JPH06196955A - 電力増幅装置 - Google Patents
電力増幅装置Info
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- JPH06196955A JPH06196955A JP4344121A JP34412192A JPH06196955A JP H06196955 A JPH06196955 A JP H06196955A JP 4344121 A JP4344121 A JP 4344121A JP 34412192 A JP34412192 A JP 34412192A JP H06196955 A JPH06196955 A JP H06196955A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル・モードでは良好な線形性を有
し、アナログ・モードでは高効率となる電力増幅装置を
提供する。 【構成】 電力増幅器１はディジタル・モードの場合、
電圧変換手段２から供給される高い電源電圧の下で線形
電力増幅を行ない、アナログ・モードの場合、電圧変換
手段２から供給される低い電源電圧の下で非線形電力増
幅を行なう。
し、アナログ・モードでは高効率となる電力増幅装置を
提供する。 【構成】 電力増幅器１はディジタル・モードの場合、
電圧変換手段２から供給される高い電源電圧の下で線形
電力増幅を行ない、アナログ・モードの場合、電圧変換
手段２から供給される低い電源電圧の下で非線形電力増
幅を行なう。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は電力増幅装置、特に移
動体通信の端末機等に用いられる電力増幅装置に関する
ものである。
動体通信の端末機等に用いられる電力増幅装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体通信はディジタル化が進ん
でおり、北米における自動車電話もディジタル化されよ
うとしている。北米のディジタル・セルフシステム（以
下ＵＳＤＣ）では、変調方式としてπ／４ＤＱＰＳＫ
（π／４ ｓｈｉｆｔｅｄ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ
ｌｙ ｅｎｃｏｄｅｄ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａ
ｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式が採用されてお
り、振幅成分にも情報をもっている。従って、振幅成分
を保存する線形電力増幅器（以下線形ＰＡという）が必
要となる。
でおり、北米における自動車電話もディジタル化されよ
うとしている。北米のディジタル・セルフシステム（以
下ＵＳＤＣ）では、変調方式としてπ／４ＤＱＰＳＫ
（π／４ ｓｈｉｆｔｅｄ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ
ｌｙ ｅｎｃｏｄｅｄ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａ
ｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式が採用されてお
り、振幅成分にも情報をもっている。従って、振幅成分
を保存する線形電力増幅器（以下線形ＰＡという）が必
要となる。
【０００３】図２にπ／４ＤＱＰＳＫ変調波の説明図を
示す。図のようにこのπ／４ＤＱＰＳＫ変調波は振幅が
刻々と変化しており、平均電力レベルに対し、上側に
３．５ｄＢのピークファクタを有している。つまり、平
均電力レベルの３．５ｄＢ上迄、線形電力増幅すること
が必要となる。
示す。図のようにこのπ／４ＤＱＰＳＫ変調波は振幅が
刻々と変化しており、平均電力レベルに対し、上側に
３．５ｄＢのピークファクタを有している。つまり、平
均電力レベルの３．５ｄＢ上迄、線形電力増幅すること
が必要となる。
【０００４】線形ＰＡは最終段デバイスをＡ級、あるい
はＡＢ級バイアスにして実現出来るが、バイアス電流が
多く流れ、最大出力レベル動作時においても効率が非常
に悪い。
