DE102005035717B4

DE102005035717B4 - Winkelbeschleunigungssensorsystem auf Schwingungsbasis

Info

Publication number: DE102005035717B4
Application number: DE102005035717.2A
Authority: DE
Inventors: Hajime Ito; Kenichi Ao
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2004-08-05
Filing date: 2005-07-29
Publication date: 2014-02-06
Anticipated expiration: 2025-07-30
Also published as: US7216538B2; JP2006047144A; US20060027019A1; DE102005035717A1; JP4411529B2

Abstract

Winkelgeschwindigkeitssensorsystem mit einem vibrierenden Winkelgeschwindigkeitssensor, das Folgendes aufweist: einen Vibrator (10), welcher ein schwingendes Element (30) enthält, das so angeordnet ist, dass es entlang einer ersten Richtung schwingt, wobei das Element (30) so angeordnet ist, dass es weiterhin in einer zweiten Richtung senkrecht zu der ersten Richtung schwingt, wenn es einer Winkelgeschwindigkeit entlang einer dritten Richtung senkrecht zu den ersten und zweiten Richtungen ausgesetzt ist, eine Antriebsschaltung (6), um den Vibrator dazu zu veranlassen, das vibrierende Element mit einer vorab bestimmten Frequenz entlang der ersten Richtung oszillieren zu lassen, einen Oszillationsdetektor (7), um Schwingungen des vibrierenden Elements in der zweiten Richtung zu erfassen und eine die erfassten Oszillationen repräsentierende Spannung zu erzeugen, damit eine Spannung erzeugbar ist, welche die Oszillationen des vibrierenden Elements entlang der zweiten Richtung repräsentiert, einen ersten Synchrondetektor (22), um synchron eine primäre Frequenzkomponente der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der vorab bestimmten Frequenz zu erfassen und ein Ausgabesignal zu erzeugen, welches die erfasste primäre Frequenzkomponente enthält; einen zweiten Synchrondetektor (23), um synchron eine ungeradzahlige Harmonische der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der Frequenz der ungeradzahligen Harmonischen zu erfassen; und einen Oberwellenlöscher (25), um eine verbleibende ungeradzahlige harmonische Komponente, die im Ausgabesignal des ersten Synchrondetektors enthalten ist, mit der ungeradzahligen Harmonischen, die von dem zweiten Synchrondetektor erfasst ist, zu löschen.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Winkelbeschleunigungssensor auf Schwingungs- bzw. Vibrationsbasis in einem zugehörigen System.
Vibrierende Winkelgeschwindigkeitssensoren (Gyrosensoren) werden auf Grund ihrer geringeren Kosten und geringeren Massen im Vergleich mit anderen Arten von Winkelgeschwindigkeitssensoren in letzter Zeit häufig zur Anwendung in der Fahrzeugsteuerung und Navigation nachgefragt.
Die US 5,375,336 A , die Grundlage des Oberbegriffs des Anspruchs 1 ist, offenbart einen Winkelgeschwindigkeitssensor auf einer Basis, die an einem Ende drehbar gelagert ist und piezoelektrisch in Schwingungen versetzt wird. Dadurch wird dem Sensorsignal ein bekanntes Winkelgeschwindigkeitssignal überlagert und bei der Messung einer Differenz zweier in Gegenphase abgenommener Ausgabesignale des Sensors berücksichtigt.
Die US 5,412,204 A lehrt einen Sensor zum Erfassen einer Gyroskopausgabe mit zwei piezoelektrischen Elementen, deren Ausgaben über eine spezielle Differentialverstärkerschaltung ausgewertet werden. Ähnlich der US 5,375,336 A verwendet diese Lehre erste und zweite Synchrondetektoren, deren Signale benutzt werden, um die Aufhebung unerwünschter Frequenzkomponenten zu bewirken.
Die JP 2003 065 768 A zeigt ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Synchrondetektion und eine Sensorsignalerfassungsvorrichtung, um effektiv Hochfrequenzrauschen ohne Tiefpassfilter mit großer Zeitkonstante zu reduzieren.
Die EP1 367 367 A1 beschreibt einen Winkelgeschwindigkeitssensor mit einer externen Diagnosemöglichkeit des Sensors. Der Sensor umfasst ein Paar von Stromverstärkern, einen Differentialverstärker, einen Phasenschieber und einen Synchronverstärker.
Wie in der JP 2002-139322 A und der US 5,806,364 B1 beschrieben, verwendet der vibrierende Winkelbeschleunigungssensor den Corioliseffekt auf ein vibrierendes Element, das entlang einer ersten Richtung schwingt, indem seine Schwingung entlang einer zweiten Richtung senkrecht zu der ersten Richtung gemessen wird. Im bekannten Winkelbeschleunigungssensor auf Schwingungsbasis wird die Winkelgeschwindigkeit in der Form einer Modulation einer sinusförmigen Wellenform einer Referenzfrequenz mit der Amplitude der Schwingung entlang der zweiten Richtung erfasst. Es werden jedoch in einer Fahrzeugumgebung auf Grund einer Vielzahl von Faktoren andere Frequenzkomponenten als die Fundamentalfrequenz beziehungsweise Grundschwingung erzeugt. Um die unerwünschten Frequenzkomponenten zu entfernen, wird die Synchronerfassungstechnik verwendet, um die Grundschwingungskomponente vom amplitudenmodulierten Signal unter Verwendung von Taktpulsen zu extrahieren, die mit der Grundschwingung synchronisiert sind. Der derzeitige vibrierende Winkelbeschleunigungssensor ist jedoch noch nicht für die Anwendung im Fahrzeug zufriedenstellend, weil der Nullpunktpegel der erfassten Winkelgeschwindigkeit fluktuiert. Weiterhin leidet die erfasste Winkelgeschwindigkeit an einer Phaseninstabilität.
Daher besteht ein Bedarf, einen Winkelbeschleunigungssensor auf Schwingungsbasis zu schaffen, der dazu fähig ist, eine Winkelgeschwindigkeit ohne Nullpunktsfluktuation und Phaseninstabilität zu schaffen.
Der Vibrator des erfindungsgemäßen Winkelgeschwindigkeitssensors weist ein vibrierendes Element auf, das durch federnde Kopplungsteile mit seinem feststehenden Rahmen verbunden ist. Die vorliegende Erfindung beruht auf der Erkenntnis, das die Nullpunktsfluktuation und Phaseninstabilität durch die Erzeugung von harmonischen Komponenten auf Grund einer Vielzahl von Resonanzmodi verursacht werden, die mit den federnden Kopplungsteilen und dem Rahmenaufbau zusammenhängen. Eine mathematische Analyse zeigt, dass die ungeradzahligen Harmonischen beziehungsweise geradzahligen Oberschwingungen nicht vollständig ausgelöscht werden können, obwohl die geradzahligen Harmonischen beziehungsweise ungeradzahligen Oberschwingungen durch den Vorgang der synchronen Erfassung ausgelöscht werden können. Eine Lösung wäre es, einen Vorfilter zu verwenden, um die ungeradzahligen Harmonischen zu entfernen, bevor eine synchrone Erfassung durchgeführt wird. Die Frequenz der dritten Harmonischen ist jedoch so nahe an der Grundfrequenz, dass es schwierig ist, die unerwünschte Komponente vollständig zu entfernen, ohne den Nullpunktpegel der erwünschten Komponente nachteilig zu beeinflussen, während gleichzeitig das Phaseninstabilitätsproblem gelöst wird.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Winkelbeschleunigungssensor auf Schwingungsbasis zu schaffen, der dazu fähig ist, eine Winkelgeschwindigkeit ohne Nullpunktsfluktuation und Phaseninstabilität zu erfassen.
