WO2010137405A1 - 高周波モジュール - Google Patents

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WO2010137405A1
WO2010137405A1 PCT/JP2010/056164 JP2010056164W WO2010137405A1 WO 2010137405 A1 WO2010137405 A1 WO 2010137405A1 JP 2010056164 W JP2010056164 W JP 2010056164W WO 2010137405 A1 WO2010137405 A1 WO 2010137405A1
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power amplifier
duplexer
frequency
frequency band
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赤木秀守
沢田曜一
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株式会社村田製作所
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    • H03F2203/7209—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched from a first band to a second band

Definitions

  • the present invention relates to a transmission circuit used for a mobile phone or the like that supports a plurality of wireless communication systems, and more particularly to a high-frequency module including a power amplifier and a duplexer.
  • Patent Document 1 A so-called dual-band transmission / reception module corresponding to two wireless communication systems is disclosed in Patent Document 1.
  • the transmission / reception module of Patent Document 1 includes power amplifiers corresponding to different frequency bands, and is configured to separate transmission / reception signals by a switch or a diplexer.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a high-frequency transmission module disclosed in Patent Document 1.
  • the high-frequency transmission module includes a branching circuit DIP1 that divides a plurality of transmission / reception systems having different pass bands into transmission / reception systems, a low-pass filter LPF12 that removes harmonic signals, and a diode switch circuit that switches between the transmission system and the reception system for each transmission / reception system
  • the diode switch circuits SW11 and SW12 are connected to the Tx terminal side, It is composed of couplers COP1 and COP2 corresponding to the pass frequency.
  • the high-frequency switch SW is connected to the transmission circuit Tx corresponding to each system and the branching circuit DIP1 which is a common circuit, and to the reception circuit Rx and the branching circuit which is a common circuit The connection with the circuit DIP1 is switched.
  • the couplers COP1 and COP2 take out part of the transmission signals amplified by the respective amplifiers AMP1 and AMP2, and send feedback signals to the APC circuit.
  • an object of the present invention is to provide a high-frequency module that achieves cost reduction and reduction in loss by reducing the number of parts.
  • the present invention is configured as follows. (1) A power amplifier, a first duplexer that frequency-separates a transmission signal in the first transmission frequency band and a reception signal in the first reception frequency band that are output from the power amplifier, and the power amplifier that is output from the power amplifier. A second duplexer for frequency-separating a transmission signal in the second transmission frequency band and a reception signal in the second reception frequency band.
  • the power amplifier is a multiband power amplifier corresponding to the first transmission frequency band and the second transmission frequency band.
  • a phase adjustment circuit is provided between the first and second duplexers and the power amplifier.
  • the phase adjustment circuit opens an impedance of the transmission signal input port of the first duplexer as viewed from the power amplifier at a frequency of the second transmission frequency band, and transmits a transmission signal of the second duplexer from the power amplifier.
  • the impedance viewed from the port is made almost open at the frequency of the first transmission frequency band.
  • the impedance in the second frequency band of the first duplexer is made almost open, so that the signal in the first frequency band is sent to the second duplexer side. Leakage can be prevented, and deterioration of insertion loss of signals in the first frequency band can be prevented.
  • the signal in the second frequency band when the signal in the second frequency band is transmitted, the signal in the second frequency band leaks to the first duplexer side by making the impedance in the first frequency band in the second duplexer almost open. And the deterioration of the insertion loss of the signal in the second frequency band can be prevented.
  • the phase adjustment circuit matches the impedance of the transmission signal input port of the first duplexer viewed from the power amplifier at the frequency of the first transmission frequency band, and transmits the second duplexer from the power amplifier.
  • the impedance viewed from the signal input port is matched with the frequency of the second transmission frequency band.
  • a high-frequency integrated circuit that processes a transmission signal and a reception signal is provided, and the phase adjustment circuit has a filter function that reduces unnecessary frequency components (spurious) generated from the high-frequency integrated circuit.
  • High-frequency integrated circuits are composed of semiconductor circuits such as FETs.
  • FETs semiconductor circuits
  • noise generated in the FET or the like is amplified by a power amplifier or the like and emitted from the antenna, the harmonic characteristics of the module are deteriorated.
  • Such noise is also attenuated by the duplexer, but can be more reliably reduced by the filter function of the phase adjustment circuit.
  • the phase adjustment circuit includes a first phase adjustment circuit from the power amplifier to the transmission signal input port of the first duplexer, and a second phase from the power amplifier to the transmission signal input port of the second duplexer.
  • the first phase adjustment circuit and the second phase adjustment circuit have different circuit configurations.
  • the attenuation characteristic by the duplexer and the filter can be improved, and the noise removal effect is also improved.
  • the phase adjustment circuit connected to the first duplexer is made a high-pass filter type.
  • the output detection circuit which detects the output (electric power) of is provided.
  • the output of the transmission signal can be stabilized by detecting the output from the power amplifier and feeding back the result to the transmission signal output control circuit.
  • the power amplifier and the duplexer are provided on a circuit board, and elements constituting the phase adjustment circuit are arranged on the circuit board.
  • the inductor is made up of surface-mounted components, and the surface-mounted components are mounted on the board, so that they can be easily adjusted to the specified phase adjustment amount by simply replacing the surface-mounted components. be able to.
  • the power amplifier and the duplexer are provided in a multilayer substrate, and the phase adjustment circuit is configured in the multilayer substrate. Thereby, a high frequency module can be reduced in size.
  • the number of parts and the number of circuit elements can be reduced, and the high-frequency module can be reduced in size and cost.
  • the noise blocking function can be improved.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a high-frequency transmission module disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. It is a circuit diagram of the high frequency module concerning a 1st embodiment.
  • FIG. 3A is a diagram showing an impedance locus on the Smith chart when the transmission signal input port of the first duplexer DPX1 for band class 3 is viewed.
  • FIG. 3B is a diagram showing on the Smith chart the impedance locus when the transmission signal input terminal of the second duplexer DPX2 for band class 0 is viewed.
  • 4A is a diagram illustrating an operation of phase adjustment by the transmission line SL1 of the phase adjustment circuit PS
  • FIG. 4B is a diagram illustrating an operation of phase adjustment by the transmission line SL2 of the phase adjustment circuit PS.
  • FIG. 5A is a diagram showing a configuration for supplying transmission signals to the duplexers DPX1 and DPX2, respectively.
  • FIG. 5B is a diagram showing the pass characteristic between the ports P1 and P3 in FIG. 5A
  • FIG. 5C is a diagram showing the pass characteristic between the ports P2 and P4 in FIG. 5A.
  • FIG. 6A is a diagram showing a configuration in which the transmission signal input ports of the duplexers DPX1 and DPX2 are simply connected without providing the phase adjustment circuit PS.
  • 6B is a diagram showing the pass characteristic between the ports P1 and P3 in FIG. 6A
  • FIG. 6C is a diagram showing the pass characteristic between the ports P1 and P4 in FIG. 6A.
  • FIG. 7A is a diagram showing a configuration according to the first embodiment of the present invention in which a phase adjustment circuit PS is provided.
  • FIG. 7B is a diagram showing pass characteristics between the ports P1 and P3 in FIG. 7A
  • FIG. 7C is a diagram showing pass characteristics between the ports P1 and P4 in FIG. 7A.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a difference in transmission power and a current reduction amount depending on the presence / absence of a switch that distributes transmission power and transmission signals at points A to D in FIG.
