MXPA00010114A - Capacidad expandida de informacion para sistemas de transmision de comunicaciones existentes - Google Patents

Abstract

Un sistema para transmitir programación digital incluye una fuente de programa que constituyen información digital, sistema de circuito para modular la información digital hacia un portador visual modulado con programación de televisión analógica, y un transmisor visual acoplado al sistema de circuitos de modulación. Utilizando un método de modulación de fases, la fase del sistema modula la información digital hacia un portador visual , reduce las frecuencias de la banda base del portador visual modulado por fases, y la amplitud modula el portador de video modulado por fases hacia una señal de video. La señal de video amplificada y codificada se combina con una señal de sonido amplificada y se transmite. Utilizando el método de adición, el sistema modula las bandas laterales del portador de video con la información digital y la amplitud modula la señal de video hacia el portador de video. Las bandas laterales moduladas por datos se cambian por fases de tal forma que estarán en cuadratura con la señal de video modulada por amplitud. El sistema combina el portador de video modulado por la amplitud y las bandas laterales de la cuadratura modulada por los datos. Con un método de multiplicación/adición combinado, el sistema proporciona una modulación de fases y una adición de la banda lateral de la cuadratura para proporcionar un resultado optimizado.

Description

CAPACIDAD EXPANDIDA DE INFORMACIÓN PARA SISTEMAS DE TRANSMISIÓN DE COMUNICACIONES EXISTENTES ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN 1. Campo de la Invención La presente invención está dirigida a aparatos, sistemas y métodos para expandir la capacidad de los sistemas de transmisión de comunicaciones existentes de llevar información, incluyendo pero no limitado a la difusión televisiva, televisión por cable, sistemas de microondas, televisión de circuito cerrado, difusión FM y otros sistemas de circuito cerrado y difusión. 2. Antecedentes En 1941, la Comisión Federal de Comunicaciones ("CFC") adoptó normas para la difusión de televisión comercial en los Estados Unidos. Llamada como el comité que la creó, la Norma del Comité Nacional de Sistemas de Televisión ("NTSC") es el método aprobado para la transmisión al aire de señales de televisión en los Estados Unidos. Esta tecnología de televisión es un sistema análogo, en donde el components de imágenes st transmite en un formato de maduración sobre banda lateral residual en un portador de sonido separado. En 1954, el Comité Nacional de Sistemas de Televisión extendió "en forma compatible" el sistema NTSC para incluir información a color aumentando el uso del espectro 6 MHz ocupado por el canal de televisión.

La norma NTSC se denomina "análoga" debido a que la información de imágenes y sonido puede tomar cualquier valor entre los valores mínimos y máximos. Es posible un número infinito de valores. La información de imágenes se relaciona con la fuerza de la señal transmitida con porciones negras de la imagen teniendo la energía máxima y las porciones blancas cié la imagen teniendo la energía mínima. Se incluyen impulsos periódicos en energías más grandes que las usadas para representar áreas negras en el margen. Estos impulsos proporcionan la información de sincronización requerida para sincronizar el transmisor y el receptor de manera que la imagen se muestre en forma correcta en la pantalla. Los impulsos horizontales de sincronización coordinan la colocación de izquierda a derecha de las imágenes en la pantalla mientras que los impulsos verticales de sincronización coordinan la colocación de arriba debajo de la página. El tubo de rayos catódicos ("CRT") fue el dispositivo de visualización original usado en los receptores de televisión de producción de alto volumen. Un CRT usa un haz de electrones para estimular un recubrimiento de fósforo en la cara interior de un tubo de vacío de imágenes. El haz de electrones explora el tubo en forma horizontal y vertical para mostrar una imagen completa. La fuerza del haz de electrones es inversamente proporcional a la fuerza de la energía del transmisor de televisión y regula la cantidad de brillo en la imagen. La deflexión del haz de electrones puede realizarse por las fuerzas electrostáticas o las fuerzas magnéticas. La mayoría de los dispositivos de visualización televisiva usaban deflexión magnética. La deflexión magnética requiere tiempo para mover el haz de electrones de regreso al lado izquierdo de la pantalla después de completar una línea. Durante este tiempo, el haz de electrones debe apagarse o suprimirse para evitar la estimulación no intencional de la pantalla de fósforo y la luz interférente resultante. El período de tiempo durante el cual el haz de electrones está apagado se llama el "intervalo de supresión de la imagen" . Cuando el haz de electrones llega a la parte inferior de la pantalla, debe regresarse a la parte superior de la pantalla para continuar el proceso de creación de imágenes. Tal como en el caso horizontal, el haz de electrones debe suprimirse para evitar patrones de luz perturbadora en la pantalla. Este período se llama el intervalo de supresión de línea ("VBI") . El VBI es mucho más largo que el intervalo de supresión de la imagen. La combinación de los dos intervalos de supresión constituye aproximadamente el veinticinco porciento del tiempo total de exploración. Este tiempo no puede usarse para llevar imágenes análogas. El área de imágenes exploradas se denomina una "trama" . La trama consta de dos semi-imágenes llamadas campos. Dos campos constituyen una imagen completa la cual se llama un frame. Un campo tiene las líneas pares de exploración mientras que otro campo tiene las líneas impares de exploración. Los campos se muestran a una velocidad de sesenta campos por segundo. Esta técnica de usar dos campos se llama "entrelazado" y reduce el parpadeo de la imagen conservando al mismo tiempo el ancho de banda. El Intervalo de Supresión de Línea Se determinó que pueden hacerse otros usos del tiempo de supresión de electrones. Por ejemplo, el VBI puede usarse para llevar señales análogas de prueba que mide las características de transmisión desde la fuente de señales hasta puntos intermedios a lo largo de su trayecto hasta el punto final de uso. El VBI también puede usarse para llevar señales análogas que representan datos digitales. Las señales de datos pueden ser de dos o más niveles las cuales se transforman en bits de datos mediante circuitos adecuados. Puesto que las señales "digitales" son de unos cuantos niveles discretos, los circuitos de detección de datos pueden discriminar cantidades considerables de ruido, distorsión e interferencia. Esto hace que estas señales de datos sean más sólidas que la señal análoga Visual misma para la mayoría de las formas de interferencia. En 1970 los Estados Unidos trataron de usar el VBI para fines auxiliares cuando la National Bureau of Standards (Oficina Nacional de Normas) ("NBS") propuso usar el VBI para la distribución de tiempo preciso en todo el país. La red de televisión ABS participó en ese esfuerzo. Mientras que esa iniciativa no dio como resultado un servicio, ABC recomendó un servicio de subtitulaje para las personas con audición disminuida . En 1971 se llevó a cabo la Primera Conferencia Nacional sobre Televisión para las personas con audición disminuida en Nashville, Tennessee. A principios de 1972 la NBS y ABC demostraron posteriormente un servicio de titulaje en Gallauded College. En 1973, el departamento de ingeniería del Sistema de Difusión Pública ("PBS") inició el desarrollo de un servicio de subtitulaje para saer fundado por el departamento de salud, educación y bienestar ( "HEW" ) . Como resultado de este trabajo, la CFC reservó la línea 21 del campo uno de la señal de televisión NTSC para la transmisión de subtítulos cerrados en los Estados Unidos en 1976. En 1979, el Instituto Nacional de Subtitulage ("NCI") se fundó para subtitular la programación y para promover la causa del subtitulaje. A principios de la década de los 80, las tiendas Sears Roebuck tenían en existencia un decodificador de subtitulaje en una configuración de caja superior ajustada con un valor aproximadamente de USD$250. En 1989, NCI contrató a ITT Semiconductor Corporation para que desarrollara un microchip decodificador de subtítulos que fuera efectivo en costos para uso en los receptores de televisión. En 1990, el Congreso aprobó la Ley Sobre Circuitos de Decodificador de Televisión que ordena que los nuevos receptores de televisión con pantalla diagonal de trece pulgadas o más grandes incluyeran circuitos de decodificación de circuitos después del 1 de Julio de 1993. Aproximadamente 20 millones de receptores de televisión al año están cubiertos por este requisito. En 1992, NCI, la FCC, y la Asociación de Industrias Electrónicas ("Electronic Industries Association" "ElA" ) desarrollaron normas técnicas de subtitulaje. La Ley de Telecomunicaciones de 1996 pide a la CFC que promulgue reglamentos que requieran el subtitulaje cerrado en la programación Visual, pero que permitan exenciones para la programación que sufriría una "carga excesiva" . El sistema de subtitulaje cerrado ("CC") se llama "cerrado" debido a que se "activa" o "desactiva" dependiendo del usuario del receptor de televisión. Las personas sin .audición disminuida y aquellas que entienden las palabras habladas no tienen que ser molestadas con el texto en sus pantallas. El sistema CC suministra datos a circuitos digitales y análogos adecuados que colocan el texto cuidadosamente sincronizado en la pantalla de televisión para permitir que las personas con audición disminuida lean una descripción de la conversación que se está efectuando y tengan indicaciones de otros sonidos pertinentes. Además, las personas que no pueden entender las palabras habladas pueden tener el texto traducido a su idioma natal de manera que pueda seguir el programa. El sistema CC usa datos de muy baja velocidad con el fin de disminuir el impacto de los problemas del trayecto de transmisión como las reflexiones y las señales interferentes. La velocidad de los datos para los sistemas CC es de 503500 bits por segundo de datos binarios (dos niveles) . Esta velocidad de datos se expresa como 503.5 Kilobits por segundo ("kb/s") . Esta velocidad de datos permite que sólo dos caracteres de ocho bits sean transmitidos por línea VBI . Si sólo se usa el campo uno, pueden mostrarse alrededor de dos líneas por segundo. Esta velocidad produce 480 bps o 3,600 caracteres por minuto. Si la palabra promedio es de cinco caracteres de largo y está seguida por un espacio, entonces pueden llevarse 600 palabras por minuto. El resto de la línea VBI está ocupada tanto con un grupo de siete ciclos de ondas senoidales de marcha de reloj de 503.5 kHz, como con un patrón único de "bits de inicio" colocado al principio de la línea. Estas señales sincronizan los circuitos detectores. Puesto que los reglamentos de la CFC protegen sólo la línea 21 de subtitulaje, la velocidad de transmisión es lenta, pero adecuada para el propósito. La visualización CC en pantalla consta de un máximo de quince filas de treinta y dos caracteres cada una. Los subtítulos normalmente aparecen sólo en la fila uno hasta la fila cuatro y la fila doce hasta la fila quince. Las filas medias normalmente son transparentes para mostrar la acción. Un modo de texto proporciona texto en desplazamiento. Pueden encontrarse más detalles como parte de la norma EIA número EIA-608 la cual se incorpora en el presente para referencia. El sistema CC se diseñó a la vez cuando los circuitos electrónicos para la corrección de deficiencias de transmisión eran muy caros. Puesto que los consumidores físicamente afectados eran el mercado objetivos para los sistemas CC, la industria trató de disminuir el costo del equipo. La velocidad de datos extremadamente prudente facilita los circuitos económicos disminuyendo el desafío técnico. La señal de subtitulaje cerrado lleva cuatro componentes: dos "canales" de subtitulaje y dos canales de texto. El primer canal de subtitulaje está sincronizado con la programación Visual de manera que las palabras concuerden cuidadosamente con el vídeo. El segundo canal de subtitulaje no está sincronizado. La EIA presentó una petición a la CFC para que expandiera la norma de subtitulaje EIA-608, para permitir el uso de la línea 21, campo 2. Esto agregaría dos canales adicionales de subtitulaje y dos canales adicionales de texto. Se ha agregado un quinto canal para llevar Servicio de Datos Extendidos ("EDS"). EDS llevará una amplia variedad de información adicional. La información de tiempo preciso se transmitirá para ajustar relojes VCR (y también otros relojes) . El nombre y las letras de identificación del canal r¡e incluyen junto con la información actual del programa como ei título, la duración, la clasificación, el tiempo transcurrido, los tipos de servicios Audibles y servicios de subtitulaje y la relación propuesta del ancho a la altura de la imagen. EDS también incluye los datos para el "chip-V" (Prevención de programación violenta) el cual tiene como propósito facilitar el control de los padres del acceso de los niños a la programación que los padres podrían considerar cuestionable. También pueden transmitirse anuncios de servicio al público como el clima y avisos de emergencia. Se proporcionará la información sobre la disposición de canales del sistema de cable de manera que el indicador de número de i -mal puede usar el número de identificación de canal más conocido en lugar del número asociado con la frecuencia usada. Esta función traerá los mismos beneficios de "configuración de canales" que los subscriptores han disfrutado en sus terminales de cable de la caja superior ajustada a los productos electrónicos de los consumidores. Se inventó un sistema subsecuente de transmisión de datos VBD "Teletext" , para proporcionar servicios auxiliares a los usuarios de la televisión. El sistema Teletext puede mostrar hasta veinticuatro filas de cuarenta caracteres (pero se seleccionó una especificación de veinte filas para los Estados Unidos) en la pantalla de televisión. Teletext se desarrolló rápidamente en un sistema de transmisión para datos más complejos, incluyendo la "descarga" de software a computadoras. Se introdujo a la vez cuando la electrónica era relativamente cara, pero menos cara que en el momento de la introducción del sistema CC. Teletext es una forma más activa de transmisión de datos la cual ha tenido éxito en Europa, pero ha dejado de comercializarse en los Estados Unidos. Teletext se originó en Gran Bretaña con transmisión experimental comenzando en 1972. British Broadcasting Corporation ("BBC") puso a su servicio de Teletext la marca "Ceefax" mientras que la Autoridad Independiente de Difusión ("IBA") llamó a su servicio "Oracle" . Francia desarrolló un sistema de Teletext basado en paquetes llamado "Antiope" basándose en un sistema de transmisión llamado "Didon" . Más tarde, Canadá desarrolló otro sistema llamado "Telidon" el cual ofrecía gráficos de resolución más alta. El sistema Japonés "Captain" , ofrecía "codificación fotográfica" para adaptarse a los caracteres Chinos Kanj i y el conjunto de caracteres Japoneses Kana. Teletext ha tenido dificultades en los Estados Unidos por diversas razones. La razón principal del problema Eue no encontrar una estrategia de comercialización exitosa.

Sin ella, el sistema no podía ser respaldado. Otras dificultades incluyeron el alto costo de memoria en el momento de la implementación. Mientras que una página de Teletext requiere alrededor de un kilobyte de almacenamiento, esa pequeña cantidad de memoria se consideró demasiado cara en el momento del desarrollo. Otros problemas se concentraron en la calidad de los gráficos. El Teletext de Sistema Mundial ("WST") menos caro, basado en el enfoque Británico, tenía gráficos imperfectos "estilo Lego" en su forma básica. El otro competidor, North America Presentation Layer Protocol System ("NAPLPS") usaba un sistema de gráficos de resolución más alta que se describía con esmero en la pantalla, dando como resultado retrasos excesivamente largos que pusieron aprueba la paciencia del consumidor promedio. Otra complicación fue la decisión de 1983 de la CFC de permitir dos normas, con el mercado decidiendo el ganador final. Una de las normas era WST, la otra era la evolución NAPLPS de Antiope, Telidon y los esfuerzos por AT&T. La fiabilidad de la recepción de datos fue el problema final . En una prueba en el área de la Bahía de San Francisco, sólo alrededor del veinticinco porciento de las instalaciones del sistema NAPLPS no tuvieron problemas. El resto sufrió de varios grados de daño de trayectoria múltiple. El sistema de WST más sólido no fue probado en ese ambiente.

Ambos sistemas Teletext de los Estados Unidos tienen una velocidad de datos de 5 . 121212 Mb/s la cual es 364 veces la velocidad de exploración horizontal y 8/5 de la frecuencia del subportador de colores. La señal de datos tiene un formato binario Sin Regreso a Cero ("NRZ") . La línea de datos WST consta de ocho ciclos de marcha de reloj (dieciséis bits) , seguidos por un código único de ajuste de ocho bits, seguido por dieciséis bits de códigos de control y una carga útil de treinta y dos palabras de visualización de ocho bits. Debido a que se muestran cuarenta caracteres en una fila de texto de Teletext y sólo treinta y dos se transmiten por línea de exploración, se colocan los ocho caracteres adicionales de cuatro filas de texto en una línea de exploración complementaria adicional. De esta manera, se requiere que las cinco líneas de exploración lleven cuatro filas de texto. Veinte filas requerirían cinco líneas de exploración complementarias adicionales. Un formato de página de cuarenta caracteres por veinte líneas con una "fila de encabezado" adicional de sólo treinta y dos caracteres requiere de veintiséis líneas de campo por página de Teletext WST. La carga útil de 256 bits por línea asignadas significa que si una línea VBI en cada campo se asigna, se obtiene una velocidad de datos de 256 x 2 x 30 = 15,360 bps . Son posibles once líneas de VBI (se reserva la línea 21 para subtítulos y las primeras nueve líneas forman los impulsos de sincronización vertical) produciendo un máximo de 153 kb/s de datos par ala utilización total de VBI . El sistema WST traza el lugar de los datos en la línea VBI a los lugares de memoria y a los lugares de pantalla y siempre almacena datos en el mismo lugar de memoria. Esto proporciona una esquema de protección contra errores muy simple. Puesto que las instrucciones en el encabezado están protegidas con Hamming Code, se obtiene una medida de la calidad de la señal recibida. Si la señal es de baja calidad, no se almacena en la memoria. Sólo se almacenan datos de buena calidad, como resultado, pueden acumularse datos buenos de repeticiones de la página hasta que se acumule una página buena de datos. También es posible usar un enfoque de "votación" para obtener una transmisión más sólida. La diferencia fundamental entre el WST y el conjunto de sistemas Antiope, Telidon, y NAPLPS es que los últimos tres sistemas usaban una estructura de paquetes. Se han caracterizado como asincrónicos debido a que no existe ninguna configuración entre el esquema de transmisión y los lugares de memoria y pantalla. PBS ha desarrollado un sistema de distribución de datos empaquetados basado en Teletext llamado la "Red Nacional Datacast PBS" . La velocidad estándar de datos de Teletext de 5.72 Mb/s se usa produciendo 9600 baudios por Linea VBI asignada por campo. La red Datacast distribuye la misma señal en todo el país. La meta es generar ingresos para ayudar a respaldar la red PBS. La señal Datacast tiene una amplia variedad de aplicaciones comerciales. Actualmente, la señal de guía electrónica de programas ("EPG") StarSight se distribuye vía PBS. Con la llegada del servicio de Teletext, la CFC una vez más (como en el caso de la adición del color) se vio obligada a decidir entre adelantar nuevas mejoras útiles del servicio de televisión y nuevos servicios útiles de comunicaciones por un lado y disminuir los efectos adversos en los receptores de televisión existentes por otro lado. Ciertas clases de receptores de televisión mostraban los datos de Teletext como una serie de puntos arreglados en forma diagonal cerca de la parte superior de la imagen mostrada. La CFC enmendó sus reglamentos el 20 de Mayo de 1983 (53RR2d 1309) para permitir una introducción en fases de la señal de Teletext para "editar la posible degradación... en algunos receptores existentes" . Mientras que los CRTs siguen siendo los dispositivos de visualización primarios en los productos de electrónica de consumo, se usa una variedad de dispositivos ajenos a CRT para mostrar imágenes. Muchos de ellos no tienen limitaciones de retroceso. Sin embargo, las señales de televisión deben seguir respaldando a la población existente de aproximadamente 250 millones de dispositivos de visualización CRT que poseen los consumidores. Por lo tanto, el VBI sigue siendo una parte crítica de la señal de televisión.

Modulación sobre banda lateral residual . Otra característica importante del sistema análogo de televisión NTSC es su esquema de modulación sobre banda lateral residual ( "VSB" ) , descrito a continuación de una manera más completa. Los canales de combinación se combinan en un espectro de señales modulándolas sobre portadores de diferentes frecuencias. Esto hace posible transmitir muchas de ellas simultáneamente y usar circuitos selectivos de frecuencia para elegir sólo una señal para procesamiento y visualización. Este método se llama multiplexación por división de frecuencia ("FDM") . Cuando una señal se modula sobre un portador multiplicando la señal de banda base con la frecuencia del portador, resulta una señal de banda de doble lado. Esto es una consecuencia de la multiplicación de dos Eunciones matemáticas de seno (o coseno) . A partir de las matemáticas de trigonometría la multiplicación de dos funciones de seno (o coseno) produce la suma de dos cosenos. Uno de los elementos de esa suma tiene un ángulo igual a la suma de los ángulos de los cosenos (senos) multiplicados; el otro tiene un ángulo igual a la diferencia de los cosenos multiplicados. De esta manera: eos (A) eos (B) = y2 eos (A - B) + y2 eos (A + B) . -n (A) sin(B) = V2 eos (A - B) + % eos (A + B) Una de las funciones de seno (o coseno) es de amplitud fija y frecuencia fija. Esta frecuencia es mucho más alta que el otro seno (o coseno) y tiene energía considerable. Se llama el "portador" debido a que respalda la transmisión de la información. La información incluye un conjunto complejo de otras funciones de seno y coseno. Multiplicar estas funciones juntas produce la suma y frecuencias diferentes. El proceso de multiplicación da como resultado una versión de la información colocada arriba de la frecuencia del portador, llamada la banda lateral superior y su imagen de espejo, llamada la banda lateral inferior, colocada debajo de la frecuencia del portador. La desafortunada consecuencia de esto es que se requiere duplicar el ancho de banda de la señal de información. Puesto que las señales Visuales tienen un ancho de banda de base de 4.2 MHz, se requerirían hasta 8.4 MHz para transmitir toda la señal. La desventaja de usar mucho espectro por señal es que el número total de posibles señales está más limitado que en la ausencia de dobles señales de banda lateral . Puesto que la misma información está presente en ambas bandas laterales, es posible llevar toda la información con sólo una banda lateral. Sin embargo, en el momento en que se creó el sistema NTSC, estos circuitos hubieran tenido que haberse implementado con muchos tubos de vacío. Mientras que la electrónica de hoy podría construir de manera fácil y efectiva en costos estos sistemas en productos de electrónica de consumo, el estado de desarrollo de la primera electrónica de consumo de la televisión hubiera encontrado estos sistemas sumamente caros . Pueden recuperarse dobles señales de banda lateral con simples circuitos llamados "detectores de envolventes" . Esto es posible debido a que el contorno de la curva de energía de una señal doble de banda lateral sigue exactamente la señal de banda de base. Se hizo un compromiso. Se determinó que si se incluía una porción - o "vestigio" - de la banda lateral inferior, todavía podría usarse un detector simple de envolvente y la distorsión introducida era mínima y aceptable. La filtración requerida en el receptor para compensar esto fue módica y asequible. Esta filtración da como resultado la modulación VSB de la señal de televisión. En NTSC, la banda lateral inferior, (banda lateral residual) está truncada con un filtro que da como resultado los primeros 750 kHz abajo del portador visual que son esencialmente no atenuados, la energía entre 750 kHz y 1.25 MHz que es atenuada a una velocidad establecida y la energía debajo de 1.25 MHz que es esencialmente reducida.

Todos los aparatos de televisión y rados para consumidores están construidos en el muy conocido principio del receptor superheterodino. Cuando se selecciona una señal de televisión o radio intercalada en un espectro amplio de 5 otras señales, el receptor debe pasar la señal deseada y rechazar todas las demás. El receptor realiza este proceso non un filtro selectivo de frecuencia. El diseño de este filtro se vuelve inmensamente más complejo si el receptor tiene como propósito el seleccionar diferentes programas en 0 diferentes tiempos. El diseño de los filtros selectivos de frecuencia que cubren una amplia gama de frecuencias es complejo y no económico. Un procedimiento alternativo es diseñar un filtro fijo de frecuencia que opere en una Frecuencia Intermedia ("IF") y ajustar el espectro de manera 5 que la señal deseada se mueva a la frecuencia del filtro fijo. El filtro fijo de frecuencia se llama el filtro IF. El receptor mueve el espectro multiplicándolo por una onda cosenoidal (o senoidal) de frecuencia adecuada llamada la señal de oscilador local ("LO"). Como se discutió 0 previamente, esta multiplicación da como resultado la creación de la suma y las frecuencias diferentes, agregando el espectro completo de frecuencias a la frecuencia del LO y también restando el espectro completo de frecuencias de la frecuencia de LO. La frecuencia de LO se elige de manera que ! 1, suma o el conjunto de diferencias de las frecuencias pasen a través del filtro IF. El ajuste del LO para hacer que se seleccionen señales diferentes es tanto directo, como muy electivo en costos. El proceso de multiplicación del espectro con la onda cosenoidal de LO puede hacerse en cualquier dispositivo no lineal. Normalmente se hace en un mezclador equilibrado que cancela la frecuencia de LO. Esta parte del receptor normalmente se llama un "mezclador" o, en literatura más antigua, el "primer detector" . Televisión a Color "Compatible" con Compromisos Otra característica importante de la señal de televisión es la agrupación de energía alrededor de las armónicas de las velocidades de exploración. Esta agrupación es una consecuencia de la redundancia en la imagen análoga y las velocidades periódicas de exploración horizontal y vertical. La agrupación de energía ha hecho posible intercalar información adicional . La intercalación se usó por primera vez de manera conveniente cuando el sistema de televisión monocromática se extendió para incluir el color. Un subportador en aproximadamente 3.58 MHz se bloquea para la velocidad de exploración horizontal de manera que su energía es agrupada en frecuencias que cae entre los grupos existentes de energía para la señal monocromática. Esta técnica permite que la televisión a colores sea "compatible" con la televisión monocromática. Los compromisos hacen que esta compatibilidad sea incompleta. Los receptores monocromáticos construidos antes de la introducción del color tenían anchos de banda Visual de hasta 4.2 MHz. Esto proporcionó imágenes muy nítidas en blanco y negro. Cuando se b introdujeron imágenes de color, estos receptores sufrieron de "arrastre de punto" . La señal de color no fue rechazada de manera adecuada por el receptor más viejo y parecía como un patrón en movimiento de puntos débiles, pero molestos. Este problema se superó en los receptores monocromáticos 0 posteriores introduciendo una muesca en la respuesta de frecuencia para eliminar mucha de la señal de color. La consecuencia fue una pérdida de resolución y nitidez. De manera alternativa, se produjo el ancho de banda Visual de los receptores monocromáticos de manera que las señales de 5 color se atenuaron. Esto también redujo el brillo. Estos compromisos permitieron que los dos tipos de receptores, de color y monocromático, siguieran en producción y recibieran las mismas señales. Pero esto surgió a costa del desempeño reducido en los nuevos receptores monocromáticos y el 0 desempeños degradado en los receptores monocromáticos fabricados antes de que se recibiera la introducción del color . Esta compatibilidad fue crítica par ala introducción racional de la televisión a color en un mercado 5 ya poblado con receptores monocromáticos de televisión. Los consumidores con inversiones en los receptores monocromáticos siguieron teniendo acceso al servicio mientras que los consumidores que adquirieron receptores a color obtuvieron más beneficios de las mismas señales. Las personas que no pudieron darse el lujo de un receptor a color pudieron comprar un nuevo receptor monocromático y todavía tienen acceso a la televisión. Nadie fue privado de otros privilegios por el avance tecnológico del color. La investigación ha demostrado que el sistema visual humano puede ver la mayoría de los colores basado en las combinaciones de estimulación de rojo, verde y azul. Estas tres señales pueden combinarse en forma algebraica en una señal que transmite la señal monocromática y dos señales de "diferencia de color" que llevan la información para construir los colores. El ojo humano es más sensible a los colores cercanos al color carne. En consecuencia de ello, el sistema de televisión a color está diseñado para aumentar al máximo la fidelidad del color carne. Las dos señales de "diferencia de color" están moduladas en cuadratura entre sí en el subportador de color. La modulación de cuadratura usa dos portadores, una fase de noventa grados cambiada de la otra. En el receptor, la detección de cuadratura separa en forma limpia las dos señales. Esta separación se basa en matemáticas simples. La función del seno matemático es la fase de noventa grados cambiada de la función del coseno matemático. La multiplicación de una función de seno con una función de coseno produce un par de ondas senoidales con ángulos iguales a la suma y diferencias de las dos funciones originales.

F(t) sin (A) cos(B) = F(t) [% sin (A - B) + y2 sin (A + B) ] Cuando A=B : F(t) sin (A) cos(A)= F(t) [V2 sin(0)+% sin (2A) ] =F ( ) % [0+sin(2A) ] Si A = B entonces la señal resultante es igual al producto de la señal de modulación, F(t) , y la suma del seno de cero y el seno de dos veces A (que equivale a B) . El seno de cero es igual a cero y si A y B son la misma frecuencia, el resultado es una función de seno en dos veces la frecuencia. Los filtros simples separan con facilidad las frecuencias de la banda base. Todo lo que resta es cero después de que el doble seno de frecuencia es filtrado. Por otro lado, la multiplicación de dos funciones de coseno produce un coseno en su frecuencia de suma y otro coseno en su frecuencia de diferencia.

F(t) eos (A) cos(B) = F(t) [% eos (A - B) + y2 eos (A + B) ] Cuando A=B : F(t) eos (A) eos (A) = F(t) [% cos ( 0 ) +y2 eos (2A) ] =F ( ) % [0+cos (2A) ] Si A = B entonces la señal resultante es igual al producto de la señal de modulación, F(t) , y la suma del 5 coseno de cero y el coseno de dos veces A (que equivale a B) . El coseno de cero es uno, y si A y B son la misma frecuencia, el resultado es una función de coseno en dos veces la frecuencia. Esto también se separa fácilmente de las ; recuencias de la banda base con filtros simples. Todo lo que 0 resta es la mitad de la señal de modulación de la banda base, F(t) , después de que se filtra el doble coseno de frecuencia. Este proceso se llama detección síncrona debido a que la frecuencia del portador y la fase de la señal recibida es síncrona con la señal localmente suministrada usada para i ' - r smodularla . La consecuencia de esta multiplicación síncrona de una onda cosenoidal en la frecuencia del portador y la señal de coseno modulada es una desmodulación que produce la señal de información original en frecuencias de la banda base; es 0 decir; desde la frecuencia de cero hasta la frecuencia de iformación más alta. La multiplicación de dos funciones de seno también da como resultado la desmodulación de la información contenida en el portador de seno. De esta manera, las señales de cuadratura se detectan por separado sin 5 interferir entre sí.

Sonido Estéreo De Televisión "Compatible" Con Compromisos El sonido de televisión es modulado en frecuencia en un portador separado que es una frecuencia fija de 4.5 MHz arriba del portador visual . Cuando se agregó el sonido estéreo al sistema de televisión, el requisito de "compatibilidad" se exigió otra vez para evitar el caos que podría haberse ocasionado debido a la obsolescencia del sistema de sonido existente. Igual que con el "color compatible" hubo compromisos con receptores monoaurales cuando se agregó el sonido estéreo. Pero el beneficio neto para los consumidores se consideró positivo. El mercado dio su aprobación tanto al "color compatible" , como el "sonido estéreo compatible" . El sonido estéreo se implemento creando primero el espectro que incluye la suma de los canales de sonido de izquierda y derecha en la banda base. La diferencia de los canales de izquierda y derecha son portador suprimido de doble banda lateral modulado sobre un portador en dos veces la frecuencia de exploración horizontal (2 x 15,734 = 31,468 Hz) . Un canal monoaural del Segundo Programa Aural ("SAP") de ancho de band alimitaod es modulado en frecuencia sobre un portador en cinco veces la frecuencia de exploración horizontal. El canal SAP se propone para segundo lenguaje u otros propósitos. Un "Canal Profesional" de ancho de banda muy angosto (3.4 kHz) es modulado en frecuencia sobre un portador en seis veces y media la frecuencia de exploración horizontal. Se usa para intercomunicaciones de plata de televisión. Todo este espectro complejo es entonces modulado en frecuencia sobre el portador de 4.5 MHz. La relación entre los portadores Visuales y aurales está bien controlada ya que casi todos los receptores de televisión dependen de esta relación. El portador visual se usa como el oscilador local para llevar el espectro de sonido abajo a la banda base. Esta técnica se llama el método de "sonido entre portadores" del diseño de receptores de televisión. Puesto que el proceso de modulación final es el de la modulación de frecuencia, el receptor de televisión usa un circuito "limitador" para eliminar cualquier modulación de amplitud. El receptor de televisión entonces se vuelve insensible a cualquier modulación de amplitud. Primeros Intentos Análogos En Televisión Avanzada "Compatible" Conforme a la televisión NTSC se acercaba a su quincuagésimo aniversario, los receptores de televisión a color se convertían en una comodidad. Los receptores de bajo costo que proporcionan excelentes imágenes e importantes características básicas, como el control remoto, sonido estéreo, subtitulaje para personas con audición disminuida, ;je venden en menos de USD$10 por pulgada del tamaño de la pantalla. Con sólo alrededor de 100 millones de casas con televisión en los Estados Unidos, hay más de 250 millones de receptores de televisión y más de 150 millones de VCRs . Además, alrededor de 25 millones de nuevos receptores de televisión a color y alrededor de 15 millones de nuevos VCRs se venden cada año. Si el receptor de televisión promedio es un modelo de 19" , su pantalla de aproximadamente 15" de ancho estará contenida en una caja de alrededor de 18" de ancho. Todos los aparatos de televisión en los Estados Unidos colocados de lado a lado se extenderían 71,100 millas, varias veces alrededor de la tierra. Y el valor de 7,100 millas de nuevos aparatos se venden en los Estados Unidos cada año -más que suficiente para ir de costa a costa un par de veces. El mercado está saturado y la industria tiene más capacidad de producción que las necesidades del mercado. Desesperadamente se requiere un nuevo producto para la supervivencia de la industria. Japón comenzó la búsqueda de un nuevo servicio el cual requeriría nuevos productos para la sala. Japón lanzó el desarrollo de la televisión de alta definición (HDTV) hace más de veinte años y gastó más de mil millones de dólares para lograr esa meta Las radiodifusoras también tuvieron dificultades.

Enfrentaron una pérdida continua de espectro a la industria de las telecomunicaciones. Su universo de 83 canales se redujo a 69 para dar espectro a las comunicaciones de telefonía celular y móviles. No satisfecha, la industria de las comunicaciones comenzó a exigir a un más espectro. En respuesta, las radiodifusoras insistieron en que necesitaban ose espectro para la expansión a HDTV. Sin las demandas de las radiodifusoras, el espectro se hubiera ido a las comunicaciones. Mientras que las radiodifusoras querían HDTV y tenían el poder político para usarla para conservar el espectro, la industria de la electrónica de consumo necesitaba desesperadamente HDTV. El sistema HDTV desarrollado en Japón se llama Múltiple Sub-Nyquist Sampling Encoding. (Codificación Múltiple de Muestreo Sub-Nyquist) . MUSE está en operación en Japón y los receptores de televisión de los consumidores están comercialmente disponibles. Mientras que MUSE es una maravilla tecnológica, requiere más de 6 MHz de ancho de banda. La CFC asentó requisitos más estrictos. La CFC requirió que la señal de HDTV: a) se ajuste en 6 MHz, b) sea compatible con NTSC, y c) no ocasione interferencia excesiva con el servicio de NTSC. Al principio todos estos requisitos parecían imposible. Al final, se tuvo éxito en dos de los tres criterios. La única falla fue la compatibilidad. Los primeros procedimientos para la satisfacción de los requisitos de la CFC se basaron en la retención de la señal NTSC, la adición de una señal complementaria de 6 MHz y la adición de señales auxiliares en banda a NTSC. Esto satisfizo automáticamente el requisito de compatibilidad y tuvo la ventaja adicional de que las señales auxiliares en el canal NTSC podían usarse para mejorar la recepción en los nuevos receptores. Estas señales auxiliares aumentaron el . cho de la imagen a una relación del ancho a la altura de la imagen de 16 x 9 de la forma de 4 x 3 de NTSC. También se proporcionó mayor resolución. Se esperó que un producto intermedio, llamado Televisión de Definición Mejorada (IDTV) llenara la brecha entre NTSC y los productos caros HDTV permitiendo una transición más racional. Los primeros . doptadores adinerados y ansiosos pudieron comprar HDTV mientras que los menos adecuados par hacerlo pudieron mejorar su recepción con receptores compatibles de IDTV hasta que el costo de HDTV se redujo de manera suficiente para ser ampliamente asequible. Varias patentes y documentos han discutido el uso . :.c un portador de cuadratura como un medio para llevar información análoga e incluso digital adicional en una señal de televisión. Estos procedimientos no han logrado la aplicación comercial debido a deficiencias prácticas y la precipitación subsecuente a la HDTV digital. El objetivo de la mayoría de estos procedimientos ha sido llevar información complementaria para llevar una señal de televisión ordinaria produciendo un sistema IDTV. En algunos casos, estos procedimientos son parte de un sistema de televisión de alta definición, HDTV. La patente de los Estados Unidos No. 4,882,614 presentada el 7 de Julio de 1987, publicada el 21 de Noviembre de 1989 y titulada Aparato de Procesamiento de Señales Múltiples, discute un aparato de procesamiento de señales múltiples que comprende un segundo modulador de amplitud para modular un segundo portador el cual tiene la misma frecuencia pero difiere en la fase por noventa grados desde el primer portador. El segundo portador es modulado por una señal auxiliar para obtener una señal múltiple modulada en amplitud con doble banda lateral. Se usa un filtro inverso Nyquist para acondicionar previamente la señal de manera que se convierta en una señal de doble banda lateral cuando pase a través del filtro Nyquist del receptor. Un procesador de señales múltiples en un receptor tiene un detector síncrono y un filtro eliminador de distorsión de cuadratura para desmodular las señales principales y múltiples de la señal multiplexada recibida. Un receptor síncrono normal producirá una señal de televisión convencional sin distorsión (diafonía) ocasionada por la señal auxiliar de cuadratura. La presente invención difiere de la invención de la Patente de los Estados Unidos No. 4,882,614 en varias formas considerables. En primer lugar, la presente invención no depende del uso de un detector síncrono en el receptor. La respuesta del receptor a la envolvente de la señal modulada m amplitud es disminuida usando las técnicas de esta invención. En segundo lugar, la presente invención no usa un filtro inverso Nyquist en la fuente de señales. Más bien, usa un filtro Nyquist y un medio de procesamiento de espectro para distorsionar previamente la señal . Esto es importante debido a que la forma característica de un filtro Nyquist no es definida. Más bien, un filtro Nyquist que es uno tiene una característica asimétrica alrededor de su frecuencia Nyquist. Esta característica pude se lineal, pero no tiene que serlo. Una cantidad infinita de posibles características puede satisfacer los criterios de Nyquist. Usando un filtro Nyquist n la fuente de señales, es conveniente usar un filtro representativo de la población de receptores expuestos a la señal . Esto se realiza utilizando simplemente el filtro Nyquist disponible en el mercado, más comúnmente usado en esos receptores. También es posible operar una cantidad de filtros Nyquist representativos en paralelo con la señal dividida entre ellos en proporción a su presencia en la población de receptores. La señal combinada sería optimizada para la población de receptores expuestos a la señal. Esto puede variar de mercado a mercado y de vez en cuando conforme cambie la población de receptores.

