JP2002512493A - 既存の通信システムのための拡大された情報容量 - Google Patents

既存の通信システムのための拡大された情報容量

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JP2002512493A
JP2002512493A JP2000545319A JP2000545319A JP2002512493A JP 2002512493 A JP2002512493 A JP 2002512493A JP 2000545319 A JP2000545319 A JP 2000545319A JP 2000545319 A JP2000545319 A JP 2000545319A JP 2002512493 A JP2002512493 A JP 2002512493A
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エンカメラ サイエンシィーズ コーポレーション
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Abstract

(57)【要約】 デジタルプログラムを送信するためのシステムは、デジタル情報を提供するプログラムソースと、デジタル情報をアナログテレビジョンプログラムで変調された視覚搬送波に変調するための回路と、変調回路に接続された視覚送信機とを含む。システムは、位相変調方法を用いて、デジタル情報を視覚搬送波に位相変調して、位相変調した視覚搬送波のベースバンド周波数を低下し、位相変調したビデオ搬送波をビデオ信号に振幅変調する。増幅し且つ符号化したビデオ信号を、増幅した音声信号と結合して送信する。システムは、付加的な方法を用いて、ビデオ搬送波の側波帯をデジタル情報で変調し、ビデオ信号をビデオ搬送波に振幅変調する。データ変調側波帯は、振幅変調されたビデオ信号と直交位相になるように位相シフトされる。システムは、振幅変調されたビデオ搬送波とデータ変調した直交位相側波帯とを結合する。システムは、混合した多重化／追加方法により、位相変調と直交位相側波帯とをもたらし、それに加えて最適化した結果をもたらす。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 本発明の背景 １． 本発明の分野 本発明は現存する通信システムの情報を搬送する能力を拡張する装置、システ
ム及び方法に関し、上記現存する通信システムはテレビジョン放送、マイクロ波
システム、閉会路テレビジョン、ＦＭ放送及び他の閉会路及び放送システムを含
むが、それに限定されない。
【０００２】 ２． 背景 １９４１年に、連邦通信委員会（ＦＣＣ）は合衆国の商業テレビジョン放送用
の規格を採択した。それを作った委員会の名にちなんで、全国テレビジョン方式
委員会（ＮＴＳＣ）規格が合衆国のテレビジョン信号の放送通信用の認可された
方法である。このテレビジョン技術はアナログシステムであり、画像成分は可視
の搬送波上で残留側波帯変調フォーマットで送信され、音声成分は別の音声搬送
波上の周波数変調として搬送される。１９５４年に、全国テレビジョン方式委員
会はＮＴＳＣシステムをテレビジョンチャンネルにより占有された６ＭＨｚスペ
クトルの使用を加えることによりカラー情報を含むよう“両立的に（compatibly
）”拡張した。
【０００３】 ＮＴＳＣ規格は“アナログ”と称される。何故ならば、画像及び音声情報は最
小及び最大値間のいかなる値もとりうるからである。無限の個数の値が可能であ
る。画像情報は最大パワーを有する画像の黒部分と、最小パワーを有する画像の
白部分を有する送信信号強度に関連する。周期的パルスが画像の黒領域を表すた
めに用いられるよりもより大きいパワーで含まれる。これらのパルスは送受信機
の同期をなすために必要なタイミング情報を提供し、それにより、画像はスクリ
ーン上で正確に示される。水平同期パルスはスクリーン上の画像の左右の位置を
整合し、一方で垂直同期パルスは画像の上下の位置を整合する。
【０００４】 陰極線管（ＣＲＴ）は大量生産されているテレビジョン受信機で用いられる元
々の表示装置である。ＣＲＴは真空画像管の内面上の蛍光コーティングを励起す
るために電子線を用いる。電子ビームは完全な画像を表示するために水平及び垂
直に管をスキャンする。電子ビームの強度はテレビジョン送信パワーの強度に逆
比例し、画像の輝度の量を規定する。電子ビームの偏向は静電気力又は磁力によ
り達成される。ほとんどのテレビジョン表示器は磁気偏向を用いる。磁気偏向は
電子ビームが一ラインを完了した後にスクリーンの左側に戻るように動くための
時間を必要とする。この時間中に、電子ビームは意図しない蛍光スクリーンの励
起による干渉光を防止するためにオフ又はブランクにされなければならない。電
子ビームがオフされる期間は“水平ブランク期間”と称される。電子ビームがス
クリーンの下端に達するとき、それは画像を作るプロセスを続けるためにスクリ
−ンの上端に戻されなければならない。水平の場合と同様に、電子ビームはスク
リーン上の干渉光パターンを防ぐためにブランクにされなければならない。この
期間は垂直ブランク期間（ＶＢＩ）と称される。ＶＢＩは水平ブランク期間より
ずっと長くなければならない。二つのブランク期間の合計は全スキャン時間の約
２５パーセントにのぼる。この時間はアナログ画像を搬送するためには用いられ
ない。
【０００５】 スキャンされた画像領域は“ラスタ”と称される。ラスタはフィールドと称さ
れる２つの半画像からなる。一のフィールドは偶数スキャンラインを有し、一方
で他は奇数スキャンラインを有する。フィールドは毎秒６０フィールドのレート
で表示される。２つのフィールドを用いるこの技術は “インターレース”と称
され、帯域幅を保存する一方で画像のフリッカーを減少する。
【０００６】垂直ブランク期間 電子ブランク時間の他の使用可能性が決定されている。たとえば、ＶＢＩはア
ナログテスト信号を搬送するために用いられ、それは信号源から使用の最終点へ
のその路に沿った中間点へ伝送特性を測定する。ＶＢＩはまたデジタルデータを
表すアナログ信号を搬送するためにも用いられる。データ信号は適切な回路によ
りデータビットに分解される二以上のレベルである。 “デジタル”信号がいく
つかの離散的レベルにある故に、データ検波（detection）回路はノイズ、歪み
、干渉の顕著な量に対して弁別可能である。これによりこれらのデータ信号が干
渉のほとんどの形に対してアナログ視覚信号それ自体よりもロバストとなる。
【０００７】 規格基準局（ＮＢＳ）が正確な時間情報を全国的に配給するためにＶＢＩを用
いることを提案したときに、合衆国はＶＢＩを副次的な目的のために用いること
を企図した。ＡＢＣテレビジョンネットワークはこの試みのパートナーであった
。この第一歩はサービスには用いられなかったが、一方で、ＡＢＣは聴力障害者
に対する字幕サービスを勧告した。
【０００８】 聴覚障害者のためのテレビによる第一回全国会議は１９７１年テネシー州のナ
ッシュビルで開催された。ＮＢＳ及びＡＢＣは１９７２年の早期にガロデッド（
Gallauded）大学で順次字幕サービスを実証した。１９７３年に、パブリックブ
ロードキャスティングシステム（PBS）は健康教育福祉（HEW）省により助成され
た字幕サービスの開発を開始した。この仕事の結果として、ＦＣＣは１９７６年
に合衆国の字幕（クローズドキャプション）の送信に対してＮＴＳＣテレビジョ
ンのフィールド１のライン２１を指定した。１９７９年に、ナショナルキャプシ
ョニングインスティテュート（NCI）が字幕のプログラミング及び字幕を更に普
及させるために設立された。１９８０年代初期に、シアーズローバック（Ｓｅａ
ｒｓ Ｒｏｅｂｕｃｋ）の店舗は、約２５０ドルの価格でセットトップボックス
構造に字幕デコーダを収容した。１９８９年に、ＮＣＩはＩＴＴセミコンダクタ
ーコーポレーション（Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）
と契約し、テレビジョン受信機で使用するための費用効果の高い字幕デコーダマ
イクロチップを開発した。１９９０年に、議会は、１３インチの対角線の表示器
の幅以上の新しいテレビジョン受信機が７月１日後に字幕デコーディング回路を
含むことを義務化するテレビジョンデコーダ回路法を通過させた。１年当たり約
２０００万のテレビジョン受信機がこの要求条件によって網羅される。１９９２
年に、ＮＣＩ、ＦＣＣ及び米国電子工業会（「ＥＩＡ」）は字幕技術標準を開発
した。１９９６のテレコミュニケーション法は、視覚的プログラミングに字幕（
クローズドキャプション）を必要するが、「過度の負担」をこうむるプログラミ
ングについて例外を許す規則を広めるようにＦＣＣに要求している。
【０００９】 字幕（「ＣＣ」）システムは「クローズド」と称される。何故ならば、このシ
ステムはテレビジョン受信機のユーザに応じてターン「オン」又は「オフ」され
るからである。聴力障害のない人々及び話し言葉を理解する人々は、スクリーン
上のテキストによって妨げられる必要はない。ＣＣシステムは適切なデジタル及
びアナログ回路にデータを供給し、この回路はテレビジョンスクリーンに慎重に
計時されたテキストを配置して、聴力障害者が、進行する会話の説明を読み取り
、また他の関連の音の指標の獲得を可能にする。さらに、話し言葉を理解するこ
とができない人々は、彼らがプログラムについていけるように、テキストをそれ
らの母国語に変換させることが可能である。ＣＣシステムは、反射又は干渉信号
のような伝送パス問題の影響を最小限にするために非常に低速度のデータを使用
する。ＣＣシステムのためのデータレートは、２進（２レベル）データの秒当た
り５０３，５００ビット／秒である。このデータレートは５０３．５キロビット
／秒（「ｋｂ／秒）として表される。このデータレートは、ＶＢＩラインを介し
て２つのみの８ビットの文字の伝送を可能にする。１つのみのフィールドが使用
されるならば、毎秒約２本のラインの表示が可能である。このレートは１分間当
たり４８０ｂｐｓ又は３，６００文字を生じる。平均ワードが５文字の長さであ
り、またスペースが続くならば、１分間当たり６００ワードを運びうる。ＶＢＩ
ラインの残りは、５０３．５ｋＨｚのクロックランインの７つの正弦波サイクル
のバーストとラインの始めに配置される特異な「スタートビット」パターンの両
方によって占められる。これらの信号は検出器回路を同期させる。ＦＣＣ規則は
字幕のためにライン２１のみを保護するので、伝送レートは遅いが、目的には十
分である。スクリーン上のＣＣ表示器は、各々最高１５列の３２文字から構成さ
れる。字幕は、通常１から４の列と１２から１５の列にのみに現われる。動作を
示すために中央の列は通常透明である。テキストモードはスクロールテキストを
提供する。さらなる詳細は、参考として本出願に組み込まれたＥＩＡ規格第ＥＩ
Ａ−６０８号の一部として確認しうる。ＣＣシステムは、伝送欠陥の補正用の電
子回路が非常に高価であった時に設計された。身体に障害がある消費者がＣＣシ
ステムの目標マーケットであったので、当業界は装置費用を最小限にしようと努
めた。著しく保守的なデータレートは、技術的な挑戦を最小限にすることによっ
て廉価な回路を容易にする。
【００１０】 字幕信号は４つの構成要素、２つの字幕「チャンネル」と２つのテキストチャ
ンネルとを搬送する。第１の字幕チャンネルは、ワードがビデオに慎重に整合す
るように視覚的プログラミングに同期される。第２の字幕チャンネルは同期され
ない。
【００１１】 ＥＩＡは、字幕規格ＥＩＡ−６０８を拡張して、ライン２１、フィールド２の
使用を許すように請願をＦＣＣに提出した。これによって、２つの付加的な字幕
チャンネルと２つの付加的なテキストチャンネルが加えられるであろう。拡張デ
ータサービス（「ＥＤＳ」）を搬送するために、第５のチャンネルが加えられて
いる。ＥＤＳは多種多様の付加的な情報を搬送する。ＶＣＲクロック（同様に他
のクロックも）を設定するために、正確な時刻情報が伝送される。タイトル、長
さ、レーティング、経過時間、聴覚サービスと字幕サービスの形態、及び意図す
るアスペクト比のような現在のプログラム情報と共に、チャンネルの名前とコー
ルサインが含まれる。ＥＤＳはまた、親が異議の余地があるとみなすかもしれな
いプログラミングへの子供のアクセスについて親のコントロールを可能にするよ
うに意図された「Ｖチップ」（バイオレントプログラミング忠告）用のデータを
含む。天気及び緊急情報のような公報も伝送可能である。利用周波数に関連した
番号よりも、むしろより親しみやすいチャンネル識別番号をチャンネル番号表示
器が使用しうるように、ケーブルシステムチャンネルレイアウト情報が設けられ
る。この装置は、加入者がそれらのケーブルセットトップターミナルで享受した
同一の「チャンネルマッピング」の利点を民生用電子製品にもたらす。
【００１２】 引き続くＶＢＩデータ送信システム「文字放送」は、テレビジョンユーザに補
助的なサービスを提供するために発明された。文字放送システムは最高２４列の
４０文字をテレビジョンスクリーンに表示しうる（しかし、米国については２０
列の指定が選択された）。文字放送は、コンピュータへのソフトウェアの「ダウ
ンロード」を含み、より複雑なデータの送信システムに展開していった。文字放
送は、エレクトロニクスがなおかなり高価であったが、ＣＣシステムの導入時よ
りも廉価であった時に導入された。
【００１３】 文字放送は、データ伝送のよりアグレッシブな形態であり、ヨーロッパで成功
を収めていたが、米国では商業化に失敗した。文字放送は、１９７２年の実験的
な伝送によって英国で始まった。英国放送協会（「ＢＢＣ」）は文字放送サービ
スを「Ｃｅｅｆａｘ」と名付け、一方、英国独立放送協会（「ＩＢＡ」）はその
サービスを「オラクル」と称した。フランスは「Ｄｉｄｏｎ」と称される送信シ
ステムに基づく「Ａｎｔｉｏｐｅ」と称されるパッケージベースの文字放送シス
テムを開発した。後に、カナダはより高い解像度のグラフィックスを特徴づける
「テリドン」と称される他のシステムを開発した。日本のシステム「キャプテン
」は、漢字と仮名文字セットを収容するために「写真コーディング」を特徴づけ
た。
【００１４】 文字放送はいくつかの理由のため米国で困難があった。問題の主な理由は、商
業化戦略の成功を見つけることができなかったことである。これなしには、シス
テムを支援できないであろう。付加的な困難には実施時のメモリの高い費用が含
まれていた。１ページの文字放送は約１キロバイトの記憶のみで済むが、その小
さな記憶量は開発時にはあまりにも高価であると考えられた。さらなる問題がグ
ラフィックスの品質にあった。英国の方法に基づくより廉価な世界システム文字
放送（「ＷＳＴ」）は、その基本形態に未完成の「レゴスタイル」グラフィック
スを有していた。他の競争相手、北米プレゼンテーションレイヤプロトコルシス
テム（「ＮＡＰＬＰＳ」）は、スクリーン上に丹念に表現されたより高解像度の
グラフィックスシステムを使用し、この結果過度に長い遅延をもたらし、平均的
消費者を苛立たせた。なお他の複雑な問題は、市場が終局の勝利者を決めるとい
う、２つの標準を許すＦＣＣの１９８３年の決定であった。標準の１つはＷＳＴ
であり、他はＡｎｔｉｏｐｅ、ＴｅｌｉｄｏｎのＮＡＰＬＰＳの発展、及びＡＴ
＆Ｔによる努力であった。データ受信の信頼性が最後の問題であった。サンフラ
ンシスコの港湾地区の試験では、ＮＡＰＬＰＳシステムの施設の約２５％のみに
問題がなかった。残りの部分は色々な程度のマルチパス障害を蒙った。よりロバ
ストなＷＳＴシステムはその環境ではテストされなかった。
【００１５】 両方の米国文字放送システムは５．７２７２７２Ｍｂ／秒のデータレートを有
し、これは水平スキャンレートの３６４倍、またカラー副搬送波の周波数の８／
５である。データ信号はノンリターンツーゼロ（「ＮＲＺ」）２進形式を有する
。ＷＳＴデータラインは８サイクルのクロックランイン（１６ビット）から成り
、その後に特異な８ビット「フレームコード」が続き、その後に１６ビットの制
御コードと３２の８ビットの表示器ワードのペイロードが続く。４０文字がテキ
ストの文字放送列に表示され、また走査線当たり３２文字のみが伝送されるので
、４列のテキストからの追加の８文字は追加の補足走査線に置かれる。かくして
５つの走査線は４列のテキストを送るように要求される。２０の列は５つの追加
の補足走査線を必要とする。３２文字のみの追加の「ヘッダ列」を有する２０列
による４０文字のページフォーマットは、ＷＳＴ文字放送のページ当たり２６フ
ィールドラインを必要とする。割り当てられたライン当たり２５６ビットのペイ
ロードは、各フィールドの１つのＶＢＩラインが割り当てられるならば、２５６
ｘ２ｘ３０＝１５，３６０ｂｐｓのデータレートが得られることを意味する。Ｖ
ＢＩの１１のラインが可能であり（ライン２１は字幕のために留保され、また第
１の９つのラインは垂直同期パルスを形成する）、完全なＶＢＩ利用のために最
高１５３ｋｂ／秒のデータを生成する。
【００１６】 ＷＳＴシステムはＶＢＩラインのデータ位置をメモリ位置に、またスクリーン
位置にマッピングし、常にデータを同一のメモリ場所に記憶する。これによって
非常に簡単な誤り保護スキームが提供される。ヘッダ内のインストラクションは
ハミングコード保護されるので、受信信号の一定の品質が得られる。信号の品質
が低いならば、メモリに記憶されない。良い品質のデータのみが記憶される。こ
の結果、品質の優れたページのデータが構築されるまで、品質の優れたデータが
ページの反復によって蓄積されうる。非常にロバストな伝送を得るために、「ボ
ーティング」アプローチを利用することも可能である。
【００１７】 ＷＳＴとＡｎｔｉｏｐｅ、Ｔｅｌｉｄｏｎ及びＮＡＰＬＰＳシステムの発展セ
ットとの間の基本的な差は、後者の３つのシステムのすべてがパッケージ構造を
使用したことである。送信スキームとメモリ及びスクリーン位置との間にマッピ
ングがないので、それらは非同期であると特徴づけられている。
【００１８】 ＰＢＳは、「ＰＢＳ国家データキャストネットワーク（ＰＢＳ Ｎａｔｉｏｎ
ａｌ Ｄａｔａｃａｓｔ Ｎｅｔｗｏｒｋ）」と称される文字放送に基づきパッ
ケージ化されたデータ配分システムを開発した。５．７２Ｍｂ／秒の標準文字放
送データレートが使用され、フィールド当たり割り当てられたＶＢＩライン当た
り９６００ポーを生成する。データキャストネットワークは国家的に同一の信号
を配分する。この目標は、ＰＢＳネットワークの支援を補助するための収益を生
み出すことである。データキャスト信号は多種多様の商業利用を有する。現在、
スターサイトエレクトロニックプログラムガイド（ＳｔａｒＳｉｇｈｔ Ｅｌｅ
ｃｔｒｏｎｉｃ Ｐｒｏｇｒａｍ Ｇｕｉｄｅ）（「ＥＰＧ」）信号はＰＢＳを
介して配分されている。
【００１９】 文字放送サービスの出現によって、一方で新しく有用なテレビジョンサービス
強化及び新しく有用な通信サービスの促進と、他方で既存のテレビジョン受信機
の不都合な効果の最小化との間で、ＦＣＣは決定することを再び（カラーの付加
の場合のように）強制された。あるクラスのテレビジョン受信機は、表示された
映像の上端の近くに対角線上に配列された一連の点として文字放送データを表示
した。ＦＣＣは、「ある既存の受信機の潜在的な劣化．．．を避ける」ため文字
放送信号の段階的導入を許容するために、１９８３年５月２０日（５３ＲＲ２ｄ
１３０９）その規則を改正した。
【００２０】 ＣＲＴは民生用電子機器製品における主要な表示器デバイスとして留まる一方
、種々の非ＣＲＴ装置が映像を表示するために使用される。それらの多くはリト
レースの制約を受けない。しかし、テレビジョン信号は消費者が所有する約２億
５０００万台のＣＲＴ表示器デバイスの既存の一団を支援し続る必要がある。か
くして、ＶＢＩはテレビジョン信号の重要な部分として留まる。
【００２１】残留側波帯変調 アナログＮＴＳＣテレビジョンシステムの他の重要な特性は、その残留側波帯
（「ＶＳＢ」）、すなわち以下により詳細に説明する変調形態である。テレビジ
ョンチャンネルは、異なった周波数の搬送波に信号を変調することによって、信
号のスペクトルに結合される。これは、信号の多くを同時に伝送し、また周波数
選択回路を使用して、処理と表示のために１つのみの信号を選択することを可能
にする。この方法は周波数分割多重化（「ＦＤＭ」）と称される。ベースバンド
信号と搬送波周波数とを乗算することによって、信号が搬送波に変調される時、
両側波帯信号が生じる。これは、２つの数学的なサイン（又はコサイン）関数の
乗法の帰結である。三角法の数学から、２つのサイン（又はコサイン）関数の乗
法は２つのコサインの和を生む。その和の要素の１つは、乗算されたコサイン（
サイン）の角度の和と等しい角度を有する；他方は乗算されたコサインの差に等
しい角度を有する。かくして：
【００２２】
【数１】
【００２３】 サイン（又はコサイン）関数の１つは、固定振幅及び固定周波数である。この
周波数は他のサイン（又はコサイン）よりもはるかに高く、相当のパワーを有す
る。この周波数は情報の伝送を補助するので、それは「搬送波」と称される。情
報は、他のサイン及びコサイン関数の複素集合を含む。これらの機能を一緒に乗
算することによって和と差の周波数が得られる。乗算プロセスは、上側波帯と称
される搬送波周波数の上に配置される情報のバージョンと、搬送波周波数の下に
配置される下側波帯と称されるミラーイメージとをもたらす。この残念な結果は
、情報信号の帯域幅の２倍が必要になることである。視覚信号は最高４．２ＭＨ
ｚのベースバンド帯域を有するので、信号全体を伝送するために最高８．４ＭＨ
ｚが要求されるであろう。信号当たり多くのスペクトルを使用する不都合は、可
能な信号の総数が、両側波帯信号の欠如の場合よりも制限されることである。同
一の情報が両方の側波帯に存在しているので、１つのみの側波帯によってすべて
の情報を伝送することが可能である。しかし、ＮＴＳＣ方式が作り出された時、
このような回路は多くの真空管によって実装しなければならなかったであろう。
今日のエレクトロニクスは容易にまた費用効率的にこのようなシステムを民生用
電子機器製品に組み込むことができる一方、初期のテレビジョン民生用電子機器
の開発状態は、このようなシステムを不可能なほどに高価であると考えたであろ
う。
【００２４】 両側波帯信号は「包絡線検波器」と称される簡単な回路によって復旧しうる。
両側波帯信号のパワー曲線の配置はベースバンド信号に正確に従うので、このこ
とが可能である。妥協が行われた。下側波帯の部分「痕跡」が含まれるならば、
簡単な包絡線検波器をなお使用でき、また導入される歪みが最小で許容し得るこ
とが確認された。これを補償するための受信機に必要なフィルタは適度な価格で
あり、取得可能であった。このフィルタ処理によってテレビジョン信号のＶＳＢ
変調が得られる。ＮＴＳＣでは下側波帯（残留側波帯）はフィルタによって切り
落とされ、この結果視覚的搬送波の下の第１の７５０ｋＨｚが実質的に減衰され
ず、７５０ｋＨｚと１．２５ＭＨｚとの間のエネルギは所定のレートで減衰され
、また１．２５ＭＨｚの下のエネルギは実質的に減衰される。
【００２５】 すべてのコンシューマテレビジョン受信機とラジオは、周知のスーパヘテロダ
イン受信機の原理で作られる。他の信号の広いスペクトルに埋め込まれたテレビ
ジョン又はラジオ信号を選択する時、受信機は所望の信号を通過させ、他のすべ
ての信号を拒否しなければならない。受信機は周波数選択フィルタによってこの
プロセスを達成する。受信機が異なった時間に異なったプログラムを選択するよ
うに意図されるならば、このフィルタの設計ははるかにより複雑になる。広範囲
の周波数を網羅する周波数選択フィルタの設計は複雑かつ非経済的である。代わ
りのアプローチは、中間周波数（「ＩＦ」）で動作する固定周波数フィルタを設
計し、所望の信号が固定フィルタの周波数に移動するように、スペクトルを調整
することである。固定周波数フィルタはＩＦフィルタと称される。
【００２６】 受信機は、ローカル発振器（「ＬＯ」）信号と称される適切な周波数コサイン
（又はサイン）波に固定周波数を乗算することによって、スペクトルを移動する
。前に説明したように、この乗法は、和と差の周波数の生成をもたらし、周波数
のスペクトル全体をＬＯの周波数に加え、またＬＯ周波数から周波数のスペクト
ル全体を引く。周波数の和又は差集合のいずれかがＩＦフィルタを通過するよう
に、ＬＯ周波数は選択される。異なった信号が選択されるように引き起こすため
のＬＯの調整は、簡単であり、同時に非常に費用効果が高い。
【００２７】 ＬＯコサイン波を有するスペクトルの乗法のプロセスは、任意の非線形デバイ
スで行いうる。それは通常ＬＯ周波数を相殺する平衡ミキサで行われる。受信機
のこの部分は通常「ミキサ」あるいは以前の文献では「第１の検出器」と称され
る。
【００２８】「互換性のある」カラーテレビジョンへの歩み寄り テレビジョン信号のさらにもう１つの重要な特性は、スキャンレートの調波の
周囲のエネルギのクラスタである。このクラスタは、アナログ画像と周期的な水
平及び垂直スキャンレートの冗長の結果である。エネルギのクラスタは、付加的
な情報をインターリーブすることを可能にした。白黒テレビジョンシステムがカ
ラーを含むように拡張された時、インターリーブが最初に好適に使用された。約
３．５８ＭＨｚの副搬送波は、そのエネルギが、単色信号の既存のエネルギクラ
スタの間に落ちる周波数でクラスタされるように水平スキャンレートにロックさ
れる。この技術によって、カラーテレビジョンと白黒テレビジョンとの「互換性
」が可能になる。中間物はこの互換性を不完全にする。カラーの導入以前に製造
された白黒受信機は最高４．２ＭＨｚの視覚的帯域幅を有していた。これによっ
て非常に鮮明な黒白映像が提供された。色信号が導入された時、これらの受信機
は「ドットクロール」を蒙った。色信号は、以前の受信機によって適切に拒絶さ
れず、弱いが、いらいらさせる点の移動パターンとして現われた。この問題は、
周波数応答にノッチを導入して色信号の多くを除去することによって、その後の
白黒受信機で克服された。結果は解像度と鮮鋭度の損失であった。代わりに、色
信号が減衰されるように、白黒受信機の視覚的帯域幅がロールオフされた。これ
も鮮鋭度が低減した。これらの中間物は、２つの型式の受信機、カラーと白黒の
生産継続、及び同一信号の受信を可能にした。しかし、これは新しい白黒受信機
の性能の低減、及びカラー受信機導入の前に製造された白黒受信機の性能の低減
のもとに行われた。
【００２９】 この互換性は、白黒テレビジョン受信機がすでに普及した市場へのカラーテレ
ビジョンの合理的な導入に重要であった。白黒受信機に投資した消費者はサービ
スにアクセスし続け、他方カラー受信機を購入した消費者は同一の信号からより
多くの利点を得た。カラー受信機を買う余裕がなかったか人々は、新しい白黒受
信機を買い、なおテレビジョンにアクセスすることができた。誰もカラーへの進
展によって権利を奪われなかった。
【００３０】 研究は、人間の視覚系が赤、緑及び青の刺激の組合せに基づき大部分の色を見
ることができることを示している。これらの３つの信号は、白黒情報を伝送する
信号と、色を構成するための情報を搬送する２つのいわゆる「色差」信号に代数
学的に結合しうる。人間の目は肌色に近い色に最も敏感である。したがって、カ
ラーテレビジョンシステムは肌色の忠実度を最大化するように設計される。
【００３１】 ２つの「色差」信号はカラー副搬送波上で互いに対して直交位相で変調される
。直交変調は、一方が他方から９０°シフトした２つの搬送波を使用する。受信
機では、直交位相検出によって２つの信号がきれいに分離される。この分離は簡
単な数学に基づいている。数学的なサイン関数は数学的なコサイン関数から９０
°位相シフトされる。サイン関数とコサイン関数との乗法は、２つの元関数の和
と差に等しい角度を有する１対の正弦波をもたらす。
【００３２】
【数２】 Ａ＝Ｂである場合、
【００３３】
【数３】
【００３４】 Ａ＝Ｂならば、得られる信号は、変調信号の積、Ｆ（ｔ）と、ゼロのサインと
Ａの２倍のサインとの和（Ｂに等しい）とに等しい。ゼロのサインはゼロに等し
く、またＡとＢが同一の周波数であるならば、答えは周波数の２倍のサイン関数
である。簡単なフィルタによってベースバンド周波数は容易に分離される。二重
の周波数サインがフィルタ除去された後、残るすべてはゼロである。
【００３５】 他方、２つのコサイン関数の乗法は、それらの和周波数コサインと、それらの
差周波数で他のコサインを生む。
【００３６】
【数４】 Ａ＝Ｂである場合、
【００３７】
【数５】 Ａ＝Ｂであるならば、得られる信号は、変調信号の積、Ｆ（ｔ）と、ゼロのコ
サインとＡの２倍のコサインとの和（Ｂに等しい）とに等しい。ゼロのコサイン
は１に等しく、またＡとＢが同一の周波数であるならば、答えは周波数の２倍の
コサイン関数である。これもまた、簡単なフィルタによって容易にベースバンド
周波数から分離される。二重の周波数コサインがフィルタ除去された後、残るす
べてはベースバンド変調信号Ｆ（ｔ）の半分である。このプロセスは同期検波と
称される。何故ならば、受信信号の搬送波周波数と位相は、受信信号を復調する
ために使用される局所的に供給される信号と同期だからある。
【００３８】 搬送波周波数におけるコサイン波と変調されたコサイン信号のこの同期乗法の
結果は、ベースバンド周波数における元の情報信号をもたらす復調、すなわちゼ
ロ周波数から最も高い情報周波数への変調である。２つのサイン関数の乗法はも
またサイン搬送波上に含まれる情報の復調をもたらす。このようにして、直交位
相信号は互いに干渉することなく個別に検出される。
【００３９】「互換性のある」ステレオテレビジョンサウンドへの歩み寄り テレビジョンサウンドは、視覚的搬送波の４．５ＭＨｚ上方に固定された別個
の搬送波で変調された周波数である。ステレオサウンドがテレビジョンシステム
に加えられたとき、既存のサウンドシステムを時代遅れにすることにより生じた
かもしれないカオスを避けるために、「互換性」の要求が再び強制された。ちょ
うど「互換性のあるカラー」と同じように、ステレオサウンドが加えられたとき
にモノラル受信機との中間物があった。しかし消費者に対する利点は差し引きプ
ラスであると考えられた。市場は、「互換性のあるカラー」と「互換性のあるス
テレオサウンド」の両方にその承認を与えた。
【００４０】 ステレオサウンドは、ベースバンドにおける左右のサウンドチャンネルの和を
含むスペクトルを生成することによって実装される。左右のチャンネルの差は、
水平スキャン周波数の２倍（２ｘ１５，７３４＝３１，４６８Ｈｚ）で搬送波の
上に変調される両側波帯の抑圧搬送波である。限定された帯域幅（１０ｋＨｚ）
のモノラルのセカンドオーラルプログラム（「ＳＡＰ」）チャンネルは、水平ス
キャン周波数の５倍で搬送波の上に変調される周波数である。ＳＡＰチャンネル
は第２言語又は他のこのような目的のために意図されている。非常に狭い帯域幅
（３．４ｋＨｚ）の「プロフェッショナルチャンネル」は水平スキャン周波数の
６．５倍で搬送波の上に変調される周波数である。それは、テレビジョン施設の
相互通信のために使用される。この全体の複合スペクトルは４．５ＭＨｚ搬送波
の上に変調される周波数である。ほとんどすべてのテレビジョン受信機が視覚的
及び聴覚的搬送波の間の関係に依存するので、この関係は確実に制御される。視
覚的搬送波は、サウンドスペクトルをベースバンドに下降させるためのローカル
発振器として使用される。この技術はＴＶ受信機設計の「搬送波内サウンド」方
法と称される。最終変調プロセスは周波数変調のプロセスであるので、ＴＶ受信
機は任意の振幅変調を除去するための「リミッタ」回路を使用する。ＴＶ受信機
は次に、すべての振幅変調に対して応答しなくなる。
【００４１】「互換性のある」アドバンストテレビジョンの初期のアナログの試み ＮＴＳＣテレビジョンがその５０年目の記念日を迎えたとき、カラーテレビジ
ョン受信機が商品になった。優れた映像と聴力障害者のためのリモート制御、ス
テレオサウンド、字幕るのような重要な基本的特徴を提供する低コスト受信機は
、スクリーンサイズ１インチ当たり１０ドル未満の値段で売られている。約１億
の米国のテレビジョン世帯のみによって、２億５０００万台を超えるテレビジョ
ン受信機と１億５０００万台のＶＣＲがある。さらに、毎年、約２，５００万台
の新しいカラーテレビジョン受信機及び約１，５００万台の新しいＶＣＲが売ら
れている。平均的なテレビジョン受信機が１９インチのモデルであるならば、そ
の約１５インチ幅のスクリーンは約１８インチ幅のキャビネット内に収容される
。米国のすべてのＴＶが地球の周囲に並んで置かれると、７１，１００マイル、
地球の周囲の数倍の距離となる。そして７，１００マイルに相当する新しいセッ
トが毎年米国で売られ、ゆうに東海岸から西海岸の２倍以上となる。市場は飽和
し、この業界は市場の需要よりも多くの生産能力を有している。当業界が生きの
びるために新製品が絶対に必要である。日本は、居間用に新製品を必要とする新
しいサービスの模索を始めた。日本は２０年以上前に高品位テレビ（ＨＤＴＶ）
の開発を始め、その目標の追求に１０億ドル強を費やした。
【００４２】 放送局もまた困難に遭った。それらが直面したのは、領域が通信産業へと継続
して失われていったことである。かつて８３あったチャンネル領域は、携帯電話
と移動通信に領域を与えるため６９にカットされた。これに満足せず、通信産業
はさらにもっと多くの領域を要求し始めた。これに答えて、放送局はＨＤＴＶへ
の拡張のためにその範囲を必要とすると強く主張した。放送局の要求がなかった
ならば、領域は通信のものとなったであろう。
【００４３】 放送局はＨＤＴＶを求め、また領域を維持するために政治的権力利用しなけれ
ばならなかった一方で、民生用電子工業はＨＤＴＶを絶対的に必要とした。
【００４４】 日本で開発されたＨＤＴＶシステムは、マルチプルサブナイキストサンプリン
グエンコーディング用ＭＵＳＥと称される。ＭＵＳＥは日本で機能し、消費者の
テレビジョン受信機は市場で調達可能である。ＭＵＳＥが技術的驚異であるが、
６ＭＨｚを超える帯域幅を必要とする。ＦＣＣはより厳しい要求を課した。ＦＣ
Ｃは次のように要求した。すなわちＨＤＴＶ信号が：ａ）６ＭＨｚに合う、ｂ）
ＮＴＳＣと互換性がある、ｃ）ＮＴＳＣサービスに対して過度の干渉を引き起こ
さない。最初の間、これらの要求はすべて不可能に思われた。結局、３つの基準
のうち２つが達成された。唯一の失敗は互換性であった。
【００４５】 ＦＣＣの要求を満たす最初のアプローチは、ＮＴＳＣ信号を保持し、６ＭＨｚ
の補足信号を印加し、またＮＴＳＣにインバンドヘルパ信号を印加することに基
づいていた。これは自動的に互換性の要求を満たし、また新しい受信機の受信を
強化するためにＮＴＳＣチャンネルのヘルパ信号を使用しうるというさらなる利
点を有した。これらのヘルパ信号は、画像の幅をＮＴＳＣの４対３の形状から１
６ｘ９のアスペクト比に増大した。解像度の増加もまた提供された。解像度改良
テレビジョンと称される（ＩＤＴＶ）中間生産物により、ＮＴＳＣとより合理的
な移行部を可能にする高価なＨＤＴＶ製品との間のギャップが埋められることが
期待された。裕福で、熱心な早期の採用者はＨＤＴＶを購入することができたが
、あまり裕福でない人々は、広く取得可能であるようにＨＤＴＶの費用が下がる
まで、互換性のあるＩＤＴＶ受信機によってその受信を改善することができた。
【００４６】 多くの特許と論文が、付加的なアナログ及びデジタル情報さえもテレビジョン
信号に搬送する手段として直交位相搬送波を使用することについて記述している
。これらの方法は、実用上の欠陥とデジタルＨＤＴＶへの引き続く激しい流れの
ため商業利用に達しなかった。これらの大部分の方法の目的は、ＩＤＴＶシステ
ムを生成する普通のテレビジョン信号を強化するために補足情報を搬送すること
であった。ある場合には、これらの方法は高画質テレビ、ＨＤＴＶシステムの一
部である。
【００４７】 １９８７年７月７日出願、１９８９年１１月２１日発行の「マルチプレックス
信号処理装置」と称する米国特許第４，８８２，６１４号は、同一の周波数を有
するが、第１の搬送波から位相が９０°異なる第２の搬送波を変調するための第
２の振幅変調器から成るマルチプレックス信号処理装置を開示している。第２の
搬送波は、両側波帯の振幅変調されるマルチプレックス信号を得るために補助信
号によって変調される。インバース（逆）ナイキストフィルタは、受信機のナイ
キストフィルタを信号が通過するとき信号が両側波帯信号になるように、信号を
前処理するために利用される。受信機のマルチプレックス信号プロセッサは、受
信したマルチプレックス信号からメイン及びマルチプレックス信号を復調するた
めの同期検波器と直交歪み除去フィルタとを有する。通常の同期受信機は、直交
