DE69928240T2

DE69928240T2 - Erweiterung der informationskapazität für bestehende nachrichtenübertragungssysteme

Info

Publication number: DE69928240T2
Application number: DE69928240T
Authority: DE
Inventors: E. Ted HARTSON; V. Robert DICKINSON; S. Walter CICIORA
Original assignee: DOTCAST Inc N D GES D STAATES; Dotcast Inc(ndgesdstaates California) Kent
Current assignee: DOTCAST,INC.(N.D.GES.D.STAATES CALIFORNIA), KENT,
Priority date: 1998-04-17
Filing date: 1999-04-16
Publication date: 2006-09-21
Anticipated expiration: 2019-04-17
Also published as: NO20005130D0; CA2328724C; US6433835B1; US20040100588A1; AU762851B2; HK1035097A1; ES2253886T3; NO20005130L; US7333153B2; ATE309674T1; KR20010089119A; IL138985A0; AU2003252849B2; KR100632838B1; AU2003252849A1; EP1072155A1; CA2328724A1; DE69928240D1; WO1999055087A1; AU3651799A

Description

1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Vorrichtungen, Systeme und Verfahren zur Erweiterung der Fähigkeit existierender Nachrichtenübertragungssysteme zum Übertragen von Information, wobei diese Systeme, ohne darauf beschränkt zu sein, die Folgenden aufweisen: Fernsehsende-, Kabelfernseh-, Mikrowellensysteme, Industriefernseh-, Funksende- und andere Industrie- und Rundsendesysteme.
2. Stand der Technik
Das Dokument US-A-4 882 614 zeigt eine Multiplexsignalverarbeitungsvorrichtung, die einen zweiten Amplitudenmodulator zur Modulation eines zweiten Trägers aufweist, der die gleiche Frequenz wie der erste Träger hat, jedoch eine um 90° verschobene Phase gegenüber diesem hat. Der zweite Träger wird von einem Hilfssignal moduliert, um ein zweiseitenband-amplitudenmoduliertes Multiplexsignal zu erhalten. Ein Nyquist-Umkehrfilter dient der Voraufbereitung des Signals, so daß es zu einem Zweiseitenbandsignal wird, wenn es durch das Nyquist-Filter des Empfängers durchgelassen wird. Ein Multiplexsignalprozessor an einem Empfänger hat einen Synchrondetektor und ein Quadraturverzerrungs-Beseitigungsfilter zur Demodulation der Haupt- und Multiplexsignale von dem empfangenen multiplexierten Signal. Ein normaler Synchronempfänger erzeugt ein herkömmliches Fernsehsignal ohne Verzerrung (Übersprechen), die durch das Hilfs-Quadratursignal verursacht wird.
Das Dokument EP-A2-0 577 351 zeigt das Multiplexen und Senden von zusätzlichen Informationen an die vorhandene Fernsehsendung innerhalb des gleichen Fernsehbandbereichs und weist der Amplituden- oder Phaseninformation in dem Frequenzbereich auf der Sendeseite eine Vielzahl von Daten zu und stellt die Amplitude des Frequenzbereichs ein und wandelt sie dann durch schnelle Fourier-Rücktransformation in ein Signal im Zeitbereich um. Das umgewandelte Signal wird durch Quadraturmodulation des Bildträ gers moduliert und in bezug auf Bandbreite durch ein Nyquist-Umkehrfilter begrenzt und gesendet. Auf der Empfangsseite wird das Signal durch den Bildträger quadraturdemoduliert und in Information in dem Frequenzbereich umgewandelt, und die gesendeten Daten werden aus diesen Informationen reproduziert.
Das Dokument US-A-5 563 664 zeigt ein System zum Modulieren eines analogen Fernsehprogramms von einer Quelle 7 auf einen Träger (in Einheit 8 von 1) und Leiten des modulierten Signals zu einem optischen Sender 6. Derselbe Träger, der in 8 von 1 erzeugt wird, kann mit Digitaldaten moduliert werden (siehe Zeile 65 in Spalte 5 bis Zeile 13 in Spalte 6).
3. Definition der Erfindung
Ein Übertragungssystem zum Übertragen indirekter digitaler Information, die mit einem analogen Fernsehsignal kombiniert ist, wobei das analoge Fernsehsignal ein Signal ist, das sich auf ein optisches Signal und einen optischen Träger bezieht, umfaßt gemäß der vorliegenden Erfindung folgendes: einen ersten Modulator, um das analoge Fernsehsignal auf den optischen Träger zu modulieren; einen zweiten Modulator, um ein die digitale Information enthaltendes Signal auf einen Träger zu modulieren; einen Schaltkreis, der ein Nyquist-Filter und Spektrumverarbeitungseinrichtungen umfaßt, um in dem die digitale Information enthaltenden Signal Auswirkungen des Nyquist-Filters auszugleichen, die in einem analogen Fernsehempfänger auftreten; Einrichtungen, um das modulierte, die digitale Information enthaltende Signal um 90° phasenverschoben mit dem modulierten analogen Fernsehsignal zu einem Zeitpunkt zu kombinieren, an dem das die digitale Information enthaltende Signal bereits ausgeglichen wurde; und einen Fernsehmodulator oder -sender, der mit den Kombinationseinrichtungen verbunden ist.
Die vorliegende Erfindung unterscheidet sich von der Offenbarung des Dokuments US-A-4 882 614 auf mehrere signifikante Weisen. Erstens ist die vorliegende Erfindung nicht von der Verwendung eines Synchrondetektors im Empfänger abhängig. Die Reaktion des Empfängers auf die Hüllkurve des amplitudenmodulierten Signals wird unter Verwendung der Techniken der vorliegenden Erfindung abgemildert.
Zweitens verwendet die vorliegende Erfindung kein Nyquist-Rückfilter an der Signalquelle. Statt dessen werden ein Nyquist-Filter und eine Spektrumverarbeitungseinrichtung verwendet, um eine Vorverzerrung des Signals zu erreichen. Das ist wichtig, weil die charakteristische Gestalt eines Nyquist-Filters nicht definiert ist. Ein Nyquist-Filter ist eher ein Filter, das um seine Nyquist-Frequenz eine antisymmetrische Charakteristik hat. Diese Charakteristik kann linear sein, das ist aber nicht zwingend. Eine unendliche Anzahl möglicher Charakteristiken kann dem Nyquist-Kriterium genügen. Durch die Verwendung eines Nyquist-Filters in der Signalquelle wird es zweckmäßig, ein Filter zu verwenden, das für die Gesamtheit der dem Signal ausgesetzten Empfänger repräsentativ ist. Das wird dadurch erreicht, daß einfach das handelsübliche Nyquist-Filter verwendet wird, das in diesen Empfängern üblicherweise eingesetzt wird. Es ist auch möglich, eine Anzahl repräsentativer Nyquist-Filter parallel zu betreiben, wobei das Signal proportional zu ihrem Vorhandensein in der Gesamtheit von Empfängern zwischen ihnen aufgeteilt wird. Das kombinierte Signal würde dann für die Gesamtheit der dem Signal ausgesetzten Empfänger optimiert werden. Dies kann von einem Markt zum nächsten und von Zeit zu Zeit mit der sich ändernden Gesamtheit von Empfängern verschieden sein.
Drittens verwendet der Empfänger der vorliegenden Erfindung kein Filter zur Beseitigung einer Quadraturverzerrung. Ein solches Filter kann verzerrende Phasenverschiebungen in das empfangene Datensignal einführen und Schwierigkeiten beim Erreichen der größtmöglichen Datenraten verursachen. Statt dessen filtert die vorliegende Erfindung das störende Videosignal mit einem aggressiven Filter und subtrahiert dann das verzerrende Videosignal von dem empfangenen Signal, so daß nur das Zusatzsignal verbleibt. Auf diese Weise werden Verzerrungen, die von einem Filter in den Zusatzsignalweg eingeführt werden, vermieden.
Die vorliegende Erfindung unterscheidet sich von der Offenbarung des Dokuments EP-A2-0 577 351 dadurch, daß anstelle eines Nyquist-Rückfilters ein Nyquist-Filter verwendet wird.
Die vorliegende Erfindung unterscheidet sich von der Offenbarung des Dokuments US-A-5 563 664 dadurch, daß die Ausgleichsschaltung das die Information enthaltende Signal und das die modulierte Information enthaltende Signal mit dem analogen Fernsehsignal um 90° phasenverschoben an einem Punkt ausgleicht, an dem das die Information enthaltende Signal bereits ausgeglichen wurde.
Der Ausdruck "Sender" wird in dem vorliegenden Dokument als allgemeine Vorrichtung verwendet, die ein Signal zur Übertragung durch irgendein Medium moduliert. Er umfaßt Rundfunksender, die normalerweise mit Antennen verbunden sind, und Modulatoren mit relativ kleiner Leistung, die in Kabelsystemen verwendet werden, und andere Medien, die mit Kabeln, Drähten, Lichtwellenleitern oder anderen Medien verbunden sind.
Gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt ein Verfahren zum Übertragen indirekter digitaler Information, die mit einem analogen Fernsehsignal kombiniert ist, wobei das analoge Fernsehsignal ein Signal ist, das sich auf ein optisches Signal und einen optischen Träger bezieht, folgende Schritte: Modulieren des optischen Signals auf den optischen Träger; Modulieren eines Signals, das die digitale Information enthält, auf einen Träger; Ausgleichen von Nyquist-Filterwirkungen, die in einem analogen Fernsehempfänger auftreten, in dem die digitale Information enthaltenden Signal; Kombinieren des modulierten, die digitale Information enthaltenden Signals um 90° phasenverschoben mit dem modulierten analogen Fernsehsignal zu einem Zeitpunkt, an dem das die Information enthaltende Signal bereits ausgeglichen wurde; und Übertragen der kombinierten Signale.
Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind in den beigefügten Patentansprüchen 2 bis 23 und 25 bis 30 angegeben.
Die Erfindung wird beispielhaft in der nachstehenden Beschreibung und den Zeichnungen veranschaulicht.
4. Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Diagramm eines auf 0,0 Hz normalisierten Fernsehsignalspektrums;
1b ist ein Diagramm des Ausgangs eines Fernsehempfängers mit linearer Wiedergabe;
1c ist ein Diagramm einer idealisierten und typischen Fernsehempfänger-Ansprech-Charakteristik;
1d ist ein Diagramm des Stereoton-Basisbandspektrums;
2 ist ein Blockbild eines herkömmlichen Fernsehsenders;
3 ist ein Blockbild eines herkömmlichen Fernsehempfängers;
4a ist ein Blockbild eines Fernsehsenders mit Daten, die unter Anwendung von Phasenmodulation in das optische Signal eingebettet sind;
4b ist ein Blockbild des Ausgleicher-Hilfssystems von 4a;
4c bis 4e sind Darstellungen des Spektrums an verschiedenen Punkten des Ausgleicher-Hilfssystems von 4b;
5a ist ein Blockbild eines Fernsehsenders mit Daten, die in das optische Signal eingebettet sind, wobei zusätzliche Quadratur-Seitenbänder verwendet werden, gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5b ist eine tatsächliche Spannungswellenform eines NTSC-Basisbandvideos von der Basisbandvideoquelle 501;
5c sind tatsächliche Spannungswellenformen von Zweistufendaten am Ausgang der Datenquelle 527 (oberer Linienzug) und am Ausgang des Tiefpaßfilters 532 (unterer Linienzug);
5d ist ein tatsächliches Spektrogramm des Ausgangs des DSB-Datenmodulators 537 infolge von zweiseitenbandmodulierten NRZ-Daten;
5e ist ein tatsächliches Spektrogramm des Datensignals am Ausgang des Ausgleicher-Hilfssystems 539 infolge von NRZ-Daten;
5f ist ein tatsächliches Spektrogramm am Ausgang des optischen Senders 507 vor dem VSB-Filter 509. Der obere Linienzug ist von einem gewöhnlichen NTSC-Signal, und der untere Linienzug ist von dem optischen Datensignal;
5g ist ein tatsächliches Spektrogramm nach dem VSB-Filter 509. Der obere Linienzug ist das NTSC-Signal, und der untere Linienzug ist das optische Datensignal;
6a ist ein Blockbild eines Fernsehsenders mit gemischten Methoden des Einbettens von Daten in das optische Signal, entsprechend einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
6b ist ein Blockbild eines Senders, der verschiedene Datenquellen für die additive und die Phasenmodulations-Betriebsarten des Aufdrückens von Daten auf den optischen Träger verwendet, um einen größeren Datendurchsatz zu erreichen;
7 ist ein Blockbild eines Senders mit um 90° phasenverschobenen eingebetteten Daten zum Fernsehen mit Synchrondetektoren;
8a ist ein Blockbild eines Senders mit um 90° phasenverschobenen eingebetteten Daten zum Fernsehen mit Quasi-Synchrondetektoren;
8b zeigt das Leuchtdichtesignal in dem Augenblick, in dem die Träger- und Seitenbandvektoren ausgerichtet sind;
8c zeigt die Auswirkung auf das Luminanzsignal, wenn ein um 90° phasenverschobenes Signal hinzugefügt wird;
8d zeigt das Luminanzsignal, wenn die Gleichstromkomponente der Daten eliminiert wurde;
8e zeigt den Fehler, den der Hüllkurvendetektor erfährt;
8f ist eine Tabelle und ein Diagramm des Fehlers, den der Hüllkurvendetektor erfährt, wenn Daten um 90° phasenverschoben sind;
9a ist ein Blockbild eines Fernsehsenders mit Schaltkreisen, um die Störung zu dämpfen, die auf um 90° phasenverschobene Daten zurückgeht, gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
9b ist ein Blockbild eines Fernsehsenders mit Schaltkreisen, um die Störung infolge von um 90° phasenverschobenen Daten als eine Funktion des optischen Pegels zu dämpfen, gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
9c ist ein Blockbild eines Fernsehsenders mit Schaltkreisen, um die Störung infolge von um 90° phasenverschobenen Daten als eine Funktion des optischen Pegels zu dämpfen, gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
10 ist ein Blockbild eines Systems, das zur Bestimmung von Dämpfungssignalen verwendet werden kann;
11 ist ein Blockbild des Systems von 1, wobei ein analoges Dämpfungssignal erzeugt wird;
12 ist ein Blockbild eines Systems, in dem 8 und 10 kombiniert sind, um die Dämpfungssignale in Echtzeit zu erzeugen;
13 ist ein Blockbild eines anderen Systems, um die Größe des Dämpfungssignals mit dem optischen Pegel in Beziehung zu setzen, gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
14 ist ein Blockbild eines Fernsehsenders, der die Phasenkomponente des NTSC-Farbsignals vorverzerrt, gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
15a ist ein Blockbild eines Fernsehsenders, der eine lineare Amplitudenmodulation des Tonträgers mit Mehrstufendaten ausführt;
15b ist ein Blockbild eines Fernsehsenders, der dem Tonhilfsträger separat modulierte Mehrstufendaten überlagert;
16a ist ein Blockbild eines Audiodatenempfängers mit einem Hochpaßfilter;
16b ist ein Blockbild eines Audiodatenempfängers mit einem Filter vom Nyquist-Typ;
16c ist ei Blockbild eines Audiodatenempfängers mit Basisbandausgleich;
17a ist ein Blockbild eines Fernsehempfängers gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Blöcken für die Datendemodulatoren und Datenextraktoren;
17b ist ein Blockbild eines Fernsehempfängers mit geteilter Zwischenfrequenz gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Blöcken für die Datendemodulatoren und Datenextraktoren;
17c ist ein Blockbild einer Version der Inhalte der Datendemodulator- und Datenextraktorblöcke;
17d ist ein Blockbild eines Fernsehempfängers mit verbesserter Datenrückgewinnung gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
17e ist eine Nicht-Fernsehempfänger-Implementierung der vorliegenden Erfindung;
18a ist eine Auflistung von Zweistufencodes im Vergleich mit Dreistufencodes für die Übertragung von Daten;
18b ist eine Auflistung von Vierstufencodes für die Übertragung von Daten;
18c ist eine Auflistung von Fünfstufencodes für die Übertragung von Daten;
19 beschreibt die Verwendung von ungleichen Stufen bei der Codierung von Daten, um eine differenzierte Immunität zweier Datensignale gegenüber Rauschen, Verzerrung und Störungen zu schaffen;
20 ist ein Blockbild eines Überlagerungsprozessors, der verwendet werden kann, um Signale gemäß der vorliegenden Erfindung in modulierte Fernsehsignale einzufügen, ohne daß die Signale demoduliert und dann erneut moduliert werden müssen;
21 ist ein Blockbild der Anwendung der vorliegenden Erfindung für den gleichzeitigen Transport einer Vielzahl von Programmen und eines Verzeichnisses mit einem analogen NTSC-Fernsehsignal;
22 ist ein Blockbild der Anwendung der vorliegenden Erfindung für den Transport einer Vielzahl von Datenquellen mit einem fakultativen Rücksignalweg und einer Programmquelle und eines Verzeichnisses mit einem analogen NTSC-Fernsehsignal;
23 ist ein Blockbild der Anwendung der vorliegenden Erfindung für den Transport einer Vielzahl von Programmquellen und Datenquellen unter Anwendung einer statistischen Multiplexierung und Verteilung der Daten auf mehrere Fernsehkanäle, während gleichzeitig in diesen Kanälen analoge Standard-NTSC-Signale transportiert werden;
24 ist ein Blockbild der Anwendung der vorliegenden Erfindung für den Transport einer Programmquelle mit höherer Auflösung in digitaler Form und für die Verteilung der Daten über einen oder mehrere Fernsehkanäle, während gleichzeitig in diesen Kanälen analoge Standard-NTSC-Signale transportiert werden;
25 ist ein Blockbild der Anwendung der vorliegenden Erfindung für den Transport eines NTSC-Programms mit Zusatzinformation höherer Auflösung in digitaler Form, die über einen oder mehrere Fernsehkanäle verteilt ist, während gleichzeitig in diesen Kanälen analoge Standard-NTSC-Signale transportiert werden;
26 ist ein Blockbild der Anwendung der vorliegenden Erfindung für den Transport von Hochleistungsdaten in digitaler Form und Verteilen der Daten auf einen oder mehrere Fernsehkanäle, während gleichzeitig in diesen Kanälen analoge Standard-NTSC-Signale transportiert werden.
4. Genaue Beschreibung
Es wird nun im einzelnen auf Ausführungsformen der Erfindung Bezug genommen, die beispielhaft in den beigefügten Zeichnungen veranschaulicht sind. Wo immer es möglich ist, werden in sämtlichen Zeichnungen gleiche Bezugszeichen oder -ziffern mit den gleichen Nachkommastellen verwendet, um auf gleiche oder ähnliche Teile Bezug zu nehmen.
1 ist eine Darstellung des zusammengesetzten bzw. gemischten NTSC-Fernsehspektrums, wie es in den Vereinigten Staaten verwendet wird (Typ M). Die optische Signalgabe für das analoge NTSC-Senden zu Verteilzwecken nutzt die Restseitenband-Amplitudenmodulation, um dem optischen Trägersignal die optische Information zu überlagern. Ein Filter, das auf die Charakteristiken der Restseitenbandmodulation zugeschnitten ist, und ein Amplitudenmodulationsdetektor detektieren die in das Signal eingebettete optische Information.
Die tatsächliche Fernsehsituation ist weit komplexer als das vorstehend beschriebene Szenario. Das Restseitenband- bzw. "VSB"-Fernsehsignal ist in 1a gezeigt. Diese Figur ist auf die optische Trägerfrequenz 102 normalisiert, die in der Figur mit 0,0 MHz angegeben ist. Da das Fernsehsignal ein Restseitenbandsignal ist, ist es weder vollständig Zweiseitenband noch vollständig Einseitenband. Basisbandfrequenzen von null Hz bis 0,75 MHz werden im vollen Zweiseitenband moduliert und erscheinen in dem normalisierten Spektrum von 1a als der Bereich 104 von (–0,75 MHz bis +0,75MHz). Basisbandfrequenzen von (1,25 MHz bis 4,08 MHz) werden im Einzelseitenband moduliert und erscheinen in dem normalisierten Spektrum von 1a als der Bereich 106 von (+1,25 MHz bis +4,08 MHz). Basisbandfrequenzen von (0,75 MHz bis 1,25 MHz) werden in Übergangsbereichen gesendet und erscheinen in dem normalisierten Spektrum von 1a als die Bereiche 108 von (–1,25 MHz bis –0,75 MHz) und von (+0,75 MHz bis +1,25 MHz), was weder Zweiseitenband noch Einzelseitenband ist.
1b zeigt das Ausgangssignal eines idealisierten Detektors, der durch Vervielfachen des Spektrums von 1a (das auf irgendeiner Trägerfrequenz liegt) mit einer Kosinuswelle dieser gleichen Trägerfrequenz und Phase realisiert würde. Wie zu sehen ist, ist die Signalenergie in einem Bereich 110 unterhalb 0,75 MHz um 6 dB über der Energie in dem Signal bei Frequenzen oberhalb 1,25 MHz. Die doppelte Spannung ist in dem empfangenen Signal vorhanden, weil dieser Bereich des Spektrums zweiseitenbandmoduliert ist. Der Bereich 112 oberhalb 1,25 MHz hat normale Amplitude, weil er vom Einseitenbandbereich ist. Der Übergangsbereich von 0,75 MHz bis 1,25 MHz hat ebenfalls mehr Energie als der Normalpegel. Zum Ausgleich dieser Verzerrung verwendet der Empfänger ein Filter, das als Nyquist-Filter bekannt ist und in idealisierter Form und auf die Frequenz Null normalisiert (wie das Spektrum von 1a) in 1c gezeigt ist. Dieses Filter wird normalerweise vor dem Detektieren in den Empfänger eingefügt und formt das Spektrum, um allen in dem Signal transportierten Frequenzen die gleiche Behandlung zu geben. Das Nyquist-Filter dämpft diejenigen Signale aggressiv, die um mehr als 0,75 MHz unter dem Bildträger sind, und dämpft bei diesem Beispiel die Signale linear in einem Bereich 114 mit Frequenzen zwischen 0,75 MHz unterhalb des Bildträgers und 0,75 MHz über dem Bildträger. Bei dem Bildträger 116 hat das Signal seinen halben ursprünglichen Wert (6 dB Dämpfung). Die Amplitudencharakteristik des Nyquist-Filters ist um die Trägerfrequenz antisymmetrisch. Im allgemeinen werden Filter mit einer antisymmetrischen Charakteristik als Nyquist-Filter bezeichnet. Das vorliegende Beispiel zeigt eine lineare Amplitudencharakteristik in dem Bereich 114 von (–0,75 MHz bis +0,75 MHz), aber das Erfordernis ist, daß die Filtercharakteristik um die Trägerfrequenz, die in 1c auf Null normalisiert ist, antisymmetrisch ist. Die Konsequenz eines solchen Filters ist, daß es einen flachen Ausgang im detektierten Signal von Null Hz bis zum oberen Ende des Bandbereichs liefert. Die horizontale Strichlinie 118 von 1b zeigt die Amplitude des Ausgangsspektrums des Nyquist-Filters von 1c. In der Praxis verwendete Fernsehempfänger nutzen einen typischen Frequenzgang 120 eher wie den in 1c gezeigten. Die Amplitude der oberen Bandkante wird im Farbbereich gedämpft, um Übersprechen zwischen dem Farbsignal und dem Leuchtdichtesignal zu minimieren und die Filterauslegung zu vereinfachen.
1d ist eine Darstellung des "kompatiblen" Stereotonsignals, das beim NTSC-Fernsehen verwendet wird. Die Amplituden sind nicht maßstabsgerecht; die spektralen Belegungen der Komponenten des Signals sind hervorgehoben. Der (L+R)-Kanal 122, der 0 bis 15 kHz im Basisbandspektrum belegt, bewahrt den monophonen Empfang an nicht-BTSC-Empfängern. Der Pilotträger 124 wird mit der Zeilenfrequenzrate (15,734 Hz) gesendet. Der Zweck des Pilotträgers ist es, die Detektierung der Anwesenheit eines Stereosignals zu ermöglichen und die Rückgewinnung der Information zu gestatten, die in den anderen Hilfsträgern des BTSC-Signals transportiert wird. Der (L-R)-Bereich 126 ist ein zweiseitenband-amplitudenmoduliertes unterdrücktes Trägersignal mit spezieller Signalverarbeitung, um die Auswirkungen von Störungen zu verringern. Das separate aurale bzw. Ton-Programm (SAP) bei 128 ist ein zweiseitenband-frequenzmoduliertes Signal, das die Übertragung von zusätzlichen auralen bzw. Tonprogrammen für Zwecke wie etwa eine zweite Sprache erlaubt. Das SAP hat einen etwas reduzierten Frequenzgang, der auf 10 kHz begrenzt ist. Der Profikanal 130 ist ein Kanal geringerer Güte, der für die Übertragung von Tonsignalen oder langsamer Telemetrie genutzt werden kann.
Es ist zu beachten, daß es für die Zwecke der vorliegenden Erfindung erhebliche Ähnlichkeiten zwischen FM-Stereo und BTSC gibt. Die FCC hat vor einiger Zeit die stereophone Übertragung im FM-Rundfunkbandbereich erlaubt, und es gibt nun große Ähnlichkeiten zwischen der Struktur jenes Systms und der BTSC-Architektur. Beide Technologien resultierten in einer leichten Verringerung des Betriebsbereichs für die jeweiligen Signale. Im Fall von BTSC hat Forderung, eine gleichzeitige optische Güte beizubehalten, um ein vollständiges Fernsehprogramm zu liefern, diese Güteverringerung effektiv bedeutungslos gemacht. Im Fall des FM-Stereorundfunks wurde der Betriebsbereich des gesendeten Signals reduziert. Es wurde festgelegt, daß dem öffentlichen Interesse durch die Einführung der stereophonen Übertragung zur Frequenzmodulation auch mit dem reduzierten Betriebsbereich der Stationen genügt wurde.
Für Fachleute ist ersichtlich, daß die Implementierung von Daten innerhalb des auralen bzw. Tonsignals, wie sie hier gelehrt wird, bei einem isolierten FM-Signal, wie sie im FM-Rundfunkbandbereich zu finden sind, mit ähnlichen Erfolgsergebnissen anwendbar ist. Die FCC spezifiziert eine Struktur für den Ort benachbarter Kanäle von FM-Diensten.
Diese Struktur macht es möglich, FM-Funksignalen das durch die vorliegende Anwendung gelehrte Auraldatensignal aufzudrücken unter gleichzeitiger Beibehaltung sowohl der Frequenz- als auch der Amplitudentrennung gegenüber benachbarten Stationen, die sowohl in bezug auf Frequenz als auch Örtlichkeit benachbart sind. Ähnliche Kommentare treffen auf FM-Signale auf Kabelsystemen zu.
Codiertes Senden innerhalb des optischen Spektrums
In der nachfolgenden Beschreibung, in der von der Verarbeitung bei einer Standard-Fernsehzwischenfrequenz ausgegangen wird, ist eine spektrale Umkehrung bei der Übersetzung zu und von den endgültigen Sendefrequenzen erforderlich. Eine Verarbeitung bei der Zwischenfrequenz ist für die Durchführung dieser grundsätzlichen Vorgänge, die auch direkt bei Hochfrequenzen erfolgen können, nicht notwendig. Es ist auch möglich, die Verarbeitung bei dem Basisband zu implementieren, jedoch mit größerer Komplexität. Die Verarbeitung bei der Zwischenfrequenz mindert die Herausforderungen an die Schaltungsauslegung und hat daher eine günstige Auswirkung auf die Wirtschaftlichkeit der Entwicklung. Der Leser sei daran erinnert, daß zwischen dem Rundfunkkanal, der auf Hochfrequenzen HF ist, und der Zwischenfrequenz bzw. IF in allen modernen Fernsehempfängern eine spektrale Umkehrung stattfindet. Wenn nichts anderes angegeben ist, bezieht die folgende Information das Spektrum auf die HF-Rundfunksendeumgebung.
Zum erfolgreichen Übertragen von zusätzlicher Information in das NTSC-Bildformat erfolgt die Codierung der vorliegenden Erfindung so, daß ihre Information in dem Videoausgang herkömmlicher Fernsehempfänger nicht tatsächlich vorhanden ist. Wie oben erörtert wurde, muß ein Empfänger für analoge NTSC-Fernsehbilder die Auswirkungen der Restseitenbandmodulation des Senders ausgleichen. Dieser Ausgleich reduziert die detektierte Amplitude derjenigen Frequenzen, die Zweiseitenbandfrequenzen sind; d. h. Basisbandfrequenzen zwischen null und 750 kHz. Ein solcher Ausgleich wird durch ein Filter (gewöhnlich als Nyquist-Filter bekannt vor dem Detektor erreicht, wo eine Umkehrung des Zwischenfrequenzsignals von dem Rundfunkspektrum erfolgt und die Amplitudencharakteristik null Dämpfung bei plus 750 kHz von dem optischen Träger, die Hälfte (–6 dB) bei dem optischen Träger und annähernd Null bei minus 750 kHz ist.
Die vorliegende Erfindung erschafft Seitenbänder um einen fakultativ unterdrückten Träger, der zu dem optischen Träger 90° phasenverschoben ist. Diese Gruppe von Seitenbändern trägt das optische Datensignal der vorliegende Erfindung und ist von den Seitenbändern unabhängig, die das NTSC-Signal tragen. Die optischen Datensignalseitenbänder der vorliegenden Erfindung existieren in dem Zweiseitenbandfrequenzbereich des NTSC-Signals. Die vorliegende Erfindung gibt zwei Verfahren zum Erreichen dieses Ziels an. Eines dieser Verfahren ist als das Phasenmodulationsverfahren bekannt, wobei das Datensignal durch Phasenmodulation des optischen Trägers angelegt wird. Eine andere Ausführungsform ist als das additive Verfahren bekannt, wobei die Quadratur-Seitenbänder, die das Datensignal tragen, von einem selbständigen Generator gewonnen und additiv mit dem optischen Analogsignal kombiniert werden.
Wenn Zusatzinformation nach dem ersten oben beschriebenen Verfahren um 90° phasenverschoben auf den Träger aufgebracht würde, würde sie beim Durchgang durch das Nyquist-Filter teilweise zu Amplitudenmodulation umgewandelt werden, und zwar, weil die Amplitudencharakteristik dieses Filters sich bei verschiedenen Frequenzen ändert. Somit würde jede Abweichung von der Trägerfrequenz in horizontalen Störungen um den Null-Hz-Punkt 116 von 1c resultieren, wodurch man wiederum einen entsprechenden veränderlichen Signalpegel am Ausgang des Nyquist-Filters erhalten würde. Diese Amplitudenschwankungen werden dann von dem Amplitudenmodulationsdetektor in dem Fernsehempfänger als optische Bildelemente interpretiert und erscheinen als unerwünschte Bildkomponenten.
Wenn Zusatzinformation nach dem zweiten oben beschriebenen Verfahren um 90° phasenverschoben auf den Träger aufgebracht würde, würde die symmetrische Eigenschaft der Seitenbänder durch das Nyquist-Filter des Empfängers gestört werden. Das würde in einer unerwünschten Kreuzkopplung von Signalen von synchron bis 90° phasenverschoben und umgekehrt resultieren.
Aufgrund der vorhergehenden Auswirkungen weist das zu addierende Datensignal eine gleiche und entgegengesetzte Amplitudenkorrektur auf, um die durch das Nyquist-Filter des Empfängers bewirkten Effekte aufzuheben. Das wird mit einem Ausgleichs-Hilfssystem erreicht.