En tercer lugar, el receptor de la presente invención no usa un filtro eliminador de distorsión de cuadratura. Este filtro puede introducir cambios de fase de distorsión en la señal de datos recibida ocasionando dificultades en el logro de las velocidades máximas de datos posibles. Más bien, la presente invención filtra la señal de vídeo interferente con un filtro activo y después substrae la señal de vídeo de distorsión de la señal recibida para dejar sólo la señal auxiliar. De esta manera, se evitan distorsiones introducidas por un filtro en la trayectoria de señales auxiliares. En el caso específico de la Patente de los Estados Unidos No. 4,985,769 presentada el 23 de Marzo de 1988, publicada el 15 de Enero de 1991, y también titulada "Aparato de Procesamiento de Señales de Televisión Múltiples", el objetivo principal de la patente es agregar en forma compatible paneles laterales a una señal NTSC para hacerla de pantalla amplia. La información de paneles laterales se divide en dos partes, baja frecuencia y alta frecuencia. La porción de baja frecuencia existe sólo en el período de tiempo de los paneles laterales. Es el tiempo comprimido lo que eleva su contenido de frecuencia hasta el ancho de banda de luminancia total . Después se inserta a pequeñas fracciones de tiempo inmediatamente después de la saturación cromática y justo antes de los impulsos de sincronización horizontal. El espectro de esta señal tiene el componente D.C. de los paneles laterales. Esto se llama la señal multiplexada de tiempo. La porción de alta frecuencia tiene más ancho de banda que puede caber en el canal de cuadratura creado por la Patente de los Estados Unidos No. 4,985,769. Puesto que la señal existe sólo durante el período de tiempo de los paneles laterales, puede extenderse en tiempo. Esta extensión de tiempo disminuye el contenido de frecuencia de manera que cabe en el ancho de banda disponible del canal de cuadratura creado por la Patente de los Estados Unidos No. 4,985,769. La Patente de los Estados Unidos No. 5,036.386 creada el 19 de Julio de 1989, publicada el 30 de Julio de 1991 y titulada aparato de procesamiento de señales de televisión, reconoce que el canal de cuadratura tiene interferencia pero asigna un componente vertical - temporal, V-T, a él de manera que la correlación entre el vídeo y la interferencia es tal que se vuelve menos visible en un receptor de televisión convencional . Esta patente reconoce que la interferencia en receptores ordinarios puede detectarse en la práctica debido a la imperfección de las características de filtros en el receptor y el transmisor. El término "transmisor" se usa en este documento como un dispositivo genérico el cual modula una señal para transmisión a través de cualquier medio. Incluye transmisores de difusión los cuales están conectados a antenas y moduladores de energía relativamente baja usados en sistemas de cable y otros medios conectados a cable, alambre, fibra óptica u otro medio. Señales Digitales Las ventajas de las señales digitales incluyen: (1) la habilidad de regenerar completamente la señal evitar la acumulación de ruido y distorsión; y (2) la habilidad de aplicar las técnicas de computación para múltiples propósitos. Las aplicaciones incluidas de técnicas de computación son detección y corrección de errores y reducción de redundancia. El sistema sensorio humano para imágenes y sonido es análogo. Las imágenes y los sonidos comienzan como señales análogas. Para ser disfrutadas por los humanos, las señales finalmente deben mostrarse como señales análogas para que los ojos y los oídos las disfruten. Desafortunadamente, cuando se transmiten señales a través de largas distancias, encuentran ruido, distorsión y señales interferentes las cuales degradan la calidad de las imágenes y los sonidos y finalmente hacen que primero sean desagradables al oído u ojo humano y después sean inútiles. Si las señales análogas se convierten a señales digitales, una cantidad de ruido insignificante está introducido en el proceso de conversión, pero la totalidad de la degradación subsecuente de la señal puede evitarse utilizando técnicas prácticas y bien entendidas.

Para convertir una señal análoga a una señal digital, primero debe tomarse una muestra en tiempo de la renal análoga. El teórico en ciencias de la información, H. Nyquist, comprobó que si una señal es muestreada en una 5 frecuencia de por lo menos dos veces la frecuencia máxima de señales que contiene, la señal puede recuperarse perfectamente sin pérdida de información. Las señales muestreadas todavía son análogas debido a que pueden tomar cualquier valor. Sólo están cuantizadas en tiempo. Si la 0 fuerza de cada muestra de tiempo es entonces medida y la medición resultante representada por un número de precisión limitada, la señal análoga muestreada se ha convertido en una secuencia de datos. Los números de precisión limitada tienen un número fijo de lugares decimales. La incertidumbre en la i ' precisión de un número se determina mediante el valor de su último lugar decimal. Por lo tanto, la información que se transmitirá ya no es la señal análoga original o su versión muestreada en tiempo (la cual puede tomar cualquier valor) , sino más bien otra señal que lleva los números de precisión 0 limitada describiendo la fuerza de las muestras de señales originales. La representación de la señal por un número de precisión limitada introduce un error el cual puede considerarse como un grado de ruido, llamado ruido de cuantización. La cantidad de ruido de cuantización puede 5 hacerse pequeño en forma arbitraria usando números de precisión arbitrariamente más altos, pero nunca puede reducirse a cero. Una ventaja principal del enfoque de señales de datos es que las técnicas existen para evitar cualquier degradación adicional de la señal . Los números de precisión limitada usados para representar la señal análoga muestreada pueden tener una variedad de formas . Muchas personas están acostumbradas a usar un sistema de números basado en el valor diez. Es decir, los números comúnmente usados en operaciones humanas utilizan los diez símbolos numéricos: 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8 y 9. Esto se llama un sistema base de diez o decimal. Otra característica de sistema base de diez es que el valor de un número se determina mediante el símbolo usado y su lugar en la cadena de números. El lugar de la derecha sólo tiene el valor de símbolo. El siguiente lugar a la izquierda tiene el valor de símbolo por diez. El siguiente lugar a la izquierda tiene el valor de símbolo por cien y así sucesivamente. De esta manera, el número 543 tiene el valor tres más cuatro veces diez más cinco veces cien. Puede crearse un sistema de números similar usando sólo dos símbolos, 0 y 1. Este sistema se llama base 2 o "binario" debido a que sólo tiene dos símbolos fundamentados. En este sistema, los valores más alto son representados por el valor asignado al lugar del símbolo en el número. Otra vez el lugar de la derecha tiene el valor del símbolo por uno. El lugar a la izquierda tiene el valor del símbolo multiplicado por dos, o dos veces el valor del lugar a su derecha. El siguiente lugar a la izquierda tiene el valor del símbolo multiplicado por cuatro, o dos veces el valor del lugar a su derecha. El siguiente lugar a la izquierda tiene el valor del símbolo multiplicado por ocho, o dos veces el valor del lugar a su derecha. El proceso continúa con cada nuevo lugar teniendo dos veces el valor como el último. Entonces el número binario 101 es valorado, comenzando del lado derecho como uno por uno más cero por dos más uno por cuatro. El total es cinco. Este mismo proceso puede usarse para determinar el valor de cualquier número binario. La ventaja de los números binarios es que pueden representarse por circuitos simples y económicos y el impacto del ruido eléctrico y la distorsión puede disminuirse o incluso eliminarse mediante métodos de diseño simples y efectivos en costos. Un elemento de circuito, como un transistor el cual procesa una señal análoga debe reproducir fielmente todos los valores de la señal y agregar un mínimo de distorsión y ruido. Si muchos elementos de circuito procesan una señal análoga, sus contribuciones individuales de ruido y distorsión se acumulan causando degradación de las señales. Un circuito binario por otro lado, puede tener dos estados bien definidos, "encendido" y "apagado", los cuales se distinguen fácilmente. El estado "encendido" puede representar el número binario "1" mientras que el estado "apagado" puede representar el número binario "0" . (La opción propuesta es igualmente válida) . El punto importante es que si el elemento de circuito está en gran medida "apagado" pero no completamente "apagado" , no se confundirá con el estado "encendido" . Del mismo modo, si el elemento de circuito está en gran medida "encendido" pero no completamente "encendido" , no se confundirá con el estado "apagado" . Por lo tanto, el desempeño imperfecto del circuito todavía puede representar fielmente los valores binarios. Sólo cuando el estado "encendido" se aproxima a la mitad del valor asignado o el estado "apagado" está casi a la mitad del camino de la condición de "encendido" puede originarse la confusión. Si este grado de desempeño deficiente se evita, los dos estados pueden discriminarse y la señal puede disiparse perfectamente. Si, cuando la señal se transmite, sufre de ruido y degradación de distorsión, puede recuperarse todavía perfectamente siempre y cuando los dos estados, el estado de "encendido" representando un binario "1" y el estado de ' pagado" representando un binario "0", puedan discriminarse en forma confiable. Finalmente, se introduce ruido y distorsión suficientes de manera que los dos estados se confundan. Si el diseño está diseñado de tal forma que la señal se regenere antes de su nivel destructivo de degradación, puede substituirse una señal binaria fresca por la señal degradada y todo el daño causado por el ruido y la distorsión puede eliminarse completamente. Este proceso puede repetirse un número arbitrario de veces permitiendo la comunicación libre de errores a través de distancias arbitrariamente largas. Esto es algo que no puede lograrse con señales análogas . Otra ventaja de las señales digitales es el tamaño pequeño y el gasto de transistores modernos. Gordon Moore, uno de los fundadores de Intel Corporation, observó que aproximadamente cada doce a dieciocho meses, el número de transistores digitales que pueden almacenarse en un solo circuito integrado se duplica. En forma alternativa, el costo de un determinado número de transistores digitales aproximadamente se reduce a la mitad durante el mismo periodo de tiempo. Este proceso ha sido continuo por décadas y es probable que continúe por cierto tiempo. Como un ejemplo de este fenómeno, las primeras computadoras personales introducidas a principios de la década de los 80 usaban un circuito integrado marca Intel, ("IC"), que incluía treinta mil transistores digitales. A mediados de la década de los 90, los les de las computadoras péntium tienen más de cinco millones de transistores digitales. Decenas de millones de transistores digitales pueden esperarse en productos de consumo a precios accesibles para finales del milenio. La misma experiencia no ha sido disfrutada por los circuitos análogos debido a que deben procesar fielmente la gama infinita de valores de las señales análogas. Esa restricción severa ha impedido que los circuitos análogos progresen tan rápido o tan lejos en complicidad y reducción de costos. Otra ventaja de las señales digitales y los circuitos es que pueden manipularse matemáticamente de una manera muy compleja simplificando de esta manera los métodos para determinar si han ocurrido errores de transmisión y cómo corregirlos. Note que sólo existen dos tipos posibles de errores. Un símbolo binario "1" puede dañarse y convertirse en un símbolo binario "0" o un símbolo binario "0" puede dañarse y convertirse en un símbolo binario "1" . No existen otras alternativas en un sistema binario. Como un ejemplo, un método común de detección de errores es reunir símbolos binarios en grupos de siete y anexar un octavo símbolo dependiendo si los siete símbolos anteriores tienen un número par o impar de símbolos "1" . Si el símbolo anexado produce un número par de símbolos "1" en cada grupo de ocho símbolos, entonces un solo error de transmisión dará como resultado un número impar de símbolos "1" . Note que si ocurren dos errores, un caso mucho menos probable, el sistema será engañado y pensará que no ha ocurrido ningún error. Sin embargo, si ocurren tres errores, otra vez el daño se detectará. La habilidad de detectar ciertas condiciones de error se obtiene mediante un símbolo anexado que absorbe tiempo de transmisión y requiere circuitos adicionales para procesarse tanto en el extremo de transmisión, como en el extremo de recepción. Los esquemas más complejos, llamados algoritmos de detección y corrección de datos, pueden detectar errores múltiples e incluso determinar la señal correcta. Estos métodos más complejos aumentan la cantidad de símbolos adicionales no de datos y se dice que tienen "carga fija" aumentada. También, se requiere procesamiento adicional tanto en el extremo de envío como en el extremo de recepción de la trayectoria de transmisión. Otra ventaja de las señales digitales es que son dóciles para métodos de comprensión que reducen la redundancia en la información y permiten que se transmita más información por tiempo de unidad. Otro beneficio de las señales comprimidas es que requieren menos memoria para almacenamiento. Un ejemplo de la compresión de datos es la técnica de "Codificación de Coordenada Diferencial" . Si una señal de datos contiene una "corrida" del mismo símbolo, un mensaje codificado puede indicar la longitud de la corrida con muy pocos símbolos transmitiendo simplemente los símbolos básicos mismos. Por ejemplo, si la señal incluye treinta símbolos "0", se requieren mucho menos de treinta símbolos par codificar ese hecho. Otro ejemplo es el uso de tablas especiales de símbolos definidas para la información que se transmitirá. A grupos de información con una alta frecuencia de ocurrencia se asignan códigos digitales cortos y a los grupos de información con una frecuencia baja de ocurrencia se asignan los códigos más largos restantes. El código Morse es un ejemplo de esta técnica. La letra "e" es la letra usada con más frecuencia en el idioma Inglés. Se asigna el Código Morse más corto, el "punto" . Los números y la puntuación ocurren con mucho menos frecuencia y por lo tanto se relegan a las series más largas de "puntos" y "rayas". D.A. Huffman desarrolló un método para crear estos códigos de comprensión. "Un Método para la Construcción de Códigos de Redundancia Mínima", Proc. IRÉ vol. 40, septiembre de 1952, página 1098, 1101 la cual se incorpora en el presente para referencia. La naturaleza de cómputo de las señales digitales hace posible implementar una gran cantidad de procesamiento en software en más procesadores de uso general. El grado de procesamiento puede ser muy complejo. Además, mucho del procesamiento puede ser asistido con circuitos digitales dedicados . Como las señales análogas, cuando las señales binarias deben transmitirse en frecuencias de radio (o televisión) , deben estar moduladas sobre un portador. El método de modulación más simple es modular en amplitud los niveles lógicos sobre el portador con dos fuerzas diferentes. Entonces, en el extremo de recepción, la menta es recuperar los datos. Si, cuando normalmente es el caso, el ruido y la distorsión son mesurados, pero no excesivos, la tarea más importante del desmodulador de datos es eliminar la modulación. Un extractor de datos entonces convierte la representación análoga de datos en niveles lógicos limpios. LCuta extracción de datos se realiza con un "slicer" y un circuito de muestreo accionado por un reloj sincronizado. El slicer es un circuito que compara la fuerza de la señal de entrada con un nivel de voltaje predeterminado llamado un "umbral". Si la señal de entrada está arriba del umbral, se asigna un orden los dos niveles lógicos. Si está a bajo del i inbral, a la señal se asigna el otro nivel lógico. La salida del slicer es una vez más una señal limpia libre de ruido y distorsión. Sin embargo, la salida todavía no son datos ya que existe una ambigüedad con respecto al principio y al final de los impulsos de datos. Esta ambigüedad es resuelta por los circuitos que muestrean los niveles lógicos - rccisamente en el tiempo correcto. El muestreo da como resultado impulsos de datos que son adecuados para otro procesamiento lógico digital en el microprocesador. Mientras que el uso de dos niveles representando un lógico "1" y un lógico "0" es casi el método universal para diseñar circuitos lógicos digitales, no es necesariamente la única forma en la cual esto puede hacerse. Si se encontraran elementos de circuito que tuvieran otros números de estados muy estables, todos los sistemas lógicos podrían crearse alrededor de ellos. Considere un elemento electrónico que tiene cuatro estados naturales. Con cuatro estados, dos bits pueden representarse en cualquier momento con las siguientes cuatro combinaciones: 00, 01, 10 y 11. Del mismo modo, si estuviera disponible un elemento electrónico con ocho estados naturales, podría representar tres bits en cualquier momento. El término "niveles múltiples" significa en este documento más de un nivel e incluye una señal de dos niveles así como una señal con más de dos niveles. Mientras que el procedimiento de niveles múltiples con más de dos niveles todavía no ha probado ser útil en el mercado en el diseño de circuitos lógicos, es extremadamente útil en la transmisión de datos. Cuando sólo se transmiten dos niveles, se transmite un bit por tiempo de símbolo. Este sistema puede tolerar niveles de ruido casi iguales a la mitad de la diferencia entre la fuerza de la señal representando "1" lógico y la fuerza de la señal representando "0" lógico. En el caso de sistemas como Teletext, donde la señal principal es televisión análoga, el nivel de ruido debe limitarse a niveles moderados que no se aproximen a la mitad de la diferencia entre la fuerza de la señal representando "1" lógico y la fuerza de la señal representando "0" lógico. La cantidad de ruido daría como resultado una imagen de vídeo análoga inaceptable. Debido a que el ruido es mucho menor, pueden alojarse más niveles. En el receptor de datos, tres "slicers de niveles" igualmente espaciados entre cuatro niveles, respaldarían cuatro niveles de señal. Cuatro niveles de señal transmitirían dos bits de datos simultáneamente en cada tiempo de símbolo. Del mismo 5 modo, site slicers de niveles igualmente espaciados entre ocho niveles de señales respaldarían tres bits simultáneos de datos. Esta técnica acelera en buena parte la transmisión de datos en un aumento moderado en la complejidad del equipo. En i'i. receptor, los datos de niveles múltiples con más de dos 0 niveles se convierten de nuevo en datos de dos niveles usando slicers de niveles y circuitos lógicos. Esto es necesario ya que los circuitos lógicos subsecuentes y las microcomputadoras de diseño actual se maneja sólo con dos niveles . b Televisión Digital Después de una búsqueda extendida de un método "compatible" para crear televisión de alta definición ( "HDTV" ) , se volvió evidente que todos los métodos propuestos usaban la señal NTSC origina más "señales auxiliares" en 0 banda y fuera de banda. Se requirieron todos los recursos disponibles para crear la señal compatible y se consumieron dos bandas de 6 MHz . Zenith Electronics Corporation rompió el molde proponiendo un sistema híbrido el cual transmitía las 5 frecuencias altas de la imagen en forma análoga y las frecuencias más bajas en una forma digitalizada. Este procedimiento híbrido parecía usar lo mejor de ambos mundos. Reconoció que la mayoría de la energía en una señal NTSC está en sus frecuencias bajas las cuales incluyen los impulsos de sincronización. Digitalizando las frecuencias bajas, se eliminó su principal consumo de energía. Aún la carga en los circuitos digitales se disminuyó debido a que sólo se procesaron frecuencias relativamente bajas. Las frecuencias altas siguieron siendo análogas y contribuyeron un poco a los requisitos de energía. Las señales digitales de velocidad de datos más baja también podrían ser menos susceptibles a la trayectoria múltiple, mientras que las señales análogas de frecuencias más alta se vieron menos afectadas por el ruido. El problema restante es que este procedimiento ya no era "compatible" con los receptores NTSC existentes. Este problema se resolvió permitiendo el concepto de "compatibilidad" para incluir la técnica de "radiodifusión simultánea" . Es decir, tanto la seña híbrida, como la señal NTSC llevarían la misma programación, en dos resoluciones diferentes. Este compromiso evitaría que se negaran otros privilegios a los dueños de receptores más viejos. Y puesto que no se propuso ningún sistmea que pone tanto NTSC como HDTV en los mismos 6 MGz, todavía se requerirían dos canales de 6 MHz. Este procedimiento tuvo una ventaja importante. Si alguna vez llegara el momento en que todos los receptores NTSC fueran obsoletos y que ya no se fabricaran nuevos, el canal NTSC podría ser reasignado a otros propósitos. Aún antes de ello, el requisito de radiodifusión simultánea podría ser aminorado basándose en la política más que en las restricciones tecnológicas. Mediante este proceso de ir paso por paso, la "compatibilidad" se abandonó por primera vez en televisión. (El sistema de color CBS no compatible, temporalmente como el sistema oficial en los Estados Unidos, no logró éxito comercial antes de que fuera reemplazado con el sistema de color compatible) . Poco después de ello, Generl Instrument Corporation propuso una solución sin porciento digital. De inmediato, la mayoría de los proponentes serios (con la excepción del sistema Japonés MUSE) se cambiaron a la solución de cien porciento digital. El comité encargado de seleccionar un ganador se dio cuenta de que no podía. Los asuntos técnicos eran demasiado complejos y los asuntos políticos eran agobiantes. En el momento en que se tenía que tomar una decisión, todos los sistemas propuestos crearon imágenes inaceptables. El resultado fue una decisión de calificar a todos los sistemas como aceptables bajo la condición de que se formara una "gran alianza" permitiendo que los proponentes mismos decidieran sobre un solo sistema. De esta forma, las batallas políticas pudieron ocurrir tras puertas cerradas so pretexto de seleccionar lo "mejor" de cada proponente para una sola propuesta a la CFC Los recientes desarrollos en las industrias de la televisión se han enfocado en la transmisión de HDTV, que requiere un aumento substancial en la información transmitida y, por lo tanto, podría expandirse en gran medida el ancho de banda requerido de la señal Visual. No obstante, la industria de la televisión ha creado "juegos de herramientas" estandarizados para procesar imágenes y aumentar al máximo la eficiencia de la transmisión y el almacenamiento de las realizaciones digitales resultantes. Un sistema importante para logra esto se conoce como la Norma del Grupo de Expertos de Imágenes Móviles ("MPEG"). MPEG consta de una recopilación ce técnicas que pueden ser seleccionadas dependiendo de la naturaleza de la aplicación. Este progreso en el área de la compresión digital del ancho de banda de televisión ha dado como resultado una norma nacional que se seleccionó por la CFC en Diciembre de 1996. Usando esta norma, un solo canal HDTV ahora puede transmitirse dentro de la asignación del '.anal análogo de televisión Broadcast de 6 MHz en lugar de decenas de megahertz una vez que se crea necesario. En el caso del espectro bien conformado del cable, es posible duplicar la velocidad de la transmisión de datos. Pueden llevarse dos señales HDTV en 6 MHz.

No se llevó mucho tiempo darse cuenta de que si las señales HDTV podían comprimirse por esta relación extraordinaria, las señales NTSC también podrían comprimirse. Después pudieron comprimirse múltiples señales NTSC en los mismos 6 MHz que podían llevar una señal HDTV o una señal análoga NTSC. Estas señales múltiples tomaron el nombre "TV de Definición Estándar (digital)" (SDTV) . Actualmente, SDTV es un nombe incorrecto. Debido a la compresión, el ancho de banda de la señal original de banda base, así como la señal recibida y reconstruida pudieron exceder las limitaciones de 4.2 MHz del canal NTSC. Además, la resolución cromática puede ser substancialmente aumentada y casi todos los aparatos NTSC pueden ser eliminados. Son posibles imágenes realmente agradables. En forma alternativa, SDTV no tiene que tener tanta resolución como NTSC. Es posible reducir la resolución y aumentar el número de programas llevados en 6 MHz. El término "programa" se usa en este documento en el sentido general para incluir cualquier información que sea necesario transportarla de un lugar a otro. Incluye pero no está limitado a programación de televisión e incluye programas de computación, información digital, información de Internet y cualquier otra señal que pueda transmitirse de un usuario a otro usando la tecnología descrita.

Usando técnicas que comparten capacidad entre múltiples programas, es posible aplicar la "multiplexación estadística" usada en la industria telefónica por décadas para aumentar más la capacidad. La relación entre la cantidad y la calidad ofrece condiciones desconcertantes. El consumidor norteamericano ha votado por mucho tiempo por la cantidad más que por la calidad. Esta misma tecnología la cual hace posible la HDTV en 6 MHz permite que se llenen múltiples señales digitales de definición estándar en 6 MHz. Las películas tienen varias ventajas sobre el vídeo en esta cuestión. Las películas tienen veinticuatro cuadros por segundo contra treinta en vídeo. Esta distinción es sólo una reducción del veinte porciento en los requisitos de datos. Las películas tienen la ventaja considerable de que pueden procesarse de forma iterativa. Es decir, la película se corre a través del procesador varias veces ajustando el procesador para disminuir al mínimo la creación de aparatos en una base de escena por escena. Se han obtenido resultados muy buenos con películas a velocidades de datos de 3.0 Mb/s. Se han visto resultados muy aceptables en 1.5 Mb/s. Cuando se comparan con el vídeo obtenido de un cassette VHS comercialmente grabado, los resultados digitales tienen ciertas ventajas. Puesto que la velocidad de transmisión de HDTV es alrededor de 19 Mb/s (en 6 MHz) , pueden llevarse tres películas de 3.0 Mb/s en el mismo espectro. A 1.5 Mb/s, es posible duplicar ese número, doce. Puesto que el cable tiene un espectro más controlado, aproximadamente puede duplicar más estos números conduciendo quizás a veinticuatro películas en 6 MHz. Este resultado es aún más práctico en sistemas que usan multiplexación estadística . El desarrollo de HDTV y su aceptación como una norma de difusión futura a conducido a la necesidad de un período de transición entre la difusión de la televisión análoga actual a la difusión de la HDTV digital comprimida.

Se espera que la transmisión de NTSC análogo estándar continúe por muchos años antes de que ocurra una transición completa a la alta definición digital. Algunos creen que esta transición pude llevarse mucho tiempo. Otros sostienen que nunca se completará debido a la basta base instalada de receptores análogos. La disponibilidad de una técnica que permite la transmisión simultánea no interferente de señales digitalizadas de resolución NTSC dentro el mismo canal como una señal análoga NTSC daría como resultado una expansión doble (o más) de la capacidad del canal en las asignaciones existentes de frecuencia de difusión. Si surgen medios más eficientes de compresión de ancho de banda, la transmisión simultánea de HDTV y NTSC análogo es una posibilidad atractiva .

Métodos de la Técnica Anterior para Agregar Datos a la Televisión Análoga Técnicas Subvisuales: Las porciones infrautilizadas del espectro NTSC pueden emplearse para "ocultar" datos. En muchos casos, el proceso de ocultar los datos es incompleto y da como resultado artefactos bajo ciertas condiciones. En otros casos, la preparación de la señal NTSC para ocultar con más eficiencia los datos mismos, reduce la calidad del video. Por lo tanto, el reto es tanto ocultar los datos, como no perjudicar la calidad del video conservando al mismo tiempo la solidez de las señales y el potencial de una incrementación económica. En 1993 formó el Comité Nacional de Difusión de Datos ( "NDBC" ) para establecer una sola norma para la transmisión de datos en visual. El NDBC emitió una Petición de Propuestas ( "RFP" ) y limitó el proceso de selección a dos competidores: WavePhore and Digideck. En diciembre de 1994, el Centro de Pruebas de Televisión Avanzada (Advanced Televisión Test Center) ( "ATTC" ) realizó pruebas de Laboratorio en Alexandria, Virginia. En abril de 1995, el NDBC seleccionó a Digideck para pruebas de campo. En junio, WavePhore convenció al comité para que volviera a probar su sistema después de que WavePhore hiciera mejoras basándose en los resultados de las pruebas de laboratorio.

Mientras tanto, la CFC emitió una Notificación de Elaboración de Reglas Propuesta ( "NPRM" ) en abril de 1995. El 28 de junio de 1996, la CFC aprobó la transmisión de datos digitales en la porción visual de la transmisión de televisión difundida en su Reporte y Orden ( "R&O" ) , "Transmisión de Datos Digitales Dentro de la Porción de video de las Transmisiones de la Estación de Difusión Televisiva", número de caso MM 95-42 el cual se incorpora en el presente para referencia. Este R&O enmienda las reglas de la CFC para permitir datos auxiliares dentro de la porción visual de la señal NTSC en cuatro formatos. Dos de los formatos, por Yes! Entertainment Corporation y A.C. Nielsen Co . colocan señales de velocidad baja de datos en la región de sobreexplotación de la imagen. Los otros dos sistemas, Digideck y WavePhore, intercalan la señal digital en la señal visual . Tanto Digiteck, como WavePhore participan en el NDBC, patrocinado por la Asociación Nacional de Difusores ( "NAB" ) y la Asociación de Fabricantes de Aparatos Electrónicos de Consumo ("CEMA"). El NDBC ha realizado pruebas de campo de estos sistemas en Washington, D.C. en WETA, canal 26 y WJLA, canal 7. Este mismo R&O alentó a otros a inventar formas para intercalar datos en la señal visual análoga. WavePhore : WavePhore utiliza un sistema parecido a roletex en las líneas 10 a la 20 en cada campo para una velocidad de datos de hasta 150 kb/s. WavePhore agregó detección substancial de errores y bits de protección a su estructura para protegerse contra problemas de trayectoria múltiple y otros problemas de transmisión. El sistema WavePhore comienza reduciendo la luminancia visual y dos anchos de banda de crominancia. La "luminancia" se reduce de su valor teórico de 4.2 MHz a 3.9 MHz y la banda lateral superior de la señal de color se reduce aproximadamente a 300 kHz. Entonces es posible insertar una señal de datos en esta región en una frecuencia de portador de aproximadamente 4.197 MHz arriba del portador visual y una fuerza de alrededor de 20 dB arriba de piso de ruido del sistema visual. Los datos son síncronos con el portador visual y de esta forma con la frecuencia de línea horizontal. Como un múltiple impar de un cuarto de la frecuencia de exploración horizontal, los datos se intercalan entre los paquetes de luminancia y crominancia de la energía espectral. Los datos no se envían durante los intervalos de supresión de línea y supresión de imagen. Se envían treinta bits de datos por línea de video. Hay 240 líneas disponibles por campo (sin contar el VBI durante el cual la señal es suprimida) . Esto produce una velocidad de datos originales de 425.6 kb(s. Después de la codificación de corrección de errores, la velocidad de datos originales se reduce a aproximadamente la velocidad TI dividida entre cuatro 384 kb/s. WavePhore llama a su sistema TVTl/4 debido a que la velocidad de datos resultante es igual a un cuarto de la velocidad de datos TI de teléfono. WavePhore entremezcla los datos antes de aplicar la modulación bifásica y filtrar la banda lateral inferior. La entremezcla de los datos reduce su visibilidad en el video. Se usa un ecualizador adaptivo en el receptor. Una ventaja importante del procedimiento de WavePhore es que una vez insertado al video, puede llevarse a través de la trayectoria visual sin darle más atención. El sistema VBI de WavePhore y el sistema subvisual de WavePhore pueden combinarse para proporcionar más de 500 kb/s. Existe cierta degradación de las imágenes usando el sistema WavePhore. No obstante, parece que la CFC está dispuesta a permitir que la difusora determine las opciones de su mercado individual y responder a estas opciones. Digideck: El Sistema Digideck agrega una Señal de Manipulación por Desviación de Fase en Cuadratura Diferencial ("DQPSK") que lleva alrededor de 500 bk/s colocados en un MHz abajo del portador visual. En este aspecto, es similar al sistema Europeo NICAM para agregar audio digital a difusiones de televisión análoga. Esta modulación coloca al nuevo portador en la región VSB de la señal . Para acomodar esto se aumenta la inclinación VSB inferior. En lugar de comenzar en los 750 kHz tradicionales abajo del portador de imágenes, en el sistema Digideck, comienza en 500 kHz y cae más rápidamente. El portador está alrededor de 36 dB abajo de la energía máxima y tiene una capacidad virgen de 700 kb/s. La corrección de error adelantado y otras cargas fijas reducen la capacidad de datos a alrededor de 500 kb/s. Digideck llama al nuevo portador el "Canal D" . La señal de datos está cronometrada en forma sincrónica a la señal de televisión para facilidad de recuperación y para ocultarse mejor en el video . El receptor Digideck también depende de un ecualizador activo. Una consecuencia del Canal D es que debe insertarse en el sitio del transmisor y llevarse ahí por una trayectoria alternativa. Igual que el sistema WavePhore, Digideck introduce ciertos artefactos. Un enfoque de mercado permitirá a la difusora determinar la aceptabilidad. Técnicas de Sobreexplotación: Otros sistemas tienen desventajas diferentes. El sistema Yes! Entertainment Corporation introduce un impulso en el video entre 9.1 y 10.36 microsegundos después del inicio del impulso de sincronización horizontal. La velocidad de datos es muy baja, alrededor de 14 kb/s. Su aplicación es distribuir el audio a un oso de peluche parlante. A.C. Nielsen usa la línea 22 de un campo del video para transmitir una identificación de fuente de programa. Esta identificación se usa para medir la audiencia para fines estadísticos. A un quinto sistema, por En Technology, se negó el permiso en el momento del R&O. Este sistema permitía que los datos se extendieran desde el VBI a todas las áreas de la imagen estando esta limitada a una caja de tamaño variable rodeada por la "nieve" causada por los datos. Este sistema se consideró demasiado intrusivo. Datos de Cuadratura: Como se discutió al principio, las patentes de los artículos que agregaron información análoga complementaria a la señal de televisión en un canal de cuadratura también mencionaron que la información digital también podía transmitirse de esta manera. Mientras que la mayoría de las técnicas descritas en esta sección para llevar datos han sido propuestas a la CFC y han sido aprobadas para uso comercial, el procedimiento de portador de cuadratura no ha sido propuesto o comercializado. Datos en la Señal Aural : La modulación en amplitud del portador aural se ha usado en la industria de cable por décadas para la implementación de acceso condicional a programación de primera calidad. Inicialmente, esto tomó la forma de una modulación en amplitud sinusoidal del portador aural modulado en frecuencia el cual puedo detectarse y usarse para eliminar una modulación en amplitud complementaria de la forma de onda de video. Esa modulación en amplitud del portador de video suprimió los impulsos de sincronización de la señal de televisión, evitando que el receptor de televisión sincronizara su velocidad de exploración horizontal y algunas veces su velocidad de exploración vertical y con ello hiciera confusa la señal. La modulación en amplitud en el portador aural proporcionó la o Lave para deshacer esa modulación en amplitud de la señal de video y restaurarla a substancialmente su forma original . Esta técnica más tarde se extendió a la transmisión de datos en forma de niveles binarios de velocidad muy baja. La dirección de los datos permitió el control individual de las cajas superiores ajustadas de manera que cada suscriptor podía ser controlado individualmente. Conforme el público adquirió más experiencia en la destrucción de estos sistemas y en el robo del servicio, los proveedores de la industria de cable adoptaron métodos más sofisticados para encriptar los datos y proteger el servicio contra el robo. Sin embargo, estas señales estuvieron en todos los casos conocidos limitadas a señales binarias de velocidad baja de datos. No se sabe que se hayan implementado señales de niveles múltiples de alta velocidad de datos. La Necesidad de Datos en Señales Análogas Conforme comienza la era digital, existe una necesidad basta de capacidad de transmisión de datos. Al mismo tiempo, c--:iste un requisito de continuar la provisión de señales análogas para dar servicio al enorme mercado que todavía no ha adoptado métodos digitales. Mientras que los 250 millones de receptores de televisión análoga y 150 millones de VCRs análogos continúan aumentado a 25 millones de nuevos receptores y 15 millones de nuevos VCRs cada año, la demanda de señales análogas seguirá siendo fuerte. Esta fuerza se basa en imágenes satisfactorias y buen desempeño en productos los cuales duran un promedio de 15 años para receptores y de diez a cinco años para VCRs. Existe una variedad de aplicaciones para datos en señales análogas. Pueden suministrarse datos sólo como datos. En forma alternativa, si está disponible suficiente capacidad, pueden usarse datos para distribuir servicios de video digital o audio digital. Los datos pueden usarse con computadoras personales, aparatos de televisión especiales o cajas superiores ajustadas o versiones de la "computadora neta" . La técnica anterior no ha tenida la capacidad de respaldar el video digital como una señala adicional en un canal análogo. La presente invención satisface esa necesidad urgente . La Exposición de Aparatos Electrónicos de Consumo de enero de 1997 en Las Vegas fue dominada por dos desarrollos: el Disco de video Digital (DVD) y la World Wide Web en las cajas superiores ajustadas de televisión e integrados a receptores de televisión. Esta última aplicación tiene una gran cantidad de conmoción por parte de los fabricantes de equipo asociada con ella. El tiempo dirá si el mercado atrapa el mismo grado de conmoción.

Una aplicación relacionada implica Datacasting. Esta es la inclusión de datos en la señal de televisión difundida para uso con una computadora personal . La implementación más activa es Intercast cuyos principales socios incluyen Intel y National Broadcasting Corporation (NBC) . Las páginas Web Lormateadas en Lenguaje de Marcación de HiperTexto (HTML) se distribuyen en el VBI de la señal de televisión. HTML es un método para vincular información. Puede hacerse click en las palabras o frases resaltadas y aparece en la pantalla la información pertinente. En algunos casos, esto se realiza dirigiéndose a otro lugar en el mismo documento. En otros casos, los datos de otro documento se muestran. En otros casos, se tiene acceso automático a lugares en la World Wide Web y se recupera información. Una computadora personal con un sintonizador de televisión recibe las señales y muestra el video en una ventana pequeña. El resto de la pantalla muestra las páginas HTML. El disco duro de la computadora puede capturar y almacenar páginas de interés. Puesto que las páginas HTML son de alrededor de 50 Kbytes cada una y la mayoría de las computadoras personales vienen ahora con un disco duro de por lo menos 1 GB, la capacidad no es un problema. En una aplicación principal de esta tecnología, las páginas "bajadas" pertenecen estrechamente a la programación de video. Cuando se bajan varios cientos de páginas, la velocidad de acceso durante el uso, es regulada por el disco duro, no un modem. De hecho, el servidor está incorporado a la computadora personal. Sin embargo, la capacidad total del disco duro no puede utilizarse si el canal de datos es demasiado lento. Un canal de datos de alta velocidad aumenta al máximo el valor al sistema. La naturaleza HTML de las páginas hace que el acceso de diferentes partes de los datos bajados sea fácil y conocido para cualquier aficionado a navegar en la Web. El HTML puede incluir vínculos intercalados a sitios Web relacionados accesados con el teléfono regular o el modem de cable de la computadora. El acceso a estos sitios es automático. Mientras que estas aplicaciones han gozado de la conmoción de los consumidores, aumenta la insatisfacción sobre la velocidad lenta de servicio. La World Wide Web ha sido llamada irónicamente la World Wide Wait ya que la frustración de los consumidores sobre el acceso lento a los datos aumenta. La presente invención satisface la impaciencia con el acceso de datos a través de aparatos de la técnica anterior. Datos de Cable contra Datos de Difusión Puesto que el espectro de cable está mucho más conformado que el espectro de difusión, se acumulan varias ventajas considerables. Puede no ser necesario un ecualizador de dominio de tiempo. Si se incluye uno, puede tener especificaciones informales que conducen a un costo más bajo.