  • FIG. 9A, FIG. 9B, FIG. 9C, and FIG. 9D show various configurations of the phase adjustment circuit provided between the first duplexer DPX1, the second duplexer DPX2, and the power amplifier PA1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the high-frequency module according to the first embodiment.
  • the high-frequency module 101 includes power amplifiers (power amplifiers) PA1 and PA2, a first duplexer DPX1, and a second duplexer DPX2.
  • the first duplexer DPX1 frequency-separates the transmission signal in the first transmission frequency band output from the power amplifier PA1 and the reception signal in the first reception signal frequency band from the main antenna ANT1.
  • the second duplexer DPX2 frequency-separates the transmission signal in the second transmission frequency band output from the power amplifier PA1 and the reception signal in the second reception frequency band from the antenna.
  • the high-frequency module in the present embodiment is configured by mounting a power amplifier, a duplexer, or the like on a substrate made of resin or ceramic, and connecting them with wiring formed on the substrate.
  • a duplexer a SAW (surface acoustic wave) duplexer configured by disposing a comb-shaped electrode on a piezoelectric substrate is used.
  • the power amplifier PA1 is a multiband power amplifier corresponding to the first transmission frequency band and the second transmission frequency band. For example, it has gains for two frequency bands of band class 0 and band class 3 in the 3GPP2 (3rd Generation Partnership Project 2) standard.
  • a phase adjustment circuit PS is provided between the first duplexer DPX1 and the second duplexer DPX2 and the power amplifier PA1.
  • This phase adjustment circuit PS makes the impedance of the transmission signal input port of the first duplexer DPX1 viewed from the power amplifier PA1 substantially open at the frequency of the second transmission frequency band, and transmits from the power amplifier PA1 to the second duplexer DPX2.
  • the impedance viewed from the signal input port is made almost open at the frequency of the first transmission frequency band. Therefore, it is possible to prevent the transmission signal in the first frequency band from leaking to the second duplexer DPX2 side, and it is possible to prevent the insertion loss of the transmission signal in the first frequency band from deteriorating. Similarly, it is possible to prevent the transmission signal of the second frequency band from leaking to the first duplexer DPX1 side during signal transmission of the second frequency band, and to reduce the insertion loss of the transmission signal of the second frequency band. Can be prevented.
  • a high frequency integrated circuit (RFIC) 10 is a circuit that performs output of a transmission signal before power amplification, input of a reception signal, and signal processing on the reception signal.
  • RFIC radio frequency integrated circuit
  • a bandpass filter F1 that passes the first transmission frequency band and a bandpass filter that passes the frequency band of the second transmission signal.
  • F2 is provided between the transmission signal output ports Tx1 and Tx2 of the high-frequency integrated circuit 10 and the power amplifier PA1, a bandpass filter F1 that passes the first transmission frequency band and a bandpass filter that passes the frequency band of the second transmission signal.
  • a switch SW0 is provided for supplying the output of one of these bandpass filters F1, F2 to the power amplifier PA1.
  • a band pass filter F3 that passes the third transmission signal frequency band is provided between the other transmission signal output port Tx3 of the high-frequency integrated circuit 10 and the power amplifier PA2.
  • the second power amplifier PA2 amplifies the power of the transmission signal in the third transmission frequency band.
  • a coupler CP1 is provided on the output line of the power amplifier PA1 (between the power amplifier PA1 and the phase adjustment circuit PS).
  • a coupler CP2 is provided on the output line of the power amplifier PA2.
  • the high frequency integrated circuit 10 inputs the output signals of the couplers CP1 and CP2 from the monitor port M and monitors the transmission power. Then, feedback control is performed on the output (voltage) of the transmission signal so that the transmission power is maintained at the specified value.
  • the third duplexer DPX3 frequency-separates the transmission signal in the third transmission frequency band and the reception signal in the third reception frequency band from the main antenna ANT1.
  • the reception signal in the third reception frequency band is input to the reception signal input port Rx3 of the high frequency integrated circuit 10.
  • a switch SW5 is connected to the reception signal output ports of the first duplexer DPX1 and the second duplexer DPX2, and the switch SW5 receives a reception signal in the first reception frequency band and a reception signal in the second reception frequency band. Is applied to the reception signal input port Rx12 of the high-frequency integrated circuit 10.
  • Switches SW1, SW2, and SW3 are provided between the main antenna port ANT1 and the external port EXT and the duplexers DPX1, DPX2, and DPX3, respectively. Further, a switch SW4 is provided between the main antenna port ANT1 and the external port EXT and a switch SW6 described later. These switches SW1 to SW4 switch whether the input / output port is the main antenna port ANT1 or the external port EXT according to a control signal (not shown) from the high frequency integrated circuit 10.
  • the fourth, fifth, and sixth received signal input ports (Rx4, Rx5, and Rx6) of the high-frequency integrated circuit 10 pass a bandpass filter F4 that passes a received signal in the fourth frequency band, and a fifth frequency band.
  • a band-pass filter F5 that passes the received signal and a band-pass filter F6 that passes the received signal in the sixth frequency band are respectively connected.
  • a triplexer TPX is connected between the input ports of these bandpass filters F4, F5 and F6 and the switch SW6.
  • the switch SW6 is a circuit for switching whether the received signal is input from the switch SW4 side or the sub antenna port ANT2, and is switched by a control signal (not shown) from the high frequency integrated circuit 10.
  • FIG. 3A is a diagram showing on the Smith chart the impedance locus when the transmission signal input port of the first duplexer DPX1 for the band class (hereinafter referred to as “BC”) 3 is viewed.
  • the impedance at the center frequency (hereinafter simply referred to as “transmission frequency”) f3 of the transmission frequency band of BC3 is at the center of the Smith chart. That is, matching is performed at the transmission frequency f3.
  • the impedance of BC0 at the transmission frequency f0 is almost in the short position on the Smith chart in this example.
  • FIG. 3 (B) is a diagram showing an impedance locus on the Smith chart when the transmission signal input terminal of the second duplexer DPX2 for BC0 is viewed.
  • the impedance of BC0 at the transmission frequency f0 is at the center of the Smith chart. That is, the transmission frequency f0 is matched.
  • the impedance of BC3 at the transmission frequency f3 is in the vicinity of a short on the Smith chart in this example.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating an operation of phase adjustment by the transmission line SL1 of the phase adjustment circuit PS
  • FIG. 4B is a diagram illustrating an operation of phase adjustment by the transmission line SL2 of the phase adjustment circuit PS.
  • the left diagram in FIG. 4A is the same diagram as FIG. 3A, and shows the impedance locus on the Smith chart when the transmission signal input terminal of the second duplexer DPX1 is viewed.
  • the diagram on the right side of FIG. 4A is a Smith chart showing the impedance locus when the transmission signal input port of the first duplexer DPX1 is viewed from the input end of the transmission line SL1 of the phase adjustment circuit PS.
  • the 4A rotates right by the phase shift amount of the transmission line SL1 of the phase adjustment circuit PS. In this example, it rotates about 180 degrees. Therefore, while the impedance at the transmission frequency f3 is at the center of the Smith chart, the impedance at the transmission frequency f0 moves to an almost open position on the Smith chart. At this time, the impedance at the transmission frequency f3 is the center on the Smith chart, and the impedance at the transmission frequency f3 is matched with 50 ⁇ .
  • FIG. 4B is the same diagram as FIG. 3B, and is a diagram showing on the Smith chart the impedance locus when viewing the transmission signal input terminal of the second duplexer DPX2.
