其与该可变电容电路并联地配备在该可变电容电路的输入端上；和第二电容器，其与该可变电容电路并联地配备在该可变电容电路的输出端上。

按照上述本发明的实施例，可以提供能够针对电荷畴二阶IIR-LPF的频率特性提高增益的新式和改进的滤波电路和通信设备。

附图说明

图1是示出按照本发明一个实施例的电荷畴二阶无限脉冲响应低通滤波器(IIR-LPF)100的结构的说明图；

图2是示出LPF 100的频率特性的说明图；

图3是示出与LPF 100的电荷转移函数等效的二阶IIR-LPF的数字滤波器的结构的说明图；

图4是示出如图3所示的数字滤波器的脉冲响应的状态的说明图；

图5是示出使用可变电容电路取代快速电容器方法的差分结构的电路结构的说明图；

图6是示出输入如图5所示的电路中的时钟脉冲的波形的说明图；

图7是示出如图5所示的电路的操作概况的说明图；

图8是示出如图5所示的可变电容电路Cr1和Cr2的电路结构的例子的说明图；

图9是示出配有按照本发明实施例的LPF的通信设备300的结构的说明图；

图10是示出按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10的结构的说明图；

图11是示出如图10所示的电容器Cr1和Cr2的移动(movement)规律的说明图；

图12是以曲线图形式示出LPF 10的频率特性的说明图；

图13是示出如图10所示的LPF 10的实际电路结构的说明图。和

图14是示出输入如图13所示的LPF 10中的时钟脉冲的波形的说明图。

具体实施方式

在下文中，将参照附图详细描述本发明的优选实施例。注意，在本说明书和附图中，基本上具有相同功能和结构的结构元件用相同标号表示，并且省略对这些结构元件的重复说明。

本发明的优选实施例将按如下次序详细描述。

1.按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF

1-1.按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF的结构

1-2.按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF的问题

2.按照本发明实施例的LPF

2-1.按照本发明实施例的LPF的结构

2-2.按照本发明实施例的LPF的转移函数

2-3.按照本发明实施例的LPF的频率特性

2-4.按照本发明实施例的LPF的电路结构的例子

3.配有按照本发明实施例的LPF的通信设备

4.结论

1.按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF

首先，在描述本发明的示范性实施例之前，描述按照现有技术的电荷畴滤波器，然后描述其问题。

1-1.按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF的结构

图10是示出描述在S.Manetti and A.Liberatore，“Switched-capacitorlowpass filter without active components，”Electron.Lett.，1980，16，pp.883-885中、按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10的结构的说明图。在下文中，将参照图10描述按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10的结构。

如图10所示，按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10包括电源11、跨导放大器gm、和电容器Ch1，Ch2，Cr1和Cr2。

电源11是AC(交流)电源，并且输出输入电压信号V_IN。跨导放大器gm是将电压信号转换成电流信号并输出它的跨导放大器。跨导放大器gm向图10中的A点输出振幅与来自电源11的输入电压信号V_IN成正比的电流，并且对电容器Ch1充电。

电容器Cr1和Cr2与输入LPF 10的时钟脉冲同步地在A点侧和B点侧之间交替移动(move)。由于电容器Cr1和Cr2在A点侧和B点侧之间交替移动，所以可以在电容器Ch1和电容器Ch2之间转移和接收电荷。其结果是，对电容器Ch2充电，在图10中的B点上产生电压，并且可以输出输出电压信号V_OUT。

这里，将参照图11描述电容器Cr1和Cr2的移动规律。当电容器Cr1和Cr2从图10中的A点侧移动到B点侧时，电容器Cr1和Cr2在保持相同极性的同时相互并行地移动。另一方面，当电容器Cr1和Cr2从图10中的B点侧移动到A点侧时，电容器Cr1和Cr2在使极性反向的同时进行移动。图11示出了电容器Cr1和Cr2移动的方式，并且用指示它们各自极性的正负符号(code)表示电容器Cr1和Cr2。为了便于说明，将图11中的(1)称为第一状态。在第一状态下，电容器Cr1位于图10中的A侧，而电容器Cr2位于图10中的B侧，电容器Cr1和Cr2两者都具有正极性。

