JP2003518839A

JP2003518839A - 既存の通信伝送システムのための拡大された情報容量に関する受信器の改良

Info

Publication number: JP2003518839A
Application number: JP2001547862A
Authority: JP
Inventors: ウォルター，エス．シィシィオラ，; テッド，イ．ハートソン，
Original assignee: エンカメラサイエンシィーズコーポレーション
Priority date: 1999-12-22
Filing date: 2000-12-08
Publication date: 2003-06-10
Also published as: EP1249125A1; MXPA02006191A; AU2081801A; WO2001047260A1; CA2395810A1

Abstract

(57)【要約】本発明は、スペクトル処理の新規な方法を用いて直交する映像信号及びデータ信号を伴った完全な両側波帯スペクトルを合成することによって、国際出願ＷＯ９９／５５０８７に記載されたデータ信号の復調に使用されるデータ受信器の性能を改善する。本発明の新規な技術は、Ｓ／Ｎ比の改善、回路設計の制約の緩和、混合した信号集積回路の実行を含むいくつかの重要な利点を可能とし、データレートをより高速化する。本発明は、また、テレビジョン信号の復調を改良する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】本出願は、１９９９年１２月２２日に出願した「拡大されたデータ容量のため
の受信器の改良」と題する米国出願第６０／１７１,３８４、優先権を主張する
ものであり、この文献を援用して本部の記載の一部とする。

【０００２】本発明の分野本発明は、通信システム、及びテレビジョン伝送や他の伝送を介した追加情報
の伝送方法に関する。本発明は、広範囲にわたる通信伝送に適用されるが、本開
示は（限定的ではないが）、概ねテレビジョンへの適用可能性に焦点を合わせて
いる。

【０００３】本発明の背景アメリカ合衆国でテレビジョン信号の放送伝送のための標準的な方式は、ＮＴ
ＳＣと称されている。これは、画像が視覚的搬送波における残留側波帯変調フォ
ーマットで伝送され、音声成分が分割音声搬送波における周波数変調として伝送
されるアナログシステムである。テレビジョン産業における比較的最近の開発は
、伝送情報をかなり増大させることを要求し、それゆえ必要なベースバンドビデ
オ信号帯域幅を大幅に拡大する高品位テレビジョン（ＨＤＴＶ）の放送に焦点を
合わせている。ディジタルＴＶ帯域幅圧縮の分野では大きな進展がなされて、１
以上のＨＤＴＶ信号が６ＭＨｚの標準テレビジョン帯域幅内で搬送されることが
できる。これらのＨＤＴＶの開発は、技術を組み合わせることにより、ビデオ情
報の完全なディジタル伝送に要求される帯域幅を実質的に減少させてきた。次い
で、同じ圧縮技術を、複数の標準品位テレビジョン（ＳＤＴＶ）信号を同じ帯域
幅におく為に使用することができる。ＨＤＴＶ及びＳＤＴＶの両技術は、一般的
にディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）と称されている。テレビジョン伝送の代わ
りにデータ伝送のＦＣＣにより、当初のＨＤＴＶの目標から更に進むことが可能
である。

【０００４】ＤＴＶの開発及び将来の放送標準としてのその開発の受け入れは、現在のアナ
ログＴＶの放送から圧縮ＤＴＶの放送への移行期間の必要性を生じている。ＤＴ
Ｖへの完全な移行が生じるまでには、標準アナログＮＴＳＣの伝送が長年の間維
持されるので、アナログＮＴＳＣ信号として同じチャンネル内でディジタル信号
の同時で干渉のない伝送を可能にする技術を利用可能にすることが、既存の放送
周波数割り当て内で２（もしくはそれより多い）チャンネル容量の増大をもたら
すであろう。あるいは、アナログＮＴＳＣ信号とともにＤＴＶに加えて、または
ＤＴＶの代わりにデータ伝送が収容される。帯域幅圧縮のより効果的な手段が表
れるならば、同じ６ＭＨｚの帯域幅に、ＨＤＴＶとアナログＮＴＳＣの同時伝送
が魅力的な可能性となる。

【０００５】この仕事の焦点は、ＮＴＳＣテレビジョン信号に合わせられ、一方で同様に残
留側波帯信号伝送システムにも適用される。

【０００６】技術的考察標準ＮＴＳＣフォーマットは、映像及び音声の結合信号の伝送に６ＭＨｚのス
ペクトルを割り当てている。この視覚的搬送波は、低バンドエッジより上の１．
２５ＭＨｚ及び低バンドエッジより上の５．７５ＭＨｚの聴覚的搬送波に配置さ
れる。視覚情報は、残留側波帯振幅変調器（ＡＭ）技術を用いて視覚的搬送波上
で認識され、そのため視覚的搬送波より下の周波数成分が１．２５ＭＨｚ以下の
利用可能なスペクトル割当を占有し、一方で視覚情報に割り当てられる周波数範
囲が視覚的搬送波より上のほぼ４．２ＭＨｚに拡大される。

【０００７】視覚的搬送波より上のほぼ３．５８ＭＨｚ（低バンドエッジより上の４．８３
ＭＨｚ）において、主な視覚的搬送波のカラー副搬送波によって色情報が搬送さ
れる。色情報の変調は、同相かつ直交しており、上側より低い側波帯成分を含ん
でいる。

【０００８】聴覚情報は視覚的搬送波より上の４．５ＭＨｚの別の聴覚的搬送波（低バンド
エッジより上の５．７５ＭＨｚ）で搬送され、１５ｋＨｚを幾分超えた音声周波
数の範囲に渡って、２５ｋＨｚのピーク偏差により周波数変調（ＦＭ）される。

【０００９】注意すべき点として、１）視覚的な輝度情報の振幅変調は、残留フィルタの前
に、直角成分を伴わない単なる同相の変形であり、一方で、２）聴覚的副搬送波
は単に周波数変調される。副搬送波は、時として聴覚的搬送波に加えられるが、
主要な聴覚的搬送波上で周波数変調される。６ＭＨｚのアナログチャンネルにお
ける全ての情報搬送容量が占有されないことが見られる。視覚的搬送波に近い領
域では直角成分がなく、聴覚的搬送波領域では振幅変調成分がない。

【００１０】通常のＴＶスペクトル割当内の追加情報の伝送を可能とする、他の機会が存在
する。Ｗａｖｅｐｈｏｒｅ，Ｉｎｃ．という会社では、視覚的搬送波（低バンド
エッジより５．１５ＭＨｚ〜５．４５ＭＨｚ高い）より上のほぼ３．９〜４．２
ＭＨｚの領域（エリア）で単側波帯位相シフトデータを置く信号を使用し、アナ
ログテレビジョン信号のわずかな干渉のみを生じつつ５００ｋビット／秒の程度
の伝送を可能とする。このシステムは、米国の特許で保護されている。

【００１１】ＮＴＳＣ放送フォーマット内のデータ伝送における他のアプローチとして、Ｄ
ｅｇｉｄｅｃｋ，Ｉｎｃ．により開発されたものがある。この技術は、Ｄ−チャ
ンネルと称されるものであり、ビデオ残留側波帯の低周波数部分において低下さ
れたレベルで動作し、アナログテレビジョン信号のわずかな干渉のみを伴い７５
０ｋビット／秒程度の伝送を可能とする。また、この技術も米国の特許で保護さ
れている。