位相補助信号によって引き起こされる歪み（クロストーク）なしに従来のテレビ
ジョン信号を生成する。
【００４８】 本発明は、いくつかの重要な点で米国特許第４，８８２，６１４号の発明とは
異なる。第一に、本発明は受信機の同期検波器の使用に依存しない。振幅変調さ
れた信号の包絡線に対する受信機の応答は本発明の技術を用いて減じられる。
【００４９】 第二に、本発明は信号ソースでインバースナイキストフィルタを使用しない。
その代わりに、本発明は信号をプリエンファシスするためにナイキストフィルタ
とスペクトル処理手段を使用する。ナイキストフィルタの特徴的形状は規定され
ないので、これは重要である。むしろ、ナイキストフィルタはそのナイキスト周
波数の周囲に反対称の特性を有するフィルタである。この特性は線形的であって
もよく、そうでなくてもよい。無限の数の可能な特性によってナイキスト基準を
満たしうる。信号ソースにナイキストフィルタを使用することによって、信号に
さらされる受信機の集団を代表するフィルタを使用することが便利になる。これ
は、それらの受信機で最も普通に使用される市場で調達可能なナイキストフィル
タを簡単に使用することによって達成される。受信機集団内の信号の存在に比例
してフィルタの間に分割された信号と並列に、多くの代表的なナイキストフィル
タを動作させることも可能である。結合された信号は次に、信号にさらされた受
信機の集団のために最適化される。これは、受信機の集団が変わるにつれ、市場
から市場でまた時に応じて変わりうる。
【００５０】 第三に、本発明の受信機は直交歪み除去フィルタを使用しない。このようなフ
ィルタは受信データ信号の位相シフトの歪みを導き、可能な最大データレートを
達成する際に困難を引き起こす可能性がある。その代わりに、本発明はアグレッ
シブフィルタによって干渉ビデオ信号をフィルタ処理し、次にちょうど補助信号
を離れる受信信号から歪みビデオ信号を取り去る。このようにして、補助信号パ
スのフィルタによって導かれる歪みが避けられる。
【００５１】 １９８８年３月２３日出願、１９９１年１月１５日発行の「マルチプレックス
ＴＶ信号処理装置」と同じく称する米国特許４，９８５，７６９号の特定の例で
は、特許の第１の目的はＴＶをワイドスクリーンにするためにＮＴＳＣ信号にサ
イドパネルを互換的に加えることである。サイドパネル情報は２つの部分、低周
波と高周波に分割される。低周波部分はサイドパネルの時間間隔内のみ存在する
。それは、その周波数構成要素を完全な輝度帯域幅まで高める圧縮された時間で
ある。次にそれはクロマバーストのすぐ後にまた水平同期パルスの直前に小さな
タイムスライスに挿入される。この信号のスペクトルはサイドパネルのＤＣ構成
要素を有する。これは時間マルチプレックス信号と称される。高周波部分は、米
国特許第４，９８５，７６９号によって生成される直交チャンネルにフィットし
うるよりも多くの帯域幅を有する。信号はサイドパネルの時間間隔の間のみ存在
するので、それは適時に伸張しうる。このタイムストレッチは、米国特許第４，
９８５，７６９号によって生成される直交チャンネルの利用可能な帯域幅に周波
数構成要素がフィットするように、周波数構成要素を低くする。
【００５２】 １９８９年７月１９日出願、１９９１年７月３０日発行の「テレビジョン信号
処理装置」と称する米国特許第５，０３６，３８６号、ビデオと干渉との間の相
関関係が従来のＴＶ受信機でより見にくくなるような相関関係であるように、直
交チャンネルは干渉を有するが、バーチカルテンポラルＶ−Ｔ構成要素をそれに
割り当てることを認識する。この特許は、受信機と送信機のフィルタの特性の不
完全さのため、普通の受信機の干渉が実際に検出しうることを認識する。
【００５３】 用語「送信機」とは、本文献では、任意の媒体を介して伝送のために信号を変
調する一般型の装置として使用される。それは、アンテナとケーブルシステムで
使用される相対的にローパワーの変調器とに通常接続される放送送信機と、ケー
ブル、ワイヤ、光ファイバ又は他の媒体に接続される他の媒体とを含む。
【００５４】デジタル信号 デジタル信号の利点は次を含む：（１）信号を完全に再生し、雑音と歪みの蓄
積を防止する機能；（２）多数の目的のために計算手法を適用する機能。計算手
法に含まれる用途は誤り検出と補正及び冗長低減である。画像と音に関する人間
の感覚系はアナログである。画像と音はアナログ信号として始まる。人が楽しむ
ためには、信号は、楽しむための目と耳のために最終的にアナログ信号として表
示しなければならない。残念ながら、信号が長い距離にわたって伝送されるとき
、それらは雑音、歪み及び干渉信号に直面し、画像と音の品質を悪化させ、また
場合によってはそれらを人の耳又は目にとってまず不愉快にさせ、次に使用に適
さないようにする。アナログ信号がデジタル信号に変換されるならば、無視しう
る量の雑音が変換プロセスに導入されるが、信号の引き続くすべての劣化を実用
的かつ良く理解された技術を用いて避けうる。
【００５５】 アナログ信号をデジタル信号に変換するために、アナログ信号を最初に適時に
標本化しなければならない。情報科学理論家、Ｈ．ナイキストは、信号が含む最
大信号周波数の少なくとも２倍の周波数で信号が標本化されるならば、信号を情
報消失なしに完全に復旧しうることを証明した。標本化信号は任意の値を取りう
るので、標本化信号はなおアナログである。それらはちょうど時間量子化される
。次に各時間サンプルの強度が測定され、また得られる測定値がいくつかの限定
された精度によって表されるならば、標本化アナログ信号はデータの順序に変換
されている。限定された精度数は固定数の少数位を有する。数の精度の不確かさ
はその最後の少数位の値によって決定される。かくして、伝送される情報は、も
はや元のアナログ信号でなくあるいはその時間標本化バージョン（任意の値を取
りうる）ではなく、むしろ、元の信号標本の強度を説明する限定された精度数を
伝送する他の信号である。限定された精度数による信号の表示は、量子化雑音と
称される雑音の程度であると考えうるエラーを導入する。量子化雑音の量は任意
の高次倍精度数を用いることによって任意に小さくしうるが、決してゼロには低
減しえない。データ信号アプローチの主な利点は、信号のさらなる劣化をすべて
防止するための技術が存在することである。
【００５６】 標本化アナログ信号を表すために使用される限定精度数は種々の形態を有する
ことが可能である。ほとんどの個人は値１０に基づく記数法の使用に慣れている
。すなわち、人間の取引で一般に使用される数は、１０の数字を利用する：０、
１、２、３、４、５、６、７、８、９。これは基数１０あるいは１０進法と称さ
れる。基数１０進法のさらなる特性は、使用される記号と数のストリングにおけ
るその位置とによって数の値が決定されることである。一番右の位置は記号値の
みを有する。左への次の場所は１０の記号値倍を有する。左への次の場所は１０
０の記号値倍を有する、等々。かくして数５４３は３プラス１０の４倍プラス１
００の５倍を有する。
【００５７】 同様の記数法が、２つの記号０と１のみを用いて作りうる。このようなシステ
ムは２つのみの基本的な記号を有するので、基数２又は「２進」と称される。こ
のようなシステムでは、高次の値は数の中の記号の位置に割り当てられる値によ
って表される。再び、最も右の位置は１の記号値倍を有する。左への位置は記号
値掛ける２、あるいは右に対するその位置の場所値の２倍を有する。左への次の
位置は記号値掛ける４、あるいは右に対するその位置の場所値の２倍を有する。
左への次の位置は記号値掛ける８、あるいは右に対するその位置の場所値の２倍
を有する。プロセスは継続し、各新しい場所は最後の値の２倍を有する。したが
って２進数１０１は、右手側から出発して１の１倍プラス２の０倍プラス４の１
倍の値とされる。合計は５である。この同一のプロセスは任意の２進数の値を決
定するために使用しうる。
【００５８】 ２進数の利点は、それらが簡単かつ廉価な回路によって表しうることであるま
た電気的雑音と歪みの影響を簡単かつ費用効率の高い設計法によって最小化し、
あるいは除去もしうることである。アナログ信号を処理するトランジスタのよう
な回路素子は、すべての信号値を忠実に再現し、最小の歪みと雑音を印加しなけ
ればならない。多くの回路素子がアナログ信号を処理するならば、それらの個々
の雑音と歪みの寄与は蓄積して信号劣化を引き起こす。他方、２進回路は「オン
」と「オフ」の２つの明瞭な状態を有することができ、これらは容易に識別可能
である。「オン」状態は２進数「１」を表し、「オフ」状態は２進数「０」を表
しうる。（反対の選択も等しく有効である）。重要な点は、回路素子がほとんど
「オフ」であるが、完全に「オフ」でないとしても、「オン」状態と混同されな
いことである。同様に、回路素子がほとんど「オン」であるが、完全に「オン」
でないとしても、「オフ」状態と混同されない。かくして、不完全な回路の性能
でも忠実に２進法の値を表しうる。「オン」状態が指定値の２分の１に接近する
、あるいは「オフ」状態が「オン」条件にほとんど半分に近いときのみ、混乱が
生じうる。この程度の不十分な性能が避けられるならば、２つの状態を区別し、
信号を完全に解きうる。信号が伝送されるとき、信号がある雑音と歪み劣化を蒙
るとしても、「オン」状態が２進「１」を表し、「オフ」状態が２進「０」を表
す２つの状態を確実に区別しうる限り、信号をなお完全に復旧しうる。結局は、
２つの状態が混同するように、十分な雑音と歪みが導入される。信号がこの破壊
的な劣化レベルの前に再生されるようにシステムが設計されるならば、劣化した
信号の代わりにフレッシュ２進信号を代用でき、また雑音と歪みによって引き起
こされたすべての損害を完全に除去しうる。このプロセスは任意の回数繰り返す
ことができ、任意の長距離にわたってエラーのない通信を可能にする。これはア
ナログ信号によって達成しえないことである。
【００５９】 デジタル信号のさらなる利点は最近のトランジスタの小さな寸法と費用である
。インテルの創設者の１人、ゴードンムーアは、約１２から１８カ月ごとに、単
一の集積回路に格納可能なデジタルトランジスタの数が２倍になると述べた。代
わりに、所定数のデジタルトランジスタの費用は上記の同一の時間間隔に約半分
になる。このプロセスは何十年間も続いており、しばらくの間続く可能性が高い
ようにみえる。この現象の一例として、１９８０年代初期に導入された第１のパ
ーソナルコンピュータはインテルブランドの集積回路（「ＩＣ」）を使用し、こ
れには３万のデジタルトランジスタが含まれていた。１９９０年代中頃のペンテ
ィアムコンピュータのＩＣは５００万以上のデジタルトランジスタを有する。ミ
レニアム末までに、何千万というデジタルトランジスタが取得可能な価格で消費
者製品に予想しうる。これと同一の経験はアナログ回路で行われなかった。何故
なら、アナログ回路は無限の範囲のアナログ信号値を忠実に処理しなければなら
ないからである。その厳しい制約は、アナログ回路の迅速な進歩あるいは複雑さ
の増大及びコスト低減による進歩を妨げた。
【００６０】 デジタル信号と回路のさらにもう１つの利点は、非常に複雑な方法でそれらを
数学的に操作でき、かくして、伝送エラーが生じたかどうか、またこのようなエ
ラーの補正手段を決定するための方法を単純化する。エラーには２つのみの可能
な形態があることに注意。２進法の「１」の記号が損傷され、２進法の「０」の
符号に変換されるか、あるいは２進法の「０」の記号が損傷され、２進法の「１
」の符号に変換される可能性がある。それ以外のものは２進法には存在しない。
一例として、誤り検出の共通の方法は２進法の記号を７つのクラスタにグループ
分けし、以前の７つの記号が「１」の記号の偶数又は奇数を有するかどうかに応
じて、第８の記号を付加することである。付加された記号が８つの記号の各グル
ープの「１」の記号の偶数を生成するならば、単一の伝送エラーが「１」の記号
の奇数に生じる。ほとんどありえない事象であるが、２つのエラーが生じるなら
ば、システムはだまされ、エラーが生じなかったとみなすことに注意。しかし、
３つのエラーが生じるならば、損傷が再び検出される。あるエラー条件を検出す
る機能は、伝送時間をとると共に送信及び受信端末の両方で処理する付加回路を
必要とする付加記号を犠牲にして得られる。データ検出と補正アルゴリズムと称
されるより複雑なスキームは多数のエラーを検出して、正しい信号を決定しうる
。これらのより複雑な方法は付加的な非データの記号の量を増加し、「間接費」
を増したと言われている。付加的な処理もまた、伝送パスの両方の送受信端末に
必要である。
【００６１】 デジタル信号のなお他の利点は、それらが情報の冗長を低減する圧縮方法にな
じみ、単位時間当たりより多くの情報の伝送が可能になることである。圧縮され
た信号のさらなる利点は記憶用のメモリの必要が小さいことである。データ圧縮
の１つの実例は「ランレングス符号化」の技術である。データ信号が同一記号の
「走行」を含むならば、符号化されたメッセージは、基本記号それ自体を単純に
伝送するよりも少ない記号によって走行の長さを示しうる。例えば、信号が３０
の「０」記号を含むならば、３０以下の記号がその事実を符号化するように要求
される。他の実例は、伝送すべき情報のために規定される特別な記号テーブルの
使用である。発生頻度の高い情報グループには短いデジタルコードが割り当てら
れ、発生頻度の低い情報グループには残りのより長いコードが割り当てられる。
モールス符号はこの技術の実例である。文字「ｅ」は英語で最も頻繁に使われる
文字である。それには最も短いモールス符号である「ドット」が割り当てられる
。数と句読点が現れるのははるかに稀で、したがってより長い連続の「ドット」
と「ダッシュ」が割り当てられる。Ｄ．Ａ．Ｈｕｆｆｍａｎはこのような圧縮コ
ードを作る方法を開発した。「最小冗長コードの構成のための方法」Ｐｒｏｃ．
ＩＲＥ Ｖｏｌ．４０ １９５２年９月１０９８−１１０１ページは参考として
本出願に組み込まれている。
【００６２】 デジタル信号の計算の性質は、より汎用のプロセッサのソフトウェアで非常に
多くの処理の実行を可能にする。処理の程度は非常に複雑であり得る。さらに、
処理の多くを専用のデジタル回路によって補助しうる。
【００６３】 アナログ信号と同様に、２進信号がラジオ（又はテレビジョン）周波数で伝送
されるとき、それらは搬送波の上に変調しなければならない。最も単純な変調方
法は、２つの異なった強度を有する搬送波の上にロジックレベルを振幅変調する
ことである。次に、ゴールは受信端末でデータを復旧することである。通常の場
合のように、雑音と歪みは適度であるが、過度でないならば、データ復調器の最
も重要な使命は変調を除去することである。データ抽出器は次に、データのアナ
ログ表示を明瞭なロジックレベルに変換する。このデータ抽出は、「スライサ」
と同期クロックによって駆動される標本化回路とによって実行される。スライサ
は、入力信号強度と、「しきい値」と称される所定電圧レベルとを比較する回路
である。入力信号がしきい値の上方にあるならば、それには２つのロジックレベ
ルの１つが割り当てられる。入力信号がしきい値の下にあるならば、それには他
のロジックレベルが割り当てられる。スライサのアウトプットはもう１度雑音と
歪みのないクリーンな信号である。しかし、データパルスの始めと終わりに関し
て曖昧さが存在するので、出力はまだデータではない。この曖昧さは、正確に正
しい時間にロジックレベルを標本化する回路によって解決される。サンプリング
はマイクロプロセッサのさらなるデジタルロジック処理に適切なデータパルスを
もたらす。
【００６４】 ロジック「１」とロジック「０」とを表す２つのレベルの使用がデジタル論理
回路設計の全体的な方法であるが、それは必ずしもこれを行いうる唯一の方法で
はない。他の数の非常に安定した状態を有する回路素子が確認されたならば、論
理システム全体をそれらの周囲に作りうるであろう。４つの自然の状態を有する
電子素子を考える。４つの状態により、任意の時に次の４つの組合せによって２
ビットを表しうるであろう：００、０１、１０、１１。同様に、８つの自然の状
態を有する電子素子が利用可能であったならば、それは任意の時に３ビットを表
しうるであろう。
【００６５】 用語「マルチレベル」とは、本文献では１つ以上のレベルを意味し、２レベル
の信号ならびに２レベル超を有する信号を含む。
【００６６】 ２レベル超を有するマルチレベル方法は論理回路の設計において商業的に有用
であると証明されていないが、データ伝送では非常に有用である。２レベルのみ
が伝送されるとき、記号時間当たり１ビットが伝送される。このようなシステム
は、ロジック「１」を表す信号の強度とロジック「０」を表す信号の強度との間
の差の半分と等しい雑音レベルを許容しうる。主信号がアナログテレビジョンで
ある文字放送のようなシステムの場合、雑音レベルはロジック「１」を表す信号
の強度とロジック「０」を表す信号の強度との間の差の半分に接近しない適度の
レベルに抑制されなければならない。そのような量の雑音は受け入れ難いアナロ
グビデオ画像をもたらすであろう。雑音がはるかに少ないので、より多くのレベ
ルを収容しうる。データ受信機では、復調後に、４つのレベルの間に等しく離間
した３つの「レベルスライサ」が４レベルの信号を支持するであろう。４レベル
の信号は各記号時間に２ビットのデータを同時に伝送するであろう。同様に、８
つの信号レベルの間に等しく離間した７つのレベルスライサは３つの同時データ
を支持するであろう。この技術は、装置の複雑さの適度の増加のもとデータ伝送
を大幅にスピードアップする。受信機では、２レベル超を有するマルチレベルデ
ータはレベルスライサと論理回路とを用いて２レベルデータに変換される。これ
が必要なのは、引き続く論理回路及び現在の設計のマイクロコンピュータがすべ
て２レベルのみを扱うからである。
【００６７】デジタルテレビ 高品位テレビ（「ＨＤＴＶ」）を作り出す「互換性のある」方法を長時間にわ
たって探索した後に、提案されたすべての方法が、元のＮＴＳＣ信号プラスイン
バンドとアウトオブバンド「ヘルパ信号」とを使用したことが明らかになった。
すべての利用可能なリソースは互換性のある信号を生成するように要求され、２
つの６ＭＨｚバンドが使用された。
【００６８】 ゼニスエレクトロニクス社は、画像の高周波をアナログ形式で、下方周波数を
デジタル化された形式で伝送するハイブリッドシステムを提案することによって
殻をうち破った。このハイブリッド方法は両方の世界のベストを利用するように
思われた。この方法は、ＮＴＳＣ信号のエネルギの大部分が同期パルスを含むそ
の低周波数にあることを認識した。低周波数をデジタル化することによってそれ
らの主要な電力消費が削減された。相対的に低い周波数が処理されたので、デジ
タル回路の負担がさらに緩和された。高周波はアナログに留まり、パワーの要求
にわずかしか寄与しなかった。下方のデータレートデジタル信号もまたマルチパ
スにそれほど敏感でなかったかもしれず、他方より高い周波数のアナログ信号は
雑音から受ける影響が小さくなった。残りの問題は、この方法が既存のＮＴＳＣ
受信機ともはや「互換性」がなかったことである。この問題は、「互換性」のコ
ンセプトが「同時放送」の技術を含むことを可能にすることによって解決された
。すなわち、両方のハイブリッド信号とＮＴＳＣ信号は２つの異なった解像度で
同一のプログラミングを搬送するであろう。この妥協は、以前の受信機の所有者
が権利を失うことがないようにするであろう。またＮＴＳＣとＨＤＴＶの両方を
同一の６ＭＨｚに置くシステムが提案されなかったので、２つの６ＭＨｚチャン
ネルがなお必要であろう。この方法には１つの主要な利点があった。すべてのＮ
ＴＳＣ受信機が古くなり、また新しいＮＴＳＣ受信機がもはや製造されなくなる
時が来れば、ＮＴＳＣチャンネルを他の目的に再配分しうるであろう。その前に
も、同時放送に対する要求は技術的制約よりも、むしろ政策に基づき緩和しうる
であろう。この段階的なプロセスにより、「互換性」が初めてテレビジョンで断
念された。（互換性のないＣＢＳカラーシステム、他方、一時的に米国の公共シ
ステムはそれが互換性のあるカラーシステムと交換される前に商業的成功を達成
しなかった）。
【００６９】 その後すぐに、ゼネラルインスツルメント社がオールデジタルの解決方法を提
案した。迅速に、真剣な提案者の大部分（日本のＭＵＳＥシステムを例外として
）がオールデジタルに転換した。勝利者を選択するを課せられた委員会は、転換
が不可能であることを確認した。技術的な問題はあまりにも複雑であり、政策的
問題が大きすぎた。決定がなされるべきときに、すべての提案されたシステムが
受け入れ難い状況を生み出した。結果は、提案者自身に単一システムの決定を可
能にする「同盟」を形成するという条件の下で、すべてのシステムを受入れ可能
として認める決定であった。かくして、ＦＣＣに対する単一の提案のために各提
案者の「ベスト」を選択するふりをしつつ、秘密裏に政治的な戦いが起こり得た
。
【００７０】 テレビジョン産業における最近の開発はＨＤＴＶの送信に焦点を合わせ、これ
は伝達情報量の本質的な増加を必要とし、したがって必要な視覚信号帯域幅を大
幅に拡張することになりうる。にもかかわらず、テレビジョン産業は、画像を処
理すると共に得られるデジタル認識の伝送と格納の効率を最大にするための標準
化された「ツールキット」を作り出した。これを達成するための重要なシステム
は動画専門グルーブ（「ＭＰＥＧ」）標準として知られる。ＭＰＥＧは、用途の
性質に応じて選択しうる技術の収集から構成される。デジタルＴＶ帯域幅圧縮の
領域のこの進歩は１９９６年１２月にＦＣＣによって選択された国家標準となっ
て現れた。この標準を使用して、今や、かつて必要と思われた数１０メガヘルツ
よりも、むしろ６ＭＨｚのアナログ放送テレビチャンネル割り当て内に、単一の
ＨＤＴＶチャンネルを送信しうる。ケーブルの整然としたスペクトルの場合、デ
ータ伝送レートの２倍が可能である。２つのＨＤＴＶ信号を６ＭＨｚで搬送しう
る。
【００７１】 ＨＤＴＶ信号をこの著しく大きな比率で圧縮しうるならば、ＮＴＳＣ信号も同
様に圧縮されるという認識が現実化するには、長くかからなかった。次に多数の
ＮＴＳＣ信号を、１つのＨＤＴＶ信号又は１つのＮＴＳＣアナログ信号を搬送し
うる同一の６ＭＨｚに圧縮しうるであろう。これらの多数の信号は名称「標準品
位（デジタル）ＴＶ」（ＳＤＴＶ）を採用した。
【００７２】 実際には、ＳＤＴＶは誤った名称である。圧縮のために、元のベースバンド信
号の帯域幅ならびに受信されまた再構築された信号は、ＮＴＳＣチャンネルの４
．２ＭＨｚの制限を超えうるであろう。さらに、クロマ解像度を実質的に増やす
ことができ、ほとんどすべてのＮＴＳＣアーチファクトを除去しうる。実際にす
ばらしい画像が可能である。代わりに、ＳＤＴＶはＮＴＳＣとほどの解像度を持
つ必要がない。解像度を低減し、６ＭＨｚで搬送されるプログラムの数を増やす
ことが可能である。
【００７３】 用語「プログラム」とは、本文献では一般的な意味で使用され、１つの位置か
ら他の位置への転送を必要とする可能性のある任意の情報を含む。それはテレビ
ジョンプログラミングを含むがそれに限定されず、コンピュータプログラム、デ
ジタル情報、インターネット情報及び説明した技術を用いて１人のユーザからも
う１人のユーザに伝送されうる他の任意の信号を含む。
【００７４】 多数のプログラムの間の容量を共有する技術を使用して、何十年間も電話産業
で使用されてきた「統計処理マルチプレクス」を応用し、容量をさらに増加する
ことが可能である。量と品質の間のトレードオフは当惑させるような選択肢を提
供する。アメリカの消費者は長い間品質よりも量を重んじてきた。
【００７５】 ６ＭＨｚのＨＤＴＶを可能にするこの同一の技術は、多数の標準品位デジタル
信号の６ＭＨｚへの詰め込みを可能にする。映画はこの点に関してビデオに対し
複数の利点を有する。映画はビデオの３０フレーム／秒に対し２４フレームを有
する。この区別だけでも２０％のデータ要件の減少である。映画は、反復して処
理しうるという点でさらに相当の利点を有する。すなわち、映画は数回プロセッ
サを通過し、シーン毎にアーチファクトの生成を最小にするためにプロセッサの
調整が行われる。３．０Ｍｂ／秒のデータレートで非常に良い結果が映画で得ら
れている。まったく容認し得る結果が１．５Ｍｂ／秒で見られた。商業的に記録
されたＶＨＳカセットから得られたビデオと比較した場合、デジタルの結果はあ
る利点を有する。ＨＤＴＶ伝達率は約１９Ｍｂ／秒（６ＭＨｚで）であるので、
６つの３．０Ｍｂ／秒の映画を同一のスペクトルで搬送しうる。１．５Ｍｂ／秒
では、その数の２倍、１２が可能である。ケーブルはより制御されたスペクトル
を有するので、ケーブルはこれらの数をさらに約２倍にすることができ、６ＭＨ
ｚでおそらく２４の映画になる。この結果は、統計処理マルチプレクスを用いる
システムではさらに実用的である。
【００７６】 ＨＤＴＶの開発及び未来の放送標準としてのその受入れは、現在のアナログＴ
Ｖの放送から圧縮デジタルＨＤＴＶの放送への移行期間の必要を生じている。
【００７７】 デジタル高品位への完全な移行が生じるまでには、標準アナログＮＴＳＣの伝
送が数年の間継続すると予想される。ある人々は、この移行には非常に長い時間
かかるかもしれないと信じている。他の人たちは、アナログ受信機の巨大な設置
基盤からしてその移行が決して完了しない可能性があると考えている。アナログ
ＮＴＳＣ信号と同じチャンネル内のデジタル化されたＮＴＳＣ解像度信号の同時
の非干渉送信を可能にする技術の利用可能性は、既存の放送周波数割り当てのチ
ャンネル容量の２倍（又はそれ以上）の拡張をもたらすであろう。帯域幅圧縮の
より効率的な手段が出現するならば、ＨＤＴＶとアナログＮＴＳＣの同時伝送は
魅力的な可能性である。
【００７８】データをアナログテレビジョンに加える従来技術の方法 サブビジュアルの技術：データを「隠す」ために、十分利用されていないＮＴ
ＳＣスペクトルの部分を使用しうる。多くの場合、データを隠蔽するプロセスは
不完全であり、ある条件下でアーチファクトをもたらす。他の場合、より効率的
にデータそれ自体を隠すためのＮＴＳＣ信号の準備はビデオ品質を低減する。か
くして、挑戦は、信号ロバストネスと経済的な実装の可能性とを保持しつつ、デ
ータを隠すと共にビデオ品質を害さないことである。
【００７９】 ナショナルデータ放送委員会（「ＮＤＢＣ」）は、視覚によるデータ伝送の単
一の標準を確立するために１９９３年に設立された。ＮＤＢＣは提案に関する要
請（「ＲＦＰ」）を交付し、選択プロセスを２人の競争相手に絞った：Ｗａｖｅ
ＰｈｏｒｅとＤｉｇｉｄｅｃｋ。研究室試験が１９９４年１２月にＡｌｅｘａｎ
ｄｒｉａ，Ｖｉｒｇｉｎｉａのアドバンストテレビジョンテストセンタ（「ＡＴ
ＴＣ」）によって行われた。１９９５年４月に、ＮＤＢＣは分野試験のためにＤ
ｉｇｉｄｅｃｋを選択した。６月に、ＷａｖｅＰｈｏｒｅが研究室試験の結果に
基づき改良を行った後、ＷａｖｅＰｈｏｒｅはそれらのシステムを再度テストす
るように委員会を説得した。
【００８０】 一方、ＦＣＣは１９９５年４月にＮｏｔｉｃｅ ｏｆ Ｐｒｏｐｏｓｅｄ Ｒ
ｕｌｅｍａｋｉｎｇ（「ＮＰＲＭ」）を交付した。１９９６年６月２８日に、Ｆ
ＣＣはそのＲｅｐｏｒｔ＆Ｏｒｄｅｒ（「Ｒ＆Ｏ」）で放送テレビジョン伝送の
視覚的部分のデジタルデータ伝送を認可した。「テレビジョン放送局伝送のビデ
オ部分のデジタルデータ伝送」、参考として本出願に組み込まれたＭＭ整理番号
Ｎｏ．９５−４２。このＲ＆Ｏは、４つのフォーマットのＮＴＳＣ信号の視覚的
部分の補助的なデータを許すためにＦＣＣ規則を改正する。Ｙｅｓ！Ｅｎｔｅｒ
ｔａｉｎｍｅｎｔ ＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎとＡ．Ｃ．Ｎｉｅｌｓｅｎ Ｃｏ．
によるフォーマットの２つは、低データレート信号を画像のオーバスキャン領域
に配置する。他の２つのシステム、ＤｉｇｉｄｅｃｋとＷａｖｅＰｈｏｒｅはデ
ジタル信号を視覚信号に埋め込む。ＤｉｇｉｄｅｃｋとＷａｖｅＰｈｏｒｅの両
方は、全米放送業者連合（「ＮＡＢ」）と民生用電子製造業者連合（「ＣＥＭＡ
」）の後援を受けてＮＤＢＣに参加する。ＮＤＢＣは、ワシントン、Ｄ．Ｃ．で
ＷＥＴＡ、チャンネル２６及びＷＪＬＡ、チャンネル７でこれらのシステムの実
地試験を行った。この同一のＲ＆Ｏは、他の人たちにデータをアナログ視覚信号
に埋め込む方法の発明を奨励した。
【００８１】 ＷａｖｅＰｂｏｒｅ：ＷａｖｅＰｈｏｒｅは、最高１５０ｋｂ／秒のデータレ
ートについて各フィールドの１０から２０のラインで文字放送のようなシステム
を利用する。ＷａｖｅＰｈｏｒｅは、マルチパスと他の伝送問題から保護するた
めにその構造に本質的な誤り検出及び保護ビットを加えた。
【００８２】 ＷａｖｅＰｈｏｒｅシステムは視覚的輝度と基準色帯域幅を低減することから
始まる。「輝度」は４．２ＭＨｚのその理論値から３．９ＭＨｚに低減され、色
信号の上側波帯は約３００ｋＨｚ低減される。次に、視覚的搬送波の約４．１９
７ＭＨｚ上方の搬送波周波数で、また視覚系の雑音フロア上方の約２０ｄＢの強
度でこの領域にデータ信号を挿入することが可能である。データは視覚的搬送波
、したがって水平線周波数と同期である。水平スキャン周波数の１／４の奇数倍
として、データはスペクトルエネルギの輝度と基準色束の間にインタリーブする
。データは垂直及び水平ブランキング期間の間送られない。３０ビットのデータ
がビデオラインを介して送られる。フィールド当たり２４０のラインが利用可能
である（信号がブランクされる間のＶＢＩをカウントしない）。これによって４
３５．６ｋｂ／秒の生データレートが得られる。エラー補正コーディングの後に
、生データレートは約４又は３８４のｋｂ／秒で割ったＴ１レートに低減される
。ＷａｖｅＰｈｏｒｅはそれらのシステムをＴＶＴ１／４と称す。何故なら、得
られるデータレートは電話のＴ１データレートの１／４に等しいからである。
【００８３】 ＷａｖｅＰｈｏｒｅは、２相変調を加えて下側波帯をフィルタ処理する前にデ
ータをシャッフルする。データをシャッフルすると、ビデオ内のデータの鮮明度
が低減される。アダプティブイコライザが受信機で使用される。ＷａｖｅＰｈｏ
ｒｅ方法の主要な利点は、いったんビデオに挿入されると、データにさらに注意
を払うことなく視覚パスを通してデータを伝送しうることである。ＷａｖｅＰｈ
ｏｒｅ ＶＢＩシステムとＷａｖｅＰｈｏｒｅサブ視覚システムとを結合して、
５００ｋｂ／秒超を供給しうる。
【００８４】 ＷａｖｅＰｈｏｒｅシステムを使用する画像にはある劣化がある。にもかかわ
らず、ＦＣＣは、放送にその個々の市場選択を決定させ、それらの選択に答えよ
うとしていると思われる。
【００８５】 Ｄｉｇｉｄｅｃｋ：Ｄｉｇｉｄｅｃｋシステムは、視覚的搬送波の１ＭＨｚ下
に置かれた約５００ｋｂ／秒を搬送する差分直交位相シフトキー（「ＤＱＰＳＫ
」）信号を付加する。この点に関して、それはデジタルオーディオをアナログテ
レビジョン放送に加えるための欧州のＮＩＣＡＭシステムと類似している。この
変調は新しい搬送波を信号のＶＳＢ領域に配置する。これを収容するために、下
方ＶＳＢスロープが増加される。画像信号搬送波の下の従来の７５０ｋＨｚでス
タートするよりむしろ、Ｄｉｇｉｄｅｃｋシステムでは、ＶＳＢスロープは５０
０ｋＨｚでスタートし、より急速に落ちる。搬送波はピーク負荷の下約３６ｄＢ
にあり、７００ｋｂ／秒の生容量を有する。フォワードエラー補正と他のオーバ
ーヘッド負担はデータ容量を約５００ｋｂ／秒に低減する。Ｄｉｇｉｄｅｃｋは
新しい搬送波を「Ｄチャンネル」と称している。データ信号は、容易な復旧のた
め、またビデオ内のより優れた隠蔽のためテレビジョン信号に同期してクロック
される。
【００８６】 Ｄｉｇｉｄｅｃｋ受信機はまたアダプティブイコライザに依存する。Ｄチャン
ネルの結果は、イコライザを送信機サイトに差し込み、代わりの通路によって受
信機に持っていかなければならないことである。ＷａｖｅＰｈｏｒｅシステムの
ように、Ｄｉｇｉｄｅｃｋはあるアーチファクトを導く。市場のアプローチによ
って放送局は受入れの可能性を決定しうる。
【００８７】 オーバスキャン技術：他のシステムは異なった短所を有する。Ｙｅｓ！Ｅｎｔ
ｅｒｔａｉｎｍｅｎｔ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎのシステムは水平同期パルスの
開始に続く９．１から１０．３６マイクロ秒の間にビデオにパルスを導入する。
データレートは非常に低く、約１４ｋｂ／秒である。その用途はお喋りおもちゃ
テディベアにオーディオを供給する。ＡＣニールセンは、プログラムソース識別
を伝送するためのビデオの１フィールドのライン２２を使用する。このＩＤは統
計的目的のための観測集団を測定するために使用される。Ｅｎ技術による第５の
システムはＲ＆Ｏの時に認可を拒否された。このシステムは、データがＶＢＩか
ら画像のすべての領域に拡張するのを可能にし、画像は、データによって引き起
こされる「スノー」によって囲まれた可変のサイズボックスに抑制された。この
システムはあまりにも押しつけがましいと判断された。
【００８８】 直交位相データ：以前に説明したように、補足アナログ情報を直交チャンネル
のテレビジョン信号に加えた特許と論文もまた、デジタル情報をこのようにして
伝送しうると述べた。データを搬送するための本節で説明したテクニックの大部
分はＦＣＣに提案され、また商業用途のために承認されたのに反し、直交位相搬
送波方法は提案あるいは商業化されなかった。
【００８９】 聴覚的信号上のデータ：聴覚的搬送波の振幅変調は、プレミアムプログラミン
グへのコンディショナルアクセスを実施するため何十年間もケーブル業界で使用
されてきた。当初、これは周波数変調された聴覚的搬送波の正弦波振幅変調の形
態をとり、この搬送波はビデオ波形の相補振幅変調を除去するために検出し、使
用することができた。ビデオ搬送波の振幅変調はテレビジョン信号の同期パルス
を抑制し、テレビジョン受信機がその水平及び時にはその垂直スキャンレートを
同期させるのを防止し、これによって信号をスクランブルした。聴覚的搬送波上
の振幅変調は、キーがビデオ信号のその振幅変調を元通りにし、それを実質的に
その元の形式に戻すようにさせた。この技術は、その後非常に低速度の２進法レ
ベルの形態によるデータ伝送に拡張された。データをアドレス指定することによ
って、各加入者が個々に制御されうるように、セットトップボックスの個々の制
御が可能になった。一般人はこれらのシステムにうち勝ち、サービスを盗むこと
にますます熟達したので、ケーブル業界の供給者はデータを暗号化すると共にサ
ービスの盗難を防止するためにより複雑な方法を採用した。しかし、これらの信
号は既知のすべてのケースでは低いデータレートの２進信号に限定されていた。
高いデータレートの多重レベル信号が実装されたことは知られていない。
【００９０】 アナログ信号によるデータの必要性 デジタル時代が明けつつあるので、膨大な需要のデータ伝送容量がある。同時
に、デジタル方法をいまだ採用していない巨大市場に供給するために、アナログ
信号の提供を続ける必要性がある。２億５，０００万のアナログテレビジョン受
信機と１億５，０００万のアナログＶＣＲは、毎年２，５００万の新しい受信機
と１，５００万の新しいＶＣＲのため増加し続ける一方、アナログ信号に対する
要求は強力なまま留まるであろう。この強さは、受信機については平均１５年、
ＶＣＲについては５から１０年続く製品の十分な画像と性能に基づいている。
【００９１】 アナログ信号によるデータには種々の用途がある。データはデータそのものと
して供給しうる。代わりに、十分な容量が利用可能であるならば、デジタルビデ
オ又はデジタルオーディオサービスを供給するためにデータを使用しうる。デー
タは、パーソナルコンピュータ、特別なテレビジョン受信機又はセットトップボ
ックス又は「ネットコンピュータ」のバージョンに利用しうる。従来技術は、ア
ナログチャンネルの補助信号としてデジタルビデオを補助する能力を持たなかっ
た。本発明はその切迫した必要性を満たす。
【００９２】 ラスベガスでの１９９７年１月の冬季民生用電子ショーは２つの開発によって
支配された。デジタルビデオディスク（ＤＶＤ）及びテレビジョンセットトップ
ボックス上にあって、テレビジョン受信機に組み込まれるワールドワイドウェブ
であった。後者の用途は関連した多くの装置製造業者に興奮をもたらした。市場
が同一の程度の興奮を捕えるかどうかについては、時間が証明するであろう。
【００９３】 関連出願はデータキャスティングを含む。これは、パーソナルコンピュータと
共に使用するための放送テレビジョン信号にデータを含むことである。最も攻撃
的なこのような実施は、その主なパートナがインテルとＮＢＣ放送会社（ＮＢＣ
）を含むインタキャストである。ハイパーテキストマークアップ言語（ＨＴＭＬ
