JP2002528946A - 電力損失が低減された、デュアルバンド、デュアルモードの電力増幅器 - Google Patents

電力損失が低減された、デュアルバンド、デュアルモードの電力増幅器

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JP2002528946A JP2000577769A JP2000577769A JP2002528946A JP 2002528946 A JP2002528946 A JP 2002528946A JP 2000577769 A JP2000577769 A JP 2000577769A JP 2000577769 A JP2000577769 A JP 2000577769A JP 2002528946 A JP2002528946 A JP 2002528946A
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Abstract

(57)【要約】 電力増幅回路は低バンドドライバー増幅器と高バンドドライバー増幅器とを含むドライバー増幅ステージを有する。ファイナル増幅ステージは、デジタル変調された信号を増幅するためのＴＤＭＡ増幅器と、周波数変調された（アナログ）信号を増幅するための、（非リニア）モードの増幅器とを含む。スイッチングネットワークはドライバー増幅ステージとファイナル増幅ステージとを相互に接続するようになっており、所望する作動モードに応じて適当なファイナル増幅器に適当なドライバー増幅器を結合し、複数の周波数バンドのいずれかで、アナログまたはデジタルＲＦ信号を最も有効かつ効率的に増幅することができる。インピーダンスマッチングを行い、かつＤ−ＡＭＰＳ（８００ＭＨｚバンド）のデジタル信号とＰＣＳ（１９００ＭＨｚバンド）のデジタル信号とを分離するためにリニアモードのファイナル増幅器にダイプレクスマッチング回路が結合されており、飽和モードのファイナル増幅器の出力端に電力インピーダンスマッチング回路が結合されている。一実施例では、ダイプレクスマッチング回路の低バンドまたは高バンド出力端の１つ以上の出力端にアイソレータが結合されており、ローバンドのアナログパスでは、結合手段の前段に、結合手段のＲＦ電力条件を低減するためのデュプレクサが設けられている。デュアルドライバ増幅ステージの前にスイッチングネットワークおよび入力フィルタステージが設けられている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 関連出願 本願は１９９７年７月３日に出願された継続中の米国特許出願第08/888,168号
（代理人整理番号P08247-RMOT）および１９９７年９月２９日に出願された米国
特許出願第08/939,870号（代理人整理番号P08521-RMOT）の一部継続出願である
、１９９８年６月１０日に出願された継続中の米国特許出願第08/094,515号（代
理人整理番号第P09698-RMOT）の一部継続出願に基づくものであり、前記米国特
許出願はいずれも本願出願人に譲渡されており、上記米国特許出願を参考例とし
て援用する。
【０００２】 発明の背景 １．発明の分野 本発明は、一般的には電力増幅器に関し、より詳細には、デュアルバンド、デ
ュアルモードの電力増幅器に関する。
【０００３】 ２．関連技術の説明 米国では、米国を複数の地理的サービスマーケットに分割するという免許方針
に従い、セルラー運用免許は連邦通信委員会（ＦＣＣ）によって付与されてきた
。これらセルラー免許は元々は８００ＭＨｚレンジ内の無線周波数（ＲＦ）ブロ
ックに与えられていた。米国におけるほとんどの８００ＭＨｚのセルラー電話シ
ステムは高度移動電話サービス（ＡＭＰＳ）アナログ無線インターフェース規格
を利用している。その後、Ｄ−ＡＭＰＳとして知られる８００ＭＨｚバンドに対
するその後の世代の無線インターフェース規格が開発され、実現されている。こ
のＤ−ＡＭＰＳ規格はデジタルセルラー通信とアナログセルラー通信の双方を含
む。従って、現在米国では８００ＭＨｚでアナログ（ＡＭＰＳ）セルラー電話ネ
ットワークとデジタル（Ｄ−ＡＭＰＳ）セルラー電話ネットワークの双方が運用
されている。
【０００４】 セルラーサービスに対する要求の増加に応えるためにパーソナル通信サービス
、すなわちＰＣＳサービスのもとで、音声、データ、ファックスおよびテキスト
メッセージを効率的にデジタル伝送するために多数のデジタル無線インターフェ
ース規格が開発された。
【０００５】 米国では１９００ＭＨｚ周波数レンジ内で、ＧＳＭ ＴＤＭＡ（時間分割マル
チアクセス）またはＩＳ−９５ＣＤＭＡ（コード分割マルチアクセス）無線イン
ターフェース規格に基づくシステムのような無線通信運用ＰＣＳシステムが実現
されている。ちなみに現行の８００ＭＨｚのセルラーシステムも依然として運用
され続けている。
【０００６】 従って、現在米国では８００ＭＨｚにおけるアナログおよびデジタルセルラー
システムと１９００ＭＨｚにおけるデジタルＰＣＳシステムとが運用中である。
８００ＭＨｚで運用中のシステムおよび１９００ＭＨｚで運用中のシステムの双
方からサービスを受けたい移動加入者はセルラー、すなわち８００ＭＨｚバンド
内で運用できる移動トランシーバとＰＣＳ、すなわち１９００ＭＨｚバンド内で
運用できる移動トランシーバとの２つの異なるトランシーバを使用するか、また
は好ましくは双方の周波数バンド内でＲＦ信号を送受信できる単一のデュアルバ
ンド移動トランシーバを使用するかのいずれかを選択しなければならない。更に
、アナログシステムとデジタルシステムの双方を使用して通信したい移動加入者
は、２つの異なる移動トランシーバを使用するか、または好ましくは単一のデュ
アルモードトランシーバを使用しなければならない。移動トランシーバがユーザ
ーに最大のフレキシビリティおよび機能性を提供するには、移動トランシーバが
デュアルモードで、かつデュアルバンドの運用が可能であることが理想的である
。
【０００７】 しかしながら、移動トランシーバで使用される電力増幅器は一般に特定バンド
（すなわちＰＣＳまたはＡＭＰＳ）および特定のモード（アナログまたはデジタ
ル）で使用できるように最適にされているという点で問題が生じる。この問題は
特にインピーダンスマッチングの点および増幅器にバイアスをかける点の２つの
点で問題が生じる。
【０００８】 効率を最大にするには、電力増幅器の出力端におけるインピーダンスは送信前
のデュプレクサ／ダイプレクサ（ｄｕｐｌｅｘｅｒ／ｄｉｐｌｅｘｅｒ）のイン
ピーダンスにマッチングしなければならない。しかしながら、マッチング回路の
インピーダンスは運用周波数によって変わる。従って、８００ＭＨｚにおける増
幅器のインピーダンスをマッチングするために最適にされた従来のマッチング回
路は、一般的には１９００ＭＨｚで作動する同じ増幅器のインピーダンスに最適
にマッチングするとは言えない。更に、この増幅器のインピーダンスは作動モー
ドに応じて変わる。従って、ＡＭＰＳモードにて８００ＭＨｚで作動する増幅器
のインピーダンスにマッチングするように最適にされた従来のマッチング回路は
、Ｄ−ＡＭＰＳデジタルモードで８００ＭＨｚで作動する同じ増幅器のインピー
ダンスに正しくマッチングすることはない。
【０００９】 増幅器の効率は使用する変調方式によって決定される、増幅器の作動のモード
または級に応じて変わるので、バイアスをかける上で問題が生じる。一般にアナ