Nach einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein vibrierender Winkelbeschleunigungssensor geschaffen, der einen Vibrator aufweist, welcher ein schwingendes Element enthält, das so angeordnet ist, dass es entlang einer ersten Richtung schwingt, wobei das Element so angeordnet ist, dass es weiterhin in einer zweiten Richtung senkrecht zu der ersten Richtung schwingt, wenn es einer Winkelgeschwindigkeit entlang einer dritten Richtung senkrecht zu den ersten und zweiten Richtungen ausgesetzt ist, eine Antriebschaltung, um den Vibrator dazu zu veranlassen, das vibrierende Element mit einer vorab bestimmten Frequenz entlang der ersten Richtung oszillieren zu lassen, einen Oszillationsdetektor, um Schwingungen des vibrierenden Elements in der zweiten Richtung zu erfassen und eine die erfassten Oszillationen repräsentierende Spannung zu erzeugen, damit eine Spannung erzeugt wird, welche die Oszillationen des vibrierenden Elements entlang der zweiten Richtung repräsentiert, einen ersten Synchrondetektor, um synchron eine primäre Frequenzkomponente der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der vorab bestimmten Frequenz zu erfassen und ein Ausgabesignal zu erzeugen, welches die erfasste primäre Frequenzkomponente enthält, und einen zweiten Synchrondetektor, um synchron eine ungeradzahlige Harmonische der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der Frequenz der ungeradzahligen Harmonischen zu erfassen. Ein Oberschwingungslöscher bzw. Oberwellenlöscher ist vorgesehen, um eine verbleibende ungeradzahlige Harmonische bzw. Oberwellen-Komponente, die im Ausgabesignal des ersten Synchrondetektors enthalten ist, mit der ungeradzahligen Harmonischen, die von dem zweiten Synchrondetektor erfasst wird, zu löschen.
Nach einem zweiten Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zur Erfassung einer Winkelgeschwindigkeit, welches die Schritte des (a) Schwingens eines vibrierenden Elements entlang einer ersten Richtung mit einer vorab bestimmten Frequenz und Zulassen, dass das vibrierende Element entlang einer zweiten Richtung senkrecht zu der ersten Richtung schwingt, wenn das vibrierende Element einer Winkelgeschwindigkeit entlang einer dritten Richtung senkrecht zu den ersten und zweiten Richtungen ausgesetzt ist, (b) Erzeugen einer Spannung, welche Schwingungen des vibrierenden Elements entlang der zweiten Richtung wiedergibt, (c) synchrones Erfassen einer primären Frequenzkomponente der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der vorab bestimmten Frequenz und Erzeugen eines Ausgabesignals, welches die erfasste primäre Frequenzkomponente enthält, (d) synchrones Erfassen einer ungeradzahligen Harmonischen der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der Frequenz der ungeradzahligen Harmonischen, und (e) Löschen einer verbleibenden ungeradzahligen harmonischen Komponente, die im Ausgabesignal des ersten Synchrondetektors enthalten ist, mit der ungeradzahligen Harmonischen, die vom zweiten Synchrondetektor erfasst ist.
Die mathematische Analyse zeigt weiterhin, dass der verbleibende Bruchteil einer ungeradzahligen Harmonischen nur von ihrer Ordnungszahl abhängt. Um die unerwünschten ungeradzahligen Harmonischen vollständig entfernen, ist es zu bevorzugen, die erfassten ungeradzahligen Harmonischen durch einen Faktor zu verringern, welcher ihrer Ordnungszahl entspricht.
Weil die Ausgabe des ersten (primären) Synchrondetektors in der Frequenz mit der Frequenz synchronisiert ist, mit welcher das vibrierende Element von der Antriebsschaltung zum Schwingen veranlasst wird, wird vorteilhafterweise ein Taktpulsgenerator verwendet, um Taktpulse von der Antriebsschaltung zu erzeugen, um den primären Synchrondetektor zu betreiben, und ein Frequenzvervielfacher wird vorteilhafterweise genutzt, um Taktpulse zu erzeugen, um den zweiten Synchrondetektor zu betreiben, indem die fundamentale beziehungsweise Grundfrequenz mit einem Faktor multipliziert wird, welcher der ungeradzahligen Harmonischen entspricht.
Um den Aufbau zu vereinfachen, wird der zweite Synchrondetektor so konzipiert, dass er unter Verwendung von Taktpulsen einer Wellenform betreibbar ist, die mit Bezug auf die Taktpulse der vorab bestimmten (fundamentalen) Frequenz invertiert sind. In diesem Fall weist der Oberwellenlöscher einen Addierer auf, um die ungeradzahligen Harmonischen, die vom zweiten Synchrondetektor erfasst werden, mit dem Ausgabesignal des ersten Synchrondetektors aufzusummieren. Der Oberwellenlöscher weist einen Tiefpassfilter auf, der eine Cut-Off-Frequenz beziehungsweise Abschneidefrequenz aufweist, die niedriger als die vorab bestimmte Frequenz ist. Eine Vereinfachung der Schaltung kann erreicht werden, indem dieser Tiefpassfilter als ein aktiver Filter in einer Doppelfunktion des Addierers aufgebaut ist.
Weil der verbleibende Bruchteil ungeradzahliger Harmonischer mit Anstieg ihrer Ordnungszahl kleiner wird, ist es nicht notwendig, Synchrondetektoren bereitzustellen, um ungeradzahlige Harmonische einer Ordnung zu entfernen, die höher als ein kritischer Wert ist. Für praktische Zwecke ist es ausreichend, die ungeradzahlige Harmonische zu entfernen, deren Ordnung gleich oder kleiner als neun ist. In den meisten Anwendungen ist es ausreichend, einen Synchrondetektor bereitzustellen, der Taktpulse der dritten harmonischen Frequenz verwendet.
In Anwendungen, in denen die Präzision wichtig ist, kann eine Vielzahl von zweiten Synchrondetektoren bereitgestellt werden, um jeweils synchron ungeradzahlige Harmonische unterschiedlicher Ordnungen unter Verwendung von Taktpulsen der ungeradzahligen harmonischen Frequenzen der unterschiedlichen Ordnungen zu erfassen. In diesem Fall kann ein Frequenzvervielfacher verwendet werden, um die vorab bestimmte Frequenz durch ein gemeinsames Vielfaches der ungeradzahligen harmonischen Frequenzen der unterschiedlichen Ordnungen zu multiplizieren, und eine Vielzahl von Frequenzteilern kann verwendet werden, um die vervielfachte Frequenz durch die Ordnungen der ungeradzahligen Harmonischen zu teilen.
