JP6343132B2 - 電流制御回路、及び、電子制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ソース電流とシンク電流とを制御する技術に関する。

従来より、負荷に吐き出すソース電流と負荷から吸い込むシンク電流とを制御する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。例えば、車両に搭載される空燃比センサに対し、一定量のソース電流を通電し、センサのインピーダンスを測定する技術である。このような技術では、ソース電流を制御する回路とシンク電流を制御する回路とを、各々備える必要があった。

特開２００２−７１６３３号公報

近年、このような制御回路は、制御システム全体の増大化に伴い、回路規模の縮小が望まれている。しかし、ソース電流を制御する回路とシンク電流を制御する回路とを各々備えた場合には、回路規模の縮小が困難となり、技術的な課題となっていた。

本発明は、上記課題に鑑み、ソース電流とシンク電流とを一定の電流値に制御を行いつつ、回路規模を縮小する技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、請求項１の発明は、接続端子に吐き出すソース電流と前記接続端子から吸い込むシンク電流とを制御する電流制御回路であって、入力端と出力端を備え、前記出力端が前記接続端子に接続され、前記接続端子に流れる電流を、前記入力端に流れる電流と略一致させるカレントミラー回路と、オペアンプと、前記オペアンプの出力に接続された第１および第２のバッファと、前記第１のバッファの出力により制御され、前記カレントミラー回路の前記入力端に流れる電流を制御する第１の電流制御素子と、前記第２のバッファの出力により制御され、前記接続端子に流れる電流を制御する第２の電流制御素子と、一端が前記オペアンプの反転入力に接続され、前記第１および第２の電流制御素子に流れる電流が流れる抵抗部と、前記第１および第２のバッファの出力と、電源のグランド側または電源の高電位側との間に設けられ、前記第１および第２の電流制御素子の一方を導通させ、他方を遮断する第１切替手段と、を備える。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載の電流制御回路において、前記抵抗部は抵抗値の異なる複数の抵抗を含み、前記オペアンプの反転入力と、前記複数の抵抗の一端のいずれかとを切替えて接続する第２切替手段、をさらに備える。

また、請求項３の発明は、請求項１または２のいずれかに記載の電流制御回路と、前記ソース電流及び前記シンク電流のいずれかが通電された負荷のインピーダンスを測定する測定手段と、前記負荷のインピーダンスに基づき、前記負荷を加熱する加熱器を制御する制御手段と、をさらに備える電子制御装置。

また、請求項４の発明は、請求項３に記載の電子制御装置において、前記負荷は、空燃比センサである電子制御装置。

請求項１ないし４の発明によれば、簡易な構成で電流制御回路の回路規模を縮小することができる。

また、特に請求項２の発明によれば、抵抗値の異なる抵抗を切替えて接続することで、ソース電流とシンク電流とを容易に制御することができる。

また、特に請求項３及び４の発明によれば、簡易な構成で負荷のインピーダンスを測定し、加熱器を制御することができる。

図１は、インピーダンス測定システム１の概略構成である。 図２は、従来の電流制御回路の構成である。 図３は、第１の実施の形態にかかる電流制御回路の構成である。 図４は、電流の値を示すタイムチャートである。 図５は、処理手順を示すフローチャートである。 図６は、第２の実施の形態にかかる電流制御回路の構成である。 図７は、第３の実施の形態にかかる電流制御回路の構成である。 図８は、第４の実施の形態にかかる電流制御回路の構成である。 図９は、第５の実施の形態にかかる電流制御回路の構成である。 図１０は、第６の実施の形態にかかる電流制御回路の構成である。 図１１は、第７の実施の形態にかかる電流制御回路の構成である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。

＜１．第１の実施の形態＞
＜１−１．概要＞
図１は、本実施の形態に係る電流制御回路を備えたインピーダンス測定システム１の概略構成を示す。インピーダンス測定システム１は、内燃機関（図示せず）を備えた自動車等に備えられ、かかる内燃機関に備えられた空燃比センサ２のインピーダンスを測定するシステムである。なお、空燃比を検出するためには、空燃比センサに用いられる素子（ジルコニア素子）を活性状態に維持する必要がある。この活性状態は、素子温度を一定値、例えば７００°Ｃに保つことにより維持される。また、素子温度と素子インピーダンスとは一定の相関関係を有する。このため、素子温度を一定値に保つよう制御するために、インピーダンス測定システム１により空燃比センサ２のインピーダンスを測定する必要がある。インピーダンス測定システム１は、空燃比センサ２、加熱器３、及び電子制御装置４を備える。

空燃比センサ２は、内燃機関から排出された排気ガス中の空気と燃料の混合度を示す空燃比を測定するセンサである。空燃比センサ２は、内燃機関の排気管の内部に向けて突出して設置される。空燃比センサ２は、ジルコニアセラミックスの両側面に多孔質電極を設け、片側を大気、その反対側を排気ガスにさらすよう構成される。この際、ジルコニア素子を高温に保ち、イオン伝導性を持たせることにより、酸素濃度の高い大気側から排気ガス側への酸素イオン流が発生し、排気ガス側の酸素濃度に応じた起電力が発生する。空燃比センサ２は、この起電力を検出し、マイクロコンピュータＭＣへ出力する。

加熱器３は、空燃比センサ２を加熱するセラミック製のヒータである。加熱器３が空燃比センサ２のジルコニア素子を高温に保つことで、素子が活性化し、空燃比センサ２は空燃比に応じた電圧を精度よく出力することができる。加熱器３は、空燃比センサ２の大気側電極層内に収容され、発熱エネルギによりセンサ本体を加熱し、ジルコニア素子を活性化する。

ＥＣＵ４は、空燃比センサ２のインピーダンスを測定し、加熱器３の作動及び非作動を制御する電子制御装置である。また、ＥＣＵ４は、空燃比センサ２から排気ガスの空燃比を取得し、内燃機関へ燃料を噴射する燃料噴射装置（図示せず）を制御する。ＥＣＵ４は、電流制御回路５及びマイクロコンピュータＭＣを備える。

電流制御回路５は、空燃比センサ２のインピーダンスを測定するために、空燃比センサ２に通電するための電流を制御する電子回路である。電流制御回路５の詳細な構成は、後述する。

マイクロコンピュータＭＣは、空燃比センサ２のインピーダンスを測定し、加熱器３へ作動及び非作動を指示する演算装置である。また、マイクロコンピュータＭＣは、電流制御回路５の備えるスイッチング素子を制御し、電流制御回路５による電流の通電タイミングを制御する。なお、マイクロコンピュータＭＣは、空燃比センサ２の検出した空燃比に基づき、燃料噴射装置へ燃料噴射量を指示する。

次に、電流制御回路５の従来の構成について説明する。図２は、従来の電流制御回路５０を示す。電流制御回路５０は、空燃比センサ２に接続された接続端子Ｔｍにソース電流Ｉ１を通電する（吐き出す）ソース電流回路５１、及び、接続端子Ｔｍから電流制御回路５０へシンク電流Ｉ２を通電する（吸い込む）シンク電流回路５２を各々備えている。

ソース電流回路５１は、バッテリより電源が供給されるオペアンプＯｐ１及びバッファＢ１と、位相補償コンデンサＣ１と、ＰＮＰ型スイッチングトランジスタ（以下、単に「トランジスタ」という。）Ｔｒ１及びＴｒ２と、電気抵抗Ｒ１とを備え、ソース電流Ｉ１を接続端子Ｔｍに通電する。また、オペアンプＯｐ１の非反転入力端子には、基準電源ＶＡｉｎが入力される。

