JP2002111388A - 正弦波発生回路及びこの回路を用いた振動子の駆動装置 - Google Patents
正弦波発生回路及びこの回路を用いた振動子の駆動装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 基準信号から正弦波出力を生成するには、Ｒ
Ｃ型のローパスフィルタで行なっていたため、温度変化
があると正弦波に位相差が生じやすかった。 【解決手段】 制御信号Ｄ３のみをＯＮすると、抵抗Ｒ
６と容量Ｃの積で定まる時定数でコンデンサＣが充電さ
れ、さらに制御信号Ｄ４をＯＮにすると、Ｒ６とＲ７の
並列抵抗と容量Ｃの時定数でコンデンサＣの充電が行わ
れる。また制御信号Ｄ１のみをＯＮすると、抵抗Ｒ４と
容量Ｃの積で定まる時定数でコンデンサＣが放電し、さ
らに制御信号Ｄ２をＯＮにすると、Ｒ４とＲ５の並列抵
抗と容量Ｃの時定数でコンデンサＣの放電が行われる。
バッファ手段５の出力ＯＵＴが、正弦波となるように，
制御信号生成手段２０が各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３お
よびＤ４を制御することにより、温度変化の影響を受け
ることなく位相遅れのない精度の高い正弦波出力が得る
ことができる。
Ｃ型のローパスフィルタで行なっていたため、温度変化
があると正弦波に位相差が生じやすかった。 【解決手段】 制御信号Ｄ３のみをＯＮすると、抵抗Ｒ
６と容量Ｃの積で定まる時定数でコンデンサＣが充電さ
れ、さらに制御信号Ｄ４をＯＮにすると、Ｒ６とＲ７の
並列抵抗と容量Ｃの時定数でコンデンサＣの充電が行わ
れる。また制御信号Ｄ１のみをＯＮすると、抵抗Ｒ４と
容量Ｃの積で定まる時定数でコンデンサＣが放電し、さ
らに制御信号Ｄ２をＯＮにすると、Ｒ４とＲ５の並列抵
抗と容量Ｃの時定数でコンデンサＣの放電が行われる。
バッファ手段５の出力ＯＵＴが、正弦波となるように，
制御信号生成手段２０が各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３お
よびＤ４を制御することにより、温度変化の影響を受け
ることなく位相遅れのない精度の高い正弦波出力が得る
ことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は例えば角速度センサ
などの振動子を駆動するための駆動信号を生成する正弦
波発生回路に係わり、特に基準信号に対する位相差を小
さくし、且つ高調波成分によるノイズの発生を最小とし
た正弦波発生回路及びこの回路を用いた振動子の駆動装
置に関する。
などの振動子を駆動するための駆動信号を生成する正弦
波発生回路に係わり、特に基準信号に対する位相差を小
さくし、且つ高調波成分によるノイズの発生を最小とし
た正弦波発生回路及びこの回路を用いた振動子の駆動装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５Ａは従来の正弦波発生回路を示す回
路構成図、同図Ｂは位相遅れの様子を示す図、図６は従
来の他の正弦波発生回路における正弦波の生成方法の概
念を示し、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は入力信号、Ｖｏは正弦波
出力を示す図である。
路構成図、同図Ｂは位相遅れの様子を示す図、図６は従
来の他の正弦波発生回路における正弦波の生成方法の概
念を示し、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は入力信号、Ｖｏは正弦波
出力を示す図である。
【０００３】図５Ａに示す正弦波発生回路は、演算増幅
手段Ａ１に抵抗Ｒａ，ＲｂおよびコンデンサＣａ，Ｃｂ
を付加したいわゆる電圧ソース型のローパス・フィルタ
として構成されている。前記正弦波発生回路では、演算
増幅手段Ａ１の非反転側の入力端子に矩形波状の基準信
号Ｖｓが与えられると出力端子からは正弦波状の出力信
号Ｖｏが出力される。
手段Ａ１に抵抗Ｒａ，ＲｂおよびコンデンサＣａ，Ｃｂ
を付加したいわゆる電圧ソース型のローパス・フィルタ
として構成されている。前記正弦波発生回路では、演算
増幅手段Ａ１の非反転側の入力端子に矩形波状の基準信
号Ｖｓが与えられると出力端子からは正弦波状の出力信
号Ｖｏが出力される。
【０００４】一方、図６に示すものでは、元となる矩形
波信号Ｖ１と、正方向のパルスについて源信号の立ち上
り時刻および立ち下がり時刻の両端から一定の時間だけ
パルス幅を狭めた第１の基準信号Ｖ２と、同様に負方向
のパルス幅を狭めた第２の基準信号Ｖ３の３種類の矩形
波が用意され、これらを公知の加算回路（図示せず）で
加算することにより、階段状の擬似的な正弦波出力Ｖｏ
を生成するというものである。
波信号Ｖ１と、正方向のパルスについて源信号の立ち上
り時刻および立ち下がり時刻の両端から一定の時間だけ
パルス幅を狭めた第１の基準信号Ｖ２と、同様に負方向
のパルス幅を狭めた第２の基準信号Ｖ３の３種類の矩形
波が用意され、これらを公知の加算回路（図示せず）で
加算することにより、階段状の擬似的な正弦波出力Ｖｏ
を生成するというものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記図５に示
す正弦波発生回路では、基準信号Ｖｓを抵抗とコンデン
サとからなるローパスフィルタを通すものであるため、
回路周辺の温度が変化すると抵抗値とコンデンサの容量
が変動し、出力信号Ｖｏに波形の崩れが生じたり、また
は図５Ｂに示すように温度変化後の出力信号Ｖｏが、常
温時の出力信号Ｖｏに対して位相の遅れを生じるという
問題がある。特に位相差検出型の角速度センサでは、基
準信号と出力信号との間の位相差に対する許容精度の幅
が狭く、この種の正弦波発生回路としては使用すること
ができない。
す正弦波発生回路では、基準信号Ｖｓを抵抗とコンデン
サとからなるローパスフィルタを通すものであるため、
回路周辺の温度が変化すると抵抗値とコンデンサの容量
が変動し、出力信号Ｖｏに波形の崩れが生じたり、また
は図５Ｂに示すように温度変化後の出力信号Ｖｏが、常
温時の出力信号Ｖｏに対して位相の遅れを生じるという
問題がある。特に位相差検出型の角速度センサでは、基
準信号と出力信号との間の位相差に対する許容精度の幅
が狭く、この種の正弦波発生回路としては使用すること
ができない。
【０００６】また上記図６に示すものでは、複数の矩形
波を加算して正弦波出力を疑似的な階段状の波形として
生成するものである。よって、この場合の性質上、波形
に立上がりエッジと立下がりエッジとが必ず存在する。
そして、これらは分解能を高めるほど多くなる。よっ
て、前記各エッジにおいてヒゲ状の高調波成分からなる
ノイズＮが発生しやすく、他の回路部門にノイズ信号に
よる悪影響を及ぼしやすいという問題がある。
波を加算して正弦波出力を疑似的な階段状の波形として
生成するものである。よって、この場合の性質上、波形
に立上がりエッジと立下がりエッジとが必ず存在する。
そして、これらは分解能を高めるほど多くなる。よっ
て、前記各エッジにおいてヒゲ状の高調波成分からなる
ノイズＮが発生しやすく、他の回路部門にノイズ信号に
よる悪影響を及ぼしやすいという問題がある。
【０００７】また図６の回路で生成した出力信号をロー
パスフィルタを通すと、前記高調波成分を除去できるよ
うになるが、上記同様に温度変化に対する位相差の問題
は解消されない。
パスフィルタを通すと、前記高調波成分を除去できるよ
うになるが、上記同様に温度変化に対する位相差の問題
は解消されない。
【０００８】本発明は上記従来の問題を解決するための
ものであり、基準信号に対する位相の遅れを最小とした
正弦波発生回路を提供することを目的としている。
ものであり、基準信号に対する位相の遅れを最小とした
正弦波発生回路を提供することを目的としている。
【０００９】また本発明は、高調波成分によるノイズの
発生を最小にできるようにした正弦波発生回路を提供す
ることを目的としている。
発生を最小にできるようにした正弦波発生回路を提供す
ることを目的としている。
【００１０】さらに本発明は、上記正弦波発生回路を用
いた振動子の駆動装置を提供することを目的としてい
る。
いた振動子の駆動装置を提供することを目的としてい
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、充放電を行う
コンデンサと、前記コンデンサに所定の充電電流を与え
る充電部と、前記コンデンサから放電電流を放出させる
放電部とからなり、前記コンデンサの電位を可変して出
力信号を生成する正弦波発生回路において、前記充電部
には充電電流の大きさを調整する充電電流調整部が設け
られ、前記放電部には放電電流の大きさを調整する放電
電流調整部が設けられており、前記コンデンサの電位が
正弦波状に変位するように、前記充電電流調整部および
放電電流調整部に複数の制御信号を与える制御信号生成
手段が設けられていることを特徴とするものである。
コンデンサと、前記コンデンサに所定の充電電流を与え
る充電部と、前記コンデンサから放電電流を放出させる
放電部とからなり、前記コンデンサの電位を可変して出
力信号を生成する正弦波発生回路において、前記充電部
には充電電流の大きさを調整する充電電流調整部が設け
られ、前記放電部には放電電流の大きさを調整する放電
電流調整部が設けられており、前記コンデンサの電位が
正弦波状に変位するように、前記充電電流調整部および
放電電流調整部に複数の制御信号を与える制御信号生成
手段が設けられていることを特徴とするものである。
【００１２】本発明では、2種類の充電電流と２種類の
放電電流を組み合せてコンデンサの充放電を行なうこと
により、コンデンサの電位を一定の勾配で変位させるこ