【００１２】ディジタル圧縮されたＮＴＳＣ信号を伝送するために、毎秒１〜５メガビット
程度のデータ伝送レートが、今日の圧縮技術を使用する際に要求される。上記の
従来技術のシステムでは、アナログＮＴＳＣ信号に対するかなりの且つ受け入れ
ることのできない干渉を引き起こさずに、これらの高速データレートの実現は不
可能である。

【００１３】連邦通信委員会（ＦＣＣ）は、アナログテレビジョンシステムにおいてディジ
タルデータの伝送のための従来技術のシステムの使用を許可しており、他の発明
者が、ＭＭ事件表Ｎｏ．９５−４２中の“テレビジョン放送局伝送のビデオ部分
内のディジタルデータ伝送”のＲｅｐｏｒｔ＆Ｏｒｄｅｒ（Ｒ＆Ｏ）に記載
されている、この種のデータ伝送に関する改善されたシステムを考察することを
奨励している。その奨励に呼応して、ＦＦＣは発明者に対しアリゾナ州のスコッ
ツデールにおいてチャンネル６２の信号を伝送するための試験ライセンスを、１
９９９年９月２３日に許可している。

【００１４】さらに背景となる情報が、１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第
０９／０６２２２５号に見出される。また、更なる背景の情報が、１９９８年に
ＷａｌｔｅｒＣｉｃｉｏｒａ，ＪａｍｅｓＦａｒｍｅｒ，ＤａｖｉｄＬａ
ｒｇｅによってＭｏｒｇａｎＫａｕｆｍａｎｎＰｕｂｌｉｓｈｅｒｓから出
版された“近代ケーブルテレビジョン技術：ビデオ、音声及びデータ通信”（Ｉ
ＳＢＮ１−５５８６０−４１６−２）の９１２ページ〜に見出される。この文
献を援用して本文の記載の一部とする。

【００１５】現存の通信伝送システムの拡大情報容量に関する受信器内の改良の必要性１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６２２２５号の発
明を用いた、データ伝送による理想的でないテレビジョン受信器上で見られる干
渉は、以下のような幾つかの要因によって決定される。１．放送アプリケーショ
ン内の所望の放送領域、２．データレベル数、３．データ受信器の性能、４．デ
ータ信号の投入レベル、５．適用された減少信号量、６．ビデオエラーの許容レ
ベル、７．データエラーの許容レベル。

【００１６】これら全ての要因は、相互に影響し合う。最も重要なことは、与えられたデー
タレート及び放送領域に、より高性能なデータ受信器及びより少ないデータ信号
投入が要求される。これは、理想的でないテレビジョン受信器によって経験する
ようなデータ伝送の干渉の可視化を最小限にする。逆に、他のトレードオフがも
たらされる。例えば、視覚できる干渉の所定量に対して、より高性能なデータ受
信器は、より大きい放送領域もしくは他の所望の利益のいずれかを可能にする。

【００１７】１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６２２２５号（こ
れに限定されない）は、ＮＴＳＣ信号の両側波帯部分に焦点を合わせているが、
本発明は、ＮＴＳＣ信号の両側波帯部分を超えるときに、改善した性能を促進さ
せる。これにより、よい大きなデータ容量がもたらされる。増大したデータ容量
により、重要な必要性を満足させるあきらかな利益となる。

【００１８】１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６２２２５号で開
示された受信器内のフィルタに関して、所定の要求が存在する。本発明の改善に
より、１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６２２２５号
の発明のデータ受信器におけるより高性能なフィルタに対する要求が緩和される
。

【００１９】データ受信器、例えば、年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６
２２２５号の発明のデータ受信器のより費用効果的な実行に対する必要性が常に
存在する。Ｍｉｃｒｏｔｕｎｅ社（http://www.microtune.com）等の開発したよ
うな集積回路の設計における現代的な混合信号技術は、特に費用面で効果的な実
行に適合している。本発明は、１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願
第０９／０６２２２５号の発明のデータ受信器の実行のための技術を用いること
を促進する。

【００２０】本発明の焦点がデータ受信器上にあるとともに、本発明は、同様にしてアナロ
グテレビジョン信号の受信向上に適用可能である。テレビジョン表示用のＶＳＢ
信号受信はかなりの妥協を伴っている。本発明は、多くの妥協を克服するもので
ある。

【００２１】本発明の概要１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６２２２５号に従
うシステムは、聴覚的搬送波の振幅変調及び視覚的搬送波の直交もしくは位相変
調の技術により、数メガビット／秒の範囲でデータの伝送（圧縮ディジタル映像
を含む）を可能とする。１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第０９
／０６２２２５号の明細書及び本発明の開示の議論では、ＮＴＳＣ−Ｍテレビジ
ョン規格に焦点を合わせているが、同様な概念が、ＰＡＬの多用な変形、ＮＴＳ
Ｃの他の変形及びＳＥＣＡＭを含む（これらに限定されない）アナログテレビジ
ョンシステム、他の残留側波帯システム、並びに周波数変調システムにも適用さ
れる。

【００２２】本発明はテレビジョン受信器、特に、１９９８年４月１７日に出願された米国
特許出願第０９／０６２２２５号の、信号の視覚部分のデータ受信器を改良する
。１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６２２２５号の聴
覚部分の受信を、ここでさらに議論しないが、好ましい実施形態に従うトータル
システムの重要な部分が残されている。本発明はその実行を変更しないので、さ
らにここでは議論しない。

【００２３】１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６２２２５号の発
明には、伝送されたデータスペクトルを調整する補償器サブシステムが含まれて
おり、これにより、既存のテレビジョン受信器のナイキストフィルタを通過した
ときに、データスペクトルはテレビジョン信号の視覚的搬送波に対して対称とな
る。テレビジョン受信器のナイキストフィルタを通過後の両側波帯領域において
、補償器サブシステムがナイキストフィルタの効果を正確に補償する程度に、デ
ータ信号が視覚信号と直交する。テレビジョン受信器のナイキストフィルタは、
その搬送波に対して非対称な視覚的スペクトルとなるので、視覚信号は、同相及
び直角成分の両方を有する。テレビジョン受信器内で視覚的搬送波に位相同期（
ロック）された理想的な同期検出器は、視覚信号の同相成分に応答するのみで、
それゆえ直角データ信号並びに視覚信号の直角成分を無視する。

【００２４】１９９８年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６２２２５号の発
明のデータ受信器は、相補的な方法で理想的に動作する。即ち、データ受信器は
ナイキストフィルタを有さない。それゆえ、両側波帯領域における視覚スペクト
ルは、その搬送波に対して対称のままであり、いずれの直角成分をも有さない。
しかしながら、データスペクトルは、データトランスミッタ中の補償器サブシス
テムの動作による同相及び直角成分を両方有する。視覚的搬送波に対して９０度
に位相同期された理想的な同期検出器は、直交データ成分のみに応答し、視覚的
搬送波と完全に同相となる両側波帯領域内の視覚的搬送波並びにデータ信号の同
相成分を無視する。