はＡＢ級バイアスにして実現出来るが、バイアス電流が
多く流れ、最大出力レベル動作時においても効率が非常
に悪い。
【０００５】さらに、ＵＳＤＣシステムでは従来のアナ
ログ・モードでも動作しなければならない。即ち、アナ
ログ，ディジタルのデュアル・モード装置でなければな
らない。
ログ・モードでも動作しなければならない。即ち、アナ
ログ，ディジタルのデュアル・モード装置でなければな
らない。
【０００６】アナログ・モードでは、通常のＦＭ変調方
式が採用されているので、振幅成分には情報を有してい
ない。従って飽和型の電力増幅器（以下飽和ＰＡとい
う）を使用すれば効率を良くすることができる。
式が採用されているので、振幅成分には情報を有してい
ない。従って飽和型の電力増幅器（以下飽和ＰＡとい
う）を使用すれば効率を良くすることができる。
【０００７】ＵＳＤＣのデュアル・モード移動機では、
装置の大きさやコストの制約から、アナログ専用として
飽和ＰＡを、ディジタル専用として線形ＰＡをそれぞれ
設けることは現実的ではなく、一つのＰＡをアナログ用
とディジタル用に共用する必要がある。
装置の大きさやコストの制約から、アナログ専用として
飽和ＰＡを、ディジタル専用として線形ＰＡをそれぞれ
設けることは現実的ではなく、一つのＰＡをアナログ用
とディジタル用に共用する必要がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
ように効率と線形性は両立し得ないので、一つのＰＡを
共用して、ディジタル・モード時の線形性と、アナログ
・モード時の効率を両立することに非常に困難がある。
ように効率と線形性は両立し得ないので、一つのＰＡを
共用して、ディジタル・モード時の線形性と、アナログ
・モード時の効率を両立することに非常に困難がある。
【０００９】例えば、ＵＳＤＣシステムのＰｏｗｅｒ
ＣｌａｓｓIVの移動機について考えてみる。移動機ＡＮ
Ｔ端にて２８ｄＢｍを出力しなければならないので、フ
ィルタ等での損失３ｄＢを考慮すると、ＰＡ出力は３１
ｄＢｍ程度必要である。この場合、ディジタル・モード
の３．５ｄＢピーク・ファクタを考慮すると、ＰＡは１
ｄＢコンプレッション点から３ｄＢ程バックオフした点
で動作せざるを得ない。このような動作点では、終段デ
バイスは線形領域で動作しており、効率はＧａＡｓ Ｆ
ＥＴ等を使っても高々３０〜４０％程度である。しかし
ながら、従来のアナログ専用移動機では、５０〜６０％
の効率を概に実現しており、上記の３０〜４０％の効率
では、相当の品質低下に甘んじなければならない。
ＣｌａｓｓIVの移動機について考えてみる。移動機ＡＮ
Ｔ端にて２８ｄＢｍを出力しなければならないので、フ
ィルタ等での損失３ｄＢを考慮すると、ＰＡ出力は３１
ｄＢｍ程度必要である。この場合、ディジタル・モード
の３．５ｄＢピーク・ファクタを考慮すると、ＰＡは１
ｄＢコンプレッション点から３ｄＢ程バックオフした点
で動作せざるを得ない。このような動作点では、終段デ
バイスは線形領域で動作しており、効率はＧａＡｓ Ｆ
ＥＴ等を使っても高々３０〜４０％程度である。しかし
ながら、従来のアナログ専用移動機では、５０〜６０％
の効率を概に実現しており、上記の３０〜４０％の効率
では、相当の品質低下に甘んじなければならない。
【００１０】特に、電池駆動の携帯電話機等では、効率
は通話時間に直接影響を与えるため、共通のＰＡでディ
ジタル・モードにおける線形性とアナログ・モードにお
ける高効率を満足させることは克服しなければならない
問題である。
は通話時間に直接影響を与えるため、共通のＰＡでディ
ジタル・モードにおける線形性とアナログ・モードにお
ける高効率を満足させることは克服しなければならない
問題である。
【００１１】そこで、この発明は、ディジタル・モード
における良好な線形性と、アナログ・モードにおける高
効率の両方を実現する電力増幅装置を提供することを目
的とする。
における良好な線形性と、アナログ・モードにおける高
効率の両方を実現する電力増幅装置を提供することを目
的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明は上記の目的を
達成するため、高い電源電圧が供給されたとき線形電力