No hay "radar de cola", es decir, el efecto Doppler de un avión que se aproxima o que se aleja. Debido a que el espectro está mejor conformado, se requiere menos detección y corrección de errores para un nivel determinado de desempeño. Esto se demostró muy bien en el esquema de modulación de la Gran Alianza de Televisión Avanzada. Mientas que se usa 8 -VSB para la difusión, se desarrolló 16-VSB para cable permitiendo dos señales HDTV en 6 MHz en cable. 16 -VSB no tiene dos veces la capacidad de datos de 8-VSB. La duplicación de la carga útil llega debido a que 16-VSB requiere considerablemente menos protección de datos. Si este mismo procedimiento se aplica a las técnicas propuestas para la transmisión de datos en señales de televisión análoga, puede recolectarse más de la capacidad de datos originales para fines de carga útil . Este procedimiento no se ha explorado bien y ofrece una oportunidad importante. Una ventaja adicional es la disponibilidad del cable de múltiples canales para llevar datos. La capacidad portadora de datos de un sistema de cable simplemente es enorme. La Mejora del Cable Digital Compatible La mayoría de los planes para migrar al video digital no incluyen el reemplazo al por mayor de todos los canales debido al gasto tremendo de las cajas digitales superiores ajustadas. Más bien, existe la intención de convertir algunos de los canales a digitales y dejar el resto como análogos. En esta estrategia, los canales convertidos a digitales habrán estado previamente ocupados por servicios de poca penetración. Los suscriptores que deseen continuar con esos servicios necesitarán una caja digital superior ajustada. Si estos suscriptores no toman ningún servicio nuevo, sólo los que habían tomado previamente, sus costos aumentarán considerablemente mientras que no existirá ningún aumento en los ingresos. Los suscriptores que no deseen los nuevos servicios avanzados no recibirán una nueva caja digital superior ajustada. Si embargo, perderán la programación previamente llevada en los canales análogos los cuales se convierten a digitales. Esto puede ser una pérdida proporcionalmente seria para los sistemas de cable de baja capacidad. Una alternativa es usar técnicas que oculten los datos en el video para la transmisión de señales digitales. Puesto que los sintonizadores de televisión son relativamente económicos, pueden proporcionarse múltiples sintonizadores de manera que los datos puedan recopilarse de más de un canal si se requiere. Esos datos pueden después unirse para proporcionar los flujos MPEG necesarios para crear nuevos canales sintéticos. Estos canales pueden estar en SDTV o incluso HDTV. En este procedimiento, todos los canales análogos se conservan para aquellas personas que están satisfechas con el servicio existente. Sólo aquellas personas dispuestas a pagar por más incurrirán en el costo adicional de la nueva caja superior ajustada. Existen numerosos empleos posibles de esta tecnología. Aquellos que utilizan transmisión al aire estarán sujetos a un ambiente de desvanecimiento, señales de trayectoria múltiple debido a reflexiones y otros efectos que tenderán a distorsionar igual acción adaptiva. El empleo de la señal ahora estándar "referencia canceladora de fantasmas" (CGR) y el hardware del receptor asociado será adecuado para lograr el desempeño deseado. En la transmisión de cable y otros servicios en medios más estables, este requisito dependerá del ambiente local y puede no ser necesario. SUMARIO DE LA INVENCIÓN La presente invención supera los problemas de 1 técnica anterior proporcionando aparatos, sistemas y métodos para expandir la capacidad de datos para los sistemas de transmisión de comunicaciones. La presente invención transmite información adicional en el formato visual NTSC codificando los datos de tal forma que no estén materialmente presentes en la salida de video o audio de los receptores de televisión convencionales. La presente invención crea bandas laterales alrededor del portador visual que ocupan un espacio de información que está en cuadratura a las bandas laterales que transmiten la señal visual análoga. La presente invención también transmite' información adicional en el formato aural N SC codificando los datos de tal forma que no estén materialmente presente en la salida de audio o video de los receptores de televisión convencionales. La presente invención también transmite información adicional en el formato del intervalo de supresión de línea de NTSC codificando los datos de tal forma que no estén materialmente presentes en la salida de audio o video de los receptores de televisión convencionales. Esta última información incluye un directorio de recursos usados para la transmisión de información de una manera que sea útil en la recuperación de esa información. Para lograr esto, la presente invención emplea uno de varios métodos. En una primera realización preferida, la presente invención usa un método de modulación de fase para codificar la señal visual con los datos. En particular, un sistema para transmitir programación digital incluye una fuente de programa que proporciona información digital sobre la programación. Los circuitos modulan la información digital sobre un portador visual ya modulado con la programación de televisión análoga. Un transmisor visual acoplado a los circuitos de modulación transmite la señal modulada. El sistema codifica los datos inicialmente modulando en fases los datos sobre la señal del portador visual . El sistema entonces reduce las frecuencias de banda base del portador visual modulado en fases usando un subsistema compensador que incluye un filtro Nyquist. La amplitud del sistema modula la señal codificada del portador con la señal visual de fuente y proporciona esta señal modulada a un amplificador. Pueden combinarse una señal modulada y una señal de sonido amplificada con la señal visual amplificada antes de la transmisión. En una segunda realización preferida, el sistema de la presente invención usa un método aditivo que codifica los datos modulando las bandas laterales de cuadratura del portador visual con los datos. Un variador de fase varía la fase de las bandas laterales de tal forma que estén en cuadratura con el portador visual modulado en amplitud. L transmisor entonces combina el portor visual modulado en amplitud y las bandas laterales moduladas en datos en un combinador. Un combinador puede implementarse como una red de resistores agregando señales, o como un circuito electrónico con transistores que agregan señales entre sí. En algunos casos, un combinador tiene una entrada de inversión la cual actúa para substraer la señal del resultado. Todas estas implementaciones son conocidas por aquellas personas con experiencia en estas técnicas. La señal después se amplifica y se combina con una fuente de sonido amplificada y modulada antes de la transmisión. En una tercera realización preferida, la presente invención usa una versión mezclada de la modulación de fase y métodos aditivos arriba descritos. En forma específica, un sistema de la presente invención incluye los elementos de la realización de modulación de fase y de la realización aditiva y agrega elementos de retraso para garantizar que la intercalación de datos como modulación de fase y la intercalación de datos en bandas laterales de cuadratura estén bien sincronizadas. Los elementos de retraso tendrán valores diferentes de retraso para las diversas implementaciones posibles. La presente invención incluye más mejoras a las realizaciones antes mencionadas, incluyendo métodos para disminuir la interferencia en receptores no síncronos, disminución de alimentación avanzada, disminución de retroalimentación, compensación de envolvente y compensación de subportador. En otra realización, la presente invención actúa como un sistema de decodificación digital para decodificar las señales visuales y aurales y de VBI codificadas. En forma específica, el sistema de decodificación incluye un decodificador que comprender un desmodulador de datos y un extractor de datos que extraer la información digital de un salida del desmodulador. El sistema de decodificación además incluye un dispositivo de salida acoplado al decodificador. Un variador de fase en el desmodulador de datos varía la fase de la salida de un bucle bloqueado por fase de manera que esté en cuadratura con el portador visual y, por lo tanto, en fase con la señal visual codificada de datos. Se apreciará que el cambio de retraso y fase es una consecuencia normal de las señales que se propagan a través de los circuitos. La inclusión de un circuito de retraso o un variador de fase en los sistemas y discusiones de este documento es para la comodidad de reconciliar fases a fin de mantener una cuadratura u otra relación de fase. Si los circuitos están diseñados para incluir en forma inherente retrasos y variaciones de fase convenientes, puede no ser necesario un circuito de retraso separado o un circuito de variador de fase. El circuito de retraso o el variador de fase puede ser absorbido en los demás circuitos. El dispositivo de salida puede ser un dispositivo de internet algunas veces llamado un dispositivo de World Wide Web (o dispositivo Web) acoplado a una computadora personal, un disco de video digital, o un sistema digital. El sistema además puede incluir una trayectoria de retorno corriente arriba al dispositivo de salida, como una línea de cable coaxial, o una transmisión de microondas . En consecuencia de ello, un objetivo de la presente invención es proporcionar un aparato, sistemas y métodos de transmisión que brindes capacidad expandida de información en comparación con los sistemas de transmisión existentes.

Otro objetivo de la presente invención es proporcionar un aparato, sistema y método de transmisión que no sean caros en cuanto a su fabricación y distribución. Otro objetivo de la presente invención es proporcionar un aparato, sistema y métodos de transmisión que usen tecnología digital . Un objetivo adicional de la presente invención es proporcionar un aparato, sistemas y métodos de transmisión que sean compatibles con la tecnología NTSC existente. Otro objetivo de la presente invención es proporcionar un aparato, sistemas y métodos de transmisión que permitan que la calidad del video siga siendo alta. Otro objetivo de la presente invención es proporcionar un aparato, sistemas y métodos de transmisión que mantengan una velocidad alta de datos. Los objetivos y ventajas de la invención se expondrán parcialmente en la descripción que sigue y en parte serán obvios a partir de la descripción o podrán aprenderse mediante la práctica de la invención. Los objetivos y ventajas de la presente invención se realizarán y se lograrán por medio de los elementos y combinaciones particularmente señalados en las reivindicaciones anexadas. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La FIGURA la es un gráfico de un espectro de señal de televisión normalizado a 0.0 Hz .

La FIGURA Ib es un gráfico de la salida de un receptor de televisión de respuesta plana. La FIGURA lc es un gráfico de una curva idealizada y típica de la respuesta del receptor de televisión. 5 La FIGURA ld es un gráfico del espectro estéreo de la banda base Aural . La FIGURA 2 es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión convencional. La FIGURA 3 es un diagrama de bloques de un receptor de 10 televisión convencional, ^fc La FIGURA 4a es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión con datos intercalados en la señal visual usando la modulación de fase. La FIGURA 4b es un diagrama de bloques del subsistema Ib compensador de la FIGURA 4a. Las FIGURAS de la 4c a la 4e son representaciones del espectro en varios puntos del subsistema compensador de la FIGURA 4b. La FIGURA 5a es un diagrama de bloques de un transmisor 20 de televisión con datos intercalados en la señal visual usando bandas laterales de cuadratura agregadas, de acuerdo con otra realización preferida de la presente invención. La FIGURA 5b forma de onda de voltaje real del video de banda base NTSC fuera de la Fuente de Video de Banda Base 25 501.

La FIGURA 5c formas de onda de voltaje real de datos de dos niveles en la salida de la Fuente de Datos 527 (indicio superior) y en la salida del Filtro de Paso Bajo 532 (indicio inferior) . La FIGURA 5d espectrógrafo real de la salida del Modulador de Datos DSB 537 debido a los datos NRZ modulados con banda lateral doble. La FIGURA 5e espectrógrafo real de la señal de datos en la salida del Subsistema Compensador 539 debido a los datos NRZ. La FIGURA 5f espectrógrafo real de la salida en el Transmisor Visual 507 antes del filtro VSB. El indicio superior es de NTSC ordinario y el indicio inferior que es de la señal visual de datos. La FIGURA 5g espectrógrafo real después del Filtro VSB 509. El indicio superior es la seña]. NTSC y el indicio inferior es la señal visual de datos. La FIGURA 6a es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión con métodos mezclados de intercalación de datos en la señal visual, de acuerdo con otra realización preferida de la presente invención. La FIGURA 6b es un diagrama de bloques de un transmisor que utiliza diferentes fuentes de datos para el modo aditivo y el modo de modulación de fase para imprimir datos en el portador visual con el fin de obtener una producción de datos más granda . La FIGURA 7 es un diagrama de bloques de un transmisor con datos intercalados en cuadratura para televisiones con detectores síncronos. La FIGURA 8a es un diagrama de bloques de un transmisor con datos intercalados en cuadratura para televisiones con detectores cuasisíncronos . La FIGURA 8b ilustra la señal de iluminancia en el instante en que el portador y los vectores de banda lateral están alineados. La FIGURA 8c ilustra el impacto en la señal de luminancia cuando se agrega una señal en cuadratura. La FIGURA 8d ilustra la señal de luminancia cuando se ha eliminado el componente de d.c. en los datos. La FIGURA 8e ilustra el error experimentado por el detector de envolvente. La FIGURA 8f es una tabla y gráfica del error experimentado por el detector de envolvente cuando los datos están en cuadratura. La FIGURA 9a es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión con circuitos para disminuir la interferencia debido a los datos de cuadratura, de acuerdo con otra i calización preferida de la presente invención.

La FIGURA 9b es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión con circuitos para disminuir la interferencia debido a los datos de cuadratura como un función de nivel visual, de acuerdo con otra realización preferida de la presente invención. La FIGURA 9c es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión con circuitos para disminuir la interferencia debido a los datos de cuadratura como una función de nivel visual, de acuerdo con otra realización preferida de la presente invención. La FIGURA 10 es un diagrama de bloque de un sistema que puede usarse para determinar las señales de disminución. La FIGURA 11 es un diagrama de bloques del sistema de la L7IGURA 10 generando una señal análoga de disminución. La FIGURA 12 es un diagrama de bloques de un sistema que combina la FIGURA 8 y la FIGURA 10 para generar las señales de disminución en tiempo real . La FIGURA 13 es un diagrama de bloques de otro sistema para relacionar la cantidad de señal de disminución con el nivel visual, de acuerdo con otra realización preferida de la presente invención. La FIGURA 14 es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión que distorsiona previamente el componente de fase de la señal de color NTSC, de acuerdo con otra realización preferida de la presente invención.

La FIGURA 15a es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión que realiza la modulación lineal AM del portador aural con datos de niveles múltiples. La FIGURA 15b es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión que sobrepone los datos de niveles múltiples modulados por separado sobre el subportador aural . La FIGURA 16a es un diagrama de bloques de un receptor de datos aurales con un filtro de paso alto. La FIGURA 16b es un diagrama de bloques de un receptor de datos aurales con un filtro tipo Nyquist. La FIGURA 16c es un diagrama de bloques de un receptor de datos aurales con igualación de banda base. La FIGURA 17a es un diagrama de bloques de un receptor de televisión, de acuerdo con otra realización preferida de la presente invención para los desmoduladores de datos y extractores de datos. La FIGURA 17b es un diagrama de bloques de un receptor de televisión con frecuencia intermedia dividida, de acuerdo con otra realización preferida de la presente invención con bloques para los desmoduladores de datos y extractores de datos . La FIGURA 17c es un diagrama de bloques de una versión del contenido de los bloques de desmoduladores de datos y extractores de datos.

La FIGURA 17d es un diagrama de bloques de un receptor de televisión con recuperación mejorada de datos, de acuerdo con otra realización preferida de la presente invención, La FIGURA 17e implementación de receptor no de televisión de la presente invención. La FIGURA 18a es una lista de códigos de dos niveles comparados con códigos de tres niveles para la transmisión de datos . La FIGURA 18b es una lista de códigos de cuatro niveles para la transmisión de datos. La FIGURA 18c es una lista de códigos de cinco niveles para la transmisión de datos. La FIGURA 19 describe el uso de pasos desiguales en la codificación de datos para proporcionar inmunidad diferencial al ruido, distorsión en interferencia a dos señales de datos.

La FIGURA 20 es un diagrama de bloques de un Procesador Heterodino el cual puede usarse para insertar señales de acuerdo con la presente invención a las señales moduladas de televisión sin primero tener que desmodular y después volver a modular las señales. La FIGURA 21 es un diagrama de bloques de la aplicación de la presente invención para la transmisión simultánea de programas múltiples y un Directorio con una señal de televisión análoga NTSC.

La FIGURA 22 es un diagrama de bloques de la aplicación de la presente invención para la transmisión de fuentes múltiples de datos con una trayectoria de regreso opcional de señales y una fuente de programas y un directorio con una señal de televisión análoga NTSC. La FIGURA 23 es un diagrama de bloques de la aplicación de la presente invención para la transmisión de fuentes múltiples de programas y fuentes de datos usando multiplexación estadística y distribuyendo los datos a través de diversos canales de televisión llevando al mismo tiempo señales análogas NTSC estándar en esos canales. La FIGURA 24 es un diagrama de bloques de la aplicación de la presente invención para la transmisión de la fuente de programas de resolución más alta en forma digital y distribuyendo los datos a través de uno o varios canales de televisión llevando al mismo tiempo señales análogas NTSC estándar en esos canales. La FIGURA 25 es un diagrama de bloques de la aplicación de la presente invención para la transmisión de un programa NTSC con información complementaria de resolución más alta en forma digital distribuida a través de uno o varios canales de te'levisión llevando al mismo tiempo señales análogas NTSC estándar en esos canales. La FIGURA 26 es un diagrama de bloques de la aplicación de la presente invención para la transmisión de datos de alta capacidad en forma digital y distribuyendo los datos a través 1 '-i uno o varios canales de distribución llevando al mismo tiempo señales análogas NTSC estándar en esos canales. DESCRIPCIÓN DETALLADAS 5 Ahora se hará referencia en forma detallada a las realizaciones de la invención, de las cuales se ilustran ejemplos en los dibujos adjuntos. Cada vez que sea posible, .c usará los mismos números de referencia o los números con los mismos dígitos posteriores en todos los dibujos para referirse a las mismas partes o a partes similares. LA FIGURA 1 es una representación del espectro compuesto de televisión NTSC, como se usa en los Estados Unidos (Tipo M) . La señalización visual para la transmisión análoga NTSC .er fines de difusión utiliza la modulación en amplitud sobre banda lateral residual para la impresión de la información visual sobre la señal de portador visual. Un filtro, adaptado a las características de la modulación sobre banda lateral residual, y un detector de modulación en amplitud detectan la información visual intercalada en la 'V' ---«nal. Si, en lugar de la situación ilustrada en la FIGURA 1, la señal de televisión fuera completamente de doble banda lateral en todas sus frecuencias, entonces la modulación de toda la información de imágenes y la desmodulación subsecuente sólo utilizarían las variaciones de amplitud que están en fase con el portador visual . La información deseada no contendría componentes modulados en fase. De esta manera, no estaría presente ninguna información de cuadratura portadora de energía. El "espacio de información" no 5 interferente disponible se encontraría entonces en cuadratura con el portador principal . Este "espacio de información" podría emplearse para la transmisión de otra señal, ya sea análoga o digital. Si, bajo las condiciones arriba mencionadas, una señal se amplitud modulada "AM" , incluyendo un portador y sus dobles bandas laterales, fuera creada por ^fc un primer generador, y un conjunto de bandas laterales adicionales con información diferente se creara por un segundo generador con un ortogonal de portador opcionalmente suprimido (a noventa grados) al primer portador, la inteligencia llevada en estos dos conjuntos independientes de bandas laterales podría ser transmitida dentro del mismo espectro. Un detector síncrono multiplica la señal recibida con una onda cosenoidal teniendo un ángulo de fase con respecto a la señal recibida. La salida del detector síncrono es proporcional al coseno de ese ángulo de fase. Cuando el ángulo de fase es cero, el coseno de cero grados es la unidad y la salida del detector síncrono es máxima. Sin embargo, cuando el ángulo de fase es de noventa grados, el coseno de noventa grados es cero y la salida del detector síncrono es cero. Por lo tanto, dos detectores síncronos, uno operando en la fase de portador y el otro operando en una fase variada por noventa grados al primero, extraerán cada uno en forma independiente la información de sus señales respectivas en fase y cuadratura. El primer detector síncrono operando en Lase con el portador sólo extraerá la información de las bandas laterales producidas por el primer generador y el segundo detector síncrono sólo extraerá la información de las bandas laterales las cuales se creará por el segundo generador. Este procedimiento refleja técnicas empleadas para la modulación de las dos señales de diferencia de color en portadores de cuadratura en 3.58 MHz en NTSC normal. Otro ejemplo de modulación de cuadratura es la técnica digital de modulación de amplitud de cuadratura ("QAM") . En QAM, se usan dos portadores que se desfasan noventa grados entre sí. Es decir, estos portadores están en cuadratura. (El término cuadratura se deriva de la variación de fase de noventa arados. Noventa grados es un cuarto de los 360 grados presentes en un ciclo sinusoidal completo.) En QAM, cada portador es modulado en amplitud. La modulación de amplitud es a niveles discretos ya que representa la información digital . La situación real de la televisión es mucho más compleja que el escenario antes descrito. La señal de televisión de banda lateral residual "VSB" se muestra en la FIGURA la. Esta FIGURA se normaliza de acuerdo con la frecuencia 102 del portador visual, la cual se muestra en la FIGURA como 0.0 MHz. Debido a que la señal de televisión es la banda lateral residual, no es toda la banda lateral doble ni es toda la banda lateral sencilla. Las frecuencias de banda base de cero Hz a 0.75 MHz están moduladas en doble banda lateral y aparecen en el espectro normalizado de la FIGURA la como la región 104 de (-0.75 MHz a +0.75 MHz). Las frecuencias de banda base de (1.25 MHz a 4.08 MHz) están moduladas en banda lateral sencilla y aparecen en el espectro normalizado de la FIGURA la como la región 106 de (+1.25 MHz a +4.08 MHz) . Las frecuencias de banda base se (0.75 MHz a 1.25 MHz) se transmiten en regiones de transición y aparecen en el espectro normalizado de la FIGURA la como las regiones 108 de (-1.25 MHz a -0.75 MHz) y de (+0.75 MHz a 1.25 MHz) el cual no es de doble banda lateral ni de banda lateral sencilla. La FIGURA Ib muestra la salida de un detector idealizado que se realizaría multiplicando el espectro de la FIGURA la (ubicado en cierta frecuencia de portador) por una onda cosenoidal de esa misma frecuencia de portador y fase. Como puede verse, la energía de señales en una región 110 debajo de 0.75 MHz es 6 dB arriba de la energía en la señal en frecuencias arriba de 1.25 MHz. Está presente dos veces el voltaje en la señal recibida debido a que esa porción del espectro está modulado sobre doble banda lateral . La región 112 arriba de 1.25 MHz tiene amplitud normal debido a que es de la región de banda lateral sencilla. La región de transición de 0.75 MHz a 1.25 MHz también tiene más energía que el nivel normal. Para compensar esta distorsión, el receptor emplea un filtro, llamado un filtro Nyquist, como se muestra en forma idealizada y normalizado a frecuencia cero (como estaba el espectro de la FIGURA la) en la FIGURA lc . Este filtro normalmente se inserta en el receptor antes de la detección y forma el espectro para dar igual tratamiento a todas las frecuencias llevadas en la señal . El filtro Nyquit atenúa en forma activa las señales que son mayores de 0.75 MHz abajo del portador de imágenes y, en este ejemplo, atenúa linealmente las señales en una región 114 en frecuencias entre 0.75 MHz abajo del portador de imágenes y 0.75 MHz arriba del portador de imágenes. En el portador de imágenes 116, la señal es una mitad de su valor original (atenuación de 6 dB) . La característica de amplitud del filtro Nyquist es antisimétrica alrededor de la frecuencia del portador. En general, los filtros con una característica antisimétrica se denominan filtros Nyquist. Mientras que este ejemplo muestra una característica de amplitud lineal en la región 114 de (-0.75 MHz) a (+0.75 MHz), el requisito es que la característica de filtro sea antisimétrica alrededor de la frecuencia de portador normalizada a cero en la FIGURA lc. La consecuencia de este filtro es que produce una salida plana en la señal detectada de cero Hz hasta el extremo superior de !1 la banda. La línea de rayas horizontales 118 de la FIGURA Ib muestra la amplitud del espectro de salida del filtro Nyquist de la FIGURA lc. Los receptores de televisión prácticos utilizan una respuesta típica 120 más parecida a la mostrada en la FIGURA lc. La amplitud del borde de banda superior se produce en la región de color para disminuir al mínimo la diafonía entre la señal de color y la señal de luminancia y para hacer más fácil el diseño del filtro. Esta relación dependiente entre el transmisor y el receptor primero se propuso en el comité de la industria conocido como el Comité Nacional de Sistemas de Televisión ("NTSC"). En 1941, la CFC adoptó posteriormente este trabajo.

Glasford y otros (Fink y colaboradores) enseñan (G.M.

Glasford, Fundamentáis of Televisión Engineering, McGraw-Hill 1995) : "En teoría, importa poco si la característica especificada del paso de banda se obtiene en el transmisor, el receptor, o una combinación de ambos lugares. Si se encuentra en el receptor, el paso de banda del transmisor debería ser suficientemente ancho para no ocasionar pérdidas selectivas de frecuencia por su cuenta, en otras palabras, debería encuadrar completamente la característica del receptor. Este método se conoce como el método de atenuación de receptor ( "RA" ) " ... El método RA se emplea universalmente hoy en día. El NTSC consideró un método esencialmente recíproco conocido como Atenuación de Transmisor ("TA") y se descartó principalmente debido a cuestiones económicas. Se entendió que estas relaciones harían que los receptores fueran menos caros desplazando la carga de implementación al transmisor. Puesto que habría sólo un transmisor por estación de televisión y millones de receptores, esto tuvo un buen sentido económico. La consecuencia de estos diseños se entendió bien como la creación de un espectro complejo el cual introdujo distorsiones aceptables cuando se recibían por detectores relativamente económicos. Glasford hizo referencia a esta relación como una "cerradura y llave" . Mientras que la transmisión de televisión depende de esta relación de "cerradura y llave" , son indeseables ciertos aspectos de estas propiedades para la transmisión y recepción de señales análogas y digitales intercaladas. Fink (D.G. Fink Televisión Engineering Second Edition, McGraw-Hill 1952) instruye: "La transmisión de banda lateral residual, aún con curvas de respuesta ideales en el transmisor y el receptor, introduce distorsiones de fase y amplitud las cuales se vuelven más pronunciadas conforme aumenta la profundidad de la modulación..." y continúa: "En cualquier caso, los defectos y pérdidas que se asocian con la transmisión de banda lateral residual no son tan importantes, en comparación con la economía del espectro que estipula que el sistema se usa universalmente por estaciones de radiodifusión en todo el mundo" . Debido a que el filtro residual usado en la transmisión RA se realiza prácticamente en la mayoría de los transmisores de televisión como un grupo de componentes concentrados o líneas de transmisión sirviendo como inductores y capacitadores seriales y paralelos, estas redes introducen consideraciones de fase independientes de la teoría RA habilitante. Mantener el aislamiento entre conjuntos independientes de información requiere cuadralaridad entre los conjuntos de información. Por lo tanto, los efectos de las variaciones de amplitud y fase a través del sistema de transmisión y recepción deben reconciliarse completamente si debe conservarse la cuadralaridad. Cuadralaridad significa que el portador opcionalmente suprimido usado en la formación de las bandas laterales del primer conjunto de información es ortogonal; es decir, en variación de fase de noventa grados, hasta el portador opcionalmente suprimido usado en la formación de las bandas laterales del segundo conjunto de información. A finales de 1978, el comité de sistemas de televisión difundida de la Asociación de Industrias Electrónicas ("EIA") formó un subcomité con el propósito de formular normas para permitir la difusión y recepción de sonido de televisión de canales múltiples. Los resultados de este esfuerzo se adoptaron por la CFC a principios de 1984 como un método aceptable de transmisión de sonido estéreo y otra información dentro del espectro aural permitido de una señal de televisión NTSC. La estructura primaria del enfoque del Comité de Sistemas de Televisión difundida ("BTSC") primero se desarrolló por Zenith Radio Corporation en un proyecto estudiado por Cari G. Eilers (C.G. Eilers, TV Multichannel Sound The BTSC System, IEEE Transctions on Consumer Electronics, Agosto de 1984) . El documento mencionado dice que para obtener señales estéreo respetables par las relaciones de ruido térmico encontradas en el contorno Grado B, es necesario incluir técnicas de reducción de ruido en el diseño del sistema. La reducción de ruidos se logra mediante el uso de un sistema de compresión - expansión el cual se aplica sólo al par de subportadores estéreos (L-R) . Se hizo esta elección debido a que la mayoría del ruido se introduce en el subcanal. El canal de sonido originalmente autorizado para la transmisión NTSC era la modulación de frecuencia monofónica con una desviación máxima de +25 kHz. La señal estéreo BTSC introduce señales y componentes espectrales adicionales al portador aural. La CFC (47 CFR §73.682) impone especificaciones sobre la utilización de la señal BTSC. Algunas de esas especificaciones incluyen: » Los subportadores de base banda instantáneos deben estar en todo momento en 1 gama de 15 kHz a 120 kHz. La información de base banda arriba de 120 kHz debe ser atenuada en forma activa (40 dB) .

La suma aritmética de todas las señales no multifónicas entre 15 kHz y 120 kHz no debe ser mayor que +50 kHz del portador aural . <•> La modulación total del portador aural no debe ser mayor que ±75 kHz. La imposición de estas señales agregadas da como resultado una ocupación espectral alrededor del portador aural mayor que la ocupación que existía en el sistema monofónico anterior. La FIGURA ld es una representación de la señal aural estéreo "compatible" usada en la televisión NTSC. Las amplitudes no son a escala; las ocupaciones espectrales de los componentes e la señal se enfatizan. El canal (L+R) 122 que ocupa de 0 a 15 kHz en el espectro de banda base conserva la recepción monofónica a los receptores ajenos a BTSC. El portador piloto 124 se transmite a la velocidad de frecuencia horizontal (15,734 Hz) . El propósito del portador piloto es permitir la detección de la presencia de una señal estéreo y permitir la recuperación de la información llevada dentro de los demás soportadores de la señal BTSC. La región (L-R) 126 es una señal de portador suprimida, modulada en amplitud con doble banda lateral con procesamiento especial de señales para reducir los efectos del ruido. El Programa Aural Separado ("SAP") en 128 es una señal de frecuencia modulada con doble banda lateral que permite la transmisión de programación aural adicional para fines como segundo lenguaje. El SAP tiene una respuesta de frecuencia un poco reducida, limitada a 10 kHz. El Canal Profesional 130 es un canal de poca calidad que puede usarse para la transmisión de audio o telemetría de baja velocidad. Note que hay similitudes marcadas, para los propósitos de esta invención, entre FM estéreo y BTSC. La CFC, hace algún tiempo autorizó la transmisión estereofónica en la banda de difusión de FM y ahora hay similitudes marcadas entre la estructura de ese sistema y la arquitectura BTSC. Ambas tecnologías dieron como resultado la reducción moderada de la gama de servicio para las señales respectivas. En el caso de BTSC, el requisito de mantener un desempeño visual concomitante a fin de distribuir un programa de televisión completo hizo en forma eficiente que esta reducción en el desempeño fuera insignificante. En el caso de la difusión de FM estéreo, se redujo la gama de servicio de la señal L ansmitida. Se determinó que el interés del público fue atendido por la introducción de la transmisión estereofónica a FM incluso con la gama de servicio reducida de las estaciones . Las personas con experiencia con estas técnicas apreciarán que la implementación de datos dentro de la señal aural como se enseña en el presente puede aplicarse a una señal FM aislada como las encontradas en la Banda de Difusión ?M con resultados exitosos similares. La CFC especifica una estructura para la ubicación de canales adyacentes de los servicios de FM. Esta estructura da origen a una oportunidad de imponer la señal de datos aurales enseñada por esta aplicación en señales de difusión de FM manteniendo al mismo tiempo tanto la frecuencia, como el aislamiento de amplitud de las estaciones adyacentes; adyacentes tanto en frecuencia como en lugar. Se aplican comentarios similares a las señales de FM en los sistemas de cable. El distintivo de la difusión Norteamericana ha sido la compatibilidad. Los radios AM, radios FM y receptores de televisión fabricados hace medio siglo pueden recibir las transmisiones de radio y televisión de hoy en día. Esta compatibilidad hacia atrás es una consideración importante para la adopción de cualquier nueva tecnología. Mientras que la CFC caracteriza cuidadosamente los criterios de desempeño de las estaciones de difusión, el mercado y los fabricantes de aparatos de consumo, como receptores de televisión, han tenido la libertad de elegir entre una multiplicidad de técnicas para la implementación de receptores. En algunos casos, las limitaciones económicas han dado como resultado que los receptores de televisión se fabriquen con sensibilidad, resolución de imágenes e inmunidad a interferencia reducidas, estas concesiones siendo dejadas para operar en un mercado libre. Los consumidores tienen la libertad de elegir la cantidad de desempeño de televisión que quieran comprar. Transmisión Codificada Dentro del Espectro Visual En el material descriptivo resultante el cual asume el procesamiento en IF de TV estándar, se requerirá la inversión espectral en la conversión a y de las frecuencia de transmisión finales. El procesamiento en IF no es necesario para el desempeño de estos procedimientos básicos los cuales también pueden hacerse directamente en las frecuencias de radio. También es posible implementar el procesamiento en la banda base, pero con mucho más complejidad. El procesamiento en IF aminora los retos de diseño de circuito y de esta manera afecta en forma favorable la cuestión económica del diseño. Se recuerda al lector que una inversión espectral se efectúa entre el canal de difusión el cual está en las frecuencias de radio, RF, y la IF en todos los receptores de televisión modernos. A menos que se indique lo contrario, la siguiente información relaciona el espectro con el ambiente RF de difusión. Para transmitir con éxito información adicional en el formato visual NTSC, la codificación de la presente invención se cambia de tal manera que su información no esté materialmente presente en la salida de video de los receptores de televisión convencionales. Como se discutió anteriormente, un receptor para video de televisión análoga NTSC debe compensar los' efectos de la modulación sobre banda lateral residual del transmisor. Esta compensación reduce la amplitud detectada de esas frecuencias las cuales son de doble banda lateral; es decir, frecuencias de banda base entre cero y 750 kHz. Esta compensación se proporciona mediante un filtro (comúnmente conocido como el filtro Nyquist) antes del detector, donde la señal IF se invierte desde el espectro de difusión y donde la respuesta de amplitud es la atenuación de cero en más de 750 kHz desde el portador visual, una mitad (-6 dB) en el portador visual y acercándose a cero en menos de 750 kHz. La presente invención crea bandas laterales alrededor de un portador opcionalmente suprimido el cual está en cuadratura al portador visual . Este grupo de bandas laterales lleva la señal visual de datos de la presente invención y es independiente de las bandas laterales que llevan la señal NTSC. Las bandas laterales de la señal visual de datos de la presente invención existen en la región de frecuencia de doble banda lateral de la señal NTSC. Esta invención identifica dos métodos para lograr este objetivo. Uno de ^stos métodos se conoce como el método de modulación de fase en donde la señal de datos se aplica a través de la modulación de fase del portador visual. Otra realización se conoce como la técnica aditiva, por medio de la cual, las bandas laterales de cuadratura que llevan la señal de datos se derivan de un generador independiente y se combinan en forma aditiva a la señal visual análoga. Si se aplicara información adicional en cuadratura al portador mediante el primer método antes descrito, se convertiría parcialmente a la modulación de amplitud cuando pasara a través del filtro Nyquist. Esto se debe a que la respuesta de amplitud de ese filtro varía en diferentes frecuencias. Por lo tanto, cualquier desviación de la frecuencia de portador daría como resultado perturbaciones horizontales alrededor del punto 116 de cero Hz de la FIGURA le la cual a su vez produce un nivel de señal variable correspondiente en la salida del filtro Nyquist. Estas variaciones de amplitud se interpretarán entonces como elementos visuales de imagen por el detector de modulación de amplitud en el receptor de televisión y aparecerán como componentes no deseados de imagen. Si se aplicara información adicional en cuadratura al portador mediante el segundo método arriba descrito, el carácter simétrico de las bandas laterales sería perturbado por el filtro Nyquist del receptor. Esto daría como resultado un acoplamiento cruzado no deseado de las señales desde el incidente hasta la cuadratura y viceversa. Debido a los efectos anteriores, la señal de datos que se agregará incluye corrección de amplitud igual y opuesta para cancelar los efectos causados por el filtro Nyquist del receptor. Esto se logra con un Subsistema de Compensación. FIGURA 2 es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión de la técnica anterior. Una fuente de video de banda base 201 presenta una señal visual a una entrada de un modulador de amplitud 203. Este modulador AM normalmente está configurado para producir sólo modulación negativa (es decir, el portador está más atenuado en niveles blancos y menos atenuado durante los impulsos de sincronización) en NTSC y sistemas de televisión similares. EL video puede provenir, por ejemplo, de una cámara de televisión convencional, dispositivo de reproducción de video o transmitirse desde otro lugar. La otra entrada al Modulador de Amplitud 203 proviene de un Oscilador de Referencia Visual 205 aquí mostrado, por ejemplo, como una fuente de 45.75 MHz. La señal visual de amplitud modulada de bajo nivel del Modulador 203 se aplica a un transmisor visual 207 donde se traslada de la frecuencia IF del Modulador de Amplitud 203 a la frecuencia de transmisión. También, el Transmisor visual 207 aumenta el nivel de energía a niveles suficientes para llegar a los televidentes propuestos. Esta señal de amplitud modulada con bandas laterales de intensidad igual se aplica a un filtro VSB 209 que forma el espectro de manera que aparece como se muestra en la FIGURA Ia. Esta señal después se aplica a una entrada del Combinador 211.