ログ通信システムはキャリア信号に載せるアナログ情報を変調するために周知の
周波数変調（ＦＭ）技術を使用しているが、他方、デジタル通信システムはデジ
タル変調方式、例えばπ／４ＤＱＰＳＫ（差動直交位相シフトキーイング）変調
方式を使用している。周波数変調を使用して送信される信号は、非リニア、すな
わち飽和モードで作動し、バイアスのかけられた電力増幅器によって最も高い効
率で増幅される。他方、π／４ＤＱＰＳＫ変調を使用して送信される信号は、リ
ニアモードで作動し、バイアスのかけられた電力増幅器によって最も効率的に増
幅される。
【００１０】 これら問題に対する１つの可能な解決案は、図１に示されるように高バンド（
１９００ＭＨｚ）と低バンド（８００ＭＨｚ）の双方の運用をするために別個の
増幅器チェーンを設けることである。しかしながら、この解決案は高価につき、
冗長であり、かつ無駄である。更に、低バンド増幅器はデジタル信号とアナログ
信号の双方を増幅しなければならないので、低バンド増幅器にバイアスをかける
上でまだ問題がある。
【００１１】 単一増幅器チェーンを有するトランシーバにおける、インピーダンスマッチン
グの問題に対する１つの可能な解決案は、増幅器の出力端に別個の切り換えられ
るハイパスマッチングネットワークとローパスマッチングネットワークとを設け
ることである。しかしながら、このスイッチは大電力を処理できなければならず
、これによって大型の、費用のかかるスイッチが必要となる傾向がある。しかし
ながら、８００ＭＨｚにおけるマッチングは必ずハイブリッドマッチングとなり
、アナログモードにおける効率が低下する。
【００１２】 インピーダンスマッチングの問題に対する別の解決案は、希望する周波数バン
ドの双方をカバーし、送信バンドでピークを有するブロードバンドの電力マッチ
ング回路を設けることである。かかる構造により、バンド幅が無駄となる傾向が
あるが、希望するマッチング周波数が１オクターブ以上異なり、各バンドにおけ
る所望するバンド幅が比較的狭くなる。ファノの限界法則（Ｆａｎｏ’ｓ Ｌｉ
ｍｉｔ）はリアクティブ要素（例えばトランジスタのドレイン−ソース間容量）
が存在する際に、ブロードバンドのマッチングに物理的な限界があることが示さ
れている。
【００１３】 単一の増幅器チェーンを有するトランシーバにおけるインピーダンスマッチン
グの問題に対する従来の解決案は、別個のバイアスレベルを設けることによって
バイアスの問題を解決しているが、依然としてインピーダンスマッチングの問題
が残っている。アナログ信号とデジタル信号の双方を増幅するのに単一増幅器を
使用する場合、アナログ効率をできるだけ高く維持しながら、ラフにリニアリテ
ィの条件を満たすように増幅器にバイアスをかけなければならない。かかる構造
によって非効率的となる傾向がある。無線電話がより小型となり、電力消費条件
がより厳しくなるにつれて、かかる非効率的な作動は極めて望ましくない。
【００１４】 従って、８００ＭＨｚシステムと１９００ＭＨｚシステムとの双方、およびア
ナログシステムとデジタルシステムとの双方で効率的に作動できる電力増幅回路
が、当技術分野で求められている。かかるデュアルバンド、デュアルモードの電
力増幅器は上記問題に対する統合された効率的な解決案を提供できることが好ま
しい。
【００１５】 有効なデュアルバンド、デュアルモードの電力増幅器の設計では、最近のセル
ラー電話では電力消費量がより大きい関心事となっていることも考慮しなければ
ならない。最近のセルラー電話の物理的サイズを縮小するために、セルラー電話
の電池のサイズは４個または５個の電池から３個の電池に減少されている。電池
の数が少なくなれば、セルラー電話に給電するのに利用できるエネルギーも少な
くなり、その結果、有効な話時間が短くなる。セルラー電話およびそのセルラー
電話の電池のサイズを縮小する別の効果は、セルラー電話の回路が作動すること
から放散する熱がより狭い物理的領域に閉じ込められることである。
【００１６】 従って、デュアルバンド、デュアルモードのセルラー電話では、電力消費量が
少ないという特性を有する電力増幅器が求められている。
【００１７】 発明の概要 従って、本発明の目的はリニアモードまたは飽和作動モードでＲＦ信号を効率
的に増幅できる無線トランシーバのための電力増幅回路を提供することにある。
【００１８】 本発明の別の目的は、少ない電流消費量で複数の周波数バンドまたはレンジに
おいてＲＦ信号を効率的に増幅するための電力増幅回路を提供することにある。
【００１９】 本発明の別の目的は、ＤＱＰＳＫ変調信号を増幅するためのリニア作動モード
と、周波数変調された信号を増幅するための飽和作動モードのいずれかに選択的
にすることができるデュアルバンド／デュアルモードの電力増幅回路を提供する
ことにある。
【００２０】 上記およびそれ以外の目的は低バンドドライバー増幅器と高バンドドライバー
増幅器とを含むドライバー増幅ステージを有する電力増幅回路によって達成され
る。ファイナル増幅ステージは、デジタル変調された信号を増幅するためのＴＤ
ＭＡ増幅器と、周波数変調された（アナログ）信号を増幅するための、飽和（非
リニア）モードの増幅器とを含む。スイッチングネットワークおよび入力フィル
タリングステージは、ドライバー増幅ステージとファイナル増幅ステージとを相
互に接続するようになっており、所望する作動モードに応じて適当なファイナル
増幅器に適当なドライバー増幅器を結合し、複数の周波数バンドのいずれかで、
アナログまたはデジタルＲＦ信号を最も有効かつ効率的に増幅することができる
。
【００２１】 インピーダンスマッチングを行い、かつＤ−ＡＭＰＳ（８００ＭＨｚバンド）
のデジタル信号とＰＣＳ（１９００ＭＨｚバンド）のデジタル信号とを分離する
ためにリニアモードのファイナル増幅器にダイプレクスマッチング回路が結合さ
れており、飽和モードのファイナル増幅器の出力端に電力インピーダンスマッチ
ング回路が結合される。
【００２２】 増幅回路は無線電話のデジタル作動モードとアナログ作動モードに対応するリ
ニアモードまたは飽和モードに増幅回路を選択的にするための手段を含む。リニ
アまたはデジタルモードでは、ファイナルリニア増幅器をオン状態とするように
この増幅器にバイアスをかけ、飽和モードの増幅器をオフ状態とするようにこの
増幅器にバイアスかけることができる。同様に、飽和作動モードまたはアナログ
作動モードでは飽和モードのファイナル増幅器をオン状態とするようにこの増幅
器にバイアスをかけ、リニア増幅器をオフ状態とするようにこの増幅器にバイア
スをかけることができる。
【００２３】 増幅回路は、この増幅回路が選択的にリニアモードまたは飽和モードにされた
時に、それぞれ第１ダイプレクスマッチング回路の出力端またはローパスマッチ
ング回路の出力端のいずれかを出力ラインに選択的に結合するための手段を含む
ことができる。
【００２４】 一実施例では、ダイプレクスマッチング回路の低バンドまたは高バンド出力端
の１つ以上の出力端にアイソレータが結合される。
【００２５】 ローバンドのアナログパスでは、結合手段の前段に、結合手段のＲＦ電力条件
を低減するためのデュプレクサが設けられる。
【００２６】 別の実施例では、電力損失（ｐｏｗｅｒ ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ）を改善す
るためにデュアルドライバ増幅ステージの前にスイッチングネットワークおよび
入力フィルタステージが設けられる。