増幅を行ない、低い電源電圧が供給されたとき非線形電
力増幅を行なう電力増幅器と、外部からの制御により、
前記高い電源電圧または低い電源電圧を前記電力増幅器
に供給する電圧変換手段を備えたものである。
達成するため、高い電源電圧が供給されたとき線形電力
増幅を行ない、低い電源電圧が供給されたとき非線形電
力増幅を行なう電力増幅器と、外部からの制御により、
前記高い電源電圧または低い電源電圧を前記電力増幅器
に供給する電圧変換手段を備えたものである。
【００１３】
【作用】電力増幅器はディジタル・モードの場合、電圧
変換手段から供給される高い電源電圧の下で線形電力増
幅を行ない、アナログ・モードの場合、前記電圧変換手
段から供給される低い電源電圧の下で非線形電力増幅を
行なう。
変換手段から供給される高い電源電圧の下で線形電力増
幅を行ない、アナログ・モードの場合、前記電圧変換手
段から供給される低い電源電圧の下で非線形電力増幅を
行なう。
【００１４】
【実施例】図１はこの発明の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【００１５】図１において、電力増幅器（以下ＰＡとい
う）１は初段，中段，終段からなる３段構成の電力増幅
器であって、初段，中段，終段にはそれぞれ増幅素子１
ａ，１ｂ，１ｃを用いており、初段増幅素子１ａの入力
はＲＦ入力端子７に、終段増幅素子１ｃの出力はＲＦ出
力端子８に接続されている。ＲＦ出力端子８は出力Ｄｕ
ｐｌｅｘｅｒ４に接続され、出力Ｄｕｐｌｅｘｅｒ４は
アンテナ５に接続されている。なお、ＰＡ１内の整合回
路等は省略してある。
う）１は初段，中段，終段からなる３段構成の電力増幅
器であって、初段，中段，終段にはそれぞれ増幅素子１
ａ，１ｂ，１ｃを用いており、初段増幅素子１ａの入力
はＲＦ入力端子７に、終段増幅素子１ｃの出力はＲＦ出
力端子８に接続されている。ＲＦ出力端子８は出力Ｄｕ
ｐｌｅｘｅｒ４に接続され、出力Ｄｕｐｌｅｘｅｒ４は
アンテナ５に接続されている。なお、ＰＡ１内の整合回
路等は省略してある。
【００１６】ＰＡ１の終段増幅素子１ｃの電源端子（Ｆ
ＥＴならドレイン、普通のトランジスタならコレクタ）
は、電圧変換手段２の出力に接続され、電圧変換手段２
の入力は電池３に接続されている。また、電圧変換手段
２はモード切り替え制御端子６を有しており、その端子
に入力される制御信号により出力電圧を可変できるもの
である。
ＥＴならドレイン、普通のトランジスタならコレクタ）
は、電圧変換手段２の出力に接続され、電圧変換手段２
の入力は電池３に接続されている。また、電圧変換手段
２はモード切り替え制御端子６を有しており、その端子
に入力される制御信号により出力電圧を可変できるもの
である。
【００１７】次に、この実施例の動作を説明する。ただ
し、終段増幅素子１ｃは図３に示したような特性を有し
ているものとする。
し、終段増幅素子１ｃは図３に示したような特性を有し
ているものとする。
【００１８】ディジタル・モードでは、線形性を重視し
て、終段増幅素子１ｃの特性が図３のような線形性最良
となるようにその電源電圧を設定する（例えば、ＧａＡ
ｓＦＥＴで６Ｖ）。この場合、終段増幅素子１ｃは３４
ｄＢｍ程度まで線形電力増幅することができる。
て、終段増幅素子１ｃの特性が図３のような線形性最良
となるようにその電源電圧を設定する（例えば、ＧａＡ
ｓＦＥＴで６Ｖ）。この場合、終段増幅素子１ｃは３４
ｄＢｍ程度まで線形電力増幅することができる。
【００１９】一方、アナログ・モードでは、効率を改善
するために、終段増幅素子１ｃの電源電圧をディジタル
・モードの場合よりも下げて設定する（例えば３Ｖ程
度）。この場合、終段増幅素子１ｃは非線形電力増幅を
行なう。終段増幅素子１ｃは増幅素子としては図３に示
すように３４ｄＢｍ以上を出力する能力をもっているの
で、飽和出力を３１ｄＢｍ出力することは、電源電圧を
下げても容易であり、従って効率の上昇が期待できる。
するために、終段増幅素子１ｃの電源電圧をディジタル
・モードの場合よりも下げて設定する（例えば３Ｖ程
度）。この場合、終段増幅素子１ｃは非線形電力増幅を
行なう。終段増幅素子１ｃは増幅素子としては図３に示
すように３４ｄＢｍ以上を出力する能力をもっているの