【００２５】データ受信器の実行には、少なくとも２つの実用上の問題が存在する。第一に
、視覚信号が両側波帯領域の外側に直角成分を有している。その結果、データ検
出器によって復調されたデータ信号が、視覚信号の直角成分による悪影響を受け
る。これを最小限に抑える一つのアプローチとして、直角成分をフィルタにより
強く減衰して、データ同期検出器による検出を防止する。理想的には、このフィ
ルタリングによって、視覚的な直角成分を除去する。しかし、実際のフィルタで
は、これは達成されない。このようなデータ検出器による視覚信号の直角成分の
検出は、データ信号のアイクロージャ（ｅｙｅ−ｃｌｏｓｕｒｅ）をもたらす。
これは、データ検出技術における当業者によって理解されるように、全体的なシ
ステム性能マージンを減少させ、データ検出を困難とする。このフィルタは、デ
ータ成分の振幅または位相が過度に損傷しないようにしつつ、可能な限り多くの
視覚的な直角成分を除去する必要がある。これは、厳しい制約となる。１９９８
年４月１７日に出願された米国特許出願第０９／０６２２２５号の発明では、代
替のフィードフォワード技法を提案しており、その技法はいくらかの利点を有す
るが、まだより良好な技術に対する必要性が存在している。第二に、仮に、デー
タ信号もしくは視覚信号によって経験したネットワーク移送機能が直交関係をく
つがえす位相及び振幅特性を有しているならば、さらに、視覚信号によるデータ
信号の悪影響（汚染）や検出したデータ信号の歪みが生じる。これにより、デー
タ受信器の性能が低下し、トータルシステムの成果における好ましくないトレー
ドオフを強いる。

【００２６】本発明では、視覚信号とデータ信号の両方が、振幅及び位相の両方において搬
送波に対して、それぞれ対称となるような方法で両側波帯信号を合成することに
より、これらの問題を緩和している。これは、同期検出技術を適用して、視覚信
号からデータ信号を明確に分離することを可能とする。

【００２７】両側波帯合成は、受信したスペクトルを反転し、受信したスペクトル自体にそ
の反転したスペクトルを加算することにより達成される。受信信号を反転するこ
とにより、受信したスペクトルにおいて下側波帯の最低周波数を反転したスペク
トルの上側波帯の最高周波数となるようにすることにより、上側波帯と下側波帯
とを交換する。同様に、受信したスペクトルの上側波帯の最高周波数が、反転し
たスペクトルの下側波帯の最低周波数となる。スペクトルの反転を実行するため
の一つの方法が、好ましい具体例に示されている。また、スペクトルの反転の別
の方法が当業者によって実行され得る。

【００２８】本発明の主な焦点はデータ信号の改善された回復であるが、本発明はデータを
含まない信号に対してさえも、テレビジョン受信器設計に対する利益を有してい
る。また、本発明は、視覚的搬送波上で位相変調されるデータ信号の受信を改良
する。本発明を、添付図面に基づいて説明する。

【００２９】詳細な説明以下、本発明の実施形態を詳細に言及し、その例を添付図面に示す。できる限
り、全図面を通して同一または類似の部分を言及するために同一参照番号または
同一後続数字を含む番号を使用する。

【００３０】図１ａは、振幅変調（ＡＭ）されたビデオ搬送波１０２と、周波数変調（ＦＭ
）された音声搬送波１０３と、同相及び直交位相成分で変調されたカラー搬送波
１０５とを含む標準アナログＮＴＳＣテレビジョン信号を示す。テレビジョン信
号の下側波帯は、視覚搬送波より下側の７５０ＫＨｚの周波数まで減衰されない
。信号は視覚搬送波より下側の１．２５ＭＨｚより高いの周波数で、激しく減衰
される。信号は、実用フィルタで実現することができるような方法で、視覚搬送
波より下側の７５０ＫＨｚ〜１．２５ＭＨｚでロールオフされる。このフィルタ
リングが、下側波帯に痕跡を生じさせ、用語「残留側波帯」（ＶＳＢ）変調を導
く。ＶＳＢ技術は、テレビジョンチャンネルに割り当てられた６ＭＨｚ周波数帯
内で残りつつ、増大された解像度を与えるための要望により動機づけられている
。ＶＳＢの実施の詳細は、必要とされるフィルタの経済的実現のための実用的な
検討により決定される。

【００３１】図１ｂは、復調プロセスで引き起こされるこのＶＳＢ技術の困難さを示す。視
覚搬送波より下側の７５０ＫＨｚから視覚搬送波より上側の７５０ＫＨｚまでの
図１ａの領域１０４は、通常の両側波帯変調であり、視覚搬送波より上側の１．
２５ＭＨｚから視覚搬送波より上側の４．０ＭＨｚまでの図１ａの領域１０６は
単側波帯変調であるので、復調信号は、１．２５ＭＨｚ〜４．０ＭＨｚ間のベー
スバンド周波数における信号と比べて、７５０ＫＨｚ以下のベースバンド周波数
では２倍の強度を有する。

【００３２】図１ｃは、この問題を扱うためにアナログテレビジョン受信器に採用された解
法を示す。復調前に、信号は、視覚搬送波に対して非対称であるフィルタで重み
付けされ、そして、視覚搬送波周波数１０２において、フィルタを通過した信号
を半分の強度にさせる。これは、ゼロベースバンド周波数から最高周波数までの
復調信号の強度を規格化する。この非対称特性を持つタイプのフィルタはナイキ
ストフィルタと呼ばれる。

【００３３】図２ａは、信号発生地点におけるデータ及びビデオ変調器の信号を示す。図２
ｂは、１９９８年４月１７日に出願された米国特許第０９／０６２２２５号の発
明のデータ受信器における信号の処理を示しており、一方、図２ｃは、通常のテ
レビジョン受信器におけるこれらの信号の処理を示す。

【００３４】この時点で、従来の両側波帯信号は同相成分のみを有するということを認識す
ることが重要である。直交位相成分は持たない。また、従来の両側波帯構造でな
い信号は、同相及び直交位相成分の両方を有する。この結果、視覚搬送波より下
側の７５０ＫＨｚから視覚搬送波より上側の７５０ＫＨｚの間の図１ａの視覚信
号は、従来の両側波帯信号であり、同相成分のみを有する。視覚搬送波より上側
の７５０ＫＨｚより高い周波数の信号は、従来の両側波帯信号でなく、そのため
同相及び直交位相成分の両方を有する。これは、図２ａの中段に示されている。
図２ａの上段の左部には、従来の両側波帯テレビジョン信号を、図２ａの中段の
ＶＳＢ信号２０４に変換するＶＳＢフィルタ特性２０２を示す。

【００３５】信号の搬送波と同じ位相及び周波数を有する余弦波を信号に掛けるというよく
知られた同期復調のプロセスは、信号の同相成分のみに応答する。もし、同じ信
号に９０度位相シフトした余弦波（これは、正弦波になる）を掛けると、直交位
相成分のみが復調される。この手法により、同相及び直交位相成分は互いに、完
全に分離される。

【００３６】図２ｃの上段には、テレビジョン受信器のナイキストフィルタ特性２０６を示
し、図２ｃの中段には、テレビジョン受信器のナイキストフィルタ２０６を通過
した後のテレビジョン信号スペクトル２０８を示す。このスペクトルには、搬送
波に対して対称である部分が無いので、このスペクトルの全部分は、同相及び直
交位相成分を持っている。

【００３７】従来のアナログ及びデジタルテレビジョン信号のより詳細な議論は、発明者の
テキストの一つである「ＭｏｄｅｒｎＣａｂｌｅＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎ
Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｉｄｅｏ，Ｖｏｉｃｅ，ａｎｄＤａｔａＣｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」，Ｃｉｃｉｏｒａ，Ｆａｒｍｅｒ＆Ｌａｒｇｅ，１
９９９ＭｏｒｇａｎＫａｕｆｍａｎｎＰｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，ＩＳＢＮ
１−５５８６０−４１６−２の第２及び３章に含まれている。