接着，为了便于说明，将图11中的(2)称为第二状态。在第二状态下，已经移动了电容器Cr1以使得图10中的B侧具有正极性。同时，已经移动了电容器Cr2以使得图10中的A侧具有负极性，即，极性反向了。

接着，为了便于说明，将图11中的(3)称为第三状态。在第三状态下，已经移动了其极性在第二状态下反向了的电容器Cr2，以使得图10中的B侧具有负极性。同时，已经移动了电容器Cr1以使得图10中的A侧具有负极性，即，极性反向了。

接着，为了便于说明，将图11中的(4)称为第四状态。在第四状态下，已经移动了其极性在第三状态下反向了的电容器Cr1，以使得图10中的B侧具有负极性。同时，已经移动了电容器Cr2以使得图10中的A侧具有正极性，即，极性反向了。

然后，在接在第四状态之后的状态下，已经移动了电容器Cr2以使得图10中的B侧具有正极性。同时，已经移动了电容器Cr1以使得图10中的A侧具有正极性，即，极性反向了。这是与第一状态相同的状态。当以这种方式与时钟脉冲同步地重复第一状态到第四状态时，可以在电容器Ch1和电容器Ch2之间转移和接收电荷。

这里，建立了与累积在图10中的A点侧和B点侧的每一侧上的电荷有关的差方程，然后通过z变换求解该差方程，以计算电荷的转移函数。接着，通过考虑跨导放大器gm、B点侧电容器的电容以及在长方形时间窗内进行按时钟脉冲取样的事实，获取如图10所示的LPF 10的电压转移函数。

按照S.Manetti and A.Liberatore，“Switched-capacitor lowpass filter withoutactive components，”Electron.Lett.，1980，16，pp.883-885，每个电容器Ch1和Ch2的电容相等，并且每个电容器Cr1和Cr2的电容也相等。此外，电容器Ch1和Ch2的电容都是电容器Cr1和Cr2的电容的(N-1)倍。根据这些条件，如果首先计算LPF 10的电荷转移函数，则可以获得如下表达式1。

$\frac{Q_B\left(z\right)}{Q_i\left(z\right)}=\frac{z^{-1}/N}{1-2(1-\frac{1}{N})z^{-1}-\{\frac{2}{N}(1-\frac{1}{N})-1\}{z}^{-2}}$

...表达式1

当一个时钟脉冲时间是Ts，并从上面表达式1获取LPF 10的电压转移函数时，可以获得如下表达式2。

$\frac{V_{\mathrm{OUT}}\left(f\right)}{V_{\mathrm{IN}}\left(f\right)}=\frac{Q_B\left(\exp (j\·2\mathrm{\π}\·f\·\mathrm{Ts})\right)}{Q_i\left(\exp (j\·2\mathrm{\π}\·f\·\mathrm{Ts})\right)}\·\frac{g_m\·\mathrm{Ts}}{(\mathrm{Ch}+\mathrm{Cr})}\·\frac{\sin (\mathrm{\π}\·f\·\mathrm{Ts})}{\mathrm{\π}\·f\·\mathrm{Ts}}$

...表达式2

这里将说明表达式2。右侧第一项是将exp(j·2π·f·Ts)代入显示在表达式1中的电荷转移函数z中获得的项。而且，关于表达式2的右侧第二项的分子，通过将跨导放大器gm的跨导g_m乘以取样时间Ts，将输入电压V_IN转换成一个样本的输入电荷Q_i。另外，表达式2的右侧第二项的分母是电容器Ch2的电容Ch与电容器Ch1和Cr2的电容Cr之和。因此，表达式2的右侧第二项是输出电荷Q_B除以电容器Ch2的电容Ch与电容器Ch1和Cr2的电容Cr之和并被转换成输出电压V_OUT的项。然后，表达式2的右侧第三项是作为在长方形时间窗内正在进行的取样的结果出现的正弦函数的频率特性的表达式。