で、飽和出力を３１ｄＢｍ出力することは、電源電圧を
下げても容易であり、従って効率の上昇が期待できる。
【００２０】ここで、終段増幅素子１ｃの電源電圧を下
げた場合に効率が上昇することを説明する。図４に、終
段増幅素子１ｃの出力点における高周波電圧と電流の波
形を示す。
げた場合に効率が上昇することを説明する。図４に、終
段増幅素子１ｃの出力点における高周波電圧と電流の波
形を示す。
【００２１】図４（ａ）はディジタル・モード動作時に
おける電流・電圧波形を示す。この場合、終段増幅素子
１ｃは線形領域の範囲内にあり、電流・電圧波形とも歪
みの少い正弦波に近いものとなっているはずである。し
かし、熱の発生が多い。
おける電流・電圧波形を示す。この場合、終段増幅素子
１ｃは線形領域の範囲内にあり、電流・電圧波形とも歪
みの少い正弦波に近いものとなっているはずである。し
かし、熱の発生が多い。
【００２２】一方図４（ｂ）はアナログ・モード動作時
における電流・電圧波形を示す。この場合、終段増幅素
子１ｃの電源電圧を例えば３Ｖと下げているので、交流
波形が飽和する。特に電圧波形が０Ｖ近傍で飽和する。
従って、この時の電流波形も飽和する。そして、瞬時電
流が最大となるときに、瞬時電圧はほぼ０Ｖなので電力
はほとんど消費されない。このように、瞬時波形を矩形
波に近づけることにより、終段増幅素子１ｃがスイッチ
ング動作を行うため、直流電力が効率よく交流高周波電
力に変換される。
における電流・電圧波形を示す。この場合、終段増幅素
子１ｃの電源電圧を例えば３Ｖと下げているので、交流
波形が飽和する。特に電圧波形が０Ｖ近傍で飽和する。
従って、この時の電流波形も飽和する。そして、瞬時電
流が最大となるときに、瞬時電圧はほぼ０Ｖなので電力
はほとんど消費されない。このように、瞬時波形を矩形
波に近づけることにより、終段増幅素子１ｃがスイッチ
ング動作を行うため、直流電力が効率よく交流高周波電
力に変換される。
【００２３】本例の場合、終段増幅素子１ｃは３４ｄＢ
ｍ以上の出力能力を持つので、その電源電圧を半減させ
てもアナログ・モード時に必要な３１ｄＢｍは十分確保
でき、かつ素子をスイッチング動作させるので効率改善
が期待できる。
ｍ以上の出力能力を持つので、その電源電圧を半減させ
てもアナログ・モード時に必要な３１ｄＢｍは十分確保
でき、かつ素子をスイッチング動作させるので効率改善
が期待できる。
【００２４】電圧変換手段２は、スイッチング動作のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの使用により９３％以上の効率で実
現可能である。従って、例えばＰＡの効率を３０％から
５５％と改善することで、電圧変換手段２での電力消費
を考慮しても十分総合的なメリットを得られる。
Ｃ−ＤＣコンバータの使用により９３％以上の効率で実
現可能である。従って、例えばＰＡの効率を３０％から
５５％と改善することで、電圧変換手段２での電力消費
を考慮しても十分総合的なメリットを得られる。
【００２５】なお、図１の実施例では、ＰＡ１の終段の
増幅素子１ｃの電源電圧のみを電圧可変としたが、終
段，中段の２段，あるいは終段，中段および初段の３段
をまとめて電圧可変とした構成でも良い。
増幅素子１ｃの電源電圧のみを電圧可変としたが、終
段，中段の２段，あるいは終段，中段および初段の３段
をまとめて電圧可変とした構成でも良い。
【００２６】また、この発明は、ＰＡの終段増幅素子の
電源電圧として印加する電圧を増幅モードにより変える
ことに意味があるので、他の応用も可能である。例え
ば、図５に示すように、アナログ・モード即ち非線形増
幅時はスイッチ１０，１１をスルーの経路として、電池
３の電圧を直接終段増幅素子に印加する。ディジタル・
モード即ち線形増幅時は、スイッチ１０，１１をＤＣ−
ＤＣコンバータ９の経路にして、電池３の電圧を電圧変
換（昇圧）して終段増幅素子１ｃに印加し、線形電力増
幅を行う。
電源電圧として印加する電圧を増幅モードにより変える
ことに意味があるので、他の応用も可能である。例え
ば、図５に示すように、アナログ・モード即ち非線形増
幅時はスイッチ１０，１１をスルーの経路として、電池
３の電圧を直接終段増幅素子に印加する。ディジタル・
