JP2004356800A - 発振回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】発振信号のひずみ成分を低減する。
【解決手段】発振信号生成回路１０は、発振信号として、互いに差動信号の関係にある第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を生成する。差動増幅器１２は、第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４をそれぞれ差動増幅処理し、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８を出力する。変換回路１４は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８をシンク電流とソース電流が交互に切替えられた形の出力電流発振信号２１４に変換する。可変電流源３２は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８の電圧を電流に変換するために、変換回路１４を駆動するための変換用駆動電流２１８を流す。また、外部から可変電流源３２に含まれた可変抵抗の値を調節して、変換用駆動電流２１８の大きさを調節できる。
【選択図】 図１
【解決手段】発振信号生成回路１０は、発振信号として、互いに差動信号の関係にある第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を生成する。差動増幅器１２は、第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４をそれぞれ差動増幅処理し、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８を出力する。変換回路１４は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８をシンク電流とソース電流が交互に切替えられた形の出力電流発振信号２１４に変換する。可変電流源３２は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８の電圧を電流に変換するために、変換回路１４を駆動するための変換用駆動電流２１８を流す。また、外部から可変電流源３２に含まれた可変抵抗の値を調節して、変換用駆動電流２１８の大きさを調節できる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は発振回路に関する。特に所定の周波数の信号を発振する発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電圧制御型の発振回路は、例えば、光ピックアップやＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）に使用され、一般に印加される制御電圧に応じて発振周波数を変化させて設定し、当該発振周波数の信号を発振出力する。従来技術における電圧制御発振器の一例は、反転アンプ、第１の充放電回路、第２の充放電回路を一巡するように接続している。この構成において、反転アンプからの反転電圧信号の位相は、第１の充放電回路と第２の充放電回路で段階的に遅れ、さらに、第２の充放電回路の出力が再び反転アンプに入力される。一巡した反転電圧信号の位相は当初の位相と再び同一になるため、電圧制御発振器は以上の処理の繰返しによって継続して発振可能となる。なお、電圧制御発振器の発振周波数は、主に第１の充放電回路と第２の充放電回路における充放電電流の大きさに応じて決定され、さらに充放電電流の大きさは、充放電電流よりも大きな電流値レベルであって、かつ制御が容易な制御電流によって制御される（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平６−３７５９９号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術においては、充放電電流が非常に小さくても、制御は制御電流によってなされるため、制御のための電流値レベルの安定化によって、低い発振周波数においても安定して発振可能である。一方、一般的に高い発振周波数を発振するためには、さらに以下の課題の検討が必要である。高い発振周波数の発振信号を発振し、さらに当該発振信号を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）によって電流信号に変換する（以下、当該ＦＥＴを「変換用ＦＥＴ」という）場合、一般的に変換による発振信号のひずみが生じやすくなる。また、そのひずみによって、高調波成分が高次まで及ぶ場合、電磁妨害（ＥＭＩ：Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒａｎｃｅ）特性が悪化する傾向にある。また、最終的に発振回路から出力される発振信号の発振周波数を高く、かつ当該発振信号の振幅を大きくする場合には、一般に消費電力が高くなる。バッテリー駆動の装置等に発振回路を組み込む場合、消費電力は低いほうが望ましいが、消費電力を低くするためには、電圧信号から電流信号への変換効率を改善する必要がある。
【０００５】
一方、発振回路をＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ‐Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）等に内蔵して提供するＬＳＩベンダにとっては、量産効果を得るために、当該ＬＳＩは汎用的に使用できる方が望ましい。また、ＬＳＩを装置等に組み込むセットメーカは、装置での要求条件に応じて出力信号の振幅の大きさを可変に設定でき、低い消費電力で動作できるような発振回路を望む。そのために発振回路は、出力される信号の振幅、消費電力などに対して適正な特性が要求される。さらに、セットメーカが発振回路を所定の装置内に適用し、出力信号の振幅を大きくするように設定する場合、波形のひずみまたはＥＭＩ特性が所定の要件を満たす必要もある。
【０００６】
本発明者はこうした状況を認識して、本発明をなしたものであり、その目的は発振信号の振幅を可変に出力でき、かつ波形のひずみ特性を改善した発振回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のある態様は、発振回路である。この発振回路は、発振信号を差動信号として出力する発振信号生成回路と、発振信号生成回路から出力された差動信号を増幅する差動増幅器と、差動増幅器によって増幅された差動信号を電圧信号から電流信号へ変換する変換回路と、外部から入力した設定信号に応じた大きさで、変換回路を動作せしめる駆動電流を可変に出力する駆動回路とを含む。
【０００８】
「差動増幅器」における増幅率は、回路に応じて適宜設定されればよく、例えば、増幅率が「１」より大きい場合、増幅率が「１」の場合、増幅率が「１」より小さい場合も含むものとする。
駆動回路に入力した設定信号によって、駆動電流を大きくした場合、変換回路は、変換した電流信号の振幅を大きくするよう構成されてもよい。
【０００９】
以上の発振回路により、差動信号を処理対象としているため、信号に含まれたひずみ成分が相殺され、信号波形のひずみ成分を低減できる。また最終的に、電圧信号から電流信号に変換するための駆動電流の大きさを可変にして、変換した電流信号の振幅の大きさを調節するため、変換効率が向上し、消費電力を低くできる。
【００１０】
本発明の別の態様も、発振回路である。この発振回路は、発振信号を差動信号として出力する発振信号生成回路と、発振信号生成回路から出力された差動信号を増幅する差動増幅器と、差動増幅器によって増幅された差動信号を電圧信号から電流信号へ変換する変換回路と、外部から入力した設定信号に応じた大きさで、差動増幅器を動作せしめる駆動電流を可変に出力する駆動回路とを含む。
【００１１】
駆動回路に入力した設定信号によって、駆動電流を大きくした場合、差動増幅器は、動作速度を高めるよう構成されてもよい。
以上の発振回路により、変換した電流信号の振幅の大きさに対する要求に応じて、差動増幅器に流す駆動電流の大きさを調節することによって、不要に流れる電流を小さくできるため、変換効率を高くできる。また、要求された電流信号の振幅が小さい場合、駆動電流の調節によって、差動増幅器から出力される差動信号の振幅を小さくするため、差動増幅器の電源とグランド間に生じ、かつ差動信号に付加される雑音が小さくなって、雑音の影響の小さい電流信号を出力できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
実施の形態１は、ＬＳＩベンダが汎用性を目的として、発振信号の振幅の大きさを可変に発振できるように製造し、またセットメーカが所定の振幅の大きさを設定して所定の装置に組み込むことを前提にした高周波発振回路に関する。本実施の形態における高周波発振回路は、印加された制御電圧に応じた発振周波数の発振信号を発振する。また、発振信号の電圧の振幅はＦＥＴによって、後段の変換用ＦＥＴをスイッチングできる程度まで増幅され（以下、増幅させるためのＦＥＴを「増幅用ＦＥＴ」という）、さらに増幅された発振信号は変換用ＦＥＴによって電圧信号から電流信号に変換される。特に本実施の形態では、発振信号の発振と増幅が、差動信号にもとづくため、信号のひずみを相殺して、信号波形のひずみ成分を低減できる。さらに、電流に変換した発振信号の振幅の調節に、変換用ＦＥＴに流す駆動電流の大きさを直接調節するために、変換効率が改善されて、消費電力を低減できる。