这里，对于如图10所示的LPF 10，设置N＝20，Ts＝1.0[ns]，g_m＝1.0[mS]，Ch＝3.8[pF]和Cr＝0.2[pF]，并从上面表达式2中获取频率特性。图12是以曲线图形式示出在上述条件下计算的LPF 10的频率特性的说明图。如图12所示，在上述条件下，LPF 10的频率特性在低频带中直到大约10[MHz]都是平坦的，具有大约8.0[dB]的增益，而截止频率是大约11.5[MHz]。而且，可以看出，在高频带中LPF 10的频率特性是以-40[dB/dec]的衰减斜率衰减的二阶LPF特性。

图13是示出如图10所示的LPF 10的实际电路结构的说明图。而且，图14是示出输入如图13所示的LPF 10中的时钟脉冲的波形的说明图。如图13所示的电路结构是从如图10所示的结构中只提取电容器部分并将它例示出来获得的。如图14所示的每个时钟脉冲对应于如图13所示的每个开关。如图13所示的每个开关当如图14所示的每个时钟脉冲处在高电平状态时接通，而当如图14所示的每个时钟脉冲处在低电平状态时断开。

下面描述如图13所示的LPF 10的操作。当时钟脉冲S1、时钟脉冲S1，2和时钟脉冲S1，4处在高电平状态时，图13中的开关S1、开关S1，2和开关S1，4接通。当这些开关接通时，累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cr1，而累积在电容器Cr2中的电荷移动到电容器Ch2。

然后，当时钟脉冲S2、时钟脉冲S1，2和时钟脉冲S2，3处在高电平状态时，图13中的开关S2、开关S1，2和开关S2，3接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr1中的电荷移动到电容器Ch2。而且，使与地(GND)连接的电容器Cr2的极点(pole)反向。然后，累积在电容器Ch1中的电荷移动到其极点已经反向的电容器Cr2。

接着，当时钟脉冲S3、时钟脉冲S2，3和时钟脉冲S3，4处在高电平状态时，图13中的开关S3、开关S2，3和开关S3，4接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr2中的电荷移动到电容器Ch2。而且，使与GND连接的电容器Cr1的极点反向，且累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cr1。

接着，当时钟脉冲S4、时钟脉冲S3，4和时钟脉冲S1，4处在高电平状态时，图13中的开关S4、开关S3，4和开关S1，4接通。当这些开关接通时，累积在电容器Cr1中的电荷移动到电容器Ch2。而且，使与GND连接的电容器Cr2的极点反向，且累积在电容器Ch1中的电荷移动到电容器Cr2。

如果以这种方式响应时钟脉冲的高电平和低电平的切换重复开关的接通和断开，则累积在电容器Ch1中的电荷经由电容器Cr1和Cr2移动到电容器Ch2。其结果是，LPF 10作为具有如图12所示的频率通过特性的低通滤波器操作。使电荷在像图13所示那样切换电容器Cr1和Cr2两端的极性的同时移动的操作一般叫做快速电容器方法。

1-2.按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF的问题

如上所述，公开在S.Manetti and A.Liberatore，“Switched-capacitor lowpassfilter without active components，”Electron.Lett.，1980，16，pp.883-885中的按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10具有可以利用简单电荷畴电路实现二阶IIR-LPF的优点。但是，如上所述，由于除了跨导放大器之外，如公开在S.Manetti and A.Liberatore，“Switched-capacitor lowpass filter without activecomponents，”中的按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10的所有元件都是无源元件，因此增益低下。而且，由于按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10由单相电路形成，所以如果用在IC(集成电路)中，则易受共模噪声影响。此外，由于按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF 10使用所谓的快速电容器方法，所以开关的数量增加，并且用于接通和断开开关的时钟脉冲的数量也增加。更有甚者，在S.Manetti and A.Liberatore，“Switched-capacitor lowpass filterwithout active components，”Electron.Lett.，1980，16，pp.883-885中，未公开用于转移和接收电荷的单组电容器Ch1和Ch2的各自电容不同时的转移函数，因此安装LPF的灵活性低下。