）フォーマットのウェブページはテレビジョン信号のＶＢＩに供給される。ＨＴ
ＭＬは情報をリンクする方法である。強調表示されたワード又はフレーズを「ク
リック」することができ、関連情報がスクリーンに現われる。ある場合には、同
一文献内の他の位置に移ることによってこれは達成される。なお他の場合には、
他の文献からのデータが表示される。なお他の場合には、ワールドワイドウェブ
上の位置が自動的にアクセスされ、情報が検索される。テレビジョンチューナ付
きのパーソナルコンピュータは信号を受信し、小さなウィンドにビデオを表示す
る。残りのスクリーンはＨＴＭＬページを表示する。コンピュータのハードディ
スクは興味のあるページを捕捉し、記憶しうる。ＨＴＭＬページは各々約５０キ
ロバイトであり、大部分のパーソナルコンピュータは現在少なくとも１ＧＢのハ
ードドライブを持っているので、容量は問題でない。この技術の主要な用途では
、ダウンロードされたページはビデオプログラミングに密接に関係する。数百ペ
ージがダウンロードされるとき、使用時のアクセス速度はモデムでなく、ハード
ディスクによって支配される。実際に、サーバはパーソナルコンピュータ内に組
み込まれる。しかし、データチャンネルがあまりにも遅いならば、ハードドライ
ブの全容量を利用しえない。高速度データチャンネルがシステムに対する価値を
最大にする。ページのＨＴＭＬの性質は、ダウンロードされたデータの異なった
部分へのアクセスを容易にし、任意のウェブサーファに知らしめる。ＨＴＭＬは
、コンピュータの通常の電話又はケーブルモデムによってアクセスされる関連ウ
ェブサイトへの埋め込みリンクを含みうる。これらのサイトへのアクセスは自動
的である。
【００９４】 これらの用途は消費者の興奮を享受している一方で、遅いサービス速度に対す
る不満が高まっている。遅いデータアクセスに対する消費者のフラストレーショ
ンが増大しているので、ワールドワイドウェブはワールドワイドウェイトと称さ
れ、馬鹿にされている。本発明は従来技術の手段によるデータアクセスのいら立
ちを解消する。
【００９５】ケーブル対放送データ ケーブルのスペクトルは放送スペクトルよりもはるかに整然としているので、
いくつかの重要な利点が生じる。タイムドメインイコライザは必要でないかもし
れない。イコライザが含まれるならば、それは細かい規定を緩和し、コスト低下
に通じるかもしれない。「飛行機フラッタ」、すなわち接近するか、あるいは遠
ざかる飛行機からのドップラー効果はない。スペクトルがより整然としているの
で、所定レベルの性能のためにエラー検出と補正の必要性が少なくなる。これは
、アドバンストテレビジョングランドアライアンスの変調スキームでよく証明さ
れた。８−ＶＳＢが放送のために使用される一方、１６−ＶＳＢはケーブルのた
めに開発され、ケーブル上の６ＭＨｚの２つのＨＤＴＶ信号を可能にした。１６
−ＶＳＢが８−ＶＳＢのデータ容量の２倍ではない。ペイロードの２倍化は、１
６−ＶＳＢがはるかに少ないデータ保護で済むという理由による。この同一の方
法が、アナログテレビジョン信号のデータ搬送について提案された技術に対して
適用されるならば、より多くの生データ容量をペイロード目的のために取り入れ
うる。この方法は十分に研究されてこず、重要な機会を提供する。追加の利点は
、データを搬送するための多重チャンネルケーブルの利用可能性である。ケーブ
ルシステムのデータ搬送容量は巨大である。
【００９６】互換性のあるデジタルケーブルの品質向上 デジタルビデオに向かう大部分の計画は、デジタルセットトップボックスの法
外な費用のため、すべてのチャンネルの大規模な取り替えを含むわけではない。
その代わり、少数のチャンネルをデジタルに変換し、残りはアナログとして残し
ておく意図である。この戦略では、デジタルに変換されるチャンネルは低い市場
獲得サービスによって早めに占有されているであろう。それらのサービスの継続
を望む加入者はデジタルセットトップボックスを必要とする。これらの加入者が
、彼らが以前にちょうど受けたのと同じ新しいサービスを受けないならば、収益
の増加がない一方で、彼らのコストは著しく増加する。新しいアドバンスサービ
スを望まない加入者は、新しいデジタルセットトップボックスを受け入れない。
しかし、彼らは、デジタルに変換されるアナログチャネルで以前に搬送されたプ
ログラミングを失うことになる。これは低容量ケーブルシステムにとって比例し
て重大な損失となりうる。
【００９７】 代替方法は、デジタル信号を搬送するためのビデオにデータを隠す技術を使用
することである。テレビジョンチューナは相対的に廉価であるので、必要ならば
１つ以上のチャネルからデータを収集しうるように、多数のタイマを設けうる。
そのデータは次に、新しい合成チャンネルを作るために必要なＭＰＥＧストリー
ムを供給するために組み立てうる。これらのチャネルはＳＤＴＶ又はＨＤＴＶで
もありうる。この方法では、すべてのアナログチャネルは既存のサービスに満足
している人々のために維持されている。さらに多くの費用を支払う用意ができて
いる人々のみが新しいセットトップボックスの追加費用を受け入れる。
【００９８】 この技術には多数の可能な利用方法がある。空中送信を利用する人々は、受信
波形を歪ませる傾向がある反射と他の効果のため、弱くなるマルチパス信号の環
境に従う。これらの場合、適応等化の利用が必要かもしれない。現在標準的な「
ゴースト消去基準」（ＧＣＲ）信号と関連受信機ハードウェアの採用が、所望の
性能を達成するために適切である。より安定した媒体によるケーブル伝送と他の
サービスでは、この要求は局所的環境に依存し、必要でないかもしれない。
【００９９】 本発明の概要 本発明は通信伝送システムのためにデータ容量を拡張する装置、システム及び
方法を提供することにより、従来技術の問題を克服する。本発明は従来のテレビ
ジョン受信機のビデオ又はオーディオ出力に実質的に現れないようにデータをエ
ンコードすることによりＮＴＳＣ視覚フォーマットの付加的な情報を伝送する。
本発明はアナログ視覚信号を搬送する側波帯（サイドバンド）に対して直交位相
（クアドラーチャー）にある情報空間を占有する視覚的搬送波の周囲に（中心に
）サイドバンドを形成する。本発明はまた、従来のテレビジョン受信機のオーデ
ィオ又はビデオ出力に実質的に現れないようにデータをエンコードすることによ
りＮＴＳＣ聴覚フォーマットで付加的な情報を伝送する。本発明はまた、従来の
テレビジョン受信機のオーディオ又はビデオ出力に実質的に現れないようにデー
タをエンコードすることによりＮＴＳＣ垂直ブランク期間フォーマットで付加的
な情報を伝送する。後者の情報はその情報を回復するための助けとなるような方
法で、情報の運搬のために用いられるリソースのディレクトリを含む。これを達
成するために、本発明はいくつかの方法の一つを用いる。
【０１００】 第一の好ましい実施例では、本発明は視覚信号にデータをエンコードする位相
変調方法を用いる。特に、デジタルプログラミング用のシステムはデジタルプロ
グラミング情報を提供するプログラムソースを含む。回路はデジタル情報を既に
アナログテレビジョンプログラミングで変調された視覚的搬送波上に変調する。
変調回路に結合された視覚的送信機は変調された信号を送信する。システムはデ
ータを視覚的搬送波信号にまず位相変調することによりデータをエンコードする
。システムは次に、ナイキストフィルタを含む補償器サブシステムを用いて位相
変調された視覚的搬送波のベースバンド周波数を減少する。システムは視覚的ソ
ース信号でエンコードされた搬送波信号を振幅変調し、増幅器にこの変調された
信号を提供する。変調され、増幅されたサウンド信号は増幅された視覚信号と送
信前に結合される。
【０１０１】 第二の好ましい実施例では本発明のシステムは視覚的搬送波の直交位相側波帯
をデータで変調することによりデータをエンコードする加算方法を用いる。フェ
ーズシフタは振幅変調された視覚的搬送波と直交位相になるように側波帯の位相
をシフトする。送信機は次に、振幅変調された視覚的搬送波とデータ変調された
側波帯とをコンバイナで結合する。コンバイナは信号を加算する抵抗ネットワー
クとして又は信号を加算するトランジスタを有する電子回路として形成されうる
。ある場合には、コンバイナはその結果から信号を減算するよう動作する反転入
力を有する。これらの実施形態のすべては、この分野の当業者にはよく知られて
いる。信号は次に増幅され送信される前に、増幅され変調された音声ソースと結
合される。
【０１０２】 第三の好ましい実施例では、本発明は位相変調及び上記加算方法のブレンドさ
れたバージョンを用いる。特に、本発明のシステムは位相変調具体例及び加算具
体例のための要素を含み、位相変調としてのデータの埋め込み及び直交位相側波
帯へのデータの埋め込みが適切にタイミングがとられることを確実にする。遅延
素子は種々の可能な実施に対して遅延の異なる値を有する。
【０１０３】 本発明は上記の具体例に対して更なる改善を含み、非同期受信機の干渉を低減
（abatement）する方法、フィードフォワード低減、フィードバック低減、包絡
線補正、及び副搬送波補償を含む。
【０１０４】 他の実施例では、本発明はエンコードされた視覚及び聴覚並びにＶＢＩ信号を
デコードするデジタルデコーディングシステムとして動作する。特に、デコーデ
ィングシステムはデータ復調器及びその出力からデジタル情報を抽出するデータ
抽出器を含むデコーダを含む。デコーディングシステムは更にデコーダに結合さ
れた出力装置を含む。データ復調器のフェーズシフタは、フェーズロックループ
の出力の位相を、視覚的搬送波と直交位相となり、それ故、エンコードされた視
覚データ信号と同相であるようにシフトする。遅延及び位相シフトは回路を通し
た信号伝搬の正常な結果であることがわかる。遅延回路又はフェーズシフタをシ
ステム及び本明細書の記述に含めることは直交位相または他の位相関係を維持す
るために位相を調整する上で好都合である。回路が適切な遅延及び位相シフトを
本来含むように設計されている場合に、別の遅延回路又はフェーズシフタ回路が
必要とはならないであろう。遅延回路又はフェーズシフタは他の回路に吸収され
うる。出力装置はパーソナルコンピュータ、デジタルビデオディスク、又は類似
のシステムに結合されたワールドワイドウエブ対応機器（又はウエブ対応機器）
とも称されるインターネット装置であり得る。このシステムは更に同軸ケーブル
ライン又はマイクロ波送信機のような出力装置へのアップストリーム帰路を含む
。
【０１０５】 従って、本発明の目的は現存する送信システムと比較して拡張された情報容量
を提供する送信装置、システム及び方法を提供することにある。
【０１０６】 本発明の更に他の目的は、製造及び配布が高価でない送信装置、システム及び
方法を提供することにある。
【０１０７】 本発明の更に他の目的は、デジタル技術を用いた送信装置、システム及び方法
を提供することにある。
【０１０８】 本発明の付加的な目的は、現存するＮＴＳＣ技術と両立性のある送信装置、シ
ステム及び方法を提供することにある。
【０１０９】 本発明の他の目的は、ビデオの品質をなお高くしうる送信装置、システム及び
方法を提供することにある。
【０１１０】 本発明の更に他の目的は、高いデータレートを維持する送信装置、システム及
び方法を提供することにある。
【０１１１】 本発明の目的及び利点は本発明の以下の説明に記載され、また以下の記載から
明らかとなり、あるいは本発明の実施から理解されよう。本発明の目的及び利点
は請求項に特に示される要素及びその組み合わせにより実現され、達成される。
【０１１２】 詳細な説明 以下、本発明の実施形態に詳細に言及し、その例を添付図面に示す。できる限
り、全図面を通して同一または類似の部品または部分に言及するために同一参照
番号または同一後続数字を含む番号を使用する。
【０１１３】 図１は、合衆国で使用されている複合ＮＴＳＣテレビジョンスペクトルを表わ
す（タイプＭ）。放送用ＮＴＳＣアナログ送信用の視覚信号法は、残留側波帯振
幅変調により視覚搬送信号に視覚情報を乗せる。残留側波帯変調の特性に適合さ
せたフィルタおよび振幅変調検出器が、信号に埋め込まれた視覚情報を検出する
。
【０１１４】 図１に示されたスペクトルの代わりに、テレビジョン信号がその全周波数にお
いて完全両側波帯であれば、全画像情報の変調およびそれに続く復調は、視覚搬
送波と同相の振幅変化のみによる。所望の情報は、位相変調された成分を含まな
い。従って、エネルギー搬送直角位相情報は存在しない。そして、利用可能な非
干渉「情報空間」が主搬送波と直角位相で見出されるであろう。この「情報空間
」は、アナログまたはデジタルの別の信号を搬送するために使用できる。仮に、
上記の状態において、搬送波（キャリア）および両側波帯（ダブルサイドバンド
）を含む、振幅変調された「ＡＭ」信号が第一の発生器により生成され、且つ、
第１の搬送波に直交する（９０度の）任意に抑圧された搬送波で第二の発生器に
より異なる情報を有する一組の追加側波帯が生成される場合、これらの独立した
二組の側波帯（サイドバンド）で搬送される情報は同じスペクトル内で伝達でき
る。同期検波器が、受信信号に対してある位相角を有する余弦波を受信信号に掛
ける。同期検波器の出力は、前記位相角の余弦に比例する。位相角が０の時、０
度の余弦は１であり、同期検波器の出力は最大である。しかし、位相角が９０度
の時、９０度の余弦は０であり、同期検波器の出力は０である。従って、一方が
搬送波位相で作動し、他方が前記一方に対して９０度ずれた位相で作動する、二
つの同期検波器が独立して、それぞれの同相信号および直角位相信号から情報を
抽出する。搬送波と同相で作動する第一の同期検波器は第一の発生器が発生した
側波帯からの情報だけを抽出し、第二の同期検波器は第二の発生器が発生した側
波帯からの情報だけを抽出する。このアプローチは、通常のＮＴＳＣにおける３
．５８ＭＨｚの直角位相搬送波上の二つのカラー差信号を変調するために使用さ
れる技術を反映する。直角変調の別の例として、直交振幅変調（ＱＡＭ）のデジ
タル技術がある。 ＱＡＭでは、相互に９０度移相した（位相シフトした）二つ
の搬送波を使用する。すなわち、これらの搬送波は直角位相の関係にある。（直
角位相の用語は９０度移相に由来する。９０度は１完全正弦波サイクルに存在す
る全３６０度の４分の１である。）ＱＡＭでは、各搬送波が振幅変調される。こ
の振幅変調はデジタル情報を表わすので、離散レベルで行われる。
【０１１５】 実際のテレビジョンの状況は、上記シナリオより遥かに複雑である。テレビジ
ョン残留側波帯（ＶＳＢ）信号を図１Ａに示す。この図は視覚搬送波周波数１０
２で規格化されており、この周波数を０．０ＭＨｚとして同図に示す。テレビジ
ョン信号は残留側波帯なので、必ずしも完全な両側波帯でもなく、完全な単側波
帯でもない。０Ｈｚ〜０．７５ＭＨｚのベースバンド周波数が完全両側波帯で変
調され、図１Ａの規格化スペクトルに−０．７５ＭＨｚ〜＋０．７５ＭＨｚの領
域１０４として現われる。１．２５ＭＨｚ〜４．０８ＭＨｚのベースバンド周波
数が単側波帯で変調され、図１Ａの規格化スペクトルに＋１．２５ＭＨｚ〜＋４
．０８ＭＨｚの領域１０６として現われる。０．７５ＭＨｚ〜１．２５ＭＨｚの
ベースバンド周波数が遷移領域で送信され、図１Ａの規格化スペクトルに、両側
波帯でもなく単側波帯でもない−１．２５ＭＨｚ〜−０．７５ＭＨｚおよび＋０
．７５ＭＨｚ〜＋１．２５ＭＨｚの領域１０８として現われる。
【０１１６】 図１Ｂは、前記の同じ搬送波周波数および位相の余弦波を（ある搬送波周波数
に位置する）図１Ａのスペクトルに掛けることにより実現される理想化された検
出器の出力を示す。図示されたように、０．７５ＭＨｚより低い領域１１０の信
号エネルギーは、１．２５ＭＨｚより高い周波数の信号のエネルギーより６ｄＢ
高い。スペクトルの上記部分は変調された両側波帯なので、受信信号には二倍の
電圧が存在する。１．２５ＭＨｚより高い領域１１２は単側波帯領域からのもの
なので、通常振幅を有する。０．７５ＭＨｚ〜１．２５ＭＨｚの遷移領域も通常
レベルより多いエネルギーを有する。この歪を補償するため、受信機は、図１Ｃ
に理想化形状で示され且つ（図１Ａのスペクトルのように）０周波数に規格化さ
れたナイキストフィルタと呼ばれるフィルタを使用する。このフィルタは、通常
、検出前に受信機に挿入され、信号で搬送される全周波数に等しい処理を施すよ
うにスペクトルを整形する。ナイキストフィルタは、画像搬送波より０．７５Ｍ
Ｈｚ以上低い信号を積極的に減衰させる。この例では、ナイキストフィルタは、
画像搬送波より下へ０．７５ＭＨｚおよび画像搬送波より上へ０．７５ＭＨｚの
間の周波数における領域１１４の信号を線形減衰させる。画像搬送波１１６では
、信号は原値の半分（６ｄＢ減衰）である。ナイキストフィルタの振幅特性は、
搬送波周波数に関して非対称である。一般に、非対称特性を持つフィルタをナイ
キストフィルタと称する。この例は、−０．７５ＭＨｚ〜＋０．７５ＭＨｚの領
域１１４における線形振幅特性を示すが、必要条件は、図１Ｃで０に規格化され
た搬送波周波数に関してフィルタ特性が非対称であることである。そのようなフ
ィルタの帰結として、フィルタは０Ｈｚから帯域の上までの検出信号中にフラッ
ト出力を生じる。図１Ｂの水平点線１１８は、図１Ｃのナイキストフィルタの出
力スペクトルの振幅を表わす。実用テレビジョン受信機は、図１Ｃに示すものよ
り類似している典型的な応答１２０を使用する。カラー信号と輝度信号の間にお
けるクロストークを最小限にし且つフィルタの設計をより容易にするため、帯域
上縁の振幅をカラー領域でロールオフする。
【０１１７】 この送信機と受信機の依存（従属）関係は最初に、全国テレビジョンシステム
委員会（ＮＴＳＣ）として知られる産業委員会で提案された。この研究は続いて
１９４１年にＦＣＣで採択された。グラスフォード（Glasford）、その他（フィ
ンク（Fink）等）は次のように述べている（Ｇ．Ｍ．グラスフォード、テレビジ
ョン工学の基本、マグローヒル（McGraw-Hill） １９５５）。「理論上、規定の
帯域通過特性が送信機、受信機または両所の組合せのいずれで得られるかは殆ど
問題にならない。それが受信機側であれば、送信機帯域通過は、それ自体の周波
数選択損失を起さないように充分広くすべきであり、換言すると、受信機特性を
完全に一まとめに扱うべきである。この方法は受信機減衰（ＲＡ）方法として知
られている。・・・」ＲＡ方法は今日、一般に使用されている。送信機減衰（Ｔ
Ａ）として知られる本質的に相反する方法がＮＴＳＣにより検討され、主に経済
的理由で却下された。これらの取引が実行の負担を送信機側に移すことにより受
信機をより安価にすることが理解された。各テレビ局毎に一つだけの送信機と、
たぶん数百万の受信機が有ると考えられるので、これは経済的に有意義であった
。これらの設計の帰結として、比較的安価な検出器で受信された時に許容歪を導
入する複雑なスペクトルが生成される、と充分に理解された。グラスフォードは
、この関係を「ロックとキー」のようであると述べた。テレビジョン送信はこの
「ロックとキー」関係に依存しているが、これらの性状の或側面は埋め込みアナ
ログおよびデジタル信号の送受信に望ましくない。
【０１１８】 フィンク（Ｄ．Ｇ．フィンク、テレビジョン工学第二版、マグローヒル１９５
２）は次のように述べている。「残留側波帯送信は、理想的応答曲線が送信機と
受信機に有る場合でも、変調の深度（深さ）が増加するにつれてより著しくなる
位相と振幅の歪を導入する。・・・」そして次のように続けている。「いずれに
しても、残留側波帯送信に関する欠陥と損失は、それが提供するスペクトル経済
と比べて重要でないので、システムは世界中の放送局で一般に使用されている。
」ＲＡ送信で使用される残留フィルタは、集中素子群としての殆どのテレビジョ
ン送信機または直列および並列のインダクタおよびキャパシタとして働く伝送線
において実用されている。従って、これらのネットワークは、許可ＲＡ理論から
独立した位相の検討を導入する。独立した情報セット間の保守（保全）分離は、
情報セット間のクアドラリティ（quadralarity）を必要とする。このゆえに、ク
アドラリティを維持すべき場合、送受信システム中の振幅変化と位相変化の効果
を完全に調和させなければならない。クアドラリティは、第一の情報セットの側
波帯を形成する際に使用される任意抑圧搬送波が第二の情報セットの側波帯を形
成する際に使用される任意抑圧搬送波に対して直交している、すなわち、９０度
位相がずれていることを意味する。
【０１１９】 １９７８年後期、電子産業協会（ＥＩＡ）の放送テレビジョンシステム委員会
は、多重チャネルテレビジョン音声の放送と受信を可能にするために規格をまと
めるための小委員会を構成した。この努力の結果は、ＮＴＳＣテレビジョン信号
の認可音声スペクトル内でステレオ音声等の情報を送信する許容方法として１９
８４年初期にＦＣＣにより承認された。放送テレビジョンシステム委員会（ＢＴ
ＳＣ）アプローチの基本構造は、ゼニスラジオコーポレーション（Zenith Radio
Corporation）によりカールＧ．アイラース（Carl G. Eilers）が監督するプロ
ジェクトで最初に開発された。アイラース（Ｃ．Ｇ．アイラース、テレビジョン
多重チャネル音声−−ＢＴＳＣシステム、消費者電子工学のＩＥＥＥ取引、１９
８４年８月）。この引用文献によれば、Ｂ級輪郭に見られる熱雑音に対するステ
レオ信号のかなりの比率を得るためには、雑音減少技術をシステム設計に含める
必要がある。雑音減少は、ステレオ副搬送波対（Ｌ−Ｒ）にのみ使用されるコン
パンディングシステムの使用により達成される。この選択がなされた理由は、雑
音の大部分が副搬送波に導入されるからである。ＮＴＳＣ送信用に当初認可され
た音声チャネルは、ピーク偏差が＋２５ｋＨｚのモノフォニック（モノラル）周
波数変調であった。ＢＴＳＣステレオ信号は、追加信号とスペクトルの成分を音
声搬送波に導入する。ＦＣＣ（４７ＣＦＲセクション７３．６８２）は、ＢＴＳ
Ｃ信号の利用について明細事項を強制している。明細事項の一部に下記が含まれ
る。 ● 瞬時ベースバンド副搬送波は、常に１５ｋＨｚ〜１２０ｋＨｚの範囲とする
。 ● １２０ｋＨｚを超えるベースバンド情報は、積極的に減衰させなければなら
ない（４０ｄＢ）。 ● １５ｋＨｚ〜１２０ｋＨｚの範囲のノンマルチフォニック（non-multiphoni
c）信号の算術和は、音声搬送波の±５０ｋＨｚを超えてはならない。 ● 音声搬送波の全変調は、音声搬送波の±７５ｋＨｚを超えてはならない。
【０１２０】 これらの追加信号を乗せると、その結果として、以前のモノフォニックシステ
ムに存在したものより大きいスペクトル占有が音声搬送波の近くに起る。
【０１２１】 図１Ｄは、ＮＴＳＣテレビジョンで使用される「コンパチブル」（両立）ステ
レオ音声信号を表わす。振幅は一定の比率に伸縮／拡大されず、信号の成分のス
ペクトル占有は強調されている。ベースバンドスペクトルで０〜１５ｋＨｚを占
めている（Ｌ＋Ｒ）チャネル１２２は、ノンＢＴＳＣ受信機へのモノラル受信を
維持する。パイロット搬送波１２４は、水平周波数（１５，７３４Ｈｚ）で送信
される。パイロット搬送波の目的は、ステレオ信号の存在の検出を可能にし、且
つ、ＢＴＳＣ信号の他の副搬送波内で搬送される情報の回復を可能にすることに
ある。（Ｌ−Ｒ）領域１２６は、雑音の効果を減少させる特別な信号処理を伴う
両側波帯振幅変調抑圧搬送波信号である。分離音声プログラム（ＳＡＰ）１２８
は、第二言語等のために追加音声プログラミングの送信を可能にする両側波帯周
波数変調信号である。ＳＡＰは、１０ｋＨｚに制限された、やや減少された周波
数応答を有する。プロフェッショナルチャネル１３０は、音声部分の送信または
低速遠隔測定に使用できる低質チャネルである。
【０１２２】 ＦＭステレオとＢＴＳＣの間に、本発明の目的上、著しい類似点があることに
注意されたい。ＦＣＣは、かなり前、ＦＭ放送帯でのステレオ送信を認可し、今
は、そのシステムの構造とＢＴＳＣアーキテクチャの間に著しい類似点がある。
これら両技術は、それぞれの信号のサービス範囲の控えめな減少に帰着した。Ｂ
ＴＳＣの場合、完全テレビジョンプログラムを届けるために付随視覚性能を維持
する必要性は、この性能低下を効果的に取るに足らないものとした。ＦＭステレ
オ放送の場合、送信信号のサービス範囲は減少された。ＦＭへのステレオ送信の
導入は、たとえ各局のサービス範囲減少を伴っても、公益にかなうと判断された
。
【０１２３】 本書に述べられた音声信号内のデータのインプリメンテーションをＦＭ放送帯
に見られるような分離ＦＭ信号に応用して好結果を得る可能性があることを、当
業者は認識するであろう。ＦＣＣは、ＦＭサービスの隣接チャネルの位置設定の
ための構造を指定している。この構造は、周波数と局所性の両方が隣接している
隣接局からの周波数と振幅の両方の分離を維持しながら、この出願に述べられた
音声データ信号をＦＭ放送信号に乗せる機会を生じる。同様のコメントがケーブ
ルシステム上のＦＭ信号にも適用される。
【０１２４】 これまで、アメリカの放送の顕著な特徴は互換性であった。半世紀前に造られ
たＡＭラジオ、ＦＭラジオ、およびテレビジョン受信機が今日のラジオおよびテ
レビジョンの送信を受信できる。この後方互換性は、いかなる新技術を採用する
場合でも重要な問題である。
【０１２５】 ＦＣＣは放送局の性能判定基準の特性を慎重に表わすが、テレビジョン受信機
のような消費者装置の市場および製造業者は、これまで、受信機を実現するため
の多様な技術の中から自由に選択している。場合により、経済的制約の結果、造
られるテレビジョン受信機の感度、画像分解能、および干渉に対する免疫性が低
下しており、これらの譲歩（容認）は自由市場に任せてある。消費者は、買いた
いテレビジョンの性能の度合いを自由に選べる。
【０１２６】視覚スペクトル内の符号化送信 標準ＴＶの中間周波数（ＩＦ）での処理を行う次の記述資料（データ）では、
最終送信周波数への変換時および最終送信周波数からの変換時のスペクトル反転
が要求される。ＩＦでの処理は、無線周波数でも直接に行える、これらの基本手
順の実施には不要である。この処理をベースバンドで実施することもできるが、
はるかに複雑になる。ＩＦでの処理は、回路設計への挑戦を減じ、従って、この
設計の経済面に有利に強い影響を与える。無線周波数帯域ＲＦにある放送チャネ
ルと全ての最新テレビジョン受信機のＩＦとの間でスペクトル反転が起ることに
注意されたい。特に表示しない限り、下記情報ではスペクトルは放送ＲＦ環境に
関連する。
【０１２７】 ＮＴＳＣ視覚フォーマットでの追加情報の送信を成功させるため、本発明の符
号化は、その情報が従来のテレビジョン受信機のビデオ出力に実質的に（著しく
）存在しないように行われる。上記のように、ＮＴＳＣアナログテレビジョンビ
デオ用受信機は、送信機の残留側波帯変調の効果の埋め合わせ（補償）をしなけ
ればならない。この補償により、両側波帯である周波数、すなわち、０〜７５０
ｋＨｚ間のベースバンド周波数の検出振幅が減少する。このような補償は、検出
器の前に位置するフィルタ（一般にナイキストフィルタとして知られる）により
提供され、ＩＦ信号は放送スペクトルから反転され、振幅応答は視覚搬送波から
プラス７５０ｋＨｚで０減衰、視覚搬送波で半分（−６ｄＢ）であり、マイナス
７５０ｋＨｚで０に近づく。
【０１２８】 本発明は、視覚搬送波に対して直角位相の任意抑圧搬送波の近くに側波帯群を
生成する。この側波帯群は、本発明の視覚データ信号を搬送し、ＮＴＳＣ信号を
運ぶ側波帯から独立している（に依存しない）。本発明の視覚データ信号側波帯
は、ＮＴＳＣ信号の両側波帯周波数領域に存在する。この発明は、この目的を達
成する二つの方法を識別する。一方の方法は、視覚搬送波の位相変調によりデー
タ信号を印加する位相変調として知られている。別の実施形態は付加技術として
知られ、データ信号を搬送する直角位相側波帯が独立発生器から得られ、且つア
ナログ視覚信号に付加的に結合される。
【０１２９】 上記第一の方法で搬送波に直角位相で追加情報を加える場合、その情報はナイ
キストフィルタを通過する時に部分的に振幅変調に変換される。なぜならば、そ
のフィルタの振幅応答が異なる周波数で変動するからである。それゆえ、搬送波
周波数からのいかなる外れも、ナイキストフィルタの出力に対応変動信号レベル
を生じる図１Ｃの０Ｈｚ点１１６近くの水平摂動に帰着する。これらの振幅変動
は、ＴＶ受信機の振幅変調検出器で視覚画素と判断され、望ましくない画像成分
として現われる。
【０１３０】 上記第二の方法により搬送波に直角位相で追加情報を加える場合、側波帯の対
称特性は受信機のナイキストフィルタで狂わされる。その結果、投射（入射）か
ら直角位相へ及びその逆の信号の望ましくない交差結合が起る。
【０１３１】 前記効果の結果、追加すべきデータ信号は、受信機のナイキストフィルタに起
因する影響を相殺するために等しいが逆極性の振幅の補正を含む。これは補償サ
ブシステムで達成される。
【０１３２】 図２は、従来技術のテレビジョン送信機のブロック図である。ベースバンドビ
デオのソース２０１は、振幅変調器２０３の入力端子の一つに視覚信号を与える
。このＡＭ変調器は、ＮＴＳＣおよび同様のテレビジョンシステムにおいて負変
調（すなわち、搬送波が、白レベルで最も減衰し、同期パルスの間は最も減衰し
ない）のみを生じるように典型的に形成される。映像は、例えば、従来のテレビ
ジョンカメラまたはビデオ再生装置から提供されるか、または別の所から中継さ
れる。振幅変調器２０３への他方の入力は、４５．７５ＭHｚソースとして例示
された映像基準発振器２０５から提供される。変調器２０３からの低レベル振幅
変調視覚信号は視覚送信機２０７に加えられ、この送信機で振幅変調器２０３の
ＩＦ周波数から送信周波数に変換される。また、視覚送信機２０７は、意図され
た（目的の）視聴者に届くのに充分なレベルまで電力レベルを上げる。等強度側
波帯を持つこの振幅変調信号はＶＳＢフィルタ２０９に加えられる。このフィル
タは、図１Ａに示されるように現われるようにスペクトルを整形する。そして、
この信号はコンバイナ２１１の入力端子の一方に加えられる。
【０１３３】 ベースバンド聴覚ソース２１３は、音声ＦＭ変調器２１５の入力端子の一方に
音声信号を与える。典型的には、聴覚のソースは映像のソースに関連している。
映像基準発振器２０５より４．５ＭHｚ低い周波数の音声基準発振器２１７は、
ＦＭ変調器２１５の他方の入力を提供する。この例では、音声基準発振器２１７
は（４５．７５−４．５）ＭＨｚ余弦波ソース２１７として示されている。この
ソースは、映像と音声のソースが確実に周波数同期するように、結線２１９で映
像基準発振器２０５に連結されている。音声ＦＭ変調器２１５の出力は音声送信
機２２１に加えられ、この送信機で、その周波数が音声ＦＭ変調器２１５のＩＦ
周波数から送信周波数に変換される。また、音声送信機２２１は、目的の視聴者
に届くのに充分なレベルまで電力レベルを上げる。そして、この信号はコンバイ
ナ２１１の他方の入力端子に加えられて、視覚信号と結合される。結合信号はア
ンテナ２２３に加えられて、目的の受信機に放射される。
【０１３４】 図３は従来技術のテレビジョン受信機のブロック図である。アンテナ端子３４
０が、ケーブルテレビジョン入力端子３４４または放射テレビジョン信号を受信
するアンテナ３４６のいずれかに接続される。例えば、予め記録された媒体、衛
星受信機、マイクロ波受信機等からのテレビジョン信号の他のソースも同様に可
能である。入力信号はＲＦ増幅器３４８に送られて、この信号の強度は後続回路
による使用に充分なレベルに増加される。そして、信号は混合器３５０の入力端
子の一方に加えられる。混合器３５０は、さらに信号通路に追従するＩＦ増幅器
３５４の通過帯域に希望信号を移す。スペクトルは、視覚搬送波より低い周波数
に聴覚搬送波を置くこのプロセスで反転される。混合器３５０の他方の入力は局
部発振器３５２により提供される。局部発振器３５２の周波数は、希望チャネル
のスペクトルをＩＦ増幅器３５４の通過帯域に変換するように調整される。そし
て、信号は選択的適応等化器３５６に加えられる。選択的適応等化器３５６は受
信機の動作には不要である。しかし、マルチパスや別のタイプの歪の状態におい
て、選択的適応等化器３５６は受信を著しく改善する。選択的適応等化器３５６
は検出器３５８の後でベースバンド周波数で使用しても良いが、それには相当の
困難と費用を伴う。ＩＦ増幅器３５４は、図１Ｃに示すような特性を持つナイキ
ストフィルタも含む。そして、増幅およびろ波された信号スペクトルは検出器３
５８に加えられる。検出器３５８としては、例えば、包絡線検波器、同期検波器
、またはこれらのタイプの検波器の様々な量の特性を示す検波器等の振幅検波器
が使用できる。検出器３５８の出力の一方はベースバンド信号であり、この信号
はビデオプロセッサ３６０に加えられる。ビデオプロセッサ３６０は、ビデオ表
示装置３６２上に画像を生成するための信号の色々な成分を作る。検出器３５８
の他方の出力は、音声信号上に存在しうる如何なる振幅変調をも除去するリミッ
タ３６４に加えられる。それにより、信号は周波数変調のみを含み、ＦＭ検出器
３６６に加えられる。ＦＭ検出器３６６の出力は、音声増幅器３６８に加えられ
るベースバンド聴覚信号である。音声増幅器３６８からの信号は、音声再生器３
７０を駆動する。
【０１３５】 前記聴覚回復技術は「インタキャリアサウンド」方法と呼ばれる。テレビジョ
ン信号は、特にケーブルシステムにおいて、信号を種々の周波数にシフト（ヘテ
ロダイン）する重要処理を受ける。ヘテロダインプロセッサの局部発振器（コン
バータとしても知られる）は不完全なので、視覚と聴覚の両搬送波を変調する位
相不安定性を有する。インタキャリア受信機の原理は、音声信号をベースバンド
にもたらすために、視覚搬送波と聴覚搬送波の間の正確な周波数差を利用する。
種々のプロセッサの局部発振器は両搬送波へ同様に影響を及ぼすので、インタキ
ャリア原理はこれらの外乱（妨害）をゼロにする。これは差動増幅器の同相分排
除に類似している。
【０１３６】 前記聴覚回復技術の変種を「スプリットサウンド」方法と呼んでいる。このア
プローチでは、聴覚成分のみが検出器３５８の前でＩＦ信号から抽出される。こ
の信号は、付随（偶発）ＡＭ成分を除くためにリミッティングを受け、３６６に
示された物と同様のＦＭ検出器に与えられる。
【０１３７】 「スプリットサウンド」技術が施される時、聴覚信号は視覚搬送波のいかなる
特性にも依存しない。聴覚搬送波は、視覚搬送波の特性に束縛されないが、信号
連鎖に沿って処理（ヘテロダイン）発振器の不安定性が累積すると依存的になる
。これらの不安定性のソースとして、送信機、ケーブルヘテロダインプロセッサ
、およびケーブル加入者端末装置およびＴＶ自体のチューナのような介在周波数
変換装置の局部発振器が考えられる。
【０１３８】位相変調実現 図４Ａは、本発明の第一の望ましい実施形態による、データ符号器４２５を含
むテレビジョン送信機（一般的用語「送信機」は放送送信機は勿論、ケーブル等
の変調器も表わす）を示す。図４Ａの送信機は、データソース４２７（ゼロ復帰
ＲＺまたは非ゼロ復帰ＮＲＺ）、直列から並列への変換器（Ｓ／Ｐ）４２９、デ
ジタル信号からアナログ信号への変換器（Ｄ／Ａ）４３１、ローパスフィルタ（
ＬＰＦ）４３２、レベルコントロール４３５、クロック回路４３３、位相変調器
４３７、補償器サブシステム４３９、レベルコントロール４４１、および４５．
７５ＭＨｚとして例示された適当な周波数の視覚基準発振器４０５を含む。デー
タソース４２７は、データが基本的に同数の論理１と論理０の値を含むようにデ
ータをランダム化するためにソフトウエアまたはハードウエアを選択的に含む。
このランダム化は受信機で元に戻されて、元のデータを生じる。そのようなソフ
トウエアおよびハードウエアは、これらの技術では良く知られている。非対称量
の論理１と論理０が生じる残留零周波数と近零周波数（ｄ．ｃ．）の成分は、別
の所でより完全に述べられている望ましくないアーティファクトを生じることに
なる。図４Ａは、先ずこの発明による特別な方法で視覚搬送波にデータを乗せた
後、ＮＴＳＣ実施法の通常の方法で視覚搬送波をビデオで変調する装置、システ
ムおよび方法を例示している。ベースバンドビデオソース４０１からの視覚信号
は、端子４４５で提供される視覚搬送波上に振幅変調器４０３ａで変調される。
視覚搬送波には既にデータ符号器４２５でデータ信号が乗せられている。これは
視覚送信機４０７に与えられる。この送信機は、信号を放射周波数に変換し、そ
れを放射に充分な電力レベルに増幅する。そして、信号はＶＳＢフィルタ４０９
に送られる。このフィルタは、図１Ａによるスペクトルを整形し、それをコンバ
イナ４１１の入力端子の一方に送る。
【０１３９】 ベースバンド音声ソース４１３信号は、音声ＦＭ変調器４１５の一方の入力端