とが可能となり、この電位の勾配を合成することにより
疑似的な正弦波を生成することができる。
放電電流を組み合せてコンデンサの充放電を行なうこと
により、コンデンサの電位を一定の勾配で変位させるこ
とが可能となり、この電位の勾配を合成することにより
疑似的な正弦波を生成することができる。
【００１３】上記において、前記制御信号生成手段が、
基準信号を分周する少なくとも１以上の分周回路と、前
記複数の制御信号が切り換わらないように前記分周回路
の出力信号を一定期間休止させる休止期間生成回路と、
前記分周回路および休止期間生成回路から出力される信
号から前記複数の制御信号を所定のタイミングで生成す
る論理回路と、から構成されるものが好ましい。
基準信号を分周する少なくとも１以上の分周回路と、前
記複数の制御信号が切り換わらないように前記分周回路
の出力信号を一定期間休止させる休止期間生成回路と、
前記分周回路および休止期間生成回路から出力される信
号から前記複数の制御信号を所定のタイミングで生成す
る論理回路と、から構成されるものが好ましい。
【００１４】本構成では、出力される信号が正弦波に近
似するように前記充電電流および放電電流の切り換えの
タイミングを設定することができる。
似するように前記充電電流および放電電流の切り換えの
タイミングを設定することができる。
【００１５】また例え温度変化により抵抗値やコンデン
サの容量が変化したとしても、充電電流および放電電流
の切り換えのタイミングに変動が生じなくなるので、位
相遅れのない精度の高い正弦波を生成することができ
る。
サの容量が変化したとしても、充電電流および放電電流
の切り換えのタイミングに変動が生じなくなるので、位
相遅れのない精度の高い正弦波を生成することができ
る。
【００１６】また前記充電電流調整部および放電電流調
整部が、定電流回路に流れる電流の大きさを調整する複
数の抵抗と、この抵抗の接続の切り換えを行なう切換え
手段とからなり、前記切換え手段が前記制御信号生成手
段によって切り換えられるものが好ましい。
整部が、定電流回路に流れる電流の大きさを調整する複
数の抵抗と、この抵抗の接続の切り換えを行なう切換え
手段とからなり、前記切換え手段が前記制御信号生成手
段によって切り換えられるものが好ましい。
【００１７】この場合、前記抵抗とコンデンサの容量と
の積からなる時定数により、コンデンサの電位の勾配が
決定されるものである。
の積からなる時定数により、コンデンサの電位の勾配が
決定されるものである。
【００１８】上記構成では、正弦波の勾配が、充電電流
および放電電流が流れる回路の時定数を切り換えること
により設定することが可能となる。
および放電電流が流れる回路の時定数を切り換えること
により設定することが可能となる。
【００１９】さらに、前記充電部および放電部がカレン
トミラー回路で構成されるものである。
トミラー回路で構成されるものである。
【００２０】上記構成では、コンデンサの充電電流およ
び放電電流を定電流化することができるため、コンデン
サの電位の変位を一定の勾配とすることができる。
び放電電流を定電流化することができるため、コンデン
サの電位の変位を一定の勾配とすることができる。
【００２１】上記においては、少なくとも正弦波出力の
正方向又は負方向の極値を、所定の電圧値にクランプす
るクランプ回路が設けられているものが好ましい。
正方向又は負方向の極値を、所定の電圧値にクランプす
るクランプ回路が設けられているものが好ましい。
【００２２】上記構成では、正弦波の正方向または負方
向の極値を一定の値に固定することができるため、正弦
波を一定の振幅に抑えることが可能となる。よって正弦
波をを一定のダイナミックレンジ内に治めることが可能
となる、さらに正弦波の振幅の中心を一定の値に設定す
ることができる。
向の極値を一定の値に固定することができるため、正弦
波を一定の振幅に抑えることが可能となる。よって正弦
波をを一定のダイナミックレンジ内に治めることが可能
となる、さらに正弦波の振幅の中心を一定の値に設定す
ることができる。
【００２３】また温度変化に応じて、前記充電電流およ
び放電電流の大きさを調整する温度補正手段が設けられ
ているものが好ましい。
び放電電流の大きさを調整する温度補正手段が設けられ
ているものが好ましい。
【００２４】本構成では、充電電流および放電電流を一
定の大きさに固定することが可能となるため、常に一定
振幅の正弦波を得ることができる。
定の大きさに固定することが可能となるため、常に一定
振幅の正弦波を得ることができる。
【００２５】また、角速度が与えられたときに互いに位
相の異なる出力信号を出力する振動子と、前記出力信号
の振幅極性に応じ前記両出力信号を二値信号に変換する
二値化手段と、前記両二値信号間の位相差を比較して差
信号に対応するパルス信号を出力する位相差検出部と、
前記パルス信号から制御電圧を生成するローパスフィル
タと、前記制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御
発振器と、この電圧制御発振器から出力された基準信号
を分周して所定周波数の分周信号を生成する分周手段
と、前記分周信号から前記振動子の駆動信号を生成する
ドライブ手段と、からなる振動子の駆動装置において、
前記分周手段およびドライブ手段として、上記の正弦波
発生回路を用いることが可能である。
相の異なる出力信号を出力する振動子と、前記出力信号
の振幅極性に応じ前記両出力信号を二値信号に変換する
二値化手段と、前記両二値信号間の位相差を比較して差
信号に対応するパルス信号を出力する位相差検出部と、
前記パルス信号から制御電圧を生成するローパスフィル
タと、前記制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御
発振器と、この電圧制御発振器から出力された基準信号
を分周して所定周波数の分周信号を生成する分周手段
と、前記分周信号から前記振動子の駆動信号を生成する
ドライブ手段と、からなる振動子の駆動装置において、
前記分周手段およびドライブ手段として、上記の正弦波
発生回路を用いることが可能である。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明について図面を参照
して説明する。
して説明する。
【００２７】図１は、本発明における正弦波発生回路を
示す回路構成図である。図１に示す正弦波発生回路は、
放電部１、充電部２、温度補正手段３、充放電用のコン
デンサＣ、クランプ手段４、バッファ手段５および制御
信号生成手段２０などから構成されている。
示す回路構成図である。図１に示す正弦波発生回路は、
放電部１、充電部２、温度補正手段３、充放電用のコン
デンサＣ、クランプ手段４、バッファ手段５および制御
信号生成手段２０などから構成されている。
【００２８】図１に示す実施の形態に示すものでは、放
電部１が、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ
４およびＴｒ５からなるカレントミラー回路１１と、ト
ランジスタＴｒ７およびＴｒ８からなる放電電流調整部
６とから構成されている。前記トランジスタＴｒ７，Ｔ
ｒ８の各ベース端子は、後述する制御信号生成手段２０
に接続され、それぞれ制御信号Ｄ１，Ｄ２が入力され
る。トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８の各コレクタ端子に
は、抵抗Ｒ４，Ｒ５がそれぞれ接続され、各エミッタ端
子側はともに接地されている。前記抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５
の一端は、ともにトランジスタＴｒ６のエミッタ端子に
接続されている。
電部１が、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ
４およびＴｒ５からなるカレントミラー回路１１と、ト
ランジスタＴｒ７およびＴｒ８からなる放電電流調整部
６とから構成されている。前記トランジスタＴｒ７，Ｔ
ｒ８の各ベース端子は、後述する制御信号生成手段２０
に接続され、それぞれ制御信号Ｄ１，Ｄ２が入力され
る。トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８の各コレクタ端子に
は、抵抗Ｒ４，Ｒ５がそれぞれ接続され、各エミッタ端
子側はともに接地されている。前記抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５
の一端は、ともにトランジスタＴｒ６のエミッタ端子に
接続されている。
【００２９】充電部２は、前記放電部１とほぼ同様の構
成である。すなわち、充電部２は、トランジスタＴｒ１
１，Ｔｒ１２，Ｔｒ１３，Ｔｒ１４およびＴｒ１５から
なるカレントミラー回路１２と、トランジスタＴｒ１７
およびトランジスタＴｒ１８からなる充電電流調整部７
から構成されている。前記トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８
の各ベース端子は、後述の制御信号生成手段２０で生成
される制御信号Ｄ３，Ｄ４がそれぞれ入力される。前記
トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８の各コレクタ端子には、そ
れぞれ抵抗Ｒ６，Ｒ７が接続され、各エミッタ端子側は
ともに接地されている。前記抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の一端
は、ともにトランジスタＴｒ１６のエミッタ端子に接続
されている。
成である。すなわち、充電部２は、トランジスタＴｒ１