  • the diagram on the right side of FIG. 4B is a Smith chart showing the impedance locus when the transmission signal input port of the second duplexer DPX2 is viewed from the input end of the transmission line SL2 of the phase adjustment circuit PS.
  • the impedance locus in FIG. 4B rotates to the right by the phase shift amount of the transmission line SL2 of the phase adjustment circuit PS. In this example, it rotates about 190 degrees.
  • the impedance at the transmission frequency f0 is at the center of the Smith chart, the impedance at the transmission frequency f3 moves to an almost open position on the Smith chart.
  • the impedance at the transmission frequency f0 is the center on the Smith chart, and the impedance at the transmission frequency f0 is matched at 50 ⁇ .
  • FIG. 5A is a diagram showing a configuration for supplying transmission signals to the duplexers DPX1 and DPX2, respectively.
  • 5B is a diagram showing the pass characteristic between the ports P2 and P4 in FIG. 5A, and
  • FIG. 5C is a diagram showing the pass characteristic between the ports P1 and P3 in FIG. 5A.
  • FIG. 6A is a diagram showing a configuration in which the transmission signal input ports of the duplexers DPX1 and DPX2 are simply connected without providing the phase adjustment circuit PS.
  • 6B is a diagram showing the pass characteristic between the ports P1 and P4 in FIG. 6A
  • FIG. 6C is a diagram showing the pass characteristic between the ports P1 and P3 in FIG. 6A.
  • FIG. 7A is a diagram showing a configuration according to the first embodiment of the present invention in which a phase adjustment circuit PS is provided.
  • FIG. 7B is a diagram showing pass characteristics between ports P1 and P4 in FIG. 7A
  • FIG. 7C is a diagram showing pass characteristics between ports P1 and P3 in FIG. 7A.
  • the pass characteristic between the ports P1 and P3 is maximum. About 20 dB, and the pass characteristic between the ports P1 and P4 deteriorates by about 3 dB.
  • the second reception frequency band exists in a frequency band higher than the pass band in FIG. 7B, and the first reception frequency band exists in a frequency band lower than the pass band in FIG. 7C. As shown in FIG. 5B and FIG. 5C, the attenuation characteristic of the received frequency band is better.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the difference in transmission power and the amount of current reduction depending on the presence / absence of a switch that distributes transmission power and transmission signals at points A to D in FIG.
  • the transmission power of BC3 of the high-frequency integrated circuit 10 is 2.0 dBm
  • the output power of the power amplifier PA1 is 27.3 dBm
  • the transmission signal input power of the first duplexer DPX1 is The power output to 27.0 dBm and further to the main antenna port ANT1 is 24.5 dBm.
  • the transmission power of BC3 of the high-frequency integrated circuit 10 is 1.7 dBm
  • the output power of the power amplifier PA1 is 27.0 dBm
  • the transmission of the first duplexer DPX1 The signal input power is 27.0 dBm
  • the power output to the main antenna port ANT1 is 24.5 dBm.
  • the input / output power of the power amplifier PA1 is reduced by 0.3 dBm. Further, the current consumption of the transmission part of the BC3 transmission signal output from the high-frequency integrated circuit 10 is reduced by about 0.5 mA, and the current consumption of the power amplifier PA1 is reduced by about 20 mA.
  • the switch SW0 and the bandpass filters F1 and F2, 2 such as a duplexer in which a filter that passes a signal in the first transmission frequency band and a filter that passes a signal in the second transmission frequency band are integrated.
  • a passive element having one input terminal and one output terminal may be arranged. In this way, by replacing the switch with a passive element, the power supply line required for the switch becomes unnecessary, the module can be miniaturized, and noise enters the module from the external circuit via the power supply line. Can be prevented.
  • FIGS. FIG. 9A, FIG. 9B, FIG. 9C, and FIG. 9D show various configurations of the phase adjustment circuit provided between the first duplexer DPX1, the second duplexer DPX2, and the power amplifier PA1.
  • An example is given.
  • the configuration other than these phase adjustment circuits is the same as that shown in FIG. 2 in the first embodiment.
  • a high-pass filter HPF1 is provided between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the first duplexer DPX1.
  • a high-pass filter HPF2 is provided between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2.
  • the high-pass filter HPF1 is a saddle type high-pass filter including two inductors L11 and L12 and one capacitor C10.
  • the high-pass filter HPF2 is a saddle type high-pass filter including two inductors L21 and L22 and one capacitor C20.
  • a low-pass filter LPF1 is provided between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the first duplexer DPX1.
  • a low-pass filter LPF2 is provided between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2.
  • the low-pass filter LPF1 is a bowl-shaped low-pass filter including two capacitors C11 and C12 and one inductor L10.
  • the low-pass filter LPF2 is a bowl-shaped low-pass filter including two capacitors C21 and C22 and one inductor L20.
  • a low-pass filter LPF1 is provided between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the first duplexer DPX1, and between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2. Is provided with a high-pass filter HPF2.
  • a high-pass filter HPF3 is provided between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the first duplexer DPX1, and between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2. Is provided with a high-pass filter HPF4.
  • the high-pass filter HPF3 is a T-type high-pass filter including two capacitors C13 and C14 and one inductor L13.
  • the high-pass filter HPF2 is a T-type high-pass filter including two capacitors C23 and C24 and one inductor L23.
  • the phase adjustment circuit by configuring the phase adjustment circuit with a filter circuit, it is possible to suppress low-frequency spurious (unnecessary frequency components in a lower frequency band than the pass band) generated from the power amplifier PA1. For example, when a low-frequency spurious signal that is a problem is generated from the power amplifier PA1, the low-frequency spurious signal is attenuated by providing a phase adjustment circuit having a high-pass filter characteristic. Similarly, when high-frequency spurious (unnecessary frequency component in the high-frequency band from the pass band) occurs and becomes a problem, high-frequency spurious can be suppressed by providing a phase adjustment circuit having a low-pass filter characteristic. That is, when the frequency selection system of the duplexers DPX1 and DPX2 is insufficient, the insufficient characteristic can be compensated by the filter characteristic of the phase adjustment circuit.
  • FIG. 10 to 13 are diagrams illustrating the operation of the high-pass filter HPF2 illustrated in FIG. 9A.
  • FIG. 10 shows a circuit in which the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2 are directly connected without providing the high-pass filter, and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2 from the power amplifier PA1. It is the figure which represented the locus
  • FIG. 11 shows a circuit in which only the inductor L22 of the high-pass filter HPF2 is provided between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2, and the circuit including the second duplexer DPX2 from the power amplifier PA1. It is the figure which represented on the Smith chart the locus
  • FIG. 12 shows a circuit in which an inductor L22 and a capacitor C20 of the high-pass filter HPF2 are provided between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2, and the circuit including the second amplifier from the power amplifier PA1. It is the figure which represented on the Smith chart the locus
  • FIG. 13 shows a circuit in which the high-pass filter HPF2 is provided between the power amplifier PA1 and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2, and the transmission signal input port of the second duplexer DPX2 from the power amplifier PA1. It is the figure which represented the locus
  • an LCL saddle filter is configured, and the impedance locus is rotated to the left on the Smith chart (about 120 degrees in this example), and the impedance in the frequency band of the transmission signal to be passed through the duplexer DPX2 is Smith. While being in the center of the chart, the impedance in the frequency band of the transmission signal to be passed through another duplexer (DXP1) moves to an almost open position on the Smith chart.
  • the rotation angle of the impedance locus and the cutoff frequency of the high pass filter HPF2 are determined by the impedances of the inductors L21 and L22 and the capacitance of the capacitor C20.
