JPH07203321A - 直角位相映像搬送波にディジタル信号を有するｎｔｓｃ ｔｖ信号処理装置 - Google Patents
直角位相映像搬送波にディジタル信号を有するｎｔｓｃ ｔｖ信号処理装置Info
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- JPH07203321A JPH07203321A JP6260788A JP26078894A JPH07203321A JP H07203321 A JPH07203321 A JP H07203321A JP 6260788 A JP6260788 A JP 6260788A JP 26078894 A JP26078894 A JP 26078894A JP H07203321 A JPH07203321 A JP H07203321A
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- H04N7/04—Systems for the transmission of one television signal, i.e. both picture and sound, by a single carrier
- H04N7/045—Systems for the transmission of one television signal, i.e. both picture and sound, by a single carrier the carrier being frequency modulated
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- H04N7/08—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division
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- H04N7/12—Systems in which the television signal is transmitted via one channel or a plurality of parallel channels, the bandwidth of each channel being less than the bandwidth of the television signal
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 アナログテレビジョン信号にディジタル信号
を送る送信機及びアナログテレビジョン信号に送られて
いるディジタル信号を回復する受信機。 【構成】 アナログ音声源２と、水平及び垂直同期パル
スを有する複合映像信号の所定個数の水平走査線からな
り、所定の映像フレームレートを有する連続映像フレー
ムで、連続する水平走査線を示すアナログ複合映像源７
と、ディジタル情報を符号化する２進位相偏移キーイン
グ信号源と、音声搬送波の周波数を変調して出力する周
波数変調送信機と、映像搬送波の振幅を変調し、出力す
る第１残留側波帯振幅変調送信機と、２進位相偏移キー
イング信号により抑圧搬送波の振幅を変調して出力する
第２残留側波帯振幅変調送信機と、抑圧搬送波が映像搬
送波と直角位相になるように、第１及び第２残留側波帯
振幅変調送信機の出力信号を周波数変調送信機の出力信
号と結合させるための周波数マルチプレクサ５とを備え
る。
を送る送信機及びアナログテレビジョン信号に送られて
いるディジタル信号を回復する受信機。 【構成】 アナログ音声源２と、水平及び垂直同期パル
スを有する複合映像信号の所定個数の水平走査線からな
り、所定の映像フレームレートを有する連続映像フレー
ムで、連続する水平走査線を示すアナログ複合映像源７
と、ディジタル情報を符号化する２進位相偏移キーイン
グ信号源と、音声搬送波の周波数を変調して出力する周
波数変調送信機と、映像搬送波の振幅を変調し、出力す
る第１残留側波帯振幅変調送信機と、２進位相偏移キー
イング信号により抑圧搬送波の振幅を変調して出力する
第２残留側波帯振幅変調送信機と、抑圧搬送波が映像搬
送波と直角位相になるように、第１及び第２残留側波帯
振幅変調送信機の出力信号を周波数変調送信機の出力信
号と結合させるための周波数マルチプレクサ５とを備え
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アナログテレビジョン
信号にディジタル信号を送るための送信機及びアナログ
テレビジョン信号にのせられているディジタル信号を回
復するための受信機に関するものである。
信号にディジタル信号を送るための送信機及びアナログ
テレビジョン信号にのせられているディジタル信号を回
復するための受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル情報を符号化する相対的に小
さい（例えば、３〜５ＩＲＥ）信号は、仮にディジタル
信号フォーマットに適当な制限があれば、複合映像信号
から発生されるテレビジョン（以下、“ＴＶ”とする）
画像にたやすく現われることなくても複合映像信号と共
に混合され得る。これは、Ａ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒ
ｇ，Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ，及びＴ．Ｌｉｕにより１９９
３年８月２０日に出願された米国特許出願第０８／１０
８，３１１号“ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ ＦＯＲ ＰＲＯＣ
ＥＳＳＩＮＧ ＭＯＤＩＦＩＥＤ ＮＴＳＣ ＴＥＬＥ
ＶＩＳＩＯＮ ＳＩＧＮＡＬＳ，ＷＩＴＨ ＤＩＧＩＴ
ＡＬ ＳＩＧＮＡＬＳ ＢＵＲＩＥＤ ＴＨＥＲＥＷＩ
ＴＨＩＮ”に開示されており、本願明細書に参考として
挿入する。本願明細書に述べる発明と同様に、米国特許
出願第０８／１０８，３１１号に開示されている発明
は、雇用の範囲内でなされた発明は譲渡すべきであると
いう雇用人協定に準じて三星電子株式会社に譲渡され
る。米国特許出願第０８／１０８，３１１号において
は、一つの走査線周波数の倍数である記号レート（ｓｙ
ｍｂｏｌ ｒａｔｅ）で印加される直列ビットディジタ
ルデータとの１／２走査線周波数の奇数倍での副搬送波
の位相偏移キーイングされた（ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ
−ｋｅｙｅｄ；ＰＳＫ）変調を示している。米国特許出
願第０８／１０８，３１１号は、ＮＴＳＣ ＴＶ信号の
連続する対の連続フレームで逆位相にある変調された副
搬送波のフレームを反復する優先選択装置（ｐｒｅｆｅ
ｒｅｎｃｅ）が開示されている。フレーム対でこのよう
なデータの反復は、ＮＴＳＣ ＴＶ信号から検出される
複合映像信号を伴うＰＳＫ副搬送波をして画面上で視聴
のための複合映像信号から発生される画像を明らかでな
いようにする。また、フレーム対でこうしたデータの反
復は連続するＴＶ画像の静止領域を示す複合映像信号の
輝度領域からＰＳＫ副搬送波を分離するために、ディジ
タル信号受信機でフレームコームフィルタリング（ｌｉ
ｎｅ−ｃｏｍｂ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）の使用のための
基礎を提供する。また米国特許出願第０８／１０８，３
１１号では、ＮＴＳＣＴＶ信号の隣接する対の隣接走査
線で逆位相にあるディジタルデータの変調を繰返す優先
選択装置が開示されており、複合映像信号の色度領域で
ＰＳＫ副搬送波を分離するためにディジタル信号受信機
でラインコームフィルタリングの使用のための基礎を提
供する。
さい（例えば、３〜５ＩＲＥ）信号は、仮にディジタル
信号フォーマットに適当な制限があれば、複合映像信号
から発生されるテレビジョン（以下、“ＴＶ”とする）
画像にたやすく現われることなくても複合映像信号と共
に混合され得る。これは、Ａ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒ
ｇ，Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ，及びＴ．Ｌｉｕにより１９９
３年８月２０日に出願された米国特許出願第０８／１０
８，３１１号“ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ ＦＯＲ ＰＲＯＣ
ＥＳＳＩＮＧ ＭＯＤＩＦＩＥＤ ＮＴＳＣ ＴＥＬＥ
ＶＩＳＩＯＮ ＳＩＧＮＡＬＳ，ＷＩＴＨ ＤＩＧＩＴ
ＡＬ ＳＩＧＮＡＬＳ ＢＵＲＩＥＤ ＴＨＥＲＥＷＩ
ＴＨＩＮ”に開示されており、本願明細書に参考として
挿入する。本願明細書に述べる発明と同様に、米国特許
出願第０８／１０８，３１１号に開示されている発明
は、雇用の範囲内でなされた発明は譲渡すべきであると
いう雇用人協定に準じて三星電子株式会社に譲渡され
る。米国特許出願第０８／１０８，３１１号において
は、一つの走査線周波数の倍数である記号レート（ｓｙ
ｍｂｏｌ ｒａｔｅ）で印加される直列ビットディジタ
ルデータとの１／２走査線周波数の奇数倍での副搬送波
の位相偏移キーイングされた（ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ
−ｋｅｙｅｄ；ＰＳＫ）変調を示している。米国特許出
願第０８／１０８，３１１号は、ＮＴＳＣ ＴＶ信号の
連続する対の連続フレームで逆位相にある変調された副
搬送波のフレームを反復する優先選択装置（ｐｒｅｆｅ
ｒｅｎｃｅ）が開示されている。フレーム対でこのよう
なデータの反復は、ＮＴＳＣ ＴＶ信号から検出される
複合映像信号を伴うＰＳＫ副搬送波をして画面上で視聴
のための複合映像信号から発生される画像を明らかでな
いようにする。また、フレーム対でこうしたデータの反
復は連続するＴＶ画像の静止領域を示す複合映像信号の
輝度領域からＰＳＫ副搬送波を分離するために、ディジ
タル信号受信機でフレームコームフィルタリング（ｌｉ
ｎｅ−ｃｏｍｂ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）の使用のための
基礎を提供する。また米国特許出願第０８／１０８，３
１１号では、ＮＴＳＣＴＶ信号の隣接する対の隣接走査
線で逆位相にあるディジタルデータの変調を繰返す優先
選択装置が開示されており、複合映像信号の色度領域で
ＰＳＫ副搬送波を分離するためにディジタル信号受信機
でラインコームフィルタリングの使用のための基礎を提
供する。
【０００３】上記のような方法はＮＴＳＣ ＴＶ信号の
周波数スペクトルを重畳するが、広帯域周波数スペクト
ルで大部分のエネルギーを有し、ＮＴＳＣ ＴＶ信号の
周波数スペクトルで、所謂Ｆｕｋｉｎｕｋｉ“窓（ｗｉ
ｎｄｏｗｓ）”あるいは“空孔（ｈｏｌｅｓ）”からな
る広帯域周波数スペクトルを発生させる。この“窓”あ
るいは“空孔”が何であるかについて理解するように本
願明細書に、Ｔ．Ｆｕｋｉｎｕｋｉ等が発表した“Ｅｘ
ｔｅｎｄｅｄ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ ＴＶＦｕｌｌｙ
Ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ ｗｉｔｈ Ｅｘｉｓｔｉｎｇ
Ｓｔａｎｄａｒｄｓ”（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔ
ｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏ
ｌ．ＣＯＭ−３２，Ｎｏ．８，Ａｕｇｕｓｔ １９８
４，ｐａｇｅｓ ９４８−９５３）と、“ＮＴＳＣ Ｆ
ＵＬＬ ＣＯＭＰＡＴＩＢＬＥＥＸＴＥＮＤＥＤ ＤＥ
ＦＩＮＩＴＩＯＮ ＴＶ ＰＲＯＴＯ ＭＯＤＥＬ Ａ
ＮＤ ＭＯＴＩＯＮ ＡＤＡＰＴＩＶＥ ＰＲＯＣＥＳ
ＳＩＮＧ”（ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
Ｓｏｃｉｅｔｙから再発刊されたＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａ
ｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆ
ｅｒｅｎｃｅ，Ｎｏ．４．６，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ ２−
５，１９８５，ｐａｇｅｓ １１３−１１７）を参照と
して挿入する。Ｔ．Ｆｕｋｉｎｕｋｉにより１９８７年
４月２１日に特許許与された米国特許番号第４，６６
０，０７２号“ＴＥＬＥＶＩＳＩＯＮ ＳＩＧＮＡＬ
ＴＲＡＮＳ ＭＩＳＳＩＯＮ ＳＹＳＴＥＭ”に、Ｆｕ
ｋｉｎｕｋｉ“窓”あるいは“空孔”が開示されてお
り、本願明細書に参考で挿入する。
周波数スペクトルを重畳するが、広帯域周波数スペクト
ルで大部分のエネルギーを有し、ＮＴＳＣ ＴＶ信号の
周波数スペクトルで、所謂Ｆｕｋｉｎｕｋｉ“窓（ｗｉ
ｎｄｏｗｓ）”あるいは“空孔（ｈｏｌｅｓ）”からな
る広帯域周波数スペクトルを発生させる。この“窓”あ
るいは“空孔”が何であるかについて理解するように本
願明細書に、Ｔ．Ｆｕｋｉｎｕｋｉ等が発表した“Ｅｘ
ｔｅｎｄｅｄ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ ＴＶＦｕｌｌｙ
Ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ ｗｉｔｈ Ｅｘｉｓｔｉｎｇ
Ｓｔａｎｄａｒｄｓ”（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔ
ｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏ
ｌ．ＣＯＭ−３２，Ｎｏ．８，Ａｕｇｕｓｔ １９８
４，ｐａｇｅｓ ９４８−９５３）と、“ＮＴＳＣ Ｆ
ＵＬＬ ＣＯＭＰＡＴＩＢＬＥＥＸＴＥＮＤＥＤ ＤＥ
ＦＩＮＩＴＩＯＮ ＴＶ ＰＲＯＴＯ ＭＯＤＥＬ Ａ
ＮＤ ＭＯＴＩＯＮ ＡＤＡＰＴＩＶＥ ＰＲＯＣＥＳ
ＳＩＮＧ”（ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
Ｓｏｃｉｅｔｙから再発刊されたＩＥＥＥ Ｇｌｏｂａ
ｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆ
ｅｒｅｎｃｅ，Ｎｏ．４．６，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ ２−
５，１９８５，ｐａｇｅｓ １１３−１１７）を参照と
して挿入する。Ｔ．Ｆｕｋｉｎｕｋｉにより１９８７年
４月２１日に特許許与された米国特許番号第４，６６
０，０７２号“ＴＥＬＥＶＩＳＩＯＮ ＳＩＧＮＡＬ
ＴＲＡＮＳ ＭＩＳＳＩＯＮ ＳＹＳＴＥＭ”に、Ｆｕ
ｋｉｎｕｋｉ“窓”あるいは“空孔”が開示されてお
り、本願明細書に参考で挿入する。
【０００４】内部にのせられているディジタル信号を有
するＮＴＳＣ ＴＶ信号が従来のＴＶ 受像機の視聴画
面に再生されるとき、輝度信号のＦｕｋｉｎｕｋｉ窓と
なるスペクトルエネルギーは画面から離れて正常的な視
聴位置にあり、あるいはさらに遠く離れている視聴者に
は明らかに見えない。これは、画面を一定の間隔を置い
て見るとき、人間の視力体系による空間解像度上の制限
による隣接線平均効果のためであり、さらには人間視力
体系の時間解像度上の制限と視聴画面にある蛍光体の残
像によるフレーム平均効果のためである。映像検出器か
ら出力される複合映像信号の輝度及び色度成分を分離す
るために、ラインコームフィルタリングを使用するＴＶ
受像機は輝度信号のＦｕｋｉｎｕｋｉ窓となるスペクト
ルエネルギーを取り去って、ＴＶ受像機の画面上で見る
ときフレーム平均効果は、ＴＶ画像でディジタル映像を
不明瞭にするためのメカニズムとしてのみ依存される必
要はない。フレームコームフィルタリングを使用する最
高級品のＴＶ受像機は輝度信号のＦｕｋｉｎｕｋｉ窓だ
けでなく、色度信号のＦｕｋｉｎｕｋｉ窓となるスペク
トルエネルギーを取除くことができる。しかし、このス
ペクトルエネルギーはフレームコームフィルタリングを
使用せずカラーＴＶ受像機ではカラー雑音で現われる。
このカラー雑音を相当に低く維持させるための所望は、
ディジタル情報を符号化する信号の許容振幅上に主要な
限界となってきている。
するＮＴＳＣ ＴＶ信号が従来のＴＶ 受像機の視聴画
面に再生されるとき、輝度信号のＦｕｋｉｎｕｋｉ窓と
なるスペクトルエネルギーは画面から離れて正常的な視
聴位置にあり、あるいはさらに遠く離れている視聴者に
は明らかに見えない。これは、画面を一定の間隔を置い
て見るとき、人間の視力体系による空間解像度上の制限
による隣接線平均効果のためであり、さらには人間視力
体系の時間解像度上の制限と視聴画面にある蛍光体の残
像によるフレーム平均効果のためである。映像検出器か
ら出力される複合映像信号の輝度及び色度成分を分離す
るために、ラインコームフィルタリングを使用するＴＶ
受像機は輝度信号のＦｕｋｉｎｕｋｉ窓となるスペクト
ルエネルギーを取り去って、ＴＶ受像機の画面上で見る
ときフレーム平均効果は、ＴＶ画像でディジタル映像を
不明瞭にするためのメカニズムとしてのみ依存される必
要はない。フレームコームフィルタリングを使用する最
高級品のＴＶ受像機は輝度信号のＦｕｋｉｎｕｋｉ窓だ
けでなく、色度信号のＦｕｋｉｎｕｋｉ窓となるスペク
トルエネルギーを取除くことができる。しかし、このス
ペクトルエネルギーはフレームコームフィルタリングを
使用せずカラーＴＶ受像機ではカラー雑音で現われる。
このカラー雑音を相当に低く維持させるための所望は、
ディジタル情報を符号化する信号の許容振幅上に主要な
限界となってきている。
【０００５】実際に、アナログ映像情報の伝送のために
Ｆｕｋｉｎｕｋｉ“窓”或いは“空孔”を使用すると
き、別途の映像情報の時間と空間の相関／逆相関パター
ンはフィールドで既にＴＶ受像機によって受信された正
常的なＴＶ画像でそれを完全に隠すのに必要な信号のラ
ンダム程度を予防して、映像検出器応答において約１Ｍ
Ｈｚ以下の水平空間周波数でいわば“Ｆｕｋｉｎｕｋｉ
ファントム（ｐｈａｎｔｏｍｓ）”を起こす。Ｆｕｋｉ
ｎｕｋｉファントムは、同相のＶＳＢ ＡＭ画像搬送波
を振幅変調させるＰＳＫ副搬送波に対して存在できる。
しかし、連続するフレームでデータの強制繰返しの間を
除き、これらＰＳＫ副搬送波の電力が低くフレーム区間
でディジタルワードが反復される確率が低いので、目立
つようなＦｕｋｉｎｕｋｉファントムの可能性は非常に
低い。
Ｆｕｋｉｎｕｋｉ“窓”或いは“空孔”を使用すると
き、別途の映像情報の時間と空間の相関／逆相関パター
ンはフィールドで既にＴＶ受像機によって受信された正
常的なＴＶ画像でそれを完全に隠すのに必要な信号のラ
ンダム程度を予防して、映像検出器応答において約１Ｍ
Ｈｚ以下の水平空間周波数でいわば“Ｆｕｋｉｎｕｋｉ
ファントム（ｐｈａｎｔｏｍｓ）”を起こす。Ｆｕｋｉ
ｎｕｋｉファントムは、同相のＶＳＢ ＡＭ画像搬送波
を振幅変調させるＰＳＫ副搬送波に対して存在できる。
しかし、連続するフレームでデータの強制繰返しの間を
除き、これらＰＳＫ副搬送波の電力が低くフレーム区間
でディジタルワードが反復される確率が低いので、目立
つようなＦｕｋｉｎｕｋｉファントムの可能性は非常に
低い。
【０００６】米国特許出願第０８／１０８，３１１号に
は、残留側波帯振幅変調（ＶＳＢＡＭ）画像搬送波と同
一の周波数にあるが、それと直角位相でディジタルデー
タと変調される副搬送波を伝送するのに使用される抑圧
ＶＳＢ ＡＭ搬送波が開示されている。この方法は、Ｖ
ＳＢ ＡＭ搬送波がＤＳＢ ＡＭの帯域を占める特性に
ある程度までＦｕｋｉｎｕｋｉファントムを抑圧する。
ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波と直角にある抑圧搬送波のＶＳ
Ｂ ＡＭ側波帯でディジタル情報を伝送することは、映
像搬送波のＶＳＢ ＡＭでディジタル情報を伝送する場
合よりアンテナからＥ2 ／Ｒ放射電力が少なく増加し
て、相対的に低い電力でのディジタル情報の伝送を許容
する。
は、残留側波帯振幅変調（ＶＳＢＡＭ）画像搬送波と同
一の周波数にあるが、それと直角位相でディジタルデー
タと変調される副搬送波を伝送するのに使用される抑圧
ＶＳＢ ＡＭ搬送波が開示されている。この方法は、Ｖ
ＳＢ ＡＭ搬送波がＤＳＢ ＡＭの帯域を占める特性に
ある程度までＦｕｋｉｎｕｋｉファントムを抑圧する。
ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波と直角にある抑圧搬送波のＶＳ
Ｂ ＡＭ側波帯でディジタル情報を伝送することは、映
像搬送波のＶＳＢ ＡＭでディジタル情報を伝送する場
合よりアンテナからＥ2 ／Ｒ放射電力が少なく増加し
て、相対的に低い電力でのディジタル情報の伝送を許容
する。
【０００７】米国特許出願第０８／１０８，３１１号に
開示されているディジタル信号受信機のそれぞれにおい
て、直角位相ＶＳＢ ＡＭ搬送波の同期検出は0.75ＭＨ
ｚに至る基底帯域で実際に隋伴する複合映像信号エネル
ギーがなくてもディジタル副搬送波を回復させる。0.75
ＭＨｚ以上でＶＳＢ ＡＭ映像搬送波は、両側波帯振幅
変調（ＤＳＢ ＡＭ）搬送波で単側波帯振幅変調（ＳＳ
Ｂ ＡＭ）搬送波への遷移を始める。複合映像信号は残
留側波帯のロールオフが終わる1.25ＭＨｚ周波数まで徐
々に効率が増加して検出される。０．７５ＭＨｚから
１．２５ＭＨｚまでの周波数範囲に対してディジタル副
搬送波が検出される効率は0.75ＭＨｚ以下でのその値の
半分に徐々に減少する。直角位相ＶＳＢ ＡＭ映像搬送
波を検出する同期映像検出器（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ
ｖｉｄｅｏ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）は中間周波数（Ｉ
Ｆ）増幅器が残留側波帯を通過すると、ＰＳＫ副搬送波
に対する応答と直流成分あるいは同期パルスを含まない
ＮＴＳＣ複合映像信号の残留成分を発生させる。これは
直角位相ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波に対する同期映像検出
器応答のダイナミック範囲を減少させ、量子化効果によ
り低いレベルのＰＳＫ副搬送波を損失することなく、そ
の応答をディジタル化する問題がなくなる。
開示されているディジタル信号受信機のそれぞれにおい
て、直角位相ＶＳＢ ＡＭ搬送波の同期検出は0.75ＭＨ
ｚに至る基底帯域で実際に隋伴する複合映像信号エネル
ギーがなくてもディジタル副搬送波を回復させる。0.75
ＭＨｚ以上でＶＳＢ ＡＭ映像搬送波は、両側波帯振幅
変調（ＤＳＢ ＡＭ）搬送波で単側波帯振幅変調（ＳＳ
Ｂ ＡＭ）搬送波への遷移を始める。複合映像信号は残
留側波帯のロールオフが終わる1.25ＭＨｚ周波数まで徐
々に効率が増加して検出される。０．７５ＭＨｚから
１．２５ＭＨｚまでの周波数範囲に対してディジタル副
搬送波が検出される効率は0.75ＭＨｚ以下でのその値の
半分に徐々に減少する。直角位相ＶＳＢ ＡＭ映像搬送
波を検出する同期映像検出器（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ
ｖｉｄｅｏ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）は中間周波数（Ｉ
Ｆ）増幅器が残留側波帯を通過すると、ＰＳＫ副搬送波
に対する応答と直流成分あるいは同期パルスを含まない
ＮＴＳＣ複合映像信号の残留成分を発生させる。これは
直角位相ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波に対する同期映像検出
器応答のダイナミック範囲を減少させ、量子化効果によ
り低いレベルのＰＳＫ副搬送波を損失することなく、そ
の応答をディジタル化する問題がなくなる。
【０００８】米国特許出願第０８／１０８，３１１号に
は、直角位相ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波に対する同期映像
検出器の次につながる低域ラインコームフィルタと高域
フレームコームフィルタの従属接続が開示されている。
低域ラインコームフィルタは、ＮＴＳＣ信号、特に適切
にプリフィルタリングされたＮＴＳＣ信号の周波数スペ
クトルの色度信号領域から１／２走査線周波数の奇数倍
である周波数を有するＰＳＫ副搬送波の周波数スペクト
ルを分離するためのものである。高域フレームコームフ
ィルタは、ＮＴＳＣ信号の周波数スペクトルの動きのな
い輝度信号領域から１／２走査線周波数の奇数倍である
周波数を有するＰＳＫ副搬送波の周波数スペクトルを分
離するためのものである。米国特許出願第０８／１０
８，３１１号には、従属接続された高域コームフィルタ
の応答でＮＴＳＣ信号の残留スペクトルがＰＳＫ信号を
隋伴するジャミング信号の周波数スペクトルで示すこと
ができることが開示されている。したがって、従属接続
された高域コームフィルタの応答でＮＴＳＣ信号の残留
スペクトルは同期記号検出によって判別され得る。
は、直角位相ＶＳＢ ＡＭ映像搬送波に対する同期映像
検出器の次につながる低域ラインコームフィルタと高域
フレームコームフィルタの従属接続が開示されている。
低域ラインコームフィルタは、ＮＴＳＣ信号、特に適切
にプリフィルタリングされたＮＴＳＣ信号の周波数スペ
クトルの色度信号領域から１／２走査線周波数の奇数倍
である周波数を有するＰＳＫ副搬送波の周波数スペクト
ルを分離するためのものである。高域フレームコームフ
ィルタは、ＮＴＳＣ信号の周波数スペクトルの動きのな
い輝度信号領域から１／２走査線周波数の奇数倍である
周波数を有するＰＳＫ副搬送波の周波数スペクトルを分
離するためのものである。米国特許出願第０８／１０
８，３１１号には、従属接続された高域コームフィルタ
の応答でＮＴＳＣ信号の残留スペクトルがＰＳＫ信号を
隋伴するジャミング信号の周波数スペクトルで示すこと
ができることが開示されている。したがって、従属接続
された高域コームフィルタの応答でＮＴＳＣ信号の残留
スペクトルは同期記号検出によって判別され得る。
【０００９】米国特許出願第０８／１０８，３１１号で
は、ＰＳＫ搬送波の２進位相偏移キーイングの使用を主
張しているが、その単側波帯（Ｓｉｎｇｌｅ−Ｓｉｄｅ
ｂａｎｄ；ＳＳＢ）は１／２走査線周波数の小さい奇数
倍の周波数にある抑圧副搬送波の上側波帯を形成するよ
うに周波数における変換のために選択される。このＳＳ
Ｂ ＢＰＳＫ副搬送波の発生により送信機の構成が複雑
になり、このＳＳＢＢＰＳＫ副搬送波の検出によりディ
ジタル信号受信機の構成が複雑になる。ディジタル信号
受信機ではＰＳＫ副搬送波を復調させるための一つ以上
の同期検出器と、ＰＳＫ副搬送波を同期的に検出するの
に使用される非変調副搬送波を更に再生するための自動