【００１３】
図１は、実施の形態１に係る高周波発振回路１００を示す。高周波発振回路１００は、発振信号生成回路１０、差動増幅器１２、変換回路１４、駆動回路１６を含む。また、発振信号生成回路１０は、可変電流源２０、第１インバータ２２、第２インバータ２４、第３インバータ２６、第４インバータ２８、トランジスタＴｒ１からトランジスタＴｒ１３を含み、差動増幅器１２は、定電流源３０、トランジスタＴｒ１４からトランジスタＴｒ１９を含み、変換回路１４は、トランジスタＴｒ２０からトランジスタＴｒ２７を含み、駆動回路１６は、可変電流源３２を含む。また信号として、発振器駆動電流２００、第１生成発振信号２０２、第２生成発振信号２０４、第１増幅発振信号２０６、第２増幅発振信号２０８、第１電流発振信号２１０、第２電流発振信号２１２、出力電流発振信号２１４、増幅器駆動電流２１６、変換用駆動電流２１８を含む。
【００１４】
発振信号生成回路１０は、発振信号として、差動信号である第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を生成する。可変電流源２０は、印加された制御電圧に応じて大きさが変化する電流を流す。トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２はカレントミラー回路を構成しているため、可変電流源２０から出力された電流の大きさに比例した発振器駆動電流２００が流される。
【００１５】
トランジスタＴｒ３からトランジスタＴｒ８はカレントミラー回路を構成しており、さらにトランジスタＴｒ９からトランジスタＴｒ１３もカレントミラー回路を構成している。これらのカレントミラー回路から、発振器駆動電流２００に比例した電流が、それぞれ第１インバータ２２、第２インバータ２４、第３インバータ２６、第４インバータ２８で構成された差動出力型のリング発振器に流される。つまり、発振器駆動電流２００が大きくなれば、差動出力型のリング発振器に流される電流が大きくなるため、差動出力型のリング発振器から出力される第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４の発振周波数が高くなる。ここで、第１生成発振信号２０２や第２生成発振信号２０４は、例えば、正弦波のように最大値と最小値を一定期間で繰返し出現させるが、これらは互いに差動信号を構成する。なお、差動信号は、「バランス信号」とも呼ばれ、一方、グランド等の定電位を基準にした通常の信号は、「アンバランス信号」と呼ばれる場合もある。
【００１６】
差動増幅器１２は、第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４をそれぞれ差動増幅し、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８を出力する。なお、差動増幅は、後述のトランジスタＴｒ２０やトランジスタＴｒ２１におけるドライブ能力の向上を目的として実行される。差動増幅器１２を構成するトランジスタＴｒ１４からトランジスタＴｒ１９は、定電流源３０からの増幅器駆動電流２１６によって駆動され、第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４がトランジスタＴｒ１８とトランジスタＴｒ１９のゲート端子にそれぞれ印加されて、差動増幅され、第１生成発振信号２０２や第２生成発振信号２０４と同様の波形を有した差動信号の第１増幅発振信号２０６や第２増幅発振信号２０８を出力する。なお、トランジスタＴｒ１４からトランジスタＴｒ１９が前述の増幅用ＦＥＴに相当する。
【００１７】
可変電流源３２は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８の電圧を電流に変換するために、後述のトランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１を駆動するための変換用駆動電流２１８を流す。また、詳細は後述するが、外部から可変電流源３２に含まれた可変抵抗の値を調節して、変換用駆動電流２１８の大きさを調節できる。
【００１８】
変換回路１４は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８をシンク電流とソース電流が交互に切替えられた形の出力電流発振信号２１４に変換する。以後、出力電流発振信号２１４は、「シンク電流」と「ソース電流」を含むものとする。トランジスタＴｒ２０は、ゲート端子に印加される第１増幅発振信号２０６を第１電流発振信号２１０に変換する。ここで、トランジスタＴｒ２０はｎチャネル型であるため、第１増幅発振信号２０６の値が大きくなれば、第１電流発振信号２１０の値は変換用駆動電流２１８の値に近くなる。トランジスタＴｒ２１は、トランジスタＴｒ２０と同一の動作を行い、第２増幅発振信号２０８を第２電流発振信号２１２に変換する。
【００１９】
トランジスタＴｒ２２とトランジスタＴｒ２３はカレントミラー回路を構成しており、第１電流発振信号２１０と比例関係を有する第１の出力電流信号に変換する。また、トランジスタＴｒ２４とトランジスタＴｒ２５、およびトランジスタＴｒ２６とトランジスタＴｒ２７もそれぞれカレントミラー回路を構成しており、第２電流発振信号２１２と比例関係を有する第２の出力電流信号に変換する。さらに、第１の出力電流信号と第２の出力電流信号は、トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１の切替によって、前述のシンク電流とソース電流が切替えられた出力電流発振信号２１４になる。
【００２０】
図２は、可変電流源３２の構成を示す。可変電流源３２は、参照電圧源４０、オペアンプ４２、可変抵抗４４、トランジスタＴｒ２８からトランジスタＴｒ３０を含む。また、信号として、設定信号２２０を含む。
可変抵抗４４は、所定の定電圧を電流に変換すための抵抗であり、その値は、外部から入力された設定信号２２０に応じて調節される。
【００２１】
参照電圧源４０、オペアンプ４２、トランジスタＴｒ２８は、可変抵抗４４で変換された電流の値を安定化させる。ここで、オペアンプ４２によってトランジスタＴｒ２８のゲート電圧が増幅されるために、トランジスタＴｒ２８は、ドレイン電流特性の飽和領域で使用される。
【００２２】
トランジスタＴｒ２９とトランジスタＴｒ３０は、カレントミラー回路を構成しており、変換用駆動電流２１８を出力する。すなわち、可変抵抗４４の値を変更すれば、変換用駆動電流２１８の値も変更される。
【００２３】
以上の構成による高周波発振回路１００の動作は、以下の通りである。制御電圧を大きくすると、可変電流源２０が流す発振器駆動電流２００も大きくなる。第１インバータ２２から第４インバータ２８によって構成される差動出力型のリング発振器は、発振器駆動電流２００が大きくなればより高い発振周波数の第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を出力する。差動増幅器１２は第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を十分大きい振幅の第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８にそれぞれ増幅する。
【００２４】
トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８を第１電流発振信号２１０と第２電流発振信号２１２にそれぞれ変換する。可変電流源３２は、トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１に、外部から設定された変換用駆動電流２１８を流す。トランジスタＴｒ２２からトランジスタＴｒ２７は、第１電流発振信号２１０と第２電流発振信号２１２の値をそれぞれ変換し、さらにトランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１の切替によって出力電流発振信号２１４になる。
【００２５】
図３は、図１の高周波発振回路１００と特性を比較するための高周波発振回路１５０の構成を示す。高周波発振回路１５０は、発振信号生成回路１１０、バッファ１１２、変換回路１１４を含み、発振信号生成回路１１０は、可変電流源１２０、第１インバータ１２２、第２インバータ１２４、第３インバータ１２６、トランジスタＴｒ５０からトランジスタＴｒ６６を含み、バッファ１１２は、第４インバータ１２８、第５インバータ１３０、第１抵抗１３２、第２抵抗１３４、第３抵抗１３６、第４抵抗１３８、トランジスタＴｒ６８からトランジスタＴｒ７４を含み、変換回路１１４は、可変電流源１４０、可変電流源１４２、トランジスタＴｒ７６、トランジスタＴｒ７８を含む。
【００２６】
発振信号生成回路１１０は、高周波発振回路１００の発振信号生成回路１０に対応し、可変電流源１２０は、印加された制御電圧に応じて変化する電流を流す。トランジスタＴｒ５０からトランジスタＴｒ５８はカレントミラー回路を構成しており、さらにトランジスタＴｒ６０からトランジスタＴｒ６６もカレントミラー回路を構成している。これらのカレントミラー回路によって可変電流源１２０の出力電流に比例した電流が、それぞれ第１インバータ１２２、第２インバータ１２４、第３インバータ１２６によって構成されたリング発振器に流され、流された電流の大きさに応じた発振周波数の発振信号が出力される。なお、発振信号生成回路１０の第１生成発振信号２０２や第２生成発振信号２０４と異なって、発振信号は差動信号でない。
【００２７】