子に加えられる。音声ＦＭ変調器４１５の他方の入力は、音声基準発振器４１７
から与えられる。この発振器が結線４１９により位相変調器４３７を介してビデ
オ基準発振器４０５に間接連結されることにより、常に瞬時視覚搬送波周波数よ
り４．５ＭＨｚ低い音声基準発振器を提供する。音声送信機４２１は、コンバイ
ナ４１１の他方の端子に加える前に、スペクトルを所望出力チャネル周波数に変
換する。コンバイナ４１１は、放射のためにアンテナ４２３へ送る前に、ＦＭ音
声信号を視覚信号に加える。
【０１４０】 この例は、視覚変調前に位相変調データを加えられていることを例示している
。逆の順序も、各変調システムの特性が倍数的に増加するので、有効である。こ
の例では、記載された送信機は、時には「低レベル変調」と称される。その理由
は、視覚信号が（この場合はデータ信号も）送信機中でその最終電力増幅に先立
つ段階で加えられるからである。この状態では、変調を最初に施す点からの各追
加段階を線形モードで作動させるべきである。この例では、ＩＦ信号を適正なＲ
Ｆ周波数上に置くため、周波数変換とスペクトル反転が図４Ａの視覚送信機４０
７内で起る。上記位相変調プロセスは、視覚信号をＩＦ周波数からその所望ＲＦ
周波数へ変換するために使用される視覚送信機４０７の発振器に施すことも可能
である。しかし、その条件として、最終出力信号に対する側波帯の関係と振幅を
考慮し、且つ、４．５ＭＨｚのインタキャリア音声関係を維持するため、位相変
調情報を含む信号を適正周波数でブロック４１７に利用可能とする。
【０１４１】 テレビジョン送信機用視覚信号を発生する別の方法が「ハイレベル変調」と呼
ばれる。この場合、視覚信号は視覚送信機における最後の動作電力供給の段階に
加えられる。これには相当量の視覚信号を必要とする。しかし、送信機の電力供
給段階が線形モードで作動することは必要とされず、より効率的でより高い電力
ＲＦ増幅を可能にする。当業者には明らかなように、もし符号化データ信号を通
すために位相変調の挿入に続く段階が充分な帯域幅であり且つ線形であれば、こ
の設計のテレビジョン送信機および／またはそのコンバイナまたはアンテナ送信
線内の多くの場所で符号化データ信号を結合できる。上記例から分かるように、
符号化データ信号と視覚変調の有効な結合を可能にするために当業者が自由に使
える多くの理論的および実用的な実施が有る。
【０１４２】 図４Ａのデータ符号器４２５を以下により詳細に述べる。視覚基準発振器４０
５は、これらの技術の当業者に良く知られている多くの方法のいずれかで、ｆＩ Ｆ として示すＩＦ信号を発生する。ほんの一例として、インターネットウエブサ
イト：ｗｗｗ．ｖｅｃｔｒｏｎ−ｖｔｉ．ｃｏｍを持つコネチカット州ノーウオ
ーク市のベクトロンラボラトリーズ（Vectron Laboratories of Norwalk Connec
ticut）で製造され、この製造業者が意図する正規の方法で動作する７１８Ｙシ
リーズの水晶発振器を、この目的に使用することもできる。この信号は通常、周
波数ｆＩＦの安定した純粋な余弦波と考えられる。そして、この信号は位相変調
器４３７に導入される。この変調器の設計は従来のものであり、平均的な当業者
に良く理解されている。ほんの一例として、インターネットウエブサイト：ｗｗ
ｗ．ｍｉｎｉｃｉｒｃｕｉｔｓ．ｃｏｍを持つニューヨーク市ブルックリン区の
ミニサーキッツインク（Mini-Circuits Inc. of Brooklyn, New York）が販売す
るＰＳＣＱ２−５０のような両方向９０度パワースプリッタを用いて回路が得ら
れる。このパワースプリッタは、この周波数における位相変調器としての前記回
路の動作を可能にする。完全な位相変調器サブシステムが、インターネットウエ
ブサイト：ｗｗｗ．ａｎａｒｅｎ．ｃｏｍを持つニューヨーク市イーストシラキ
ューズのアナレンマイクロウエーブインク（Anaren Microwave Inc of East Syr
acuse, New York）を含む幾つかのソースから手に入る。位相変調器４３７は、
ＬＰＦ４３２を介して供給される信号で駆動される。ＬＰＦ４３２は、データ信
号の周波数を帯域制限し、それをレベルコントロール（４．１）４３５へ送る。
その後、信号は、図４Ａにおいて位相変調器４３７の左入力端子に送られる。二
相のみを変調する場合、位相変調器４３７の適切な端子に一度に単一データビッ
トだけが存在し、Ｓ／Ｐコンバータ４２９とＤ／Ａコンバータ４３１はそれらの
ノーマルタスクのトリビアルバージョンを行うか、または省略できる。クロック
回路４３３は、それらの設計による要求に応じて、Ｓ／Ｐコンバータ４２９とＤ
／Ａコンバータ４３１においてデータをステップ（歩進）する。四相を位相変調
器４３７で変調する場合、二連続ビットがＳ／Ｐコンバータ４２９で並列形式に
変換され、Ｄ／Ａコンバータ４３１へ同時に与えられる。Ｄ／Ａコンバータ４３
１は、前記ビットを位相変調器４３７へ入力するための適正な四レベルアナログ
信号に変換する。八相を位相変調器４３７で変調する場合、三連続ビットがＳ／
Ｐコンバータ４２９で並列形式に変換され、Ｄ／Ａコンバータ４３１へ同時に与
えられる。Ｄ／Ａコンバータ４３１は、前記ビットを位相変調器４３７へ入力す
るための適正な八レベルアナログ信号に変換する。そして、位相変調器の出力は
、図４Ａの補償器サブシステム４３９へ送られる。その他の相数についても同様
にデータが補償器サブシステム４３９へ送られる。
【０１４３】 図４Ａの補償器サブシステム４３９は、より詳細に図４Ｂに示されている。こ
の補償器サブシステムは、変調プロセスで生成される側波帯の振幅と位相を調整
するための回路要素で構成されている。補償器サブシステム４３９は、当業者に
良く知られている正規の方法で設計されたナイキストフィルタ４５１を含む。ほ
んの一例として、インターネットウエブサイト：ｗｗｗ．ｓａｗｔｅｃ．ｃｏｍ
を持つ製造業者であるフロリダ州オーランドー市のソーテックコーポレーション
（Sawtek Corporation of Orlando, Florida）により意図される正規の方法で動
作する表面波フィルタを、この目的に使用することもできる。インターネットウ
エブサイト：ｗｗｗ．ｅａｇｌｅｗａｒｅ．ｃｏｍを持つジョージア州ノークロ
ス市のイーグルウエア（Eagleware of Norcross, Georgia）により提供されるよ
うなフィルタ設計ソフトウエアプログラムを使用してインダクタやキャパシタの
ような個別部品からフィルタを設計および構成しうる。ナイキストフィルタ４５
１の振幅対周波数特性は、標準のＮＴＳＣテレビジョン受信機におけるものと同
じであり、図１Ｃに示されるものと同じ特性を持つ。
【０１４４】 ナイキストフィルタ４５１の出力スペクトルを図４Ｃの４７１に概略形式で示
す。図４Ｂ〜４Ｅの太い大文字Ａ〜Ｆは、スペクトルの周波数成分および各成分
が図４Ｂの回路で存在する場所に対応している。ナイキストフィルタ４５１は、
データで変調されたＩＦ周波数の振幅対周波数スペクトルを調整する。ナイキス
トフィルタ４５１の出力端子に達するまでに、スペクトルは、図３に示すような
普通のテレビジョン受信機のナイキストフィルタ３５４を含むＩＦ増幅器を通過
したかのような処理を受けている。その結果として生じる整形スペクトル信号は
、第一混合器４５３で第一局部発振器４５５を使用して周波数で上方に変調され
た両側波帯である。第一局部発振器４５５の周波数は、ＩＦ基準周波数ｆＩＦの
正確な倍数（Ｎ）である。これは、図４Ｄに周波数成分４７３として示されてい
る。図４Ａの視覚基準発振器４０５と第一局部発振器４５５を結ぶ結線４５７に
より確実に、第一局部発振器４５５の周波数はＩＦ基準周波数の正確な倍数、す
なわちＮ倍になり、位相関係が維持される。第一混合器４５３の構造は当業者に
良く理解されており、種々の満足な実施が良く知られている。ほんの一例として
、製造業者であるニューヨーク市ブルックリン区のミニサーキッツインクにより
意図される通常の方法で動作するミニサーキッツＳＲＡ−１モジュールを、この
目的に使用しうる。第一局部発振器４５５の構造は当業者に良く理解されており
、種々の満足な実施が良く知られている。ほんの一例として、製造業者により意
図される通常の方法で動作するベクトロン（Vectron）回路をこの目的に使用し
うる。第一混合器４５３の変調出力は、図４Ｄに周波数（Ｎ−１）＊ｆＩＦ（第
一混合器４５３の端子に存在する周波数［｛Ｎ＊ｆＩＦ −ｆＩＦ ｝＝（Ｎ−１
）＊ｆＩＦ］間の差）で示される下側波帯４７５、同様に図４Ｄに周波数（Ｎ＋
１）＊ｆＩＦ（第一混合器４５３の端子に存在する周波数の合計）で示される上
側波帯４７７、および図４ＤにＢとして示される第一局部発振器４５５周波数成
分Ｎ＊ｆＩＦで構成される。図４Ｄの上側波帯４７７と下側波帯４７５は相互に
鏡像であることが観察される。図４Ｄの上側波帯４７７は単に、ナイキストフィ
ルタ４５１の図４Ｃにおける出力４７１の周波数変換型に過ぎない。そして、図
４Ｄの変換信号４７３、４７５および４７７の組合せは、第一混合器４５３の出
力端子に現われる図４Ｄの望ましくない周波数成分４７３と４７５を除くため、
第一バンドパス（帯域）フィルタ（ＢＰＦ）４５９により周波数（Ｎ＋１）＊ｆ ＩＦ でろ波される。図４Ｄの上側波帯４７７は残存し、図４Ａの元のデータスペ
クトル４７１のレプリカ（複製）であるが、ここでは異なる周波数に位置する。
図４Ｄの４７７を図４Ｃの４７１と比較されたい。第一帯域フィルタ４５９は、
当業者に良く知られている技巧を用いて設計および構成される。市販のソフトウ
エアパッケージが、第一ＢＰＦフィルタ４５９のようなフィルタを構成するのに
必要な素子を計算する（見積もる）。一つのそのようなフィルタ設計プログラム
がジョージア州ノークロス市のイーグルウエアにより提供されている。さらに、
第一ＢＰＦ４５９が、インターネットウエブサイト：ｗｗｗ．ｋｌｍｉｃｒｏｗ
ａｖｅ．ｃｏｍを持つニューヨーク市イーストシラキューズのマイクロウエーブ
フィルタカンパニー（Microwave Filter Company of East Syracuse, New York
）等のそのようなフィルタの供給会社から購入できる。ところで、プロセスは、
第二混合器４６１、第二局部発振器４６３および第二帯域フィルタ４６５で繰り
返される。これらの構成部分は、第二局部発振器４６３が周波数（Ｎ＋２）＊ｆ ＩＦ で作動し且つ第二帯域フィルタ４６５がＩＦ周波数ｆＩＦで作動することを
除いて、原則として、第一混合器４５３、第一局部発振器４５５および第一帯域
フィルタ４５９と同一にすることができる。第二混合器４６１の変調出力は、図
４Ｅにおける周波数ｆＩＦ（第二混合器４６１の入力端子に存在する周波数［｛
（Ｎ＋２）＊ｆＩＦ −（Ｎ＋１）＊ｆＩＦ ｝＝ｆＩＦ ］間の差）の下側波帯
４７９、図４Ｅにおける周波数（２Ｎ＋３）＊ｆＩＦ（第二混合器４６１の入力
端子に存在する周波数の合計）の上側波帯４８１、および図４Ｅに示される第二
局部発振器４８３周波数成分（Ｎ＋２）＊ｆＩＦで構成される。図４Ｅの上側波
帯４８１と下側波帯４７９は相互に鏡像であることが観察される。そして、図４
Ｅの変換信号４７９は、第二混合器４６１の出力端子に現われる図４Ｅの望まし
くない周波数成分４８１と４８３を除くため、第二帯域フィルタ（ＢＰＦ）４６
５により周波数ｆＩＦでろ波される。図４Ｅの下側波帯４７９は残存し、図４Ａ
の元の位相変調整形信号４７１のレプリカであるが、周波数が反転されている。
図４Ｅの４７９を図４Ａの４７１と比較されたい。第二帯域フィルタ４６５は、
当業者に良く知られている技巧を用いて設計および構成される。市販のソフトウ
エアパッケージが、第二ＢＰＦフィルタ４６５のようなフィルタを構成するのに
必要な素子を計算する（見積もる）。一つのそのようなフィルタ設計プログラム
がジョージア州ノークロス市のイーグルウエアにより提供されている。さらに、
第二ＢＰＦ４６５が、そのようなフィルタの供給会社から購入できる。この信号
は、受信装置にある図３のナイキストフィルタ３５４を含むＩＦ増幅器で処理さ
れる時、このナイキストフィルタにより引き起こされるスペクトル整形が効果的
に無効になるように、予備整形（補償）されている。もし受信機に良好に設計さ
れた視覚検出器が使用されると、受信機出力は、データから生じる追加振幅変調
成分を含まない。その結果、画像劣化が避けられる。
【０１４５】 本発明では、信号源に逆ナイキストフィルタを使用しない。その代わり、信号
を予歪するためにナイキストフィルタとスペクトル処理手段を使用する。これは
、ナイキストフィルタの特性形状が明確にされていないので重要である。むしろ
、ナイキストフィルタは、そのナイキスト周波数に近い非対称特性を持つもので
ある。この特性は線形でも良いが、線形に限定されない。無数の可能な（潜在的
）特性がナイキスト基準を満たすことができる。ナイキストフィルタを信号源に
使用することにより、本発明の信号の対象となる（を受けることができる）受信
機の母集団を表わすフィルタの使用が便利になる。これは、それらの受信機に最
も一般的に使用される市販ナイキストフィルタを単に使用することにより達成さ
れる。また、受信機の母集団におけるナイキストフィルタの存在に比例してフィ
ルタ間で分割された信号と並列な複数の代表的ナイキストフィルタの作動も可能
である。この場合、組合せ信号は、信号の対象となる受信機の母集団に対して最
適化される。これは、市場と時間により受信機の母集団と伴に変化しうる。市場
の受信機に有るナイキストフィルタの平均性能を表わすように普通のフィルタ設
計技術を使用して単一の複合ナイキストフィルタを設計および構成しうることは
認識されよう。しかし、場合により、このフィルタは、結果を最適化するため、
市場における母集団が変わるにつれて市場毎に時間と伴にわずかに異なる必要が
ある。ケーブルテレビジョンシステム方式において且つ適切な改良を加えた他の
送出（配送）機関と共に同一および類似の技術を使用できることは認識されよう
。
【０１４６】 データを埋め込むために位相変調を使用する時、合成視覚搬送波振幅は不変で
ある。完全な包絡線検波器はデータ変調に応答しない。しかし、同期検波器は、
実軸上の合成ベクトルの突出に応答する。このベクトルはデータ変調に関連して
変化する。
【０１４７】付加的実施 図５Ａは、本発明の第二の望ましい実施態様による、データ符号器５２５を含
むテレビジョン送信機を表わす。図５Ａは、選択的ランダマイザ５２７を有する
データソース（ゼロ復帰ＲＺまたは非ゼロ復帰ＮＲＺ）、直列から並列への変換
器（Ｓ／Ｐ）５２９、デジタル信号からアナログ信号への変換器５３１、ＬＰＦ
５３２、レベルコントロール５３５、クロック回路５３３、両側波帯（ＤＳＢ）
データ変調器５３７、および補償器サブシステム５３９を含む。図５Ａに例示さ
れた装置では、視覚搬送波に対して直角位相の任意抑圧搬送波の側波帯が本発明
による特別の方法で変調され、そしてレベルコントロール５４１で強度調整され
、そしてＮＴＳＣ（または他のテレビジョン基準）方式の正規の方法で映像で変
調された視覚搬送波とコンバイナ５４７で組み合わされる。この発明に従ってデ
ータで変調され且つ視覚搬送波に対して直角位相関係に置かれた側波帯と正規変
調視覚搬送波の組合せは、利用チャネルの周波数に変換するために視覚送信機５
０７へ与えられ、増幅される。変調視覚信号とデータ信号の組合せは、ＶＳＢフ
ィルタ５０９に送られた後、コンバイナ５１１で聴覚信号と組み合わされ、アン
テナ５２３に送られて放射される。
【０１４８】 結線５４５でコンバイナ５４７に与えられるデータ側波帯の任意抑圧搬送波の
位相関係が振幅変調器５０３に与えられた視覚搬送波に対して直角位相となるよ
うに、必要に応じて移相器５４３は追加移相を加える。この即時領域の様々な構
成部分とそれらの相互接続ケーブルの伝播長は全て、コンバイナ５４７に到着す
る信号の整相に影響を及ぼす。移相器５４３の正しい調整は、両（アナログ視覚
およびデータ）信号を相互に直角移相関係に置くことにより、これらの位相性状
を一致（調和）させる。この関係は、ナイキストフィルタの後に置かれた同期検
波器の投射（入射）素子と直角位相素子を同時にオシロスコープで観察すること
により、観察および調整できる。
【０１４９】 結線５４５に現われる補償器サブシステム５３９の出力を振幅変調器５０３の
後における視覚送信機チェーンの任意箇所に加えることができるが、その条件と
して、その位相と電力が回路と適正に調和している必要があることを指摘しなけ
ればならない。さらに、仮に前記の振幅と整相の問題（事柄）が満足されると、
別のアンテナシステムを介して空間的に信号を結合することも可能である。視覚
送信機の二つの基本型、すなわち低レベルと高レベルの変調がある。本例は、低
レベル変調送信機への符号化データ信号の付加を表わす。この例では、図５Ａに
示される視覚送信機５０７内では、ＩＦ信号を適正ＲＦ周波数に乗せるように周
波数変換とスペクトル反転が起ることも推定される。最終出力信号に対する側波
帯の関係と振幅に関する適切な事柄（検討）が観察されるという条件で、符号化
データ信号を周波数変換発振器出力に付加しうる。仮に側波帯振幅についての適
切な事柄が維持される場合、補償器サブシステム５３９の性状は同様に視覚送信
機５０７のヘテロダイン素子の全体に分布しうる。次の周波数増倍が起らず、且
つ符号化信号挿入法に続く全段が線形で充分な帯域幅であり、側波帯構造が維持
されるという条件で、符号化データ信号を送信機の任意段に加えてもよい。
【０１５０】 図５Ａのデータ符号器５２５を以下に説明する。中間周波数ｆＩＦ（この例で
は４５．７５ＭＨｚと例示されている）の視覚基準発振器５０５は、当業者に良
く知られている多くの方法のいずれかで構成しうる。ほんの一例として、コネチ
カット州ノーウオーク市のベクトロンラボラトリーズで製造され、この製造業者
が意図する正規の方法で動作する７１８Ｙシリーズの水晶発振器を、この目的に
使用することもできる。この信号は通常、周波数ｆＩＦの安定した純粋な余弦波
と考えられる。そして、この信号は、必要に応じて移相器５４３で移相された後
にＤＳＢデータ変調器５３７に導入される。この変調器の設計は従来のものであ
り、平均的な当業者に良く理解されている。ほんの一例として、製造業者が意図
する正規の方法で動作するミニサーキッツＳＲＡ−１モジュールのような二重平
衡混合器を、この目的に使用することもできる。ＤＳＢデータ変調器５３７は、
ＬＰＦ５３２を介して供給されるデータ信号で駆動される。ＬＰＦ５３２は、デ
ータ信号の周波数を帯域制限し、それをレベルコントロール５３５へ送る。その
後、信号はＤＳＢデータ変調器５３７の入力端子に送られる。２レベルのみを変
調する場合、ＤＳＢデータ変調器５３７の適切な端子に一度に単一データビット
だけが存在し、Ｓ／Ｐコンバータ５２９とＤ／Ａコンバータ５３１は低減タスク
を行うか、または除去できる。クロック回路５３３は、そのような設計による要
求に応じて、Ｓ／Ｐコンバータ５２９とＤ／Ａコンバータ５３１の両ユニットに
おいてデータをステップ（歩進）する。４レベルをＤＳＢデータ変調器５３７で
変調する場合、２連続ビットがＳ／Ｐコンバータ５２９で並列形式に変換され、
Ｄ／Ａコンバータ５３１へ同時に与えられる。Ｄ／Ａコンバータ５３１は、前記
ビットをＤＳＢデータ変調器５３７へ入力するための適正な４レベルアナログ信
号に変換する。８レベルをＤＳＢデータ変調器５３７で変調する場合、３連続ビ
ットがＳ／Ｐコンバータ５２９で並列形式に変換され、Ｄ／Ａコンバータ５３１
へ同時に与えられる。Ｄ／Ａコンバータ５３１は、前記ビットをＤＳＢデータ変
調器５３７へ入力するための適正な８レベルアナログ信号に変換する。Ｄ／Ａコ
ンバータは、その他のレベル数についても同様にビットを変換する。そして、Ｄ
ＳＢデータ変調器５３７の出力は、図４Ｂの補償器サブシステム４３９と同じ補
償器サブシステム５３９へ送られる。図４Ｂに示されたアプローチの利点は、こ
の場合にも等しく良く当てはまる。この信号は、受信装置にある図３のナイキス
トフィルタ３５４を含むＩＦ増幅器で処理される時、このナイキストフィルタに
より引き起こされるスペクトル整形が効果的に無効になるように、予備整形（補
償）されている。もし受信機に良好に設計された視覚検出器が使用されると、受
信機出力は、データから生じる追加振幅変調成分を含まない。その結果、画像劣
化が避けられる。
【０１５１】 図５Ｂは、ベースバンドビデオソース５０１からのＮＴＳＣベースバンドビデ
オの実際電圧波形である。図５Ｃの上の掃引線はデータソース５２７出力端子に
おける２レベルデータの実際電圧波形であり、図５Ｃの下の掃引線はローパスフ
ィルタ５３２出力端子における実際電圧波形である。フィルタによる時間遅延に
注目されたい。図５Ｄは、両側波帯変調ＮＲＺデータによるＤＳＢデータ変調器
５３７の出力の実際分光写真である。図５Ｅは、ＮＲＺデータによる補償器サブ
システム５３９の出力端子におけるデータ信号の実際分光写真である。図５ｆは
、ＶＳＢフィルタ５０９の前における、視覚送信機５０７の出力端子における実
際分光写真である。上の掃引線は普通のＮＴＳＣであり、下の掃引線は視覚デー
タ信号である。図５Ｇは、ＶＳＢフィルタ５０９の後における実際分光写真であ
る。上の掃引線はＮＴＳＣ信号であり、下の掃引線は視覚データ信号である。
【０１５２】 ケーブルテレビジョンシステム方式において且つ適切な改良を加えた他の送出
（配送）媒体と共に同一および類似の技術を使用できることは認識されよう。
【０１５３】 視覚搬送波のＤＳＢ変調により得られる直角位相側波帯がデータを埋め込むた
めに使用される時、合成ベクトルの振幅は変化する。合成ベクトルは、視覚成分
とデータ成分の瞬時振幅のピタゴラス解である。実軸に沿う合成ベクトルの突出
長は変わらない。完全な同期検波器はデータ変調に応答しない。しかし、包絡線
検波器は、合成ベクトルの変化している強度に応答する。
【０１５４】 追加実施形態の概要。本発明のデータ信号は、画像搬送波に対して直角位相の
任意抑圧搬送波上に両側波帯振幅変調される。仮に映像信号と本発明の信号が共
に正規の両側波帯であれば、両信号を同期検波器で従来の方法により分離するこ
ともできる。テレビジョン信号は完全な両側波帯ではなく、残留側波帯なので、
正しい振幅を検波（検出）に利用できるように搬送波に近い上下ビデオ側波帯に
適切に加重するため、テレビジョン受信機がナイキストスロープフィルタを備え
ている。普通の作用中、このフィルタは、普通の両側波帯変調信号（両側の側波
帯が互いに等振幅）を、非対称側波帯を持つ両側波帯信号に変換する。この新た
に形成された非対称側波帯セットは、映像搬送波と同相の望ましくない成分を有
する。換言すれば、データ側波帯は最初、受信機のナイキストフィルタによる作
用を受けた後、信号の起点で画像搬送波に対して直角位相の任意抑圧搬送波に乗
せられるが、映像信号に作用する検出器がデータ側波帯からの不要成分を含む。
その理由は、視覚信号のＲＡ関係維持に不可欠な、ナイキストフィルタの効果が
本発明のデータ信号には不要であり且つ望ましくないからである。従って、視覚
搬送波と本発明の信号の間にクアジュラリティーが維持されない。この問題を避
けるには、受信機のナイキストフィルタを通過する時、視覚搬送波に対して直角
位相であり且つ等振幅側波帯を持つ両側波帯スペクトルが得られるように、本発
明のデータ信号のスペクトルを適切に整形すれば良い。この状態では、ＰＭから
ＡＭへの変換が無く、直角位相信号エネルギーの最小交差結合が受信機のビデオ
検出器に与えられる。従って、受信機の検出器は本質的に映像信号のみに応答す
る。直交成分に本質的に免疫性の同期検波器または同様に動作する検出器が受信
機に使用されると、本発明の信号は本質的に無視される。本発明のデータ信号の
予備整形は補償ネットワークでなされる。この補償ネットワークは、本発明の信
号の対象となる受信機の母集団に有るものの典型であるナイキストフィルタを含
む。異なる形状のナイキストフィルタの混合体で母集団が構成される場合、結果
を最高に活用する複合信号は、母集団におけるそれぞれのフィルタ数に比例した
信号強度を与えられたナイキストフィルタの並列配置、または標準フィルタ合成
技術を用いて結果を最高に活用するように設計されたナイキストフィルタのいず
れかで具現できる。
【０１５５】合成された位相変調および付加的実施 データを埋め込むために位相変調を使用する時、合成視覚搬送波振幅は不変で
ある。完全な包絡線検波器はデータ変調に応答しない。しかし、同期検波器は、
実軸上の合成ベクトルの突出に応答する。このベクトルはデータ変調に関連して
変化する。あるいは、視覚搬送波周波数で両側波帯変調されたデータを持つ直角
位相側波帯が、データを埋め込むために使用される時、合成ベクトルの振幅は変
化する。しかし、実軸上の合成ベクトルの突出は不変である。完全な同期検波器
はデータ変調に応答しない。しかし、包絡線検波器は、合成ベクトルの変化して
いる強度に応答する。
【０１５６】 現在の消費者電子装置には、純粋な包絡線検波器でも純粋な同期検波器でもな
いビデオ検出器を使用する傾向があるので、合成実施はより最適になる可能性が
ある。理想的には、純粋同期検波器で実施される信号検出の質が望ましい。実際
は、消費者電子テレビジョン受信機の局部発振器で生じる位相妨害の量は充分に
高く、高品質同期検波器の応用を妨げる。
【０１５７】 図６Ａは、本発明の第三の望ましい実施形態によるテレビジョン送信機のブロ
ック図である。この送信機は、図４と図５Ａに例示された送信機の技術を組み合
わせる。結果を最高に活用するため、ある程度の位相変調とある程度の直角位相
側波帯の追加を使用する。付加的システムの全部分に配送される基準発振器信号
は、位相変調器６３７ａの出力における瞬時周波数と位相から得られる。二つだ
けの新しい素子が図６に導入されている。その他の全素子は図４Ａまたは５Ａの
いずれか（または両図）に見られ、前記と同じ機能と構造を持つ。二つの新しい
素子は遅延素子６４９ａおよび６４９ｂである。両遅延素子の目的は、位相変調
としてのデータの埋め込みと直角位相側波帯へのデータの埋め込みを確実に適切
タイミングで行うことである。図６の各回路素子における伝ぱん時間はその設計
の詳細に依存するので、遅延素子は種々の可能な実施に対して異なる遅延値を持
つ。遅延素子は、例えば、送信線によるもの、またはＡ／Ｄ変換器の後でＤ／Ａ
変換器の前に位置するデジタル遅延素子によるものを含む多様の技術で実現でき
る。これらは全て、当業者に熟知された手段である。当業者には明らかなように
、それぞれの信号通路における遅延素子６４９ａおよび６４９ｂの正確な位置は
取るに足らない事柄である。システムの動作に対する遅延の効果を変えることな
く、遅延素子をそれぞれの通路に沿ってどこにでも位置付けることができる。比
較的に実施が容易な位置と困難な位置が有りうる。
【０１５８】 図６Ｂのシステムは、位相変調と付加的アプローチのために二つの異なるデー
タソースを用いる。ノイズ、歪および干渉が比較的に無い環境では、図６Ａに示
される補強機構としてより、むしろ、個別データ信号用の両モードの変調を使用
して、さらに多量のデータを搬送できる。
【０１５９】他の補償法 さらなる発明を用いずに、図４Ａ，５Ａ，６Ａ及び６Ｂの補償器サブシステム
４３９，５３９，６３９ａ及び６３９ｂをそれぞれ達成する別の方法が可能であ
ることが分かろう。アナログまたはデジタルフィルタを、補償器システム４３９
，５３９，６３９ａ及び６３９ｂ中で周波数シフトし且つヘテロダイン化するこ
とにより得られる結果を達成するように直接設計することができる。同様に、デ
ジタル信号処理（「ＤＰＳ」）はアナログ回路と同じ機能を実行することができ
るが、それらをアナログ−デジタル変換後にデジタル要素に限定しついでデジタ
ル−アナログ変換することになる。これらの技法は当業者に良く知られている。
ヤスモトらは、本文中で援用する米国特許第４，８８２，６１４号において、ナ
イキストスロープの影響を逆転するさらに別の方法を教示している。但し、この
方法は、本発明の信号に露呈される受信機集団中で見出される代表的なナイキス
トフィルタの便利な用途を促進するという本発明の利点を伴わない。ＶＳＢとナ
イキストフィルタの相互依存は１９３７年１月にＷ．Ｊ．ＰｏｃｈとＤ．Ｗ．Ｅ
ｐｓｔｅｉｎにより最初に提案され１９４０年にすぐにＮＴＳＣにより採用され
た。
【０１６０】 同様の技法を、ケーブルテレビジョンシステムの慣行に用いることができ、ま
た、他の配信機関とともに適当な変更を加えて用いることができることが理解さ
れよう。
【０１６１】クアドラリティに関して 本発明の技法の重要な要素は、実質的に干渉されない情報空間中にデータ搬送
信号を維持するかあるいはＮＴＳＣテレビジョン信号を配信する情報空間と干渉
しないデータ搬送信号を維持する能力に基づく。このプロセスは最初に記載した
よりも一層複雑である。信号を二重側波帯信号と直行位相になるようにすること
ができることが良く分かる。これは、テレコニュニケーションネットワークを通
じて広く用いられているＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）システ
ムの基礎であり、ＮＴＳＣテレビジョン基準に加えられた色相の互換性を可能に
する基本の一つである。ＮＴＳＣテレビジョン視覚信号と直交位相の信号を維持
することに関わる問題は一層複雑である。ＮＴＳＣ視覚信号は三つの異なる且つ
別個の変調特性で動作する。第１は、上側及び下側波帯の両方の振幅が等しい領
域が存在することである。この領域は図１Ａにおいて二重側波帯領域１０４と呼
ばれる。第２の領域は下側波帯スペクトルの振幅が減衰する領域である。この領
域は図１Ａの遷移領域１０８として知られている。第３の領域は、上側波帯エネ
ルギーだけが送信されるスペクトル部分に相当する。この領域は図１Ａにおいて
単一側波帯領域１０６と呼ばれる。テレビジョン信号を整形して放送用のそれら
の領域に一致させるために要求される実用的な回路は、いくつかの意図しない結
果をテレビジョン信号にもたらす。ＶＳＢ送信の一つの原理はテレビジョンスペ
クトルの二重側波帯に基づいており、それは受信機のナイキストフィルタと呼ば
れるスロープに沿って中心付けられている。図１Ａの二重側波帯１０４中で送信
される二重エネルギはナイキストフィルタにより取り消され、それにより回復テ
レビジョン信号を多重オクターブスペクトルに渡って概ねフラットな振幅応答に
回復させる。送信機中の残留側波帯フィルタ及びテレビジョン受信機中のナイキ
ストフィルタは現世の要素であるので、一般にそれらのフィルタを通過する信号
の振幅及び位相のわずかな変化を生じる。これらのわずかな変化は画面の正しい
描写の不一致をもたらす傾向があるので、それらは必要なクアドラリティを維持
して本発明の視覚データ信号の正確な動作を可能にする上で重要になる。視覚信
号の側波帯により出くわす振幅変動の差分は位相シフトをもたらし、それは位相
を所望のベクトルから離反させる。このことが画像において起こると、その衝撃
は本質的に非論理的となる。これが本発明の視覚路または視覚データ路で起こる
と、調整不能なエラーはデータ信号を視覚信号にクロスカップリングすることに
なる。
【０１６２】 この影響の衝撃は、データ信号路中に何らかの位相補正を導入して補正回路に
より動作される領域中の側波帯をクアドラリティの意図した位置に再配置するこ
とにより緩和することができる。この補正は、ＶＳＢフィルタ及び視覚送信機の
エラーを規格化し、受信器集団の一部であるテレビジョンの多くのナイキストフ
ィルタに見られる典型的な位相エラーに広範に応答する。
【０１６３】さらなるエンハンスメント効果 視覚検出器内で視覚信号及びデータ信号との間のクロクカップリングのような
所定の状況下で、データ信号は視覚信号にわずかな影響を持つことになる。本発
明は、この影響を最小化する装置、システム及び方法を提供する。図５Ａの方法
は図７に含まれており、エンハンスメント効果がもたらされる。簡略化するため
に、図７では、全ての音声処理要素を一つのブロックである音声伝達システム７
１２ａ内に結合している。アンテナ７２３、コンバイナ７１１、ＶＳＢフィルタ
７０９、視覚送信機７０７、コンバイナ７４７、振幅変調器７０３、４５．７５
ＭＨｚ視覚基準発信器７０５、位相シフタ７４３、ＤＳＢデータ変調器７３７、
補償器サブシステム７３９、ランダマイザを随意に備えるデータソース７２７、
Ｓ／Ｐ７２９、Ｄ／Ａ７３１、ＬＰＦ７３２、及びクロック発生器７３３は図５
Ａから認識されるであろう。しかしながら、図５Ａにおいては、クロック５３３
は他の要素と接続されていなかった。この新たな接続を以下に詳述する。
【０１６４】 クロック発生器７３３及び周波数の適切な選択、接続７８５を通じたその周波
数のベースバンドビデオソースに対する同期並びに随意の櫛形フィルタ７８７の
使用は、直角位相の側波帯のデータスペクトルをそれらがビデオスペクトルにイ
ンターリーブするように位置付けることができる。この方法は当業者に良く知ら
れており、色相信号スペクトルを輝度信号スペクトルのギャップ間にインターリ
ーブさせるのに用いられる方法と同じである。クロック発生器７３３からのクロ
ック周波数は走査線速度の半分の奇数倍を選択してその目的を達成することがで
きる。これはさらに残留干渉を減じるであろう。接続７８５は、ベースバンドの
視覚信号をクロック発生器７３３に運ぶ。ベースバンドの視覚信号は色副搬送波
及び水平同期パルスを含む。クロック発生器７３３をデータスペクトルを視覚ス
ペクトルとインターリーブする周波数で動作させることを確実にするために、広
範なタイミング技法を用いることができる。随意の櫛形フィルタ７８７はさらに
視覚スペクトルと競合しているデータ信号のスペクトル成分を減衰させる。この
スペクトル成分の除去の度合いは、データ回復の信頼性の低下とバランスされな
ければならない。既存の受信機の視覚性と新しい受信機のデータのロバストネス
の低下の間で妥協がなされる。随意の櫛形フィルタ７８７のような櫛形フィルタ
は、通常、テレビジョンのプロセッシング、開始（origination）及び受信（rec
eption）の装備に用いられる。それらは、しばしば、タップ付き表面音響遅延線
とともにまたはデジタル技術により構築され、そして当業者に良く知られている
。
【０１６５】 データ信号が、いくつかの状況の下で且ついくつかの受信機中で視覚信号の同
期パルスの立ち上がり時間の間に視覚信号に影響を与えるならば、画像の走査の
タイミングは摂動となるであろう。これは、送信された同期パルスに関して走査
線のわずかな変位をもたらす。この現象が有効な同期タイミングで動作する場合
に、ぎざぎざの縦エッジとして表われることになる。これらの状況下で、この影
響は、データ信号を重要な同期遷移の間に知られた状態に保持することにより緩
和することができる。この技法を採用することにより、データスループットの低
下は約０．２５パーセントになるであろう。これに基づくシステムへの不均一な
データフローを、同期パルスに対して適切な時間だけ制御する必要がある。デー
タフローは、随意のデータバッファー７８９中で、随意の（選択的）同期分離器
７９３により計時された随意の制御信号発生器７９１の制御の下で調整される。
かかるデータバッファリング、タイミング、同期分離の回路は当業者に良く知ら
れている。随意の同期分離器７９３は、データが知られた状態に保持されるべき
時間を特定する。随意の制御信号発生器７９１は、クロック発生器７３３及び随
意のバッファー７８９に送られてこのタイムインターバルの間にデータを蓄積し
かつデータをＳ／Ｐ７２９とＤ／Ａ７３１ブロックを通過させることを停止する
タイミング信号を発生する。
【０１６６】 レベル制御７３５は、ＤＳＢデータ変調器７３７により直角位相信号上に与え
られたデータの変調の深さを調節する。レベル制御７４１は、複合ビデオチャネ
ルに注入されるデータ量を調節する。実際、このレベルはサービスエリアの目標
ＳＮ比に達するのに必要なデータ信号の最小量（これに加えていくらかのマージ
ン）のために調節される。この最小量だけが、データ信号が視覚信号上で有し得
る影響を最小化するために用いられる。このデータ信号レベルは、ケーブルシス
テムにおいては放送中のものと異なるであろう。
【０１６７】 データの二つの状態（一つの論理ビット）だけが変調されるならば、Ｓ／Ｐ７
２９とＤ／Ａ７３１は不用である。これらの装置は二つより多くの状態で必要と
なる。
【０１６８】 これらの技法を図４Ａのシステムにも適用することができることが理解されよ
う。
【０１６９】両立性に対する妥協 ＦＣＣ及び他の得られた独自性（entity）は受信機の構成を市場の変動のまま
にしておくように選択されてきた。これらの環境は適切であり、上記の技術の導
入以前に実質的に変化され得ない。このジレンマの類似の例は１９５３年にモノ