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf die nachstehenden Zeichnungen genau beschrieben. Es zeigen:
1 eine Veranschaulichung von Wellenformen, die sich ergeben, wenn eine erste (Grund-), zweite und dritte Harmonische synchron bei der Frequenz der ersten Harmonischen erfasst und dann gemittelt werden;
2 ein Blockschaubild eines Vibrationswinkelgeschwindigkeitssensors nach der vorliegenden Erfindung;
3 eine Draufsicht eines Vibrators, der in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
4 eine Querschnittsansicht entlang der Linie 4-4 der 3;
5 ein Blockschaubild, das Details der Synchrondetektoren und des Oberwellenlöschers der 2 veranschaulicht;
6 eine Veranschaulichung von Wellenformen, die sich aus dem Betrieb des primären Synchrondetektors auf der ersten Harmonischen ergeben;
7A eine Veranschaulichung von Wellenformen, die sich aus dem Betrieb des primären Synchrondetektors auf der dritten Harmonischen ergeben;
7B eine Veranschaulichung von Wellenformen, die sich aus dem Betrieb des Oberschwingungs-Synchrondetektors auf der dritten Harmonischen ergeben;
8 ein Blockschaubild des Synchrondetektors und des Oberwellenlöschers nach einer modifizierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
9 ein Blockschaubild des Synchrondetektors und des Oberwellenlöschers nach einer weiteren Modifikation der vorliegenden Erfindung;
10 ein Blockschaubild des Synchrondetektors und des Oberwellenlöschers nach einer noch anderen Modifikation der vorliegenden Erfindung; und
11 ein Blockschaubild des Synchrondetektors und des Oberwellenlöschers zum Löschen der dritten und fünften harmonischen Komponenten.
1 veranschaulicht die Ausgangswellenformen, die sich in einem Vibrator als Antwort auf eine Antriebsspannung mit sinusartiger Wellenform entwickeln. Auf Grund der nichtlinearen Eigenschaften des Vibrators kann die Ausgabe des Vibrators zweite und dritte Harmonische ebenso wie erste Harmonische (Grundfrequenzen) enthalten. Wenn die Ausgabe des Vibrators synchron unter Verwendung von Taktpulsen der Fundamentalfrequenz beziehungsweise Grundschwingung (1/T) erfasst wird, ergeben sich unterschiedliche Wellenformen abhängig von den enthaltenen Harmonischen. Wenn die Vibratorausgabe nur die erste Harmonische enthält, werden alle negativen Halbwellenkomponenten invertiert, wie im linken Teil der Figur gezeigt, und man erhält eine nützliche bzw. verwertbare Gleichstromausgabe durch Mitteln aller positiven Halbwellen.
Wenn die Vibratorausgabe die zweite Harmonische enthält, werden die Vollwellenkomponenten ungeradzahliger Perioden (das heißt, T/2 bis T und 3T/2 bis 2T) wie in der Mitte der Figur gezeigt invertiert, was zu einer symmetrischen Wellenform, die gleiche Anzahlen von positiven und negativen Halbwellen aufweist, und zu einer Gleichstromausgabe von Null führt, wenn diese Wellenform gemittelt wird. Wenn die dritte Harmonische in der Vibratorausgabe enthalten ist, werden die Anderthalbwellen-Komponenten aller ungeradzahligen Perioden wie rechts in der Figur gezeigt invertiert, was zu einer asymmetrischen Wellenform führt, die eine größere Zahl von positiven Halbwellen als von negativen Halbwellen aufweist. Wenn diese Wellenform gemittelt wird, löschen sich zwei Drittel ihrer Halbwellen gegenseitig aus, aber das verbleibende Drittel führt zu einer unerwünschten Gleichstromausgabe. Daher werden die Harmonischen geradzahliger Ordnungen ausgelöscht, aber diejenigen der ungeradzahligen Ordnungen erzeugen eine unerwünschte Gleichstromkomponente.
Mit Bezug auf 2 wird ein Winkelbeschleunigungssensor auf Schwingungsbasis (Gyrosensor) 1 nach der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Der Winkelbeschleunigungssensor 1 weist einen Vibrator 10 auf, der ein Paar von Antriebsanschlüssen 41, zwei Paare von Überwachungsanschlüssen 61a bis 61d und ein Paar von Erfassungsanschlüssen 51 aufweist. Eine Antriebsschaltung 6 ist mit den Antriebs- und Überwachungsanschlüssen 41, 61 des Vibrators 10 verbunden, um mechanische Schwingungen zu erzeugen, und eine Erfassungsschaltung 7 ist mit den Erfassungsanschlüssen 51 verbunden um eine Spannung aufzunehmen, welche die resultierenden Kapazitätsvariationen wiedergibt, und um die Harmonischen der ungewünschten ungeradzahligen Ordnungen, die in der aufgenommenen Spannung enthalten sind, in einer nachstehend beschriebenen Weise auszulöschen.
Als kurze Erläuterung mit Bezug auf die 3 und 4 weist der Vibrator 10 einen SOI-(silicon-on-insulator, Silizium-auf-Isolierschicht-)Aufbau auf, der ein Basisteil bzw. Grundteil 1 enthält. Auf der Oberseite des Grundteils 1 werden eine Siliziumdioxidschicht 2 und ein Siliziumsubstrat 3 unter Verwendung der herkömmlichen Halbleitertechnologie gebildet. Nuten bzw. Gräben werden in das obere Siliziumsubstrat 3 geätzt, um ein vibrierendes Element 30, ein Paar von Antriebselektroden 40, ein Paar von Erfassungselektroden 50 und zwei Paare von Überwachungselektroden 60a bis 60d zu erzeugen. Eine Öffnung 31 wird in das Grundteil 1 und den Siliziumdioxidfilm 2 geätzt.
Alle Elektroden weisen einen kammartigen Abschnitt oder eine gezackte Kante auf, die in eine zugehörige ebenfalls gezackte Kante des vibrierenden Elements 30 fingerartig eingreift und umgekehrt, um eine kapazitive Kopplung in einer Weise ähnlich dem bekannten fingerartig ineinandergreifenden Kondensator herzustellen. Insbesondere sind die Antriebselektroden 40 auf gegenüberliegenden Seiten des vibrierenden Elements 30 angeordnet und eine dieser Elektroden ist zwischen den Überwachungselektroden 61a und 61c angeordnet, während die andere zwischen den Überwachungselektroden 61b und 61d angeordnet ist. Durch die Anschlüsse 41 empfangen die Antriebselektroden 40 eine Antriebsspannung von der Antriebschaltung 6, um das vibrierende Element 30 dazu zu veranlassen, entlang der x-Richtung (Bezugsrichtung) zu schwingen. Schwingungen des vibrierenden Elements entlang der x-Richtung werden durch die Überwachungselektroden 60a bis 60d erfasst und in die Antriebschaltung zurückgespeist, um wie nachstehend beschrieben die Antriebsspannung zu regeln. Erfassungselektroden 50 sind auf den gegenüberliegenden Enden der vibrierenden Elemente 30 angeordnet, wobei eine dieser Elektroden zwischen den Überwachungselektroden 61a und 61b und die andere zwischen den Überwachungselektroden 61c und 6ld angeordnet ist.
Das vibrierende Element 30 wird mit vier Balkenabschnitten 33 gebildet, die elastisch entlang der x-Richtung verformbar sind, und vier Balkenabschnitten 34, die elastisch entlang der y-Richtung (Erfassungsrichtung) senkrecht zur x-Richtung verformbar sind. Die Balken 34 dienen als Brücken zwischen dem vibrierenden Element 30 und seinen gezackten Abschnitten, während die Balken 33 als Brücken zwischen den gezackten Abschnitten des vibrierenden Elements 30 und einem äußeren Bereich 32, der es umgibt, dienen.