バッファ１１２は、高周波発振回路１００の差動増幅器１２に対応し、発振信号生成回路１１０から出力された発振信号が第４インバータ１２８および第１抵抗１３２、トランジスタＴｒ６８、トランジスタＴｒ７０、第２抵抗１３４によって、少なくとも後述のトランジスタＴｒ７６に対するドライブ能力を高める程度まで増幅される。また、第５インバータ１３０および第３抵抗１３６、トランジスタＴｒ７２、トランジスタＴｒ７４、第４抵抗１３８も同一の動作を行う。
【００２８】
変換回路１１４は、高周波発振回路１００の変換回路１４に対応し、バッファ１１２で増幅された発振信号を電圧信号から電流信号に変換する。ここで、トランジスタＴｒ７６はｐチャネル型であり、トランジスタＴｒ７８はｎチャネル型であるため、それらはゲートに入力される発振信号によって交互にオンし、その結果、シンク電流とソース電流が切替えられる発振信号が最終的に出力される。
【００２９】
図４（ａ）−（ｂ）は、実験結果にもとづいた図１の高周波発振回路１００および図３の高周波発振回路１５０の出力波形をそれぞれ示す図である。図４（ａ）は、図１の高周波発振回路１００の出力電流発振信号２１４であり、発振周波数３４４．９８ＭＨｚ、振幅４２．２ｍＡであり、信号のひずみ成分の少ない波形となっている。一方、図４（ｂ）は、図２の高周波発振回路１５０の出力であり、発振周波数２８３．０２ＭＨｚ、振幅４０．０ｍＡの図４（ａ）と同等の値になっているが、図４（ａ）と比較して、ひずみ成分を多く含んだ波形となっている。この波形のひずみは、トランジスタＴｒ７６、トランジスタＴｒ７８の切替タイミングの誤差が影響を及ぼしているためや、高周波発振回路１５０に含まれたリング発振器の発振信号が矩形波に近くなって、発振信号に多くの高周波成分が含まれているために生じる。同程度の発振周波数の図４（ａ）と（ｂ）を比較すると、図４（ｂ）の信号波形にはひずみ成分が多く含まれ、信号の高調波成分が多く含まれる傾向にある。そのため、高周波発振回路１５０のＥＭＩ特性は、高周波発振回路１００よりも低下する。一方、図１の高周波発振回路１００で伝送している差動信号間においては、信号のひずみ成分が相殺されてるため、信号に含まれたひずみ成分も低下する。
【００３０】
本実施の形態によれば、発振信号の生成および増幅が差動信号にもとづくため、出力される電流信号に含まれたひずみ成分を小さくできる。また、信号のひずみが小さくなると高周波発振回路を組み込んだ装置を安定に動作できる。また、最終的に電圧信号から電流信号に変換される段階で流される駆動電流の大きさを調節して、出力される電流信号の振幅を調節するため、回路の動作効率が高くなり、消費電力が小さくなる。
【００３１】
（実施の形態２）
実施の形態２は、実施の形態１と同様の構成を有した高周波発振回路に関し、実施の形態１では、変換用ＦＥＴに流す駆動電流の大きさが外部からの設定信号によって可変に調節されていたが、実施の形態２では、増幅用ＦＥＴに流す駆動電流の大きさが外部からの設定信号によって可変に調節される。本実施の形態に係る高周波発振回路は、差動増幅器に含まれた増幅用ＦＥＴに流す駆動電流の大きさの調節によって、交換用ＦＥＴをスイッチングするための電圧信号の振幅を変化させて、最終的に出力する電流信号の振幅を変化させる。また、駆動電流を小さくすれば、差動増幅器から出力される差動信号の振幅が小さくなるため、差動増幅器の電源とグランド間に生じ、かつ差動信号に付加される雑音が小さくなる。
【００３２】
図５は、実施の形態２に係る高周波発振回路１００の構成を示す。図５の高周波発振回路１００に含まれた差動増幅器５０、駆動回路５２、変換回路５４が、図１の高周波発振回路１００に含まれた差動増幅器１２、変換回路１４、駆動回路１６と異なる。差動増幅器５０は、差動増幅器１２から定電流源３０が除かれており、変換回路５４は、変換回路１４に定電流源５８が加えれらており、新たに追加された駆動回路５２は、可変電流源５６を含む。
【００３３】
可変電流源５６は、図１の定電流源３０と同様に差動増幅器５０に増幅器駆動電流２１６を流す。ここで可変電流源５６は、図２の可変電流源３２と同様の構成を有し、内部に含まれた図示しない可変抵抗４４の値を外部からの図示しない設定信号２２０によって調節して、増幅器駆動電流２１６の大きさを調節できる。
【００３４】
変換回路５４は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８をシンク電流とソース電流が切替えられた出力電流発振信号２１４に変換するが、電圧信号から電流信号への変換に使用のトランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１に流される変換用駆動電流２１８の大きさは、定電流源５８にもとづくため、固定される。
【００３５】
図５では、出力電流発振信号２１４の振幅の大きさを調節するために、トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１に流すべき変換用駆動電流２１８の大きさを直接調整するのではなく、差動増幅器５０に流すべき増幅器駆動電流２１６の大きさを外部からの設定信号にもとづいて調節し、出力電流発振信号２１４の振幅の大きさを調節する。以上の構成によって、増幅器駆動電流２１６の大きさを必要な程度まで小さくできるため、差動増幅器５０と駆動回路５２の電源とグランド間で生じ、かつ第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８に付加され雑音を低減でき、雑音の影響の小さい出力電流発振信号２１４を出力できる。
【００３６】
以上の構成による高周波発振回路１００の動作は、以下の通りである。制御電圧を大きくすると、可変電流源２０が流す発振器駆動電流２００も大きくなる。第１インバータ２２から第４インバータ２８によって構成される差動出力型のリング発振器は、発振器駆動電流２００が大きくなればより高い発振周波数の第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を出力する。差動増幅器５０は第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を十分大きい振幅の第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８にそれぞれ増幅する。
【００３７】
可変電流源５６は、トランジスタＴｒ１８とトランジスタＴｒ１９に、要求される差動増幅器５０の動作速度を満足するように、外部設定に応じた増幅器駆動電流２１６を流す。トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８をそれぞれ第１電流発振信号２１０と第２電流発振信号２１２に変換する。定電流源５８は、トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１に変換用駆動電流２１８を流す。トランジスタＴｒ２２からトランジスタＴｒ２７は、第１電流発振信号２１０と第２電流発振信号２１２の値をそれぞれ変換し、さらにトランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１の切替によって出力電流発振信号２１４になる。
【００３８】
本実施の形態によれば、発振信号の生成および増幅が差動信号にもとづくため、信号のひずみ成分を低減できる。また、差動増幅器に流す駆動電流を小さくすれば、雑音の影響の小さい電流信号を出力できる。
【００３９】
（実施の形態３）
実施の形態３は、実施の形態１や２における高周波発振回路を適用した装置あるいはＬＳＩの構成について説明する。
【００４０】
図６（ａ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路１００の適用例のうち、光ピックアップ３００の構成を示す。光ピックアップ３００は、高周波発振回路１００、半導体レーザチップ３０２、モニタ用フォトダイオード３０４、受光用フォトダイオード３０８を含む。光ピックアップ３００は、光ディスク装置あるいは光磁気ディスク装置などの情報記録再生装置において、記録媒体であるディスクに対して信号の読み出しあるいは書き込みを行う。
【００４１】
半導体レーザチップ３０２は、後述の高周波発振回路１００から供給される電流に応じてレーザビームを出射する。高周波発振回路１００は、後述のＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路３０６からの電圧で示された制御信号にもとづいて半導体レーザチップ３０２に電流信号を供給する。
【００４２】
光学系３１０は、半導体レーザチップ３０２から出射されるレーザビームを図示しない記録媒体のディスクに光スポットとして照射し、また、ディスクからの反射光を後述の受光用フォトダイオード３０８へ導く。
【００４３】
受光用フォトダイオード３０８は、反射光を電流信号に変換する。さらに当該電流信号は電圧信号に変換される。モニタ用フォトダイオード３０４は、半導体レーザチップ３０２から出射されるレーザビームの一部を電流信号に変換する。なお、ここでレーザビームの一部とは、半導体レーザチップ３０２の光学系３１０が存在しない側から出射されるレーザビームをいう。
【００４４】