为了解决这个问题，本发明提供了不损害电荷畴二阶IIR-LPF的频率特性的改进滤波电路。在下文中，将参照附图描述本发明的示范性实施例。

2.按照本发明实施例的LPF

2-1.按照本发明实施例的LPF的结构

图1是示出按照本发明一个实施例的电荷畴无限脉冲响应低通滤波器(IIR-LPF)100的结构的说明图。在下文中，将参照图1描述按照本发明实施例的电荷畴IIR-LPF 100(下文也简称为“LPF 100”)的结构。

如图1所示，按照本发明实施例的LPF 100包括电源101、跨导放大器gm、和电容器Ch1，Ch2，Cra和Crb。

电源101是AC电源，并且输出输入电压信号V_IN。跨导放大器gm是将电压信号转换成电流信号并输出它的跨导放大器。跨导放大器gm向图1中的A点输出振幅与来自电源101的输入电压信号V_IN成正比的电流，并且对电容器Ch1充电。

电容器Cra和Crb与输入LPF 100的时钟脉冲同步地在A点侧和B点侧之间交替移动。由于电容器Cra和Crb在A点侧和B点侧之间交替移动，可以在电容器Ch1和电容器Ch2之间转移和接收电荷。其结果是，对电容器Ch2充电，在图1中的B点上产生电压，并且可以输出输出电压信号V_OUT。

这里，将说明电容器Cra和Crb的移动规律。当电容器Cra和Crb从图1中的A点侧移动到B点侧时，电容器Cra和Crb在保持相同极性的同时相互并行地移动。另一方面，当电容器Cra和Crb从图1中的B点侧移动到A点侧时，电容器Cra和Crb在使极性反向的同时进行移动。

另外，电容器Cra和Crb是可以改变电容的可变电容元件。当电容器Cra和Crb从图1中的A点侧移动到B点侧时，电容是1/k，而当电容器Cra和Crb从图1中的B点侧移动到A点侧时，使极性反向，并且电容是k倍。这是与如图10所示的按照现有技术的LPF 10的显著的不同。在如下说明中，描述在图1中的A点侧上电容是Cr，而在图1中的B点侧上电容是Cr/k的电容器Cra和Crb。

2-2.按照本发明实施例的LPF的转移函数

上面参照图1描述了按照本发明实施例的电荷畴IIR-LPF 100的结构。接着，以与按照现有技术的LPF 10的转移函数相同的方式计算如图1所示的LPF 100的转移函数。对于按照现有技术的LPF 10，为了易于分析，假定电容器Ch1和Ch2的电容是相等的，但是，当将LPF 10实际安装在LC上时，这变成了对电路布局等的限制条件。因此，在减少这种限制条件以增加多面性的同时，在电容器Ch1和Ch2的电容不同时计算如图1所示的LPF 100的转移函数。

首先，当建立与图1中的A点和B点的电荷有关的差方程时，获得如下表达式3和表达式4。

$q_A\left(n\right)=q_A(n-1)-\frac{1}{N}{q}_A(n-1)-\frac{1}{M}{q}_b\left(n\right)+q_i\left(n\right)$

...表达式3

$q_B\left(n\right)=q_B(n-1)-\frac{1}{M}{q}_B(n-1)+\frac{1}{N}{q}_A(n-1)$

...表达式4

当z变换上述表达式3和表达式4时，分别获得如下表达式5和表达式6。

$Q_A\left(z\right)=(1-\frac{1}{N})Q_A\left(z\right)z^{-1}-\frac{1}{M}{Q}_B\left(z\right)z^{-1}+Q_i\left(z\right)$