Wenn das vibrierende Element 30 mit einer vorab bestimmten Frequenz (f_d) entlang der x-Richtung mit den elastischen Balken 33 schwingt, werden die daraus resultierenden Kapazitätsveränderungen durch die Überwachungselektroden 60 erfasst und durch die Anschlüsse 61 an die Antriebschaltung 6 zurückgespeist, um die Antriebsspannung in Übereinstimmung mit der Frequenz und Amplitude der Schwingung in der x-Richtung zu regeln. Wenn das schwingende vibrierende Element 30 einer Winkelbeschleunigung beziehungsweise Winkelgeschwindigkeit Ω entlang der z-Richtung senkrecht sowohl zur x-Richtung als auch zur y-Richtung ausgesetzt ist, wird eine Corioliskraft im vibrierenden Element 30 erzeugt, die es dazu veranlasst, mittels der elastischen Balken 34 entlang der y-Richtung zu schwingen. Die sich daraus ergebenden Kapazitätsveränderungen werden durch die Erfassungselektroden 50 erfasst und durch die Anschlüsse 51 an die Erfassungsschaltung 7 gekoppelt. Daher wird die Quadraturkomponente von Schwingungen in zwei Richtungen als eine Wiedergabe der Winkelgeschwindigkeit erfasst.
Wenn wir zu 2 zurückkehren, weist die Antriebsschaltung 6 ein Paar von Ladungsverstärkern 12 auf, von denen einer mit den Überwachungselektroden 61a, 61c verbunden ist und der andere mit den Überwachungselektroden 61b, 61d verbunden ist. Eine Differenzspannung zwischen den verstärkten Kapazitätsvariationen wird durch einen Differentialverstärker 13 erfasst und durch einen 90-Grad-Phasenschieber 14 verzögert. Eine Spannung, welche die Gleichstromamplitude der Ausgabe des Differentialverstärkers 13 wiedergibt, wird von einem AC-DC-Wandler bzw. Gleichrichter 16 einem Differentialverstärker 17 bereitgestellt, in welchem die überwachte Ausgabe vom Differentialverstärker 13 mit einer Bezugspannung V_ref1 verglichen wird. Die um 90 Grad verzögerte Spannung von dem Phasenschieber 14 wird dann in der Größe durch einen Spannungsvervielfacher 15 mit der Ausgabe des Differentialverstärkers 17 skaliert. Die Ausgabe des Vervielfachers 15 wird an die Antriebselektroden 41 gekoppelt, einmal durch eine direkte Leitung und zum Anderen durch einen invertierenden Verstärker 11. Durch Anwenden der um 90 Grad phasenverschobenen amplitudengesteuerten Schwingung zurück auf den Vibrator 10 werden die Antriebschaltung 6 und der Vibrator 10 kombiniert, um als selbsterregter Oszillationsmechanismus zu arbeiten, welcher die mechanische Schwingung des Elements 30 in der Umgebung seiner Resonanzfrequenz erhält, die primär durch die Elastizität der Balken 34 bestimmt wird. Die Amplitude der Schwingung wird so gesteuert, dass sie in einem festgelegten Bereich liegt, der um die Referenzspannung V_ref1 zentriert ist.
Die Kapazitätsvariationen, die von den Erfassungselektroden 50 detektiert werden, werden durch ihre Anschlüsse 51 mit Ladungsverstärkern 20 der Erfassungsschaltung 7 gekoppelt, wo sie in zugehörige Spannungen verstärkt werden. Der Unterschied zwischen den Spannungen wird durch einen Differentialverstärker 21 erfasst und einem ersten Synchrondetektor 22 und einem Oberschwingungssynchrondetektor 23 bereitgestellt. Die Erfassungsschaltung 7 weist einen Komparator 18 auf, welcher die Ausgabe eines Phasenschiebers 14 mit einer Referenzspannung V_ref2 vergleicht, um Taktpulse einer quadratischen Wellenform (das heißt 50% Lastzyklus) bei der Grundfrequenz f_d zu erzeugen, wenn die Referenzspannung überschritten ist.
Der erste Synchrondetektor 22 wird mit der Ausgabe des Komparators 18 getaktet, um synchron die Schwingung bei der Grundfrequenz zu erfassen, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die eine erste Harmonische und außerdem eine unerwünschte dritte Harmonische enthält. Ein Frequenzvervielfacher 24 mit einem bekannten PLL-(phase-locked loop, phasenverriegelter Kreis)Aufbau wird bereitgestellt, um die Frequenz der rechteckigen Taktpulse mit einem Faktor von 3 zu multiplizieren. Der Oberschwingungssynchrondetektor 23 wird mit der Ausgabe des Frequenzvervielfachers 24 getaktet, um synchron die Schwingung beim Dreifachen der Grundfrequenz zu erfassen, um eine Kopie der dritten Harmonischen beziehungsweise zweiten Oberschwingung zu erzeugen. Die Ausgaben der Synchrondetektoren 22 und 23 werden einem Oberwellenlöscher beziehungsweise Löscher der Harmonischen 25 eingekoppelt.
Weil die Corioliskraft dem Vektorprodukt der Winkelgeschwindigkeit des Vibrators mit der angewendeten Winkelgeschwindigkeit beziehungsweise Schwingungsfrequenz proportional ist, wird die erfasste Wellenform des Vibrators 10 in Bezug auf die Wellenform der Antriebsspannung um 90 Grad phasenverschoben. Daher passt die Ausgabe des 90-Grad-Phasenschiebers 14 in der Phase zur Winkelgeschwindigkeit der Corioliskraft, und daher ist der Taktpuls, der vom Komparator 18 erzeugt wird, zum Erfassen der ersten Harmonischen für den Synchrondetektor 22 äußerst vorteilhaft.
Details der Synchrondetektoren 22, 23 und ein Beispiel des Oberwellenlöschers 25 werden in 5 gezeigt. Die Synchrondetektoren 22 und 23 weisen einen identischen Aufbau auf. Der erste Synchrondetektor 22 weist ein Paar von Operationsverstärkern 22a und 22b auf, die so aufgebaut sind, dass der erstere (22a) als ein nicht invertierender Verstärker mit Verstärkungsfaktor 1 auf das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 21 wirkt und der letztere (22b) als ein invertierender Verstärker mit Verstärkungsfaktor 1 auf das gleiche Ausgangssignal wirkt. Die Ausgaben der Verstärker 22a und 22b werden jeweils mit Analogschaltern 22c und 22d verbunden. Der Analogschalter 22c wird durch den rechteckförmigen Taktpuls gesteuert, der direkt vom Komparator 18 bereitgestellt wird, und der Analogschalter 22d wird durch den gleichen, jedoch invertierten Taktpuls gesteuert, der von dem Komparator 18 über einen Inverter 22e bereitgestellt ist. Die Ausgaben der Analogschalter 22c und 22d werden zusammen einem Eingangsanschluss des Oberwellenlöschers 25 zugeführt.
In gleicher Weise besteht der Synchrondetektor 22 aus einem Paar von Operationsverstärkern 23a und 23b, wobei der erstere als ein nicht invertierender Verstärker mit Verstärkungsfaktor 1 auf das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 21 und der letztere als ein invertierender Verstärker mit Verstärkungsfaktor 1 auf das gleiche Ausgangssignal wirkt. Die Ausgaben der Verstärker 23a und 23b werden jeweils mit Analogschaltern 23c und 23d verbunden. Der Analogschalter 23c wird durch den rechteckförmigen Taktpuls gesteuert, der direkt vom Frequenzverstärker 24 bereitgestellt ist, und der Analogschalter 23d wird durch den gleichen, jedoch invertierten Taktpuls gesteuert, der vom Frequenzverstärker 24 durch einen Inverter 23e bereitgestellt ist. Die Ausgaben der Analogschalter 23c und 23d werden gemeinsam dem anderen Eingangsanschluss des Oberwellenlöschers 25 zugeführt.