2 ist ein Blockbild eines bekannten Fernsehsenders. Eine Basisband-Videoquelle 201 liefert an einen Eingang eines Amplitudenmodulators 203 ein optisches Signal. Dieser AM-Modulator ist typischerweise konfiguriert, um in NTSC- und ähnlichen Fernsehsystemen nur eine negative Modulation zu erzeugen (d. h. der Träger wird bei Weißwerten am meisten gedämpft und während der Synchronisierimpulse am wenigsten gedämpft). Das Bild kann beispielsweise von einer herkömmlichen Fernsehkamera, einer Video-Wiedergabevorrichtung kommen oder von einem anderen Ort übertragen werden. Der andere Eingang zu dem Amplitudenmodulator 203 kommt von einem optischen Referenzoszillator 205, der hier z. B. als eine 45,75-MHz-Quelle gezeigt ist. Das amplitudenmodulierte optische Niedrigpegelsignal von dem Modulator 203 wird einem optischen Sender 207 zugeführt, wo es von der IF-Frequenz des Amplitudenmodulators 203 auf die Übertragungsfrequenz übersetzt wird. Außerdem erhöht der optische Sender 207 den Energiepegel auf Werte, die ausreichen, um die gewünschten Zuschauer zu erreichen. Dieses amplitudenmodulierte Signal mit Seitenbändern gleicher Intensität wird einem VSB-Filter 209 zugeführt, welches das Spektrum so formt, daß es entsprechend 1a erscheint. Dann wird dieses Signal einem Eingang eines Kombinators 211 zugeführt.
Eine Basisband-Tonquelle 213 präsentiert ein aurales Signal an einem Eingang eines FM-Tonmodulators 215. Typischerweise ist die Quelle des Tons auf die Quelle des Bildes bezogen. Ein Tonreferenzoszillator 217 auf einer Frequenz, die um 4,5 MHz niedriger als der optische Referenzoszillator 205 ist, liefert den anderen Eingang zu dem FM-Modulator 215. Bei diesem Beispiel ist der Tonreferenzoszillator 217 als eine Kosinuswellen-Quelle 217 von (45,75–4,5) MHz gezeigt. Diese Quelle ist über eine Verbindung 219 mit dem optischen Referenzoszillator 205 gekoppelt, um sicherzustellen, daß die Bild- und Tonquellen frequenzsynchronisiert sind. Der Ausgang des FM-Tonmodulators 215 wird einem Tonsender 221 zugeführt, wo seine Frequenz von der Zwischenfrequenz des FM-Tonmodulators 215 auf die Sendefrequenz übersetzt wird. Außerdem erhöht der Tonsender 221 den Energiepegel auf Werte, die ausreichen, um die gewünschten Zuschauer zu erreichen. Dieses Signal wird dann dem anderen Eingang des Kombinators 211 zugeführt, wo es mit dem optischen Signal kombiniert wird. Das kombinierte Signal wird einer Antenne 223 zugeführt, die das Signal zu den gewünschten Empfängern abstrahlt.
3 ist ein Blockbild eines bekannten Fernsehempfängers. Ein Antennenanschluß 340 ist entweder mit einem Kabelfernseheingang 344 oder einer Antenne 345 verbunden, um abgestrahlte Fernsehsignale zu empfangen. Andere Fernsehsignalquellen wie etwa von vorher aufgezeichneten Medien, Satellitenempfängern, Mikrowellenempfängern sind ebenfalls möglich. Das Eingangssignal wird einem HF-Verstärker 348 zugeführt, der die Stärke der Signale auf Werte erhöht, die zur Nutzung durch die nachgeschalteten Schaltkreise ausreichen. Das Signal wird dann einem Eingang eines Mischers 350 zugeführt, der das gewünschte Signal zu dem Durchlaßbereich des Zwischenfrequenzverstärkers 354 verschiebt, der nachgeschaltet auf dem Signalweg folgt. Das Spektrum wird bei diesem Vorgang umgekehrt, wobei der Tonträger auf eine niedrigere Frequenz als der optische Träger gebracht wird. Der andere Eingang zu dem Mischer 350 wird von einem Überlagerungsoszillator 352 geliefert. Die Frequenz des Überlagerungsoszillators 352 ist eingestellt, um das Spektrum des gewünschten Kanals auf den Durchlaßbereich des Zwischenfrequenzverstärkers 354 umzusetzen. Das Signal wird dann einem fakultativen adaptiven Entzerrer 356 zugeführt. Der fakultative adaptive Entzerrer 356 ist für den Betrieb des Empfängers nicht erforderlich. Dennoch kann der fakultative adaptive Entzerrer 356 unter Mehrwege-Bedingungen und bestimmten anderen Verzerrungsarten den Empfang deutlich verbessern. Der fakultative adaptive Entzerrer 356 kann auf Basisbandfrequenzen auch nach dem Detektor 358 implementiert werden, jedoch mit erheblich größeren Schwierigkeiten und Kosten. Der Zwischenfrequenz-Verstärker 354 weist auch ein Nyquist-Filter mit einer Charakteristik auf, wie sie in 1c gezeigt ist. Das verstärkte und gefilterte Signalspektrum wird dann dem Detektor 358 zugeführt. Der Detektor 358 ist ein Amplitudendetektor, der ein Hüllkurvendetektor, ein Synchrondetektor oder ein Detektor sein kann, der unterschiedliche Eigenschaften dieser Arten von Detektoren hat. Ein Ausgang des Detektors 358 ist ein Basisbandsignal, das dann einem Videoprozessor 360 zugeführt wird, der die verschiedenen Komponenten des Signals verarbeitet, um ein Bild auf einer Videodisplayvorrichtung 362 zu erzeugen. Der andere Ausgang des Detektors 358 wird einem Begrenzer 364 zugeführt, der jegliche Amplitudenmodulation, die an dem Tonsignal vorhanden sein kann, entfernt. Das Signal enthält dann nur Frequenzmodulation und wird einem FM-Detektor 366 zugeführt. Der Ausgang des FM-Detektors 366 ist ein Basisband-Tonsignal, das dem Audioverstärker 368 zugeführt wird. Das Signal von dem Audioverstärker 368 treibt eine Tonwiedergabeeinrichtung 370.
Das vorstehend beschriebene Tonwiedergewinnungsverfahren wird als "Zwischenträger-Tonverfahren" bezeichnet. Das Fernsehsignal wird einer erheblichen Verarbeitung unterzogen – insbesondere in Kabelsystemen –, wodurch es zu verschiedenen Frequenzen verschoben (überlagert) wird. Da die Überlagerungsoszillatoren (auch als Umsetzer bekannt) in den Überlagerungsprozessoren nicht perfekt sind, haben sie Phaseninstabilitäten, die sowohl die optischen als auch die Tonträger modulieren. Das Zwischenträger-Empfängerprinzip nutzt den Vorteil der präzisen Frequenzdifferenz zwischen den optischen und auralen Trägern, um das Audiosignal auf Basisband zu bringen. Da die Überlagerungsoszillatoren in den verschiedenen Prozessoren beide Träger auf die gleiche Weise beeinflussen, hebt das Zwischenträgerprinzip diese Störungen auf. Dies ist analog zu der "Gleichtaktunterdrückung" in Differenzverstärkern.
Eine Abwandlung des oben beschriebenen auralen Rückgewinnungsverfahrens wird als die "Parallelton"-Methode bezeichnet. Bei dieser Vorgehensweise wird nur die aurale Komponente aus dem Zwischenfrequenzsignal vor dem Detektor 358 extrahiert. Dieses Signal wird einer Begrenzung unterzogen, um störende AM-Komponenten zu entfernen, und einem FM-Detektor zugeführt, der dem bei 366 gezeigten gleicht.
Wenn "Parallelton"-Techniken angewandt werden, ist das aurale Signal nicht von irgendwelchen Eigenschaften des optischen Trägers abhängig. Der aurale Träger ist zwar frei von Eigenschaften des optischen Trägers, er wird jedoch von der akkumulierten Instabilität von Verarbeitungsoszillatoren (Überlagerung) entlang der Signalkette abhängig. Diese Quellen der Instabilität schließen den Sender, Kabelüberlagerungsprozessoren und die Überlagerungsoszillatoren von zwischengefügten Frequenzumsetzungsvorrichtungen wie etwa Kabelteilnehmeranschlußvorrichtungen und den Kanalwähler des Fernsehers selber ein.
Implementierung der Phasenmodulation
4a ist eine Darstellung eines Fernsehsenders (der allgemeine Ausdruck "Sender" beschreibt Rundfunksender ebenso wie Kabel- und andere Modulatoren), der einen Datencodierer 425 gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hat. Der Sender von 4a weist auf: eine Datenquelle 427 (Rückkehr nach Null bzw. RZ oder keine Rückkehr nach Null bzw. NRZ), einen Serien-Parallel-Umsetzer bzw. S/P 429, einen Digitalsignal-/Analogsignal- bzw. D/A-Umsetzer 431, ein Tiefpaßfilter bzw. LPF 432, eine Pegelsteuerung 435, einen Taktgeberkreis 433, einen Phasenmodulator 437, ein Ausgleichs-Hilfssystem 439, eine Pegelsteuerung 441 und einen optischen Referenzoszillator 405 auf einer geeigneten Frequenz, die hier beispielhaft mit 45,75 MHz gezeigt ist. Die Datenquelle 427 weist entweder Software oder Hardware auf, um die Daten so zu randomisieren, daß sie im wesentlichen eine gleiche Anzahl von logischen Werten "1" und logischen Werten "0" enthalten. Diese Randomisierung wird dann in dem Empfänger aufgehoben und ergibt die Originaldaten. Diese Hardware und Software ist auf dem Gebiet wohlbekannt. Restliche Nullfrequenz- und Nahe-Nullfrequenz- bzw. Gleichstrom-Komponenten, die von einer asymmetrischen Menge von logischen Einsen und logischen Nullen generiert werden, können unerwünschte Artefakte produzieren, die an anderer Stelle näher erörtert werden. 4a zeigt eine Vorrichtung, Systeme und Verfahren, wobei auf den optischen Träger zuerst die Daten auf eine spezielle Weise gemäß der vorliegenden Erfindung überlagert werden und der Träger dann auf die übliche Weise der NTSC-Praxis mit dem Videosignal moduliert wird. Das optische Signal von der Basisband-Videoquelle 401 wird von einem Amplitudenmodulator 403a auf den optischen Träger aufmoduliert, der an einem Anschluß 445 vorhanden ist und auf den das Datensignal bereits durch den Datencodierer 425 überlagert wurde. Dieses Signal wird dem optischen Sender 407 zugeführt, der das Signal auf die Abstrahlfrequenz umsetzt und es auf einen für die Abstrahlung ausreichenden Energiepegel verstärkt. Das Signal wird dann dem VSB-Filter 409 zugeführt, in dem das Spektrum gemäß 1a geformt und einem der Eingänge des Kombinators 411 zugeführt wird.
Das Signal der Basisband-Tonquelle 113 wird einem Eingang des Ton-FM-Modulators 415 zugeführt. Der andere Eingang zu dem Ton-FM-Modulator 415 kommt von dem Tonreferenzoszillator 417, der über den Anschluß 419 mit dem Videoreferenzoszillator 405 indirekt durch den Phasenmodulator 437 gekoppelt ist, so daß ein Tonreferenzoszillator gebildet ist, der immer um 4,5 MHz unter der momentanen optischen Trägerfrequenz ist. Der Tonsender 421 setzt das Spektrum auf die gewünschte Ausgangskanalfrequenz um, bevor es dem anderen Anschluß des Kombinators 411 zugeführt wird, der das FM-Tonsignal zu dem optischen Signal addiert, bevor es zur Abstrahlung an die Antenne 423 weitergeleitet wird.
Dieses Beispiel zeigt die phasenmodulierten Daten, die vor der optischen Modulation angelegt werden. Die entgegengesetzte Reihenfolge ist ebenfalls gültig, weil die Eigenschaften jedes Modulationssystems multiplikativ sind. Bei diesem Beispiel wird der beschriebene Sender manchmal als "Niedrigpegelmodulation" bezeichnet, weil nämlich das optische Signal (und in diesem Fall auch das Datensignal) an eine Stufe in dem Sender vor dessen letzter Leistungsverstärkung geführt wird. Unter diesen Bedingungen sollte jede zusätzliche Stufe ab dem Punkt, an dem eine Modulation erstmals angewandt wird, in einem linearen Modus betrieben werden. Bei diesem Beispiel findet eine Frequenzumwandlung und spektrale Umkehrung innerhalb des optischen Senders 407 von 4a statt, um das Zwischenfrequenzsignal auf die geeignete Hochfrequenz zu bringen. Der oben beschriebene Phasenmodulationsvorgang könnte auch bei dem Oszillator in dem optischen Sender 407 angewandt werden, der zur Umsetzung des optischen Signals von der Zwischenfrequenz auf seine gewünschte Hochfrequenz verwendet wird, aber diese Überlegung erfolgt hinsichtlich der Beziehung und Amplitude der Seitenbänder in bezug auf das letzte Ausgangssignal und darauf, daß ein die Phasenmodulationsinformation aufweisendes Signal mit der geeigneten Frequenz dem Block 417 verfügbar gemacht wird, um die Zwischenträger-Tonbeziehung von 4,5 MHz aufrechtzuerhalten.
Eine andere Methode des Erzeugens eines optischen Signals für die Fernsehübertragung wird als "Hochpegelmodulation" bezeichnet. In diesem Fall wird das optische Signal der letzten aktiven Leistungsstufe des optischen Senders zugeführt. Das erfordert eine erhebliche optische Signalmenge. Allerdings müssen keine Leistungsstufen des Senders in ihrem linearen Modus betrieben werden, was eine effizientere und leistungsstärkere HF-Verstärkung erlaubt. Es sollte für den Fachmann ersichtlich sein, daß das codierte Datensignal an vielen Stellen innerhalb eines Fernsehsenders dieser Konstruktion und/oder dessen Kombinator oder Antennensendeleitung kombiniert werden kann unter der Bedingung, daß die auf die Einspeisung der Phasenmodulation folgenden Stufen linear sind und ausreichende Bandbreite zur Durchleitung des codierten Datensignals haben. Aus dem vorstehenden Beispiel ist ersichtlich, daß dem Fachmann eine Reihe von theoretischen und praktischen Implementierungen zur Verfügung stehen, um die wirksame Kombination des codierten Datensignals und der optischen Modulation zu ermöglichen.
Der Datencodierer 425 von 4a wird nachstehend im einzelnen erläutert. Der optische Referenzoszillator 405 erzeugt ein Zwischenfrequenz- bzw. IF-Signal f_IF nach einer der vielen Methoden, die dem Fachmann wohlbekannt sind. Um nur ein Beispiel zu nennen: Für diesen Zweck könnte ein Quarzoszillator der 718Y-Serie von Vectron Laboratories, Norwalk, Connecticut (Internet Website: www.vectron-vti.com) verwendet werden, der auf die normale, vom Hersteller angegebene Weise betrieben wird. Dieses Signal ist normalerweise eine stabile, reine Kosinuswelle der Frequenz f_IF, Dieses Signal wird dann in einen Phasenmodulator 437 eingeleitet, dessen Auslegung konventionell und dem Fachmann wohlbekannt ist. Nur beispielhaft kann ein Schaltkreis gebildet werden unter Verwendung eines doppeltgerichteten 90°-Leistungsteilers wie etwa PSCQ2-50 von Mini-Circuits Inc., Brooklyn, New York (Internet Website: www.minicircuits.com), der einen Betrieb des Schaltkreises als Phasenmodulator bei dieser Frequenz ermöglicht. Komplette Phasenmodulator-Hilfssysteme sind von mehreren Quellen zu erhalten, u. a. Anaren Microwave Inc., East Syracuse, New York (Internet Website: www.anaren.com). Der Phasenmodulator 437 wird mit dem Signal angetrieben, das von dem LPF 432 geliefert wird, das die Frequenzen des Datensignals in bezug auf Bandbreite begrenzt und es zu der Pegelsteuerung 4.1 435 leitet, wonach das Signal den linken Eingängen des Phasenmodulators 437 in 4a zugeführt wird. Wenn nur zwei Phasen moduliert werden, ist jeweils nur ein einzelnes Datenbit an den entsprechenden Anschlüssen des Phasenmodulators 437 vorhanden, und der S/P-Umwandler 429 und der D/A-Umwandler 431 führen eine triviale Version ihrer normalen Aufgaben aus oder können entfallen. Der Taktgeberschaltkreis 433 bringt die Daten schrittweise durch den S/P-Umsetzer 429 und den D/A-Umsetzer 431, wie es für solche Konstruktionen notwendig ist. Wenn der Phasenmodulator 437 vier Phasen moduliert, werden zwei aufeinanderfolgende Bits von dem S/P-Umwandler 429 in parallele Form umgewandelt und dem D/A-Umwandler 431 gleichzeitig zugeführt; dieser wandelt sie in geeignete analoge Vierstufensignale zur Eingabe in den Phasenmodulator 437 um. Wenn der Phasenmodulator 437 acht Phasen moduliert, werden drei aufeinanderfolgende Bits von dem S/P-Umwandler 429 in parallele Form umgewandelt und dem D/A-Umwandler 431 gleichzeitig zugeführt, der sie in entsprechende analoge Achtstufensignale zur Eingabe in den Phasenmodulator 437 umwandelt. Der Ausgang des Phasenmodulators wird dann dem Ausgleicher-Hilfssystem 439 von 4a zugeführt. Daten werden gleichermaßen dem Ausgleicher-Hilfssystem 439 im Fall anderer Anzahlen von Phasen zugeführt.
Das Ausgleicher-Hilfssystem 439 von 4a ist im einzelnen in 4b dargestellt. Das Ausgleicher-Hilfssystem besteht aus Schaltkreisen zum Einstellen der Amplituden und Phasen der bei dem Modulationsvorgang geschaffenen Seitenbänder. Es umfaßt ein Nyquist-Filter 451, das unter Anwendung normaler Verfahren konstruiert ist, die dem Fachmann wohlbekannt sind. Nur beispielsweise könnte für diesen Zweck ein Oberflächenwellenfilter verwendet werden, das auf die vom Hersteller Sawtek Corporation, Orlando, Florida (Internet Website: www.sawtek.com) vorgegebene normale Weise betrieben wird. Ein Filter könnte aus einzelnen Komponenten wie Induktivitäten und Kondensatoren ausgelegt und gebaut werden unter Anwendung eines Filterkonstruktions-Softwareprogramms etwa von Eagleware, Norcross, Georgia (Internet Website: www.eagleware.com). Die Amplituden-/Frequenz-Charakteristik des Nyquist-Filters 451 ist die gleiche wie diejenige in einem normalen NTSC-Fernsehempfänger und hat die gleiche Charakteristik wie die in 1c gezeigte.
Das Ausgangsspektrum des Nyquist-Filters 451 ist in 4c bei 471 schematisch gezeigt. Die Großbuchstaben A bis F in den 4b bis 4e entsprechen Frequenzkomponenten im Spektrum und an den Stellen, an denen sie in dem Schaltkreis von 4b zu finden sind. Das Nyquist-Filter 451 stellt das Amplituden-/Frequenz-Spektrum der IF-Frequenz ein, die mit Daten moduliert wird. Am Ausgang des Nyquist-Filters 451 hat das Spektrum die gleiche Verarbeitung durchlaufen, die es durchlaufen hätte, wenn es durch den das Nyquist-Filter 354 aufweisenden IF-Verstärker eines gewöhnlichen Fernsehempfängers, wie er in 3 gezeigt ist, gegangen wäre. Das resultierende wellengeformte Spektrumsignal wird in dem Mischer #1 453 frequenzmäßig aufwärts zweiseitenbandmoduliert unter Verwendung eines Überlagerungsoszillators #1 455, dessen Frequenz ein exaktes Vielfaches (N) der IF-Referenzfrequenz f_IF ist. Dies ist in 4d als die Frequenzkomponente 473 dargestellt. Die Verbindung 457 zwischen dem optischen Referenzoszillator 405 von 4a und dem Überlagerungsoszillator #1 455 gewährleistet, daß der Überlagerungsoszillator #1 455 auf einem exakten Vielfachen, der N-fachen IF-Referenzfrequenz, ist und die Phasenbeziehungen erhalten bleiben. Der Aufbau des Mischers #a 453 ist dem Fachmann bekannt, und zahlreiche zufriedenstellende Implementierungen sind wohlbekannt. Nur beispielhaft könnte für diesen Zweck ein Mini-Circuits SRA-1-Modul von Mini-Cixcuits, Brooklyn, New York, verwendet werden, das auf die normale herstellerseitig vorge gebene Weise betrieben wird. Die Ausbildung des Überlagerungsoszillators #1 455 ist dem Fachmann bekannt, und zahlreiche befriedigende Implementierungen sind wohlbekannt. Nur beispielsweise könnte für diesen Zweck ein Vectron-Schaltkreis verwendet und auf die herstellerseitig vorgegebene normale Weise betrieben werden. Der modulierte Ausgang des Mischers #1 453 besteht aus dem unteren Seitenband 475, das in 4d gezeigt ist, auf einer Frequenz (N – 1)·f_IF (dies ist die Differenz zwischen den Frequenzen [{N·f_IF – f_IF} = (N – 1)·f_IF] an den Anschlüssen des Mischers #1 453) und der in 4d gezeigten Frequenzkomponente N·f_IF B des Überlagerungsoszillators #1 455. Es ist zu sehen, daß das obere Seitenband 477 und das untere Seitenband 475 in 4d Spiegelbilder voneinander sind. Das obere Seitenband 477 in 4d ist nur eine frequenzmäßig umgesetzte Version des Ausgangs 471 in 4c des Nyquist-Filters 451. Die Kombination des umgesetzten Signals 473, 475 und 477 in 4c wird dann von dem Bandpaßfilter BPF#1 459 auf der Frequenz (N + 1)·f_IF gefiltert, um die unerwünschten Frequenzkomponenten 473 und 475 in 4d auszufiltern, die am Ausgang des Mischers #1 453 vorhanden sind. Das obere Seitenband 477 in 4d verbleibt und ist eine Kopie des ursprünglichen Datenspektrums 471 in 4a, jedoch nunmehr auf einer anderen Frequenz. Vergleiche 477 in 4d mit 471 in 4c. Das Bandpaßfilter #1 459 ist unter Anwendung von dem Fachmann wohlbekannten Techniken ausgelegt und aufgebaut. Handelsübliche Softwarepakete berechnen die Elemente, die zum Bau von Filtern wie dem BPF-Filter #1 459 erforderlich sind. Ein solches Filterauslegungsprogramm gibt es von Eagleware, Norcross, Georgia. Außerdem kann BPF#1 459 von Lieferanten solcher Filter wie Microwave Filter Company, East Syracuse, New York (Internet Website: www.klmicrowave.com) im Handel erworben werden. Der Vorgang wird nunmehr mit Mischer #1 461, Überlagerungsoszillator #2 463 und Bandpaßfilter #1 465 wiederholt. Diese Komponenten können grundsätzlich identisch mit Mischer #1 453, Überlagerungsoszillator #1 455 und Bandpaßfilter #1 459 sein mit der Ausnahme, daß der Überlagerungsoszillator #2 463 auf der Frequenz (N + 2)·f_IF und das BPF #2 465 auf der IF-Frequenz f_IF wirksam ist. Der modulierte Ausgang des Mischers #2 461 besteht aus dem unteren Seitenband 479 in 4e bei der Frequenz f_IF (was die Differenz zwischen den Frequenzen [{(N + 2)·f_IF – (N + 1)·f_IF} = f_IF] ist, die an den Eingängen des Mischers #1 461 vorhanden sind), dem oberen Seitenband 481 in 4e auf einer Frequenz (2N + 3)·f_IF (was die Differenz der Summe der Frequenzen ist, die an den Eingängen des Mischers #1 461 vorhanden sind) und der in 4e gezeigten Frequenzkomponente (N + 2)·f_IF des Überlagerungsoszillators #1 483. Es ist ersichtlich, daß das obere Seitenband 481 und das untere Seitenband 479 in 4e Spiegelbilder sind. Das umgesetzte Signal 479 in 4e wird dann von dem Bandpaßfilter BPF #2 465 auf der Frequenz f_IF gefiltert, um die unerwünschten Frequenzkomponenten 481 und 483 in 4e zu entfernen, die am Ausgang des Mischers #2 461 vorhanden sind. Das untere Seitenband 479 in 4e verbleibt und ist eine Kopie des ursprünglichen phasenmodulierten und wellengeformten Signals 471 in 4a, jedoch mit umgekehrter Frequenz. Vergleiche 479 in 4e mit 471 in 4a. Das Bandpaßfilter #2 465 ist unter Anwendung von dem Fachmann wohlbekannten Techniken ausgelegt und gebaut. Handelsübliche Softwarepakete berechnen die Elemente, die zum Bau von Filtern wie dem BPF #1 465 notwendig sind. Ein solches Filterentwicklungsprogramm gibt es von Eagleware, Norcross, Georgia. Außerdem kann das BPF #2 465 von Lieferanten solcher Filter im Handel erworben werden. Dieses Signal ist vorgeformt (ausgeglichen) worden, so daß dann, wenn es von dem IF-Verstärker mit dem Nyquist-Filter 354 gemäß 3, der in der Empfangsvorrichtung vorhanden ist, verarbeitet wird, die spektrale Wellenformung, die durch dieses Nyquist-Filter bewirkt ist, wirksam aufgehoben wird. Wenn der Empfänger einen optischen Detektor mit gutem Design verwendet, enthält sein Ausgangssignal keine zusätzlichen Amplitudenmodulationskomponenten, die aus den Daten resultieren. Eine Bildverschlechterung wird vermieden.
Die vorliegende Erfindung verwendet kein Nyquist-Umkehrfilter an der Signalquelle. Statt dessen verwendet sie ein Nyquist-Filter und eine Spektrumverarbeitungseinrichtung, um das Signal vorzuverzerren. Das ist wichtig, weil die charakteristische Wellenform eines Nyquist-Filters nicht definiert ist. Statt dessen ist ein Nyquist-Filter eines, das um seine Nyquist-Frequenz eine antisymmetrische Charakteristik hat. Diese Charakteristik kann, muß aber nicht linear sein. Eine unendliche Anzahl möglicher Charakteristiken kann dem Nyquist-Kriterium genügen. Durch die Verwendung eines Nyquist-Filters in der Signalquelle wird es zweckmäßig, ein Filter zu verwenden, das für die Gesamtheit von Empfängern, die dem Signal der vorliegenden Erfindung ausgesetzt sind, repräsentativ ist. Das wird erreicht, indem einfach das handelsübliche Nyquist-Filter verwendet wird, das in diesen Empfängern üblicherweise verwendet wird. Es ist auch möglich, eine Reihe von repräsentativen Nyquist-Filtern parallel zu betreiben, wobei das Signal zwischen ihnen anteilig zu ihrem Vorhandensein in der Gesamtheit von Empfängern aufgeteilt wird. Das kombinierte Signal wird dann für die Gesamtheit von Empfängern, die dem Signal ausgesetzt sind, optimiert. Dies kann von Markt zu Markt und von Zeitraum zu Zeitraum verschieden sein, wenn sich die Gesamtheit von Empfängern ändert. Es versteht sich, daß unter Anwendung üblicher Filterentwurfsverfahren ein einziges Nyquist-Verbundfilter entworfen und gebaut werden könnte, um die durchschnittliche Leistung der Nyquist-Filter zu repräsentieren, die man auf dem Markt findet. Zur Optimierung des Resultats muß aber dieses Filter vielleicht auf verschiedenen Märkten und in verschiedenen Zeiträumen geringe Unterschiede aufweisen, wenn sich auf einem Markt die Gesamtheit der Filter ändert. Es versteht sich, daß die gleichen und ähnliche Techniken in der Praxis der Kabelfernsysteme und anderer Übergabemedien mit geeigneten Modifikationen angewandt werden können.
Wenn die Phasenmodulation zum Einbetten der Daten verwendet wird, bleibt die resultierende optische Trägeramplitude unverändert. Ein perfekter Hüllkurvendetektor spricht auf die Datenmodulation nicht an. Ein Synchrondetektor reagiert jedoch auf die Projektion des resultierenden Vektors auf die reale Achse. Dieser Vektor ändert sich relativ zu der Datenmodulation.
Additive Implementierung
5A zeigt einen Fernsehsender mit einem Datencodierer 525 gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. 5A umfaßt eine Datenquelle (Rückkehr nach Null bzw. RZ oder keine Rückkehr nach Null bzw. NRZ) mit fakultativem Verwürfler 527, einen Serien-Parallel- bzw. S/P-Umsetzer 529, einem Digitalsignal-/Analogsignal-Umsetzer 531, einem LPF 532, einer Pegelsteuereinheit 535, einem Taktschaltkreis 533, einem Doppelseitenband- bzw. DSB-Datenmodulator 537 und einem Ausgleicher-Hilfssystem 539. 5A zeigt eine Vorrichtung, bei der Seitenbänder eines fakultativ unterdrückten Trägers, der zu dem optischen Träger um 90° phasenverschoben ist, auf eine spezielle Weise gemäß der vorliegenden Erfindung moduliert werden und dann in der Pegelsteuereinheit 541 in bezug auf Stärke eingestellt und dann in dem Kombinator 547 mit dem optischen Träger kombiniert werden, der mit Video auf die übliche Weise der NTSC-Praxis (oder der Praxis eines anderen Fernsehstandards) moduliert wird. Die Kombination des normal modulierten optischen Trägers und der Seitenbänder, die mit Daten gemäß der vorliegenden Erfindung moduliert und zu dem optischen Träger um 90° phasenverschoben werden, wird dem optischen Sender 507 zur Umsetzung auf die Frequenz des verwendeten Kanals präsentiert und verstärkt. Die Kombination aus dem modulierten optischen Signal und dem Datensignal wird durch das VSB-Filter 509 geleitet, bevor sie in dem Kombinator 511 mit dem auralen Signal kombiniert und zur Abstrahlung zu der Antenne 523 geleitet wird.
Der Phasenschieber 543 führt erforderlichenfalls eine zusätzliche Phasenverschiebung aus, so daß die Phasenbeziehung des fakultativ unterdrückten Trägers der Datenseitenbänder, der dem Kombinator 547 auf Leitung 545 präsentiert wird, zu dem optischen Träger, welcher dem Amplitudenmodulator 503 präsentiert wird, um 90° phasenverschoben ist. Die Laufzeitlängen der verschiedenen Komponenten in diesem unmittelbaren Bereich und ihre Verbindungskabel beeinflussen sämtlich die Phasenlage der am Kombinator 547 ankommenden Signale. Die richtige Einstellung des Phasenschiebers 543 bringt diese Phaseneigenschaften in Übereinstimmung miteinander, indem die zwei Signale (analoges optisches und Datensignal) zueinander um 90° phasenverschoben werden. Diese Beziehung kann durch gleichzeitige oszilloskopische Beobachtung der einfallenden und Quadraturkomponenten eines Synchrondetektors, der einem Nyquist-Filter nachgeschaltet ist, beobachtet und eingestellt werden.
Es ist zu beachten, daß der Ausgang des Ausgleicher-Hilfssystems 539 auf Leitung 545 an jeder Stelle in der optischen Senderkette nach seinem Amplitudenmodulator 503 angelegt werden kann, allerdings unter der Voraussetzung, daß seine Phase und Leistung entsprechend dem Schaltkreis abgestimmt sind. Ferner könnte das Signal räumlich durch ein separates Antennensystem kombiniert werden unter der Voraussetzung, daß den vorher erwähnten Überlegungen hinsichtlich Amplitude und Phasenlage genügt ist. Es gibt zwei Grundtypen von optischen Sendern; Niedrigpegel- und Hochpegelmodulation. Das vorliegende Beispiel erläutert die Addition des codierten Datensignals zu einem niedrigpegelmodulierten Sender. Bei diesem Beispiel wird außerdem davon ausgegangen, daß innerhalb des in 5A gezeigten optischen Senders 507 eine Frequenzumsetzung und spektrale Umkehrung erfolgen, um das IF-Signal auf die geeignete HF-Frequenz zu bringen. Das codierte Datensignal könnte dem Ausgang des Frequenzumsetzungs-Oszillators hinzugefügt werden unter der Voraussetzung, daß geeignete Überlegungen hinsichtlich der Beziehung und Amplitude der Seitenbänder in bezug auf das endgültige Ausgangssignal vorhanden sind. Die Eigenschaften des Kompensator-Hilfssystems 539 könnten ebenfalls auf die Überlagerungselemente des optischen Senders, der in Block 507 angegeben ist, verteilt werden unter der Voraussetzung, daß die entsprechenden Überlegungen zu Seitenbandamplituden beachtet werden. Das codierte Datensignal kann jeder Stufe in dem Sender hinzuaddiert werden mit der Maßgabe, daß keine anschließende Frequenzvervielfachung stattfindet und daß alle auf die Einspeisung des codierten Signals folgenden Stufen linear sind und ausreichende Bandbreite haben, um die Seitenbandstruktur zu bewahren.