...表达式5

$Q_B\left(z\right)=(1-\frac{1}{M})Q_B\left(z\right)z^{-1}+\frac{1}{N}{Q}_A\left(z\right)z^{-1}$

...表达式6

当从上述表达式5和表达式6获取如图1所示的LPF 100的电荷转移函数时，可以获得如下表达式7。

$\frac{Q_B\left(z\right)}{Q_i\left(z\right)}=\frac{z^{-1}/N}{1-(2-\frac{M+N}{M\·N})z^{-1}-\{\frac{M+N-2}{M\·N}-1\}{z}^{-2}}$

...表达式7

如果针对上述表达式7，使用双线性变换进行从z空间到s空间的近似映射，并分别计算滤波器ω_P和Q_P，则可以获得如下表达式8和表达式9。

${\mathrm{\ω}}_p=\frac{2}{T_s\sqrt{2M\·N-M-N+1}}$

...表达式8

$Q_p=\frac{\sqrt{2M\·N-M-N+1}}{M+N-2}$

...表达式9

考虑跨导放大器gm、图1中的B点侧电容器的电容以及以长方形时间窗进行取样的事实，当将与LPF 100的电荷有关的转移函数转换成与电压有关的转移函数时，获得如下表达式10。

$\frac{V_{\mathrm{OUT}}\left(f\right)}{V_{\mathrm{IN}}\left(f\right)}=\frac{Q_B\left(\exp (j\·2\mathrm{\π}\·f\·\mathrm{Ts})\right)}{Q_i\left(\exp (j\·2\mathrm{\π}\·f\·\mathrm{Ts})\right)}\·\frac{g_m\·\mathrm{Ts}}{({\mathrm{Ch}}_2+\frac{\mathrm{Cr}}{k})}\·\frac{\sin (\mathrm{\π}\·f\·\mathrm{Ts})}{\mathrm{\π}\·f\·\mathrm{Ts}}$

...表达式10

这里，也如图1所示，电容器Ch1和Ch2与电容器Cra和Crb的电容比通过如下表达式11和表达式12中的关系表达。

Ch₁＝Cr(N-1)

...表达式11

${\mathrm{Ch}}_2=\frac{1}{k}\mathrm{Cr}(M-1)$

...表达式12

2-3.按照本发明实施例的LPF的频率特性

这里，为了使条件与对按照现有技术的LPF 10的说明匹配，对于如图1所示的LPF 100，设置M＝N＝20，Ts＝1.0[ns]，g_m＝1.0[mS]，Ch1＝3.8[pF]，Cr＝0.2[pF]和k＝4。通过设成k＝4，当电容器Cra和Crb从如图1所示的A点侧移动到B点侧时，电容器Cra和Crb的电容是1/4倍。因此，电容器Crb的电容是如图10所示的LPF 100的电容Cr2的电容的1/4(＝0.95[pF])。当从上述表达式10中计算LPF 100的频率特性时，它们像图2所示那样。

如图2所示，在上述条件下，LPF 100的频率特性在低频带中直到大约10[MHz]都是平坦的，且截止频率是大约11.5[MHz]。可以看出，在高频带中，频率特性具有以-40[dB/dec]的衰减斜率衰减的二阶LPF特性。如图2所示的频率特性一般具有与按照如图12所示的现有技术的LPF 10的频率特性相同的形状，但是，可以看出，与按照现有技术的LPF 10的频率特性相比，在平坦部分中增益增加到20.0[dB]。