【００３８】図２ａの下段の左部は、直交位相にシフトされた視覚搬送波２１２上で両側波
帯変調されたデータ信号２１０を示し、そこで、直交位相にシフトされた視覚搬
送波は完全に抑圧されている。このデータ信号２１０は、直角成分のみを有し、
テレビジョン信号の視覚搬送波２１４と同相であるデータ信号成分は存在しない
。もし、この信号が、図２ｃの中段のナイキストフィルタ２０８を通過したとす
れば、その両側波帯の形態は、テレビジョン信号の視覚搬送波２１４と同相の成
分の生成により崩れてしまうであろう。これらの成分は、テレビジョン画面にお
ける干渉として見ることができるようになる。これは、干渉が、普通の状況下で
視聴者の目で見ることができないほどの低レベルに減少されないならば、望まし
く無く、受け入れられるものではないであろう。この困難を防ぐために、受信器
のナイキストフィルタ２０６を通った通過信号が、直角成分のみを含む従来の両
側波帯信号２１６に戻るように変換するように、データ信号は予め歪まされる。
次いで、この信号はテレビジョン受信器の同期復調器により無視されるであろう
。これは、図２ａの上部の右手側に記述されている特性を有するデータ無線周波
数送信フィルタ２１８（データＲＦＴｘフィルタ）で達成できる。このフィル
タ特性２１８は、周波数が反転しているが、受信器２０６中で使用されたナイキ
ストフィルタの形を有する。これは、図２ａの下段に示したような送信データ信
号スペクトル２２０を生じさせる。そのスペクトルは同相及び直交位相成分の両
方を有する。

【００３９】従来技術のデータ復調プロセスが図２ｂに示されている。同期復調は、同相の
視覚信号から直交位相のデータ信号を分離するために使用される。しかしながら
、視覚信号は視覚搬送波より下側の７５０ＫＨｚから視覚搬送波より上側の７５
０ＫＨｚまでの領域においてのみ従来の両側波帯である。その領域以外では、信
号は直交位相の成分２２２を有し、成分２２２はデータ信号同期復調器２２４に
より復調され、データの検出、即ち復調後のベースバンドにおけるデータ信号の
離散レベルの識別と干渉する。

【００４０】たとえデータ復調フィルタ２２６が完全に対称性を持っていても、視覚信号は
スペクトルの一方の側において送信器でＶＳＢフィルタリング２０２のプロセス
を受け、他方の側では受けないであろう。従って、データスペクトルの２つの側
は、完全に対称で無くなり、それゆえ、直角成分が生成される。この直角成分は
、それが復調後のデータ信号の検出と干渉するので、「ルードビデオ」と呼ばれ
ている。視覚信号２０４はデータ信号２１０よりかなり高い強度であるので、合
成フィルタ特性における比較的小さな非対称性が、「ルードビデオ」を生じさせ
、データ検出の際の問題を引き起こす。

【００４１】もし、フィルタリングプロセスが、データ受信器の反転されたＶＳＢフィルタ
の使用により完全に対称的になされれば、ルードビデオは、視覚搬送波と同相で
ある成分のみを有し、検出されないことに注意しなければならない。ＶＳＢフィ
ルタ２０２は正確に特性化されていないので、適当な反転ＶＳＢフィルタの設計
を選択する時に幾分困難があるであろう。データ信号に対する視覚信号の相対強
度は、この選択重要性の精度を与える。テレビジョン受信器において、データ信
号２１６は視覚信号２０８よりかなり低い強度であるので、送信データフィルタ
２１８（理想的には、受信器のナイキストフィルタ２０６の反転したもの）を整
合する際の精度の度合いはそれほど重要ではない。この状況は、データ信号２１
０が視覚信号２０４と相関が無いこと、そして、不完全性が、幾分不快なパター
ンや映像よりむしろノイズとして現れるという事実からさらに利点がある。

【００４２】図３ａは、データ両側波帯スペクトル３０２（２乗余弦の形状である。これは
例示目的のためだけに選んだもので、これに限定されるものではない）を示す。
データ送信フィルタ特性３０４の形状は示されている（線形フィルタとしている
。これは例示目的のためだけに選んだもので、これに限定されるものではない）
。生じた送信データ信号３１０は非対称であり、それゆえ、同相及び直角成分の
成分を有する。

【００４３】図３ｂは、テレビジョン受信器のナイキストフィルタ３０６を通過し、視覚デ
ータと直交しているスペクトル成分のみを有する対称的なスペクトル形状３１２
にもう一度変換される送信データ信号３０８を示した。そこで、テレビジョン受
信器の同期復調器はデータ信号に応答しないであろう。データ信号はかなり低い
強度であるので、それを対称的なスペクトルに変換する際のいくらかの不正確さ
は、通常の視聴状況では視覚出来ない比較的小さな干渉を生じさせる。

【００４４】図４は、「両側波帯信号の合成によるビデオからのデータ分離」と呼ばれる本
発明の原理の一つの具体例と同期復調を示す。図４ａでは、本発明がテレビジョ
ン信号を任意に受信するためのデバイス中に備えられている。ＴＶ受信器は、出
力が３つのパスに分かれているナイキストフィルタ４０６を有する。一番目のパ
ス４０２は搬送波信号を再生する機構に送られている。位相同期ループ４０２は
例示目的のためにここに示したが、これに限定されるものではない。再生搬送波
信号は、視覚信号の同期復調のために混合器４０８で使用される。再生搬送波信
号は、また、４１０で位相シフトされて、データ信号の同期復調のために、もう
一つの混合器４１２で使用される。２番目のパス４１４は、スペクトル反転器ブ
ロック４１６に送られる。このブロックは、視覚搬送波に対して対称的に、高い
周波数を低い周波数に、そして低い周波数を高い周波数に交換することにより、
ナイキストフィルタ４０６を通過した後の全受信スペクトルを反転させる。３番
目のパス４１８は、他の処理されていない信号の正確なタイミングを保証するた
めの精密位相補正遅延器４２０に送られる。スペクトル反転信号と正確に遅延さ
れた信号は、両側波帯を形づくるために加算される。図４ｂは、ナイキストフィ
ルタ４２６を通過する前の受信されたテレビジョン信号４２２とデータ信号４２
４を示す。テレビジョン信号４２２は、例示目的のためにＮＴＳＣ信号で示して
いるが、これに限定されない。テレビジョン信号４２２とデータ信号４２４は、
例示目的のために２つの分離された信号として示している。これらの代数的和は
、周波数領域ではスペクトルアナライザー装置で、あるいは時間領域ではオシロ
スコープ装置で見られる。図４ｃは、テレビジョン受信器のナイキストフィルタ
４２６を示す。図４ｄは、テレビジョン受信器のナイキストフィルタ４２６を通
過した後のテレビジョン信号４２８及びデータ信号４３０を示す。データ信号４
３０は、その周波数領域において対称になっており、そのため、直角成分のみを
有する。テレビジョン信号４４８は、同じ周波数領域において非対称になってお
り、同相及び直角成分の両方を有する。図４ｅは、視覚搬送波周波数４３６に対
してスペクトルをフリップさせるスペクトル反転器４１６の出力４３２，４３４
を示す。図４ｆは、正確に遅延されたスペクトルと反転スペクトルの和４３８，
４４０を示す。この時点で、視覚信号４３８とデータ信号４４０の両方は、両側
波帯になっている。視覚信号４３８は、全帯域で、同相成分のみを有し、そして
、データ信号４４０は、全帯域で、直角成分のみを有する。この２つの信号は、
精密なフィルタを必要とせずに、同期復調で完全に分離することができる。もは
やデータ路には、データ路から直角成分を除去するためのうまく設計されたフィ
ルタを必要としない。データ信号４４０により占有された周波数領域、あるいは
データ信号４４０により占有された周波数近傍の任意の周波数領域で、ビデオ信
号４３８の直交ビデオ成分は無くなる。「ルードビデオ」に対処することが無く
なる。