ＡＰＣ回路３０６は、モニタ用フォトダイオード３０４が出力する電流信号にもとづいて、半導体レーザチップ３０２からレーザビームが常に一定のパワーで出力されるように、高周波発振回路１００へ制御信号を出力する、すなわち、半導体レーザチップ３０２のフィードバック制御を行う。ここで、ＡＰＣ回路３０６は、以下の理由のために備えられる。光ピックアップ３００が出力する電圧信号レベルを所定のレベルに保つ必要があるが、半導体レーザチップ３０２が出力するレーザビームのパワーは個体差があるとともに温度変化に対して敏感に反応するので、半導体レーザチップ３０２に対して同一の制御を行うだけではレーザビームのパワーが一定にならず、したがって、電圧信号の出力レベルを一定に保つことができない。
【００４５】
一方、高周波発振回路１００は、実施の形態１や２で記載したとおり、出力電流発振信号２１４の振幅を大きくできるため、半導体レーザチップ３０２は、安定してレーザビームを出射可能である。
【００４６】
図６（ｂ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路１００の適用例のうち、周波数変換回路３３０の構成を示す。周波数変換回路３３０は、高周波発振回路１００、乗算回路３２２、ＢＰＦ（Ｂａｎｄｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３２４、増幅器３２６を含む。周波数変換回路３３０は、通信装置において、送信すべき信号を伝送するための信号に変換する。より具体的には、無線送信装置において、送信すべきベースバンド信号または当該ベースバンド信号を周波数変換した中間周波数信号を無線周波数信号に周波数変換する。
【００４７】
信号生成部３２０は、送信すべき信号をベースバンド信号として生成し、当該ベースバンド信号を中間周波数に周波数変換する。
高周波発振回路１００は、送信に使用する無線周波数に応じた電圧を入力し、無線周波数の信号を出力する。
【００４８】
乗算回路３２２は、中間周波数の信号を無線周波数の信号によって周波数変換する。さらに、ＢＰＦ３２４は周波数変換によって発生した高調波の影響を低減する。
増幅器３２６は、ＢＰＦ３２４の出力信号を無線伝搬路において送信するために、所定の電力まで増幅する。
【００４９】
ここで、高周波発振回路１００は、実施の形態１や２で記載したとおり、高い発振周波数に対しても、設定に応じて大きい値の電流信号を出力可能なため、周波数変換回路３３０は、無線周波数の信号を安定して出力可能である。
【００５０】
図６（ｃ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路１００の適用例のうち、ＰＬＬ３４０の構成を示す。ＰＬＬ３４０は、高周波発振回路１００、位相比較器３５０、ループフィルタ３５２、分周器３５４を含む。
【００５１】
位相比較器３５０は、外部から入力される基準クロック信号と分周器３５４から入力される参照クロック信号との位相および周波数を比較して、その差に比例した直流信号を出力する。ループフィルタ３５２は、入力される信号の高周波成分を除去し、制御電圧を出力する。高周波発振回路１００は、入力される制御電圧に応じた周波数のクロック信号を出力する。ここでは、基準クロック信号の周波数のＮ倍の周波数を有するクロック信号を出力する。出力されたクロック信号は、分周器３５４において１／Ｎに分周され、参照クロック信号として、位相比較器３５０に入力される。
【００５２】
本実施の形態によれば、出力する電流信号の振幅を調節でき、信号のひずみ成分を低減できる高周波発振回路をさまざまな装置やＬＳＩにおいて適用可能である。
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００５３】
実施の形態１および２において、差動増幅器１２と差動増幅器５０はひとつの差動増幅器によってそれぞれ構成されている。しかしこれに限らず例えば、複数の差動増幅器によって構成されてもよい。この変形例によれば、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８の振幅をさらに大きくできる。つまり、差動増幅器１２または差動増幅器５０から出力される第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８に要求される値に応じた数の差動増幅器が設けられればよい。
【００５４】
実施の形態１では、駆動回路１６が、外部からの設定信号２２０に応じて変換回路１４に流すべき変換用駆動電流２１８の大きさを可変に出力し、実施の形態２では、駆動回路５２が、外部からの設定信号２２０に応じて差動増幅器５０に流すべき増幅器駆動電流２１６の大きさを可変に出力している。しかしこれに限らず例えば、両者を組み合わせた形であってもよい。その場合、駆動回路１６が、外部からの設定信号２２０に応じて変換回路１４に流すべき変換用駆動電流２１８の大きさを可変に出力しつつ、駆動回路５２が、外部からの設定信号２２０に応じて差動増幅器５０に流すべき増幅器駆動電流２１６の大きさを可変に出力している。本変形例によれば、さらに詳細な設定が可能になる。つまり、高周波発振回路１００が要求される出力電流発振信号２１４の振幅の大きさ、ひずみ成分、消費電力を満足するように設定されればよい。
【００５５】
【発明の効果】
本発明によれば、発振信号の振幅を可変に出力でき、かつ波形のひずみ特性を改善できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１に係る高周波発振回路を示す図である。
【図２】図１の可変電流源の構成を示す図である。
【図３】図１の高周波発振回路に対する比較対象の高周波発振回路の構成を示す図である。
【図４】図４（ａ）−（ｂ）は、図１および図３の高周波発振回路の出力波形を示す図である。
【図５】実施の形態２に係る高周波発振回路を示す図である。
【図６】図６（ａ）−（ｃ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路の適用例を示す図である。
【符号の説明】
１０ 発振信号生成回路、 １２ 差動増幅器、 １４ 変換回路、 １６ 駆動回路、 ２０ 可変電流源、 ２２ 第１インバータ、 ２４ 第２インバータ、 ２６ 第３インバータ、 ２８ 第４インバータ、 ３０ 定電流源、３２ 可変電流源、 ４０ 参照電圧源、 ４２ オペアンプ、 ４４ 可変抵抗、 ５０ 差動増幅器、 ５２ 駆動回路、 ５４ 変換回路、 ５６ 可変電流源、 ５８ 定電流源、 １００ 高周波発振回路、 Ｔｒ１〜Ｔｒ３０、Ｔｒ５０〜Ｔｒ７８ トランジスタ。
【発明の属する技術分野】
本発明は発振回路に関する。特に所定の周波数の信号を発振する発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電圧制御型の発振回路は、例えば、光ピックアップやＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）に使用され、一般に印加される制御電圧に応じて発振周波数を変化させて設定し、当該発振周波数の信号を発振出力する。従来技術における電圧制御発振器の一例は、反転アンプ、第１の充放電回路、第２の充放電回路を一巡するように接続している。この構成において、反転アンプからの反転電圧信号の位相は、第１の充放電回路と第２の充放電回路で段階的に遅れ、さらに、第２の充放電回路の出力が再び反転アンプに入力される。一巡した反転電圧信号の位相は当初の位相と再び同一になるため、電圧制御発振器は以上の処理の繰返しによって継続して発振可能となる。なお、電圧制御発振器の発振周波数は、主に第１の充放電回路と第２の充放電回路における充放電電流の大きさに応じて決定され、さらに充放電電流の大きさは、充放電電流よりも大きな電流値レベルであって、かつ制御が容易な制御電流によって制御される（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平６−３７５９９号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術においては、充放電電流が非常に小さくても、制御は制御電流によってなされるため、制御のための電流値レベルの安定化によって、低い発振周波数においても安定して発振可能である。一方、一般的に高い発振周波数を発振するためには、さらに以下の課題の検討が必要である。高い発振周波数の発振信号を発振し、さらに当該発振信号を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）によって電流信号に変換する（以下、当該ＦＥＴを「変換用ＦＥＴ」という）場合、一般的に変換による発振信号のひずみが生じやすくなる。また、そのひずみによって、高調波成分が高次まで及ぶ場合、電磁妨害（ＥＭＩ：Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒａｎｃｅ）特性が悪化する傾向にある。また、最終的に発振回路から出力される発振信号の発振周波数を高く、かつ当該発振信号の振幅を大きくする場合には、一般に消費電力が高くなる。バッテリー駆動の装置等に発振回路を組み込む場合、消費電力は低いほうが望ましいが、消費電力を低くするためには、電圧信号から電流信号への変換効率を改善する必要がある。
【０００５】
一方、発振回路をＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ‐Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）等に内蔵して提供するＬＳＩベンダにとっては、量産効果を得るために、当該ＬＳＩは汎用的に使用できる方が望ましい。また、ＬＳＩを装置等に組み込むセットメーカは、装置での要求条件に応じて出力信号の振幅の大きさを可変に設定でき、低い消費電力で動作できるような発振回路を望む。そのために発振回路は、出力される信号の振幅、消費電力などに対して適正な特性が要求される。さらに、セットメーカが発振回路を所定の装置内に適用し、出力信号の振幅を大きくするように設定する場合、波形のひずみまたはＥＭＩ特性が所定の要件を満たす必要もある。