１，Ｔｒ１２，Ｔｒ１３，Ｔｒ１４およびＴｒ１５から
なるカレントミラー回路１２と、トランジスタＴｒ１７
およびトランジスタＴｒ１８からなる充電電流調整部７
から構成されている。前記トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８
の各ベース端子は、後述の制御信号生成手段２０で生成
される制御信号Ｄ３，Ｄ４がそれぞれ入力される。前記
トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８の各コレクタ端子には、そ
れぞれ抵抗Ｒ６，Ｒ７が接続され、各エミッタ端子側は
ともに接地されている。前記抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の一端
は、ともにトランジスタＴｒ１６のエミッタ端子に接続
されている。
【００３０】図１に※１印で示すように、前記トランジ
スタＴｒ４のコレクタ端子は、トランジスタＴｒ２１の
ベース端子およびトランジスタＴｒ２２のコレクタ端子
に接続されている。そして、前記トランジスタＴｒ２２
のエミッタ端子はグランドに接地されている。同様に※
２印で示すように、前記トランジスタＴｒ１４のコレク
タ端子は、トランジスタＴｒ２３のコレクタ端子に接続
されている。そして、前記トランジスタＴｒ２３のエミ
ッタ端子はグランドに接地されている。ここで、前記ト
ランジスタＴｒ２２とＴｒ２３とは、ベース端子どうし
が接続され、この接続部に前記トランジスタＴｒ２１の
エミッタ端子が接続されている。また前記トランジスタ
Ｔｒ２２のコレクタ端子とトランジスタＴｒ２１のベー
ス端子が接続され、トランジスタＴｒ２１のコレクタ端
子は電源Ｖccに接続されている。すなわち、トランジス
タＴｒ２１，Ｔｒ２２およびＴｒ２３はカレントミラー
回路１３を構成しており、トランジスタＴｒ２２にコレ
クタ電流が流れると、トランジスタＴｒ２３にも同じ大
きさのコレクタ電流が流れるものとなっている。
スタＴｒ４のコレクタ端子は、トランジスタＴｒ２１の
ベース端子およびトランジスタＴｒ２２のコレクタ端子
に接続されている。そして、前記トランジスタＴｒ２２
のエミッタ端子はグランドに接地されている。同様に※
２印で示すように、前記トランジスタＴｒ１４のコレク
タ端子は、トランジスタＴｒ２３のコレクタ端子に接続
されている。そして、前記トランジスタＴｒ２３のエミ
ッタ端子はグランドに接地されている。ここで、前記ト
ランジスタＴｒ２２とＴｒ２３とは、ベース端子どうし
が接続され、この接続部に前記トランジスタＴｒ２１の
エミッタ端子が接続されている。また前記トランジスタ
Ｔｒ２２のコレクタ端子とトランジスタＴｒ２１のベー
ス端子が接続され、トランジスタＴｒ２１のコレクタ端
子は電源Ｖccに接続されている。すなわち、トランジス
タＴｒ２１，Ｔｒ２２およびＴｒ２３はカレントミラー
回路１３を構成しており、トランジスタＴｒ２２にコレ
クタ電流が流れると、トランジスタＴｒ２３にも同じ大
きさのコレクタ電流が流れるものとなっている。
【００３１】また前記トランジスタＴｒ２３のコレクタ
端子には、コンデンサＣ、クランプ手段４およびバッフ
ァ手段５が接続されている。前記クランプ手段４は、ト
ランジスタＴｒ２４とＴｒ２５とから構成されている。
前記トランジスタＴｒ２４とＴｒ２５は、それぞれはＮ
ＰＮ型およびＰＮＰ型のトランジスタからなり、各コレ
クタ端子どうし及びエミッタ端子どうしが互いに接続さ
れ、一方の接続点４ａには下限電圧源Ｖminに接続さ
れ、他方の接続点４ｂは抵抗Ｒ８を介して前記トランジ
スタＴｒ２３のコレクタ端子に接続されている。またト
ランジスタＴｒ２４とＴｒ２５の各ベース端子は、後述
の制御信号生成手段２０に接続され、それぞれ制御信号
Ｄ５，Ｄ６が入力される。
端子には、コンデンサＣ、クランプ手段４およびバッフ
ァ手段５が接続されている。前記クランプ手段４は、ト
ランジスタＴｒ２４とＴｒ２５とから構成されている。
前記トランジスタＴｒ２４とＴｒ２５は、それぞれはＮ
ＰＮ型およびＰＮＰ型のトランジスタからなり、各コレ
クタ端子どうし及びエミッタ端子どうしが互いに接続さ
れ、一方の接続点４ａには下限電圧源Ｖminに接続さ
れ、他方の接続点４ｂは抵抗Ｒ８を介して前記トランジ
スタＴｒ２３のコレクタ端子に接続されている。またト
ランジスタＴｒ２４とＴｒ２５の各ベース端子は、後述
の制御信号生成手段２０に接続され、それぞれ制御信号
Ｄ５，Ｄ６が入力される。
【００３２】前記バッファ手段５は、高入力および低出
力インピーダンスを有するものであればよく、一般的に
演算増幅器を使用した電圧フォロアなどから構成されて
いる。そして、このバッファ手段５の出力端子OUTから
正弦波状の出力信号Ｖｏが出力される。なお、前記下限
電圧源Ｖminは、この正弦波発生回路の出力である正弦
波出力信号の下限側の電圧値である。
力インピーダンスを有するものであればよく、一般的に
演算増幅器を使用した電圧フォロアなどから構成されて
いる。そして、このバッファ手段５の出力端子OUTから
正弦波状の出力信号Ｖｏが出力される。なお、前記下限
電圧源Ｖminは、この正弦波発生回路の出力である正弦
波出力信号の下限側の電圧値である。
【００３３】温度補正手段３は、前記トランジスタＴｒ
６とトランジスタＴｒ１６の互いのベース端子どうしが
接続され、その接続部に抵抗Ｒ３を介して可変電圧源Ｖ
varを接続したものとして構成されている。前記可変電
圧源Ｖvarは、温度変化に対し電圧が比例的に変化する
温度センサなどの出力であり、簡易な温度センサとして
例えばトランジスタのベース−エミッタ間電圧を利用す
ることができる。この可変電圧源Ｖvarにより、トラン
ジスタＴｒ６およびトランジスタＴｒ１６に流れるベー
ス電流を温度変化に対応して調整することが可能とな
る。よって、放電部１側のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ
３，Ｔｒ６，抵抗Ｒ４およびトランジスタＴｒ７に流れ
る定電流Ｉ１と、充電部２側のトランジスタＴｒ１１，
Ｔｒ１３，Ｔｒ１６，抵抗Ｒ６およびトランジスタＴｒ
１７に流れる定電流Ｉ３を温度変化に応じて調整するこ
とが可能とされている。
６とトランジスタＴｒ１６の互いのベース端子どうしが
接続され、その接続部に抵抗Ｒ３を介して可変電圧源Ｖ
varを接続したものとして構成されている。前記可変電
圧源Ｖvarは、温度変化に対し電圧が比例的に変化する
温度センサなどの出力であり、簡易な温度センサとして
例えばトランジスタのベース−エミッタ間電圧を利用す
ることができる。この可変電圧源Ｖvarにより、トラン
ジスタＴｒ６およびトランジスタＴｒ１６に流れるベー
ス電流を温度変化に対応して調整することが可能とな
る。よって、放電部１側のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ
３，Ｔｒ６，抵抗Ｒ４およびトランジスタＴｒ７に流れ
る定電流Ｉ１と、充電部２側のトランジスタＴｒ１１，
Ｔｒ１３，Ｔｒ１６，抵抗Ｒ６およびトランジスタＴｒ
１７に流れる定電流Ｉ３を温度変化に応じて調整するこ
とが可能とされている。
【００３４】図２は制御信号生成手段の実施の形態を示
す回路構成図、図３は各信号と正弦波出力信号とのタイ
ミングチャート図である。
す回路構成図、図３は各信号と正弦波出力信号とのタイ
ミングチャート図である。
【００３５】制御信号生成手段２０は、例えば図２に示
すように第１の分周回路２１、第２の分周回路２２、休
止期間生成回路２３および複数のＡＮＤおよびＯＲ回路
などからなる論理回路２４とから構成されている。前記
第１の分周回路２１は、例えばＤ型のフリップフロップ
（ＦＦ）Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４，Ｘ５を５段カスケー
ド接続した構成である。初段のフリップフロップＸ１の
Ｔ端子には、正弦波出力信号の基準信号となる矩形波
（ディジタル）状の基準信号Ｖｓが入力される。この第
１の分周回路２１に入力された矩形波状の基準信号Ｖｓ
は、１／２5＝１／３２分周された分周信号Ｖｒとして
フリップフロップＸ５のＱ端子（Ｑ５）から出力される
（図３のＶｒ（Ｑ５）参照）。
すように第１の分周回路２１、第２の分周回路２２、休
止期間生成回路２３および複数のＡＮＤおよびＯＲ回路
などからなる論理回路２４とから構成されている。前記
第１の分周回路２１は、例えばＤ型のフリップフロップ
（ＦＦ）Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｘ４，Ｘ５を５段カスケー
ド接続した構成である。初段のフリップフロップＸ１の
Ｔ端子には、正弦波出力信号の基準信号となる矩形波
（ディジタル）状の基準信号Ｖｓが入力される。この第
１の分周回路２１に入力された矩形波状の基準信号Ｖｓ
は、１／２5＝１／３２分周された分周信号Ｖｒとして
フリップフロップＸ５のＱ端子（Ｑ５）から出力される
（図３のＶｒ（Ｑ５）参照）。
【００３６】第２の分周回路２２は、Ｄ型のフリップフ
ロップ（ＦＦ）Ｘ９，Ｘ１０を２段縦続接続した構成で
ある。初段のフリップフロップＸ９のＴ端子には、前記
第１の分周回路２１の初段のフリップフロップＸ１の反
転出力Ｑ１バーが入力されている。よって、第２の分周
回路２１の出力Ｑ９およびＱ１０は、それぞれ前記反転
出力Ｑ１バーを１／２および１／４分周した出力であ
る。
ロップ（ＦＦ）Ｘ９，Ｘ１０を２段縦続接続した構成で
ある。初段のフリップフロップＸ９のＴ端子には、前記
第１の分周回路２１の初段のフリップフロップＸ１の反
転出力Ｑ１バーが入力されている。よって、第２の分周
回路２１の出力Ｑ９およびＱ１０は、それぞれ前記反転