【００４５】図５は、スペクトル反転器５０２の実施を示す。スペクトル反転器５０２は、
それ自体発明ではない。本発明を実施する際、スペクトル反転の他の実施方法も
また有効であることは、認識されるであろう。他の実施の方法は、当業者により
理解されるであろう。最初の局所発信器５０４は受信器の中間周波数ＩＦのＮ倍
で動作する。混合器＃１５０６は、この発信器５０４の余弦波出力を、ビデオ
及びデータが結合された信号と掛けあわせる。図５ｂは、結合されたビデオ及び
データ信号５０８を示す。図５ｃは、Ｎを３と等しくした時の結果を示す。この
選択は例示目的にすぎず、本発明を限定するものではない。混合器５０６は、和
周波数と差周波数を含んだ信号の出力を生じる２重平衡混合器として振る舞う。
入力成分は平衡から外れており、出力では現れない。局所発信器信号５１０は、
混合器５０６の入力におけるその位置を示すため、また、出力信号でそれが現れ
ないことを示すために、破線の矢印として図５ｃ中に示した。図５ｃ中の上側波
帯に形成されている和周波数５１２は、バンドパスフィルタ＃１５１４で維持
され、下側波帯５１６はそのフィルタ５１４で排除される。スペクトル５１２は
、この時点で、反転されず、ただ単に別の周波数にシフトされるだけであること
に注意しなければならない。次に、局所発信器＃２５１８は、ＩＦ周波数の（
Ｎ＋２）倍の周波数で動作する。Ｎは３に等しいとしたので、この説明における
、局所発信器＃２５１８は、ＩＦ周波数の５倍の周波数で動作する。この選択
は、例示目的のためだけであり、これに限定されるものではない。混合器＃２
５２０は、この余弦波出力を、バンドパスフィルタ＃１５１４の出力と掛けあ
わせる。図５ｄは混合器＃２５２０の出力を示す。この混合器は、和周波数と
差周波数を含んだ信号を出力を生じるような２重平衡混合器として振る舞う。入
力成分は平衡から外れており、出力では現れない。局所発信器５１８の信号は、
混合器の入力におけるその位置を示すため、また、出力信号でそれが現れないこ
とを示すために、破線の矢印５２０として図５ｄ中に示した。図５ｄ中の上側波
帯５２２に形成されている和周波数は、バンドパスフィルタ＃２５２４で排除
され、下側波帯５２６はそのフィルタで通過される。通過したスペクトル５２６
は、ここで、反転し、図５ｂの元のスペクトル５０８と同じＩＦ周波数５２８で
あることに注意しなければならない。図５ａの混合器５０６，５２０と特にバン
ドパスフィルタ５１４，５２４は、信号の遅延を生じさせる伝達時間を持ってい
る。これは、図４ａの構成要素の精密位相補正遅延器４２０の必要性を生じさせ
る。

【００４６】図６は、精密位相補正遅延器の実施を示す。精密位相補正遅延器自体は、発明
ではない。本発明を実施する際、他の精密位相補正遅延器の実施方法もまた有効
であることは、認識されるであろう。他の実施の方法は、当業者により理解され
るであろう。図５ａ，図５ｃ及び図５ｄをそれぞれ図６ａ，図６ｃ及び図６ｄと
比較すると、それぞれのフィルタ５１４と６１４，５２４と６２４が同一であり
、混合器４０６と６０６，４２０と６２０が同一であることが説明される。そこ
では、構成要素の整合の正確さのため、この回路を通しての伝達時間はスペクト
ル反転器５０２のそれと同一になる。任意の位相調整器６３０，６３２は実施時
に非整合を補正するために追加された。局所発信器５０４，５１８，６０４は、
差周波数で動作するが、システムを通しての伝達遅延に影響を与えない。図５ａ
から図５ｄの説明は、図６ａから図６ｄの動作の理解を与える。

【００４７】受信スペクトルの残留側波帯部における情報信号は、減衰されていない他方の
側の情報信号と相関がある。その結果、スペクトルが反転され加算される時、電
圧が加算される。これらの２つの側波帯におけるノイズは、相関が無く、ノイズ
電力が加算される。これは、有利な信号対雑音比の改善を生じさせる。

【００４８】ここまで、発明の基本原理を説明してきた。次に、簡易化した例を説明する。

【００４９】図５ａと図６ａのフィルタ５１４，５２４，６１４，６２４は、その動作の理
解の手助けとなる。単独で実施される際、フィルタの主な機能は、混合器５０６
，６０６，５２０，６２０の過負荷を防止することである。理想の混合器は、こ
れらのフィルタを必要としない。すなわち、十分なダイナミックレンジを持った
混合器は、これらのフィルタを必要としない。フィルタ５１４，５２４，６１４
，６２４は出費と複雑さと遅延の元であるが、それらは適切な混合器設計で避け
ることができる。図５ｅは、図５ａのスペクトル反転器５０２を示したが、バン
ドパスフィルタ５１４，５２４は含まれない。図６ｅは、図６ａの精密位相補正
遅延器６３４を示したが、バンドパスフィルタ６１４，６２４は含まれない。図
５ｆ，５ｇ及び５ｈのスペクトル反転器は、図５ｂ，５ｃ及び５ｅに対応し、図
５ｂ，５ｃ及び５ｅと同じ機能で実行する。前者の図のセットでは、望まないス
ペクトルがフィルタで除去されず、それらは所定の位置に残っている。同様に、
図６ｆ，６ｇ及び６ｈの精密位相補正遅延器は、図６ｂ，６ｃ及び６ｅに対応し
、図６ｂ，６ｃ及び６ｅと同じ機能を実行する。前者の図のセットでは、望まな
いスペクトルがフィルタで除去されず、それらは所定の位置に残っている。図５
ｈと図６ｈは、図４ａの加算器４５０の入力を示し、図６ｉは、加算器４５０の
出力を示す。これらの図のスペクトルの形状は、スペクトルが反転した時を簡単
に説明するために、概略化していることに注意しなければならない。これらは実
際のスペクトルあるいはスペクトルの実際の和でさえ意図するものではない。図
６ｊは、位相シフト器４１０の出力を示し、それは混合器４１２に送られ、デー
タ出力に連結される。図６ｋは、その混合器４１２の出力を示す。それが図６ｉ
のスペクトルとＩＦ周波数の和及び差であることに注意しなければならない。そ
こで、もしその結果が、比較的単純なローパスフィルタ６５２で、低域をフィル
タされると、データベースバンドスペクトルだけが残る。最も近い干渉スペクト
ル６５６がＩＦ周波数の２倍の周波数にあり、数ＭＨｚ以下の周波数からなるベ
ースバンドスペクトルから約９０ＭＨｚ離れた位置にあるので、ローパスフィル
タ６５２は、単純で安価である。実際、通常の寄生リアクタンスは高い周波数を
減衰させる。もし、それらの高い周波数成分が完全に除去されない場合、それら
は、データ信号が検出され、デジタル列に変換された時に、アイパターンをわず
かに閉じさせる影響を与えるのみである。システムの信号対雑音比しだいでは、
これは全く容認できる。