Una fuente Aural de banda base 213 presenta una señal Aural a una entrada de un Modulador de Sonido FM 215. Normalmente la fuente de audio se relaciona con la fuente de video. Un Oscilador de Referencia de Sonido 207 en una frecuencia de 4.5 MHz más baja que el Oscilador de Referencia Visual 205 proporciona la otra entrada al Modulador FM 215. En este ejemplo, el Oscilador de Referencia de Sonido 217 se muestra como la fuente de ondas cosenoidales 217 de (45.75 - 4.5) MHz. Esta fuente se acopla al Oscilador de Referencia Visual 205 mediante la conexión 219 para garantizar que las fuentes de video y sonido están sincronizadas en frecuencia. La Salida del Modulador de Sonido FM 215 se aplica a un Transmisor de Sonido 221 donde su frecuencia se traslada desde la frecuencia IF del Modulador de Sonido FM 215 hasta la frecuencia de transmisión. También, el Transmisor de Sonido 221 aumenta el nivel de energía a niveles suficientes para llegar a los televidentes propuestos. Esta señal entonces se aplica a la otra entrada del Combinador 211 done está unida a la señal visual. La señal combinada se aplica a una Antena 223 que emite la señal a los receptores propuestos. La FIGURA 3 es un diagrama de bloques de un receptor de televisión de la técnica anterior. La terminal de antena 340 está conectada a una entrada de televisión de cable 344 o una antena 346 para recibir las señales de televisión emitidas.

También son posibles otras fuentes de señales de televisión, como por ejemplo de medios grabados previamente, receptores de satélite, receptores de microondas. La señal de entrada se transmite a un amplificador RF 348 que aumenta la fuerza de la señal a niveles suficientes para uso por los circuitos subsecuentes. La señal después se aplica a una entrada de un mezclador 350 que cambia la señal deseada a la banda de paso del amplificador IF 354 el cual sigue hacia abajo la trayectoria de la señal . El espectro es invertido en este proceso colocando el portador aural en una frecuencia más baja que el portador visual. La otra entrada al Mezclador 350 e proporciona por el Oscilador Local 352. La frecuencia del Oscilador Local 352 se ajusta para hacer que el espectro del canal deseado sea trasladado a la banda de paso del amplificador IF 354. La señal entonces se aplica al Ecualizador Adaptivo Opcional 356. El Ecualizador Adaptivo Opcional 356 no se requiere para la operación del receptor. Sin embargo, bajo condiciones de trayectoria múltiple y otros tipos de distorsión, el Ecualizador Adaptivo Opcional 356 puede mejorar considerablemente la recepción. El Ecualizador Adaptivo Opcional 356 también puede implementarse en frecuencias de banda base después del Detector 358, pero con más dificultad y gastos. El Amplificador IF 354 también incluye un Filtro Nyquist con características como se muestra en la FIGURA lc. El espectro de señales amplificado y Liltrado después se aplica al Detector 358. El Detector 358 es un detector de amplitud que puede ser un detector de envolvente, un detector síncrono, o un detector que muestra diferentes cantidades de las propiedades de estos tipos de detectores. Una salida del Detector 358 es una señal de banda base la cual después se aplica al Procesador de Video 360 el cual prepara los diversos componentes de la señal para producir una imagen en el Dispositivo de Representación de Video 362. La otra salida del detector 358 se aplica a un Limitador 364 el cual elimina cualquier modulación de amplitud que pueda existir en la señal aural. La señal entonces contiene sólo modulación de frecuencia y se aplica a un detector FM 366. La salida del Detector FM 366 es una señal aural de banda base que se aplica al Amplificador de Audio 368. La señal del Amplificador de Audio 368 acciona el Reproductor de Sonido 370. La técnica de recuperación aural previamente descrita se llama el método de "sonido entre portadores" . La señal de Televisión pasa por un procesamiento substancial especialmente en sistemas de cable - el cual la cambia (la heterodina) a diversas frecuencias. Puesto que los osciladores locales (también conocidos como convertidores) en los procesadores heterodinos no son perfectos, tienen inestabilidades de fase que modulan tanto los portadores visuales, como los portadores aurales. El principio del receptor entre portadores toma ventaja de la diferencia de frecuencia precisa entre los portadores visuales y los portadores aurales para llevar la señal de audio a la banda base. Puesto que los osciladores locales en los diversos procesadores afectan ambos portadores de la misma forma, el principio entre portadores anula estas alteraciones. Esto es análogo al "rechazo de modo común" en amplificadores diferenciales . Una variación de la técnica de recuperación aural previamente descrita se llama el método "sonido dividido" . En este procedimiento, sólo se extrae el componente aural de la señal IF antes del detector 358. Esta señal se somete a limitación para eliminar los componentes AM incidentales y se presenta a un detector FM similar al mostrado en 366. Cuando se aplican las técnicas de "sonido dividido", la señal aural no depende de ninguna propiedad del portador visual. Mientras que el portador aural está libre de propiedades del portador visual, se vuelve dependiente de 1 inestabilidad acumulada de los osciladores de procesamiento (heterodinación) a lo largo de la cadena de la señal. Estas fuentes de inestabilidad incluirían el transmisor, procesadores heterodinos de cable y los osciladores locales de intervención de los dispositivos de conversión de frecuencia, como los dispositivos de terminal de los subscriptores de cable y el sintonizador de la televisión misma . Implementación de la Modulación de Fase: La FIGURA 4a es una representación de un transmisor de televisión (el término genérico "transmisor" describe transmisores de difusión así como cable y otros moduladores) incluyendo el codificador de datos 425, de acuerdo con una primera realización preferida de la presente invención. El transmisor de la FIGURA 4a incluye una fuente de datos 427 (Retorno a Cero, RZ, o Sin Retorno a Cero, NRZ) , convertidor Serial a Paralelo "S/P" 429, convertidor de Señal Digital a señal Análoga ( "D/A" ) 431, Filtro de Paso Bajo (LFP) 432, Control de Nivel 435, circuito de Reloj 433, Modulador de Fase 437, Subsistema Compensador 439, Control de Nivel 441 y un Oscilador de Referencia Visual 405 en una frecuencia adecuada, aquí mostrado como ejemplo como 45.75 MHz. La Fuente de Datos 427 incluye opcionalmente software o hardware para aleatorizar los datos de manera que contengan números esencialmente iguales de valores de uno lógico y valores de cero lógico. Esta aleatorización entonces se deshace en el receptor produciendo los datos originales. El hardware y el software se conocen muy bien en esta técnica. Los componentes de frecuencia de cero residual y los componentes de frecuencia de casi cero (d.c.) generados por una cantidad asimétrica de unos lógicos y ceros lógicos pueden producir artefactos no convenientes los cuales se discuten de una manera más completa en otra parte. La FIGURA 4a ilustra un cparato, sistemas y métodos, en donde el portador visual primero se imprime con los datos de una manera especial de 5 acuerdo con esta invención y después se modula con el video en la forma normal de la práctica NTSC. La señal visual de la Fuente de Video de Banda Base 401 se modula por un Modulador de Amplitud 403a sobre el portador visual proporcionado en la terminal 445 que tiene la señal de datos ya impresa por el 0 codificador de datos 425. Esto se presenta al Transmisor Visual 407 el cual convierte la señal a la frecuencia emitida y la amplifica a un nivel de energía suficiente para radiación. La señal después se pasa al Filtro VSB 409 el cual forma el espectro de acuerdo con la FIGURA la y lo lleva a L1' una de las entradas del Combinador 411. La señal de la Fuente de Sonido de Banda Base 413 se aplica a una entrada del Modulador de Sonido FM 415. La otra entrada al Modulador de Sonido FM 415 viene del Oscilador de Referencia de Sonido 417 el cual está acoplado por la 0 conexión 419 al Oscilador de Referencia de Video 405 indirectamente a través del Modulador de Fase 437 para proporcionar un oscilador de referencia del sonido el cual el cual siempre esté 4.5 MHz debajo de la frecuencia instantánea del portador visual. El Transmisor de Sonido 421 convierte el 5 espectro a la frecuencia de canal de salida deseada antes de aplicarla a la otra terminal del Combinador 411 el cual agrega la señal de sonido FM a la señal visual antes de pasarla a la antena 423 para radiación. Este ejemplo ilustra los datos de fase modulada aplicados antes de la modulación visual. El orden opuesto también es válido debido a que las propiedades de cada sistema de modulación son multiplicativas. En este ejemplo, el transmisor descrito algunas veces se conoce como "modulación de nivel bajo". Esto se debe a que la señal visual (y en este caso, la señal de datos también) se aplica a una etapa en el transmisor antes de su aplicación de energía final. Bajo estas condiciones, cada etapa adicional desde el punto donde se aplica primero la modulación debe operarse en un modo lineal. En este ejemplo, ocurre una conversión de frecuencia y una inversión espectral dentro del Transmisor Visual 407 de la FIGURA 4a, para colocar la señal IF en la frecuencia RF adecuada. El proceso de modulación de fase descrito arriba también pudo aplicarse al oscilador en el Transmisor Visual 407 el cual se usa para convertir la señal visual de la frecuencia IF a su frecuencia RF deseada siempre y cuando, sin embargo, se considere la relación y la amplitud de las bandas laterales con respecto a la señal de salida final y esté disponible una señal que incluya la información de modulación de fase en la frecuencia adecuada para bloquear 417 a fin de mantener la relación de sonido entre portadores de 4.5 MHz. Otro método para generar una señal visual para transmisión de televisión se llama "modulación de alto nivel" . En este caso, la señal visual se aplica a la última etapa de energía activa del transmisor visual. Esto requiere cantidades sustanciales de señal visual. Sin embargo, no se requiere que las etapas de energía del transmisor se operen en su modo lineal, permitiendo la amplificación de energía RF más eficiente y más alta. Será obvio para aquellas personas con experiencia en la técnica que la señal de datos codificados puede combinarse en muchos lugares dentro de un transmisor de televisión de este diseño y/o sy combinador o línea de transmisión de antena siempre y cuando las etapas subsecuentes a la inyección de la modulación de fase sean lineales y de ancho de banda suficiente para pasar la señal de datos codificados. Del ejemplo anterior, puede verse que hay un número de implementaciones teóricas y prácticas a disposición de cualquier persona con experiencia en la técnica para permitir la combinación efectiva de la señal de datos codificados y la modulación visual. Ahora se discutirá en forma detallada el codificador de datos 425 de la FIGURA 4a. El Oscilador de Referencia Visual 405 genera una señal IF, designada como fIF, por uno de los muchos métodos bien conocidos por aquellas personas con experiencia en esta técnica. Sólo como un ejemplo, un oscilador de cristal en la serie 718Y producida por Vectron Laboratories of Norwalk Connecticut con el Sitio Web: ww .vectron vti.com, operado en la manera normal propuesta por su fabricante pudo usarse para este propósito. Esta señal normalmente sería una onda cosenoidal pura, estable de frecuencia f?F. Esta señal después se introduce a un modulador de fase 437 cuyo diseño es convencional y bien conocido por aquellas personas con experiencia en la técnica. Sólo como un ejemplo, puede derivarse un circuito usando un disipador de energía de dos sentidos, de noventa grados como el PSCQ2-50 vendido por Mini-Circuits Inc. de Brooklyn, Nueva York con Sitio Web: www, minicircuits . com, el cual permitirá que se opere como un modulador de fase en su frecuencia. Están disponibles subsistemas completos de modulador de fase de varias fuentes incluyendo Anaren Microwave Inc. de East bvracuse, Nueva York con Sitio Web: www . anaren . com. El modulador de fase 437 es accionado por la señal suministrada a través de LPF 432 cuya banda limita las frecuencias de la señal de datos y la transmite al Control de Nivel 4.1. 435, después de lo cual la señal se pasa a las terminales de entrada izquierda del modulador de fase 437 en la FIGURA 4a. Si sólo se modulan dos fases, sólo está presente un bit de datos en un momento en las terminales adecuadas del Modulador de Fase 437 y el convertidor S/P 429 y el convertidor D/A 431 realizan una versión trivial de sus tareas normales o pueden omitirse. El circuito de reloj 433 mueve gradualmente los datos a través del convertidor S/P 429 y el convertidor D/A 431 según lo requerido por estos diseños. Si se modulan cuatro fases por el Modulador de Fase 437, se convierten dos bits consecutivos a forma paralela por el convertidor S/P 429 y se presentan simultáneamente al convertidor D/A 431 el cual los convierte en señales análogas adecuadas de cuatro niveles para entrada al Modulador de Fase 437. Si se modulan ocho fases por el Modulador de Fase 437, se convierten tres bits consecutivos a forma paralela por el convertidor S/P 429 y se presentan simultáneamente al convertidor D/A 431 el cual los convierte en señales análogas adecuadas de ocho niveles para entrada al Modulador de Fase 437. La salida del modulador de fase después se pasa al Subsistema Compensador 439 de la FIGURA 4a. Del mismo modo los dato se pasan al subsistema compensador 439 para otros números de fases. El Subsistema Compensador 439 de la FIGURA 4a se muestra en forma detallada en la FIGURA 4b. El Subsistema Compensador consta de circuitos para ajustar las amplitudes y las fases de las bandas laterales creadas en el proceso de modulación. Incluye un Filtro Nyquist 451 diseñado usando métodos normales muy conocidos por las personas con experiencia en esta técnica. Sólo como un ejemplo, un filtro de onda superficial operado en la manera normal propuesta por su -ibricante Sawtek Corporation de Orlando, Florida, con Sitio Web: www . sawtek . com, pudo usarse para este propósito. Podría diseñarse y construirse un filtro de componentes discretos como inductores y capacitores usando un programa de software de diseño de filtros como el proporcionado por Eagleware de Norcross, Georgia, con Sitio Web: www . eagleware . com. La característica de amplitud contra frecuencia del Filtro Nyquist 451 es la misma que se encontraría en un receptor de televisión NTSC normal y tiene la misma característica como se muestra en la FIGURA lc. El espectro de salida del Filtro Nyquist 451 se muestra en forma esquemática en la FIGURA 4c en 471. Las letras mayúsculas en negrita, de la A a la F en las FIGURAS 4b hasta la 4e corresponden a los componentes de frecuencia en el espectro y los lugares donde puede encontrarse en el circuito de la FIGURA 4b. El Filtro Nyquist 451 ajusta el espectro de amplitud contra frecuencia de la frecuencia IF la cual se modula con los datos. En la salida del Filtro Nyquist 451, el espectro ha experimentado el mismo proceso como si hubiera pasado a través del Amplificador IF incluyendo el Filtro Nyquíst 354 de un receptor de televisión ordinario, como el que se describe en la FIGURA 3. La señal de espectro formada resultante se modula sobre doble banda lateral en el Mezclador #1 453 hacia arriba en la frecuencia usando un Oscilador Local #1 445 cuya frecuencia es un múltiplo exacto (N) de la frecuencia de referencia IF, fIF. Esto se muestra como el componente de frecuencia 473 en la FIGURA 4d. La Conexión 457 entre el Oscilador de Referencia Visual 405 de la FIGURA 4a y el Oscilador Local #1 455 garantiza que el Oscilador Local #1 455 está en un múltiplo exacto, N, por la frecuencia de referencia IF y se conservan las relaciones de fase. Las personas con experiencia en la técnica entienden bien la estructura del Mezclador #1 453 y se conoce muy bien una variedad de implementaciones satisfactorias. Sólo como un ejemplo, para este propósito podría usarse un módulo Mini-Circuits SRA-1 operado en la manera normal propuesta por su fabricante, Mini-Circuits de Brooklyn, Nueva York. Las personas con experiencia en la técnica entienden muy bien la estructura del Oscilador Local #1 455 y se conoce muy bien una variedad de implementaciones satisfactorias. Sólo como un ejemplo, para este propósito podrí usarse un circuito Vectron y operado en la manera normal propuesta por su fabricante. La salida modulada del Mezclador #1 453 costa de la banda lateral inferior 475 mostrada en la FIGURA 4d en una frecuencia (N-l)*fIF, (la cual es la diferencia entre las frecuencias [{N*fIF-fIF} = (N-l)*fIF] presentes en las terminales del Mezclador #1 453) la banda lateral superior 477 también mostrada en la FIGURA 4d en una frecuencia (N-l)*fiF, (la cual es la suma de las frecuencias presentes en las terminales del Mezclador #1 453) y el componente de frecuencia N*fIF B del Oscilador Local #1 455 mostrado en la FIGURA 4d. Se observará que la banda lateral superior 477 y la banda lateral 475 en la FIGURA 4d son imágenes de reflejo entre sí. La banda lateral superior 477 en la FIGURA 4d es meramente una versión de frecuencia convertida de la salida 471 en la FIGURA 4c del Filtro Nyquist 451. La combinación de la señal convertida 473, 475 y 477 en la FIGURA 4d después se filtra por el Filtro de Paso de Banda, BPF #1, 459 en la Irecuencia (N+l)*fIF, para eliminar los componentes de frecuencia 473 y 475 no deseados en la FIGURA 4d los cuales se encuentran en la salida del Mezclador #1 453. La banda lateral superior 477 en la FIGURA 4d sobrevive y es una réplica del espectro de datos original 471 en la FIGURA 4a pero ahora se encuentra en una frecuencia diferente. Compare 477 en la FIGURA 4d con 471 en la FIGURA 4c. El Filtro de Paso de Banda #1 459 está diseñado y construido usando técnicas que son muy conocidas para las personas que tienen experiencia en esta técnica. Los paquetes de software comercialmente disponibles calculan los elementos necesarios para construir filtros como Filtro BPF #1 459. Eagleware de Norcross, Georgia provee un programa de diseño de filtros. Además, BPF #1 459 puede adquirirse comercialmente de proveedores de dichos filtros como Microwave Filter Company de ?ast Syracuse, Nueva York con Sitio Web: www . klmicrowave . com. El proceso ahora se repite con el Mezclador #2 461, el Oscilador Local #2 463, y Filtro de Paso de Banda #2 465. Estos componentes pueden ser idénticos en principio al Mezclador #1 453, Oscilador Local #1 455, y L?iltro de Paso de Banda #1 459 con la excepción de que el Oscilador Local #2 463 opera a una frecuencia (N+2)*fSF y BPF# 2 465 opera en la frecuencia IF, f?F. La salida modulada del Mezclador #2 461 consta de la banda lateral inferior 479 en la FIGURA 4e en un frecuencia fIF, (la cual es la diferencia entre las frecuencias [{(N+2)*fIF} = fIF] presentes en las terminales de entrada del Mezclador #2 461) la banda lateral superior 481 en la FIGURA 4e en una frecuencia (2N+3 ) *fIF/ (la cual es la suma de las frecuencias presentes en las terminales de entrada del Mezclador #2 461) y el componente de frecuencia (N+2)*fIF, del Oscilador Local #2 483 mostrado en la FIGURA 4e. Se observará que la banda lateral superior 481 y la banda lateral inferior 479 en la FIGURA 4e son imágenes de reflejo entre sí. La señal convertida 479 en la FIGURA 4e después se filtra por el Filtro de Paso de Banda BPF #2 465 en la frecuencia f?F para eliminar los componentes de frecuencia 481 y 483 no deseados en la FIGURA 4e encontrados en la salida del Mezclador #2 461. La banda lateral inferior 479 en la FIGURA 4e sobrevive y s una réplica de la señal original formada y de fase modulada 471 en la FIGURA 4a pero invertida en frecuencia. Compare 479 en la FIGURA 4e con 471 en la FIGURA 4a. El Filtro de Paso de Banda BPF #2 465 está diseñado y construido usando técnicas muy conocidas por las personas con experiencia en esta técnica. Los paquetes de software comercialmente disponibles calculan los elementos necesarios para construir filtros como BPF #2 465. Eagleware de Norcross, Georgia provee un programa de diseño de filtros. Además, BPF #2 465 puede adquirirse comercialmente de proveedores de dichos filtros. Esta señal se ha formado previamente (compensado) de manera que cuando se procese por el Amplificador IF incluyendo el Filtro Nyquist 454 en la FIGURA 3 encontrado en el dispositivo de recepción, la formación espectral causada por ese filtro Nyquist se anulará en forma efectiva. Si el receptor emplea un detector visual bien diseñado, su salida no contendrá componentes de modulación de amplitud adicionales resultante de los datos. Se evitará la degradación de las imágenes. La presente invención no usa un filtro Inverso Nyquist en la fuente de señales. Más bien, usa un filtro Nyquist y un medio de procesamiento de espectro para distorsionar previamente la señal . Esto es importante debido a que la forma característica de un filtro no es definida. Más bien, un filtro Nyquist es uno que tiene una característica antisimétrica alrededor de su frecuencia Nyquist. Esta característica puede ser lineal, pero no tiene que serlo. Una cantidad infinita de posibles características puede satisfacer los criterios de Nyquist. Usando un filtro Nyquist en la fuente de señal, se vuelve conveniente usar un filtro representativo de la población de receptores expuestos a la señal de la presente invención. Esto se realiza usando simplemente el filtro Nyquist disponible en el mercado más comúnmente usado en esos receptores. También es posible operar un número de filtros Nyquist representativos en paralelo con la señal dividida entre ellos en proporción a su presencia en la población de receptores. La señal combinada entonces se optimizaría para la población de receptores expuestos a la señal. Esto puede variar de mercado a mercado y de vez en cuando conforme cambie la población de receptores. Se apreciará que podría diseñarse y construirse un solo filtro Nyquist compuesto usando técnicas ordinarias de diseño de filtros para representar el desempeño promedio de los filtros Nyquist encontrados en el receptor en el mercado. Sin embargo, es posible que este filtro tenga que ser un poco diferente en los distintos mercados y con el tiempo conforme cambie la población en un mercado a fin de optimizar el resultado. Se apreciará que las mismas técnicas y técnicas similares pueden usarse en la práctica del sistema de televisión de cable y con otros medios de distribución con modif caciones adecuadas. Cuando se usa la modulación de fase para intercalar los datos, la amplitud resultante del portador visual permanece no alterada. Un detector perfecto de envolvente no responderá a la modulación de datos. Sin embargo, un detector síncrono responde a la proyección del vector resultante en el eje real . Este vector cambia en relación a la modulación de datos . Implementación Aditiva La FIGURA 5a es una representación de un transmisor de televisión incluyendo codificador de datos 525, de acuerdo con una segunda realización preferida de la presente invención. La FIGURA 5a incluye una Fuente de Datos (Regreso a Cero, RZ, o Sin Regreso a Cero, NRZ) con aleatorizador opcional 527, convertidor Serial a Paralelo ("S/P"), 529, i (invertidor de señal Digital a señal Análoga, 531, LPF 532, Control de Nivel 535, circuito de Reloj 533, Banda Lateral Doble (DSB) Modulador de Datos 537 y Subsistema Compensador 539. La FIGURA 5a ilustra un aparato, en done las bandas laterales de un portador opcionalmente suprimido el cual está en cuadratura con el portador visual se modulan de una manera special de acuerdo con esta invención y después se ajusta en fuerza en el Control de Nivel 541 y después se combina en el Combinador 547 con el portador visual el cual se modula con video en la manera normal de la práctica NTSC (u otra norma de televisión) . La combinación del portador visual normalmente modulado y las bandas laterales moduladas con datos de acuerdo con esta invención y puestos en cuadratura con el portador visual se presenta al Transmisor Visual 507 para conversión a la frecuencia del canal utilizado y se amplifica. La combinación de la señal visual modulada y la señal de datos se pasa a través del Filtro VSB 509 antes de combinarse con la señal aural en el Combinador 511 y se pasa a la Antena 523 para radiación. El Variador de Fase 543 imparte variación de fase adicional según sea necesario de tal forma que la relación de fase del portador opcionalmente suprimido de las bandas laterales de datos presentadas al Combinador 547 en la línea 545 está en cuadratura con el portador visual presentado al Modulador de Amplitud 503. Las longitudes de propagación de los diversos componentes en esta área inmediata y sus cables de interconexión tienen influencia en el fasaje de las señales que llegan al Combinador 547. El ajuste correcto del Variador de Fase 543 reconcilia estas propiedades de fase colocando las dos señales (visual análoga y de datos) en cuadratura, una con otra. Esta relación puede observarse y ajustarse a través de la observación osciloscópica simultánea de los componentes incidentes y de cuadratura de un detector síncrono colocado después de un filtro Nyquist. Debe señalarse que la salida del Subsistema Compensador 539 encontrado en la línea 545 puede aplicarse en cualquier lugar en la cadena del transmisor visual después de su Modulador de Amplitud 503, siempre y cuando, sin embargo, su fase y energía se acoplen en forma adecuada al circuito.

Además, la señal podría combinarse en forma espacial a través de un sistema de antenas separadas siempre y cuando se satisfacieran las consideraciones de amplitud y fasaje previamente mencionados. Existen dos tipos básicos de transmisores visuales; modulación de bajo nivel y modulación de alto nivel. El ejemplo inmediato explica la adición de la señal de datos codificados a un transmisor modulado de bajo nivel. En este ejemplo, también se asume que dentro del Transmisor Visual 507 mostrado en la FIGURA 5a, ocurre una conversión de frecuencia y una inversión espectral para colocar la señal IF en la frecuencia RF adecuada. La señal de datos codificados podría agregarse a la salida del oscilador de conversión de frecuencia siempre y cuando se observen las consideraciones adecuadas con respecto a la relación y la amplitud de las bandas laterales con respecto a la señal de salida final. Las propiedades del subsistema compensador 539 también podrían distribuirse en todos los elementos de heterodinación del transmisor visual identificado en el bloque 507 siempre y cuando, sin embargo, se conservara las consideraciones adecuadas en cuanto a las amplitudes de banda lateral. Puede agregarse la señal de datos codificados a cualquier etapa en el transmisor siempre y cuando no ocurra la multiplicación de frecuencia subsecuente y todas las etapas posteriores a la inyección de señal codificada sean lineales y de ancho de banda suficiente de tal forma que se • onserve la estructura de banda lateral . Ahora se describirá el codificador de datos 525 de la FIGURA 5a. Puede construirse un Oscilador de Referencia Visual 405 en una frecuencia intermedia designada como fIF (en este ejemplo ilustrada como 45.75 MHz), mediante cualquiera de los muchos métodos conocidos por las personas con experiencia en la técnica. Sólo como un ejemplo, para este propósito podría usarse un oscilador de cristal en la serie 718Y producida por Vectron Laboratories de Norwalk, Connecticut, operado en la manera normal propuesta por su fabricante. Esta señal normalmente sería una onda senoidal pura, estable de frecuencia fIF. Esta señal entonces es variada en fase en el Variador de Fase 543 según sea necesario y después introducida al Modulador de Datos DSB 537 cuyo diseño es convencional y lo entienden muy bien las personas con experiencia en esta técnica. Sólo como un ejemplo, para este propósito podría usarse un Mezclador doble equilibrado como el módulo Mini-Circuits SRA-1 operado en la manera normal propuesta por su fabricante. El Modulador de Datos DSB 537 es accionado por la señal de datos a través de LPF 532 cuya banda limita las frecuencias de la señal de datos y la transmite al Control de Nivel 535, después de los cual la señal se pasa a la terminal de entrada del Modulador de Datos DSB 537. Si sólo se modulan dos niveles, sólo está presente un bit de datos en un momento en las terminales adecuadas del Modulador de Datos DSB 537 y el convertidor S/P 529 y el convertidor D/A 531 realizan tareas reducidas o pueden suprimirse. El circuito de Reloj 533 mueve gradualmente los datos a través del convertidor S/P 529 y ls unidades del convertidor D/A 531 según sea requerido por estos diseños. Si se modulan cuatro niveles por el Modulador de Datos DSB 537, se convierten dos bits consecutivos a forma paralela por el convertidor S/P 529 y se presentan simultáneamente al convertidor D/A 531 el cual los convierte en señales análogas adecuadas de cuatro niveles para entrada al Modulador de Datos DSB 537. Si se modulan ocho niveles por el Modulador de Datos DSB 537, se convierten tres bits consecutivos a forma paralela por S/P 529 y se presentan simultáneamente al D/A 531 el cual los convierte en señales análogas adecuadas de ocho niveles para entrada al Modulador de Datos DSB 537. El convertidor D/A convierte bits del mismo modo para otros números de niveles. La salida del Modulador de Datos DSB 537 después se pasa al Subsistema Compensador 539 ei cual es idéntico al del Subsistema Compensador 439 FIGURA 4b. Las ventajas del procedimiento descrito en la FIGURA 4b se aplican igualmente a esta situación. Esta señal se ha formado previamente (compensado) de tal forma que cuando se procese por el Amplificador IF incluyendo el Filtro Nyquist 354 en la FIGURA 3 encontrado en el dispositivo de recepción, la formación espectral ocasionada por ese filtro Nyquist será anulada en forma efectiva. Si el receptor emplea un detector visual bien diseñado, su salida no contendrá < (imponentes de modulación de amplitud adicionales resultantes de los datos. Se evitará la degradación de las imágenes. La FIGURA 5b es una forma de onda de voltaje real del video de banda base NTSC fuera de la Fuente de Video de Banda Base 501. El indicio superior de la FIGURA 5c es la forma de onda de voltaje real de los datos de los niveles en la salida (Ja la Fuente de Datos 527 y el indicio inferior de la FIGURA 5c es la forma de onda de voltaje real en la salida del Filtro de Paso Bajo 532. Note el retraso de tiempo a través del filtro. La FIGURA 5d es un espectrógrafo real de la salida del Modulador de Datos DSB 537 debido a los datos NRZ modulados sobre doble banda lateral. La FIGURA 5e es un espectrógrafo real de la señal de datos en la salida del Subsistema Compensador 539 debido a los datos NRZ. La FIGURA 5f es un espectrógrafo real en la salida del Transmisor Visual 507 pero antes del Filtro VSB 509. El indicio superior es de NTSC ordinario y el indicio inferior es de la Señal Visual de Datos. La FIGURA 5g es un espectrógrafo real después del Filtro VSB 509. El indicio superior es la señal NTSC y el indicio inferior es la señal visual de datos. Se apreciará que puede usarse las mismas técnicas y técnicas similares en la práctica de sistemas de televisión de cable y con otros medios de distribución con modificaciones adecuadas. Cuando las Bandas Laterales de Cuadratura derivadas por la modulación DSB del portador visual se usan para intercalar los datos, la amplitud del vector resultante cambia. El vector resultante es la solución Pitagórica de la amplitud instantánea de los componentes visuales y el componente de datos. La longitud de la proyección del vector resultante a lo largo del eje real permanece no alterada. Un detector síncrono perfecto no responderá a la modulación de datos; sin embargo, un detector de envolvente responderá a la fuerza cambiante del vector resultante. Sumario de la Realización Aditiva: La señal de datos de la presente invención está modulada en amplitud sobre doble banda lateral sobre un portador opcionalmente suprimido el cual está en la fase de cuadratura con el portador de imágenes. Si tanto la señal de video, como la señal de la presente invención fueran de doble banda lateral normal, podrían separarse con detectores síncronos mediante métodos convencionales. Puesto que la señal de televisión no es de doble banda lateral, sino de banda lateral residual, un receptor de televisión incluye un filtro dependiente Nyquist para apoderar debidamente las bandas laterales de video superior e inferior alrededor del portador de manera que esté disponible la amplitud correcta para detección. En el curso de sus funciones normales, este filtro convertiría una señal plana modulada sobre doble banda lateral (con bandas laterales opuestas iguales en amplitud entre sí) en una señal de doble banda lateral con bandas laterales asimétricas. Este conjunto de bandas laterales asimétricas recién formado tendría un componente no deseado en la fase con el portador de video. Dicho de otra manera, aunque las bandas laterales de datos se colocaran inicialmente en un portador opcionalmente suprimido el cual está en cuadratura con el portador de imágenes en el punto de origen de 1 señal, después de ser operado por el filtro Nyquist del receptor, un detector operando en la señal de video incluiría componentes no deseados de las bandas laterales de datos. Esto se debe a los efectos del filtro Nyquist - el cual es esencial para la conservación de la relación RA de la señal visual - y son innecesarios e indeseables para la señal de datos de la presente invención. En consecuencia, 1 cuadralaridad no se conservaría entre el portador visual y la señal de la presente invención. Este problema puede prevenirse formando debidamente el espectro de la señal de datos de la presente invención de tal forma que cuando pase a través del filtro Nyquist del receptor, se obtenga un espectro de doble banda lateral en cuadratura con el portador visual y poseyendo bandas laterales de amplitud iguales. Bajo estas condiciones, no habrá conversión de PM a AM y el acoplamiento cruzado mínimo de la energía de la señal de cuadratura se presentará al detector de video del receptor. Por lo tanto, el detector del receptor responderá esencialmente sólo a la señal de video. Si el receptor utiliza un detector síncrono o que se comporta de la misma forma el cual inherentemente es inmune a los componentes de cuadratura, la señal de la presente invención será esencialmente ignorada. La formación previa e la señal de datos de la presente invención se hace con una red de compensación la cual incluye un filtro Nyquist representativo de aquellos encontrados en la población de receptores expuestos a la señal de la presente invención. En el caso de que la población conste de una mezcla de filtros Nyquist de diferente forma, puede implementarse una señal compuesta que optimice el resultado ya sea con una configuración paralela de los filtros Nyquist suministrados con fuerzas de señal en proporción a los números de los filtros respectivos en la población o con un filtro Nyquist diseñado para optimizar el resultado usando técnicas estándar de síntesis de filtros. Modulación de Fase Mezclada e Implementación Aditiva Cuando se usa la Modulación de Fase para intercalar los datos, la amplitud resultante del portador visual permanece no alterada. Un detector perfecto de envolvente no responderá a la modulación de datos. Sin embargo, un detector síncrono responde a la proyección del vector resultante en el eje real . Este vector cambia en relación a la modulación de datos. En forma alternativa, cuando las Bandas Laterales de Cuadratura con datos modulados sobre doble banda lateral en la frecuencia del portador visual se usan para intercalar los 5 datos, la amplitud del vector resultante cambia. Pero la proyección del vector resultante en el eje real permanece no eLcerada. Un detector síncrono perfecto no responderá a la modulación de datos; sin embargo, un detector de envolvente responderá a la fuerza cambiante del vector resultante. 0 Puesto que los dispositivos electrónicos de consumo actuales tienden a usar detectores de video que no son detectores puros de envolvente ni detectores síncronos puros, una implementación mezclada tiene el potencial de ser más óptima. De manera ideal, la calidad de la detección de 5 señales implementada por un detector síncrono puro es conveniente. En forma práctica, la cantidad de perturbación de fase creada en el oscilador local de los receptores de televisión electrónicos de consumo es suficientemente alta i ue excluye la aplicación de detectores síncronos de alta 0 calidad. La FIGURA 6a es un diagrama de bloques de un transmisor de televisión, de acuerdo con una tercera realización preferida de la presente invención. El transmisor combina las técnicas de los transmisores ilustrados en la FIGURA 4 y la ; . i '[GURA 5a. Para optimizar el resultado se emplea un grado de modulación de fase y un grado de adición de bandas laterales de cuadratura. Las señales del oscilador de referencia distribuidas a todas las porciones del sistema aditivo se derivan de la frecuencia instantánea y la fase encontrada en la salida del modulador de fase 637a. Sólo se introducen dos nuevos elementos en la FIGURA 6. Todos los demás elementos se encuentran en la FIGURA 4a o FIGURA 5a (o ambas) y tienen las mismas funciones y estructuras como se describió anteriormente . Los dos nuevos elementos son Elemento de Retraso 649a y Elemento de Retraso 649b. El propósito de estos elementos de retraso es garantizar que la intercalación de datos como modulación de fase y la intercalación de datos en bandas laterales de cuadratura se sincronicen debidamente. Puesto que el tiempo de propagación a través de los diversos elementos del circuito en la FIGURA 6 depende de los detalles de sus diseños, los elementos de retraso tendrán valores diferentes de retraso para las diferentes implementaciones posibles. Pueden implementarse los elementos de retraso en una variedad de técnicas incluyendo, por ejemplo, mediante líneas de transmisión o por un elemento de retraso digital precedido por un convertidor A/D y seguido por un convertidor D/A. Estos son los medios conocidos por las personas con experiencia en esta técnica. Será evidente para las personas con experiencia en esta técnica que la ubicación precisa del Elemento de Retraso 649a y del Elemento de Retraso 649b en sus trayectorias de señal respectivas es insignificante. Es posible ubicar los elementos de retraso en cualquier parte a lo largo de sus trayectorias respectivas sin cambiar el efecto del retraso en la operación del sistema. Algunos lugares pueden ser más fáciles de implementarse que otros. El sistema de la FIGURA 6b utiliza dos fuentes de datos diferentes para la modulación de fase y los procedimientos aditivos. En ambientes relativamente libres de ruido, distorsión e interferencia, será posible llevar cantidades incluso más grandes de datos usando estos dos modos de modulación para señales de datos separadas más que como un mecanismo de refuerzo como se muestra en la FIGURA 6a. Otros Métodos de Compensación Se apreciará que otros métodos para lograr los Subsistema Compensadores 439, 539, 639a y 639b de las FIGURAS 4a, 5a, 6a y 6b, respectivamente, son posibles sin otra invención. Puede diseñarse directamente un filtro análogo o digital para lograr el resultado realizado por la variación de frecuencia y la heterodinación en los Sistemas Compensadores 439, 539, 639a y 639b. Del mismo modo, los Métodos de Procesamiento de Señal Digital ("DSP") pueden implementar las mismas funciones como circuitos análogos pero limitándolos a elementos digitales después de la conversión análoga a digital y siendo seguida por la conversión digital a análogo. Las personas con experiencia en esta técnica conocen muy bien estas técnicas. Yasumoto y colaboradores enseñan en la Patente de los Estados Unidos No. 4,882,614, la cual se incorpora en el presente para referencia, otro método para invertir el efecto de la pendiente Nyquist pero sin las 5 ventajas de la presente invención las cuales facilitan el uso conveniente de filtros Nyquist los cuales son representativos de aquellos encontrados en la población de receptores expuestos a la señal de la presente invención. La interdependencia del VSB y la pendiente Nyquist primero se 0 propuso por W. J. Poch y D.W. Epstein en enero de 1937 y se adoptó por el NTSC a principios de 1940. Se apreciará que pueden usarse las mismas técnicas similares en la práctica de sistemas de televisión de cable y con otros medios de distribución con modificaciones i !" . idecuadas . Con Respecto a la Cuadralaridad La base de un elemento esencial de las técnicas de la presente invención es la habilidad de mantener una señal llevando datos en un especio de información el cual no es 0 perturbado materialmente por no interferir en el espacio de información que distribuye la señal de televisión NTSC. Este proceso es más complejo de lo que podría parecer. Se aprecia muy bien que una señal puede colocarse en cuadratura en una señal de doble banda lateral . Esto es la base del sistema QAM 5 (Modulación de Amplitud de Cuadratura) usado ampliamente en todas las redes de telecomunicaciones y uno de los fundamentos que permiten que el color se agregue en forma compatible a la norma de televisión NTSC. La cuestión asociada con el mantenimiento de una señal en cuadratura con una señal visual de televisión NTSC es más compleja. La señal visual NTSC opera con tres propiedades de modulación separadas y distintas: la primera es un área donde la amplitud tanto de la banda lateral superior, como de la banda lateral inferior es igual. Esta región se llama la región de doble banda lateral 104 de la FIGURA la. La segunda área es una en la cual la amplitud de los espectros de la banda lateral inferior se está atenuando. La región se conoce como la región de transición 108 de la FIGURA la. La tercera región es aquella porción del espectro donde sólo se transmite la energía de la banda lateral superior. La región se llama la región de banda lateral sencilla 106 de la FIGURA la. Los circuitos prácticos requeridos para formar la señal de televisión a fin de adaptarse a estas regiones para difusión introducen varias consecuencias no intencionales a la señal de televisión. Un principio de la transmisión VSB se basa en la región de doble banda lateral del espectro de televisión que está centrado a lo largo de la pendiente llamada el filtro Nyquist del receptor. La doble energía transmitida en la región de doble banda lateral 104 de la FIGURA la se deshace por el filtro Nyquist, restaurando con ello la señal de televisión recuperada a una de más o menos la respuesta de amplitud plana a través de su espectro de múltiples octavos. Debido a que el filtro de la banda lateral residual en el transmisor y el filtro Nyquist en el receptor c televisión se realizan en elementos del mundo real, generalmente producen variaciones sutiles en la amplitud y la fase de las señales llevadas a través de ellas. Mientras que estas variaciones sutiles tienden a ser insignificantes para la representación correcta de la imagen, se vuelven importantes en el mantenimiento de la cuadralaridad necesaria para permitir la operación correcta de la señal visual de datos de la presente invención. Cualquier diferencial en las variaciones de amplitud encontradas por las bandas laterales de la señal visual produce una variación de fase resultante alejándola del vector deseado. Cuando esto sucede en la imagen, su impacto es esencialmente insignificante. Cuando esto ocurre en la trayectoria visual o en la trayectoria visual de datos de la presente invención, estos errores no reconciliados dan como resultado el acoplamiento cruzado de la señal de datos en la señal visual. El impacto de este efecto puede aminorarse en gran medida introduciendo cierta corrección de fase en la trayectoria de la señal de datos a fin de reposicionar las bandas laterales en el área operada por el circuito de corrección a la posición propuesta de cuadralaridad. Esta corrección puede normalizar los errores del filtro VSB, transmisor visual y duplicar ampliamente los errores de fase típicos encontrados en los muchos filtros Nyquist en la televisión los cuales son parte de la población de recepción. Otras Mejoras Bajo ciertas circunstancias, como el acoplamiento cruzado entre la señal visual y la señal de datos dentro del detector visual, la señal de datos puede tener una menor influencia en la señal visual . La presente invención introduce un aparato, sistemas y métodos para disminuir al mínimo este impacto. Los métodos de la FIGURA 5a se incluyen en la FIGURA 7 y se proporcionan mejoras. Para simplicidad, la FIGURA 7 combina todos los elementos de procesamiento de sonido en un bloque, el Sistema Transmisor de Sonido 721a. En la FIGURA 5A se reconocerán la Antena 723, el Combinador 711, el Filtro VSB 709, el Transmisor Visual 707, el Combinador 747, el Modulador de Amplitud 703, el Oscilador de Referencia Visual de 45.75 MHz 705, el Variador de Fase 743, el Modulador de Datos DSB 737, el Subsistema Compensador 739, la Fuente de Datos con Aleatorizador Opcional 727, S/P 729, D/A 731 y el Generador de Reloj 733. Sin embargo, en la FIGURA 5a, el Reloj 533 no se acopló a otros elementos. Esta nueva conexión se discutirá más adelante en forma detallada. La selección adecuada de la frecuencia del Generador de Reloj 733 y la sincronización de esa frecuencia al Video de Banda base a través de la conexión 785 y el uso de un filtro de peine opcional 787 puede localizar el espectro de datos de las bandas laterales de cuadratura de manera que se intercalen con el espectro el video. Estos métodos son conocidos por las personas con experiencia en esta técnicas y son los mismos métodos usados para intercalar el espectro de señal de color en las brechas del espectro de señal de luminancia. La frecuencia del Generador de Reloj 733 puede seleccionarse para que sea un múltiplo impar de la mita de la velocidad de exploración de línea para lograr estos objetivos. Esto además reducirá cualquier interferencia residual. La conexión 785 transmite la señal visual de banda base al Generador de Reloj 733. La señal visual de banda base incluye el subportador de color y los impulsos de sincronización horizontal. Es posible una amplía variedad de técnicas de sincronización para garantizar que el Generador de Reloj 733 esté operando en una frecuencia la cual intercale el espectro de datos con el espectro visual. El Filtro de Peine Opcional 787 además atenuará cualquier componente espectral de la señal de datos que permanecerán en conflicto con el espectro visual. El grado de eliminación de estos componentes espectrales deberá equilibrarse contra la reducción en la fiabilidad de la recuperación de datos. Se asumió un compromiso entre la reducción de la visibilidad en los receptores existentes y la solidez de los datos para los nuevos receptores de datos. Los filtros de peine como el Filtro de Peine Opcional 878 se usan comúnmente en el equipo de procesamiento, origen y recepción de televisión. A menudo están construidos con líneas con retardo variable acústico superficial o con técnicas digitales y las personas con experiencia en esta técnica las conocen muy bien. Si la señal de datos afecta la señal visual durante el tiempo de elevación de los impulsos de sincronización de la señal visual, bajo ciertas circunstancias y en algunos receptores, la sincronización de la exploración de la imagen puede ser perturbada. Esto daría como resultado un pequeño desplazamiento de la línea de exploración con respecto al impulso de sincronización transmitido. En esos casos donde este fenómeno opera en la sincronización efectiva, el resultado es manifiesto como bordes verticales mellados. Bajo estas circunstancias, el efecto puede aligerarse manteniendo la señal de datos en un estado conocido durante las transiciones críticas de sincronización. La adopción de esta técnica daría como resultado una reducción en la producción de datos de aproximadamente el 25%. El flujo irregular resultante de datos al sistema tiene que controlarse en el tiempo adecuado relativo a los impulsos de sincronización. El flujo de datos se regula en un Amortiguador de Datos Opcional 789, bajo el control de un Generador de Señal de Control Opcional 791 el cual se sincroniza mediante un Separador Síncrono Opcional 793. Las personas con experiencia en esta técnica conocen muy bien los circuitos de amortiguamiento de datos, sincronización y separación síncrona. El Separador Síncrono Opcional 793 identifica los tiempo durante los cuales los datos deben mantenerse en un estado conocido. El Generador de Señal de Control Opcional 791 genera señales de sincronización las cuales se pasan al Generador de Reloj 733 y el Amortiguador Opcional 789 para almacenar los datos durante este intervalo de tiempo y para detener el paso de los datos a través de los bloques de S/P 729 y de D/A 731. El Control de Nivel 735 ajusta la profundidad de modulación de los datos impuestos en la señal de cuadratura del Modulador de Datos DSB 537. El Control de Nivel 741 ajusta la cantidad de datos inyectados al canal de video compuesto. En la práctica, este nivel se ajusta para la cantidad mínima de señal de datos (más cierto margen) necesaria para llegar a los objetivos de SNR del área de servicio. Sólo se usa esta cantidad mínima con el fin de disminuir cualquier impacto que la señal de datos pueda tener cn la señal visual. Este nivel de señal de datos puede ser diferente en un sistema de cable que en el aire. Si sólo se modulan dos estados de datos (un bit lógico) entonces no se requieren el S/P 729 y el A/D 731. Estas unidades son necesarias para más estados.