トランジスタＴｒ１のコレクタ及びエミッタ端子は、接続端子Ｔｍに接続される。ベース端子は、図示しないマイクロコンピュータＭＣに接続される。ベース電流は、かかるマイクロコンピュータにより制御される。したがって、マイクロコンピュータＭＣによりトランジスタＴｒ１のベース電流の供給が停止され、トランジスタＴｒ１がオフとなると、電気抵抗Ｒ１を介してソース電流Ｉ１が接続端子Ｔｍに通電される。また、マイクロコンピュータＭＣによりベース電流の供給が行われ、トランジスタＴｒ１がオンすると、トランジスタＴｒ２のコレクタ端子には電流が流れず、ソース電流Ｉ１の通電が停止する。

シンク電流回路５２は、バッテリより電源が供給されるオペアンプＯｐ２及びバッファＢ２と、位相補償コンデンサＣ２と、トランジスタＴｒ３及びＴｒ４と、電気抵抗Ｒ２とを備え、シンク電流Ｉ２を接続端子Ｔｍに接続された空燃比センサ２（図示せず）から電流制御回路５０へ通電する。また、オペアンプＯｐ２の非反転入力端子には、基準電源ＶＢｉｎが入力される。

トランジスタＴｒ３のベース端子は、電気抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴｒのコレクタ端子に接続され、図示しないマイクロコンピュータＭＣにより、ベース電流が制御される。したがって、マイクロコンピュータＭＣによりベース電流の供給が停止され、トランジスタＴｒ１がオフとなると、電気抵抗Ｒ１を介してソース電流Ｉ１が接続端子Ｔｍに通電される。また、マイクロコンピュータＭＣによりベース電流の供給が行われ、トランジスタＴｒ１がオンとなると、トランジスタＴｒ２のコレクタ端子に電流が流れず、ソース電流Ｉ１の通電は停止する。

このように、従来の電流制御回路５０は、ソース電流回路５１とシンク電流回路５２との２つの回路を備え、ソース電流及びシンク電流の通電制御を行っていた。

＜１−２．電流制御回路の構成＞
次に、本実施の形態に係る電流制御回路５について説明する。図３は、電流制御回路５の回路構成を示す。電流制御回路５は、定電流回路６、抵抗部７、カレントミラー回路８、及び切替部９を備える。また、電流制御回路５ａは、電流制御回路５ａの外部に設置された抵抗部７と接続される。

定電流回路６は、基準電源ＶＢｉｎを電流に変換し、一定の電流を出力する回路である。定電流回路６は、オペアンプ６１、バッファ６２、及び位相補償コンデンサ６３を備える。オペアンプ６１の出力端子とバッファ６２とは直列に接続される。オペアンプ６１の出力端子とバッファ６２との接続点には、グランドに接続された位相補償コンデンサ６３が設けられる。

オペアンプ６１は、出力端子のほか非反転入力端子及び反転入力端子を備える。出力端子は、後述のバッファ６２に接続される。非反転入力端子には基準電源ＶＢｉｎが入力される。反転入力端子にはバッファ６２の出力電圧が入力される。

バッファ６２は、オペアンプ６１の出力する電圧の安定化を行う緩衝素子である。バッファ６２は、入力端子がオペアンプ６１の出力端子に接続され、出力端子がオペアンプ６１の反転入力端子、後述の抵抗部７及び切替部９に接続される。

位相補償コンデンサ６３は、オペアンプ６１の出力電圧が発振するのを防止する素子である。位相補償コンデンサ６３は、一端がオペアンプ６１とバッファ６２との間に接続され、他端がグランドに接続される。

抵抗部７は、電気抵抗７１を備え、電流制御回路５の外部に接続される。抵抗部７は、一端が定電流回路６の出力端、すなわちバッファ６２の出力端子に接続され、他端がグランドに接続される。定電流回路６は、この抵抗部７に流れる電流を一定にする。

カレントミラー回路８は、ＰＮＰ型トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」という。）Ｔｒ８１及びＴｒ８２を備える。トランジスタＴｒ８１及びＴｒ８２は、エミッタ端子がバッテリＢＡＴＴに接続され、ベース端子が互いに接続される。トランジスタＴｒ８１は、コレクタ端子が抵抗部７と接続され、ベース端子とコレクタ端子とが接続される。また、トランジスタＴｒ８２のコレクタ端子は、接続端子Ｔｍに接続される。カレントミラー回路８において、２つのトランジスタＴｒ８１、Ｔｒ８２それぞれのコレクタ電流は略一致する。

切替部９は、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ（以下、「切替トランジスタ」という。）Ｔｒ９１及びＴｒ９２を備える。切替トランジスタＴｒ９１及びＴｒ９２は、ベース端子が図示しないマイクロコンピュータＭＣに接続され、かかるマイクロコンピュータＭＣによりベース電流が供給される。切替トランジスタＴｒ９１及びＴｒ９２は、マイクロコンピュータＭＣのベース電流により、オン（電気的に閉じる）及びオフ（電気的に開く）となるよう制御される。切替トランジスタＴｒ９１は、コレクタ端子がトランジスタＴｒ８１のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子が定電流回路６の出力端及び抵抗部７に接続される。切替トランジスタＴｒ９２は、コレクタ端子が接続端子Ｔｍに接続され、エミッタ端子が定電流回路６の出力端及び抵抗部７に接続される。

ここで、電流制御回路５における次の接続点及び配線を以下の通りとする。トランジスタＴｒ８１のベース端子とコレクタ端子との接続点を接続点Ａとする。定電流回路６の出力端と、抵抗部７と、切替トランジスタＴｒ９１のエミッタ端子との接続点を接続点Ｂとする。定電流回路６の出力端と、抵抗部７と、切替トランジスタＴｒ９２のエミッタ端子との接続点を接続点Ｃとする。切替トランジスタＴｒ９１を介して接続点Ａと接続点Ｂとを接続する配線を接続線Ｌ１とする。切替トランジスタＴｒ９２を介して接続端子Ｔｍと接続点Ｃとを接続する配線を接続線Ｌ２とする。したがって、接続線Ｌ１は、切替トランジスタＴｒ９１により短絡（電気的に閉じる）と開放（電気的に開く）とが行われる。また、接続線Ｌ２は、切替トランジスタＴｒ９２により短絡（電気的に閉じる）と開放（電気的に開く）とが行われる。なお、抵抗部７は、接続線Ｌ２を介して接続端子Ｔｍに接続される。

＜１−３．電流制御回路の動作＞
次に、電流制御回路５の動作について、タイムチャートを用いて説明する。図４は、切替トランジスタＴｒ９１及びＴｒ９２の動作を示し、また、ソース電流Ｉ１、シンク電流Ｉ２、及びカレントミラー回路８の入力電流Ｉｒｅｆの変化を示すタイムチャートである。なお、各電流の値は、入力電流Ｉｒｅｆを基準に示す。また、ソース電流Ｉ１及びシンク電流Ｉ２は、接続端子Ｔｍにおける通電量を示し、入力電流Ｉｒｅｆは接続点Ａにおける通電量を示す。

まず、時刻ｔ０において、切替トランジスタＴｒ９１及びＴｒ９２はオフとなっており、入力電流Ｉｒｅｆ、ソース電流Ｉ１、及びシンク電流Ｉ２は通電していない。この状態において、マイクロコンピュータＭＣにより切替トランジスタＴｒ９１がオンとされると、すなわち接続線Ｌ１が短絡され、カレントミラー回路８の入力電流Ｉｒｅｆが一定量まで徐々に高まる（時刻ｔ１）。なお、一定量とは、抵抗部７とオペアンプ６１の非反転入力端子に入力されるＶＢｉｎにより定まる電流値である。例えば、１[ｍＡ]である。抵抗部７に通電される入力電流Ｉｒｅｆは、定電流回路６により一定量まで徐々に高められ、一定量に達すると電流量が維持される（時刻ｔ２）。

