JP2004336152A - 正弦波発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】正弦波発生回路において、正弦波の１周期内の電圧変化数を増やして高精細な擬似正弦波を生成すると回路規模が増大し、複雑化する。
【解決手段】入力されるクロック信号ＣＬＫに基準として複数のパルス信号を発生させるパルス発生回路２と、複数のパルス信号に基づいて出力の電圧レベルをステップ状に変化させる電圧出力回路３と、を有している。電圧出力回路３は、複数のパルス信号Ｓ１〜Ｓｎ内のビット情報の組み合わせに応じて異なる複数の係数（ａ１，−ａ１，ａ２，０，−ａ２，…）を生成し、生成した複数の係数をさらに組み合わせたときに得られる係数列に応じて、当該電圧出力回路３の出力ｖｏｕｔを変化させる。電圧出力回路に設けられている複数の係数生成回路に、１つの係数を中心に正側の係数と負側の係数が対称となる３値以上の奇数値を生成する奇数生成回路ＳＷ２，…を含む。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力されるクロック信号に同期して出力の電圧レベルをステップ状に変化させ、擬似正弦波を生成する正弦波発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
正弦波信号の発生は、種々のアナログ信号処理において非常に重要な機能である。用途や要求される精度によって多種多様な実現手段が存在する。正弦波信号の発生回路に要求性能は、基準となるディジタルのクロック信号に同期した、高精度な正弦波波形を生成することである。高精度な波形とは、クロックに対し正確な位相、低い高調波成分、正確な信号振幅を有することである。
【０００３】
正弦波発生回路の構成としては、従来、タイミングを制御する２値パルス信号を生成し、これにより出力アンプの入力抵抗を変えて擬似正弦波を発生させる、いわゆるＤ／Ａ変換タイプの正弦波回路が知られている（たとえば、特許文献１，２参照）。
特許文献１では、抵抗ストリングの各ノードにスイッチを接続させ、そのスイッチのオン／オフのタイミングを制御している。このタイミングを制御する２値信号を生成する回路が、入力したクロック信号をカウントして１／２ずつ順次分周して出力するカウンタと、分周信号同士の論理演算によって、１クロックパルスずつ順次シフトした孤立パルス信号を生成する回路とを有している。
特許文献２では、定電流源と接地電位との間に並列接続された複数の抵抗と、各抵抗に直列接続されたスイッチとを有し、このスイッチのオン／オフのタイミングを制御している。このタイミングを制御する２値信号を生成する回路も、基本的には、上記特許文献１の場合と同様であり、分周回路とＮ進リングカウンタとを有する構成となっている。
【特許文献１】
特開平５−１８３３４１号公報（第１図）
【特許文献２】
特開平１０−２０９７５７号公報（第１図）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような構成の従来の正弦波発生回路では、正弦波を細かくサンプリングしたような高精細な擬似正弦波を生成しようとした場合、正弦波のサンプリング数に応じて分周回路の分周数やカウンタの規模が増大し、或いは、孤立パルス信号を生成する論理演算回路が複雑化するという課題を抱えている。この課題は、従来の正弦波発生回路が、擬似正弦波の電圧値を決める係数（抵抗値）を生成するための制御信号を、全て２値のパルス信号としてディジタル信号処理により生成することに起因する。
【０００５】
本発明の目的は、回路構成が簡単にでき、しかも、正弦波の１周期内の電圧変化数を増やして高精細な擬似正弦波を生成しても回路規模が余り増大せず、複雑化もしない構成の正弦波発生回路を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る正弦波発生回路は、入力されるクロック信号を基準として複数のパルス信号を発生させるパルス発生回路と、このパルス発生回路から出力される複数のパルス信号に基づいて出力の電圧レベルをステップ状に変化させる電圧出力回路と、を有している。電圧出力回路は、上記複数のパルス信号内のビット情報の組み合わせに応じて異なる複数の係数を生成し、生成した複数の係数をさらに組み合わせたときに得られる係数列に応じて、当該電圧出力回路の出力を変化させる。また、この電圧出力回路には、複数の係数をそれぞれ生成する複数の係数生成回路が設けられている。本発明では、この複数の係数生成回路が、１つの係数を中心に正側の係数と負側の係数が対称となる３値以上の奇数値を生成する奇数生成回路を含んでいる。
望ましくは、係数生成回路の個数がｎ（ｎは２以上の自然数）のとき、当該ｎ個の前記係数生成回路に少なくとも（ｎ−１）個の３値生成回路を含んでいる。
【０００７】