  • FIGS. 10 to 13 are high-pass filters on the ⁇ side of the LCL.
  • the high-pass filters and low-passes of other configurations are also affected by the impedance trajectory depending on the inductance of the inductor as the circuit element and the capacitance of the capacitor. Rotation angle and cut-off frequency can be determined.
  • the filter uses three circuit elements. However, the number of elements (the number of filter stages) is further increased so that a desired attenuation can be obtained. May be more.
  • the power amplifiers PA1 and PA2 and the duplexers DPX1 and DPX2 are provided on a circuit board, and one or both of the inductor and the capacitor constituting the phase adjustment circuit PS is constituted by a surface mount component, and the surface mount By mounting the component on the substrate, it is possible to easily adjust to a predetermined phase adjustment amount by simply replacing the surface-mounted component.
  • the power amplifiers PA1 and PA2 and the duplexers DPX1 and DPX2 may be provided on a multilayer substrate, and the phase adjustment circuit may be configured in the multilayer substrate. Thereby, a high frequency module can be reduced in size.
  • phase adjustment circuit may be mounted on the surface of the multilayer substrate. Thereby, the phase adjustment amount can be easily changed. Further, a phase adjustment circuit may be arranged on a substrate constituting the duplexer. By adopting such a structure, the high-frequency module can be reduced in size.
  • an isolator may be inserted between the power amplifier PA1 and the phase adjustment circuit PS. Thereby, harmonic distortion due to the reflected wave entering the power amplifier PA1 can be suppressed.
  • the configuration of the main part of the high-frequency module 102 according to the third embodiment will be described with reference to FIG.
  • the first embodiment differs from the high-frequency module 101 shown in FIG. 3 in the positions of the couplers CP11 and CP12.
  • a coupler CP11 may be provided between the transmission line SL1 and the first duplexer DPX1
  • a coupler CP12 may be provided between the transmission line SL2 and the second duplexer DPX2.
  • ANT1 ... main antenna port ANT2 ... sub antenna ports C10 to C14 ... capacitor C20 ... capacitors C21 to C24 ... capacitors CP1, CP11, CP12, CP2 ... couplers DPX1, DPX2, DPX3 ... duplexers EXT ... external ports F1 to F6 ... bandpass filters HPF1 to HPF4 ... High pass filter L10 ... Inductors L11, L12, L13 ... Inductors L20 to L23 ... Inductors LPF1, LPF2 ... Low pass filters PA1, PA2 ... Power amplifiers SL1, SL2 ... Transmission lines SW0-SW6 ... Switch TPX ... Triplexer 10 ... High frequency Integrated circuits 101, 102 ... high frequency module

Abstract

　第１のデュプレクサ（ＤＰＸ１）は、電力増幅器（ＰＡ１）から出力される第１の送信周波数帯の送信信号とメインアンテナ（ＡＮＴ１）からの第１の受信信号周波数帯の受信信号とを周波数分離し、第２のデュプレクサ（ＤＰＸ２）は、電力増幅器（ＰＡ１）から出力される第２の送信周波数帯の送信信号とアンテナからの第２の受信周波数帯の受信信号とを周波数分離する。電力増幅器（ＰＡ１）は第１の送信周波数帯及び第２の送信周波数帯に対応する。位相調整回路（ＰＳ）は、電力増幅器（ＰＡ１）から第１のデュプレクサ（ＤＰＸ１）の送信信号入力ポートを見たインピーダンスを第２の送信周波数帯域の周波数でほぼオープンにし、電力増幅器（ＰＡ１）から第２のデュプレクサ（ＤＰＸ２）の送信信号入力ポートを見たインピーダンスを第１の送信周波数帯域の周波数でほぼオープンにする。

Description

高周波モジュール
　この発明は、複数の無線通信システムに対応した携帯電話等に使用する送信回路に関し、特に電力増幅器及びデュプレクサを備えた高周波モジュールに関するものである。
　二つの無線通信システムに対応するいわゆるデュアルバンドの送受信モジュールが特許文献１に開示されている。特許文献１の送受信モジュールは、異なる周波数帯に対応する電力増幅器をそれぞれ備え、スイッチやダイプレクサで送受信信号をそれぞれ分離するように構成されている。
　図１は特許文献１に示されている高周波用送信モジュールの構成図である。
　高周波用送信モジュールは、通過帯域の異なる複数の送受信系を各送受信系に分ける分波回路ＤＩＰ１、高調波信号を取り除くローパスフィルタＬＰＦ１２、及び前記各送受信系に送信系と受信系を切り替えるダイオードスイッチ回路ＳＷ１１、ＳＷ１２を有するマルチバンド用高周波スイッチＳＷと、増幅部ＡＭＰ１、ＡＭＰ２と、この増幅部ＡＭＰ１、ＡＭＰ２の出力をモニタするために、ダイオードスイッチ回路ＳＷ１１、ＳＷ１２のＴｘ端子側に接続され、各々の通過周波数に対応したカップラＣＯＰ１、ＣＯＰ２とで構成されている。