【００２７】 更に別の実施例では、無駄に消費されるエネルギーを更に低減するために、作
動モードごとに別個のＲＦ電力増幅器チェーンが設けられる。
【００２８】 添付図面を参照し、次の詳細な説明を読めば、本発明の特徴および利点と共に
本発明の上記およびそれ以外の目的が明らかとなろう。添付図面において、同様
な参照番号は同様な要素を示す。
【００２９】 好ましい実施例の詳細な説明 次に、本発明の好ましい実施例を示す添付図面を参照し、本発明について説明
する。しかしながら、本発明は異なる多くの形態で実施でき、本明細書に示した
特定の実施例のみに限定されるものと見なしてはならない。むしろこれら好まし
い実施例は本明細書の開示を完全にし、当業者に本発明の範囲を完全に伝えるた
めに記載したものである。
【００３０】 本願において、「デュプレクサ」および「ダイプレクサ」なる用語の双方は、
３ポートの周波数選択的スプリッタを意味する。デュプレクサは共通アンテナを
使用し、近接する周波数でＲＦトランシーバが同時に送受信できるようにするた
めに使用されるものであるが、他方、ダイプレクサは入力信号を高バンド信号ま
たは低バンド信号に分離するものである。
【００３１】 まず図２を参照すると、デュアルバンドの電力増幅回路全体は参照番号２００
で表示されている。電力増幅回路２００はマルチバンド電力増幅器のインピーダ
ンスをマッチングするためのダイプレクスマッチング回路２０５を有する。マル
チバンド増幅器２２０のＲＦ入力ポート２１０には無線周波数（ＲＦ）が入力さ
れ、増幅器２２０はＲＦ信号を増幅し、増幅されたＲＦ信号をダイプレクス電力
マッチング回路２０５のポート２２５に出力する。
【００３２】 図２に示された実施例では、増幅されたＲＦ信号は２つの周波数バンドのいず
れかでよい。しかしながら、当業者であれば、本発明は３つ以上の周波数バンド
に含まれるＲＦ信号を増幅できる電力増幅回路と関連して使用できるように変更
できることは容易に明らかとなろう。
【００３３】 第１周波数バンド内のＲＦ信号はフィルタ／マッチング回路２３０を通ってデ
ュプレクサ２３５に進む。同様に、第２周波数バンド内のＲＦ信号はフィルタ／
マッチング回路２４０を通過し、デュプレクサ２４５に進む。
【００３４】 フィルタ／マッチング回路２３０は第１周波数バンド内の信号に対する適当な
インピーダンスマッチングを行いながら、第２周波数バンド内のＲＦ信号をブロ
ックする。同様に、フィルタ／マッチング回路２４０は第２周波数バンド内の信
号に対する適当なインピーダンスマッチングを行いながら、第１周波数バンド内
のＲＦ信号をブロックする。
【００３５】 出力デュプレクサ２３５はアンテナ２７０を使って送信するためにダイプレク
サ２６０に結合されており、増幅器２００を使用中の通信システムに応じ、かつ
１９００ＭＨｚにおいてフルデュプレクス運用が必要であるかどうかに応じ、デ
ュプレクサ２３５が必要となったり、不要となる。同様に、デュプレクサ２４５
の出力端はアンテナ２７０を使って送信するために、ダイプレクサ２６０へ結合
されている。
【００３６】 図２に示される実施例およびその実現例は継続中の米国特許出願第08/888,168
号（代理人整理番号第EUS00502号）により詳細に記載されている。
【００３７】 次に図３を参照すると、デュアルモード／デュアルバンドの増幅回路の全体は
参照番号３００で示されている。アナログおよびデジタル信号の双方を２つの異
なる周波数バンドまたはレンジ内で増幅し、無線電話にデュアルバンド、かつデ
ュアルモードの機能を提供するために、無線電話（図示せず）の送信機またはト
ランシーバ内に増幅器３００を設けることが望ましい。増幅回路３００はモード
選択スイッチ３０４に結合されたＲＦ入力ポート３０２を含む。無線電話がデジ
タルモードで運用されるか、またはアナログモードで運用されるかに応じて、モ
ード選択スイッチ３０４の設定によって入力ＲＦ信号はデジタルパス３０６また
はアナログパス３０８のいずれかに送信される。モード選択スイッチ３０４の位
置は無線電話内のマイクロプロセッサ（図示せず）からのモード制御信号によっ
て制御され、このマイクロプロセッサによって送られる制御信号は増幅回路３０
０をリニア作動モードまたは飽和（非リニア）作動モードのいずれかを選択する
のに使用される。
【００３８】 デジタルパス３０６はリニア増幅器３１０を含み、このリニア増幅器はリニア
変調技術、例えばＤＱＰＳＫ変調技術を使って変調された信号を効率的に増幅す
る。リニア増幅器３１０の出力端はダイプレクスマッチング回路３３０に結合さ
れており、このダイプレクスマッチング回路３３０は双方の周波数レンジにおい
てリニア増幅器３１０に対するインピーダンスマッチングを行いながら、８００
ＭＨｚの信号から１９００ＭＨｚの信号を効率的に分離する。このダイプレクス
マッチング回路３３０の構造および機能については、以下でより詳細に説明する
。
【００３９】 ダイプレクスマッチング回路３３０は、１９００ＭＨｚの出力端３３４と、８
００ＭＨｚの出力端３３６とを有する。１９００ＭＨｚの出力端はパス３３９を
介し、ダイプレクサ３７０に結合されており、ダイプレクサ３７０は１９００Ｍ
Ｈｚの出力信号をアナログ３８０に結合する。更に、例えばＣＤＭＡまたはマル
チレートＴＤＭＡシステムにおいて、１９００ＭＨｚの運用に対し、フルデュプ
レクスの運用を望む場合には１９００ＭＨｚの出力端３３４とダイプレクサ３７
０との間にデュプレクサを設けることができる。
【００４０】 アナログパス３０８は周波数変調された信号を効率的に増幅する非リニア増幅
器３２０を含む。この非リニア増幅器３２０の出力端はマッチング回路３４０に
結合されており、このマッチング回路３４０は非リニア増幅器３２０に対し、５
０オームのインピーダンスマッチングを行う。このマッチング回路３４０は１９
００ＭＨｚパス３３９からフィードバックされることがある高調波成分を抑制す
るのにも役立っている。
【００４１】 別個のリニア増幅器３１０と非リニア増幅器３２０が設けられているので、深
く飽和されたＣ級の増幅器またはスイッチングモードのＥ級の増幅器として、非
リニア増幅器を作動させることができる。リニア増幅と非リニア増幅の双方に対
して単一の増幅器を使用するというこれまでの解決案では、できるだけ非リニア
の効率を大きいままに維持しながら、リニア条件をかろうじて満たすために増幅
器に（ＡＢ級の）バイアスをかけなければならなかった。本発明は異なる周波数
バンドで信号を有効かつ効率的に増幅できる増幅回路を提供しながら、この問題
を解決せんとするものである。
【００４２】 ライン３４５上のマッチング回路３４０の出力端およびライン３３８上のダイ
プレクスマッチング回路３３７の８００ＭＨｚ出力端は、大電力スイッチ３５０
に対して設けられている。この大電力スイッチ３５０はセルラー電話がデジタル
モードで運用されているか、またはアナログモードで運用されているかに応じて
、出力ライン３６１を介し（デジタルの８００ＭＨｚ信号に対応する）ダイプレ
クスマッチング回路３３０の８００ＭＨｚの出力端または（アナログの８００Ｍ
Ｈｚ信号に対応する）マッチング回路３４０の出力端のいずれかを結合する。モ
ード選択スイッチ３０４を使用した場合と同じように、無線電話のマイクロプロ
セッサからのモード制御信号により大電力スイッチ３５０が制御される。更に大
電力スイッチ３５０はリニア増幅器３１０に対するアイソレーションを行うので