出力Ｑ１バーを１／２および１／４分周した出力であ
る。
【００３７】休止期間生成回路２３はＡＮＤ回路３１と
Ｄ型のフリップフロップＸ６，Ｘ７およびＸ８とから構
成されている。前記ＡＮＤ回路３１の一方の入力端子に
は、前記基準信号Ｖｓが入力され、他方の入力端子には
フリップフロップＸ７の反転出力Ｑ７バーが入力されて
いる。そして、前記基準信号Ｖｓと反転出力Ｑ７バーと
のＡＮＤ出力がフリップフロップＸ６のＴ端子に入力さ
れると、前記フリップフロップＸ６の出力Ｑ６は、図３
に示すように前記第１の分周回路２１の初段のフリップ
フロップＸ１の出力Ｑ１に一定の休止期間Δｔ（時刻ｔ
２−ｔ３区間および時刻ｔ６−ｔ７区間）を含ませた信
号として出力される。
Ｄ型のフリップフロップＸ６，Ｘ７およびＸ８とから構
成されている。前記ＡＮＤ回路３１の一方の入力端子に
は、前記基準信号Ｖｓが入力され、他方の入力端子には
フリップフロップＸ７の反転出力Ｑ７バーが入力されて
いる。そして、前記基準信号Ｖｓと反転出力Ｑ７バーと
のＡＮＤ出力がフリップフロップＸ６のＴ端子に入力さ
れると、前記フリップフロップＸ６の出力Ｑ６は、図３
に示すように前記第１の分周回路２１の初段のフリップ
フロップＸ１の出力Ｑ１に一定の休止期間Δｔ（時刻ｔ
２−ｔ３区間および時刻ｔ６−ｔ７区間）を含ませた信
号として出力される。
【００３８】前記フリップフロップＸ７およびＸ８は分
周回路を構成しており、フリップフロップＸ７のＴ端子
には、前記第１の分周回路２１の第３段目のフリップフ
ロップＸ３の反転出力Ｑ３バーが入力されている。よっ
て、フリップフロップＸ７，Ｘ８の出力Ｑ７，Ｑ８は、
それぞれ前記反転出力Ｑ３バーを１／２および１／４分
周した出力である。
周回路を構成しており、フリップフロップＸ７のＴ端子
には、前記第１の分周回路２１の第３段目のフリップフ
ロップＸ３の反転出力Ｑ３バーが入力されている。よっ
て、フリップフロップＸ７，Ｘ８の出力Ｑ７，Ｑ８は、
それぞれ前記反転出力Ｑ３バーを１／２および１／４分
周した出力である。
【００３９】前記論理回路２４は、複数のＡＮＤ回路お
よびＯＲ回路など介することにより、前記各フリップフ
ロップＸ５，Ｘ６，Ｘ７，Ｘ８，Ｘ９およびＸ１０の各
出力信号Ｑ５、Ｑ５バー、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８バー、Ｑ９
およびＱ１０から図３に示すようなタイミングからなる
各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６を
生成する。、そして、制御信号生成手段２０において生
成された各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およ
びＤ６は、前記トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ１
７，Ｔｒ１８，Ｔｒ２４およびＴｒ２５のベース端子に
それぞれ与えられる。
よびＯＲ回路など介することにより、前記各フリップフ
ロップＸ５，Ｘ６，Ｘ７，Ｘ８，Ｘ９およびＸ１０の各
出力信号Ｑ５、Ｑ５バー、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８バー、Ｑ９
およびＱ１０から図３に示すようなタイミングからなる
各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６を
生成する。、そして、制御信号生成手段２０において生
成された各制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およ
びＤ６は、前記トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ１
７，Ｔｒ１８，Ｔｒ２４およびＴｒ２５のベース端子に
それぞれ与えられる。
【００４０】以下、本発明の動作と正弦波の生成過程に
ついて説明する。 （放電時）先ず、初期状態（時刻ｔ＝ｔ０）において、
コンデンサＣの充電電圧ＶCがフル充電Ｖmax[Ｖ]に充電
されていたとする。
ついて説明する。 （放電時）先ず、初期状態（時刻ｔ＝ｔ０）において、
コンデンサＣの充電電圧ＶCがフル充電Ｖmax[Ｖ]に充電
されていたとする。
【００４１】前記制御信号生成手段２０は、前記矩形波
状の基準信号Ｖｓが与えられると、図３に示すような各
制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６を出
力する。前記制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５お
よびＤ６のうち、最も早期にＨレベル信号となるには、
制御信号Ｄ１である。
状の基準信号Ｖｓが与えられると、図３に示すような各
制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６を出
力する。前記制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５お
よびＤ６のうち、最も早期にＨレベル信号となるには、
制御信号Ｄ１である。
【００４２】今、時刻ｔ１において、制御信号Ｄ１がＬ
レベル信号からＨレベル信号に切り換えられたとする。
この制御信号Ｄ１が放電部１のトランジスタＴｒ７のベ
ース端子に与えられると、トランジスタＴｒ７がＯＮ状
態に設定されるため、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ３，Ｔ
ｒ６、抵抗ｒ４およびトランジスタＴｒ７に定電流Ｉ１
が流れる。なお、定電流Ｉ１の大きさは、主に電源電圧
Ｖccと抵抗Ｒ４により決定される。
レベル信号からＨレベル信号に切り換えられたとする。
この制御信号Ｄ１が放電部１のトランジスタＴｒ７のベ
ース端子に与えられると、トランジスタＴｒ７がＯＮ状
態に設定されるため、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ３，Ｔ
ｒ６、抵抗ｒ４およびトランジスタＴｒ７に定電流Ｉ１
が流れる。なお、定電流Ｉ１の大きさは、主に電源電圧
Ｖccと抵抗Ｒ４により決定される。
【００４３】またカレントミラー回路１１では、トラン
ジスタＴｒ２、Ｔｒ４およびＴｒ２２に定電流Ｉ２が流
れるが、この定電流Ｉ２の大きさは前記定電流Ｉ１と同
じ大きさとなる（Ｉ２＝Ｉ１）。ただし、充電部２では
トランジスタＴｒ１７およびＴｒ１８が共にＯＦＦ状態
であるため、図中の定電流Ｉ３および定電流Ｉ４はとも
に流れない。
ジスタＴｒ２、Ｔｒ４およびＴｒ２２に定電流Ｉ２が流
れるが、この定電流Ｉ２の大きさは前記定電流Ｉ１と同
じ大きさとなる（Ｉ２＝Ｉ１）。ただし、充電部２では
トランジスタＴｒ１７およびＴｒ１８が共にＯＦＦ状態
であるため、図中の定電流Ｉ３および定電流Ｉ４はとも
に流れない。
【００４４】このときカレントミラー回路１３では、定
電流Ｉ２が流れてトランジスタＴｒ２１がＯＮ状態とな
るため、トランジスタＴｒ２３のベース端子にベース電
流Ｉｂが流れ込みトランジスタＴｒ２３がＯＮ状態に設
定される。ところが、上述の通り定電流Ｉ４はＩ４＝０
である。このため、コンデンサＣに蓄積されていた電荷
が、前記トランジスタＴｒ２３を介して放出されるた
め、コンデンサＣからトランジスタＴｒ２３の方向に放
電電流ＩDが流れる。よって、図３の正弦波出力に示す
ように、時刻ｔ１から徐々にコンデンサＣの電位（Ｖma
x[Ｖ]）が下降しはじめる。
電流Ｉ２が流れてトランジスタＴｒ２１がＯＮ状態とな
るため、トランジスタＴｒ２３のベース端子にベース電
流Ｉｂが流れ込みトランジスタＴｒ２３がＯＮ状態に設
定される。ところが、上述の通り定電流Ｉ４はＩ４＝０
である。このため、コンデンサＣに蓄積されていた電荷
が、前記トランジスタＴｒ２３を介して放出されるた
め、コンデンサＣからトランジスタＴｒ２３の方向に放
電電流ＩDが流れる。よって、図３の正弦波出力に示す
ように、時刻ｔ１から徐々にコンデンサＣの電位（Ｖma
x[Ｖ]）が下降しはじめる。
【００４５】ここで正弦波出力の勾配（コンデンサの電
位の勾配）θ１は、コンデンサＣの静電容量と放電電流
ＩDより定まるが、放電電流ＩDはトランジスタＴｒ２３
に流れ込むベース電流Ｉbの大きさに比例する。またベ
ース電流Ｉb自体は、定電流Ｉ２の大きさに依存する。
さらに定電流Ｉ２の大きさは、定電流Ｉ２の大きさを定
電流Ｉ１の大きさと等量に設定するというカレントミラ
ー回路１１の性質より、定電流Ｉ１の大きさを決定する
抵抗Ｒ４に基づいて定められる。つまり、正弦波出力の
勾配θ１は、放電部１の抵抗Ｒ４とコンデンサＣの容量
の積で示される時定数Ｃ・Ｒ４で決定することができ
る。なお、この勾配θ１は次に制御信号Ｄ２が切り換わ
る時刻ｔ２まで維持される。よって、正弦波出力信号Ｖ
ｏは、時刻ｔ１−ｔ２間が勾配θ１にしたがうものとな
る。
位の勾配）θ１は、コンデンサＣの静電容量と放電電流
ＩDより定まるが、放電電流ＩDはトランジスタＴｒ２３
に流れ込むベース電流Ｉbの大きさに比例する。またベ
ース電流Ｉb自体は、定電流Ｉ２の大きさに依存する。
さらに定電流Ｉ２の大きさは、定電流Ｉ２の大きさを定
電流Ｉ１の大きさと等量に設定するというカレントミラ
ー回路１１の性質より、定電流Ｉ１の大きさを決定する
抵抗Ｒ４に基づいて定められる。つまり、正弦波出力の
勾配θ１は、放電部１の抵抗Ｒ４とコンデンサＣの容量
の積で示される時定数Ｃ・Ｒ４で決定することができ
る。なお、この勾配θ１は次に制御信号Ｄ２が切り換わ
る時刻ｔ２まで維持される。よって、正弦波出力信号Ｖ
ｏは、時刻ｔ１−ｔ２間が勾配θ１にしたがうものとな
る。