　前記高周波スイッチＳＷは、ＧＳＭ／ＤＣＳデュアルバンド方式の携帯電話機において、それぞれのシステムに対応する送信回路Ｔｘと共通回路である分波回路ＤＩＰ１との接続、及び受信回路Ｒｘと共通回路である分波回路ＤＩＰ１との接続を切り替える。また、カップラＣＯＰ１、ＣＯＰ２は、各々の増幅部ＡＭＰ１、ＡＭＰ２により増幅された送信信号の一部を取り出し、ＡＰＣ回路にフィードバック信号を送る。
特開２００２－１７１１３７号公報
　ところが、特許文献１のような高周波モジュールでは、送受信信号をスイッチで切り替えるので、スイッチにおいて信号の損失が発生する。また、異なる周波数についてそれぞれ別の電力増幅器を用意し、それらを別系統に配置しているため、部品点数が多くてコスト高である。さらに電力増幅器からの送信信号はスイッチを通過した後、さらに分波回路を通過するため、スイッチと分波回路の２箇所で信号の損失が発生する、という問題があった。
　そこで、本発明の目的は、部品点数の削減により低コスト化を図るとともに、低損失化を図った高周波モジュールを提供することにある。
　前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）電力増幅器と、前記電力増幅器から出力される第１の送信周波数帯の送信信号と第１の受信周波数帯の受信信号とを周波数分離する第１のデュプレクサと、前記電力増幅器から出力される第２の送信周波数帯の送信信号と第２の受信周波数帯の受信信号とを周波数分離する第２のデュプレクサと、を備える。
　前記電力増幅器は第１の送信周波数帯及び第２の送信周波数帯に対応したマルチバンド電力増幅器である。そして、前記第１・第２のデュプレクサと前記電力増幅器との間には位相調整回路を備える。
　前記位相調整回路は、前記電力増幅器から第１のデュプレクサの送信信号入力ポートを見たインピーダンスを前記第２の送信周波数帯域の周波数でほぼオープンにし、前記電力増幅器から第２のデュプレクサの送信信号入力ポートを見たインピーダンスを前記第１の送信周波数帯域の周波数でほぼオープンにする。
　この構成により、第１の周波数帯の信号送信時に、第１のデュプレクサでの第２の周波数帯におけるインピーダンスをほぼオープン状態にすることで、第１の周波数帯の信号が第２のデュプレクサ側へ漏れるのを防ぐことができ、第１の周波数帯の信号の挿入損失の劣化を防ぐことができる。同様に、第２の周波数帯の信号送信時に、第２のデュプレクサでの第１の周波数帯におけるインピーダンスをほぼオープン状態にすることで、第２の周波数帯の信号が第１のデュプレクサ側へ漏れるのを防ぐことができ、第２の周波数帯の信号の挿入損失の劣化を防ぐことができる。
（２）前記位相調整回路は、前記電力増幅器から第１のデュプレクサの送信信号入力ポートを見たインピーダンスを前記第１の送信周波数帯域の周波数で整合させ、前記電力増幅器から第２のデュプレクサの送信信号入力ポートを見たインピーダンスを前記第２の送信周波数帯域の周波数で整合させる。
　これにより、インピーダンス整合回路を省くことができ、モジュールの小型化とコストダウンが可能になる。
（３）送信信号及び受信信号を処理する高周波集積回路を備え、前記位相調整回路は、前記高周波集積回路から発生される不要周波数成分（スプリアス）を低減するフィルタ機能を備える。
　高周波集積回路はＦＥＴなどの半導体回路で構成される。そのＦＥＴなどで発生するノイズが電力増幅器等で増幅されてアンテナから放出されると、モジュールの高調波特性を劣化させる。このようなノイズはデュプレクサでも減衰されるが、位相調整回路のフィルタ機能によってより確実に低減できる。
（４）前記位相調整回路は、前記電力増幅器から第１のデュプレクサの送信信号入力ポートまでの第１の位相調整回路と、前記電力増幅器から第２のデュプレクサの送信信号入力ポートまでの第２の位相調整回路とで構成され、第１の位相調整回路と第２の位相調整回路とは異なった回路構成とする。
　デュプレクサの減衰特性に合わせて任意のローパスフィルタやハイパスフィルタを選択することで、デュプレクサとフィルタとによる減衰特性を向上させることができ、ノイズ除去効果も向上する。例えば第１のデュプレクサが通過帯域の低周波側の減衰量が少ない場合には、第１のデュプレクサに接続される位相調整回路をハイパスフィルタ型にする。
（５）前記電力増幅器と前記位相調整回路との間に、または前記位相調整回路と前記第１のデュプレクサとの間及び前記位相調整回路と前記第２のデュプレクサとの間に、前記電力増幅器からの出力（電力）を検出する出力検出回路を備える。
　電力増幅器からの出力を検出し、その結果を送信信号出力制御回路へフィードバックすることによって、送信信号の出力を安定化できる。
（６）前記電力増幅器及び前記デュプレクサを回路基板に備え、前記位相調整回路を構成する素子を前記回路基板に配置する。
　位相調整回路を構成するインダクタ及びキャパシタのうち、インダクタを表面実装部品で構成し、その表面実装部品を基板上に実装することにより、表面実装部品を取り替えるだけで所定の位相調整量に容易に合わせることができる。
（７）前記電力増幅器及び前記デュプレクサを多層基板に備え、前記位相調整回路を前記多層基板内に構成する。
　これにより高周波モジュールを小型化できる。
　この発明によれば、部品点数及び回路素子の数が削減でき、高周波モジュールの小型化とコストダウンが可能になる。また、送信信号の損失低下を改善できる。さらにノイズ遮断機能を向上させることもできる。
特許文献１に示されている高周波用送信モジュールの構成図である。 第１の実施形態に係る高周波モジュールの回路図である。 図３（Ａ）は、バンドクラス３用の第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。図３（Ｂ）は、バンドクラス０用の第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力端子を見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。 図４（Ａ）は、位相調整回路ＰＳの伝送線路ＳＬ１による位相調整の作用を示す図、図４（Ｂ）は、位相調整回路ＰＳの伝送線路ＳＬ２による位相調整の作用を示す図である。 図５（Ａ）はデュプレクサＤＰＸ１，ＤＰＸ２にそれぞれ送信信号を供給する構成を示す図である。図５（Ｂ）は図５（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ３間の通過特性、図５（Ｃ）は図５（Ａ）におけるポートＰ２－Ｐ４間の通過特性を示す図である。 図６（Ａ）は、位相調整回路ＰＳを設けることなく、デュプレクサＤＰＸ１，ＤＰＸ２の送信信号入力ポートを単純に接続した構成を示す図である。図６（Ｂ）は、図６（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ３間の通過特性、図６（Ｃ）は、図６（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ４間の通過特性を示す図である。 図７（Ａ）は、位相調整回路ＰＳを設けた、この発明の第１の実施形態に係る構成を示す図である。図７（Ｂ）は図７（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ３間の通過特性、図７（Ｃ）は図７（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ４間の通過特性を示す図である。 図２のＡ～Ｄの各点における送信電力と送信信号を振り分けるスイッチの有無による送信電力の違い及び電流削減量について表す図である。 図９（Ａ），図９（Ｂ），図９（Ｃ），図９（Ｄ）は第１のデュプレクサＤＰＸ１及び第２のデュプレクサＤＰＸ２と電力増幅器ＰＡ１との間に備える位相調整回路の各種構成例を示す図である。 ハイパスフィルタを設けずに電力増幅器ＰＡ１と第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポート間を直接接続した回路と、その回路で、電力増幅器ＰＡ１から第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。 電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートとの間にハイパスフィルタＨＰＦ２のうちインダクタＬ２２だけを設けた回路と、その回路で、電力増幅器ＰＡ１から第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。 電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートとの間にハイパスフィルタＨＰＦ２のうちインダクタＬ２２及びキャパシタＣ２０を設けた回路と、その回路で、電力増幅器ＰＡ１から第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。 電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートとの間にハイパスフィルタＨＰＦ２を設けた回路と、その回路で、電力増幅器ＰＡ１から第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。 第３の実施形態に係る高周波モジュールの回路図である。