、リニア増幅器３１０に非リニア増幅器３２０およびマッチング回路３４０の負
荷がかかることが防止される。
【００４３】 セルラー電話の所望する運用モード（例えばデジタルモードまたはアナログモ
ード）に応じ、Ｖｃｃ入力端３１６、３２６をオン、オフに切り換えることによ
って、リニア増幅器３１０および非リニア増幅器３２０に対してＤＣバイアスが
かけられる。
【００４４】 デュプレクサ３６０は８００ＭＨｚによるフルデュプレクス運用を可能にする
ようになっている従来のデュプレクサである。デュプレクサ３６０は８００ＭＨ
ｚの信号をダイプレクサ３７０に結合し、ダイプレクサ３７０は次に信号を送信
のためにアンテナ３８０に結合する。
【００４５】 図３に示された実施例は特に１９００ＭＨｚでハーフデュプレクスで作動する
ＴＤＭＡトランシーバで使用するのに適す。しかしながら、既に述べたように、
この回路は１９００ＭＨｚでフルデュプレクスの運用を可能にするように、パス
３３９にデュプレクサを増設することにより、ＣＤＭＡまたはマルチレートのＴ
ＤＭＡトランシーバで容易に使用できるようにすることができる。
【００４６】 基本的には図２に示されたダイプレクスマッチング回路２０５と同じダイプレ
クスマッチング回路３３０は、継続中の米国特許出願第08/888,168号に詳細に記
載されている。図３に示された実施例およびその実現例は、継続中の米国特許出
願第08/939,870号に、より詳細に記載されている。
【００４７】 次に図４を参照すると、ここでは第２のデュアルバンド／デュアルモードの増
幅器のアーキテクチャ全体が番号４００で示されている。この増幅器４００は増
幅器をドライバーステージとファイナルステージとに分離し、増幅器４００の所
望する作動モードに応じ、選択的に適当なドライバおよびファイナルステージを
結合することにより、図２および３に示された設計を改善したものである。この
増幅器４００は１９００ＭＨｚ周波数バンドの信号を効率的に増幅するように同
調され、かつバイアスがかけられた１９００ＭＨｚのドライバー増幅器４０２と
、８００ＭＨｚ周波数バンドの信号を効率的に増幅するように同調され、バイア
スがかけられた８００ＭＨｚのドライバー増幅器４１２とを含む。
【００４８】 増幅器４００は一対のファイナルステージの増幅器４０４および４１４も含む
。ファイナルステージの増幅器４０４はデジタル変調されたＲＦ信号を効率的に
増幅するよう、ＡＢ級の増幅器としてリニア動作するようにバイアスがかけられ
、同調されているが、ファイナルステージの増幅器４１４は周波数変調されたア
ナログＲＦ信号を効率的に増幅するための効率的な作動モード、例えば深く飽和
された状態のＣ級の増幅器、またはスイッチモードＥ級増幅器、または他の極め
て効率的な作動モードで、飽和された動作をするようにバイアスがかけられ、同
調されている。
【００４９】 ドライバーステージの増幅器４０２、４１２はスイッチ４２２、４２４および
４２６を含むスイッチングネットワーク４１８によりファイナルステージの増幅
器４０４、４１４に接続されている。スイッチ４２２、４２４および４２６の各
々は、構造が当業者に周知である電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）スイッチとす
ることができる。当業者であれば、他の適当なタイプのスイッチに置換すること
ができよう。これらスイッチ４２２、４２４および４２６の開閉状態は関連する
マイクロプロセッサまたは他の制御論理回路（図示せず）からの制御ライン（図
示せず）によって制御可能である。
【００５０】 スイッチ４２２は１９００ＭＨｚのドライバー増幅器４０２の出力端をファイ
ナルリニア増幅器４０４の入力端へ結合するようになっている。８００ＭＨｚの
ドライバー増幅器４１２の出力端はノード４２８に結合されており、次にこのノ
ード４２８はスイッチ４２４を介し、ファイナルリニア増幅器４０４の入力端に
結合されており、更にスイッチ４２６を介し、飽和されたファイナル増幅器４１
４の入力端にも結合されている。スイッチ４２２、４２４および４２６の位置は
、無線電話機内のマイクロプロセッサ（図示せず）からのモード制御信号によっ
て制御される。
【００５１】 ファイナル増幅器４０４が出力する信号は、信号の周波数成分に応じてこの信
号をフィルタリングし、通過させるマッチングネットワーク４３０を通過し、（
必要な場合）ダイプレクサ４６０または（スイッチ４４５を介し）ダイプレクサ
４６５へ送られる。マッチングネットワーク４３０は継続中の米国特許出願第08
/888,168号に記載されているようなダイプレクスマッチング回路であることが好
ましい。
【００５２】 一実施例では、１９００ＭＨｚのドライバー増幅器４０２の入力端とスイッチ
４２２との間には第１フィルタ４１０が設けられており、８００ＭＨｚのドライ
バー増幅器４１２の出力端とノード４２８との間には第２フィルタ４２０が設け
られている。これらフィルタ４１０、４２０はファイナル利得ステージの前に入
力信号をフィルタリングし、信号の受信バンドのノイズ除去と高調波成分の低減
を行う。一実施例では、フィルタ４１０、４２０は当業者には構造が周知となっ
ている表面弾性波（ＳＡＷ）バンドパスフィルタである。
【００５３】 フィルタにかけた信号をファイナル増幅器ステージに送ることにより、リニア
増幅器によるファイナル増幅はより有効となる。増幅器の利得ステージ間にフィ
ルタを設置することにより、より極の数が少ないデュプレクサ４６０、４６５を
実現し、ファイナル増幅利得ステージ後の挿入損失を低減し、この結果、直流電
流ドレインを少なくすることができる。増幅器４００の挿入損失はより少ないの
で、ファイナル増幅器ステージは大きい出力ＲＦ電力を発生する必要はない。こ
れによりダイのサイズ（ｄｉｅ ｓｉｚｅ）をより小さくし、直流電流の消費量
がより少なくなるということを含む多数の望ましい結果が得られる。
【００５４】 一実施例では、ダイプレクスマッチング回路４３０の入力端に高調波トラップ
４５５が結合されている。高調波トラップ４５５の機能は、ダイプレクスマッチ
ング回路４３０によって出力される信号の高調波成分を低減し、かつファイナル
ステージの増幅器４０４にＶＤＤを供給することにある。図５は、一対のスイッ
チング可能な並列インダクタ５２０、５２５に結合された大電力スイッチ５１０
を含む高調波トラップ４５５の一実施例を示す。
【００５５】 インダクタ５２０、５２５は、次にコンデンサ５３０に結合されており、この
コンデンサ５３０はダイプレクスマッチング回路４３０の入力端に結合されてい
る。インダクタ５２０とコンデンサ５３０は、８００ＭＨｚで共振する並列共振
回路を構成するが、他方、インダクタ５２５とコンデンサ５３０は１９００ＭＨ
ｚで共振する並列共振回路を形成する。このように、（増幅器４００の作動状態
によって設定される）スイッチ５１０の状態に応じ、高調波トラップ４５５は８
００ＭＨｚのバンドまたは１９００ＭＨｚバンド内の高調波信号を減衰するよう
に働く。スイッチ４２２、４２４および４２６と同じように、スイッチ５１０は
関連するマイクロプロセッサまたは他の制御ロジック（図示せず）からの制御ラ
イン（図示せず）によって制御可能である。
【００５６】 ファイナルのリニア増幅器４０４はＡＢ級のモードで作動するので、Ａ級の増
幅器を使用した場合よりも出力信号の高調波成分が多くなる。従って、ファイナ
ル増幅器４０４の出力端に高調波トラップを設けることにより、出力エネルギー