位相及び周波数制御（ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｐｈａｓｅ
ａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｏｎｔｒｏｌ；ＡＦ
ＰＣ）機能を有する一つ以上の発振器が必要である。各
局部発振器を水平同期、カラーバースト、ＰＳＫ抑圧副
搬送波、あるいは記号遷移に同期させるためにＡＦＰＣ
に使用される位相同期ループは、発振器の周波数の安定
性を維持することにおいて問題を起こしやすい。上側波
帯ＳＳＢ ＢＰＳＫが副搬送波上に受信されるときにそ
の周波数はただ１００ｋＨｚ程度で、ＢＰＳＫ変調を同
期的に検出するためにディジタル信号受信機は直角位相
映像検出器の次にアップコンバータ（ｕｐｃｏｎｖｅｒ
ｔｅｒ）、単側波帯フィルタリング、及びダウンコンバ
ータ（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を使用する。
は、ＰＳＫ搬送波の２進位相偏移キーイングの使用を主
張しているが、その単側波帯（Ｓｉｎｇｌｅ−Ｓｉｄｅ
ｂａｎｄ；ＳＳＢ）は１／２走査線周波数の小さい奇数
倍の周波数にある抑圧副搬送波の上側波帯を形成するよ
うに周波数における変換のために選択される。このＳＳ
Ｂ ＢＰＳＫ副搬送波の発生により送信機の構成が複雑
になり、このＳＳＢＢＰＳＫ副搬送波の検出によりディ
ジタル信号受信機の構成が複雑になる。ディジタル信号
受信機ではＰＳＫ副搬送波を復調させるための一つ以上
の同期検出器と、ＰＳＫ副搬送波を同期的に検出するの
に使用される非変調副搬送波を更に再生するための自動
位相及び周波数制御（ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｐｈａｓｅ
ａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｏｎｔｒｏｌ；ＡＦ
ＰＣ）機能を有する一つ以上の発振器が必要である。各
局部発振器を水平同期、カラーバースト、ＰＳＫ抑圧副
搬送波、あるいは記号遷移に同期させるためにＡＦＰＣ
に使用される位相同期ループは、発振器の周波数の安定
性を維持することにおいて問題を起こしやすい。上側波
帯ＳＳＢ ＢＰＳＫが副搬送波上に受信されるときにそ
の周波数はただ１００ｋＨｚ程度で、ＢＰＳＫ変調を同
期的に検出するためにディジタル信号受信機は直角位相
映像検出器の次にアップコンバータ（ｕｐｃｏｎｖｅｒ
ｔｅｒ）、単側波帯フィルタリング、及びダウンコンバ
ータ（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を使用する。
【００１０】このような複雑さと問題は、本願明細書に
提示した発明で副搬送波の代りに直角位相ＶＳＢの主要
な搬送波それ自体を２進位相偏移キーイングすることで
解決可能になる。ディジタル信号受信機では、直角位相
ＶＳＢ映像搬送波に対する同期映像検出器がＢＰＳＫ変
調を直接に検出する。この検出の効率は、ＢＳＰＫ搬送
波が両側波帯振幅変調（ＤＳＢ ＡＭ）搬送波から単側
波帯振幅変調（ＳＳＢＡＭ）搬送波への遷移を始めると
き、0.75ＭＨｚ以上で減少する。0.75から1.25ＭＨｚま
での周波数範囲に対して、ディジタル副搬送波が検出さ
れる効率は0.75ＭＨｚ以下でのその値の半分に徐々に減
少し、この検出効率値は1.25ＭＨｚ以上、しかし検出器
帯域幅を確立する低域フィルタリングのロールオフ以下
の周波数に対して維持される。送信機において、位相偏
移キーイングのために使用されるパルス列の高周波数は
ＢＰＳＫ変調が特性的に単側波帯となるとき、ディジタ
ル信号受信機での検出周波数が損失することを補償する
ためにプリエンファシスされ得る。
提示した発明で副搬送波の代りに直角位相ＶＳＢの主要
な搬送波それ自体を２進位相偏移キーイングすることで
解決可能になる。ディジタル信号受信機では、直角位相
ＶＳＢ映像搬送波に対する同期映像検出器がＢＰＳＫ変
調を直接に検出する。この検出の効率は、ＢＳＰＫ搬送
波が両側波帯振幅変調（ＤＳＢ ＡＭ）搬送波から単側
波帯振幅変調（ＳＳＢＡＭ）搬送波への遷移を始めると
き、0.75ＭＨｚ以上で減少する。0.75から1.25ＭＨｚま
での周波数範囲に対して、ディジタル副搬送波が検出さ
れる効率は0.75ＭＨｚ以下でのその値の半分に徐々に減
少し、この検出効率値は1.25ＭＨｚ以上、しかし検出器
帯域幅を確立する低域フィルタリングのロールオフ以下
の周波数に対して維持される。送信機において、位相偏
移キーイングのために使用されるパルス列の高周波数は
ＢＰＳＫ変調が特性的に単側波帯となるとき、ディジタ
ル信号受信機での検出周波数が損失することを補償する
ためにプリエンファシスされ得る。
【００１１】米国特許出願第０８／１０８，３１１号に
は、ＮＴＳＣ ＴＶ信号の隣接する対の隣接走査線で逆
位相にあるＢＰＳＫを繰返す優先選択装置が開示されて
おり、ＮＴＳＣ複合映像信号の抑圧カラー副搬送波の干
渉する色度側波帯からディジタルデータを分離させるた
めのよりよい基礎を提供する。このＢＰＳＫ変調の再伝
送は長い期間でディジタル伝送レートを半減し、ディジ
タルデータ伝送のために色度側波帯により既に占めてい
るＮＴＳＣ複合映像信号の基底帯域周波数の帯域をディ
ジタルデータ伝送することに使用しようとする試みは既
に現存する大多数のカラーＴＶ受像機ではカラー雑音を
発生させる。よりよいシステム折衷案は、ディジタル変
調が伝送のために導入される基底帯域周波数の帯域を減
少させることで、それは色度側波帯により占める帯域と
同一に延長されず、ＮＴＳＣ ＴＶ信号の隣接する対の
隣接走査線で逆位相のディジタル変調を繰返さない。デ
ィジタル情報を伝送させるための帯域幅の犠牲は現存す
るカラーＴＶでカラー雑音を起こすディジタル変調を避
け、隣接走査線で逆位相にあるディジタル変調を反復し
ないことは犠牲になった帯域幅を補償するためのディジ
タル伝送レートを増加させる。米国特許出願第０８／１
０８，３１１号において、隣接する走査線で逆位相に反
復されるディジタル変調はラインコームフィルタリング
されてＰＳＫの電力を２倍とし、ジャミング信号として
ＮＴＳＣ複合信号の残留成分から干渉に耐える能力を向
上させる。（その周波数がクロマの周波数と重畳すると
きに伝送されたＰＳＫの電力上に実際の限界を立証す
る）カラー雑音の出現が変調信号のより狭い帯域幅に対
する問題ではないので、この損失が意味をもつ程度まで
伝送されたＰＳＫの電力を増加して（例えば、３ＩＲＥ
から4.5 ＩＲＥまで増加させ）損失が補償されることが
できる。ディジタル変調が逆位相にある隣接した走査線
で反復されないとき、ＰＳＫの受信を全くなくすインパ
ルス雑音の可能性がある程度増加する一方で、誤り訂正
符号化を通じるインパルス雑音の抑圧はさらに低い間接
費用で成就される。
は、ＮＴＳＣ ＴＶ信号の隣接する対の隣接走査線で逆
位相にあるＢＰＳＫを繰返す優先選択装置が開示されて
おり、ＮＴＳＣ複合映像信号の抑圧カラー副搬送波の干
渉する色度側波帯からディジタルデータを分離させるた
めのよりよい基礎を提供する。このＢＰＳＫ変調の再伝
送は長い期間でディジタル伝送レートを半減し、ディジ
タルデータ伝送のために色度側波帯により既に占めてい
るＮＴＳＣ複合映像信号の基底帯域周波数の帯域をディ
ジタルデータ伝送することに使用しようとする試みは既
に現存する大多数のカラーＴＶ受像機ではカラー雑音を
発生させる。よりよいシステム折衷案は、ディジタル変
調が伝送のために導入される基底帯域周波数の帯域を減
少させることで、それは色度側波帯により占める帯域と
同一に延長されず、ＮＴＳＣ ＴＶ信号の隣接する対の
隣接走査線で逆位相のディジタル変調を繰返さない。デ
ィジタル情報を伝送させるための帯域幅の犠牲は現存す
るカラーＴＶでカラー雑音を起こすディジタル変調を避
け、隣接走査線で逆位相にあるディジタル変調を反復し
ないことは犠牲になった帯域幅を補償するためのディジ
タル伝送レートを増加させる。米国特許出願第０８／１
０８，３１１号において、隣接する走査線で逆位相に反
復されるディジタル変調はラインコームフィルタリング
されてＰＳＫの電力を２倍とし、ジャミング信号として
ＮＴＳＣ複合信号の残留成分から干渉に耐える能力を向
上させる。（その周波数がクロマの周波数と重畳すると
きに伝送されたＰＳＫの電力上に実際の限界を立証す
る）カラー雑音の出現が変調信号のより狭い帯域幅に対
する問題ではないので、この損失が意味をもつ程度まで
伝送されたＰＳＫの電力を増加して（例えば、３ＩＲＥ
から4.5 ＩＲＥまで増加させ）損失が補償されることが
できる。ディジタル変調が逆位相にある隣接した走査線
で反復されないとき、ＰＳＫの受信を全くなくすインパ
ルス雑音の可能性がある程度増加する一方で、誤り訂正
符号化を通じるインパルス雑音の抑圧はさらに低い間接
費用で成就される。
【００１２】ラインコームフィルタリングによって干渉
する色度側波帯からディジタル変調を分離できるように
逆位相にある隣接する走査線でディジタル変調を反復し
ないことは、ラインコームフィルタリングが干渉する輝
度信号からディジタル変調を分離するのに使用可能にデ
ータ伝送のための信号の設計に対する自由を提供する。
ＴＶ画像の動領域は一つのフレームから次のフレームに
繰返すことはなく、したがってフレームコームフィルタ
リングは連続する対（この対は時間に重畳されず）のフ
レームの各フレームで逆位相に繰り返されるディジタル
変調から動領域を示す輝度信号を分離させないであろ
う。ＴＶ画像のこのような動領域を示す輝度信号は連続
する水平走査線の該当水平位置で反復する明らかな傾向
があって、高域ラインコームフィルタリングによって判
別され得る。隣接する対の隣接走査線のディジタルデー
タの変調は繰返される可能性があるので、データに変化
なしに高域ラインコームフィルタリングを通じてデータ
を通過させるための基礎を提供するが、これはその対価
として十分な補償利点の利得なしにシステムを通じるデ
ータレートを長期的に半減する。
する色度側波帯からディジタル変調を分離できるように
逆位相にある隣接する走査線でディジタル変調を反復し
ないことは、ラインコームフィルタリングが干渉する輝
度信号からディジタル変調を分離するのに使用可能にデ
ータ伝送のための信号の設計に対する自由を提供する。
ＴＶ画像の動領域は一つのフレームから次のフレームに
繰返すことはなく、したがってフレームコームフィルタ
リングは連続する対（この対は時間に重畳されず）のフ
レームの各フレームで逆位相に繰り返されるディジタル
変調から動領域を示す輝度信号を分離させないであろ
う。ＴＶ画像のこのような動領域を示す輝度信号は連続
する水平走査線の該当水平位置で反復する明らかな傾向
があって、高域ラインコームフィルタリングによって判
別され得る。隣接する対の隣接走査線のディジタルデー
タの変調は繰返される可能性があるので、データに変化
なしに高域ラインコームフィルタリングを通じてデータ
を通過させるための基礎を提供するが、これはその対価
として十分な補償利点の利得なしにシステムを通じるデ
ータレートを長期的に半減する。
【００１３】本願明細書で指摘されるより好ましい実施
は、２進ディジタルデータとしてディジタル信号受信機
で回復されるディジタル部分応答フィルタの応答が、入
力信号として高域ラインコームフィルタに供給されると
きに３重あるいは他の多重レベルのディジタルデータを
発生させる形態の送信機において、部分応答フィルタリ
ングを使用することである。この方法は、システムを通
じる長期的データレートを減少させない。
は、２進ディジタルデータとしてディジタル信号受信機
で回復されるディジタル部分応答フィルタの応答が、入
力信号として高域ラインコームフィルタに供給されると
きに３重あるいは他の多重レベルのディジタルデータを
発生させる形態の送信機において、部分応答フィルタリ
ングを使用することである。この方法は、システムを通
じる長期的データレートを減少させない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明によると、残留
側波帯搬送波を２進位相偏移キーイングしてディジタル
情報を伝送させるためのシステムが提供され抑圧される
が、この搬送波は複合映像信号により振幅変調される残
留側波帯搬送波と直角位相にあるようになる。このディ
ジタル情報は複合映像信号の水平走査線レートの倍数で
あるビットレートを有し、ビット−直列フォーマットに
位置し、次にそれ以上のデータフォーマット方法は残留
側波帯搬送波を２進位相偏移キーイングするためにデー
タをアナログ形態に変換する前に遂行される。複合映像
信号のフレームと同一の持続時間の引続くデータフレー
ムは、複合映像信号のフレームで水平走査線の個数と同
じデータ行の数を有する各データフレームと定義され
る。連続するデータフレームはその発生順序で連続して
割当てられる各モジュロ序数により識別される。ビット
直列データは部分応答フィルタを通過してデータを発生
させるが、ディジタル信号受信機でこのデータは記号決
定が行われる前にラインコームフィルタリングによって
隋伴する複合映像信号の干渉する残留成分から容易に分
離される。送信機でこれらデータは奇数データフレーム
で伝送のために配分される。各奇数のデータフレームで
部分応答フィルタ応答は１の補数となって次の偶数のデ
ータフレームで伝送されるデータを発生させる。反対論
理の意味であるが、この２回のデータ伝送は、ＴＶ受像
機で隋伴する複合映像信号から得られ、視聴画面上に示
す映像を隋伴するデータのフレーム平均のために提供さ
れる。ディジタル信号受信機において、反対理論の意味
であるが、２回のデータ伝送は記号が決定される前に隋
伴する複合映像信号の干渉する残留成分からデータを更
に分離するためのフレーム−コームフィルタリングを容
易にする。
側波帯搬送波を２進位相偏移キーイングしてディジタル
情報を伝送させるためのシステムが提供され抑圧される
が、この搬送波は複合映像信号により振幅変調される残
留側波帯搬送波と直角位相にあるようになる。このディ
ジタル情報は複合映像信号の水平走査線レートの倍数で
あるビットレートを有し、ビット−直列フォーマットに
位置し、次にそれ以上のデータフォーマット方法は残留
側波帯搬送波を２進位相偏移キーイングするためにデー
タをアナログ形態に変換する前に遂行される。複合映像
信号のフレームと同一の持続時間の引続くデータフレー
ムは、複合映像信号のフレームで水平走査線の個数と同
じデータ行の数を有する各データフレームと定義され
る。連続するデータフレームはその発生順序で連続して
割当てられる各モジュロ序数により識別される。ビット
直列データは部分応答フィルタを通過してデータを発生
させるが、ディジタル信号受信機でこのデータは記号決
定が行われる前にラインコームフィルタリングによって
隋伴する複合映像信号の干渉する残留成分から容易に分
離される。送信機でこれらデータは奇数データフレーム
で伝送のために配分される。各奇数のデータフレームで
部分応答フィルタ応答は１の補数となって次の偶数のデ
ータフレームで伝送されるデータを発生させる。反対論
理の意味であるが、この２回のデータ伝送は、ＴＶ受像
機で隋伴する複合映像信号から得られ、視聴画面上に示
す映像を隋伴するデータのフレーム平均のために提供さ
れる。ディジタル信号受信機において、反対理論の意味
であるが、２回のデータ伝送は記号が決定される前に隋
伴する複合映像信号の干渉する残留成分からデータを更
に分離するためのフレーム−コームフィルタリングを容
易にする。
【００１５】本発明によると、ＴＶ信号に送られている
ディジタル情報を上記のように伝送することに係るＴＶ
信号が提供される。本発明によると、残留側波帯２進位
相偏移キーイングされた直角位相搬送波を通じて送信さ
れるディジタル情報を受信するシステムが提供される。
直角位相搬送波の２進位相偏移キーイングの検出後、こ
の検出された信号はライン及びフレームコームフィルタ
リングされてビット−直列フォーマットで送信されたデ
ィジタル情報を回復する記号決定回路に印加される前に
複合映像信号の隋伴される残留成分を抑圧させる。
ディジタル情報を上記のように伝送することに係るＴＶ
信号が提供される。本発明によると、残留側波帯２進位
相偏移キーイングされた直角位相搬送波を通じて送信さ
れるディジタル情報を受信するシステムが提供される。
直角位相搬送波の２進位相偏移キーイングの検出後、こ
の検出された信号はライン及びフレームコームフィルタ
リングされてビット−直列フォーマットで送信されたデ
ィジタル情報を回復する記号決定回路に印加される前に
複合映像信号の隋伴される残留成分を抑圧させる。
【００１６】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために本発明は、ディジタル情報を複合映像信号と共
に伝送するためのシステムにおいて、音声信号源と、そ
れぞれ内部に挿入された水平及び垂直同期パルスを有す
る前記複合映像信号の所定個数の水平走査線からなって
おり、所定の映像フレームレートを有する連続する映像
フレームで、前記連続する映像フレームの所定の水平走
査線レートを有する連続する水平走査線を示す複合映像
信号源と、前記ディジタル情報を符号化する２進位相偏
移キーイング信号源と、前記音声信号により音声搬送波
の周波数を変調してそれぞれの出力信号を発生させる周
波数変調送信機と、前記複合映像信号により映像搬送波
の振幅を変調し、それぞれの出力信号を発生させる第１
残留側波帯振幅変調送信機と、前記２進位相偏移キーイ
ング信号により抑圧搬送波の振幅を変調してそれぞれの
出力信号を発生させる第２残留側波帯振幅変調送信機
と、前記抑圧搬送波が前記映像搬送波と直角位相になる
ように、前記第１及び第２残留側波帯振幅変調送信機の
それぞれの出力信号を前記周波数変調送信機の出力信号
と結合させるための周波数マルチプレクサとを備えるこ
とを特徴とする。
るために本発明は、ディジタル情報を複合映像信号と共
に伝送するためのシステムにおいて、音声信号源と、そ
れぞれ内部に挿入された水平及び垂直同期パルスを有す
る前記複合映像信号の所定個数の水平走査線からなって
おり、所定の映像フレームレートを有する連続する映像
フレームで、前記連続する映像フレームの所定の水平走
査線レートを有する連続する水平走査線を示す複合映像
信号源と、前記ディジタル情報を符号化する２進位相偏
移キーイング信号源と、前記音声信号により音声搬送波
の周波数を変調してそれぞれの出力信号を発生させる周
波数変調送信機と、前記複合映像信号により映像搬送波
の振幅を変調し、それぞれの出力信号を発生させる第１
残留側波帯振幅変調送信機と、前記２進位相偏移キーイ
ング信号により抑圧搬送波の振幅を変調してそれぞれの
出力信号を発生させる第２残留側波帯振幅変調送信機
と、前記抑圧搬送波が前記映像搬送波と直角位相になる
ように、前記第１及び第２残留側波帯振幅変調送信機の
それぞれの出力信号を前記周波数変調送信機の出力信号
と結合させるための周波数マルチプレクサとを備えるこ
とを特徴とする。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の望ましい実施例を添付の図面
を参照して詳細に説明する。一般に、等化遅延器は図面
を簡単にし、容易な理解のために図示を省略する。映像
信号処理装置設計に知識を有する者なら、相互に異なる
処理経路の上で遂行される異なる処理により、そのよう
な経路上で相互に異なるように遅延される画素及びデー
タを適切に時間整列のためにこの遅延器が必要であるこ
とを理解できるであろう。当該分野で熟練された者にお
いては、上記のような遅延器がどこに必要で、遅延器の
それぞれがどのくらい長さを必要とする等が理解でき、
以下には述べていない。論理回路において、この分野の
通常の知識を有する者ならば、論理動作を遂行すること
において望ましくない“論理レース（ｌｏｇｉｃ ｒａ
ｃｅ）”状態を克服し、潜在遅延を補償するために必要
なシム（ｓｈｉｍｍｉｎｇ）遅延器を如何に提供するか
が理解でき、シム遅延器を提供することに対する論理回
路設計の詳細なものは以下には述べていない。また、本
願明細書でアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）につ
いて図示あるいは説明しているところで、この変換器の
前にアンチエイリアシング（ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎ
ｇ）低域フィルタを設けるのが望ましいことと、これが
どのように遂行されることができるかということは、こ
の分野で知識を有する者ならば理解でき、以下には詳細
に述べない。さらに、本願明細書でディジタル−アナロ
グ変換器（ＤＡＣ）について図示あるいは説明している
ところに、この変換器の後にサンプリングクロック除去
低域フィルタを設けるのが望ましいことと、これがどの
ように遂行されることができるかはこの分野の知識を有
する者ならば理解でき、以下には詳細に述べない。
を参照して詳細に説明する。一般に、等化遅延器は図面
を簡単にし、容易な理解のために図示を省略する。映像
信号処理装置設計に知識を有する者なら、相互に異なる
処理経路の上で遂行される異なる処理により、そのよう
な経路上で相互に異なるように遅延される画素及びデー
タを適切に時間整列のためにこの遅延器が必要であるこ
とを理解できるであろう。当該分野で熟練された者にお
いては、上記のような遅延器がどこに必要で、遅延器の
それぞれがどのくらい長さを必要とする等が理解でき、
以下には述べていない。論理回路において、この分野の
通常の知識を有する者ならば、論理動作を遂行すること
において望ましくない“論理レース（ｌｏｇｉｃ ｒａ
ｃｅ）”状態を克服し、潜在遅延を補償するために必要
なシム（ｓｈｉｍｍｉｎｇ）遅延器を如何に提供するか
が理解でき、シム遅延器を提供することに対する論理回
路設計の詳細なものは以下には述べていない。また、本
願明細書でアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）につ
いて図示あるいは説明しているところで、この変換器の
前にアンチエイリアシング（ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎ
ｇ）低域フィルタを設けるのが望ましいことと、これが
どのように遂行されることができるかということは、こ
の分野で知識を有する者ならば理解でき、以下には詳細
に述べない。さらに、本願明細書でディジタル−アナロ
グ変換器（ＤＡＣ）について図示あるいは説明している
ところに、この変換器の後にサンプリングクロック除去
低域フィルタを設けるのが望ましいことと、これがどの
ように遂行されることができるかはこの分野の知識を有
する者ならば理解でき、以下には詳細に述べない。
【００１８】図１には、内部にのせられているディジタ
ル信号を有するＴＶ信号を伝送するためのＴＶ送信機１
を示す。アナログ音声源２は音声処理回路３に一つ以上
のアナログ音声信号を供給し、この音声処理回路３は音
声搬送波の周波数を変調する音声搬送波送信機４に変調
信号を提供する。音声処理回路３は、音声と画像を同期
させるのに必要とする遅延器を含む。通常の実施例によ
り、音声処理回路３はアナログ音声信号に対するプリエ
ンファシス回路網（ｎｅｔｗｏｒｋｓ）を含み、音声搬
送波送信機４に供給される変調信号に含まれるステレオ
及び二次音声プログラム（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ａｕｄ
ｉｏ Ｐｒｏｇｒａｍ：ＳＡＰ）副搬送波を発生させる
ための装置を備えることもできる。周波数変調（Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ：ＦＭ）された音声
搬送波は典型的に音声搬送波送信機４から同相ＶＳＢ
ＡＭ画像搬送波と直角位相ＶＳＢ ＢＰＳＫデータ搬送
波が周波数マルチプレクシングされるマルチプレクサ５
に供給される。空中電波（ｏｖｅｒ−ｔｈｅ−ａｉｒ）
放送のためのＴＶ送信機１において、マルチプレクサ５
は典型的にアンテナ結合回路網の形態を有し、結果的に
生じる周波数多重信号は送信アンテナ６から電波され
る。ケーブル放送システムのヘッド端に対するＴＶ送信
機は空中電波放送で使用される送信アンテナ６を有して
いない。マルチプレクサ５は他のチャネルからの周波数
多重信号と、また周波数マルチプレクシングされる考慮
中のチャネルからの周波数多重信号と、線形増幅器によ
りケーブル放送システムの中継（ｔｒｕｎｋ）ケーブル
に印加されることによって生じる信号を有する異なる形
態が取られる。
ル信号を有するＴＶ信号を伝送するためのＴＶ送信機１
を示す。アナログ音声源２は音声処理回路３に一つ以上
のアナログ音声信号を供給し、この音声処理回路３は音
声搬送波の周波数を変調する音声搬送波送信機４に変調
信号を提供する。音声処理回路３は、音声と画像を同期
させるのに必要とする遅延器を含む。通常の実施例によ
り、音声処理回路３はアナログ音声信号に対するプリエ
ンファシス回路網（ｎｅｔｗｏｒｋｓ）を含み、音声搬
送波送信機４に供給される変調信号に含まれるステレオ
及び二次音声プログラム（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ａｕｄ
ｉｏ Ｐｒｏｇｒａｍ：ＳＡＰ）副搬送波を発生させる
ための装置を備えることもできる。周波数変調（Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ：ＦＭ）された音声
搬送波は典型的に音声搬送波送信機４から同相ＶＳＢ
ＡＭ画像搬送波と直角位相ＶＳＢ ＢＰＳＫデータ搬送
波が周波数マルチプレクシングされるマルチプレクサ５
に供給される。空中電波（ｏｖｅｒ−ｔｈｅ−ａｉｒ）
放送のためのＴＶ送信機１において、マルチプレクサ５
は典型的にアンテナ結合回路網の形態を有し、結果的に
生じる周波数多重信号は送信アンテナ６から電波され
る。ケーブル放送システムのヘッド端に対するＴＶ送信
機は空中電波放送で使用される送信アンテナ６を有して
いない。マルチプレクサ５は他のチャネルからの周波数
多重信号と、また周波数マルチプレクシングされる考慮
中のチャネルからの周波数多重信号と、線形増幅器によ
りケーブル放送システムの中継（ｔｒｕｎｋ）ケーブル
に印加されることによって生じる信号を有する異なる形
態が取られる。
【００１９】図１において、アナログ複合映像源７は送
信機８に供給される変調信号に対して基礎となるアナロ
グ複合映像信号を提供し、送信機８はＶＳＢ ＡＭ画像
搬送波をＦＭ音声搬送波と周波数マルチプレクシングさ
れるようにマルチプレクサ５に供給する。アナログ複合
映像源７からのアナログ複合映像信号の垂直同期パル
ス、水平同期パルス、及びカラーバーストは位置同期信
号発生器９によって供給される該当信号と同期する。複
合映像信号のアナログ複合映像源７と位置同期信号発生
器９との間の制御接続１０はこの同期に使用される手段
を示す。アナログ複合映像源７が都心のステューディオ
あるいは地方ＴＶ局と回路網に放送される他のＴＶ局の
ように複合映像信号の遠隔制御発生装置のところで、こ
の制御接続１０は位置同期信号発生器９への同期結合
（ｇｅｎｌｏｃｋ）接続となることもできる。アナログ