《第１の実施形態》
　図２は第１の実施形態に係る高周波モジュールの回路図である。この高周波モジュール１０１は、電力増幅器（パワーアンプ）ＰＡ１，ＰＡ２、第１のデュプレクサＤＰＸ１、及び第２のデュプレクサＤＰＸ２を備えている。
　第１のデュプレクサＤＰＸ１は、電力増幅器ＰＡ１から出力される第１の送信周波数帯の送信信号とメインアンテナＡＮＴ１からの第１の受信信号周波数帯の受信信号とを周波数分離する。第２のデュプレクサＤＰＸ２は、電力増幅器ＰＡ１から出力される第２の送信周波数帯の送信信号とアンテナからの第２の受信周波数帯の受信信号とを周波数分離する。
　なお、本実施形態における高周波モジュールは、樹脂またはセラミックなどの基板上に電力増幅器及びデュプレクサ等を実装し、それらを、基板に形成した配線で接続することにより構成される。前記デュプレクサとしては、圧電基板上に櫛型電極を配置して構成したＳＡＷ（弾性表面波）デュプレクサなどを使用する。
　前記電力増幅器ＰＡ１は第１の送信周波数帯及び第２の送信周波数帯に対応したマルチバンド電力増幅器である。例えば3GPP2(3rd Generation Partnership Project 2)規格でのバンドクラス０とバンドクラス３の２つの周波数帯に対して利得を有する。
　第１のデュプレクサＤＰＸ１・第２のデュプレクサＤＰＸ２と前記電力増幅器ＰＡ１との間に位相調整回路ＰＳを備えている。この位相調整回路ＰＳは、電力増幅器ＰＡ１から第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートを見たインピーダンスを第２の送信周波数帯域の周波数でほぼオープンにし、電力増幅器ＰＡ１から第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートを見たインピーダンスを第１の送信周波数帯域の周波数でほぼオープンにする。したがって第１の周波数帯の送信信号が第２のデュプレクサＤＰＸ２側へ漏れるのを防ぐことができ、第１の周波数帯の送信信号の挿入損失の劣化を防ぐことができる。同様に第２の周波数帯の信号送信時にその第２の周波数帯の送信信号が第１のデュプレクサＤＰＸ１側へ漏れるのを防ぐことができ、第２の周波数帯の送信信号の挿入損失の劣化を防ぐことができる。
　図２において高周波集積回路（ＲＦＩＣ）１０は、電力増幅前の送信信号の出力、受信信号の入力、及び受信信号に対する信号処理を行う回路である。高周波集積回路１０の送信信号出力ポートＴｘ１，Ｔｘ２と電力増幅器ＰＡ１との間には第１の送信周波数帯を通過させるバンドパスフィルタＦ１、及び第２の送信信号の周波数帯を通過させるバンドパスフィルタＦ２が設けられている。そしてこれらのバンドパスフィルタＦ１，Ｆ２のいずれかの出力を電力増幅器ＰＡ１へ与えるスイッチＳＷ０が設けられている。
　また、高周波集積回路１０の他の送信信号出力ポートＴｘ３と電力増幅器ＰＡ２との間には、第３の送信信号周波数帯を通過させるバンドパスフィルタＦ３が設けられている。第２の電力増幅器ＰＡ２は第３の送信周波数帯の送信信号について電力増幅する。
　電力増幅器ＰＡ１の出力ライン（電力増幅器ＰＡ１と位相調整回路ＰＳとの間）にはカップラＣＰ１が設けられている。同様に、電力増幅器ＰＡ２の出力ラインにはカップラＣＰ２が設けられている。高周波集積回路１０はモニタポートＭから前記カップラＣＰ１，ＣＰ２の出力信号を入力して送信電力をモニタリングする。そして、送信電力が規定値を保つように送信信号の出力（電圧）をフィードバック制御する。
　第３のデュプレクサＤＰＸ３は第３の送信周波数帯の送信信号とメインアンテナＡＮＴ１からの第３の受信周波数帯の受信信号とを周波数分離する。第３の受信周波数帯の受信信号は高周波集積回路１０の受信信号入力ポートＲｘ３に入力される。
　第１のデュプレクサＤＰＸ１及び第２のデュプレクサＤＰＸ２の受信信号出力ポートにはスイッチＳＷ５が接続されていて、このスイッチＳＷ５は第１の受信周波数帯の受信信号と第２の受信周波数帯の受信信号とを選択して高周波集積回路１０の受信信号入力ポートＲｘ１２へ与える。
　メインアンテナポートＡＮＴ１及び外部ポートＥＸＴとデュプレクサＤＰＸ１，ＤＰＸ２，ＤＰＸ３との間にスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３がそれぞれ設けられている。また、メインアンテナポートＡＮＴ１及び外部ポートＥＸＴと、後述するスイッチＳＷ６との間にスイッチＳＷ４が設けられている。これらのスイッチＳＷ１～ＳＷ４は高周波集積回路１０からの制御信号（不図示）に応じて、入出力ポートをメインアンテナポートＡＮＴ１にするか外部ポートＥＸＴにするかを切り替える。
　高周波集積回路１０の第４，第５，第６のそれぞれの受信信号入力ポート（Ｒｘ４，Ｒｘ５，Ｒｘ６）には第４の周波数帯の受信信号を通過させるバンドパスフィルタＦ４、第５の周波数帯の受信信号を通過させるバンドパスフィルタＦ５、第６の周波数帯の受信信号を通過させるバンドパスフィルタＦ６がそれぞれ接続されている。またこれらのバンドパスフィルタＦ４，Ｆ５，Ｆ６の入力ポートと前記スイッチＳＷ６との間にトリプレクサＴＰＸが接続されている。
　スイッチＳＷ６は受信信号を前記スイッチＳＷ４側から入力するかサブアンテナポートＡＮＴ２から入力するかを切り替える回路であり、高周波集積回路１０からの制御信号（不図示）によって切り替えられる。
　図３（Ａ）は、バンドクラス（以降、「ＢＣ」という）３用の第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。ＢＣ３の送信周波数帯の中心周波数（以下、単に「送信周波数」という。）ｆ３でのインピーダンスはスミスチャートの中央にある。すなわち送信周波数ｆ３で整合している。一方、ＢＣ０の送信周波数ｆ０でのインピーダンスは、この例ではスミスチャート上のほぼショート位置にある。
　図３（Ｂ）は、ＢＣ０用の第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力端子を見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。ＢＣ０の送信周波数ｆ０でのインピーダンスはスミスチャートの中央にある。すなわち送信周波数ｆ０で整合している。一方、ＢＣ３の送信周波数ｆ３でのインピーダンスは、この例ではスミスチャート上のショート付近にある。
　このような状態で、電力増幅器ＰＡ１の出力に第１のデュプレクサＤＰＸ１及び第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートをそれぞれそのまま接続すると、送信周波数ｆ０の信号は第１のデュプレクサＤＰＸ１でショートされ、送信周波数ｆ３の信号は第２のデュプレクサＤＰＸ２でショートされる。そのため、送信周波数ｆ０及びｆ３の通過特性が共に劣化してしまう。
　図４（Ａ）は、位相調整回路ＰＳの伝送線路ＳＬ１による位相調整の作用を示す図、図４（Ｂ）は、位相調整回路ＰＳの伝送線路ＳＬ２による位相調整の作用を示す図である。
　図４（Ａ）の左側の図は図３（Ａ）と同じ図であり、第２のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力端子を見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。図４（Ａ）の右側の図は、位相調整回路ＰＳの伝送線路ＳＬ１の入力端から第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。このように、図４（Ａ）のインピーダンス軌跡は位相調整回路ＰＳの伝送線路ＳＬ１の位相シフト量だけ右回転する。この例では約１８０度回転する。そのため、送信周波数ｆ３でのインピーダンスはスミスチャートの中央にありながら、送信周波数ｆ０でのインピーダンスは、スミスチャート上のほぼオープン位置に移動する。このとき、送信周波数ｆ３でのインピーダンスは、スミスチャート上の中心であり、送信周波数ｆ３でのインピーダンスは５０Ωで整合している。