Der Oberwellenlöscher 25 weist Tiefpassfilter 25a und 25b auf, um jeweils die Ausgaben der Synchrondetektoren 22 und 23 zu filtern, um gemittelte Gleichstromausgangspannungen zu erzeugen. Die Ausgangsspannung des Tiefpassfilters 25b wird einer Skalierungsschaltung 25c zugeführt, welche die Eingangsspannung in der Polarität umkehrt und ihre Amplitude auf ein Drittel ihres Eingangspegels herabskaliert. Die Ausgaben des Tiefpassfilters 25a und der Skalierungsschaltung 25c werden einem Addierer 25d bereitgestellt. Die verbleibende dritte harmonische Komponente, die in der Ausgabe des Tiefpassfilters 25a ungelöscht bleibt, wird durch die Ausgabe der Skalierungsschaltung 25c gelöscht.
In Halbzyklusintervallen der Grundfrequenz f_d werden die Ausgaben der Verstärker 22a und 22b abwechselnd vom Synchrondetektor 22 an den Tiefpassfilter 25a geliefert. Insbesondere während ungeradzahliger Halbzyklen nT/2 < t < (n + 1)T/2 (wobei T = 1/f_d und n = 0, 2, 4, ...) wird die Ausgabe des nicht invertierenden Verstärkers 22a durch den Schalter 22c gewählt bzw. durchgelassen, und während der geradzahligen Halbzyklen nT/2 < t < (n + 1)T/2 (wobei n = 1, 3, 5, ...) wird die Ausgabe des invertierenden Verstärkers 22b durch den Schalter 22d gewählt.
Als ein Ergebnis werden alle negativen Halbzyklen der Eingangsspannung vom Differentialverstärker 21 auf die positive Seite invertiert. Durch Passieren durch den Tiefpassfilter 25a werden alle positiven Halbzyklen der Ausgabe des Synchrondetektors 22 auf eine Gleichspannung gemittelt.
Wenn die Ausgangsspannung V_diff(t) des Differentialverstärkers 21 nur die erste Harmonische beziehungsweise Grundschwingung enthält, ist sie gegeben durch: V_diff(t) = V₁sin(ω_dt + θ₁) + V_dc (1), wobei V₁ die Amplitude der ersten Harmonischen ist, ω_d die Winkelfrequenz der erste Harmonischen ist, θ₁ der Phasenwinkel der Rauschkomponente mit Bezug auf den Referenztaktpuls ist und V_dc eine unerwünschte Gleichstromkomponente ist.
Andererseits wird die Ausgangsspannung V_LPF1 des Tiefpassfilters 25a ausgedrückt als:
Noch genauer wird durch Umschreiben der Gleichung (1) als: V_diff(t) = V₁cosθ₁sinω_dt + V₁sinθ₁cosω_dt + V_dc (3) und Ausmitteln der Gleichung (3) der erste Term (die Komponente in Phase) der Gleichung (3) in eine nützliche Gleichstromausgabe konvertiert, die durch Gleichung (2) wiedergegeben ist, und der zweite Term (die Quadraturkomponente) und der dritte Term (die Gleichstromkomponente) der Gleichung (3) werden gelöscht. Die gemittelten Wellenformen der ersten, zweiten und dritten Terme der Gleichung (3) sind in 6 gezeigt.
Wenn die Ausgangsspannung V_diff(t) des Differentialverstärkers 21 zusätzlich zweite und dritte Harmonische enthält, ist die Spannung V_diff(t) gegeben durch: V_diff(t) = V₁sin(ω_dt + θ₁) + V₂sin(2ω_dt + θ₂) + V₃sin(3ω_dt + θ₃) + V_dc (4) wobei V₂ und V₃ die Amplitude der zweiten und dritten Harmonischen wiedergeben und θ₂ und θ₃ die Phasenwinkel von Rauschkomponenten der zweiten und dritten Harmonischen mit Bezug auf den Referenztaktpuls sind.
Durch Ausmitteln der Gleichung (4) werden die zweiten und vierten Terme gelöscht und die ersten und dritten Terme ergeben die nachstehenden Ausgangsspannungen: V_LPF1 = 2 / πV₁cosθ₁ + 2 / 3πV₃cosθ₃ (5)
Man sieht, dass der zweite Term der Gleichung (5) die unerwünschte Gleichstromkomponente der Ausgabe des Tiefpassfilters 25a wie in 7A gezeigt wiedergibt.
Andererseits werden die Ausgaben der Verstärker 23a und 23b vom Synchrondetektor 23 abwechselnd in Halbzyklusintervallen der dritten harmonischen Frequenz 3f_d an den Tiefpassfilter 25b geliefert. Insbesondere wird während der ungeradzahligen Halbzyklen nT < t < (n + 1/6)T, (n + 1/3)T < t < (n + 1/2)T und (n + 2/3)T < t < (n + 5/6)T (mit n = 0, 1, 2, ...) durch den Schalter 23c die Ausgabe des nicht invertierenden Verstärkers 23a gewählt und während der geradzahligen Halbzyklen (n + 1/6)T < t < (n + 1/3)T, (n + 1/2)T < t < (n + 2/3)T und (n + 5/6)T < t < (n + 1)T (mit n = 0, 1, 2, ...) wird durch den Schalter 23d die Ausgabe des invertierenden Verstärkers 23b gewählt. Der Tiefpassfilter 25b hat den Effekt des Ausmittelns der Ausgabe des Synchrondetektors 23 und des Erzeugens der nachstehenden Ausgangsspannung V_LPF2:
Einsetzen der Gleichung (4) in die Gleichung (6) führt zu folgendem Ergebnis: V_LPF2 = 2 / πV₃cosθ₃ (7)
Auf diese Art werden die Grundfrequenzkomponente und die geradzahligen harmonischen Komponenten im Mittelungsprozess des Tiefpassfilters 25b gelöscht und die ungeradzahlige Komponente (dritte Harmonische) wird, wie in 7B gezeigt, erfasst. Die Skalierungsschaltung 25c invertiert die Polarität dieser Spannung V_LPF2 und verringert ihre Amplitude wie vorstehend beschrieben um einen Faktor 3, wodurch für die Ausgabe des Addierers 25d die folgende Beziehung gilt: V_OUT = V_LPF1 – 1 / 3V_LPF2 = 2 / πV₁cosθ₁ (8)
Da die Tiefpassfilter 25a und 25b an der Ausgabe des Addierers 25d vorgesehen sein können, können diese Tiefpassfilter in einer alternativen Ausführungsform in einem einzelnen Tiefpassfilter 25e kombiniert sein, der eine cut-off-Frequenz bzw. Grenzfrequenz aufweist, die niedriger als die Grundfrequenz f_d ist und an dem Ausgang des Addierers 25d angeordnet ist, wie in 8 gezeigt. In dem Addierer 25d wird die Ausgabe der Skalierungsschaltung 25c mit der Ausgabe des Synchrondetektors 22 kombiniert, um die ungeradzahligen Harmonischen auszulöschen, die in der Ausgabe des primären Synchrondetektors 22 enthalten sind, so dass die (primäre) Grundfrequenzkomponente an der Ausgabe des Addierers 25d erfasst wird. Die erfasste primäre Frequenzkomponente wird dann durch den Tiefpassfilter 25 gemittelt.