複合映像源７が近距離接続カメラの場合、この近距離接
続カメラは制御接続１０を経て位置同期発生器９から同
期情報を受信できる。ビデオテープ録画装置とテレビジ
ョン映画装置等を含むこれら及び他の同期構造は、この
分野で熟練された者にはよく知られている。典型的に時
分割マルチプレクサ１１は垂直同期パルス、水平同期パ
ルス、等化パルス、カラーバースト及びペデスタル（通
常、“ポーチ（ｐｏｒｃｈｅｓ）”と呼ばれる）を含む
同期ブロック情報を元の同期ブロック情報の代りに変調
信号として画像搬送波送信機８に印加される複合映像信
号に挿入するために使用される。
信機８に供給される変調信号に対して基礎となるアナロ
グ複合映像信号を提供し、送信機８はＶＳＢ ＡＭ画像
搬送波をＦＭ音声搬送波と周波数マルチプレクシングさ
れるようにマルチプレクサ５に供給する。アナログ複合
映像源７からのアナログ複合映像信号の垂直同期パル
ス、水平同期パルス、及びカラーバーストは位置同期信
号発生器９によって供給される該当信号と同期する。複
合映像信号のアナログ複合映像源７と位置同期信号発生
器９との間の制御接続１０はこの同期に使用される手段
を示す。アナログ複合映像源７が都心のステューディオ
あるいは地方ＴＶ局と回路網に放送される他のＴＶ局の
ように複合映像信号の遠隔制御発生装置のところで、こ
の制御接続１０は位置同期信号発生器９への同期結合
（ｇｅｎｌｏｃｋ）接続となることもできる。アナログ
複合映像源７が近距離接続カメラの場合、この近距離接
続カメラは制御接続１０を経て位置同期発生器９から同
期情報を受信できる。ビデオテープ録画装置とテレビジ
ョン映画装置等を含むこれら及び他の同期構造は、この
分野で熟練された者にはよく知られている。典型的に時
分割マルチプレクサ１１は垂直同期パルス、水平同期パ
ルス、等化パルス、カラーバースト及びペデスタル（通
常、“ポーチ（ｐｏｒｃｈｅｓ）”と呼ばれる）を含む
同期ブロック情報を元の同期ブロック情報の代りに変調
信号として画像搬送波送信機８に印加される複合映像信
号に挿入するために使用される。
【００２０】図１のＴＶ送信機はその他のＶＳＢ ＡＭ
送信機１２がＮＴＳＣ複合映像信号に対してＶＳＢ Ａ
Ｍ画像搬送波と直角位相にある残留側波帯２進位相偏移
キーイングされた（ｖｅｓｔｉｇｉａｌ−ｓｉｄｅｂａ
ｎｄ，ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ−ｋｅｙ
ｅｄ；ＶＳＢ ＢＰＳＫ）抑圧搬送波を発生させるとい
う点で、現在使用される送信機と異なる。このＶＳＢ
ＡＭ送信機１２は搬送波及びＢＰＳＫ変調信号と平衡状
態の平衡変調器を含み、ＶＳＢ ＡＭ送信機８からの同
相映像搬送波を受信し、平衡変調器に直角位相映像搬送
波を供給する９０°位相偏移回路網をさらに含まれる。
送信機８からＮＴＳＣ複合映像信号によって振幅変調さ
れるＶＳＢ ＡＭ映像搬送波のように、送信機１２から
のＶＳＢＢＰＳＫ信号は周波数変調（ＦＭ）された音声
搬送波と周波数マルチプレクシングされるマルチプレク
サ５に供給される。直列ビットディジタルデータ源１３
は直列ビット形態のディジタル信号を誤り訂正符号器１
４に印加し、誤り訂正符号器１４は誤り訂正符号の付加
ビットをフレームレピータ（ｆｒａｍｅ ｒｅｐｅａｔ
ｅｒ）１５に印加される直列−ビットストリームに挿入
する。フレームレピータ１５はその出力信号の２倍の入
力信号として受信されるデータの各フレームを供給す
る。フレームレピータ１５からの出力信号は部分応答フ
ィルタ１６に印加され、これは連続する水平走査線の該
当する点でデータに相関を導入させる。部分応答フィル
タ１６からのディジタル応答はアナログキーイング信号
への変換のために、ディジタル−アナログ変換器（ＤＡ
Ｃ）１７に供給される。ＤＡＣ１７は、ディジタル０に
応答する所定の正の値とディジタル１に応答する所定の
負の値となるキーイング信号を高周波プリエンファシス
及び遷移整形フィルタ１８に供給する。アナログ変調信
号の所定の負レベルはアナログ変調信号の所定の正レベ
ルと同一の絶対値を有する。遷移整形フィルタ１８の応
答はＶＳＢ ＡＭ送信機１２の平衡変調器に供給される
キーイング信号で、この平衡変調器は変調される直角位
相映像搬送波を受信する。ＮＴＳＣ複合映像信号によっ
て振幅変調されるＶＳＢ ＡＭ映像搬送波をマルチプレ
クサ５に供給する送信機８は慎重に設計され、ＶＳＢ
ＡＭ送信機１２からの直角位相ＶＳＢ ＢＰＳＫ抑圧搬
送波と干渉する可能性のある付随的な位相変調を避けら
れるように動作される。ＰＳＫについて、直角位相ＶＳ
Ｂ ＡＭ搬送波が抑圧されるので、ＶＳＢ ＰＳＫとＶ
ＳＢ ＡＭ搬送波が結合されている信号の位相は同相Ｖ
ＳＢ ＡＭ映像搬送波の位相と相当に違う。図１に示す
ように送信機８及び１２が相互に分離されているが、実
際に同一の上側波帯フィルタと最終増幅段が送信機８及
び１２によって共有され得る。
送信機１２がＮＴＳＣ複合映像信号に対してＶＳＢ Ａ
Ｍ画像搬送波と直角位相にある残留側波帯２進位相偏移
キーイングされた（ｖｅｓｔｉｇｉａｌ−ｓｉｄｅｂａ
ｎｄ，ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ−ｋｅｙ
ｅｄ；ＶＳＢ ＢＰＳＫ）抑圧搬送波を発生させるとい
う点で、現在使用される送信機と異なる。このＶＳＢ
ＡＭ送信機１２は搬送波及びＢＰＳＫ変調信号と平衡状
態の平衡変調器を含み、ＶＳＢ ＡＭ送信機８からの同
相映像搬送波を受信し、平衡変調器に直角位相映像搬送
波を供給する９０°位相偏移回路網をさらに含まれる。
送信機８からＮＴＳＣ複合映像信号によって振幅変調さ
れるＶＳＢ ＡＭ映像搬送波のように、送信機１２から
のＶＳＢＢＰＳＫ信号は周波数変調（ＦＭ）された音声
搬送波と周波数マルチプレクシングされるマルチプレク
サ５に供給される。直列ビットディジタルデータ源１３
は直列ビット形態のディジタル信号を誤り訂正符号器１
４に印加し、誤り訂正符号器１４は誤り訂正符号の付加
ビットをフレームレピータ（ｆｒａｍｅ ｒｅｐｅａｔ
ｅｒ）１５に印加される直列−ビットストリームに挿入
する。フレームレピータ１５はその出力信号の２倍の入
力信号として受信されるデータの各フレームを供給す
る。フレームレピータ１５からの出力信号は部分応答フ
ィルタ１６に印加され、これは連続する水平走査線の該
当する点でデータに相関を導入させる。部分応答フィル
タ１６からのディジタル応答はアナログキーイング信号
への変換のために、ディジタル−アナログ変換器（ＤＡ
Ｃ）１７に供給される。ＤＡＣ１７は、ディジタル０に
応答する所定の正の値とディジタル１に応答する所定の
負の値となるキーイング信号を高周波プリエンファシス
及び遷移整形フィルタ１８に供給する。アナログ変調信
号の所定の負レベルはアナログ変調信号の所定の正レベ
ルと同一の絶対値を有する。遷移整形フィルタ１８の応
答はＶＳＢ ＡＭ送信機１２の平衡変調器に供給される
キーイング信号で、この平衡変調器は変調される直角位
相映像搬送波を受信する。ＮＴＳＣ複合映像信号によっ
て振幅変調されるＶＳＢ ＡＭ映像搬送波をマルチプレ
クサ５に供給する送信機８は慎重に設計され、ＶＳＢ
ＡＭ送信機１２からの直角位相ＶＳＢ ＢＰＳＫ抑圧搬
送波と干渉する可能性のある付随的な位相変調を避けら
れるように動作される。ＰＳＫについて、直角位相ＶＳ
Ｂ ＡＭ搬送波が抑圧されるので、ＶＳＢ ＰＳＫとＶ
ＳＢ ＡＭ搬送波が結合されている信号の位相は同相Ｖ
ＳＢ ＡＭ映像搬送波の位相と相当に違う。図１に示す
ように送信機８及び１２が相互に分離されているが、実
際に同一の上側波帯フィルタと最終増幅段が送信機８及
び１２によって共有され得る。
【００２１】Ｆｕｋｉｎｕｋｉ空孔における重要な輝度
信号の内容を除去するための動適応フィルタはＥＤＴＶ
とＴＶテープ録画で行われる技術からこの分野で公知の
事実である。図１に示すアナログ複合映像源７によって
供給される複合映像信号のそのようなフィルタリング
は、複合映像信号に続いて送られる副搬送波を変調させ
るディジタルデータとの干渉の可能性を減少させるが、
複合映像信号における変化は画面に示す画像でほぼ気付
かないほどの変化をもたらす。折返し（ｆｏｌｄｅｄ）
スペクトル輝度信号を使用するＴＶテープ録画において
動適応フィルタは上側周波数１／２帯域をより低い周波
数帯域のＦｕｋｉｎｕｋｉ空孔に折返すための輝度信号
を用意するのに使用され、スペクトル折返しに先立って
輝度信号により占められるものの１／２の帯域幅の折返
しスペクトル映像信号を発生させる。そのような動適応
フィルタがＣ．Ｈ．Ｓｔｒｏｌｌｅ等による“ＶＩＤＥ
ＯＳＩＧＮＡＬ ＲＥＣＯＲＤＩＮＧ ＳＹＳＴＥＭ
ＥＮＡＢＬＩＮＧ ＬＩＭＩＴＥＤ ＢＡＮＤＷＩＤＴ
Ｈ ＲＥＣＯＲＤＩＮＧ ＡＮＤ ＰＬＡＹＢＡＣＫ”
という題目にて１９９２年５月１２日付けで特許発行さ
れており、発明がなされた当時の相互協定に準じてその
発明者から三星電子（株）に譲渡された米国特許第５，
１１３，２６２号に開示されている。
信号の内容を除去するための動適応フィルタはＥＤＴＶ
とＴＶテープ録画で行われる技術からこの分野で公知の
事実である。図１に示すアナログ複合映像源７によって
供給される複合映像信号のそのようなフィルタリング
は、複合映像信号に続いて送られる副搬送波を変調させ
るディジタルデータとの干渉の可能性を減少させるが、
複合映像信号における変化は画面に示す画像でほぼ気付
かないほどの変化をもたらす。折返し（ｆｏｌｄｅｄ）
スペクトル輝度信号を使用するＴＶテープ録画において
動適応フィルタは上側周波数１／２帯域をより低い周波
数帯域のＦｕｋｉｎｕｋｉ空孔に折返すための輝度信号
を用意するのに使用され、スペクトル折返しに先立って
輝度信号により占められるものの１／２の帯域幅の折返
しスペクトル映像信号を発生させる。そのような動適応
フィルタがＣ．Ｈ．Ｓｔｒｏｌｌｅ等による“ＶＩＤＥ
ＯＳＩＧＮＡＬ ＲＥＣＯＲＤＩＮＧ ＳＹＳＴＥＭ
ＥＮＡＢＬＩＮＧ ＬＩＭＩＴＥＤ ＢＡＮＤＷＩＤＴ
Ｈ ＲＥＣＯＲＤＩＮＧ ＡＮＤ ＰＬＡＹＢＡＣＫ”
という題目にて１９９２年５月１２日付けで特許発行さ
れており、発明がなされた当時の相互協定に準じてその
発明者から三星電子（株）に譲渡された米国特許第５，
１１３，２６２号に開示されている。
【００２２】図２には、部分応答フィルタ１６が取られ
るような一つの形態１６０を示す。直列−ビット形態の
ディジタル入力信号は入力端子１６１を通じて２入力排
他的論理和（ＸＯＲ）ゲート１６２の第１入力に印加さ
れ、ＸＯＲゲート１６２からの出力は出力端子１６３に
接続されて部分応答フィルタ１６０のその出力端子１６
３に提供される。ＸＯＲゲート１６２の第２入力はディ
ジタル遅延線１６４の書込み入力接続に印加されるマル
チプレクサ１６５からの出力信号に対する遅延された応
答をディジタル遅延線１６４の読出し出力接続から受信
する。読取り書込み反復モード（ｒｅａｄ−ｔｈｅｎ−
ｗｒｉｔｅ−ｏｖｅｒ ｍｏｄｅ）で動作される周期的
に番地指定される線貯蔵メモリに遂行可能なこのディジ
タル遅延線１６４は、一つのＴＶ水平走査線の周期に相
応する“１Ｈ”遅延を提供する。制御信号としてマルチ
プレクサ１６５に入力される最終行デコーディング結果
（ＦＩＮＡＬ ＲＯＷ ＤＥＣＯＤＩＮＧ ＲＥＳＵＬ
Ｔ）がデータフレームの最終データ行が部分応答フィル
タ１６０に供給されることを示す“１”のときを除き、
マルチプレクサ１６５はディジタル遅延線１６４の書込
み入力接続への印加のために出力端子１６３での部分応
答フィルタ１６０の応答を選択する。
るような一つの形態１６０を示す。直列−ビット形態の
ディジタル入力信号は入力端子１６１を通じて２入力排
他的論理和（ＸＯＲ）ゲート１６２の第１入力に印加さ
れ、ＸＯＲゲート１６２からの出力は出力端子１６３に
接続されて部分応答フィルタ１６０のその出力端子１６
３に提供される。ＸＯＲゲート１６２の第２入力はディ
ジタル遅延線１６４の書込み入力接続に印加されるマル
チプレクサ１６５からの出力信号に対する遅延された応
答をディジタル遅延線１６４の読出し出力接続から受信
する。読取り書込み反復モード（ｒｅａｄ−ｔｈｅｎ−
ｗｒｉｔｅ−ｏｖｅｒ ｍｏｄｅ）で動作される周期的
に番地指定される線貯蔵メモリに遂行可能なこのディジ
タル遅延線１６４は、一つのＴＶ水平走査線の周期に相
応する“１Ｈ”遅延を提供する。制御信号としてマルチ
プレクサ１６５に入力される最終行デコーディング結果
（ＦＩＮＡＬ ＲＯＷ ＤＥＣＯＤＩＮＧ ＲＥＳＵＬ
Ｔ）がデータフレームの最終データ行が部分応答フィル
タ１６０に供給されることを示す“１”のときを除き、
マルチプレクサ１６５はディジタル遅延線１６４の書込
み入力接続への印加のために出力端子１６３での部分応
答フィルタ１６０の応答を選択する。
【００２３】制御信号としてマルチプレクサ１６５に印
加される最終行デコーディング結果（ＦＩＮＡＬ ＲＯ
Ｗ ＤＥＣＯＤＩＮＧ ＲＥＳＵＬＴ）が最終データ行
が部分応答フィルタ１６０に印加されることを示す
“１”のとき、マルチプレクサ１６５はモジュロ２デー
タフレームカウント（ＭＯＤＵＬＯ−２ データ フレ
ーム カウント）をディジタル遅延線１６４の書込み入
力接続に印加する。こうして印加されるモジュロ２デー
タフレームカウント（ＭＯＤＵＬＯ−２ データフレー
ム カウント）が一対のフレームの最終フレームの最終
行の間に“０”であれば、１ラインの“０”がディジタ
ル遅延線１６４に書込まれて次の対のフレームの第１デ
ータ行の間、そのデータは変化なしに部分応答フィルタ
１６０を通過する。しかし、ディジタル遅延線１６４の
書込み入力接続への印加のためにマルチプレクサ１６５
によって選択されるモジュロ２データフレームカウント
が一対のデータフレームの最初フレームの最終行の間に
“１”ならば、１ラインの“１”がディジタル遅延線１
６４に書込まれ、データフレーム対で最終フレームの第
１データ行の間、そのデータは部分応答フィルタ１６０
を通過することにより“１”の補数となる。これは、デ
ータフレーム対で最終フレームの次に続くデータ行をそ
のデータフレーム対で以前の最初フレームの該当データ
行の“１”の補数となるようにする。
加される最終行デコーディング結果（ＦＩＮＡＬ ＲＯ
Ｗ ＤＥＣＯＤＩＮＧ ＲＥＳＵＬＴ）が最終データ行
が部分応答フィルタ１６０に印加されることを示す
“１”のとき、マルチプレクサ１６５はモジュロ２デー
タフレームカウント（ＭＯＤＵＬＯ−２ データ フレ
ーム カウント）をディジタル遅延線１６４の書込み入
力接続に印加する。こうして印加されるモジュロ２デー
タフレームカウント（ＭＯＤＵＬＯ−２ データフレー
ム カウント）が一対のフレームの最終フレームの最終
行の間に“０”であれば、１ラインの“０”がディジタ
ル遅延線１６４に書込まれて次の対のフレームの第１デ
ータ行の間、そのデータは変化なしに部分応答フィルタ
１６０を通過する。しかし、ディジタル遅延線１６４の
書込み入力接続への印加のためにマルチプレクサ１６５
によって選択されるモジュロ２データフレームカウント
が一対のデータフレームの最初フレームの最終行の間に
“１”ならば、１ラインの“１”がディジタル遅延線１
６４に書込まれ、データフレーム対で最終フレームの第
１データ行の間、そのデータは部分応答フィルタ１６０
を通過することにより“１”の補数となる。これは、デ
ータフレーム対で最終フレームの次に続くデータ行をそ
のデータフレーム対で以前の最初フレームの該当データ
行の“１”の補数となるようにする。
【００２４】部分応答フィルタ１６０によって提供され
るディジタルフィルタリングはＢＰＳＫ信号の発生を制
御するためのものとして、出力端子１６３でのディジタ
ル応答の０及び１をキーイング信号の＋１及び−１の振
幅に変換することによって発生されるアナログ信号で直
流成分（ＤＣ ｔｅｒｍｓ）を抑圧させる。このディジ
タルフィルタリングは水平走査線周波数ｆH の１／２の
奇数の倍数でピーク値の応答を示し、水平走査線周波数
ｆH の倍数で“０”の応答を示す。このディジタルフィ
ルタリングはデータに応答してＰＳＫ信号をして輝度信
号のコーム（ｃｏｍｂ）のような周波数スペクトルを完
全にするコームのような周波数スペクトルを有するよう
にし、これは水平走査線ｆH の１／２の奇数倍で“０”
の応答を、そして水平走査線周波数ｆH の倍数でピーク
値の応答を示す。部分応答フィルタ１６０はＰＳＫのス
ペクトルを整形化し、それは単一の１Ｈ遅延線と減算器
で構成された２つのタップの高域ラインコームフィルタ
を通過する。このような高域ラインコームフィルタは垂
直に整列された画素間によい相関を有する輝度信号を抑
圧し、ＰＳＫに対するジャミング信号としてそれを減少
させるためのディジタル信号受信機に位置することが可
能である。
るディジタルフィルタリングはＢＰＳＫ信号の発生を制
御するためのものとして、出力端子１６３でのディジタ
ル応答の０及び１をキーイング信号の＋１及び−１の振
幅に変換することによって発生されるアナログ信号で直
流成分（ＤＣ ｔｅｒｍｓ）を抑圧させる。このディジ
タルフィルタリングは水平走査線周波数ｆH の１／２の
奇数の倍数でピーク値の応答を示し、水平走査線周波数
ｆH の倍数で“０”の応答を示す。このディジタルフィ
ルタリングはデータに応答してＰＳＫ信号をして輝度信
号のコーム（ｃｏｍｂ）のような周波数スペクトルを完
全にするコームのような周波数スペクトルを有するよう
にし、これは水平走査線ｆH の１／２の奇数倍で“０”
の応答を、そして水平走査線周波数ｆH の倍数でピーク
値の応答を示す。部分応答フィルタ１６０はＰＳＫのス
ペクトルを整形化し、それは単一の１Ｈ遅延線と減算器
で構成された２つのタップの高域ラインコームフィルタ
を通過する。このような高域ラインコームフィルタは垂
直に整列された画素間によい相関を有する輝度信号を抑
圧し、ＰＳＫに対するジャミング信号としてそれを減少
させるためのディジタル信号受信機に位置することが可
能である。
【００２５】図３は部分応答フィルタ１６が取れるまた
他の形態１６６を示すものであり、部分応答フィルタ１
６０と同一の構成素子１６２〜１６５を含む最終フィル
タリング部を有している。部分応答フィルタ１６６はそ
の最終フィルタリング部と類似した初期フィルタリング
部をさらに備える。この初期のフィルタリング部は入力
端子１６１が接続される第１入力とＸＯＲゲート１６２
の第１入力が接続される出力を有する２入力ＸＯＲゲー
ト１６７を備える。ＸＯＲゲート１６７の第２入力はデ
ィジタル遅延線１６８の書込み入力接続に印加されるマ
ルチプレクサ１６９からの出力信号に対する遅延された
応答をディジタル遅延線１６８の書込み出力接続から受
信する。ディジタル遅延線１６４と同様に、ディジタル
遅延線１６８は一つのＴＶ水平走査線の周期に相応する
“１Ｈ”遅延を提供する。制御信号としてマルチプレク
サ１６９に提供される最終行デコーディング結果がデー
タフレームの最終データ行が部分応答フィルタ１６６に
供給されていることを示す“１”のときを除いて、マル
チプレクサ１６９はディジタル遅延線１６８の書込み入
力接続への印加のためにＸＯＲゲート１６７の応答を選
択する。
他の形態１６６を示すものであり、部分応答フィルタ１
６０と同一の構成素子１６２〜１６５を含む最終フィル
タリング部を有している。部分応答フィルタ１６６はそ
の最終フィルタリング部と類似した初期フィルタリング
部をさらに備える。この初期のフィルタリング部は入力
端子１６１が接続される第１入力とＸＯＲゲート１６２
の第１入力が接続される出力を有する２入力ＸＯＲゲー
ト１６７を備える。ＸＯＲゲート１６７の第２入力はデ
ィジタル遅延線１６８の書込み入力接続に印加されるマ
ルチプレクサ１６９からの出力信号に対する遅延された
応答をディジタル遅延線１６８の書込み出力接続から受
信する。ディジタル遅延線１６４と同様に、ディジタル
遅延線１６８は一つのＴＶ水平走査線の周期に相応する
“１Ｈ”遅延を提供する。制御信号としてマルチプレク
サ１６９に提供される最終行デコーディング結果がデー
タフレームの最終データ行が部分応答フィルタ１６６に
供給されていることを示す“１”のときを除いて、マル
チプレクサ１６９はディジタル遅延線１６８の書込み入
力接続への印加のためにＸＯＲゲート１６７の応答を選
択する。
【００２６】制御信号としてマルチプレクサ１６９に印
加される最終行デコーディング結果が最終データ行が部
分応答フィルタ１６６に供給されていることを示す
“１”のとき、マルチプレクサ１６９はワイヤード（ｗ
ｉｒｅｄ）０をディジタル遅延線１６４の書込み入力接
続に印加する。これは各データフレームの最終行の間に
１行の“０”をディジタル遅延線１６４に書込む。この
“０”の行は、図２の部分応答フィルタ１６０について
述べたように、選択的な“１”の補数化のために次のデ
ータフレームの最初の行の間にＸＯＲゲート１６７に印
加され、データの最初行がＸＯＲゲート１６７によりＸ
ＯＲゲート１６２に伝送される。
加される最終行デコーディング結果が最終データ行が部
分応答フィルタ１６６に供給されていることを示す
“１”のとき、マルチプレクサ１６９はワイヤード（ｗ
ｉｒｅｄ）０をディジタル遅延線１６４の書込み入力接
続に印加する。これは各データフレームの最終行の間に
１行の“０”をディジタル遅延線１６４に書込む。この
“０”の行は、図２の部分応答フィルタ１６０について
述べたように、選択的な“１”の補数化のために次のデ
ータフレームの最初の行の間にＸＯＲゲート１６７に印
加され、データの最初行がＸＯＲゲート１６７によりＸ
ＯＲゲート１６２に伝送される。
【００２７】部分応答フィルタ１６６は部分応答フィル
タ１６０より鋭い歯形のコーム応答を有しているが、水
平走査線周波数ｆH の１／２の奇数倍で“０”の応答
を、そして水平走査線周波数ｆH の倍数でピーク値の応
答を示す。ディジタル信号受信機で３つのタップの高域
ラインコームフィルタはＰＳＫ信号を平坦（ｆｌａｔ）
周波数スペクトルに復元させ、ＰＳＫに対するジャミン
グ信号として輝度信号を減少させることに使用され得
る。
タ１６０より鋭い歯形のコーム応答を有しているが、水
平走査線周波数ｆH の１／２の奇数倍で“０”の応答
を、そして水平走査線周波数ｆH の倍数でピーク値の応
答を示す。ディジタル信号受信機で３つのタップの高域
ラインコームフィルタはＰＳＫ信号を平坦（ｆｌａｔ）
周波数スペクトルに復元させ、ＰＳＫに対するジャミン
グ信号として輝度信号を減少させることに使用され得
る。
【００２８】図４は部分応答フィルタ２６０の概略図で
あって、図２の部分応答フィルタ１６０の代わりに図１
のＴＶ送信機で部分応答フィルタ１６として使用される
ことができる。直列−ビット形態のディジタル入力信号
は入力端子２６１を通じて２入力ＸＯＲゲート２６２の
第１入力に印加され、このＸＯＲゲート２６２からの出
力は出力端子２６３に接続されて部分応答フィルタ２６
０の応答を出力端子２６３に提供する。部分応答フィル
タ２６０の応答はＸＯＲゲート２６２からの出力信号に
対する応答を出力接続で“１Ｈ”遅延後に供給するディ
ジタル遅延線２６４の入力接続に印加される。ＸＯＲゲ
ート２６２の第２入力はマルチプレクサ２６５の出力接
続からの信号を受信し、初期行デコーダ２８から制御信
号として初期行デコーディング結果を受信する。初期行
デコーダ２８はカウンタ２４からデータ行カウントを入
力信号として受信し、データフレームの最初のものとな
るデータ行を示すデータ行カウントの値に対して“１”
の出力信号をもって応答し、データ行カウントのそれぞ
れ異なる値に対して“０”の出力信号をもって応答す
る。制御信号としてマルチプレクサ２６５に提供される
初期行デコーディング結果が“１”のときを除き、マル
チプレクサ２６５はＸＯＲゲート２６２の第２入力への
印加のためにディジタル遅延線２６４の出力接続での遅
延された応答を選択する。制御信号としてマルチプレク
サ２６５に印加される初期行デコーディング結果が
“１”のとき、マルチプレクサ２６５はＸＯＲゲート２
６２の第２入力への印加のために現在のモジュロ２デー
タフレームカウントの“１”の補数を選択する。
あって、図２の部分応答フィルタ１６０の代わりに図１
のＴＶ送信機で部分応答フィルタ１６として使用される
ことができる。直列−ビット形態のディジタル入力信号
は入力端子２６１を通じて２入力ＸＯＲゲート２６２の
第１入力に印加され、このＸＯＲゲート２６２からの出
力は出力端子２６３に接続されて部分応答フィルタ２６
０の応答を出力端子２６３に提供する。部分応答フィル
タ２６０の応答はＸＯＲゲート２６２からの出力信号に
対する応答を出力接続で“１Ｈ”遅延後に供給するディ
ジタル遅延線２６４の入力接続に印加される。ＸＯＲゲ
ート２６２の第２入力はマルチプレクサ２６５の出力接
続からの信号を受信し、初期行デコーダ２８から制御信
号として初期行デコーディング結果を受信する。初期行
デコーダ２８はカウンタ２４からデータ行カウントを入
力信号として受信し、データフレームの最初のものとな
るデータ行を示すデータ行カウントの値に対して“１”
の出力信号をもって応答し、データ行カウントのそれぞ
れ異なる値に対して“０”の出力信号をもって応答す
る。制御信号としてマルチプレクサ２６５に提供される
初期行デコーディング結果が“１”のときを除き、マル
チプレクサ２６５はＸＯＲゲート２６２の第２入力への
印加のためにディジタル遅延線２６４の出力接続での遅
延された応答を選択する。制御信号としてマルチプレク
サ２６５に印加される初期行デコーディング結果が
“１”のとき、マルチプレクサ２６５はＸＯＲゲート２
６２の第２入力への印加のために現在のモジュロ２デー
タフレームカウントの“１”の補数を選択する。
【００２９】図５は部分応答フィルタ２６６の概略図で
あって、図３の部分応答フィルタ１６６の代りに図１の
ＴＶ送信機に使用可能で、部分応答フィルタ２６０と同
一の構成素子２６２〜２６５を備える最終フィルタリン
グ部を含む。部分応答フィルタ２６６はその最終フィル
タリング部と類似した初期フィルタリング部をさらに備
える。この初期フィルタリング部は入力端子２６１が接
続される第１入力とＸＯＲゲート２６２の第１入力が接
続される出力を有する２入力ＸＯＲゲート２６７を備え
る。ＸＯＲゲート２６７の応答はディジタル遅延線２６
８の入力接続に印加され、このディジタル遅延線２６８
はＸＯＲゲート２６７から出力信号に対する応答をその
出力接続で“１Ｈ”遅延後に提供する。ＸＯＲゲート２
６７の第２入力はマルチプレクサ２６９の出力接続から
の信号を受信し、マルチプレクサ２６９は初期行デコー
ダ２８から制御信号として初期行デコーディング結果を
受信する。制御信号としてマルチプレクサ２６９に提供
される初期行デコーディング結果が“１”のときを除外
し、マルチプレクサ２６９はＸＯＲゲート２６７の第２
入力に印加させるためにディジタル遅延線２６８の出力
での遅延された応答を選択する。制御信号としてマルチ
プレクサ２６９に印加される初期行デコーディング結果
が“１”のとき、マルチプレクサ２６９はＸＯＲゲート
２６７の第２入力に印加させるためにワイヤド“０”を
選択する。
あって、図３の部分応答フィルタ１６６の代りに図１の
ＴＶ送信機に使用可能で、部分応答フィルタ２６０と同
一の構成素子２６２〜２６５を備える最終フィルタリン