【００５０】バンドバスフィルタ５１４，５２４，６１４，６２４の高価さ、複雑さ及び遅
延の問題が回避されることに注意しなければならない。これは、フィルタがかな
り問題となる積分回路の実施では特に重要である。個々の実現においてさえ、フ
ィルタには、見逃せないであろう設計のかなりの労力と費用のかかる部分がある
。信号対雑音比は、本発明で十分に改善される。まさに本発明の革新的な利点の
いくつかがある。

【００５１】図７は、形状を見易くするために拡大したスペクトルである。図７ａは、ナイ
キストフィルタ４０６と精密位相補正遅延器４２０の出力である。図７ｂは、ス
ペクトル反転器４１６の出力を示す。図７ｃは、精密位相補正遅延器４２０とス
ペクトル反転器４１６の出力の和である。テレビジョンスペクトル７３８とデー
タスペクトル７４０の両方は、加算器を通過した後、両側波帯になる。テレビジ
ョン信号７３８は同相成分だけを有し、データ信号７４０は直角成分のみ有する
。これらの成分は、同期復調技術で簡単に分離される。

【００５２】図８は、高品質ビデオが必要とされない場合、あるいは、データ受信器だけが
実施される場合にさらに簡略化した例を示す。それらの場合には、ナイキストフ
ィルタ４０６が除かれている。ナイキストフィルタ４０６は全く無い。図に示す
ように、結果は再び対称的な両側波帯スペクトル８３８，８４０になる。テレビ
ジョンスペクトル８３８とデータスペクトル８４０の両方は、両側波帯である。
テレビジョン信号８３８は同相成分だけを有し、データ信号８４０は直角成分の
みを有する。これらの成分は、同期復調技術で簡単に分離される。テレビジョン
信号８３８は、その低い周波数で予測したより強い強度を有する点で適度に歪ん
でいる。これは、携帯用途に使用されるような小さなスクリーンのテレビジョン
では、問題にはならない。

【００５３】信号のマルチパスを除去するために適応等化器が使用される場合、視覚信号中
の増加した信号強度は、視覚信号がデータの「トレーニング信号」として使用さ
れる時、有利となる。アンテナが、ＮＴＳＣ画像を観察することにより調整され
る特別な場合には、その調整が、データにより占有された周波数領域中の増加し
た信号強度により助けられるであろう。

【００５４】ナイキストフィルタ４０６の除去は、費用及び複雑性の面で救いとなる。これ
は、フィルタが問題である積分回路の実施では特に重要である。ナイキストフィ
ルタ４０６の不在は、少数あるいはたった一つの積分回路での実施を容易にする
。

【００５５】図９ａは、送信データスペクトル９２４を示す。図９ｂは、反転データスペク
トル９３４を示す。図９ｃは、２つのスペクトル９２４，９３４を加算して生じ
た、直角成分のみを含む対称的なスペクトル９４０を示す。

【００５６】図４の実施に比べて、図８の実施には、さらにかなりの利点がある。図４では
、ナイキストフィルタ４０６は、バンドエッジにより近いデータ信号４２４の周
波数を減衰し、同時にＮＴＳＣ信号４２２を減衰させた。ＮＴＳＣ信号４２２と
データ信号４２４は結合しているので、同じ周波数を共に占有している、ＮＴＳ
Ｃ信号４２２の一部とデータ信号４２４の一部を減衰させることは出来ない。受
信器でのデータ周波数のこの減衰は、信号対雑音比を減少させ、それはデータ再
生性能のマージンを低下させる。図８の実施は、スペクトルの重要な部分を排除
するよりむしろ全ての受信データスペクトルを利用することにより、信号対雑音
比の減少を回避する。両方の実施において、側波帯の信号は相関があるのでそれ
らの電圧が加算されるが、一方、ノイズは相関が無いのでノイズ電力が加算され
る。この結果は信号対雑音比の重要な改善となる。

【００５７】図１０は、ＮＴＳＣ信号１０６０の通常の両側波帯領域（これは、視覚搬送波
より上側の７５０ＫＨｚから視覚搬送波より下側の７５０ＫＨｚまでの周波数領
域から構成される）を越えて、データスペクトルが広がる結果を明示する。図１
１は、スペクトルの詳細を示す。図１１ａは、データＲＦ送信フィルタ１１１８
である。視覚搬送波より上側の７５０ＫＨｚから視覚搬送波より上側の１．２５
ＭＨｚまでの範囲のデータ信号が激しく減衰していることに注意しなければなら
ない。図１１ｂは、視覚搬送波より下側の７５０ＫＨｚから視覚搬送波より下側
の１．２５ＭＨｚまでの領域でデータ（及び視覚）信号を強く減衰させるＮＴＳ
ＣＶＳＢフィルタ１１０２である。視覚搬送波より下側の１．２５ＭＨｚより上
側の周波数では、ＶＳＢフィルタ１１０２は、データ及び視覚信号を激しく減衰
させる。図１１ｃは、送信器の２つのフィルタの合成フィルタ関数１１６６であ
る。図１１ｄは、合成フィルタ関数１１６６を再度示し、２乗余弦データスペク
トル１１６８（これは例示目的のためだけであり、これに限定されない）と、デ
ータスペクトル１１６８を動作させたときの合成フィルタ関数の結果１１７０を
示す。送信データスペクトル１１７０が大きく非対称になっていることを見るこ
とができる。それは、視覚搬送波より下側の７５０ＫＨｚと視覚搬送波より下側
の１．２５ＭＨｚの間で急激な落ち込み１１７２がある。それは、視覚搬送波よ
り上側の７５０ＫＨｚと視覚搬送波より上側の１．２５ＭＨｚの間で激しく減衰
している。しかしながら、この信号の情報搬送帯域は１．２５ＭＨｚに広がる。
これは、上述した実施より５０％大きい帯域幅である。

【００５８】図１２ａは、図１１ｄと同様に、受信データスペクトル１２７０を示す。また
、は、スペクトル反転データスペクトル１２７２と受信スペクトル１２７０及び
反転スペクトル１２７２の和１２７４を示す。また、比較のために、オリジナル
のデータスペクトル１２７６が、図１２ａに示されている。ＮＴＳＣ両側帯領域
，搬送波に対して±７５０ｋＨｚ内では、受信スペクトル１２７０と反転スペク
トル１２７２の和１２７４は、オリジナルのデータスペクトル１２７６と同一に
なる。この領域の外側の復元されたデータスペクトルには、いくらか小さな歪み
があるのが気が付くであろう。それは対称であり、それゆえ、同期復調によりビ
デオから分離できる直角成分のみ有するが、そのスペクトルは、視覚搬送波より
下側の１．２５ＭＨｚから視覚搬送波より下側の７５０ＫＨｚの間と、視覚搬送
波より上側の１．２５ＭＨｚから視覚搬送波より上側の７５０ＫＨｚの間で、急
激に落ち込む。この歪みはそれほど深刻なものではなく、データのアイパターン
をわずかに閉じさせることにすぎないであろう。これは、最初の段階の前歪みで
補正でき、この影響は除去することができることに分かる。