【００４６】次に、時刻ｔ２において、制御信号Ｄ１に
引き続き制御信号Ｄ２がＨレベル信号に切り換えられる
と、トランジスタＴｒ７およびトランジスタＴｒ８がＯ
Ｎ状態に設定される。これにより、トランジスタＴｒ６
のエミッタ端子とグランドとの間では抵抗Ｒ４に抵抗Ｒ
５が並列接続された状態となる。このため、前記定電流
Ｉ１の大きさは電源電圧Ｖccと並列抵抗Ｒ４・Ｒ５／
（Ｒ４+Ｒ５）により決定され、その大きさが増大させ
られる。よって、トランジスタＴｒ２３のベース端子に
流れ込むベース電流Ｉbが増加するため、前記コンデン
サＣの放電電流ＩDを増大させることができる。すなわ
ち、時刻ｔ２以後の正弦波出力の勾配θ２を前記勾配θ
１に比べ大きく設定することができる。なお、前記勾配
θ２の状態は次に制御信号Ｄ２がＬレベルに切り換わる
時刻ｔ３まで維持される。よって、正弦波出力信号Ｖｏ
は、時刻ｔ２−ｔ３間が勾配θ２にしたがうものとな
る。
引き続き制御信号Ｄ２がＨレベル信号に切り換えられる
と、トランジスタＴｒ７およびトランジスタＴｒ８がＯ
Ｎ状態に設定される。これにより、トランジスタＴｒ６
のエミッタ端子とグランドとの間では抵抗Ｒ４に抵抗Ｒ
５が並列接続された状態となる。このため、前記定電流
Ｉ１の大きさは電源電圧Ｖccと並列抵抗Ｒ４・Ｒ５／
（Ｒ４+Ｒ５）により決定され、その大きさが増大させ
られる。よって、トランジスタＴｒ２３のベース端子に
流れ込むベース電流Ｉbが増加するため、前記コンデン
サＣの放電電流ＩDを増大させることができる。すなわ
ち、時刻ｔ２以後の正弦波出力の勾配θ２を前記勾配θ
１に比べ大きく設定することができる。なお、前記勾配
θ２の状態は次に制御信号Ｄ２がＬレベルに切り換わる
時刻ｔ３まで維持される。よって、正弦波出力信号Ｖｏ
は、時刻ｔ２−ｔ３間が勾配θ２にしたがうものとな
る。
【００４７】次に、時刻ｔ３において、制御信号Ｄ２が
Ｌレベル信号に切り換えられると、トランジスタＴｒ８
はＯＦＦ状態に設定される。よって、前記時刻ｔ１−ｔ
２間同様の状態に設定されるため、正弦波出力Ｖｏの勾
配をθ１に戻すことができ、この状態が時刻ｔ４まで維
持される。よって、時刻ｔ３−ｔ４の間では、コンデン
サＣの電位が勾配θ１にしたがう。
Ｌレベル信号に切り換えられると、トランジスタＴｒ８
はＯＦＦ状態に設定される。よって、前記時刻ｔ１−ｔ
２間同様の状態に設定されるため、正弦波出力Ｖｏの勾
配をθ１に戻すことができ、この状態が時刻ｔ４まで維
持される。よって、時刻ｔ３−ｔ４の間では、コンデン
サＣの電位が勾配θ１にしたがう。
【００４８】時刻ｔ４では、制御信号Ｄ１がＬレベル信
号に切り換えられる。よって、トランジスタＴｒ７がＯ
ＦＦ状態となるため、定電流Ｉ１，Ｉ２が共に遮断され
トランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２３がＯＦＦに切り換えら
れる。よって放電電流ＩDが遮断状態となるため、コン
デンサＣがある電位Ｖｃに設定される。また時刻ｔ４で
は、制御信号Ｄ５において正論理のパルス信号が出力さ
れ、制御信号Ｄ６においては負論理のパルス信号が出力
される。これによりクランプ手段４のトランジスタＴｒ
２４およびＴｒ２５が同時にＯＮ状態に設定される。
号に切り換えられる。よって、トランジスタＴｒ７がＯ
ＦＦ状態となるため、定電流Ｉ１，Ｉ２が共に遮断され
トランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２３がＯＦＦに切り換えら
れる。よって放電電流ＩDが遮断状態となるため、コン
デンサＣがある電位Ｖｃに設定される。また時刻ｔ４で
は、制御信号Ｄ５において正論理のパルス信号が出力さ
れ、制御信号Ｄ６においては負論理のパルス信号が出力
される。これによりクランプ手段４のトランジスタＴｒ
２４およびＴｒ２５が同時にＯＮ状態に設定される。
【００４９】前記クランプ手段４の接続点４ａには、下
限電圧源Ｖminが接続されている。よって、前記コンデ
ンサＣの電位Ｖｃが前記下限電圧源Ｖminの電圧よりも
高い場合（Ｖｃ＞Ｖmin）には、コンデンサＣから抵抗
Ｒ８およびトランジスタＴｒ２４を介して下限電圧源Ｖ
minの方向に放電電流ＩD1が流れ、コンデンサＣの電位
を下限電圧源Ｖminと同電位とすることができる。また
前記コンデンサＣの電位Ｖｃが前記下限電圧源Ｖminの
電圧よりも低い場合（Ｖｃ＜Ｖmin）には、下限電圧源
ＶminからトランジスタＴｒ２５および抵抗Ｒ８を介し
てコンデンサＣの方向に充電電流ＩC1が流れるため、コ
ンデンサＣの電位を下限電圧源Ｖminと同電位とするこ
とができる。すなわち、正弦波出力Ｖｏの負方向の極値
（電位Ｖｃ）が、下限電圧源Ｖminよりも高い状態およ
び低い状態のいずれにおいても、常に正弦波出力Ｖｏの
負方向の極値を下限電圧源Ｖminに設定することができ
る。このため、正弦波出力Ｖｏは、下限電圧源Ｖminを
基準に振幅として生成することができるため、常に正弦
波出力Ｖｏを一定のダイナミックレンジ内に納めること
が可能となる。なお、前記放電電流ＩD1又は充電電流Ｉ
C1が流れるのときの時定数は、コンデンサＣの容量と抵
抗Ｒ８との積Ｃ・Ｒ８となるため、抵抗Ｒ８を適度な大
きさに設定しておくことにより、瞬時にコンデンサＣの
電位を下限電圧源Ｖminに設定することが可能である。
限電圧源Ｖminが接続されている。よって、前記コンデ
ンサＣの電位Ｖｃが前記下限電圧源Ｖminの電圧よりも
高い場合（Ｖｃ＞Ｖmin）には、コンデンサＣから抵抗
Ｒ８およびトランジスタＴｒ２４を介して下限電圧源Ｖ
minの方向に放電電流ＩD1が流れ、コンデンサＣの電位
を下限電圧源Ｖminと同電位とすることができる。また
前記コンデンサＣの電位Ｖｃが前記下限電圧源Ｖminの
電圧よりも低い場合（Ｖｃ＜Ｖmin）には、下限電圧源
ＶminからトランジスタＴｒ２５および抵抗Ｒ８を介し
てコンデンサＣの方向に充電電流ＩC1が流れるため、コ
ンデンサＣの電位を下限電圧源Ｖminと同電位とするこ
とができる。すなわち、正弦波出力Ｖｏの負方向の極値
（電位Ｖｃ）が、下限電圧源Ｖminよりも高い状態およ
び低い状態のいずれにおいても、常に正弦波出力Ｖｏの
負方向の極値を下限電圧源Ｖminに設定することができ
る。このため、正弦波出力Ｖｏは、下限電圧源Ｖminを
基準に振幅として生成することができるため、常に正弦
波出力Ｖｏを一定のダイナミックレンジ内に納めること
が可能となる。なお、前記放電電流ＩD1又は充電電流Ｉ
C1が流れるのときの時定数は、コンデンサＣの容量と抵
抗Ｒ８との積Ｃ・Ｒ８となるため、抵抗Ｒ８を適度な大
きさに設定しておくことにより、瞬時にコンデンサＣの
電位を下限電圧源Ｖminに設定することが可能である。
【００５０】（充電時）次に時刻ｔ５では、制御信号生
成手段２０が制御信号Ｄ３のみをＨレベル信号に切り換
える。これにより、トランジスタＴｒ１７のみがＯＮ状
態に設定され、トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ１
８，Ｔｒ２４およびＴｒ２５はＯＦＦ状態が維持され
る。よって、充電部２のトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１
３，Ｔｒ１６、抵抗Ｒ６およびトランジスタＴｒ１７に
定電流Ｉ３が流れる。なお、この定電流Ｉ３の大きさ
は、電源電圧Ｖccと抵抗Ｒ６により決定される。そし
て、充電部２のカレントミラー回路１２を構成するトラ
ンジスタＴｒ１２およびＴｒ１４には、前記定電流Ｉ３
と同じ大きさの定電流Ｉ４が流れる。また放電部１では
前記定電流Ｉ１，Ｉ２は流れないため、カレントミラー
回路１３の全てのトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２およ
びＴｒ２３がＯＦＦ状態に設定される。なお、クランプ
手段４のトランジスタＴｒ２４およびＴｒ２５もＯＦＦ
状態に設定される。よって、前記定電流Ｉ４は、全てコ
ンデンサＣに充電電流ＩCとして流れ込み、コンデンサ
Ｃを充電しはじめる。このため、図３の正弦波出力Ｖｏ
に示すように、時刻ｔ５から徐々にコンデンサＣの電位
が上昇しはじめる。
成手段２０が制御信号Ｄ３のみをＨレベル信号に切り換
える。これにより、トランジスタＴｒ１７のみがＯＮ状
態に設定され、トランジスタＴｒ７，Ｔｒ８，Ｔｒ１
８，Ｔｒ２４およびＴｒ２５はＯＦＦ状態が維持され
る。よって、充電部２のトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１
３，Ｔｒ１６、抵抗Ｒ６およびトランジスタＴｒ１７に
定電流Ｉ３が流れる。なお、この定電流Ｉ３の大きさ
は、電源電圧Ｖccと抵抗Ｒ６により決定される。そし
て、充電部２のカレントミラー回路１２を構成するトラ
ンジスタＴｒ１２およびＴｒ１４には、前記定電流Ｉ３
と同じ大きさの定電流Ｉ４が流れる。また放電部１では
前記定電流Ｉ１，Ｉ２は流れないため、カレントミラー
回路１３の全てのトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２およ
びＴｒ２３がＯＦＦ状態に設定される。なお、クランプ
手段４のトランジスタＴｒ２４およびＴｒ２５もＯＦＦ
状態に設定される。よって、前記定電流Ｉ４は、全てコ
ンデンサＣに充電電流ＩCとして流れ込み、コンデンサ
Ｃを充電しはじめる。このため、図３の正弦波出力Ｖｏ
に示すように、時刻ｔ５から徐々にコンデンサＣの電位
が上昇しはじめる。
【００５１】このときの時定数は、上記同様にコンデン
サＣと抵抗Ｒ６の積Ｃ・Ｒ６で決定されるため、時刻ｔ
５以後の正弦波出力Ｖｏの勾配θ３が前記時定数Ｃ・Ｒ
６に従うものとすることができ、このような状態は次に