Es wird nun der Datencodierer 525 von 5A beschrieben. Ein optischer Referenzoszillator 505 auf einer Zwischenfrequenz, die mit f_IF bezeichnet ist (bei diesem Beispiel mit 45,75 MHz gezeigt) kann nach einem der vielen Verfahren, die dem Fachmann wohlbekannt sind, gebaut werden. Nur beispielsweise könnte für diesen Zweck ein Kristalloszillator in der 718Y-Serie von Vectron Laboratories, Norwalk, Connecticut, verwendet und auf die vom Hersteller vorgegebene normale Weise betrieben werden. Dieses Signal ist normalerweise eine stabile, reine Sinuswelle der Frequenz f_IF. Dieses Signal wird dann im Phasenschieber 543 nach Erfordernis phasenverschoben und dann in den DSB-Datenmodulator 537 eingespeist, dessen Konstruktion konventionell und dem Fachmann wohlbekannt ist. Nur beispielsweise könnte für diesen Zweck ein zweifach ausgeglichener Mischer wie das SRA-1-Modul von Mini-Circuits verwendet werden, der auf die vom Hersteller vorgegebene normale Weise betrieben wird. Der DSB-Datenmodulator 537 wird von dem Datensignal durch das LPF 532 angetrieben, das die Frequenzen des Datensignals bandbreitenbegrenzt und das Signal der Pegelsteuereinheit 535 zuführt, wonach das Signal dem Eingang des DSB-Datenmodulators 537 zugeführt wird. Wenn nur zwei Pegel moduliert werden, ist jeweils nur ein einzelnes Datenbit an den entsprechenden Anschlüssen des DSB-Datenmodulators 537 vorhanden, und der S/P-Umsetzer 529 und der D/A-Umsetzer 531 führen reduzierte Aufgaben aus oder können entfallen. Der Taktschaltkreis 533 taktet die Daten stufenweise durch den S/P-Umsetzer 529 und den D/A-Umsetzer 531 hoch, wie das von solchen Konstruktionen verlangt wird. Wenn der DSB-Datenmodulator 537 vier Pegel moduliert, werden zwei aufeinanderfolgende Bits von dem S/P-Umsetzer 529 in parallele Form umgesetzt und gleichzeitig dem D/A-Umsetzer 531 präsentiert, der sie in geeignete Vierstufen-Analogsignale zur Eingabe in den DSB-Datenmodulator 537 umsetzt. Wenn der DSB-Datenmodulator 537 acht Pegel moduliert, werden drei aufeinanderfolgende Bits von dem S/P-Umsetzer 529 in parallele Form umgesetzt und gleichzeitig dem D/A-Umsetzer 531 präsentiert, der sie in entsprechende Achtstufen-Analogsignale zur Eingabe in den DSB-Datenmodulator 537 umsetzt. Der D/A-Umsetzer setzt Bits gleichermaßen für andere Stufenanzahlen um. Der Ausgang des DSB-Datenmodulators 537 wird dann dem Ausgleicher-Hilfssystem 539 zugeführt, das mit dem Ausgleicher-Hilfssystem 439 von 4b identisch ist. Die Vorteile der in 4b beschriebenen Vorgehensweise gelten ebenfalls für diese Situation. Dieses Signal ist vorher wellengeformt (ausgeglichen) worden, so daß dann, wenn es von dem IF-Verstärker, der das Nyquist-Filter 354 in 3 aufweist, das in der Empfangsvorrichtung vorhanden ist, verarbeitet wird, die spektrale Wellenformung, die durch dieses Nyquist-Filter verursacht wird, wirksam aufgehoben wird. Wenn der Empfänger einen gut ausgebildeten optischen Detektor verwendet, enthält sein Ausgang keine zusätzlichen Amplitudenmodulationskomponenten, die aus den Daten resultieren. Eine Bildverschlechterung wird vermieden.
5b ist die tatsächliche Spannungswellenform des NTSC-Basisbandfernsehsignals von der Basisband-Videoquelle 501. Die obere Kurve von 5c ist die tatsächliche Spannungswellenform von Zweipegeldaten am Ausgang der Datenquelle 527, und die untere Kurve von 5c ist die tatsächliche Spannungswellenform am Ausgang des Tiefpaßfilters 532. Dabei ist die zeitliche Verzögerung durch das Filter zu beachten. 5d ist ein tatsächliches Spektrogramm des Ausgangs des DSB-Datenmodulators 537 infolge von zweiseitenbandmodulierten NRZ-Daten. 5e ist ein tatsächliches Spektrogramm des Datensignals am Ausgang des Ausgleicher-Hilfssystems 539 infolge von NRZ-Daten. 5f ist ein tatsächliches Spektrogramm am Ausgang des optischen Senders 507, jedoch vor dem VSB-Filter 509. Die obere Kurve ist das gewöhnliche NTSC-Signal, und die untere Kurve stammt von dem optischen Datensignal. 5g ist ein tatsächliches Spektrogramm nach dem VSB-Filter 509. Die obere Kurve ist das NTSC-Signal, und die untere Kurve ist das optische Datensignal.
Es versteht sich, daß die gleichen und ähnliche Techniken bei der praktischen Anwendung von Kabelfernsehsystemen und anderen Übergabemedien mit entsprechenden Modifikationen verwendet werden können.
Wenn zum Einbetten der Daten Quadraturseitenbänder verwendet werden, die durch DSB-Modulation des optischen Trägers gewonnen sind, ändert sich die Amplitude des resultierenden Vektors. Der resultierende Vektor ist die pythagoräische Auflösung der momentanen Amplitude der optischen Komponenten und der Datenkomponente. Die Länge der Projektion des resultierenden Vektors entlang der realen Achse ist unverändert. Ein perfekter Synchrondetektor spricht auf die Datenmodulation nicht an; ein Hüllkurvendetektor jedoch spricht auf die sich ändernde Stärke des resultierenden Vektors an.
Zusammenfassung der additiven Ausführungsform: Das Datensignal der vorliegenden Erfindung ist auf einen fakultativ unterdrückten Träger zweiseitenband-amplitudenmoduliert, der zu dem Bildträger um 90° phasenverschoben ist. Wenn sowohl das Bildsignal als auch das Signal der vorliegenden Erfindung normale Zweiseitenbandsignale wären, könnten sie mit herkömmlichen Methoden mit Synchrondetektoren getrennt werden. Da das Fernsehsignal nicht vollständig Zweiseitenband, sondern Restseitenband ist, weist ein Fernsehempfänger ein Nyquist-Kennlinienfilter auf, um die oberen und unteren Videoseitenbänder um den Träger herum richtig zu gewichten, so daß die korrekte Amplitude zur Detektierung verfügbar ist. Im Lauf seiner normalen Funktionen würde dieses Filter ein einfaches zweiseitenbandmoduliertes Signal (mit entgegengesetzten Seitenbändern zueinander gleicher Amplitude) in ein Zweiseitenbandsignal mit asymmetrischen Seitenbändern umwandeln. Diese neu geformte asymmetrische Seitenbandgruppe hätte eine unerwünschte Komponente, die mit dem Bildträger gleichphasig ist. Anders ausgedrückt: Obwohl die Datenseitenbänder ursprünglich auf einem fakultativ unterdrückten Träger plaziert wurden, der zu dem Bildträger am Ursprungspunkt des Signals um 90° phasenverschoben ist, würde nach Operation durch das Nyquist-Filter des Empfängers ein an dem Bildsignal wirksam werdender Detektor unerwünschte Komponenten von den Datenseitenbändern aufweisen. Der Grund dafür sind die Auswirkungen des Nyquist-Filters – das für die Bewahrung der RA-Beziehung des optischen Signals unabdingbar ist –, die für das Datensignal der vorliegenden Erfindung unnötig und unerwünscht sind. Infolgedessen würde eine Phasenverschiebung um 90° zwischen dem optischen Träger und dem Signal der vorliegenden Erfindung nicht aufrechterhalten werden. Dieses Problem kann vermieden werden, indem das Spektrum des Datensignals der vorliegenden Erfindung richtig wellengeformt wird, so daß dann, wenn es durch das Nyquist-Filter des Empfängers geht, ein Zweiseitenbandspektrum mit 90° Phasenverschiebung zu dem optischen Träger er halten wird, das gleiche Amplitudenseitenbänder besitzt. Unter diesen Bedingungen gibt es keine PM-/AM-Umwandlung, und eine minimale Kreuzkopplung der Energie des Quadratursignals liegt am Videodetektor des Empfängers vor. Daher spricht der Detektor des Empfängers im wesentlichen nur auf das Videosignal an. Wenn der Empfänger einein synchronen Detektor oder einen Detektor mit ähnlichem Verhalten verwendet, der inhärent immun gegenüber Quadraturkomponenten ist, wird das Signal der vorliegenden Erfindung im wesentlichen ignoriert. Die Vor-Wellenformung des Datensignals der vorliegenden Erfindung erfolgt mit einem Ausgleichsnetz, das ein Nyquist-Filter aufweist, das für diejenigen repräsentativ ist, die man in der Gesamtheit von Empfängern findet, die dem Signal der vorliegenden Erfindung ausgesetzt sind. Falls die Gesamtheit aus einer Mischung von unterschiedlich geformten Nyquist-Filtern besteht, kann ein das Ergebnis optimierendes zusammengesetztes Signal implementiert werden, und zwar entweder mit einer Parallelkonfiguration von Nyquist-Filtern, die mit Signalstärken proportional zu der Anzahl der jeweiligen Filter in der Gesamtheit gespeist werden, oder mit einem Nyquist-Filter, das so ausgelegt ist, daß das Resultat optimiert wird, wobei Standard-Filtersynthesetechniken angewandt werden.
Gemischte Implementierung durch Phasenmodulation und additiv
Wenn zum Einbetten der Daten die Phasenmodulation angewandt wird, bleibt die Amplitude des resultierenden optischen Trägers unverändert. Ein perfekter Hüllkurvendetektor spricht auf die Datenmodulation nicht an. Ein Synchrondetektor jedoch spricht auf die Projektion des resultierenden Vektors auf der realen Achse an. Dieser Vektor ändert sich in Relation zu der Datenmodulation. Wenn alternativ Quadraturseitenbänder mit Daten, die auf der optischen Trägerfrequenz zweiseitenbandmoduliert sind, zum Einbetten der Daten verwendet werden, ändert sich die Amplitude des resultierenden Vektors. Aber die Projektion des resultierenden Vektors auf der realen Achse bleibt unverändert. Ein perfekter Synchrondetektor spricht auf die Datenmodulation nicht an; ein Hüllkurvendetektor spricht jedoch auf die sich ändernde Stärke des resultierenden Vektors an.
Da heutige Vorrichtungen der Unterhaltungselektronik dazu tendieren, Videodetektoren zu verwenden, die weder reine Hüllkurvendetektoren noch reine Synchrondetektoren sind, hat eine gemischte Implementierung das Potential, optimaler zu sein. Im Idealfall ist die Güte der Signalerkennung, die mit einem reinen Synchrondetektor implementiert wird, erwünscht. In der Praxis ist das Ausmaß der Phasenstörung, die in dem Überlagerungsoszillator von Fernsehempfängern der Unterhaltungselektronik erzeugt wird, hinreichend hoch, um die Anwendung von Synchrondetektoren hoher Güte auszuschließen.
6a ist ein Blockbild eines Fernsehsenders gemäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Sender vereinigt die Techniken der in 4 und 5A veranschaulichten Sender. Eine gewisse Phasenmodulation und eine gewisse Addition von Quadraturseitenbändern werden verwendet, um das Ergebnis zu optimieren. Die Referenzoszillatorsignale, die allen Bereichen des additiven Systems zugeführt werden, leiten sich von der Momentanfrequenz und -phase ab, die am Ausgang des Phasenmodulators 637a vorhanden sind. In 6 sind nur zwei neue Elemente eingeführt. Alle anderen Elemente findet man entweder in 4a oder 5A (oder in beiden), und sie haben die gleichen Funktionen und Strukturen, wie sie bereits beschrieben wurden. Die beiden neuen Elemente sind ein Verzögerungselement 649a und ein Verzögerungselement 649b. Der Zweck dieser Verzögerungselemente ist es sicherzustellen, daß das Einbetten von Daten als Phasenmodulation und das Einbetten von Daten in Quadraturseitenbänder richtig zeitlich abgestimmt ist. Da die Laufzeit durch die verschiedenen Schaltungselemente in 6 von den Einzelheiten ihres Designs abhängig ist, haben die Verzögerungselemente unterschiedliche Verzögerungswerte für die verschiedenen möglichen Implementierungen. Die Verzögerungselemente können mit zahlreichen Techniken implementiert sein, beispielsweise durch Übertragungsleitungen oder mit einem digitalen Verzögerungselement, dem ein A/D-Umsetzer vorgeschaltet und ein D/A-Umsetzer nachgeschaltet ist. Dies sind sämtlich Mittel, die dem Fachmann geläufig sind. Für den Fachmann ist ersichtlich, daß die exakte Plazierung des Verzögerungselements 649a und des Verzögerungselements 649b in ihren jeweiligen Signalwegen unwesentlich ist. Es ist möglich, die Verzögerungselemente überall entlang ihren jeweiligen Wegen anzuordnen, ohne die Auswirkung der Verzögerung auf die Operation des Systems zu ändern. Manche Positionen sind eventuell einfacher zu implementieren als andere.
Das System von 6b verwendet zwei verschiedene Datenquellen für die Phasenmodulation und additive Vorgehensweisen. In Umgebungen, die relativ frei von Rauschen, Verzerrung und Störungen sind, ist es möglich, noch größere Datenmengen unter An wendung dieser beiden Modulationsarten für separate Datensignale zu transportieren, anstatt einen Verstärkungsmechanismus zu verwenden, wie in 6a gezeigt ist.
Andere Ausgleichsverfahren
Es versteht sich, daß andere Verfahren zum Erhalt der Ausgleicher-Hilfssysteme 439, 539, 639a und 639b der 4a, 5a, 6a und 6b ohne weitere erfinderische Tätigkeit möglich sind. Ein Analog- oder Digitalfilter kann direkt entworfen werden, um das durch Frequenzverschiebung und Überlagerung in den Ausgleichersystemen 439, 539, 639a und 639b erreichte Resultat zu erzielen. Ebenso können digitale Signalverarbeitungs- bzw. DSP-Verfahren die gleichen Funktionen wie Analogschaltkreise realisieren, jedoch ohne Beschränkung auf digitale Elemente nach der Analog-/Digital-Umsetzung und gefolgt von einer Digital-/Analog-Umsetzung. Diese Techniken sind dem Fachmann wohlbekannt. Yasumoto et al. zeigen in der US-PS 4 882 614 noch ein anderes Verfahren zur Umkehrung der Wirkung der Nyquist-Charakteristik, jedoch ohne die Vorteile der vorliegenden Erfindung, die den zweckmäßigen Gebrauch von Nyquist-Filtern erleichtern, die für diejenigen repräsentativ sind, in man bei der Gesamtheit der Empfänger findet, die dem Signal der vorliegenden Erfindung ausgesetzt sind. Die gegenseitige Abhängigkeit der VSB- und Nyquist-Charakteristik wurde erstmals von W.J. Poch und D.W. Epstein im Januar 1937 vorgeschlagen und von der NTSC bereits 1940 angenommen.
Es versteht sich, daß die gleichen und ähnliche Techniken für die praktische Anwendung von Kabelfernsehsystemen und anderen Übergabemedien mit entsprechenden Modifikationen anwendbar sind.
Betreffend eine 90°-Phasenverschiebung
Die Grundlage eines wesentlichen Elements der Techniken der vorliegenden Erfindung ist die Fähigkeit, ein Daten tragendes Signal in einem Informationsraum aufrechtzuerhalten, der von dem Informationsraum, der das NTSC-Fernsehsignal übermittelt, nicht erheblich gestört wird bzw. diesen Informationsraum nicht erheblich stört. Dieser Vorgang ist komplexer, als es den Anschein hat. Es versteht sich, daß ein Signal zu einem Zweiseitenbandsignal um 90° phasenverschoben werden kann. Das ist die Basis des QAM- Systems (Quadraturamplitudenmodulations-Systems), das in den Telekommunikationsnetzen häufig angewandt wird, und ist eine der Grundlagen, die es ermöglichen, daß dem NTSC-Fernsehstandard Farbe auf kompatible Weise hinzuaddiert wird. Die Frage, die mit dem Aufrechterhalten eines Signals um 90° phasenverschoben zu einem NTSC-Fernsehbildsignal verknüpft ist, ist komplexer. Das optische NTSC-Signal wirkt mit drei separaten und deutlich ausgeprägten Modulationseigenschaften: Es gibt einen ersten Bereich, in dem die Amplitude sowohl der oberen als auch des unteren Seitenbands gleich ist. Dieser Bereich wird als Zweiseitenbandbereich 104 von 1a bezeichnet. Der zweite Bereich ist ein Bereich, in dem die Amplitude der unteren Seitenbandspektren gedämpft wird. Der Bereich ist als der Übergangsbereich 108 von 1a bekannt. Der dritte Bereich ist derjenige Bereich des Spektrums, in dem nur die obere Seitenbandenergie übertragen wird. Der Bereich wird als der Einseitenbandbereich 106 in 1a bezeichnet. Die in der Praxis erforderlichen Schaltkreise zum Formen des Fernsehsignals so, daß es an diese Bereiche zum Rundsenden angepaßt ist, führt mehrere unbeabsichtigte Konsequenzen in das Fernsehsignal ein. Ein Prinzip der VSB-Übertragung wird in bezug auf den Zweiseitenbandbereich des Fernsehspektrums, das entlang der Charakteristik zentriert ist, die als Nyquist-Filter des Empfängers bezeichnet wird, angenommen. Die in dem Zweiseitenbandbereich 104 von 1a übertragene zweifache Energie wird durch das Nyquist-Filter aufgehoben, wodurch das rückgewonnene Fernsehsignal wieder auf eine mehr oder weniger flache Amplitudencharakteristik über sein Vielfach-Oktavspektrum zurückgebracht wird. Da das Restseitenbandfilter in dem Sender und das Nyquist-Filter in dem Fernsehempfänger in Elementen der realen Welt implementiet sind, erzeugen sie im allgemeinen leichte Abweichungen in Amplitude und Phase der durch sie transportierten Signale. Diese leichten Abweichungen haben zwar die Tendenz, für die korrekte Wiedergabe des Bildes bedeutungslos zu sein, aber sie werden wichtig für die Aufrechterhaltung der erforderlichen 90°-Phasenverschiebung, um die korrekte Operation des optischen Datensignals der vorliegenden Erfindung zuzulassen. Jede Differenz in den Amplitudenabweichungen, die von den Seitenbändern des optische Signals angetroffen wird, erzeugt eine resultierende Phasenverschiebung und bewegt es weg von dem gewünschten Vektor. Wenn dies in dem Bild geschieht, ist die Auswirkung im wesentlichen folgenlos. Wenn dies in dem optischen Weg oder in dem optischen Datenweg der vorliegenden Erfindung geschieht, resultieren diese unausgeglichenen Fehler in einer Kreuzkopplung des Datensignals in das optische Signal.
Die Folgen dieses Effekts können weitgehend abgemildert werden durch Einführen einer Phasenkorrektur in den Weg des Datensignals, um dadurch die Seitenbänder wieder in dem Bereich, auf den der Korrekturschaltkreis wirkt, an der gewünschten Position der 90°-Phasenverschiebung zu positionieren. Diese Korrektur kann die Fehler des VSB-Filters, des optischen Senders normalisieren und die typischen Phasenfehler, die man in den vielen Nyquist-Filtern antrifft, die Teil der Gesamtheit des Fernsehempfangs sind, umfassend nachbilden.
Weitere Verbesserungen
Unter bestimmten Umständen wie etwa im Fall einer Kreuzkopplung zwischen den optischen und den Datensignalen in dem optischen Detektor kann das Datensignal einen geringen Einfluß auf das optische Signal haben. Die vorliegende Erfindung stellt Vorrichtungen, Systeme und Verfahren bereit, um diese Auswirkung zu minimieren. Die Verfahren von 5A sind in 7 enthalten, und Erweiterungen sind vorgesehen. Der Einfachheit halber kombiniert 7 sämtliche Tonverarbeitungselemente in einem Block, dem Tonsendersystem 721a. Aus 5A sind bekannt die Antenne 723, der Kombinator 711, das VSB-Filter 709, der optische Sender 707, der Kombinator 747, der Amplitudenmodulator 703, der optische Referenzoszillator 705 bei 45,75 MHz, der Phasenschieber 743, der DSB Datenmodulator 737, das Ausgleicher-Hilfssystem 739, die Datenquelle mit fakultativem Verwürfler 727, der S/P-Umsetzer 729, der D/A-Umsetzer 731, das LPF 732 und der Taktgenerator 733. In 5A war der Taktgeber 533 allerdings nicht mit anderen Elementen gekoppelt. Diese neue Verbindung wird nachstehend im einzelnen erörtert.
Durch die richtige Wahl der Frequenz des Taktgenerators 733 und die Synchronisierung dieser Frequenz auf das Basisbandvideo durch die Verbindung 785 und die Verwendung eines fakultativen Kammfilters 787 kann das Datenspektrum der 90° phasenverschobenen Seitenbänder so lokalisiert werden, daß sie mit dem Spektrum des Videos verschachtelt werden. Diese Verfahren sind dem Fachmann wohlbekannt und sind die gleichen Verfahren, die zum Verschachteln des Farbsignalspektrums mit den Zwischenräumen des Leuchtdichtesignalspektrums angewandt werden. Die Taktfrequenz des Taktgenerators 733 kann so gewählt werden, daß sie ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Zeilenabtastrate ist, um diese Ziele zu erreichen. Dadurch wird jede Reststörung weiter reduziert. Die Verbindung 785 transportiert das optische Basisbandsignal zu dem Taktgenerator 733. Das optische Basisbandsignal weist den Farbhilfsträger und Zeilensynchronisierimpulse auf. Eine große Vielzahl von Synchronisiertechniken ist verfügbar, um sicherzustellen, daß der Taktgenerator 733 auf einer Frequenz wirksam ist, die das Datenspektrum mit dem optischen Spektrum verschachtelt. Das fakultative Kammfilter 787 bewirkt eine weitere Dämpfung von möglichen spektralen Komponenten des Datensignals, die das optische Spektrum weiter stören. Der Grad des Entfernens dieser spektralen Komponenten muß mit der Verringerung der Zuverlässigkeit der Datenrückgewinnung abgestimmt sein. Ein Kompromiß wird erreicht zwischen einer Verringerung der Sichtbarkeit in vorhandenen Empfängern und der Robustheit der Daten für neue Datenempfänger. Kammfilter wie das fakultative Kammfilter 787 werden in Fernsehverarbeitungs-, -ursprungs- und -empfangseinrichtungen allgemein verwendet. Sie werden häufig mit abgezweigten akustischen Oberflächenverzögerungsleitungen oder mit digitalen Techniken, die dem Fachmann wohlbekannt sind, konstruiert.
Wenn das Datensignal während der Anstiegszeit der Synchronisierimpulse des optischen Signals auf das optische Signal trifft, kann unter bestimmten Umständen und in manchen Empfängern die Synchronisierung der Bildabtastung gestört werden. Das würde in einer kleinen Verlagerung der Abtastzeile in bezug auf den übertragenen Synchronisierimpuls resultieren. In den Fällen, in denen dieses Phänomen sich auf den effektiven Synchronisierzeitpunkt auswirkt, manifestiert sich das Ergebnis als wellige bzw. ausgefranste vertikale Ränder. Unter diesen Umständen kann der Effekt dadurch gemildert werden, daß das Datensignal während der kritischen Synchronisierübergänge auf einem bekannten Zustand gehalten wird. Die Anwendung dieser Technik resultiert in einer Verringerung des Datendurchsatzes von ungefähr 0,25 %. Der resultierende ungleichförmige Datenfluß in das System muß zum richtigen Zeitpunkt relativ zu den Synchronisierimpulsen gesteuert werden. Der Datenfluß wird in einem fakultativen Datenpuffer 789 unter Steuerung durch einen fakultativen Steuersignalerzeuger 791 reguliert, der von einem fakultativen Sync-Separator 793 synchronisiert wird. Solche Datenpuffer-, Synchronisier- und Sync-Separatorschaltkreise sind dem Fachmann wohlbekannt. Der fakultative Sync-Separator 793 erkennt die Zeitpunkte, während welcher die Daten auf einem bekannten Zustand gehalten werden sollten. Der fakultative Steuersignalerzeuger 791 erzeugt Synchronisiersignale, die dem Taktgenerator 733 und dem fakultativen Puffer 789 zugeführt werden, um die Daten während dieses Zeitintervalls zu speichern und das Durchlassen von Daten durch die Blöcke des S/P-Umsetzers 729 und D/A-Umsetzers 731 zu unterbinden.
Die Pegelsteuereinheit 735 stellt die Modulationstiefe von Daten ein, die von dem DSB-Datenmodulator 737 auf das 90° phasenverschobene Signal aufmoduliert werden. Die Pegelsteuereinheit 741 stellt die Datenmenge ein, die in den gemeinsamen Videokanal eingespeist wird. In der Praxis wird dieser Pegel für die kleinste Datensignalmenge (plus einer gewissen Reserve) eingestellt, die notwendig ist, um die Störabstandsziele des Versorgungsgebiets zu erreichen. Nur dieses Minimum wird verwendet, um jegliche Auswirkung, die das Datensignal auf das optische Signal eventuell haben kann, zu minimieren. Dieser Datensignalpegel kann bei einem Kabelsystem anders sein als im Funkbetrieb.
Der S/P-Umsetzer 729 und der A/D-Umsetzer 731 werden nicht benötigt, wenn nur zwei Datenzustände (ein Logikbit) moduliert werden. Diese Einheiten sind für mehr Zustände erforderlich.
Es versteht sich, daß diese Techniken auch bei den Systemen der 4a Anwendung finden können.
Dämpfung der Störung eines Datensignals in nichtsynchronen Empfängern
Viele, wenn nicht die meisten Fernsehempfänger verwenden keinen vollkommen synchronen Detektor (z. B. einen synchronen Detektor mit einer langen Zeitkonstanten). Infolgedessen genügt nicht einmal die Wellenformung des Quadraturspektrums derart, daß es am Ausgang des Nyquist-Filters des Empfängers zum Zweiseitenband wird, um eine gewisse leichte Störung zu verhindern, weil bestimmte Arten von Detektoren eine gewisse Empfindlichkeit für die Quadraturenergie beibehalten. Ein Hüllkurvendetektor oder ein Detektor mit gewissen Hüllkurvendetektiereigenschaften bewirkt, daß das Bild eine geringe Menge von unerwünschten störenden Komponenten von dem Quadratursignal aufweist. Viele, wenn nicht die meisten Empfänger von Zuschauern verstecken diese geringe Störung in anderen Störungen und Verzerrungen, maskieren sie damit und machen sie nicht-nachweisbar auf dem Bildschirm. Manche Zuschauer können unter bestimmten Umständen diese Erscheinung bemerken. Eine Lösung dieses Problems ist die Einführung eines Dämpfungssignals in das optische Signal (Einspeisung des Dämpfungssignals in den optischen Träger) auf dem Basisband selber oder in das optische Signal bei einer geeigneten HF-Frequenz. Das Dämpfungssignal tendiert dazu, die Störung des Bildes in Empfängern aufzuheben oder wenigstens zu reduzieren (abzuschwächen) unter Verwendung von Klassen von Detektoren, die eine Empfindlichkeit für dieses Phänomen manifestieren.
Die Auswirkung von um 90° phasenverschobenen Signalen auf Hüllkurvendetektoren ist von anderer Seite gründlich untersucht und dokumentiert worden. Siehe beispielsweise Veröffentlichungen von Archer S. Taylor: "The Vestigial Sideband and Other Tribulations", S. 203 von 1988 National Cable Television Association Technical Papers, und "HDTV & Vestigial Sideband Syndrome" in IEEE Transactions on Broadcasting, März 1990, S. 8.
8a weist sämtliche Elemente von 7 auf und hat zusätzlich Wellenformungsschaltkreise und Verzögerungsschaltkreise, um ein Dämpfungssignal in das Basisbandvideo einzuspeisen. Dieses Signal hat die Tendenz, die Störung des Bilds von dem Datensignal durch den oben angeführten Detektiervorgang aufzuheben oder abzuschwächen. Wie bereits erwähnt wurde, ist auch zu sehen, daß dieses Korrektursignal in den HF-Bereich eingespeist werden könnte unter der Voraussetzung, daß Wellenformung und Verzögerung geeignet sind, um eine Dämpfung zu ermöglichen.
8a ist ein Blockbild eines Senders gemäß einer zusätzlichen Ausführungsform. Wellenformungsschaltkreise 895 erhalten die dem DSB-Datenmodulator 837 (durch die Pegelsteuereinheit 835) zugeführten analogen Wellenformen und formen die Wellenformen auf geeignete Weise so, daß dann, wenn sie von der optischen Wellenform subtrahiert sind, ein verbessertes Resultat erhalten wird. Empfänger, die Detektoren der oben angegebenen Klassen verwenden, erhalten ein weniger beeinträchtigtes Bild. Der Ausgang der Wellenformungsschaltkreise 895 wird in bezug auf Amplitude durch die Pegelsteuereinheit 897 eingestellt und erforderlichenfalls durch das Verzögerungselement 899 zeitlich verzögert, bevor er mit dem analogen Basisbandbild im Kombinator 8103 kombiniert wird. Dieses analoge Dämpfungssignal 8101 erscheint an einem der Eingänge des Kombinators 8103. In Abhängigkeit von den Laufzeiten der Signale durch die verschiedenen Wege kann es notwendig sein, das Bild mit dem Verzögerungselement 810 zu verzögern oder das Dämpfungssignal mit dem Verzögerungselement 899 zu verzögern. Es versteht sich, daß die genaue Anordnung des Verzögerungselements 8105 und des Verzögerungselements 899 entlang ihren jeweiligen Signalwegen keine Rolle spielt. Sie können anderswo angeordnet sein und die gleichen Ergebnisse produzieren. Die Verzögerungselemente und Pegeleinstellelemente sind herkömmliche Konstruktionen, die dem Fachmann wohlbekannt und in zahlreichen verschiedenen Formen implementierbar sind, von denen jede diesen Zweck erfüllt unter der Voraussetzung, daß die oben erörterten Überlegungen berücksichtigt worden sind. Verzögerungselemente können mit geeigneten Längen von Übertragungsleitungen oder unter Anwendung digitaler Techniken implementiert werden, wobei das Analogsignal in digitale Form umgewandelt, unter Verwendung digitaler Speichereinrichtungen verzögert und dann wieder in analoge Form umgewandelt wird. Auf die Wellenformungsschaltkreise 895 wird nachstehend noch eingegangen.