Se apreciará que estas técnicas también puede aplicarse a los sistemas de la FIGURA 4a. El Compromiso de Compatibilidad La CFC y otras entidades de obtención han optado por dejar 1 formulación de receptores a las vicisitudes del mercado. Estas circunstancias están implementadas y prácticamente no pueden cambiarse antes de la introducción de la tecnología descrita en el presente. Ocurrió un ejemplo similar de este dilema durante la adopción de la señal de color la cual sea agregó a la norma monocromática (B/W) NTSC en 1953. En ese tiempo, un número considerable de receptores experimentaron problemas en la sincronización debido a la velocidad de exploración vertical cambiada de la señal de color "compatible" . También, la adición de la señal de color a la transmisión NTSC dio como resultado información de croma mezclándose dentro de la región de luminancia de alta frecuencia de la señal NTSC. Esta información que produce color deterioró considerablemente la resolución de alta frecuencia de muchos receptores de televisión monocromáticos utilizados. Esta señal de color introdujo un producto de pulsación de frecuencia interferente que fue irrelevante a la representación monocromática de la señal visual . Estos compromisos del sistema se consideraron aceptables por las personas que adquirieron receptores a color por los nuevos beneficios derivados. En la medida en que los receptores de televisión modernos realizan su procesamiento de señales en uno o dos chips integrados de gran escala y que el diferencial de costo entre las técnicas del detector es prácticamente insignificante; se espera que los futuros receptores construidos para venta en un mercado rico en la tecnología de la presente invención adopten estrategias de detección las cuales reduzcan los artefactos de acoplamiento cruzado arriba mencionados. En ese momento, las señales de disminución podrían reducirse o eliminarse como una decisión de mercado. Disminución de la Interferencia de una Señal de Datos en Receptores No Síncronos Muchos si no es que todos los receptores de televisión no usan un detector completamente síncrono (por ejemplo, un detector síncrono con una constante de tiempo largo) . Como consecuencia de ello, incluso la formación del espectro de cuadratura de manera que se vuelve de dobla banda lateral en la salida del filtro Nyquist del receptor no es suficiente para evitar cierta interferencia sutil debido a que ciertos tipos de detectores mantendrán cierta susceptibilidad a la energía de cuadratura. Un detector de envolvente, o un detector con ciertas características de detección de envolvente hará que el video incluya una pequeña, cantidad de componentes interferentes no deseados de la señal de cuadratura. Muchos, si no es que todos, los receptores de los televidentes ocultarán esta pequeña interferencia en otro ruido y distorsión y por lo tanto la disfrazará y la hará indetectable en la pantalla. Bajo ciertas circunstancias, algunos televidentes podrán notar este fenómeno. Una solución ? este problema es la introducción de una señal de disminución a la señal visual (inyectando la señal de disminución al portador visual) en la banda base misma o a la señal visual en cierta frecuencia RF adecuada. La señal de disminución tenderá a cancelar o por lo menos a reducir (disminuir) la interferencia al video en los receptores que usan clases de detectores que manifiesta susceptibilidad a este fenómeno. El efecto de las señales de cuadratura en detectores de envolvente está bien estudiado y documento por otros. Por ejemplo, vea los documentos de Archer S. Taylos : "La Banda Lateral Residual y Otras Tribulaciones", Página 203 de los Pocumentos Técnicos de la Asociación Nacional de Televisión de Cable de 1988 y "HDTV & Síndrome de Banda Lateral Residual" en IEEE Transactions on Broadcasting, Marzo de 1990, Página 8. La FIGURA 8a incluye todos los elementos de la FIGURA 7 y agrega circuitos conformadores de formas de onda y circuitos de retraso para introducir una señal de disminución al video de banda base. Esto tenderá a cancelar o disminuir la interferencia de la señal de datos contribuida al video a través del proceso de detección arriba mencionado. Como se mencionó anteriormente, también puede verse que esta señal de corrección podría introducirse en el dominio RF siempre y cuando la conformación y el retraso fueran adecuados para ocasionar la disminución. La FIGURA 8a es un diagrama de bloques de un transmisor de acuerdo con una realización adicional. Los Circuitos de Formación de Ondas 895 toman las formas de onda análogas presentados al Modulador de Datos DSB 837 (a través del Control de Nivel 835) y forman debidamente las formas de onda de manera que cuando se sustraen de la forma de onda visual, se obtendrá un resultado mejorado. Los receptores que utilizan detectores de las clases arriba mencionadas, experimentarán video menos perjudicado. La salida de los Circuitos de Formación de Ondas 895 se ajusta en amplitud por el Control de Nivel 897 y, si es necesario, se retrasa en tiempo por el Retraso 899 antes de combinarse con el video análogo de banda base en el Combinador 8103. Esta Señal Análoga de Disminución 8101 aparece en una de las terminales de entrada del Combinador 8103. Dependiendo de los tiempos de propagación de las señales a través de las diversas trayectorias, puede ser necesario retrasar el video con el elemento de Retraso 8105 o retrasar la señal de disminución con el Elemento de Retraso 899. Se apreciará que el lugar exacto del Elemento de Retraso 8105 y el Elemento de Retraso 899 a lo largo de sus trayectorias de señal respectivas no es de consecuencia. Pueden colocarse en otra parte y producir el mismo resultado. Los elementos de retraso y los elementos de ajuste de nivel son estructuras convencionales conocidas por las personas con experiencia en esta técnica y pueden implementarse en una amplia variedad de formas, algunas de las cuales sirven para estos propósitos, siempre y cundo se hayan cumplido las consideraciones arriba discutidas. Pueden implementarse elementos de retraso con longitudes adecuadas de líneas de transmisión o usando técnicas digitales donde la señal análoga se convierte a forma digital, retrasarse usando dispositivos de memoria digitales y después convertirse de regreso a la forma análoga. A continuación seguirá más acerca de los circuitos de formación de ondas 895. Análisis de Vector de la Disminución Requerida La FIGURA 8b ilustra la señal de luminancia al instante en el momento en que el portador y los vectores de banda lateral están alineados. El punto 872 es el lugar del portador de cero. El punto 874 es la suma del portador y las bandas laterales cuando la señal visual es blanca. El punto 876 es la suma del portador y las bandas laterales cuando la señal visual está 50% gris. El punto 878 es la suma del portador y las bandas laterales cuando la señal visual es 20% gris. El punto 880 es la suma del portador y las bandas laterales cuando la señal visual es negra (nivel de supresión) . El j junto 882 es la suma del portador y las bandas laterales cuando la señal visual está en la cresta de sincronismo. La longitud máxima del vector de señal es la distancia entre el punto 872 del portador de cero y el punto 882 de la cresta de 5 sincronismo. La escala usada para describir la modulación en la forma ec onda NTSC divide el parea entre negro y blanco en cien divisiones iguales con frecuencia conocidas como unidades del Instituto de Ingenieros de Radio (Institute of Radio 0 Engineers) ("IRÉ") . Si alguien extendiera esa escala en el dominio RF, desde el nivel conocido como blanco el cual es un punto donde todavía permanece el 12.5% de la envolvente de RF, sería posible describir todos los puntos en el espectro RF con respecto a la métrica de IRÉ. 5 La FIGURA 8c ilustra el impacto de agregar una señal en cuadratura. El punto 884 es el valor d.c. o promedio de la señal agregada en cuadratura. Una consecuencia del valor d.c. es una variación en la fase de la punta el vector resultante hasta el punto 886. Si la longitud del vector original (872 a 0 882) mostrado en la FIGURA 8b se proyecta sobre el nuevo vector resultante (872 a 886) , se verá que la longitud del vector original (872 a 882) se proyectará hasta el punto 888 y que el vector resultante (872 a 886) se ha alargado por la distancia entre los puntos 888 y 886. El detector síncrono de b un receptor el cual puede identificar el vector original (872 a 882) responderá a la proyección del nuevo vector resultante (872 a 886) en el vector original (872 a 882) y producirá la señal visual sin interferencia por el nivel d.c. de la señal de datos . Un detector de envolvente respondería al vector alargado (872 a 886) y estaría en error. Cuando una señal de datos de un estado se agrega en la cuadratura, el vector en cuadratura se extiende desde su longitud c.c. de la distancia entre los puntos 872 y 884 a la longitud de la distancia entre los puntos 872 y 890. El vector resultante es ahora (872 a 892) . Un Detector sincrónico del receptor que puede identificar el vector original (872 a 882) responderá a la proyección del nuevo vector resultante (872 a 892) en el vector original (872 a 882) y producirá la señal visual sin interferencia desde el nivel c.c. más los datos colocados en cuadratura. Un Detector de envolvente respondería al vector alargado (872 a 892) y estaría en error. Cuando una señal de datos de un segundo estado se agrega en cuadratura, el vector en cuadratura se acorta desde su longitud c.c. de la distancia entre los puntos 872 y 884 a la longitud de la distancia entre los puntos 872 y 898. el vector resultante es ahora (872 a 8100) . Un Detector sincrónico del receptor que puede identificar el vector original (872 a 882) responderá a la proyección del nuevo vector resultante (872 a 8100) en el vector original (872 a 882) y producirá la señal visual sin interferencia del nivel c.c. menos los datos colocados en cuadratura. Un Detector de envolvente respondería al vector alargado (872 a 8100) y estaría en error. 5 Sin embargo, la mayoría de los detectores sincrónicos prácticos más bien bloquearían el lugar del vector resultante (872 a 886) que incluye el impacto del componente c.c. de los datos y produce un error resultante para el video. Estos detectores sincrónicos responden a la proyección 0 de los vectores de datos (872 a 892) y (872 a 8100) en el vector con el componente c.c. (872 a 886) . Los datos del primer estado (884 a 890) extenderán la señal detectada por la distancia del punto 886 a la proyección del vector (872 a 892) hacia el vector (872 a 886) que es el punto 896. Los '..' datos del segundo estado (884 a 898) acortarán la señal detectada por la distancia del punto 886 a la proyección del vector (872 a 8100) en el vector (872 a 886) que es el punto 8104. Mientras que es posible aplicar las técnicas de 0 supresión de esta invención para minimizar o eliminar este efecto, un enfoque preferido es eliminar el componente c.c. de los datos como se muestra en la FIGURA 8d. En el presente el vector de la señal de los datos (872 a 8112) o avanza la fase del vector de la señal (872 a 882) hacia el vector (872 5 a 8114) o el vector de la señal de datos (872 a 8106) retarda la fase del vector de la señal (872 a 882) al vector (872 a 8108) . Un Detector sincrónico bloqueará en el vector original (872 a 882) y responderá a las proyecciones de los vectores (872 a 8108) y (872 a 8114) produciendo ningún error en el video. Un Detector de envolvente responderá al vector alargado (872 a 8108) que se encuentra en error por la distancia entre los puntos 8108 y 8110 o el vector alargado (872 a 8114) que se encuentra en error por la distancia entre los puntos 8114 y 8116. Se podrá apreciar que en un sistema de banda limitada, el vector de datos no tan solo existe en lugares (872 a 8106) y (872 8112) . El vector de datos aumenta entre estos estados de manera continua resultando en una forma de onda del error visto por un detector de envolvente (o mediante un Detector sincrónico si existe un componente c.c. que no está suprimido) . La FIGURA 8e demuestra que el error visto por el detector de envolvente es una función del nivel visual. Para mayor sencillez, solamente se muestra el vector a cuadratura de datos en retraso (872 a 8118) . Cuando la señal visual está en el nivel de cresta de sincronismo 882, el vector de datos (872 a 8118) produce un vector resultante (872 a 8120) . Proyectar el vector de video (872 a 882) en el vector resultante (872 a 8120) revela que éste está alargado por la distancia del punto (8120 a 8122) . Cuando la señal visual está en el nivel del negro 880, el vector de datos (872 a 8118) produce un vector resultante (872 a 8124) . Proyectar el vector visual (872 a 880) en el vector resultante (872 a 8124) revela que éste se alarga por la distancia del punto 8126 a 8124. Cuando la señal visual está en 20% del nivel gris 878, el vector de datos (872 a 8118) produce un vector resultante (872 a 8128) . Proyectar el vector visual (872 a 878) en el vector resultante (872 a 8128) revela que éste se alarga por la distancia del punto 8130 a 8128. Cuando la señal visual se encuentra en 50% en el nivel gris 876, el vector de datos (872 a 8118) produce un vector resultante (872 a 8132) . Proyectar el vector visual (872 a 876) en el vector resultante (872 a 8132) revela que éste se alarga por la distancia del punto 8132 a 8134. Cuando la señal visual está en un nivel blanco 874, el vector de datos (872 a 8118) produce un vector resultante (872 a 8136) . Proyectar el vector visual (872 a 874) en el vector resultante (872 a 8136) revela que éste se alarga por la distancia del punto 8136 a 8138. El alargamiento del vector resultante es diferente para diferentes niveles visuales. La consecuencia de esto es que la cancelación total del artefacto de datos experimentada por un detector de envolvente es posible con una señal de supresión de intensidad fija en solamente un nivel visual. La supresión (es decir, una reducción del artefacto de datos experimentado por un detector de envolvente) ocurre en otros niveles visuales para variar los grados de éxito. Es muy sabido que la reacción subjetiva de observador a la interferencia varía con el nivel visual. En algunos experimentos, se ha determinado que el punto de sensibilidad máxima es 20% gris. Si éste descubrimiento se aplica a la situación, entonces la cancelación total se establece para el nivel 20% gris. La supresión ocurrirá en cualquier otra parte y el resultado será más satisfactorio. Se entiende que el nivel en que la supresión máxima se establece, se determina por el usuario de la invención y se puede establecer a una preferencia. La FIGURA 8f muestra una tabla y gráfica que ilustra el error experimentado por un detector de envolvente cuando los datos están en cuadratura. El cero del portador ocurre en las unidades cero IRÉ. El nivel de imagen en blanco ocurre en las unidades 20 IRÉ. 50% del gris ocurre en las unidades 70 IRÉ. 20% del gris ocurre en unidades 100 IRÉ. El negro ocurre en las unidades 120 IRÉ y el nivel de cresta de sincronismo está en las unidades 160 IRÉ. Lo encabezados de columna son para los diferentes niveles de datos habiéndose trazado las FIGURAS 8b a 8e para aproximadamente las unidades 28 IRÉ. En cada nivel de video y para cada nivel de datos la cantidad de error experimentado por un detector de envolvente se calcula y traza en la FIGURA. Conforme el nivel de datos aumenta, también aumenta el grado de no linealidad.

Los expertos en la técnica apreciarán que una señal de datos de dos niveles se ha mostrado para fines de ilustración, no de limitación. Las señales de datos de múltiples niveles resultarán en diagramas de vector siguiendo estos mismos principios sin requerir cualquier concepto o invención nueva. Beneficios de la Señal de Datos Digitales: Un beneficio sustancial deriva cuando la señal moduladora en cuadratura es digital . Los circuitos de conformación de onda 895 de la FIGURA 8a se pueden sustituir por los nuevos elementos mostrados en la FIGURA 9a. Debido a que la señal de los datos es digital, ésta solamente puede tener un número finito de clases de adiciones interferentes para la señal visual. Una vez que éstas se determinan, se pueden almacenar como presentaciones digitales en Memoria Sólo para Lectura ("ROM") y/o Memorias de Acceso Aleatorio ("RAM") 9107 y ser llamada de nuevo en el momento apropiado y convertirse en una forma de onda analógica apropiada con el convertidor de señal Digital a señal Analógica ("D/A") 9109. La señal analógica entonces se ajusta a nivel en el controlador de niveles 997 antes de ser combinada con la señal visual en el combinador 9103. La función del elemento de Retraso 899 de la FIGURA 8a puede mostrarse mejor en la ,?TGURA 9a, por el elemento de Retraso Digital 9111; sin embargo el retraso analógico de la FIGURA 8a 899 --oporcionaría la función requerida de una misma forma. El generador de secuencias de dirección ROM / RAM 9113 produce una secuencia correctamente sincronizada de las direcciones ROM de manera que el contenido de ROM, después del retraso apropiado, se puede convertir a una señal analógica y sustraerse del video. Dependiendo de la señal los tipos de receptores, el contenido de ROM / RAM 9107 puede cambiar. Esto se puede llevar a cabo cambiando a un diferente conjunto de datos en el ROM o aumentando el ROM con RAM que recibe su contenido descargándolo desde el punto de origen de los datos por medio de circuitos de descarga de datos RAM 9115. Debido a que se espera que las señales codificadas proliferen a nivel mundial, las concentraciones de varias clases de detectores de receptores puede ocurrir en una base regional o nacional . La habilidad de estos sistemas de supresión para ser selectivamente adoptados permite su optimización sobre una base regional. Además, la población de varias clases de detectores de receptores puede cambiar con el tiempo. Se entenderá de la discusión de las FIGURAS 8b a 8e que los sistemas de la FIGURA 8a y FIGURA 9a pueden resultar en una cancelación en un nivel visual y supresión en otros niveles visuales a grados variantes de éxito. La FIGURA 9b muestra una modificación que puede ocasionar que la señal de supresión 9101 se relacione con la salida de la Fuente Visual de Banda Base 901. El video de banda base de la fuente visual de banda base 901 se convierte a la forma digital mediante el Convertidor Analógico a Digital 9173. La señal digitalizada se entrega al Generador de Secuencias de Dirección ROM / RAM 9113 que responde a esta entrada y a los datos del convertidor en serie a paralela 929. El Generador de Secuencias de Direccionamiento ROM / RAM 9113 podría implementarse en un número de formas. Tan solo como un ejemplo, puede ser una tabla de direcciones que se distribuye en hileras y columnas de manera que una de las dos entradas selecciona una hilera mientras que la otra selecciona una columna. La secuencia de direccionamiento señala entonces los lugares apropiados en el ROM y RAM 9107 donde la representación digital de la señal de supresión se almacena. El resto del sistema es tal como se describió anteriormente en la asociación con la FIGURA 9a. La FIGURA 9c muestra un enfoque alternativo. En la FIGURA 9c, la intensidad de la señal de supresión varía en proporción a la señal visual . Pero la conformación de la forma de onda no cambia para diversas intensidades de señal visual. El Control de Niveles 997 es sustituido por el Control de Niveles 997c que es electrónicamente controlado por una entrada de la unidad de funciones de trasferencia 9175. La unidad de Trasferencia 9175 toma su entrada de la salida de la Fuente Visual de Banda Base 901 y la modifica de acuerdo con la forma en que la amplitud de la señal de Supresión 9101 depende del nivel visual como se describe en la FIGURA 8e y 8f. La unidad de Funciones de Trasferencia 9175 puede implementarse en una variedad de formas. Las redes no lineales que usan resistores y diodos pueden implementar la función de trasferencia. Vea por ejemplo, los capítulos 1 y 2 de "Generación y Conformación de Ondas" . Leonard Strauss, McGraw-Hill 1970. (Biblioteca del Congreso Tarjeta de Catálogo Número 74-90024), que se incorpora por referencia en el presente. Alternativamente, se puede usar un convertidor de señal analógica a digital para convertir la salida de video de la Fuente Visual de Banda Base 901 para la forma digital . Esa señal digital se puede usar para buscar valores en una tabla de búsqueda ROM o RAM que entonces se vuelve a convertir a la forma analógica con un convertidor de señal digital analógica. Estas técnicas son bien conocidas por los expertos en la técnica. El reto restante para implementar la supresión es determinar el contenido de ROM y/o RAM 9113. Determinación de la Señal de Supresión. La señal de supresión en la línea 9101 de la FIGURA 9 y la línea 8101 de la FIGURA 8a se puede determinar en una variedad de formas . La señal se puede calcular con base a los principios teóricos. Alternativamente, se puede determinar empíricamente .

Debido a que existen muchos tipos de detectores visuales y como los detectores síncronos, en algún momento en el tiempo se pueden volver comunes, se debe permitir que el radiodifusor haga su mejor cálculo con relación al tipo y la cantidad de señal de conformación de señal para introducir de manera que se minimice la cantidad total de artefactos que su audiencia ve. La determinación de la señal de supresión se realiza de manera separada y no necesita ser en un tiempo real . Las señales de supresión pueden depender del tipo de detectores en los receptores. Si existen múltiples clases de detectores en un mercado, una estrategia para minimizar el impacto de interferencia al video puede incluir una forma de onda de supresión de compromiso que no sea perfecta para cualquier receptor, pero que minimizará el impacto total en la población de los receptores. La FIGURA 10 ilustra la operación de varios receptores 10117, 10119, 10121, y 10123 con tipos de detectores diferentes que van desde síncrono puro a envolvente puro. La estructura de origen de la señal de la FIGURA 7 genera una señal que dará origen a algunas pequeñas cantidades de artefactos en los diversos receptores. La Señal Visual de Banda Base es retardada de manera apropiada en elementos de retraso 10125, 10127, 10129 y 10131, y sustraída de las salidas de video de los diversos receptores en los combinadores 10133, 10135, 10137 y 10139. Estos procesos generan la señal de error apropiada para cada receptor respectivamente en las líneas 10141, 10143, 10145 y 10147. Las señales de error se combinan en proporción con la importancia de las varias clases de detectores en el mercado local. Las unidades de factor de peso 10149, 10151, 10153 y 10155 pueden tener las mismas estructuras como los controles de nivel de la FIGURA 8a y 9a, 9b y 9c, y servir para proporcionar las señales de error de acuerdo con la importancia de sus clases correspondientes de detectores en el mercado que reciben servicio en el sistema. Un circuito de • ontrol de nivel se puede implantar con un potenciómetro sencillo o un atenuador compensado de frecuencias sofisticada. Estas diversas señales de supresión se combinan en el combinador 10157. El resultado es la señal de supresión que se encuentra en la línea 10101 en la salida del combinador 10157. Esta salida se puede usar ya sea en su irma analógica o convertirse en el Convertidor de Señal Analógica a Señal Digital A/D, 10159. Cuando se convierte a la forma digital la información entonces se puede usar en el ROM y/o RAM 9109 de la FIGURA 9a, 9b y 9c . Se podrá apreciar que los receptores de televisión 10117, 10119 10121 y 10123 de la FIGURA 10 se pueden ustituir con tan solo unos circuitos de procesamiento pertinentes y el aparato resultante será mucho más compacto y menos costoso. Además, los circuitos de procesamiento pertinentes de los receptores de televisión 10117, 10119, 10121 y 10123 se pueden simular o modelar en una computadora u otra simulación más conveniente de sus efectos. Los elementos del factor de peso 10149, 10151, 10153, y 10155 y el combinador 10157 se pueden sustituir con un programa de computo que busca la señal de supresión óptima. La estructura de la FIGURA 10, aunque es adecuada para el fin, se implementa de manera más práctica en simulación. La señal de supresión 10101 es una función del nivel visual de banda base. Si se selecciona un sistema que sólo puede utilizar una señal de supresión que es independiente del nivel visual (tal como en la FIGURA 9a) , entonces la FIGURA 10 se usa con un nivel Visual de Banda Base deseado. Por ejemplo, se puede usar un nivel de 20% gris para determinar la señal de supresión 10101 o su forma digital proveniente del convertidor de señal analógica a digital 10159. Si se selecciona un sistema que puede acomodar señales de supresión que son una función del nivel visual (tal como en la FIGURA 9a o FIGURA 9c) , entonces la FIGURA 10 se puede usar con varios niveles visuales en su entrada para obtener la señal de supresión analógica 10101 como una función del nivel de entrada visual. Sus equivalentes digitales se determinan por el Convertidor de Señal Analógica a digital 10159. Generador de Señal de Supresión de la Alimentación Avanzada Los sistemas anteriores se pueden combinar en una manera que origina una configuración de alimentación avanzada que opera en tiempo real. Este tipo de cancelación de artefacto se entiende y practica en otras áreas de las comunicaciones. El trabajo seminal fue primero llevado a cabo por Harold S. Black de Bell Laboratories en la década de los 20 para la reducción de las propiedades de distorsión no deseadas en las líneas telefónicas transcontinentales. La FIGURA 11 muestra el sistema de la FIGURA 10 en bloque 11163 que genera una señal de supresión analógica 11101. Observe que el bloque que representa la FIGURA 10, 11163, incluye el sistema de la FIGURA 7 en el bloque 165 para generar la señal con artefactos y el banco de receptores 10117, 10119, 10121, y 10123 de la FIGURA 10 (o los modelos o simulaciones de esos receptores) que encuentran la señal de supresión 10101. El video y los datos se retrasan una cantidad apropiada en el elemento de retardo 1 11167, y el elemento de Retardo 11169 para compensar el tiempo necesario para cruzar Los elementos del bloque 11163 de la FIGURA 10. Estas señales retrasadas se alimentan entonces en una segunda implementación de la FIGURA 7 habiéndose combinado primero la señal visual de banda base retrasada con la señal de supresión analógica 11101 en el combinador 11171. Claramente, los niveles de potencia dentro del bloque 11163 de la FIGURA 10 en la FIGURA 11 pueden ser muy bajos.

De ese mismo modo, toda la función se puede modelar en una computadora en lugar de incluirse en el hardware. Debido a que la FIGURA 11 opera en tiempo real, las señales de supresión determinadas son una función de los niveles visuales y por lo tanto están optimizadas. Podrá apreciarse que las mismas técnicas similares se pueden usar en la práctica del sistema de televisión por cable y con otros medios de trasmisión, pero en diferentes niveles de potencia. Generador de la Señal de Supresión de Retroalimentación. La FIGURA 12 muestra la combinación de la FIGURA 8 y La FIGURA 10 para generar las señales de supresión en tiempo real . No se introducen elementos nuevos y los elementos retienen sus números de identificación de la FIGURA 8 y la FIGURA 10. Debe tenerse cuidado de asegurar que el tiempo de todas las señales es correcto. Éste es un sistema de retroalimentación y se debe tener cuidado de asegurar la operación estable y evitar la oscilación. Puede ser necesario reducir la velocidad de los datos de manera que los tiempos de propagación de los diversos elementos no sean significativos en comparación con las formas de onda de los datos. Alternativamente, y es posible que de manera más práctica, el sistema de la FIGURA 12 se pueda modelar en una computadora sin los retrasos experimentados en los elementos de circuito reales. Esta implementación puede operar a velocidades de datos más altas que las que se experimentarían con una implementación del circuito de estos métodos . Debido a que la FIGURA 12 opera en tiempo real, las señales de ^ft supresión determinadas son una función de los niveles b visuales y por lo tanto están optimizadas. Se apreciará que las mismas técnicas similares se pueden usar en la práctica de sistemas de televisión por cable y con otros medios de trasmisión, pero a diferentes niveles de potencia. 10 Compensación envolvente. Como se comentó en relación a las FIGURAS 8b a 8e, la cantidad de señal de supresión necesaria para optimizar la salida resultante de un detector envolvente es una función del nivel de señal visual instantáneo. Las FIGURAS 9b y 9c así como la FIGURA 11 y la FIGURA 12 se mostraron con relación a la cantidad de señal de supresión para el nivel visual. Aun así, una técnica más se describe en la FIGURA 13. La salida del Modulador de Amplitud de video 1303 se muestra en 13179 y se presenta para la entrada negativa de combinador 13183. La otra entrada del combinador 13183 proviene del oscilador de referencia visual de 45.75 MHz 1305. La salida del combinador 13183 se muestra en el 13181 y es una doble señal modulada de banda lateral con la modulación del video invertida de su modo normal. Esto es, las crestas de sincronismo están hacia el portador cero como se muestra en 13179 en lugar que en la otra forma (NTSC normal) como se muestra en el 13181. Esta salida 13181 se aplica a una entrada del modulador DSB 13185. La señal de los datos de la salida del Convertidor de Señal Digital a Analógica 1331 pasa a través de LPF 1332 y los circuitos de conformación de onda 1395 y es la señal de supresión no modificada. Esta señal de supresión no modificada se aplica a la otra entrada del Modulador de DSB 13185. El Modulador DSB 13185 puede ser considerado un multiplicador que multiplica la señal de supresión que proviene de los circuitos de formación de ondas 1395. La energía y cuadratura de la señal de datos existe en dos fases respecto al portador en conexión 1345. Mientras que las fases tienen la misma magnitud, se encuentran en polaridad opuesta. Sin embargo, ambas fases sirven para agrandar el vector de señal trasmitida resultante cuando se combina con el portador de video modulada. En consecuencia la señal de supresión I' en la salida del Variador de Retardo y Fase 13189 debe operar para reducir la salida del combinador 1347 debido a la señal Q de estrada de datos. Esto se realiza en los Circuitos de Formación de Onda 1395 mediante el uso de dos amplificadores operacionales, uno que desarrolla la señal de salida invertida de la otra. La salida de cada uno de los amplificadores operacionales se combina a través de diodos de dirección de manera que sólo un estado de voltaje con respecto a la tierra esté presente en la entrada del Modulador DSB 13185. Estos diodos de dirección funcionan para formar la función matemática de valor absoluto en la misma forma que los diodos en un circuito rectificador de onda completa que es tan conocido para los expertos en la técnica. Los tiempos de subida y caída de la señal de supresión deben seguir los tiempos de subida y caída de la salida Q del codificador de datos en 1345 para que el compensador tenga un efecto óptimo. Los expertos en la técnica podrán apreciar que se pueden implementar otros circuitos que logran este mismo resultado. Cuando la señal visual está en un nivel blanco, la señal máxima proviene del Modulador DSB 13185. Cuando la señal visual está en el nivel de cresta de sincronismo, la señal mínima proviene del Modulador DSB 13185. Esto es de acuerdo con las enseñanzas de las FIGURAS 8b a 8e. La señal de supresión modificada se aplica al control de niveles 13187 y al Variador de Fase y Retardo 13189 para ajuste preciso antes de ser sustraída de la suma de las señales de video modulado más las señales de datos modulados en el combinador 1347. Debido a que la fase de la señal de supresión I' es la misma para cada estado de la señal Q de datos en cuadratura, la aplicación de la señal de supresión desde la salida de Variador de Fase y Retardo 13189 es tal que la señal I' siempre se sustrae en el combinador 1347. Esto reduce la contribución de la suma de Pitágoras explicadas en las Figuras 8b a 8e.