制御信号Ｄ４が切り換わる時刻ｔ６まで維持される。
サＣと抵抗Ｒ６の積Ｃ・Ｒ６で決定されるため、時刻ｔ
５以後の正弦波出力Ｖｏの勾配θ３が前記時定数Ｃ・Ｒ
６に従うものとすることができ、このような状態は次に
制御信号Ｄ４が切り換わる時刻ｔ６まで維持される。
【００５２】時刻ｔ６では、制御信号Ｄ４がＨレベル信
号に切り換えられるため、トランジスタＴｒ１７に引き
続きトランジスタＴｒ１８がＯＮ状態に設定させられ
る。よって、充電部２のトランジスＴｒ１６のエミッタ
端子とグランドとの間は、抵抗Ｒ６に抵抗Ｒ７が並列接
続された状態となる。このため定電流Ｉ３は、電源電圧
Ｖccと並列抵抗（Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７））で決定
されて増大する。よって、カレントミラー回路１２を流
れる定電流Ｉ４が増加し、コンデンサＣの充電電流ＩC
も増大させられるため、時刻ｔ５からの正弦波出力Ｖｏ
の勾配はθ４に設定される。ここでの時定数は、上記同
様にコンデンサＣと前記並列抵抗（Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６
＋Ｒ７））との積Ｃ・（Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７））
で決定することができる。よって、時刻ｔ６からの正弦
波出力Ｖｏの勾配θ４は、時刻ｔ５−ｔ６間の勾配θ３
に比べ大きくなるように設定することができる（θ４＞
θ３）。そして、正弦波出力Ｖｏは、次に制御信号Ｄ４
がＬレベルに切り換わる時刻ｔ７まで前記勾配θ４に基
づいて生成され、時刻ｔ６−ｔ７の間では、コンデンサ
Ｃの電位が勾配θ４にしたがって上昇する。
号に切り換えられるため、トランジスタＴｒ１７に引き
続きトランジスタＴｒ１８がＯＮ状態に設定させられ
る。よって、充電部２のトランジスＴｒ１６のエミッタ
端子とグランドとの間は、抵抗Ｒ６に抵抗Ｒ７が並列接
続された状態となる。このため定電流Ｉ３は、電源電圧
Ｖccと並列抵抗（Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７））で決定
されて増大する。よって、カレントミラー回路１２を流
れる定電流Ｉ４が増加し、コンデンサＣの充電電流ＩC
も増大させられるため、時刻ｔ５からの正弦波出力Ｖｏ
の勾配はθ４に設定される。ここでの時定数は、上記同
様にコンデンサＣと前記並列抵抗（Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６
＋Ｒ７））との積Ｃ・（Ｒ６・Ｒ７／（Ｒ６＋Ｒ７））
で決定することができる。よって、時刻ｔ６からの正弦
波出力Ｖｏの勾配θ４は、時刻ｔ５−ｔ６間の勾配θ３
に比べ大きくなるように設定することができる（θ４＞
θ３）。そして、正弦波出力Ｖｏは、次に制御信号Ｄ４
がＬレベルに切り換わる時刻ｔ７まで前記勾配θ４に基
づいて生成され、時刻ｔ６−ｔ７の間では、コンデンサ
Ｃの電位が勾配θ４にしたがって上昇する。
【００５３】時刻ｔ７では、制御信号Ｄ４のみがＬレベ
ル信号に切り換えられ、制御信号Ｄ３はＨレベル信号が
維持される。よって、トランジスタＴｒ１７がＯＮ状
態、トランジスタＴｒ１８がＯＦＦ状態に設定され、こ
の状態は時刻ｔ５−ｔ６間の場合と同様となるので正弦
波出力の勾配はθ３となる。そして、正弦波出力Ｖｏ
は、次の時刻ｔ８まで前記勾配θ３に基づいて生成され
る。よって、時刻ｔ７−ｔ８の間では、コンデンサＣの
電位が勾配θ３にしたがって上昇する。
ル信号に切り換えられ、制御信号Ｄ３はＨレベル信号が
維持される。よって、トランジスタＴｒ１７がＯＮ状
態、トランジスタＴｒ１８がＯＦＦ状態に設定され、こ
の状態は時刻ｔ５−ｔ６間の場合と同様となるので正弦
波出力の勾配はθ３となる。そして、正弦波出力Ｖｏ
は、次の時刻ｔ８まで前記勾配θ３に基づいて生成され
る。よって、時刻ｔ７−ｔ８の間では、コンデンサＣの
電位が勾配θ３にしたがって上昇する。
【００５４】次に時刻ｔ８では、制御信号Ｄ３がＬレベ
ル信号に切り換えられる。このため、トランジスタＴｒ
１７及びＴｒ１８がＯＦＦ状態に設定され、定電流Ｉ３
が遮断させられる。よって、コンデンサＣに流れ込む充
電電流ＩC（定電流Ｉ４）がカットされるため、コンデ
ンサＣの電位ＶCは正弦波出力Ｖｏの最大値であるＶmax
[Ｖ]に設定される。そして、時刻ｔ９に至ったところ
で、正弦波出力Ｖｏの一周期分が生成が完了する。
ル信号に切り換えられる。このため、トランジスタＴｒ
１７及びＴｒ１８がＯＦＦ状態に設定され、定電流Ｉ３
が遮断させられる。よって、コンデンサＣに流れ込む充
電電流ＩC（定電流Ｉ４）がカットされるため、コンデ
ンサＣの電位ＶCは正弦波出力Ｖｏの最大値であるＶmax
[Ｖ]に設定される。そして、時刻ｔ９に至ったところ
で、正弦波出力Ｖｏの一周期分が生成が完了する。
【００５５】上記においては、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ６とを
同じ大きさの抵抗値（Ｒ４＝Ｒ６）とすることにより、
放電時（時刻ｔ１−ｔ２間、時刻ｔ３−ｔ４間）の勾配
θ１と充電時（時刻ｔ５−ｔ６間、時刻ｔ７−ｔ８間）
の勾配θ３と一致させることができる（θ１＝θ３）。
さらに抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ７とを同じ大きさの抵抗値（Ｒ
５＝Ｒ７）とすることにより、放電時（時刻ｔ２−ｔ３
間）の勾配θ２と充電時（時刻ｔ６−ｔ７間）の勾配θ
４を一致させることができる（θ２＝θ４）。これによ
り、均整のとれた正弦波出力Ｖｏを生成することが可能
となる。
同じ大きさの抵抗値（Ｒ４＝Ｒ６）とすることにより、
放電時（時刻ｔ１−ｔ２間、時刻ｔ３−ｔ４間）の勾配
θ１と充電時（時刻ｔ５−ｔ６間、時刻ｔ７−ｔ８間）
の勾配θ３と一致させることができる（θ１＝θ３）。
さらに抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ７とを同じ大きさの抵抗値（Ｒ
５＝Ｒ７）とすることにより、放電時（時刻ｔ２−ｔ３
間）の勾配θ２と充電時（時刻ｔ６−ｔ７間）の勾配θ
４を一致させることができる（θ２＝θ４）。これによ
り、均整のとれた正弦波出力Ｖｏを生成することが可能
となる。
【００５６】また上記においては、接続点４ａが下限電
圧源Ｖminに接続されている場合を示したが、本発明は
これに限られるものではなく、正弦波出力Ｖｏの上限側
の電圧である上限電圧源Ｖmaxに接続されていてもよ
い。ただし、この場合には、上記制御信号Ｄ５およびＤ
６がパルス信号を出力するのは時刻ｔ４ではなく、時刻
ｔ８となるとき、すなわち正弦波出力Ｖｏが正方向の極
値をとる時刻が好ましい。これにより、正弦波出力Ｖｏ
の正方向の極値を上限電圧源Ｖmaxに設定することがで
きる。よって、正弦波出力Ｖｏは上限電圧源Ｖmaxを基
準に振幅が生成されるため、下限電圧源Ｖminを基準と
する場合同様に正弦波出力Ｖｏを常に一定のダイナミッ
クレンジ内に納めることが可能となる。
圧源Ｖminに接続されている場合を示したが、本発明は
これに限られるものではなく、正弦波出力Ｖｏの上限側
の電圧である上限電圧源Ｖmaxに接続されていてもよ
い。ただし、この場合には、上記制御信号Ｄ５およびＤ
６がパルス信号を出力するのは時刻ｔ４ではなく、時刻
ｔ８となるとき、すなわち正弦波出力Ｖｏが正方向の極
値をとる時刻が好ましい。これにより、正弦波出力Ｖｏ
の正方向の極値を上限電圧源Ｖmaxに設定することがで
きる。よって、正弦波出力Ｖｏは上限電圧源Ｖmaxを基
準に振幅が生成されるため、下限電圧源Ｖminを基準と
する場合同様に正弦波出力Ｖｏを常に一定のダイナミッ
クレンジ内に納めることが可能となる。
【００５７】上記正弦波発生回路では、正弦波出力Ｖｏ
を、基準信号Ｖsから生成した時間軸が正確な各制御信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６によって生
成することができる。よって、例えば温度変化が生じて
各抵抗値やコンデンサＣの容量に変化が生じたとして
も、正弦波出力Ｖｏに位相遅れを生じることがない。
を、基準信号Ｖsから生成した時間軸が正確な各制御信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６によって生
成することができる。よって、例えば温度変化が生じて
各抵抗値やコンデンサＣの容量に変化が生じたとして
も、正弦波出力Ｖｏに位相遅れを生じることがない。
【００５８】また図３に示すように、上記正弦波発生回
路では、正弦波出力Ｖｏが正方向から負方向に切り換わ
る近傍の時刻（時刻ｔ２−ｔ３区間）および負方向から
正方向に切り換わる近傍の時刻（時刻ｔ６−ｔ７区
間）、すなわち休止期間Δｔにおいては、正弦波出力Ｖ
ｏの振幅の中点付近を直線近似して正弦波出力を生成し
ている。そして、この休止期間Δｔ内は、各制御信号Ｄ
１ないしＤ６の切り換えを行なわないように設定されて
いる。よって、少なくとも休止期間Δｔ内は各トランジ
スタのスイッチング動作を停止させることができるた
め、不要なノイズ、特に高調波成分からなるノイズの発
生を防止することができる。よって、他の回路部門にノ
イズによる悪影響を及ぼすことがない。
路では、正弦波出力Ｖｏが正方向から負方向に切り換わ
る近傍の時刻（時刻ｔ２−ｔ３区間）および負方向から
正方向に切り換わる近傍の時刻（時刻ｔ６−ｔ７区
間）、すなわち休止期間Δｔにおいては、正弦波出力Ｖ
ｏの振幅の中点付近を直線近似して正弦波出力を生成し
ている。そして、この休止期間Δｔ内は、各制御信号Ｄ