　図４（Ｂ）の左側の図は図３（Ｂ）と同じ図であり、第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力端子を見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。図４（Ｂ）の右側の図は、位相調整回路ＰＳの伝送線路ＳＬ２の入力端から第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。このように、図４（Ｂ）のインピーダンス軌跡は位相調整回路ＰＳの伝送線路ＳＬ２の位相シフト量だけ右回転する。この例では約１９０度回転する。そのため、送信周波数ｆ０でのインピーダンスはスミスチャートの中央にありながら、送信周波数ｆ３でのインピーダンスは、スミスチャート上のほぼオープン位置に移動する。このとき、送信周波数ｆ０でのインピーダンスは、スミスチャート上の中心であり、送信周波数ｆ０でのインピーダンスは５０Ωで整合している。
　したがって、送信周波数ｆ０の送信信号及び送信周波数ｆ３の送信信号のいずれについても通過特性を劣化すること無く、電力増幅器ＰＡ１とデュプレクサＤＰＸ１とを接続することができる。そのため、送信信号を振り分けるスイッチを削除でき、スイッチによる損失が低減できる。
　図５～図７は、前記位相調整回路の作用効果について示す一連の図である。
　図５（Ａ）はデュプレクサＤＰＸ１，ＤＰＸ２にそれぞれ送信信号を供給する構成を示す図である。図５（Ｂ）は図５（Ａ）におけるポートＰ２－Ｐ４間の通過特性、図５（Ｃ）は図５（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ３間の通過特性を示す図である。
　図６（Ａ）は、位相調整回路ＰＳを設けることなく、デュプレクサＤＰＸ１，ＤＰＸ２の送信信号入力ポートを単純に接続した構成を示す図である。図６（Ｂ）は、図６（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ４間の通過特性、図６（Ｃ）は、図６（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ３間の通過特性を示す図である。
　図７（Ａ）は、位相調整回路ＰＳを設けた、この発明の第１の実施形態に係る構成を示す図である。図７（Ｂ）は図７（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ４間の通過特性、図７（Ｃ）は図７（Ａ）におけるポートＰ１－Ｐ３間の通過特性を示す図である。
　図５と図６を対比すれば明らかなように、位相調整回路ＰＳを設けることなく、デュプレクサＤＰＸ１，ＤＰＸ２の送信信号入力ポートを単純に接続した場合にはポートＰ１－Ｐ３間の通過特性は最大で約２０ｄＢ劣化し、ポートＰ１－Ｐ４間の通過特性は約３ｄＢ劣化する。そして、図５と図７を対比すれば明らかなように、位相調整回路ＰＳを設けることによって、ポートＰ１－Ｐ３間の通過特性もポートＰ１－Ｐ４間の通過特性も劣化しないことが分かる。また、図７（Ｂ）の通過帯域より高い周波数帯域に第２の受信周波数帯域が存在し、図７（Ｃ）の通過帯域より低い周波数帯域に第１の受信周波数帯域が存在するが、これらの受信周波数帯域の減衰特性が図５（Ｂ）・図５（Ｃ）に比べて良好となる。
　前記損失が低減されると、電力増幅器ＰＡ１からの出力電力を下げることができるので、電力増幅器ＰＡ１及び高周波集積回路１０の送信部の消費電流を低減できる。
　図８は図２のＡ～Ｄの各点における送信電力と送信信号を振り分けるスイッチの有無による送信電力の違い及び電流削減量について表す図である。送信信号振り分けスイッチを設けた従来構造の高周波モジュールでは、高周波集積回路１０のＢＣ３の送信電力は２．０ｄＢｍ、電力増幅器ＰＡ１の出力電力は２７．３ｄＢｍ、第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力電力は２７．０ｄＢｍ、さらにメインアンテナポートＡＮＴ１へ出力される電力は２４．５ｄＢｍである。図２に示したように、送信信号振り分けスイッチがない場合には、高周波集積回路１０のＢＣ３の送信電力は１．７ｄＢｍ、電力増幅器ＰＡ１の出力電力は２７．０ｄＢｍ、第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力電力は２７．０ｄＢｍ、さらにメインアンテナポートＡＮＴ１へ出力される電力は２４．５ｄＢｍである。
　このように、送信信号振り分けスイッチを設けないことにより、電力増幅器ＰＡ１の入出力電力が０．３ｄＢｍだけ低下する。また、高周波集積回路１０から出力されるＢＣ３の送信信号の送信部の消費電流は約０．５ｍＡ削減され、電力増幅器ＰＡ１の消費電流は約２０ｍＡ削減される。
　なお、スイッチＳＷ０とバンドパスフィルタＦ１、Ｆ２の代わりに、第１の送信周波数帯の信号を通過させるフィルタと、第２の送信周波数帯の信号を通過させるフィルタとを一体にしたデュプレクサなどの２つの入力端子と１つの出力端子を備えた受動素子を配置してもよい。このように、スイッチを受動素子に置き換えることにより、スイッチに必要であった電源供給線路が不要になり、モジュールを小型化できるとともに、電源供給線路を介して外部回路からモジュールへノイズが侵入するのを防ぐことができる。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態に係る高周波モジュールの主要部の構成を図９・図１０を参照して説明する。
　図９（Ａ），図９（Ｂ），図９（Ｃ），図９（Ｄ）は第１のデュプレクサＤＰＸ１及び第２のデュプレクサＤＰＸ２と電力増幅器ＰＡ１との間に備える位相調整回路の各種構成例を示すものである。これらの位相調整回路以外の構成は、第１の実施形態で図２に示したものと同様である。
　図９（Ａ）の例では、電力増幅器ＰＡ１と第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートとの間にハイパスフィルタＨＰＦ１を設けている。同様に、電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートとの間にハイパスフィルタＨＰＦ２を設けている。
　前記ハイパスフィルタＨＰＦ１は２つのインダクタＬ１１，Ｌ１２及び１つのキャパシタＣ１０によるΠ型のハイパスフィルタである。同様に、前記ハイパスフィルタＨＰＦ２は２つのインダクタＬ２１，Ｌ２２及び１つのキャパシタＣ２０によるΠ型のハイパスフィルタである。
　図９（Ｂ）の例では、電力増幅器ＰＡ１と第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートとの間にローパスフィルタＬＰＦ１を設けている。同様に、電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートとの間にローパスフィルタＬＰＦ２を設けている。
　前記ローパスフィルタＬＰＦ１は２つのキャパシタＣ１１，Ｃ１２及び１つのインダクタＬ１０によるΠ型のローパスフィルタである。同様に、前記ローパスフィルタＬＰＦ２は２つのキャパシタＣ２１，Ｃ２２及び１つのインダクタＬ２０によるΠ型のローパスフィルタである。
　図９（Ｃ）の例では、電力増幅器ＰＡ１と第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートとの間にローパスフィルタＬＰＦ１を設け、電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートとの間にハイパスフィルタＨＰＦ２を設けている。
　図９（Ｄ）の例では、電力増幅器ＰＡ１と第１のデュプレクサＤＰＸ１の送信信号入力ポートとの間にハイパスフィルタＨＰＦ３を設け、電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートとの間にハイパスフィルタＨＰＦ４を設けている。
　前記ハイパスフィルタＨＰＦ３は２つのキャパシタＣ１３，Ｃ１４及び１つのインダクタＬ１３によるＴ型のハイパスフィルタである。同様に、前記ハイパスフィルタＨＰＦ２は２つのキャパシタＣ２３，Ｃ２４及び１つのインダクタＬ２３によるＴ型のハイパスフィルタである。