また、入力電流Ｉｒｅｆの通電に伴い、カレントミラー回路８の出力側を流れるソース電流Ｉ１も一定量まで徐々に高まり、入力電流Ｉｒｅｆと同等の電流量が接続端子Ｔｍへ流れる。すなわち、カレントミラー回路８は、接続端子Ｔｍを流れるソース電流Ｉ１と、抵抗部７を流れる入力電流Ｉｒｅｆとを略一致させるよう制御する。なお、入力電流Ｉｒｅｆが一定量に到達後、マイクロコンピュータＭＣにより入力電流Ｉｒｅｆの値が取得され、空燃比センサ２のインピーダンスの測定が行われる。マイクロコンピュータＭＣによるインピーダンスの測定の処理は後述する。

切替トランジスタＴｒ９１がオンした後、所定時間経過後、マイクロコンピュータＭＣは切替トランジスタＴｒ９１をオフする（時刻ｔ３）。切替トランジスタＴｒ９１がオフとなると、接続線Ｌ１が開放されることにより、入力電流Ｉｒｅｆ及びソース電流Ｉ１の通電は停止する。時刻ｔ３は、例えば時刻ｔ１の８０[μｓｅｃ]後である。

切替トランジスタＴｒ９１をオフした後、所定時間経過後、マイクロコンピュータＭＣは切替トランジスタＴｒ９２をオンとする（時刻ｔ４）。これにより、接続線Ｌ２が短絡され、空燃比センサ２からシンク電流Ｉ２が通電する。時刻ｔ４は、例えば時刻ｔ３の４０[μｓｅｃ]後である。

シンク電流Ｉ２は、定電流回路６により一定量（例えば、１[ｍＡ]）まで徐々に高められ、一定量に達すると維持される（時刻ｔ５）。なお、シンク電流Ｉ２は、ソース電流Ｉ１とは接続端子Ｔｍにおいて逆方向に流れるため、タイムチャートではソース電流Ｉ１と逆向きに電流量が変化して示される。

切替トランジスタＴｒ９２をオンした後、所定時間経過後、マイクロコンピュータＭＣは切替トランジスタＴｒ９２をオフとする（時刻ｔ６）。切替トランジスタＴｒ９２がオフとなると、接続線Ｌ２が開放されることにより、シンク電流Ｉ２の通電は停止する。時刻ｔ６は、例えば時刻ｔ４の８０[μｓｅｃ]後である。

このように、マイクロコンピュータＭＣが切替トランジスタＴｒ９１及びＴｒ９２のオン及びオフ制御を行うことにより、接続線Ｌ１及び接続線Ｌ２の一方を短絡（電気的に閉じる）し、他方を開放（電気的に開く）することができる。これにより、接続端子Ｔｍを介して空燃比センサ２へ通電される（吐き出す）ソース電流Ｉ１と、空燃比センサ２から接続端子Ｔｍを介して電流制御回路５へ通電される（吸い込む）シンク電流Ｉ２とを、定電流回路６により一定に維持しつつ制御することができる。

＜１−４．加熱器の制御手順＞
次に、ＥＣＵ４が加熱器３を制御する処理手順について、図５を参照して説明する。図５は、ＥＣＵ４に備わるマイクロコンピュータＭＣが行う処理手順を示すフローチャートである。マイクロコンピュータＭＣは、ソース電流Ｉ１及びシンク電流Ｉ２のいずれかが通電された負荷のインピーダンスを測定し、測定した負荷のインピーダンスに基づき、負荷を加熱する加熱器３を制御する。本処理は、例えば１２８［ｍｓｅｃ］毎に繰り返し実行される。

処理が開始されると、マイクロコンピュータＭＣは、切替トランジスタＴｒ９１のベース端子に電圧を印加してベース電流を通電し、切替トランジスタＴｒ９１をオンとする（ステップＳ１１）。すなわち、接続線Ｌ１を短絡し、導通させる。この際、マイクロコンピュータＭＣは、切替トランジスタＴｒ９２には電圧を印加せず、切替トランジスタＴｒ９２はオフとなり、接続線Ｌ２は非導通の状態が維持される。

切替トランジスタＴｒ９１がオンすると、前述の通り、カレントミラー回路８の入力側に入力電流Ｉｒｅｆが流れると共に、出力側に入力電流Ｉｒｅｆと略同値のソース電流Ｉ１が流れる。これにより、入力電流Ｉｒｅｆは定電流回路６により一定に保持されるため、ソース電流Ｉ１は一定の値を保って空燃比センサ２へ通電される。

次に、マイクロコンピュータＭＣは、入力電流Ｉｒｅｆの値を取得する（ステップＳ１２）。入力電流Ｉｒｅｆの値は、下記の演算式（１）により取得する。

Ｉｒｅｆ＝Ｖｒ７／Ｒ７１ ・・・・・（１）
Ｖｒ７は、電気抵抗Ｒ７１に入力電流Ｉｒｅｆが通電された場合に生じる電圧値である。マイクロコンピュータＭＣは、図３において図示しない配線により接続点Ｂの電圧値を取得する。この際、図４における時刻ｔ０のＲ７に生じる電圧値と、Ｉｒｅｆが一定量に通電された時刻（時刻ｔ１の６０[μｓｅｃ]後程度）の電気抵抗Ｒ７１に生じる電圧値との差分を算出し、Ｖｒ７の値を取得すればよい。なお、時刻ｔ０から時刻ｔ１までは、４０[μｓｅｃ]程度である。また、電気抵抗Ｒ７１は抵抗部Ｒ７の抵抗値である。電気抵抗Ｒ７１の抵抗値は、設計時に予め記憶しておけばよい。マイクロコンピュータＭＣは、入力電流Ｉｒｅｆの値を取得することで、空燃比センサ２に通電されるソース電流Ｉ１を代替的に取得できる。接続端子Ｔｍを流れるソース電流Ｉ１と、抵抗部７を流れる入力電流Ｉｒｅｆとを略一致させるカレントミラー回路の作用によるためである。

マイクロコンピュータＭＣは、入力電流Ｉｒｅｆの値を取得すると、空燃比センサ２にソース電流Ｉ１が通電された場合に生じる空燃比センサ２の電圧値を取得する（ステップＳ１３）。マイクロコンピュータＭＣは、図３において図示しない配線により空燃比センサ２の電圧値を取得できる。

空燃比センサ２の電圧値を取得すると、マイクロコンピュータＭＣは、切替トランジスタＴｒ９１をオフし（ステップＳ１４）、切替トランジスタＴｒ９２をオンする（ステップＳ１５）。そして、切替トランジスタＴｒ９２をオンすると、所定時間が経過したか否か判断する（ステップＳ１６）。

マイクロコンピュータＭＣは、所定時間が経過したと判断すると（ステップＳ１６でＹｅｓ）、切替トランジスタＴｒ９２をオフし（ステップＳ１７）、所定時間が経過していないと判断すると（ステップＳ１６でＮｏ）、切替トランジスタＴｒ９２を継続してオンとする（ステップＳ１５）。なお、切替トランジスタＴｒ９１をオフかつ切替トランジスタＴｒ９２をオンにして、空燃比センサ２にソース電流Ｉ１とは逆方向に流れるシンク電流Ｉ２を通電するのは、空燃比センサ２の状態を復帰させるためである。したがって、切替トランジスタＴｒ９２をオンする所定時間は、空燃比センサ２の状態を復帰させるのに十分な時間であればよい。例えば、切替トランジスタＴｒ９１をオンとしていた時間である。