【０００６】
本発明者はこうした状況を認識して、本発明をなしたものであり、その目的は発振信号の振幅を可変に出力でき、かつ波形のひずみ特性を改善した発振回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のある態様は、発振回路である。この発振回路は、発振信号を差動信号として出力する発振信号生成回路と、発振信号生成回路から出力された差動信号を増幅する差動増幅器と、差動増幅器によって増幅された差動信号を電圧信号から電流信号へ変換する変換回路と、外部から入力した設定信号に応じた大きさで、変換回路を動作せしめる駆動電流を可変に出力する駆動回路とを含む。
【０００８】
「差動増幅器」における増幅率は、回路に応じて適宜設定されればよく、例えば、増幅率が「１」より大きい場合、増幅率が「１」の場合、増幅率が「１」より小さい場合も含むものとする。
駆動回路に入力した設定信号によって、駆動電流を大きくした場合、変換回路は、変換した電流信号の振幅を大きくするよう構成されてもよい。
【０００９】
以上の発振回路により、差動信号を処理対象としているため、信号に含まれたひずみ成分が相殺され、信号波形のひずみ成分を低減できる。また最終的に、電圧信号から電流信号に変換するための駆動電流の大きさを可変にして、変換した電流信号の振幅の大きさを調節するため、変換効率が向上し、消費電力を低くできる。
【００１０】
本発明の別の態様も、発振回路である。この発振回路は、発振信号を差動信号として出力する発振信号生成回路と、発振信号生成回路から出力された差動信号を増幅する差動増幅器と、差動増幅器によって増幅された差動信号を電圧信号から電流信号へ変換する変換回路と、外部から入力した設定信号に応じた大きさで、差動増幅器を動作せしめる駆動電流を可変に出力する駆動回路とを含む。
【００１１】
駆動回路に入力した設定信号によって、駆動電流を大きくした場合、差動増幅器は、動作速度を高めるよう構成されてもよい。
以上の発振回路により、変換した電流信号の振幅の大きさに対する要求に応じて、差動増幅器に流す駆動電流の大きさを調節することによって、不要に流れる電流を小さくできるため、変換効率を高くできる。また、要求された電流信号の振幅が小さい場合、駆動電流の調節によって、差動増幅器から出力される差動信号の振幅を小さくするため、差動増幅器の電源とグランド間に生じ、かつ差動信号に付加される雑音が小さくなって、雑音の影響の小さい電流信号を出力できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
実施の形態１は、ＬＳＩベンダが汎用性を目的として、発振信号の振幅の大きさを可変に発振できるように製造し、またセットメーカが所定の振幅の大きさを設定して所定の装置に組み込むことを前提にした高周波発振回路に関する。本実施の形態における高周波発振回路は、印加された制御電圧に応じた発振周波数の発振信号を発振する。また、発振信号の電圧の振幅はＦＥＴによって、後段の変換用ＦＥＴをスイッチングできる程度まで増幅され（以下、増幅させるためのＦＥＴを「増幅用ＦＥＴ」という）、さらに増幅された発振信号は変換用ＦＥＴによって電圧信号から電流信号に変換される。特に本実施の形態では、発振信号の発振と増幅が、差動信号にもとづくため、信号のひずみを相殺して、信号波形のひずみ成分を低減できる。さらに、電流に変換した発振信号の振幅の調節に、変換用ＦＥＴに流す駆動電流の大きさを直接調節するために、変換効率が改善されて、消費電力を低減できる。
【００１３】
図１は、実施の形態１に係る高周波発振回路１００を示す。高周波発振回路１００は、発振信号生成回路１０、差動増幅器１２、変換回路１４、駆動回路１６を含む。また、発振信号生成回路１０は、可変電流源２０、第１インバータ２２、第２インバータ２４、第３インバータ２６、第４インバータ２８、トランジスタＴｒ１からトランジスタＴｒ１３を含み、差動増幅器１２は、定電流源３０、トランジスタＴｒ１４からトランジスタＴｒ１９を含み、変換回路１４は、トランジスタＴｒ２０からトランジスタＴｒ２７を含み、駆動回路１６は、可変電流源３２を含む。また信号として、発振器駆動電流２００、第１生成発振信号２０２、第２生成発振信号２０４、第１増幅発振信号２０６、第２増幅発振信号２０８、第１電流発振信号２１０、第２電流発振信号２１２、出力電流発振信号２１４、増幅器駆動電流２１６、変換用駆動電流２１８を含む。
【００１４】
発振信号生成回路１０は、発振信号として、差動信号である第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を生成する。可変電流源２０は、印加された制御電圧に応じて大きさが変化する電流を流す。トランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２はカレントミラー回路を構成しているため、可変電流源２０から出力された電流の大きさに比例した発振器駆動電流２００が流される。
【００１５】
トランジスタＴｒ３からトランジスタＴｒ８はカレントミラー回路を構成しており、さらにトランジスタＴｒ９からトランジスタＴｒ１３もカレントミラー回路を構成している。これらのカレントミラー回路から、発振器駆動電流２００に比例した電流が、それぞれ第１インバータ２２、第２インバータ２４、第３インバータ２６、第４インバータ２８で構成された差動出力型のリング発振器に流される。つまり、発振器駆動電流２００が大きくなれば、差動出力型のリング発振器に流される電流が大きくなるため、差動出力型のリング発振器から出力される第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４の発振周波数が高くなる。ここで、第１生成発振信号２０２や第２生成発振信号２０４は、例えば、正弦波のように最大値と最小値を一定期間で繰返し出現させるが、これらは互いに差動信号を構成する。なお、差動信号は、「バランス信号」とも呼ばれ、一方、グランド等の定電位を基準にした通常の信号は、「アンバランス信号」と呼ばれる場合もある。
【００１６】
差動増幅器１２は、第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４をそれぞれ差動増幅し、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８を出力する。なお、差動増幅は、後述のトランジスタＴｒ２０やトランジスタＴｒ２１におけるドライブ能力の向上を目的として実行される。差動増幅器１２を構成するトランジスタＴｒ１４からトランジスタＴｒ１９は、定電流源３０からの増幅器駆動電流２１６によって駆動され、第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４がトランジスタＴｒ１８とトランジスタＴｒ１９のゲート端子にそれぞれ印加されて、差動増幅され、第１生成発振信号２０２や第２生成発振信号２０４と同様の波形を有した差動信号の第１増幅発振信号２０６や第２増幅発振信号２０８を出力する。なお、トランジスタＴｒ１４からトランジスタＴｒ１９が前述の増幅用ＦＥＴに相当する。
【００１７】
可変電流源３２は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８の電圧を電流に変換するために、後述のトランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１を駆動するための変換用駆動電流２１８を流す。また、詳細は後述するが、外部から可変電流源３２に含まれた可変抵抗の値を調節して、変換用駆動電流２１８の大きさを調節できる。
【００１８】
変換回路１４は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８をシンク電流とソース電流が交互に切替えられた形の出力電流発振信号２１４に変換する。以後、出力電流発振信号２１４は、「シンク電流」と「ソース電流」を含むものとする。トランジスタＴｒ２０は、ゲート端子に印加される第１増幅発振信号２０６を第１電流発振信号２１０に変換する。ここで、トランジスタＴｒ２０はｎチャネル型であるため、第１増幅発振信号２０６の値が大きくなれば、第１電流発振信号２１０の値は変換用駆動電流２１８の値に近くなる。トランジスタＴｒ２１は、トランジスタＴｒ２０と同一の動作を行い、第２増幅発振信号２０８を第２電流発振信号２１２に変換する。
【００１９】
トランジスタＴｒ２２とトランジスタＴｒ２３はカレントミラー回路を構成しており、第１電流発振信号２１０と比例関係を有する第１の出力電流信号に変換する。また、トランジスタＴｒ２４とトランジスタＴｒ２５、およびトランジスタＴｒ２６とトランジスタＴｒ２７もそれぞれカレントミラー回路を構成しており、第２電流発振信号２１２と比例関係を有する第２の出力電流信号に変換する。さらに、第１の出力電流信号と第２の出力電流信号は、トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１の切替によって、前述のシンク電流とソース電流が切替えられた出力電流発振信号２１４になる。
【００２０】
図２は、可変電流源３２の構成を示す。可変電流源３２は、参照電圧源４０、オペアンプ４２、可変抵抗４４、トランジスタＴｒ２８からトランジスタＴｒ３０を含む。また、信号として、設定信号２２０を含む。