モード即ち線形増幅時は、スイッチ１０，１１をＤＣ−
ＤＣコンバータ９の経路にして、電池３の電圧を電圧変
換（昇圧）して終段増幅素子１ｃに印加し、線形電力増
幅を行う。
【００２７】また、図５において、ディジタル・アナロ
グモードを逆としてもよい。この場合には、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ９は降圧する動作を行う。
グモードを逆としてもよい。この場合には、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ９は降圧する動作を行う。
【００２８】また、高電圧と低電圧の実現手段として
は、これ以外に応用が可能である。例えば、図６のよう
に、電池の単位セル１４−１〜１４−４の接続をスイッ
チ１５，１６で切り替えることにより高、低の２種の電
圧を発生させることが出来る。
は、これ以外に応用が可能である。例えば、図６のよう
に、電池の単位セル１４−１〜１４−４の接続をスイッ
チ１５，１６で切り替えることにより高、低の２種の電
圧を発生させることが出来る。
【００２９】また、図７のように予め２種類の電池１
７，１８を配して、これをスイッチ１９で切り替える方
法でもよい。
７，１８を配して、これをスイッチ１９で切り替える方
法でもよい。
【００３０】本発明は、電力増幅器の動作モードに応じ
て電源電圧を切り替えることに特徴があるのである。
て電源電圧を切り替えることに特徴があるのである。
【００３１】
【発明の効果】以上、詳細に説明したようにこの発明に
よれば、アナログ・モード時にＰＡの効率の向上を期待
できる。さらに、一つのＰＡにて、ディジタル用ＰＡ
（線形性重視）とアナログ用ＰＡ（効率重視）を共用で
き、装置の小型・軽量化、コストダウンを期待できる。
よれば、アナログ・モード時にＰＡの効率の向上を期待
できる。さらに、一つのＰＡにて、ディジタル用ＰＡ
（線形性重視）とアナログ用ＰＡ（効率重視）を共用で
き、装置の小型・軽量化、コストダウンを期待できる。
【図１】この発明の実施例を示す回路図である。
【図２】π／４ＤＱＰＳＫ変調波の説明図である。
【図３】終段増幅素子１ｃの特性を示す図である。
【図４】ＰＡ出力端での電圧・電流波形を示す図であ
る。
る。
【図５】この発明の他の実施例を示す回路図である。
【図６】電圧変換手段の実施例（１）を示す回路図であ
る。
る。
【図７】電圧変換手段の実施例（２）を示す回路図であ
る。
る。
１ 電力増幅器（ＰＡ） １ａ 初段増幅素子 １ｂ 中段増幅素子 １ｃ 終段増幅素子 ２ 電圧変換手段 ３ 電池 ４ 出力Ｄｕｐｌｅｘｅｒ ５ アンテナ ６ モード・切り替え制御端子
Claims (6)
- 【請求項１】 高い電源電圧が供給されたとき線形電力
増幅を行ない、低い電源電圧が供給されたとき非線形電
力増幅を行なう電力増幅器と、 外部からの制御により、前記高い電源電圧または低い電
源電圧を前記電力増幅器に供給する電圧変換手段を有す
ることを特徴とする電力増幅装置。 - 【請求項２】 前記電圧変換手段は電池の電圧を変換し
て前記高い電源電圧または低い電源電圧を生成する手段
である請求項１記載の電力増幅装置。 - 【請求項３】 前記電圧変換手段は電池の電圧をそのま
ま前記低い電源電圧とし、前記電池の電圧を昇圧して前
記高い電源電圧として出力する手段である請求項１記載
の電力増幅装置。 - 【請求項４】 前記電圧変換手段は電池の電圧をそのま
ま前記高い電源電圧とし、前記電池の電圧を降圧して、
前記低い電源電圧として出力する手段である請求項１記
載の電力増幅装置。 - 【請求項５】 前記電圧変換手段は電池セルの接続を並
列、直列と切り替えることにより、高い電源電圧、低い
電源電圧をそれぞれ出力する手段である請求項１記載の
電力増幅装置。 - 【請求項６】 前記の電圧変換手段は２種類の電圧の電
池を２系統配置してこれを切り替える手段である請求項
１記載の電力増幅装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4344121A JPH06196955A (ja) | 1992-12-24 | 1992-12-24 | 電力増幅装置 |