グ部を含む。部分応答フィルタ２６６はその最終フィル
タリング部と類似した初期フィルタリング部をさらに備
える。この初期フィルタリング部は入力端子２６１が接
続される第１入力とＸＯＲゲート２６２の第１入力が接
続される出力を有する２入力ＸＯＲゲート２６７を備え
る。ＸＯＲゲート２６７の応答はディジタル遅延線２６
８の入力接続に印加され、このディジタル遅延線２６８
はＸＯＲゲート２６７から出力信号に対する応答をその
出力接続で“１Ｈ”遅延後に提供する。ＸＯＲゲート２
６７の第２入力はマルチプレクサ２６９の出力接続から
の信号を受信し、マルチプレクサ２６９は初期行デコー
ダ２８から制御信号として初期行デコーディング結果を
受信する。制御信号としてマルチプレクサ２６９に提供
される初期行デコーディング結果が“１”のときを除外
し、マルチプレクサ２６９はＸＯＲゲート２６７の第２
入力に印加させるためにディジタル遅延線２６８の出力
での遅延された応答を選択する。制御信号としてマルチ
プレクサ２６９に印加される初期行デコーディング結果
が“１”のとき、マルチプレクサ２６９はＸＯＲゲート
２６７の第２入力に印加させるためにワイヤド“０”を
選択する。
【００３０】図５の部分応答フィルタ２６６はモジュロ
２フレームカウントをそれの“１”の補数の代わりにマ
ルチプレクサ２６５に印加し、“０”よりは“１”をマ
ルチプレクサ２６９に印加するように変更可能である。
図３の部分応答フィルタ１６６では、マルチプレクサ１
６５にモジュロ２フレームカウントを印加することな
く、むしろ“１”の補数を印加し、“０”よりは“１”
をマルチプレクサ１６９に印加するように変更可能であ
る。
２フレームカウントをそれの“１”の補数の代わりにマ
ルチプレクサ２６５に印加し、“０”よりは“１”をマ
ルチプレクサ２６９に印加するように変更可能である。
図３の部分応答フィルタ１６６では、マルチプレクサ１
６５にモジュロ２フレームカウントを印加することな
く、むしろ“１”の補数を印加し、“０”よりは“１”
をマルチプレクサ１６９に印加するように変更可能であ
る。
【００３１】図６は、位相偏移キーイング信号が発生さ
れるディジタルデータをディジタル的にフィルタリング
するのに使用される図１のＴＶ送信機の一部構成を詳細
に示す。誤り訂正符号器１４は直列ビット形態のディジ
タル信号をレートバッファ２０に供給する。符号器１４
は変形されたリード・ソロモン符号（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌ
ｏｍｏｎ ｃｏｄｅｓ）を発生させる形態で、そしてレ
ートバッファ２０はインタリーバ（ｉｎｔｅｒｌｅａｖ
ｅｒ）として二重サービスを遂行するのが望ましい。レ
ートバッファ２０のインタリーバ動作は、ＶＳＢ ＢＰ
ＳＫデータ送信機１２により最後に伝送されるデータ行
を横切る列で、データの元の走査順序をＶＳＢ ＡＭ映
像送信機８によって伝送される複合映像信号の各水平走
査線と同時に配置させる。これは、水平方向に干渉性
（ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ）を持ちやすい複合映像信号のイ
ンパルス雑音と中間帯域周波数が水平走査線を横切る列
にマッピングされるデータよりは、かえって水平走査線
を従って行にマッピングされるデータで動作する変形さ
れたリード・ソロモン符号を有する場合より少ないビッ
トの変形されたリード・ソロモン符号を妨害するように
行われる。いずれの場合でも、レートバッファ２０は規
則的に時間が調整された軸上でのビットを交互のデータ
フレームの間、そしてその間にのみ書込みのためにフレ
ーム蓄積メモリ２１に提供するメモリである。データフ
レームはデータ行走査レートの倍数である記号レートで
発生する記号の５２５行の記号ブロックと定義され、こ
のデータ行走査レートはアナログ複合映像信号に対する
水平走査線レートと同一である。ＢＰＳＫ記号はビット
であるが、変形されたリード・ソロモン符号が適用され
る記号は、通常に２N ビットのデータ（ここで、Ｎは
３、４、あるいは５のような小さい正の整数）である。
変形されたリード・ソロモン符号が拡張するビットの長
さは５２５より小さく（例えば、２５６あるいは５１
２）選択され、インパルス雑音はその長さに沿って一度
以上変形されたリード・ソロモン符号のいずれか一つを
分割させることを減じる。
れるディジタルデータをディジタル的にフィルタリング
するのに使用される図１のＴＶ送信機の一部構成を詳細
に示す。誤り訂正符号器１４は直列ビット形態のディジ
タル信号をレートバッファ２０に供給する。符号器１４
は変形されたリード・ソロモン符号（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌ
ｏｍｏｎ ｃｏｄｅｓ）を発生させる形態で、そしてレ
ートバッファ２０はインタリーバ（ｉｎｔｅｒｌｅａｖ
ｅｒ）として二重サービスを遂行するのが望ましい。レ
ートバッファ２０のインタリーバ動作は、ＶＳＢ ＢＰ
ＳＫデータ送信機１２により最後に伝送されるデータ行
を横切る列で、データの元の走査順序をＶＳＢ ＡＭ映
像送信機８によって伝送される複合映像信号の各水平走
査線と同時に配置させる。これは、水平方向に干渉性
（ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ）を持ちやすい複合映像信号のイ
ンパルス雑音と中間帯域周波数が水平走査線を横切る列
にマッピングされるデータよりは、かえって水平走査線
を従って行にマッピングされるデータで動作する変形さ
れたリード・ソロモン符号を有する場合より少ないビッ
トの変形されたリード・ソロモン符号を妨害するように
行われる。いずれの場合でも、レートバッファ２０は規
則的に時間が調整された軸上でのビットを交互のデータ
フレームの間、そしてその間にのみ書込みのためにフレ
ーム蓄積メモリ２１に提供するメモリである。データフ
レームはデータ行走査レートの倍数である記号レートで
発生する記号の５２５行の記号ブロックと定義され、こ
のデータ行走査レートはアナログ複合映像信号に対する
水平走査線レートと同一である。ＢＰＳＫ記号はビット
であるが、変形されたリード・ソロモン符号が適用され
る記号は、通常に２N ビットのデータ（ここで、Ｎは
３、４、あるいは５のような小さい正の整数）である。
変形されたリード・ソロモン符号が拡張するビットの長
さは５２５より小さく（例えば、２５６あるいは５１
２）選択され、インパルス雑音はその長さに沿って一度
以上変形されたリード・ソロモン符号のいずれか一つを
分割させることを減じる。
【００３２】データ行と複合映像信号の水平走査線の相
対的な位相において、各データ行が複合映像信号の各水
平走査線と時間的に一致する。データフレームはアナロ
グ複合映像源７によって供給されるアナログ複合映像信
号のフレームと同一のレートで発生するが、本明細書に
おいてさらに開示するので、データフレームが複合映像
信号の９本の水平走査線だけ映像信号フレームに遅延さ
せるのが便利である。フレーム蓄積メモリ２１は第１デ
ータフレームに書込まれてから読取り、第２データフレ
ームに書込まれてから更に書込まれる前に更に読取って
連続する対のデータフレームの各フレームの間入力信号
として部分応答フィルタ１６に供給される出力信号を発
生させる。レートバッファ２０とフレーム蓄積メモリ２
１の書込み及び読出しはフレーム蓄積パッキング制御回
路２２によって制御される。
対的な位相において、各データ行が複合映像信号の各水
平走査線と時間的に一致する。データフレームはアナロ
グ複合映像源７によって供給されるアナログ複合映像信
号のフレームと同一のレートで発生するが、本明細書に
おいてさらに開示するので、データフレームが複合映像
信号の９本の水平走査線だけ映像信号フレームに遅延さ
せるのが便利である。フレーム蓄積メモリ２１は第１デ
ータフレームに書込まれてから読取り、第２データフレ
ームに書込まれてから更に書込まれる前に更に読取って
連続する対のデータフレームの各フレームの間入力信号
として部分応答フィルタ１６に供給される出力信号を発
生させる。レートバッファ２０とフレーム蓄積メモリ２
１の書込み及び読出しはフレーム蓄積パッキング制御回
路２２によって制御される。
【００３３】選択された垂直帰線消去区間（ＶＢＩ）走
査線の間、ゴースト消去基準信号を複合映像信号への挿
入を制御するために８個のフレーム周期を計数するのに
使用されるＴＶ送信機１にあるフレームカウンタは、各
連続する対のデータフレームの各フレームの間にフレー
ム蓄積メモリ２１の読出し及び読出し書込み反復動作の
タイミングを調節するのに使用されるモジュロ２データ
フレームカウンタ２３をそれの段として含む。また、パ
ッキング制御回路２２はデータ行カウンタ２４からデー
タ行カウント信号を、そして記号カウンタ２５から記号
カウント信号を受信し、それぞれ行アドレシング及び行
内での読出しアドレシングとしてフレーム蓄積メモリに
印加する。データ行カウントと記号カウントは、共にパ
ッキング制御回路２２がフレーム蓄積メモリ２１に印加
する完了アドレシングＡＤで構成される。パッキング制
御回路２２はフレーム蓄積メモリ２１用の書込みエネー
ブル信号ＷＥと、書込時にフレーム蓄積メモリ２１に供
給される完了アドレシングＡＤと同期してレートバッフ
ァ２０に印加される読出しアドレシングＲＡＤと、レー
トバッファ２０用の書込みアドレシングＷＡＤを出力す
る。ディジタルデータが選択的に伝送されるとき、パッ
キング制御回路２２はフレーム蓄積メモリ２１用の読出
しエネーブル信号ＲＥを出力する。
査線の間、ゴースト消去基準信号を複合映像信号への挿
入を制御するために８個のフレーム周期を計数するのに
使用されるＴＶ送信機１にあるフレームカウンタは、各
連続する対のデータフレームの各フレームの間にフレー
ム蓄積メモリ２１の読出し及び読出し書込み反復動作の
タイミングを調節するのに使用されるモジュロ２データ
フレームカウンタ２３をそれの段として含む。また、パ
ッキング制御回路２２はデータ行カウンタ２４からデー
タ行カウント信号を、そして記号カウンタ２５から記号
カウント信号を受信し、それぞれ行アドレシング及び行
内での読出しアドレシングとしてフレーム蓄積メモリに
印加する。データ行カウントと記号カウントは、共にパ
ッキング制御回路２２がフレーム蓄積メモリ２１に印加
する完了アドレシングＡＤで構成される。パッキング制
御回路２２はフレーム蓄積メモリ２１用の書込みエネー
ブル信号ＷＥと、書込時にフレーム蓄積メモリ２１に供
給される完了アドレシングＡＤと同期してレートバッフ
ァ２０に印加される読出しアドレシングＲＡＤと、レー
トバッファ２０用の書込みアドレシングＷＡＤを出力す
る。ディジタルデータが選択的に伝送されるとき、パッ
キング制御回路２２はフレーム蓄積メモリ２１用の読出
しエネーブル信号ＲＥを出力する。
【００３４】次にこれの動作モードについてより詳細に
説明する。データフレームカウントビットはフレームカ
ウンタ２３からパッキング制御回路２２に提供され、モ
ジュロ２データフレームカウントビットが“０”のとき
にのみ、フレーム蓄積メモリ２１用の書込みエネーブル
ＷＥを出力させるのに使用される。パッキング制御回路
２２はフレーム蓄積メモリ２１をモジュロ２データフレ
ームカウントが“０”のとき、読出し書込み反復モード
で動作せしめる読出しエネーブル信号ＲＥ及び書込みエ
ネーブル信号ＷＥを出力する。モジュロ２データフレー
ムカウントビットが“１”のとき、パッキング制御回路
２２は読出しエネーブル信号ＲＥのみを出力する。
説明する。データフレームカウントビットはフレームカ
ウンタ２３からパッキング制御回路２２に提供され、モ
ジュロ２データフレームカウントビットが“０”のとき
にのみ、フレーム蓄積メモリ２１用の書込みエネーブル
ＷＥを出力させるのに使用される。パッキング制御回路
２２はフレーム蓄積メモリ２１をモジュロ２データフレ
ームカウントが“０”のとき、読出し書込み反復モード
で動作せしめる読出しエネーブル信号ＲＥ及び書込みエ
ネーブル信号ＷＥを出力する。モジュロ２データフレー
ムカウントビットが“１”のとき、パッキング制御回路
２２は読出しエネーブル信号ＲＥのみを出力する。
【００３５】最終行デコーダ２７はデータ行カウンタ２
４からデータ行カウント信号を受信し、部分応答フィル
タ１６のマルチプレクサ１６５と、もしこのフィルタ１
６にマルチプレクサ１６９が使用されるとマルチプレク
サ１６９にも制御信号を出力する。最終行デコーダ２７
はデータフレームで最終行を示すものを除いたデータ行
カウントの全ての値に応答して最終行デコーディング結
果として“０”の出力信号を供給し、この“０”の出力
信号はフィルタ１６にあるマルチプレクサ１６５（と、
マルチプレクサ１６９が使用されるとマルチプレクサ１
６９）がフィルタ１６により正常の部分応答フィルタリ
ングを遂行させる。データフレームで最終行を示すデー
タ行カウントに応答して、最終行デコーダ２７は“１”
の応答をフィルタ１６にあるマルチプレクサ１６５
（と、マルチプレクサ１６９が使用されるとマルチプレ
クサ１６９）に提供して、フレームのためにフィルタ１
６での初期状態を有する１−Ｈ遅延線１６４（と、１−
Ｈ遅延線１６８が使用されると１−Ｈ遅延線１６８）の
ローディングを調節する。モジュロ２データフレームカ
ウンタ２３は他の入力信号としてモジュロ２データフレ
ームカウントをマルチプレクサ１６５に印加し、最終行
デコーダ２７がそれの制御信号としてマルチプレクサ１
６５に“１”を供給するとき、１−Ｈ遅延線１６４の書
込み入力接続に選択する。
４からデータ行カウント信号を受信し、部分応答フィル
タ１６のマルチプレクサ１６５と、もしこのフィルタ１
６にマルチプレクサ１６９が使用されるとマルチプレク
サ１６９にも制御信号を出力する。最終行デコーダ２７
はデータフレームで最終行を示すものを除いたデータ行
カウントの全ての値に応答して最終行デコーディング結
果として“０”の出力信号を供給し、この“０”の出力
信号はフィルタ１６にあるマルチプレクサ１６５（と、
マルチプレクサ１６９が使用されるとマルチプレクサ１
６９）がフィルタ１６により正常の部分応答フィルタリ
ングを遂行させる。データフレームで最終行を示すデー
タ行カウントに応答して、最終行デコーダ２７は“１”
の応答をフィルタ１６にあるマルチプレクサ１６５
（と、マルチプレクサ１６９が使用されるとマルチプレ
クサ１６９）に提供して、フレームのためにフィルタ１
６での初期状態を有する１−Ｈ遅延線１６４（と、１−
Ｈ遅延線１６８が使用されると１−Ｈ遅延線１６８）の
ローディングを調節する。モジュロ２データフレームカ
ウンタ２３は他の入力信号としてモジュロ２データフレ
ームカウントをマルチプレクサ１６５に印加し、最終行
デコーダ２７がそれの制御信号としてマルチプレクサ１
６５に“１”を供給するとき、１−Ｈ遅延線１６４の書
込み入力接続に選択する。
【００３６】図６において、記号クロック回路３０は記
号カウンタ２５以外に電圧制御発振器（ｖｏｌｔａｇｅ
−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ；ＶＣ
Ｏ）３１と、０−交差検出器３２と、２５５カウントデ
コーダ３３と、自動周波数及び位相制御（ａｕｔｏｍａ
ｔｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ ｐｈａｓｅｃｏ
ｎｔｒｏｌ；ＡＦＰＣ）検出器３４とを備える。記号カ
ウンタ２５は８つの２進カウント段で構成される。平均
−軸−交差検出器と称するのがより適切するかもしれな
い０−交差検出器３２は、発振器３０の正弦発振が所定
方向にその平均軸を交差する度にパルスを発生させる。
通常、０−交差検出器３２はＶＣＯ３１の正弦発振に応
答して矩形波を発生させるリミッタ増幅器と、これら矩
形波の遷移に応答してパルスを発生させる微分器と、タ
イミング用でフレーム蓄積パッキング制御回路２２に供
給されるように一つの極性のパルスを分離させるクリッ
パで構成される。これらパルスは各連続線で計数される
ように記号カウンタ２５に提供されてパッキング制御回
路２２に供給される記号カウント信号を出力させる。２
５５カウントデコーダ３３は２５５に至る記号カウント
を復号してパルスを出力する。最大限のカウントが
“２”の整数二乗（ｉｎｔｅｇｒａｌ ｐｏｗｅｒ）な
ので、記号カウントを算術“０”として扱うことに代わ
って、２５５カウントデコーダ３３から各パルスは０−
交差検出器３２によりカウンタ２５に印加される次のパ
ルス上でカウンタ２５をリセットすることに使用可能な
ので、記号カウントを算術“０”に復元させる。２５５
カウントデコーダ３３は、パルスをＡＦＰＣ検出器３４
に提供してＶＣＯ３１に印加されるＡＦＰＣ電圧を定め
るために水平同期パルスＨと比較されるようにする。こ
れは水平走査線周波数の２５５倍、すなわち４ ０２７
９７２ＨｚとなるようにＶＣＯ３１の発振周波数を調
節する負の帰還ループを終結させる。
号カウンタ２５以外に電圧制御発振器（ｖｏｌｔａｇｅ
−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ；ＶＣ
Ｏ）３１と、０−交差検出器３２と、２５５カウントデ
コーダ３３と、自動周波数及び位相制御（ａｕｔｏｍａ
ｔｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ ｐｈａｓｅｃｏ
ｎｔｒｏｌ；ＡＦＰＣ）検出器３４とを備える。記号カ
ウンタ２５は８つの２進カウント段で構成される。平均
−軸−交差検出器と称するのがより適切するかもしれな
い０−交差検出器３２は、発振器３０の正弦発振が所定
方向にその平均軸を交差する度にパルスを発生させる。
通常、０−交差検出器３２はＶＣＯ３１の正弦発振に応
答して矩形波を発生させるリミッタ増幅器と、これら矩
形波の遷移に応答してパルスを発生させる微分器と、タ
イミング用でフレーム蓄積パッキング制御回路２２に供
給されるように一つの極性のパルスを分離させるクリッ
パで構成される。これらパルスは各連続線で計数される
ように記号カウンタ２５に提供されてパッキング制御回
路２２に供給される記号カウント信号を出力させる。２
５５カウントデコーダ３３は２５５に至る記号カウント
を復号してパルスを出力する。最大限のカウントが
“２”の整数二乗（ｉｎｔｅｇｒａｌ ｐｏｗｅｒ）な
ので、記号カウントを算術“０”として扱うことに代わ
って、２５５カウントデコーダ３３から各パルスは０−
交差検出器３２によりカウンタ２５に印加される次のパ
ルス上でカウンタ２５をリセットすることに使用可能な
ので、記号カウントを算術“０”に復元させる。２５５
カウントデコーダ３３は、パルスをＡＦＰＣ検出器３４
に提供してＶＣＯ３１に印加されるＡＦＰＣ電圧を定め
るために水平同期パルスＨと比較されるようにする。こ
れは水平走査線周波数の２５５倍、すなわち４ ０２７
９７２ＨｚとなるようにＶＣＯ３１の発振周波数を調
節する負の帰還ループを終結させる。
【００３７】モジュロ２データフレームカウンタ２３と
データ行カウンタ２４によるカウンティングをアナログ
複合映像信号のフレームと同期させる一つの方法につい
て以下に説明する。本願明細書で述べているシステム用
ディジタル信号受信機で、データフレームカウントをア
ナログ複合映像信号の各フレームのライン９の始めに再
発生させるカウンタをそのようなフレームの初期フィー
ルドで垂直同期パルスの立下り区間の直後に同期させる
のが望ましい。この場合にディジタル信号受信機でデー
タ行カウントを発生させるカウンタは、アナログ複合映
像信号の各フレームのライン９の初期で所定のカウント
値にリセットされる。図６に示す送信機１の一部でモジ
ュロ２データフレームカウンタ２３とデータ行カウンタ
２４によるカウントの同期は所望の受信機の慣例に従
う。
データ行カウンタ２４によるカウンティングをアナログ
複合映像信号のフレームと同期させる一つの方法につい
て以下に説明する。本願明細書で述べているシステム用
ディジタル信号受信機で、データフレームカウントをア
ナログ複合映像信号の各フレームのライン９の始めに再
発生させるカウンタをそのようなフレームの初期フィー
ルドで垂直同期パルスの立下り区間の直後に同期させる
のが望ましい。この場合にディジタル信号受信機でデー
タ行カウントを発生させるカウンタは、アナログ複合映
像信号の各フレームのライン９の初期で所定のカウント
値にリセットされる。図６に示す送信機１の一部でモジ
ュロ２データフレームカウンタ２３とデータ行カウンタ
２４によるカウントの同期は所望の受信機の慣例に従
う。
【００３８】２５５カウントデコーダ３３の出力信号は
第１入力信号として２入力ＡＮＤゲート３６に供給され
る。位置同期発生器９は垂直同期パルスＶを立下り区間
検出器３５に提供し、この立下り区間検出器３５は複合
映像信号のライン９の末端（ｃｏｎｃｌｕｓｉｏｎ）及
び複合映像信号出力信号のライン２７１の中間点でのパ
ルスを第２入力信号としてＡＮＤゲート３６に出力す
る。ＡＮＤゲート３６の応答は複合映像信号のライン９
の末端でのデータフレーム終端パルスで構成される。こ
れらデータフレーム終端パルスのそれぞれはデータフレ
ームカウント信号を先立つようにトリガパルスとしてモ
ジュロ２データフレームカウンタ２３に印加され、さら
にデータ行カウンタ２４に印加されてそのデータ行カウ
ントを所定の初期値にリセットさせる。実際に、２５５
カウントデコーダ３３はなくてもよく、デコーダ３３の
出力信号の代わりに記号カウンタ２５の最終２進カウン
ト段からのキャリパルスがＡＦＰＣ検出器３４及びＡＮ
Ｄゲート３５に印加され得る。
第１入力信号として２入力ＡＮＤゲート３６に供給され
る。位置同期発生器９は垂直同期パルスＶを立下り区間
検出器３５に提供し、この立下り区間検出器３５は複合
映像信号のライン９の末端（ｃｏｎｃｌｕｓｉｏｎ）及
び複合映像信号出力信号のライン２７１の中間点でのパ
ルスを第２入力信号としてＡＮＤゲート３６に出力す
る。ＡＮＤゲート３６の応答は複合映像信号のライン９
の末端でのデータフレーム終端パルスで構成される。こ
れらデータフレーム終端パルスのそれぞれはデータフレ
ームカウント信号を先立つようにトリガパルスとしてモ
ジュロ２データフレームカウンタ２３に印加され、さら
にデータ行カウンタ２４に印加されてそのデータ行カウ
ントを所定の初期値にリセットさせる。実際に、２５５
カウントデコーダ３３はなくてもよく、デコーダ３３の
出力信号の代わりに記号カウンタ２５の最終２進カウン
ト段からのキャリパルスがＡＦＰＣ検出器３４及びＡＮ
Ｄゲート３５に印加され得る。
【００３９】図７はアンテナ４２のような手段から内部
に送られるディジタル信号を有するＴＶ信号を受信し、
そののせられているディジタル信号を抽出するディジタ
ル信号受信機４１を示すものである。同調器４３は内部
の第１検出器によって検出されるＴＶチャネルを選択
し、この第１検出器は選択されたＴＶ信号を中間周波数
のセットと周波数の映像セットに変換する従来のスーパ
ーヘテロダイン形態の可変下向周波数変換器である。映
像中間周波数（ＩＦ）フィルタ４４は中間周波数（Ｉ
Ｆ）増幅器４５に入力信号として印加される映像中間周
波数を選択し、周波数の映像セットを取除く。現在の慣
例に従って弾性表面波（ＳＡＷ；Ｓｕｒｆａｃｅ−Ａｃ
ｏｕｓｔｉｃ−Ｗａｖｅ）フィルタが映像ＩＦフィルタ
４４用に使用され、段間同調なしに多段増幅器としてモ
ノリシック集積回路（ＩＣ）内に映像ＩＦ増幅器を構成
するために使用されることができる。映像ＩＦ増幅器４
５は増幅された映像ＩＦ信号を同相同期映像検出器４６
と直角位相同期映像検出器４７に提供する。45.75 ＭＨ
ｚの公称周波数と発振する発振器４８はその出力を位相
偏移なしに同相同期映像検出器４６に供給し、偏移回路
網４９によって位相を９０°遅延させ、直角位相同期映
像検出器４７に供給する。発振器４８は直角位相同期映
像検出器４７に応答する自動周波数及び位相制御（ＡＦ
ＰＣ）機能を有する。同期映像検出器４６，４７は、通
常に映像ＩＦ増幅器４５と発振器４８の一部と共にＩＣ
内に含まれ、そのそれぞれは強化された搬送波形態ある
いは純粋な同期形態中の一つである可能性がある。同相
同期映像検出器４６によって復元される同相の変形され
た複合映像信号は、この複合映像信号からそれぞれ水平
及び垂直同期パルスを回復する水平同期分離器５０と垂
直同期分離器５１に印加される。
に送られるディジタル信号を有するＴＶ信号を受信し、
そののせられているディジタル信号を抽出するディジタ
ル信号受信機４１を示すものである。同調器４３は内部
の第１検出器によって検出されるＴＶチャネルを選択
し、この第１検出器は選択されたＴＶ信号を中間周波数
のセットと周波数の映像セットに変換する従来のスーパ
ーヘテロダイン形態の可変下向周波数変換器である。映
像中間周波数（ＩＦ）フィルタ４４は中間周波数（Ｉ
Ｆ）増幅器４５に入力信号として印加される映像中間周
波数を選択し、周波数の映像セットを取除く。現在の慣
例に従って弾性表面波（ＳＡＷ；Ｓｕｒｆａｃｅ−Ａｃ
ｏｕｓｔｉｃ−Ｗａｖｅ）フィルタが映像ＩＦフィルタ
４４用に使用され、段間同調なしに多段増幅器としてモ
ノリシック集積回路（ＩＣ）内に映像ＩＦ増幅器を構成
するために使用されることができる。映像ＩＦ増幅器４
５は増幅された映像ＩＦ信号を同相同期映像検出器４６
と直角位相同期映像検出器４７に提供する。45.75 ＭＨ
ｚの公称周波数と発振する発振器４８はその出力を位相
偏移なしに同相同期映像検出器４６に供給し、偏移回路
網４９によって位相を９０°遅延させ、直角位相同期映
像検出器４７に供給する。発振器４８は直角位相同期映
像検出器４７に応答する自動周波数及び位相制御（ＡＦ
ＰＣ）機能を有する。同期映像検出器４６，４７は、通
常に映像ＩＦ増幅器４５と発振器４８の一部と共にＩＣ
内に含まれ、そのそれぞれは強化された搬送波形態ある
いは純粋な同期形態中の一つである可能性がある。同相
同期映像検出器４６によって復元される同相の変形され
た複合映像信号は、この複合映像信号からそれぞれ水平
及び垂直同期パルスを回復する水平同期分離器５０と垂
直同期分離器５１に印加される。
【００４０】以上に述べてきたようなディジタル信号受
信機４１の一面は、例えば映像ＩＦフィルタ４４が約3.
5 ＭＨｚの幅だけでつくられ、中心が45.25 ＭＨｚであ
るのが望ましいとはしても、一般的にＴＶ受信機設計に
知識のある者にはよく知られていることである。この映
像ＩＦフィルタ４４は直角位相映像検出器４７の次にク
ロマ及びチャネル内音声除去フィルタリングを経ること
なくてもクロマ除去とチャネル内音声除去を提供する
（ディジタル信号受信機４１がＴＶ受信機と共に構成さ
れるとき、直角位相映像検出器４７がフィルタリングす
ることによって提供されるクロマ及びチャネル内音声除
去を行われる場合に映像ＩＦフィルタ４４は拡張される
こともできる）。直角位相映像検出器４７の帯域幅は、
ＢＰＳＫ応答の“テール（ｔａｉｌ）”で上側周波数を
減衰させないように記号レートよりは多少拡張しなけれ
ばならない。直角位相映像検出器４７は、７５０ｋＨｚ
以上の周波数でＮＴＳＣ複合映像信号のそのような領域
のみを隋伴するキーイング信号を検出する。
信機４１の一面は、例えば映像ＩＦフィルタ４４が約3.