【００５９】図１２ｂは、実存するテレビジョン受信器のデータ信号１２１６を示す。テレ
ビジョン受信器のナイキストフィルタ１２０６は、視覚搬送波より下側の７５０
ＫＨｚから視覚搬送波より下側の１．２５ＭＨｚまでの間のデータを激しく減衰
させる。これは、対称になるテレビジョン受信器では、データスペクトル１２１
６を生じさせ、直角成分のみを有する。それは、また、テレビジョン受信器のデ
ータスペクトル１２１６をＮＴＳＣ両側波帯領域に限定する。同期復調は、デー
タ成分１２１６から希望する視覚成分を分離する。視覚信号はデータ信号よりか
なり強い強度であるので、データスペクトル内の小さな非対称性は、ビデオ上で
小さな影響を生じさせるにすぎない。データはビデオと相関がないので、小さな
同相の寄与は、ビデオに小さな量のノイズを加えるのみである。これは、ほとん
ど全ての実用的な環境下では問題にならないであろう。

【００６０】上述は、発明の好ましい具体例を開示する目的で与えられている。本発明に従
ってシステムの構築するため、そして本発明に従ってプロセスを実行するための
改良、削除、追加及び代替技術は、この発明の範囲または精神から離れることな
く達成し得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１ａは、０．０Ｈｚで規格化したテレビジョン信号スペクトル
を示す図である。図１ｂは、フラット応答テレビジョン受信器の出力を示す図で
ある。図１ｃは、理想的で典型的なＴＶ受信器の応答曲線を示す図である。

【図２】図２ａは、データ及び映像変調器信号を示す図である。図２ｂは
、データ受信器信号を示す図である。図２ｃは、テレビジョン受信器信号を示す
図である。図２ｄは、フィルタを用いたデータ検出を示すブロック図である。受
信器は、“ルードビデオ”の障害を受けやすい。

【図３】図３ａは、データＲＦＴｘフィルタを通ったデータスペクトル
を示す図である。図３ｂは、ＴＶ受信器のナイキストフィルタを通ったデータス
ペクトルを示す図である。これはＱ成分のみに生じる（注：上記受信器中にお
いて、スペクトルはＩＦで反転する）。

【図４】図４ａは、本は発明の両側波帯信号の合成を使ったデータ復調器
及び任意のＮＴＳＣ復調器のブロック図を示す図である。図４ｂは、従来のテレ
ビジョン受信器におけるチューナの後方で且つナイキストフィルタの前方のＮＴ
ＳＣスペクトル及びデータスペクトルを示す図である（このスペクトルは、受信
器中の“現状のまま”に示される、即ち、ＲＦにおいて反対となる）。２つのス
ペクトルは、例示目的のために分けて示されている。実施のシステムでは、２つ
のスペクトルが分割して見えることのないよう結合されている。図４ｃは、ＴＶ
受信器のナイキストフィルタ特性を示す図である。図４ｄは、チューナ、ナイキ
ストフィルタ及び精密位相補正遅延器の後方のＮＴＳＣスペクトル及びデータス
ペクトルを示す図である。図４ｅは、スペクトル反転器の出力におけるＮＴＳＣ
スペクトル及びデータスペクトルを示す図である。図４ｆは、加算器の出力にお
けるＮＴＳＣスペクトル及びデータスペクトルを示す図である。

【図５】図５ａは、スペクトル反転器のブロック図である。図５ｂは、Ｉ
Ｆ周波数で見た場合のＩＦスペクトルを示す図である（ＲＦ周波数では反転した
ものが見られる）。図５ｃは、Ｎ＝３の余弦波でヘテロダインし、所望の両側波
帯を選択するためにバンドパスフィルタでフィルタリングした図５ｂのスペクト
ルを示す図である。図５ｄは、Ｎ＝３｛（Ｎ＋２）＝５｝の余弦波でヘテロダイ
ンし、所望の両側波帯を選択するためにバンドパスフィルタでフィルタリングし
た図５ｃのスペクトルを示す図である。図５ｅは、フィルタ無しのスペクトル反
転器を示すブロック図である。図５ｆは、ＩＦ周波数で見た場合のＩＦスペクト
ルを示す図である（ＲＦ周波数では反転したものが見られる）。図５ｇは、Ｎ＝
３の余弦波でヘテロダインした図５ｆのスペクトルを示す図である。図５ｈは、
Ｎ＝３｛（Ｎ＋２）＝５｝の余弦波でヘテロダインした図５ｇのスペクトルを示
す図である。

【図６】図６ａは、スペクトル反転器に使用されているものと全く同じフ
ィルタを用いる精密位相補正遅延器の一例を示すブロック図である。図６ｂは、
ＩＦ周波数で見た場合のＩＦスペクトルを示す図である（ＲＦ周波数では反転し
たものが見られる）。図６ｃは、Ｎ＝３の余弦波でヘテロダインし、所望の両側
波帯を選択するためにバンドパスフィルタでフィルタリングした図６ｂのスペク
トルを示す図である。図６ｄは、Ｎ＝５の余弦波でヘテロダインし、所望の両側
波帯を選択するためにバンドパスフィルタでフィルタリングした図６ｃのスペク
トルを示す図である。図６ｅは、フィルタ無しのスペクトル反転器を示す。図６
ｆは、ＩＦ周波数で見た場合のＩＦスペクトルを示す図である（ＲＦ周波数では
反転したものが見られる）。図６ｇは、Ｎ＝５の余弦波でヘテロダインした図６
ｆのスペクトルを示す図である。図６ｉは、図５ｈ及び６ｈのスペクトルを加算
した結果のスペクトルを示す図である。図６ｊは、ＩＦ周波数における余弦波の
スペクトルを示す図である。図６ｋは、ＩＦ周波数における余弦波でヘテロダイ
ンされ、ベースバンド信号を受信するためにローパスフィルタでフィルタリング
した図６ｉのスペクトルを示す図である。

【図７】図７ａは、ＩＦで見た場合のナイキストフィルタ及び精密位相補
正遅延器の出力におけるテレビジョンスペクトル及びデータスペクトルを示す図
である（ＲＦでは、スペクトルが反転する）。図７ｂは、スペクトル反転器の出
力におけるテレビジョンスペクトル及びデータスペクトルを示す図である。図７
ｃは、精密位相補正遅延器の出力及びスペクトル反転器の出力で得られるテレビ
ジョンスペクトルとデータスペクトルの和を示す図である。

【図８】図８ａは、本発明のナイキストフィルタを用いない両側波帯合成
を用いたデータ復調器及び任意のＮＴＳＣ復調器を示すブロック図である。この
図は図４ｅと同様である。図８ｂは、ＩＦで見た場合の精密位相補正遅延器の出
力におけるテレビジョンスペクトル及びデータスペクトルを示す図（ＲＦではス
ペクトルは反転する）であるが、初めにナイキストフィルタを通してはいない。
図８ｃは、スペクトル反転器の出力におけるテレビジョンスペクトル及びデータ
スペクトルを示す図である（ＲＦではスペクトルは反転する）が、初めにナイキ
ストフィルタを通していない。図８ｄは、精密位相補正遅延器の出力及びスペク
トル反転器の出力で得られるテレビジョンスペクトルとデータスペクトルの和を
示す図であるが、初めにナイキストフィルタを通してはいない。

【図９】図９ａは、チューナ及び精密位相補正遅延器の後方のデータスペ
クトルを示す図であるが、初めにナイキストフィルタは通していない。注：この
スペクトルは、搬送波に対して対称ではないので、Ｑ及びＩ成分を両方有してい
る（受信器に“そのまま”スペクトルが示されている、即ち、ＲＦにおいて反対
となる）。図９ｂは、スペクトル反転器の出力におけるデータスペクトルを示す
図であるが、初めにナイキストフィルタを通していない。図９ｃは、加算器の出
力におけるデータスペクトルを示す図である。このスペクトルは、搬送波周波数
に対して対称となるのでＱ成分のみを有している。加算する前の遅延した及び反
転したデータスペクトルは、加算器出力スペクトルに加算するように図示されて
いる。