クローム（Ｂ／Ｗ）ＮＴＳＣ規格に付加されたカラー信号の適合中に生じた。そ
のときには、現存する受信機のかなりの数は “両立可能な”カラー信号の変更
された垂直スキャンレートの同期の問題を経験してきた。また、ＮＴＳＣ送信へ
カラー信号を加えた結果として、クロマ情報がＮＴＳＣ信号の高周波輝度領域内
で混合された。この発色情報は、多くの分散している単色テレビジョン受信機の
高周波解像度（分解能）を著しく劣化させた。このカラー信号は、視覚信号の単
色表現と無関係の妨害周波数ビート（うなり）製品を導入した。これらのシステ
ムの妥協点は、カラー受信機を取得する人から得られる新しい利益のために受け
入れられるとみなされた。現代のテレビジョン受信機が信号処理を一つか二つの
大規模集積チップで実行する限り、検出器技術間のコスト格差は実質的に取るに
足らない。本発明の技術で充分に満たされた市場へ売るために造られる未来の受
信機が、上記の交差結合の産物をさらに減らす検出器戦略を採用することが期待
される。その時、減少（低減）信号を市場決定として減少または除去することも
できる。
【０１７０】非同期受信機におけるデータ信号の干渉の減少 多くのまたは大部分のテレビジョン受信機が完全同期検波器（例えば、長い時
定数を持つ同期検波器）を使用しない。その結果、受信機のナイキストフィルタ
の出力端子で両側波帯になるような直交スペクトルの整形でも、あるタイプの検
出器が直交エネルギーに対する多少の妨害感受性を維持するので、多少の微細干
渉を防ぐのに不十分である。包絡線検波器または多少の包絡線検波特性を持つ検
出器により、ビデオは直交信号からの少量の不要な干渉成分を含む。多数または
大部分の視聴者の受信機では、この小さい干渉が他のノイズと歪に埋もれるので
、マスクされ、画面上では検出不可能にされる。視聴者によっては或状況で、こ
の現象に気付く場合がある。この問題の一つの解決策は、ベースバンド自体にお
ける視覚信号への減少信号導入（視覚搬送波への減少信号注入）または適当なＲ
Ｆ周波数における視覚信号への減少信号導入である。減少信号は、この現象に対
する妨害感受性を示す異なるクラスの検出器を使用している受信機のビデオへの
干渉を相殺または少なくとも減少する傾向がある。
【０１７１】 包絡線検波器への直交信号の効果は良く研究され、他人により文献に記載され
ている。例えば、アーチャーＳ．テイラー [Archer S. Tailor] による論文であ
る、１９８８年ナショナルケーブルテレビジョン協会技術論文 [1988 National
Cable Television Association Technical Paper] の頁２０３「残留側波帯など
の試練」[The Vestigial Sideband and Other Tribulations] および放送のＩＥ
ＥＥ取引 [IEEE Transactions on Broadcasting] １９９０年３月、頁８の「Ｈ
ＤＴＶと残留側波帯シンドローム」[HDTV & Vestigial Sideband Syndrome] を
参照されたい。
【０１７２】 図８Ａは、図７の全構成部分を含み、且つ減少信号をベースバンドビデオに導
入するために波形整形回路と遅延回路を加えている。これは、上記検出プロセス
でビデオに寄与したデータ信号からの干渉を相殺または減少する傾向がある。前
記のように、仮に整形と遅延が減少をもたらすのに適当であれば、この補正信号
をＲＦドメインに導入できることもわかる。
【０１７３】 図８Ａは、追加実施形態による送信機のブロック図である。ＤＳＢデータ変調
器８３７に（レベルコントロール８３５を介して）与えられるアナログ波形が波
形整形回路８９５に送られる。波形整形回路８９５は、この波形を視覚波形から
減じた時に改良結果が得られるように、この波形を適当に整形する。上記クラス
の検出器を使用している受信機は、より障害（欠陥）のないビデオを受ける。波
形整形回路８９５の出力は、レベルコントロール８９７で振幅が調整され、もし
必要であれば、コンバイナ８１０３でアナログベースバンドビデオと結合される
前に遅延素子８９９で時間が遅延される。このアナログ減少信号８１０１は、コ
ンバイナ８１０３の入力端子の一方に現われる。種々の通路を通る信号の伝ぱん
時間によっては、遅延素子８１０５でビデオを遅延させるか、または遅延素子８
９９で減少信号を遅延させる必要がある場合もある。それぞれの信号通路に沿っ
た遅延素子８１０５および８９９の正確な位置が重要でないことは認識されよう
。両素子は、どこに位置しても同じ結果を生じうる。遅延素子とレベル調整素子
は、本技術の熟練者に良く知られた従来の構造を持ち、もし上記の考慮すべき事
柄が満たされたら、これらの目的にかなう多種多様な形で具現できる。遅延素子
の具現は、適当な長さの伝送線で可能になるか、またはアナログ信号をデジタル
形式に変換し、デジタルメモリ素子を使用して遅延し、そしてアナログ形式に逆
変換するデジタル技術を使用して可能になる。以下に、波形整形回路８９５につ
いて、より詳細に述べる。
【０１７４】要求される低減のベクトル解析 図８Ｂは搬送波及びサイドバンドベクトルが整列しているときの時点での輝度
信号を示す。点８７２はゼロ搬送波位置である。点８７４は視覚信号が白の時の
搬送波及びサイドバンドの和である。点８７６は視覚信号が５０％グレーである
ときの搬送波及びサイドバンドの和である。点８７８は視覚信号が２０％グレー
であるときの搬送波及びサイドバンドの和である。点８８０は視覚信号が黒（ブ
ランキングレベル）の時の搬送波及びサイドバンドの和である。点８８２は視覚
信号が同期チップであるときの搬送波及びサイドバンドの和である。信号ベクト
ルの最大長さはゼロ搬送波点８７２と同期チップ点８８２との間の距離である。
【０１７５】 ＮＴＳＣ波形の変調を記述するために用いられるスケールは黒と白との間の領
域を無線技術学会（Institute of Radio Engineers, ”ＩＲＥ”）単位と称され
る百の等しい分割周波数に分割する。それがＲＦ包絡線の１２．５％がなお残っ
ている点である白と称されるレベルからＲＦ領域のそのスケールに延在される場
合には、ＩＲＥ測定基準に関してＲＦスペクトルで全ての点を記述可能である。
【０１７６】 図８Ｃは直交位相で信号を加算することの影響を示す。点８８４は直交位相に
付加される信号のｄ．ｃ．又は平均値である。ｄ．ｃ．値の次は点８８６値の得
られたベクトルの位相のシフトである。図８Ｂに示された元のベクトル（８７２
から８８２）の長さが新たに得られたベクトル（８７２から８８６）上に投影さ
れる場合には、元のベクトル（８７２から８８２）の長さが点８８８上に投影さ
れ、得られたベクトル（８７２から８８６）が点８８８と８８６との間の距離に
より長さを決められることがわかる。元のベクトル（８７２から８８２）を識別
しうる受信機の同期検波器は元のベクトル（８７２から８８２）上への新たに得
られたベクトル（８７２から８８６）の投影に応答し、データ信号のｄ．ｃ．レ
ベルにより干渉されることなく視覚信号を得る。包絡線検出器は延長されたベク
トル（８７２から８８６）に応答し、誤っている。
【０１７７】 一の状態のデータ信号が直交位相に付加されたときに、直交ベクトルは点８７
２と８８４との間の距離のそのｄ．ｃ．長さから点８７２と８９０との間の距離
の長さまでの長さを決める。得られたベクトルはここで（８７２から８９２）で
ある。元のベクトル（８７２から８８２）を識別しうる受信機の同期検波器は元
のベクトル（８７２から８８２）での新たに得られたベクトル（８７２から８９
２）への投影に応答し、直交位相におかれたｄ．ｃ．レベルプラスデータから干
渉されることなく視覚信号を得る。包絡線検出器は延長されたベクトル（８７２
から８９２）に応答し、誤っている。
【０１７８】 第二の状態のデータ信号が直交位相に付加されたときに、直交ベクトルは点８
７２と８８４との間の距離のそのｄ．ｃ．長さから点８７２と８９８との間の距
離の長さまでの長さを短縮する。得られたベクトルはここで（８７２から８１０
０）である。元のベクトル（８７２から８８２）を識別しうる受信機の同期検波
器は元のベクトル（８７２から８８２）での新たに得られたベクトル（８７２か
ら８１００）への投影に応答し、直交位相におかれたｄ．ｃ．レベルマイナスデ
ータから干渉されることなく視覚信号を得る。包絡線検出器は延長されたベクト
ル（８７２から８１００）に応答し、誤っている。
【０１７９】 ほとんどの実際的な同期検波器が得られたベクトル（８７２から８８６）の位
置でロックされる代わりにこれはデータのｄ．ｃ．成分の影響を含み、ビデオに
対して誤った結果を得る。これらの同期検波器はデータベクトル（８７２から８
９２）及び（８７２から８１００）のｄ．ｃ．成分（８７２から８８６）への投
影に応答する。第一の状態（８８４から８９０）のデータは点８８６から点８９
６であるベクトル（８７２から８９２）のベクトル（８７２から８８６）への投
影への距離により検出された信号を延長する。第二状態（８８４から８９８）の
データは点８８６から点８１０４であるベクトル（８７２から８１００）のベク
トル（８７２から８８６）への投影への距離により検出された信号を短縮する。
【０１８０】 本発明の低減技術をこの影響を最小化又は除去するために適用することは可能
である一方で、より好ましいアプローチは図８Ｄに示されるようなデータのｄ．
ｃ．成分の除去をなすことである。ここで、データ信号ベクトル（８７２から８
１１２）は信号ベクトル（８７２から８８２）の位相をベクトル（８７２から８
１１４）へ進め、又はデータ信号ベクトル（８７２から８１６０）の位相をベク
トル（８７２から８１８０８）へ遅らせるいずれかをなす。同期検出器は元のベ
クトル（８７２から８８２）上にロックし、ベクトル（８７２から８１０８）及
び（８７２から８１１４）の投影に対応し、ビデオで誤差を生じない。包絡線検
出器は延長されたベクトル（８７２から８１０８）に応答し、これは点８１０８
と８１１０との間の距離により誤差を有し、又は延長されたベクトル（８７２か
ら８１１４）に応答し、これは点８１１４と８１１６との間の距離により誤差を
有する。
【０１８１】 帯域制限されたシステムではデータベクトルは配置（８７２から８１０６）及
び（８７２から８１１４）に単に存在するわけではない。データベクトルは包絡
線検出器により（又は低減されないｄ．ｃ．成分が存在しない場合に同期検波器
により）見られるエラーの波形で得られる連側的な様態でこれらの状態間で成長
する。
【０１８２】 図８Ｅは包絡線検出器により見られるエラーが視覚レベルの関数であることを
示す。簡単化のために、ラギングデータ直交ベクトル（８７２から８１１８）の
みが示される。視覚信号が同期チップレベル８８２にあるときにデータベクトル
（８７２から８１１８）は得られたベクトル（８７２から８１２０）を得る。ビ
デオベクトル（８７２から８８２）を得られたベクトル（８７２から８１２０）
上に投影することはそれが点８１２０から８１２２への距離により延長されるこ
とを明らかにする。視覚信号がブランクレベル８８０にあるときにデータベクト
ル（８７２から８１１８）は得られたベクトル（８７２から８１２４）を得る。
視覚ベクトル（８７２から８８０）を得られたベクトル（８７２から８１２４）
上に投影することはそれが点８１２６から８１２４への距離により延長されるこ
とを明らかにする。視覚信号が２０％グレーレベル８７８にあるときにデータベ
クトル（８７２から８１１８）は得られたベクトル（８７２から８１２８）を得
る。視覚ベクトル（８７２から８７８）を得られたベクトル（８７２から８１２
８）上に投影することはそれが点８１３０から８１２８への距離により延長され
ることを明らかにする。視覚信号が５０％グレーレベル８７６にあるときにデー
タベクトル（８７２から８１１８）は得られたベクトル（８７２から８１３２）
を得る。視覚ベクトル（８７２から８７６）を得られたベクトル（８７２から８
１３２）上に投影することはそれが点８１３２から８１３４への距離により延長
されることを明らかにする。視覚信号が白レベル８７４にあるときにデータベク
トル（８７２から８１１８）は得られたベクトル（８７２から８１３６）を得る
。視覚ベクトル（８７２から８７４）を得られたベクトル（８７２から８１３６
）上に投影することはそれが点８１３６から８１３８への距離により延長される
ことを明らかにする。得られたベクトルの延長は異なる視覚レベルに対して異な
る。これに続いて、包絡線検出器により経験されたデータアーティファクトの完
全な打ち消しは一の視覚レベルのみで固定された強度の低減信号で可能である。
低減（即ち、包絡線検出器により経験されたデータアーティファクトの減少）は
成功の度合いの変更に対する他の視覚レベルで発生する。干渉に対する反応にさ
らされる視聴者が視覚レベルで変動することがよく知られている。ある実験では
、最大感度の点は２０％グレーであることが決定された。この知見が状況に対し
て適用可能である場合には完全な打ち消しが２０％グレーレベルに対して設定さ
れる。低減は他の場所で生じ、結果はもっとも満足できるものである。最大の低
減が設定されるレベルは本発明のユーザーにより決定され、好ましいように設定
されることが理解される。
【０１８３】 図８Ｆはデータが直交位相にあるときに包絡線検出器により経験されたエラー
を示すテーブルと図である。ゼロ搬送波は０ ＩＲＥユニットで生ずる。白画像
レベルは２０ ＩＲＥユニットで生ずる。５０％グレーは７０ ＩＲＥユニット
で生ずる。２０％グレーは１００ ＩＲＥユニットで生ずる。黒画像レベルは１
２０ ＩＲＥユニットで生じ、同期チップレベルは１６０ ＩＲＥユニットで生
ずる。列の見出しは約２８ ＩＲＥユニットに対して描かれた図８Ｂから８Ｅで
のデータの異なるレベルに対するものである。ビデオの各レベル及びデータの各
レベルに対して、包絡線検出器により経験されたエラーの量は計算され、図にプ
ロットされた。データレベルが増加するにつれて、非線形性はまた増加する。
【０１８４】 ２レベルデータ信号は例示の目的で示され、制限となるものではないことは当
業者には明らかである。多レベルデータ信号はいかなる新たな概念又は発明の要
求なしにこれらと同一の原理に従ってベクトル図で得られる。
【０１８５】デジタルデータ信号の利点 直交位相変調信号がデジタルであるときに実質的な利点が得られる。図８Ａの
波形整形回路８９５は図９Ａの新たな素子で置き換えられる。データ信号がデジ
タルである故に、それは視覚信号に限定された数のある種の干渉（妨害）を持つ
にすぎない。いったんこれらが決定されると、それらはデジタル表現として読み
出し専用メモリ（ＲＯＭ）及び／又はランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）９１０
７に記憶され、適切なときに呼び出され、デジタル信号からアナログ信号（Ｄ／
Ａ）変換器９１０９で適切なアナログ波形に変換される。アナログ信号は次にコ
ンバイナ９１０３で視覚信号とコンバインされる前にレベル制御器９９７でレベ
ル調整される。図８の遅延素子８９９の機能はデジタル遅延素子９１１１により
図９Ａでより便利に提供されうるが、しかしながら図８Ａの８９９のアナログ遅
延は要求される機能を同様に満足できるように提供するであろう。ＲＯＭ／ＲＡ
Ｍアドレスシーケンス発生器９１１３はＲＯＭアドレスの正確な時間シーケンス
を発生させ、それによりＲＯＭ内容は、適切な遅延の後に、アナログ信号に変換
され、ビデオから減算される。信号及び受信機の型に依存して、ＲＯＭ／ＲＡＭ
９１０７の内容は変化されうる。これはＲＯＭのデータの異なる組にスイッチン
グすることにより、又はＲＯＭをＲＡＭで補強し、これはＲＡＭデータダウンロ
ード回路９１１５を介してデータの発生点からダウンロードすることにより、そ
の内容を受信する。エンコードされた信号が世界中で増加することが予想される
故に、受信機の検出器の種々のクラスの集積が地域又は国に基づいて発生する。
選択的に成立したこれらの低減システムの能力は地域に基づいてその最適化が許
容される。また、受信機の検出器の種々のクラスの数は時間とともに変化するで
あろう。
【０１８６】 図８Ａ及び９Ａのシステムにより、成功の度合いを変化させる一の視覚レベル
での打ち消し（cancellation）及び他の視覚レベルでの低減が得られることが図
８Ｂから８Ｅの検討から理解される。図９Ｂは低減信号９１０１がベースバンド
視覚ソース９０１出力に関連されるようにする変更を示す。ベースバンド視覚ソ
ース９０１からのベースバンドビデオはアナログ／デジタル変換器９１７３によ
りデジタルの形に変換される。デジタル化された信号はＲＯＭ／ＲＡＭアドレス
シーケンス発生器９１１３に提供され、それはこの入力及びシリアル／パラレル
変換器９２９からのデータに応答する。一つの例では、それは二つの入力の一つ
が行を選択する一方で他が列を選択するように配置された行と列であるアドレス
のテーブルである。アドレスシーケンスは次にＲＯＭ＆ＲＡＭ９１０７の適切な
位置をアドレスし、ここで低減信号のデジタル表現は記憶される。システムの残
りは図９Ａに関連して上記に記載されている。
【０１８７】 図９Ｃは低減のアプローチを示す。図９Ｃで、低減信号強度は視覚信号に比例
して変化する。しかし、波形の形は種々の信号強度に対して変化しない。レベル
制御９９７はレベル制御９９７ｃで代替され、これは伝達関数（transfer funct
ion）ユニット９１７５からの入力により電子的に制御される。伝達ユニット９
１７５はその入力をベースバンド視覚ソース９０１の出力から得、それを低減信
号９１０１の振幅が図８Ｅ及び８Ｆに記載された視覚レベルに依存する方法によ
り変更する。伝達関数ユニット９１７５は種々の方法で実施されうる。抵抗及び
ダイオードを用いる非線形ネットワークはその伝達関数を実施しうる。たとえば
、マグロウヒル社から１９７０年に出版されたLeonard Straussの“Wave genera
tion and Shaping”の１，２章を参照（Library of Congress Catalog Card Num
ber 74-90024）。この文献を援用して、本文の記載の一部とする。あるいはアナ
ログ／デジタル変換器はベースバンド視覚ソース９０１のビデオ出力をデジタル
の形に変換するために用いられ得る。そのデジタル信号はＲＯＭ又はＲＡＭのル
ックアップテーブルでルックアップ値として用いられ、これは次にデジタル／ア
ナログ変換器でアナログの形に変換されて戻される。これらの技術は当業者には
よく知られている。
【０１８８】 低減を実施するための残りの試みはＲＯＭ及び／又はＲＡＭ９１１３の内容を
決定することである。
【０１８９】低減信号の決定 図９のライン９１０１及び図８Ａのライン８１０１上の低減信号は種々の方法
で決定されうる。この信号は理論的な原理に基づいて計算される。あるいはそれ
は経験的に決定されうる。
【０１９０】 視覚検波器の多くの型が存在し、同期検波器がある時点から一般的になった故
に、放送局はその視聴者により見られたアーティファクトの全量を最小化するた
めに導入された信号整形の型と量に関する最良の推定をなす事を許容されなけれ
ばならない。低減信号の決定は別々になされ、リアルタイムである必要はない。
低減信号は受信機での検出器の型に依存する。市場に検出器の複数のクラスが存
在する場合に、ビデオに対する干渉のインパクトを最小にするための一つの戦略
は妥協低減波形を含み、それはどの受信機に対しても完全ではないが、全ての受
信機インパクトを総合的に最小化する。
【０１９１】 図１０は純粋に同期から純粋に包絡線までの範囲の異なる検出器型を有するい
くつかの受信機１０１１７，１０１１９，１０１２１，１０１２３の動作を示す
。図７の信号発生構造は種々の受信機で少量のアーティファクトを発生させる信
号を発生させる。ベースバンド視覚信号は遅延素子１０１２５，１０１２７，１
０１２９，１０１３１で適切に遅延され、コンバイナ１０１３３，１０１３５，
１０１３７，１０１３９で種々の受信機のビデオ出力から減算される。これらの
処理はライン１０１４１，１０１４３，１０１４５，１０１４７上でそれぞれ各
受信機に対する適切なエラー信号を発生する。エラー信号は局部市場（marketpl
ace）で種々の検出器クラスの重要性に比例して結合される。重み係数ユニット
１０１４９，１０１５１，１０１５３，１０１５５は図８Ａ、９Ａ、９Ｂ、９Ｃ
のレベル制御と同じ構造を有し、システムにより供される市場での検出器の対応
するクラスの重要性によりエラー信号に比例するように供される。レベル制御回
路は単純なポテンショメーター又は洗練された周波数補正された減衰器で実施さ
れうる。これらの種々の低減信号はコンバイナ１０１５７で結合される。結果は
コンバイナ１０１５７の出力でライン１０１０１上に見いだされる低減信号であ
る。この出力はそのアナログの形で、又はアナログ／デジタル変換器、Ａ／Ｄ変
換器１０１５９で変換されて用いられる。デジタルの形に変換されたときに、情
報は図９Ａ、９Ｂ、９ＣのＲＯＭ及び／又はＲＡＭ９１０９で用いられる。
【０１９２】 図１０のテレビジョン受信機１０１１７，１０１１９，１０１２１，１０１２
３は問題の処理回路と置き換え可能であり、得られた装置はよりコンパクトで安
価である。更にまた、テレビジョン受信機１０１１７，１０１１９，１０１２１
，１０１２３の問題の処理回路はこの効果のコンピュータ又は他のより便利なシ
ミュレーションでシミュレート又はモデル化されうる。重み係数素子１０１４９
，１０１５１，１０１５３，１０１５５及びコンバイナ１０１５７は最適な低減
信号を捜索するコンピュータプログラムで置き換えられる。目的に対して適切で
ある一方で、図１０の構造はより実際的にシミュレーションで実施される。
【０１９３】 低減信号１０１０１はベースバンド視覚レベルの関数である。視覚レベルと独
立な低減信号のみを用いるシステムが選択された場合には（図９Ａのような）、
図１０は望ましいベースバンド視覚レベルで用いられる。たとえば、２０％グレ
ーレベルは低減信号１０１０１又はアナログ／デジタル変換器１０１５９から入
来するそのデジタル形を決定するために用いられる。視覚レベルの関数である低
減信号を収容するシステムが選択された場合には（図９Ｂ、９Ｃのような）、図
１０は視覚入力レベルの関数としてアナログ低減信号１０１０１を得るためにそ
の入力で種々の視覚レベルで用いられる。そのデジタル的な等価物はアナログ／
デジタル変換器１０１５９により決定される。
【０１９４】フィードフォワード低減信号発生器 上記のシステムはリアルタイムで動作するフィードフォワード構成を形成する
方法で結合される。アーティファクト打ち消しのこの型は通信の他の分野で理解
され、実施されている。この根本的な研究は大陸間の電話線上の望ましくない歪
み特性の現象に対して１９２０年代にベル研究所のHarold S. Black により最初
になされた。図１１は図１０のシステムのブロック１１１６３がアナログ低減信
号１０１０１を発生するのを示す。図１０，１１１６３を表すブロックがアーテ
ィファクトを有する信号を発生するブロック１１１６５を含む図７のシステム及
び低減信号１０１０１を見いだす図１０の受信機１０１１７，１０１１９，１０
１２１，１０１２３（又はこれらの受信機のモデル又はシミュレーション）のバ
ンクを含む。
【０１９５】 ビデオ及びデータは図１０のブロック１１１６３の素子を辿るために必要な時
間を補正するために遅延素子１１１６７及び遅延素子１１１６９で適切な量だけ
遅延される。これらの遅延信号は次にコンバイナ１１１７１のアナログ低減信号
１１１０１と第一に結合された遅延されたベースバンド視覚信号を有する図７の
第二の実施例に供給される。
【０１９６】 明らかに、図１１の図１０ブロック１１１６３での電力レベルは非常に低い。
同様に、全体的な機能はハードウエアで作られるよりもコンピュータ上でモデル
化される。
【０１９７】 図１１はリアルタイムで動作する故に、決定された低減信号は視覚レベルの関
数であり、故に最適化される。
【０１９８】 同様の及び類似の技術はケーブルテレビジョンシステムの慣行及び他の配信機
関で用いられるが、異なるパワーレベルで用いられる。
【０１９９】フィードバック低減信号発生器 図１２はリアルタイムで低減信号を発生する図８と図１０の組み合わせを示す
。新たな素子は導入されず、素子は図８と１０から同一の符号を維持している。
すべての信号のタイミングが正確であることを確実にするために注意しなければ
ならない。これはフィードバックシステムであり、安定動作を確実にし、発信を
回避するために注意しなければならない。種々の素子の伝搬時間がデータ波形と
比較して顕著でないようにデータレートを減少することが必要である。あるいは
及び可能であるならより詳細には、図１２のシステムは実際の回路素子で経験さ
れた遅延なしにコンピュータでモデル化できる。この実施例はこれらの方法の回
路での実施で経験されるよりもより高いデータ速度で動作する。
【０２００】 図１２はリアルタイムで動作する故に、決定された低減信号は視覚レベルの関
数であり、故に最適化される。
【０２０１】 同一の及び類似の技術はケーブルテレビジョンシステムの実施及び他の配信機
関で用いられるが、異なるパワーレベルで用いられる。
【０２０２】包絡線補正 図８Ｂから８Ｅに関して、包絡線検波器の得られた出力を最適化するために必
要な低減信号の量はその時点での視覚信号レベルの関数である。図１１，１２と
同様に図９Ｂ、９Ｃは視覚レベルに対する低減信号の量に関連するように示され
る。更にもう一つの技術が図１３に示されている。
【０２０３】 ビデオ振幅変調１３０３の出力は１３１７９に示され、これはコンバイナ１３
１８３の負の入力に現れる。コンバイナ１３１８３の他の入力は４５．７５ＭＨ
ｚの視覚基準発信器１３０５から入来する。コンバイナ１３１８３の出力は１３
１８１に示され、そのノーマルモードから反転されたビデオ変調を有する二重側
波帯（ダブルサイドバンド）信号である。即ち同期チップ（sync tips）は１３
１８１に示されるように他の方法（ＮＴＳＣノーマル）ではなく、１３１７９で
示されるようにゼロ搬送波に向かう。この出力１３１８１はＤＳＢ変調器１３１
８５の一の入力に印加される。デジタル／アナログ変換器１３３１の出力からの
データ信号はＬＰＦ１３３２及び波形整形回路１３９５を通過し、変更されない
低減信号である。この変更されない低減信号はＤＳＢ変調器１３１８５の他の入
力に印加される。ＤＳＢ変調器１３１８５は波形整形回路１３９５からくる低減
信号を乗算する乗算器として考えられ得る。データ信号の直交位相エネルギーは
接続１３４５で搬送波に関して２つの位相に存在する。位相が同じ強度を有する
とき、それらは反対の極性にある。しかしながら、両方の位相は変調されたビデ
オ搬送波と結合されたときに得られる送信された信号ベクトルの長さを決めるよ
うに供給される。従って、遅延＆フェーズシフタ１３１８９の出力で、低減信号
Ｉ’はデータ入力信号Ｑによりコンバイナ１３４７の出力を減少するように動作
しなければならない。これは２つの演算増幅器の使用により波形整形回路１３９
５で達成され、その一つは他の反転出力信号を展開する。演算増幅器の各出力は
ステアリングダイオードを通して結合され、それによりグランドに関する一つの
みの電圧状態がＤＳＢ変調器１３１８５の入力に現れる。これらのステアリング
ダイオードの機能は当業者によく知られている全波整流回路と同じ振る舞いで数
学的な絶対値関数を形成するように機能する。低減信号の立ち上がり、立ち下が
り時間は最適な結果を有するよう補正されるように１３４５でデータエンコーダ
出力Ｑの立ち上がり、立ち下がり時間に追従しなければならない。他の回路は同
じ結果を達成するために実施可能であることは当業者には明らかである。視覚的
信号が白レベルにあるときに、最大信号はＤＳＢ変調器１３１８５から到来する
。視覚信号が同期チップレベルにあるときに、最小信号はＤＳＢ変調器１３１８
５から到来する。これは図８Ｂから８Ｅの技術による。変更された低減信号はコ
ンバイナ１３４７で変調されたビデオプラス変調されたデータ信号の和から減算
される前に正確な調整のためにレベル制御１３１８７及び遅延及びフェーズ（位
相）シフタ１３１１８９に印加され得る。低減信号Ｉ’の位相が直交位相データ
信号Ｑの各状態に対して同一である故に、遅延＆フェーズシフタ１３１８９の出
力からの低減信号の印加はＩ’信号が常にコンバイナ１３４７で減算するように
される。これは図８Ｂから８Ｅで説明されたピタゴラスの和からその寄与を減算
する。
【０２０４】 波形整形回路１３９５は図８Ａ、ブロック８９５に関して前に説明した原理に
従う。
【０２０５】副搬送波補正 意図された搬送波及びそのサイドバンドと同相でない直交位相及びその他のエ
ネルギーに感応性を示す検出器のあるクラスでは、ピタゴラスの原理のその時点
の解（図８Ｂから８Ｆに関して上記で説明したように）はまた視覚搬送波ベクト
ルの位相変調となる。ＮＴＳＣ送信及び受信で、ある信号が副搬送波の形で搬送
される。この一例はバースト及びクロマ信号の両方からなるカラー情報である。
クロマバーストは同期信号上の時分割多重化である。即ち、変調されないカラー
副搬送波の少なくとも６つの最大で９つのサイクルが同期パルスに切り替えられ
る。カラー信号は３．５８ＭＨｚの公称ベースバンド周波数の周りに中心化され
た副搬送波としてＮＴＳＣモノクロ信号に加算される。ＮＴＳＣカラーシステム
で、カラー情報の忠実な再現はバースト信号の位相とクロマエンコーディング軸
（Ｒ−Ｙ及びＢ−Ｙと称される）を表すサイドバンドとの間の特定の関係の保存
に依存する。この情報をＮＴＳＣ信号に含めることは３．５８ＭＨｚ周波数で直
交位相副搬送波上に２つのダブルサイドバンド信号の再生を通して生ずる。この
搬送波が変調プロセスの前に位相又は周波数で変化した場合には、サイドバンド
上の影響は重要ではない。何故ならば、それらはなお搬送波のその時点の周波数
とそのベースバンド周波数との積であるからである。
【０２０６】 ＮＴＳＣ受信機で、正確な周波数及び位相関係は各水平ラインのはじめでカラ
ー検波に対して確立されている。これは各水平スキャンラインのはじめに送信さ
れるクロマバーストと称される基準信号の周波数及び位相に対して受信機の局部
発信器をロックすることにより達成される。位相の摂動（perturbation）がバー
スト後であるが、そのバーストによりラインが制御されている間に同時に視覚搬
送波周波数で発生する場合には、その位相摂動の量はベクトル付加によりクロマ
情報のその時点の位相に影響する。本発明のエンコードされたデータ信号がシン
ボル長さ並びに位相及び振幅（２レベルより高い場合に）で変動する故に、直交
位相エネルギーに対して感応しうる検出器（包絡線型のような）では、ＮＴＳＣ
信号上のその時点で生じた影響はクロマ情報の位相変調を引き起こす。この位相
変調はデータシンボルの間に現れるカラー情報の各成分のベクトル的な関係の変
位として表される。これはクロマ信号に導入された位相シフトの量がデータ信号
に直接関係する線形関数である。
【０２０７】 ＮＴＳＣカラー信号の位相成分の予わい（predistortion）はこの問題を低減
し、それを実質的にゼロに減少するために用いられ得る。これが達成されうる少
なくとも一つの方法はそれがエンコードされた視覚データ信号と結合される前に
ＮＴＳＣ信号の一部分に対して独立に補正をなすことである。 “ルマ／クロマ
分離器”１４１９１と称される回路はより低い周波数輝度信号（その情報は約３
．０ＭＨｚより低い）とクロマ情報（本質的に３．０から４．０ＭＨｚを若干越
えて動作する）とを分離するよう構成される。そのような装置の一例は日本の東
京のパイオニア電子社から市販されている “Video Enhancer Color Controller
Pack”モデルＳＤ−Ｅ５である。３．５８ＭＨｚで、同期信号のバックポーチ
（back porch）上にのみ生ずるバースト情報は輝度の路に沿ってもっぱら搬送さ
れるようにその回路を構成することがまた可能である。輝度信号及びバースト１
４９１３を搬送する回路のその部分からの信号は図１４に示されるように振幅変
調器１４０３に供給される。視覚基準発信器１４０５からの信号は振幅変調器１
４０３へ供給される。視覚基準発信器１４０５からの信号はまたフェーズシフタ
１４１９５により位相が調整され、レベル制御１４１９７により振幅が調整され
、２ポートコンバイナ１４１９９に印加される。視覚基準発信器１４０５からの
信号はまた可変利得増幅器１４２０１に供給され、二重（double）平衡ミキサ（
混合器）１４２０３の一のポートに印加され、これは反転増幅器１４２０７によ
り反転されライン１４２０５に供給された論理的に反転されたデータ信号で変調
される。これはエンコードされたデータ信号の論理的相補性（compliment）であ
る。この二重平衡ミキサ１４２０３の出力はコンバイナ１４１９９の第二の入力
に印加される。この回路のゴールは振幅変調器１４０３により発生された信号に
エンコードされた視覚データ信号の影響の反作用を形成することである。この信
号は次に二重平衡ミキサ１４２０９に印加され、これは上記の回路１４１９１の
コンポジット信号から分離されたライン１４２１１上のクロマ信号のみで変調さ
れる。この二重サイドバンド信号の位相及び振幅はフェーズシフタ１４２１３及
びレベル制御１４２１５により調整される。フェーズシフタ１４２１３及びレベ
ル制御１４２１５の正確な調整はルマ／クロマ分離器１４１９１の入力に印加さ
れた元のコンポジット信号の忠実な再生を実現するためにコンバイナ１４２１９
の振幅変調器１４０３の出力と結合されたときにクロマ情報が正確な振幅及び位
相であるようにする。これはデータがライン１４２０５に印加されず、視覚エン
コードされたデータ信号がオフされたときにクロマの位相及び振幅を調整するこ
とによりまず達成される。この調整プロセスはルマ／クロマ分離器１４１９１に
より得られたルマ／バースト情報を再結合させ、振幅変調器１４０３に供給した
ときに正確な振幅及び位相を折衷させる。二重平衡ミキサ１４２０９の出力はフ
ィルタ１４２１７で濾波されなければならず、それによりクロマ信号により発生
されたサイドバンドのみが通過してコンバイナ１４２１９に到来する。標準のＮ
ＴＳＣシステムではこのフィルタ１４２１７は領域４１．５７ＭＨｚ±７５０ｋ
Ｈｚで最大減衰を示さなければならない。正確に調整され、作動されたときに図
１４の回路はカラー信号で包絡線検波器の望ましくない特性により導入された位
相摂動を効果的に減少しうる。
【０２０８】 同様に構成された回路はＮＴＳＣテレビジョン信号の聴覚搬送波上で同様に作
動するよう展開される。適切に調整され、作動されたときに、この回路は搬送波
間の音声信号上の検出器のあるクラスにより与えられた誘導的（sympathetic）
位相変調を除去する。インターキャリア聴覚周波数情報（この例では４．５ＭＨ
ｚ）に加えて、ライン１４２１１上から二重平衡ミキサ１４２０９へ搬送された
クロマ領域のすべてを包含するために十分広いスペクトルにわたり作動する単一
補正回路を構成することが可能である。この例では、クロマ上の検出器のあるク
ラスの悪影響を低減するのみならず、聴覚検波器のあるクラスに現れるアーティ
ファクトも取り扱いうる。
【０２０９】聴覚スペクトルでのエンコードされた送信 注釈：以下の説明は、常に視覚搬送波が聴覚搬送波よりも低い周波数にある送
信ＲＦスペクトルの周波数に関するものである。他方で、実施例の図は、通常、
スペクトルが反転されるＩＦで処理されると仮定される。
【０２１０】 付加的な情報はまたＮＴＳＣテレビジョンフォーマットの聴覚搬送波に加えら
れる。これはＴＶオーディオ及びＢＴＳＣ信号により既に周波数変調された聴覚
搬送波の振幅変調を通して達成される。第一の要求はＡＭ変調は聴覚プログラム
情報を劣化させることなく全深さとはならないことである。変調の許容可能な深
さは放送のサービス領域で遭遇する最悪の信号対ノイズ比により制限される。Ｆ
ＣＣ“グレードＢ”コンターでのプログラム材料及びデータ性能の両方で概略等
しくなるように、３３％変調に対応する約半分の電圧（６ｄＢ）のダウンワード
（下方）変調深さは適切であるが、他の値もまた用いられ得る。変調のこの深さ
で、多レベルデータ信号はチャンネルのデータ搬送容量を増加するために用いら
れる。
【０２１１】 利用可能なスペクトルのより効率的な使用はデータの２つのレベル以上で多レ
ベルエンコーディングにより達成される（“多レベル（マルチレベル）”という
用語は本明細書では一以上のレベルを意味し、２以上のレベルの信号と同様に２
レベル信号も含む）。本発明のシステムでは、２，４，８，更に１６レベルが異
なる信号品質環境に対して適切である。他の二の累乗でないレベルの数は以下に
説明するように可能である。ＮＴＳＣ（Ｍ型システム）では用いられる最も高い