可変抵抗４４は、所定の定電圧を電流に変換すための抵抗であり、その値は、外部から入力された設定信号２２０に応じて調節される。
【００２１】
参照電圧源４０、オペアンプ４２、トランジスタＴｒ２８は、可変抵抗４４で変換された電流の値を安定化させる。ここで、オペアンプ４２によってトランジスタＴｒ２８のゲート電圧が増幅されるために、トランジスタＴｒ２８は、ドレイン電流特性の飽和領域で使用される。
【００２２】
トランジスタＴｒ２９とトランジスタＴｒ３０は、カレントミラー回路を構成しており、変換用駆動電流２１８を出力する。すなわち、可変抵抗４４の値を変更すれば、変換用駆動電流２１８の値も変更される。
【００２３】
以上の構成による高周波発振回路１００の動作は、以下の通りである。制御電圧を大きくすると、可変電流源２０が流す発振器駆動電流２００も大きくなる。第１インバータ２２から第４インバータ２８によって構成される差動出力型のリング発振器は、発振器駆動電流２００が大きくなればより高い発振周波数の第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を出力する。差動増幅器１２は第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を十分大きい振幅の第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８にそれぞれ増幅する。
【００２４】
トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８を第１電流発振信号２１０と第２電流発振信号２１２にそれぞれ変換する。可変電流源３２は、トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１に、外部から設定された変換用駆動電流２１８を流す。トランジスタＴｒ２２からトランジスタＴｒ２７は、第１電流発振信号２１０と第２電流発振信号２１２の値をそれぞれ変換し、さらにトランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１の切替によって出力電流発振信号２１４になる。
【００２５】
図３は、図１の高周波発振回路１００と特性を比較するための高周波発振回路１５０の構成を示す。高周波発振回路１５０は、発振信号生成回路１１０、バッファ１１２、変換回路１１４を含み、発振信号生成回路１１０は、可変電流源１２０、第１インバータ１２２、第２インバータ１２４、第３インバータ１２６、トランジスタＴｒ５０からトランジスタＴｒ６６を含み、バッファ１１２は、第４インバータ１２８、第５インバータ１３０、第１抵抗１３２、第２抵抗１３４、第３抵抗１３６、第４抵抗１３８、トランジスタＴｒ６８からトランジスタＴｒ７４を含み、変換回路１１４は、可変電流源１４０、可変電流源１４２、トランジスタＴｒ７６、トランジスタＴｒ７８を含む。
【００２６】
発振信号生成回路１１０は、高周波発振回路１００の発振信号生成回路１０に対応し、可変電流源１２０は、印加された制御電圧に応じて変化する電流を流す。トランジスタＴｒ５０からトランジスタＴｒ５８はカレントミラー回路を構成しており、さらにトランジスタＴｒ６０からトランジスタＴｒ６６もカレントミラー回路を構成している。これらのカレントミラー回路によって可変電流源１２０の出力電流に比例した電流が、それぞれ第１インバータ１２２、第２インバータ１２４、第３インバータ１２６によって構成されたリング発振器に流され、流された電流の大きさに応じた発振周波数の発振信号が出力される。なお、発振信号生成回路１０の第１生成発振信号２０２や第２生成発振信号２０４と異なって、発振信号は差動信号でない。
【００２７】
バッファ１１２は、高周波発振回路１００の差動増幅器１２に対応し、発振信号生成回路１１０から出力された発振信号が第４インバータ１２８および第１抵抗１３２、トランジスタＴｒ６８、トランジスタＴｒ７０、第２抵抗１３４によって、少なくとも後述のトランジスタＴｒ７６に対するドライブ能力を高める程度まで増幅される。また、第５インバータ１３０および第３抵抗１３６、トランジスタＴｒ７２、トランジスタＴｒ７４、第４抵抗１３８も同一の動作を行う。
【００２８】
変換回路１１４は、高周波発振回路１００の変換回路１４に対応し、バッファ１１２で増幅された発振信号を電圧信号から電流信号に変換する。ここで、トランジスタＴｒ７６はｐチャネル型であり、トランジスタＴｒ７８はｎチャネル型であるため、それらはゲートに入力される発振信号によって交互にオンし、その結果、シンク電流とソース電流が切替えられる発振信号が最終的に出力される。
【００２９】
図４（ａ）−（ｂ）は、実験結果にもとづいた図１の高周波発振回路１００および図３の高周波発振回路１５０の出力波形をそれぞれ示す図である。図４（ａ）は、図１の高周波発振回路１００の出力電流発振信号２１４であり、発振周波数３４４．９８ＭＨｚ、振幅４２．２ｍＡであり、信号のひずみ成分の少ない波形となっている。一方、図４（ｂ）は、図２の高周波発振回路１５０の出力であり、発振周波数２８３．０２ＭＨｚ、振幅４０．０ｍＡの図４（ａ）と同等の値になっているが、図４（ａ）と比較して、ひずみ成分を多く含んだ波形となっている。この波形のひずみは、トランジスタＴｒ７６、トランジスタＴｒ７８の切替タイミングの誤差が影響を及ぼしているためや、高周波発振回路１５０に含まれたリング発振器の発振信号が矩形波に近くなって、発振信号に多くの高周波成分が含まれているために生じる。同程度の発振周波数の図４（ａ）と（ｂ）を比較すると、図４（ｂ）の信号波形にはひずみ成分が多く含まれ、信号の高調波成分が多く含まれる傾向にある。そのため、高周波発振回路１５０のＥＭＩ特性は、高周波発振回路１００よりも低下する。一方、図１の高周波発振回路１００で伝送している差動信号間においては、信号のひずみ成分が相殺されてるため、信号に含まれたひずみ成分も低下する。
【００３０】
本実施の形態によれば、発振信号の生成および増幅が差動信号にもとづくため、出力される電流信号に含まれたひずみ成分を小さくできる。また、信号のひずみが小さくなると高周波発振回路を組み込んだ装置を安定に動作できる。また、最終的に電圧信号から電流信号に変換される段階で流される駆動電流の大きさを調節して、出力される電流信号の振幅を調節するため、回路の動作効率が高くなり、消費電力が小さくなる。
【００３１】
（実施の形態２）
実施の形態２は、実施の形態１と同様の構成を有した高周波発振回路に関し、実施の形態１では、変換用ＦＥＴに流す駆動電流の大きさが外部からの設定信号によって可変に調節されていたが、実施の形態２では、増幅用ＦＥＴに流す駆動電流の大きさが外部からの設定信号によって可変に調節される。本実施の形態に係る高周波発振回路は、差動増幅器に含まれた増幅用ＦＥＴに流す駆動電流の大きさの調節によって、交換用ＦＥＴをスイッチングするための電圧信号の振幅を変化させて、最終的に出力する電流信号の振幅を変化させる。また、駆動電流を小さくすれば、差動増幅器から出力される差動信号の振幅が小さくなるため、差動増幅器の電源とグランド間に生じ、かつ差動信号に付加される雑音が小さくなる。
【００３２】
図５は、実施の形態２に係る高周波発振回路１００の構成を示す。図５の高周波発振回路１００に含まれた差動増幅器５０、駆動回路５２、変換回路５４が、図１の高周波発振回路１００に含まれた差動増幅器１２、変換回路１４、駆動回路１６と異なる。差動増幅器５０は、差動増幅器１２から定電流源３０が除かれており、変換回路５４は、変換回路１４に定電流源５８が加えれらており、新たに追加された駆動回路５２は、可変電流源５６を含む。
【００３３】
可変電流源５６は、図１の定電流源３０と同様に差動増幅器５０に増幅器駆動電流２１６を流す。ここで可変電流源５６は、図２の可変電流源３２と同様の構成を有し、内部に含まれた図示しない可変抵抗４４の値を外部からの図示しない設定信号２２０によって調節して、増幅器駆動電流２１６の大きさを調節できる。
【００３４】
変換回路５４は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８をシンク電流とソース電流が切替えられた出力電流発振信号２１４に変換するが、電圧信号から電流信号への変換に使用のトランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１に流される変換用駆動電流２１８の大きさは、定電流源５８にもとづくため、固定される。
【００３５】
図５では、出力電流発振信号２１４の振幅の大きさを調節するために、トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１に流すべき変換用駆動電流２１８の大きさを直接調整するのではなく、差動増幅器５０に流すべき増幅器駆動電流２１６の大きさを外部からの設定信号にもとづいて調節し、出力電流発振信号２１４の振幅の大きさを調節する。以上の構成によって、増幅器駆動電流２１６の大きさを必要な程度まで小さくできるため、差動増幅器５０と駆動回路５２の電源とグランド間で生じ、かつ第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８に付加され雑音を低減でき、雑音の影響の小さい出力電流発振信号２１４を出力できる。
【００３６】