Los circuitos de formación de ondas 1395 siguen los principios previamente descritos en relación a la FIGURA 8a, bloque 895. Compensación de Subportador. En ciertas clases de detectores que despliegan susceptibilidad para cuadratura y otras energías que no están en fase con la portadora propuesta y sus bandas laterales, la solución instantánea del Teorema de Pitágoras (como se describe antes en la discusión en con relación a la FIGURA 8b 8f) también resulta en una Modulación de Fase del vector de portador visual. En NTSC, la trasmisión y recepción de ciertas señales se realiza en forma de un subportador. Un ejemplo de esto podría ser la información a color que comprende tanto las señales de sincronización como las señales de color. La sincronización de croma es la división del tiempo multiplexada en la señal de sincronización. Esto es, un mínimo de 6 y un máximo de 9 ciclos del subportador de color no modulado se intercambian en el impulso de sincronización. Las señales de color se agregan a la señal monocromática de NTSC, como un subportador centrado alrededor de una frecuencia de banda base nominal de 3.58 MHz. En el sistema de color de NTSC, la reproducción fiel de la información de color depende de la preservación de una relación específica entre la fase de señal de sincronización y las bandas laterales que representan los ejes de codificación de croma (Nominalmente R-Y y B-Y) la inclusión de esta información en la señal de NTSC ocurre a través de la producción de dos señales dobles de banda lateral en el subportador en cuadratura en la frecuencia de 3.58 MHz. Si este portador cambia en fase o en frecuencia, antes del proceso de modulación, el efecto de las bandas laterales no es secuencial debido a que siguen siendo el producto de la frecuencia instantánea del portador y de sus frecuencias de banda base . En el receptor de NTSC, se establece una frecuencia precisa y una relación de fase para la detección del color al principio de cada línea horizontal. Esto se lleva a cabo bloqueando un oscilador local en el receptor para la frecuencia y fase de una señal de referencia, denominada la señal de sincronización de croma trasmitida en el principio de cada línea de exploración horizontal. Si una perturbación de fase fuera a ocurrir en la frecuencia de portador visual en un momento posterior a la señal de sincronización pero durante la línea controlada por esa señal de sincronización, la cantidad de esa perturbación de fase estaría impresa en la fase instantánea de la información de croma por la adición del vector. Debido a que la señal de datos codificado de la presente invención varía en longitud de símbolo y fase y amplitud (si hay más de dos niveles) , en detectores que son susceptibles a la energía en cuadratura (tal como del tipo envolvente) el efecto resultante instantáneo en la señal de NTSC ocasiona una modulación de fase de la información de Croma. Esta modulación de fase se manifiesta como un desplazamiento de la relación vectorial de cada componente de la información del color presente durante la duración del símbolo de datos. Ésta es una función lineal en que la cantidad del cambio de fase introducido a la señal de croma se relaciona directamente con la señal de los datos. Se puede usar la predistorsión del componente de fase de la señal de color de NTSC para suprimir este problema y reducirlo a esencialmente cero. Por lo menos una forma en que esto puede llevarse a cabo es realizar la corrección independiente para una parte de la señal de NTSC con anterioridad a su combinación con la señal de datos visuales codificados. Se puede construir un circuito denominado un "Separador Luma / Croma" 14191 que separa la señal de luminancia de frecuencia inferior (esa información abajo aproximadamente 3.0 MHz) y la información croma que opera esencialmente en la región 3.0 a ligeramente más allá de 4.0 MHz. Dicho dispositivo se puede obtener comercialmente como "Paquete Controlador de Color Optimizador de Video" Modelo SD-E5 de Pioneer Electronic Corporation de Tokio, Japón. También es posible construir ese circuito para que la información de señal de sincronización en 3.58 MHz y la ocurrencia sólo en el umbral posterior de la señal de sincronización se trasmita a lo largo de la trayectoria de luminancia exclusivamente. La señal de la porción del circuito que trasmite la señal de luminancia y señal de sincronización 14193 se alimenta para el modulador de amplitud 1403 como se muestra en la FIGURA 14. Una señal del oscilador de referencia visual 1405 se alimenta al modulador de amplitud 1403. Una señal del oscilador de referencia visual 1405 también se ajusta en fase mediante el Variador de Fase 14095 y la amplitud mediante el Control de Nivel 14197 y se aplica a una porción de un Combinador de dos porciones 14099. Una señal del Oscilador de Referencia Visual 1405 también se alimenta al amplificador de ganancia variable 14201 y se aplica a un puerto de un Mezclador de doble equilibrio 14203 que se modula con una señal de datos invertidas lógicamente que se invierte mediante el Amplificador de Inversión 14207 y se suministra en la línea 14205. Este es el cumplimiento lógico de la señal de datos codificados. La salida de este Mezclador de doble equilibrio 14203 se aplica a la segunda entrada del combinador 14199. La meta de estos circuitos es producir la reciprocidad del impacto de la señal de datos visuales codificados para la señal generada por el Modulador de Amplitud 1003. Esta señal se aplica entonces a un Mezclador de doble equilibrio 14209 que se modula con solamente la señal de croma en línea 14211 separada de la señal compuesta en el conjunto de circuitos 14191 que se mencionó anteriormente. La fase y amplitud de esta señal de banda lateral doble se ajusta por el Variador de Fase 14213 y el control de nivel 14215. El ajuste correcto del variador de fase 14213 y el controlador de nivel 14.4 14215 es de tal manera que la información de croma cuando se combina con la salida del Modulador de Amplitud 1403 en el Combinador 14219 se encuentra en la amplitud y fase correctos para representar una recreación fiel de la señal compuesta original aplicada a la entrada del Separador de Luma / Croma 14191. Esto se realiza primera ajustando la fase y amplitud de la croma cuando ningún dato se aplica a la línea 14205 y la señal de datos codificados visuales está apagada. Este proceso de ajuste reconcilia la amplitud y fase correctas para los componentes de croma cuando se vuelven a combinar con la información de Luma / Señal de Sincronización derivada del Separador de Luma / Croma 14191 y se suministra al Modulador de Amplitud 1403. La salida del mezclador de doble equilibrio 14209 se debe filtrar en el Filtro 14217 de manera que solamente las bandas laterales generadas por las señales de croma pasen al Combinador 14219. En un sistema NTSC regular este filtro 14217 necesitará extraer la región 41.57 MHz a 42.77 MHz y debe desplegar atenuación máxima en 45.75 MHz ± 750 kHz. El conjunto de circuitos de la FIGURA 14 cuando están correctamente ajustados y se operan correctamente pueden reducir con efectividad la perturbación de fase introducida por las propiedades inconvenientes de un c'etector de envolvente en la señal de color. Se podría construir un circuito similar que opere de la misma manera que el portador de sonido de una señal de televisión NTSC. Cuando se ajusta y opera correctamente, este circuito retirará la modulación de fase de resonancia impartida por una cierta clase de detector en las señales de sonido interportadoras. Es posible construir un conjunto de circuitos de compensación única que opera sobre un espectro suficientemente amplio para incluir toda la región de croma antes mencionada trasmitida en la línea 14211 al Mezclador de doble equilibrio 14209 además de la información de frecuencia de sonido interportadores (4.5 MHz en este ejemplo) . En este ejemplo, no solo se suprimirían los efectos adversos de ciertas clases de detectores en croma sino que también se manejaría un artefacto presente en ciertas clases de detectores de sonido. Trasmisión Codificada dentro del Espectro Aural Nota: la siguiente discusión siempre se refiere a frecuencias en el espectro de radiofrecuencia trasmitida donde la onda portadora visual es inferior en frecuencia que la portadora de sonido. Los diagramas de implementación, por otro lado, generalmente suponen el procesamiento en Fl donde el espectro está invertido.

También se puede agregar información adicional sobre el portador de sonido del formato de televisión de NTSC. Esto se logra a través la modulación de amplitud del portador de sonido que ya está modulada en frecuencia por las señales de audio de TV y BTSC. El primer requisito es que la modulación de AM no sea de profundidad total sin corromper la información del programa de sonido. La profundidad permitible de modulación se limita por la relación de peor señal a ruido que se va a encontrar en el área de servicio de las radiodifusiones. Para tener equivalencia aproximada tanto en el material del programa como del rendimiento de los datos en el contorno "Grado B" de FCC, es apropiada una profundidad de modulación descendente de aproximadamente medio voltaje (6 dB) que corresponde a 33% de la modulación, pero se pueden usar otros valores. En esta profundidad de modulación, se pueden emplear señales de datos de niveles múltiples aumentando la capacidad de trasmisión de datos del canal . El uso más eficiente del espectro disponible se logra mediante la codificación de nivel múltiple con más de dos niveles de datos. (El término "multinivel" significa en este documento más de un nivel e incluye una señal de dos niveles así como una señal con más de dos niveles) . En el sistema de la presente invención, 2, 4, 8 e incluso 16 niveles son apropiados para diferentes ambientes de calidad de señal. Otros números de niveles sin potencia de dos son posibles como se discute posteriormente. En un NTSC (sistema tipo M) las frecuencias de croma más altas utilizadas son 5.43 MHz arriba del límite de banda inferior. Esto se logra mediante la onda portadora visual de 1.25 MHz arriba del límite de banda inferior, siendo el subportador de croma de 3.58 MHz arriba de la portadora visual y las bandas laterales de croma de frecuencia más alta extendiéndose hasta 600 kHz arriba del subportador de croma (1.25 + 3.58 + 0.6 = 5.43) . Si se desea mantener la inviolabilidad de este espectro, la señal de 8 niveles de 1.5 mbps no produce energía debajo de 5.4 MHz del Límite de Banda Inferior (LBI) . La señal de 8 niveles es menos robusta que un rendimiento equivalente realizado en 4 niveles. En 1995, en el documento MM 95-42 el FCC consideró varias propuestas para incorporar trasmisión digital incorporada dentro del espectro de NTSC. Una de estas propuestas sugirió que las bandas laterales superiores de la señal de croma podrían cortarse en 3.9 MHz arriba de la onda portadora visual (+ 5.15 MHz LBI) . La FCC escuchó este argumento así como las objeciones para reducir el ancho de banda de croma superior y decidió adoptar la propuesta instantánea y con ésta la reducción en el ancho de banda de croma superior. Si la forma de realización de cuatro niveles de 1.5 Mb/s de la presente invención se empleó, sería necesario restringir la banda lateral superior de croma a 3.9 MHz arriba de la onda portadora visual. Bajo estas condiciones, la señal de 4 niveles sería 4.2 dB más robusta que la del ejemplo de 8 niveles anteriormente comentada. El implementador puede decidir la relación entre una usurpación de otro modo previamente permitida en el espectro de croma y una señal más robusta. Una única ventaja de la señal de la presente invención es su capacidad de adaptación. Las estaciones típicas de radiodifusión de televisión doméstica operan en una relación de potencia de 10% de sonido a visual (tienen permiso del reglamento de FCC para operar entre 0 y 22%) . El proceso de la presente invención usa una profundidad nominal de modulación descendente de 50% que efectivamente reduce la señal de sonido instantánea por hasta 6 dB . Se cree que esta reducción adicional de la potencia de campo aural impactará de manera poco significativa en la disponibilidad de la señal del programa aural. Prácticamente, los observadores habrán abandonado la recepción por el deseo de una mejor imagen mucho antes de que se perciba el inicio anticipado de la pérdida de sonido limitante. La evidencia empírica con una pequeña muestra de receptores de televisión sugiere que la visión de señal de datos del presente sistema no reduce la limitación del canal de sonido abajo de su umbral, incluso bajo condiciones donde la señal visual ha perdido su sincronismo. Para ilustrar este punto, debe observarse que en los primeros días de la televisión, las estaciones radiodifusoras tenían permiso para operar hasta un 50% de la potencia aural. Mejoras significativas en el procesamiento del sistema de sonido han permitido una reducción en la potencia del sonido mientras se acomoda a la 5 programación de BTSC. Recientemente (1997) se ha llevado a cabo la discusión de algunos operadores de las instalaciones de radiodifusión de NTSC para reducir su potencia de portadora aural a 5% (-13 dB) de la visual. Una muestra de que las personas están interesadas en este trabajo ha concurrido casi unánimemente con la expectativa de no fl) disminuir el rendimiento de sonido a este nivel de potencia reducido. En la trasmisión de televisión por cable, las señales de sonido se trasmiten rutinariamente hasta 17 dB abajo del punto máximo visual. Lb A fin de mantener la modulación de amplitud pura y por lo mismo evitar la producción de señales de interferencia en el dominio de frecuencia / fase de la señal de sonido de TV, las señales de datos modulados de AM deben permanecer simétricas alrededor de la frecuencia de portador nominal dentro de la banda utilizada por la información de sonido de ??M. Esto se lleva a cabo mediante modulación lineal de AM. (FIGURA 15a) . El portador de sonido modulado de FM se presenta en la terminal 15501 y los datos multinivel de la fuente de datos multinivel 15503 es para un Modulador de Datos de AM 15505. Esto puede ser una modulación ya sea convencional o descendente (negativa) . La estructura del Modulador de Datos de AM 15505 puede ser cualesquiera de las conocidas por los expertos en estas técnicas. El Modulador de Datos de AM 15505 es de preferencia un Modulador de Amplitud lineal pero no necesariamente, con algo de polarización continua para preservar la porción del portador de sonido que no está en uso para trasmisión de datos. El modulador de datos de AM 15505 es seguido por un filtro de paso de banda 15507 que restringe la señal para el espectro permitido de FCC y da salida a un portador con información de sonido de FM y datos de AM en la terminal 15509. La señal de salida en la terminal 15509 entonces está disponible para trasmisión a la frecuencia de radioemisión, amplificación y radiación junto con el portador visual . Un enfoque alternativo para producir modulación de amplitud de los datos en la señal de sonido de FM es generar de manera separada las bandas laterales requeridas y los componentes de portador y agregarlos a la señal sonido de FM. Con referencia a la FIGURA 15b, la señal de los datos que se proporciona por la fuente de datos multinivel 15503 se introduce al modulador de datos de AM 15505. El puerto de radiofrecuencia de este modulador se alimenta con una muestra de nivel bajo de la señal de sonido modulada de FM disponible como valor por el control 15511. Esta muestra se obtiene de cualquier punto conveniente en la ruta de la señal de sonido de trasmisor. Como la amplificación subsecuente para la modulación de AM debe ser lineal para preservar inalterada la información de AM, este punto se elige mejor después de la trasmisión de frecuencia y la amplificación de potencia de 5 trasmisor de sonido 1521 como se muestra en la FIGURA 15b. En el Modulador de Datos de AM 15505 se realiza el proceso de modulación de datos como en la FIGURA 15a. La señal resultante se ajusta en intensidad mediante el control 15513 y se dirige al comparador 15515 donde la señal de programa de sonido sin la modulación de datos se sustrae de éste ^fc proporcionando una señal que consiste en los componentes adicionales requeridos para adición de los datos. La señal resultante se filtra mediante el filtro de paso de banda 15507 para restringir el espectro como se explicó previamente y se. ajusta a la amplitud correcta mediante el control 15519 y entonces se amplifica por el amplificador 15521 y se agrega a la señal del programa de sonido en el combinador 15523 produciendo la señal de sonido modulada de AM general con modulación de datos de AM superpuesta. Toda la señal de sonido entonces se combina con la señal visual en el combinador 1511 de la manera convencional. Cuando las velocidades de los datos se usan dando como resultado el exceso de límite de banda superior del canal, se pueden implementar los pasos para truncar la señal de banda lateral superior de manera que permanezca dentro del ancho de banda del canal (6.0 MHz LBI ó 4.75 MHz en la banda base) . Esto se puede realizar con el filtrado normal. Si se emplea un filtro de onda acústica de superficie ("SAW") o se emplea una técnica de procesamiento o de señales digitales, éste puede minimizar el retraso del grupo. O esto puede implementarse en la banda base utilizando las técnicas de procesamiento de señales digitales mientras se emplea un modulador I/Q para establecer la señal en la radio frecuencia correcta. Los nitros de paso de banda 15507 las FIGURAS 15a y 15b truncan la banda lateral superior así como limitan la extensión de la banda lateral inferior según se requiera. La recepción de la información de sonido modulado de FM se lleva a cabo en el receptor de TV sin modificaciones. La interferencia por las señales de datos de AM se evita en el Receptor de Televisión Convencional de la FIGURA 3 por los filtros y el Limitador 364 que son parte del receptor de TV y aparecen antes del conjunto de circuitos del Detector de FM 366. Por lo mismo, no hay distorsión trasmitida en el canal de sonido. La recuperación de los datos modulados de AM en su forma de banda ancha requiere extracción de la señal en radiofrecuencia (RF ó IF) y filtración del paso de banda no simétrico de la señal de datos descrita arriba. Muchos receptores de televisión modernos utilizan un proceso denominado detección interportadora. En esta técnica, la señal de frecuencia de diferencia entre el portador visual y su acompañante el portador de sonido (4.5 MHz en el caso de NTSC) se recupera mediante el Detector visual 358, amplificado y limitado por el limitador 364 con anterioridad a su aplicación al detector de FM 366. Debido a que el canal de sonido de BTSC tiene productos de banda lateral efectivos sólo hasta + 120 kHz de 4.5 MHz de este canal, es probable que sea insuficiente el ancho de banda necesario del conjunto de circuitos existente de 4.5 MHz para la recepción de datos de sonido. Adicionalmente, debido a que la señal de los datos de la presente invención es de AM, no sobrevivirá la trasmisión a través de una etapa del Limitador 364. Por estas razones, la señal de datos de sonido de la presente invención se extraen mejor desde los amplificadores de IF de la televisión antes de cualquier detección. Debido a la no simetría de esta señal (por causa de la filtración de la banda lateral residual) , la detección directa de la AM (señal de datos producirá más salida en la región de la frecuencia de banda base inferior debido a la energía adicional presente en la banda lateral superior. Teóricamente, la información trasmitida en ambas bandas laterales en amplitud equitativa a través del canal del sonido aparecerá en el detector al doble del voltaje de una señal trasmitida a través de la ruta con una banda lateral única de la misma amplitud. Este proceso de filtrado de VSB e Igualador dependiente de Nyquist se entiende claramente y práctica en la trasmisión visual de televisión. Su uso en esta aplicación así como el proceso visual es mejorar la eficiencia espectral más allá del ancho de banda necesario para una señal completa de banda lateral doble. Es por lo tanto necesario que las energías de la banda lateral se ajusten para obtener una salida uniforme para reconstruir la señal de datos trasmitida. Existen por lo menos tres métodos muy conocidos por los expertos en la técnica para tratar la inequidad de amplitud. 1) una señal plana se puede obtener mediante el uso de un filtro de paso de alta calidad (en IF) que remueve efectivamente la energía de banda lateral superior en el espectro trasmitido de radiofrecuencia. (Ver la FIGURA 16a), 2) un filtro con respuesta lineal antisimétrica que gradúa de manera uniforme las energías de banda lateral superior e inferior dando como resultado una salida detectada uniforme (Ver la FIGURA 16b) , ó 3) un filtro de banda base que reduce las amplitudes de frecuencia de banda base inferior después de la desmodulación (Ver FIGURA 16) . En la FIGURA 16a, el subportador de sonido incluyendo los datos de AM se presentan para un filtro de paso alto 16100a que convierte la señal en una forma de banda lateral sencilla. El detector AM 16102a se configura para detectar señales de banda lateral sencillas. En la FIGURA 16b, un filtro de Nyquist 16100b ecualiza la energía en ambas bandas laterales de manera que un detector de AM de 16102b puede recuperar la señal de datos de sonido. Esta señal recuperada cuando se presenta al comparador de nivel y conjunto de circuitos de recuperación de reloj produce la señal de datos de sonido de la presente invención en niveles lógicos. En la FIGURA 16c, un ecualizador de banda base 16100c se usa en lugar de los filtros 16100a y 16100b en los casos anteriores. Puede ser conveniente pero no necesario usar técnicas digitales en la implementación de los filtros en las FIGURAS 16 y el ecualizador de banda base 16100c. En su forma general, un ecualizador de banda base realiza una función de filtrado y/o de ajuste de fase en las frecuencias de banda base después de la desmodulación. Esta función se puede realizar con circuitos analógicos o digitales, pero las técnicas digitales se han vuelto efectivas en costo y convenientes para implementar. Las opciones de las FIGURAS 16a y 16b son utilizables, pero en ambos casos debe tenerse cuidado de que los filtros no causen conversión de FM a AM introduciendo la información de la señal de sonido en los datos y necesitando corrección por otros medios. Debido a que las propiedades de FM a AM mencionadas anteriormente son un producto del material del programa introducido en la portadora de sonido de FM y el mecanismo de conversión es lineal, un proceso de supresión de recepción se puede llevar a cabo a través de la generación de propiedades recíprocas por la aplicación de un componente pequeño de audio del programa de nuevo al detector de datos. Dicha corrección, si es necesaria, puede tomar la forma de un proceso de supresión utilizando información de sonido invertida recuperada desde la desmodulación de FM de TV normal. Esto es un ejemplo de cómo un proceso de supresión se puede usar para mejorar el rendimiento del canal de datos de la presente invención de otro modo dañado por acoplamiento cruzado de la programación de sonido de NTSC. El uso de la ecualización de banda base (caso 3) elimina la necesidad de estos filtros y por lo mismo evita la producción de los productos de modulación cruzada no deseados y la necesidad de corrección . La capacidad de los datos del canal del sonido es una función del ancho de banda utilizado, la eficiencia del formato de modulación empleado, la relación mínima de portador a ruido que debe encontrarse, y el grado de empleo de corrección de errores. Consideraciones Numéricas Para Datos de Sonido. El ancho de banda requerido se basa en el 20% de los datos "de ancho de banda excesivo" . La señal de croma de TV es protegida de la señal de datos por filtración en la frecuencia señalada como "frecuencia de banda base inferior" . Algunas configuraciones son menos prácticas (nivel 2 y nivel 16) y menos preferidas.

Velocidad de los Número de niveles B/W de Nyquist 20% de exceso B/W ocupado V. Frecuencia central datos BW total de banda base inferior 1.5 MB 2 1.50 MHz 0.30 MHz 0.90 MHz 3.60 MHz 1.5 MB 4 0.75 MHz 0.15 MHz 0.45 MHz 4.05 MHz 1.5 MB 8 0.50 MHz 0.10 MHz 0.30 MHz 4.20 MHz I .'I B 16 0.375 MHz 0.075 MHz 0.225 MHz 4.275 MHz Los cálculos de portador a ruido (4.08 MHz B/W) se basan en la profundidad de 6 dB de modulación. El caso de 36 dB C/N considera que el portador del sonido esté en -10 dB 8 modo de radio emisión) mientras se usa en 43 dB C/N (modo de cable) -15 dB . Los datos de dos niveles operan en S/N básico, el nivel 4 es peor 7 dB y los niveles 8 y 16 disminuyen 6 dB por cada aumento. Los efectos del filtrado residual no se incluyen . C/N = 36 dB C/N (102 dB/Hz) - dBc de Nyquist -profundidad de modulación - aural Datos de S/N = C/N - MLFAC (Factor de Corrección Multinivel) .

Velocidad de Número de B/W de Profundidad C/N (102 C/N MLFAC Datos S/N* los datos niveles Nyquist de dB/Hz) MHz dBc modulación Aural 36dB 1.5 MB 2 1.50 61.8 6.0 dB 10 dB 24.2 dB O dB 24.2 dB 1 5 MB 4 0 75 68.8 6.0 dB 10 dB 27.2 dB 7 dB 20.2 dB 1 5 MB 8 0 50 57 0 6 O dB 10 dB 29 O dB 13 dB 16.0 dB 1 5 MB 16 0 375 57 7 6.0 dB 10 dB 30.3 dB 19 dB 11.3 dB MLFAC = = Factor de Corrección Multinive 1 Velocidad de Número de B/W de Profundidad C/N (102 C/N MLFAC Datos S/N* los datos niveles Nyquist de dB/Hz) MHz dBc modulación Aural 36dB 1 5 MB 2 1.50 61.8 6.0 dB 15 dB 26.2 dB O dB 26.2 dB 1 5 MB 4 0.75 68.8 6.0 dB 15 dB 29 2 dB 7 dB 22.2 dB 1 5 MB 8 0.50 57.0 6.0 dB 15 dB 31.0 dB 13 dB 18.0 dB 1.5 MB 16 0.375 57 7 6.0 dB 15 dB 32.3 dB 19 dB 13.3 dB Rendimiento aproximado contra S/N 15 dB S/N teóricamente producirá 10~8 VER. Características de Rendimiento en Varias Velocidades de Sonido Velocidad de los Número de niveles Datos S/N C/N Margen en Best Cable de umbral datos Best Cable Para 10-8 de NTSC 1 5 MB 2 24.2 dB 26.2 dB 15 dB 9.2 dB 11.2 dB 1.5 MB 4 20.2 dB 22 2 dB 22 dB 5.2 dB 7.2 dB 1 5 MB 8 16.0 dB 18.0 dB 28 dB 1 O dB 3.0 dB 1 5 MB 11 11.3 dB 13 3 dB 34 dB -3.7 dB -1.7 dB En la operación de televisión por cable del portador de sonido se permite 10 dB abajo del portador visual y proporcionará 5 dB de margen adicional. {47 CFR 76.605 (a) (5) } Receptores de Datos. La Figura 17a es una modificación del receptor de televisión convencional de la Figura 3 para incluir la capacidad de recuperación de los datos de la presente invención. Primero se considerarán los datos en la señal visual. La Derivación Direccional 1772 retira una porción de la energía de señal que fluye entre el mezclador 17.50 y el Amplificador de IF con Filtro Nyquist 1754 y la presenta a la entrada visual del bloque de Desmoduladores de Datos 17110 en la línea 1778. La otra entrada para el bloque de desmodulares de datos 17110 proviene de una derivación posterior al detector visual 1758 y anterior al Limitador 1764 en la línea 1776. Estas señales se desmodulan en el bloque de Desmoduladores de Datos 17110 y están presentes en la líneas 17112 y 17114 para el bloque de extractores de datos 17116 que extrae los datos y los presenta en las líneas de salida 17118. El contenido del bloque de Desmoduladores de Datos 17110 bloque de Extractores de Datos 17116 se describirán a continuación. La Figura 17b muestra una configuración alternativa del receptor que permite que el ecualizador de adaptación opcional 1756 opere en la señal visual de datos. El amplificador de IF 1754 de la Figura 17a se divide en dos partes. La primera parte 1754 no incluye el Filtro de Nyquist y de esa manera se puede conectar el acoplador direccional 1772 después del mismo de manera que los datos estén disponibles en la línea 1778a para conexión con el bloque de Desmoduladores de Datos 17110. Un acoplador direccional es un dispositivo para separar una porción de la energía de señal y proporcionarla en una salida de derivación hacia algunos circuitos mientras se proporciona el resto de la energía de la señal a los siguientes circuitos en la otra salida que se denomina una salida de cruce. El objetivo de un acoplador direccional es mantener la separación de la señal entre su entrada y su salida de manera que las señales fuertes no retroalimenten los circuitos que no están propuestos para recibirlos. Alternativamente, se puede usar más bien el acoplador direccional 1774 después de que la señal pasa a través del Ecualizador de Adaptación Opcional 1756 (La División del Amplificador de IF para estos fines no debe confundirse con la técnica de división de sonido descrita anteriormente como un método de diseño del receptor de televisión) . Esto tiene el beneficio de permitir que el ecualizador de adaptación opcional 1756 compense las deficiencias de trayectoria de trasmisión. La segunda parte del amplificador de IF 1754b incluye el Filtro de Nyquist del receptor .

Si el receptor implementa su fantasma cancelando en la banda base después de la detección, se puede emplear un cancelador de fantasmas separado para la señal de datos. Estas técnicas son bien conocidas por los expertos. Ver "Tutorial sobre Cancelación de Fantasmas en Sistemas de Televisión", W Ciciora, G Sgrignoli, y W. Thomas, Operaciones de IEEE Sobre Aparatos Electrónicos Para el Consumidor, Vol. CE-2, No.l febrero 1979 Páginas 9-44. La Figura 17c muestra los detalles del bloque de Desmoduladores de Datos 17110. El Filtro de paso de banda (FPB) 1780 restringe la energía para aquellas frecuencias que trasmiten los datos de la presente invención. Observe que el ancho de banda del FPB 1780 va ligeramente más allá de la región de banda lateral doble de 750 kHz de la señal de NTSC. Debido a esto, éste incluye parte del espectro visual que ocasionará alguna degradación de los datos recibidos. Esto no debe considerarse importante; sin embargo, si se desea, se pueden agregar técnicas de supresión similares a las utilizadas en otras partes de la presente invención. El diseño de filtro de paso de banda FPB 1780 es muy conocido por los expertos en la técnica y se puede implementar usando paquetes de software anteriormente nombrados . La señal del FPB 1780 entonces viaja en dos rutas. La primer ruta la lleva al Circuito de Bloqueo de Fase 1784. El Circuito de Bloqueo de Fase 1784 produce una onda de coseno estable de la misma frecuencia y fase que el portador visual . El circuito de bloqueo de fase 1784 se puede implementar con una gran ' iriedad de circuitos integrados o usando semiconductores discretos. Tan solo un ejemplo adecuado es el chip TLC3923 de Texas Instruments que sirve para este propósito cuando se opera de la manera propuesta por su fabricante. El desfasador 1786 varía la fase de la salida del Circuito de Bloqueo de Fase 1784 de manera en que éste esté en cuadratura con la ertadora visual y por lo mismo en fase con la señal de datos 0 visuales de la presente invención. El Variador de Fase 1786 se puede implementar con los minicircuitos PSCQ2-50 que se mencionaron anteriormente. La segunda ruta del FPB 1780 se dirige primero al Amplificador 1782 que proporciona la intensidad apropiada de la señal para impulsar al mezclador i '" de doble equilibrio 1784 donde la onda de coseno del Variador de Fase 1786 también está disponible. Los minicircuitos SRA_1 se pueden obtener comercialmente y son un mezclador adecuado para este propósito. Debido a que la fase de la salida del circuito de bloqueo de fase 1784 fue ajustada por el variador 0 de Fase 1786 para que estuviera en fase con la señal de datos en cuadratura, el Mezclador 1788 puede recuperar esa señal. La salida del Mezclador 1788 es, en el caso general, una señal multinivel. Éste se alimenta simultáneamente a un circuito de recuperación de reloj 1792v que recupera la 5 información del tiempo de la señal multinivel. El circuito de Recuperación de Reloj 1792v se puede implementar en muchas maneras. Tan solo un ejemplo es el circuito integrado de recuperación de reloj Elonics EL2019. La señal de reloj gradúa el Circuito Amplificador de Impulsos de Nivel 1794v y el convertidor de datos paralelos a datos en Serie P/S 1796v. El Circuito de Amplificación de Impulsos de Nivel 1794v determina cuándo se exceden los valores del umbral por la señal multinivel del Mezclador 1788 y por lo mismo qué valores lógicos se estiman que van a ser recibidos. Cuando más de dos niveles se codifican simultáneamente, más de un bit lógico se envía simultáneamente. El convertidor de datos Paralelos a datos en Serie P/S 1976v coloca los datos en forma de serie para presentarlos al usuario en la terminal 1798v. Alternativamente, los datos se presentan para multiplexor / Desmultiplexor de Datos 17106. A continuación se comentará en detalle acerca del multiplexor / Desmultiplexor de Datos 17106. A continuación se considerarán los datos del portador de sonido. Como se comentó anteriormente en conexión con la Figura 16, los datos se deben accesar antes de pasar a través del Limitador 1764 que elimina las variaciones de amplitud. La señal entonces se pasa al Filtro de Datos 17100 y finalmente al Detector de Datos de AM 17102. La FIGURA 16a y la FIGURA 16b discutieron dos formas posibles para el filtro de datos 17100. Además, se describió en la FIGURA 16c una i ercera configuración. Si la configuración se implementa, el Detector de AM 17102 se coloca adelante del Filtro de Datos 17100 y el Filtro de Datos 17100 se lleva a cabo usando las técnicas para filtro digital . El Circuito de Recuperación de Reloj 1792a sirve para la misma función y se puede implementar de la misma forma que el Circuito de Recuperación de Reloj 1792v. El Circuito de Amplificación de Impulsos de Nivel 1794a sirve de la misma forma y se puede implementar de la misma manera que el Circuito de Implementación de Impulsos de Nivel 1794v. El convertidor de datos paralelos a datos en Serie P/S 1796a tiene la misma función y se puede implementar de la misma manera que el convertidor de datos paralelos a datos en Serie P/S 1796b. El convertidor de datos paralelos a datos en Serie P/S 1796a coloca los datos en forma de serie para que sean presentados al usuario en la terminal 1798a alternativamente, los datos se presentan al Multiplexor / Desmultiplexor de Datos 17106. El Multiplexor / Desmultiplexor de Datos 17106 es opcional y se puede usar para ensamblar datos del subportador de sonido y el portador visual en un flujo de datos mayor. Será evidente para los expertos en estas técnicas que los otros métodos de trasmisión de datos en señales analógicas también se pueden usar junto con estas invenciones. De ese modo, aunque no aparece la FIGURA 17a, los datos trasportados en el intervalo de supresión de línea, en los sistemas ideados por otros tales como Digideck y WavePhore, y en otros subcanales se pueden combinar sin otra invención para proporcionar una mayor capacidad de datos. De manera inversa, los datos trasmitidos en el canal de sonido y los datos trasmitidos en los canales visuales se pueden subdividir en flujos de datos de capacidad inferior para fines que no demandan la capacidad total de estos canales. Estas técnicas de multiplexión y desmultiplexión son comúnmente usadas y entendidas en estas técnicas y no requieren de mayor explicación. Si los datos en la trayectoria visual y los datos en la trayectoria de sonido están sincrónicamente cronometrados, solamente uno de los Circuitos de Recuperación de Reloj 1792b ó 1792a es necesario. Cualquier elección es válida. En ese caso, la conexión 17104 proporciona la señal de reloj a la trayectoria que no tiene su propio bloque de recuperación de reloj . Es posible operar dos o más canales de televisión con los datos de la presente invención y combinar su salidas con los bloques de multiplexor / desmultiplexor de datos tal como 17106. La FIGURA 17d muestra un circuito de desmodulación mejorado para la trayectoria visual de la presente invención. El Filtro de Paso de Banda 1780 se evita debido a que su potencial perturba la fase de la señal de datos y contribuye a los errores de desmodulación. En cambio, parte de la salida del Amplificador 1782 en la línea 17124 alimenta al Mezclador 17122 cuya otra entrada viene en línea 17120 de la salida sin desfasamiento del Circuito de Bloqueo de Fase 1784. Así la salida del Mezclador 17122 en la línea 17126 es la señal visual de banda base detectada sincrónicamente. El Filtro de Paso Alto 17128 retira agresivamente la porción del video que se encuentra en la misma banda que la señal de datos. La señal restante es la que interferiría con la detección de los datos. Es trasmitida en la línea 17130 para la centrada de sustracción del Combinador 17132. La otra entrada al Combinador 17132 proviene del Mezclador 1788 en la línea 17134. La señal de los datos con la señal visual de interferencia retirada está presente en la línea 17112 para el Bloque del Extractor de Datos 17116 de la Figura 17c. La Figura 17e es una implementación del receptor de datos que está separado de un receptor de televisión. La señal es visual y de sonido no se detectan ni usan para sus fines normales. La FIGURA 17e será reconocida como la FIGURA 17b con los siguientes elementos suprimidos: Reproductor de Sonido 1770, Amplificador de Audio 1768, Detector de FM 1766, Limitador 1764, Procesador de Imágenes 1760 y Dispositivo de Despliegue de Imágenes 1762. El Detector 1758 sobrevive de manera condensada. Su única función es servir como un dispositivo o no lineal para llevar al subportador de sonido que contiene los datos AM abajo a las frecuencias de banda base para trasmisión en las líneas 1773 para los Desmoduladores de Datos en 17110. Dicho dispositivo se puede construir en una caja alta mucho más pequeña y más barata u otro gabinete pequeño ya que no tiene los dispositivos de producción de imágenes y sonido ni sus componentes costosos y de consumo de potencia. Códigos Multinivel No Binarios. Cuando el ruido, la distorsión y la interferencia de la trayectoria de trasmisión soporta solamente dos niveles de señalización, se requiere un umbral para determinar si la representación analógica de la señal binaria intenta trasmitir una lógica "1" o una lógica "0" . Las señales binarias se trasmiten en sucesión y agrupadas juntas para agrupar palabras binarias. Tradicionalmente, 8 bits se denominan un bit . Ocasionalmente 4 bits se denominan un nibble. El número de bits que forman una ""palabra binaria" depende del diseño del equipo que procesa los datos. Cuando los datos son trasmitidos, normalmente se organizan en bits. La FIGURA 18a muestra el código binario familiar de dos niveles considerado hasta este punto. El orden de los bits se define para avanzar desde el bit menos importante (BMI) al bit más importante (BMI) y la ubicación en el flujo se asigna un valor o peso. Los pesos en el sistema binario son los siguientes: El sistema decimal familiar también se conoce por igual . BIM 2° = 1 10° = 1 21 101 = 10 22 = 4 102 = 100 23 = 103 = 1, 000 24 = 16 104 = 10,000 25 = 32 105 = 100, 000 26 = 64 106 = 1,000,000 BIM 27 = 128 107 = 10,000,000 De manera que en el sistema binario un bit que consiste de todos los 1 tendría el valor de: 11111111 = 12 8 + 64 + 32 + 16 + 8 + 4 + 2 + 1 = 255 y en el sistema decimal familiar, una cadena de ocho 1 valdría: 11, 111, 111 = 10, 000, 000+1, 000,000+100,000+10, 000+1, 000+100+10+1=11,111,111 El sistema binario solamente tiene dos símbolos: 0 y 1 mientras que el sistema decimal tiene 10 símbolos de 0 , 1, 2. 3, 4, 5, 6, 7, 8, y 9. Cuando la ruta de trasmisión puede soportar más de dos niveles, se acostumbra a intentar el uso de niveles que tienen una potencia de dos y se consideran bits múltiples que pueden trasmitirse simultáneamente. Así que por ejemplo, sí se pueden trasmitir cuatro niveles, ellos pueden definir dos bits simultáneamente: Nivel 1 representa 00 Nivel 2 representa 01 Nivel 3 representa 10 Nivel 4 representa 11 Y de manera similar, si la ruta de trasmisión puede soportar 8 niveles, los ocho niveles pueden definir tres bits imultáneamente . Nivel 1 representa 000 Nivel 2 representa 001 Nivel 3 representa 010 Nivel 4 representa 011 Nivel 5 representa 100 Nivel 6 representa 101 Nivel 7 representa 110 Nivel 8 representa 111 Si la ruta de trasmisión puede soportar diez niveles, es posible hacer algo bastante diferente. Los niveles pueden representar directamente el sistema decimal: Nivel 1 representa 1 Nivel 2 representa 2 Nivel 3 representa 3 Nivel 4 representa 4 Nivel 5 representa 5 Nivel 6 representa 6 Nivel 7 representa 7 Nivel 8 representa 8 Nivel 9 representa 9 Nivel 10 representa 0 Sin embargo, debido a que es muy probable que los circuitos lógicos en ambos extremos de la ruta de transmisión se construyan con elementos lógicos binarios, una conversión de binaria a decimal será necesaria en el extremo de envío y una conversión de nuevo a binaria será necesaria en el extremo receptor. Esto se puede llevar a cabo usando los principios de diseño lógico encontrados en los textos de escuela primaria sobre diseño lógico tales como "Fundamentos del Diseño del Sistema Digital" por V. Thomas Rhyne, Prentice may, 1973 ISBN 0-13 -336156-X o "Introducción a la Teoría de Conmutación y Diseño Lótigo" F. J. Hill and G. R. Peterson, John Wiley & Sons, 1968, SBN 471 39880 X y muchos otros y familiares a los expertos en estas técnicas. De manera similar, si el ruido, distorsión e interferencia de la ruta de transmisión soporta más de dos niveles de señalamiento, pero no casi cuatro, entonces tres niveles se pueden emplear. Las tablas de la FIGURA 18a muestran cómo proceder. El Código de Dos Niveles familiar se muestra en el lado izquierdo para la transmisión de cuatro bits con el MSB a la izquierda y el LSB a la derecha. En la parte superior de las columnas, se indica el "peso" de cada posición. La columna "Suma" se forma tomando el contenido de cada una de las columnas y multiplicándolo por el peso de la columna y totalizando los valores para la fila. El código de nivel tres llena el centro y las columnas de la derecha y se crea de la misma manera. En el presente, en lugar de los dos símbolos del caso binario, se utilizan tres: a, b y c. Los "pesos" de las columnas son las potencias de tres: LSB 3° = 1 31 = 3 32 = 9 MSB 33 = 27 Los tres símbolos tienen valores multiplicativos de a = 0, b = l, c = 3. Y de esa manera, tomando algunas filas representativas: aaaa = 0000 = 0 x 27 + 0 x 9 + 0 x 3 + 0 x 1 = 0 bbbb = 1111 = l x 27 + 1 x 9 + 1 x 3 + 1 x 1 = 40 cccc = 2222 = 2 x 27 + 2 x 9 + 2 x 3 + 2 x 1 = 80 dddd = 2100 = 2 x 27 + 1 x 9 + 0 x 3 + 0 x 1 = 63 Sin embargo, debido a que es más probable que los circuitos lógicos en ambos extremos de la ruta de transmisión se construyan con elementos lógicos binarios, será necesaria una conversión del código binario al código de tres niveles en el extremo de envío y una conversión de nuevo a binario se ¡requerirá en el extremo receptor. Esto se puede realizar usando los principios de diseño lógico encontrados en textos elementales de colegio en el diseño lógico como se cita anteriormente y es familiar para los expertos en estas técnicas. El rango de los valores que se puede transmitir en cuatro períodos de tiempo con tres niveles varía de 0 a 80. De manera similar, si la distorsión de ruido e interferencia de la ruta de transmisión soporta más de tres niveles de señalamiento, pero no casi cinco, entonces se pueden emplear cuatro niveles. Cuatro niveles casi siempre se consideran ser la transmisión de dos bits simultáneamente. De ese modo, cuatro períodos de tiempo se requieren para transmitir los ocho bits de un bit en lugar de los períodos de ocho tiempos cuando los códigos binarios se usan. El margen de valores que se puede transmitir con ocho bits binarios varía de 0 a 255. También es posible considerar los cuatro niveles para representar cuatro símbolos diferentes en la manera en que procedimos con el caso de los tres símbolos. Las tablas de la FIGURA 18b muestran cómo proceder. En la parte superior de las columnas, se indica el "peso" de cada posición. La columna "Suma" se forma tomando el contenido de cada una de las columnas y multiplicándolo por el peso de esa columna y totalizando los valores para la hilera. En el presente, en lugar de los dos símbolos del caso binario, se utilizan cuatro: a, b, c y d. Los "pesos" de las columnas son la potencias de cuatro: LSB 4° = 1 41 = 4 42 = 16 MSB 43 = 64 Los cuatro símbolos tienen valores multiplicativos de a=0, b=l, c=2 y d=3. Y de ese modo, tomando algunas hileras representativas : aaaa = 0000 = 0 x 64 + 0 x 16 + 0 x 4 + 0 x 1 = 0 bbbb = 1111 = l x 64 + l x 16 + 1 x 4 + 1 x 1 = 85 cccc = 2222 = 2 x 64 + 2 x 16 + 2 x 4 + 2 x 1 = 170 dddd = 2100 = 3 x 64 + 2 x 16 + 1 x 4 + 0 x 1 = 228 deba = 3210 0 = 3 x 64 + 2 x 16 + 1 x 4 + 0 x 1 = 228 Sin embargo, debido a que es más probable que los circuitos lógicos en ambos extremos de la transmisión se construyan con elementos lógicos binarios, se requerirá una conversión de binario a cuatro niveles en el extremo de envío y una conversión de nuevo a binario se requerirá en el extremo receptor. Esto se puede llevar a cabo usando los principios de diseño lógicos descubiertos en los textos elementales del colegio sobre diseño lógico como se comenta anteriormente y que son familiares para los expertos en estas técnicas. El margen de valores que se puede transmitir en períodos de cuatro tiempos con cuatro niveles varía de 0 a í55. Éste es el mismo margen de valores obtenido cuando se considera que los cuatro niveles representan dos bits binarios simultáneos. De manera similar, si la distorsión de ruido y la interferencia de la ruta de transmisión soporta más de cuatro niveles de señalamiento, pero no casi seis, entonces se pueden emplear cinco niveles. Las tablas de la Figura 18c muestran cómo proceder. En la parte superior de las columnas, se indica el "peso" de cada posición. La columna "Suma" se 0 forma tomando el contenido de cada una de las columnas multiplicándolo por el peso de esa columna y totalizando los valores para la hilera. En el presente, en lugar de los dos símbolos del caso binario, se utilizan cinco: a, b, c, d y e. Los "pesos" de la columna son las potencias de cinco: 5 LSB 5° = 1 51 = 5 52 = 25 MSB 53 = 125 Los cinco símbolos tienen valores multiplicativos de 0 a=0, b=l, c=2, d=3 y 3=4. Y de ese modo, tomando algunas hileras representativas: aaaa = 0000 = 0 x 125 + 0 x 25 + 0 x 5 + 0 x 1 = 0 bbbb = 1111 = 1 x 125 + l x 25 + 1 x 5 + 1 x 1 = 156 cccc = 2222 = 2 x 125 + 2 x 25 + 2 x 5 + 2 x 1 = 312 b dddd = 2100 = 3 x 125 + 3 x 25 + 3 x 5 + 3 x 1 = 468 edcb = 4321 = 4 x 125 + 3 x 125 + 2 x 5 + 1 x 1 = 586 Sin embargo, debido a que es más probable que los circuitos lógicos en ambos extremos de la ruta de transmisión se construyan con elementos lógicos binarios, se requerirá una conversión de binario a código de cinco niveles en el extremo de envío y una conversión de regreso a binario se requerirá en el extremo receptor. Esto se puede llevar a cabo usando los principios de diseño lógico encontrados en los textos elementales de colegio sobre diseño lógico como se comenta anteriormente y es familiar a los expertos en estas técnicas. El margen de los valores que se puede transmitir en períodos de cuatro tiempos con cinco niveles varía de 0 a 624. Señales de Datos de Intervalo Vertical Multinivel La presente invención proporciona aparatos, sistemas y métodos para extender la capacidad completa del Intervalo de Supresión de Línea (VBI) y mediante la inclusión de múltiples niveles de señal de más de dos niveles (El término "multinivel" significa en este documento más de un nivel e incluye una señal de dos niveles, así como la señal con más de dos niveles . En una manera de otro modo nominalmente consistente con el Teletexto y la práctica de VBI actuales. La aplicación de las señales de Teletexto dentro del alcance de la técnica actual coloca uno lógico y un cero lógico en niveles que igualan a 0 IRÉ y 80 IRÉ respectivamente.