Eine modifizierte Form des Oberwellenlöschers 25 wird in 9 gezeigt, in welcher die Taktpulse der dritten harmonischen Frequenz mit Bezug auf die Taktpulse der Grundfrequenz invertiert sind. Daher werden die Analogschalter 23c und 23d des Synchrondetektors 23 der 9 invers zu denen der 5 und 8 betrieben. Während ungeradzahliger Halbzyklen nT < t < (n + 1/6)T, (n + 1/3)T < t < (n + 1/2)T und (n + 2/3)T < t < (n + 5/6)T (mit n = 0, 1, 2, ...) wird die Ausgabe des invertierenden Verstärkers 23b durch den Schalter 23d ausgewählt und während geradzahliger Halbzyklen (n + 1/6)T < t < (n + 1/3)T, (n + 1/2)T < t < (n + 2/3)T und (n + 5/6)T < t < (n + 1)T (mit n = 0, 1, 2, ...) wird die Ausgabe des nicht invertierenden Verstärkers 23a durch den Schalter 23c ausgewählt. Ein Operationsverstärker 25f ist als ein Addierer mit einem Widerstandsnetzwerk vorgesehen, das die Widerstände R1, R2 und R3 aufweist. Die Widerstände R1 und R3 sind die die Verstärkung bestimmenden Widerstände, die jeweils die Ausgaben der Synchrondetektoren 22 und 23 mit der invertierenden Eingabe des Operationsverstärkers 25f verbinden. Der Widerstand R2 ist ein negativer Rückkopplungswiderstand, der zwischen der Ausgabe des Verstärkers 25f und seiner invertierten Eingabe geschaltet ist. Der Tiefpassfilter 25e ist mit der Ausgabe des Addierers 25f verbunden. Durch Festlegen des Werts des Widerstands R3 auf das Dreifache des Werts des Widerstands R1 wird die positive Ausgabe des Synchrondetektors 22 mit der negativen Ausgabe des Synchrondetektors 23 mit einem Verhältnis von 3:1 kombiniert.
Der Oberwellenlöscher der 9 wird wie in 10 gezeigt modifiziert. In dieser Modifikation wird der Tiefpassfilter 25e der 9 entfernt, indem der Operationsverstärker 25f als ein aktiver Filter 25g aufgebaut ist, der einen Rückkopplungskondensator C1 verwendet, welcher parallel zum Rückkopplungswiderstand R2 geschaltet ist. Der Rückkopplungswiderstand R2 und der Rückkopplungskondensator C1 werden so gewählt, dass die folgende Beziehung gilt: F_c = 1/(2πR2 × C1) (9), wobei f_c die Grenzfrequenz eines Tiefpassfilters erster Ordnung ist, die niedriger als die Grundfrequenz f_d ist.
11 zeigt eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, in der mehr als eine ungeradzahlige Harmonische ausgelöscht wird. In dieser Ausführungsform wird zusätzlich ein Synchrondetektor 26 vorgesehen, um eine fünfte harmonische Komponente zu erfassen, die in der Vibratorausgabe enthalten ist. Zum Betrieb der Synchrondetektoren 23 und 26 jeweils auf den dritten und fünften harmonischen Frequenzen sind ein Frequenzvervielfacher 27 und zwei Frequenzteiler 28 und 29 vorgesehen. Der Frequenzvervielfacher 27 vervielfacht die Grundfrequenz f_d mit einem Faktor von 15 (oder dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen von 3 und 5). Der Frequenzteiler 28 teilt die Ausgangsfrequenz des Vervielfachers 27 durch einen Faktor von 5 und der Frequenzteiler 29 teilt die Ausgangsfrequenz des Vervielfachers 27 durch einen Faktor von 3. Der Frequenzteiler 28 stellt dem Synchrondetektor 23 invertierte Taktsignale der dritten harmonischen Frequenz bereit und der Frequenzteiler 29 stellt dem Synchrondetektor 26 invertierte Taktsignale der fünften harmonischen Frequenz bereit. Wie vorstehend beschrieben werden diese Taktsignale in der Polarität mit Bezug auf die ungeradzahligen Harmonischen, die in der Ausgabe des primären Synchrondetektors 22 enthalten sind, invertiert, so dass die löschenden Spannungen mit Bezug auf die gelöschten Spannungen negativ sind.
Der Oberwellenlöscher 25 ist zu dem der 10 identisch, weist jedoch zusätzlich einen Widerstand R5 auf, der mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 25g verbunden ist, der als ein aktiver Filter wirkt. Der Widerstand R3 weist den dreifachen Widerstand des Widerstands R1 auf und der Widerstand R5 weist den fünffachen Widerstand von R1 auf. Die Ausgaben der Synchrondetektoren 22, 23 und 26 werden im Operationsverstärker mit einem Verhältnis 5:3:1 negativ kombiniert.
In der vorstehenden Ausführungsform der 5 wird der Tiefpassfilter 25a beispielsweise die nachstehende Ausgangsspannung erzeugen, wenn die neunte harmonische Komponente V₉sin(9ω_dt + θ₉) in der Vibratorausgabe enthalten ist: V_LPF1 = 2 / πV₁cosθ₁ + 2 / 3πV₃cosθ₃ + 2 / 9πV₉cosθ₉ (10)
Weil der Oberschwingungssynchrondetektor 23 mit der dritten harmonischen Frequenz beziehungsweise der zweiten Oberschwingung anstelle der neunten harmonischen Frequenz getaktet ist, wird ein Drittel der Halbwellenkomponenten der neunten Harmonischen ungelöscht bleiben. An Stelle eines Neuntel dieser Halbwellenkomponenten wird der Tiefpassfilter 25b daher die nachstehende Ausgangsspannung erzeugen: V_LPF2 = 2 / πV₃cosθ₃ + 2 / 3πV₉cosθ₉ (11)
Man sieht, dass durch Anwendung dieser Tiefpassfilterausgabe auf die Skalierungsschaltung 25c, an welcher die Filterausgabe um einen Faktor 3 verringert wird, die unerwünschten zweiten und dritten Terme der Gleichung (10) gelöscht werden, wenn sie im Addierer kombiniert werden.
Zu den ungeradzahligen Harmonischen, die bei der Konzeption eines Gyrosensors hauptsächlich wichtig sind, gehören die dritte, fünfte, siebte und neunte. Weil die Verwendung des Synchrondetektors 23 für die dritte Harmonische nicht nur ermöglicht, die dritte Harmonische, sondern auch die neunte Harmonische zu löschen, ist es ausreichen, die dritte, fünfte und siebte Harmonische zu berücksichtigen, das heißt, die mit Primzahlen nummerierten Harmonischen. In den meisten Fällen reicht der Synchrondetektor 23 für die dritte Harmonische für praktische Zwecke aus.