以上の構成による高周波発振回路１００の動作は、以下の通りである。制御電圧を大きくすると、可変電流源２０が流す発振器駆動電流２００も大きくなる。第１インバータ２２から第４インバータ２８によって構成される差動出力型のリング発振器は、発振器駆動電流２００が大きくなればより高い発振周波数の第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を出力する。差動増幅器５０は第１生成発振信号２０２と第２生成発振信号２０４を十分大きい振幅の第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８にそれぞれ増幅する。
【００３７】
可変電流源５６は、トランジスタＴｒ１８とトランジスタＴｒ１９に、要求される差動増幅器５０の動作速度を満足するように、外部設定に応じた増幅器駆動電流２１６を流す。トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１は、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８をそれぞれ第１電流発振信号２１０と第２電流発振信号２１２に変換する。定電流源５８は、トランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１に変換用駆動電流２１８を流す。トランジスタＴｒ２２からトランジスタＴｒ２７は、第１電流発振信号２１０と第２電流発振信号２１２の値をそれぞれ変換し、さらにトランジスタＴｒ２０とトランジスタＴｒ２１の切替によって出力電流発振信号２１４になる。
【００３８】
本実施の形態によれば、発振信号の生成および増幅が差動信号にもとづくため、信号のひずみ成分を低減できる。また、差動増幅器に流す駆動電流を小さくすれば、雑音の影響の小さい電流信号を出力できる。
【００３９】
（実施の形態３）
実施の形態３は、実施の形態１や２における高周波発振回路を適用した装置あるいはＬＳＩの構成について説明する。
【００４０】
図６（ａ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路１００の適用例のうち、光ピックアップ３００の構成を示す。光ピックアップ３００は、高周波発振回路１００、半導体レーザチップ３０２、モニタ用フォトダイオード３０４、受光用フォトダイオード３０８を含む。光ピックアップ３００は、光ディスク装置あるいは光磁気ディスク装置などの情報記録再生装置において、記録媒体であるディスクに対して信号の読み出しあるいは書き込みを行う。
【００４１】
半導体レーザチップ３０２は、後述の高周波発振回路１００から供給される電流に応じてレーザビームを出射する。高周波発振回路１００は、後述のＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路３０６からの電圧で示された制御信号にもとづいて半導体レーザチップ３０２に電流信号を供給する。
【００４２】
光学系３１０は、半導体レーザチップ３０２から出射されるレーザビームを図示しない記録媒体のディスクに光スポットとして照射し、また、ディスクからの反射光を後述の受光用フォトダイオード３０８へ導く。
【００４３】
受光用フォトダイオード３０８は、反射光を電流信号に変換する。さらに当該電流信号は電圧信号に変換される。モニタ用フォトダイオード３０４は、半導体レーザチップ３０２から出射されるレーザビームの一部を電流信号に変換する。なお、ここでレーザビームの一部とは、半導体レーザチップ３０２の光学系３１０が存在しない側から出射されるレーザビームをいう。
【００４４】
ＡＰＣ回路３０６は、モニタ用フォトダイオード３０４が出力する電流信号にもとづいて、半導体レーザチップ３０２からレーザビームが常に一定のパワーで出力されるように、高周波発振回路１００へ制御信号を出力する、すなわち、半導体レーザチップ３０２のフィードバック制御を行う。ここで、ＡＰＣ回路３０６は、以下の理由のために備えられる。光ピックアップ３００が出力する電圧信号レベルを所定のレベルに保つ必要があるが、半導体レーザチップ３０２が出力するレーザビームのパワーは個体差があるとともに温度変化に対して敏感に反応するので、半導体レーザチップ３０２に対して同一の制御を行うだけではレーザビームのパワーが一定にならず、したがって、電圧信号の出力レベルを一定に保つことができない。
【００４５】
一方、高周波発振回路１００は、実施の形態１や２で記載したとおり、出力電流発振信号２１４の振幅を大きくできるため、半導体レーザチップ３０２は、安定してレーザビームを出射可能である。
【００４６】
図６（ｂ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路１００の適用例のうち、周波数変換回路３３０の構成を示す。周波数変換回路３３０は、高周波発振回路１００、乗算回路３２２、ＢＰＦ（Ｂａｎｄｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）３２４、増幅器３２６を含む。周波数変換回路３３０は、通信装置において、送信すべき信号を伝送するための信号に変換する。より具体的には、無線送信装置において、送信すべきベースバンド信号または当該ベースバンド信号を周波数変換した中間周波数信号を無線周波数信号に周波数変換する。
【００４７】
信号生成部３２０は、送信すべき信号をベースバンド信号として生成し、当該ベースバンド信号を中間周波数に周波数変換する。
高周波発振回路１００は、送信に使用する無線周波数に応じた電圧を入力し、無線周波数の信号を出力する。
【００４８】
乗算回路３２２は、中間周波数の信号を無線周波数の信号によって周波数変換する。さらに、ＢＰＦ３２４は周波数変換によって発生した高調波の影響を低減する。
増幅器３２６は、ＢＰＦ３２４の出力信号を無線伝搬路において送信するために、所定の電力まで増幅する。
【００４９】
ここで、高周波発振回路１００は、実施の形態１や２で記載したとおり、高い発振周波数に対しても、設定に応じて大きい値の電流信号を出力可能なため、周波数変換回路３３０は、無線周波数の信号を安定して出力可能である。
【００５０】
図６（ｃ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路１００の適用例のうち、ＰＬＬ３４０の構成を示す。ＰＬＬ３４０は、高周波発振回路１００、位相比較器３５０、ループフィルタ３５２、分周器３５４を含む。
【００５１】
位相比較器３５０は、外部から入力される基準クロック信号と分周器３５４から入力される参照クロック信号との位相および周波数を比較して、その差に比例した直流信号を出力する。ループフィルタ３５２は、入力される信号の高周波成分を除去し、制御電圧を出力する。高周波発振回路１００は、入力される制御電圧に応じた周波数のクロック信号を出力する。ここでは、基準クロック信号の周波数のＮ倍の周波数を有するクロック信号を出力する。出力されたクロック信号は、分周器３５４において１／Ｎに分周され、参照クロック信号として、位相比較器３５０に入力される。
【００５２】
本実施の形態によれば、出力する電流信号の振幅を調節でき、信号のひずみ成分を低減できる高周波発振回路をさまざまな装置やＬＳＩにおいて適用可能である。
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００５３】
実施の形態１および２において、差動増幅器１２と差動増幅器５０はひとつの差動増幅器によってそれぞれ構成されている。しかしこれに限らず例えば、複数の差動増幅器によって構成されてもよい。この変形例によれば、第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８の振幅をさらに大きくできる。つまり、差動増幅器１２または差動増幅器５０から出力される第１増幅発振信号２０６と第２増幅発振信号２０８に要求される値に応じた数の差動増幅器が設けられればよい。
【００５４】
実施の形態１では、駆動回路１６が、外部からの設定信号２２０に応じて変換回路１４に流すべき変換用駆動電流２１８の大きさを可変に出力し、実施の形態２では、駆動回路５２が、外部からの設定信号２２０に応じて差動増幅器５０に流すべき増幅器駆動電流２１６の大きさを可変に出力している。しかしこれに限らず例えば、両者を組み合わせた形であってもよい。その場合、駆動回路１６が、外部からの設定信号２２０に応じて変換回路１４に流すべき変換用駆動電流２１８の大きさを可変に出力しつつ、駆動回路５２が、外部からの設定信号２２０に応じて差動増幅器５０に流すべき増幅器駆動電流２１６の大きさを可変に出力している。本変形例によれば、さらに詳細な設定が可能になる。つまり、高周波発振回路１００が要求される出力電流発振信号２１４の振幅の大きさ、ひずみ成分、消費電力を満足するように設定されればよい。
【００５５】
【発明の効果】
本発明によれば、発振信号の振幅を可変に出力でき、かつ波形のひずみ特性を改善できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１に係る高周波発振回路を示す図である。
【図２】図１の可変電流源の構成を示す図である。
【図３】図１の高周波発振回路に対する比較対象の高周波発振回路の構成を示す図である。
【図４】図４（ａ）−（ｂ）は、図１および図３の高周波発振回路の出力波形を示す図である。
【図５】実施の形態２に係る高周波発振回路を示す図である。
【図６】図６（ａ）−（ｃ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路の適用例を示す図である。
【符号の説明】