次に、マイクロコンピュータＭＣは、下記の演算式（２）により、空燃比センサ２のインピーダンスＲｉ測定する（ステップＳ１８）。

Ｒｉ＝Ｖｒ７／Ｉｒｅｆ ・・・・・（２）
空燃比センサ２のインピーダンスを測定すると、測定したインピーダンスの値が所定値より高いか否か判断する（ステップＳ１９）。所定値は、例えば３０［Ω］である。空燃比センサ２のインピーダンスが３０［Ω］程度の場合は、空燃比センサ２が７００[°Ｃ]程度と考えられ、センサ活性化の分岐点となり得るからである。

マイクロコンピュータＭＣは、インピーダンスの値が所定値より高いと判断すると（ステップＳ１９でＹｅｓ）、加熱器３をオンとして（ステップＳ２０）、空燃比センサ２の加熱を行う。空燃比センサ２は、高インピーダンスとなる程、低温となるからである。

一方、マイクロコンピュータＭＣは、インピーダンスの値が所定値より高くないと判断すると（ステップＳ１９でＮｏ）、加熱器３をオフとして（ステップＳ２１）、空燃比センサ２の加熱を行わない。空燃比センサ２は、低インピーダンスとなる程、高温であるため、加熱を行う必要がないからである。

加熱器３をオン又はオフとする制御が実行されると、本処理は終了する。

以上のように、第１の実施の形態の電流制御回路５は、接続端子Ｔｍに接続される抵抗部７に通電される電流を一定に制御する定電流回路６と、接続端子Ｔｍを流れる電流と抵抗部７を流れる電流とを略一致させるカレントミラー回路８とを備える。そして、第１接続部及び第２接続部の一方を電気的に閉じ、他方を電気的に開く切替部９とを備える。これにより、ソース電流Ｉ１を通電する回路とシンク電流Ｉ２を通電する回路とを各々備える必要をなくし、回路規模を縮小できる。

また、ソース電流を制御する回路とシンク電流を制御する回路とで、オペアンプやコンデンサを各々備えていた場合には、１つの回路でのみ備えればよいので、部品点数を削減できる。

また、従来の電流制御回路のように、基準電源をＶＡｉｎとＶＢｉｎと２つ備える必要がなく、ＶＢｉｎだけ備えればよい。このため、基準電源との配線を簡素化することができる。

＜２．第２の実施の形態＞
次に、第２の実施の形態の電流制御回路について説明する。前述の第１の実施の形態では、定電流回路６のバッテリＢＡＴＴ側にカレントミラー回路が接続され、グランド側に抵抗部が接続されていた。これに対し、第２の実施の形態は、定電流回路６のバッテリＢＡＴＴ側に抵抗部が接続され、グランド側にカレントミラー回路が接続される。このような構成の電流制御回路であっても、第１の実施の形態と同様の効果を奏することができる。したがって、電子制御装置のバッテリＢＡＴＴ端子やマイクロコンピュータ等の配置に応じて、第１の実施の形態又は第２の実施の形態の電流制御回路のうち、最適な回路構成を選択することができる。第２の実施の形態は、第１の実施の形態と同様の構成及び処理を含むため、以下、第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。

図６は、第２の実施の形態の電流制御回路５ａの構成を示す。第１の実施の形態と共通の構成には、第１の実施の形態で説明した符号と同一の符号を付す。

電流制御回路５ａは、定電流回路６ａ、抵抗部７ａ、カレントミラー回路８ａ、及び切替部９ａを備える。

定電流回路６ａは、オペアンプ６１ａ、バッファ６２ａ、及び位相補償コンデンサ６３ａを備える。オペアンプ６１ａは、出力端子がバッファ６２ａに接続され、非反転入力端子に基準電源ＶＡｉｎが入力され、反転入力端子にバッファ６２ａの出力が入力される。バッファ６２は、入力端子がオペアンプ６１ａの出力端子に接続され、出力端子がオペアンプ６１ａの反転入力端子及び後述の抵抗部７ａに接続される。

位相補償コンデンサ６３ａは、一端がオペアンプ６１ａとバッファ６２ａとの間に接続され、他端がバッテリＢＡＴＴに接続される。

抵抗部７ａは、電気抵抗７１ａを備え、電流制御回路５ａの外部に接続される。抵抗部７ａは、一端が定電流回路６ａの反転入力端子に接続され、他端がバッテリＢＡＴＴに接続される。

カレントミラー回路８ａは、ＮＰＮ型トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」という。）Ｔｒ８１ａ及びＴｒ８２ａを備える。トランジスタＴｒ８１ａ及びＴｒ８２ａは、エミッタ端子がグランドに接続され、ベース端子が互いに接続される。トランジスタＴｒ８１ａは、コレクタ端子が抵抗部７ａと接続され、ベース端子とコレクタ端子が接続される。また、トランジスタＴｒ８２ａのコレクタ端子は、接続端子Ｔｍに接続される。

切替部９ａは、ＰＮＰ型スイッチングトランジスタ（以下、「切替トランジスタ」という。）Ｔｒ９１ａ及びＴｒ９２ａを備える。切替トランジスタＴｒ９１ａ及びＴｒ９２ａは、ベース端子が図示しないマイクロコンピュータＭＣに接続され、かかるマイクロコンピュータＭＣによりベース電流が供給されることにより、オン及びオフとなる。切替トランジスタＴｒ９１ａは、エミッタ端子がトランジスタＴｒ８１ａのコレクタ端子に接続され、コレクタ端子が定電流回路６ａの出力端及び抵抗部７ａに接続される。切替トランジスタＴｒ９２ａは、エミッタ端子が接続端子Ｔｍに接続され、コレクタ端子が定電流回路６ａの出力端及び抵抗部７ａに接続される。

ここで、電流制御回路５ａにおける以下の接続点及び配線を次の通りとする。トランジスタＴｒ８１ａのベース端子とコレクタ端子との接続点を接続点Ａａとする。定電流回路６ａの出力端と、抵抗部７ａと、切替トランジスタＴｒ９１ａのエミッタ端子との接続点を接続点Ｂａとする。定電流回路６ａの出力端と、抵抗部７ａと、切替トランジスタＴｒ９２ａのエミッタ端子との接続点を接続点Ｃａとする。切替トランジスタＴｒ９１ａを介して接続点Ａａと接続点Ｂａとを接続する配線を接続線Ｌ２ａとする。切替トランジスタＴｒ９２ａを介して接続端子Ｔｍと接続点Ｃａとを接続する配線を接続線Ｌ１ａとする。したがって、接続線Ｌ１ａは、切替トランジスタＴｒ９２ａにより短絡（電気的に閉じる）と開放（電気的に開く）とが行われる。また、接続線Ｌ２ａは、切替トランジスタＴｒ９１ａにより短絡（電気的に閉じる）と開放（電気的に開く）とが行われる。

このような回路構成において、以下のように、切替トランジスタＴｒ９１ａ及びＴｒ９２ａを制御することにより、ソース電流Ｉ１及びシンク電流Ｉ２を制御することができる。

まず、マイクロコンピュータＭＣにより切替トランジスタＴｒ９１ａがオンとされ、すなわち接続線Ｌ２ａが短絡され、カレントミラー回路８ａの入力電流Ｉｒｅｆが一定量まで徐々に高まる。抵抗部７ａへ入力される電圧は定電流回路６ａの反転入力端子へ入力されるため、ＶＡｉｎを基準とする電圧で一定となる。このため、抵抗部７に通電される入力電流Ｉｒｅｆは、定電流回路６ａにより一定量まで徐々に高められ、一定量に達すると電流量が維持される。