Claims

Winkelgeschwindigkeitssensorsystem mit einem vibrierenden Winkelgeschwindigkeitssensor, das Folgendes aufweist: einen Vibrator (10), welcher ein schwingendes Element (30) enthält, das so angeordnet ist, dass es entlang einer ersten Richtung schwingt, wobei das Element (30) so angeordnet ist, dass es weiterhin in einer zweiten Richtung senkrecht zu der ersten Richtung schwingt, wenn es einer Winkelgeschwindigkeit entlang einer dritten Richtung senkrecht zu den ersten und zweiten Richtungen ausgesetzt ist, eine Antriebsschaltung (6), um den Vibrator dazu zu veranlassen, das vibrierende Element mit einer vorab bestimmten Frequenz entlang der ersten Richtung oszillieren zu lassen, einen Oszillationsdetektor (7), um Schwingungen des vibrierenden Elements in der zweiten Richtung zu erfassen und eine die erfassten Oszillationen repräsentierende Spannung zu erzeugen, damit eine Spannung erzeugbar ist, welche die Oszillationen des vibrierenden Elements entlang der zweiten Richtung repräsentiert, einen ersten Synchrondetektor (22), um synchron eine primäre Frequenzkomponente der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der vorab bestimmten Frequenz zu erfassen und ein Ausgabesignal zu erzeugen, welches die erfasste primäre Frequenzkomponente enthält; einen zweiten Synchrondetektor (23), um synchron eine ungeradzahlige Harmonische der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der Frequenz der ungeradzahligen Harmonischen zu erfassen; und einen Oberwellenlöscher (25), um eine verbleibende ungeradzahlige harmonische Komponente, die im Ausgabesignal des ersten Synchrondetektors enthalten ist, mit der ungeradzahligen Harmonischen, die von dem zweiten Synchrondetektor erfasst ist, zu löschen.
System nach Anspruch 1, wobei der Oberwellenlöscher (25) die Amplituden der vom zweiten Synchrondetektor (23) erfassten ungeradzahligen Harmonischen um einen Faktor verringert, welcher der Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen entspricht und destruktiv die verringerten ungeradzahligen Harmonischen mit der verbleibenden ungeradzahligen harmonischen Komponente kombiniert.
System nach Anspruch 1, das weiterhin Folgendes aufweist: einen Taktpulsgenerator (18), um die Taktpulse der vorab bestimmten Frequenz zu erzeugen; und einen Frequenzvervielfacher (24, 27), um die Taktpulse der ungeradzahligen harmonischen Frequenzen durch Vervielfachen der vorab bestimmten Frequenz mit einem Faktor zu erzeugen, welcher der ungeradzahligen Harmonischen entspricht.
System nach Anspruch 3, wobei der zweite Synchrondetektor (23) die ungeradzahligen Harmonischen unter Verwendung von Taktpulsen mit einer Wellenform, die mit Bezug auf die Taktpulse der vorab bestimmten Frequenz invertiert ist, synchron erfasst, und wobei der Oberwellenlöscher (25) einen Addierer (25d) aufweist, der die ungeradzahlige Harmonische, die durch den zweiten Synchrondetektor (23) erfasst wird, mit dem Ausgangssignal des ersten Synchrondetektors (22) aufsummiert.
System nach Anspruch 4, wobei der Oberwellenlöscher (25) den Addierer (25d) und einen Tiefpassfilter aufweist, der eine Grenzfrequenz hat, die niedriger als die vorab bestimmte Frequenz ist, wobei der Tiefpassfilter so aufgebaut ist, dass er als ein aktiver Filter arbeitet.
System nach Anspruch 1 oder 3, wobei der zweite Synchrondetektor (23) ungeradzahlige Harmonische erfasst, deren Ordnung gleich oder kleiner als die neunte Harmonische ist.
System nach Anspruch 6, wobei der zweite Synchrondetektor (23) ungeradzahlige Harmonische der erzeugten Spannung synchron unter Verwendung von Taktpulsen der Frequenz der dritten Harmonischen erfasst.
System nach Anspruch 1 oder 3, wobei eine Vielzahl der zweiten Synchrondetektoren (23) jeweils vorgesehen ist, um ungeradzahlige Harmonische unterschiedlicher Ordnungen aus der erzeugten Spannung synchron unter Nutzung von Taktpulsen der ungeradzahligen harmonischen Frequenzen der unterschiedlichen Ordnungen zu erfassen.
System nach Anspruch 8, das weiterhin einen Frequenzvervielfacher (24, 27) aufweist, um die vorab bestimmte Frequenz um ein gemeinsames Vielfaches der ungeradzahligen harmonischen Frequenzen der verschiedenen Ordnungen zu vervielfachen, und eine Vielzahl von Frequenzteilern (28, 29), um die vervielfachte vorab bestimmte Frequenz durch eine Vielzahl von Faktoren zu teilen, die jeweils den Ordnungen der ungeradzahligen Harmonischen entsprechen.
System nach Anspruch 4, wobei der Addierer (25) Folgendes aufweist: einen Operationsverstärker (25f); einen ersten die Verstärkung bestimmenden Widerstand (R1), um das Ausgangssignal des ersten Synchrondetektors (22) mit dem Operationsverstärker zu koppeln; und einen zweiten die Verstärkung bestimmenden Widerstand (R2), um die ungeradzahlige Harmonische, die durch den zweiten Synchrondetektor (23) erfasst ist, mit dem Operationsverstärker (25f) zu koppeln, wobei die ersten und zweiten die Verstärkung bestimmenden Widerstände (R1, R2) ein Widerstandsverhältnis von N:1 aufweisen, wobei N die Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen ist.
System nach Anspruch 1, wobei der Oberwellenlöscher (25) eine Gleichspannung, welche die erfasste ungeradzahlige Harmonische wiedergibt, um einen Faktor verringert, welcher der Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen entspricht, und die verringerte Gleichspannung destruktiv mit einer Gleichspannung kombiniert, welche das Ausgangssignal des ersten Synchrondetektors (22) wiedergibt.
System nach Anspruch 1, wobei der Oberwellenlöscher (25) Folgendes aufweist: einen ersten Filterschaltkreis, um das Ausgangssignal des ersten Synchrondetektors (22) auszumitteln; einen zweiten Filterschaltkreis, um die ungeradzahlige Harmonische auszumitteln, die von dem zweiten Synchrondetektor (23) erfasst wird; eine Skalierungsschaltung (25c), um eine Spannungsabgabe von dem zweiten Filterschaltkreis um einen Faktor zu reduzieren, welcher der Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen entspricht; und einen Addierer (25d), um destruktiv eine Spannungsabgabe vom ersten Filter mit der verringerten Spannungsabgabe von der Skalierungsschaltung aufzusummieren.
System nach Anspruch 3, wobei der Oberwellenlöscher (25) Folgendes aufweist: eine Skalierungsschaltung (25c), um die Amplitude der erfassten ungeradzahligen Harmonischen um einen Faktor zu verringern, welcher der Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen entspricht; einen Addierer (25d), um destruktiv die verringerte ungeradzahlige Harmonische mit dem Ausgangssignal des ersten Synchrondetektors (22) aufzusummieren; und einen Tiefpassfilter, um ein Ausgangssignal des Addierers auszumitteln.