１０ 発振信号生成回路、 １２ 差動増幅器、 １４ 変換回路、 １６ 駆動回路、 ２０ 可変電流源、 ２２ 第１インバータ、 ２４ 第２インバータ、 ２６ 第３インバータ、 ２８ 第４インバータ、 ３０ 定電流源、３２ 可変電流源、 ４０ 参照電圧源、 ４２ オペアンプ、 ４４ 可変抵抗、 ５０ 差動増幅器、 ５２ 駆動回路、 ５４ 変換回路、 ５６ 可変電流源、 ５８ 定電流源、 １００ 高周波発振回路、 Ｔｒ１〜Ｔｒ３０、Ｔｒ５０〜Ｔｒ７８ トランジスタ。
Claims (4)
- 発振信号を差動信号として出力する発振信号生成回路と、
前記発振信号生成回路から出力された差動信号を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器によって増幅された差動信号を電圧信号から電流信号へ変換する変換回路と、
外部から入力した設定信号に応じた大きさで、前記変換回路を動作せしめる駆動電流を可変に出力する駆動回路と、
を含むことを特徴とする発振回路。 - 前記駆動回路に入力した設定信号によって、前記駆動電流を大きくした場合、前記変換回路は、前記変換した電流信号の振幅を大きくするよう構成されていることを特徴とする請求項２に記載の発振回路。
- 発振信号を差動信号として出力する発振信号生成回路と、
前記発振信号生成回路から出力された差動信号を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器によって増幅された差動信号を電圧信号から電流信号へ変換する変換回路と、
外部から入力した設定信号に応じた大きさで、前記差動増幅器を動作せしめる駆動電流を可変に出力する駆動回路と、
を含むことを特徴とする発振回路。 - 前記駆動回路に入力した設定信号によって、前記駆動電流を大きくした場合、前記差動増幅器は、動作速度を高めるよう構成されていることを特徴とする請求項３に記載の発振回路。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Families Citing this family (11)
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|---|---|---|---|---|
| JP2004356800A (ja) | 2003-05-28 | 2004-12-16 | Rohm Co Ltd | 発振回路 |
| US7362189B2 (en) | 2004-05-28 | 2008-04-22 | Rohm Co., Ltd. | Oscillator circuit with regulated V-I output stage |
| WO2007072307A1 (en) * | 2005-12-20 | 2007-06-28 | Nxp B.V. | Electronic circuit with low noise delay circuit |
| US7599209B2 (en) * | 2005-12-23 | 2009-10-06 | Infineon Technologies Ag | Memory circuit including a resistive memory element and method for operating such a memory circuit |
| TWI332760B (en) | 2006-12-12 | 2010-11-01 | Realtek Semiconductor Corp | Latch |
| US7667514B2 (en) * | 2007-01-10 | 2010-02-23 | Seiko Epson Corporation | Delay circuit and electronic device including delay circuit |
| US9135547B2 (en) * | 2008-12-19 | 2015-09-15 | Avery Dennison Corporation | Optical control of RFID chips |
| KR101585231B1 (ko) * | 2009-01-06 | 2016-01-14 | 삼성전자주식회사 | 전원 전압 및 온도 변화에 상관없이 일정한 오실레이션신호를 공급할 수 있는 오실레이터, 및 상기 오실레이터를 포함하는 신호처리장치 |
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| JP6343132B2 (ja) * | 2013-08-30 | 2018-06-13 | 株式会社デンソーテン | 電流制御回路、及び、電子制御装置 |
| US11349456B2 (en) * | 2017-07-21 | 2022-05-31 | Texas Instruments Incorporated | Ultra-low energy per cycle oscillator topology |
Family Cites Families (21)
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|---|---|---|---|---|
| JPS63254814A (ja) | 1987-04-13 | 1988-10-21 | Agency Of Ind Science & Technol | 電界効果トランジスタ発振回路 |
| JP2562831B2 (ja) | 1988-06-03 | 1996-12-11 | 富士通株式会社 | レベル変換回路 |
| JPH0637599A (ja) | 1992-05-21 | 1994-02-10 | Rohm Co Ltd | 電圧制御発振器及び電子機器 |
| US5585754A (en) * | 1993-04-02 | 1996-12-17 | Nec Corporation | Integrated digital circuit |
| US5428318A (en) * | 1994-02-15 | 1995-06-27 | At&T Corp. | Voltage controlled ring oscillator producing a sum output |
| US5426398A (en) | 1994-08-19 | 1995-06-20 | National Semiconductor Corporation | High speed differential mode voltage controlled ring oscillator |
| JP3512137B2 (ja) | 1995-05-18 | 2004-03-29 | 松下電器産業株式会社 | 電圧制御発振器及びｐｌｌ回路 |
| JPH1013210A (ja) | 1996-03-12 | 1998-01-16 | Lsi Logic Corp | 交差電圧調節機能を備えた差動−ｃｍｏｓレベル変換器 |
| JPH1022794A (ja) * | 1996-07-01 | 1998-01-23 | Hitachi Ltd | 電流制御方式のリング発振器およびそれを用いた半導体集積回路装置 |
| JP3052890B2 (ja) * | 1997-05-23 | 2000-06-19 | 日本電気株式会社 | 電圧制御発振器 |
| JP3572538B2 (ja) | 1997-06-19 | 2004-10-06 | 株式会社ルネサステクノロジ | 発振器および半導体集積回路 |
| JP3534379B2 (ja) | 1997-09-11 | 2004-06-07 | 株式会社ルネサステクノロジ | 振幅制御発振器 |
| JP3613017B2 (ja) | 1998-08-06 | 2005-01-26 | ヤマハ株式会社 | 電圧制御発振器 |
| JP2000244285A (ja) * | 1999-02-23 | 2000-09-08 | Mitsubishi Electric Corp | 電圧制御型発振器 |
| JP3512676B2 (ja) * | 1999-04-30 | 2004-03-31 | Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 | 電圧制御発振器 |
| US6198356B1 (en) | 1999-07-12 | 2001-03-06 | Nortel Networks Limited | Voltage controlled oscillator power supply and temperature compensation circuit |
| JP2001177380A (ja) | 1999-12-17 | 2001-06-29 | Yokogawa Electric Corp | 比較回路及びこれを用いた発振回路 |
| JP4212767B2 (ja) | 2000-12-21 | 2009-01-21 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 高速電流スイッチ回路および高周波電流源 |
| JP2003347936A (ja) * | 2001-11-02 | 2003-12-05 | Seiko Epson Corp | クロック整形回路および電子機器 |
| JP3717845B2 (ja) * | 2001-12-18 | 2005-11-16 | 日本電信電話株式会社 | リング発振器 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Legal Events
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