また、入力電流Ｉｒｅｆの通電に伴い、カレントミラー回路８ａの出力側を流れるシンク電流Ｉ２も一定量まで徐々に高まり、入力電流Ｉｒｅｆと同等の電流量が接続端子Ｔｍからカレントミラー回路８ａの出力側を流れる。したがって、カレントミラー回路８ａは、接続端子Ｔｍから流れるシンク電流Ｉ２と、抵抗部７ａを流れる電流Ｉｒｅｆとを略一致させるよう制御する。

次に、マイクロコンピュータＭＣは切替トランジスタＴｒ９１ａをオフし、切替トランジスタＴｒ９２ａをオンとする。これにより、接続線Ｌ２ａが開放され、接続線Ｌ１ａが短絡される。接続線Ｌ１ａが短絡されると、抵抗部７ａを介して定電流回路６により一定量に維持されたソース電流Ｉ１が接続端子Ｔｍへ流れる
このように、第２の実施の形態においても、マイクロコンピュータＭＣが切替トランジスタＴｒ９１ａ及びＴｒ９２ａのオン及びオフ制御を行うことにより、接続線Ｌ１ａ及び接続線Ｌ２ａの一方を電気的に閉じ、他方を電気的に開くことができる。これにより、空燃比センサ２から接続端子Ｔｍを介して電流制御回路５へ通電される（吸い込む）シンク電流Ｉ２と、接続端子Ｔｍを介して空燃比センサ２へ通電される（吐き出す）ソース電流Ｉ１とを、定電流回路６ａにより一定に維持しつつ制御することができる。

以上のように、第２の実施の形態の電流制御回路５ａは、第１の実施の形態の電流制御回路５と回路構成を異にしつつも、同等の効果を奏する。したがって、電子制御装置のバッテリＢＡＴＴ端子やマイクロコンピュータ等の配置に応じて、第１の実施の形態又は第２の実施の形態の電流制御回路のうち、最適な回路構成を選択することができる。

＜３．第３の実施の形態＞
次に、第３の実施の形態について説明する。前述の第１の実施の形態では、抵抗部７は単一の電気抵抗Ｒ７１を備えた。これに対し、第３の実施の形態は、抵抗部は抵抗値の異なる複数の電気抵抗を備える。入力電流Ｉｒｅｆ及びシンク電流Ｉ２を抵抗値の異なるいずれかの電気抵抗に通電することにより、入力電流Ｉｒｅｆ及びシンク電流Ｉ２の電流値を抵抗値に応じて様々に変化させることができる。抵抗部７に流れる入力電流Ｉｒｅｆ及びシンク電流Ｉ２は、抵抗部７とオペアンプ６１の非反転入力端子に入力されるＶＢｉｎにより定まるためである。

なお、入力電流Ｉｒｅｆの電流値が変化すれば、前述の通り、カレントミラー回路の作用によりソース電流Ｉ１の電流値も同様に変化する。第３の実施の形態は、第１の実施の形態と同様の構成を含むため、以下、第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。なお、第１の実施の形態と共通の構成には、第１の実施の形態で説明した符号と同一の符号を付す。

第３の実施の形態における電流制御回路の構成を説明する。図７は、第３の実施の形態の電流制御回路５ｂの構成を示す。第１の実施の形態との主な相違点は、抵抗部７が電気抵抗Ｒ７１のほかＲ７２を備える点である。また、抵抗部７の＋側に第２の切替部１０を備える点である。その他の構成は、第１の実施の形態と同様に構成され、また同様に機能する。

抵抗部７は、電流制御回路５ｂの外部に設けられ、電気抵抗Ｒ７１及びＲ７２を備える。電気抵抗Ｒ７１及びＲ７２は、各々異なる抵抗値である。

切替部１０は、ＮＰＮ型トランジスタ(以下、「抵抗切替トランジスタ」という。)Ｔｒ１０１及びＴｒ１０２を備える。抵抗切替トランジスタＴｒ１０１及びＴｒ１０２は、ベース端子が図示しないマイクロコンピュータＭＣに接続され、コレクタ端子が接続点Ｂに接続されている。抵抗切替トランジスタＴｒ１０１のエミッタ端子は電気抵抗Ｒ７１の一端に接続され、抵抗切替トランジスタＴｒ１０２のエミッタ端子は電気抵抗Ｒ７２の一端に接続されている。すなわち、切替部１０は、接続線Ｌ１及び接続線Ｌ２の各々の一端と、抵抗部７の複数の抵抗のいずれかとを切替えて接続する。

このような構成において、マイクロコンピュータＭＣにより、切替トランジスタＴｒ９１をオンとすると、入力電流Ｉｒｅｆが抵抗部７を流れる。この場合、入力電流Ｉｒｅｆは抵抗部７の抵抗値とオペアンプ６１の非反転入力端子に入力されるＶＢｉｎにより定まるため、抵抗切替トランジスタＴｒ１０１及びＴｒ１０２のいずれかをオンとすることで、電気抵抗Ｒ７１及びＲ７２のいずれかの抵抗値に基づき所望の入力電流Ｉｒｅｆを得ることができる。

また、マイクロコンピュータＭＣにより、切替トランジスタＴｒ９２をオンとすると、シンク電流Ｉ２が抵抗部７を流れる。この場合も、シンク電流Ｉ２は抵抗部７の抵抗値とオペアンプ６１の非反転入力端子に入力されるＶＢｉｎにより定まるため、抵抗切替トランジスタＴｒ１０１及びＴｒ１０２のいずれかをオンとすることで、電気抵抗Ｒ７１及びＲ７２のいずれかの抵抗値に基づき所望のシンク電流Ｉ２を得ることができる。

以上のように、第３の実施の形態は、抵抗部は抵抗値の異なる複数の電気抵抗を備える。入力電流Ｉｒｅｆ及びシンク電流Ｉ２を抵抗値の異なるいずれかの電気抵抗に通電することにより、入力電流Ｉｒｅｆ及びシンク電流Ｉ２の電流値を抵抗値に応じて所望の値に変化させることができる。

＜４．第４の実施の形態＞
次に、第４の実施の形態について説明する。前述の第１の実施の形態では、切替部９の切替トランジスタＴｒ９１及びＴｒ９２を制御することにより、接続線Ｌ１及びＬ２の短絡と開放を行った。この場合、切替部９の制御により接続線Ｌ１及びＬ２のいずれかを開放させても、オフ制御されたトランジスタを介して開放させた接続線に微小な電流が通電され、電流値の測定において精度の低下を招く恐れがあった。

これに対し、第４の実施の形態に係る電流制御回路５ｃは、切替部９を備える代わりに、出力部１１ｃ、及びグランドに接続された切替部１２ｃを備える。切替部１２ｃがグランドに接続されることにより、接続線Ｌ１及びＬ２のいずれかを開放させた場合には、開放させた接続線に通電される電流を遮断することができる。

なお、第４の実施の形態は、第１の実施の形態と同様の構成を含むため、以下、第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。なお、第１の実施の形態と共通の構成には、第１の実施の形態で説明した符号と同一の符号を付す。

第４の実施の形態における電流制御回路の構成を説明する。図８は、第４の実施の形態の電流制御回路５ｃの構成を示す。第１の実施の形態との主な相違点は、切替部９を備えず、出力部１１ｃ、切替部１２ｃ、及びバッファ６４を備える点である。その他の構成は、第１の実施の形態と同様に構成され、また同様に機能する。

出力部１１は、オペアンプ６１の出力を制御する回路である。出力部１１は、ＮＰＮ型の出力トランジスタＴｒ１１１ｃ及びＴｒ１１１ｃを備える。

出力トランジスタＴｒ１１１ｃは、ベース端子がオペアンプ６１の出力端子、エミッタ端子がエミッタ端子が抵抗部７、コレクタ端子がカレントミラー回路８の出力側（すなわち、接続点Ａ）に各々接続される。出力トランジスタＴｒ１１２ｃは、ベース端子がオペアンプ６１の出力端子、エミッタ端子が抵抗部７、コレクタ端子が接続端子Ｔｍに各々接続される。