Vektoranalyse einer erforderlichen Dämpfung
8b zeigt das Luminanzsignal in dem Augenblick, in dem die Träger- und Seitenbandvektoren in Ausfluchtung sind. Punkt 872 ist der Null-Trägerpunkt. Punkt 874 ist die Summe aus dem Träger und den Seitenbändern, wenn das Bildsignal weiß ist. Punkt 876 ist die Summe aus dem Träger und den Seitenbändern, wenn das Bildsignal einen Grauwert von 50 % hat. Punkt 878 ist die summe aus dem Träger und den Seitenbändern, wenn das Bildsignal einen Grauwert von 20 % hat. Punkt 880 ist die Summe aus dem Träger und den Seitenbändern, wenn das Bildsignal schwarz ist (Austastpegel). Punkt 882 ist die Summe aus dem Träger und den Seitenbändern, wenn das Bildsignal auf Synchronbodenpegel ist. Die Maximallänge des Signalvektors ist die Distanz zwischen dem Null-Trägerpunkt 872 und dem Synchronbodenpunkt 882.
Die Skala, die zur Beschreibung der Modulation bei der NTSC-Wellenform verwendet wird, unterteilt den Bereich zwischen schwarz und weiß in einhundert gleiche Teilbereiche, die häufig als IRE-Einheiten (IRE=Institute of Radio Engineers) bezeichnet werden. Wenn man diese Skala in den HF-Bereich erweitern würde, ausgehend von dem Pegel, der als weiß bezeichnet wird und der ein Punkt ist, an dem noch 12,5 % der HF-Hüllkurve verbleibt, wäre es möglich, alle Punkte in dem HF-Spektrum in bezug auf das IRE-Maß zu beschreiben.
8c zeigt die Auswirkung der Addition eines Signals mit 90° Phasenverschiebung. Punkt 884 ist der Gleichstrom- oder Mittelwert des mit 90° Phasenverschiebung hinzugefügten Signals. Eine Folge des Gleichstromwerts ist eine Verschiebung der Phase des resultierenden Vektorbodens zum Punkt 886. Wenn die Länge des ursprünglichen Vektors (872 bis 882), der in 8b gezeigt ist, auf den neuen resultierenden Vektor (872 bis 886) projiziert wird, ist ersichtlich, daß die Länge des ursprünglichen Vektors (872 bis 882) auf den Punkt 888 projiziert ist und daß der resultierende Vektor (872 bis 886) um die Distanz zwischen den Punkten 888 und 886 verlängert worden ist. Ein Synchrondetektor eines Empfängers, der den ursprünglichen Vektor (872 bis 882) erkennen kann, spricht auf die Projektion des neuen resultierenden Vektors (872 bis 886) auf den ursprünglichen Vektor (872 bis 882) an und liefert das Bildsignal ohne Störung durch den Gleichstromwert des Datensignals. Ein Hüllkurvendetektor würde auf den verlängerten Vektor (872 bis 886) ansprechen und wäre fehlerhaft.
Wenn ein Datensignal eines Zustands um 90° phasenverschoben hinzuaddiert wird, verlängert sich der Quadraturvektor von seiner Gleichstromlänge der Distanz zwischen den Punkten 872 und 884 zu der Länge der Distanz zwischen den Punkten 872 und 890. Der resultierende Vektor ist nunmehr (872 bis 892). Der Synchrondetektor eines Empfängers, der den ursprünglichen Vektor (872 bis 882) identifizieren kann, spricht auf die Projizierung des neuen resultierenden Vektors (872 bis 892) auf den ursprünglichen Vektor (872 bis 882) an und liefert das Bildsignal ohne Störung durch den Gleichstromwert plus die um 90° phasenverschobenen Daten. Ein Hüllkurvendetektor würde auf den verlängerten Vektor (872 bis 892) ansprechen und wäre fehlerhaft.
Wenn ein Datensignal eines zweiten Zustands um 90° phasenverschoben hinzuaddiert wird, verkürzt sich der Quadraturvektor von seiner Gleichstromlänge der Distanz zwischen den Punkten 872 und 884 auf die Länge der Distanz zwischen den Punkten 872 und 898. Der resultierende Vektor ist nunmehr (872 bis 8100). Der Synchrondetektor eines Empfängers, der den ursprünglichen Vektor (872 bis 882) identifizieren kann, spricht auf die Projizierung des neuen resultierenden Vektors (872 bis 8100) auf den ursprünglichen Vektor (872 bis 882) an und liefert das Bildsignal ohne Störung durch den Gleichstromwert minus die um 90° phasenverschobenen Daten. Ein Hüllkurvendetektor würde auf den verlängerten Vektor (872 bis 8100) ansprechen und wäre fehlerhaft.
Trotzdem werden sich die meisten in der Praxis vorhandenen Synchrondetektoren statt dessen mit dem Ort des resultierenden Vektors (872 bis 886) verkoppeln, der die Auswirkung der Gleichstromkomponente der Daten aufweist und ein fehlerhaftes Ergebnis für das Bild liefert. Diese Synchrondetektoren sprechen auf die Projizierung der Datenvektoren (872 bis 892) und (872 bis 8100) auf den Vektor mit der Gleichstromkomponente (872 bis 886) an. Daten des ersten Zustands (884 bis 890) verlängern das detektierte Signal um die Distanz vom Punkt 886 zu der Projizierung des Vektors (872 bis 892) auf den Vektor (872 bis 886), welcher der Punkt 896 ist. Daten des zweiten Zustands (884 bis 898) verkürzen das detektierte Signal um die Distanz vom Punkt 886 zu der Projizierung des Vektors (872 bis 8100) auf den Vektor (872 bis 886), welcher der Punkt 8104 ist.
Es ist zwar möglich, die Dämpfungstechniken der vorliegenden Erfindung anzuwenden, um den genannten Effekt zu minimieren oder zu beseitigen, aber eine bevorzugte Vorgehensweise ist die Eliminierung der Gleichstromkomponente der Daten, wie in 8d zu sehen ist. Dabei erfolgt durch den Datensignalvektor (872 bis 8112) entweder eine Vorverschiebung der Phase des Signalvektors (872 bis 882) zu dem Vektor (872 bis 8114), oder durch den Datensignalvektor (872 bis 8106) erfolgt eine Rückverschiebung der Phase des Signalvektors (872 bis 882) zu dem Vektor (872 bis 8108). Ein Synchrondetektor verkoppelt sich mit dem ursprünglichen Vektor (872 bis 882) und spricht auf die Projizierung der Vektoren (872 bis 8108) und (872 bis 8114) an, so daß in dem Bild kein Fehler auftritt. Ein Hüllkurvendetektor spricht auf den verlängerten Vektor (872 bis 8108) an, was um die Distanz zwischen den Punkten 8108 und 8110 fehlerhaft ist, oder spricht auf den verlängerten Vektor (872 bis 8114) an, was um die Distanz zwischen den Punkten 8114 und 8116 fehlerhaft ist.
Es versteht sich, daß in einem bandbegrenzten System der Datenvektor nicht einfach an den Orten (872 bis 8106) und (872 bis 8112) existiert. Der Datenvektor wächst zwischen diesen Zuständen auf kontinuierliche Weise, was in einer Wellenverlaufsform des Fehlers resultiert, die von einem Hüllkurvendetektor erkannt wird (oder von einem Synchrondetektor, wenn eine Gleichstromkomponente vorliegt, die nicht gedämpft ist).
8e zeigt, daß der von dem Hüllkurvendetektor erkannte Fehler eine Funktion des Bildpegels ist. Der Einfachheit halber ist nur der rückverschobene Datenquadraturvektor (872 bis 8118) gezeigt. Wenn das Bildsignal auf Synchronbodenpegel 882 ist, ergibt der Datenvektor (872 bis 8118) einen resultierenden Vektor (872 bis 8120). Eine Projizierung des Bildvektors (872 bis 882) auf den resultierenden Vektor (872 bis 8120) zeigt, daß er um die Distanz vom Punkt 8120 bis zum Punkt 8122 verlängert ist. Wenn das Bildsignal auf dem Austastpegel 880 ist, ergibt der Datenvektor (872 bis 8118) einen resultierenden Vektor (872 bis 8124). Eine Projizierung des Bildvektors (872 bis 880) auf den resultierenden Vektor (872 bis 8124) zeigt, daß er um die Distanz vom Punkt 8126 bis zum Punkt 8124 verlängert ist. Wenn das Bildsignal auf dem 20 % Graupegel 878 ist, ergibt der Datenvektor (872 bis 8118) einen resultierenden Vektor (872 bis 8128). Eine Projizierung des Bildvektors (872 bis 878) auf den resultierenden Vektor (872 bis 8128) zeigt, daß er um die Distanz vom Punkt 8130 bis zum Punkt 8128 verlängert ist. Wenn das Bildsignal auf dem 50 % Graupegel 876 ist, ergibt der Datenvektor (872 bis 8118) einen resultierenden Vektor (872 bis 8132). Eine Projizierung des Bildvektors (872 bis 876) auf den resultierenden Vektor (872 bis 8132) zeigt, daß er um die Distanz vom Punkt 8132 bis zum Punkt 8134 verlängert ist. Wenn das Bildsignal auf dem Weißpegel 874 ist, ergibt der Datenvektor (872 bis 8118) einen resultierenden Vektor (872 bis 8136). Eine Projizierung des Bildvektors (872 bis 874) auf den resultierenden Vektor (872 bis 8136) zeigt, daß er um die Distanz vom Punkt 8136 bis zum Punkt 8138 verlängert ist. Die Verlängerung des resultierenden Vektors ist für verschiedene Bildpegel unterschiedlich. Die Folge davon ist, daß eine vollständige Aufhebung des Datenartefakts, das von einem Hüllkurvendetektor erfahren wird, mit einem Dämpfungssignal festgelegter Stärke auf nur einem Bildpegel möglich ist. Die Dämpfung (d. h. eine Abnahme des von einem Hüllkurvendetektor erfahrenen Datenartefakts) findet bei anderen Bildpegeln mit unterschiedlichen Erfolgen statt. Es ist wohlbekannt, daß eine subjektive Zuschauerreaktion auf Störungen mit dem Bildpegel veränderlich ist. Bei manchen Experimenten ist bestimmt worden, daß der Punkt der maximalen Empfindlichkeit 20 % Graupegel ist. Wenn diese Erkenntnis auf die Situation anwendbar ist, dann wird die vollständige Aufhebung für den 20 % Graupegel eingestellt. Die Dämpfung findet anderswo statt, und das Ergebnis ist äußerst zufrieden stellend. Es versteht sich, daß der Pegel, bei dem die maximale Dämpfung eingestellt wird, durch den Anwender der Erfindung bestimmt wird und nach Präferenz einstellbar ist.
8f zeigt eine Tabelle und ein Diagramm zur Verdeutlichung des Fehlers, den ein Hüllkurvendetektor erfährt, wenn das Datensignal um 90° phasenverschoben ist. Der Null-Träger tritt bei 0 IRE-Einheiten auf. Der Weißbildpegel tritt bei 20 IRE-Einheiten auf. Der 50 % Graupegel tritt bei 70 IRE-Einheiten auf. Der 20 % Graupegel tritt bei 100 IRE-Einheiten auf. Schwarz tritt bei 120 IRE-Einheiten auf, und der Synchronbodenpegel liegt bei 160 IRE-Einheiten. Die Spaltenüberschriften bezeichnen unterschiedliche Datenpegel, wobei die 8b bis 8e für ungefähr 28 IRE-Einheiten gezeichnet wurden. Für jeden Bildpegel und jeden Datenpegel ist der von einem Hüllkurvendetektor erfahrene Fehlergrad berechnet und in die Figur eingetragen. Mit steigendem Datenpegel steigt auch der Grad der Nichtlinearität.
Für den Fachmann ist ersichtlich, daß ein Zweipegel-Datensignal nur zum Zweck der Veranschaulichung gezeigt wurde und keine Einschränkung bedeutet. Vielfachpegel-Datensignale resultieren in Vektordiagrammen, die den gleichen Prinzipien folgen, ohne daß dafür neue Konzepte oder Erfindungen erforderlich sind.
Vorteile des Digitaldatensignals.
Ein erheblicher Vorteil stellt sich ein, wenn das 90° phasenverschobene Modulationssignal digital ist. Die Wellenverlaufsformungsschaltkreise 895 von 8a können durch die in 9a gezeigten neuen Elemente ersetzt werden. Da das Datensignal ein Digitalsignal ist, kann es nur eine endliche Zahl von Arten von störenden Hinzufügungen zu dem Bildsignal haben. Wenn diese einmal festgelegt sind, können sie als digitale Darstellungen in einem Festzugriffsspeicher bzw. ROM und/oder einem Direktzugriffsspeicher bzw. RAM 9107 gespeichert und zum geeigneten Zeitpunkt abgerufen und in eine geeignete analoge Wellenform mit dem D/A-Umsetzer 9109 umgewandelt werden. Der Pegel des Analogsignals wird dann in der Pegelsteuereinheit 997 eingestellt, bevor das Signal mit dem Bildsignal im Kombinator 9103 kombiniert wird. Die Funktion des Verzögerungselements 899 von 8 kann in 9a durch das digitale Verzögerungselement 9111 zweckmäßi ger ausgeführt werden; das analoge Verzögerungselement 899 von 8a würde aber die erforderliche Funktion ebenso gut erfüllen. Der ROM/RAM-Adreßsequenzgenerator 9113 erzeugt eine korrekt synchronisierte Sequenz von ROM-Adressen, so daß der ROM-Inhalt nach geeigneter Verzögerung in ein Analogsignal umgewandelt und von dem Bild subtrahiert werden kann. Je nach dem Signal und den Empfängertypen können die Inhalte des ROM/RAM 9107 geändert werden. Das kann erreicht werden durch Umschalten zu einer anderen Datenmenge in dem ROM oder durch Erweitern des ROM mit dem RAM, der seine Inhalte durch Herunterladen vom Ursprungspunkt der Daten über RAM-Datenherunterladeschaltkreise 9115 empfängt. Da zu erwarten ist, daß die codierten Signale sich weltweit ausbreiten, können auf regionaler oder nationaler Basis Konzentrationen von verschiedenen Klassen von Empfänger-Detektoren vorhanden sein. Die Fähigkeit dieser Dämpfungssysteme zur selektiven Aktivierung erlaubt ihre Optimierung auf regionaler Basis. Außerdem kann sich die Gesamtheit verschiedener Klassen von Empfänger-Detektoren mit der Zeit ändern.
Aus der Erörterung der 8b bis 8e ist ersichtlich, daß die Systeme der 8a und der 9a in der Aufhebung auf einem Bildpegel und in der Dämpfung auf anderen Bildpegeln mit unterschiedlichem Erfolgsgrad resultieren können. 9b zeigt eine Modifikation, die bewirken kann, daß das Dämpfungssignal 9101 auf den Ausgang der Basisbandbildquelle 901 bezogen ist. Das Basisbandbild von der Basisbandbildquelle 901 wird durch den Analog-/Digital-Umsetzer 9173 in digitale Form umgewandelt. Das digitalisierte Signal wird dem ROM/RAM-Adreßsequenzgenerator 9113 zugeführt, der auf diesen Eingang und auf die Daten von dem Serien-/Parallel-Umsetzer 929 anspricht. Der ROM/RAM-Adreßsequenzgenerator 9113 könnte auf verschiedene Weise implementiert werden. Nur beispielsweise kann er eine Tabelle mit Adressen sein, die in Zeilen und Spalten angeordnet sind, wobei der eine der zwei Eingänge eine Zeile und der andere Eingang eine Spalte anwählt. Die Adreßsequenz adressiert dann entsprechende Stellen in dem ROM/RAM 9107, wo die digitale Darstellung des Dämpfungssignals gespeichert ist. Der Rest des Systems entspricht dem vorher in Verbindung mit 9a beschriebenen System.
9c zeigt eine alternative Ausführungsform. In 9c wird die Stärke des Dämpfungssignals proportional zu dem Bildsignal geändert. Aber der Verlauf der Wellenform bleibt für verschiedene Bildsignalstärken unverändert. Die Pegelsteuereinheit 997 ist durch eine Pegelsteuereinheit 997c ersetzt, die mit einem Eingang von der Transferfunktionseinheit 9175 elektronisch gesteuert wird. Die Transfereinheit 9175 erhält ihren Eingang von dem Ausgang der Basisbandbildquelle 901 und modifiziert ihn entsprechend der Art und Weise, wie die Amplitude des Dämpfungssignals 9101 von dem Bildpegel abhängig ist, wie in den 8e und 8f beschrieben wird. Die Transferfunktionseinheit 9174 kann auf verschiedene Weise implementiert werden. Nichtlineare Netze, die Widerstände und Dioden verwenden, können die Transferfunktion implementieren; siehe beispielsweise die Kap. 1 und 2 von "Wave Generation and Shaping", Leonard Strauss, McGraw-Hill 1970 (Library of Congress Catalog Card Number 74-90024). Alternativ kann ein Analog-/Digital-Umsetzer verwendet werden, um den Bildausgang der Basisbandbildquelle 901 in digitale Form umzuwandeln. Dieses Digitalsignal kann genutzt werden, um Werte in einer ROM- oder RAM-Verweistabelle nachzuschlagen, die dann mit einem Digital-/Analog-Umsetzer in analoge Form zurück umgewandelt werden. Diese Techniken sind dem Fachmann wohlbekannt.
Die verbleibende Herausforderung bei der Implementierung der Dämpfung besteht darin, die Inhalte des ROM und/oder RAM 9113 bestimmen.
Bestimmen des Dämpfungssignals
Das Dämpfungssignal auf Leitung 9101 von 9 und Leitung 8101 von 8a kann auf verschiedene Weise bestimmt werden. Das Signal kann auf der Basis theoretischer Grundsätze berechnet werden. Alternativ kann es empirisch bestimmt werden.
Da es viele Arten von Bilddetektoren gibt und Synchrondetektoren irgendwann einmal üblich werden können, sollte es dem Rundfunkanbieter erlaubt sein, Art und Umfang der Einspeisung der Signalwellenformung bestmöglich zu schätzen, um die Gesamtmenge von Artefakten, die seine Zuschauer sehen, zu minimieren. Die Bestimmung der Dämpfungssignale wird separat durchgeführt und braucht nicht in Echtzeit zu erfolgen. Die Dämpfungssignale können von der Art von Detektoren in den Empfängern abhängig sein. Wenn es auf einem Markt eine Vielzahl von Klassen von Detektoren gibt, kann eine Strategie zur Minimierung der Wirkung von Störungen auf das Bild eine einen Kompro miß darstellende Dämpfungswellenform involvieren, die zwar nicht für einen bestimmten Empfänger perfekt ist, aber die Gesamtwirkung auf die Gesamtheit von Empfängern minimiert.
10 zeigt den Betrieb von mehreren Empfängern 10117, 10119, 10121 und 10123 mit unterschiedlichen Detektortypen von reinen Synchron- bis zu reinen Hüllkurvendetektoren. Die Signalursprungs-Struktur von 7 erzeugt ein Signal, das in den verschiedenen Empfängern zu geringen Mengen von Artefakten führt. Das Basisbandbildsignal wird in Verzögerungselementen 10125, 10127, 10129 und 10131 geeignet verzögert und von den Bildausgängen der verschiedenen Empfänger in Kombinatoren 10133, 10135, 10137 und 10139 subtrahiert. Diese Vorgänge erzeugen das geeignete Fehlersignal für jeden Empfänger auf den Leitungen 10141 bzw. 10143 bzw. 10145 bzw. 10147. Die Fehlersignale werden proportional zu der Bedeutung der verschiedenen Detektorklassen auf dem lokalen Markt kombiniert. Die Gewichtungsfaktoreinheiten 10149, 10151, 10153 und 10155 können die gleiche Ausbildung wie die Pegelsteuereinheiten von 8a und 9a, 9b und 9c haben und dazu dienen, die Fehlersignale in Übereinstimmung mit der Wichtigkeit ihrer jeweiligen Detektorklassen auf dem vom System bedienten Markt aufzuteilen. Eine Pegelsteuerschaltung kann mit einem einfachen Potentiometer oder einem hochentwickelten frequenzkompensierten Dämpfungselement implementiert werden. Diese verschiedenen Dämpfungssignale werden in dem Kombinator 10157 kombiniert. Das Ergebnis ist das Dämpfungssignal auf Leitung 10101 am Ausgang des Kombinators 10157. Dieses Ausgangssignal kann entweder in seiner analogen Form verwendet oder in einem A/D-Umsetzer 10159 umgewandelt werden. Wenn es zu digitaler Form umgewandelt ist, kann die Information dann in dem ROM und/oder RAM 9109 von 9a, 9b und 9c genutzt werden.
Es versteht sich, daß die Fernsehempfänger 10117, 10119, 10121 und 10123 von 10 nur durch die relevanten Verarbeitungsschaltkreise ersetzt werden können, und die resultierenden Vorrichtungen sind dann viel kompakter und kostengünstiger. Ferner können die relevanten Verarbeitungsschaltkreise der Fernsehempfänger 10117, 10119, 10121 und 10123 auf einem Computer oder anderweitig simuliert oder modelliert werden, um ihre Auswirkungen zu simulieren. Die Gewichtungsfaktorelemente 10149, 10151, 10153 und 10155 und der Kombinator 10157 können durch ein Computerprogramm ersetzt werden, das nach dem optimalen Dämpfungssignal sucht. Die Struktur von 10 eignet sich zwar für den gedachten Zweck, wird aber auf praktikablere Weise durch Simulation implementiert.
Das Dämpfungssignal 10101 ist eine Funktion des optischen Basisbandpegels. Wenn ein System, das nur ein Dämpfungssignal nutzen kann, das von dem Bildpegel unabhängig ist, ausgewählt wird (wie etwa 9a), dann wird 10 mit einem gewünschten optischen Basisbandpegel verwendet. Beispielsweise kann ein 20 % Graupegel verwendet werden, um das Dämpfungssignal 10101 oder seine digitale Form, die von dem A/D-Umsetzer 10159 kommt, zu bestimmen. Wenn ein System (etwa 9b oder 9c) gewählt wird, das mit Dämpfungssignalen arbeiten kann, die eine Funktion des Bildpegels sind, dann kann 10 mit verschiedenen Bildpegeln an ihrem Eingang verwendet werden, um das analoge Dämpfungssignal 10101 als eine Funktion des Bildeingangspegels zu erhalten. Seine digitalen Äquivalente werden von dem Analog-/Digital-Umsetzer 10159 bestimmt.
Vorwärts-Dämpfungssignalgenerator
Die obigen Systeme können auf eine Weise kombiniert werden, die eine Vorwärtskonfiguration erschafft, die in Echtzeit wirksam ist. Diese Art der Aufhebung von Artefakten wird auf anderen Kommunikationsgebieten verstanden und praktiziert. Die ursprüngliche Arbeit wurde zuerst von Harold S. Black von Bell Laboratories in den Zwanzigerjahren des letzten Jahrhunderts durchgeführt zum Zweck der Verringerung von unerwünschten Verzerrungseigenschaften auf transkontinentalen Telefonleitungen. 11 zeigt das System von 10 in einem Block 11163 zum Erzeugen eines analogen Dämpfungssignals 11101. Es ist zu beachten, daß der 10 darstellende Block 11163 das System von 7 im Block 11165 zum Erzeugen des Signals mit Artefakten sowie die Reihe von Empfängern 10117, 10119, 10121 und 10123 von 10 (oder Modelle oder Simulationen dieser Empfänger), die das Dämpfungssignal 10101 finden, aufweist.
Das Bild und die Daten werden in einem Verzögerungselement 11167 und einem Verzögerungselement 11169 um einen geeigneten Betrag verzögert, um die Zeit auszugleichen, die erforderlich ist, um die Elemente der 10 in Block 11163 zu durchlaufen. Diese verzögerten Signale werden dann in eine zweite Implementierung von 7 eingespeist, wobei das verzögerte Basisbandbildsignal zuerst mit dem analogen Dämpfungssignal 11101 im Kombinator 11171 kombiniert worden ist.
Es ist ersichtlich, daß die Energiepegel in dem 10 darstellenden Block 11163 in 11 sehr niedrig sein können. Ebenso kann die gesamte Funktion auf einem Computer modelliert anstatt in Hardware gebaut zu werden.
Da 11 in Echtzeit wirksam ist, sind die bestimmten Dämpfungssignale eine Funktion von Bildpegeln und sind daher optimiert.
Es versteht sich, daß die gleichen und ähnliche Techniken in der Praxis von Kabelfernsehsystemen und mit anderen Übergabemedien, jedoch auf davon verschiedenen Energiepegeln verwendet werden können.
Rückwärts-Dämpfungssignalgenerator
12 zeigt die Kombination von 8 und 10 zum Erzeugen der Dämpfungssignals in Echtzeit. Es sind keine neuen Elemente eingeführt, und die Elemente behalten ihre Bezugszeichen von 8 und 10. Es muß sichergestellt sein, daß die Synchronisierung aller Signale korrekt ist. Es handelt sich um ein Rückkopplungsystem, und ein stabiler Betrieb sowie die Vermeidung von Schwingungen müssen gewährleistet sein. Es kann notwendig sein, die Datenrate zu verringern, so daß die Laufzeiten der verschiedenen Elemente im Vergleich mit den Datenwellenformen nicht signifikant sind. Alternativ und möglicherweise praktikabler kann das System von 12 auf einem Computer ohne die Verzögerungen modelliert werden, die in tatsächlichen Schaltungselementen auftreten. Diese Implementierung kann mit höheren Datengeschwindigkeiten arbeiten, als sie bei einer Schaltkreisimplementierung dieser Verfahren möglich sind.
Da 12 in Echtzeit wirksam ist, sind die bestimmten Dämpfungssignale eine Funktion von Bildpegeln und sind daher optimiert.
Es versteht sich, daß die gleichen und ähnliche Techniken in der Praxis von Kabelfernsehsystemen und mit anderen Übergabemedien, jedoch auf davon verschiedenen Energiepegeln verwendet werden können.
Hüllkurven-Ausgleich
Wie unter Bezugnahme auf die 8b bis 8e erörtert wurde, ist die Größe des Dämpfungssignals, das notwendig ist, um den resultierenden Ausgang eines Hüllkurvendetektors zu optimieren, eine Funktion des momentanen Bildsignalpegels. Die 9b und 9c sowie die 11 und 12 wurden gezeigt, um die Größe des Dämpfungssignals mit dem Bildpegel in Beziehung zu setzen. 13 beschreibt noch eine weitere Technik.
Der Ausgang des Bildamplitudenmodulators 1303 ist bei 13179 gezeigt und wird dem negativen Eingang des Kombinators 13183 zugeführt. Der andere Eingang des Kombinators 13183 kommt von dem 45,75-MHz-Bildreferenzoszillator 1305. Der Ausgang des Kombinators 13183 ist bei 13181 gezeigt und ist ein zweiseitenbandmoduliertes Signal, wobei die Bildmodulation gegenüber ihrem normalen Modus umgekehrt ist. Das heißt, Die Synchronböden sind in Richtung zum Nullträger, wie bei 13179 gezeigt, und nicht anders herum (NTSC-normal), wie bei 13181 gezeigt ist. Dieses Ausgangssignal 13181 wird einem Eingang des DSB-Modulators 13185 zugeführt. Das Datensignal vom Ausgang des D/A-Umsetzers 1331 wird durch das LPF 1332 und Wellenverlaufsformungsschaltkreise 1395 geschickt und ist das nichtmodifizierte Dämpfungssignal. Dieses nichtmodifizierte Dämpfungssignal wird dem anderen Eingang des DSB-Modulators 13185 zugeführt. Den DSB-Modulator 13185 kann man sich als einen Vervielfacher vorstellen, der das von den Wellenverlaufsformungsschaltkreisen 1395 kommende Dämpfungssignal vervielfacht. Die Quadraturenergie des Datensignals existiert in zwei Phasen in bezug auf den Träger an dem Anschluß 1345. Die Phasen haben zwar den gleichen Betrag, jedoch entgegengesetzte Polarität. Beide Phasen dienen jedoch dazu, den resultierenden Vektor des gesendeten Signals zu verlängern, wenn es mit dem modulierten Bildträger kombiniert ist. Infolgedessen muß das Dämpfungssignal I' am Ausgang des Verzögerungs- und Phasenschieberkreises 13189 wirksam sein, um den Ausgang des Kombinators 1347 infolge des Dateneingangssignals Q zu reduzieren. Dies wird in Wellenverlaufsformungsschaltkreisen 1395 durch die Verwendung von zwei Operationsverstärkern erreicht, von denen der eine das invertierte Ausgangssignal des anderen entwickelt. Der Ausgang von jedem der Operationsverstärker wird durch Steuerdioden kombiniert, so daß nur ein Spannungszustand in bezug auf Masse am Eingang des DSB-Modulators 13185 vorhanden ist. Diese Steuerdioden haben die Funktion, die mathematische Absolutwertfunktion auf die gleiche weise wie die Dioden in einem Vollweggleichrichterschaltkreis zu bilden, was dem Fachmann wohlbekannt ist. Die Anstiegs- und Abfallzeiten des Dämpfungssignals müssen den Anstiegs- und Abfallzeiten des Ausgangs Q des Datencodierers bei 1345 folgen, damit der Ausgleicher eine optimale Wirkung haben kann. Für den Fachmann ist ersichtlich, daß andere Schaltkreise implementiert werden können, die das gleiche Ergebnis erzielen. Wenn das Bildsignal den Weißpegel hat, kommt das größte Signal aus dem DSB-Modulator 13185. Wenn das Bildsignal den Synchronbodenpegel hat, kommt das kleinste Signal aus dem DSB-Modulator 13185. Dies entspricht der Lehre der 8b bis 8e. Das modifizierte Dämpfungssignal wird der Pegelsteuereinheit 13187 und dem Verzögerungs- und Phasenschieberkreis 13187 zur präzisen Einstellung zugeführt, bevor es von der Summe aus dem modulierten Bildsignal plus dem modulierten Datensignal im Kombinator 1347 subtrahiert wird. Da die Phase des Dämpfungssignals I' für jeden Zustand des Quadraturdatensignals Q die gleiche ist, erfolgt das Anlegen des Dämpfungssignals vom Ausgang des Verzögerungs- und Phasenschieberkreises 13189 derart, daß das Signal I' immer am Kombinator 1347 subtrahiert wird. Dadurch wird der Beitrag der pythagoreischen Summierung, der in den 8b bis 8e erläutert wurde, verringert.
Die Wellenverlaufsformungsschaltkreise 1395 folgen den vorher unter Bezugnahme auf 8a, Block 895, beschriebenen Prinzipien.
Hilfsträger-Ausgleich
Bei bestimmten Klassen von Detektoren, die empfindlich gegenüber Quadratur- und anderen Energien sind, die mit dem vorgesehenen Träger und seinen Seitenbändern nicht gleichphasig sind, resultiert die momentane Lösung des pythagoreischen Satzes (wie oben in der Erläuterung der 8b bis 8f beschrieben wurde) auch in einer Phasenmodulation des Bildträgervektors. Im Fall von NTSC werden bestimmte Sende- und Empfangssignale in Hilfsträgerform transportiert. Ein Beispiel hierfür wäre die Farbinformation, die sowohl aus Burst- als auch aus Farbsignalen besteht. Der Farb-Burst wird auf das Synchro nisiersignal zeitmultiplexiert. Das heißt, ein Minimum von sechs und ein Maximum von neun Zyklen des unmodulierten Farbhilfsträgers wird in den Synchronisierimpuls eingekoppelt. Die Farbsignale werden zu dem monochromatischen NTSC-Signal als ein Hilfsträger addiert, der um eine nominelle Basisbandfrequenz von 3,58 MHz zentriert ist. Bei dem NTSC-Farbsystem ist die getreue Wiedergabe von Farbinformation von der Erhaltung einer bestimmten Beziehung zwischen der Phase des Burstsignals und den Seitenbändern abhängig, welche die Farbcodierachsen (nominell R-Y und B-Y) darstellen. Die Einführung dieser Information in das NTSC-Signal erfolgt durch die Erzeugung von zwei Zweiseitenbandsignalen an um 90° phasenverschobenen Hilfsträgern auf der Frequenz von 3,58 MHz. Wenn sich die Phase oder die Frequenz dieses Trägers vor dem Modulationsprozeß ändert, ist die Wirkung der Seitenbänder bedeutungslos, weil sie immer noch das Produkt der momentanen Frequenz des Trägers und ihrer Basisbandfrequenzen sind.