| CA 2111616 CA2111616A1 (en) | 1992-12-24 | 1993-12-16 | Dual-mode power amplification apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4344121A JPH06196955A (ja) | 1992-12-24 | 1992-12-24 | 電力増幅装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06196955A true JPH06196955A (ja) | 1994-07-15 |
Family
ID=18366801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4344121A Pending JPH06196955A (ja) | 1992-12-24 | 1992-12-24 | 電力増幅装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06196955A (ja) |
| CA (1) | CA2111616A1 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6201440B1 (en) | 1998-06-23 | 2001-03-13 | Nec Corporation | Power amplifier and control circuit thereof |
| JP2007184955A (ja) * | 1997-04-17 | 2007-07-19 | Qualcomm Inc | 高線形性動作モードと高効率性動作モードを有する増幅回路 |
| JP2008252295A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Renesas Technology Corp | 半導体集積回路装置 |
| JP2009504080A (ja) * | 2005-08-02 | 2009-01-29 | ソニー エリクソン モバイル コミュニケーションズ， エービー | 無線モデム装置におけるアンプの電源制御 |
| JP2010118918A (ja) * | 2008-11-13 | 2010-05-27 | Nec Corp | 無線通信装置、電力増幅器の電源電圧制御方法 |
| JP2016149750A (ja) * | 2015-02-15 | 2016-08-18 | スカイワークス ソリューションズ, インコーポレイテッドSkyworks Solutions, Inc. | 可変供給電圧を有する電力増幅システム |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6188877B1 (en) | 1997-07-03 | 2001-02-13 | Ericsson Inc. | Dual-band, dual-mode power amplifier with reduced power loss |
| US6091966A (en) * | 1997-09-29 | 2000-07-18 | Ericsson, Inc. | Dual-band, dual-mode power amplifier |
| US6298244B1 (en) | 1997-07-03 | 2001-10-02 | Ericsson Inc. | Dual-band, dual-mode power amplifier |
-
1992
- 1992-12-24 JP JP4344121A patent/JPH06196955A/ja active Pending
-
1993
- 1993-12-16 CA CA 2111616 patent/CA2111616A1/en not_active Abandoned
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| Publication number | Publication date |
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