出力トランジスタＴｒ１１１ｃは、ベース端子にオペアンプ６１の出力が与えられると、出力トランジスタＴｒ１１１ｃがオンとなり、接続線Ｌ２を短絡させる。また、出力トランジスタＴｒ１１２ｃは、ベース端子にオペアンプ６１の出力が与えられると、出力トランジスタＴｒ１１２ｃがオンとなり、接続線Ｌ１を短絡させる。

切替部１２ｃは、オペアンプ６１の出力を出力トランジスタＴｒ１１１ｃ及びＴｒ１１１ｃのいずれかに与えるよう制御する。切替部１２ｃは、ＮＰＮ型の切替トランジスタＴｒ１２１ｃ及びＴｒ１２２ｃを備える。

切替トランジスタＴｒ１２１ｃは、ベース端子が図示しないマイクロコンピュータ５、エミッタ端子がグランド、コレクタ端子がオペアンプ６１の出力端子及び出力トランジスタＴｒ１１１ｃのベース端子に各々接続される。

切替トランジスタＴｒ１２２ｃは、ベース端子が図示しないマイクロコンピュータ５、エミッタ端子がグランド、コレクタ端子がオペアンプ６１の出力端子及び出力トランジスタＴｒ１１２ｃのベース端子に各々接続される。

バッファ６４は、オペアンプ６１の出力する電圧の安定化を行う緩衝素子である。バッファ６４は、入力端子がオペアンプ６１の出力端子に接続され、出力端子が切替トランジスタ１２２ｃのコレクタ端子及び出力トランジスタＴｒ１１２ｃのベース端子に接続される。

このような構成において、マイクロコンピュータＭＣにより、切替トランジスタＴｒ１２１ｃをオンとすると、オペアンプ６１の出力が切替トランジスタＴｒ１２１ｃを介してグランドと接続される。オペアンプ６１の出力がグランドと接続されると、オペアンプ６１の出力が出力トランジスタＴｒ１１１ｃのベース端子に与えられなくなり、出力トランジスタＴｒ１１１ｃがオフとなる。出力トランジスタＴｒ１１１ｃがオフとなると、接続線Ｌ１が開放され、カレントミラー回路８の入力電流Ｉｒｅｆの通電が停止する。これにより、ソース電流Ｉ１の通電が停止する。この際、オペアンプ６１の出力が、切替トランジスタＴｒ１２１ｃを介してグランドと接続されるので、オペアンプ６１の出力が接続線Ｌ１に漏洩することがない。

また、切替トランジスタＴｒ１２１ｃをオン制御と同時に切替トランジスタＴｒ１２２ｃをオフとすると、オペアンプ６１の出力が切替トランジスタＴｒ１２２ｃによりグランドから開放される。オペアンプ６１の出力がグランドから開放されると、オペアンプ６１の出力が出力トランジスタＴｒ１１２ｃのベース端子に与えられ、出力トランジスタＴｒ１１２ｃがオンとなる。出力トランジスタＴｒ１１２ｃがオンとなると、接続線Ｌ２が短絡され、図示しない空燃比センサ２からシンク電流Ｉ２が通電される。

一方、マイクロコンピュータＭＣにより、切替トランジスタＴｒ１２２ｃをオンとし、切替トランジスタＴｒ１２１ｃをオフとすると、オペアンプ６１の出力が、切替トランジスタＴｒ１２２ｃを介してグランドと接続されるので、オペアンプ６１の出力が接続線Ｌ２に漏洩することがない。また、出力トランジスタＴｒ１１２ｃがオンとなり、出力トランジスタＴｒ１１１ｃがオフとなるため、接続線Ｌ１が短絡及び接続線Ｌ２が開放される。これにより、カレントミラー回路８の出力電流Ｉｒｅｆが通電され、ソース電流Ｉ１が空燃比センサ２に通電される。

以上のように、第４の実施の形態は、出力部１１ｃ及び切替部１２ｃを備えたことにより、ソース電流Ｉ１及びシンク電流Ｉ２を制御すると共に、オペアンプ６１の出力を接続線に漏洩することがない。

＜５．第５の実施の形態＞
次に、第５の実施の形態について説明する。前述の第２の実施の形態では、切替部９ａの切替トランジスタＴｒ９１ａ及びＴｒ９２ａを制御することにより、接続線Ｌ１ａ及びＬ２ａの短絡と開放を行った。この場合、切替部９ａの制御により接続線Ｌ１ａ及びＬ２ａのいずれかを開放させても、オフ制御されたトランジスタを介して開放させた接続線に微小な電流が通電され、電流値の測定において精度の低下を招く恐れがあった。

これに対し、第５の実施の形態に係る電流制御回路５ｄは、切替部９を備える代わりに、出力部１１ｄ、及びバッテリＢＡＴＴに接続された切替部１０ｄを備える。切替部１０ｄがバッテリＢＡＴＴに接続されることにより、接続線Ｌ１ａ及びＬ２ａのいずれかを開放させた場合には、開放させた接続線に通電される電流を遮断することができる。

なお、第５の実施の形態は、第２の実施の形態と同様の構成を含むため、以下、第２の実施の形態との相違点を中心に説明する。なお、第２の実施の形態と共通の構成には、第２の実施の形態で説明した符号と同一の符号を付す。

第５の実施の形態における電流制御回路の構成を説明する。図９は、第５の実施の形態の電流制御回路５ｄの構成を示す。第２の実施の形態との主な相違点は、切替部９ａを備えず、出力部１１ｄ、切替部１０ｄ、及びバッファ６４ａを備える点である。その他の構成は、第１の実施の形態と同様に構成され、また同様に機能する。

出力部１１ｄは、オペアンプ６１の出力を制御する回路である。出力部１１ｄは、ＰＮＰ型の出力トランジスタＴｒ１１１ｄ及びＴｒ１１１ｄを備える。

出力トランジスタＴｒ１１１ｄは、ベース端子がオペアンプ６１の出力端子、エミッタ端子が抵抗部７ａ、コレクタ端子が接続端子Ｔｍに各々接続される。出力トランジスタＴｒ１１２ｄは、ベース端子がオペアンプ６１の出力端子、エミッタ端子が抵抗部７ａ、コレクタ端子がカレントミラー回路８の入力側（すなわち、接続点Ａａ）に各々接続される。

出力トランジスタＴｒ１１１ｄは、エミッタ端子とベース端子間に電位差が生じると、オンとなり、接続線Ｌ１ａを短絡させる。また、出力トランジスタＴｒ１１２ｃは、エミッタ端子とベース端子間に電位差が生じると、オンとなり、接続線Ｌ２ａを短絡させる。

切替部１０ｃは、バッテリＢＡＴＴの出力を出力トランジスタＴｒ１１１ｄ及びＴｒ１１２ｄのいずれかのベース端子に与えるよう制御する。切替部１２ｃは、切替トランジスタＴｒ１０１ｄ及びＴｒ１０２ｄを備える。

切替トランジスタＴｒ１０１ｄは、ベース端子が図示しないマイクロコンピュータ５、エミッタ端子がバッテリＢＡＴＴ、コレクタ端子がオペアンプ６１の出力端子及び出力トランジスタＴｒ１１１ｄのベース端子に各々接続される。

切替トランジスタＴｒ１０２ｄは、ベース端子が図示しないマイクロコンピュータ５、エミッタ端子がバッテリＢＡＴＴ、コレクタ端子がオペアンプ６１の出力端子及び出力トランジスタＴｒ１１２ｄのベース端子に各々接続される。