Bajo condiciones de recepción normal de televisión la relación de señal de video para ruido generalmente es superior a 36 dB . Bajo estas circunstancias se puede construir y operar circuitos que permitan la discriminación entre múltiples niveles de tensión. Estos niveles se pueden usar para generar estados adicionales de datos que multiplican la velocidad de los datos efectivos de los de un sistema de dos estados. Si, como un ejemplo, se usaron ocho estados, la velocidad de los datos equivalentes se triplicaría. El estado anterior de la técnica no utilizó la señalización multinivel de más de dos niveles en el VBI a pesar de las quejas comunes con relación al tiempo de acceso en exceso. Las inquietudes sobre los reflejos de múltiples trayectorias (fantasmas) han conuribuido a esta deficiencia en sistemas de técnica anterior. Los márgenes de señal inferior entre los estados producirían un sistema que fuera más susceptible a la interferencia intersímbolos de los fantasmas. El estado actual de la técnica en receptores de televisión incluye circuitos de cancelación de fantasmas, algunos diseños con base en las señales de referencia de cancelación de fantasmas (GCR) . Estas técnicas mitigan el Impacto de los fantasmas en la recepción de televisión. Los sistemas de televisión por cable generalmente se operan en tal forma que están materialmente libres de fantasmas. En ambos ejemplos anteriores, existe suficiente margen de rendimiento para permitir la adopción satisfactoria de datos multinivel de más de dos estados y por lo mismo el aumento de rendimiento de datos sobre un sistema de dos niveles. Mientras la colocación de señales en cuadratura con la portadora visual requiere atención para evitar interferencia con la imagen de la televisión, dicho problema no existe en el VBI debido a que su sincronización es tal que ninguna imagen está presente durante la ocurrencia de esto. De ese modo, por lo menos se puede esperar que el doble del número de niveles de señal en señalización VBI se puede usar en los métodos de cuadratura de la presente invención. Como se comentó anteriormente, las señales de Teletexto de corriente transmiten treinta y dos palabras de ocho bits en cada línea de VBI asignada o 7,680 b/s por línea VBI en cada campo. Aunque hay veintiún líneas en el VBI, se requieren nueve para la señal de sincronización vertical y una ser reserva por el FCC para la señal de Closed Captioning. Esto deja once línea cada décima sexta parte de un segundo o una velocidad de bits de 168,960 b/s. Si la señalización del nivel ocho se emplea, esto triplica a 506,880 b/s. Se apreciará que debido a que el sistema de televisión digital usa modulación 8-VSB y 16-VSB, no es irracional considerar el mayor número de niveles como 16. Esto transmitiría cuatro bits simultáneos o 675,840 b/s.

Si en lugar de solamente el VBI, todas las líneas de la señal se pudieran asignar con este fin, no se necesitaría el Closed Captioning y solamente dieciocho de las 525 líneas estarían no disponibles. Las 507 líneas que se presentan treinta veces en un segundo con treinta y dos palabras de dicho bit rendirían a una velocidad de 3.89 Mb/s. Si ocho niveles de señalización se usan, se transmiten simultáneamente tres bis y la velocidad de señalización aumenta a 11.68 Mb/s. Si, como se comentó antes, se usa señalización de dieciséis niveles, cuatro bits simultáneos se transmiten para una velocidad de bits de 15.59 Mb/s. Aunque el primer objetivo de la presente invención es la adición compatible de datos para señales de televisión de NTSC, se apreciará que los métodos de datos visuales y datos de sonidos de la invención presente son compatibles con un enfoque de teletexto de campo completo y que utiliza señalización de dos niveles o niveles múltiples. Se apreciará que la discusión anterior sobre señalización multinivel no binaria también aplica a las aplicaciones de VBI y Teletexto. Cuando el ruido, distorsión e interferencia de la ruta de transmisión soporta más de dos niveles de señalización pero no cuatro, se puede emplear señalización de tres niveles. De forma similar, si el ruido, la distorsión, interferencia de la ruta de transmisión soporta más de cuatro niveles de señalización pero no ocho, entonces se puede usar cinco, seis o siete niveles. El conjunto de circuitos para implementar estos enfoques es una combinación de recuperación de reloj de descodificador de Teletexto estándar y un circuito de amplificación de impulsos de nivel mejorado que puede discriminar el número de niveles elegidos. El circuito de amplificación de impulsos de nivel es el mismo que se encuentra en la FIGURA 17 de la presente invención. Inmunidad de Datos Diferenciales La FIGURA 19a muestra la manera como un convertidor de señal Digital a señal Analógica puede incrementarse. Existe una variedad de métodos para llevar a cabo esta función y una plétora de circuitos integrados comercialmente disponibles que se pueden utilizar para este propósito. La FIGURA 19a ilustra una implementación de un sistema de dos bits y sí es para fines ilustrativos exclusivamente sin limitar las elecciones de la implementación real. La entrada de datos de LSB D 1902 y la entrada de datos de LSB D2 1904 resulta en un voltaje de salida V0 1908 del convertidor D / A 1906. Un método común de implementación familiar para los expertos en estas técnicas incluye el uso de fuentes de alimentación controlada de magnitud desigual que alimentan un resistor. La fuente de corriente de LSB IDi 1910 tiene el doble de intensidad que la fuente de alimentación de LSB ID2 1920. Las fuentes de alimentación suministran el resistor de salida R0 1922 produciendo voltaje de salida V0 1924. Si, por ejemplo, la corriente ID2 1920 es de un amperio y resistor R0 1922 es de un ohmio, entonces el voltaje de salida V0 1908 será de un voltio para cada unidad de corriente de la fuente de alimentación ID2 1920 y dos voltios para casa unidad de corriente de la fuente de alimentación ID1 1910 como se muestra a continuación: DI D2 MSB LSB V0 apagado apagado 0 0 Ov apagado encendido 0 1 lv encendido apagado 1 0 2v encendido encendido 1 1 3v Si la entrada de datos de MSB Di 1902 y la entrada de datos LSB D2 1904 atraviesan la secuencia 00, 01, 10, 11 entonces los pasos de voltaje mostrados en la FIGURA 19a como 19126, 1928, 1930 y 1932 darán resultado. Si los umbrales de voltaje Vthi 1934, Vth2 1936 y Vth3 1938 están ajustados en 0.5 voltios, 1.5 voltios respectivamente, entonces un receptor podrá tener capacidad para determinar qué datos se enviaron mediante los métodos que se muestran en la FIGURA 19b. El lado izquierdo de la FIGURA 19b muestra una implementación de un circuito de amplificación de impulsos usando una técnica de amplificador diferencial familiar para los expertos en la técnica. Existe una amplia variedad de métodos para llevar a cabo esta función y una plétora de circuitos integrados comercialmente disponibles que se pueden usar para este fin. La FIGURA 19b ilustra una implementación y tiene exclusivamente fines ilustrativos sin limitar las selecciones de la implementación real. Cuando el voltaje de entrada Vin 1940 en el transistor izquierdo 1942 es menor que el. voltaje de umbral Tt 1944 en el transistor derecho 1946, el transistor izquierdo 1942 está apagado y el transistor derecho 1946 está encendido ocasionando que la corriente fluya en el resistor de carga R 1948 haciendo caer el voltaje de salida Vout 1950 a su valor más bajo. Cuando el voltaje de entrada Vj.n 1940 en el transistor izquierdo 1942 es mayor que el voltaje de umbral Vth 1944 en el transistor derecho 1946, el transistor izquierdo 1942 está encendido y el transistor derecho 1946 está apagado ocasionando esencialmente que no fluya ninguna corriente en el resistor de carga R 1948 permitiendo el voltaje de salida Vout 1950 que se eleve a su valor más alto. De esta manera, el amplificador diferencial se debe usar como un circuito de amplificación de impulsos para determinar si un voltaje de entrada es superior o inferior a un voltaje de umbral. El lado derecho de la FIGURA 19b configura tres circuitos amplificadores de impulsos 1952, 1954 y 1956 del tipo mostrado en el lado izquierdo de la FIGURA 19b para determinar si el voltaje de entrada Vin 1940 supera el voltaje de umbral Vthl 1958, el voltaje de umbral Vth 1960, o el voltaje de umbral Vth3 1962 formado por una escala de resistores que consiste en los resistores Rl 1964, R2 1966, R3 1968 y R4 1970. Si los umbrales de voltaje Vth? 1934 y 1958, Vrh2 1036 y 1960, y Vth3 1038 y 1962 están ajustados en 0.5 voltios, 1.5 voltios y 2.5 voltios respectivamente, entonces la salida de los tres circuitos de amplificación de impulsos de nivel 1952, 1954 y 1956 son los siguientes: Entradas lógicas MSB, LSB 00 01 10 11 Voltaje de Entrada Ov lv 2v 3v Circuito de Amplificación de Impulsos #1 L H H H Circuito de Amplificación de Impulsos #2 L L H H Circuito de Amplificación de Impulsos #3 L L L H La "L" en la tabla anterior indica un voltaje inferior o un 0 lógico mientras que la "H" indica un voltaje superior o una lógica 1. Se puede observar que el Circuito de Amplificación de Impulsos #2 1954 indica directamente el valor del MSB. El LSB es uno lógico cuando el Circuito de Amplificación de Impulsos #3 1956 tiene una salida alta o cuando la combinación del Circuito de Amplificación de Impulsos #1 1952 tiene una salida alta y el Circuito de Amplificación de Impulsos #2 1954 tiene una salida baja. Esta lógica se entiende en el Bloque Lógico 1972 con el Invertidor lógico 1974, la Compuerta Y 1976, y La Compuerta 0 1978.

Se puede ver en la FIGURA 19a que si el voltaje de salida V0 1924 encuentra más de un voltio de ruido, distorsión o interferencia de punto máximo a punto máximo (con d.c. cero), no es posible que recupere de manera precisa los niveles transmitidos. Siempre que el ruido, distorsión o interferencia de punto máximo al punto máximo (con c.c. cero) permanezca muy debajo de un voltio, la recuperación de precisión de los datos trasmitidos se presentará. La FIGURA 19c describe el uso de los pasos desiguales en la codificación de datos para proporcionar inmunidad a ruido diferencial e inmunidad diferencial para distorsión e interferencia para las dos señales de datos. En la FIGURA 19c, la fuente de alimentación de MSB IDi ha sido elegida para fines ilustrativos y no como una limitación de ser tres veces la intensidad de la fuente de alimentación de LSB ID2. Esto ocasiona que el elevador de pasos central sea el doble de grande que los otros dos elevadores de pasos y proporcione a MSB el doble de inmunidad contra el ruido que LSB. Los voltajes del umbral se ajustan como se indica y el MSB trasmite más datos importantes que LSB. MSB sigue estando recuperable después de que el ruido, la distorsión o la interferencia ocasiona que LSB sea irrecuperable. El diferencial en inmunidad se puede seleccionar como cualquier valor apropiado para la aplicación especifica.

Se apreciará que el principio de inmunidad de datos de diferenciales se puede aplicar a más de tan solo 4 niveles sin otra invención o investigación. El ejemplo de los cuatros niveles se presenta en este documento para sencillez de ilustración más que como limitación. Receptores de TV Futuros. Los Futuros receptores de televisión pueden aprovechar la disponibilidad de la señal de supresión para ajustar la señal de supresión para su estructura particular. Por ejemplo, un receptor completamente síncrono no necesitaría la señal de supresión y en realidad sufriría muy poca cantidad de su imposición. Debido a que el rendimiento inherente del detector completamente síncrono se encuentra en un nivel alto inicial, la ligera contribución de la señal de supresión en una manera adversa para esta clase de detector no es consecuencial . Con referencia a la FIGURA 9a, 9b, y 9c, los datos que se usan en el ROM / RAM 9113 del trasmisor pueden estar disponibles para el receptor en el flujo de datos digitales. En el receptor, estos pueden convertirse a una forma de onda analógica, correctamente sincronizada, modulada en una frecuencia de IF apropiada y sustraída de la señal recibida. Si el detector del receptor no necesita supresión, la señal se restaura a su condición original . Si el detector del receptor requiere una clase diferente de supresión, esta se puede originar localmente dentro del receptor correctamente sincronizado, modulado en una frecuencia de IF apropiada y agregarse a la señal antes de la detección de imágenes. Estos mismos procesos se pueden implementar en la banda base, pero con mayor complejidad. Es posible transmitir los datos para diversas variedades de la señal de supresión y permitir al receptor utilizar la más adecuada para su diseño. Es posible para el receptor modificar los datos recibidos para adaptar de una manera más precisa su diseño. Podría ser posible proporcionar un control en el receptor, de manera más probable operado desde un menú en la pantalla, para permitir a un observador (o técnico de servicio) seleccionar a partir de procedimientos de supresión múltiples almacenados en ROM y/o RAM en el receptor para encontrar el más adecuado para las necesidades y gustos del propietario del receptor. Como los datos de supresión pueden descargarse, se pueden suministrar versiones modificadas desde un instrumento que ya sea utilice un conector especial o module la señal hacia una señal RF que se transmite al receptor a través de sus terminales de antena. Procesor Heterodino Es conveniente poder añadir por lo menos algunas de las señales de datos de la presente invención a una señal modulada sin desmodularla primero. La FIGURA 20 muestra el aparato, los sistemas y los métodos para realizar esto. Un Oscilador Local 2002 a una frecuencia apropiada suministra a la Mezcladora 2004 una de sus entradas. La otra entrada a la Mezcladora 2004 es una señal de televisión modulada. La salida de la Mezcladora 2004 es a una frecuencia IF. La señal se transmite a un Amplificador Visual IF 2010 que pasa y amplifica únicamente la porción visual de la señal. Antes de llegar al Amplificador Visual IF 2010, el Acoplador Direccional 2008 separa una porción de la señal y la transmite al Amplificador Sonoro IF 2012 que pasa y amplifica únicamente la porción sonora de la señal . Inmediatamente después de la Mezcladora 2004, el Acoplador Direccional 2008 separa una porción de la señal y la transmite al Circuito de Bloqueo de Fase (PLL) 2014 que proporciona un portador de salida desmodulado en el conductor 2016 que se bloquea en la fase y la frecuencia al portador visual. La salida de PLL 2014 cambia por fases por medio de una cantidad adecuada en el Variador de Fases 2018 de tal forma que el portador de datos suprimido opcionalmente esté en cuadratura con el portador visual. Esto es similar a 525 de la FIGURA 5A (o cualesquiera de las otras implementaciones del Codificador de Datos de la presente invención) . La salida del Codificador de Datos 20525 se suministra al Combinador 2020. La salida del Codificador de Datos 20525 también se suministra opcionalmente al Generador de la Señal de Supresión 20995 similar al Generador de la Señal de Supresión de la FIGURA 9b (o cualquier otra de las implementaciones de los generadores de la señala de supresión de la presente invención) que genera una señal de supresión de la banda base apropiada. Si se utilizan los métodos de la FIGURA 13 para generar la señal de supresión, el Generador de la Señal de Supresión Opcional 20995 también requerirá una entrada del Amplificador Visual IF 2010 y el Circuito de Bloqueo de Fase 2014. La salida del Generador de la Señal de Supresión Opcional 20995 se suministra al Modulador AM 2022, cuya otra entrada proviene de PLL 2014. La salida del Modulador AM 2022 también llega al Combinador 2020. La salida combinada del Combinador 2020 es una señal de televisión visual con datos de cuadratura y señales de supresión opcionales. Puede apreciarse que los métodos de la FIGURA 4 y la FIGURA 6 también podrían emplearse par agregar datos de la señal visual . Utilizando los métodos de la FIGURA 15 y la FIGURA 16, los datos del portador sonoro se procesan en el Generador de Datos Sonoros 2024 y se modulan hacia el portador sonoro en el Modulador de Datos Sonoro 2026. La salida del Modulador de Datos Sonoros 2026 se combina con la señal visual en el Combinador 2028. La Mezcladora 2030 es suministrada con la salida del Oscilador Local 2002 y heterodina la salida de la señal combinada del Combinador 2028 de regreso a la frecuencia original. El Filtro de Paso de Banda (BPF) 2032 restringe la señal a su banda de frecuencia asignada y el amplificador 2034 la lleva a la resistencia adecuada para los propósitos destinados. Puede apreciarse que la traslación de la frecuencia subsecuente puede aplicarse a través de la implementación mostrada en la FIGURA 20 con el fin de colocar la señal NTSC codificada con los datos conforme a lo estipulado en la presente invención en una frecuencia diferente . Escalabilidad Un aspecto importante de la presente invención es su escalabilidad para adaptar las diferentes condiciones de la vía de transmisión, así como diversos requerimientos de la velocidad de los datos de aplicación y restricciones económicas. La escalabilidad proviene de dos factores. En primer lugar, existe la capacidad de utilizar tres diferentes vías para la transmisión de datos: el portador visual, el portador sonoro y el VIB. En segundo lugar, cada una de las vías puede emplear niveles de señal múltiples que van de dos niveles binarios a múltiples niveles en potencias de dos e incluso a múltiples niveles que no son potencias de dos. Estos diversos recursos pueden multiplexarse en vías de capacidad de datos mayores o desmultiplexarse en varias vías de escala más pequeña. Los recursos de los canales múltiples de 6 MHz y las señales de FM pueden multiplexarse para incluso velocidades de datos mayores.

Algunas de las vías de datos de la presente invención serán más resistentes que otras. Algunas de las vías de datos de la presente invención serán más costosas en su implementación que otras. La amplia gama de capacidades y escalabilidad se adaptan a diversas necesidades del mercado. Podrá apreciarse que los diferentes recursos de transmisión de la señal de la presente invención forman un conjunto de componentes que forman un todo útil proporcionando mejoras sustanciales en la utilización del espectro en comparación con la técnica anterior, y al mismo tiempo no inhiben materialmente el equipo existente en los servicios esperados por sus propietarios. Directorio La infraestructura de las comunicaciones cada vez es más compleja. En el caso de la adición de la transmisión estereofónica a una radiodifusión, una luz indicadora aparecía por lo general en los receptores para indicar que la señal estaba presente. Con señales no relacionadas directamente con el material de programación como por ejemplo algunas de las proyectadas por el aparato, sistemas, y métodos de la presente invención, sería útil y conveniente estudiar los recursos de un canal y a un plazo más largo, todos los canales, dentro del rango de un receptor fuera del aire o suministrado en un sistema de entrega de televisión por cable o similar.

En algunos casos, podemos imaginarnos que puede estar disponible más de una vía para un receptor, cada una de las cuales lleva el mismo material del programa. En estos casos, sería útil identificar esta redundancia y calificar la disponibilidad de cada una de las vías, garantizando de esta manera la identificación de la señal más confiable. Como las señales de televisión con frecuencia se transmiten a través de repetidoras o secciones de amplificadoras de televisión de cable u otras instalaciones donde son repetidas en frecuencia, intercambiadas entre proveedores de contenido múltiple, y alteradas de otra forma, sería conveniente y útil identificar qué recursos dentro de la señal están siendo explotados en cualquier momento dado, con el fin de permitir al operador en curso de la señal decidir qué señales podrían agregarse, eliminarse o pasar sin modificaciones . Este conjunto de información deberá transmitirse junto con el total de servicios y deberá estar disponible fácilmente de tal forma que los operadores de / o receptores de estos servicios puedan determinar de manera conveniente qué recursos se están utilizando. Por lo menos una implementación de este sistema de directorio es el uso de un código similar a un teletexto en una línea VBI, por ejemplo, la línea 20. Este código podría implementarse como binario o de nivel múltiple. Un conjunto de palabras de datos agregados progresivamente podría insertarse para permitir a las personas que operan en la señal dejar sus identificaciones en ésta. El directorio puede incluir opcionalmente información que defina la fuente de varios datos, el propósito de los datos, la estructura de los datos y su ubicación. La última pieza de información es importante porque los datos pueden ser un subconjunto de una de las vías de datos o puede ser una combinación de vías múltiples en un canal de 6 MHz o incluso canales de 6 MHz múltiples extendidos. Los datos de la ubicación proporcionan las instrucciones necesarias para que el desmultiplexador o multiplexador local encuentren y separen los flujos de datos deseados. Existen protocolos múltiples para comunicar los datos del directorio que son perfectamente conocidos para las personas capacitadas en esta técnica. Los textos que cubren estas técnicas incluyen: "Computer Networks" ("Redes de Cómputo") por A. Tanenbaum, Prentice Hill, 1996, ISBN 0-1-349945-6. "Data Network Design" ("Diseño de Redes de Datos"), por D. L. Spohn, McGraw Hill, 1993, ISBN 0-07-06-360-X, y "Network Security" ("Seguridad de Redes") por C Kaufman, R Perlman y M Speciner, Prentice Hall, 1995, ISBN 0-13-061466-1. Muchos de los protocolos descritos en éstos y otros textos son igualmente adecuados para transmitir la información del directorio.

Los receptores de entretenimiento se apagan varias horas del día. Durante este tiempo, el equipo de recepción y procesamiento de señales estaría programado para rastrear los canales que están disponibles y registrar en la memoria no volátil los resultados de este estudio. Estos circuitos consumen una cantidad insignificante de energía y podrían operar continuamente, investigando de manera constante los recursos de datos disponibles. Cuando el receptor se enciende, aparece un inventario actualizado de servicios auxiliares disponibles en todos los canales. El receptor también podría configurarse para permitir una actualización inmediata de los recursos disponibles en los canales. También podría ser útil para mantener electrónicamente un registro histórico de esta información para el diagnóstico u otros propósitos. La Palabra Progresiva Las señales de televisión se generan y se transmiten a través de literalmente docenas de instalaciones intermedias antes de su entrega eventual a un usuario final . Estos sitios intermedios pueden ser lugares de programación y las señales auxiliares se añaden o se eliminan de acuerdo con los intereses de las personas que realizarán la transmisión y los recursos disponibles restantes en la señal. Mantener el rastreo de la vía tomada y las señales añadidas y eliminadas de una señal de televisión es difícil e incluye varias fuentes de errores potenciales. La presente invención permite una técnica para etiquetar claramente la vía tomada y el origen de las señales. De acuerdo con esto, una línea de la VBI se reserva para generar una palabra progresiva que captura la impresión de cada usuario que consuma recursos dentro del canal. La línea dedicada se ajusta a un nivel del negro o casi negro, nominalmente 0 IRÉ. Cierto número de técnicas son conocidas para las personas capacitadas en este campo para modular de manera negativa (en forma de absorción) una señal. En este ejemplo, un modulador del Diodo PIN se interpone de tal forma que reduce la amplitud (creando de esta manera un bit digital) de la señal de video previamente en negro durante la porción prescrita de la línea. La reducción del negro en el dominio RF da como resultado un incremento en el cambio en el nivel IRÉ a un estado más cercano al blanco (100 IRÉ) creando de esta manera un nivel lógico. El primer usuario de un recurso evalúa su presencia produciendo una palabra a través del uso del Modulador PN, declarando quién está utilizando qué . ocurso a través de un pequeño código dispuesto previamente. Un usuario posterior de un recurso examina primero la palabra progresiva ya escrita para ver si el recurso deseado está disponible y añade su información inmediatamente adyacente a la parte ocupada de la línea. La técnica descrita permite imponer datos en la línea especificada sin la desmodulación y i emodulación de la señal afectada. Cuando el uso de un recurso se termina en cualquier punto en la cadena de señales, la información que evalúa la condición de uso del recurso puede regresar a un estado del negro o casi negro indicando otra vez la disponibilidad del recurso en el canal. La mayor parte de las televisoras de producción actual ofrecidas para venta dentro de los Estados Unidos de Norteamérica poseen circuitos de decodificación que recuperan las señales de Subtitulado Cerrado transmitidas dentro del BVI . Los receptores de la palabra progresiva pueden modelarse junto con estos diseños y esta característica puede ser una extensión de su funcionalidad. Aplicaciones de la Presente Invención Hasta hace poco, la recepción tradicional de la televisión de transmisión y por cable se llevaba a cabo exclusivamente con dispositivos analógicos que eran descendientes directos de dispositivos realizados al principio en tubos de vacío hace medio siglo. El requerimiento para proporcionar productos efectivos en cuanto a costos en el surgimiento de la tecnología de la televisión requirió intercambiar la ineficiencia del espectro pro la reducción del costo de producto. Actualmente existen más de 250 millones de receptores de televisión en los Estados Unidos de Norteamérica y más de 150 millones de VCRs que operan en la norma de televisión analógica conocida como NTSC. Si el valor depreciado se transfiere de estos productos es solamente $200, el valor total es de i $80 Mil Millones de Dólares! Esta inversión importante por parte de los consumidores no debe ser privada de los derechos de la ciudadanía. No sólo existe un gran número de dispositivos de aparatos existentes, sino también tienen vidas medias de más de una década. Además, aproximadamente 25 millones de receptores de televisión nuevos y 15 millones de VCRs nuevas se compran cada año. Si el valor promedio de estos productos nuevos es sólo $400, el gasto total es de ¡16 Mil Millones de Dólares!. La presente invención ofrece métodos para mejorar la eficiencia del espectro que deberá dedicarse para dar soporte a estos receptores analógicos. La presente invención se aprovecha del procesamiento de señales complejo costeable desarrollado desde el surgimiento de la televisión y aplica este procesamiento para un uso más efectivo del espectro de la televisión y el radio. La presente invención exhibe aparatos, sistemas y métodos que permiten la inclusión de varios megabits por segundo de datos digitales compatibles dentro de una señal de televisión. Estos recursos de datos pueden ser utilizados para diversos propósitos incluyendo la transmisión de varios programas de televisión con sonido estéreo (o sorround) o para suministrar datos a dispositivos de cómputo, procesamiento de información o despliegues. La capacidad de datos puede dividirse simultáneamente entre estas aplicaciones. La capacidad de los datos será utilizada en total o parcialmente para el mejoramiento de las señales que perfeccionan la calidad del canal analógico o para proporcionar información relevante a la programación realizada en el canal analógico. La porción asignada a una aplicación contra cualquier otra podría variar con la ubicación o con el tiempo en una ubicación dada. Algunas aplicaciones de la Internet notarán mejoras en la velocidad de casi cien veces. Toda esta capacidad se presenta de manera compatible con las actividades existentes de Radiotransmisión y Cable y es muy efectiva en cuanto a costos. La presente invención muestra aparatos, sistemas eléctricos para aplicar datos dentro del espectro ocupado por: 1) el portador visual (el portador de radiofrecuencia en la cual se aplica la señal de la información de video) , 2) el portador sonoro (el portador de radiofrecuencia en la cual se aplica la señal de la información sonora) , y 3) la VIB. La presente invención también muestra una vía de comunicación para identificar la asignación de estos recursos de datos. La presente invención permite la transmisión (en el aire y dentro del cable) de programación adicional y recurso de datos que se espera que sean recibidos perfectamente por los observadores. Estos programas y servicios van a donde vaya la señal de televisión huésped y pueden entregarse de manera selectiva a los espectadores con suscripción mediante técnicas de acceso condicionales o pueden suministrarse para la recepción de cualquiera que posea el equipo de recepción necesario . El estado actual de la técnica en la compresión de video digital se basa en la norma de compresión de video digital del Grupo de Expertos en Imágenes en Movimiento (MPEG) . Actualmente, una buena programación puede suministrarse en velocidades de datos de 1.5 Mb/s. Como la tecnología de la compresión de video continúa evolucionando, puede esperarse que las mejoras permitirán mayores resultados en estas velocidades de datos o resultados similares en velocidades de datos menores. Una implementación actual de esta invención estipula la transmisión de aproximadamente 4.5 Mb/s de datos en las señales de televisión. El uso de señalización de niveles múltiples en el VBI puede añadir otro medio Megabit por segundo a este número. Este recurso podría ser utilizado para la provisión de tres señales de televisión completas del MPEG, transmitiendo de manera simultánea una señal de televisión analógica para utilizarse con los receptores existentes. Esta mejora tan importante en la eficiencia del espectro no se encuentra en la técnica anterior. Desde los inicios de la televisión por cable, los operadores del sistema han encontrado de manera continua que es conveniente expandir de manera regular el ancho de banda. Esto adapta nuevos canales que son la base para generar ingresos adicionales al mismo tiempo proporcionar satisfacción al cliente. El costo de la expansión del ancho de banda puede llegar fácilmente a mil dólares por hogar donde se transmiten en áreas urbanas, donde los cables coaxiales y las redes de • 5 fibras están colocadas de manera subterránea. Actualmente, muchos sistemas de cable no pueden proporcionar toda la programación deseada por sus suscriptores. Esto ha dado como resultado que algunos suscriptores encuentren opciones de entretenimiento alternativas como la renta de cintas de video y servicios de Satélite de Transmisión Directa (DBS) . El ^fe operador de cable tiene el dilema de gastar grandes cantidades de capital para mejorar el sistema u observar cómo disminuye su base de suscriptores. La presente invención permite la generación de canales de programas adicionales sin la expansión del ancho de banda. Es decir, se evita la necesidad de mejoras físicas en el sistema de cable. Además, el costo final de la televisión por cable para implementar la presente invención es modesto y está respaldado totalmente por los beneficios. El equipo especial de la presente invención sólo podrá ser instalado en los hogares que tomen los nuevos servicios y que proporcionen los nuevos ingresos correspondientes . En la misma forma, la presente invención puede agregarse a la televisión de transmisión aérea proporcionando opciones de visualización adicionales y resolviendo las limitaciones de la capacidad de la técnica de transmisión anterior. La programación multilingüe puede ampliarse a comunidades donde estas necesidades no se satisfacen o están por debajo del nivel deseado. A pesar que puede parecer para aquellos que no están familiarizados con la tecnología que el espectro de transmisión actual posee varios canales vacíos que pueden ser llenados si estuviera disponible la programación, sucede exactamente lo contrario. El receptor de televisión de la técnica anterior tiene limitaciones técnicas que obstaculizan la añadidura de más estaciones. Muchos receptores de televisión no pueden separar los canales adyacentes de intensidades desiguales. Muchos sintonizadores de receptores de televisión poseen un rechazo del portador de imagen insuficiente. Éstos permitirán la respuesta a canales que están localizados en la frecuencia del lado opuesto de la frecuencia de Oscilador Local desde la señal prevista. Esta respuesta no deseada se encuentra desplazada desde la frecuencia del Oscilador Local en una cantidad equivalente a la frecuencia IF. Otros sintonizadores poseen características no lineales que responden a armónicos o subarmónicos de la frecuencia sintonizada. El uso de un solo canal en un mercado puede obstaculizar el uso de hasta siete asignaciones de frecuencia útiles de otra forma para otros propósitos. Estas limitaciones están consideradas por la FCC en la adopción de su Tabla de Asignaciones, mejor conocida como los tabúes de los canales de televisión. La presente invención permite que más programación sea compatible y se transmita simultáneamente con la señal de televisión analógica existente en el mismo espectro. La FIGURA 21 muestra tres Fuentes de Programa 2102, 2104 y 2106 que incluyen video y audio presentados en tres unidades de Compresión Digital 2108, 2110 y 2112. Estas unidades de Compresión Digital 2108, 2110 y 2112 podrían, por ejemplo, implementarse con la norma MPEG. Una amplia variedad del equipo de codificación digital MPEG está disponible comercialmente en un rango desde las tarjetas de añadidura para computadoras personales que cuestan unos cuantos cientos de dólares hasta procesadores extensos que cuestan cientos de miles de dólares. Una tarjeta del codificador MPEG1 (denominada la Tarjeta Broadway) para utilizarse en PCs está disponible en $799 en Data Translation Corporation, Grupo Broadway de Marlboro MA. (800-249-1000) . Pueden obtenerse resultados bastante aceptables con las velocidades de datos de 1.5 Mb/s. La FIGURA 21 utiliza la implementación de señalización del nivel cuatro de la presente invención del portador visual tal como se describió previamente en el Codificador de Datos Visual 2114 que produce una capacidad de 3.0 Mb/s que puede transportar dos señales de 1.5 Mb/s. Los métodos del portador sonoro de la presente invención tal como se describió previamente se ilustran en la FIGURA 21 como el Codificador de Datos Sonoros 2116. El Codificador de Datos Sonoros 2116 puede transportar una señal de video digital adicional de 1.5 Mb/s. Estas señales se combinan en el modulador de la Televisión o el Transmisor 2118 con una señal •' ; video analógica desde la Fuente del Programa #4 2120. En la práctica de la televisión por cable, el modulador de la Televisión o el Transmisor 2118 es un modulador de baja potencia cuya salida se combina con las salidas de otros moduladores de potencia baja y dan como resultado una combinación de cable de fibra y coaxial 2140 para la entrega a los suscriptores. Esto mismo se realiza para el Servicio de Distribución de Puntos Múltiples de Canales Múltiples (MMDS) con la excepción de que este último caso, el espectro combinado se repite al rango de GHz y se amplifica a los niveles de potencia apropiados y se transmite a la antena de microondas 2136. La Fuente de Programa #4 2120 incluye medios jara insertar la señal desde el generador de Datos VBI y el Directorio 2122 de la presente invención. Esta información se aplica a la entrada analógica del Modulador de la Televisión o del Transmisor 2118. Todos los componentes de estos elementos se describen previamente como parte de la presente invención. El sitio de recepción mostrado en el lado derecho de la FIGURA 21, las señales de las fuentes se transmiten sobre el cable 2140, la antena de microondas MMDS 2142 o la Antena de Recepción Fuera del Aire 2144. Las señales recibidas pasan a un receptor de televisión analógico existente ordinario TV # 1 2124 con el control remoto 2126. El Receptor de la Televisión 2124 recibe y utiliza la porción NTSC analógica de la señal de la manera usual. Por separado, de manera simultánea y compatible, los circuitos de recepción en los Decodificadores 2130, 2134 y 2138 se operan de acuerdo con la presente invención conforme a lo descrito previamente, extraen tres programas digitales adicionales y los convierten a señales NTSC para los receptores de televisión ordinarios TV # 2 2128, TV # 3 2132, y TV # 4 2136. Estos receptores de TV ordinarios también pueden ser opcionalmente VCRs, tener VCRs incorporadas en ellos o tener VCRs en uso con ellos. También podrá apreciarse por aquellas personas capacitadas en esta técnica, que las señales de salida de los decodificadores 2130, 2134 y 2138 podrían conectarse a dispositivos de visualización alternativos como los asociados con las computadoras personales. La FIGURA 22 muestra una aplicación particularmente benéfica de la presente invención. En el lado derecho de la FIGURA 22, un Decodificador de acuerdo con la presente invención se incorpora dentro de la unidad DVD / Decodificador 2238 que se conecta a la TV # 3 2136. En Disco de Video Digital (también llamado el Disco Versátil Digital debido a su capacidad de servir como reemplazo de alta capacidad para el CD-ROM) es un producto disponible comercialmente con grandes promesas, pero con cierta resistencia por parte de los clientes debido a su incapacidad actual de grabar. Como dispositivo de reproducción únicamente para medios 5 pregrabados, tiene poco atractivo. También es un poco costoso ya que incluye circuitos de decodificación y memoria para el procesamiento de MPEG. La añadidura del aparato de transporte de datos, los sistemas y los métodos de la presente invención al reproductor DVD amplía en gran medida su utilidad y valor.