クロマ周波数はより低い帯域縁部上で５．４３ＭＨｚである。これはより低い帯
域縁部上で１．２５ＭＨｚである視覚搬送波により到来され、クロマ副搬送波は
視覚搬送波上で３．５８ＭＨｚであり、最大周波数クロマサイドバンドはクロマ
副搬送波上で６００ｋＨｚにまで延在する（１．２５＋３．５８＋０．６＝５．
４３）。このスペクトルの聖域化（sanctity）を維持することが望ましい場合に
は、８レベル、１．５mbps信号が５．４ＭＨｚのより低い帯域縁部（ＬＢＥ）よ
り低いエネルギーを形成しない。
【０２１２】 ８レベル信号は４レベルで実現される等価なスループットよりもロバストでは
ない。１９５５年にMM９２−４２でＦＣＣはＮＴＳＣスペクトルに埋め込まれた
デジタル伝送を含めるいくつかの提案をした。これらの提案の一つはクロマ信号
の上部サイドバンドは視覚搬送波上の３．９ＭＨｚ（＋５．１５ＭＨｚＬＢＥ）
でカットオフされうることを示唆した。ＦＣＣはこの主張並びに上部クロマ帯域
幅を減少することに対する反論を聞き、この即時提案及びそれとともに上部クロ
マ帯域幅の減少を採択するよう決定した。本発明で、４レベル、１．５Ｍｂ／ｓ
の実施例が用いられる場合に視覚搬送波上でクロマ上部サイドバンドを３．９Ｍ
Ｈｚに制限することが必要となる。これらの条件下で、４レベル信号は８レベル
の例示的な上記の場合より４．２ｄＢ更にロバストである。そうでなければ前に
許容されたクロマスペクトルへの浸食とよりロバストな信号との間のトレードオ
フが実施者により決定されうる。本発明の信号の独自の利点はその適応的な能力
である。
【０２１３】 典型的な国内のテレビジョン放送局は１０％の視覚対聴覚のパワー比で運用し
ている（０と２２％の間で運用することがＦＣＣ規格により許容されている）。
本発明のプロセスは５０％の下方変調の公称深さを用い、これは６ｄＢまでの瞬
時の聴覚信号を効果的に減少する。聴覚フィールド強度のこの更なる減少は聴覚
プログラム信号の利用可能性に顕著な影響を与えない。実際に、視聴者は音声制
限の損失の初期の襲来に気がつくずっと前によりよい画像を求めることを既に放
棄してきたであろう。テレビジョン受信機の小さなサンプルでの経験的な証拠は
本発明のシステムのデータ信号の付加は視覚信号がその同期を失う条件の下でさ
えその閾値以下の聴覚チャンネルの制限を減少しないことを示唆する。この点を
説明するために、初期の頃のテレビジョン放送局は５０％もの聴覚パワーで運用
することが許容されていたことに注目すべきである。音声システム処理の顕著な
改善はＢＴＳＣプログラミングに対応する一方で、聴覚パワーの減少を許容する
。最近（１９９７年）、これらの聴覚搬送波パワーを視覚の５％（−１３ｄＢ）
に減少するためにＮＴＳＣ放送設備のある操作者により議論がなされた。この仕
事に関心のある人の一例はこの減少されたパワーレベルで減少されない聴覚性能
の予想に満場一致で同意する。ケーブルＴＶ送信で、聴覚信号はピーク視覚より
１７ｄＢ低く日常的に搬送されている。
【０２１４】 純粋な振幅変調を維持し、故にＴＶ聴覚信号の周波数／位相領域での干渉信号
を発生するのを回避するために、ＡＭ変調されたデータ信号がＦＭ聴覚情報によ
り用いられる帯域内の公称搬送波周波数に関してなお対称でなければならない。
これはリニアＡＭ変調により達成される（図１５Ａ）。ＦＭ変調された聴覚搬送
波は端子１５５０１上に現れ、多レベルデータソース１５５０３からの多レベル
データはＡＭデータ変調器１５５０５に送られる。これは従来の又は下方（負の
）変調のいずれかである。ＡＭデータ変調器１５５０５の構造は当業者によりよ
く知られているいずれかのものでよい。ＡＭデータ変調器１５５０５は好ましく
はデータ送信に対して使用されない聴覚搬送波の部分を保持するようにあるｄ．
ｃ．バイアスでリニア振幅変調されうるが、それに限定されない。ＡＭデータ変
調器１５５０５に続いて帯域通過フィルタ１５５０７があり、これは信号をＦＣ
Ｃに許容されたスペクトルに拘束し、端子１５５０９上のＦＭ聴覚情報及びＡＭ
データを有する搬送波を出力する。端子１５５０９上の出力信号は次に放送周波
数に変換され、増幅され、そして視覚搬送波とともに放射される。
【０２１５】 データをＦＭ聴覚信号に振幅変調するための代替的なアプローチは要求された
サイドバンド及び搬送波成分を別々に発生させ、それらをＦＭ聴覚信号に加える
ことである。図１５Ｂを参照するに、多レベルデータソース１５５０３により提
供されるデータ信号はＡＭデータ変調器１５５０５に導入される。この変調器の
無線周波数ポートには制御１５５１１により設定されるような利用可能なＦＭ変
調された聴覚信号の低レベルサンプルが供給される。このサンプルは送信機聴覚
信号路のいずれの便利な点からでも得られる。ＡＭ変調に続く増幅はＡＭ情報が
変更しないように維持するためにリニアでなければならない故に、この点は図１
５Ｂに示されるように音声送信機１５２１の周波数変換及び電力増幅の後に最適
に選択される。ＡＭデータ変調器１５５０５では、図１５Ａにあるようなデータ
変調のプロセスがなされる。得られた信号は制御１５５１３により強度を調整さ
れ、比較器１５５１５に送られ、ここでデータ変調されない聴覚プログラム信号
はそれから減算され、データの付加に対して要求される付加的な成分からなる信
号を提供する。
【０２１６】 得られた信号は前に説明し制御１５５１９により適切な振幅に調整されるよう
スペクトルを拘束するよう帯域通過フィルタ１５５０７により濾波され、次に増
幅器１５５２１により増幅され、ＡＭデータ変調を重畳されたＦＭ変調された聴
覚信号全体を形成するためにコンバイナ１５５２３の聴覚プログラム信号に加算
される。聴覚信号全体は次に従来技術の方法でコンバイナ１５１１で視覚信号と
結合される。チャンネルの上部帯域縁部を越えるようなデータレートが用いられ
たときに、チャンネルの帯域幅（６．０ＭＨｚＬＢＥ又はベースバンドで４．７
５ＭＨｚ）になおあるように上部サイドバンド信号を打ち切るような段階を実施
することができる。これは標準的な濾波で達成される。表面音波フィルタ（ＳＡ
Ｗ）又はデジタル信号処理技術が用いられる場合にはそれは群遅延を最小化する
。又はこれは適切な無線周波数で信号を確立するためにＩ／Ｑ変調器を用いる一
方で、デジタル信号処理技術を用いてベースバンドで実施されうる。図１５Ａ、
１５Ｂの帯域通過フィルタ１５５０７は要求により下部のサイドバンドの延在を
制限するのと同様に上部のサイドバンドを打ち切る。
【０２１７】 ＦＭ変調された聴覚情報の受信は改造されていないＴＶ受信機で達成される。
ＡＭデータ信号による干渉は、図３の従来技術のテレビジョン受信機においては
ＴＶ受信機の一部であり、かつＦＭ検波器回路３６６の前に現れるフィルタ及び
リミッタ３６４により回避される。故に、聴覚チャンネルに搬送される歪みは存
在しない。広帯域のＡＭ変調データの回復は無線周波数の抽出（ＲＦ又はＩＦ）
及び上記のデ−タ信号の非対称帯域通過の濾波を要求する。多くの現在のテレビ
ジョン受信機はインターキャリア（中間搬送波）検波と称されるプロセスを用い
る。この技術で、視覚搬送波とその随伴する聴覚搬送波（ＮＴＳＣの場合には４
．５ＭＨｚ）の間の異なる周波数信号は視覚検波器３５８により回復され、増幅
され、ＦＭ検波器３６６に与えられる前にリミッタ３６４により制限される。Ｂ
ＴＳＣ聴覚チャンネルがこのチャンネルの４．５ＭＨｚ±１２０ｋＨｚまでしか
有効な側波帯を発生しない故に、既存の４．５ＭＨｚ回路の必要な帯域幅は聴覚
データ受信に対して不十分になりやすい。付加的に、本発明のデータ信号がＡＭ
である故に、それはリミッタ３６４段を通して送信を存続しない。これらの理由
のために、本発明の聴覚データ信号はいかなる検出の前にもテレビジョンＩＦ増
幅器からもっともよく抽出される。この信号の非対称性（残留側波帯濾波による
）の故に、ＡＭ（データ信号）の直接の検出は上部サイドバンドに現れる付加的
なエネルギーにより下部ベースバンド周波数領域のより多くの出力を発生する。
【０２１８】 理論的には聴覚チャンネルを通して等しい振幅で両方のサイドバンドで搬送さ
れる情報はその検出器で同じ振幅の単一のサイドバンドでその路を通して搬送さ
れる信号の二倍の電圧で現れる。ＶＳＢ濾波及びナイキストスロープ等化のこの
プロセスは明確に理解され、テレビジョン視覚送信で実施されうる。視覚プロセ
スと同様にこの応用でそれを用いることは完全なダブルサイドバンド信号に対し
て要求されるその帯域幅を超えるようスペクトル効率を増強することである。故
に、サイドバンドエネルギーは送信されたデータ信号を再構成するためにフラッ
ト出力を得るよう調整されることが要求される。この振幅が等しくないことを扱
うために当業者により少なくとも３つの方法が理解されなければならない。１）
フラット信号は鋭い高域通過フィルタ（ＩＦで）の使用により得られ、これはＲ
Ｆ送信されたスペクトルで上部サイドバンドエネルギーを効率的に除去する（図
１６Ａを参照）、２）フラット検波された出力で得られた上部及び下部サイドバ
ンドエネルギーを等しくテーパ化するリニア反対称応答を有するフィルタ（図１
６Ｂを参照）、又は３）復調後に下部ベースバンド周波数振幅を減少するベース
バンドフィルタ（図１６Ｃを参照）。
【０２１９】 図１６ＡではＡＭデータを含む聴覚副搬送波は高域通過フィルタ１６１００ａ
に到来し、これは信号を単一サイドバンドの形に変換する。ＡＭ検波器１６１０
２ｂは単一サイドバンド信号を検出するように構成される。図１６Ｂで、ナイキ
ストフィルタ１６１００ｂは両方のサイドバンドでエネルギーを等化し、それに
よりＡＭ検波器１６１０２ｂは聴覚データ信号を回復する。レベル比較器及びク
ロック回復回路に入来したときにこの回復された信号は論理レベルで本発明の聴
覚データ信号を発生する。図１６Ｃでベースバンド等化器１６１００ｃは前の場
合ではフィルタ１６１００ａ及び１６１００ｂの代わりに用いられる。それは便
利ではあるが、図１６のフィルタ及びベースバンド等化器１６１００ｃの実施で
デジタル技術を用いるためには不必要である。その一般的な形では、ベースバン
ド等化器は復調後にベースバンド周波数で濾波及び／又は位相調整機能を達成す
る。この機能はアナログ又はデジタル回路で達成されるが、デジタル技術は非常
にコスト効率がよく、実施するのに便利である。
【０２２０】 図１６Ａ、１６Ｂの選択は使用可能であるが、両方の場合ともフィルタは、聴
覚情報をデータに導入し且つ他の手段により補正を必要とするＦＭからＡＭへの
変換をなさないことを注意しなければならない。上記のＦＭからＡＭへの特徴が
ＦＭ聴覚搬送波に導入されたプログラム材料の産物であり、変換の機構がリニア
である故に、低減処理を受けることはプログラムオーディオの小さな成分をデー
タ検波器に戻して印加することにより往復特性の形成を通して実現されうる。そ
のような補正は、必要ならば、ふつうのＴＶＦＭ復調から逆に回復された聴覚情
報を用いた低減処理の形を取りうる。これはそうでなければ、ＮＴＳＣ聴覚プロ
グラミングから交差結合（クロスカップリング）により損なわれる本発明のデー
タチャンネルの性能を改善するよう低減処理が用いられ得る方法の一例である。
ベースバンド等化（ケース３）の使用はこれらのフィルタに対する必要を除去し
、それにより交差変調形成物の形成及び補正の必要を回避する。
【０２２１】 聴覚チャンネルのデータ容量は用いられた帯域幅、用いられた変調フォーマッ
トの効率、遭遇した最小の搬送波対ノイズ比、及びエラー補正の使用の程度の関
数である。
【０２２２】聴覚データの数値的な考察 要求される帯域幅は２０％データ“過剰バンド幅”に基づく。ＴＶクロマ信号
は “最低帯域幅周波数”としてリストされた周波数で濾波されることによりデ
ータ信号から保護される。ある構成（２レベル及び１６レベル）はより実際的で
なく、好ましくない。
【０２２３】
【表１】 キャリア対ノイズ（４．０８ＭＨｚ Ｂ／Ｗ）計算は変調の６ｄＢ深さに基づく
。３６ｄＢ Ｃ／Ｎの場合は聴覚搬送波が−１０ｄＢ（放送モード）で、一方で
４３ｄＢ Ｃ／Ｎ（ケーブルモード）が−１５ｄＢと考える。基本Ｓ／Ｎは２レ
ベルデータで作動し、４レベルは７ｄＢ悪く、８＆１６レベルは各増加に対して
６ｄＢ劣化する。残留濾波の効果は含まれない。
【０２２４】 Ｃ／Ｎ＝３６ｄＢＣ／Ｎ（１０２ｄＢ／Ｈｚ）−ナイキストｄＢｃ−変調深さ
−聴覚ΔデータＳ／Ｎ＝Ｃ／Ｎ−ＭＬＦＡＣ（多レベル補正係数）
【０２２５】
【表２】 ＭＬＦＡＣ＝多レベル補正係数
【０２２６】
【表３】 概略の性能ｖｓ．Ｓ／Ｎ―――１５ｄＢ Ｓ／Ｎは理論的には１０−８ＢＥＲを
生じる。
【０２２７】種々の聴覚レートでの性能特性
【０２２８】
【表４】 ケーブルテレビジョンでは視覚搬送波より１０ｄＢ下の聴覚搬送波の動作は、 許容され、５ｄＢの付加的なマージンを提供する。｛４７ＣＦＲ７６．６０５（
ａ）（５）｝
【０２２９】データ受信機 図１７Ａは本発明のデータを受信する能力を有するように図３の従来技術のテ
レビジョン受信機を変更したものである。まず、視覚信号上のデータを考える。
方向性タップ（directional tap）１７７２はミキサ１７５０とナイキストフィ
ルタ１７５４を有するＩＦ増幅器との間に流れる信号エネルギーの一部分を取り
出し、それをライン１７７８上のデータ復調ブロック１７１１０の視覚入力に入
力する。データ復調ブロック１７１１０への他の入力は視覚検波器１７５８の後
、ライン１７７６上のリミッタ１７６４の前のタップから入来する。これらの信
号はデータ復調ブロック１７１１０で復調され、データを抽出しそれを出力ライ
ン１７１１８上に出力するデータ抽出器ブロック１７１１６へのライン１７１１
２，１７１１４上に現れる。データ復調ブロック１７１１０及びデータ抽出器ブ
ロック１７１１６は以下に説明される。
【０２３０】 図１７Ｂは受信機の別の構成を示し、これは選択的適応等化器１７５６がデー
タ視覚信号を扱うことを許容する。図１７ＡのＩＦ増幅器１７５４は２つの部分
に分割される。第一の部分１７５４ａはナイキストフィルタを含まず、故に方向
性結合器１７７２はその後に接続され、それによりデータはデータ復調ブロック
１７１１０に接続されるライン１７７８ａ上で利用可能である。方向性結合器は
信号エネルギーの一部分を分離し、それを一方のタップ出力側からある回路へ供
給する一方で、残りの信号エネルギーを通過出力と称される他の出力の側からそ
れに続く回路に供給する装置である。方向性結合器の目的はその入力とその出力
との間の信号の隔離を維持することであり、それにより強い信号がそれを受信す
ることを意図しない回路に逆流しないようにする。あるいは、方向性結合器１７
７４は信号が選択的適応等化器１７５６を通過した後にその代わりに用いられる
（これらの目的に対してＩＦ増幅器のスプリッティングはテレビジョン受信機設
計の方法として上記で説明したスプリット音声技術と混同してはならない）。こ
れは選択的適応等化器１７５６が伝送路欠陥に対する補償をなすことを許容する
という利点を有する。ＩＦ増幅器１７５４ｂの第二の部分は受信機のナイキスト
フィルタを含む。
【０２３１】 受信機が検出後にベースバンドでそのゴースト打ち消しを実行するならば、別
のゴースト打ち消し器をデータ信号に対して用いられても良い。これらの技術は
当業者によく知られている。IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol
. CE-25, No. 1 Feb 1979 pages 9-44 に記載されたW Ciciora, G Sgrignoli, W
. Thomas 等による”A Tutorial on Ghost Canceling in Television Systems”
を参照。
【０２３２】 図１７Ｃはデータ復調ブロック１７１１０の詳細を示す。帯域通過フィルタ（
ＢＰＦ）１７８０はそのエネルギーを本発明のデータを搬送する周波数に限定す
る。ＢＰＦ１７８０の帯域幅は７５０ｋＨｚのＮＴＳＣ信号のダブルサイドバン
ド領域を若干越えている。これ故に、それは受信されたデータの劣化を引き起こ
す視覚スペクトルの部分を含む。これは顕著であるとは考えられない。しかしな
がら、本発明の他の部分で用いられている類似の低減技術は所望であれば付加さ
れうる。帯域通過フィルタ１７８０の設計は当業者によく知られており、上記の
ソフトウエアパッケージを用いて実施されうる。ＢＰＦ１７８０からの信号は次
に２つの路を辿る。第一の路はフェーズロックループ１７８４にそれを印加する
。フェーズロックループ１７８４は視覚搬送波と同じ周波数及び位相の適切な余
弦波を発生する。フェーズロックループ１７８４は広範な種類の集積回路又は離
散的な半導体を用いて実施されうる。適切な一例はテキサスインスツルメントか
ら市販されているＴＬＣ３９２３チップであり、これは製造業者により意図され
た方法で動作するときにはこの目的に供しうる。フェーズシフタ１７８６はフェ
ーズロックループ１７８４の出力の位相をシフトし、それによりそれは視覚搬送
波と直交位相となり、故に本発明の視覚データ信号と同相にある。フェーズシフ
タ１７８６は上記のミニ回路ＰＳＣＱ２−５０で実施できる。ＢＰＦ１７８０か
ら第二の路はまず増幅器１７８２へ導かれ、これはフェーズシフタ１７８６から
の余弦波がまた利用可能な二重平衡ミキサ１７８８を駆動するために適切な信号
強度を提供する。ミニ回路ＳＲＡ−１は市販され、この目的に適切なミキサであ
る。フェーズロックループ１７８４の出力の位相が直交位相データ信号と同相で
あるようにフェーズシフタ１７８６により調整される故に、ミキサ１７８８は信
号を回復しうる。
【０２３３】 ミキサ１７８８の出力は、一般的な場合には、多レベル信号である。それは同
時にクロック回復回路１７９２ｖに印加され、これは多レベル信号からタイミン
グ情報を回復する。クロック回復回路１７９２ｖは多くの方法で実施されうる。
一の例ではElonics EL2019クロック回復集積回路が用いられる。クロック信号は
レベルスライサ１７９４ｖ及びパラレルデータ／シリアルデータ変換器Ｐ／Ｓ１
７９６ｖの時間を計る。レベルスライサ１７９４ｖはミキサ１７８８からの多レ
ベル信号が閾値を越える時を決定し、それ故どの論理値が受信されたかを推定す
る。２を越えるレベルが同時にエンコードされているときに、一を越えるの論理
ビットが同時に送られる。パラレルデータ／シリアルデータ変換器Ｐ／Ｓ１７９
６ｖはデータをシリアル形式に置き換えて端子１７９８ｖからのユーザーに与え
る。あるいは、データはデータマルチプレクサ／デマルチプレクサ１７１０６に
出力される。データマルチプレクサ／デマルチプレクサ１７１０６に関する詳細
を以下に説明する。
【０２３４】 次に聴覚搬送波上のデータを考える。図１６に関連して議論したように、デー
タは振幅変動をなくすためにリミッタ１７６４を通過する前にアクセスされなけ
ればならない。次に信号はデータフィルタ１７１００を通過し、最終的にＡＭデ
ータ検波器１７１０２に送られる。図１６Ａ、１６Ｂではデータフィルタ１７１
００に対する２つの可能な形を説明した。加えて、第三の構成が図１６Ｃに記載
される。その構成が設けられた場合に、ＡＭ検波器１７１０２はデータフィルタ
１７１００の前に配置され、データフィルタ１７１００はデジタルフィルタ技術
を用いて実現される。クロック回復回路１７９２ａは同じ機能を提供し、クロッ
ク回復回路１７９２ｖと同じ方法で実施されうる。レベルスライサ１７９４ａは
レベルスライサ１７９４ｖと同じ方法で実施され、同じ機能を提供する。パラレ
ルデータ／シリアルデータ変換器Ｐ／Ｓ１７９６ａはパラレルデータ／シリアル
データ変換器Ｐ／Ｓ１７９６ｖと同じ機能を提供し、同じ方法で実施される。パ
ラレルデータ／シリアルデータ変換器Ｐ／Ｓ１７９６ａはデータをシリアル形式
に置き換えて、端子１７９８ａからユーザーに与える。あるいはデータはデータ
マルチプレクサ／デマルチプレクサ１７１０６に現れる。
【０２３５】 データマルチプレクサ／デマルチプレクサ１７１０６は随意であり、聴覚副搬
送波及び視覚搬送波からより大きなデータストリームにデータを組み合わせるよ
うに用いることができる。アナログ信号のデータ搬送の他の方法がまたこれらの
発明と関連して用いられることは当業者には明らかである。図１７Ａには示され
ないが、一方で、Ｄｉｇｉｄｅｃｋ及びＷａｖｅＰｈｏｎｅのような他で考案さ
れたシステムで垂直ブランク期間で搬送されるデータはより高いデータ容量を提
供するために更なる発明なしに結合される。逆に、聴覚チャンネルで搬送される
データ及び視覚チャンネルで搬送されるデータはこれらのチャンネルの全容量を
要求しないという目的のためにより低い容量のデータストリームに副分割されう
る。これらのマルチプレックス化及びデマルチプレックス化技術は一般に用いら
れ、当業者には明らかなので更なる説明を要しない。
【０２３６】 視覚路のデータ及び聴覚路のデータが同期的に計時されるならば、クロック回
復回路１７９２ｖ又は１７９２ａの一方のみしか必要でない。いずれの選択も有
効である。その場合には接続１７１０４はそれ自体クロック回復ブロックを有さ
ない路にクロック信号を提供する。
【０２３７】 本発明のデータで２以上のテレビジョンチャンネルを作動させ、その出力を１
７１０６のようなデータマルチプレクサ／デマルチプレクサブロックでその出力
と結合することは可能である。
【０２３８】 図１７Ｄは本発明の視覚路に対する改善された復調回路を示す。帯域通過フィ
ルタ１７８０は使用しない。何故ならば、それはデータ信号の位相を乱し、復調
エラーに寄与する可能性があるためである。その代わりに、ライン１７１２４上
の増幅器１７８２の出力の一部分はミキサ１７１２２に供給され、その他の入力
はフェーズロックループ１７８４の位相シフトされない出力からライン１７１２
０に入来する。故に、ライン１７１２６上のミキサ１７１２２の出力は同期検波
されたベースバンド視覚信号である。高域通過フィルタ１７１２８はデジタル信
号と同じ帯域にあるビデオの部分をアグレッシブに除去する。残りの信号はデー
タ検波を干渉するものである。それはコンバイナ１７１３２の減算入力にライン
１７１３０上から搬送される。コンバイナ１７１３２の他の入力はライン１７１
３４上でミキサ１７８８から入来する。除去された干渉する視覚信号を有するデ
ータ信号は図１７Ｃのデータ抽出器ブロック１７１１６に対してライン１７１１
２上に現れる。
【０２３９】 図１７Ｅはテレビジョン受信機から分離されたデータ受信機の実施例である。
視覚及び聴覚信号はその通常の目的のために検出され、用いられない。図１７Ｅ
は以下の要素を削除された図１７Ｂとして認識されうる：音声再生器１７７０、
オーディオ増幅器１７６８，ＦＭ検波器１７６６，リミッタ１７６４，ビデオプ
ロセッサ１７６０，ビデオ表示装置１７６２。検出器１７５８は削減された形で
存在する。その唯一の機能は１７１１０でデータ復調器にライン１７７６での搬
送に対してベースバンド周波数に下がったＡＭデータを含む聴覚副搬送波を運ぶ
ための非線形デバイスとして提供される。このようなデバイス（データ受信機）
はそれが画像及び音声発生装置及びその高価で電力を消費する部品を有さない故
に、ずっと小さく低コストのセットトップボックスまたは他の小さなキャビネッ
トに構築することができる。
【０２４０】非二進多レベルコード 伝送路ノイズ、歪み、他の干渉が信号化の２レベルのみに対応するときに一の
閾値は二進信号のアナログ表現が論理“１”又は論理“０”のいずれを意味する
かを決定するために要求される。二進信号は連続して伝送され、二進ワードを形
成するために一群にされる。慣行として、８ビットを一バイトと称する。時には
４ビットをニブル(nibble)と称する。 “二進ワード”を形成するビットの数は
データを処理する装置の設計に依存する。データが伝送されたときに、それは通
常バイトに構成される。
【０２４１】 図１８Ａはこの点について考えられたよく知られている２レベル二進コードを
示す。ビットの順は最下位ビット（LSB）から最上位ビット(MSB)へ順に決定され
、ストリームでの配置は値又は重みを割り当てられる。二進記数法では重みは以
下の通りである。よく知られている十進記数法もまた同様に示される：
【０２４２】
【表５】 故に二進記数法で、全て１で構成されるバイトは以下の値となる：
【０２４３】
【表６】 知られている十進記数法で、８つの１のストリングは以下の値となる：
【０２４４】
【表７】 二進記数法は２つのみのシンボル：０＆１を有し、一方で十進記数法は１０個
のシンボル：０，１，２，３，４，５，６，７，８，９を有する。
【０２４５】 伝送路が２を越えるレベルに対応できるときに普通は２の累乗のレベルを用い
、同時に送信される複数のビットを考慮しようと試みる。例えば、４レベルを送
信することができる場合に、それらは２つの連続ビットで定義され
【０２４６】
【表８】 同様に、伝送路が８レベルを維持することができる場合には８つのレベルは３
つの連続ビットで定義することができる。
【０２４７】
【表９】 伝送路が１０レベルを維持することができる場合には、何か別のやり方が可能
である。そのレベルは直接十進記数法で表すことができる。
【０２４８】
【表１０】 しかしながら伝送路の両端の論理回路がほとんど二進論理素子で構成されてい
る故に、二進から十進への変換は送信端で要求され、そして二進法に変換し直す
ことが受信端で要求される。これはF. J.. Hill, G. R. Peterson, John Wiley
& Sons, 1968, SBN 47139880Xによる “Fundamentals of Digital System Desig
n”や、他の多くの当業者に知られているような初歩的な大学の論理設計のテキ
ストに見られる論理設計原理を用いて達成されうる。
【０２４９】 同様に、伝送路のノイズ、歪み、干渉が信号化の２レベル以上であるが、４で
はないレベルに対応する場合に、３レベルが用いられる。図１８Ａのテーブルは
処理方法を示す。左がＭＳＢで右がＬＳＢである４ビットの伝送用のよく知られ
た２レベルコードが左に示される。列の上部には各点の”重み”が示されている
。 “Sum”列は各列の内容及びそれを列の重みで乗算し、その行の値を累計する
ことにより形成される。３レベルコードは中央及び右の列を満たし、それは同じ
方法で形成される。ここで二進法の場合の２つのシンボルの代わりに、３つ：ａ
，ｂ，ｃが用いられる。列の“重み”は３の累乗である：
【０２５０】
【表１１】 ３つのシンボルはａ＝０，ｂ＝１，ｃ＝３の乗数（multiplying value）を有
する。そのようにしてある代表的な行は以下のようになる：
【０２５１】
【表１２】 しかしながら、伝送路の両端の論理回路が二進論理素子で構成されることがき
わめて多いため、二進数から３レベルコードへの変換は送信端で要求され、二進
数への逆変換が受信端で要求される。これは上記で説明した当業者によく知られ
ている初歩的な大学のテキストに掲載されている論理設計原理を用いて達成され
うる。３レベルを有する４つの期間（time period）を搬送しうる値の範囲は０
から８０に延在する。
【０２５２】 同様に、伝送路ノイズ歪み、及び干渉が信号化の３つ以上に対応するが、５で
はない場合には４レベルが用いられる。４レベルは２ビットの伝送をなすことを
ほとんど常に考慮される。４つの期間は二進コードが用いられるときに８つの期
間の代わりにバイトの８つのビットのいずれかを運ぶことを要求される。８つの
二進ビットで運ばれうる値の範囲は０から２５５である。
【０２５３】 ３つのシンボルの場合に進めたような方法で異なる４つのシンボルを表すため
に４レベルを考えることもまた可能である。図１８Ｂのテーブルは処理方法を示
す。行の上部には各点の”重み”が示されている。 “Sum”列は各列の内容及び
それを列の重みで乗算し、その行の値を累計することにより形成される。３レベ
ルコードは中央及び右の列を満たし、それは同じ方法で形成される。ここで二進
法の場合の２つのシンボルの代わりに、４つ：ａ，ｂ，ｃ，ｄが用いられる。列
の“重み”は４の累乗である：
【０２５４】
【表１３】 ４つのシンボルはａ＝０，ｂ＝１，ｃ＝２，ｄ＝３の乗数を有する。そのよう
にしてある代表的な行は以下のようになる：
【０２５５】
【表１４】 しかしながら、伝送路の両端の論理回路が二進論理素子で構成されることがき
わめて多いため、二進数から４レベルコードへの変換は送信端で要求され、二進
数への逆変換が受信端で要求される。これは上記で説明した当業者によく知られ
ている初歩的な大学のテキストに掲載されている論理設計原理を用いて達成され
うる。４レベルを有する４つの期間を搬送しうる値の範囲は０から２５５に延在
する。
【０２５６】 同様に、伝送路ノイズ歪み、及び干渉が信号化の４つ以上に対応するが、６で
はない場合には５レベルが用いられる。図１８Ｃのテーブルは処理方法を示す。
行の上部には各点の”重み”が示されている。 “Sum”列は各列の内容及びそれ
を列の重みで乗算し、その行の値を累計することにより形成される。ここで二進
法の場合の２つのシンボルの代わりに、５つ：ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅが用いられる
。列の“重み”は５の累乗である：
【０２５７】
【表１５】 ５つのシンボルはａ＝０，ｂ＝１，ｃ＝２，ｄ＝３、３＝４の乗数を有する。
そのようにしてある代表的な行は以下のようになる：
【０２５８】
【表１６】 しかしながら、伝送路の両端の論理回路が二進論理素子で構成されることがき
わめて多いため、二進数から５レベルコードへの変換は送信端で要求され、二進
数への逆変換が受信端で要求される。これは上記で説明した当業者によく知られ
ている初歩的な大学のテキストに掲載されている論理設計原理を用いて達成され
うる。５レベルを有する４つの期間を搬送しうる値の範囲は０から６２４に延在
する。
【０２５９】多レベル垂直期間データ信号 本発明は、典型的には現在の文字多重放送（Teletext）及びＶＢＩの実施と両
立する方法で２レベル以上の多信号レベルを含むことにより垂直ブランキング期
間（ＶＢＩ）のスループット性能を増強した装置、システム、方法に対して提供
される（“多レベル”という用語は一以上のレベルをここでは意味し、ニレベル
信号も二以上のレベルの信号と同様に含まれる）。現在の技術の範囲内で文字多
重放送信号の応用はそれぞれ０IRE及び８０IREと同等と見なせるレベルで論理１
と論理ゼロを配置する。
【０２６０】 通常のテレビジョン受信の条件下で、ビデオプログラムに対するノイズ比は概
略３６ｄＢ過剰である。これらの環境下で可能な回路は作られ、複数電圧レベル
間で識別可能に作動される。これらのレベルは付加的なデータ状態を発生するた
めに用いられ、それは２状態系のそれから効率的なデータレートを乗算する。一
例では、８状態が等価なデータレートが三倍されるように用いられる。従来技術
は過剰なアクセス時間に関する一般的な苦情にも関わらず、ＶＢＩの２レベル以
上の多レベル信号化を用いることに失敗した。マルチパス反射（ゴースト）に関
して従来技術のシステムでのこの欠陥に対して貢献がなされる。状態間の低信号
マージンはゴーストからシンボル間の干渉をより被りやすいシステムを作る。テ
レビジョン受信機の現在の技術はゴースト打ち消し回路、ゴースト打ち消し基準
（ＧＣＲ）信号に基づくある設計を含む。これらの技術はテレビジョン受信での
ゴースト発生の影響を緩和する。ケーブルテレビジョンシステムは実質的にゴー
ストのない方法で一般に作動している。上記の例の両方で、十分な性能マージン
は２以上の状態の多レベルデータの成功した適合と、それにより２レベルシステ
ムにわたるデータスループットの増加を許容する。
【０２６１】 視覚搬送波と直交位相の信号の配置はテレビジョン画像への干渉を回避するた
めの注意を要求する一方で、そのような問題はＶＢＩに存在しない。何故ならば
そのタイミングがビデオがその発生中に現れないようになっているためである。
故に、少なくとも信号レベルの数の二倍が本発明の直交位相方法で用いられ得る
ＶＢＩ信号化で期待されうる。
【０２６２】 上記のように、現在の文字多重放送は各配置されたＶＢＩラインの３２の８ビ
ットワード又は各フィールドのＶＢＩライン当たり７６８０ｂ／ｓを搬送する。
ＶＢＩに２１ラインが存在するときに垂直同期に対して９つが要求され、字幕（
closed caption）信号に対してＦＣＣにより１つが予約される。これにより第二
の６０ごと、又は１６８８９０ｂ／ｓに１１ラインが残る。８レベル信号化が用
いられた場合に、これは三倍されて５０６８８０ｂ／ｓとなる。デジタルテレビ
ジョンシステムが８−ＶＳＢ又は１６−ＶＳＢ変調を用いる故に、１６のような
より高いレベル数を考えることは不適切ではない。これは同時に４ビット又は６
７５８４０ｂ／ｓを搬送する。
【０２６３】 そのＶＢＩの代わりに、信号の全てのラインがこの目的に対して割り当てられ
た場合には字幕が必要とされず、５２５ラインの１８のみが利用可能ではない。
３０回発生する５０７ライン、３２の８ビットワードを有する第二番目は、３．
８９Ｍｂ／ｓのビットレートを達成する。８の信号化レベルが用いられたときに
、３ビットが同時に搬送され、信号化レートは１１．６８Ｍｂ／ｓに増加する。
上記のように、１６レベル信号化が用いられた場合には同時に４ビットが１５．
５９Ｍｂ／ｓのビットレートで搬送される。本発明の主な目的がＮＴＳＣテレビ
ジョン信号にデータの付加を両立させることである一方で、本発明の視覚データ
及び聴覚データ方法が２レベル又は多レベル信号化を用いるフルフィールド文字
多重放送のアプローチと両立することが理解される。
【０２６４】 上記の非二進多レベル信号化をＶＢＩ及び文字多重放送応用に同様に適用する
ことが理解される。伝送路ノイズ、歪み、干渉が信号化の２レベル以上で成立す
るが、４ではない場合に、３レベル信号化が用いられ得る。同様に、伝送路ノイ
ズ歪み、及び干渉は信号化の４レベル以上で成立するが８ではない場合に、５，
６，又は７レベルが用いられ得る。
【０２６５】 これらあのアプローチを実施する回路は標準文字多重放送デコーダクロック回
復及び増強されたレベルスライサの組み合わせであり、それは選択されたレベル
数を識別可能である。
【０２６６】差動データイミュニティ 図１９Ａはデジタル信号をアナログ信号へ変換する変換器が実施されうる方法
を示す。この機能を達成する方法及びこの目的のために用いられ得る多くの市販
の集積回路は幅広い多様性がある。図１９Ａは２ビットシステムの一実施例であ
り、実際の実施における選択を制限することなく例示の目的でのみ示される。Ｍ
ＳＢデータ入力Ｄ１１９０２及びＬＳＢデータ入力Ｄ２１９０４はＤ／Ａ変換器
１９０６から出力電圧Ｖ０１９０８を生ずる。当業者に知られている実施の一般
的な方法は抵抗への不均等な給電強度の制御電流源の使用を含む。ＭＳＢ電流源
ＩＤ１１９１０はＬＳＢ電流源ＩＤ２１９２０の強度の二倍の強度を有する。電
流源は出力電圧Ｖ０１９２４を得るよう出力抵抗Ｒ０１９９２に給電する。例え
ば、ＩＤ２１９２０が１アンペアであり、抵抗Ｒ０１９９２が１オームである場
合には出力電圧Ｖ０１９０８は電流源ＩＤ２１９２０からの電流の各単位に対し
て１ボルトであり、電流源ＩＤ１１９１０からの電流の各単位に対して２ボルト
であり、それは以下に示される：
【０２６７】
【表１７】 ＭＳＢデータ入力Ｄ１１９０２及びＬＳＢデータ入力Ｄ２１９０４はシーケン
ス００，０１，１０，１１をステップして通過し、次に電圧は図１９Ａに示され
るように１９１２６，１９２８，１９３０，１９３２が得られるようにステップ
する。電圧閾値Ｖｔｈ１１９３４，Ｖｔｈ２１９３６，Ｖｔｈ３１９３８はそれ
ぞれ０，５ボルト、１．５ボルト、２．５ボルトに設定され、次に受信機はどの
データが図１９Ｂに示された方法により送られたかを決定することが可能である
。
【０２６８】 図１９Ｂの左側は当業者によく知られている差動増幅器を用いたスライサ回路
の１実施例を示す。この機能を達成するための幅広い方法及びこの目的のために
用いられ得る市販の多くの集積回路が存在する。図１９Ｂは一実施例を示すが、
実際の実施の選択を制限することはなく、例示の目的のみである。左のトランジ
スタ１９４２の入力電圧Ｖｉｎ１９４０が右のトランジスタ１９４６の閾値電圧
Ｖｔｈ１９４４より小さな時に、左のトランジスタ１９４２はオフ右のトランジ
スタ１９４６はオンで、出力電圧Ｖｏｕｔ１９５０をそのより低い値に低下させ
るよう負荷抵抗Ｒ１９４８に電流を流入させる。左のトランジスタ１９４２の入
力電圧Ｖｉｎ１９４０が右のトランジスタ１９４６の閾値電圧Ｖｔｈ１９４４よ
り大きな時に、左のトランジスタ１９４２はオンで右のトランジスタ１９４６は
オフで、出力電圧Ｖｏｕｔ１９５０をそのより高い値にさせるよう負荷抵抗Ｒ１
９４８に実質的に電流を流さない。このようにして、差動増幅器は入力電圧が閾