バッファ６４ａは、オペアンプ６１の出力する電圧の安定化を行う緩衝素子である。バッファ６４ａは、入力端子がオペアンプ６１の出力端子に接続され、出力端子が切替トランジスタ１０２ｄのコレクタ端子及び出力トランジスタＴｒ１１１ｄのベース端子に接続される。

このような構成において、マイクロコンピュータＭＣにより、切替トランジスタＴｒ１０１ｄをオンとすると、出力トランジスタＴｒ１１２ｄのベース端子が切替トランジスタＴｒ１０１ｃを介してバッテリＢＡＴＴと接続される。バッテリＢＡＴＴの出力が出力トランジスタＴｒ１１２ｄのベース端子に与えられると、出力トランジスタＴｒ１１２ｄのベース端子の電位がエミッタ端子の電位を上回り、出力トランジスタＴｒ１１２ｄがオフとなる。出力トランジスタＴｒ１１１ｃがオフとなると、接続線Ｌ２ａが開放され、カレントミラー回路８の入力電流Ｉｒｅｆの通電が停止する。これにより、シンク電流Ｉ２の通電が停止する。この際、出力トランジスタＴｒ１１２ｄは、ベース端子の電位がエミッタ端子の電位を上回ることでオフとなるので、出力トランジスタＴｒ１１２ｄの電流の流れが遮断され、オペアンプ６１の出力が接続線Ｌ２ａに漏洩することがない。

また、切替トランジスタＴｒ１０１ｃをオン制御と同時に切替トランジスタＴｒ１０２ｄをオフとすると、出力トランジスタＴｒ１１１ｄのベース端子にバッテリＢＡＴＴが与えられなくなり、出力トランジスタＴｒ１１１ｄがオンとなる。出力トランジスタＴｒ１１１ｄがオンとなると、接続線Ｌ１ａが短絡され、ソース電流Ｉ１が図示しない空燃比センサ２へ通電される。

一方、マイクロコンピュータＭＣにより、切替トランジスタＴｒ１０２ｄをオンとし、切替トランジスタＴｒ１０１ｄをオフとすると、バッテリＢＡＴＴの出力が、切替トランジスタＴｒ１０２ｄを介して出力トランジスタＴｒ１１１ｄのベース端子に与えられる。これにより、出力トランジスタＴｒ１１１ｄのベース端子の電位がエミッタ端子の電位より高まり、出力トランジスタＴｒ１１１ｄがオフとなる。この際、出力トランジスタＴｒ１１１ｄは、ベース端子の電位がエミッタ端子の電位を上回ることでオフとなるので、出力トランジスタＴｒ１１１ｄの電流の流れが遮断され、オペアンプ６１の出力が接続線Ｌ１ａに漏洩することがない。また、出力トランジスタＴｒ１１２ｄがオンとなり、出力トランジスタＴｒ１１１ｄがオフとなるため、接続線Ｌ２ａが短絡及び接続線Ｌ１ａが開放される。これにより、カレントミラー回路８の出力電流Ｉｒｅｆが通電され、シンク電流Ｉ２が空燃比センサ２から通電される。

以上のように、第５の実施の形態は、出力部１１ｄ及び切替部１２ｄを備えたことにより、ソース電流Ｉ１及びシンク電流Ｉ２を制御すると共に、オペアンプ６１の出力を接続線に漏洩することがない。

＜６．第６の実施の形態＞
次に、第６の実施の形態について説明する。前述の第３の実施の形態では、切替部９の切替トランジスタＴｒ９１及びＴｒ９２を制御することにより、接続線Ｌ１及びＬ２の短絡と開放を行った。この場合、切替部９の制御により接続線Ｌ１及びＬ２のいずれかを開放させても、オフ制御されたトランジスタを介して開放させた接続線に微小な電流が通電され、電流値の測定において精度の低下を招く恐れがあった。

これに対し、第６の実施の形態に係る電流制御回路５ｅは、切替部９を備える代わりに、出力部１１ｅ、及びグランドに接続された切替部１２ｅを備える。切替部１２ｅがグランドに接続されることにより、接続線Ｌ１及びＬ２のいずれかを開放させた場合には、開放させた接続線に通電される電流を遮断することができる。

なお、第６の実施の形態は、第３の実施の形態及び第４の実施の形態と同様の構成を含むため、以下、第４の実施の形態との共通点を中心に説明する。なお、第３の実施の形態と共通の構成には、第３の実施の形態で説明した符号と同一の符号を付す。

第６の実施の形態における電流制御回路の構成を説明する。図１０は、第６の実施の形態の電流制御回路５ｅの構成を示す。第３の実施の形態との主な相違点は、切替部９を備えず、出力部１１ｅ、切替部１２ｅ、及びバッファ６４を備える点である。その他の構成は、第３の実施の形態と同様に構成され、また同様に機能する。

出力部１１ｅは、オペアンプ６１の出力を制御する回路である。出力部１１ｅは、ＮＰＮ型の出力トランジスタＴｒ１１１ｅ及びＴｒ１１１ｅを備える。

出力トランジスタＴｒ１１１ｅは、ベース端子がオペアンプ６１の出力端子、エミッタ端子が抵抗部７の電気抵抗Ｒ７１、コレクタ端子がカレントミラー回路８の出力側（すなわち、接続点Ａ）に各々接続される。出力トランジスタＴｒ１１２ｅは、ベース端子がオペアンプ６１の出力端子、エミッタ端子が抵抗部７の電気抵抗Ｒ７２、コレクタ端子が接続端子Ｔｍに各々接続される。

なお、出力部１１ｅは、第４の実施の形態で説明した出力部１１ｃと同様の動作を行うので、詳細な説明は省略する。

切替部１２ｅは、オペアンプ６１の出力を出力トランジスタＴｒ１１１ｅ及びＴｒ１１１ｅのいずれかに与えるよう制御する。
切替部１２ｅは、ＮＰＮ型の切替トランジスタＴｒ１２１ｅ及びＴｒ１２２ｅを備える。
なお、切替部１２ｅは、第４の実施の形態で説明した切替部１２ｃと同様の動作を行うので、詳細な説明は省略する。

以上のように、第６の実施の形態は、出力部１１ｅ及び切替部１２ｅを備えたことにより、第４の実施の形態と同様に、ソース電流Ｉ１及びシンク電流Ｉ２を制御すると共に、オペアンプ６１の出力を接続線に漏洩することがない。

＜７．第７の実施の形態＞
次に、第７の実施の形態について説明する。前述の第１の実施の形態では、ソース電流Ｉ１を検出を、入力電流Ｉｒｅｆを検出することで行っていた。すなわち、マイクロコンピュータＭＣは、電気抵抗Ｒ７１に入力電流Ｉｒｅｆが通電された場合に生じる電圧値Ｖｒ７と、電気抵抗Ｒ７１の値とから入力電流Ｉｒｅｆを検出した。そして、空燃比センサ２のインピーダンスＲｉの測定する際、入力電流Ｉｒｅｆがソース電流Ｉ１と略同一として入力電流Ｉｒｅｆを利用していた。これに対し、第７の実施の形態に係る電流制御回路５ｆは、空燃比センサ２のマイナス側に電流検知抵抗を設け、空燃比センサ２に通電されるソース電流Ｉ１を検出する。これにより、カレントミラー回路８の電流制御機能のバラツキに影響されず、ソース電流Ｉ１を精度よく検出し、精度の高いインピーダンスＲｉの検出を可能とする。

なお、第７の実施の形態は、第１の実施の形態と同様の構成を含むため、以下、第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。なお、第１の実施の形態と共通の構成には、第１の実施の形態で説明した符号と同一の符号を付す。