5 ＭＨｚの幅だけでつくられ、中心が45.25 ＭＨｚであ
るのが望ましいとはしても、一般的にＴＶ受信機設計に
知識のある者にはよく知られていることである。この映
像ＩＦフィルタ４４は直角位相映像検出器４７の次にク
ロマ及びチャネル内音声除去フィルタリングを経ること
なくてもクロマ除去とチャネル内音声除去を提供する
（ディジタル信号受信機４１がＴＶ受信機と共に構成さ
れるとき、直角位相映像検出器４７がフィルタリングす
ることによって提供されるクロマ及びチャネル内音声除
去を行われる場合に映像ＩＦフィルタ４４は拡張される
こともできる）。直角位相映像検出器４７の帯域幅は、
ＢＰＳＫ応答の“テール（ｔａｉｌ）”で上側周波数を
減衰させないように記号レートよりは多少拡張しなけれ
ばならない。直角位相映像検出器４７は、７５０ｋＨｚ
以上の周波数でＮＴＳＣ複合映像信号のそのような領域
のみを隋伴するキーイング信号を検出する。
【００４１】実際にディジタル信号受信機４１は、図７
に別途に詳細に示してはいないが、１９９３年８月２０
日に出願された米国特許出願第０８／１０８，３１１号
に詳細に開示されている形態となることが可能なゴース
ト抑圧回路を普通含むであろう。同相及び直角位相映像
検出器４６及び４７は、それぞれ異なる映像検出器に含
まれた同期検出器の次に使用されるものに類似したそれ
ぞれのゴースト消去及び等化フィルタをその同期検出器
の次に含む。二つのゴースト消去フィルタの調整可能な
変数はコンピューターで行われる計算に応答して並列に
調整され、二つの等化フィルタの調整可能な変数もコン
ピューターで行われる他の計算に応答して並列に調整さ
れる。送信されるとき、周波数が4.1 ＭＨｚまで拡張し
ているが、その制限されたＩＦ帯域幅のためにディジタ
ル信号受信機でただ2.5 ＭＨｚ程度に広がっているゴー
スト消去基準（ｇｈｏｓｔ−ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ
ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ；ＧＣＲ）信号は同相同期映像検出
器４６によって検出される映像信号の選択された垂直帰
線消去期間（ＶＢＩ）走査線から抽出される。そのＧＣ
Ｒ信号はディジタル変換されて入力信号としてゴースト
消去及び等化フィルタの調整可能な変数を計算するため
のコンピュータに供給される。また他の方法あるいはそ
れ以外に、直角位相映像検出器４７の応答での直流ある
いは低周波数成分は感知可能であり、ゴースト消去フィ
ルタの調整可能な変数を計算するための基礎として使用
可能である。
に別途に詳細に示してはいないが、１９９３年８月２０
日に出願された米国特許出願第０８／１０８，３１１号
に詳細に開示されている形態となることが可能なゴース
ト抑圧回路を普通含むであろう。同相及び直角位相映像
検出器４６及び４７は、それぞれ異なる映像検出器に含
まれた同期検出器の次に使用されるものに類似したそれ
ぞれのゴースト消去及び等化フィルタをその同期検出器
の次に含む。二つのゴースト消去フィルタの調整可能な
変数はコンピューターで行われる計算に応答して並列に
調整され、二つの等化フィルタの調整可能な変数もコン
ピューターで行われる他の計算に応答して並列に調整さ
れる。送信されるとき、周波数が4.1 ＭＨｚまで拡張し
ているが、その制限されたＩＦ帯域幅のためにディジタ
ル信号受信機でただ2.5 ＭＨｚ程度に広がっているゴー
スト消去基準（ｇｈｏｓｔ−ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ
ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ；ＧＣＲ）信号は同相同期映像検出
器４６によって検出される映像信号の選択された垂直帰
線消去期間（ＶＢＩ）走査線から抽出される。そのＧＣ
Ｒ信号はディジタル変換されて入力信号としてゴースト
消去及び等化フィルタの調整可能な変数を計算するため
のコンピュータに供給される。また他の方法あるいはそ
れ以外に、直角位相映像検出器４７の応答での直流ある
いは低周波数成分は感知可能であり、ゴースト消去フィ
ルタの調整可能な変数を計算するための基礎として使用
可能である。
【００４２】図７のディジタル信号受信機４１で記号カ
ウント信号が電圧制御発振器（ＶＣＯ）５４から受信さ
れる正弦発振に応答して、０−交差検出器５３によって
発生されるパルスを計数する記号カウンタ５２によって
発生される。デコーダ５５は、２５５に至る記号カウン
トを復号して０−交差検出器５３によりカウンタ５２に
供給される次のパルス上でカウンタ５２をリセットさせ
るパルスを出力して記号カウントを算術“０”に回復さ
せる。デコーダ５５によって発生されるパルスはＡＦＰ
Ｃ検出器５６に入力されて水平同期分離器５０によって
分離される水平同期パルスＨと比較され、制御遅延線５
７による記号区間の一部分の間に調整可能に遅延され
る。その比較結果は、ＡＦＰＣ検出器５６内で低域フィ
ルタリングされてＶＣＯ５４に印加される自動周波数及
び位相制御（ＡＦＰＣ）電圧信号を出力する。こうした
配列は水平走査線周波数ｆH の２５６倍、すなわち４
０２７ ９７２Ｈｚとなるようにラインロック（ｌｉｎ
ｅ−ｌｏｃｋｅｄ）ＶＣＯ５４から供給される発振周波
数を制御する。制御発振器に関して使用された“ライン
ロック”とは、その発振周波数が１５，７３４，２６４
Ｈｚの走査線周波数に対して一定の比率に維持されるこ
とを意味し、これは適切した要素によって分割される発
振周波数を水平同期パルスと比較するＡＦＰＣ回路によ
って通常に行われる。
ウント信号が電圧制御発振器（ＶＣＯ）５４から受信さ
れる正弦発振に応答して、０−交差検出器５３によって
発生されるパルスを計数する記号カウンタ５２によって
発生される。デコーダ５５は、２５５に至る記号カウン
トを復号して０−交差検出器５３によりカウンタ５２に
供給される次のパルス上でカウンタ５２をリセットさせ
るパルスを出力して記号カウントを算術“０”に回復さ
せる。デコーダ５５によって発生されるパルスはＡＦＰ
Ｃ検出器５６に入力されて水平同期分離器５０によって
分離される水平同期パルスＨと比較され、制御遅延線５
７による記号区間の一部分の間に調整可能に遅延され
る。その比較結果は、ＡＦＰＣ検出器５６内で低域フィ
ルタリングされてＶＣＯ５４に印加される自動周波数及
び位相制御（ＡＦＰＣ）電圧信号を出力する。こうした
配列は水平走査線周波数ｆH の２５６倍、すなわち４
０２７ ９７２Ｈｚとなるようにラインロック（ｌｉｎ
ｅ−ｌｏｃｋｅｄ）ＶＣＯ５４から供給される発振周波
数を制御する。制御発振器に関して使用された“ライン
ロック”とは、その発振周波数が１５，７３４，２６４
Ｈｚの走査線周波数に対して一定の比率に維持されるこ
とを意味し、これは適切した要素によって分割される発
振周波数を水平同期パルスと比較するＡＦＰＣ回路によ
って通常に行われる。
【００４３】直角位相映像検出器４７によって検出され
る７５０ｋＨｚ以上の周波数でＮＴＳＣ複合映像信号の
キーイング信号と隋伴される領域は、キーイング信号で
あるが、複合映像信号の隋伴する７５０ｋＨｚ以上の周
波数成分の選択された領域にのみ応答する整合フィルタ
５８に供給される。整合フィルタ５８は記号間干渉を減
少するのに十分なＰＳＫ帯域幅を拡張させるために送信
機でフィルタ１８の遷移整形領域のロールオフと整合す
るピーキング応答を提供する。また、整形フィルタ５８
は0.75と1.25ＭＨｚとの間にわたる周波数範囲に対して
特性的にますます単側波帯となり、1.25ＭＨｚの周波数
範囲以上に対して実体上単側波帯であるＶＳＢ ＢＰＳ
Ｋに因る直角位相映像検出器４７の検出効率のロールオ
フを補償するために、その他のピーキング応答を提供で
きる。しかし、相互に異なるＴＶ送信機の残留側波帯フ
ィルタは相互に変動されるので、直角位相映像検出器４
７の検出効率のロールオフを補償するためのピーキング
応答は整形遷移以外にも適切したピーキング応答を提供
するために遷移整形フィルタ１８を変更することによ
り、それぞれのＴＶ送信機で大体に一層よく行われる。
しかし、送信機１での２進キーイング信号の付加的なピ
ーキングあるいはプリエンファシスは輝度信号と共に伝
送される0.75ＭＨｚ以上のＢＰＳＫの高周波数成分を増
加させる。
る７５０ｋＨｚ以上の周波数でＮＴＳＣ複合映像信号の
キーイング信号と隋伴される領域は、キーイング信号で
あるが、複合映像信号の隋伴する７５０ｋＨｚ以上の周
波数成分の選択された領域にのみ応答する整合フィルタ
５８に供給される。整合フィルタ５８は記号間干渉を減
少するのに十分なＰＳＫ帯域幅を拡張させるために送信
機でフィルタ１８の遷移整形領域のロールオフと整合す
るピーキング応答を提供する。また、整形フィルタ５８
は0.75と1.25ＭＨｚとの間にわたる周波数範囲に対して
特性的にますます単側波帯となり、1.25ＭＨｚの周波数
範囲以上に対して実体上単側波帯であるＶＳＢ ＢＰＳ
Ｋに因る直角位相映像検出器４７の検出効率のロールオ
フを補償するために、その他のピーキング応答を提供で
きる。しかし、相互に異なるＴＶ送信機の残留側波帯フ
ィルタは相互に変動されるので、直角位相映像検出器４
７の検出効率のロールオフを補償するためのピーキング
応答は整形遷移以外にも適切したピーキング応答を提供
するために遷移整形フィルタ１８を変更することによ
り、それぞれのＴＶ送信機で大体に一層よく行われる。
しかし、送信機１での２進キーイング信号の付加的なピ
ーキングあるいはプリエンファシスは輝度信号と共に伝
送される0.75ＭＨｚ以上のＢＰＳＫの高周波数成分を増
加させる。
【００４４】整合フィルタ５８からの応答は入力信号と
して高域ラインコームフィルタ５９に印加されるが、図
１の送信機１で部分応答フィルタ１６用として使用され
る図２の部分応答フィルタ１６０に対する整合フィルタ
である。この高域ラインコームフィルタ５９は検出され
たキーイング信号を隋伴するが、ライン対ライン変化を
示していない複合映像信号成分を抑圧させる。高域ライ
ンコームフィルタ５９はアナログ形態が望ましく、アナ
ログ形態の高域ラインコームフィルタ５９は検出された
ＰＳＫをディジタル化するのに使用されるアナログ−デ
ィジタル変換器（ＡＤＣ）６５に印加される入力信号の
動的範囲を縮小させ得る。これは量子化雑音によるＰＳ
Ｋの変形を減少させるようにＡＤＣ６５での制限された
数の量子化レベルの選択を容易にする。ただ、記号レー
トでサンプリングする間、３ＩＲＥ振幅のＰＳＫを回復
する際には１０ビット解像度を有するＡＤＣならば確か
に十分で、８ビット解像度を有するＡＤＣならば恐らく
十分であろう。最適の位相にＡＤＣ６５から記号レート
でのサンプリングは記号間干渉を最小化するために記号
レートの倍数でのサンプリングに対する必要性がなく、
その結果として生じるより低いディジタルサンプリング
レートはその以後のディジタルフィルタリングでハード
ウェアを節減させる。最適位相を有するＡＤＣ６５から
記号レートでサンプリングは、記号レートで変化がある
が、記号レートでサンプリングと直角位相にある複合映
像信号のそのような成分に対する応答を抑圧する同期記
号検出の形態である。記号カウンタ５２はディジタル化
の間に記号レートでＡＤＣ６５の入力信号のサンプリン
グを時間調節するために、４ＭＨｚ矩形波として記号カ
ウントの最下位ビットとそれの“１”の補数をＡＤＣ６
５に印加する。
して高域ラインコームフィルタ５９に印加されるが、図
１の送信機１で部分応答フィルタ１６用として使用され
る図２の部分応答フィルタ１６０に対する整合フィルタ
である。この高域ラインコームフィルタ５９は検出され
たキーイング信号を隋伴するが、ライン対ライン変化を
示していない複合映像信号成分を抑圧させる。高域ライ
ンコームフィルタ５９はアナログ形態が望ましく、アナ
ログ形態の高域ラインコームフィルタ５９は検出された
ＰＳＫをディジタル化するのに使用されるアナログ−デ
ィジタル変換器（ＡＤＣ）６５に印加される入力信号の
動的範囲を縮小させ得る。これは量子化雑音によるＰＳ
Ｋの変形を減少させるようにＡＤＣ６５での制限された
数の量子化レベルの選択を容易にする。ただ、記号レー
トでサンプリングする間、３ＩＲＥ振幅のＰＳＫを回復
する際には１０ビット解像度を有するＡＤＣならば確か
に十分で、８ビット解像度を有するＡＤＣならば恐らく
十分であろう。最適の位相にＡＤＣ６５から記号レート
でのサンプリングは記号間干渉を最小化するために記号
レートの倍数でのサンプリングに対する必要性がなく、
その結果として生じるより低いディジタルサンプリング
レートはその以後のディジタルフィルタリングでハード
ウェアを節減させる。最適位相を有するＡＤＣ６５から
記号レートでサンプリングは、記号レートで変化がある
が、記号レートでサンプリングと直角位相にある複合映
像信号のそのような成分に対する応答を抑圧する同期記
号検出の形態である。記号カウンタ５２はディジタル化
の間に記号レートでＡＤＣ６５の入力信号のサンプリン
グを時間調節するために、４ＭＨｚ矩形波として記号カ
ウントの最下位ビットとそれの“１”の補数をＡＤＣ６
５に印加する。
【００４５】アナログ形態の高域ラインコームフィルタ
５９は残留する複合映像信号が供給する時間の大部分で
適当になく、データ遷移に損傷を受けない情報を含むＰ
ＳＫを提供する。０−交差検出器６６は整合フィルタ５
８から応答の０−交差を検出し、これをパルス位相判別
器６７に印加する。このパルス位相判別器６７は０−交
差検出器５３から検出され、制御発振器５４の発振の０
−交差に対して適切した位相から０−交差検出器６６に
よって検出される整合フィルタ５８の応答の０−交差の
退去（ｄｅｐａｒｔｕｒｅｓ）を選択的に検出する。パ
ルス位相判別器６７はサンプル・保持されるこのような
選択的に検出された退去を低域フィルタリングして、制
御遅延線５７がＡＦＰＣ検出器５６に印加される水平同
期パルスＨに対して提供する遅延を調整するための制御
信号を出力する。したがって、ディジタル化の間にＡＤ
Ｃ６５の入力信号の記号レートでサンプリング位相は最
小限の記号間干渉のために調整される。
５９は残留する複合映像信号が供給する時間の大部分で
適当になく、データ遷移に損傷を受けない情報を含むＰ
ＳＫを提供する。０−交差検出器６６は整合フィルタ５
８から応答の０−交差を検出し、これをパルス位相判別
器６７に印加する。このパルス位相判別器６７は０−交
差検出器５３から検出され、制御発振器５４の発振の０
−交差に対して適切した位相から０−交差検出器６６に
よって検出される整合フィルタ５８の応答の０−交差の
退去（ｄｅｐａｒｔｕｒｅｓ）を選択的に検出する。パ
ルス位相判別器６７はサンプル・保持されるこのような
選択的に検出された退去を低域フィルタリングして、制
御遅延線５７がＡＦＰＣ検出器５６に印加される水平同
期パルスＨに対して提供する遅延を調整するための制御
信号を出力する。したがって、ディジタル化の間にＡＤ
Ｃ６５の入力信号の記号レートでサンプリング位相は最
小限の記号間干渉のために調整される。
【００４６】複合映像信号に対する直角位相映像検出器
４７の応答が“０”の値に期待されるとき、パルス位相
判別器６７による選択的検出は垂直帰線消去期間の一部
分の間に行われる。より高度の整列で、同相映像検出器
４６からの映像出力は高域フィルタに印加されることが
できるので、７５０ｋＨｚ以上の複合映像信号成分の振
幅が探知され得る。この振幅が実質的に“０”のとき、
パルス位相判別器６７による選択的な検出が遂行され
る。パルス位相判別器６７による選択的な検出は垂直帰
線消去期間の一部分だけでなく、映像走査の一部分の間
にも行われるであろう。そこで、映像フィールドで若干
位相が遅くなる制御発振器５４の発振の可能性がある。
４７の応答が“０”の値に期待されるとき、パルス位相
判別器６７による選択的検出は垂直帰線消去期間の一部
分の間に行われる。より高度の整列で、同相映像検出器
４６からの映像出力は高域フィルタに印加されることが
できるので、７５０ｋＨｚ以上の複合映像信号成分の振
幅が探知され得る。この振幅が実質的に“０”のとき、
パルス位相判別器６７による選択的な検出が遂行され
る。パルス位相判別器６７による選択的な検出は垂直帰
線消去期間の一部分だけでなく、映像走査の一部分の間
にも行われるであろう。そこで、映像フィールドで若干
位相が遅くなる制御発振器５４の発振の可能性がある。
【００４７】ラインロック発振器の位相を調整するため
の整列は、本発明の共同発明者である“Ｊｕｎｇ−Ｗａ
ｎ Ｋｏ”により開発された形態のものである。制御遅
延線５７から供給される調整可能に遅延される水平同期
パルスＨに対して制御発振器５４の発振周波数と位相を
制御するＡＦＰＣループは、位相調整時に“故障（ｇｌ
ｉｔｃｈ）”あるいは明らかな周期性の欠乏を示すＡＤ
Ｃ６５のクロックを避けるフィルタリング機能を提供す
る。もし、微細な位相調整がＡＤＣ６５のクロックその
もので行われるとしたら、そうした故障は時々発生す
る。
の整列は、本発明の共同発明者である“Ｊｕｎｇ−Ｗａ
ｎ Ｋｏ”により開発された形態のものである。制御遅
延線５７から供給される調整可能に遅延される水平同期
パルスＨに対して制御発振器５４の発振周波数と位相を
制御するＡＦＰＣループは、位相調整時に“故障（ｇｌ
ｉｔｃｈ）”あるいは明らかな周期性の欠乏を示すＡＤ
Ｃ６５のクロックを避けるフィルタリング機能を提供す
る。もし、微細な位相調整がＡＤＣ６５のクロックその
もので行われるとしたら、そうした故障は時々発生す
る。
【００４８】垂直同期分離器５１は分離された垂直同期
パルスＶに対する“ロシ（ｌｏｓｓｙ）”集積応答をし
きい値検出器６８に印加し、そのしきい値検出器６８の
しきい値電圧は垂直同期パルスが
パルスＶに対する“ロシ（ｌｏｓｓｙ）”集積応答をし
きい値検出器６８に印加し、そのしきい値検出器６８の
しきい値電圧は垂直同期パルスが
【００４９】
【数１】 走査線より大きく
【００５０】
【数２】 走査線より小さく集積されるときにのみそれが超過され
るように選択される。入力信号がそのしきい電圧を超過
するときのみ“１”で、そうでないときには“０”であ
るしきい値検出器６８の出力信号は、第１入力信号とし
て２入力ＡＮＤゲート６９に印加される。各データ行で
（水平走査線の終端で）記号カウントの最終値に対して
は“１”をそうでないときには“０”を発生させるデコ
ーダ５５はその出力信号を第２入力信号としてＡＮＤゲ
ート６９に印加する。ＡＮＤゲート６９の出力からの
“１”は複合映像信号フレームの初期フィールドの始め
から発生する垂直パルスの立下り区間に応答して、これ
ら区間のそれぞれに応答する各データフレーム終端パル
スを提供するが、フレームの初期及び最終フィールドの
間に発生する垂直パルスの立下り区間には応答しない。
るように選択される。入力信号がそのしきい電圧を超過
するときのみ“１”で、そうでないときには“０”であ
るしきい値検出器６８の出力信号は、第１入力信号とし
て２入力ＡＮＤゲート６９に印加される。各データ行で
（水平走査線の終端で）記号カウントの最終値に対して
は“１”をそうでないときには“０”を発生させるデコ
ーダ５５はその出力信号を第２入力信号としてＡＮＤゲ
ート６９に印加する。ＡＮＤゲート６９の出力からの
“１”は複合映像信号フレームの初期フィールドの始め
から発生する垂直パルスの立下り区間に応答して、これ
ら区間のそれぞれに応答する各データフレーム終端パル
スを提供するが、フレームの初期及び最終フィールドの
間に発生する垂直パルスの立下り区間には応答しない。
【００５１】ＡＮＤゲート６９の応答でのデータフレー
ム終端パルスは送信機でデータフレームカウント信号か
らの一つの走査線によってオフセットされる再発生され
たデータフレームカウント信号を先立つことができるよ
うにカウント入力（Ｃ１）信号としてモジュロ２データ
フレームカウンタ７０に印加される。米国特許出願第０
８／１０８，３１１号から分かるように、ＴＶ送信機１
とディジタルデータ受信機４１で同期化のためにデータ
フレームカウントを配列する一番好ましい方法は、４つ
のフレームサイクルの１９番目の走査線にあるバースト
位相とベッセルチャープ（Ｂｅｓｓｅｌ ｃｈｉｒｐ）
位相の所定の置換で発生するゴースト消去基準（ＧＣ
Ｒ）信号を参照することである。モジュロ２データフレ
ームカウントを出力する単一２進段カウンタ７０は、モ
ジュロ２N データフレームカウント（Ｎは少なくとも２
の正の整数）を発生させる複数の２進段カウンタにある
一つの段であり、この複数の２進段カウンタはゴースト
消去参照（ＧＣＲ）信号の二乗をタイミングするのに使
用される。
ム終端パルスは送信機でデータフレームカウント信号か
らの一つの走査線によってオフセットされる再発生され
たデータフレームカウント信号を先立つことができるよ
うにカウント入力（Ｃ１）信号としてモジュロ２データ
フレームカウンタ７０に印加される。米国特許出願第０
８／１０８，３１１号から分かるように、ＴＶ送信機１
とディジタルデータ受信機４１で同期化のためにデータ
フレームカウントを配列する一番好ましい方法は、４つ
のフレームサイクルの１９番目の走査線にあるバースト
位相とベッセルチャープ（Ｂｅｓｓｅｌ ｃｈｉｒｐ）
位相の所定の置換で発生するゴースト消去基準（ＧＣ
Ｒ）信号を参照することである。モジュロ２データフレ
ームカウントを出力する単一２進段カウンタ７０は、モ
ジュロ２N データフレームカウント（Ｎは少なくとも２
の正の整数）を発生させる複数の２進段カウンタにある
一つの段であり、この複数の２進段カウンタはゴースト
消去参照（ＧＣＲ）信号の二乗をタイミングするのに使
用される。
【００５２】ＡＮＤゲート６９の応答でデータフレーム
終端パルスはリセット（Ｒ）信号としてデータ行カウン
タ７１に印加されて５２４でなければならないその出力
信号として再発生されたデータ行カウントを算術“０”
にリセットさせる。データ行カウンタ７１は水平同期分
離器５０から提供される水平同期パルスＨをカウントす
るために接続される。データ行カウントは映像検出器４
６及び４７内に含まれる等化及びゴースト消去フィルタ
に対するフィルタリング変数を計算するコンピュータ
（図７に詳細に図示せず）に対して調整可能なデータを
得るための回路（図７に詳細に図示せず）でＧＣＲ信号
を含むＶＢＩ走査線の選択を制御するために使用され
る。
終端パルスはリセット（Ｒ）信号としてデータ行カウン
タ７１に印加されて５２４でなければならないその出力
信号として再発生されたデータ行カウントを算術“０”
にリセットさせる。データ行カウンタ７１は水平同期分
離器５０から提供される水平同期パルスＨをカウントす
るために接続される。データ行カウントは映像検出器４
６及び４７内に含まれる等化及びゴースト消去フィルタ
に対するフィルタリング変数を計算するコンピュータ
（図７に詳細に図示せず）に対して調整可能なデータを
得るための回路（図７に詳細に図示せず）でＧＣＲ信号
を含むＶＢＩ走査線の選択を制御するために使用され
る。
【００５３】ＡＤＣは複合映像信号の７５０ｋＨｚの残
留成分以上を有するディジタル化されたキーイング信号
を高域フレームコームフィルタ７２に供給する。高域フ
レームコームフィルタ７２はディジタル減算器７３と時
間上さらに後で一つのフレーム走査の区間で信号サンプ
ルをその出力ポートで供給するために、その入力ポート
に印加される信号サンプルに応答するディジタルフレー
ム蓄積メモリ７４で構成される。ディジタルフレーム蓄
積メモリ７４は読出し書込み反復モードで動作されるＲ
ＡＭで構成される。このＲＡＭはラインアドレシング
（ＬＡＤ）信号としてカウンタ７１からデータ行カウン
トを受信し、記号アドレシング（ＳＡＤ）としてカウン
タ５２から記号カウントを受信する。減算器７３は被減
数入力信号としてＡＤＣ６５から現在のフレームに対す
るディジタル化されたキーイング信号のサンプルを受信
し、減数入力信号としてフレーム蓄積メモリ７４から以
前のフレームに対するディジタル化されたキーイング信
号の該当サンプルを受信する。減算器７３からの差信号
はフレーム対フレーム相関を示す残留輝度成分が除去さ
れる高域フレームコームフィルタ７２の応答となる。
留成分以上を有するディジタル化されたキーイング信号
を高域フレームコームフィルタ７２に供給する。高域フ
レームコームフィルタ７２はディジタル減算器７３と時
間上さらに後で一つのフレーム走査の区間で信号サンプ
ルをその出力ポートで供給するために、その入力ポート
に印加される信号サンプルに応答するディジタルフレー
ム蓄積メモリ７４で構成される。ディジタルフレーム蓄
積メモリ７４は読出し書込み反復モードで動作されるＲ
ＡＭで構成される。このＲＡＭはラインアドレシング
（ＬＡＤ）信号としてカウンタ７１からデータ行カウン
トを受信し、記号アドレシング（ＳＡＤ）としてカウン
タ５２から記号カウントを受信する。減算器７３は被減
数入力信号としてＡＤＣ６５から現在のフレームに対す
るディジタル化されたキーイング信号のサンプルを受信
し、減数入力信号としてフレーム蓄積メモリ７４から以
前のフレームに対するディジタル化されたキーイング信
号の該当サンプルを受信する。減算器７３からの差信号
はフレーム対フレーム相関を示す残留輝度成分が除去さ
れる高域フレームコームフィルタ７２の応答となる。
【００５４】入力信号として高域ラインコームフィルタ
５９に印加されるアナログ信号は一部キーイング信号の
２進コーディングを示しているが、高域ラインコームフ
ィルタ５９からの出力信号は一部キーイング信号の３進
コーディングを示し、高域フレームコームフィルタ７２
に対する入力信号を供給するためにＡＤＣ６５によりデ
ィジタル化される。出力信号として高域フレームコーム
フィルタ７２から供給されるディジタル化された信号は
データフレームが該当ディジタルサンプルが類似した振
幅と反対極性にある二つのデータフレームを結合するの
で、有効データフレームである交互のデータフレームで
継続してキーイング信号の３進コーディングを示す。無
効データフレームである交互的なデータフレームで、出
力信号として高域フレームコームフィルタ７２から供給
されるディジタル化された信号は、特性上５レベルであ
るが、無効データフレームに基づいた記号決定は関心事
ではない。したがって、入力信号として高域フレームコ
ームフィルタ７２のディジタル応答を受信する記号決定
回路７５は−１，０，１がそれぞれ中心となる３つの比
較器範囲を有する。記号決定回路７５は高域フレームコ
ームフィルタ７２からの出力信号に対して整流ディジタ
ル応答を発生させる絶対値回路７５１を含む。絶対値回
路７５１の整流ディジタル応答はキーイング信号の２進
コーディングを示し、しきい値検出器７５２に印加され
る。
５９に印加されるアナログ信号は一部キーイング信号の
２進コーディングを示しているが、高域ラインコームフ
ィルタ５９からの出力信号は一部キーイング信号の３進
コーディングを示し、高域フレームコームフィルタ７２
に対する入力信号を供給するためにＡＤＣ６５によりデ
ィジタル化される。出力信号として高域フレームコーム
フィルタ７２から供給されるディジタル化された信号は
データフレームが該当ディジタルサンプルが類似した振
幅と反対極性にある二つのデータフレームを結合するの
で、有効データフレームである交互のデータフレームで
継続してキーイング信号の３進コーディングを示す。無
効データフレームである交互的なデータフレームで、出
力信号として高域フレームコームフィルタ７２から供給
されるディジタル化された信号は、特性上５レベルであ
るが、無効データフレームに基づいた記号決定は関心事
ではない。したがって、入力信号として高域フレームコ
ームフィルタ７２のディジタル応答を受信する記号決定
回路７５は−１，０，１がそれぞれ中心となる３つの比
較器範囲を有する。記号決定回路７５は高域フレームコ
ームフィルタ７２からの出力信号に対して整流ディジタ
ル応答を発生させる絶対値回路７５１を含む。絶対値回
路７５１の整流ディジタル応答はキーイング信号の２進
コーディングを示し、しきい値検出器７５２に印加され
る。
【００５５】しきい値検出器７５２はキーイング信号の
２進符号化に対して記号決定をするディジタル通信技術
でよく知られている記号決定回路の形態である。また、
しきい値検出器７５２は絶対値回路７５１から記号スト
リームを受信し、その記号が“０”に一番近いものが、
あるいは“１”に一番近いものかを決定する。しきい値
検出器７５２はしきいディジタル値が超過されるかどう
かに従って、記号が“０”に一番近いものか、あるいは
“１”に一番近いものかの決定を制御するのに使用され
るしきい値検出結果をもってしきい値検出器として動作
するように配列されるディジタル比較器を含む。しきい
値検出器７５２はしきい値検出に対するしきいディジタ
ル値が記号長さに応答して自動に調整される形態が望ま
しい。そのような場合、しきい値検出器７５２は絶対値
回路７５１によって供給された記号ストリームの平均ピ
ークレベルあるいは平均レベルまたは二つともを検出す
るための回路に関わる。比較器に供給されるディジタル
値を各検出されたレベルから計算してしきい値検出に対
するしきい値を確定する関連回路がある。記号決定しき
い値を決定するための検出方法は複合映像信号が直角位
相映像検出器４７によって検出される信号に何らのエネ
ルギーもほぼ与えないとき、垂直帰線消去期間で選択的
に遂行される。記号決定回路７５からの記号ストリーム
は入力信号としてレートバッファ７７に印加され、この
レートバッファ７７はキーイング信号が消去されない
が、フレーム対フレーム変化を示されない輝度信号成分
が消去される交互的なフレームのみから入力サンプルを
受信するようにデータフレームカウントによって調整さ
れる。ディジタルサンプルは記号レートでレートバッフ
ァ７７に提供され、誤り訂正デコーダ７８に印加される
ために１／２記号レートでレートバッファ７７から流出
される。デコーダ７８は記号決定回路７５による決定の
結果を直列ビットディジタル入力データとして受信して
その内部の誤りを訂正し、訂正された直列ビットディジ
タルデータを提供する。このとき、このデータはディジ
タル信号受信機４１の出力データで、図１のＴＶ送信機
１に供給する直列ビットディジタルデータに対応しなけ
ればならない。
２進符号化に対して記号決定をするディジタル通信技術
でよく知られている記号決定回路の形態である。また、
しきい値検出器７５２は絶対値回路７５１から記号スト
リームを受信し、その記号が“０”に一番近いものが、
あるいは“１”に一番近いものかを決定する。しきい値
検出器７５２はしきいディジタル値が超過されるかどう
かに従って、記号が“０”に一番近いものか、あるいは