　このように位相調整回路をフィルタ回路で構成することにより、電力増幅器ＰＡ１から発生する低周波スプリアス（通過帯域より低周波帯域の不要周波数成分）を抑圧できる。例えば、電力増幅器ＰＡ１から問題となる低周波スプリアスが発生する場合にハイパスフィルタの特性を備える位相調整回路を設けることによって低周波スプリアスが減衰される。同様に高周波スプリアス（通過帯域より高周波帯域の不要周波数成分）が発生し、それが問題となる場合には、ローパスフィルタ特性を備える位相調整回路を設けることによって高周波スプリアスを抑制できる。すなわち、デュプレクサＤＰＸ１，ＤＰＸ２の周波数選択制が不十分である場合に、その特性不足分を位相調整回路のフィルタ特性で補うことができる。
　図１０～図１３は、図９（Ａ）に示した、ハイパスフィルタＨＰＦ２の作用について示す図である。
　図１０は前記ハイパスフィルタを設けずに電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポート間を直接接続した回路と、その回路で、電力増幅器ＰＡ１から第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。
　図１１は、電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートとの間に前記ハイパスフィルタＨＰＦ２のうちインダクタＬ２２だけを設けた回路と、その回路で、電力増幅器ＰＡ１から第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。
　図１２は、電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートとの間に前記ハイパスフィルタＨＰＦ２のうちインダクタＬ２２及びキャパシタＣ２０を設けた回路と、その回路で、電力増幅器ＰＡ１から第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。
　図１３は、電力増幅器ＰＡ１と第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートとの間に前記ハイパスフィルタＨＰＦ２を設けた回路と、その回路で、電力増幅器ＰＡ１から第２のデュプレクサＤＰＸ２の送信信号入力ポートを見たインピーダンスの軌跡をスミスチャート上に表した図である。
　このように、ＬＣＬのΠ型のフィルタを構成するとともに、インピーダンス軌跡をスミスチャート上で左回転（この例では約１２０度）し、デュプレクサＤＰＸ２を通過させるべき送信信号の周波数帯でのインピーダンスがスミスチャートの中央にありながら、もう一つのデュプレクサ（ＤＸＰ１）を通過させるべき送信信号の周波数帯でのインピーダンスは、スミスチャート上のほぼオープン位置に移動する。
　前記インピーダンス軌跡の回転角及びハイパスフィルタＨＰＦ２のカットオフ周波数は、インダクタＬ２１，Ｌ２２のインピーダンス及びキャパシタＣ２０のキャパシタンスによって定める。
　図１０～図１３に示した例はＬＣＬのΠ側のハイパスフィルタであったが、他の構成のハイパスフィルタ及びローパスについても同様に、回路要素であるインダクタのインダクタンス及びキャパシタのキャパシタンスによって、インピーダンス軌跡の回転角及びカットオフ周波数を定めることができる。
　図９（Ａ）～図９（Ｄ）に示したいずれの例でも３つの回路素子を用いたフィルタであったが、所望の減衰量が得られるように素子の数（フィルタの段数）はさらに多くしてもよい。
　前記電力増幅器ＰＡ１，ＰＡ２及び前記デュプレクサＤＰＸ１，ＤＰＸ２を回路基板に備え、前記位相調整回路ＰＳを構成するインダクタ及びキャパシタのうち、インダクタまたはキャパシタの一方または両方を表面実装部品で構成し、その表面実装部品を基板上に実装することにより、表面実装部品をとりかえるだけで所定の位相調整量に容易に合わせることができる。
　なお、前記電力増幅器ＰＡ１，ＰＡ２及び前記デュプレクサＤＰＸ１，ＤＰＸ２を多層基板に備え、前記位相調整回路を前記多層基板内に構成してもよい。これにより高周波モジュールを小型化できる。
　また、位相調整回路の少なくとも一部を多層基板の表面に実装してもよい。これにより位相調整量を容易に変更できる。さらに、デュプレクサを構成する基板上に位相調整回路を配置してもよい。このような構造にすることによって高周波モジュールを小型化できる。
　また、必要に応じて、前記電力増幅器ＰＡ１と前記位相調整回路ＰＳとの間にアイソレータを挿入してもよい。これにより、反射波が電力増幅器ＰＡ１へ入射されることによる高調波歪みが抑制できる。
《第３の実施形態》
　第３の実施形態に係る高周波モジュール１０２の主要部の構成を、図１４を参照して説明する。第１の実施形態で図３に示した高周波モジュール１０１と異なるのは、カプラＣＰ１１，ＣＰ１２の位置である。図１４に示すように、伝送線路ＳＬ１と第１のデュプレクサＤＰＸ１との間にカプラＣＰ１１、伝送線路ＳＬ２と第２のデュプレクサＤＰＸ２との間にカプラＣＰ１２をそれぞれ設けてもよい。このようにそれぞれの伝送線路にカプラを設けることによって、カプラの周波数特性による検出電力の差を小さくする設計が可能となる。これにより送信電力を高精度に制御できるようになる。
ＡＮＴ１…メインアンテナポート
ＡＮＴ２…サブアンテナポート
Ｃ１０～Ｃ１４…キャパシタ
Ｃ２０…キャパシタ
Ｃ２１～Ｃ２４…キャパシタ
ＣＰ１，ＣＰ１１，ＣＰ１２，ＣＰ２…カップラ
ＤＰＸ１，ＤＰＸ２，ＤＰＸ３…デュプレクサ
ＥＸＴ…外部ポート
Ｆ１～Ｆ６…バンドパスフィルタ
ＨＰＦ１～ＨＰＦ４…ハイパスフィルタ
Ｌ１０…インダクタ
Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ１３…インダクタ
Ｌ２０～Ｌ２３…インダクタ
ＬＰＦ１，ＬＰＦ２…ローパスフィルタ
ＰＡ１，ＰＡ２…電力増幅器
ＳＬ１，ＳＬ２…伝送線路
ＳＷ０～ＳＷ６…スイッチ
ＴＰＸ…トリプレクサ
１０…高周波集積回路
１０１，１０２…高周波モジュール

Claims (7)

  1. 　電力増幅器と、前記電力増幅器から出力される第１の送信周波数帯の送信信号と第１の受信周波数帯の受信信号とを周波数分離する第１のデュプレクサと、前記電力増幅器から出力される第２の送信周波数帯の送信信号と第２の受信周波数帯の受信信号とを周波数分離する第２のデュプレクサと、を備えた高周波モジュールであって、
    　前記電力増幅器は第１の送信周波数帯及び第２の送信周波数帯に対応したマルチバンド電力増幅器であり、
    　前記第１・第２のデュプレクサと前記電力増幅器との間に位相調整回路を備え、
    　前記位相調整回路は、前記電力増幅器から第１のデュプレクサの送信信号入力ポートを見たインピーダンスを前記第２の送信周波数帯域の周波数でほぼオープンにし、前記電力増幅器から第２のデュプレクサの送信信号入力ポートを見たインピーダンスを前記第１の送信周波数帯域の周波数でほぼオープンにする、高周波モジュール。
  2. 　前記位相調整回路は、前記電力増幅器から第１のデュプレクサの送信信号入力ポートを見たインピーダンスを前記第１の送信周波数帯域の周波数で整合させ、前記電力増幅器から第２のデュプレクサの送信信号入力ポートを見たインピーダンスを前記第２の送信周波数帯域の周波数で整合させる、請求項１に記載の高周波モジュール。
  3. 　送信信号及び受信信号を処理する高周波集積回路を備え、前記位相調整回路は、前記高周波集積回路から発生する不要周波数成分を低減するフィルタ機能を備えた、請求項１又は２に記載の高周波モジュール。
  4. 　前記位相調整回路は、前記電力増幅器から第１のデュプレクサの送信信号入力ポートまでの第１の位相調整回路と、前記電力増幅器から第２のデュプレクサの送信信号入力ポートまでの第２の位相調整回路とで構成され、第１の位相調整回路と第２の位相調整回路とは異なった回路構成である、請求項３に記載の高周波モジュール。
  5. 　前記電力増幅器と前記位相調整回路との間に、または前記位相調整回路と前記第１のデュプレクサとの間及び前記位相調整回路と前記第２のデュプレクサとの間に、前記電力増幅器からの出力を検出する出力検出回路を備えた、請求項１～４のいずれかに記載の高周波モジュール。
  6. 　前記電力増幅器及び前記デュプレクサを回路基板に備え、前記位相調整回路を構成する素子を前記回路基板に配置した、請求項１～５のいずれかに記載の高周波モジュール。
  7. 　前記電力増幅器及び前記デュプレクサを多層基板に備え、前記位相調整回路を前記多層基板内に構成した、請求項１～５のいずれかに記載の高周波モジュール。
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