这表明不存在与按照本实施例的LPF 100的稳定性有关的问题。图3是示出与显示在上述表达式7中的LPF 100的电荷转移函数等效的二阶IIR-LPF的数字滤波器的结构的说明图。图3的Ts是一个时钟脉冲时间的延迟，而a1，b1和b2是显示在如下表达式13到表达式15中的增益元素。表达式13中的a1通过将表达式7的分子中z^-1的系数乘以-1获得。表达式14中的b1通过将表达式7的分母中z^-1的系数乘以-1获得，而表达式15中的b2通过将表达式7的分母中z^-2的系数乘以-1获得。

$a1=\frac{1}{N}$

...表达式13

$b1=2-\frac{M+N}{M\·N}$

...表达式14

$b2=\frac{M+N-2}{M\·N}-1$

...表达式15

对于如图3所示的数字滤波器，N＝M＝20时的脉冲响应显示在图4中。在图4中，水平轴以时钟脉冲周期Ts作为参考点示出时间。垂直轴指示脉冲响应的强度。如图4所示，显示在图3中的数字滤波器的脉冲响应不发散，并且可以确认稳定性。由于在复数根的范围内使用显示在图3中的数字滤波器的极点，所以可以将从显示在表达式14中的b1和显示在表达式15中的b2中获得的如下表达式16和表达式17用于确定。

$b2<\frac{{b1}^2}{4}$

...表达式16

0≤b2＜1

...表达式17

2-4.按照本发明实施例的LPF的电路结构的例子

图5是示出取代快速电容器方法，在如图1所示的LDF 100的A点和B点之间使用可变电容电路的差分结构的电路结构的说明图。而且，图6是示出输入如图5所示的电路中的时钟脉冲的波形的说明图。如图6所示的每个时钟脉冲对应于如图5所示的每个开关。如图5所示的每个开关当如图6所示的每个时钟脉冲S1，S2，S3和S4都处在高电平状态时接通，而当如图6所示的每个时钟脉冲都处在低电平状态时断开。另外，当时钟脉冲S1，3和S2，4处在高电平状态时，可变电容电路Cr1和Cr2的电容是低电平状态的电容的k倍，而当这些时钟脉冲都处在低电平状态时，其电容是高电平状态的电容的1/k 。

下面说明使用如图5所示的可变电容电路的差分结构的操作。图7是示出如图5所示的电路的操作概况的说明图。如图7所示，当电容器Cr从B点侧返回到A点侧，而不是使极性反向时，与快速电容器方法中一样，可以使电容器Cr在正相与负相之间移动。

图8是示出如图5所示的可变电容电路Cr1和Cr2的电路结构的例子的说明图。当测量从图8的左侧到右侧的电容时，当开关SW1和SW2处在a点侧时，它们分别具有较大电容。相反，当开关SW1和SW2处在b点侧时，它们各自的电容较小。注意，在A.Yoshizawa and S.Iida，“A Gain-BoostedDiscrete-Time Charge-Domain FIR LPF with Double-Complementary MOSParametric Amplifiers，”Proc.IEEE Int.Solid State Circuits Conf.Dig.Tech.Papers，Feb.2008中和在日本专利申请公告第JP-A-2008-99224中详细公开了如图8所示的可变电容电路的操作和电容的变化。

3.配有按照本发明实施例的LPF的通信设备

接着，描述配有按照本发明实施例的LPF的通信设备的结构。图9是示出配有按照本发明实施例的LPF的通信设备300的结构的说明图。

如图9所示，配有按照本发明实施例的LPF的通信设备300包括数据生成部分310、信号处理电路320、本机信号发生器330、频率转换器340、功率放大器350、带限滤波器360和天线370。

从通信设备300发送的数据在数据生成部分310中生成，并输入信号处理电路320中。在信号处理电路320中，进行像D/A(数字/模拟)转换、编码和调制那样的处理。因此，生成基带或中频(IF)带下的发送信号。将来自信号处理电路320的发送信号输入频率转换器(混合器)340中，并且与来自本机信号发生器330的本机信号相乘。作为发送信号与本机信号的相乘结果，将发送信号转换成射频(RF)带信号，即，升频转换。