In dem NTSC-Empfänger wird eine präzise Frequenz- und Phasenbeziehung für die Farberkennung am Beginn jeder Zeile etabliert. Das wird erreicht, indem ein Überlagerungsoszillator im Empfänger auf die Frequenz und Phase eines als Farbburst bezeichneten Referenzsignals aufgeschaltet wird, das zu Beginn jeder horizontalen Abtastzeile übertragen wird. Wenn eine Phasenstörung auf der Bildträgerfrequenz zu einem Zeitpunkt nach dem Burst, aber während der von diesem Burst gesteuerten Zeile auftreten würde, würde der Betrag dieser Phasenstörung auf die momentane Phase der Farbinformation durch Vektoraddition aufgedrückt werden. Da das codierte Datensignal der vorliegenden Erfindung in bezug auf Zeichenlänge und Phase und Amplitude (wenn es sich um mehr als zwei Pegel handelt) variiert, bewirkt bei Detektoren, die gegenüber der Quadraturenergie empfindlich sind (wie etwa solchen vom Hüllkurventyp) der momentane resultierende Effekt auf das NTSC-Signal eine Phasenmodulation der Farbinformation. Diese Phasenmodulation zeigt sich als Verlagerung der vektoriellen Beziehung jeder Komponente der Farbinformation, die während der Dauer des Datensymbols vorhanden ist. Dies ist eine lineare Funktion insofern, als der Betrag der Phasenverschiebung, der in das Farbsignal eingeführt wird, direkt mit dem Datensignal in Beziehung steht.
Eine Vorverzerrung der Phasenkomponente des NTSC-Farbsignals kann angewandt werden, um dieses Problem zu mildern und im wesentlichen auf null zu reduzieren. Mindestens eine Möglichkeit, wie das erreicht werden kann, ist die Durchführung einer unabhän gigen Korrektur eines Teils des NTSC-Signals vor dessen Kombination mit dem codierten Bilddatensignal. Ein Schaltkreis 14191 mit der Bezeichnung "Luma/Chroma Separator" kann gebaut werden, der das niederfrequente Luminanzsignal (die Information unterhalb ungefähr 3,0 MHz) und die Farbinformation, die im wesentlichen in dem Bereich zwischen 3,0 und geringfügig oberhalb 4,0 MHz wirksam ist, trennt. Eine solche Vorrichtung ist als "Video Enhancer Color Controller Pack" Modell SD-E5 von Pioneer Electronic Corporation, Tokyo, Japan, im Handel erhältlich. Es ist auch möglich, diesen Schaltkreis so auszubilden, daß die Burst-Information auf 3,58 MHz, die nur an der Schwarzschulter des Synchronisiersignals auftritt, ausschließlich entlang dem Luminanzweg transportiert wird. Das Signal von dem Bereich des Schaltkreises, der das Luminanzsignal trägt, und der Burst 14193 werden in den Amplitudenmodulator 1403 eingespeist, wie 14 zeigt. Ein Signal von dem optischen Referenzoszillator 1405 wird ebenfalls von dem Phasenschieber 14195 in bezug auf Phase eingestellt und von der Pegelsteuereinheit 14197 in bezug auf Amplitude eingestellt und dem einen Port eines Zweiport-Kombinators 14199 zugeführt. Ein Signal von dem optischen Referenzoszillator 1405 wird außerdem dem Verstärker 14201 mit variablem Verstärkungsfaktor zugeführt und dem einen Port eines Ringmischers 14203 zugeführt, der mit einem logisch invertierten Datensignal moduliert wird, das von einem invertierenden Verstärker 14207 invertiert und auf Leitung 14205 zugeführt wird. Dies ist das logische Komplement des codierten Datensignals. Der Ausgang dieses Ringmischers 14203 wird dem zweiten Eingang des Kombinators 14199 zugeführt. Der Zweck dieser Schaltkreise ist die Erzeugung des Reziprokwerts der Wirkung des codierten optischen Datensignals auf das von dem Amplitudenmodulator 1403 erzeugte Signal. Dieses Signal wird dann einem Ringmischer 14209 zugeführt, der nur mit dem Farbsignal auf Leitung 14211 moduliert wird, das von dem zusammengesetzten Signal in dem erwähnten Schaltkreis 14191 getrennt wurde. Phase und Amplitude dieses Zweiseitenbandsignals werden von dem Phasenschieber 14213 und der Pegelsteuereinheit 14215 eingestellt. Die richtige Einstellung des Phasenschiebers 14213 und der Pegelsteuereinheit 14215 ist derart, daß die Farbinformation nach Kombination mit dem Ausgang des Amplitudenmodulators 1403 im Kombinator 14219 die korrekte Amplitude und Phase hat, so daß es eine getreue Wiederherstellung des ursprünglichen zusammengesetzten Signals ist, das dem Eingang des Luma/Chroma-Separators 14191 zugeführt wird. Dies wird erstmals erreicht durch Einstellen der Phase und Amplitude der Farbsättigung, wenn auf Leitung 14205 keine Daten vorhanden sind und das codierte optische Datensignal inaktiv ist. Dieser Einstellvorgang bringt die korrekte Amplitude und Phase für die Farbsättigungskomponenten in Übereinstimmung, wenn sie mit der vom Luma/Chroma-Separator 14191 gewonnenen Luminanz-/Burst-Information rekombiniert und dem Amplitudenmodulator 1403 zugeführt werden. Der Ausgang des Ringmischers 14209 muß in einem Filter 14217 gefiltert werden, so daß nur die von dem Farbsignalen erzeugten Seitenbänder zum Kombinator 14219 weitergeleitet werden. In einem Standard-NTSC-System muß dieses Filter 14217 den Bereich von 41,57 MHz bis 42,77 MHz extrahieren und sollte eine maximale Dämpfung bei 45,75 MHz +750 kHz zeigen. Wenn die Schaltung von 14 richtig eingestellt ist und betrieben wird, kann sie die Phasenstörungen, die durch die unerwünschten Eigenschaften eines Hüllkurvendetektors in das Farbsignal eingeführt wird, wirksam reduzieren.
Eine ähnlich aufgebaute Schaltung könnte entwickelt werden, die auf gleiche Weise an dem auralen Träger eines NTSC-Fernsehsignals wirksam ist. Bei richtiger Einstellung und Operation entfernt diese Schaltung die mitschwingende Phasenmodulation, die eine bestimmte Klasse von Detektor auf Zwischenträgertonsignale aufbringt. Es ist möglich, eine einzige Ausgleichsschaltung zu bauen, die über ein hinreichend breites Spektrum wirksam ist, um den gesamten vorstehend erwähnten Chromabereich zu umfassen, der auf Leitung 14211 zusätzlich zu der Zwischenträger-Auralfrequenzinformation (4,5 MHz bei diesem Beispiel) zu dem Ringmischer 14209 transportiert wird. Bei diesem Beispiel würden nicht nur die nachteiligen Auswirkungen bestimmter Klassen von Detektoren auf die Farbsättigung gemildert werden, sondern ein in bestimmten Klassen von Auraldetektoren vorhandenes Artefakt würde ebenfalls berücksichtigt werden.
Codierte Übertragung innerhalb des auralen Spektrums
Es ist zu beachten, daß die folgende Erörterung sich immer auf Frequenzen in dem gesendeten HF-Spektrum bezieht, in dem der optische Träger niedrigere Frequenz als der aurale Träger hat. Andererseits gehen Implementierungsdarstellungen gewöhnlich von einer Verarbeitung auf Zwischenfrequenz aus, wo das Spektrum invertiert ist.
Zusätzliche Information kann dem auralen Träger des NTSC-Fernsehformats ebenfalls hinzugefügt werden. Das wird erreicht durch Amplitudenmodulation des auralen Trägers, der bereits mit den Audio- und BTSC-Fernsehsignalen frequenzmoduliert ist. Das erste Erfordernis ist, daß die AM-Modulation nicht die volle Tiefe haben darf, damit die aurale Programminformation nicht verfälscht wird. Die zulässige Modulationstiefe wird durch den schlechtesten Rauschabstand begrenzt, der in dem Sendebereich der Rundfunksendungen angetroffen wird. Für eine annähernde Äquivalenz sowohl im Programm-Material als auch der Datengüte bei der FCC-Kontur "Grade B" ist eine Abwärtsmodulationstiefe von ungefähr der halben Spannung (6 dB) was 33 % Modulation entspricht, geeignet, aber andere Werte können auch verwendet werden. Bei dieser Modulationstiefe können Mehrpegeldatensignale verwendet werden, wodurch die Datentransportkapazität des Kanals gesteigert wird.
Eine effizientere Nutzung des verfügbaren Spektrums erreicht man durch Mehrstufencodierung mit mehr als zwei Datenpegeln. (Der Ausdruck "Mehrstufen" bedeutet im vorliegenden Dokument mehr als eine Stufe und umfaßt ein Zweistufensignal ebenso wie ein Signal mit mehr als zwei Stufen.)
Bei dem System der vorliegenden Erfindung sind für unterschiedliche Signalgüte-Umgebungen 2, 4, 8 und selbst 16 Pegel geeignet. Andere Nicht-Quadratzahlen-Pegel sind möglich, wie noch erläutert wird. Bei einem NTSC-System (System Typ M) sind die höchsten genutzten Chromafrequenzen 5,43 Hz über der unteren Bandkante Das wird dadurch erreicht, daß der optische Träger 1,25 MHz über der unteren Bandkante ist, der Chroma-Hilfsträger 3,58 MHz über dem optischen Träger ist und die Chromaseitenbänder mit der höchsten Frequenz bis zu 600 kHz über dem Chroma-Hilfsträger (1,25 + 3,58 + 0,6 = 5,43) liegen. Wenn es gewünscht wird, die Unberührtheit dieses Spektrums aufrechtzuerhalten, erzeugt das 8-Stufen-, 1,5-mbps-Signal keine Energie unterhalb 5,4 MHz untere Bandkante (LBE).
Das 8-Pegel-Signal ist weniger robust als ein in 4 Pegeln realisierter äquivalenter Durchsatz. Im Jahr 1995 befaßte sich die FCC in MM Docket 95-42 mit mehreren Vorschlägen zur Einführung der eingebetteten digitalen Übertragung innerhalb des NTSC-Spektrums. Einer dieser Vorschläge war, daß die oberen Seitenbänder des Chromasignals auf 3,9 MHz über dem optischen Träger (+5,15 MHz LBE) begrenzt werden könnten. Die FCC befaßte sich mit diesem Argument sowie mit Einsprüchen zur Verringerung der oberen Chromabandbreite und entschied sich für die Annahme des vorliegenden Vorschlags und damit für die Reduzierung der oberen Chromabandbreite. Wenn die 4-Stufen-, 1,5-Mb/s-Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet würde, wäre es notwendig, das obere Chromaseitenband auf 3,9 MHz über dem optischen Träger zu begrenzen. Unter diesen Bedingungen wäre das 4-Stufensignal um 4,2 dB robuster als das vorher erwähnte 8-Stufen-Beispiel. Der Kompromiß zwischen einem im übrigen zulässigen Eindringen in das Chromaspektrum und einem robusteren Signal kann von demjenigen entschieden werden, der die Implementierung vornimmt. Ein besonderer Vorteil des Signals der vorliegenden Erfindung ist seine Fähigkeit, adaptiv zu sein.
Typischerweise werden Fernsehsendestationen in den USA mit einem Leistungsverhältnis von 10 % aural zu optisch betrieben (nach den FCC-Regeln dürfen sie zwischen 0 und 22 % betrieben werden). Der Prozeß der vorliegenden Erfindung verwendet eine nominelle Tiefe der Abwärtsmodulation von 50 %, wodurch das momentane aurale Signal um bis zu 6 dB effektiv reduziert wird. Man nimmt an, daß diese weitere Verringerung der auralen Feldstärke die Verfügbarkeit des auralen Programmsignals nur unwesentlich beeinflußt. In der Praxis haben die Zuschauer den Empfang in Ermangelung eines besseren Bildes längst aufgegeben, bevor das frühere Einsetzen von Verlusten der Tonbegrenzung wahrgenommen wird. Empirische Nachweise mit einer kleinen Stichprobe von Fernsehempfängern zeigt, daß das Hinzufügen des Datensignals des vorliegenden Systems die Begrenzung des auralen Kanals unter seinen Grenzwert auch dann nicht verringert, wenn das optische Signal seine Synchronizität verloren hat. Zur Veranschaulichung dieses Punkts ist zu beachten, daß in den frühen Tagen des Fernsehens die Sendestationen bis zu 50 % aurale Leistung verwenden durften. Deutliche Verbesserungen der Tonsystemverarbeitung haben eine Herabsetzung der auralen Leistung zugelassen, während gleichzeitig die BTSC-Programme ermöglicht wurden. Seit einigen Jahren (1997) führen einige Betreiber von NTSC-Sendereinrichtungen eine Diskussion hinsichtlich einer Verringerung ihrer auralen Trägerleistung auf 5 % (–13 dB) der optischen Leistung. Eine Stichprobe unter Personen, die an dieser Arbeit Interesse haben, hat eine nahezu einstimmige Zustimmung zu der Erwartung ergeben, daß bei diesem reduzierten Leistungspegel die aurale Leistung nicht verringert wird. Bei Kabelfernsehsendungen werden aurale Signale routinemäßig um bis zu 17 dB unterhalb der maximalen optischen Leistung übertragen.
Zur Aufrechterhaltung der reinen Amplitudenmodulation und somit der Vermeidung der Erzeugung von Störsignalen in dem Frequenz-/Phasenbereich des auralen Fernsehsignals müssen die AM-modulierten Datensignale innerhalb des von der auralen FM-Information genutzten Bandbereichs um die nominelle Trägerfrequenz symmetrisch bleiben. Das wird durch lineare AM-Modulation (15a) erreicht. Der FM-modulierte aurale Träger wird dem Eingang 15501 zugeführt, und die Mehrstufendaten von der Mehrstufendatenquelle 15503 werden einem AM-Datenmodulator 15505 zugeführt. Dabei handelt es sich entweder um herkömmliche oder Abwärts- bzw. negative Modulation. Der Aufbau des AM-Datenmodulators 15505 kann einer der in Fachkreisen wohlbekannten Ausbildungen entsprechen. Der AM-Datenmodulator 15505 ist bevorzugt, jedoch nicht notwendigerweise, ein linearer Amplitudenmodulator mit einer gewissen Gleichspannung sein, um den Anteil des auralen Trägers, der nicht für die Datenübertragung genutzt wird, zu bewahren. Dem AM-Datenmodulator 15505 ist ein Bandpaßfilter 15507 nachgeschaltet, welches das Signal auf das gemäß FCC zulässige Spektrum begrenzt und einen Träger mit auralen FM-Information und AM-Daten am Ausgang 15509 ausgibt. Das Ausgangssignal an dem Ausgang 15509 ist dann für die Umsetzung auf die Sendefrequenz, zur Verstärkung und Abstrahlung gemeinsam mit dem optischen Träger verfügbar.
Eine alternative Vorgehensweise für die Amplitudenmodulation der Daten auf das aurale FM-Signal besteht darin, die erforderlichen Seitenbänder und Trägerkomponenten separat zu erzeugen und sie zu dem auralen FM-Signal zu addieren. Gemäß 15b wird das Datensignal, das von der Mehrfachstufendatenquelle 15503 bereitgestellt wird, in den AM-Datenmodulator 15505 eingeführt. Der HF-Port dieses Modulators wird mit einem Niedrigpegel-Abtastwert des FM-modulierten auralen Signals gespeist, das gemäß der Einstellung durch die Steuereinheit 15511 verfügbar ist. Dieser Abtastwert wird von irgendeinem zweckmäßigen Punkt in dem auralen Signalweg des Senders erhalten. Da die Verstärkung anschließend an die AM-Modulation linear sein muß, um die AM-Information unverändert zu bewahren, wird dieser Punkt am besten nach der Frequenzumsetzung und Leistungsverstärkung des Tonsenders 1521 gewählt, wie 15b zeigt. In dem AM-Datenmodulator 15505 wird der Vorgang der Datenmodulation wie in 15a durchgeführt. Die Stärke des resultierenden Signals wird von der Steuereinheit 15513 eingestellt, und das Signal wird dem Komparator 15515 zugeführt, wo das aurale Programmsignal ohne Datenmodulation davon subtrahiert wird, was in einem Signal resultiert, das aus den zusätzlichen Komponenten besteht, die für die Addition der Daten erforderlich sind. Das resultierende Signal wird von dem Bandpaßfilte3r 15507 gefiltert, um das Spektrum zu begrenzen, wie bereits erläutert wurde, und wird von der Steuereinheit 15519 auf die richtige Amplitude eingestellt und dann vom Verstärker 15521 verstärkt und zu dem auralen Programmsignal im Kombinator 15523 addiert unter Bildung des gesamten FM-modulierten auralen Signal mit überlagerter AM-Datenmodulation. Das gesamte aurale Signal wird dann im Kombinator 1511 auf herkömmliche Weise mit dem optischen Signal kombiniert. Wenn Datenraten verwendet werden, die in einer Überschreibung der oberen Bandkante des Kanals resultieren, können Schritte implementiert werden, um das Signal des oberen Seitenbands so abzuschneiden, daß es innerhalb der Kanalbandbreite verbleibt (6,0 MHz LBE oder 4,75 MHz im Basisband). Das kann mit Standardfiltern erreicht werden. Wenn ein Oberflächenwellenfilter (OFW-Filter) oder ein Digitalsignalverarbeitungsverfahren angewandt wird, kann die Gruppenlaufzeit minimiert werden. Oder die Implementierung kann auf Basisband erfolgen unter Anwendung von Digitalsignalverarbeitungsverfahren, während gleichzeitig ein I/Q-Modulator verwendet wird, um das Signal auf der richtigen Hochfrequenz zu etablieren. Die Bandpaßfilter 15507 in den 15a und 15b beschneiden das obere Seitenband und begrenzen außerdem die Ausdehnung des unteren Seitenbands nach Bedarf.
Der Empfang der FM-modulierten auralen Information erfolgt in dem Fernsehempfänger ohne Modifikationen. Eine Störung durch AM-Datensignale wird in dem herkömmlichen Fernsehempfänger von 3 durch die Filter und Begrenzer 364 vermieden, die Teil des Fernsehempfängers sind und dem FM-Detektorschaltkreis 366 vorgeschaltet sind. Daher wird in den Auralkanal keine Verzerrung eingebracht. Die Rückgewinnung der AM-modulierten Daten in ihrer Breitbandform erfordert die Extraktion des Signals auf Hochfrequenz (HF oder ZF) und das Filtern des nichtsymmetrischen Bandpasses des oben beschriebenen Datensignals. Viele moderne Fernsehempfänger verwenden einen Prozeß, der als Zwischenträgererkennung bezeichnet wird. Bei dieser Technik wird das Differenzfrequenzsignal zwischen dem optischen Träger und seinem begleitenden auralen Träger (4,5 MHz im NTSC-Fall) von dem optischen Detektor 358 rückgewinnen, verstärkt und durch den Begrenzer 364 begrenzt, bevor des dem FM-Detektor 366 zugeführt wird. Da der BTSC-Auralkanal effektive Seitenbandprodukte nur bis zu ±120 kHz von 4,5 MHz dieses Kanals hat, ist es wahrscheinlich, daß die erforderliche Bandbreite der existieren den 4,5-MHz-Schaltkreise auf den Empfang von auralen Daten unzureichend ist. Da außerdem das Datensignal der vorliegenden Erfindung ein AM-Signal ist, überlebt es die Übertragung durch eine Begrenzerstufe 364 nicht. Daher wird das aurale Datensignal der vorliegenden Erfindung am besten aus den IF-Fernsehverstärkern vor jedem Erkennungsvorgang extrahiert. Wegen der Nichtsymmetrie dieses Signals (infolge des Filterns des Restseitenbands) erzeugt eine direkte Erkennung der AM (des Datensignals) mehr Ausgangsleistung in dem Bereich der unteren Seitenbandfrequenz infolge der zusätzlichen vorhandenen Energie in dem oberen Seitenband. Theoretisch erscheinen Informationen, die auf beiden Seitenbändern mit gleicher Amplitude durch den Auralkanal transportiert werden, am Detektor mit der zweifachen Spannung eines Signals, das auf dem Weg mit einem Einseitenband gleicher Amplitude transportiert wird. Dieser Vorgang des Ausgleichs des VSB-Filterns und der Nyquist-Kurve wird auf dem Gebiet der Fernsehbildübertragung klar verstanden und in der Praxis angewandt. Seine Anwendung in der vorliegenden Anmeldung sowie der optische Prozeß dient der Steigerung des spektralen Wirkungsgrads über diejenige Bandbreite hinaus, die für ein volles Zweiseitenbandsignal notwendig ist. Es ist daher notwendig, daß die Seitenbandenergien eingestellt werden, um einen flachen Ausgang zu erhalten, um das übertragene Datensignal zu rekonstruieren. Es gibt wenigstens drei Methoden, die dem Fachmann wohlbekannt sind, um mit dieser Amplituden-Ungleichheit umzugehen. 1) Ein flaches Signal kann durch die Verwendung eines scharfen Hochpaßfilters (auf IF) erhalten werden, wodurch die obere Seitenbandenergie in dem HF-übertragenen Spektrum wirksam entfernt wird (siehe 16a); 2) ein Filter mit linearem antisymmetrischem Ansprechverhalten, das die oberen und unteren Seitenbandenergien gleichmäßig abfallen läßt, was in einem flachen detektierten Ausgang resultiert (siehe 16b); oder 3) ein Basisbandfilter, das die Frequenzamplituden des unteren Basisbands nach der Demodulation reduziert (siehe 16c). In 16a wird der die AM-Daten aufweisende aurale Hilfsträger einem Hochpaßfilter 16100a zugeführt, welches das Signal in Einseitenbandform umsetzt. Ein AM-Detektor 16102a ist so ausgebildet, daß er Einseitenbandsignale erkennt. In 16b gleicht ein Nyquist-Filter 16100b die Energie in beiden Seitenbändern aus, so daß ein AM-Detektor 16102b das Auraldatensignal rückgewinnen kann. Dieses rückgewonnene Signal erzeugt, nachdem es Pegelkomparator- und Taktrückgewinnungsschaltkreisen zugeführt wurde, das aurale Datensignal der vorliegenden Erfindung auf logischen Pegeln. In 16c wird anstelle der Filter 16100a und 16100b in den vorhergehenden Fällen ein Basisbandausgleicher 16100c verwendet. Es kann zweckmäßig, wenn auch nicht notwendig, sein, bei der Implementierung der Filter in den 16 Digitaltechniken und den Basisbandausgleicher 16100c zu verwenden. In seiner allgemeinen Form führt ein Basisbandausgleicher eine Filter- und/oder Phaseneinstellfunktion auf Basisbandfrequenzen nach der Demodulation aus. Diese Funktion kann mit analogen oder digitalen Schaltkreisen erzielt werden, aber digitale Techniken sind inzwischen sehr kostengünstig und leicht zu implementieren.
Die Optionen der 16a und 16b sind anwendbar, aber in beiden Fällen ist darauf zu achten, daß die Filter keine FM-/AM-Umwandlung bewirken, wodurch die aurale Programminformation in die Daten eingeführt wird und eine Korrektur durch andere Mittel erforderlich wird. Da die oben erwähnten FM-/AM-Eigenschaften ein Produkt des Programmmaterials sind, das in den auralen FM-Träger eingeführt wird, und der Umwandluangsmechanismus linear ist, kann ein empfangsseitiger Dämpfungsdorgang realisiert werden durch die Erzeugung von reziproken Eigenschaften durch Anwendung einer kleinen Komponente des Programmtons zurück in den Datendetektor. Eine solche Korrektur kann, falls notwendig, die Form eines Dämpfungsprozesses annehmen unter Anwendung von umgekehrter rückgewonnener auraler Information von der normalen "Fernseh-FM-Demodulation. Dies ist ein Beispiel, wie ein Dämpfungsprozeß angewandt werden kann, um die Leistung des Datenkanals der vorliegenden Erfindung zu verbessern, die ansonsten durch Kreuzkopplung von der auralen NTSC-Programmierung beeinträchtigt ist. Die Verwendung des Basisbandausgleichs (Fall 3) eliminiert die Notwendigkeit, diese Filter vorzusehen, und vermeidet somit die Erzeugung der unerwünschte Kxeuzmodulationsprodukte und die Notwendigkeit einer Korrektur.
Die Datenkapazität des Auralkanals ist eine Funktion der verwendeten Bandbreite, des Wirkungsgrads des verwendeten Modulationsformats, des kleinsten anzutreffenden Rauschabstands des Trägers und des Umfangs der Anwendung einer Fehlerkorrektur.
Numerische Überlegungen für aurale Datenaufzeichnungsgeräte
Die erforderliche Bandbreite basiert auf 20 % Daten-"Überschußbandbreite". Das Fernseh-Chromasignal ist vor dem Datensignal durch Filtern auf der Frequenz geschützt, die als "niedrigste Basisbandfrequenz" aufgeführt ist. Einige Konfigurationen sind weniger praktikabel (2-Pegel und 16-Pegel) und werden weniger bevorzugt.
Träger-/Rausch-(4,08 MHz B/W)-Berechnungen basieren auf 6 dB Modulationstiefe. Der Fall von 36 dB/CN geht bei dem auralen Träger von –10 dB (Rundsendemodus) aus, während bei 43 dB C/N (Kabelmodus) –15 dB verwendet wird. 2-Pegeldaten sind bei Grund-Rauschabstand wirksam, 4-Pegel ist um 7 dB schlechter, und 8- und 16-Pegel führend zu einer Verschlechterung von 6 dB bei jeder Steigerung. Die Auswirkungen von Restfilterung sind nicht angegeben.
C/N = 36 dB C/N(102 dB/Hz) – Nyquist dBc – Modulationstiefe – aural Δ
Daten-Rauschabstand = C/N – MLFAC (Multipegel-Korrekturfaktor)

Ungefähre Leistung/Rauschabstand --- 15 dB Rauschabstand produziert theoretisch 10^–8 BER.
Leistungscharakteristiken bei verschiedenen auralen Raten
Im Kabelfernsehbetrieb des auralen Trägers sind 10 dB unterhalb des optischen Trägers zulässig und ergeben 5 dB zusätzliche Toleranz. {47 CFR 76,605 (a)(5)}
Datenempfänger
17a ist eine Modifikation des herkömmlichen Fernsehempfängers von 3 und weist die Fähigkeit auf, die Daten der vorliegenden Erfindung rückzugewinnen. Zuerst werden die Daten auf dem Bildsignal betrachtet. Ein Abzweiger 1772 entfernt einen Anteil der Signalenergie, die zwischen dem Mischer 1750 und dem IF-Verstärker fließt, mit dem Nyquist-Filter 1754 und liefert ihn an den Bildeingang des Datendemodulatoren-Blocks 17110 auf Leitung 1778. Der andere Eingang zu dem Datendemodulatoren-Block 17110 kommt von einem dem Bilddetektor 1758 nachgeschalteten und dem Begrenzer 1764 nachgeschalteten Abzweiger auf Leitung 1776. Diese Signale werden in dem Datendemodulatoren-Block 17110 demoduliert und auf Leitungen 17112 und 17114 dem Datenextraktoren-Block 17116 zugeführt, der die Daten extrahiert und sie auf Ausgangsleitungen 17118 präsentiert. Die Inhalte des Datendemodulatoren-Blocks 17110 und des Datenextraktoren-Blocks 17116 werden nachstehend beschrieben.
17b zeigt eine alternative Konfiguration des Empfängers, die eine Operation des fakultativen adaptiven Entzerrers 1756 an dem optischen Datensignal zuläßt. Der IF-Verstärker 1754 von 17a ist in zwei Teile unterteilt. Der erste Teil 1754a weist das Nyquist-Filter nicht auf, und daher kann der Richtkoppler 1772 ihm nachgeschaltet sein, so daß die Daten auf Leitung 1778a zur Verbindung mit dem Datendemodulatoren-Block 17110 verfügbar sind. Ein Richtkoppler ist eine Einrichtung zum Abtrennen eines Anteils der Signalenergie und Liefern derselben auf einem Abzweigausgang zu einigen Schaltkreisen, während gleichzeitig die verbleibende Signalenergie nachfolgenden Schaltkreisen an dem anderen Ausgang zugeführt wird, der als Durchgangsausgang bezeichnet wird. Die Aufgabe eines Richtkopplers besteht in der Aufrechterhaltung einer Signaltrennung zwischen seinem Eingang und seinen Ausgängen, so daß starke Signale nicht zu Schaltkreisen rückgespeist werden, die sie nicht empfangen sollen. Alternativ kann der Richtkoppler 1774 statt dessen verwendet werden, nachdem das Signal durch den fakultativen adaptiven Entzerrer 1756 gegangen ist. (Die Aufteilung des IF-Verstärkers für diesen Zweck darf nicht mit der geteilten Tontechnik verwechselt werden, die als eine Methode der Auslegung von Fernsehempfängern bereits beschrieben wurde.) Das hat den Vorteil, daß der fakultative adaptive Entzerrer 1756 Übertragungswegmängel ausgleichen kann. Der zweite Teil des IF-Verstärkers 1754b weist das Nyquist-Filter des Empfängers auf.
Wenn der Empfänger nach der Erkennung seine Geisterbildlöschung auf Basisband implementiert, kann für das Datensignal ein separater Geisterbildlöscher verwendet werden. Diese Techniken sind dem Fachmann wohlbekannt. Siehe "A Tutorial on Ghost Canceling in Television Systems", W. Ciciora, G. Sgrignoli und W. Thomas, IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. CE-25, Nr. 1, Feb. 1979, S. 9-44.
17c zeigt die Einzelheiten des Datendemodulatoren-Blocks 17110. Ein Bandpaßfilter (BPF) 1780 begrenzt die Energie auf diejenigen Frequenzen, welche die Daten der vorliegenden Erfindung tragen. Es ist zu beachten, daß die Bandbreite des BPF 1780 den 750-kHz-Zweiseitenbandbereich des NTSC-Signals geringfügig überschreitet. Daher enthält sie einen Teil des optischen Spektrums, was zu einer gewissen Verschlechterung der empfangenen Daten führt. Dies wird nicht als signifikant angesehen. Falls gewünscht, können aber Dämpfungsverfahren ähnlich denen hinzugefügt werden, die in anderen Teilen der vorliegenden Erfindung angewandt werden. Die Auslegung des Bandpaßfilters BPF 1780 ist dem Fachmann wohlbekannt und kann unter Verwendung von vorher erwähnten Softwarepaketen implementiert werden. Das Signal von dem BPF 1780 läuft dann auf zwei Wegen. Der erste Weg bringt es zu dem Phasenregelkreis 1784. Der Phasenregelkreis 1784 erzeugt eine stabile Kosinuswelle gleicher Frequenz und Phase wie der optische Träger. Der Phasenregelkreis 1784 kann mit den verschiedensten integrierten Schaltkreisen oder unter Verwendung diskreter Halbleiter implementiert werden. Um nur ein geeignetes Beispiel zu nennen: der TLC3923-Chip von Texas Instruments dient dem genannten Zweck, wenn er auf die herstellerseitig angegebene Weise betrieben wird. Ein Phasenschieber 1786 verschiebt die Phase des Ausgangssignals des Phasenregelkreises 1784, so daß es um 90° phasenversetzt zu dem optischen Träger und daher gleichphasig mit dem Bilddatensignal der vorliegenden Erfindung ist. Der Phasenschieber 1786 kann mit den bereits angegebenen Schaltkreisen von Mini-Circuits PSCQ2-50 implementiert werden. Der zweite Weg von dem BPF 1780 führt zuerst zu dem Verstärker 1782, der eine geeignete Signalstärke erzeugt, um den Ringmischer 1788 zu treiben, wo die Kosinuswelle von dem Phasenschieber 1786 ebenfalls verfügbar ist. Der Schaltkreis Mini-Circuits SRA-1 ist handelsüblich und ist ein geeigneter Mischer für diesen Zweck. Da die Phase des Ausgangssignals des Phasenregelkreises 1784 von dem Phasenschieber 1786 so eingestellt wurde, daß sie gleichphasig mit dem Quadratur-Datensignal ist, kann der Mischer 1788 dieses Signal rückgewinnen.