値電圧以上又は以下のいずれかを決定するようスライサとして用いられる。
【０２６９】 図１９Ｂの右側は図１９Ｂの左側に示された型の３つのスライサ１９５２，１
９５４，１９５６の構成であり、入力電圧Ｖｉｎ１９４０が抵抗Ｒ１ １９６４
，Ｒ２ １９６６，Ｒ３ １９６８，Ｒ４ １９７０からなる抵抗ラダーにより
形成された閾値電圧Ｖｔｈ１１９５８，閾値電圧Ｖｔｈ２１９６０，閾値電圧Ｖ ｔｈ３ １９６２を越えるか否かを決定する。閾値電圧Ｖｔｈ１１９３４及び１９
５８，閾値電圧Ｖｔｈ２１０３６及び１９６０，閾値電圧Ｖｔｈ３１０３８及び
１９６２が０．５ボルト、１．５ボルト、２．５ボルトにそれぞれ設定された場
合には３つのレベルスライサ１９４２，１９５４，１９５６の出力は以下のよう
になる：
【０２７０】
【表１８】 上記テーブルの“Ｌ”は低い電圧又は論理０を示し、一方で“Ｈ”は高い電圧
又は論理１を示す。スライサ＃２ １９５４が直接ＭＳＢの値を示す。ＬＳＢは
スライサ＃３ １９５６が高出力又はスライサ＃１ １９５２が高出力でスライ
サ＃２ １９５４が低出力の組み合わせの時に高出力を有する。この論理は論理
インバータ１９７４，アンドゲート１９７６，オアゲート１９７８を有する論理
ブロック１９７２で実現される。
【０２７１】 図１９Ａから、出力電圧Ｖ０１９２４がピーク間（ゼロｄ．ｃ．）ノイズ、ひ
ずみ、又は干渉の１ボルト以上の電圧に遭遇した場合に、伝送されたレベルを正
確に回復することは可能ではない。ピーク間（ゼロｄ．ｃ．）ノイズ、ひずみ、
又は干渉がなお１ボルトより低く留まる場合には、伝送データの正確な回復がな
される。
【０２７２】 図１９Ｃはひずみ及び２つのデータ信号に対する差動ノイズイミュニティ及び
差動イミュニティを提供するためにデータのエンコーディングで不均等なステッ
プの使用を示す。図１９ＣはＭＳＢ電流源ＩＤ１が例示的な目的で選択され、Ｌ
ＳＢ電流源ＩＤ２の強度の三倍であることに限定されるものではない。これによ
り中心ステップ立ち上がり(riser)が他の２つのステップ立ち上がりの二倍にさ
れ、ＭＳＢがＬＳＢのノイズイミュニティの二倍にされている。閾値電圧は示さ
れるように調整され、ＭＳＢ搬送波はＬＳＢよりも重要なデータを搬送する。Ｍ
ＳＢはノイズ、ひずみ、又は干渉がＬＳＢを回復不可能にした後にもなお回復可
能である。イミュニティの差動は特定の応用に対していかなる適切な値をも選択
可能である。
【０２７３】 差動データイミュニティの原理はさらなる発明又は調査なしに４レベル以上に
適用可能である。４レベルのこの例は制限ではなく例示のための簡単化のためで
ある。
【０２７４】将来のＴＶ受信機 将来のＴＶ受信機はその特定の構造に対する低減信号を調整するために低減信
号の利用可能性の利点を有する。
【０２７５】 例えば完全同期受信機は低減信号を必要とせず、その賦課（imposition）から
の小さな量により損害をこうむる。完全同期検波器の本来の性能が高いレベルに
誘導する故に、低減信号の若干の寄与はこの検出器のクラスに対して逆効果とな
ることは必然的ではない。
【０２７６】 図９ａ、９ｂ、９ｃを参照するに、送信機のＲＯＭ／ＲＡＭ９１１３で用いら
れるデータはデジタルデータストリームでの受信に利用可能とされる。受信機で
は、それはアナログ波形に変換され、正確に時間決めされ、適切なＩＦ周波数に
変調され、受信された信号から減算される。受信機の検出器が低減を必要としな
い場合には、信号はそのもとの状態に再生される。受信機の検出器が異なる種類
の低減を必要とする場合には、それは正確に時間決めされた受信機内で局部的に
構成され、適切なＩＦ周波数で変調され、ビデオ検出の前に信号に加算される。
これらの同じ処理はベースバンドで実施されるが、より複雑になる。
【０２７７】 低減信号のいくつかの変化に対してデータを伝送し、受信機がその設計に対し
て最も適切なものを用いることを許容することが可能である。受信機が受信され
たデータをより正確にその設計に適合させるように変更することが可能である。
【０２７８】 受信機の所有者のニーズと嗜好に最も適合したものを見いだすために受信機内
のＲＯＭ及び／又はＲＡＭに記憶された複数の低減過程から選択することを視聴
者（又はサービス技術者）に許容するために最も望ましくはスクリーン上のメニ
ューから操作される受信機への制御を提供することが可能である。低減データが
ダウンロード可能にでき、変更されたバージョンは特殊なコネクタを用い、又は
そのアンテナ端子を介して受信機に搬送される信号をRF信号に変調するいずれか
の装置から供給されうる。
【０２７９】ヘテロダインプロセッサ 本発明のデータ信号の少なくともいくつかをそれを最初に変調することなく、
変調された信号に加えることを可能にすることが望ましい。図２０はこれをなす
ための装置、システム及び方法を示す。適切な周波数で局部発信器２００２はミ
キサ２００４にその入力の一つを供給する。ミキサ２００４への他の入力は変調
されたテレビジョン信号である。ミキサ２００４の出力はＩＦ周波数でなされる
。信号は信号の視覚的部分のみを通過させ増幅させる視覚的ＩＦ増幅器２０１０
に搬送される。視覚的ＩＦ増幅器２０１０に到達する前に、方向性結合器２００
８は信号の一部分を分離し、それを聴覚ＩＦ増幅器２０１２へ搬送する。ミキサ
２００４の直後に，方向性結合器２００６は信号の一部分を分離し、それをフェ
ーズロックループ（ＰＬＬ）２０１４に搬送し、これはリード２０１６上に変調
されない出力を供給し、これは視覚搬送波に位相及び周波数でロックされる。Ｐ
ＬＬ２０１４の出力は移送シフタ２０１８で適切な量位相シフトされ、それによ
り選択的に抑制されたデータ搬送波は視覚信号と直交位相となる。これは図５Ａ
の５２５と（又は本発明のデータエンコーダの実施と）類似である。データエン
コーダ２０５２５の出力はコンバイナ２０２０に供給される。データエンコーダ
２０５２５の出力は図９Ｂの低減信号発生器（又は本発明のいかなる低減信号発
生器の他の実施例）に類似の低減信号発生器２０９９５にまた選択的に供給され
、これは適切なベースバンド低減信号を発生する。図１３の方法が低減信号を発
生するために用いられる場合には選択的な低減信号発生器２０９９５はまた視覚
ＩＦ増幅器２０１０及びフェーズロックループ２０１４からの入力を要求する。
選択的な低減信号発生器２０９９５の出力はＡＭ変調器２０２２に供給され、そ
の他の入力はＰＬＬ２０１４から入来する。ＡＭ変調器２０２２の出力はまたコ
ンバイナ２０２０に進む。コンバイナ２０２０の結合された出力は直交位相デー
タ及び選択的低減信号を有する視覚テレビジョン信号である。図４，図６の方法
はまた視覚信号データを加えるために用いられ得ることがわかる。
【０２８０】 図１５及び１６の方法を用いることにより聴覚搬送波データは聴覚データ発生
器２０２４で処理され、聴覚データ変調器２０２６で聴覚搬送波上で変調される
。聴覚データ変調器２０２６の出力はコンバイナ２０２８で視覚信号と結合され
る。ミキサ２０３０は局部発信器２００２の出力を供給され、コンバイナ２０２
８の結合された信号出力をそのもとの周波数に戻すようにヘテロダインする。帯
域通過フィルタ（ＢＰＦ）２０３２は信号をその割り当てられた周波数帯域に拘
束し、増幅器２０３４はそれを意図された目的のために適切な強度に移行する。
それに続く周波数変換は本発明で提供されたようにデータをエンコードされたＮ
ＴＳＣ信号を異なる周波数に配置するために図２０に示された実施を通して適用
可能である。
【０２８１】スケーラビリティ 本発明の重要な特徴は種々のアプリケーションデータレート要求及び経済的な
拘束と同様な異なる伝送路条件を許容するスケーラビリティにある。スケーラビ
リティは２つの要因から決定される。第一に、データ伝送に対して３つの異なる
路：視覚搬送波、聴覚搬送波、ＶＢＩを用いる可能性の存在である。第二に、路
の各々は２レベル二進数から多レベルの範囲の多信号レベルを用いうることであ
る。これらの種々のリソースはより高いデータ容量路にマルチプレックス化され
、又は多くのより小さなスケール路にデマルチプレックスされる。多数の６ＭＨ
ｚチャンネル及びＦＭ信号からのリソースはなおより高いデータレートにマルチ
プレックス化されうる。
【０２８２】 本発明のデータ路のあるものは他よりもよりロバストである。本発明のデータ
路のあるものは他よりも実施するためによりコストがかかる。容量及びスケーラ
ビリティの広いレンジは多くの市場のニーズに応える。
【０２８３】 本発明の種々の信号伝送リソースは部品のアンサンブルを形成し、これは所有
者により期待されたサービスでの現存するものを実質的に阻害することなく、従
来技術の上でスペクトル使用の実質的な改善を提供する有用な全体を形成する。
【０２８４】ディレクトリ 通信インフラはますます複雑になっている。放送にステレオ送信を付加する場
合、信号が存在していることを示すために受信機上に表示ライトが典型的に表示
された。本発明の装置、システム及び方法によって想像されるいくつかのような
プログラミング材料と直接関係がない信号について、チャンネルのリソースを調
査し、またより大きな範囲で、有線放送受信機の範囲内あるいはケーブル又は同
様のテレビジョン供給システムに設けられるすべてのチャンネルを調査すること
が、有用で好都合であろう。
【０２８５】 ある場合には、各々が同一のプログラム材料を搬送する１つ以上の通路が受信
機に利用可能であることが考えられる。それらの場合、この冗長を識別し、また
各々の通路の利用可能性を等級分けし、これによって最も信頼性の高い信号が識
別されたことを保証することが有用であろう。
【０２８６】 トランスレータ又はケーブルテレビジョンヘッドエンド又は他の施設で周波数
に変換されるテレビジョン信号が、これらを通して頻繁に伝送され、多数のコン
テンツプロバイダの間で切り替えられ、さもなければ変更されるとき、どの信号
を付加し、消去し、あるいは修正せずに通過させうるかを決定することを信号の
現在の演算子に許容するように、信号内のどのリソースが任意の時間に利用され
ているかを識別することが、好都合かつ有用であろう。
【０２８７】 情報のこの組み立てはサービスのユニットと共に実行し、またこれらのサービ
スのオペレータ又は受信者が、どのリソースが利用されているかを好都合に決定
しうるように、容易に利用可能でなければならない。このディレクトリシステム
の少なくとも１つの実施はＶＢＩライン、例えばライン２０の文字放送のような
コードの使用である。このコードは２進としてあるいはマルチレベルとして実装
しうるであろう。人々が信号を操作して彼らの識別を信号の上に残すことを可能
にするために、徐々に付加されるデータワードの組が差し込まれる。
【０２８８】 ディレクトリは、種々のデータのソース、データの目的、データの構造及びそ
の位置を規定する情報を選択的に含みうる。最後の部分の情報は重要である。何
故ならば、データはデータパスの１つのサブセットである可能性があるか、ある
いはそれが１つの６ＭＨｚのチャネルマルチパスの組合せ、あるいはスパンマル
チ６ＭＨｚチャネルである可能性があるからである。位置データは、ローカルデ
マルチプレクサ又はマルチプレクサが所望のデータストリームを確認し、抽出す
るために必要な指示を供給する。
【０２８９】 当業者に周知のディレクトリデータを通信するための多数のプロトコルがある
。これらの技術をカバーする文献は次を含む：”Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｎｅｔｗｏ
ｒｋｓ”ｂｙ Ａ． Ｔａｎｅｎｂａｕｍ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，１９
９６，ＩＳＢＮ ０−１−３４９９４５−６，”Ｄａｔａ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｄ
ｅｓｉｇｎ”，ｂｙ Ｄ．Ｌ．Ｓｐｏｈｎ，ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ，１９９３
，ＩＳＢＮ ０−０７−０６−３６０−Ｘ，と”Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｓｅｃｕｒｉ
ｔｙ” ｂｙ Ｃ Ｋａｕｆｍａｎ，Ｒ Ｐｅｒｍｌａｎ，及びＭ Ｓｐｅｃｉ
ｎｅｒ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ，１９９５，ＩＳＢＮ ０−１３−０６１
４６６−１．これらの及び他の文献で説明されたプロトコルはディレクトリ情報
を伝送するために適切である。
【０２９０】 娯楽用受信機は１日の内数時間スイッチが切られる。その間、信号受信及び処
理装置は利用可能なチャネルを走査して、不揮発性のメモリにその調査結果を記
録するようにプログラミングされる。これらの回路は無視しうる電力量を消費し
、また連続的に動作し、利用可能なデータリソースを常時探している。受信機が
スイッチオンされるとき、すべてのチャネル上の利用可能な補助サービスの最新
のインベントリが知られる。受信機はまた、チャネル上の利用可能なリソースの
即時更新を許容するように構成されうる。診断又は他の目的のために、この情報
の履歴を電子的に維持することも有用であるかもしれない。
【０２９１】プログレッシブワード 生成されたテレビジョン信号は、エンドユーザへのそれらの最終供給の前に、
文字通り多くの中間施設を通して中継される。これらの中間位置は、中継を行う
人々の関心と信号内に利用可能な残りのリソースとに従ってプログラミング及び
補助信号が付加又は消去される位置であるかもしれない。選択したパス及びテレ
ビジョンに付加されまたそれから消去される信号のトラックを維持することは厄
介で、ポテンシャルエラーの多くのソースを含む。本発明は、選択したパスと信
号の源とを明確に判別するための技術を可能にする。したがって、１ラインのＶ
ＢＩが、チャネル内でリソースを消費する各ユーザの痕跡を捕捉するプログレッ
シブワードを生成するために取っておかれる。専用ラインは、黒又は黒に近いレ
ベル、名目上は０ ＩＲＥに設定される。否定的に（吸収的に）信号を変調する
ために、いくつかの技術が当業者には既知である。この実例では、以前は黒のビ
デオ信号の振幅をラインの所定の部分の間に低減する（かくしてデジタルビット
を生成する）よう方法で、ピンダイオード変調器が間挿される。ＲＦドメインの
黒の低減は、ＩＲＥレベルの上向きのシフトを生じ、白（１００ＩＲＥ）により
近い状態をもたらし、これによって論理１を生成する。予め用意された短いコー
ドを通して誰が何のリソースを使用しているかを述べているＰＮ変調器を用いて
ワードを作ることによって、リソースの第１のユーザは彼の存在をアサートする
。リソースの引き続くユーザは、所望のリソースが利用可能であって、彼の情報
をラインの占有部分に直接隣接して付加するかどうかを見るために、すでに書き
込まれたプログレッシブワードを最初に検査する。説明した技術は、影響を受け
た信号の復調と再変調なしに指定ラインの上にデータを付加するのを許容する。
リソースの使用が信号回路の任意の点で終端されるとき、リソースの使用条件を
アサートする情報は、チャンネルのリソースの利用可能性を再び示す黒又は黒に
近い状態に戻りうる。米国内で販売用に提供されている最近の生産テレビジョン
は、ＶＢＩ内に伝送される字幕信号を回復するデコーディング回路を有する。プ
ログレッシブワードの受信機はこれらの設計に沿ってパターン化することができ
、またこの特徴はそれらの機能性の拡張である可能性がある。
【０２９２】本発明の用途 最近まで、従来の放送とケーブルベースのテレビジョン受信は、半世紀前に真
空管で最初に実現された装置の直接の子孫であったアナログデバイスによっても
っぱら達成された。テレビジョン技術の開始時点に費用効率の高い製品を提供す
る要求のため、製品費用低減のためにスペクトル非効率を甘受した。現在米国に
は２億５，０００万台超のテレビジョン受信機があり、ＮＴＳＣとして既知のア
ナログテレビジョン標準方式で動作する１億５，０００万台超のＶＣＲがある。
これらの製品の減価後の平均価格がちょうど２００ドルであるならば、合計価値
は８００億ドルである。消費者によるこの主要な投資の権利を奪ってはならない
。大量の数の既存の装置があるだけではなく、それらは１０年以上の半減期を有
する。さらに、毎年、約２，５００万台の新しいテレビジョン受信機及び約１，
５００万台の新しいＶＣＲが購入されている。もしこれらの新しい製品の平均値
がちょうど４００ドルであるならば、合計支出は１６０億ドルである。本発明は
、これらのアナログ受信機の補助に貢献しなければならないスペクトルの効率を
改良するための方法を提供する。
【０２９３】 本発明は、テレビジョンの出現以来開発されてきた手ごろな複合信号処理を利
用し、この処理をテレビジョンとラジオスペクトルのより有効な利用に応用する
。本発明は、１秒当たり多くのメガビットのデジタルデータをテレビジョン信号
内に調和して含むことを許容する装置、システム及び方法を開示する。このデー
タソースは、ステレオ（又はサラウンド）サウンドを有する複数のテレビジョン
プログラムを伝送するか、あるいは計算、情報処理又は表示装置にデータを供給
することを含む多数の目的のために使用しうる。データ容量はこれらの用途の間
に同時に分割することが可能である。データ容量は全体的又は部分的にアナログ
チャネルの品質を改良するエンハンスメント信号のために、あるいはアナログチ
ャネルに搬送されるプログラミングに関連する情報を設けるために使用される。
１つの用途に割り当てられる部分に対する他の任意の部分は、位置と共に変化す
るか、あるいは所定の位置で時間と共に変化するかもしれない。あるインターネ
ット用途ではほぼ１００倍の速度向上が見られる。この能力のすべては既存の放
送とケーブル施設と両立して生じ、非常に費用効率が高い。
【０２９４】 本発明は、次によって占有されるスペクトル内にデータを加えるための装置、
システム及び方法を説明している：１）視覚的搬送波（ビデオ情報信号が印加さ
れるその無線周波数搬送波）、２）聴覚的搬送波（聴覚的情報信号が印加される
その無線周波数搬送波）、３）ＶＢＩ。本発明はまた、これらのデータリソース
の割り当てを識別するための通信通路を提供する。
【０２９５】 本発明は、視聴者によってよく受信されることが予想される付加的なプログラ
ミング及びデータリソースの伝送（無線またケーブル）を可能にする。これらの
プログラムとサービスは、ホストとして機能するテレビジョン信号が行くところ
はどこでも進行し、またコンディショナルアクセス技術によって加入視聴者に選
択的に供給するか、あるいは必要な受信装置を所有している任意の人の受信のた
めに供給することが可能である。
【０２９６】 デジタルビデオ圧縮の現在の最新技術は動画専門家グループ（ＭＰＥＧ）デジ
タルビデオ圧縮標準に基づいている。現在、優れたプログラミングは１．５Ｍｂ
／秒のデータレートで設けうる。ビデオ圧縮技術は展開し続けるので、改良によ
って、これらのデータレートにおける結果の改善あるいはより低いデータレート
における結果の同様の改善が可能になると予想しうる。本発明の現在の装置はテ
レビジョン信号の約４．５Ｍｂ／秒のデータ伝送を提供する。ＶＢＩのマルチレ
ベルシグナリングの利用によって、毎秒もう１つの半部のメガビットを上記の数
に付加するしうるであろう。既存の受信機と共に使用するためにアナログテレビ
ジョン信号を同時伝送する一方で、このリソースを、３つの完全なＭＰＥＧテレ
ビジョン信号を提供するために使用しうるであろう。スペクトル効率のこの劇的
な改良は従来技術では確認されない。
【０２９７】 ケーブルテレビジョンの出現以来、システムオペレータは定期的に帯域幅を拡
張することが望ましいことを絶えず確認してきた。これは、消費者に満足を提供
する一方で、付加的な利益を生成する基盤である新しいチャネルを収容する。帯
域幅拡張の費用は、同軸ケーブルとファイバネットワークが地下に配置される市
街地では、１軒当たり１０００ドルに容易に達しうる。現在、多くのケーブルシ
ステムはそれらの加入者が望むすべてのプログラミングを提供することが不可能
である。これにより、若干の加入者は、ビデオテープレンタル及び直接放送衛星
（ＤＢＳ）サービスのような代替娯楽選択を見つけることになった。ケーブルオ
ペレータには、システムの向上のために巨額の資本を費やすか、あるいは加入者
基盤の弱体を見守るかのジレンマが残される。
【０２９８】 本発明は帯域幅の拡張なしに付加的なプログラムチャネルの形成を可能にする
。すなわち、ケーブルシステムの物理的な向上の必要性が避けられる。さらに、
本発明を実施するためのケーブルテレビジョンヘッドエンド費用は適度であり、
利益によって完全に補助される。本発明の特別な装置は、新しいサービスを採用
して、それに応じた新しい収入を提供する家庭のみにインストールされる。
【０２９９】 同一の方法で、本発明を無線放送テレビジョンに付加して、付加的な観測選択
肢を提供し、従来の放送技術の容量限界を解決しうる。多言語のプログラミング
は、このような必要が満たされないかあるいはその達成が小さいコミュニティに
拡張しうる。
【０３００】 技術に精通していない人々には、プログラミングが利用可能であったならば、
満たしうる多くの空きチャネルを現在の放送スペクトルが有するとみえるかもし
れないが、まったく正反対のことが正しい。ＴＶ受信機の従来技術はより多くの
ステーションの付加を妨げる技術的な限界を有する。多くのテレビジョン受信機
は異なった強度の隣接チャネルを分離できない。多くのテレビジョン受信機のチ
ューナの画像搬送波拒絶は不十分である。それらは、意図した信号からローカル
発振器周波数の反対側の周波数に配置されるチャネルに対する応答を可能にする
。この望ましくない応答は、ＩＦ周波数と等しい量だけローカル発振器周波数か
ら変位しているのが確認される。他のチューナは、同調された周波数の調波又は
サブ調波に応答する非線形特性を有する。市場の単一チャネルの使用は、最高７
つのさもなければ他の目的の有用な周波数割り当ての使用を妨げる可能性がある
。これらの制約は、テレビジョンチャネルタブーとしてより良く知られるＦＣＣ
の割り当てテーブルの採用時にＦＣＣによって考慮される。
【０３０１】 本発明は、より多くのプログラミングが、同一スペクトル内の既存のアナログ
テレビジョン信号と両立してまた同時に搬送されうるようにする。
【０３０２】 図２１は、３つのデジタル圧縮ユニット２１０８、２１１０、２１１２に提示
されたビデオとオーディオを含む３つのプログラムソース２１０２、２１０４、
２１０６を示している。デジタル圧縮ユニット２１０８、２１１０、２１１２は
、例えばＭＰＥＧ標準によって実施される。多種多様のＭＰＥＧデジタルエンコ
ーディング装置は商業的に入手可能であり、数百ドルの費用がかかるパーソナル
コンピュータ用のアドインカードから何十万ドルもの費用がかかる大規模プロセ
ッサに及ぶ。ＰＣで使用するためのＭＰＥＧ１エンコーダカード（ブロードウェ
ーカードと称される）は、データトランスレーション社、マールボロＭＡ、ブロ
ードウェーグループから７９９ドルで入手可能である （８００−２４９−１０
００）。まったく許容し得る結果は１．５Ｍｂ／秒のデータレートで獲得可能で
ある。
【０３０３】 図２１は２つの１．５Ｍｂ／秒の信号を搬送しうる３．０Ｍｂ／秒の容量を生
む視覚的データエンコーダ２１１４で前述したように、視覚的搬送波の本発明の
４レベルシグナリング方法を利用する。前述したような本発明の聴覚的搬送波方
法は聴覚的データエンコーダ２１１６として図２１に例示される。聴覚的データ
エンコーダ２１１６は１．５Ｍｂ／秒の付加的なデジタルビデオ信号を搬送しう
る。これらの信号はテレビジョン変調器又は送信機２１１８でプログラムソース
＃４ ２１２０からのアナログビデオ信号と結合される。ケーブルテレビジョン
の実用では、テレビジョン変調器又は送信機２１１８は低電力変調器であり、そ
の出力は他の低電力変調器の出力と結合され、加入者に供給するためのファイバ
及び同軸ケーブル２１４０の結合を拒絶する。同じことが、この後者の場合を除
き、マルチチャネルマルチポイントディストリビューションサービス（ＭＭＤＳ
）について行われ、結合したスペクトルはＧＨｚ範囲に変換され、適切な電力レ
ベルに増幅され、マイクロ波アンテナ２１３６に伝送される。プログラムソース
＃４ ２１２０はＶＢＩデータと本発明のディレクトリ発生器２１２２とから信
号を挿入するための手段を含む。この情報はテレビジョン変調器又は送信機２１
１８のアナログ入力に印加される。これらの要素のすべての要素は本発明の一部
として前述している。
【０３０４】 図２１の右側に示した受信位置で、ソースからの信号はケーブル２１４０、Ｍ
ＭＤＳマイクロ波アンテナ２１４２又は無線受信アンテナ２１４４を介して伝送
される。受信信号はリモート制御２１２６を有する通常の既存のアナログテレビ
ジョン受信機ＴＶ＃１ ２１２４に通過する。テレビジョン受信機２１２４は通
常の方法で信号のアナログＮＴＳＣ部分を受信し、利用する。個別に、同時に、
また調和して、前述のように本発明に従って動作するデコーダ２１３０、２１３
４、２１３８の受信回路は、３つの付加的なデジタルプログラムを抽出し、普通
のテレビジョン受信機ＴＶ＃２ ２１２８、ＴＶ＃３ ２１３２、ＴＶ＃４ ２
１３６のためにそれらをＮＴＳＣ信号に変換する。これらの通常のＴＶ受信機は
また、選択的にＶＣＲであり、それらに組み込まれたＶＣＲａあるいはそれらと
共に使用されるＶＣＲａを有することが可能である。また、デコーダ２１３０、
２１３４、２１３８の出力信号が、パーソナルコンピュータに結合された装置の
ような代替表示装置に接続しうることも当業者に理解されるであろう。
【０３０５】 図２２は本発明の特に有利な用途を示している。図２２の右手側に、本発明に
よるデコーダが通常のＴＶ＃３ ２１３６に接続したＤＶＤ／デコーダユニット
２２３８に組み込まれている。デジタルビデオディスク（ＣＤ−ＲＯＭの代わり
の大容量媒体として機能するその能力ゆえに、デジタルバーサタイルディスクと
称される）は市場で調達可能な大いに有望な製品であるが、現在記録が不可能の
ため多少買い渋りがある。事前記録された媒体用の再生のみの装置として、その
魅力は限定されている。それはＭＰＥＧ処理のためのデコーディング回路とメモ
リとを含むので、それは適度に高価である。本発明のデータ、転送装置、システ
ム及び方法のＤＶＤプレーヤへの付加は、大幅にその効用と価値を拡張する。小
さいか又は存在さえもしないＤＶＤライブラリを有する消費者は、本発明の信号
を有する組込み式のＭＰＥＧデコーダを設けることによって、ＤＶＤプレーヤ内
のＭＰＥＧデコーダから大きな効用を得ることができる。この相乗的の組合せは
、本発明の受信機導入に対する費用効率の高いアプローチをもたらしつつ、ＤＶ
Ｄプレーヤの価値と商業的アピールを大きく増している。
【０３０６】 インターネット及び同様のデータサービスは従来技術の限定された伝送容量に
よって抑制される。１つの例では、私設電話会話又は私信とほとんど同じような
受取人のみのために意図されるデータを受信するかもしれない。他の例では、受
取人は、特殊であるが多数の受取人に重要である情報を受信する願望を持つかも
しれない。さらにもう１つの例では、インターネット又は他の同様のサービスの
ユーザは、特定のトピックに対する又は関する情報についてキーワードを通して
大きなデータベースを検索することを望むかもしれない。これらのデータが要求
され、受信される方法は非常に異なっている。これらの差は次に明確になる。
【０３０７】 本発明はまた、家庭とオフィスにデータを送るための絶えず増加する必要性に
取り組む。今日設けられているデータサービスの多くは著しく非対称の性質を有
する。すなわち、インターネット又は同様のサービスのユーザによって作られる
数百バイトの簡単な要求が、はるかに大きなファイルのダウンロードを生じる場
合である。電話網を介して使用されるときのこれらのインターネットとインター
ネットのようなニーズは、電話網の容量によって下流側情報がひどく制約を受け
るという結果をもたらす。この制約は、クロードシャノンと他の人たちのような
情報理論家によって研究されているようにネットワークの物理学によって制限さ
れる。すなわち、それは物理学の法則によって制限され、増加しようとしない。
本発明は同様の限界に達しなかった装置、システム及び方法を取り替え、これに
よってはるかに満足のゆくサービスを可能にする。
【０３０８】 膨大な情報量が連続的に伝送されるとき、受取人は、循環するデータストリー
ムから彼らの受信機が所望の情報を抽出するのを許容するキーワード又は同様の
識別子を選択して、サブジェクトに関する情報を要請しうる。さらに、情報は、
インデックスのシステムにリストされる「マガジン」、「章」及び「ページ」に
構成しうる。情報の受取人は、これらのいずれが重要であるかを示し、それらは
捕捉され、ローカルに記憶される。これは「プッシュ技術」と称される。情報量
が非常に大きくなく、また循環が非常に速くないならば、その実用的な価値は文
字放送の場合にあったように限定される。我々が情報ベースの社会に移行するに
つれて、単独であるいはラジオ及びテレビジョンのような他のプログラミングソ
ースと連系して成立するプッシュ技術は、広範囲に利用されると予想される。本
発明は、従来技術の方法によっては今まで想像されない程度に放送とケーブルを
介したプッシュ技術を可能にする。
【０３０９】 本発明によって供給されるアクセスとスピードによって、データサービスのた
めの新しく、より複雑な用途が出現すると予想される。ちょうど１つの面白い実
例として、テレビジョンプログラムの視聴者はスクリーン上のカーソルを対象物
の上に移動し、ケーブル又は無線のリモート制御を用いてそれを「クリック」す
ることが可能である。この行動によって視聴者は対象物上の付加的情報にリンク
しうるであろう。その情報は歴史的、百科事典的、あるいは購入のためのものか
もしれない。他のウェブサイトは自動的にアクセスすることが可能である。例示
目的のために、視聴者が衣類の項目を指定したならば、彼は色、スタイル、寸法
、配送方法を選択し、また支払い方法を選択することが可能である。これらの行
動を映像の小さなサブエリアで実施し、遮断することなくプログラムの継続を可
能にする。これらの種類の行動は従来技術のあるバージョンの静止画像とグラフ
ィックスによって可能であったが、データ容量と速度限界のため、これらの技術
を通常のテレビジョンプログラミングの動画に応用することが不可能であったこ
とが、理解されるであろう。本発明はこのようなアドバンスサービスを可能にす
る非常に高速の容量を与える。
【０３１０】 図２２は、データソース２２０２と２２０４で置き換えた図２１のプログラム
ソース２１０２、２１０４、２１０６の１つ以上を有する図２１の状態を示して
いる。デジタル圧縮ユニット２２０８と２２１０がデータ冗長を低減し、伝送時
間を節約する。図２１のプログラムソース２１０２、２１０４、２１０６のすべ
てがデータソースと交換しうることがを指摘する。この例示では、２つのみが置
き換えられ、１つのデジタル圧縮プログラムが維持された。プログラムソースと
データソースは本発明のデータ伝送リソースのいずれによっても利用しうる。受
信側で、ＴＶ又はＶＣＲの１つ以上が、パーソナルコンピュータ又は情報検索及
び表示装置に置き換えられる。通常のテレビジョン受信機ＴＶ＃１ ２２２６は
普通のアナログＮＴＳＣ伝送を利用し続ける。通常のテレビジョン受信機２２２
８はウェブアプライアンス（ウェブ機器）受信機２２３０に接続され、後者の受
信機は通常のテレビジョン受信機２２２８上に表示するための適切なスクリーン
に受信したデータを変換する。ウェブアプライアンス受信機２２３０はＭＰＥＧ
デコーダを含まなくてもよい。しかしながら、それは通常のテレビジョン受信機
２２２８に伝送するために受信データとウェブページとを適切な形式に変換する
。データソース２２０２及び／又は２２０４への帰路がそれに設けられるならば
、ウェブアプライアンス受信機はまた、Ｅメールと他のウェブサービスとにアク
セスしうる。帰路は信号ソースにキーストロークを送り返すに十分な容量で済む
。撚り対線ダイアルアップランドライン２２５０が使用可能である。ケーブルシ
ステム２２４０が双方向機能を有するならば、帰路のためにそれを使用しうる。
その技術が展開し続けるにつれ、将来のある時に、帰路信号のためにマイクロ波
アンテナ２２４２もまた使用されるかもしれない。デコーダ２２３４はパーソナ
ルコンピュータ ＰＣ＃１ ２２３２のために使用される。ＰＣ＃１ ２２３２
は図２２の「クエーティ」として指定された従来のコンピュータキーボードと、
通常のコンピュータ周辺装置とを含む。デコーダ２２３４はＰＣ＃１ ２２３２
に簡単にデータを伝送可能であるか、あるいはビデオを表示することが可能であ
る。後者の場合それはＭＰＥＧデコーダを含むことが可能である。代わりに、Ｍ
ＰＥＧプロセスはＰＣ＃１ ２２３２の中にハードウェア及び／又はソフトウェ
アとして実装することが可能である。
【０３１１】 図２３は、任意の１つのチャネルが搬送しうるよりも大きな容量を搬送するよ
うにテレビジョンチャネルを結合しうる方法を示している。プログラムソース＃
１ ２３０６は信号をデジタル圧縮ユニット２３１２に供給し、プログラムソー
ス＃２ ２３０４は信号をデジタル圧縮ユニット２３１０に供給し、そしてプロ
グラムソース＃ｎ ２３０２は信号をデジタル圧縮ユニット２３０８に供給する
。「ｎ」は任意の数である。多数のプログラムソースとデジタル圧縮ユニットと
をアセンブルし、伝送チャネルの高いデータ容量の必要性をもたらしうる。プロ
グラムソースに加えて、データソース２３４０はデジタル圧縮ユニット２３４２
にデータを供給する。統計処理マルチプレクサ２３１４はデータストリームをこ
れらの種々のソースの使用の統計に基づくデータにマージする。所定の時点に小
さな容量のみを必要とするプログラムソースとデータソースは、緊急にそれを必
要とするプログラムソース及び／又はデータソースに余剰容量を譲りうるので、
統計処理マルチプレックスの利用によってより多くのデータの搬送が可能になる
。
【０３１２】 統計処理マルチプレクサ２１１４からのデータストリームは、１つのチャネル
の視覚的データエンコーダ２３２０、聴覚的データエンコーダ２３２２、あるい
はＶＢＩデータストリーム２３２４の容量を超える可能性がある。次に、そのチ
ャネルのテレビジョン変調器又は送信機２３２８はオーバロードになる。その場
合、データディストリビュータ２３１６はマルチチャネル２３１８ａ、２３１８
ｂ、２３１８ｎにデータを提示する。これは、１つのプログラムソース又は１つ
のデータソースからの任意の信号が、２つ以上の隣接チャネルに行くように行わ
れる。これらのチャネルはケーブル２３３８、ＭＭＤＳマイクロ波アンテナ２３
３６による伝送の前にあるいは多数のテレビジョン変調器又は送信機システムの
別個のアンテナによる空中送信の前に、コンバイナ２３３４で加算される。ＭＭ
Ｄの単一チャネルのバージョン、マルチポイントディストリビューションサービ
ス（ＭＤＳ）が存在することに注意。
【０３１３】 受信サイトで、信号は同時に複数のチューナに提示される。図２１のデコーダ
２１３０、２１３４、２１３８及び図２２のデコーダ２２３４、ＤＶＤ／デコー
ダ２２３８、ウェブアライアンス２２３０がそれらの構造の一部としてチューナ
を含んでいたのに対し、図２３は用途を強調するためにチューナを明示的に描い
ている。かくして図２３では、チューナ＃１ ２３５０はデコーダ２３５２にサ
ービスし、このデコーダはチューナ＃１ ２３５０によって同調されるチャネル
のデータを抽出し、マルチプレクサ２３５４にそれを伝送する。同様に、図２２
では、チューナ＃２ ２３５６はデコーダ２３５８にサービスし、このデコーダ
はチューナ＃２ ２３５６によって同調されるチャネルのデータを抽出し、マル
チプレクサ２３５４にそれを伝送する。また同様に、図２２では、チューナ＃ｎ
２３６０はデコーダ２３６２にサービスし、このデコーダはチューナ＃ｎ ２
３６０によって同調されるチャネルのデータを抽出し、マルチプレクサ２３５４
にそれを伝送する。「ｎ」のチューナとデコーダがあり、ここで「ｎ」は、デー
タディストリビュータ２３１６によって発信点に供給される データを搬送する
ために十分なデータ容量を有するある数のチャネルである。アナログチャネルが
、既存の通常のテレビジョン受信機による直接使用のために通常のＮＴＳＣ信号
を搬送し続けることに注意。しかし、本発明を実施するために、使用時にテレビ
ジョン受信機を持つことは必要でない。ビデオのないまた音のない、基礎的な同
期と搬送波構造のみでブランクチャネルを利用することが可能である。なお本発
明の他の方法を使用しつつ、２進又はマルチレベルシグナリングによって完全フ