を所望する周波数に限定し、ファイナル増幅器４０４の効率を高めることができ
る。
【００５７】 再び図４を参照すると、この増幅器は８００ＭＨｚの周波数バンドでアナログ
またはデジタル信号を増幅するか、または１９００ＭＨｚの周波数バンドでデジ
タル信号を増幅するするよう、多数の選択可能なモードのうちの１つで作動でき
る。１９００ＭＨｚの作動モードとするには、スイッチ４２２を閉じ、スイッチ
４２４を開ける。更に１９００ＭＨｚの作動モードではファイナルステージの増
幅器４０４、４１４を更にアイソレートするために、スイッチ４２６を開けるこ
とができる。１９００ＭＨｚの周波数バンド内のデジタル変調された入力信号は
、入力ターミナル４０５を介し、増幅器４００へ入力され、１９００ＭＨｚのド
ライバー増幅器４０２へ送られる。１９００ＭＨｚのドライバー増幅器４０２が
出力する信号はファイナル増幅器４０４の入力端へ送られる。ファイナル増幅器
４０４には上記のようにリニアモードで作動するためのバイアスがかけられてい
る。増幅器４０４はデジタル変調された信号を効率的に増幅し、増幅された信号
をダイプレクスマッチング回路４３０へ出力する。
【００５８】 ８００ＭＨｚバンドにおけるアナログＲＦ信号を増幅するには、（８００ＭＨ
ｚアナログモードの）スイッチ４２２および４２４を開け、一方、スイッチ４２
６を閉じる。８００ＭＨｚ周波数バンドにおける周波数変調された（例えばアナ
ログすなわちＦＭの）入力信号は入力ターミナル４１５を介し、増幅器４００へ
入力され、８００ＭＨｚのドライバー増幅器４１２へ入力される。この８００Ｍ
Ｈｚのドライバー増幅器４１２が出力する信号は、閉じたスイッチ４２６を介し
、ファイナル増幅器４１４の入力端へ送られる。ファイナル増幅器４１４には飽
和モードで作動するためのバイアスがかけられているので、この増幅器はＦＭ信
号を効率的に増幅し、増幅された信号をマッチング回路４４０へ出力する。
【００５９】 ８００ＭＨｚバンド内のデジタル変調された（例えばπ／４ＤＱＰＳＫ）ＲＦ
信号を増幅するには、（８００ＭＨｚのデジタルモードの）スイッチ４２２およ
び４２６を開け、他方、スイッチ４２４を閉じる。８００ＭＨｚの周波数バンド
内のデジタル変調された入力信号は、入力ターミナル４１５を介し、増幅器４０
０へ入力され、８００ＭＨｚのドライバー増幅器４１２へ入力される。８００Ｍ
Ｈｚのドライバー増幅器４１２が出力する信号はノード４２８およびスイッチ４
２６を介し、ファイナル増幅器４０４の入力端へ送られる。上記のように、ファ
イナル増幅器４０４はリニアモードで作動するためのバイアスがかけられている
。増幅器４０４はデジタル変調された信号を効率的に増幅し、増幅された信号を
ダイプレクスマッチング回路４３０へ出力する。スイッチ４４５の動作は、図３
を参照して説明したスイッチ３５０の動作に類似している。
【００６０】 上記のように、最新セルラー電話では、電力消費量が、より重大な関心事とな
っている。最新のセルラー電話の物理的サイズを縮小するために、セルラー電話
のバッテリーのサイズは４個から５個のセルから３個のセルに減少されている。
セルの数が少なくなれば、セルラー電話に給電するのに利用できるエネルギーも
少なくなり、この結果、有効な話時間の長さも短くなる。更にセルラー電話およ
びそのバッテリーのサイズを縮小した別の効果として、セルラー電話の回路が動
作することから放出される熱が、より狭い物理的面積に閉じ込められることが挙
げられる。したがって、送信回路で消費されるエネルギー量を最小にすることが
極めて好ましい。
【００６１】 デュアルバンド、デュアルモードの電力増幅器における電力の散逸効果を説明
するために、再び図１に示されている公知のデュアルバンドの送信機チェーンに
言及する。結合ネットワーク４２０はＬに等しい電力放出量を有し、増幅器１０
６に供給される電圧はＶに等しく、実際にはアンテナ１８０に結合されている増
幅器１０５から出力される電力はＰ0に等しく、増幅器１０５の効率はＥである
と仮定した場合、電源から増幅器１０５へ送られる電流を次の方程式で表記でき
る。
【００６２】
【数１】 （１） Ｉ＝（Ｐ0・Ｌ）／（Ｅ・Ｖ）
【００６３】 すなわち増幅器１０５の出力端における電力は（Ｐ0・Ｌ）に等しい。増幅器
１０５が出力する電力と供給される電力との差を、散逸電力Ｐdと表示すると、
この差は次のように表記できる。
【００６４】
【数２】 （２） Ｐd＝Ｐs−Ｐ0・Ｌ
【００６５】 次に、式（２）を次のように書き直すことができる。
【００６６】
【数３】 （３） Ｐd＝（Ｖ・Ｉ）−Ｐ0・Ｌ
【００６７】 方程式（１）を使用し、方程式（３）を次のように書き直すことができる。
【００６８】
【数４】 （４） Ｐd＝（１／Ｅ−Ｉ）・Ｐ0・Ｌ
【００６９】 方程式（１）および（４）から結合ネットワークの損失Ｌを低減することによ
り、電力増幅器が吸収する電流を低減し、回路内で消費される電力および散逸さ
れる熱量も低減できる。
【００７０】 所定のデュアルモード、デュアルバンドのセルラー電話は、いずれかの周波数
バンドでデジタルモードでフルデュプレクスモードで作動しなくてもよい。例え
ばＩＳ−１３６、すなわち移動通信（ＧＳＭ）企画のためのグローバルシステム
をサポートするデュアルモード、デュアルバンドのセルラー電話では、ハーフデ
ュプレクスモードを使用してデジタル通信が行われる。従って、かかるシステム
では、８００ＭＨｚのアナログパスで１つのデュプレクサしか必要でない。デュ
プレクサは損失がかなり大きいデバイス（２〜３ｄＢ）であるので、デジタルパ
スからデュプレクサを省略すると、この回路における電力の消費が大幅に少なく
なる。
【００７１】 デジタルパスからデュプレクサを除いたことを示す本発明の一実施例は図６に
示されている。図６に示された増幅回路６００では、ダイプレクスマッチング回
路４３０の１９００ＭＨｚの出力端に設けられるデュプレクサが省略されており
、かわりにサーキュレータ６１０が使用されている。このサーキュレータ６１０
はダイプレクスマッチング回路４３０の１９００ＭＨｚのマッチング回路が出力
する信号をダイプレクサ４７０に送るためのものである。このダイプレクスマッ
チング回路４３０の８００ＭＨｚの出力端はアイソレータ６２０に結合されてお
り、このアイソレータは次に大電力スイッチ６３０に結合されている。サーキュ
レータ６１０の出力端は出力ライン６４０Ａを介し、ダイプレクサ４７０に結合
されており、大電力スイッチ６３０の出力端は出力ライン６４０Ｂを介し、ダイ
プレクサ４７０に結合されている。アイソレータ６２０はデュプレクサよりも損
失が少ないので、この結果、８００ＭＨｚのリニアモードの運用では効率が改善
される。
【００７２】 「サーキュレータ」なる用語は特定タイプのアイソレータ、例えば構造が当業
者に周知となっている３ポートタイプのデバイスを意味することが理解できよう
。従って、広義の「アイソレータ」なる用語は当業者にはサーキュレータも含む
と理解できよう。
【００７３】 ８００ＭＨｚのリニアのハーフデュプレクス運用には、デュプレクサは不要で
あるので、８００ＭＨｚバンドにおける送信信号と受信信号とを分離するデュプ
レクサ６４５は８００ＭＨｚの飽和（アナログ）パス内の大電力スイッチ６３０
の入力側に移されている。この結果、大電力スイッチ６３０のＲＦ電力条件は低
くなり、よってＡＳＩＣで実現するのに狭い物理的空間でよいことになる。８０