Los consumidores con bibliotecas pequeñas o incluso nulas de DVD pueden obtener una gran utilidad del decodificador de MPEG en el reproductor DVD proporcionando el decodificador MPEG incorporado con señales de la presente invención. Esta combinación sinergista incrementa en gran medida el valor y el lf> atractivo comercial de los reproductores DVD y al mismo tiempo produce un enfoque efectivo en cuanto a costo para introducir el receptor de la presente invención. La Internet y los servicios de datos similares están limitados por la capacidad de transmisión limitada de la técnica anterior. En un caso, los datos pueden ser recibidos destinados únicamente para el receptor, en una forma muy similar a una conversación telefónica privada o una carta personal. En otro caso, el receptor puede tener el deseo de recibir información, que a pesar de ser especializada, es de 5 interés para varios receptores. En otro ejemplo más, el usuario de la Internet u otro servicio similar podría desear buscar una amplia base de datos a través de palabras claves para la información sobre o con respecto a un tema específico. La forma en que estos datos se solicitan y se reciben es bastante diferente. Estas diferencias se aclararán a continuación. La presente invención también se dirige a la necesidad cada vez más creciente de datos en hogares y oficinas. Gran parte del servicio de datos proporcionado actualmente es de una naturaleza altamente asimétrica. Es decir, donde una sola solicitud de uno cuantos cientos de bites generados por un usuario de la Internet o servicios similares da como resultado la descarga de un archivo mucho más grande. Estas necesidades de la Internet y de servicios similares a la Internet cuando se proporcionan sobre redes telefónicas dan como resultado que la información descargada sea limitada severamente por la capacidad de la red telefónica. Esta restricción está limitada por la física de la red de acuerdo con lo estudiado por los teóricos de la información como Claude Shannon y otros. Es decir, está limitada por las leyes de la Física y no pueden incrementarse. La presente invención sustituye aparatos, sistemas y métodos que no han alcanzado límites similares y por lo tanto permiten un servicio mucho más satisfactorio.

Cuando se transmiten cantidades masivas de información de manera continua, el receptor puede solicitar la información sobre un tema a través de la selección de palabras claves o identificadores similares que permiten a su receptor extraer la información deseada de los flujos de datos en circulación. Además, la información puede organizarse en "revistas", "capítulos" y "páginas" que están enlistadas en un sistema de índices. El receptor de la información indica cuáles de éstos son de interés y se capturan y se almacenan localmente. Esto se refiere como la "Tecnología de Empuje". A menos que la cantidad de información sea muy grande y su circulación muy rápida, su valor práctico se limita como en el caso del Teletext . A medida que nos movemos en una sociedad basada en información, se espera que la Tecnología de Empuje, ya sea independiente o junto con otras fuentes de programación como la radio y la televisión, se utilicen de manera más amplia. La presente invención permite a la Tecnología de empuje moverse sobre la radiotransmisión y el cable a un grado que todavía no está previsto por los métodos de la técnica anterior. Se espera con el acceso y velocidad previstas por la presente invención, que surgirán nuevas y más aplicaciones sofisticadas para servicios de datos. Sólo como un ejemplo i iteresante, el espectador de un programa de televisión puede mover un cursor en la pantalla sobre un objeto y "dar un click" sobre ésta utilizando un control remoto alámbrico o inalámbrico. Esta acción podría enlazar al espectador con información adicional en el objeto designado. Esta información puede ser histórica, enciclopédica, o para compra. Pueden accesarse automáticamente otros sitios de la Web. Si, para propósitos administrativos, el espectador designa un artículo de vestir, puede elegir el color, estilo, talla, método de entrega y tomar la opción de pago. Estas acciones pueden implementarse en una pequeña subárea de la imagen y permitir que el programa continúe sin interrupción. Podrá apreciarse que a pesar de que estos tipos de acciones eran posibles con figuras y gráficas fijas en algunas versiones de la técnica anterior, la capacidad de los datos y las limitaciones en la velocidad imposibilitaban la aplicación de estas técnicas en imágenes en movimiento de programación de televisión ordinario. La presente invención emplea una capacidad de velocidad muy alta que permitirá estos servicios avanzados. La FIGURA 22 muestra la situación de la FIGURA 21 con una o más de las Fuentes de Programa 2102, 2104 y 2106 de la FIGURA 21 reemplazadas por las Fuentes de Datos 2202 y 2204. Las unidades de Compresión Digital 2208 y 2210 reducen la redundancia de datos y ahorran tiempo de transmisión. Observar que cualesquiera o todas las fuentes del programa 2102, 2104 y 2106 de la FIGURA 21 pueden ser reemplazadas por Fuentes de Datos. En esta ilustración, únicamente fueron reemplazadas dos y se mantuvo un programa comprimido digitalmente . Las Fuentes de Programas y la Fuente de Datos pueden utilizarse con cualesquiera de los recursos de transmisión de datos de la presente invención. En el lado de la recepción, una o más de las TVs ó VCRs son reemplazadas por computadoras personales o dispositivos de recuperación y visualización de información. El Receptor de Televisión Ordinario TV # 1 2226 continúa utilizando la transmisión NTSC analógica normal. El Receptor de Televisión Ordinario 2228 está conectado al receptor del Aparato de la Web 2230 que convierte los datos recibidos en pantallas apropiadas para visualizarse en el Receptor de la Televisión ordinario 2228. El receptor del Aparato de la Web 2230 no tiene que incluir un decodificador MPEG. Sin embargo, convierte los datos recibidos las Páginas Web a una forma adecuada para transmitir al Receptor de la Televisión ordinaria 2228. El receptor del Aparato de la Red 2230 también puede accesar el correo electrónico y otros servicios de la Red si éste está suministrado con una vía de retorno para las Fuentes de Datos 2202 y/o 2204. La vía de retorno necesita ser únicamente de ( opacidad suficiente para transmitir los golpes de teclas de regreso a la fuente de la señal. Puede utilizarse una línea terrestre de marcación de par retorcido 2250. Si el sistema de cable 2240 tiene una capacidad de dos vías, puede utilizarse para la vía de retorno. La antena de microondas 2242 también puede utilizarse para las señales de la vía de retorno en cierto momento en el futuro a medida que continúa evolucionando esta tecnología. El Decodificador 2234 sirve para la Computadora Personal PC # 1 2232. La PC # 2232 incluye un teclado de computadora convencional designado como "qwerty" en la FIGURA 22 y los periféricos usuales de la computadora. El Decodificador 2234 puede transmitir sencillamente los datos a la PC # 1 2232 o también puede desplegar el video. En este último caso puede incluir un decodificador MPEG. De manera alternativa, el proceso del MPEG puede implementarse en la PC # 1 2232 como hardware y/o software. La FIGURA 23 muestra la forma en que los canales de televisión pueden combinarse para transportar una mayor capacidad que la que puede transportar cualquier canal por sí solo. La Fuente del Programa # 1 2306 proporciona señales a la Unidad de Compresión Digital 2312 y la Fuente del Programa # 2 2304 proporciona señales para la unidad de Compresión Digital 2310 y la Fuente del Programa # n 2302 proporciona señales a la unidad de Compresión Digital 2308. "n" es un número arbitrario. Un gran número de Unidades de Fuentes de Programas y de Compresión Digital puede ensamblarse produciendo la necesidad de una mayor capacidad de datos en el canal de transmisión. Además de las Fuente del Programa, la fuente de datos 2340 proporciona datos a la unidad de Compresión Digital 2342. El Multiplexor Estadístico 2314 fusiona los flujos de datos en uno en base a las estadísticas de uso de estas diferentes fuentes. El uso de la Multiplexación Estadística permite transportar más datos ya que las Fuente del Programa y las Fuentes de Datos que en un momento dado tienen necesidad de únicamente una capacidad pequeña, pueden renunciar a la capacidad excedente para las Fuente del Programa y/ Fuentes de Datos que la necesitan urgentemente. El flujo de datos provenientes del Multiplexor Estadístico 2114 puede exceder la capacidad del Codificador de Datos Visual 2320 de un canal, el Codificador de Datos Sonoros 2322, o el flujo de datos del VBI 2324. Entonces, el modulador de la Televisión o Transmisor 2328 de este canal estaría sobrecargado. En este caso, el Distribuidor de Datos 2316 presenta los datos a varios canales 2318a, 2318b y 2318n. Esto se realiza de tal forma que cualquier señal proveniente de una Fuente del Programa o una Fuente de Datos pasa a dos o más canales adyacentes. Estos canales se suman en el Combinador 2334 antes de transmitirse por cable 2338, la antena de microondas MMDs 2336 o la transmisión al aire por medio de las antenas separadas de los sistemas múltiples del modulador de Televisión o Transmisor. Observar que existe una versión de canal único del MMDs, el Servicio de Distribución de Puntos Múltiples (MDS9. En el sitio de recepción, la señal se presenta simultáneamente a varios sintonizadores. Mientras que los Decodificadores 2130, 2134 y 2138 de la FIGURA 21 y el Decodificador 2234, DVD / Decodificador 2238 y el Aparato de la Red 2230 de la FIGURA 22 incluía sintonizadores como parte de su estructura, la FIGURA 23 dibuja el sintonizador de manera explícita para enfatizar la aplicación. Por lo tanto, en la FIGURA 23, el Sintonizador # 1 2350 da servicio al Decodificador 2352 que extrae los datos en el canal sintonizado mediante el y los transmite al Multiplexador 2354. De manera similar, en la FIGURA 22, el Sintonizador # 2 2356 da servicio al Decodificador 2358 que extrae los datos en el canal sintonizado por el Sintonizador # 2 2356 y los transmite al Multiplexor 2354. Y de igual forma, en la FIGURA 22, el Sintonizador # n 2360 da servicio al Decodificador 2362 que extrae los datos en el canal sintonizado por el Sintonizador # n 2360 y los transmite al Multiplexador 2362. Existen Sintonizadores y Decodificadores "n", donde 'n' es cierto número de canales con una capacidad de datos suficiente para transmitir los datos suministrados en el punto de origen por el Distribuidor de Datos 2316. Observar que los canales analógicos continúan trasportando las señales NTSC ordinarias para uso directo mediante los receptores de televisión ordinarios existentes. Sin embargo, no es necesario receptores de televisión en uso para poner en práctica esta invención. Es posible utilizar canales en blanco sin video y sin sonido, simplemente la sincronización implícita y las estructuras del portador. También es posible utilizar la señal NTSC para el Teletexto de campo completo con señalización de nivel binario o nivel múltiple utilizando todavía los demás enfoques de la presente invención. El Multiplexor 2354 ensambla los datos desde los canales "n" y los presenta para su uso en dispositivos apropiados como la PC # 1 2232 en la FIGURA 23. La PC # 1 2232 en la FIGURA 23 es simplemente un ejemplo de un dispositivo que puede utilizar flujos de datos de alta velocidad y alta capacidad. Tal como se muestra en la FIGURA 22, la PC # 1 2232 en la FIGURA 23 puede tener una vía de retorno para aplicaciones interactivas. El Multiplexor Estadístico 2314 incrementa la eficiencia de la utilización de los datos que transmiten recursos permitiendo a las Fuentes de Programa que tienen muchos detalles y/o movimientos utilizar temporalmente más de la capacidad de datos disponible mientras más fuentes de programa que tienen pocos detalles y/o movimiento contribuyen temporalmente con su capacidad para otras necesidades. Como esto se basa en un fenómeno estadístico, mientras más fuentes de programas estén implicados, más eficiente será el resultado. Esto da como resultado que los datos de ciertas fuentes de programas sean distribuidos a más de un canal. En consecuencia, un receptor puede necesitar monitorear más de un canal para extraer la información necesaria con el fin de recrear el flujo de datos de la Fuente del Programa. Debido a esto, el Multiplexor 2354 se utiliza para ensamblar un flujo de datos que se integra al Decodificador MPEG 2366 para dar servicio al receptor de televisión TV #1 2368. Para reducir los costos en el equipo de recepción, el Distribuidor de Datos :J16 se opera de tal forma que garantiza que los datos de cualquier fuente del programa por io general serán encontrados en no más de dos canales. Estos canales no tienen que ser adyacentes y pueden ser reasignados cada cierto tiempo. El Director VBI puede ayudar a realizar estas asignaciones. La Figura 24 es similar a la FIGURA 23 en la mayoría de los aspectos con las siguientes diferencias. Una Fuente del Programa de Mayor Resolución 2402 proporciona señales de televisión de mayor rendimiento como por ejemplo, los formatos de señal estándar del Comité de Sistemas de Televisión Avanzados, aprobados por la FCC en diciembre de 1997. Este rango de señales SDTV múltiples a las señales HDTV requiere hasta 19 Mb/s. Otros formatos son igualmente aceptables. Una capacidad de 19 Mb/s requeriría la utilización de dos o más canales. Las técnicas de la FIGURA 23 se aplican en la FIGURA 24 para este propósito. El Multiplexor 2354 da servicio al receptor de televisión digital avanzado TV 2468. El TV 2468 puede incluir opcionalmente una pantalla ancha, mayor resolución vertical y horizontal, 5.1 canales de sonido sorround, rastreo progresivo, despliegues de ancho de banda de color más amplios y varios idiomas tanto en el sonido como en el subtitulado. La presente invención también permite la entrega de señales que pueden utilizarse para el mejoramiento de la calidad del canal de televisión analógico huésped. Estas mejoras incluyen, pero no se limitan a, el sonido digital (el sonido de televisión NTSC actual es analógico) , señales de color mejoradas y otras señales que permitirán que pueda observarse una señal analógica de mayor calidad en receptores de televisión avanzados. Esta funcionalidad también puede incluir información con respecto al programa que se está observando. Esta información podría incluir el nombre del programa, el tiempo restante en una película, o las cartas de llamadas de una estación o nombre del servicio de programación. Cuando se utiliza junto con una Inferíase Gráfica del Usuario (GUI) puede "darse un click" en los iconos para iniciar otras actividades. Estas características se facilitan con esta capacidad. La FIGURA 25 difiere de la FIGURA 24 en que las señales digitales se utilizan como auxiliares para la señal NTSC analógica que es suministrada en el receptor TV 2568 como NTSC ordinaria con conexión 2570. En el punto de origen, el Separado de Resolución 2504 permite que la NTSC ordinaria pase al modulador de la Televisión o Transmisor # n 2510 separando al mismo tiempo los elementos de mayor resolución que normalmente no son parte de la NTSC.

Estos elementos de mayor resolución pasan a la unidad de Compresión Digital 2508 que procesa posteriormente la porción digital de la señal en la misma manera que la revelada en la FIGURA 24. Este enfoque relaja la cantidad de datos requerida para mejora la señal NTSC y puede encontrar suficiente capacidad en sólo uno o quizás dos canales. En la FIGURA 26, en el lado de origen de la señal los Servidores de Capacidad de Datos Altos 2602 alimentan la Unidad de Compresión Digital 2608. En eí lado de recepción de la señal, el Multiplexor 2654 da servicio a la Computadora Personal PC # 1 2632 y al Aparato de la Red 2666 que a su vez, da servicio al receptor de la televisión, TV 2668. En otros aspectos, la FIGURA 26 es la misma que la FIGURA 25 y la FIGURA 24. El Aparato de la Red 2666 y la Computadora Personal PC # 1 2632 pueden tener vía de retorno 2672 y 2670 respectivamente. La guía de retorno puede ser una línea telefónica, línea de televisión por cable, o las frecuencias de retorno en MMDs. Los formatos del Aparato de la Red reproducen imágenes de una manera perfeccionada para la pantalla del receptor de televisión. También debe apreciarse que algunos otros servicios pueden ser suministrados en una vía digital, como por ejemplo, pero sin limitarse a, fax, servicios de audio, teleconferencias, telemetría, etc.

La televisión en los Estados Unidos de Norteamérica está experimentando un cambio importante. Se espera que la ,p 'levisión de Alta Definición esté disponible para diversas áreas de los Estados Unidos de Norteamérica para principios de 1998. La presente invención permite una transición suave entre el mundo analógico de hoy al mundo digital del mañana maximizando la utilidad del espectro que debe continuar respaldando a todos los receptores de televisión analógica existentes. Actualmente, el precio para los receptores DTV se proyecta en un rango de $5,000 hasta más de $10,000. La presente invención ofrece a los consumidores una oportunidad de aprovechar la programación de televisión adicional, la programación de televisión analógica de calidad mejorada, o un sinnúmero de servicios de datos como decisión de mercadeo ini entras se continúa la utilización de los receptores de televisión analógica existente que continúan recibiendo fuentes de programa de televisión analógicas que no desaparecerán pronto. Como los mercados de transmisión tienen el servicio de transmisores múltiples y los sistemas de cable tienen varios canales la presente invención permite combinar los recursos de datos de estos canales múltiples para una mayor capacidad. De manera similar, los recursos de cualquier canal pueden dividirse en vías de datos de menor capacidad para dar servicio a aplicaciones más modestas. La presente invención incluye un directorio que se utiliza para identificar y asignar los recursos combinados. Habiendo descrito de esta manera una forma de realización preferida del aparato, los sistemas y los métodos para expandir la capacidad de datos en los sistemas de transmisión, debe ser aparente para las personas capacitadas en la técnica que se han logrado ciertas ventajas. También deberá apreciarse que varias modificaciones, adaptaciones y formas de realización alternativas de lo anterior, pueden realizarse dentro del alcance y propósito de la presente invención. La invención se define posteriormente por las siguientes reivindicaciones:

Claims (35)

1. REIVINDICACIONES 1. Un sistema para transmitir información digital de niveles múltiples de por lo menos una fuente del programa, donde el sistema incluye: sistema de circuitos para modular la información digital de niveles múltiples a un portador; sistema de circuitos para modular el portador con la programación de la televisión analógica; y un transmisor visual acoplado al sistema de circuito de modulación.
2. 2. El sistema para transmitir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 1, donde el sistema de circuitos para la modulación de la información digital de niveles múltiples hacia el portador incluye además: un modulador de fase para modulación de fases de la información digital de niveles múltiples hacia el portador visual, la modulación de fases crea una pluralidad de bandas laterales sobre el portador modulado por fases; sistema de circuitos para ajustar las amplitudes y las fases de las bandas laterales.
3. 3. El sistema para transmitir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 2, donde el sistema de circuitos para ajustar las amplitudes y las fases incluyen además : un filtro Nyquist; un primer oscilador; una primera mezcladora acoplada con el filtro Nyquist y el primer oscilador; un primer filtro de paso de bandas acoplado a la mezcladora; un segundo oscilador; una segunda mezcladora acoplada al primer Filtro de paso de banda y al segundo oscilador; y un segundo filtro de paso de banda acoplado a la segunda mezcladora.
4. 4. El sistema para transmitir la información digital de niveles múltiples de por lo menos una fuente del programa, tal como se indica en la Reivindicación 1, donde el sistema de circuito para modular la información digital de niveles múltiples hacia el portador incluye además: un modulador de fases para la modulación de fases de la información digital de niveles múltiples hacia un primer portador, donde la modulación crea una primera pluralidad de bandas laterales sobre el primer portador modulada; sistema de circuitos para ajustar las amplitudes y las fases de la primera pluralidad de bandas laterales; sistema de circuitos para la modulación por amplitud de una señal de video compuesta hacia el primer portador, donde la modulación crea un portador visual de televisión; sistema de circuitos para modular la información digital de niveles múltiples hacia un segundo portador suprimido opcionalmente en la cuadratura hacia el portador visual, donde la modulación del segundo portador suprimida opcionalmente crea una segunda pluralidad de bandas laterales sobre el segundo portador modulado; sistema de circuitos para ajustar las amplitudes y las fases de la segunda pluralidad de bandas laterales; y sistema de circuitos para combinar la segunda pluralidad de bandas laterales con el portador visual de la televisión.
5. 5. El sistema para transmitir información digital de niveles múltiples, tal como se indica en la Reivindicación 4, que incluye además: una segunda fuente de programa que proporciona una segunda información digital de niveles múltiples; y sistema de circuitos para modular la segunda información digital de niveles múltiples hacia el segundo portador .
6. 6. Un sistema para transmitir información digital de niveles múltiples desde una fuente del programa, donde el sistema incluye: sistema de circuitos para crear un portador visual modulado con la programación de la televisión analógica; sistema de circuitos para crear un segundo portador en cuadratura con el portador visual; sistema de circuitos para modular la información digital de niveles múltiples hacia el segundo portador, donde la modulación crea una pluralidad de bandas laterales sobre el segundo portador modulado suprimida opcionalmente; sistema de circuitos para ajustar la amplitud y la fase de la segunda pluralidad de bandas laterales; sistema de circuitos de control de nivel para ajustar la resistencia del segundo portador modulado y la pluralidad de bandas laterales; sistema de circuitos para combinar la pluralidad de bandas laterales con el portador visual; y un transmisor visual acoplado al sistema de circuitos combinados.
7. 7. El sistema para transmitir información digital de niveles múltiples, tal como se indica en la Reivindicación 6, que incluye además, un sistema de circuitos para reducir la visibilidad en una imagen proyectada por la televisión resultante de las bandas laterales combinadas y el portador visual, donde la visibilidad reduce el sistema de circuitos procesando la información digital de niveles múltiples antes de la modulación.
8. 8. El sistema para transmitir la información digital de niveles múltiples tal como se indica en la Reivindicación 6, que incluye además: sistema de circuitos para crear una señal de supresión; y sistema de circuitos para inyectar la señal de supresión hacia el portador visual.
9. 9. El sistema para transmitir información digital de niveles múltiples, tal como se indica en la Reivindicación 8, donde el sistema de circuitos para crear una señal de saipresión incluye además: una pluralidad de circuitos en forma de onda; un circuito del control de nivel acoplado a la pluralidad de los circuitos con forma de onda; un primer circuito de retraso acoplado con el circuito de control del nivel; un segundo circuito de retraso acoplado con el sistema de circuitos para crear un portador visual; y un combinador acoplado con el segundo circuito de retraso.
10. 10. El sistema para transmitir información digital de niveles múltiples desde por lo menos una fuente del programa, donde el sistema incluye: sistema de circuitos para crear un portador vi suai modulado con la programación de la televisión analógica; sistema de circuitos para crear un segundo portador en cuadratura con el portador visual; sistema de circuitos para modular la información digital de niveles múltiples hacia el segundo portador, donde la modulación crea una pluralidad de bandas laterales sobre el segundo portador modulado; sistema de circuitos para ajustar la amplitud y la fase de la segunda pluralidad de bandas laterales; sistema de circuitos de control de nivel para ajustar la resistencia del segundo portador modulado y la Pluralidad de bandas laterales; sistema de circuitos para combinar la pluralidad de bandas laterales con el portador visual; y un transmisor visual acoplado al sistema de circuitos de modulación; una segunda fuente del programa digital que proporciona una segunda información digital de niveles múltiples ; sistema de circuitos para modular la segunda información digital de niveles múltiples hacia un portador sonoro modulado con el audio de la televisión; y un portador sonoro acoplado al sistema de circuitos para modular la segunda información digital de niveles múltiples.
11. 11. El sistema para transmitir información digital de niveles múltiples, tal como se indica en la Reivindicación 10, donde el sistema de circuitos para modular la segunda información digital de niveles múltiples incluye además: una fuente de datos de niveles múltiples; una fuente de sonido de la banda base; un modulador para la modulación de la frecuencia sonora acoplado a la fuente del sonido de la banda base; un modulador de datos para la modulación por amplitud que posee una entrada acoplada a una salida del modulador para la modulación de la frecuencia sonora y una segunda entrada acoplada a la fuente de datos de niveles múltiples ; un filtro de paso de banda acoplado al modulador de datos para la modulación por amplitud; y un transmisor de sonido acoplado al filtro de paso de banda.
12. 12. El sistema para transmitir información digital de niveles múltiples, tal como se indica en la Reivindicación 11, donde el filtro de paso de banda posee una característica de la banda lateral rudimentaria para crear pares de la banda lateral asimétricos.
13. 13. El sistema para recibir la programación digital dentro de por lo menos un portador visual y un portador sonoro, donde el sistema incluye: un receptor de video adaptado para recibir una banda de frecuencia deseada que contiene el portador visual; un primer desmodulador de datos acoplado al receptor; y un primer extractor de datos acoplado al desmodulador de datos.
14. 14. El sistema para recibir la programación digital, de acuerdo con lo indicado en la Reivindicación 13, que incluye además, un receptor de audio adaptado para recibir una banda de frecuencia deseada que contiene un portador sonoro con una segunda programación digital; un segundo desmodulador de datos acoplado al receptor de audio; y un segundo extractor de datos acoplado al desmodulador de datos.
15. 15. El sistema para recibir la programación '?igital, de acuerdo con lo indicado en la Reivindicación 13, donde el sistema se incorpora a un receptor de televisión.
16. 16. El sistema para recibir la programación digital, de acuerdo con lo indicado en la Reivindicación 13, donde el segundo desmodulador de datos incluye además : un filtro de paso de banda; y • 5 un detector de modulación por amplitud acoplado al filtro de paso de banda.
17. 17. El sistema para recibir la programación digital, de acuerdo con lo indicado en la Reivindicación 13, donde el primer extractor de datos incluye además : 10 una pluralidad de circuitos amplificadores de impulsos de nivel, cada uno con una entrada acoplada a un desmodulador de datos, una segunda entrada acoplada a un circuito de reloj, y una tercera entrada acoplada a un voltaje de umbral diferente; 15 una pluralidad de circuitos lógicos acoplados a la pluralidad de circuitos amplificadores de impulsos de nivel, donde los circuitos lógicos convierten las salidas de la pluralidad de circuitos amplificadores de impulsos de nivel t en valores longitudinales; y 20 una pluralidad de voltajes de umbral no espaciados de manera similar para proporcionar una inmunidad al ruido diferencial para señales de datos múltiples.
18. 18. El sistema para recibir la programación digital, de acuerdo con lo indicado en la Reivindicación 16, 25 que incluye además: un ecualizador de la banda base, en donde el filtro de paso de bandas se implementa siguiendo la detección del espectro mediante el ecualizador de la banda base. 5
19. 19. El sistema para recibir la programación digital, de acuerdo con lo indicado en la Reivindicación 13, donde el primer desmodulador de datos incluye además : una mezcladora; un variador de fases acoplado a una primera 0 entrada de la mezcladora; un amplificador acoplado a una segunda entrada de la mezcladora; un circuito de bloqueo de fases acoplado al variador de fases; 5 un filtro de paso de banda acoplado al circuito de bloqueo de fases; y un receptor de televisión que posee un amplificador de frecuencia intermedia acoplado al filtro de paso de banda . n
20. 20. El sistema para recibir la programación digital, de acuerdo con lo indicado en la Reivindicación 13, donde el primer desmodulador de datos incluye además: un combinador; una primera mezcladora acoplada al combinador; 5 un filtro de paso alto acoplado al combinador; una segunda mezcladora acoplada al combinador; un circuito de bloqueo de fases acoplado a la segunda mezcladora; un receptor que posee un amplificador de frecuencia intermedia sintonizado a la banda de frecuencia que contiene el portador visual, donde el amplificador está acoplado al circuito de bloqueo de fases; un amplificador acoplado a la primera mezcladora, la segunda mezcladora y una salida del amplificador de frecuencia intermedia; un variador de fases acoplado al circuito de bloqueo de fases, el amplificador y la primera mezcladora.
21. 21. El sistema para recibir programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 14, donde el primer desmodulador de datos incluye además un detector de señales de niveles múltiples con intervalo de supresión de línea.
22. 22. El sistema para recibir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 14, que incluye además un dispositivo de salida que da salida a la primera y segunda programación digital.
23. 23. El sistema para recibir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 22, donde el dispositivo de salida incluye además un decodificador de video comprimido del MPEG.
24. 24. El sistema para recibir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 22, donde el dispositivo de salida incluye además un aparato de la Red.
25. 25. El sistema para recibir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 22, donde el dispositivo de salida incluye además una computadora personal.
26. 26. El sistema para recibir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 22, donde el dispositivo de salida incluye además un receptor de televisión analógica.
27. 27. El sistema para transmitir información digital de niveles múltiples desde una fuente del programa, donde el sistema incluye: sistema de circuitos para crear un portador visual modulado con la programación de la televisión analógica; sistema de circuitos para transmitir un directorio de información dentro del portador visual modulado; sistema de circuitos para crear un segundo portador en cuadratura con el portador visual; sistema de circuitos para modular la información digital de niveles múltiples hacia el segundo portador, donde la modulación crea una pluralidad de bandas laterales sobre el segundo portador modulado; sistema de circuitos para ajustar la amplitud y la fase de la pluralidad de bandas laterales ,- sistema de circuitos de control de nivel para ajustar la resistencia del segundo portador modulado y la pluralidad de bandas laterales; sistema de circuitos para combinar la pluralidad de bandas laterales con el portador visual; y un transmisor visual acoplado al sistema de circuitos combinados.
28. 28. El sistema para transmitir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 27, donde el directorio identifica: tipos de datos de la información digital de niveles múltiples; y ubicaciones de una pluralidad de segmentos de la información digital de niveles múltiples.
29. 29. El sistema para transmitir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 27, donde el directorio identifica los datos transmitidos en el portador visual .
30. 30. El sistema para transmitir la programación digital, tal como se indica en la Reivindicación 27, donde se incluye además una unidad de compresión digital que elimina la redundancia de la información digital en niveles múltiples.
31. 31. Un sistema para transmitir transmisión digital que incluye: una primer fuente de datos; una segunda fuente de datos; una fuente de la señal de televisión; un oscilador de referencia; un filtro de paso de banda; una primera mezcladora acoplada al filtro de paso de banda; un oscilador de referencia acoplado a la primera mezcladora; un primer combinador acoplado a la primera mezcladora; un modulador balanceado doble acoplado al primer combinador; un codificador de datos sonoros acoplado a la primera fuente de datos; un amplificador de frecuencia intermedia sonora acoplado al modulador balanceado doble; un primer acoplador direccional que posee una salida de derivación acoplada al amplificador de frecuencia intermedia sonora; un segundo acoplador direccional que posee una salida de paso acoplada al primer acoplador direccional; una segunda mezcladora acoplada al segundo acoplador direccional, la fuente de la señal de televisión y el oscilador de referencia; un segundo combinador; un tercer acoplador direccional que posee una salida de paso acoplada al segundo combinador; un amplificador de frecuencia intermedia visual acoplado al tercer acoplador direccional y una salida del paso del primer acoplador direccional; un modulador de modulación por amplitud acoplado al segundo combinador; un circuito de bloqueo de fases acoplado al modulador de modulación por amplitud y una salida de derivación del segundo acoplador direccional; un codificador de datos visual acoplado al segundo combinador y a la segunda fuente de datos; un variador de fases acoplado al codificador de datos visual; y una segunda fuente de datos .
32. 32. Un método para transmitir información digital de niveles múltiples desde por lo menos una fuente del programa, donde el sistema incluye los pasos de: modular la información digital de niveles múltiples hacia un portador; modular el portador con la programación de televisión analógica; y transmitir el portador modulado.
33. 33. El método para transmitir la programación digital de niveles múltiples, tal como se indica en la Reivindicación 32, que incluye además los pasos de: modulación de fases de la información digital de niveles múltiples hacia el portador visual, donde la modulación de fases crea una pluralidad de bandas laterales sobre el portador modulado por fases; ajustar amplitudes y fases de las bandas laterales .
34. 34. El método para transmitir información digital de niveles múltiples, tal como se indica en la Reivindicación 32, donde el paso de modular la información digital de niveles múltiples hacia un portador incluye además los pasos de: modular por fases la información digital de niveles múltiples hacia un primer portador, donde la modulación crea una primera pluralidad de bandas laterales sobre el primer portador modulado; ajustar amplitudes y fases de la primera pluralidad de bandas laterales; modular por amplitud una señal de video compuesta hacia el primer portador, donde la modulación crea un portador visual de la televisión; modular la información digital de niveles múltiples hacia un segundo portador en cuadratura con el portador visual, donde la modulación del segundo portador crea una segunda pluralidad de bandas laterales sobre el segundo portador modulada; ajustar la amplitud y fases de la segunda pluralidad de bandas laterales; y combinar la primera y segunda pluralidad de bandas laterales con el portador visual de la televisión.
35. 35. Un método para transmitir información digital de niveles múltiples desde por lo menos una fuente del programa, donde el método incluye los pasos de: crear un portador visual modulada con la programación de la televisión analógica; crear un segundo portador en cuadratura con el portador visual; modular la información digital de niveles múltiples hacia el segundo portador, donde la modulación crea una pluralidad de bandas laterales sobre el segundo portador modulada; ajustar las amplitudes y fases de la segunda pluralidad de bandas laterales; ajustar la resistencia del segundo portador modulado y la pluralidad de bandas laterales; combinar la pluralidad de bandas laterales con el portador visual; y transmitir las bandas laterales combinadas y el ^^ portador visual. •