“１”に一番近いものかの決定を制御するのに使用され
るしきい値検出結果をもってしきい値検出器として動作
するように配列されるディジタル比較器を含む。しきい
値検出器７５２はしきい値検出に対するしきいディジタ
ル値が記号長さに応答して自動に調整される形態が望ま
しい。そのような場合、しきい値検出器７５２は絶対値
回路７５１によって供給された記号ストリームの平均ピ
ークレベルあるいは平均レベルまたは二つともを検出す
るための回路に関わる。比較器に供給されるディジタル
値を各検出されたレベルから計算してしきい値検出に対
するしきい値を確定する関連回路がある。記号決定しき
い値を決定するための検出方法は複合映像信号が直角位
相映像検出器４７によって検出される信号に何らのエネ
ルギーもほぼ与えないとき、垂直帰線消去期間で選択的
に遂行される。記号決定回路７５からの記号ストリーム
は入力信号としてレートバッファ７７に印加され、この
レートバッファ７７はキーイング信号が消去されない
が、フレーム対フレーム変化を示されない輝度信号成分
が消去される交互的なフレームのみから入力サンプルを
受信するようにデータフレームカウントによって調整さ
れる。ディジタルサンプルは記号レートでレートバッフ
ァ７７に提供され、誤り訂正デコーダ７８に印加される
ために１／２記号レートでレートバッファ７７から流出
される。デコーダ７８は記号決定回路７５による決定の
結果を直列ビットディジタル入力データとして受信して
その内部の誤りを訂正し、訂正された直列ビットディジ
タルデータを提供する。このとき、このデータはディジ
タル信号受信機４１の出力データで、図１のＴＶ送信機
１に供給する直列ビットディジタルデータに対応しなけ
ればならない。
【００５６】水平走査線に沿ってデータの行よりは、む
しろ水平走査線を横切るデータ列で動作する変形された
リード・ソロモン符号を使用した送信機１と共に使用さ
れるように設計されたディジタル信号受信機４１の良好
な実施例において、レートバッファ７７は誤り訂正デコ
ーダ７８に対するデインタリーバ（ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌ
ｅａｖｅｒ）として動作される。レートバッファ７７に
対する書込みアドレス発生器は図８に示していない。読
出しアドレス発生器は、レートバッファ７７内にあるＲ
ＡＭでそれぞれ行及び列アドレシングとしてデータ行カ
ウントを供給するデータ行カウンタ７１と記号カウント
を供給する記号カウンタ５２とから構成される。
しろ水平走査線を横切るデータ列で動作する変形された
リード・ソロモン符号を使用した送信機１と共に使用さ
れるように設計されたディジタル信号受信機４１の良好
な実施例において、レートバッファ７７は誤り訂正デコ
ーダ７８に対するデインタリーバ（ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌ
ｅａｖｅｒ）として動作される。レートバッファ７７に
対する書込みアドレス発生器は図８に示していない。読
出しアドレス発生器は、レートバッファ７７内にあるＲ
ＡＭでそれぞれ行及び列アドレシングとしてデータ行カ
ウントを供給するデータ行カウンタ７１と記号カウント
を供給する記号カウンタ５２とから構成される。
【００５７】図８は、図３に示した部分応答フィルタ１
６５を使用した送信機１と共に使用されるように設計さ
れた図７のディジタル信号受信機４１の変形７９を示
す。このディジタル信号受信機７９で高域ラインコーム
フィルタ５９の次に他の高域ラインコームフィルタ６０
がつながる。高域ラインコームフィルタ５９及び６０の
従属接続は０，１−Ｈ，及び２−Ｈ遅延区間でタップが
調整される遅延線を使用する等価回路よりＣＣＤ構成に
さらに適合してフィルタ応答を展開させるために、（−
0.25）：0.5 ：（−0.25）の比率で補正される加重合計
回路網に入力信号を供給する。
６５を使用した送信機１と共に使用されるように設計さ
れた図７のディジタル信号受信機４１の変形７９を示
す。このディジタル信号受信機７９で高域ラインコーム
フィルタ５９の次に他の高域ラインコームフィルタ６０
がつながる。高域ラインコームフィルタ５９及び６０の
従属接続は０，１−Ｈ，及び２−Ｈ遅延区間でタップが
調整される遅延線を使用する等価回路よりＣＣＤ構成に
さらに適合してフィルタ応答を展開させるために、（−
0.25）：0.5 ：（−0.25）の比率で補正される加重合計
回路網に入力信号を供給する。
【００５８】送信機で部分応答フィルタが図３に示す種
類１６５あるいは等価の種類からなっており、ディジタ
ル信号受信機が図８に示したような種類または等価種類
の３つの走査線高域ラインコームフィルタを含むとき、
高域フレームコームフィルタ７２のディジタル応答は有
効データフレームの間にＰＳＫ信号を示すことに対し
て、特性上３つでない実質的に５つのレベルである。し
たがって、−１，０，１で中心となる３つの比較器範囲
それぞれを有する図７の記号決定回路７５は、−２，−
１，０，＋１，＋２が中心となる５つの比較器範囲を有
する記号決定回路７６に代替される。記号決定回路７６
は高域フレームコームフィルタ７２からの出力信号に対
する整流ディジタル応答を発生させる絶対値回路７６１
を含む。この絶対値回路７６１の整流ディジタル応答
は、キーイング信号の２進コーディングを記述するより
は直流電圧ペデスタルに重畳されるキーイング信号の３
進コーディングを記述し、この整流ディジタル応答は二
重しきい値検出器７６２に印加される。二重しきい値検
出器７６２は絶対値回路７６１からの記号ストリームを
受信し、その記号が“０”に一番近いか、あるいは
“１”に一番近いか、もしくは“０”と等しい“２”に
一番近いかを決定する。二重しきい値検出器７６２は典
型的に単一のしきい値検出器として動作するようにそれ
ぞれ配列され、しきいディジタル値のうちの一つが他の
一つの２倍となる２つのディジタル比較器と、しきい値
検出結果に依存する記号の識別を決定するための所定の
簡単な論理回路を含む。もし、何らのしきいディジタル
値も超えないと、論理回路は記号が“０”に一番近いも
のであることを示す。より低いしきいディジタル値のみ
を超えると、論理回路は記号が“１”に一番近いもので
あることを示す。より低くより高いしきい値を二つとも
超えると、論理回路は記号が“２”に一番近いものであ
ることを示し、これは“０”と同一である。二重しきい
値検出器７６２は、しきい値検出のためにしきい値を決
定するための比較器に印加されるディジタル値が自動に
記号長さに応答して調整される形態が望ましい。そうし
た場合、二重しきい値検出器７６２は絶対値回路７６１
によって供給される記号ストリームの平均レベル、また
はその平均ピークレベルあるいは二つとも検出するため
の関連回路を有する。ディジタル比較器に供給されるデ
ィジタル値を各検出されたレベルから計算し、しきい値
検出に対するそれぞれのしきい値を確定する回路があ
る。記号決定しきい値を決定するための検出方法は、複
合映像信号が直角位相映像検出器４７によって検出され
る信号に如何なるエネルギーもほぼ与えないとき、垂直
帰線消去期間に選択的に遂行されるのが望ましい。
類１６５あるいは等価の種類からなっており、ディジタ
ル信号受信機が図８に示したような種類または等価種類
の３つの走査線高域ラインコームフィルタを含むとき、
高域フレームコームフィルタ７２のディジタル応答は有
効データフレームの間にＰＳＫ信号を示すことに対し
て、特性上３つでない実質的に５つのレベルである。し
たがって、−１，０，１で中心となる３つの比較器範囲
それぞれを有する図７の記号決定回路７５は、−２，−
１，０，＋１，＋２が中心となる５つの比較器範囲を有
する記号決定回路７６に代替される。記号決定回路７６
は高域フレームコームフィルタ７２からの出力信号に対
する整流ディジタル応答を発生させる絶対値回路７６１
を含む。この絶対値回路７６１の整流ディジタル応答
は、キーイング信号の２進コーディングを記述するより
は直流電圧ペデスタルに重畳されるキーイング信号の３
進コーディングを記述し、この整流ディジタル応答は二
重しきい値検出器７６２に印加される。二重しきい値検
出器７６２は絶対値回路７６１からの記号ストリームを
受信し、その記号が“０”に一番近いか、あるいは
“１”に一番近いか、もしくは“０”と等しい“２”に
一番近いかを決定する。二重しきい値検出器７６２は典
型的に単一のしきい値検出器として動作するようにそれ
ぞれ配列され、しきいディジタル値のうちの一つが他の
一つの２倍となる２つのディジタル比較器と、しきい値
検出結果に依存する記号の識別を決定するための所定の
簡単な論理回路を含む。もし、何らのしきいディジタル
値も超えないと、論理回路は記号が“０”に一番近いも
のであることを示す。より低いしきいディジタル値のみ
を超えると、論理回路は記号が“１”に一番近いもので
あることを示す。より低くより高いしきい値を二つとも
超えると、論理回路は記号が“２”に一番近いものであ
ることを示し、これは“０”と同一である。二重しきい
値検出器７６２は、しきい値検出のためにしきい値を決
定するための比較器に印加されるディジタル値が自動に
記号長さに応答して調整される形態が望ましい。そうし
た場合、二重しきい値検出器７６２は絶対値回路７６１
によって供給される記号ストリームの平均レベル、また
はその平均ピークレベルあるいは二つとも検出するため
の関連回路を有する。ディジタル比較器に供給されるデ
ィジタル値を各検出されたレベルから計算し、しきい値
検出に対するそれぞれのしきい値を確定する回路があ
る。記号決定しきい値を決定するための検出方法は、複
合映像信号が直角位相映像検出器４７によって検出され
る信号に如何なるエネルギーもほぼ与えないとき、垂直
帰線消去期間に選択的に遂行されるのが望ましい。
【００５９】データ通信技術者が順方向（ｆｏｒｗａｒ
ｄ）誤り訂正の“ハード決定（ｈａｒｄ−ｄｅｃｉｓｉ
ｏｎ）”を遂行するために、記号決定回路７５及び７６
はそれぞれデコーダ７８に２進入力信号を供給する“ハ
ード”決定をする。その反面、データ通信技術者が順方
向誤り訂正の“ソフト決定（ｓｏｆｔ−ｄｅｃｉｓｉｏ
ｎ）”を遂行するために、記号決定回路７５及び７６は
多数のレベルを有する入力信号を適当なデコーダに供給
する回路に代替可能なことは勿論である。
ｄ）誤り訂正の“ハード決定（ｈａｒｄ−ｄｅｃｉｓｉ
ｏｎ）”を遂行するために、記号決定回路７５及び７６
はそれぞれデコーダ７８に２進入力信号を供給する“ハ
ード”決定をする。その反面、データ通信技術者が順方
向誤り訂正の“ソフト決定（ｓｏｆｔ−ｄｅｃｉｓｉｏ
ｎ）”を遂行するために、記号決定回路７５及び７６は
多数のレベルを有する入力信号を適当なデコーダに供給
する回路に代替可能なことは勿論である。
【００６０】図９は高域ラインコームフィルタ５９が取
れる一つの形態５９０を詳細に示す。フィルタ５９０の
入力端子５９１はフィルタ５９０の出力端子５９３に接
続された出力接続を有する差動入力増幅器５９２の非反
転入力接続に接続される。差動入力増幅器５９２の反転
入力接続はマルチプレクサ５９５からの出力信号に対す
る遅延された応答をアナログ遅延線５９４の出力接続か
ら受信し、このマルチプレクサ５９５の出力信号は遅延
線５９４の入力接続に印加される。アナログ遅延線５９
４は１本の水平走査線の持続時間に相応する遅延を提供
する。そのような“１−Ｈ”遅延線は、もしそれが特性
上アナログであれば通常電荷結合素子（ｃｈａｒｇｅ−
ｃｏｕｐｌｅｄ−ｄｅｖｉｃｅ；ＣＣＤ）シフトレジス
タで構成され、差動入力増幅器５９２はＣＣＤシフトレ
ジスタとその電荷注入入力回路と共にモノリシック集積
回路（ＩＣ）に構成されるＣＣＤシフトレジスタの電荷
感知出力段に含まれる。マルチプレクサ５９５は伝送ゲ
ートとして動作される電界効果トランジスタを使用した
同一のＩＣに便利に構成される。
れる一つの形態５９０を詳細に示す。フィルタ５９０の
入力端子５９１はフィルタ５９０の出力端子５９３に接
続された出力接続を有する差動入力増幅器５９２の非反
転入力接続に接続される。差動入力増幅器５９２の反転
入力接続はマルチプレクサ５９５からの出力信号に対す
る遅延された応答をアナログ遅延線５９４の出力接続か
ら受信し、このマルチプレクサ５９５の出力信号は遅延
線５９４の入力接続に印加される。アナログ遅延線５９
４は１本の水平走査線の持続時間に相応する遅延を提供
する。そのような“１−Ｈ”遅延線は、もしそれが特性
上アナログであれば通常電荷結合素子（ｃｈａｒｇｅ−
ｃｏｕｐｌｅｄ−ｄｅｖｉｃｅ；ＣＣＤ）シフトレジス
タで構成され、差動入力増幅器５９２はＣＣＤシフトレ
ジスタとその電荷注入入力回路と共にモノリシック集積
回路（ＩＣ）に構成されるＣＣＤシフトレジスタの電荷
感知出力段に含まれる。マルチプレクサ５９５は伝送ゲ
ートとして動作される電界効果トランジスタを使用した
同一のＩＣに便利に構成される。
【００６１】マルチプレクサ５９５はデータフレームに
あるデータの最終行に関連した値に到達するデータ行カ
ウンタ７１からのデータ行カウントに対して“１”をも
って応答し、データ行カウントの全ての他の値には
“０”をもって応答する制御信号をデコーダ６１から受
信する。“１”であるデコーダ６１の出力信号に応答し
てマルチプレクサ５９５はその出力応答にアナログ０を
選択する。“０”であるデコーダ６１の出力信号に応答
して、マルチプレクサ５９５は１−Ｈ遅延線５９４の入
力接続への印加のために入力端子５９１に供給される検
出したＢＰＳＫ信号を選択する。
あるデータの最終行に関連した値に到達するデータ行カ
ウンタ７１からのデータ行カウントに対して“１”をも
って応答し、データ行カウントの全ての他の値には
“０”をもって応答する制御信号をデコーダ６１から受
信する。“１”であるデコーダ６１の出力信号に応答し
てマルチプレクサ５９５はその出力応答にアナログ０を
選択する。“０”であるデコーダ６１の出力信号に応答
して、マルチプレクサ５９５は１−Ｈ遅延線５９４の入
力接続への印加のために入力端子５９１に供給される検
出したＢＰＳＫ信号を選択する。
【００６２】図１０には高域ラインコームフィルタ５９
が取られるまた他の形態５９６を詳細に示し、図９に示
す形態に対する代案で素子５９４及び５９５を含まな
い。マルチプレクサ５９７の出力接続は、図１０におい
て差動入力増幅器５９２の反転入力接続に接続される。
マルチプレクサ５９７はデータフレームにあるデータの
初期行に関連する値にリセットされるデータ行カウンタ
７１からのデータ行カウントには“１”をもって応答
し、データ行カウントの全ての他の値には“０”をもっ
て応答する制御信号をデコーダ６２から受信する。
“１”であるデコーダ６２の出力信号に応答してマルチ
プレクサ５９７はその出力応答にアナログ０を選択す
る。“０”であるデコーダ６１の出力信号に応答してマ
ルチプレクサ５９７は差動入力増幅器５９２の非反転入
力接続への印加のために１−Ｈアナログ遅延線５９８か
ら出力信号を選択する。１−Ｈアナログ遅延線５９８か
らの出力信号はフィルタ５９の入力端子５９１に供給さ
れる信号に対する１本の水平走査線の持続時間だけ遅延
された応答である。
が取られるまた他の形態５９６を詳細に示し、図９に示
す形態に対する代案で素子５９４及び５９５を含まな
い。マルチプレクサ５９７の出力接続は、図１０におい
て差動入力増幅器５９２の反転入力接続に接続される。
マルチプレクサ５９７はデータフレームにあるデータの
初期行に関連する値にリセットされるデータ行カウンタ
７１からのデータ行カウントには“１”をもって応答
し、データ行カウントの全ての他の値には“０”をもっ
て応答する制御信号をデコーダ６２から受信する。
“１”であるデコーダ６２の出力信号に応答してマルチ
プレクサ５９７はその出力応答にアナログ０を選択す
る。“０”であるデコーダ６１の出力信号に応答してマ
ルチプレクサ５９７は差動入力増幅器５９２の非反転入
力接続への印加のために１−Ｈアナログ遅延線５９８か
ら出力信号を選択する。１−Ｈアナログ遅延線５９８か
らの出力信号はフィルタ５９の入力端子５９１に供給さ
れる信号に対する１本の水平走査線の持続時間だけ遅延
された応答である。
【００６３】図１１には、高域ラインコームフィルタ５
９及び６０の従属接続を取れる一つの形態を詳細に示
す。高域ラインコームフィルタ５９０は図９と同様で、
図１１で高域ラインコームフィルタ６００は高域ライン
コームフィルタ５９０の素子５９１〜５９５に該当する
素子６０１〜６０５を有し、各フィルタの範囲内に類似
して接続される。
９及び６０の従属接続を取れる一つの形態を詳細に示
す。高域ラインコームフィルタ５９０は図９と同様で、
図１１で高域ラインコームフィルタ６００は高域ライン
コームフィルタ５９０の素子５９１〜５９５に該当する
素子６０１〜６０５を有し、各フィルタの範囲内に類似
して接続される。
【００６４】図１２には、高域ラインコームフィルタ５
９及び６０の従属接続が取れるまた他の形態を詳細に示
す。高域ラインコームフィルタ５９６は図１０と同様
で、図１２で高域ラインコームフィルタ６０６は高域ラ
インコームフィルタ５９６の素子５９７と５９８に該当
する素子６０７と６０８を備え、各フィルタの範囲内に
類似して接続される。
９及び６０の従属接続が取れるまた他の形態を詳細に示
す。高域ラインコームフィルタ５９６は図１０と同様
で、図１２で高域ラインコームフィルタ６０６は高域ラ
インコームフィルタ５９６の素子５９７と５９８に該当
する素子６０７と６０８を備え、各フィルタの範囲内に
類似して接続される。
【００６５】図１３には、図６に示したレートバッファ
２０が誤り訂正符号器１４から提供される変形されたリ
ード・ソロモン符号化に対するインタリーバとして使用
されるとき、レートバッファ２０が取れる一つの形態を
示すものである。データフレーム対カウンタ８０はその
カウント入力（ＣＩ）信号としてデータフレームカウン
タ２３から供給されるキャリアウト（ＣＯ）信号を受信
する。データフレーム対カウンタ８０は誤り訂正符号化
に対するインタリーバとして動作される２つのフレーム
蓄積ＲＡＭ８１と８２の交互に起こる書込み及び読出し
を制御する。ＲＡＭ８１と８２は交互のフレーム対区間
で１／２ＰＳＫレートで誤り訂正符号器１４から書込ま
れ、アドレス走査は列によって、そして列当り記号によ
って遂行される。ＲＡＭ８１と８２のそれぞれはそれが
書込まれるフレーム対区間に続く各フレーム対区間でＰ
ＳＫレートでフレーム蓄積メモリ２１に読出され、アド
レス走査は行によって、そして行当り記号によって遂行
される。ここで参照とされる行当り“記号”は、符号化
の面で考慮される変形されたリード・ソロモン符号に関
連する２N ビット記号でなく、ＰＳＫ記号あるいはビッ
トである。
２０が誤り訂正符号器１４から提供される変形されたリ
ード・ソロモン符号化に対するインタリーバとして使用
されるとき、レートバッファ２０が取れる一つの形態を
示すものである。データフレーム対カウンタ８０はその
カウント入力（ＣＩ）信号としてデータフレームカウン
タ２３から供給されるキャリアウト（ＣＯ）信号を受信
する。データフレーム対カウンタ８０は誤り訂正符号化
に対するインタリーバとして動作される２つのフレーム
蓄積ＲＡＭ８１と８２の交互に起こる書込み及び読出し
を制御する。ＲＡＭ８１と８２は交互のフレーム対区間
で１／２ＰＳＫレートで誤り訂正符号器１４から書込ま
れ、アドレス走査は列によって、そして列当り記号によ
って遂行される。ＲＡＭ８１と８２のそれぞれはそれが
書込まれるフレーム対区間に続く各フレーム対区間でＰ
ＳＫレートでフレーム蓄積メモリ２１に読出され、アド
レス走査は行によって、そして行当り記号によって遂行
される。ここで参照とされる行当り“記号”は、符号化
の面で考慮される変形されたリード・ソロモン符号に関
連する２N ビット記号でなく、ＰＳＫ記号あるいはビッ
トである。
【００６６】アドレスマルチプレクサ８３はデータ行カ
ウンタ２４からデータ行カウントを、そして記号（すな
わち、行当り記号）カウンタ２５から記号／行カウント
を読出しアドレシングとして受信する。また、アドレス
マルチプレクサ８３はデータ行カウンタ８４からデータ
列カウントを、そして列当り記号カウンタ８５から記号
／列カウントを書込みアドレシングとして受信する。０
−交差検出器３２はＰＳＫレートでのトリガパルスをト
リガフリップフロップ８６に提供し、このトリガフリッ
プフロップ８６は１／２ＰＳＫレートでその出力信号の
交互的に起こる遷移をカウント入力（ＣＩ）として列当
り記号カウンタ８５に提供するための周波数分割器の役
割をする。デコーダ８７は全カウント（列当り記号カウ
ントが“０”で始まるとするとき５２５）に至る記号／
列カウントを復号してデータカウンタ入力（ＣＩ）信号
として“１”をデータ列カウンタ８４に提供する。デコ
ーダ８７の出力信号は第１入力信号として２入力ＯＲゲ
ート８８に供給されるが、このＯＲゲート８８はデコー
ダ８７から“１”に応答して記号／列カウントをその初
期値にリセットさせるための列当り記号カウンタ８５に
リセット（Ｒ）信号として“１”を提供する。
ウンタ２４からデータ行カウントを、そして記号（すな
わち、行当り記号）カウンタ２５から記号／行カウント
を読出しアドレシングとして受信する。また、アドレス
マルチプレクサ８３はデータ行カウンタ８４からデータ
列カウントを、そして列当り記号カウンタ８５から記号
／列カウントを書込みアドレシングとして受信する。０
−交差検出器３２はＰＳＫレートでのトリガパルスをト
リガフリップフロップ８６に提供し、このトリガフリッ
プフロップ８６は１／２ＰＳＫレートでその出力信号の
交互的に起こる遷移をカウント入力（ＣＩ）として列当
り記号カウンタ８５に提供するための周波数分割器の役
割をする。デコーダ８７は全カウント（列当り記号カウ
ントが“０”で始まるとするとき５２５）に至る記号／
列カウントを復号してデータカウンタ入力（ＣＩ）信号
として“１”をデータ列カウンタ８４に提供する。デコ
ーダ８７の出力信号は第１入力信号として２入力ＯＲゲ
ート８８に供給されるが、このＯＲゲート８８はデコー
ダ８７から“１”に応答して記号／列カウントをその初
期値にリセットさせるための列当り記号カウンタ８５に
リセット（Ｒ）信号として“１”を提供する。
【００６７】ＯＲゲート８８に印加される第２入力信号
とデータ行カウンタ８４に印加されるリセット（Ｒ）信
号は３入力ＡＮＤゲート８９からの出力応答によって提
供され、この応答が“１”のとき記号／列カウントとデ
ータ行カウントはそれぞれの初期値にリセットされる。
デコーダ２６０はデータ行カウントがデータフレームの
最終行に至るとき、そしてそのようなときにのみ論理
“１”をＡＮＤゲート８９の第１入力として供給し、そ
うでない場合はデコーダ２６０はその出力信号として論
理“０”をＡＮＤゲート８９に供給する（デコーダ２６
０は部分応答フィルタ１６０が送信機１に使用されてデ
ータ行カウントがデータフレームの最終行に至るとき、
そしてそのようなときにのみ論理“１”を供給するよう
にデコーダ２７が設計されるとき、図６のデコーダ２７
となり得る）。データ行の最終記号デコーダ３３からの
出力信号とデータフレームカウンタ２３からのモジュロ
２データフレームカウントは３つの入力信号のうち、残
りの２つの入力としてＡＮＤゲート８８に印加される。
ＡＮＤゲート８８の出力応答はＲＡＭ８１と８２のうち
の選択された一つがデータ行ずつフレーム蓄積メモリ２
１に読出されるとき偶数フレームに至る直前に最終デー
タ行の最終記号が奇数フレームに至るときにのみ“１”
である。
とデータ行カウンタ８４に印加されるリセット（Ｒ）信
号は３入力ＡＮＤゲート８９からの出力応答によって提
供され、この応答が“１”のとき記号／列カウントとデ
ータ行カウントはそれぞれの初期値にリセットされる。
デコーダ２６０はデータ行カウントがデータフレームの
最終行に至るとき、そしてそのようなときにのみ論理
“１”をＡＮＤゲート８９の第１入力として供給し、そ
うでない場合はデコーダ２６０はその出力信号として論
理“０”をＡＮＤゲート８９に供給する（デコーダ２６
０は部分応答フィルタ１６０が送信機１に使用されてデ
ータ行カウントがデータフレームの最終行に至るとき、
そしてそのようなときにのみ論理“１”を供給するよう
にデコーダ２７が設計されるとき、図６のデコーダ２７
となり得る）。データ行の最終記号デコーダ３３からの
出力信号とデータフレームカウンタ２３からのモジュロ
２データフレームカウントは３つの入力信号のうち、残
りの２つの入力としてＡＮＤゲート８８に印加される。
ＡＮＤゲート８８の出力応答はＲＡＭ８１と８２のうち
の選択された一つがデータ行ずつフレーム蓄積メモリ２
１に読出されるとき偶数フレームに至る直前に最終デー
タ行の最終記号が奇数フレームに至るときにのみ“１”
である。
【００６８】“１”であるフレーム対カウンタ８０から
のモジュロ２データフレーム対カウントは、アドレスマ
ルチプレクサ８３がＲＡＭ８１に読出しアドレシングを
選択し、ＲＡＭ８２に書込みアドレシングを選択せしめ
る。“１”であるデータフレーム対カウント８０からの
モジュロ２データフレーム対カウントはＲＡＭ８１がデ
ータ行ずつフレーム蓄積メモリ２１に読出されるように
し、“０”であるそのカウントの“１”の補数はＲＡＭ
８２が誤り訂正符号器１４からデータ列ずつ書込まれる
ようにする。
のモジュロ２データフレーム対カウントは、アドレスマ
ルチプレクサ８３がＲＡＭ８１に読出しアドレシングを
選択し、ＲＡＭ８２に書込みアドレシングを選択せしめ
る。“１”であるデータフレーム対カウント８０からの
モジュロ２データフレーム対カウントはＲＡＭ８１がデ
ータ行ずつフレーム蓄積メモリ２１に読出されるように
し、“０”であるそのカウントの“１”の補数はＲＡＭ
８２が誤り訂正符号器１４からデータ列ずつ書込まれる
ようにする。
【００６９】“０”であるデータフレーム対カウンタ８
０からのモジュロ２データフレーム対カウントはアドレ
スマルチプレクサ８３がＲＡＭ８２に読出しアドレシン
グを選択し、ＲＡＭ８１に書込みアドレシングを選択せ
しめる。“０”となるデータフレーム対カウント８０か
らのモジュロ２データフレーム対カウントはＲＡＭ８２
がフレーム蓄積メモリ２１にデータ行ずつ読出されるよ
うにし、“１”であるそのカウントの“１”の補数はＲ
ＡＭ８１を誤り訂正符号器１４からデータ列ずつ書込ま
れるようにする。
０からのモジュロ２データフレーム対カウントはアドレ
スマルチプレクサ８３がＲＡＭ８２に読出しアドレシン
グを選択し、ＲＡＭ８１に書込みアドレシングを選択せ
しめる。“０”となるデータフレーム対カウント８０か
らのモジュロ２データフレーム対カウントはＲＡＭ８２
がフレーム蓄積メモリ２１にデータ行ずつ読出されるよ
うにし、“１”であるそのカウントの“１”の補数はＲ
ＡＭ８１を誤り訂正符号器１４からデータ列ずつ書込ま
れるようにする。
【００７０】図１４は、図７または図８に示されたレー
トバッファ７７が記号決定回路７５あるいは７６から提
供される変形されたリード・ソロモン符号化に対するデ
インタリーバとして使用されるとき、それが取れる一つ
の形態を示すものである。データフレーム対カウンタ９
０はそのカウンタ入力（ＣＩ）信号としてデータフレー
ムカウンタ７０から供給されるキャリアウト（ＣＯ）信
号を受信する。データフレーム対カウンタ９０は誤り訂
正符号化に対するデインタリーバとして動作される２つ
のデータフレーム蓄積ＲＡＭ９１及び９２の交互に起こ
る書込みと読出しを制御する。ＲＡＭ９１及び９２は交
互の偶数のフレームの間にのみ書込まれる。ＲＡＭ９１
及び９２を書込むためのデータはＰＳＫレートで記号決
定回路７５あるいは７６から供給され、アドレス走査は
行と行当り記号によって遂行される。ここで参照される
行当り“記号”は符号化の面で考慮される変形されたリ
ード・ソロモン符号と関係ある２N ビット記号でなく、
ＰＳＫ記号あるいはビットである。ＲＡＭ９１と９２の
それぞれは交互のフレーム対区間に１／２ＰＳＫレート
でフレーム蓄積メモリ２１に読出される。
トバッファ７７が記号決定回路７５あるいは７６から提
供される変形されたリード・ソロモン符号化に対するデ
インタリーバとして使用されるとき、それが取れる一つ
の形態を示すものである。データフレーム対カウンタ９
０はそのカウンタ入力（ＣＩ）信号としてデータフレー
ムカウンタ７０から供給されるキャリアウト（ＣＯ）信
号を受信する。データフレーム対カウンタ９０は誤り訂
正符号化に対するデインタリーバとして動作される２つ
のデータフレーム蓄積ＲＡＭ９１及び９２の交互に起こ
る書込みと読出しを制御する。ＲＡＭ９１及び９２は交
互の偶数のフレームの間にのみ書込まれる。ＲＡＭ９１
及び９２を書込むためのデータはＰＳＫレートで記号決
定回路７５あるいは７６から供給され、アドレス走査は
行と行当り記号によって遂行される。ここで参照される
行当り“記号”は符号化の面で考慮される変形されたリ
ード・ソロモン符号と関係ある２N ビット記号でなく、
ＰＳＫ記号あるいはビットである。ＲＡＭ９１と９２の
それぞれは交互のフレーム対区間に１／２ＰＳＫレート
でフレーム蓄積メモリ２１に読出される。
【００７１】アドレスマルチプレクサ９３はデータ行カ
ウンタ７１からデータ行カウントを、そして記号（すな
わち、行当り記号）カウンタ５２から記号／行カウント
を書込みアドレシングに受信する。また、アドレスマル
チプレクサ９３はデータ行カウンタ９４からデータ列カ
ウントを、そして列当り記号カウンタ９５から記号／列
カウントを読出しアドレシングに受信する。０−交差検
出器５３はＰＳＫレートでのトリガパルスをトリガフリ
ップフロップ９６に提供し、このフリップフロップ９６
は１／２ＰＳＫレートでその出力信号の交互に起こる遷
移をカウント入力（ＣＩ）として列当り記号カウンタ９
５に供給するための周波数分割器の役割をする。デコー
ダ９７は全カウント（列当り記号が“１”で始まるとす
るとき５２５）に至る記号／列カウントを復号してカウ
ント入力（ＣＩ）信号として“１”をデータ列カウンタ
９４に提供する。デコーダ９７の出力信号は第１入力信
号として２入力ＯＲゲート９８に供給され、このＯＲゲ
ート９８はデコーダ９７から“１”に応答して記号／列
カウントをその初期値にリセットさせるための列当り記
号カウンタ９５にリセット（Ｒ）信号として“１”を提
供する。
ウンタ７１からデータ行カウントを、そして記号（すな
わち、行当り記号）カウンタ５２から記号／行カウント
を書込みアドレシングに受信する。また、アドレスマル
チプレクサ９３はデータ行カウンタ９４からデータ列カ
ウントを、そして列当り記号カウンタ９５から記号／列
カウントを読出しアドレシングに受信する。０−交差検