０ＭＨｚの飽和モードおよび１９００ＭＨｚのリニアモードにおける性能は、こ
の変更によって影響されることはないので、この結果、８００ＭＨｚのリニアモ
ードにおいてほぼ１００ＭＨｚの節約が可能となるはずである。
【００７４】 図６に示された実施例では、ファイナルリニア増幅器は８００ＭＨｚおよび１
９００ＭＨｚバンド内のＴＤＭＡ信号を増幅するためのＴＤＭＡファイナル増幅
器に置換されている。
【００７５】 これまで述べた以外に、増幅回路６００の動作は図４に示された実施例に関連
して説明した動作と同一である。
【００７６】 図７には、本発明の別の実施例が回路７００として示されている。この図に示
されている実施例では、ＦＥＴスイッチングネットワーク７２５およびリニアモ
ードに関連したフィルタは図６の実施例に対して上流側に移されている。１９０
０ＭＨｚのＲＦ入力端４０５は直接フィルタ７１０に結合されているが、他方、
８００ＭＨｚのＲＦ入力端４１５は直接フィルタ７２０に結合されている。
【００７７】 ＦＥＴスイッチングネットワーク７２５はスイッチ７２２、７２４および７２
６を含む。スイッチ７２２はフィルタ７１０の出力端とＴＤＭＡドライバー７０
２の入力端との間に結合されており、スイッチ７２４はノード７２８とＴＤＭＡ
ドライバー７０２の入力端との間に結合されており、他方、スイッチ７２６はノ
ード７２８と８００ＭＨｚドライバー７１２の入力端との間に結合されている。
フィルタ７２０の出力端はノード７２８に結合されており、スイッチ７２２、７
２４および７２６の位置は無線電話機内のマイクロプロセッサ（図示せず）モー
ド制御信号によって制御されるようになっている。
【００７８】 図４に示された実施例と同じように、増幅器は８００ＭＨｚ周波数バンド内の
アナログまたはデジタル信号もしくは１９００ＭＨｚ周波数バンド内のデジタル
信号を増幅するよう、多数の選択可能なモードのうちの１つで作動できる。１９
００ＭＨｚの作動モードとなるには、スイッチ７２２は閉じられ、他方、スイッ
チ７２４は開けられる。１９００ＭＨｚの周波数バンド内のデジタル変調された
入力信号は、入力ターミナル４０５を介し入力され、フィルタ７１０へ送られる
。フィルタ７１０が出力する信号はスイッチ７２２を介し、ＴＤＭＡドライバー
増幅器７０２の入力端へ結合されている。ＴＤＭＡドライバー７０２の出力信号
はＴＤＭＡファイナル増幅器６０４へ送られる。このファイナル増幅器６０４は
デジタル変調された信号を効率的に増幅し、増幅された信号をダイプレクスマッ
チング回路４３０へ出力する。
【００７９】 ８００ＭＨｚバンド内のアナログＲＦ信号を増幅するために、（８００ＭＨｚ
のアナログモード）のスイッチ７２２および７２４は開けられ、他方、スイッチ
７２６は閉じられる。８００ＭＨｚの周波数バンド内の周波数変調された（例え
ばアナログまたはＦＭ）入力信号は、入力ターミナル４１５を介し、増幅器７０
０に入力され、フィルタ７２０へ送られる。フィルタ７２０が出力する信号は閉
じられているスイッチ７２６を介し、８００ＭＨｚのドライバー増幅器７１２の
入力端へ送られる。８００ＭＨｚのドライバー増幅器７１２の出力端およびファ
イナル増幅器４１４の出力端には第２フィルタ７０４が結合されている。
【００８０】 ファイナル増幅器４１４には飽和モードで動作するためのバイアスがかけられ
ており、従って、このファイナル増幅器はＦＭ信号を効率的に増幅し、増幅され
た信号をマッチング回路４４０へ出力する。
【００８１】 ８００ＭＨｚバンド内のデジタル変調された（例えばπ／４ＤＱＰＳＫ）ＲＦ
信号を増幅するために（８００ＭＨｚのデジタルモードの）スイッチ７２２およ
び７２６は開けられ、他方、スイッチ７２４は閉じられる。８００ＭＨｚバンド
内のデジタル変調された入力信号は入力ターミナル４１５を介し、増幅器７００
へ入力され、フィルタ７２０へ送られる。フィルタ７２０が出力する信号はノー
ド７２８およびスイッチ７２４を介し、ＴＤＭＡドライバー７０２の入力端へ送
られる。ＴＤＭＡドライバー増幅器７０２からの信号はＴＤＭＡファイナル増幅
器６０４へ与えられる。上記のように、ファイナル増幅器６０４にはリニアモー
ドで動作するためのバイアスがかけられている。増幅器６０４はデジタル信号を
増幅幅された信号をダイプレクスマッチング回路４３０へ出力する。
【００８２】 ファイナル７１０、７１２およびスイッチングネットワーク７２５をドライバ
増幅器７０２、７１２の前方上流に移すことにより、２つの目標が達成される。
すなわち第１に、フィルタ７１０、７１２およびスイッチングネットワーク７２
５において消費される電流が低減される。その理由は、より低い電力レベルで電
力の損失が生じるので、この結果、電流条件が低減されるからである。第２に、
スイッチ７２２、７２４、７２６によって処理しなければならないＲＦ電力が低
減され、これによりスイッチを実現するのに必要なトランジスタの面積が縮小す
る。
【００８３】 ＴＤＭＡの低バンド（８００ＭＨｚ）モードおよび高バンド（１９００ＭＨｚ
）モードが大幅に異なる電力条件を有しているケースでは、動作バンドごとに１
つのＲＦ電力増幅器チェーンを設けることが望ましい。図８には、かかる増幅器
の一例が示されている。電力増幅回路８００は高バンド入力ターミナル７０５と
低バンド入力ターミナル７１５とを有する。ターミナル７０５に入力された高バ
ンド信号はフィルタ７１０を通過し、ＴＤＭＡドライバー８０６およびＴＤＭＡ
ファイナル増幅器８２５へ送られる。ＴＤＭＡファイナル増幅器８２５の出力端
には高調波トラップ８４０Ａが設けられており、出力信号のインピーダンスをマ
ッチングするようにＴＤＭＡファイナル増幅器８２５の出力端には１９００ＭＨ
ｚマッチング回路が設けられている。次に、増幅された１９００ＭＨｚの出力信
号はサーキュレータ６１０を通過して、ダイプレクサ４７０へ送られ、アンテナ
４８０を通して送信される。
【００８４】 ターミナル７１５に入力された低バンド信号はフィルタ７２０を通過し、スイ
ッチ８２２、８２４を含むモード選択スイッチングネットワークへ送られる。Ｔ
ＤＭＡ運用をするために、スイッチ８２２は閉じられ、他方、スイッチ８２４は
開けられる。従って、ＴＤＭＡ運用では、低バンド入力信号はＴＤＭＡドライバ
ー８０２を通ってＴＤＭＡファイナル増幅器８３０へ送られ、ここで信号は送信
のために増幅される。ＴＤＭＡファイナル増幅器８３０の出力端には８００ＭＨ
ｚのマッチング回路８５５Ａが設けられており、ＴＤＭＡファイナル増幅器８３
０の出力端には高調波トラップ８４０Ｂが設けられている。マッチング回路８５
５Ａから送られた信号はアイソレータ６２０および大電力スイッチ６３０を通過
し、ダイプレクサ４７０へ送られ、アンテナ４８０から送信される。
【００８５】 アナログ運用のため、スイッチ８２２は開けられ、スイッチ８２４は閉じられ
、よって入力信号は８００ＭＨｚのドライバー８１２と、フィルタ８０４と、飽
和したファイナル増幅器８３５と、８００ＭＨｚのマッチング回路８５５Ｂとを
含む低バンドアナログ増幅器チェーンを通過させられる。ファイナル飽和モード
増幅器８３５の出力端には高調波トランジスタ８４０Ｃが結合されている。高調
波トラップ８４０Ａ、８４０Ｂおよび８４０Ｃは、図１１に示されているような
並列共振回路として実現してもよい。これら高調波トラップ８４０Ａ、８４０Ｂ
および８４０Ｃの機能は、図４を参照して高調波トラップ４５５について説明し
た機能に類似している。すなわちマッチング回路８５０、８５５Ａ、８５５Ｂが