Das Ausgangssignal des Mischers 1788 ist im allgemeinen ein Mehrpegelsignal. Es wird gleichzeitig einem Taktrückgewinnungsschaltkreis 1792v zugeführt, der die Synchronisierinformation aus dem Mehrpegelsignal rückgewinnt. Der Taktrückgewinnungsschaltkreis 1792v kann auf viele Weisen implementiert werden. Ein Beispiel dafür ist die integrierte Taktrückgewinnungsschaltung Elonics EL2019. Durch das Taktsignal erfolgt die zeitliche Steuerung des Pegelbegrenzers 1794v und des Parallel-/Seriell-Datenumsetzers P/S 1796v. Der Pegelbegrenzer 1794v bestimmt, wann Grenzwerte von dem Mehrpegelsignal von dem Mischer 1788 überschritten werden, und bestimmt somit, welche logischen Werte für den Empfang geschätzt werden. Wenn mehr als zwei Pegel gleichzeitig codiert werden, werden mehr als ein logisches Bit gleichzeitig gesendet. Der Parallel-/Seriell-Datenumsetzer P/S 1796v bringt die Daten in serielle Form, so daß sie dem Anwender am Anschluß 1798v präsentiert werden. Alternativ werden die Daten einem Da tenmultiplexer/-demultiplexer 17106 zugeführt. Der Datenmultiplexer/-demultiplexer 17106 wird noch näher erläutert.
Als nächstes werden die Daten auf dem auralen Träger betrachtet. Wie oben in Verbindung mit 16 erörtert wurde, muß Zugang zu den Daten erfolgen, bevor sie durch den Begrenzer 1764 geleitet werden, der die Amplitudenschwankungen entfernt. Das Signal wird dann einem Datenfilter 17100 und schließlich einem AM-Datendetektor 17102 zugeführt. 16a und 16b zeigen zwei mögliche Formen für das Datenfilter 17100. Außerdem wurde in 16c eine dritte Konfiguration gezeigt. Wenn diese Konfiguration implementiert ist, ist der AM-Detektor 17102 dem Datenfilter 17100 vorgeschaltet, und das Datenfilter 17100 ist unter Anwendung digitaler Filtertechniken realisiert. Der Taktrückgewinnungsschaltkreis 1792a hat die gleiche Funktion und kann auf die gleiche Weise wie der Taktrückgewinnungsschaltkreis 1792v implementiert sein. Der Pegelbegrenzer 1794a hat die gleiche Funktion und kann auf die gleiche Weise wie der Pegelbegrenzer 1794v implementiert sein. Der Parallel-/Seriell-Datenumsetzer P/S 1796a hat die gleiche Funktion und kann auf die gleiche Weise wie der Parallel-Seriell-Datenumsetzer P/S 1796v implementiert sein. Der Parallel-Seriell-Datenumsetzer P/S 1796a bringt die Daten in serielle Form, um dem Anwender am Anschluß 1798a präsentiert zu werden. Alternativ werden die Daten dem Datenmultiplexer/-demultiplexer 17106 zugeführt.
Der Datenmultiplexer/-demultiplexer 17106 ist fakultativ und kann verwendet werden, um Daten von dem auralen Hilfsträger und dem optischen Träger in einen größeren Datenstrom einzufügen. Für den Fachmann ist ersichtlich, daß die anderen Verfahren des Datentransports in Analogsignalen ebenfalls in Verbindung mit den vorliegenden Erfindungen anwendbar sind. Obwohl dies in 17a nicht gezeigt ist, können Daten, die in der Bildaustastlücke in von anderen entwickelten Systemen wie Digideck und WavePhore und in anderen Kanälen transportiert werden, ohne weitere Erfindung kombiniert werden, um eine höhere Datenkapazität zu erreichen. Umgekehrt können die in dem Auralkanal transportierten Daten und die in den optischen Kanälen transportierten Daten in Datenströme geringerer Kapazität unterteilt werden für Zwecke, welche die volle Kapazität dieser Kanäle nicht erfordern. Diese Multiplexier- und Demultiplexiertechniken werden auf diesem Gebiet allgemein angewandt und erfordern keine weitere Erläuterung.
Wenn die Daten in dem optischen Weg und die Daten in dem auralen Weg synchron getaktet sind, wird nur einer der Taktrückgewinnungsschaltkreise 1792v oder 1792a benötigt. Jede von beiden Wahlmöglichkeiten ist in Ordnung. In diesem Fall liefert der Anschluß 17104 das Taktsignal zu dem Weg, der keinen eigenen Taktrückgewinnungsblock hat.
Es ist möglich, zwei oder mehr Fernsehkanäle mit den Daten der vorliegenden Erfindung zu betreiben und ihre Ausgangssignale mit Datenmultiplexer-/-demultiplexer-Blöcken wie etwa 17106 zu kombinieren.
17d zeigt eine verbesserte Demodulationsschaltung für den optischen Weg der vorliegenden Erfindung. Das Bandpaßfilter 1780 wird vermieden wegen seines Potentials, die Phase des Datensignals zu stören und zu Demodulationsfehlern beizutragen. Statt dessen speist ein Teil des Ausgangssignals des Verstärkers 1782 auf Leitung 17124 den Mischer 17122, dessen anderer Eingang auf Leitung 17120 von dem nicht-phasenverschobenen Ausgang der Phasenregelschleife 1784 kommt. Somit ist der Ausgang des Mischers 17122 auf Leitung 17126 das synchron erkannte Basisband-Bildsignal. Ein Hochpaßfilter 17128 entfernt aggressiv den Anteil des Bildes, der in demselben Band wie das Datensignal vorliegt. Das restliche Signal ist dasjenige, das die Datenerkennung stören würde. Es wird auf Leitung 17130 zu dem subtrahierenden Eingang des Kombinators 17132 geliefert. Der andere Eingang zum Kombinator 17132 kommt von dem Mischer 1788 auf Leitung 17134. Das Datensignal, von dem das störende optische Signal entfernt ist, wird auf Leitung 17112 dem Datenextraktorblock 17116 von 17c zugeführt.
17e ist eine Implementierung eines Datenempfängers, der von einem Fernsehempfänger getrennt ist. Die Bild- und Auralsignale werden nicht für ihre normalen Zwecke detektiert und genutzt. 17e ist 17b ohne die folgenden Elemente: Tonwiedergabeeinheit 1770, Audioverstärker 1768, FM-Detektor 1766, Begrenzer 1764, Bildprozessor 1760 und Bildanzeigevorrichtung 1762. Der Detektor 1758 verbleibt in verkürzter Form. Er dient ausschließlich als nichtlineares Element, um den auralen Hilfsträger, der AM-Daten bis herunter auf Basisbandfrequenzen enthält, zum Transport auf Leitungen 1776 zu den Datendemodulatoren 17110 zu bringen. Eine solche Einrichtung kann als ein viel kleineres und billigeres Beistellgerät oder in anderer Größe als kleiner Kasten gebaut werden, da sie die Bild und Ton erzeugenden Einrichtungen und ihre teuren und energieverbrauchenden Komponenten nicht aufweist.,
Nichtbinäre Mehrpegel-Codes
Wenn Rauschen, Verzerrung und Störungen auf dem Übertragungsweg nur zwei Signalgabepegel zulassen, wird ein Grenzwert benötigt, um festzustellen, ob die analoge Darstellung des Binärsignals eine logische "1" oder eine logische "0" transportieren soll. Binärsignale werden aufeinanderfolgend gesendet und zu Gruppen zusammengefaßt, um Binärwörter zu bilden. Herkömmlich werden acht Bits als ein Byte bezeichnet. gelegentlich werden vier Bits als Halbbyte bezeichnet. Die Anzahl Bits, die ein "Binärwort" bilden, hängt von der Konstruktion der die Daten verarbeitenden Einrichtungen ab. Wenn Daten übertragen werden, sind sie gewöhnlich in Bytes organisiert.
18a zeigt den bekannten Zweistufen-Binärcode, der hier betrachtet wird. Die Reihenfolge der Bits geht aus von dem niedrigstwertigen Bit bzw. LSB zu dem höchstwertigen Bit bzw. MSB, und die Position in dem Strom ist mit einem Wert oder einer Gewichtung versehen. Die Gewichtungen in dem Binärsystem sind nachstehend angegeben. Das bekannte Dezimalsystem ist ebenfalls gezeigt:
LSB
2⁰ = 1 10⁰ = 1
2¹ = 2 10¹ = 10
2² = 4 10² = 100
2³ = 8 10³ = 1.000
2⁴ = 16 10⁴ = 10.000
2⁵ = 32 10⁵ = 100.000
2⁶ = 64 10⁶ = 1.000.000
MSB
2⁷ = 128 10⁷ = 10.000.000
Somit würde in dem Binärsystem ein Byte, das aus lauter Einsen bzw. 1 besteht, den folgenden Wert haben: 11111111 = 128 + 64 + 32 + 16 + 8 + 4 + 2 + 1 = 255 und in dem bekannten Dezimalsystem würde eine Folge von acht Einsen bzw. 1 den folgenden Wert haben: 11.111.111 = 10.000.000 + 1.000.000 + 100.000 + 10.000 + 1.000 + 100 + 10 + 1 = 11.111.111
Das Binärsystem hat nur zwei Symbole 0 und 1, wogegen das Dezimalsystem zehn Zeichen hat: 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8 und 9.
Wenn der Übertragungsweg mehr als zwei Stufen tragen kann, ist es üblich zu versuchen, Stufen zu verwenden, die eine Zweierpotenz sind, und die gleichzeitige Übertragung einer Vielzahl von Bits vorzusehen. Wenn vier Stufen übertragen werden können, können sie also beispielsweise zwei gleichzeitige Bits definieren:
Stufe 1 repräsentiert 00
Stufe 2 repräsentiert 01
Stufe 3 repräsentiert 10
Stufe 4 repräsentiert 11
Wenn der Übertragungsweg acht Stufen tragen kann, können in gleicher Weise die acht Stufen drei gleichzeitige Bits definieren:
Stufe 1 repräsentiert 000
Stufe 2 repräsentiert 001
Stufe 3 repräsentiert 010
Stufe 4 repräsentiert 011
Stufe 5 repräsentiert 100
Stufe 6 repräsentiert 101
Stufe 7 repräsentiert 110
Stufe 8 repräsentiert 111
Wenn der Übertragungsweg zehn Stufen tragen kann, ist es möglich, etwas ganz anderes zu tun. Die Stufen können unmittelbar das Dezimalsystem darstellen:
Stufe 1 repräsentiert 1
Stufe 2 repräsentiert 2
Stufe 3 repräsentiert 3
Stufe 4 repräsentiert 4
Stufe 5 repräsentiert 5
Stufe 6 repräsentiert 6
Stufe 7 repräsentiert 7
Stufe 8 repräsentiert 8
Stufe 9 repräsentiert 9
Stufe 10 repräsentiert 0
Da jedoch die Logikschaltkreise an beiden Enden des Übertragungswegs höchstwahrscheinlich mit binären Logikelementen aufgebaut sind, ist eine Umwandlung von Binär zu Dezimal am sendeseitigen Ende erforderlich, und eine Rückumwandlung ist am empfangsseitigen Ende erforderlich. Das kann erreicht werden unter Anwendung der Prinzipien der Logikkonstruktionen, die sich in elementaren College-Texten über logische Entwürfe finden wie etwa in "Fundamentals of Digital System Design" von V. Thomas Thyne, Prentice Hall, 1973 ISBN 0-13-336156-X, oder "Introduction to Switching Theory and Logical Design", F. H. Hill und G. R. Peterson, John Wiley & Sons, 1968, ISBN 471-39880-X, und vielen anderen, die dem Fachmann bekannt sind.
Wenn Rauschen, Verzerrung und Störungen des Übertragungswegs mehr als zwei Stufen der Signalgabe, aber nicht ganz vier tragen, können gleichermaßen drei Stufen verwendet werden. Die Tabellen von 18a zeigen die Vorgehensweise. Der bekannte Zweistufencode ist auf der linken Seite für die Übertragung von vier Bits gezeigt, und zwar mit dem MSB links und dem LSB rechts. Am Kopf der Spalten ist die "Gewichtung" jeder Position angegeben. Die Spalte "Sum" ist gebildet, indem jeder Spalteninhalt mit der Gewichtung dieser Spalte multipliziert und die Werte für die Reihe aufsummiert werden. Der Dreistufencode füllt die mittleren Spalten und die rechte Spalte aus und wird auf die gleiche Weise erschaffen. Dabei werden anstelle der zwei Symbole im Binärfall drei verwendet: a, b und c. Die "Gewichtungen" der Spalten sind die Dreierpotenzen:
LSB
3⁰ = 1
3¹ = 3
3² = 9
MSB
3³ = 27
Die drei Zeichen haben Multiplikationswerte von a = 0, b = 1, c = 3. Und somit ergibt sich unter Anwendung einiger repräsentativer Reihen: aaaa = 0000 = 0 × 27 + 0 × 9 + 0 × 3 + 0 × 1 = 0 bbbb = 1111 = 1 × 27 + 1 × 9 + 1 × 3 + 1 × = 40 cccc = 2222 = 2 × 27 + 2 × 9 + 2 × 3 + 2 × 1 = 80 cbaa = 2100 = 2 × 27 + 1 × 9 + 0 × 3 + 0 × 1 = 63
Da jedoch die logischen Schaltkreise an beiden Enden des Übertragungswegs höchstwahrscheinlich mit binären Logikelementen aufgebaut sind, ist am sendeseitigen Ende eine Umwandlung vom Binärcode in den Dreistufencode erforderlich, und am empfangsseitigen Ende ist eine Rückumwandlung in den Binärcode notwendig. Das kann erreicht werden durch Anwendung von Prinzipien der Logikkonstruktion, die man in elementaren College-Texten über logische Konstruktionen findet und die bereits genannt wurden und die dem Fachmann bekannt sind. Der Bereich von Werten, der in vier Zeitperioden mit drei Stufen transportiert werden kann, erstreckt sich von 0 bis 80.
Wenn Rauschen, Verzerrung und Störungen des Übertragungswegs mehr als drei Stufen der Zeichengabe, jedoch nicht ganz fünf, zulassen, dann können gleichermaßen vier Stufen verwendet werden. Vier Stufen werden nahezu immer als die gleichzeitige Übertragung von zwei Bits angesehen. Somit sind vier Zeitperioden erforderlich, um die acht Bits eines Bytes zu übertragen, anstatt der acht Zeitperioden bei Verwendung von Binärcodes. Der Bereich von Werten, der mit acht binären Bits übertragen werden kann, erstreckt sich von 0 bis 255.
Es ist auch möglich, die vier Stufen so zu betrachten, daß sie vier verschiedene Zeichen repräsentieren, und zwar auf die Weise, wie im Fall der drei Zeichen vorgegangen wurde. Die Tabellen von 18b zeigen den Ablauf. Am Kopf der Spalten ist die "Gewichtung" jeder Position angegeben. Die Spalte "Sum" ist gebildet, indem der jeweilige Inhalt jeder Spalte mit der Gewichtung dieser Spalte multipliziert und die Werte für die Reihe aufsummiert werden. Dabei werden anstelle der zwei Zeichen im Binärfall vier verwendet: a, b, c und d. Die "Gewichtungen" der Spalten sind die Viererpotenzen:
LSB
4⁰ = 1
4¹ = 4
4² = 16
MSB
4³ = 6⁴
Die vier Zeichen haben Multiplikationswerte von a = 0, b = 1, e = 2 und d = 3. Somit ergibt sich unter Anwendung einiger repräsentativer Reihen: aaaa = 0000 = 0 × 64 + 0 × 16 + 0 × 4 + 0 × 1 = 0 bbbb = 1111 = 1 × 64 + 1 × 16 + 1 × 4 + 1 × 1 = 85 cccc = 2222 = 2 × 64 + 2 × 16 + 2 × 4 + 2 × 1 = 170 dddd = 3333 = 3 × 64 + 3 × 16 + 3 × 4 + 3 × 1 = 255 dcba = 32100 = 3 × 64 + 2 × 16 + 1 × 4 + 0 × 1 = 228
Da jedoch die logischen Schaltkreise an beiden Enden des Übertragungswegs höchstwahrscheinlich mit binären Logikelementen aufgebaut sind, ist am sendeseitigen Ende eine Umwandlung vom Binärcode in den Vierstufencode erforderlich, und am empfangsseitigen Ende ist eine Rückumwandlung in den Binärcode notwendig. Das kann erreicht werden durch Anwendung von Prinzipien der Logikkonstruktion, die man in elementaren College-Texten über logische Konstruktionen findet und die bereits genannt wurden und die dem Fachmann bekannt sind. Der Bereich von Werten, der in vier Zeitperioden mit vier Stufen übertragen werden kann, erstreckt sich von 0 bis 255. Das ist der gleiche Wertebereich, der erhalten wird, wenn die vier Stufen als zwei gleichzeitige Binärbits repräsentierend angesehen werden.
Wenn Rauschen, Verzerrung und Störungen im Übertragungsweg mehr als vier Stufen der Zeichengabe, aber nicht ganz sechs, zulassen, dann können gleichermaßen fünf Stufen verwendet werden. Die Tabellen von 18c zeigen den Ablauf. Am Kopf der Spalten ist die "Gewichtung" jeder Position angegeben. Die Spalte "Sum" ist gebildet, indem der Inhalt jeder Spalte mit der Gewichtung dieser Spalte multipliziert wird und die Werte für die Reihe aufsummiert werden. Dabei werden anstelle der zwei Zeichen im Binärfall fünf Zeichen verwendet: a, b, c, d und e. Die "Gewichtungen" der Spalten sind die Fünferpotenzen:
LSB
5⁰ = 1
5¹ = 5
5² = 25
MSB
5³ = 125
Die fünf Zeichen haben Multiplikationswerte von a = 0, b = 1, c = 2, d = 3 und 3 = 4. Somit erhält man unter Anwendung einiger repräsentativer Reihen: aaaa = 0000 = 0 × 125 + 0 × 25 + 0 × 5 + 0 × 1 = 0 bbbb = 1111 = 1 × 125 + 1 × 25 + 1 × 5 + 1 × 1 = 156 cccc = 2222 = 2 × 125 + 2 × 25 + 2 × 5 + 2 × 1 = 312 dddd = 3333 = 3 × 125 + 3 × 25 + 3 × 5 + 3 × 1 = 468 eeee = 4444 = 4 × 125 + 4 × 25 + 4 × 5 + 4 × 1 = 624 edcb = 4321 = 4 × 125 + 3 × 25 + 2 × 5 + 1 × 1 = 586
Da jedoch die logischen Schaltkreise an beiden Enden des Übertragungswegs höchstwahrscheinlich mit binären Logikelementen aufgebaut sind, ist am sendeseitigen Ende eine Umwandlung vom Binärcode in den Fünfstufencode erforderlich, und am empfangsseitigen Ende ist eine Rückumwandlung in den Binärcode notwendig. Das kann erreicht werden durch Anwendung von Prinzipien der Logikkonstruktion, die man in elementaren College-Texten über logische Konstruktionen findet und die bereits genannt wurden und dem Fachmann bekannt sind. Der Bereich von Werten, der in vier Zeitperioden mit fünf Stufen übertragen werden kann, erstreckt sich von 0 bis 624.
Mehrstufendatensignale in der Austastlücke
Die vorliegende Erfindung gibt Vorrichtungen, Systeme und Verfahren zur Erweiterung der Durchsatzfähigkeit der Bildaustastlücke bzw. VBI durch die Einführung einer Vielzahl von Signalpegeln mit mehr als zwei Stufen (Der Ausdruck "Mehrstufen" bedeutet in dieser Schrift mehr als eine Stufe und umfaßt ein Zweistufensignal ebenso wie ein Signal mit mehr als zwei Stufen.) auf eine Weise, die im übrigen nominell mit der aktuellen Teletext- und VBI-Praxis in Übereinstimmung ist. Die Anwendung von Teletextsignalen im Rahmen des Stands der Technik setzt eine logische Eins und eine logische Null auf Stufen, die gleich IRE 0 bzw. IRE 80 sind.
Unter Bedingungen des normalen Fernsehempfangs ist das Verhältnis zwischen Videoprogramm und Rauschabstand im allgemeinen größer als 36 dB. Unter diesen Umständen können Enable-Schaltkreise gebaut und genutzt werden, die zwischen einer Vielzahl von Spannungspegeln unterscheiden können. Diese Pegel können genutzt werden, um zusätzliche Datenzustände zu generieren, welche die effektive Datenrate von derjenigen eines Zweizustandssystems vervielfachen. Wenn beispielhaft acht Zustände benützt würden, würde die äquivalente Datenrate verdreifacht werden. Der Stand der Technik verwendete keine Mehrstufen-Zeichengabe mit mehr als zwei Pegeln in der VBI ungeachtet allgemeiner Beschwerden in bezug auf überlange Zugangszeit. Bedenken in bezug auf Mehrwegereflexionen (Geister) haben eventuell zu diesem Mangel bei bekannten Systemen beigetragen. Niedrigere Signalabstände zwischen Zuständen würden zu einem System führen, das für Zwischenzeichenstörungen infolge von Geistereffekten anfälliger wäre. Der aktuelle Stand der Technik bei Fernsehempfängern weist Geisterbildaufhebungsschaltkreise auf, wobei einige Konstruktionen auf den Geisterbildunterdrückungs-Referenzsignalen (GCR-Signalen) basieren. Diese Techniken mildern die Auswirkung von Geisterbildern auf den Fernsehempfang. Kabelfernsehsysteme werden im allgemeinen so betrieben, daß sie praktisch frei von Geisterbildern sind. Bei beiden vorstehenden Beispielen gibt es eine ausreichende Leistungsreserve, um die erfolgreiche Verwendung von Mehrstufendaten mit mehr als zwei Zuständen und damit die Steigerung des Datendurchsatzes gegenüber einem Zweistufensystem zuzulassen.
Eine Phasenverschiebung von Signalen um 90° zu dem Bildträger erfordert zwar Sorgfalt, um eine Beeinträchtigung des Fernsehbilds zu vermeiden, aber in der Bildaustastlücke bzw. VBI gibt es kein derartiges Problem, weil deren zeitliche Steuerung so ist, daß während ihres Auftretens kein Bild vorhanden ist. Somit kann bei der VBI-Signalgabe wenigstens die doppelte Anzahl von Signalpegeln erwartet werden gegenüber denjenigen, die bei den Quadraturverfahren der vorliegenden Erfindung verwendet werden können.
Wie bereits erörtert wurde, transportieren derzeitige Teletextsignale 32 Acht-Bit-Wörter in jeder zugewiesenen VBI-Zeile oder 7680 b/s je VBI-Zeile in jedem Feld. Es gibt einundzwanzig Zeilen in der VBI, und neun davon sind für das Vertikalsynchronsignal erforderlich, und eine ist von der FCC für das verdeckte Kennungssignal (Closed Captioning Signal) reserviert. Somit verbleiben elf Zeilen in jeder sechzigstel Sekunde oder eine Bitrate von 168.960 b/s. Wenn die Achtstufensignalgabe verwendet wird, verdreifacht sich das auf 506.880 b/s. Es versteht sich, daß dadurch, daß das digitale Fernsehsystem die 8-VSB- und 16-VSB-Modulation anwendet, es durchaus vorstellbar ist, höhere Anzahlen von Stufen wie etwa 16 vorzusehen. Dadurch würden vier gleichzeitige Bits oder 675.840 b/s transportiert werden.
Wenn anstelle nur der Bildaustastlücke bzw. VBI sämtliche Zeilen des Signals diesem Zweck zugewiesen werden könnten, würde keine verdeckte Kennung benötigt werden, und nur achtzehn der 525 Zeilen sind nicht verfügbar. Die 507 Zeilen, die dreißigmal pro Sekunde mit 32 Acht-Bit-Wörtern auftreten, würden eine Bitrate von 3,89 Mb/s ergeben. Bei Verwendung von acht Signalgabestufen werden drei Bits gleichzeitig transportiert, und die Signalgaberate erhöht sich auf 11,68 Mb/s. Wenn, wie oben erörtert, die Sechzehn-Stufen-Signalgabe verwendet wird, werden vier gleichzeitige Bits bei einer Bitrate von 15,59 Mb/s transportiert. Das Hauptziel der vorliegenden Erfindung ist zwar das kompatible Hinzufügen von Daten zu NTSC-Fernsehsignalen, es versteht sich jedoch, daß die Bilddaten- und Auraldatenmethoden der vorliegenden Erfindung mit einer Teletextvollfeld-Vorgehensweise kompatibel sind, die Zweistufen- oder Vielfachstufensignalgabe nutzt.
Es versteht sich, daß die vorstehende Erörterung übereine nicht-binäre Mehrstufensignalgabe ebenso auf die VBI- und Teletext-Anwendungen zutrifft. Wenn Rauschen, Ver zerrung und Störungen des Übertragungswegs mehr als zwei Signalgabestufen, jedoch nicht ganz vier, zulassen, kann die Dreistufen-Signalgabe angewandt werden. Wenn Rauschen, Verzerrung und Störungen des Übertragungswegs mehr als vier Signalgabestufen, jedoch nicht ganz acht, zulassen, können fünf, sechs oder sieben Stufen angewandt werden.
Die Schaltkreise zur Implementierung dieser Vorgehensweisen sind eine Kombination aus der Taktrückgewinnung des Standard-Teletextdecodierers und ein erweiterter Pegelbegrenzer, der die Anzahl der gewählten Stufen erkennen kann. Der Pegelbegrenzer ist der gleiche wie der in 17 der vorliegenden Erfindung vorgesehene.
Immunität von Differenzdaten
19a zeigt die Art und Weise, wie ein Digitalsignal-/Analogsignal-Umsetzer implementiert werden kann. Es gibt zahlreiche Verfahren zum Erzielen dieser Funktion und eine Unmenge von handelsüblichen integrierten Schaltungen, die für diesen Zweck eingesetzt werden können. 19a zeigt eine Implementierung eines Zwei-Bit-Systems und dient nur der Veranschaulichung, ohne die Wahlmöglichkeiten der tatsächlichen Implementierung einzuschränken. Der MSB-Dateneingang D₁ 1902 und der LSB-Dateneingang D₂ 1904 resultieren in einer Ausgangsspannung V₀ 1908 von einem D/A-Umsetzer 1906. Eine übliche Methode der Implementierung, mit welcher der Fachmann vertraut ist, umfaßt die Verwendung von gesteuerten Stromquellen ungleicher Größe, die einen Widerstand speisen. Die MSB-Stromquelle I_D1 1910 hat die doppelte Stärke der LSB-Stromquelle I_D2 1920. Die Stromquellen speisen den Ausgangswiderstand R₀ 1922, der eine Ausgangsspannung V₀ 1924 ausgibt. Wenn beispielsweise der Strom I_D2 ein Ampere und der Widerstand R₀ ein Ohm ist, dann ist die Ausgangsspannung V₀ 1908 ein Volt für jede Stromeinheit von der Stromquelle I_D2 1920 und zwei Volt für jede Stromeinheit von der Stromquelle I_D1 1920, wie nachstehend gezeigt wird.
Wenn der MSB-Dateneingang D₁ 1902 und der LSB-Dateneingang D₂ 1904 die Sequenz 00, 01, 10, 11 durchlaufen, dann resultieren die Spannungsschritte, die in 19a als 1926, 1928, 1930 und 1932 gezeigt sind. Wenn Spannungsschwellenwerte V_th1 1934, V_th2 1936 und V_th3 1938 mit 0,5 V, 1,5 V bzw. 2,5 V vorgegeben sind, dann ist ein Empfänger imstande zu bestimmen, welche Daten mit den in 19b gezeigten Methoden gesendet wurden.
Die linke Seite von 19b zeigt eine Implementierung einer Begrenzerschaltung unter Verwendung einer Differenzverstärker-Technik, die dem Fachmann bekannt ist. Es gibt zahlreiche Methoden zum Erzielen dieser Funktion und eine Unmenge von handelsüblichen integrierten Schaltkreisen, die für dien Zweck verwendet werden können. 19b zeigt eine Implementierung und dient nur der Veranschaulichung, ohne die Wahlmöglichkeiten einer tatsächlichen Implementierung einzuschränken. Wenn die Eingangsspannung V_in 1940 am linken Transistor 1942 kleiner als die Schwellenspannung V_th 1944 an dem rechten Transistor 1946 ist, ist der linke Transistor 1942 aus und der rechte Transistor 1946 ein, so daß Strom in den Lastwiderstand 1948 fließt, wodurch die Ausgangsspannung V_out 1950 auf ihren niedrigeren Wert sinkt. Wenn die Eingangsspannung V_in 1940 am linken Transistor 1942 größer als die Schwellenspannung V_th 1944 am rechten Transistor 1946 ist, ist der linke Transistor 1942 ein und der rechte Transistor 1946 aus, so daß im wesentlichen kein Strom in dem Lastwiderstand R 1948 fließt und die Ausgangsspannung V_out 1950 auf ihren höheren Wert ansteigen kann. Auf diese Weise kann der Differenzverstärker als Begrenzer verwendet werden, um zu bestimmen, ob eine Eingangsspannung einen Schwellenwert über- oder unterschreitet.
Die rechte Seite von 19b hat drei Begrenzer 1952, 1954 und 1956 von dem Typ, der auf der linken Seite von 19b gezeigt ist, um zu bestimmen, ob die Eingangsspannung V_in 1940 die Schwellenspannung V_th1 1958, die Schwellenspannung V_th2 1960 oder die Schwellenspannung V_th3 1962 überschreitet, die von einer Widerstandskette gebildet sind, die aus den Widerständen R1 1964, R2 1966, R3 1968 und R4 1970 gebildet ist. Wenn die Spannungs-Schwellenwerte V_th1 1934 und 1958, V_th2 1036 und 1960 und V_th3 1038 und 1962 mit 0,5 V, 1,5 V bzw. 2,5 V vorgegeben sind, dann sind die Ausgänge der drei Pegelbegrenzer 1952, 1954 und 1956 wie folgt:
Das "L" in der vorstehenden Tabelle bezeichnet eine niedrigere Spannung oder logische 0, wogegen das "H" eine höhere Spannung oder logische 1 bezeichnet. Es ist ersichtlich, daß der Begrenzer #2 1954 den Wert des MSB direkt bezeichnet. Das LSB ist eine logische 1, wenn der Begrenzer #3 einen hohen Ausgang hat oder wenn die Kombination aus Begrenzer #1 1956 einen hohen Ausgang und Begrenzer #2 1954 einen niedrigen Ausgang hat. Diese Logik ist in dem Logikblock 1972 mit dem logischen Nicht-Glied 1974, dem UND-Glied 1976 und dem ODER-Glied 1978 realisiert.
Aus 19a ist ersichtlich, daß dann, wenn die Ausgangsspannung V₀ 1924 auf mehr als ein Volt Rauschen, Verzerrung oder Störung von Peak zu Peak (mit Null-Gleichstrom) trifft, es eventuell nicht möglich ist, die übertragenen Pegel präzise rückzugewinnen. Solange Rauschen, Verzerrung oder Störungen von Peak zu Peak (mit Null-Gleichstrom) ausreichend unterhalb ein Volt bleiben, findet eine präzise Rückgewinnung der übertragenen Daten statt.