出器５３はＰＳＫレートでのトリガパルスをトリガフリ
ップフロップ９６に提供し、このフリップフロップ９６
は１／２ＰＳＫレートでその出力信号の交互に起こる遷
移をカウント入力（ＣＩ）として列当り記号カウンタ９
５に供給するための周波数分割器の役割をする。デコー
ダ９７は全カウント（列当り記号が“１”で始まるとす
るとき５２５）に至る記号／列カウントを復号してカウ
ント入力（ＣＩ）信号として“１”をデータ列カウンタ
９４に提供する。デコーダ９７の出力信号は第１入力信
号として２入力ＯＲゲート９８に供給され、このＯＲゲ
ート９８はデコーダ９７から“１”に応答して記号／列
カウントをその初期値にリセットさせるための列当り記
号カウンタ９５にリセット（Ｒ）信号として“１”を提
供する。
【００７２】ＯＲゲート９８に印加される第２入力信号
とデータ列カウンタ９４に印加されるリセット（Ｒ）信
号は３入力ＡＮＤゲート９９からの出力応答によって提
供され、この応答が“１”のとき記号／列カウントとデ
ータ列カウントはそれぞれの初期値にリセットされる。
データ行カウントがデータフレームの最終行に至ると
き、そしてそのようなときにのみデコーダ６１は論理
“１”をＡＮＤゲート９９の第１入力に供給し、デコー
ダ６１は出力信号として論理“０”をＡＮＤゲート９９
に供給する。データ行の最終記号デコーダ３３からの出
力信号とデータフレームカウンタ７０からのモジュロ２
データフレームカウントは３つの入力信号の残りの２入
力としてＡＮＤゲート９９に印加される。ＲＡＭ９１と
９２のうちの選択された一つが記号決定回路７５あるい
は７６からデータ行ずつ書込まれるとき、偶数フレーム
に至る直前に最終データ行の最終記号が奇数フレームに
至るときにのみＡＮＤゲート９８の出力応答は“１”で
ある。
とデータ列カウンタ９４に印加されるリセット（Ｒ）信
号は３入力ＡＮＤゲート９９からの出力応答によって提
供され、この応答が“１”のとき記号／列カウントとデ
ータ列カウントはそれぞれの初期値にリセットされる。
データ行カウントがデータフレームの最終行に至ると
き、そしてそのようなときにのみデコーダ６１は論理
“１”をＡＮＤゲート９９の第１入力に供給し、デコー
ダ６１は出力信号として論理“０”をＡＮＤゲート９９
に供給する。データ行の最終記号デコーダ３３からの出
力信号とデータフレームカウンタ７０からのモジュロ２
データフレームカウントは３つの入力信号の残りの２入
力としてＡＮＤゲート９９に印加される。ＲＡＭ９１と
９２のうちの選択された一つが記号決定回路７５あるい
は７６からデータ行ずつ書込まれるとき、偶数フレーム
に至る直前に最終データ行の最終記号が奇数フレームに
至るときにのみＡＮＤゲート９８の出力応答は“１”で
ある。
【００７３】“１”であるデータフレーム対カウンタ９
０からのモジュロ２データフレーム対カウントはアドレ
スマルチプレクサ９３がＲＡＭ９１に読出しアドレシン
グを選択し、ＲＡＭ９２に書込みアドレシングを選択さ
せる。“１”であるデータフレーム対カウンタ９０から
のデータフレーム対カウントはＲＡＭ９１が誤り訂正デ
コーダ７８にデータ列ずつ読出されるようにする。
０からのモジュロ２データフレーム対カウントはアドレ
スマルチプレクサ９３がＲＡＭ９１に読出しアドレシン
グを選択し、ＲＡＭ９２に書込みアドレシングを選択さ
せる。“１”であるデータフレーム対カウンタ９０から
のデータフレーム対カウントはＲＡＭ９１が誤り訂正デ
コーダ７８にデータ列ずつ読出されるようにする。
【００７４】“０”であるカウンタ７０と９０からのデ
ータフレームカウントとデータフレーム対カウントの
“１”の補数に応答し、２入力ＡＮＤゲート１０１は書
込みエネーブル（ＷＥ）信号として“１”をＲＡＭ９２
に選択的に供給する。このＷＥ信号は記号決定回路７５
あるいは７６からデータ行ずつ書込まれるようにＲＡＭ
９２をエネーブルさせる。
ータフレームカウントとデータフレーム対カウントの
“１”の補数に応答し、２入力ＡＮＤゲート１０１は書
込みエネーブル（ＷＥ）信号として“１”をＲＡＭ９２
に選択的に供給する。このＷＥ信号は記号決定回路７５
あるいは７６からデータ行ずつ書込まれるようにＲＡＭ
９２をエネーブルさせる。
【００７５】“０”となるデータフレーム対カウンタ９
０からのモジュロ２データフレーム対カウントはアドレ
スマルチプレクサ９３がＲＡＭ９２に読出しアドレシン
グを選択し、ＲＡＭ９１に書込みアドレシングを選択せ
しめる。“０”となるデータフレーム対カウンタ９０か
らのデータフレーム対カウントはＲＡＭ９２が誤り訂正
デコーダ７８にデータ列ずつ読出されるようにする。
“０”であるデータフレームカウントと“１”となるカ
ウンタ９０からのデータフレーム対カウントの“１”の
補数に応答して２入力ＡＮＤゲート１０２は書込みエネ
ーブル（ＷＥ）信号として“１”をＲＡＭ９１に選択的
に供給する。このＷＥ信号は記号決定回路７５あるいは
７６からデータ行ずつ書込まれるようにＲＡＭ９１をエ
ネーブルさせる。
０からのモジュロ２データフレーム対カウントはアドレ
スマルチプレクサ９３がＲＡＭ９２に読出しアドレシン
グを選択し、ＲＡＭ９１に書込みアドレシングを選択せ
しめる。“０”となるデータフレーム対カウンタ９０か
らのデータフレーム対カウントはＲＡＭ９２が誤り訂正
デコーダ７８にデータ列ずつ読出されるようにする。
“０”であるデータフレームカウントと“１”となるカ
ウンタ９０からのデータフレーム対カウントの“１”の
補数に応答して２入力ＡＮＤゲート１０２は書込みエネ
ーブル（ＷＥ）信号として“１”をＲＡＭ９１に選択的
に供給する。このＷＥ信号は記号決定回路７５あるいは
７６からデータ行ずつ書込まれるようにＲＡＭ９１をエ
ネーブルさせる。
【００７６】対になるフレームのフレームコームフィル
タリングから生じる非有効信号の交互のフレームが消滅
されるとき、残るギャップを埋めることができるように
ディジタル信号受信機４１と７９で行われるレートバッ
ファリングはフレームコームフィルタ応答リングの次
に、しかし記号決定回路の前に発生することもできる。
しかし、フレーム蓄積メモリは多くのビット深さよりは
１ビットの深さのみを必要とするので、レートバッファ
リングは記号決定後にするのが望ましい。誤り訂正デコ
ーディング前にデインタリービングと共にレートバッフ
ァリングを遂行することは、レートバッファリングに対
する別途のフレーム蓄積メモリを必要としないので望ま
しい。もし、フレーム蓄積メモリがシフトレジスタによ
って供給される読出し専用ポートを有する二重ポートＲ
ＡＭで、その直列段が読出し／書込みポートを通じてア
クセスされるＲＡＭ領域から一度に１行ずつ並列にロー
ディングされることが可能であれば、レートバッファリ
ングがデインタリービングから分離して遂行される場合
にレートバッファリングはただ一つのフレーム蓄積メモ
リをもって行われ得る。
タリングから生じる非有効信号の交互のフレームが消滅
されるとき、残るギャップを埋めることができるように
ディジタル信号受信機４１と７９で行われるレートバッ
ファリングはフレームコームフィルタ応答リングの次
に、しかし記号決定回路の前に発生することもできる。
しかし、フレーム蓄積メモリは多くのビット深さよりは
１ビットの深さのみを必要とするので、レートバッファ
リングは記号決定後にするのが望ましい。誤り訂正デコ
ーディング前にデインタリービングと共にレートバッフ
ァリングを遂行することは、レートバッファリングに対
する別途のフレーム蓄積メモリを必要としないので望ま
しい。もし、フレーム蓄積メモリがシフトレジスタによ
って供給される読出し専用ポートを有する二重ポートＲ
ＡＭで、その直列段が読出し／書込みポートを通じてア
クセスされるＲＡＭ領域から一度に１行ずつ並列にロー
ディングされることが可能であれば、レートバッファリ
ングがデインタリービングから分離して遂行される場合
にレートバッファリングはただ一つのフレーム蓄積メモ
リをもって行われ得る。
【００７７】本明細書に述べてきたデータ伝送構造は単
一の相当に広い帯域のデータ伝送チャネルに対して提供
されているが、多様な形態の時分割マルチプレクス構造
を使用するこの単一データ伝送チャネルを通じて多様な
異なるサービスが提供され得る。例えば、データはデー
タサービスの本質とデータサービスの根源地（ｏｒｉｇ
ｉｎａｔｏｒ）を示すヘッダ情報が提供するそれぞれの
連続するパケットを有するパケットに伝送されることが
できる。ＴＶ放送装置や有線放送装置は多様なデータサ
ービスの根源地となり得る。両方向データ伝送構造にお
いて、この根源地を確認させるパケットヘッディングは
有線放送システムで電話連結または専用チャネルのよう
な適当なデータ復帰チャネルを選択するのに使用され得
る。
一の相当に広い帯域のデータ伝送チャネルに対して提供
されているが、多様な形態の時分割マルチプレクス構造
を使用するこの単一データ伝送チャネルを通じて多様な
異なるサービスが提供され得る。例えば、データはデー
タサービスの本質とデータサービスの根源地（ｏｒｉｇ
ｉｎａｔｏｒ）を示すヘッダ情報が提供するそれぞれの
連続するパケットを有するパケットに伝送されることが
できる。ＴＶ放送装置や有線放送装置は多様なデータサ
ービスの根源地となり得る。両方向データ伝送構造にお
いて、この根源地を確認させるパケットヘッディングは
有線放送システムで電話連結または専用チャネルのよう
な適当なデータ復帰チャネルを選択するのに使用され得
る。
【００７８】以上に一般に望ましい発明の実施例を説明
したが、通信システム及び送受信機設計に通常の知識を
有する者なら本発明の基本定義を外れない範囲内で各種
の変化と変形が可能であることは明らかに分かることで
ある。そして、これは特許請求の範囲の設計の際に銘じ
なければならない。本発明の望ましくない実施例の変形
された送信機を提供する図１の送信機１の一つの変形
は、フレーム対となる回路１５からの出力信号が部分応
答フィルタ１６によってフィルタリングされるよりは直
接ＤＡＣ１７に印加されるものである。そうして変形さ
れた送信機は本発明の望ましくない実施例である図７の
ディジタル信号受信機の変形された受信機のように使用
される。すなわち、図７のディジタル信号受信機４１は
高域ラインコームフィルタ５９をなくして整合フィルタ
５８の応答をＡＤＣ６５に直接印加させ、絶対値回路７
５１と記号決定回路７５をなくして高域フレームコーム
フィルタ７２の応答の符号ビットがレートバッファ７７
に直接印加されるように変形されるように変形される。
したが、通信システム及び送受信機設計に通常の知識を
有する者なら本発明の基本定義を外れない範囲内で各種
の変化と変形が可能であることは明らかに分かることで
ある。そして、これは特許請求の範囲の設計の際に銘じ
なければならない。本発明の望ましくない実施例の変形
された送信機を提供する図１の送信機１の一つの変形
は、フレーム対となる回路１５からの出力信号が部分応
答フィルタ１６によってフィルタリングされるよりは直
接ＤＡＣ１７に印加されるものである。そうして変形さ
れた送信機は本発明の望ましくない実施例である図７の
ディジタル信号受信機の変形された受信機のように使用
される。すなわち、図７のディジタル信号受信機４１は
高域ラインコームフィルタ５９をなくして整合フィルタ
５８の応答をＡＤＣ６５に直接印加させ、絶対値回路７
５１と記号決定回路７５をなくして高域フレームコーム
フィルタ７２の応答の符号ビットがレートバッファ７７
に直接印加されるように変形されるように変形される。
【００７９】本発明を実現する他のディジタル信号受信
機において、ライン及びフレームコームフィルタは、そ
の例として全的にアナログ構造で、あるいは他の例とし
て全的にディジタル構造で実現されることが可能で、そ
れら従属接続の順序は変更され得る。本発明者と同僚の
“Ｔｈｏｍａｓ Ｖｉｎｃｅｎｔ Ｂｏｌｇｅｒ”は全
的にディジタル構造で実現された従属接続のライン及び
フレームコームフィルタの前にオーバーサンプリングア
ナログ−ディジタル変換器の使用を提案してきた。
機において、ライン及びフレームコームフィルタは、そ
の例として全的にアナログ構造で、あるいは他の例とし
て全的にディジタル構造で実現されることが可能で、そ
れら従属接続の順序は変更され得る。本発明者と同僚の
“Ｔｈｏｍａｓ Ｖｉｎｃｅｎｔ Ｂｏｌｇｅｒ”は全
的にディジタル構造で実現された従属接続のライン及び
フレームコームフィルタの前にオーバーサンプリングア
ナログ−ディジタル変換器の使用を提案してきた。
【００８０】図２〜図５に示した部分応答フィルタリン
グは、ディジタル信号受信機でサンプルのライン対ライ
ン相関に基づいた複合映像信号を交互に判別する高域コ
ームフィルタリングが遂行されると推定して行われる。
また、部分応答フィルタリングは並んでいるサンプルの
相関に基づいた複合映像信号を判別する高域コームフィ
ルタが遂行されると推定されるとき行われ得る。しか
し、追加の部分応答フィルタリングは記号決定に関わる
比較器範囲の数を望ましくないように増加させ、これは
記号決定の正確度を減少させ、ビット誤り確率を増加さ
せる傾向がある。直角位相映像検出器応答で複合映像信
号の並んでいるサンプルの相関は検出器が７５０ｋＨｚ
以下の輝度周波数に敏感せず、0.75〜1.25ｋＨｚの輝度
周波数で減少した感度を有するので、既に相当に減少す
る。そこで、ジャミング信号として減少する輝度信号の
ために減少するビット誤り確率は記号決定に関わるより
大きい数の比較器範囲によって増加するビット誤りの確
率によって補完される。また、相互に対角線に移動され
るサンプルの相関に基づいた複合映像信号を判別する高
域コームフィルタリングが行われると仮定して付加の部
分応答フィルタリングが遂行可能である。
グは、ディジタル信号受信機でサンプルのライン対ライ
ン相関に基づいた複合映像信号を交互に判別する高域コ
ームフィルタリングが遂行されると推定して行われる。
また、部分応答フィルタリングは並んでいるサンプルの
相関に基づいた複合映像信号を判別する高域コームフィ
ルタが遂行されると推定されるとき行われ得る。しか
し、追加の部分応答フィルタリングは記号決定に関わる
比較器範囲の数を望ましくないように増加させ、これは
記号決定の正確度を減少させ、ビット誤り確率を増加さ
せる傾向がある。直角位相映像検出器応答で複合映像信
号の並んでいるサンプルの相関は検出器が７５０ｋＨｚ
以下の輝度周波数に敏感せず、0.75〜1.25ｋＨｚの輝度
周波数で減少した感度を有するので、既に相当に減少す
る。そこで、ジャミング信号として減少する輝度信号の
ために減少するビット誤り確率は記号決定に関わるより
大きい数の比較器範囲によって増加するビット誤りの確
率によって補完される。また、相互に対角線に移動され
るサンプルの相関に基づいた複合映像信号を判別する高
域コームフィルタリングが行われると仮定して付加の部
分応答フィルタリングが遂行可能である。
【００８１】本発明者は米国特許出願第０８／１０８，
３１１号に開示されているデータ伝送構造が部分応答フ
ィルタリングを含まれるように変更されるので、輝度信
号からデータを分離するために高域ラインコームフィル
タリングを使用し、色度信号からデータを分離するため
に低域ラインコームフィルタリングを使用してデータ及
び複合映像信号が相互によく分離されることを指摘す
る。
３１１号に開示されているデータ伝送構造が部分応答フ
ィルタリングを含まれるように変更されるので、輝度信
号からデータを分離するために高域ラインコームフィル
タリングを使用し、色度信号からデータを分離するため
に低域ラインコームフィルタリングを使用してデータ及
び複合映像信号が相互によく分離されることを指摘す
る。
【図１】図１は本発明による内部にのせられているディ
ジタル信号を有するＴＶ信号を伝送するためのＴＶ送信
機の全体的な概略図。
ジタル信号を有するＴＶ信号を伝送するためのＴＶ送信
機の全体的な概略図。
【図２】図１のＴＶ送信機に使用され得る部分応答フィ
ルタの概略図。
ルタの概略図。
【図３】図１のＴＶ送信機に使用され得る部分応答フィ
ルタの概略図。
ルタの概略図。
【図４】図１のＴＶ送信機に使用され得る部分応答フィ
ルタの概略図。
ルタの概略図。
【図５】図１のＴＶ送信機に使用され得る部分応答フィ
ルタの概略図。
ルタの概略図。
【図６】抑圧直角位相映像搬送波を変調する位相偏移キ
ーイング信号が発生されるディジタルデータをディジタ
ル的にフィルタリングするのに使用される図１のＴＶ送
信機の一部を詳細に示す概略図。
ーイング信号が発生されるディジタルデータをディジタ
ル的にフィルタリングするのに使用される図１のＴＶ送
信機の一部を詳細に示す概略図。
【図７】本発明による内部にのせられるディジタル信号
を有するＴＶ信号を受信し、そののせられているディジ
タル信号を抽出するためのディジタル信号受信機の概略
図。
を有するＴＶ信号を受信し、そののせられているディジ
タル信号を抽出するためのディジタル信号受信機の概略
図。
【図８】本発明による内部にのせられるディジタル信号
を有するＴＶ信号を受信し、そののせられているディジ
タル信号を抽出するためのディジタル信号受信機の概略
図。
を有するＴＶ信号を受信し、そののせられているディジ
タル信号を抽出するためのディジタル信号受信機の概略
図。
【図９】図７のディジタル信号受信機が取れるコームフ
ィルタリングの相互に異なる形態のうちの一つを詳細に
示す概略図。
ィルタリングの相互に異なる形態のうちの一つを詳細に
示す概略図。
【図１０】図７のディジタル信号受信機が取れるコーム
フィルタリングの相互に異なる形態のうちの一つを詳細
に示す概略図。
フィルタリングの相互に異なる形態のうちの一つを詳細
に示す概略図。
【図１１】図８のディジタル信号受信機が取れるコーム
フィルタリングの相互に異なる形態のうちの一つを詳細
に示す概略図。
フィルタリングの相互に異なる形態のうちの一つを詳細
に示す概略図。
【図１２】図８のディジタル信号受信機が取れるコーム
フィルタリングの相互に異なる形態のうちの一つを詳細
に示す概略図。
フィルタリングの相互に異なる形態のうちの一つを詳細
に示す概略図。
【図１３】図６に示す図１のＴＶ送信機の一部に使用可
能であり、インタリーバとして動作されるレートバッフ
ァの概略図。
能であり、インタリーバとして動作されるレートバッフ
ァの概略図。
【図１４】図７あるいは図８のディジタル信号受信機に
使用可能であり、デインタリーバとして動作されるレー
トバッファの概略図。
使用可能であり、デインタリーバとして動作されるレー
トバッファの概略図。
２ アナログ音声源 ３ 音声処理回路 ４ 音声搬送波送信機 ５ 周波数マルチプレクサ ７ アナログ複合映像源 ８ 画像搬送波送信機 ９ 位置同期信号発生器 １１ 時分割マルチプレクサ １２ ＡＭ送信機 １３ 直列ビットディジタルデータ源 １４ 訂正符号器 １５ フレームレピータ １６ 部分応答フィルタ １７ ＤＡＣ １８ 遷移整形フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｎ 7/081 7/24
Claims (41)
- 【請求項１】 ディジタル情報を複合映像信号と共に伝
送するためのシステムにおいて、 音声信号源と、 それぞれ内部に挿入された水平及び垂直同期パルスを有
する前記複合映像信号の所定個数の水平走査線からなっ
ており、所定の映像フレームレートを有する連続する映
像フレームで、前記連続する映像フレームの所定の水平
走査線レートを有する連続する水平走査線を示す複合映
像信号源と、 前記ディジタル情報を符号化する２進位相偏移キーイン
グ信号源と、 前記音声信号により音声搬送波の周波数を変調してそれ
ぞれの出力信号を発生させる周波数変調送信機と、 前記複合映像信号により映像搬送波の振幅を変調し、そ
れぞれの出力信号を発生させる第１残留側波帯振幅変調
送信機と、 前記２進位相偏移キーイング信号により抑圧搬送波の振
幅を変調してそれぞれの出力信号を発生させる第２残留
側波帯振幅変調送信機と、 前記抑圧搬送波が前記映像搬送波と直角位相になるよう
に、前記第１及び第２残留側波帯振幅変調送信機のそれ
ぞれの出力信号を前記周波数変調送信機の出力信号と結
合させるための周波数マルチプレクサとを備えることを
特徴とするシステム。 - 【請求項２】 前記２進位相偏移キーイング信号源は、 前記所定の水平走査線レートの倍数であるビットレート
で供給される直列ビットディジタル情報源と、 前記直列ビットディジタル情報源からの第１入力接続
と、第２入力接続と、排他的論理和（ＸＯＲ）ゲート応
答が提供される出力接続とを有する２入力ＸＯＲゲート
と、 前記ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と前記ＸＯ
Ｒゲートの第２入力接続への出力接続を有し、前記ＸＯ
Ｒゲートの第２入力接続に印加される前記ＸＯＲゲート
応答を前記所定の水平走査線レートを有する水平走査線
の接続時間１−Ｈに相応する時間間隔の間遅延する１−
Ｈ遅延線と、 前記ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と前記２進
位相偏移キーイング信号を供給する出力接続とを有する
ディジタル−アナログ変換器とを備えることを特徴とす
る請求項１記載のシステム。 - 【請求項３】 前記２進位相偏移キーイング信号源は、 前記所定の水平走査線レートの倍数であるビットレート
で供給される直列ビットディジタル情報源と、 前記直列ビットディジタル情報源からの各第１入力接続
と、各第２入力接続と、第１ＸＯＲゲート応答が提供さ
れる各出力接続を有する第１の２入力ＸＯＲゲートと、 前記第１ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と前記
第１ＸＯＲゲートの第２入力接続への出力接続を有し、
前記第１ＸＯＲゲートの第２入力接続に印加される前記
第１ＸＯＲゲート応答を前記所定の水平走査線レートを
有する水平走査線の持続時間１−Ｈに相応する時間間隔
の間遅延する第１の１−Ｈ遅延線と、 前記第１ＸＯＲゲートの出力接続からの各第１入力接続
と、各第２入力接続と、第２ＸＯＲゲート応答が提供さ
れる各出力接続とを有する第２の２入力ＸＯＲゲート
と、 前記第２ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と前記
第２ＸＯＲゲートの第２入力接続への出力接続とを有
し、前記第２ＸＯＲゲートの第２入力接続に印加される
前記第２ＸＯＲゲート応答を前記所定の水平走査線レー
トを有する水平走査線の持続時間１−Ｈに相応する時間
間隔の間遅延する第２の１−Ｈ遅延線と、 前記第２ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と、前
記第２進位相偏移キーイング信号を供給する出力接続と
を有するディジタル−アナログ変換器とを備えることを
特徴とする請求項１記載のシステム。 - 【請求項４】 前記２進位相偏移キーイング信号源は、 書込み入力接続、書込みエネーブル入力接続、読出し出
力接続、読出しエネーブル入力接続、列アドレス入力バ
ス、及び行アドレス入力バスを備えており、前記複合映
像信号の前記所定個数の水平走査線と実際に同一でデー
タフレームで構成され、各行には同一の数のビットがあ
る所定数のビット行を一時的に貯蔵するためのディジタ
ルフレーム蓄積メモリと、 前記所定の水平走査線レートの倍数で、前記水平同期パ
ルスにより周波数と位相が同期する発振を提供する制御
発振器と、 前記水平同期パルスそれぞれに応答して、前記ディジタ
ルフレーム蓄積メモリの列アドレス入力バスに供給され
る記号カウントをそれに対する所定の基本カウント値に
リセットさせ、前記所定の水平走査線レートの前記倍数
の前記制御発振器モジュロの発振を計数するための記号
カウンタと、 前記複合映像信号の各映像フレームでの所定時間を検出
してデータフレーム終端パルスを出力する検出器と、 前記データフレーム終端パルスそれぞれに応答し、前記
ディジタルフレーム蓄積メモリの行アドレス入力バスに
供給されるデータ行カウントをそれに対する所定の基本
カウント値にリセットさせ、前記水平同期パルスをモジ
ュロに計数して前記映像フレームのそれぞれにある前記
複合映像信号の前記所定個数の水平走査線のデータ行カ
ウントモジュロを出力するデータ行カウンタと、 前記データフレーム終端パルスを計数し、第１及び第２
状態を交互に有するモジュロ２データフレームカウント
信号を出力するデータフレームカウンタと、 ディジタル情報を受信するための入力接続と、前記ディ
ジタルフレーム蓄積メモリの書込み入力接続への出力接
続を有するレートバッファと、 書込みエネーブル信号を前記ディジタルフレーム蓄積メ
モリの書込みエネーブル入力接続に供給するために、前
記モジュロ２データフレームカウント信号の前記第１状
態に応答し、読出し書込み反復動作を遂行するように読
出しエネーブル及び書込みエネーブル信号を前記ディジ
タルフレーム蓄積メモリの読出しエネーブル入力接続及
び書込みエネーブル入力接続にそれぞれ供給するため
に、前記モジュロ２データフレームカウント信号の前記
第２状態に応答し、前記読出し書込み反復動作時に前記
ディジタルフレーム蓄積メモリの書込み入力接続にビッ
トを供給できるように前記レートバッファを制御するフ
レーム蓄積パッキング制御回路と、 入力接続と前記２進位相偏移キーイング信号を供給する
出力接続を有するディジタル−アナログ変換器と、 前記モジュロ２データフレームのカウント信号が“１”
のときのデータフレームの間に第１極性値を、そして前
記モジュロ２データフレームのカウント信号が“０”の
ときのデータフレームの間に第１極性と反対の第２極性
値を有することにおいて、前記ディジタルフレーム蓄積
メモリの読出し出力接続からの読出し信号に対する応答
を前記ディジタル−アナログ変換器の入力接続に印加す
るための手段とを備えることを特徴とする請求項１記載
のシステム。 - 【請求項５】 前記レートバッファはインタリーバで動
作され、 前記所定の水平走査線レートの倍数であるビットレート
で供給される直列ビットディジタル情報を発生させる直
列ビットディジタル情報源と、 前記直列ビットディジタル情報源から供給される前記直
列ビットディジタル情報を受信するための入力接続と、
前記レートバッファの入力接続への出力接続とを有する
誤り訂正符号器とをさらに備えることを特徴とする請求
項４記載のシステム。 - 【請求項６】 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読
出し出力接続からの読出し信号に対する応答を前記ディ
ジタル−アナログ変換器の入力接続に印加するための手
段は、 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読出し出力接続か
らの各第１入力接続と、各第２入力接続と、前記ディジ
タル−アナログ変換器の入力接続に印加させるためにＸ
ＯＲゲート応答を供給するための各出力接続とを有する
２入力ＸＯＲゲートと、 前記ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と前記ＸＯ
Ｒゲートの第２入力接続への出力接続を有し、前記ＸＯ
Ｒゲートの第２入力接続に印加される前記ＸＯＲゲート
応答を前記所定の水平走査線レートを有する水平走査線
の持続時間１−Ｈに相応する時間間隔の間遅延する１−
Ｈ遅延線とを備える部分応答フィルタであることを特徴
とする請求項５記載のシステム。 - 【請求項７】 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読
出し出力接続からの読出し信号への応答に対する前記デ
ィジタル−アナログ変換器の入力接続に印加する手段
は、 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読出し出力接続か
らの各第１入力接続と、各第２入力接続と、第１ＸＯＲ
ゲート応答を供給するための各出力接続とを有する第１
の２入力ＸＯＲゲートと、 前記第１ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と前記
第１ＸＯＲゲートの第２入力接続への出力接続を有し、
前記第１ＸＯＲゲートの第２入力接続に印加される前記
第１ＸＯＲゲート応答を前記所定の水平走査線レートを
有する水平走査線の持続時間１−Ｈに相応する時間間隔
の間遅延する第１の１−Ｈ遅延線と、 前記第１ＸＯＲゲートの出力接続からの各第１入力接続
と、各第２入力接続と、第２ＸＯＲゲート応答を前記デ
ィジタル−アナログ変換器の入力接続に供給するための
各出力接続とを有する第２の２入力ＸＯＲゲートと、 前記第２ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と前記
第２ＸＯＲゲートの第２入力接続への出力接続を有し、
前記第２ＸＯＲゲートの第２入力接続に印加される前記
第２ＸＯＲゲート応答を持続時間１−Ｈに相応する時間
間隔の間遅延する第２の１−Ｈ遅延線とを備える部分応
答フィルタであることを特徴とする請求項５記載のシス
テム。 - 【請求項８】 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読
出し出力接続からの読出し信号への応答に対する前記デ
ィジタル−アナログ変換器の入力接続に印加するための
手段は、 前記データフレーム内で前記データ行カウントがデータ
の最終行に至ることを示す値を有するときを検出して最
終行表示を発生させ、そうでない場合は非最終行表示
（ｎｏｎ−ｆｉｎａｌ ｒｏｗ ｉｎｄｉｃａｔｉｏ
ｎ）を発生させる最終行デコーダと、 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読出し出力接続か
らの各第１入力接続と、各第２入力接続と、前記ディジ
タル−アナログ変換器の入力接続に第１ＸＯＲゲート応
答を供給するための各出力接続とを有する２入力ＸＯＲ
ゲートと、 その値が前記モジュロ２データフレームのカウント信号
の第１及び第２状態にそれぞれ依存する２進入力信号を
受信するための第１入力接続と、前記第１ＸＯＲゲート
応答を受信するための第２入力接続と、前記２進入力信
号に応答する出力信号を出力接続で供給するために前記
最終行表示によって調節され、前記第１ＸＯＲゲート応
答に応答する出力信号をその出力接続で供給するために
前記非最終行表示によって調節される出力接続を有する
２入力マルチプレクサと、 前記２入力マルチプレクサの出力接続からの入力接続と
前記ＸＯＲゲートの第２入力接続への出力接続を有し、
前記ＸＯＲゲートの第２入力接続に印加される前記２入
力マルチプレクサの出力信号を前記所定の水平走査線レ