出力する信号の高調波成分を低減すること、およびファイナルステージの増幅器
８２５、８３０、８３５にＶＤＤを供給することである。
【００８６】 別々の高バンドＴＤＭＡ増幅器チェーンと低バンドのＴＤＭＡ増幅器チェーン
とが設けられているので、他の実施例で設けられているようなダイプレクスマッ
チング回路は不要である。他の実施例と比較して、図８の実施例は各作動モード
に対する挿入損失を最適にすることにより、各ファイナル増幅器の性能を最大に
している。各作動モードにおける電力条件の設計を最適にした結果、型サイズ、
コストおよび電力消費特性が最適となっている。従って、各出力ステージに置け
る損失を最小にしたことにより、電力消費量および熱損失が最小となっている。
空間の点ではこのような構成は理想的ではないが、十分な空間が利用できる場合
、回路内で消費されるエネルギーの量を最小にするのに極めて有益である。
【００８７】 図９は、８００ＭＨｚのマッチング回路９２０とダイプレクサ４６５との間に
低損失のアイソレータ９１０を挿入した、本発明の別の変形例を示す。低損失ア
イソレータ９１０を増設したことにより、ファイナル飽和モード増幅器４１４の
電力マッチングに対する負荷が固定され、これによって増幅器４１４の効率が最
大となっている。
【００８８】 図１０は、複数のアンテナ９７０Ａ、９７０Ｂおよび関連するアンテナ給電ポ
イント９５０Ａ、９５０Ｂを含むアンテナ構造９６０を採用し、ダイプレクサは
省略した、本発明の更に別の変形例を示す。ダイプレクサを省略したことにより
ダイプレクサに関連した損失がなくなり、電力増幅回路の効率を更に高め、電力
消費量を低減できる。
【００８９】 以上で、好ましい実施例を参照し、本発明について説明したが、当業者であれ
ば、本発明は本明細書に記載し、図示した特定の実施例のみに限定されないこと
が理解できよう。これまでの明細書の説明および図面は、本発明の要旨、すなわ
ち範囲から逸脱することなく、本明細書に示し、説明した以外の異なる実施例お
よび適応例だけでなく、多数の変形例、変更例および均等な構造を適当に示唆す
るものであり、これら説明および図面から明らかとなろう。従って、本発明は特
許請求の範囲およびその要旨のみによって限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 当技術分野で知られているデュアル増幅器チェーン構造の略図である。
【図２】 デュアルバンド運用を行うためのダイプレクス電力マッチング回路を備えた単
一増幅器チェーンの略図である。
【図３】 デュアルバンド、デュアルモードの増幅器チェーンの略図である。
【図４】 デュアルバンド、デュアルモードの増幅器チェーンの別の実施例の略図である
。
【図５】 図４の実施例と共に使用するための高調波トラップの回路図である。
【図６】 デュアルバンド、デュアルモードの増幅器チェーンの別の実施例の略図である
。
【図７】 デュアルバンド、デュアルモードの増幅器チェーンの別の実施例の略図である
。
【図８】 デュアルバンド、デュアルモードの増幅器チェーンの別の実施例の略図である
。
【図９】 デュアルバンド、デュアルモードの増幅器チェーンの別の実施例の略図である
。
【図１０】 デュアルバンド、デュアルモードの増幅器チェーンの別の実施例の略図である
。
【図１１】 図８の実施例と共に使用するための高調波トラップの回路図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年１０月２６日（２０００．１０．２６）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｕ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ， ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，Ｌ Ｒ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ， ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，Ｔ Ｒ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (71)出願人 7001 Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ Ｄｒｉｖ ｅ， Ｐ．Ｏ． Ｂｏｘ 13969， Ｒｅ ｓｅｒａｃｈ Ｔｒｉａｎｇｌｅ Ｐａｒ ｋ， ＮＣ 27709 Ｕ．Ｓ．Ａ． (72)発明者 メドウズ、ロナルド、シー アメリカ合衆国 ノースカロライナ、ヤン グスビル、 ドリームキャッチャー トレ イル 355 Ｆターム(参考） 5J091 AA01 AA41 AA63 CA36 HA09 HA29 HA33 HA38 KA29 KA41 KA68 SA14 TA01 5J092 AA01 AA41 AA63 CA36 HA09 HA29 HA33 HA38 KA29 KA41 KA68 SA14 TA01 5K060 CC04 DD04 EE05 HH06 HH39 JJ18 JJ23 LL07 【要約の続き】 の１つ以上の出力端にアイソレータが結合されており、 ローバンドのアナログパスでは、結合手段の前段に、結 合手段のＲＦ電力条件を低減するためのデュプレクサが 設けられている。デュアルドライバ増幅ステージの前に スイッチングネットワークおよび入力フィルタステージ が設けられている。

Claims (21)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 リニアモードまたは非リニアモードで選択的に作動でき、か
    つ第１周波数バンド内または第２周波数バンド内のＲＦ信号を増幅するように選
    択的に作動できる、ＲＦ信号を増幅するための電力増幅回路であって、 第１周波数バンドおよび第２周波数バンド内のＲＦ信号をそれぞれ受信するた
    めの第１ＲＦ入力ターミナルおよび第２ＲＦ入力ターミナルと、 第１ファイナル増幅器および第２ファイナル増幅器と、 入力端、低バンドの出力端および高バンドの出力端を有し、この入力端が前記
    第１ファイナル増幅器の出力端に結合されているマッチングネットワークと、 前記増幅回路がリニア作動モードまたは非リニア作動モードとされたことにそ
    れぞれ応答し、前記第２ＲＦ入力ターミナルを前記第１ファイナル増幅器および
    第２ファイナル増幅器のいずれかに選択的に結合するためのスイッチングネット
    ワークと、 前記マッチングネットワークの高バンド出力端と第１出力ラインとの間に結合
    されたアイソレータとを備えた電力増幅回路。
  2. 【請求項２】 前記第２ファイナル増幅器の出力端に結合されたインピーダ
    ンスマッチング回路と、 前記インピーダンスマッチング回路の出力端に結合されたデュプレクサと、 前記マッチングネットワークの低バンド出力端および前記デュプレクサの出力
    端に結合されており、前記増幅回路が選択的にリニアモードまたは非リニアモー
    ドとされている時にそれぞれ前記マッチングネットワークの低バンド出力または
    前記デュプレクサの出力端の一方を第２出力ラインに選択的に結合するための、
    スイッチング回路とを更に含む、請求項１記載の電力増幅回路。
  3. 【請求項３】 前記マッチングネットワークの低バンド出力端と前記スイッ