１ないしＤ６の切り換えを行なわないように設定されて
いる。よって、少なくとも休止期間Δｔ内は各トランジ
スタのスイッチング動作を停止させることができるた
め、不要なノイズ、特に高調波成分からなるノイズの発
生を防止することができる。よって、他の回路部門にノ
イズによる悪影響を及ぼすことがない。
【００５９】上記のように生成された正弦波出力Ｖｏ
は、バッファ手段５を介して外部に出力される。そし
て、前記正弦波出力Ｖｏは、必要に応じ増幅手段を介し
て信号増幅がなされ、例えば角速度センサの振動子を駆
動するドライブ信号として使用される。
は、バッファ手段５を介して外部に出力される。そし
て、前記正弦波出力Ｖｏは、必要に応じ増幅手段を介し
て信号増幅がなされ、例えば角速度センサの振動子を駆
動するドライブ信号として使用される。
【００６０】図４は上記正弦波発生回路の実施形態とし
て、角速度センサ用の振動子の駆動装置の構成を示すブ
ロック図である。
て、角速度センサ用の振動子の駆動装置の構成を示すブ
ロック図である。
【００６１】図４に示す角速度センサでは、感知手段
（センサ）としての振動子５１と、この振動子５１を所
定の駆動周波数からなるドライブ信号ＳＤで振動駆動さ
せるための駆動制御部５０、振動子５１から出力される
角速度の検出を行なうための検出制御部などから構成さ
れている。
（センサ）としての振動子５１と、この振動子５１を所
定の駆動周波数からなるドライブ信号ＳＤで振動駆動さ
せるための駆動制御部５０、振動子５１から出力される
角速度の検出を行なうための検出制御部などから構成さ
れている。
【００６２】前記振動子５１は、例えば圧電型の振動子
又は静電容量型の振動子などであり、長手方向に延びる
振動子５１の一方の先端には分岐形成された複数の振動
脚（例えば３脚）を有するものである。各振動脚の一方
（Ｙ１側）の面内には、長手方向（Ｚ方向）に延びる入
力電極ａがそれぞれ形成されており、他方（Ｙ２側）の
面内には一対の出力電極ｃ，ｄが形成されている。前記
振動子５１では、各振動脚の各入力電極aに前記ドライ
ブ信号ＳＤがドライブ手段５７より与えられると、振動
脚が並ぶ方向（Ｘ方向）に各振動脚が振動駆動させられ
る。この状態で前記振動子５１が、長軸Ｏを中心とする
軸回りに置かれると、回転の大きさに応じて生じるコリ
オリ力により前記振動子５１が振動方向（Ｘ方向）と直
交方向（Ｙ方向）に撓み変形させられる。この変形によ
り、振動子５１に形成されている他方の面に形成された
一対の出力電極ｃ，ｄからそれぞれ位相の異なる出力信
号Ｓｃ，Ｓｄが前記コリオリ力の大きさに応じ出力され
る。
又は静電容量型の振動子などであり、長手方向に延びる
振動子５１の一方の先端には分岐形成された複数の振動
脚（例えば３脚）を有するものである。各振動脚の一方
（Ｙ１側）の面内には、長手方向（Ｚ方向）に延びる入
力電極ａがそれぞれ形成されており、他方（Ｙ２側）の
面内には一対の出力電極ｃ，ｄが形成されている。前記
振動子５１では、各振動脚の各入力電極aに前記ドライ
ブ信号ＳＤがドライブ手段５７より与えられると、振動
脚が並ぶ方向（Ｘ方向）に各振動脚が振動駆動させられ
る。この状態で前記振動子５１が、長軸Ｏを中心とする
軸回りに置かれると、回転の大きさに応じて生じるコリ
オリ力により前記振動子５１が振動方向（Ｘ方向）と直
交方向（Ｙ方向）に撓み変形させられる。この変形によ
り、振動子５１に形成されている他方の面に形成された
一対の出力電極ｃ，ｄからそれぞれ位相の異なる出力信
号Ｓｃ，Ｓｄが前記コリオリ力の大きさに応じ出力され
る。
【００６３】上記駆動制御部５０では、振動子５１が二
値化手段５２と、位相検出部５３、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）５４，ＶＣＯ（電圧制御発振器）５５、分周
器５６とからなるＰＬＬ（フェーズロックループ）とド
ライブ手段５７により駆動される。前記ドライブ手段５
７から振動子５１に正弦波状のドライブ信号ＳＤが与え
られると、振動子５１の検出電極ｃ，ｄからも正弦波状
の出力信号Ｓｃ，Ｓｄが出力される。そして、前記振動
子５１が回転系に置かれると、前記出力信号ＳｃとＳｄ
との間には回転により生じたコリオリ力に相当する位相
差が発生する。
値化手段５２と、位相検出部５３、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）５４，ＶＣＯ（電圧制御発振器）５５、分周
器５６とからなるＰＬＬ（フェーズロックループ）とド
ライブ手段５７により駆動される。前記ドライブ手段５
７から振動子５１に正弦波状のドライブ信号ＳＤが与え
られると、振動子５１の検出電極ｃ，ｄからも正弦波状
の出力信号Ｓｃ，Ｓｄが出力される。そして、前記振動
子５１が回転系に置かれると、前記出力信号ＳｃとＳｄ
との間には回転により生じたコリオリ力に相当する位相
差が発生する。
【００６４】前記二値化手段５２では、振動子５１の出
力信号（正弦波出力）Ｓｃ，Ｓｄが所定のスレッショル
ド電圧を基準に二値信号Ｄｃ，Ｄｄに変換される。な
お、前記駆動制御部５０では、出力信号Ｓｃ，Ｓｄがス
レッショルド電圧を交差するタイミングの前後の期間に
上記休止期間Δｔが設けられる。よって、駆動制御部５
０で生成される正弦波出力Ｖｏおよび前記二値信号Ｄ
ｃ，Ｄｄに不要な高調波成分を含むノイズが混入される
ことが防止されている。
力信号（正弦波出力）Ｓｃ，Ｓｄが所定のスレッショル
ド電圧を基準に二値信号Ｄｃ，Ｄｄに変換される。な
お、前記駆動制御部５０では、出力信号Ｓｃ，Ｓｄがス
レッショルド電圧を交差するタイミングの前後の期間に
上記休止期間Δｔが設けられる。よって、駆動制御部５
０で生成される正弦波出力Ｖｏおよび前記二値信号Ｄ
ｃ，Ｄｄに不要な高調波成分を含むノイズが混入される
ことが防止されている。
【００６５】位相差検出部５３では、前記二値信号Ｄ
ｃ，ＤｄとＶＣＯ５５から出力される基準信号Ｖｓを分
周器５６で分周した分周信号Ｖｒとがそれぞれ位相比較
され、位相差をパルス状の差信号として出力する。前記
パルス状の差信号は、ＬＰＦ５４において直流化（積分
と高周波成分の遮断）され、ＶＣＯ制御電圧としてＶＣ
Ｏ５５の制御端子（図示せず）に与えられる。ＶＣＯ５
５は、一定の自走周波数を持ち、前記ＶＣＯ制御電圧が
与えられると、前記ＶＣＯ制御電圧を基にＶＣＯ５５が
発振周波数を調整し、前記二値信号Ｄｃ，Ｄｄの位相差
に相当する時間幅の中点にロックする前記基準信号Ｖｓ
を出力する。これにより、振動子５１への入力信号であ
るドライブ信号ＳＤが、常に振動子５１の正弦波状の出
力信号（出力信号ＳｃとＳｄの位相差に相当する時間幅
の中点）にロックするように駆動される。
ｃ，ＤｄとＶＣＯ５５から出力される基準信号Ｖｓを分
周器５６で分周した分周信号Ｖｒとがそれぞれ位相比較
され、位相差をパルス状の差信号として出力する。前記
パルス状の差信号は、ＬＰＦ５４において直流化（積分
と高周波成分の遮断）され、ＶＣＯ制御電圧としてＶＣ
Ｏ５５の制御端子（図示せず）に与えられる。ＶＣＯ５
５は、一定の自走周波数を持ち、前記ＶＣＯ制御電圧が
与えられると、前記ＶＣＯ制御電圧を基にＶＣＯ５５が
発振周波数を調整し、前記二値信号Ｄｃ，Ｄｄの位相差
に相当する時間幅の中点にロックする前記基準信号Ｖｓ
を出力する。これにより、振動子５１への入力信号であ
るドライブ信号ＳＤが、常に振動子５１の正弦波状の出
力信号（出力信号ＳｃとＳｄの位相差に相当する時間幅
の中点）にロックするように駆動される。
【００６６】ここで分周器５６は、ＶＣＯ５５の発振周
波数を振動子５１の駆動周波数まで分周する能力を有す
るものであり、上記図２に示す第１の分周回路２１によ
り構成することが可能である。また前記ドライブ手段５
７には、上記図１に示す正弦波発生回路を用いることが
でき、ＶＣＯ５５から出力される基準信号Ｖｓから正弦
波出力Ｖｏを生成する。さらにドライブ手段５７では、
前記正弦波出力Ｖｏを増幅することによりドライブ信号
ＳＤの生成を行なう。
波数を振動子５１の駆動周波数まで分周する能力を有す
るものであり、上記図２に示す第１の分周回路２１によ
り構成することが可能である。また前記ドライブ手段５
７には、上記図１に示す正弦波発生回路を用いることが
でき、ＶＣＯ５５から出力される基準信号Ｖｓから正弦
波出力Ｖｏを生成する。さらにドライブ手段５７では、
前記正弦波出力Ｖｏを増幅することによりドライブ信号
ＳＤの生成を行なう。
【００６７】よって、この角速度センサでは、分周器５
６をＰＬＬの構成要素として使用するだけでなく、振動
子５１に正弦波出力Ｖｏを与えるためのドライブ手段５
７を構成する一要素として使用することができる。
６をＰＬＬの構成要素として使用するだけでなく、振動
子５１に正弦波出力Ｖｏを与えるためのドライブ手段５
７を構成する一要素として使用することができる。
【００６８】そして、このような正弦波発生回路を用い
ることにより、精度の高いドライブ信号ＳＤを生成する
ことができ、出力信号Ｓｃ，Ｓｄ間に生じる位相差に相
当する時間幅を確実に検出することができるようにな
る。そして、位相差に相当する時間を積分平滑すること
により、精度の高い角速度出力を得ることができる。
ることにより、精度の高いドライブ信号ＳＤを生成する
ことができ、出力信号Ｓｃ，Ｓｄ間に生じる位相差に相
当する時間幅を確実に検出することができるようにな
る。そして、位相差に相当する時間を積分平滑すること
により、精度の高い角速度出力を得ることができる。
【００６９】なお、上記においては正弦波を生成する実
施形態を示したが、制御信号生成手段の制御信号を様々
に組み合せることにより、その他の波形（例えば三角
波、台形波など）を生成することも可能である。