第７の実施の形態における電流制御回路の構成を説明する。図１１は、第７の実施の形態の電流制御回路５ｆの構成を示す。第１の実施の形態との主な相違点は、電流検出用抵抗Ｒｍｏｎ、オペアンプＯｐＡ、及び基準電源ＶＣｉｎをさらに備えた点である。その他の構成は、第１の実施の形態と同様に構成され、また同様に機能する。

電流検出用抵抗Ｒｍｏｎは、空燃比センサ２のマイナス側に接続される。電流検出用抵抗Ｒｍｏｎのプラス側端子Ｍｏｎ１とマイナス側端子Ｍｏｎ２とは、図示しない配線によりマイクロコンピュータＭＣに接続される。これにより、マイクロコンピュータＭＣは、電流検出用抵抗Ｒｍｏｎのプラス側端子Ｍｏｎ１に生じる電位Ｖｍｏｎ１と、マイナス側端子Ｍｏｎ２に生じる電位Ｖｍｏｎ２との電位差Ｖｍｏｎを検出し、空燃比センサ２のインピーダンスＲｉの検出に利用する。すなわち、マイクロコンピュータＭＣは、図４における時刻ｔ０における電流検出用抵抗Ｒｍｏｎに生じる電位差Ｖｍｏｎ０と、ソース電流Ｉ１が一定量に通電された時刻（時刻ｔ１の６０[μｓｅｃ]後程度）の電位差Ｖｍｏｎ１との差分を検出し、インピーダンスＲｉの検出に利用する電位差Ｖｍｏｎを取得する。なお、電流検出用抵抗Ｒｍｏｎは、電流制御回路５ｆの外部に設置されるのが好ましい。電流制御回路５ｆの作製後に、抵抗器を交換しやすくするためである。

オペアンプＯｐＡは、電流検出用抵抗Ｒｍｏｎのマイナス側に接続され、空燃比センサ２及び電流検出用抵抗Ｒｍｏｎに通電されたソース電流Ｉ１を出力端子から吸収する。オペアンプＯｐＡの反転入力端子は、電流検出用抵抗Ｒｍｏｎのプラス側に接続される。オペアンプＯｐＡの非反転入力端子は、後述の基準電源ＶＣｉｎに接続される。

基準電源ＶＣｉｎは、プラス側がオペアンプＯｐＡの非反転入力端子に接続され、マイナス側がグランドに接続される。基準電源ＶＣｉｎは、例えば３．３[ｖ]を出力する。

このような構成において、マイクロコンピュータＭＣは、下記演算式により、ソース電流Ｉ１及び空燃比センサ２のインピーダンスＲｉを測定する。なお、空燃比センサ２のインピーダンスＲｉで生じる電圧降下を電圧値ＶＲｉとする。

Ｉ１＝Ｖｍｏｎ／Ｒｍｏｎ ・・・・・（３）
Ｒｉ＝ＶＲｉ／Ｉ１ ・・・・・（４）
以上のように、第７の実施の形態は、空燃比センサ２のマイナス側に電流検出用抵抗Ｒｍｏｎを設けたため、ソース電流Ｉ１と略同一のＩｒｅｆでなく、空燃比センサ２に通電されるソース電流Ｉ１の値を利用して空燃比センサ２のインピーダンスＲｉを測定する。これにより、カレントミラー回路８の電流制御機能のバラツキに影響されず、ソース電流Ｉ１を精度よく検出することができる。したがって、ソース電流Ｉ１に基づく精度の高いインピーダンスＲｉの測定が可能となる。

＜８．変形例＞
以上、本発明の実施の形態について説明したが、この発明は上記実施の形態に限定されるものではない。様々な変形が可能である。以下、このような変形例について説明する。上記実施の形態及び以下で説明する形態を含む全ての形態は、適宜組み合わせ可能である。

上記実施の形態では、電流が通電される負荷は空燃比センサ（いわゆる、Ａ／Ｆセンサ）であると説明した。しかし、負荷は空燃比センサでなくともよい。例えば、酸素濃度センサ（いわゆる、Ｏ２センサ）であってもよい。要するに、定電流が通電され、インピーダンスが測定される負荷であればよい。

また、切替トランジスタＴｒ９１をオンして空燃比センサ２のインピーダンスの測定を行ったが、切替トランジスタＴｒ９２をオンして行ってもよい。その場合、カレントミラー回路８の入力電流Ｉｒｅｆを取得する代わりに、シンク電流Ｉ２を取得すればよい。

抵抗部７を電流制御回路５の外部に設けたが、電流制御回路５の内部に設けてもよい。ただし、抵抗部７を電流制御回路５の外部に設けた場合には、電流制御回路５の作製後に抵抗部７の変更が容易となる。特に、電流制御回路５の作製者と使用者が異なる場合には、使用者が電流制御回路５の作製後に抵抗部７の電気抵抗の値を自由に変更でき、有用である。

また、第３の実施の形態では、電気抵抗を２つ示したが、２つより多く接続してもよい。切替部と組み合わせ、いくつ接続してもよい。

また、第２の実施の形態において、電気抵抗を複数設けてもよい。この場合、抵抗部７ａが電気抵抗７１ａと並列に他の電気抵抗を備える。さらに抵抗部７ａのバッテリＢＡＴＴ側に切替部を設け、バッテリＢＡＴＴからの電流を所望の電気抵抗に通電すればよい。この場合、入力電流Ｉｒｅｆ及びソース電流Ｉ１を抵抗値の異なるいずれかの電気抵抗に通電し、入力電流Ｉｒｅｆ及びソース電流Ｉ１の電流値を抵抗値に応じて様々に変化させることができる。

１ インピーダンス測定システム
２ 空燃比センサ
３ 加熱器
４ 電子制御装置
５ 電流制御回路
６ 定電流回路
７ 抵抗部
８ カレントミラー回路
９ 切替部

Claims (4)

1. 接続端子に吐き出すソース電流と前記接続端子から吸い込むシンク電流とを制御する電流制御回路であって、
   入力端と出力端を備え、前記出力端が前記接続端子に接続され、前記接続端子に流れる電流を、前記入力端に流れる電流と略一致させるカレントミラー回路と、
   オペアンプと、
   前記オペアンプの出力に接続された第１および第２のバッファと、
   前記第１のバッファの出力により制御され、前記カレントミラー回路の前記入力端に流れる電流を制御する第１の電流制御素子と、
   前記第２のバッファの出力により制御され、前記接続端子に流れる電流を制御する第２の電流制御素子と、
   一端が前記オペアンプの反転入力に接続され、前記第１および第２の電流制御素子に流れる電流が流れる抵抗部と、
   前記第１および第２のバッファの出力と、電源のグランド側または電源の高電位側との間に設けられ、前記第１および第２の電流制御素子の一方を導通させ、他方を遮断する第１切替手段と、
   を備えることを特徴とする電流制御回路。
2. 請求項１に記載の電流制御回路において、
   前記抵抗部は抵抗値の異なる複数の抵抗を含み、
   前記オペアンプの反転入力と、前記複数の抵抗の一端のいずれかとを切替えて接続する第２切替手段、
   をさらに備えることを特徴とする電流制御回路。
3. 請求項１または２のいずれかに記載の電流制御回路と、
   前記ソース電流及び前記シンク電流のいずれかが通電された負荷のインピーダンスを測定する測定手段と、
   前記負荷のインピーダンスに基づき、前記負荷を加熱する加熱器を制御する制御手段と、
   をさらに備えることを特徴とする電子制御装置。
4. 請求項３に記載の電子制御装置において、
   前記負荷は、空燃比センサであることを特徴とする電子制御装置。

Images