    チング回路との間に結合されたアイソレータを更に含む、請求項２記載の電力増
    幅回路。
  4. 【請求項４】 前記第１出力ラインおよび第２出力ラインがダイプレクサに
    結合されている、請求項３記載の電力増幅回路。
  5. 【請求項５】 前記第１ＲＦ入力ターミナルおよび第２ＲＦ入力ターミナル
    にそれぞれ結合された第１ドライバー増幅器および第２ドライバー増幅器とを更
    に含み、 前記スイッチングネットワークが、前記第２ドライバー増幅器の出力端に結合
    されたノードと、前記第１ドライバー増幅器と前記第１ファイナル増幅器の入力
    端との間に結合された第１スイッチと、前記ノードと前記第１ファイナル増幅器
    の前記入力端との間に結合された第２スイッチと、前記ノードと前記第２ファイ
    ナル増幅器の入力端との間に結合された第３スイッチとを含む、請求項３記載の
    電力増幅回路。
  6. 【請求項６】 前記第１ドライバー増幅器と前記第１スイッチとの間に配置
    された第１フィルタおよび前記第２ドライバー増幅器と前記ノードとの間に配置
    された第２フィルタとを更に含む、請求項５記載の電力増幅回路。
  7. 【請求項７】 前記第１フィルタおよび第２フィルタが表面弾性波フィルタ
    である、請求項６記載の電力増幅器。
  8. 【請求項８】 前記インピーダンスマッチング回路と前記スイッチング回路
    との間に結合されたアイソレータを更に含む、請求項２記載の電力増幅器。
  9. 【請求項９】 リニアモードまたは非リニアモードで選択的に作動でき、か
    つ第１周波数バンド内または第２周波数バンド内のＲＦ信号を増幅するように選
    択的に作動できる、ＲＦ信号を増幅するための電力増幅回路であって、 第１周波数バンドおよび第２周波数バンド内のＲＦ信号をそれぞれ受信するた
    めの第１ＲＦ入力ターミナルおよび第２ＲＦ入力ターミナルと、 第１ドライバー増幅器および第２ドライバー増幅器と、 前記第１ドライバー増幅器および第２ドライバー増幅器にそれぞれ結合された
    第１ファイナル増幅器および第２ファイナル増幅器と、 入力端、低バンドの出力端および高バンドの出力端を有し、この入力端が前記
    第１ファイナル増幅器の出力端に結合されているマッチングネットワークと、 前記増幅回路がリニア作動モードまたは非リニア作動モードとされたことにそ
    れぞれ応答し、前記第２ＲＦ入力ターミナルを前記第１ドライバー増幅器および
    第２ドライバー増幅器のいずれかに選択的に結合するためのスイッチングネット
    ワークとを備えた、電力増幅回路。
  10. 【請求項１０】 前記マッチングネットワークの高バンド出力端と第１出力
    ラインとの間に結合されたアイソレータを更に含む、請求項１記載の電力増幅回
    路。
  11. 【請求項１１】 前記第２ファイナル増幅器の出力端に結合されたインピー
    ダンスマッチング回路と、 前記インピーダンスマッチング回路の出力端に結合されたデュプレクサと、 前記マッチング回路の低バンド出力端および前記デュプレクサの出力端に結合
    されており、前記増幅回路が選択的にリニアモードまたは非リニアモードとされ
    ている時にそれぞれ前記マッチングネットワークの低バンド出力または前記デュ
    プレクサの出力端の一方を第２出力ラインに選択的に結合するための、スイッチ
    ング回路とを更に含む、請求項９記載の電力増幅回路。
  12. 【請求項１２】 前記マッチングネットワークの低バンド出力端と前記スイ
    ッチング回路との間に結合されたアイソレータを更に含む、請求項１１記載の電
    力増幅回路。
  13. 【請求項１３】 前記第１出力ラインおよび第２出力ラインがダイプレクサ
    に結合されている、請求項１２記載の電力増幅回路。
  14. 【請求項１４】 前記スイッチングネットワークが、前記第２ＲＦ入力ター
    ミナルに結合されたノードと、前記第１ＲＦ入力ターミナルと前記第１ドライバ
    ー増幅器の入力端との間に結合された第１スイッチと、前記ノードと前記第１ド
    ライバー増幅器の前記入力端との間に結合された第２スイッチと、前記ノードと
    前記第２ドライバー増幅器の入力端との間に結合された第３スイッチとを含む、
    請求項１２記載の電力増幅回路。
  15. 【請求項１５】 前記第１ＲＦ入力ターミナルと前記第１スイッチとの間に
    配置された第１フィルタおよび前記第２ＲＦ入力ターミナルと前記ノードとの間
    に配置された第２フィルタとを更に含む、請求項１４記載の電力増幅回路。
  16. 【請求項１６】 前記第１フィルタおよび第２フィルタが表面弾性波フィル
    タである、請求項１５記載の電力増幅器。
  17. 【請求項１７】 前記インピーダンスマッチング回路と前記スイッチング回
    路との間に結合されたアイソレータを更に含む、請求項１０記載の電力増幅器。
  18. 【請求項１８】 リニアモードまたは非リニアモードで選択的に作動でき、
    かつ第１周波数バンド内または第２周波数バンド内のＲＦ信号を増幅するように
    選択的に作動できる、ＲＦ信号を増幅するための電力増幅回路であって、 第１周波数バンドおよび第２周波数バンド内のＲＦ信号をそれぞれ受信するた
    めの第１ＲＦ入力ターミナルおよび第２ＲＦ入力ターミナルと、 前記第１ＲＦ入力ターミナルに結合された第１ＴＤＭＡファイナル増幅器と、 第２ＴＤＭＡファイナル増幅器と、 飽和増幅器と、 前記増幅回路がリニア作動モードまたは非リニア作動モードとされたことにそ
    れぞれ応答し、前記第２ＴＤＭＡ増幅器および前記飽和増幅器の一方に前記第２
    ＲＦ入力ターミナルを選択的に結合するためのスイッチングネットワークとを備
    えた電力増幅回路。
  19. 【請求項１９】 前記第１ＴＤＭＡ増幅器の出力端に結合された第１アイソ
    レータと、 前記第２ＴＤＭＡ増幅器の出力端に結合された第２アイソレータと、 前記飽和増幅器の出力端に結合されたデュプレクサとを更に備えた、請求項１
    ８記載の電力増幅器。
  20. 【請求項２０】 前記増幅回路がＴＤＭＡモードまたは飽和モードとされた
    ことにそれぞれ応答し、前記第２ＴＤＭＡ増幅器の前記出力端または前記飽和増
    幅器の前記出力端を第１出力ラインに選択的に結合するための、前記第２アイソ
    レータの出力端および前記デュプレクサの出力端に結合されたスイッチング回路
    を更に含む、請求項１９記載の電力増幅器。
  21. 【請求項２１】 ＴＤＭＡモードまたは非リニアモードで選択的に作動でき
    、第１周波数バンド内または第２周波数バンド内のＲＦ信号を増幅するように選
    択的に作動できる、ＲＦ信号を増幅するための電力増幅回路であって、 高バンド入力端および低バンド入力端を有するスイッチングネットワークと、 前記スイッチングネットワークに結合されたドライバー増幅ステージと、ＴＤ
    ＭＡ増幅器および飽和増幅器を有するファイナル増幅ステージとを備え、 前記低バンド入力端がＴＤＭＡモードまたはアナログモードの選択に応答し、
    前記ＴＤＭＡ増幅器または前記飽和増幅器の一方に結合される、電力増幅回路。
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