【図１０】図１０ａは、本発明の両側波帯合成を用いた受信器のデータ復
調器を示すブロック図である。注：この図は、図８ａと同一である。図１０ｂは
、ＩＦで見た場合に精密位相補正遅延器の出力におけるテレビジョンスペクトル
及び拡大帯域幅データスペクトルを示す図（ＲＦではスペクトルは反転する）で
あるが、初めにナイキストフィルタを通していない。図１０ｃは、スペクトル反
転器の出力におけるテレビジョンスペクトル及び拡大帯域幅データスペクトルを
示す図であるが、初めにナイキストフィルタを通していない。図１０ｄは、精密
位相補正遅延器の出力及びスペクトル反転器の出力で得られるテレビジョンスペ
クトルと拡大帯域幅データスペクトルの和を示す図であるが、初めにナイキスト
フィルタを通していない。

【図１１】図１１ａは、送信器で得られたデータＲＦＴｘフィルタの振
幅転送機能を示す図である。図１１ｂは、送信器で得られたＮＴＳＣ残留側波帯
フィルタの振幅転送機能を示す図である。図１１ｃは、図１１ａと図１１ｂの振
幅転送機能を結合することにより得られた、送信器におけるデータに適用する複
合フィルタリングの振幅転送機能を示す図である。図１１ｄは、１．２５ＭＨｚ
に拡大した拡大帯域幅データスペクトルと、非対称なフィルタリングされたデー
タスペクトルを生じさせる図１１ｃの合成フィルタ機能を示す図である。

【図１２】図１２ａは、図１１ｄの拡大帯域幅データスペクトルを受信す
るための本発明の両側波帯合成の応用を示した図である。本発明は、＋０．７５
ＭＨｚの間ではデータスペクトルの完全な改善をもたらし、＋０．７５ＭＨｚと
＋１．２５ＭＨｚ間の僅かな歪みを生じさせる。この僅かな歪みは、送信器にお
いて事前にひずませ得る。図１２ｂは、テレビジョン受信器の、ナイキストフィ
ルタの後方の拡大データスペクトルを示す図である。テレビジョン受信器中には
、拡大帯域幅データスペクトルが対称となり、帯域幅がＮＴＳＣ信号の両側波帯
帯域幅に減少される。このデータスペクトルは、視覚信号と全て直交し、テレビ
ジョン受信器内の同期検出器はこのデータ信号をブラインドする。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者ハートソン，テッド，イ．アメリカ合衆国 85258 アリゾナ州，スコッツデール，ノース 77ティエイチストリート 10012 Ｆターム(参考） 5C063 AB06 AB15 AC01 AC05 CA31 DA07 DA13 5K004 AA01 BA02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】二つのスペクトルを介して情報を通信するための方法であり
、上記スペクトルが同じ周波数の搬送波上で変調された異なる情報を伝送するス
ペクトルであって、（ａ）送信器で、互いに直交した上記搬送波を生成することと、上記搬送波上
で上記二つのスペクトルを変調することを含み、上記二つのスペクトルが結合さ
れ、上記二つのスペクトルがそれらの周波数の少なくとも一部に渡って重なり、
上記スペクトルの少なくとも一つがその搬送波の周波数に対して非対称であり；（ｂ）受信器で、上記スペクトルの一方を上記スペクトルの他方と直交にさせ
るように上記結合された信号を対称なスペクトルに変換することを含む方法。
【請求項２】両方のスペクトルが非対称である請求項１に記載の方法。
【請求項３】上記搬送波のうち少なくとも一つが、少なくとも部分的に抑
制される請求項１に記載の方法。
【請求項４】上記搬送波のうち少なくとも一つが、少なくとも部分的に抑
制される請求項２に記載の方法。
【請求項５】一方のスペクトルが残留側波帯テレビジョン信号であり、他
方のスペクトルが、テレビジョン信号受信装置においてナイキストフィルタで実
質的に補償されるような方法で予め歪められた信号であり、これにより、上記テ
レビジョン信号受信装置内の上記ナイキストフィルタの後に、上記他方のスペク
トルが本質的に対称となる請求項２に記載の方法。
【請求項６】上記搬送波のうち少なくとも一つが、少なくとも部分的に抑
制される請求項５に記載の方法。
【請求項７】同じ周波数で直交する二つの搬送波のうち、少なくとも一つ
の搬送波上で情報を受信するための受信システムであって、ａ．上記搬送波の周波数に同期させるために適合された位相同期ループと；ｂ．位相シフタ及び加算器に接続された第１混合器と；ｃ．上記情報の同期検出のための正確な位相を保証するのに適合され且つ位相
同期ループに接続された位相シフタと；ｄ．スペクトル反転器及び精密位相補正遅延器に接続された加算器と；ｅ．信号源に接続された精密位相補正遅延器と；ｆ．信号源に接続されたスペクトル反転器とを備える受信システム。
【請求項８】さらに、位相同期ループと加算器に接続された第２混合器を
含む請求項７に記載の受信システム。
【請求項９】さらに、精密位相補償遅延器及びスペクトル反転器の入力に
、テレビジョン受信器ナイキストフィルタを含む請求項７に記載の受信システム
。
【請求項１０】さらに、位相同期ループと加算器に接続された第２混合器
を含む請求項９に記載の受信システム。
【請求項１１】さらに、ａ．第２局所発信器及び第１スペクトル反転混合器に接続された第２スペクト
ル反転混合器と；ｂ．上記位相同期ループの周波数の（Ｎ＋２）倍に同期させるのに適合された
第２局所発信器と；ｃ．第１局所発信器及び上記信号源に接続された第１スペクトル反転混合器と
；ｄ．上記位相同期ループの周波数のＮ倍に同期させるのに適合された第１局所
発信器とを備えたスペクトル反転器を含む請求項７に記載の受信システム。
【請求項１２】さらに、ａ．上記第２スペクトル反転混合器に接続され、その出力の下側波帯を通過さ
せる第２バンドパスフィルタと；ｂ．上記第２スペクトル反転混合器及び上記第１スペクトル反転混合器に接続
され、第１スペクトル反転混合器の出力の上側波帯を通過させる第１バンドパス
フィルタとを含む請求項１１に記載の受信システム。
【請求項１３】さらに、ａ．局所発信器及び第１精密位相補正遅延混合器に接続された第２精密位相補
正遅延混合器と；ｂ．局所発信器及び信号源に接続された第１精密位相補正遅延混合器と；ｃ．上記位相同期ループの周波数のＭ倍に同期させるのに適合された局所発信
器とを備えた精密位相補正遅延を含む請求項７に記載の受信システム。
【請求項１４】さらに、ａ．上記第２精密位相補正遅延混合器に接続され、その出力の下側波帯を通過
させる第２バンドパスフィルタと；ｂ．上記第２精密位相補正遅延混合器及び上記第１精密位相補正遅延混合器に
接続され、第１精密位相補正遅延混合器の出力の下側波帯を通過させる第１バン
ドパスフィルタとを含む請求項１３に記載の受信システム。
【請求項１５】さらに、ａ．上記第２バンドパスフィルタに接続された第２位相調整器と；ｂ．上記第２精密位相補正混合器及び上記局所発信器に接続された第１位相調
整器とを含む請求項１４に記載の受信システム。