ィールドの文字放送のためにＮＴＳＣ信号を利用することもまた可能である。マ
ルチプレクサ２３５４は「ｎ」チャネルからデータをアセンブルし、利用のため
に図２３のＰＣ＃１ ２３３２のような適切な装置にそれを提示する。図２３の
ＰＣ＃１ ２３３２は、高速度、大容量データストリームを利用しうる装置の単
なる実例である。図２２に示したように、図２３のＰＣ＃１ ２３３２は双方向
の用途のための帰路を有することが可能である。
【０３１４】 統計処理マルチプレクサ２３１４は、多くの詳細及び／又は動きを有するプロ
グラムソースが一時的により多くの利用可能なデータ容量の利用を可能にし、他
方でわずかな詳細及び／又は動きを有するプログラムソースが他の必要に一時的
に容量を寄与することを可能にすることによって、リソースを搬送するデータの
利用効率を増す。これは統計上の現象に基づいているので、より多くのプログラ
ムソースが含まれれば、結果はより効率的になる。この結果、プログラムソース
からのデータは１つ以上のチャネルに配分されることになる。したがって、受信
機は、プログラムソースデータストリームを再現するために必要な情報を抽出す
るために１つ以上のチャネルを監視する必要があるかもしれない。このため、マ
ルチプレクサは、テレビジョン受信機ＴＶ＃１ ２３６８にサービスするために
ＭＰＥＧデコーダ２３６６に供給されるデータストリームをアセンブルするため
に使用される。受信装置の費用を最小にするために、データディストリビュータ
２３１６は、任意の１つのプログラムソースからのデータが２つを超えるチャネ
ルに通常確認されないように保証する方法で操作される。これらのチャネルは隣
接している必要がなく、それらは時折再び割り当てうる。ＶＢＩディレクトリは
これらの割り当てを行う際に補助となりうる。
【０３１５】 図２４は次の差があるが大部分図２３と同様である。より高い解像度のプログ
ラムソース２４０２は、例えば１９９７年１２月にＦＣＣによって認可されたア
ドバンステレビジョンシステム委員会標準信号フォーマットのようなより高性能
のテレビジョン信号を供給する。これらは、多数のＳＤＴＶ信号から最高１９Ｍ
ｂ／秒を必要とするＨＤＴＶ信号にわたる。他のフォーマットが等しく受け入れ
られる。１９Ｍｂ／秒の容量は２つ以上のチャネルの利用を必要とするであろう
。図２３の技術は上記目的のため図２４に応用される。マルチプレクサ２４５４
はアドバンスデジタルテレビジョン受信機ＴＶ２４６８にサービスする。ＴＶ２
４６８は、広いスクリーン、より高い垂直及び水平解像度、５．１チャネルのサ
ラウンドサウンド、プログレッシブスキャン、より広いカラー帯域幅表示器、及
び音と字幕両方の多言語を選択的に含むことが可能である。
【０３１６】 本発明はまた、ホストとして機能するアナログテレビジョンチャネルの品質を
強化するために使用される可能な信号の供給を可能にする。これらの強化は、デ
ジタルサウンド（現在のＮＴＳＣテレビジョンサウンドはアナログである）と、
アドバンステレビジョン受信機で見られるより高品質のアナログ信号を用意する
改良された色信号と他の信号とを含むがそれらに限定されない。この機能はまた
、表示されるプログラムに関する情報を含みうる。この情報は、映画タイトル、
映画の残り時間、あるいはステーションのコールサイン又はプログラミングサー
ビスの名前を含むかもしれない。グラフィックユーザインタフェース（ＧＵＩ）
と関連して使用されるとき、他の動作を開始するためにアイコンを「クリック」
することが可能である。上記の特徴はこの機能によって促進される。図２５は、
デジタル信号が、接続２５７０を有する通常のＮＴＳＣとして受信機ＴＶ２５６
８に設けられるアナログＮＴＳＣ信号の助けとして使用される点で図２４とは異
なる。発信の点で、解像度分離器２５０４は、通常はＮＴＳＣの一部でないより
高い解像度構成要素を抽出しつつ、通常のＮＴＳＣがテレビジョン変調器又は送
信機＃ｎ ２５１０を通過するのを可能にする。これらのより高い解像度構成要
素はデジタル圧縮ユニット２５０８に通過され、このユニットは次に、図２４に
確認されるのと同じ方法で信号のデジタル部分を処理する。この方法はＮＴＳＣ
信号を強化するために必要なデータ量を緩和し、１つのみの又はおそらく２つの
チャネルの十分な容量を確認することが可能である。
【０３１７】 図２６では、信号発信側で大容量データサーバ２６０２がデジタル圧縮ユニッ
ト２６０８に供給する。信号受信側では、マルチプレクサ２６５４はパーソナル
コンピュータＰＣ＃１ ２６３２とウェブアライアンス２６６６のために働き、
後者は次に、テレビジョン受信機、ＴＶ２６６８のために働く。他の点では、図
２６は図２５及び図２４と同じである。ウェブアライアンス２６６６とパーソナ
ルコンピュータＰＣ＃１ ２６３２はそれぞれ帰路２６７２と２６７０を有する
ことが可能である。帰路は、電話線、ケーブルテレビジョンライン、あるいはＭ
ＭＤＳ上の復帰周波数であることが可能である。ウェブアライアンスはテレビジ
ョン受信機表示器のために最適化された方法で画像をフォーマットする。
【０３１８】 いくつかの他のサービスが、ファクシミリ、オーディオサービス、電子会議、
遠隔測定等のような、しかしそれらに限定されないデジタル通路を介して供給さ
れうることを理解すべきである。
【０３１９】 米国のテレビジョンは大きな変化を経験している。高品位テレビジョンは１９
９８年後期に米国の多くの地域で利用可能であることが予想される。本発明は、
すべての既存のアナログテレビジョン受信機を補助し続ける必要があるスペクト
ルの効用を最大にすることによって、今日のアナログ世界と明日のデジタル世界
との間の滑らかな移行を可能にする。現在、ＤＴＶ受信機の価格は５，０００ド
ルから１０，０００ドル強の範囲にあると予測される。本発明は、すぐには消え
ないアナログテレビ番組ソースを受信し続ける既存のアナログテレビジョン受信
機を利用し続けつつ、付加的なテレビジョンプログラミング、品質を改良したア
ナログテレビジョンプログラミング、あるいは多数のデータサービスを市場決定
として利用する機会を消費者に提供する。
【０３２０】 放送市場は多くのチャネルを有する多重送信機及びケーブルシステムによって
奉仕されるので、本発明は、より大きな容量のためにこれらのマルチチャネルの
データリソースの結合を可能にする。同様に、任意の１つのチャネルのリソース
は、より控えめな用途に奉仕するためにより小さな容量のデータパスに分割しう
る。本発明は、結合されたリソースを識別し、割り当てるために使用されるディ
レクトリを含む。
【０３２１】 かくして、送信システムのデータ容量を拡張するための装置、システム及び
方法の好適な実施形態を説明してきたが、ある利点が達成されたことは、当業者
には明白であるべきである。種々の修正、適合及びその代替実施形態が本発明の
範囲と精神内において行うことが可能であることもまた理解されるべきである。
本発明はさらに次の請求項によって規定される。
【図面の簡単な説明】
図面の簡単な説明
【図１Ａ】 図１ａは０．０Ｈｚに正規化されたテレビジョン信号スペクトルのグラフであ
る。
【図１Ｂ】 図１ｂはフラット応答テレビジョン受信機の出力のグラフである。
【図１Ｃ】 図１ｃは理想的かつ典型的なＴＶ受信機応答曲線のグラフである。
【図１Ｄ】 図１ｄはステレオ聴覚ベースバンドスペクトルのグラフである。
【図２】 図２は従来技術のテレビジョン送信機のブロック図である。
【図３】 図３は従来技術のテレビジョン受信機のブロック図である。
【図４Ａ】 図４Ａは位相変調を用いた視覚信号に埋め込まれたデータを有する従来技術の
テレビジョン送信機のブロック図である。
【図４Ｂ】 図４Ｂは図４Ａの補正器サブシステムのブロック図である。
【図４Ｃ】 図４Ｃから４Ｅは図４Ｂの補正器サブシステムの種々の点でのスペクトルを示
す図である。
【図５Ａ】 図５Ａは本発明の他の好ましい実施例による付加された直交位相サイドバンド
を用いた視覚信号に埋め込まれたデータを有するテレビジョン送信機のブロック
図である。
【図５Ｂ】 図５Ｂはベースバンドビデオソース５０１のＮＴＳＣベースバンドビデオの実
際の電圧波形である。
【図５Ｃ】 図５Ｃはデータソース５２７（上部に示す）の出力及び低域通過フィルタ５３
２（下部に示す）の出力での２レベルデータの実際の電圧出力波形である。
【図５Ｄ】 図５Ｄは二重にサイドバンド変調されたＮＲＺデータによる ＤＳＢデータ変調器５３７の出力の実際のスペクトルグラフである。
【図５Ｅ】 図５ＥはＮＲＺデータによる補正器サブシステムの出力でのデータ信号 の実際のスペクトルグラフである。
【図５Ｆ】 図５ＦはＶＳＢフィルタ５０９の前の視覚送信機５０７の出力での実際のスペ
クトルグラフである。上部には通常のＮＴＳＣ、下部には視覚データ信号が示さ
れる。
【図５Ｇ】 図５ＧはＶＳＢフィルタ５０９の後の実際のスペクトルグラフである。上部に
は通常のＮＴＳＣ、下部には視覚データ信号が示される。
【図６Ａ】 図６Ａは本発明の他の好ましい実施例による視覚信号にデータを埋め込むブレ
ンド法のテレビジョン送信機のブロック図である。
【図６Ｂ】 図６Ｂはより高いデータスループットを得るために視覚搬送波上のインプレッ
シング（impressing）データの付加的及び位相変調モードに対する異なるデータ
ソースを用いる送信機のブロック図である。
【図７】 図７は同期検波器を有するテレビジョン用の直交位相に埋め込まれたデータを
有する送信機のブロック図である。
【図８Ａ】 図８Ａは準同期検波器を有するテレビジョン用の直交位相に埋め込まれたデー
タを有する送信機のブロック図である。
【図８Ｂ】 図８Ｂは搬送波及びサイドバンドベクトルが整列したときの時点での輝度信号
を示す。
【図８Ｃ】 図８Ｃは直交位相の信号が付加されたときに輝度信号上の影響を示す。
【図８Ｄ】 図８Ｄはデータの直流成分が除去されたときの輝度信号を示す。
【図８Ｅ】 図８Ｅは包絡線検波器により検波された誤差を示す。
【図８Ｆ−１】 図８Ｆはデータが直交位相にあるとき包絡線検波器により検波された誤差の表
とグラフを示す。
【図８Ｆ−２】 図８Ｆはデータが直交位相にあるとき包絡線検波器により検波された誤差の表
とグラフを示す。
【図８Ｆ−３】 図８Ｆはデータが直交位相にあるとき包絡線検波器により検波された誤差の表
とグラフを示す。
【図９Ａ】 図９Ａは本発明の他の好ましい実施例による直交データによる干渉を低減する
回路を有するテレビジョン送信機のブロック図である。
【図９Ｂ】 図９Ｂは本発明の他の好ましい実施例による視覚レベルの機能として、直交デ
ータによる干渉を低減する回路を有するテレビジョン送信機のブロック図である
。
【図９Ｃ】 図９Ｃは本発明の他の好ましい実施例による視覚レベルの機能として、直交デ
ータによる干渉を低減する回路を有するテレビジョン送信機のブロック図である
。
【図１０】 図１０は低減信号を決定するために用いられるシステムのブロック図である。
【図１１】 図１１はアナログ低減信号を発生する図１０のシステムのブロック図である。
【図１２Ａ】 図１２はリアルタイムで低減信号を発生する図８と図１０を結合するシステム
のブロック図である。
【図１２Ｂ】 図１２はリアルタイムで低減信号を発生する図８と図１０を結合するシステム
のブロック図である。
【図１３】 図１３は本発明の他の好ましい実施例による視覚レベルに対する低減信号の量
に関係する他のシステムのブロック図である。
【図１４】 図１４は本発明の他の好ましい実施例によるＮＴＳＣカラー信号の位相成分を
予わいさせる（predistort）テレビジョン送信機のブロック図である。
【図１５Ａ】 図１５Ａは多レベルデータを有する聴覚搬送波の線形（リニア）ＡＭ変調をな
すテレビジョン送信機のブロック図である。
【図１５Ｂ】 図１５Ｂは聴覚副搬送波上の別の変調された多レベルデータを重畳するテレビ
ジョン送信機のブロック図である。
【図１６Ａ】 図１６Ａは高域通過フィルタを有する聴覚データ受信機のブロック図である。
【図１６Ｂ】 図１６Ｂはナイキスト型フィルタを有する聴覚データ受信機のブロック図であ
る。
【図１６Ｃ】 図１６Ｃはベースバンド等化をなす聴覚データ受信機のブロック図である。
【図１７Ａ】 図１７Ａはデータ復調器及びデータ抽出器用のブロックを有する本発明の他の
好ましい実施例によるテレビジョン受信機のブロック図である。
【図１７Ｂ】 図１７Ｂはデータ復調器及びデータ抽出器用のブロックを有する分離（split
）中間周波数を有する本発明の他の好ましい実施例によるテレビジョン受信機の
ブロック図である。
【図１７Ｃ】 図１７Ｃはデータ復調器及びデータ抽出器用の内容の一バージョンのブロック
図である。
【図１７Ｄ】 図１７Ｄは本発明の他の好ましい実施例による改善されたデータ回復を可能と
するテレビジョン受信機のブロック図である。
【図１７Ｅ】 図１７Ｅは本発明のテレビジョン以外の受信機での実施を示す。
【図１８Ａ−１】 図１８Ａはデータの送信用の３レベルコードと比較した２レベルコードのリス
トを示す。
【図１８Ａ−２】 図１８Ａはデータの送信用の３レベルコードと比較した２レベルコードのリス
トを示す。
【図１８Ａ−３】 図１８Ａはデータの送信用の３レベルコードと比較した２レベルコードのリス
トを示す。
【図１８Ａ−４】 図１８Ａはデータの送信用の３レベルコードと比較した２レベルコードのリス
トを示す。
【図１８Ｂ−１】 図１８Ｂはデータの送信用の４レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｂ−２】 図１８Ｂはデータの送信用の４レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｂ−３】 図１８Ｂはデータの送信用の４レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｂ−４】 図１８Ｂはデータの送信用の４レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｂ−５】 図１８Ｂはデータの送信用の４レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｂ−６】 図１８Ｂはデータの送信用の４レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｂ−７】 図１８Ｂはデータの送信用の４レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｂ−９】 図１８Ｂはデータの送信用の４レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−２】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−３】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−４】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−５】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−６】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−７】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−８】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−９】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１０】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１１】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１２】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１３】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１４】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１５】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１６】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１７】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１８】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−１９】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−２０】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−２１】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１８Ｃ−２２】 図１８Ｃはデータの送信用の５レベルコードのリストを示す。
【図１９Ａ】 図１９は２つのデータ信号に対するノイズ、歪み、干渉に対する差動（differ
ential）イミュニティを提供するためにデータのエンコーディングで等しくない
ステップの使用を示す。
【図１９Ｂ】 図１９は２つのデータ信号に対するノイズ、歪み、干渉に対する差動（differ
ential）イミュニティを提供するためにデータのエンコーディングで等しくない
ステップの使用を示す。
【図１９Ｃ】 図１９は２つのデータ信号に対するノイズ、歪み、干渉に対する差動（differ
ential）イミュニティを提供するためにデータのエンコーディングで等しくない
ステップの使用を示す。
【図２０】 図２０は最初に復調する必要がなく、次に信号を復調する変調されたテレビジ
ョン信号に本発明による信号を挿入するために用いられ得るヘテロダインプロセ
ッサのブロック図を示す。
【図２１】 図２１はアナログＮＴＳＣテレビジョン信号を有する複数のプログラム及びデ
ィレクトリを同時に搬送するための本発明の適用を示すブロック図である。
【図２２】 図２２は選択的な戻り信号路を有する複数データソース及び、アナログＮＴＳ
Ｃテレビジョン信号を有するプログラムソース及びディレクトリの搬送のために
本発明を適用することを示す図である。
【図２３】 図２３は統計的マルチプレクシングを用いて複数プログラムソース及びデータ
ソースを搬送し、標準アナログＮＴＳＣ信号をテレビジョンチャンネルに搬送す
るときにいくつかのテレビジョンチャンネルにわたりデータを配送するよう本発
明を適用したブロック図を示す。
【図２４】 図２４はデジタル形式でより高い解像度のプログラムソースを搬送し、 テレビジョンチャンネルに標準アナログＮＴＳＣ信号を搬送するときに一以上の
テレビジョンチャンネルにわたりデータを配送するよう本発明を適用したブロッ
ク図を示す。
【図２５】 図２５はテレビジョンチャンネルに標準アナログＮＴＳＣ信号を搬送するとき
に一以上のテレビジョンチャンネルにわたりデジタル形式でより高い解像度の補
助的な情報を有するＮＴＳＣプログラムを配送するよう本発明を適用したブロッ
ク図を示す。
【図２６】 図２６はデジタル形式で高い容量のデータを搬送し、テレビジョンチャンネルに
標準アナログＮＴＳＣ信号を搬送するときに一以上のテレビジョンチャンネルに
わたりデータを配送するよう本発明を適用したブロック図を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，Ｅ Ａ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ， ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，Ｇ Ｅ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ， ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ， ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，Ｚ Ｗ (72)発明者 ディキンソン， ロバート ヴイ． アメリカ合衆国 18103 ペンシルヴァニ ア州， アレンタウン， スウィート 450， マーコン ブールヴァード 961 (72)発明者 スィスィオラ， ウォルター エス． アメリカ合衆国 06490−1027 コネティ カット州， サウスポート， ハルズ フ ァーム ロード 45 Ｆターム(参考） 5C025 AA00 AA03 AA08 AA09 5C063 AA02 AB03 AB05 AC01 AC05 CA23 CA31 DA20 DB02 5K060 BB07 CC11 DD03 FF06 GG06 HH01 HH06 HH11 HH34 KK08

Claims (35)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 マルチレベルデジタル情報を少なくとも一つのプログラムソ
    ースから送信するためのシステムであって、 マルチレベルデジタル情報を搬送波に変調するための回路と； 該搬送波をアナログテレビジョンプログラムで変調するための回路と； 該変調回路に接続された視覚送信機とを含む上記システム。
  2. 【請求項２】 上記マルチレベルデジタル情報を搬送波に変調するための回
    路が、さらに、 上記マルチレベルデジタル情報を視覚搬送波に位相変調して、位相変調された
    搬送波の周辺に複数の側波帯を生じさせる位相変調器と； 側波帯の振幅及び位相を調節するための回路とを備える請求項１に記載のマル
    チレベルデジタル情報を送信するためのシステム。
  3. 【請求項３】 上記側波帯の振幅及び位相を調節するための回路が、さらに
    、 ナイキストフィルタと； 第１発信器と； ナイキストフィルタ及び第１発信器に接続された第１ミキサと； 第１ミキサと接続された第１バンドパスフィルタと； 第２発信器と； 第１バンドパスフィルタ及び第２発信器に接続された第２ミキサと； 第２ミキサと接続された第２バンドパスフィルタとを備える請求項２に記載の
    マルチレベルデジタル情報を送信するためのシステム。
  4. 【請求項４】 上記マルチレベルデジタル情報を搬送波に変調するための回
    路が、さらに、 マルチレベルデジタル情報を第１搬送波に位相変調して、位相変調された第１
    搬送波の周辺に複数の第１側波帯を生じさせる位相変調器と； 上記複数の第１側波帯の振幅及び位相を調節するための回路と； 複合ビデオ信号を第１搬送波に振幅変調してテレビジョン視覚搬送波を生じさ
    せる回路と； 上記視覚搬送波に対して直角位相である随意に抑制された第２の搬送波に、マ
    ルチレベルデジタル情報を変調して、変調された第２搬送波の周辺に複数の第２
    側波帯を生じさせる回路と； 複数の第２側波帯の振幅及び位相を調節するための回路と； 複数の第２側波帯とテレビジョン視覚搬送波を結合するための回路とを備える
    請求項１に記載のマルチレベルデジタル情報を少なくとも一つのプログラムソー
    スから送信するためのシステム。
  5. 【請求項５】 さらに、第２のマルチレベルデジタル情報をもたらす第２の
    プログラムソースと； 第２搬送波に第２マルチレベルデジタル情報を変調するための回路とを備える
    請求項４に記載のマルチレベルデジタル情報を送信するためのシステム。
  6. 【請求項６】 マルチレベルデジタル情報をプログラムソースから送信する
    ためのシステムであって、 アナログテレビジョンプログラムで変調された視覚搬送波を生じさせるための
    回路と； 上記視覚搬送波に対して直角位相である第２搬送波を生じさせる回路と； 上記マルチレベルデジタル情報を第２搬送波に変調して、変調されて随意に抑
    制された第２搬送波の周辺に複数の側波帯を生じさせる回路と； 上記複数の側波帯の振幅及び位相を調節するための回路と； 変調された第２搬送波と複数の側波帯の強度を調節するためのレベル制御回路
    と； 上記複数の側波帯と視覚搬送波を結合させるための回路と； 上記結合回路と接続された視覚送信機とを備える上記システム。
  7. 【請求項７】 さらに、結合された複数の側波帯と視覚搬送波から得られる
    テレビジョン表示画像における視覚性を低減する回路であって、変調前にマルチ
    レベルデジタル情報を処理する回路を備える請求項６に記載のマルチレベルデジ
    タル情報を送信するためのシステム。
  8. 【請求項８】 さらに、低減信号を生じさせる回路と； 上記低減信号を上記視覚搬送波に注入するための回路とを備える請求項６に記載
    のマルチレベルデジタル情報を送信するためのシステム。
  9. 【請求項９】 低減信号を生じさせる回路が、さらに、 複数の波形整形回路と； 上記複数の波形整形回路に接続されたレベル制御回路と； 上記レベル制御回路に接続された第１遅延回路と； 上記視覚搬送波を生じさせる回路に接続された第２遅延回路と； 第２遅延回路に接続されたコンバイナとを備える請求項８に記載のマルチレベ
    ルデジタル情報を送信するためのシステム。
  10. 【請求項１０】 マルチレベルデジタル情報を少なくとも一つのプログラム
    ソースから送信するためのシステムであって、 アナログテレビジョンプログラムで変調された視覚搬送波を生じさせる回路と
    ； 上記視覚搬送波に対して直角位相である第２搬送波を生じさせるための回路と
    ； マルチレベルデジタル情報を第２搬送波に変調して、変調された第２搬送波の
    周辺に複数の側波帯を生じさせる回路と； 複数の側波帯の振幅及び位相を調節するための回路と； 変調された第２搬送波と複数の側波帯の強度を調節するためのレベル制御回路
    と； 複数の側波帯と視覚搬送波を結合させるための回路と； 該結合回路と接続された視覚送信機と； 第２のマルチレベルデジタル情報をもたらす第２デジタルプログラムソースと
    ； テレビィジョンオーデオにより変調された聴覚搬送波に、第２マルチレベルデ
    ジタル情報を変調するための回路と； 第２マルチレベルデジタル情報を変調するための回路と接続された聴覚搬送波
    とを備える上記システム。
  11. 【請求項１１】 第２マルチレベルデジタル情報を変調するための回路が、
    さらに、 マルチレベルデータソースと； ベースバンド音声ソースと； 上記ベースバンド音声ソースに接続された第２周波数変調器と； 第２周波数変調器の出力に接続された入力とマルチレベルデータソースに接続
    された第２入力とを有する振幅変調データ変調器と； 振幅変調データ変調器に接続されたバンドパスフィルタと； バンドパスフィルタに接続された音声送信機とを備える請求項１０に記載のマ
    ルチレベルデジタル情報を送信するためのシステム。
  12. 【請求項１２】 上記バンドパスフィルタが非対称側波帯の組を生じさせる
    残留側波帯特性を有する請求項１１に記載のマルチレベルデジタル情報を送信す
    るためのシステム。
  13. 【請求項１３】 視覚搬送波と聴覚搬送波との少なくとも一つの中のデジタ
    ルプログラムを受信するためのシステムであって、 視覚搬送波を含む所望の周波数帯域を受信するのに適したビデオ受信機と； 上記受信機に接続された第１データ復調器と； 第１データ復調器に接続された第１データ抽出器とを備える上記システム。
  14. 【請求項１４】 さらに、第２デジタルプログラムを有する聴覚搬送波を含
    む所望の周波数帯域を受信するのに適したオーデオ受信機と； 上記オーデオ受信機に接続された第２データ復調器と； 第２データ復調器に接続された第２データ抽出器とを備える請求項１３に記載
    のデジタルプログラムを受信するためのシステム。
  15. 【請求項１５】 上記システムがテレビジョン受信機中に組み込まれている
    請求項１３に記載のデジタルプログラムを受信するためのシステム。
  16. 【請求項１６】 第２データ復調器が、さらに、 バンドパスフィルタと； 上記バンドパスフィルタに接続された振幅変調検出器とを備える請求項１３に
    記載のデジタルプログラムを受信するためのシステム。
  17. 【請求項１７】 第１データ抽出器が、さらに、 データ復調器に接続された第１入力とクロック回路に接続された第２入力と異
    なる閾値電圧に接続された第３入力をそれぞれ備える複数のレベルスライサーと
    ； 上記複数のレベルスライサーに接続され、複数のレベルスライサーの出力を論
    理ニ値に変換するための複数の論理回路と； 多重データ信号用の差分ノイズ耐性をもたらすための複数の非等価間隔閾値電
    圧とを備える請求項１３に記載のデジタルプログラムを受信するためのシステム
    。
  18. 【請求項１８】 さらに、ベースバンドイコライザを備え、ベースバンドイ
    コライザによるスペクトルの検出に続いてバンドパスフィルタが使用される請求
    項１６に記載のデジタルプログラムを受信するためのシステム。
  19. 【請求項１９】 第１データ復調器が、さらに、 ミキサと； 上記ミキサの第１入力に接続された位相シフタと； 上記ミキサの第２入力に接続された増幅器と； 上記位相シフタに接続されたフェーズロックループと； 上記フェーズロックループに接続されたバンドパスフィルタと； 上記バンドパスフィルタに接続された、中間周波数アンプを有するテレビィジョ
    ン受信機とを備える請求項１３に記載のデジタルプログラムを受信するためのシ
    ステム。
  20. 【請求項２０】 第１データ復調器が、さらに、 コンバイナと； 上記コンバイナに接続された第１ミキサと； 上記コンバイナに接続されたハイパスフィルタと； 上記コンバイナに接続された第２ミキサと； 第２ミキサに接続されたフェーズロックループと； 上記視覚搬送波を含む周波数帯域に同調された中間周波数増幅器を有する受信
    機であって、中間周波数増幅器がフェーズロックループに接続されている該受信
    機と； 第１ミキサ、第２ミキサ及び中間周波数増幅器に接続された増幅器と； フェーズロックループ、中間周波数アンプ及び第１ミキサに接続された位相シ
    フタとを備える請求項１３に記載のデジタルプログラムを受信するためのシステ
    ム。
  21. 【請求項２１】 第１データ復調器が、さらに、垂直帰線消去多重レベル信
    号検波器を備える請求項１４に記載のデジタルプログラムを受信するためのシス
    テム。
  22. 【請求項２２】 さらに、第１及び第２デジタルプログラムを出力する出力
    装置を備える請求項１４に記載のデジタルプログラムを受信するためのシステム
    。
  23. 【請求項２３】 上記出力装置がさらにＭＰＥＧ圧縮ビデオデコーダを備え
    る請求項２２に記載のデジタルプログラムを受信するためのシステム。
  24. 【請求項２４】 上記出力装置がさらにウエブ装置を備える請求項２２に記
    載のデジタルプログラムを受信するためのシステム。
  25. 【請求項２５】 上記出力装置がさらにパーソナルコンピュータを備える請
    求項２２に記載のデジタルプログラムを受信するためのシステム。
  26. 【請求項２６】 上記出力装置がさらにアナログテレビジョン受信機を備え
    る請求項２２に記載のデジタルプログラムを受信するためのシステム。
  27. 【請求項２７】 プログラムソースからマルチレベルデジタル情報を送信す
    るシステムであって、 アナログテレビジョンプログラムで変調された視覚搬送波を生じさせる回路と
    ； 変調された視覚搬送波内の情報のディレクトリを送信するための回路と； 視覚搬送波に対して直角位相である第２搬送波を生じさせる回路と； 上記マルチレベルデジタル情報を第２搬送波に変調して、変調された第２搬送
    波の周辺に複数の側波帯を生じさせる回路と； 複数の側波帯の振幅及び位相を調節するための回路と； 変調された第２搬送波及び複数の側波帯の強度を調節するためのレベル制御回
    路と； 上記複数の側波帯を視覚搬送波と結合させる回路と； 該結合回路に接続された視覚送信機とを備える上記システム。
  28. 【請求項２８】 上記ディレクトリが、マルチレベルデジタル情報のデータ
    タイプとマルチレベルデジタル情報の複数のセグメントの位置を識別する請求項
    ２７に記載のマルチレベルデジタル情報を送信するシステム。
  29. 【請求項２９】 上記ディレクトリが、視覚搬送波内で運ばれるデータを識
    別する請求項２７に記載のマルチレベルデジタル情報を送信するシステム。
  30. 【請求項３０】 さらに、上記マルチレベルデジタル情報から冗長性を除去
    するデジタル圧縮装置を備える請求項２７に記載のマルチレベルデジタル情報を
    送信するシステム。
  31. 【請求項３１】 デジタルプログラムを送信するためのシステムであって、 第１データソースと； 第２データソースと； テレビジョン信号ソースと； 基準発信器と； バンドパスフィルタと； 上記バンドパスフィルタに接続された第１ミキサと； 第１ミキサと接続された基準発信器と； 第１ミキサに接続された第１コンバイナと； 第１コンバイナに接続された二重平衡変調器と； 第１データソースに接続された聴覚データエンコーダと； 上記二重平衡変調器に接続された聴覚中間周波数増幅器と； 上記聴覚中間周波数増幅器に接続されたタップ出力を有する第１方向性結合器
    と； 第１方向性結合器に接続された貫通出力を有する第２方向性結合器と； 第２方向性結合器、テレビジョン信号ソース及び基準発信器に接続された第２
    ミキサと； 第２コンバイナと； 第２コンバイナに接続された貫通出力を有する第３方向性結合器と； 第３方向性結合器と第１方向性結合器の貫通出力に接続された視覚中間周波数
    増幅器と； 第２コンバイナに接続された振幅変調器と； 第２データソースと； 上記振幅変調器及び第２方向性結合器のタップ出力に接続されたフェーズロッ
    クループと； 第２コンバイナ及び第２データソースに接続された視覚データエンコーダと； 上記視覚データエンコーダに接続された位相シフタとを備える上記システム。
  32. 【請求項３２】 少なくとも一つのプログラムソースからマルチレベルデジ
    タル情報を送信する方法であって、 上記マルチレベルデジタル情報を搬送波に変調する工程と； 上記搬送波をアナログテレビジョンプログラムで変調する工程と； 上記変調した搬送波を送信する工程とを含む上記方法。
  33. 【請求項３３】 さらに、 上記マルチレベルデジタル情報を上記視覚搬送波に位相変調して、位相変調し
    た搬送波の周辺に複数の側波帯を生じさせる工程と； 上記複数の側波帯の振幅及び位相を調節する工程とを含む請求項３２に記載の
    マルチレベルデジタル情報を送信する方法。
  34. 【請求項３４】 上記マルチレベルデジタル情報を上記搬送波に変調する工
    程が、さらに、 上記マルチレベルデジタル情報を第１搬送波に変調して、変調した第１搬送波
    の周辺に複数の第１側波帯を生じさせる工程と； 上記複数の第１側波帯の振幅及び位相を調節する工程と； 複合ビデオ信号を第１搬送波に振幅変調してテレビジョン視覚搬送波を生じさ
    せる工程と； 上記マルチレベルデジタル情報を上記視覚搬送波に対して直交位相の第２搬送
    波に変調して、第２変調搬送波の周辺に複数の第２側波帯を生じさせる工程と； 上記複数の第２の側波帯の振幅及び位相を調節する工程と； 上記複数の第１及び第２側波帯と上記テレビジョン視覚搬送波を結合する工程
    とを含む請求項３２に記載のマルチレベルデジタル情報を送信する方法。
  35. 【請求項３５】 少なくとも一つのプログラムソースからマルチレベルデジ
    タル情報を送信する方法であって、 アナログテレビジョンプログラムで変調した視覚搬送波を生じさせる工程と； 上記視覚搬送波に対して直交位相の第２搬送波を生じさせる工程と； 上記マルチレベルデジタル情報を第２搬送波に変調して、変調した第２変調搬
    送波の周辺に複数の側波帯を生じさせる工程と； 上記複数の側波帯の振幅及び位相を調節する工程と； 上記変調した第２搬送波及び複数の側波帯の強度を調節する工程と； 上記複数の側波帯と上記視覚搬送波を結合する工程と； 上記結合した側波帯と視覚搬送波を送信する工程とを含む方法。
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