ートを有する水平走査線の持続時間１−Ｈに相応する時
間間隔の間遅延する１−Ｈ遅延線とを備える部分応答フ
ィルタであることを特徴とする請求項４記載のシステ
ム。 - 【請求項９】 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読
出し出力接続からの読出し信号に対する応答を前記ディ
ジタル−アナログ変換器の入力接続に印加するための手
段は、 前記データフレーム内で前記データ行カウントがデータ
の初期行に至ることを示す値を有するときを検出して初
期行表示を発生させ、そうでない場合は非初期行表示を
発生させる初期行デコーダと、 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読出し出力接続か
らの各第１入力接続と、各第２入力接続と、前記ディジ
タル−アナログ変換器の入力接続に第１ＸＯＲゲート応
答を供給するための各出力接続とを有する２入力ＸＯＲ
ゲートと、 前記ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と出力接続
とを有し、前記ＸＯＲゲートの第２入力接続に印加され
る前記ＸＯＲゲート応答を前記所定の水平走査線レート
を有する水平走査線の持続時間１−Ｈに相応する時間間
隔の間遅延する１−Ｈ遅延線と、 その値が前記モジュロ２データフレームカウント信号の
第１及び第２状態にそれぞれ依存する２進入力信号を受
信するための第１入力接続と、前記１−Ｈ遅延線の出力
接続から遅延されたＸＯＲゲート応答を受信するための
第２入力接続と、前記２進入力信号に応答する出力信号
をその出力接続で供給するために前記初期行表示によっ
て調節され、前記遅延されたＸＯＲゲート応答に応答す
る出力信号をその出力接続で供給するための前記非初期
行表示によって調節され、前記ＸＯＲゲートの第２入力
接続への出力接続を有する２入力マルチプレクサとを備
える部分応答フィルタであることを特徴とする請求項４
記載のシステム。 - 【請求項１０】 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの
読出し出力接続からの読出し信号に対する応答を前記デ
ィジタル−アナログ変換器の入力接続に印加するための
手段は、 前記データフレーム内で前記データ行カウントがデータ
の最終行に至ることを示す値を有するときを検出して最
終行表示を発生させ、そうでない場合は非最終行表示を
発生させる最終行デコーダと、 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読出し出力接続か
ら信号を受信する各第１入力接続と、各第２入力接続
と、第１ＸＯＲゲート応答を供給するための各出力接続
とを有する第１の２入力ＸＯＲゲートと、 ２進入力信号の所定の第１及び第２状態のうちの一つを
受信するための第１入力接続と、前記第１ＸＯＲゲート
応答を受信するための第２入力接続と、前記２進入力信
号に応答する出力信号をその出力接続で供給するために
前記最終行表示によって調節され、前記第１ＸＯＲゲー
ト応答に応答する出力信号をその出力接続で供給するた
めに非最終行表示によって調節される出力接続とを有す
る第１の２入力マルチプレクサと、 前記第１の２入力マルチプレクサの出力接続からの入力
接続と前記第１ＸＯＲゲートの第２入力接続への出力接
続を有し、前記第１ＸＯＲゲートの第２入力接続に印加
される前記第１の２入力マルチプレクサの出力信号を前
記所定の水平走査線レートを有する水平走査線の持続時
間１−Ｈに相応する時間間隔の間遅延する第１の１−Ｈ
遅延線と、 前記第１ＸＯＲゲートの出力接続からの各第１入力接続
と、各第２入力接続と、前記ディジタル−アナログ変換
器の入力接続に第２ＸＯＲゲート応答を供給するための
各出力接続とを有する第２の２入力ＸＯＲゲートと、 その値が前記モジュロ２データフレームカウント信号の
第１及び第２状態にそれぞれ依存する２進入力信号を受
信するための第１入力接続と、前記第２ＸＯＲゲート応
答を受信するための第２入力接続と、前記２進入力信号
に応答する出力信号を供給するために前記最終行表示に
よって調節され、前記第２ＸＯＲゲート応答に応答する
出力信号を供給するために非最終行表示によって調節さ
れる出力接続とを有する第２の２入力マルチプレクサ
と、 前記第２の２入力マルチプレクサの出力接続からの入力
接続と前記第２ＸＯＲゲートの第２入力接続への出力接
続を有し、前記第２ＸＯＲゲートの第２入力接続に印加
される前記２入力マルチプレクサの出力信号を持続時間
１−Ｈに相応する時間間隔の間遅延する第１の１−Ｈ遅
延線とを備える部分応答フィルタであることを特徴とす
る請求項４記載のシステム。 - 【請求項１１】 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの
読出し出力接続からの読出し信号に対する応答を前記デ
ィジタル−アナログ変換器の入力接続に印加するための
手段は、 前記データフレーム内で前記データ行カウントがデータ
の初期行に至ることを示す値を有するときを検出して初
期行表示を発生させ、そうでない場合は非初期行表示を
発生させる初期行デコーダと、 前記ディジタルフレーム蓄積メモリの読出し出力接続か
ら信号を受信する各第１入力接続と、各第２入力接続
と、第１ＸＯＲゲート応答を供給するための各出力接続
とを有する第１の２入力ＸＯＲゲートと、 前記第１ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と前記
第１ＸＯＲゲートの第２入力接続への出力接続とを有
し、前記第１ＸＯＲゲートの第２入力接続に印加される
前記第１ＸＯＲゲート応答を前記所定の水平走査線レー
トを有する水平走査線の持続時間１−Ｈに相応する時間
間隔の間遅延する第１の１−Ｈ遅延線と、 その値が前記モジュロ２データフレームカウント信号の
第１及び第２状態にそれぞれ依存する２進入力信号を受
信するための第１入力接続と、前記１−Ｈ遅延線の出力
接続から遅延された第１ＸＯＲゲート応答を受信するた
めの第２入力接続と、前記２進入力信号に応答する出力
信号をその出力接続で供給するために前記初期行表示に
よって調節され、前記遅延された第１ＸＯＲゲート応答
に応答する出力信号をそれの出力接続で供給するために
前記非初期行表示によって調節され、前記ＸＯＲゲート
の第２入力接続への出力接続を有する第１の２入力マル
チプレクサと、 前記第１ＸＯＲゲートの出力接続からの各第１入力接続
と、各第２入力接続と、前記ディジタル−アナログ変換
器の入力接続に第２ＸＯＲゲート応答を供給するための
各出力接続とを有する第２の２入力ＸＯＲゲートと、 前記第２ＸＯＲゲートの出力接続からの入力接続と出力
接続とを有し、前記第２ＸＯＲゲートの第２入力接続に
印加される前記第２ＸＯＲゲート応答を持続時間１−Ｈ
に相応する時間間隔の間遅延する第２の１−Ｈ遅延線
と、 その値が前記モジュロ２データフレームカウント信号の
第１及び第２状態にそれぞれ依存する２進入力信号を受
信するための第１入力接続と、前記第２の１−Ｈ遅延線
の出力接続からの遅延された第２ＸＯＲゲート応答を受
信するための第２入力接続と、前記２進入力信号に応答
する出力信号をそれの出力接続で供給するために前記初
期行表示によって調節され、前記遅延された第２ＸＯＲ
ゲート応答に応答する出力信号をそれの出力接続で供給
するために前記非初期行表示によって調節され、前記第
２ＸＯＲゲートの第２入力接続への出力接続を有する第
２の２入力マルチプレクサとを備える部分応答フィルタ
であることを特徴とする請求項４記載のシステム。 - 【請求項１２】 前記複合映像信号の各映像フレームで
所定時間を検出してデータフレーム終端パルスを出力す
る前記検出器は複合映像信号の各フレームで発生する初
期垂直同期パルスのみの立下り区間を検出することを特
徴とする請求項４記載のシステム。 - 【請求項１３】 振幅が複合映像信号により変調される
映像搬送波との結合伝送で前記映像搬送波と直角位相で
ある抑圧搬送波の２進位相偏移キーイング変調側波帯に
あるディジタル記号を直列に伝送するシステムと共に使
用されるディジタル信号受信機において、 前記結合伝送に応答して前記抑圧搬送波の２進位相偏移
キーイングを検出し、振幅変調映像搬送波から検出され
る複合映像信号の残留成分からなる望ましくない検出器
応答を隋伴する所望の検出器応答を出力する検出装置
と、 各ディジタル記号に対して多数の応答レベルを有し、前
記従属接続から供給される結合コームフィルタ応答で前
記望ましくない検出器応答を選択する高域ラインコーム
フィルタと高域フレームコームフィルタの従属接続と、 前記結合されたコームフィルタ応答に応答し、各ディジ
タル記号を判別してビット直列ディジタル信号応答を出
力する記号決定回路とを備えることを特徴とするディジ
タル信号受信機。 - 【請求項１４】 前記高域フレームコームフィルタは前
記従属接続で前記高域ラインコームフィルタの後に接続
され、 前記高域ラインコームフィルタからの応答を受信するた
めの前記高域フレームコームフィルタの入力接続と、 前記結合されたコームフィルタ応答を供給するための前
記高域フレームコームフィルタの出力接続と、 前記高域フレームコームフィルタの入力接続で受信され
る前記高域ラインコームフィルタからの応答を前記複合
映像信号のフレーム走査の持続時間に相応する時間間隔
だけ遅延する１フレーム遅延線と、 前記１フレーム遅延線から遅延された応答を受信するた
めの第１入力接続と、前記高域フレームコームフィルタ
の入力接続からの実質的な遅延なしに接続された第２入
力接続と、前記第１及び第２入力接続で信号に対する差
動応答を前記高域フレームコームフィルタの出力接続に
供給するための出力接続とを有する減算器と、を備える
ことを特徴とする請求項１３記載のディジタル信号受信
機。 - 【請求項１５】 前記高域ラインコームフィルタからの
応答は、前記高域フレームコームフィルタの入力接続に
印加される前にディジタル化され、前記１フレーム遅延
線は読出し書込み反復モードで動作されるランダムアク
セスメモリ（ＲＡＭ）で、前記減算器はディジタル減算
器であることを特徴とする請求項１４記載のディジタル
信号受信機。 - 【請求項１６】 前記高域ラインコームフィルタの応答
をアナログ形態で受信するための入力接続と、前記高域
ラインコームフィルタのディジタル化された応答を前記
高域フレームコームフィルタの入力接続に供給するため
の出力接続を有するアナログ−ディジタル変換器をさら
に備えることを特徴とする請求項１５記載のディジタル
信号受信機。 - 【請求項１７】 前記高域ラインコームフィルタは、 振幅変調された映像搬送波から検出される複合映像信号
の残留成分からなる望ましくない検出器応答を隋伴する
前記所望の検出器応答を受信するための高域ラインコー
ムフィルタの入力接続と、 前記アナログ−ディジタル変換器の入力接続への高域ラ
インコームフィルタの出力接続と、 前記高域ラインコームフィルタの入力接続で受信され、
望ましくない検出器応答を隋伴する所望の検出器応答を
前記複合映像信号の水平走査線の持続時間に相応する時
間間隔だけ遅延させるための１−Ｈアナログ遅延線と、 前記１−Ｈアナログ遅延線から遅延された応答を受信す
るための第１入力接続と、前記高域ラインコームフィル
タの入力接続からの実質的な遅延なしに接続された第２
入力接続と、前記第１及び第２入力接続で信号に対する
差動応答を前記高域ラインコームフィルタの出力接続に
供給するための出力接続とを有する差動入力増幅器と、
を備えることを特徴とする請求項１６記載のディジタル
信号受信機。 - 【請求項１８】 前記記号決定回路は、 前記結合されたコームフィルタ応答を受信するための入
力接続と、整流応答を供給するための出力接続とを有す
る絶対値回路と、 前記絶対値回路の出力接続から前記整流応答を受信する
ための入力接続と、前記整流応答がしきい値レベルを超
えるときには第１状態にあり、前記整流応答がしきい値
レベルを超えないときには第２状態にあるディジタル信
号のビットを供給するための出力接続とを有するしきい
値検出器とを備えることを特徴とする請求項１７記載の
ディジタル信号受信機。 - 【請求項１９】 前記高域ラインコームフィルタは、 振幅変調された映像搬送波から検出される複合映像信号
の残留成分からなる望ましい検出器応答を隋伴する前記
所望の検出器応答を受信するための高域ラインコームフ
ィルタの入力接続と、 前記アナログ−ディジタル変換器の入力接続への高域ラ
インコームフィルタの出力接続と、 前記高域ラインコームフィルタの入力接続で受信され、
望ましくない検出器応答を隋伴する所望の検出器応答を
前記複合映像信号の水平走査線の持続時間１−Ｈに相応
する時間間隔だけ遅延させるための第１の１−Ｈアナロ
グ遅延線と、 前記第１の１−Ｈアナログ遅延線から遅延された応答を
受信するための第１入力接続と、前記高域ラインコーム
フィルタの入力接続からの実際の遅延なしに接続された
第２入力接続と、前記第１及び第２入力接続での信号に
対する差動応答を供給するための出力接続を有する第１
差動入力増幅器と、 前記第１差動入力増幅器の差動応答を持続時間１−Ｈに
相応する時間間隔だけ遅延させるための第２の１−Ｈア
ナログ遅延線と、 前記第２の１−Ｈアナログ遅延線から遅延された応答を
受信するための第１入力接続と、前記第１差動入力増幅
器の出力接続から実質的な遅延なしに接続された第２入
力接続と、前記第１及び第２入力接続で信号に対する差
動応答を前記高域ラインコームフィルタの出力接続に供
給するための出力接続を有する第２差動入力増幅器とを
備えることを特徴とする請求項１６記載のディジタル信
号受信機。 - 【請求項２０】 前記記号決定回路は、 前記結合されたコームフィルタ応答を受信するための入
力接続と整流応答を供給するための出力接続を有する絶
対値回路と、 前記絶対値回路の出力接続から前記整流応答を受信する
ための入力接続と、前記整流応答が第１しきい値レベル
を超え、第１しきい値レベルより高い第２しきい値レベ
ルを超えないときには第１状態にあり、前記整流応答が
前記第１しきい値レベルを超えなく、あるいは前記第１
及び第２しきい値レベル共を超えるときには第２状態に
あるディジタル信号のビットを供給するための出力接続
とを有する二重しきい値検出器とを備えることを特徴と
する請求項１９記載のディジタル信号受信機。 - 【請求項２１】 振幅が複合映像信号により変調される
映像搬送波と直角位相である抑圧搬送波の２進位相偏移
キーイング変調側波帯にあるディジタル情報を伝送する
ためのシステムと共に使用されるディジタル信号受信機
において、 振幅変調された映像搬送波と２進位相偏移キーイングさ
れた抑圧搬送波からなる選択された高周波信号に対する
中間周波数信号応答を供給するための同調器と、 フィルタリング素子及び増幅素子を備えており、前記中
間周波数信号応答を受信し、増幅された中間周波数増幅
器応答を供給するための中間周波数増幅器と、 周波数及び位相誤り信号によって制御される中間周波数
と平均位相で同相中間周波数映像搬送波と直角位相中間
周波数映像搬送波を出力するための第１制御発振回路
と、 前記増幅した中間周波数増幅器応答を受信して、供給さ
れる前記同相中間周波数映像搬送波に従って複合映像信
号を同期的に検出するための同相映像検出器と、 前記増幅された中間周波数増幅器応答を受信して供給さ
れる前記直角位相中間周波数映像搬送波により、前記周
波数及び位相誤り信号を含む前記複合映像信号の領域を
隋伴する２進位相偏移キーイング信号を同期的に検出す
るための前記増幅された中間周波数増幅器応答を受信す
る直角位相映像検出器と、 前記同相映像検出器によって検出される複合映像信号か
ら水平同期パルスを分離するための水平同期分離器と、 前記分離された水平同期パルスによって制御される周波
数及び位相で記号クロック振幅を出力するための第２制
御発振器と、 アナログ入力信号を受信するための入力接続と、前記記
号クロック発振に応答してサンプリングされる前記アナ
ログ入力信号のサンプルに対するディジタル化された応
答を供給するための出力接続とを有するアナログ−ディ
ジタル変換器と、 前記直角位相映像検出器からの２進位相偏移キーイング
信号が印加される入力接続と、その入力接続に印加され
る前記２進位相偏移キーイング信号に対する遅延された
応答を所定の水平走査線レートを有する水平走査線の持
続時間１−Ｈに相応する時間間隔の間に供給する出力接
続を有する１−Ｈ遅延線と、 前記直角位相映像検出器からの前記２進位相偏移キーイ
ング信号と前記１−Ｈ遅延線の出力接続での前記遅延さ
れた応答に差動的に応答して、前記アナログ−ディジタ
ル変換器によりその入力接続で受信されるアナログ入力
信号を発生させるための差動入力増幅器と、 前記アナログ−ディジタル変換器の出力接続からの入力
接続と、ディジタル高域フレームコームフィルタ応答を
供給するための出力接続とを有するディジタル高域フレ
ームコームフィルタと、 前記ディジタル高域フレームコームフィルタ応答が供給
される入力接続とそれぞれの出力信号ビットを供給する
ための出力接続とを有する記号決定回路とを備えること
を特徴とするディジタル信号受信機。 - 【請求項２２】 前記記号決定回路は、 前記結合されたコームフィルタ応答を受信するための入
力接続と整流応答を供給するための出力接続を有する絶
対値回路と、 前記絶対値回路の出力接続から前記整流応答を受信する
ための入力接続と、前記整流応答がしきい値レベルを超
えるときは第１状態にあり、前記整流応答がしきい値レ
ベルを超えないときには第２状態にあるディジタル信号
のビットを供給するための出力接続とを有するしきい値
検出器とを備えることを特徴とする請求項２１記載のデ
ィジタル信号受信機。 - 【請求項２３】 前記記号決定回路の出力接続から供給
される出力信号ビットは記号レートで供給され、前記デ
ィジタル信号受信機は：前記同相映像検出器によって検
出される複合映像信号から垂直同期パルスを分離するた
めの垂直同期分離器と、 行当り記号カウントが中間行領域にないときに発生する
分離された垂直同期パルスを計数し、データフレームカ
ウントを発生させるデータフレームカウンタと、 前記記号決定回路の出力接続からのビットを受信し、前
記データフレームカウントモジュロ２が二つの値のうち
所定の一つの値を有するとき、そしてそのようなときに
のみ前記ビットを受信するために接続された入力接続
と、１／２記号レートでそして所定の順序で前記記号決
定回路出力信号ビットを供給するための出力接続を有す
るレートバッファとをさらに備えることを特徴とする請
求項２２記載のディジタル信号受信機。 - 【請求項２４】 前記レートバッファは、１／２記号レ
ートでそしてデータ列単位の順序で、前記記号決定回路
出力信号ビットを誤り訂正デコーダに供給するためのデ
インタリーバ（ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）として
動作されることを特徴とする請求項２３記載のディジタ
ル信号受信機。 - 【請求項２５】 前記ディジタル信号受信機は、 前記記号クロック発振を計数して行当り記号カウントを
発生させ、それぞれの前記分離された水平同期パルスに
応答して、前記記号カウントに対する所定の基本カウン
ト値により前記記号カウントをリセットさせる行当り記
号カウンタと、 前記行当り記号カウンタがリセットされる度に計数して
データ行カウントを発生させ、それぞれの前記分離され
た垂直同期パルスに応答して前記データ行カウントに対
する所定の基本カウント値に前記データ行カウントをリ
セットさせるデータ行カウンタと、 前記データフレームカウントモジュロ２が二つの値のう
ち前記所定の一つの値を有するとき、そしてそのような
ときにのみ前記記号決定回路の出力接続からのビットに
よりそれぞれの時間で書込まれ、前記それぞれの時間の
間書込みアドレシングとして前記データ行カウントと行
当り記号カウントを共に受信し、前記レートバッファに
含まれる少なくとも一つのランダムアクセスメモリ（Ｒ
ＡＭ）とをさらに備えることを特徴とする請求項２３記
載のディジタル信号受信機。 - 【請求項２６】 振幅が複合映像信号により変調される
映像搬送波と直角位相である抑圧搬送波の２進位相偏移
キーイング変調側波帯にあるディジタル情報を伝送する
ためのシステムと共に使用されるディジタル信号受信機
において、 振幅変調映像搬送波と２進位相偏移キーイングされた抑
圧搬送波からなっている選択された高周波信号に対する
中間周波数信号応答を供給するための同調器と、 フィルタリング素子及び増幅素子を備えており、前記中
間周波数信号応答を受信し増幅された中間周波数増幅器
応答を供給するための中間周波数増幅器と、周波数及び
位相誤り信号によって制御される中間周波数と平均位相
で、同相中間周波数映像搬送波と直角位相中間周波数映
像搬送波を出力するための第１制御発振回路と、 供給される前記同相中間周波数映像搬送波により複合映
像信号を同期的に検出するために、前記増幅された中間
周波数増幅器応答を受信する同相映像検出器と、 供給される前記直角位相中間周波数映像搬送波により、
前記周波数及び位相誤り信号を含む前記複合映像信号の
領域を随伴する２進位相偏移キーイング信号を同期的に
検出するために、前記増幅された中間周波数増幅器応答
を受信する直角位相映像検出器と、 前記同相映像検出器によって検出される複合映像信号か
ら水平同期パルスを分離するための水平同期分離器と、 前記分離された水平同期パルスによって制御される周波
数及び位相で記号クロック発振を出力するための第２制
御発振器と、 アナログ入力信号を受信するための入力接続と、前記記
号クロック発振に応答してサンプリングされる前記アナ
ログ入力信号のサンプルに対するディジタル化された応
答を供給するための出力接続とを有するアナログ−ディ
ジタル変換器と、 前記直角位相映像検出器からの２進位相偏移キーイング
信号が印加される入力接続と、その入力接続に印加され
る前記２進位相偏移キーイング信号に対する遅延された
応答を所定の水平走査線レートを有する水平走査線の持
続時間１−Ｈに相応する時間間隔の間供給する出力接続
とを有する第１の１−Ｈ遅延線と、 前記直角位相映像検出器からの前記２進位相偏移キーイ
ング信号と前記第１の１−Ｈ遅延線の出力接続での前記
遅延された応答に差動的に応答して、第１差動入力増幅
器応答を発生させるための第１差動入力増幅器と、 前記第１差動入力増幅器応答が印加される入力接続と、
その入力接続に印加される前記第１差動入力増幅器応答
に対する遅延された応答を持続時間１−Ｈに相応する時
間間隔の間供給する出力接続とを有する第２の１−Ｈ遅
延線と、 前記第１差動入力増幅器応答と前記第２の１−Ｈ遅延線
の出力接続での前記遅延された応答に差動的に応答し
て、前記アナログ−ディジタル変換器によりその入力接
続で受信されるアナログ入力信号を発生させるための第
２差動入力増幅器と、 前記アナログ−ディジタル変換器の出力接続からの入力
接続と、ディジタル高域フレームコームフィルタ応答を
供給するための出力接続とを有するディジタル高域フレ
ームコームフィルタと、 前記ディジタル高域フレームコームフィルタ応答が供給
される入力接続と、それぞれの出力信号ビットを供給す
るための出力接続とを有する記号決定回路とを備えるこ
とを特徴とするディジタル信号受信機。 - 【請求項２７】 前記記号決定回路は、 前記結合されたコームフィルタ応答を受信するための入
力接続と整流応答を供給するための出力接続を有する絶
対値回路と、 前記絶対値回路の出力接続から前記整流応答を受信する
ための入力接続と、前記整流応答が第１しきい値レベル
を超え、第１しきい値レベルより高い第２しきい値レベ
ルを超えないときには第１状態にあり、前記整流応答が
前記第１しきい値レベルを超えなく、あるいは前記第１
及び第２しきい値レベル共を超えるときには第２状態に
あるディジタル信号のビットを供給するための出力接続
とを有する二重しきい値検出器と、備えることを特徴と
する請求項２６記載のディジタル信号受信機。 - 【請求項２８】 前記記号決定回路の出力接続から供給
される出力信号ビットは記号レートで供給され、前記デ
ィジタル信号受信機は：前記同相映像検出器によって検
出される複合映像信号から垂直同期パルスを分離するた
めの垂直同期分離器と、 行当り記号カウントが中間行領域にいないときに発生す
る分離された垂直同期パルスを計数してデータフレーム
カウントを発生させるデータフレームカウンタと、 前記記号決定回路の出力接続からのビットを受信し、前
記データフレームカウントモジュロ２が二つの値のうち
所定の一つの値を有するとき、そして、そのようなとき
にのみ前記ビットを受信するために接続された入力接続
と、１／２記号レートでそして所定の順序で前記記号決
定回路出力信号ビットを供給するための出力接続を有す
るレートバッファとを備えることを特徴とする請求項２
７記載のディジタル信号受信機。 - 【請求項２９】 前記レートバッファは、１／２記号レ
ートでそしてデータ列単位の順序で、前記記号決定回路
出力信号ビットを誤り訂正デコーダに供給するためのデ
インタリーバとして動作されることを特徴とする請求項
２８記載のディジタル信号受信機。 - 【請求項３０】 前記ディジタル信号受信機は、 前記記号クロック発振を計数して行当り記号カウントを
発生させ、それぞれの前記分離された水平同期パルス応
答して前記記号カウントに対する所定の基本カウント値
に前記記号カウントをリセットさせる行当り記号カウン
タと、 前記行当り記号カウントがリセットされる度に計数して
データ行カウントを発生させ、それぞれの前記分離され
た垂直同期パルスに応答して前記データ行カウントに対
する所定の基本カウント値に前記データ行カウントをリ
セットさせるデータ行カウンタと、 前記データフレームカウントモジュロ２が二つの値のう
ち前記所定の一つの値を有するとき、そしてそのような
ことにのみ前記記号決定回路の出力接続からビットによ
りそれぞれの時間で書込まれ、前記それぞれの時間の間
書込みアドレシングとして前記データ行カウントと行当
り記号カウントを共に受信し、前記レートバッファに含
まれる少なくとも一つのランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）とをさらに備えることを特徴とする請求項２８記載
のディジタル信号受信機。 - 【請求項３１】 物理的な形態で現われるテレビジョン
信号において、 複合映像信号により振幅変調される映像搬送波と、 前記映像搬送波と直角位相にあり、第１ビット直列ディ
ジタル信号に従って行われる２進位相偏移キーイングさ
れた搬送波とを備えることを特徴とするテレビジョン信
号。 - 【請求項３２】 少なくとも一つの音声信号により周波
数変調される音声搬送波をさらに備えることを特徴とす
る請求項３１記載のテレビジョン信号。 - 【請求項３３】 前記複合映像信号は所定の走査線レー
トで発生する所定数の水平走査線をそれぞれ有する時間
で連続する一連の映像フレームを示し、前記第１ビット
直列データ信号は前記映像フレームのそれぞれと同一の
持続時間で連続し、時間発生順序で連続して序数で番号
を付するモジュロ２となるようにするために考慮される
一連のデータフレームで発生し、各偶数のデータフレー
ムにある前記第１ビット直列ディジタル信号は隣接する
奇数のフレームで前記第１ビット直列ディジタル信号の
“１”の補数で構成され、前記２進位相偏移キーイング
された搬送波がある偶数の映像フレームに対しても位置
上“０”に平均となることを特徴とする請求項３１記載
のテレビジョン信号。 - 【請求項３４】 前記第１ビット直列ディジタル信号の
ビットレートは前記所定の走査線レートの倍数で、前記
データフレームのそれぞれは映像フレーム当り所定個数
の水平走査線に相応するいくつかの前記第１ビット直列
ディジタル信号のビットの行を含み、大部分の時間で前
記第１ビット直列信号は、１行ずつ遅延されるとき第２
ビット直列信号と前記第２ビット直列信号のモジュロ２
の和であることを特徴とする請求項３３記載のテレビジ
ョン信号。 - 【請求項３５】 前記第２ビット直列信号は、第３ビッ
ト直列信号の変形されたリード・ソロモン（Ｒｅｅｄ−
Ｓｏｌｏｍｏｎ）誤り訂正符号化をインタリーブした結
果であることを特徴とする請求項３４記載のテレビジョ
ン信号。 - 【請求項３６】 大部分の時間で前記第２ビット直列信
号は、１行ずつ遅延されるとき第３ビット直列信号と前
記第３ビット直列信号のモジュロ２の和であることを特
徴とする請求項３４記載のテレビジョン信号。 - 【請求項３７】 前記第３ビット直列信号は、第４ビッ
ト直列信号の変形されたリード・ソロモン誤り訂正符号
化をインタリーブした結果であることを特徴とする請求
項３６記載のテレビジョン信号。 - 【請求項３８】 前記複合映像信号は、所定の走査線レ
ートで発生する所定数の水平走査線をそれぞれ有する時
間で連続する一連の映像フレームを示し、前記第１ビッ
ト直列ディジタル信号は前記所定の走査線レートの倍数
であるビットレートを有しており、前記第１ビット直列
ディジタル信号のビットがそれぞれの水平走査線にそれ
ぞれ同一の時間にわたるデータ行に配分されるように考
慮されることができ、前記第１ビット直列ディジタル信
号は１行ずつ遅延されるときに第２ビット直列信号と前
記第２ビット直列信号のモジュロ２の和であることを特
徴とする請求項３１記載のテレビジョン信号。 - 【請求項３９】 前記第２ビット直列信号は、第３ビッ
ト直列信号の変形されたリード・ソロモン誤り訂正符号
化をインタリーブした結果であることを特徴とする請求
項３８記載のテレビジョン信号。 - 【請求項４０】 大部分の時間で前記第２ビット直列信
号は、１行ずつ遅延されるとき第３ビット直列信号と前
記第３ビット直列信号のモジュロ２の和であることを特
徴とする請求項３８記載のテレビジョン信号。 - 【請求項４１】 前記第３ビット直列信号は、第４ビッ
ト直列信号の変形されたリード・ソロモン誤り訂正符号
化をインタリーブした結果であることを特徴とする請求
項４０記載のテレビジョン信号。
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| US08/141,070 US5534933A (en) | 1993-10-26 | 1993-10-26 | Apparatus for processing NTSC TV signals having digital signals on quadrature-phase video carrier |
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