19c beschreibt die Verwendung ungleicher Stufen bei der Codierung von Daten, um eine differentielle Immunität gegenüber Rauschen sowie eine differentielle Immunität gegenüber Verzerrung und Störungen von zwei Datensignalen zu ermöglichen. In 19c ist die MSB-Stromquelle I_D1 zur Veranschaulichung und nicht als Einschränkung so gewählt worden, daß sie die dreifache Stärke der LSB-Stromquelle I_D2 hat. Dadurch wird der mittlere Stufenanstieg doppelt so groß wie die beiden anderen Stufenanstiege, und das MSB erhält die doppelte Rauschimmunität gegenüber dem LSB. Die Schwellenspannungen sind wie angegeben eingestellt, und das MSB trägt wichtigere Daten als das LSB. Das MSB bleibt nach dem Rauschen, der Verzerrung oder den Störungen rückgewinnungsfä hig, während das LSB dadurch nicht mehr rückgewinnungsfähig wird. Die Differenz hinsichtlich der Immunität kann so gewählt werden, daß sie einen jeweils geeigneten Wert für die spezielle Anwendung hat.
Es versteht sich, daß das Prinzip der differentiellen Datenimmunität auf mehr als nur vier Stufen ohne weiteren Erfindungs- oder Forschungsaufwand anwendbar ist. Das Vierstufen-Beispiel ist hier wegen der Einfachheit der Darstellung und nicht als Einschränkung gewählt.
Künftige Fernsehempfänger
Künftige Fernsehempfänger können aus der Verfügbarkeit des Dämpfungssignals Vorteile ziehen, um das Dämpfungssignal für ihre jeweilige Struktur einzustellen.
Beispielsweise würde ein vollständig synchroner Empfänger das Dämpfungssignal nicht benötigen und bei dessen Verwendung sogar einen gewissen Nachteil erleiden. Da das inhärente Leistungsvermögen des vollständig synchronen Detektors einen hohen ursprünglichen Wert hat, ist der geringfügige Beitrag des Dämpfungssignals in negativer Weise bei dieser Detektorklasse bedeutungslos.
Unter Bezugnahme auf die 9a, 9b und 9e können die in dem ROM/RAM 9113 des Senders genutzten Daten für den Empfänger in dem digitalen Datenstrom verfügbar gemacht werden. In dem Empfänger können sie in eine analoge Wellenform umgesetzt, korrekt synchronisiert, auf eine geeignete IF-Frequenz aufmoduliert und von dem empfangenen Signal subtrahiert werden. Wenn der Detektor des Empfängers keine Dämpfung benötigt, wird das Signal in seinen ursprünglichen Zustand zurückgebracht. Wenn der Detektor des Empfängers eine andere Art von Dämpfung benötigt, kann diese lokal in dem Empfänger vor der Bilderkennung korrekt synchronisiert ausgebildet, auf eine geeignete IF-Frequenz aufmoduliert und zu dem Signal addiert werden. Die gleichen Prozesse können auf Basisband implementiert werden, jedoch mit höherer Komplexität.
Es ist möglich, die Daten für mehrere verschiedene Arten von Dämpfungssignalen zu senden und dem Empfänger zu gestatten, das für seine Konstruktion bestgeeignete zu nutzen. Es ist möglich, daß der Empfänger die empfangenen Daten modifiziert, um sie präziser an seine Konstruktion anzupassen.
Es wäre möglich, eine Steuerung an dem Empfänger vorzusehen, die höchstwahrscheinlich von einem Menü auf dem Bildschirm betätigt wird, um einem Zuschauer (oder Techniker) zu erlauben, aus einer Vielzahl von Dämpfungsverfahren, die in einem ROM und/oder RAM im Empfänger gespeichert sind, die Wahl zu treffen, die für die Bedürfnisse und den Geschmack des Besitzers des Empfängers am besten geeignet ist. Da die Dämpfungsdaten zum Herunterladen vorgesehen werden können, können modifizierte Versionen von einem Gerät geliefert werden, das entweder einen speziellen Verbinder verwendet oder das Signal auf ein HF-Signal aufmoduliert, das dem Empfänger über seine Antennenanschlüsse zugeführt wird.
Überlagerungsprozessor
Es ist vorteilhaft, wenn wenigstens einige der Datensignale der vorliegenden Erfindung zu einem modulierten Signal addiert werden können, ohne dieses vorher zu demodulieren. 20 zeigt eine Vorrichtung, Systeme und Verfahren hierfür. Ein Überlagerungsoszillator 2002 auf einer geeigneten Frequenz führt einem Mischer 2004 eines seiner Eingangssignale zu. Das andere Eingangssignal des Mischers 2004 ist ein moduliertes Fernsehsignal. Das Ausgangssignal des Mischers 2004 ist auf einer Zwischen- bzw. IF-Frequenz. Das Signal wird einem IF-Bildverstärker 2010 zugeführt, der nur den optischen Anteil des Signals durchläßt und verstärkt. Vor dem Erreichen des IF-Bildverstärkers 2010 trennt ein Richtkoppler 2008 einen Teil des Signals ab und führt es einem IF-Tonverstärker 2012 zu, der nur den auralen Anteil des Signals durchläßt und verstärkt. Unmittelbar nach dem Mischer trennt der Richtkoppler 2006 einen Teil des Signals ab und führt es einem Phasenregelkreis bzw. PLL 2014 zu, der auf die Leitung 2016 einen nicht-modulierten Ausgangsträger liefert, der mit dem optischen Träger phasen- und frequenzsynchronisiert ist. Das Ausgangssignal des PLL 2014 wird in dem Phasenschieber 2018 um einen geeigneten Betrag phasenverschoben, so daß der fakultativ unterdrückte Datenträger zu dem optischen Träger um 90° phasenverschoben ist. Das ist ähnlich 525 in 5A (oder einer der anderen Implementierungen des Datencodierers der vorliegenden Erfindung). Das Ausgangssignal des Datencodierers 20525 wird dem Kombinator 2020 zugeführt. Das Ausgangssignal des Datencodierers 20525 wird fakultativ auch dem Dämpfungssignalgenerator 20995 zugeführt, der dem Dämpfungssignalgenerator von 9b (oder einer der anderen Implementierungen von Dämpfungssignalgeneratoren der vorliegenden Erfindung) gleicht und ein geeignetes Basisband-Dämpfungssignal erzeugt. Wenn die Methoden von 13 angewandt werden, um das Dämpfungssignal zu erzeugen, benötigt der fakultative Dämpfungssignalgenerator 20995 auch ein Eingangssignal von dem IF-Bildverstärker und dem Phasenregelkreis 2014. Das Ausgangssignal des fakultativen Dämpfungssignalgenerators 20995 wird dem AM-Modulator 2022 zugeführt, dessen anderes Eingangssignal von dem PLL 2014 kommt. Das Ausgangssignal des AM-Modulators 2022 wird auch dem Kombinator 2020 zugeführt. Das kombinierte Ausgangssignal des Kombinators 2020 ist ein optisches Fernsehsignal mit 90° phasenverschobenen Daten- und fakultativen Dämpfungssignalen. Es versteht sich, daß die Methoden von 4 und 6 ebenfalls angewandt werden könnten, um optische Signaldaten hinzuzufügen.
Bei Anwendung der Methoden von 15 und 16 werden die auralen Trägerdaten in dem Auraldatengenerator 2024 verarbeitet und auf den Auralträger in dem Auraldatenmodulator 2026 aufmoduliert. Das Ausgangssignal des Auraldatenmodulators 2026 wird mit dem optischen Signal im Kombinator 2028 kombiniert. Dem Mischer 2030 wird das Ausgangssignal des Überlagerungsoszillators 2002 zugeführt, und er überlagert das kombinierte Signal vom Kombinator 2028 zurück auf seine ursprüngliche Frequenz. Ein Bandpaßfilter bzw. BPF 2032 begrenzt das Signal auf sein zugewiesenes Frequenzband, und der Verstärker 2034 bringt es auf die für die vorgesehenen Zwecke geeignete Stärke. Es versteht sich, daß eine anschließende Frequenzumsetzung durch die in 20 gezeigte Implementierung angewandt werden kann, um das NTSC-Signal, das mit Daten gemäß der vorliegenden Erfindung codiert ist, auf eine andre Frequenz zu bringen.
Skalierbarkeit
Ein wichtiger Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ihre Skalierbarkeit zur Anpassung an unterschiedliche Übertragungswegbedingungen sowie verschiedene Anwendungsdatenrate-Notwendigkeiten und wirtschaftliche Beschränkungen. Die Skalierbarkeit kommt von zwei Faktoren. Erstens gibt es die Fähigkeit, drei verschiedene Wege für die Datenübertragung zu nutzen: den optischen Träger, den auralen Träger und die Bildaustastlücke bzw. VBI. Zweitens kann jeder der Wege eine Vielzahl von Signalstufen verwenden, und zwar von zwei Stufen binär bis zu Vielfachstufen in Zweierpotenzen und selbst zu Vielfachstufen, die nicht Zweierpotenzen sind. Diese zahlreichen Ressourcen können in höhere Datenkapazitätswege multiplexiert oder in viele Wege geringerer Größe demultiplexiert werden. Die Ressourcen von Vielfach-6-MHz-Kanälen und FM-Signalen können für noch höhere Datenraten multiplexiert werden.
Einige der Datenwege der vorliegenden Erfindung sind robuster als andere. Einige der Datenwege der vorliegenden Erfindung sind in der Implementierung teurer als andere. Der große Bereich von Leistungsfähigkeit und Skalierbarkeit ist an viele Bedürfnisse des Marktes anpaßbar.
Es versteht sich, daß die verschiedenen Signalübertragungs-Ressourcen der vorliegenden Erfindung ein Ensemble von Komponenten bilden, die ein nützliches Ganzes zu dem Zweck bilden, wesentliche Verbesserungen der Nutzung des Spektrums gegenüber dem Stand der Technik zu erreichen, ohne dabei vorhandene Einrichtungen in bezug auf die von deren Besitzern erwarteten Dienstleistungen wesentlich zu beeinträchtigen.
Verzeichnis
Die Infrastruktur der Datenübertragung wird ständig komplexer. Im Fall des Hinzufügens von Raumklang zu einer Sendung wurde tyischerweise ein Anzeigelicht an Empfängern angezeigt, um darauf hinzuweisen, daß das Signal vorhanden war. Bei Signalen, die nicht direkt mit dem Programm-Material in Zusammenhang stehen, etwa bei einigen von den Signalen, die durch die Vorrichtungen, Systeme und Verfahren der vorliegenden Erfindung möglich sind, wäre es nützlich und zweckmäßig, die Ressourcen eines Kanals und in größerem Umfang sämtlicher Kanäle innerhalb des Bereichs eines nicht auf Sendung befindlichen Empfängers (Off-air-Empfängers) oder über ein Kabel- oder ähnliches Fernsehübergabesystem zu betrachten.
In manchen Fällen ist es denkbar, daß mehr als ein Weg für einen Empfänger verfügbar ist, wobei jeder dieser Wege das gleiche Programm-Material transportiert. In diesen Fällen wäre es nützlich, diese Redundanz zu erkennen und die Verfügbarkeit von jedem der Wege zu bewerten und dadurch sicherzustellen, daß das zuverlässigste Signal identifiziert wird.
Da Fernsehsignale häufig durch Umsetzer oder Kabelfernseh-Kopfstellen oder andere Einrichtungen übertragen werden, in denen sie eine Frequenzumsetzung erfahren, zwischen Anbietern von Mehrfachinhalten umgeschaltet und anderweitig verändert werden, wäre es zweckmäßig und nützlich zu erkennen, welche Ressourcen innerhalb des Signals zu einem gegebenen Zeitpunkt gerade genutzt werden, um dem momentanen Betreiber des Signals zu ermöglichen zu entscheiden, welche Signale hinzugefügt, entfernt oder unmodifiziert durchgeleitet werden könnten.
Diese Zusammenstellung von Informationen sollte zusammen mit der Summe von Dienstleistungen transportiert und leicht verfügbar gemacht werden, so daß Betreiber oder Empfänger dieser Dienste auf einfache Weise bestimmen können, welche Ressourcen gerade genutzt werden. Wenigstens eine Implementierung dieses Verzeichnissystems ist die Verwendung eines teletextähnlichen Codes auf einer VBI-Zeile, beispielsweise Zeile 20. Dieser Code könnte als Binärcode oder als Vielstufencode implementiert werden. Eine fortlaufend hinzuaddierte Datenwortmenge würde eingefügt werden, um denjenigen, die das Signal bearbeiten, zu ermöglichen, ihre Kennungen daran zu belassen.
Das Verzeichnis kann fakultativ Informationen enthalten, welche die Quelle verschiedener Daten, den Zweck der Daten, die Struktur der Daten und ihren Ort definieren. Die letztgenannte Information ist wichtig, weil die Daten eine Untermenge von einem der Datenwege oder eine Kombination von Vielfachwegen in einem 6-MHz-Kanal sein können oder sogar eine Vielzahl von 6-MHz-Kanälen umfassen können. Die Ortsdaten liefern die für den lokalen Demultiplexer oder Multiplexer notwendigen Befehle, um die gewünschten Datenströme zu finden und herauszutrennen.
Es gibt eine Vielzahl von Protokollen zur Übertragung der Verzeichnisdaten, die dem Fachmann wohlbekannt sind. Texte, welche diese Techniken abdecken, sind: "Computer Networks" von A. Tanenbaum, Prentice Hall, 1996, ISBN 0-1-349945-6, "Data Network Design" von D. L. Spohn, McGraw Hill, 1993, ISBM 0-07-06-360-X und "Network Secuxity" von C. Kaufman, R. Perlman und M. Speciner, Prentice Hall, 1995 ISBN 0-13- 061466-1. Viele der dort und in anderen Texten beschriebenen Protokolle sind gleichermaßen geeignet, um die Verzeichnisinformationen zu transportieren.
Unterhaltungsempfänger sind mehrere Stunden am Tag ausgeschaltet. Während dieser Zeit könnten die Signalempfangs- und -verarbeitungseinrichtungen so programmiert werden, daß sie die verfügbaren Kanäle abtasten und die Ergebnisse ihrer Beobachtungen in einem nichtflüchtigen Speicher aufzeichnen. Diese Schaltkreise verbrauchen eine vernachlässigbare Energiemenge und wären dauernd in Betrieb, um die verfügbaren Datenxessourcen ständig zu beobachten. Wenn der Empfänger eingeschaltet wird, ist ein aktualisiertes Verzeichnis von verfügbaren Zusatzdiensten auf allen Kanälen bekannt. Der Empfänger könnte auch so konfiguriert werden, daß eine unmittelbare Aktualisierung der verfügbaren Ressourcen auf den Kanälen möglich ist. Es könnte auch nützlich sein, eine historische Aufzeichnung dieser Informationen für Diagnose- oder sonstige Zwecke elektronisch zu unterhalten.
Das fortlaufende Wort
Fernsehsignale werden erzeugt und durch Dutzende von Zwischeneinrichtungen geleitet, bevor sie schließlich an einen Endverbraucher übergeben werden. Diese Zwischenstationen können Orte sein, an denen je nach den Interessen derjenigen, welche die Weiterleitung durchführen, und nach den verbleibenden verfügbaren Ressourcen in dem Signal Programm- und Zusatzsignale hinzugefügt oder entfernt werden. Die Verfolgung des zurückgelegten Wegs und der hinzugefügten und entfernten Signale bei einem Fernsehsignal ist umständlich und enthält viele potentielle Fehlerquellen. Die vorliegende Erfindung sieht eine Technik vor, um den zurückgelegten Weg und den Ursprung von Signalen deutlich zu markieren. Dabei wird eine Zeile der Bildaustastlücke bzw. VBI reserviert, um ein fortlaufendes Wort zu erzeugen, welches das Siegel jedes Nutzers, der Ressourcen innerhalb des Kanals verbraucht, einfängt. Die dedizierte Zeile wird auf einen schwarzen oder nahezu schwarzen Wert, nominell 0 IRE, eingestellt. Eine Reihe von Techniken sind dem Fachmann bekannt, um ein Signal negativ (absorptiv) zu modulieren. Bei diesem Beispiel wird ein PIN-Diodenmodulator auf solche Weise zwischengeschaltet, daß die Amplitude des vorher schwarzen Bildsignals während des vorgeschriebenen Bereichs der Zeile reduziert wird (wodurch ein digitales Bit erzeugt wird). Die Reduzierung von Schwarz in dem HF-Bereich resultiert in einer Aufwärtsverschiebung im IRE-Wert zu einem Zustand, der näher an Weiß (100 IRE) liegt, wodurch eine logische Eins erzeugt wird. Der erste Nutzer einer Ressource quittiert seine Anwesenheit durch Erzeugen eines Wortes unter Verwendung des PIN-Modulators, das mittels eines kurzen vorher vereinbarten Codes angibt, wer welche Ressource nutzt. Ein darauffolgender Nutzer einer Ressource untersucht zuerst das bereits geschriebene fortlaufende Wort, um zu prüfen, ob die gewünschte Ressource verfügbar ist, und fügt seine Information unmittelbar anschließend an den belegten Bereich der Zeile hinzu. Die beschriebene Technik erlaubt das Aufbringen von Daten auf die bezeichnete Zeile ohne Demodulation und erneute Modulation des betroffenen Signals. Wenn die Nutzung einer Ressource an irgendeinem Punkt in der Signalkette beendet ist, kann die Information, die den Nutzungszustand der Ressource belegt, wieder in einen schwarzen oder nahezu schwarzen Zustand zurückgebracht werden, was erneut die Verfügbarkeit der Ressource in dem Kanal bezeichnet. Die meisten Fernseher aus aktueller Produktion, die in den Vereinigten Staaten zum Verkauf angeboten werden, haben Decodierschaltkreise, welche die innerhalb der VBI übertragenen verdeckten Kennungssignale rückgewinnen. Empfänger des fortlaufenden Worts können entlang diesen Konstruktionen strukturiert werden, und das Merkmal kann eine Erweiterung ihrer Funktionalität sein.
Anwendungsgebiete der vorliegenden Erfindung
Bis vor kurzem wurde der herkömmliche Fernsehempfang auf der Basis von Rundfunk und Kabel ausschließlich mit analogen Einrichtungen erreicht, die direkte Abkömmliche von Einrichtungen waren, die vor einem halben Jahrhundert erstmals in Vakuumröhren realisiert wurden. Die Notwendigkeit am Beginn der Fernsehtechnologie, kosteneffektive Erzeugnisse zu liefern, machte einen Kompromiß zwischen der Ineffizienz des Spektrums und der Kostensenkung des Produkts erforderlich. Derzeit gibt es mehr als 250 Millionen Fernsehempfänger in den Vereinigten Staaten und über 150 Millionen Videorekorder, die nach dem analogen Fernsehstandard betrieben werden, der als NTSC bekannt ist. Wenn der durchschnittliche Abschreibungswert dieser Produkte nur mit $200 angesetzt wird, ist der Gesamtwert $80 Milliarden! Dieser großen Investition durch die Verbraucher darf nicht die Konzession entzogen werden. Nicht nur gibt es eine große Anzahl vorhandener Geräte, sondern sie haben Halbwertszeiten von mehr als einer Dekade. Außerdem werden jährlich ungefähr 25 Millionen neue Fernsehempfänger und 15 Millionen neue Videorekorder erworben. Wenn der durchschnittliche Wert dieser neuen Produkte nur $400 ist, sind die Gesamtkosten $16 Milliarden! Die vorliegende Erfindung sieht Verfahren vor, um den Wirkungsgrad des Spektrums zu verbessern, das für die Unterstützung dieser analogen Empfänger dediziert werden muß.
Die vorliegende Erfindung nützt die vorhandene komplexe Signalverarbeitung, die seit dem Aufkommen des Fernsehens entwickelt wurde, und wendet diese Verarbeitung an, um das Fernseh- und Rundfunkspektrum effektiver zu nutzen. Die vorliegende Erfindung gibt Vorrichtungen, Systeme und Verfahren an, welche die Einführung von vielen Megabits pro Sekunde an Digitaldaten auf kompatible Weise in ein Fernsehsignal erlauben. Diese Datenressource kann für eine Vielzahl von Zwecken genutzt werden einschließlich des Transports von mehreren Fernsehprogrammen mit Steroton (oder Rundumklang) oder der Bereitstellung von Daten zu Rechen-, Informationsverarbeitungs- oder Displayvorrichtungen. Die Datenkapazität kann gleichzeitig zwischen diesen Anwendungen aufgeteilt werden. Die Datenkapazität wird entweder insgesamt oder teilweise für Erweiterungssignale genutzt, welche die Güte des Analogkanals verbessern, oder um Informationen, die für das auf dem Analogkanal transportierte Programm relevant sind, bereitzustellen. Der Anteil, der einer Anwendung gegenüber einer anderen zugewiesen wird, kann mit dem Ort oder mit der Zeit an einem gegebenen Ort variieren. Manche Internetanwendungen werden Verbesserungen der Geschwindigkeit um nahezu das Hundertfache erfahren. Alle diese Fähigkeiten sind mit vorhandenen Rundfunk- und Kabeleinrichtungen kompatibel und sehr kostenwirksam.
Die vorliegende Erfindung gibt Vorrichtungen, Systeme und Verfahren an, um Daten innerhalb des Spektrums anzuwenden, das besetzt ist von: 1) dem optischen Träger (demjenigen HF-Träger, auf den das Bildinformationssignal aufgebracht wird), 2) dem auralen oder Tonträger (demjenigen HF-Träger, auf den das aurale Informationssignal aufgebracht wird) und 3) der Bildaustastlücke bzw. VBI. Die vorliegende Erfindung sieht auch einen Übertragungsweg zur Erkennung der Zuweisung dieser Datenressourcen vor.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht die Übertragung (über Funk und im Kabel) von zusätzlichen Programmen und Datenressourcen, von denen erwartet wird, daß sie vom Zuschauer gern empfangen werden. Diese Programme und Dienstleistungen gehen dorthin, wohin auch immer das sie tragende Fernsehsignal geht, und können teilnehmenden Nutzern aufgrund von Zugangsberechtigungs-Techniken selektiv zugeführt oder für den Empfang durch jeden, der die erforderlichen Empfangseinrichtungen besitzt, geliefert werden.
Der heutige Stand der Technik hinsichtlich der digitalen Bildkompression basiert auf dem digitalen Bildkompressionsstandard der Moving Pictures Experts Group bzw. MPEG. Derzeit können gute Programme in Datenraten von 1,5 Mb/s bereitgestellt werden. Da die Technologie der Videokompression sich ständig weiter entwickelt, ist zu erwarten, daß Verbesserungen bessere Ergebnisse mit diesen Datenraten oder ähnliche Ergebnisse mit niedrigeren Datenraten ermöglichen. Eine aktuelle Implementierung der vorliegenden Erfindung sieht die Übertragung von ungefähr 4,5 Mb/s Daten im Fernsehsignal vor. Die Verwendung der Mehrstufensignalgabe in der VBI könnte dieser Zahl ein weiteres halbes Megabit pro Sekunde hinzufügen. Diese Ressource könnte für die Lieferung von drei kompletten MPEG-Fernsehsignalen genutzt werden, während gleichzeitig ein analoges Fernsehsignal zur Nutzung durch vorhandene Empfänger übertragen wird. Diese dramatische Verbesserung der spektralen Effizienz ist im Stand der Technik nicht zu finden.
Seit dem Beginn des Kabelfernsehens ist es für Systembetreiber ständig wünschenswert, die Bandbreite regelmäßig zu erweitern. Das ermöglicht neue Kanäle, welche die Basis für die Erzeugung zusätzlicher Einkünfte bilden, während gleichzeitig die Nutzer zufriedengestellt werden. Die Kosten der Bandbreitenerweiterung können leicht tausend Dollar pro Wohnung in Vorstadtgebieten erreichen, wo Koaxialkabel- und Lichtleiternetze unterirdisch verlegt sind. Derzeit sind viele Kabelsysteme nicht imstande, alle Programme zu liefern, die von ihren Teilnehmern gewünscht werden. Das hat dazu geführt, daß manche Teilnehmer alternative Unterhaltungsoptionen wie etwa den Verleih von Videobändern und Rundfunksatelliten- bzw. DBS-Dienste in Anspruch nehmen. Der Kabelbetreiber steht vor dem Dilemma, entweder sehr viel Kapital für den weiteren Ausbau des Systems zu investieren oder zusehen zu müssen, wie die Teilnehmerbasis geringer wird.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht die Erzeugung zusätzlicher Programmkanäle ohne Erweiterung der Bandbreite. Dabei wird die Notwendigkeit einer physischen Erweiterung des Kabelsystems vermieden. Außerdem sind die Kosten an der Kabelfernsehkopfstation zur Implementierung der vorliegenden Erfindung mäßig und werden durch die Gewinne vollständig gedeckt. Die speziellen Einrichtungen der vorliegenden Erfindung werden nur in den Wohnungen installiert, welche die neuen Dienste in Anspruch nehmen, und liefern entsprechende neue Einnahmen.
Auf die gleiche Weise kann die vorliegende Erfindung dem Rundfunkfernsehen hinzugefügt werden und ergibt zusätzliche Wahlmöglichkeiten für den Zuschauer und beseitigt die Kapazitätsbegrenzungen auf diesem Gebiet. Mehrsprachige Programme können in Gemeinschaften hinein erweitert werden, wo solche Bedürfnisse entweder nicht oder in zu geringem Umfang erfüllt werden.
Wer mit der Technologie nicht vertraut ist, mag zwar den Eindruck haben, daß das derzeitige Sendespektrum viele freie Kanäle hat, die ausgefüllt werden können, wenn Programme verfügbar wären, aber das Gegenteil ist richtig. Der Stand der Technik der Fernsehempfänger hat technische Einschränkungen, die das Hinzufügen von mehr Stationen ausschließen. Viele Fernsehempfänger können benachbarte Kanäle ungleicher Stärke nicht trennen. Viele Abstimmeinrichtungen von Fernsehempfängern haben eine ungenügende Trägerunterdrückung. Sie ermöglichen eine Antwort auf Kanäle, die frequenzmäßig an der entgegengesetzten Seite der Überlagerungsoszillatorfrequenz in bezug auf das gewünschte Signal liegen. Diese unerwünschte Antwort findet man gegenüber der Überlagerungsoszillatorfrequenz um einen Betrag verlagert, der gleich der Zwischen- bzw. IF-Frequenz ist. Andere Abstimmeinrichtungen haben nichtlineare Charakteristiken, die auf Oberschwingungen oder subharmonische Schwingungen der abgestimmten Frequenz ansprechen. Die Verwendung eines einzigen Kanals in einem Gebiet kann die Verwendung von bis zu sieben anderweitig nutzbaren Frequenzzuweisungen für andere Zwecke ausschließen. Diese Beschränkungen werden von der FCC bei der Annahme ihrer Zuweisungstabelle (Table of Assignments), besser bekannt als Fernsehkanal-Tabu, berücksichtigt.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht den kompatiblen und gleichzeitigen Transport von mehr Programmen mit dem vorhandenen analogen Fernsehsignal im gleichen Spektrum.
21 zeigt drei Programmquellen 2102, 2104 und 2106, die Bild- und Tonsignale aufweisen, die drei digitalen Kompressionseinheiten 2108, 2110 und 2112 zugeführt werden. Diese digitalen Kompressionseinheiten 2108, 2110 und 2112 könnten beispielsweise mit dem MPEG-Standard implementiert sein. Viele verschiedene digitale MPEG-Codiereinrichtungen von Erweiterungskarten für Personalcomputer, die einige hundert Dollar kosten, bis zu umfangreichen Prozessoren, die Hunderttausende Dollar kosten, sind handelsüblich. Eine MPEG1-Codierkarte (als Broadway Card bekannt) zur Verwendung in PCs gibt es für $799 von der Data Translation Corporation, Broadway Group of Marlboxo, MA. (800-249-1000). Recht annehmbare Ergebnisse sind erzielbar mit Datenraten von 1,5 Mb/s. 21 verwendet die Vierstufensignalgabe-Implementierung des optischen Trägers gemäß der vorliegenden Erfindung, wie bereits beschrieben wurde, in einem Visual optischen Datencodierer 2114 mit einer Kapazität von 3,0 Mb/s, der zwei 1,5-Mb/s-Signale transportieren kann. Die Tonträgermethoden der vorliegenden Erfindung, die bereits beschrieben wurden, sind in 21 als Auraldatencodierer 2116 gezeigt. Der Auraldatencodierer 2116 kann ein zusätzliches digitales Videosignal von 1,5 Mb/s transportieren. Diese Signale werden in dem Fernsehmodulator oder Sender 2118 mit einem analogen Videosignal von der Programmquelle #4 2120 kombiniert. Im Fall des Kabelfernsehens ist der Fernsehmodulator oder Sender 2118 ein Kleinleistungsmodulator, dessen Ausgangssignal mit den Ausgangssignalen anderer Kleinleistungsmodulatoren kombiniert wird und in eine Kombination aus Lichtwellenleiter- und Koaxialkabel 2140 gespeist und Teilnehmern zugeführt wird. Das gleiche erfolgt im Mehrkanal-/Mehrpunktverteilungssystem bzw. MMDS mit der Ausnahme, daß im letzteren Fall das kombinierte Spektrum auf den GHz-Bereich umgesetzt und auf geeignete Leistungspegel verstärkt und einer Mikrowellenantenne 2136 zugeführt wird. Die Programmquelle #4 2120 enthält Einrichtungen zum Einführen des Signals aus den VBI-Daten und dem Verzeichnisgenerator 2122 der vorliegenden Erfindung. Diese Information wird dem analogen Eingang des Fernsehmodulators oder Senders 2118 zugeführt. Sämtliche Komponenten dieser Elemente wurden vorher als Teil der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Am Empfangsort; der in 21 auf der rechten Seite gezeigt ist, werden Signale von den Quellen über das Kabel 2140, die MMDS-Mikrowellenantenne 2112 oder eine nicht auf Sendung befindliche bzw. Off-air-Empfangsantenne 2144 geleitet. Die empfangenen Signale gelangen zu einem normalen vorhandenen analogen Fernsehempfänger TB#1 2124 mit Fernsteuerung 2126. Der Fernsehempfänger 2124 empfängt und nutzt den analogen NTSC-Anteil des Signals auf die übliche Weise. Empfangsschaltkreise in Decodierern 2130, 2134 und 2138, die gemäß der bereits beschriebenen Erfindung funktionieren, extrahieren separat, gleichzeitig und auf kompatible Weise drei zusätzliche digitale Programme und wandeln sie in NTSC-Signale für normale Fernsehempfänger TV#2 2128, TV#3 2132 und TV#4 2136 um. Diese normalen Fernsehempfänger können fakultativ auch Videorekorder sein, integrierte Videorekorder aufweisen oder Videorekorder gemeinsam damit verwenden. Es versteht sich außerdem für den Fachmann, daß die Ausgangssignale der Decodierer 2130, 2134 und 2138 mit alternativen Displayeinrichtungen verbunden sein, wie sie etwa PCs zugeordnet sind.