施形態を示したが、制御信号生成手段の制御信号を様々
に組み合せることにより、その他の波形（例えば三角
波、台形波など）を生成することも可能である。
【００７０】さらに、前記制御信号生成手段をマイコン
制御で構成してもよい。この場合、ソフトウエアによ
り、任意に各制御信号を生成することが可能である。
制御で構成してもよい。この場合、ソフトウエアによ
り、任意に各制御信号を生成することが可能である。
【００７１】
【発明の効果】以上詳述した本発明によれば、位相遅れ
の無い精度の高い正弦波を生成することができる。
の無い精度の高い正弦波を生成することができる。
【００７２】また、正弦波の切り換えのタイミングの前
後に一定の休止期間を設けることが可能となるため、正
弦波出力に高調波成分からなるノイズが含まれることを
防止することができる。
後に一定の休止期間を設けることが可能となるため、正
弦波出力に高調波成分からなるノイズが含まれることを
防止することができる。
【００７３】さらに角速度センサに上記正弦波発生回路
を使用することにより、振動子を高い精度で駆動するこ
とができる。よって、精度の高い角速度を得ることが可
能となる。
を使用することにより、振動子を高い精度で駆動するこ
とができる。よって、精度の高い角速度を得ることが可
能となる。
【図１】本発明における正弦波発生回路を示す回路構成
図、
図、
【図２】制御信号生成手段の実施の形態を示す回路構成
図、
図、
【図３】各信号と正弦波出力信号とのタイミングチャー
ト図、
ト図、
【図４】正弦波発生回路の実施形態として、角速度セン
サ用の振動子の駆動装置の構成を示すブロック図、
サ用の振動子の駆動装置の構成を示すブロック図、
【図５】従来の正弦波発生回路を示す回路構成図、
【図６】従来の他の正弦波発生回路における正弦波の生
成方法の概念を示す図、
成方法の概念を示す図、
１ 放電部 ２ 充電部 ３ 温度補正手段 ４ クランプ手段 ５ バッファ手段 １１，１２，１３ カレントミラー回路 ２０ 制御信号生成手段 ２１ 第１の分周回路 ２２ 第２の分周回路 ２３ 休止期間生成回路 ２４ 論理回路 ５０ 駆動制御部 ５１ 振動子 ５２ 二値化手段 ５３ 位相検出部 ５４ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ５５ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ５６ 分周器 ５７ ドライブ手段 Ｃ コンデンサ Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ 制御信号 Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４ 定電流 ＩC 充電電流 ＩD 放電電流 ＶCC 電源電圧 Ｖmin 下限電圧源 Ｖmax 上限電圧源 Ｖｓ 基準信号 Ｖｏ 正弦波出力
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高井 大輔 東京都大田区雪谷大塚町１番７号 アルプ ス電気株式会社内 (72)発明者 鈴木 裕久 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三 洋電機株式会社内 (72)発明者 西村 正明 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三 洋電機株式会社内 Ｆターム(参考） 2F105 BB03 CC04 CD02 CD06 CD11
Claims (8)
- 【請求項１】 充放電を行うコンデンサと、前記コンデ
ンサに所定の充電電流を与える充電部と、前記コンデン
サから放電電流を放出させる放電部とからなり、前記コ
ンデンサの電位を可変して出力信号を生成する正弦波発
生回路において、 前記充電部には充電電流の大きさを調整する充電電流調
整部が設けられ、前記放電部には放電電流の大きさを調
整する放電電流調整部が設けられており、前記コンデン
サの電位が正弦波状に変位するように、前記充電電流調
整部および放電電流調整部に複数の制御信号を与える制
御信号生成手段が設けられていることを特徴とする正弦
波発生回路。 - 【請求項２】 前記制御信号生成手段が、基準信号を分
周する少なくとも１以上の分周回路と、前記複数の制御
信号が切り換わらないように前記分周回路の出力信号を
一定期間休止させる休止期間生成回路と、前記分周回路
および休止期間生成回路から出力される信号から前記複
数の制御信号を所定のタイミングで生成する論理回路
と、から構成される請求項１記載の正弦波発生回路。 - 【請求項３】 前記充電電流調整部および放電電流調整
部が、定電流回路に流れる電流の大きさを調整する複数
の抵抗と、この抵抗の接続の切り換えを行なう切換え手
段とからなり、前記切換え手段が前記制御信号生成手段
によって切り換えられる請求項１又は２に記載の正弦波
発生回路。 - 【請求項４】 前記抵抗とコンデンサの容量との積から
なる時定数により、コンデンサの電位の勾配が決定され
る請求項１ないし３のいずれかに記載の正弦波発生回
路。 - 【請求項５】 前記充電部および放電部がカレントミラ
ー回路で構成される請求項１ないし４のいずれかに記載
の正弦波発生回路。 - 【請求項６】 少なくとも正弦波出力の正方向又は負方
向の極値を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路
が設けられている請求項１ないし５のいずれかに記載の
正弦波発生回路。 - 【請求項７】 温度変化に応じて、前記充電電流および
放電電流の大きさを調整する温度補正手段が設けられて
いる請求項１ないし６のいずれかに記載の正弦波発生回
路。 - 【請求項８】 角速度が与えられたときに互いに位相の
異なる出力信号を出力する振動子と、前記出力信号の振
幅極性に応じ前記両出力信号を二値信号に変換する二値
化手段と、前記両二値信号間の位相差を比較して差信号
に対応するパルス信号を出力する位相差検出部と、前記
パルス信号から制御電圧を生成するローパスフィルタ
と、前記制御電圧に応じた周波数で発振する電圧制御発
振器と、この電圧制御発振器から出力された基準信号を
分周して所定周波数の分周信号を生成する分周手段と、
前記分周信号から前記振動子の駆動信号を生成するドラ
イブ手段と、からなる振動子の駆動装置において、前記
分周手段およびドライブ手段として、請求項１ないし７
記載のいずれかに記載の正弦波発生回路を用いた振動子
の駆動装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000293252A JP4889849B2 (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | 正弦波発生回路 |
| EP01122942A EP1193856A3 (en) | 2000-09-27 | 2001-09-25 | Sinusoidal signal generating circuit providing small phase difference with respect to reference signal and apparatus for driving oscillating element with circuit |
| US09/966,573 US6483356B2 (en) | 2000-09-27 | 2001-09-26 | Sinusoidal signal generating circuit providing small phase difference with respect to reference signal and apparatus for driving oscillating element with circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000293252A JP4889849B2 (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | 正弦波発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002111388A true JP2002111388A (ja) | 2002-04-12 |
| JP4889849B2 JP4889849B2 (ja) | 2012-03-07 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000293252A Expired - Fee Related JP4889849B2 (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | 正弦波発生回路 |
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|---|---|
| US (1) | US6483356B2 (ja) |
| EP (1) | EP1193856A3 (ja) |
| JP (1) | JP4889849B2 (ja) |
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| WO2018074230A1 (ja) * | 2016-10-18 | 2018-04-26 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | チップモジュールおよびその信号処理方法、並びに、電子機器 |
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