在频率转换器330中通过升频转换获得的RF信号经过功率放大器350放大，然后输入带限滤波器360中。在RF信号经过带限滤波器360的频带限制，从而消除不必要的频率成分之后，将所得RF信号供应给天线370。注意，上述的各种电荷畴二阶IIR-LPF电路都可以用作带限滤波器360。

4.结论

如上所述，按照本发明的实施例，与按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF相比，可以获得较高的增益，同时具有与按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF相同类型的频率特性。另外，与按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF相比，可以使输出侧电容器Ch2的电容较小，因此可以缩小安装区，导致成本降低。

此外，如图5所示，取代用在按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF中的快速电容器方法，可以实现使用可变电容电路的差分结构。通过使用使用可变电容电路的差分结构，可以提高IC电路中的抗共模噪声性。对于如图5所示的结构，通过切换到反相侧的电容器，而不是使电容器的极性反向，与按照现有技术的电荷畴二阶IIR-LPF相比，可以减少开关的数量和操作所需的时钟脉冲的数量。

此外，对于本发明的实施例，可以单独设置输入侧电容器Ch1和输出侧电容器Ch2中的每一个的电容。其结果是，按照本发明实施例的LPF 100与按照现有技术的LPF 10相比，在电路设计方面显示出提高了的灵活性。

本领域的普通技术人员应该明白，视设计要求和其它因素而定，可以作出各种各样的修改、组合、部分组合和变更，只要它们都在所附权利要求书或其等效物的范围之内。

本发明可以应用于滤波电路和通信设备。尤其可以应用于使用快速电容器的滤波电路和配有使用快速电容器的滤波电路的通信设备。同时，可以应用于使用可变电容电路取代快速电容器的滤波电路和配有使用可变电容电路的滤波电路的通信设备。

本申请包含与2008年12月22日向日本专利局提交的日本优先权专利申请第JP 2008-326200号中公开的主题有关的主题，在特此通过引用并入其全部内容。

Claims (6)

1.一种滤波电路，包含：

快速电容器，其当从输入端切换到输出端时保持极性不变，而当从输出端切换到输入端时使其极性反向；

第一电容器，其与所述快速电容器并联地配备在所述快速电容器的输入端上；和

第二电容器，其与所述快速电容器并联地配备在所述快速电容器的输出端上，

其中，所述快速电容器包括可变电容元件，以便当从输入端切换到输出端时电容变小，而当从输出端切换到输入端时电容变大。

2.按照权利要求1所述的滤波电路，其中，

所述第一电容器和所述第二电容器具有不同电容。

3.一种通信设备，包含：

滤波电路，包括

快速电容器，其当从输入端切换到输出端时保持极性不变，而当从输出端切换到输入端时使其极性反向；

第一电容器，其与所述快速电容器并联地配备在所述快速电容器的输入端上；和

第二电容器，其与所述快速电容器并联地配备在所述快速电容器的输出端上，

其中，所述快速电容器包括可变电容元件，以便当从输入端切换到输出端时电容变小，而当从输出端切换到输入端时电容变大。

4.一种滤波电路，包含：

至少一个可变电容电路，其当与输入端连接时具有比与输出端连接时大的电容，而当与输出端连接时具有比与输入端连接时小的电容；

第一电容器，其与所述可变电容电路并联地配备在所述可变电容电路的输入端上；和

第二电容器，其与所述可变电容电路并联地配备在所述可变电容电路的输出端上。

5.按照权利要求4所述的滤波电路，其中，

所述第一电容器和所述第二电容器具有不同电容。

6.一种通信设备，包含：

滤波电路，包括

至少一个可变电容电路，其当与输入端连接时具有比与输出端连接时大的电容，而当与输出端连接时具有比与输入端连接时小的电容；

第一电容器，其与所述可变电容电路并联地配备在所述可变电容电路的输入端上；和

第二电容器，其与所述可变电容电路并联地配备在所述可变电容电路的输出端上。

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