22 zeigt eine besonders vorteilhafte Anwendung der vorliegenden Erfindung. Auf der rechten Seite von 22 ist ein Decodierer gemäß der vorliegenden Erfindung in eine DVD-/Decodierereinheit 2238 eingebaut, die mit dem normalen TV#3 2136 verbunden ist. Die digitale Videodisk (auch als digitale Vielseitigkeitsdisk bekannt wegen ihrer Fähigkeit, als Hochleistungsersatz für die CD-ROM zu dienen) ist ein vielversprechendes handelsübliches Erzeugnis, das jedoch auf einen gewissen Widerstand bei Verbrauchern trifft wegen seiner derzeitigen Unfähigkeit, Aufzeichnungen vorzunehmen. Als Nur-Playback-Element für bereits aufgezeichnete Medien ist sie nur begrenzt interessant. Sie ist außerdem relativ teuer, da sie Decodierschaltkreise und Speicher für die MPEG-Verarbeitung aufweist. Das Hinzufügen von Datentransportvorrichtungen, -systemen und -verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zu dem DVD-Spieler erweitert den Nutzen und Wert ganz erheblich. Verbraucher mit kleinen oder überhaupt keinen DVD-Bibliotheken können aus dem MPEG-Decodierer in dem DVD-Spieler großen Nutzen ziehen, indem der eingebaute MPEG-Decodierer mit Signalen der vorliegenden Erfindung beliefert wird. Diese synergistische Kombination erhöht den Wert und kommerziellen Nutzen von DVD-Spielern erheblich und bietet gleichzeitig eine kostengünstige Möglichkeit zur Einführung des Empfängers der vorliegenden Erfindung.
Das Internet und ähnliche Datendienste sind durch die begrenzte Übertragungskapazität gemäß dem Stand der Technik eingeschränkt. In einem Fall können Daten empfangen werden, die nur für den Empfänger bestimmt sind, ähnlich einem privaten Telefongespräch oder einem persönlichen Schreiben. In einem anderen Fall kann es für den Em pfänger erwünscht sein, Informationen zu empfangen, die zwar spezialisiert, jedoch für eine Vielzahl von Empfängern interessant sind. In noch einem anderen Beispiel kann es sein, daß der Benutzer des Internets oder eines anderen ähnlichen Dienstes eine große Datenbank mittels Schlüsselwörtern nach Informationen über ein bestimmtes Thema zu durchsuchen wünscht. Die Art und Weise, wie diese Daten angefordert und empfangen werden, ist vollständig anders. Diese Unterschiede werden nachfolgend deutlich gemacht.
Die vorliegende Erfindung betrifft auch den ständig steigenden Bedarf an Daten in Wohnungen und Büros. Ein großer Teil der heute angebotenen Datendienste ist von sehr asymmetrischer Art. Das heißt, eine einfache Anfrage von einigen hundert Bytes, die von einem Nutzer des Internets oder ähnlicher Dienste erzeugt wird, resultiert im Herunterladen einer viel größeren Datei. Wenn diese Internet- und Internet-ähnlichen Bedürfnisse über Telefonnetze befriedigt werden, führt das zu einer erheblichen Beschränkung der Downstream-Information durch die Leistungsfähigkeit des Telefonnetzes. Diese Einschränkung ist durch die Physik des Netzes begrenzt, was Informationstheoretiker wie etwa Claude Shannon und andere untersucht haben. Das heißt, sie ist durch die Gesetze der Physik begrenzt und kann nicht gesteigert werden. Die vorliegende Erfindung sieht dafür Vorrichtungen, Systeme und Verfahren vor, die ähnliche Grenzen nicht erreichen und daher einen erheblich zufriedenstellenderen Service ermöglichen.
Wenn umfangreiche Informationsmengen ständig übertragen werden, kann der Empfänger Informationen über ein Thema durch die Wahl von Schlüsselwörtern oder ähnlichen Kennungen anfordern, die es dem Empfänger erlauben, die gewünschten Informationen aus den zirkulierenden Datenströmen zu extrahieren. Außerdem kann die Information in "Magazine", "Kapitel" und "Seiten" organisiert werden, die in einem System von Indexen aufgelistet sind. Der Informationsempfänger gibt an, welche davon ihn interessieren, und sie werden erfaßt und lokal gespeichert. Das wird als "Push-Technologie" bezeichnet. Ihr praktische Wert ist ebenso wie im Fall von Teletext begrenzt, es sei denn, die Informationsmenge ist sehr groß und die Zirkulation sehr rasch. Auf dem Weg zu einer informationsbasierten Gesellschaft ist zu erwarten, daß die Push-Technologie entweder für sich oder im Zusammenhang mit anderen Programmquellen wie Rundfunk und Fernsehen umfangreich genutzt wird. Die vorliegende Erfindung ermöglicht die Push-Technologie über Rundfunk und Kabel in einem Ausmaß, das von bekannten Methoden nicht vorhergesehen wurde.
Es ist zu erwarten, daß im Hinblick auf den Zugang und die Geschwindigkeit, die durch die vorliegende Erfindung ermöglicht werden, neue und höherentwickelte Anwendungen für Datendienste geschaffen werden. Als nur ein interessierendes Beispiel kann der Zuschauer eines Fernsehprogramms einen Cursor auf dem Bildschirm über ein Objekt bewegen und es anklicken, wobei eine verdrahtete oder drahtlose Fernbedienung verwendet wird. Dieser Vorgang könnte den Zuschauer mit zusätzlichen Informationen über das bezeichnete Objekt verbinden. Diese Informationen könnten historisch, enzyklopädisch oder den Kauf betreffend sein. Zu anderen Websites kann der Zugang automatisch erfolgen. Wenn der Zuschauer zum Zweck der Veranschaulichung ein Kleidungsstück bezeichnet hat, kann er Farbe, Stil, Größe, Liefermethode auswählen und die Zahlungsweise bestimmen. Diese Handlungen können in einem kleinen Unterbereich des Bildes implementiert werden und die Fortsetzung des Programms ohne Unterbrechung ermöglichen. Es versteht sich, daß diese Arten von Handlungen zwar mit Stand- oder Einzelbildern und grafischen Darstellungen bei einigen Versionen des Stands der Technik möglich waren, daß aber Beschränkungen hinsichtlich der Datenkapazität und Geschwindigkeit es unmöglich machten, diese Techniken auf bewegte Bilder gewöhnlicher Fernsehprogramme anzuwenden. Die vorliegende Erfindung ermöglicht eine Höchstgeschwindigkeitskapazität, die solche fortgeschrittenen Dienste ermöglicht.
22 zeigt die Situation von 21, wobei eine oder mehrere der Programmquellen 2102, 2104 und 2106 von 21 durch Datenquellen 2202 und 2204 ersetzt sind. Digitale Kompressionseinheiten 2208 und 2210 verringern die Datenredundanz und verkürzen die Übertragungsdauer. Es ist zu beachten, daß jede einzelne oder alle Programmquellen 2102, 2104 und 2106 von 21 durch Datenquellen ersetzt werden können. Bei der vorliegenden Veranschaulichung wurden nur zwei ersetzt, und ein digital komprimiertes Programm wurde beibehalten. Die Programmquellen und die Datenquellen können mit jeder der Datenübertragungsressourcen der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Empfangsseitig sind einer oder mehrere der Fernsehempfänger oder Videorekorder durch Personalcomputer bzw. PCs oder Informationsabruf- und -displayeinrichtungen ersetzt. Der normale Fernsehempfänger TV#1 2226 fährt fort, die normale analoge NTSC-Über tragung zu nutzen. Der normale Fernsehempfänger 2228 ist mit einem Webgerätempfänger 2230 verbunden, der die empfangenen Daten in geeignete Ansichten zur Anzeige auf dem normalen Fernsehempfänger 2228 umwandelt. Der Webgerätempfänger braucht keinen MPEG-Decodierer aufzuweisen. Jedoch setzt er die empfangenen Daten und Webseiten in geeignete Form zur Weiterleitung an den normalen Fernsehempfänger 2228 um. Der Webgerätempfänger kann auch Zugang zu E-Mail- und anderen Webdiensten haben, wenn er mit einem Rückweg zu den Datenquellen 2202 und/oder 2204 ausgebildet ist. Der Rückweg braucht nur ausreichende Kapazität zu haben, um Tastenanschläge zu der Signalquelle zurückzuleiten. Eine Festnetzwählleitung 2250 aus einem Leitungspaar kann verwendet werden. Wenn das Kabelsystem 2240 zweiwegefähig ist, kann es als Rückweg genutzt werden. Die Mikrowellenantenne 2242 kann irgendwann in der Zukunft ebenfalls für Rückwegsignale genutzt werden, da diese Technologie ständig weiterentwickelt wird. Der Decodierer 2234 dient dem Personalcomputer PC#1 2232. Der PC#2 2232 enthält eine herkömmliche Rechnertastatur, die in 22 mit "QWERTY" bezeichnet ist, und die üblichen peripheren Computereinrichtungen. Der Decodierer 2234 kann entweder nur Daten zum PC#1 2232 übertragen oder auch Bilder anzeigen. Im letzteren Fall kann er einen MPEG-Decodierer aufweisen. Alternativ kann der MPEG-Prozeß in dem PC#1 2232 als Hardware und/oder Software implementiert sein.
23 zeigt, wie Fernsehkanäle kombiniert werden können, um eine größere Kapazität zu befördern, als ein einziger Kanal befördern kann. Die Programmquelle #1 2306 liefert Signale an die Digitale Kompressionseinheit 2312, und die Programmquelle #2 2304 liefert Signale an die digitale Kompressionseinheit 2310, und die Programmquelle #n 2302 liefert Signale an die digitale Kompressionseinheit 2308. "n" ist eine beliebige Zahl. Eine große Anzahl von Programmquellen und digitalen Kompressionseinheiten kann zusammengesetzt werden und resultiert in einem Bedarf für hohe Datenkapazität in dem Übertragungskanal. Zusätzlich zu Programmquellen liefert die Datenquelle 2340 Daten an die digitale Kompressionseinheit 2342. Ein statistischer Multiplexer 2314 vereinigt die Datenströme auf der Basis der Nutzungsstatistiken dieser verschiedenen Quelle zu einem Datenstrom. Die Anwendung der statistischen Multiplexierung ermöglicht den Transport von mehr Daten, da die Programm- und Datenquellen, die in einem gegebenen Augenblick nur eine kleine Kapazität benötigen, Überschußkapazität an Programmquellen und/oder Datenquellen abgeben können, welche diese dringend benötigen.
Der Datenstrom von dem statistischen Multiplexer 2114 kann die Kapazität des optischen Datencodierers 2320, des auralen Datencodiesers 2322 oder des VBI-Datenstroms 2324 eines Kanals überschreiten. Dann ist der Fernsehmodulator oder -Sender 2328 dieses Kanals überlastet. In diesem Fall liefert der Datenverteiler 2316 die Daten an eine Vielzahl von Kanälen 2318a, 2318b und 2318n. Das erfolgt so, daß jedes Signal von einer Programmquelle oder einer Datenquelle zu zwei oder mehr benachbarten Kanälen geht. Diese Kanäle werden im Kombinator 2334 summiert, bevor der Transport über das Kabel 2338, die MMDS-Mikrowellenantenne 2336 oder mittels Funkübertragung durch die separaten Antennen der Vielzahl von Fernsehmodulator- oder Sendersysteme erfolgt. Es ist zu beachten, daß eine Einkanalversion von MMDs existiert, und zwar der Mehrpunktverteilungsdienst (MDS).
Empfangsseitig wird das Signal gleichzeitig mehreren Abstimmeinrichtungen präsentiert. Die Decodierer 2130, 2134 und 2138 von 21 und der Decodieren 2234, DVD/Decodierer 2238 und das Webgerät 2230 von 22 weisen Abstimmeinrichtungen als Teil ihrer jeweiligen Konstruktion auf, wogegen 23 die Abstimmeinrichtung separat zeigt, um die Anwendung zu verdeutlichen. So bedient in 23 die Abstimmeinrichtung #1 2350 den Decodierer 2352, den die Daten in dem von der Abstimmeinrichtung #1 2350 gewählten Kanal extrahiert und dem Multiplexer 2354 zuführt. Ebenso bedient in 22 die Abstimmeinrichtung #2 2356 den Decodierer 2358, der die Daten in dem von der Abstimmeinrichtung#2 2356 gewählten Kanal extrahiert und dem Multiplexer 2354 zuführst. Und ebenso bedient in 22 die Abstimmeinrichtung #n 2360 den Decodierer 2362, der die Daten in dem von der Abstimmeinrichtung #n 2360 gewählten Kanal extrahiert und dem Multiplexer 2354 zuführt. Es gibt "n" Abstimmeinrichtungen und Decodierer, wobei 'n' irgendeine Anzahl von Kanälen mit ausreichender Datenkapazität ist, um die am Ursprungspunkt von dem Datenverteiler 2316 bereitgestellten Daten zu transportieren. Es ist zu beachten, daß die analogen Kanäle weiterhin übliche NTSC-Signale zur direkten Nutzung durch vorhandene normale Fernsehempfänger transportieren. Es ist aber nicht erforderlich, Fernsehempfänger für die praktische Ausführung den vorliegenden Erfindung zu haben. Es ist möglich, Leerkanäle ohne Bildsignal und ohne Tonsignal nur mit den grundlegenden Synchronisier- und Trägerstrukturen zu nutzen. Es ist auch möglich, das NTSC-Signal für Vollfeld-Teletext mit binärer oder Mehrstufenzei chengabe zu verwenden und gleichzeitig die anderen Vorgehensweisen der vorliegenden Erfindung zu nutzen. Der Multiplexer 2354 führt die Daten von den "n" Kanälen zusammen und präsentiert sie für die Nutzung durch entsprechende Vorrichtungen wie PC#1 2332 in 23. Der PC#1 2332 in 23 ist nur ein Beispiel einer Vorrichtung, die Hochgeschwindigkeits-Datenströme hoher Kapazität nutzen kann. Wie 22 zeigt, kann der PC#1 2332 in 23 einen Rückweg für interaktive Anwendungen haben.
Der statistische Multiplexer 2314 steigert den Wirkungsgrad der Nutzung der Daten transportierenden Ressource, indem Programmquellen, die viel Detail und/oder Bewegung haben, erlaubt wird, vorübergehend mehr von der verfügbaren Datenkapazität zu nutzen, wogegen Programmquellen, die wenig Detail und/oder Bewegung haben, vorübergehend Kapazität für andere Bedürfnisse bereitstellen. Da dies auf statistischen Phänomenen basiert, ist das Ergebnis um so effizienter, je mehr Programmquellen betroffen sind. Das führt dazu, daß die Daten von manchen Programmquellen auf mehr als einen Kanal verteilt werden. Infolgedessen kann es sein, daß ein Empfänger mehr als einen Kanal überwachen muß, um die erforderliche Information zu Wiedererschaffung des Programmquellen-Datenstroms zu extrahieren. Aus diesem Grund wird der Multiplexer 2354 verwendet, um einen Datenstrom zusammenzufügen, der dem MPEG-Decodierer 2366 zugeführt wird, um den Fernsehempfänger TV#1 2368 zu bedienen. Zur Kostenminimierung in den Empfangseinrichtungen wird der Datenverteiler 2316 auf eine Weise betrieben, die sicherstellt, daß Daten von jeder einzelnen Programmquelle normalerweise auf nicht mehr als zwei Kanälen vorliegen. Diese Kanäle müssen einander nicht benachbart sein, und sie können von Zeit zu Zeit neu zugewiesen werden. Das VBI-Verzeichnis kann als Unterstützung bei der Durchführung dieser Zuweisungen dienen.
24 gleicht 23 weitgehend mit den folgenden Unterschieden. Eine Programmquelle 2402 mit höherer Auflösung liefert Fernsehsignale höherer Güte wie beispielsweise die Standardsignalformate des Advanced Television Systems Committee, die im Dezember 1997 von der FCC angenommen wurden. Diese reichen von Vielfach-SDTV-Signalen bis zu HDTV-Signalen, die bis zu 19 Mb/s erfordern. Andere Formate sind gleichermaßen akzeptabel. Eine Kapazität von 19 Mb/s würde die Nutzung von zwei oder mehr Kanälen erfordern. Die Techniken von 23 werden in 24 für diesen Zweck angewandt. Der Multiplexer 2454 bedient den fortgeschrittenen digitalen Fernsehempfänger TV 2468. Der TV 2468 kann fakultativ einen Breitbildschirm, eine höhere vertikale und horizontale Auflösung, 5,1 Kanäle Rundumklang, progressive Abtastung, Displays mit breiterer Farbenbandbreite und eine Vielzahl von Sprachen sowohl als Ton wie auch als Bildlegende aufweisen.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht auch die Übermittlung von Signalen, die für die Güteverbesserung des analogen Fernseh-Hostkanals genutzt werden. Diese Verbesserungen umfassen, ohne daß dies eine Einschränkung darstellt, digitalen Klang (der derzeitige NTSC-Fernsehton ist analog), verbesserte Farbsignale und andere Signale, was dazu führt, daß auf fortgeschrittenen Fernsehempfängern ein Analogsignal höherer Güte zu sehen ist. Diese Funktionalität kann auch Informationen in bezug auf das angezeigte Programm enthalten. Diese Information könnte den Namen des Programms, die in einem Film verbleibende Zeit oder die Rufnummern oder -buchstaben einer Station oder des Namens des Programmdienstes aufweisen. Bei Verwendung in Verbindung mit einer graphischen Benutzeroberfläche (GUI) können Piktogramme angeklickt werden, um andere Aktivitäten auszulösen. Diese Features werden durch diese Fähigkeit erleichtert. 25 unterscheidet sich von 24 dadurch, daß die Digitalsignale als Unterstützer für das analoge NTSC-Signal dienen, das am Empfänger TV 2568 als normales NTSC-Signal mit dem Anschluß 2570 bereitgestellt wird. Am Ursprungspunkt erlaubt der Auflösungs-Separator 2504 dem gewöhnlichen NTSC-Signal die Weiterleitung zu dem Fernsehmodulator oder Sender #n 2510, während gleichzeitig die Elemente mit höherer Auflösung, die normalerweise kein Teil des NTSC-Signals sind, abgetrennt werden. Diese Elemente höherer Auflösung werden der digitalen Kompressionseinheit 2508 zugeführt, die dann den digitalen Anteil des Signals auf die gleiche Weise wie in 24 verarbeitet. Diese Vorgehensweise verringert die Datenmenge, die notwendig ist, um das NTSC-Signal zu erweitern, und kann in gerade mal einem oder vielleicht zwei Kanälen hinreichend Kapazität erhalten.
In 26 versorgen auf der Signalursprungsseite Server 2602 mit hoher Datenkapazität die digitale Kompressionseinheit 2608. Auf der Signalempfangsseite bedient der Multiplexer 2654 den PC#1 2632 und das Webgerät 2666, das seinerseits den Fernsehempfänger TV 2668 bedient. Im übrigen entspricht 26 den 25 und 24. Das Webgerät 2666 und der PC#1 2632 können jeweils Rückwege 2672 bzw. 2670 haben. Der Rückweg kann aus Telefonleitungen, Kabelfernsehleitungen oder den Rückfrequenzen auf MMDS bestehen. Das Webgerät formatiert Bilder auf eine Weise, die für die Anzeige am Fernsehempfänger optimiert ist.
Es versteht sich außerdem, daß eine Reihe anderer Dienstleistungen über einen digitalen Weg geliefert werden können, etwa Telefax, Audiodienste, Telefonkonferenzen, Telemetrie usw., ohne daß dies eine Beschränkung darstellt.
Das US-Fernsehen erfährt gerade eine ganz wesentliche Veränderung. Es wird erwartet, daß hochauflösendes Fernsehen in vielen Gebieten der Vereinigten Staaten bereits Ende 1998 verfügbar ist. Die vorliegende Erfindung ermöglicht einen störungsfreien Übergang zwischen der heutigen analogen Welt und der künftigen digitalen Welt durch Maximierung der Nutzbarkeit des Spektrums, das weiterhin alle vorhandenen analogen Fernsehempfänger unterstützen muß. Derzeit geht man davon aus, daß der Preis für DTV-Empfänger voraussichtlich zwischen $5000 und weit über $10.000 liegen wird. Die vorliegende Erfindung bietet dem Verbraucher eine Gelegenheit, zusätzliche Fernsehprogramme zu erhalten, analoge Fernsehprogramme verbesserter Güte zu empfangen oder eine große Anzahl von Datendiensten als jeweilige Marktentscheidung zu nutzen und gleichzeitig weiterhin vorhandene analoge Fernsehempfänger zu nutzen, die weiterhin analoge Fernsehprogrammquellen empfangen, die nicht so bald verschwinden werden.
Da Rundfunkmärkte von einer Vielzahl von Sendern bedient werden und Kabelsysteme viele Kanäle haben, erlaubt die vorliegende Erfindung die Kombination der Datenressourcen dieser Vielzahl von Kanälen zur Erzielung einer höheren Kapazität. Ebenso können die Ressourcen eines einzelnen Kanals in Datenwege geringerer Kapazität unterteilt werden, um weniger anspruchsvolle Anwendungen zu bedienen. Die vorliegende Erfindung weist ein Verzeichnis auf, das dazu dient, die kombinierten Ressourcen zu erkennen und zuzuweisen.

Claims

Übertragungssystem zum Übertragen indirekter digitaler Information, die mit einem analogen Fernsehsignal kombiniert ist, wobei das analoge Fernsehsignal ein Signal ist, das sich auf ein optisches Signal und einen optischen Träger bezieht, wobei das System umfasst: einen ersten Modulator (403a, 503, 603a), um das analoge Fernsehsignal (401, 501, 601) auf den optischen Träger zu modulieren; einen zweiten Modulator (425, 525), um ein Signal (427, 527, 627), das die digitale Information enthält, auf einen Träger (405, 505, 605) zu modulieren; einen Schaltkreis (439, 539, 639a, 639b), um in dem die digitale Information enthaltenden Signal (427, 527, 627) Auswirkungen eines Nyquist-Filters (354) auszugleichen, die in einem analogen Fernsehempfänger auftreten; Einrichtungen (403a, 547, 647), um das modulierte, die digitale Information enthaltende Signal um 90° phasenverschoben mit dem modulierten analogen Fernsehsignal zu einem Zeitpunkt zu kombinieren, an dem das die digitale Information enthaltende Signal bereits ausgeglichen wurde; und einen Fernsehmodulator oder – sender (407, 507, 607), der mit den Kombinationseinrichtungen (403a, 547, 647) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgleichsschaltkreis (439, 539, 639a, 639b) ein Nyquist-Filter (451) und Spektrumverarbeitungseinrichtungen (453, 455, 459, 463, 465) umfasst.
Übertragungssystem nach Anspruch 1, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass das Nyquist-Ausgleichsfilter (451) stellvertretend für die Nyquist-Filter (354) der Gesamtheit analoger Fernsehempfänger ist, die dem übertragenen Signal ausgesetzt sind.
Übertragungssystem nach Anspruch 1 oder 2, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Modulator ein Phasenmodulator (437) ist, um die Phase des die digitale Information enthaltenden Signals (427) auf den Träger (405) zu modulieren, wobei die Phasenmodulation eine Mehrzahl von Seitenbändern um den modulierten Träger erzeugt, und der erste Modulator ein Amplitudenmodulator (403a) ist, der mit dem Ausgleichsschaltkreis (439a) verbunden ist und als Kombinationseinrichtung dient.
Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgleichsschaltkreis (539, 639a, 639b) mit dem zweiten Modulator (537, 637b) verbunden ist, und die Kombinationseinrichtung ein Kombinator (547, 647) ist, der mit dem ersten Modulator, der ein Amplitudenmodulator (503, 603a) ist, und mit dem Ausgleichsschaltkreis verbunden ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 4, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Modulator ein Amplitudenmodulator (537, 637b) ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 5, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass der Amplitudenmodulator ein Doppelseitenbandmodulator (537, 637b) ist.
Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 6, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass die Spektrumverarbeitungseinrichtungen (453, 455, 459, 463, 465) die Amplituden und Phasen der Seitenbänder einstellen.
Übertragungssystem nach Anspruch 7, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass die Spektrumverarbeitungseinrichtungen umfassen: einen ersten Oszillator (455); einen ersten Mischer (453), der mit dem Nyquist-Filter (451) und dem ersten Oszillator verbunden ist; ein erstes Bandpassfilter (459), das mit dem Mischer verbunden ist; einen zweiten Oszillator (463); einen zweiten Mischer (461), der mit dem ersten Bandpassfilter und dem zweiten Oszillator verbunden ist; und ein zweites Bandpassfilter (465), das mit den zweiten Mischer verbunden ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 5 oder 6, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass es umfasst: einen dritten Modulator (637a), um die Phase zumindest eines Teils des die digitale Information enthaltenden Signals (627) zu modulieren; und einen weiteren Ausgleichsschaltkreis (639a), der zwischen dem dritten Modulator und dem Amplitudenmodulator angeschlossen ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 9, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass der dritte Modulator die Phase eines, eine digitale Information enthaltenden Signals aus einer zweiten Quelle (627b) moduliert.
Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 10, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass ein Wellenverlaufsformungsschaltkreis (895, 995) vorgesehen ist, um ein Korrektursignal (8101, 9101) zu erzeugen, und ein weiterer Schaltkreis (8103, 9103) vorgesehen ist, um das Korrektursignal mit dem analogen Fernsehsignal (801, 901) zu kombinieren.
Übertragungssystem nach Anspruch 11, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass das Korrektursignal ein Dämpfungssignal (8101, 9101) ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 11 oder 12, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass der Wellenverlaufsformungsschaltkreis (895, 995) umfasst: eine Pegelsteuerschaltung (897, 997, 997c), die mit den Wellenverlaufsformungsschaltungen verbunden ist; und mindestens eine Verzögerungsschaltung (899, 9111), um schaltungseigene Verzögerungen auszugleichen, und mit dem Kombinator (8103, 9103) verbunden ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 11 oder 12, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass der Wellenverlaufsformungsschaltkreis (895, 995) eine zweite Verzögerungsschaltung (8105, 9105) umfasst, die mit dem Schaltkreis (801, 901) verbunden ist, um den optischen Träger zu schaffen.
Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 4 bis 14, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Informationsmodulationsschaltkreis (15505) ein zweites, digitale Information enthaltendes Signal (15503) auf einen Audioträger (15501) moduliert, der mit einem Fernsehaudiosignal (1513) moduliert ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 15, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Informationsmodulationsschaltkreis umfasst: eine Datenquelle (15503); eine Basisband-Schallquelle (1513); einen Tonfrequenzmodulationsmodulator (1515), der mit der Basisband-Schallquelle verbunden ist; einen Amplitudenmodulationsdatenmodulator (15505) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Tonfrequenzmodulationsmodulators verbunden ist, und einem zweiten Eingang, der mit der Datenquelle verbunden ist; ein Bandpassfilter (15507), das mit dem Amplitudenmodulationsdatenmodulator verbunden ist; und einen Audiosender (1521), der mit dem Bandpassfilter verbunden ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 16, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass das Bandpassfilter (15507) eine Restseitenbandeigenschaft aufweist, um asymmetrische Seitenbandpaare zu erzeugen.
Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 17, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass ein Schaltkreis (2122, 2120) vorgesehen ist, um ein Informationsverzeichnis im modulierten Träger zu übertragen.
Übertragungssystem nach Anspruch 18, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass das Verzeichnis ausweist: Datenarten der digitalen Information; und Speicherstellen einer Mehrzahl von Segmenten der digitalen Information; und/oder Daten, die im Träger übertragen werden.
Übertragungssystem nach Anspruch 19, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass es eine digitale Komprimierungseinheit (2108, 2110, 2112) umfasst, die Redundanz aus der Information entfernt.
Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 20, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass: die indirekte digitale Information digitale Videosignale (2120) und/oder Audiosignale aus mindestens einer zusätzlichen Programmquelle (2102, 2104 oder 2106) umfasst, welche digitalen Video- und/oder Audiosignale in eine entsprechende digitale Komprimierungseinheit (2108, 2110 oder 2112) eingegeben werden; wobei der Ausgang der oder jeder digitalen Komprimierungseinheit in einen optischen Datencodierer (2114) oder einen Audiodatencodierer (2116) eingegeben wird; die Einrichtung zum Kombinieren (403a, 547, 647) des modulierten, Information enthaltenden Signals mit dem modulierten analogen Telefonsignal ein Fernsehmodulator oder -sender (2118) ist; und der Ausgang aus dem Modulator oder Sender (2118) entweder zu einem nicht auf Sendung befindlichen Fernsehsender (2134) oder einer MMDS-Mikrowellenantenne (2136) (MMDS – Mehrkanal-/Mehrpunktverteilungssystem) oder zu einem Teilnehmerkabel (2140) geschaltet wird.
Übertragungssystem nach Anspruch 21, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass eine erste zusätzliche Programmquelle (2106) mit einer ersten digitalen Komprimierungseinheit (2112) verbunden ist, eine zweite zusätzliche Programmquelle (2104) mit einer zweiten digitalen Komprimierungseinheit (2110) verbunden ist, wobei die erste und zweite digitale Komprimierungseinheit mit dem optischen Datencodierer (2114) verbunden sind, und eine dritte zusätzliche Programmquelle (2102) mit einer dritten digitalen Komprimierungseinheit (2108) verbunden ist, die mit dem Audiodatencodierer (2116) verbunden ist.
Übertragungssystem nach Anspruch 21 oder 22, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass die oder jede Komprimierungseinheit (2108, 2110 oder 2112) mit dem MPEG-Standard implementiert ist.
Verfahren zum Übertragen indirekter digitaler Information, die mit einem analogen Fernsehsignal kombiniert ist, wobei das analoge Fernsehsignal ein Signal ist, das sich auf ein optisches Signal und einen optischen Träger bezieht, folgende Schritte umfassend: Modulieren des optischen Signals auf den optischen Träger; Modulieren eines Signals, das die digitale Information enthält, auf einen Träger; Ausgleichen von Nyquist-Filterauswirkungen, die in einem analogen Fernsehempfänger auftreten, in dem die digitale Information enthaltenden Signal; Kombinieren des modulierten, die digitale Information enthaltenden Signals um 90° phasenverschoben mit dem modulierten analogen Fernsehsignal zu einem Zeitpunkt, an dem das die Information enthaltende Signal bereits ausgeglichen wurde; und Übertragen der kombinierten Signale, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Ausgleichens des die digitale Information enthaltenden Signals unter Verwendung von einem Nyquist-Filter und Spektrumverarbeitungseinrichtungen erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 24, und darüber hinaus dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgleich stellvertretend für die Nyquist-Filter (354) der Gesamtheit der analogen Fernsehempfänger ist, die dem übertragenen Signal ausgesetzt sind.
Verfahren nach Anspruch 24 oder 25, und darüber hinaus gekennzeichnet durch folgende Schritte: Modulieren der Phase der Information auf den Träger, wobei die Phasenmodulation eine Mehrzahl von Seitenbändern um den phasenmodulierten Träger erzeugt; und Einstellen der Amplituden und Phasen der Seitenbänder.
Verfahren nach Anspruch 24 oder 25, und darüber hinaus gekennzeichnet durch folgende Schritte: Modulieren der Amplitude des Videosignals auf den Videoträger, wobei die Modulation einen optischen Fernsehträger erzeugt; Modulieren der Information auf dem Träger um 90° phasenverschoben zum optischen Trägersignal, wobei die Modulation des Trägers eine zweite Mehrzahl von Seitenbändern um den modulierten Träger erzeugt; Einstellen der Amplituden und Phasen der zweiten Mehrzahl von Seitenbändern; und Kombinieren der ersten und zweiten Mehrzahl von Seitenbändern mit dem optischen Fernsehträgersignal.
Verfahren nach Anspruch 27, und darüber hinaus gekennzeichnet durch den Schritt des Einstellens der Stärke des modulierten Trägers und der Mehrzahl von Seitenbändern.
Verfahren nach Anspruch 27 oder 28, und darüber hinaus gekennzeichnet durch folgende Schritte: Modulieren der Phase zumindest eines Teils des Information enthaltenden Signals; Ausgleichen des phasenmodulierten, Information enthaltenden Signals; und Modulieren der Amplitude des ausgeglichenen, phasenmodulierten, Information enthaltenden Signals.
Verfahren nach einem der Ansprüche 27 bis 29, und darüber hinaus gekennzeichnet durch den Schritt des Modulierens eines zweiten Information enthaltenden Signals auf einen Audioträger, der mit einem Fernsehaudiosignal moduliert wurde.