System nach Anspruch 1, wobei der Vibrator Folgendes aufweist: ein Paar von ersten Elektroden (40), welche gezackte Kanten aufweisen, die in ebenfalls gezackte Abschnitte des vibrierenden Elements (30) greifen und umgekehrt, um eine Schwingung auf das vibrierende Element (30) entlang der ersten Richtung zu übertragen; ein Paar von zweiten Elektroden (50), die gezackte Kanten aufweisen, die in ebenfalls gezackte Abschnitte des vibrierenden Elements (30) greifen und umgekehrt, um eine Schwingung des vibrierenden Elements (30) entlang der ersten Richtung zu erfassen; und ein Paar von dritten Elektroden (60), die gezackte Kanten aufweisen, welche in ebenfalls gezackte Abschnitte des vibrierenden Elements (30) greifen und umgekehrt, um die Schwingung des vibrierenden Elements (30) entlang der zweiten Richtung zu erfassen, wobei die Antriebsschaltung Folgendes aufweist: einen Differentialverstärker (13), der mit den zweiten Elektroden (50) verbunden ist; einen 90-Grad-Phasenschieber (14), um eine Spannungsabgabe vom Differentialverstärker (13) um 90 Grad in der Phase zu verschieben; eine Einrichtung zum Umwandeln einer Schwingungsspannungsabgabe vom Differentialverstärker in eine Gleichspannung; einen Differentialverstärker (17), um eine Spannungsdifferenz zwischen der Gleichspannung und einer Referenzspannung zu erzeugen; und einen Vervielfacher, um eine Spannungsausgabe vom Phasenschieber (14) mit der Spannungsdifferenz zu multiplizieren, um eine Antriebsspannung zu erzeugen und die ersten Elektroden (40) mit der Antriebsspannung anzuregen, wobei der Schwingungsdetektor einen Differentialverstärker aufweist, der mit den dritten Elektroden (61) verbunden ist, und der Taktpulsgenerator (18) mit der Ausgabe des 90-Grad Phasenschiebers (14) verbunden ist, wobei der Frequenzvervielfacher (24) die Taktpulse der ungeradzahligen harmonischen Frequenz aus den Taktpulsen ableitet, welche der Taktpulsgenerator (18) erzeugt.
Verfahren zur Erfassung einer Winkelgeschwindigkeit, welches folgende Schritte aufweist: (a) Schwingen eines vibrierenden Elements (30) entlang einer ersten Richtung mit einer vorab bestimmten Frequenz und Zulassen, dass das vibrierende Element entlang einer zweiten Richtung senkrecht zu der ersten Richtung schwingt, wenn das vibrierende Element einer Winkelgeschwindigkeit entlang einer dritten Richtung senkrecht zu den ersten und zweiten Richtungen ausgesetzt ist; (b) Erzeugen einer Spannung, welche Schwingungen des vibrierenden Elements (30) entlang der zweiten Richtung wiedergibt; (c) synchrones Erfassen einer primären Frequenzkomponente der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der vorab bestimmten Frequenz und Erzeugen eines Ausgabesignals, welches die erfasste primäre Frequenzkomponente enthält; (d) synchrones Erfassen einer ungeradzahligen Harmonischen der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der Frequenz der ungeradzahligen Harmonischen; und (e) Löschen einer verbleibenden ungeradzahligen harmonischen Komponente, die im Ausgabesignal des ersten Synchrondetektors enthalten ist, mit der ungeradzahligen Harmonischen, die vom zweiten Synchrondetektor erfasst ist.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei Schritt (e) die Schritte des Verringerns der Amplitude der erfassten ungeradzahligen Harmonischen um einen Faktor, welcher der Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen entspricht, und des destruktiven Kombinierens der verringerten ungeradzahligen Harmonischen mit der verbleibenden ungeradzahligen harmonischen Komponente umfasst.
Verfahren nach Anspruch 15, das weiterhin den Schritt des Erzeugens der Taktpulse der ungeradzahligen Harmonischen durch Vervielfachen der vorab bestimmten Frequenz mit einem Faktor umfasst, welcher der Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen entspricht.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei Schritt (d) die Schritte der Verwendung von Taktpulsen einer Wellenform umfasst, die mit Bezug auf die Taktpulse der vorab bestimmten Frequenz invertiert sind, und wobei Schritt (e) die Schritte des Aufsummierens der erfassten ungeradzahligen Harmonischen mit dem Ausgangssignal umfasst, das durch Schritt (c) erzeugt ist.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei die Ordnung der erfassten ungeradzahligen Harmonischen gleich oder kleiner als neun ist.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Schritt (d) den Schritt des Verwendens des Taktpulses der Frequenz der dritten Harmonischen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei Schritt (d) die Schritte des synchronen Erfassens einer Vielzahl von ungeradzahligen Harmonischen unterschiedlicher Ordnungen aus der erzeugten Spannung unter Verwendung von Taktpulsen der ungeradzahligen harmonischen Frequenzen der verschiedenen Ordnungen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 21, das weiterhin die Schritte des Vervielfältigens der vorab bestimmten Frequenz mit einem gemeinsamen Vielfachen der ungeradzahligen harmonischen Frequenzen der unterschiedlichen Ordnungen und des Einsatzes einer Vielzahl von Frequenzteilern zum Teilen der vervielfältigten vorab bestimmten Frequenz durch eine Vielzahl von Faktoren aufweist, die jeweils den Ordnungen der ungeradzahligen Harmonischen entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei Schritt (e) die Schritte des Verringerns einer Gleichspannung, welche die erfasste ungeradzahlige Harmonische wiedergibt, um einen Faktor, welcher der Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen entspricht, und des destruktiven Kombinierens der verringerten Gleichspannung mit einer Gleichspannung aufweist, welche das Ausgangssignal des ersten Synchrondetektors wiedergibt.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei Schritt (e) die Schritte des Ausmittelns des Ausgangssignals, welches die Grundfrequenzkomponente enthält, um eine erste gemittelte Spannung zu erzeugen, des Ausmittelns der erfassten ungeradzahligen Harmonischen, um eine zweite gemittelte Spannung zu erzeugen, des Verringerns der zweiten gemittelten Spannung um einen Faktor, welcher der Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen entspricht, und des destruktiven Aufsummierens der ersten gemittelten Spannung mit der verringerten gemittelten Spannung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei Schritt (e) die Schritte des Verringerns der Amplitude der erfassten ungeradzahligen Harmonischen um einen Faktor, welcher der Ordnung der ungeradzahligen Harmonischen entspricht, des destruktiven Aufsummierens der verringerten ungeradzahligen Harmonischen mit dem Ausgangssignal, welches die primäre Frequenzkomponente enthält, um die primäre Frequenzkomponente zu erfassen, und Ausmitteln der erfassten primären Frequenzkomponente aufweist.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei Schritt (a) folgende Schritte aufweist: Erzeugen einer Spannung, welche Schwingungen des vibrierenden Elements (30) entlang der ersten Richtung wiedergibt; Einführen einer 90-Grad-Phasenverschiebung in die erzeugte Spannung; und Erzeugen einer Antriebsspannung aus der phasenverschobenen Spannung, um das vibrierende Element entlang der ersten Richtung oszillieren zu lassen sowie Anregen des vibrierenden Elements zum Schwingen mit der Antriebsspannung.
Verfahren nach Anspruch 26, das weiterhin folgende Schritte aufweist: Umwandeln der Spannung, die durch Schritt (b) erzeugt wird, in eine Gleichspannung; Erzeugen einer Spannungsdifferenz zwischen der Gleichspannung und einer Referenzspannung; und Vervielfältigen der phasenverschobenen Spannung mit der Spannungsdifferenz, um die Antriebsspannung zu erzeugen.