このように構成される正弦波発生回路においては、パルス発生回路にクロック信号が入力されると、これを基準として複数のパルス信号が生成される。このパルス信号は、電圧出力回路内に設けられ、それぞれ複数の係数を生成する複数の係数生成回路に用いられるものであり、そのパルス信号の電圧レベルの組み合わせが、係数生成回路が生成する係数の数に応じた数となる。このため、例えば２値生成の場合、最大で２つのパルス信号が必要で、例えば３値生成の場合、最大で３つのパルス信号が必要である。２値生成回路や３値生成回路、さらに他の３値生成回路が複数ある場合、パルス発生回路から出力される複数のパルス信号は、異なる係数生成回路に共通に用いられる。
この複数のパルス信号のビット情報の組み合わせに応じて生成された複数の係数は、さらに組み合わされることによって漸増または漸減する係数列になる。これにより電圧値がステップ状に変化する擬似正弦波が、当該電圧出力回路から出力される。係数生成回路数をｎとすると、生成された擬似正弦波の半周期の電圧変化数は例えば（ｎ±１）となる。用いるパルス信号が少なくても、係数生成回路数ｎを増やせば、係数列の細かさ、ひいては擬似正弦波の１周期内の電圧変化点数が増大する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る正弦波発生回路の実施の形態を、図面を参照して説明する。
【０００９】
［第１の実施の形態］
図１に、第１の実施の形態に係る正弦波発生回路の一構成例を示す。
この正弦波発生回路１は、複数のパルス信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，…Ｓｎを発生させるパルス発生回路２と、この複数のパルス信号内のビット情報の組み合わせに応じて異なる複数の係数を生成し、生成した複数の係数をさらに組み合わせたときに得られる係数列に応じて、出力ｖｏｕｔの電圧レベルをステップ状に変化させる電圧出力回路３と、を有する。
【００１０】
本発明における電圧出力回路は、ｎ回路の係数生成回路を有し、そのｎ個の係数生成回路の中に３値以上の奇数値を生成する奇数生成回路を（ｎ−１）個有する。ここで、奇数値は、５値、７値、…であっても良いが、これらは３値生成回路（あるいは、３値生成回路と２値生成回路の組み合わせ）によって構成できる。
以下の実施の形態の説明では、奇数生成回路が、その基本である３値生成回路であるとして説明する。また、各係数生成回路が、複数の係数を切り替える切換回路であることを前提としている。なお、係数生成回路の他の構成としては、パルス信号を通すことによって係数を加重する構成でも良い。この構成は、後述の他の実施の形態で述べる。
【００１１】
ここでｎが２以上の時、１つの切換回路が２値もしくは３値を出力し、残りの（ｎ−１）の切換回路が３値を出力する。
図１に示す構成例における電圧出力回路３は、１つの２値の第１の切換回路ＳＷ１と、（ｎ−１）個の３値の第２の切換回路ＳＷ２，ＳＷ３，…，ＳＷｎと、これらの出力ｖ１〜ｖｎを加算する加算器４とを有する。２値を選択する第１の切換回路ＳＷ１が本発明の“２値生成回路”の一実施の形態を構成し、３値を選択する第２〜第ｎの切換回路ＳＷ２，ＳＷ３，…，ＳＷｎが本発明の“３値生成回路”の一実施の形態を構成する。
第１の切換回路ＳＷ１はａ１、−ａ１の２値を切り替えて出力ｖ１を生成する。他の（ｎ−１）個の切換回路ＳＷｉ（ｉ＝２，３，…，ｎ）は、ａｉ、０、−ａｉの３値を切り替えて出力ｖｉを生成する。各切換回路ＳＷ１〜ＳＷｎは、パルス信号Ｓ１〜Ｓｎを生成するパルス発生回路２により制御される。パルス発生回路２は、求める擬似正弦波の周波数ｆｓｉｎの２ｍ倍の周波数を有するクロック信号ＣＬＫを基準に、パルス信号Ｓ１〜Ｓｎを発生させ、各切換回路に供給する。
【００１２】
図２（Ａ）〜図２（Ｃ）に、最も簡単な例としてｎ＝２の場合の正弦波発生回路の波形を示す。図２（Ｂ）は２値を切り換える第１の切換回路ＳＷ１の出力ｖ１の波形図、図２（Ｃ）は３値を切り換える第２の切換回路ＳＷ２の出力ｖ２の波形図である。
第１の切換回路ＳＷ１は、図２（Ｂ）に示すように、「ａ１」と「−ａ１」の２値の矩形波を出力する。第２の切換回路ＳＷ２は、図２（Ｃ）に示すように、１周期中に１／４周期の間隔をおいた２度の１／４周期の期間に「０」を出力し、その間の１／４周期の一方で「ａ２」を出力し、他の１／４周期に「−ａ２」を出力する。その結果、加算器４の出力ｖｏｕｔは、図２（Ａ）のような４値を有する階段波となる。
【００１３】
つぎに、より正弦波に近い信号を生成するには、係数ａ１、ａ２の値を幾つにすればよいかを検討する。より正弦波に近い信号とは、当然のことであるが、サンプリング理論によって正弦波をサンプリングしたものである。図２（Ａ）では、加算器４から出力された階段波が１次ホールドによる正弦波Ｓｉｎωｔのサンプリング結果となっている場合を示している。ここでは、このために係数ａ１、ａ２の値がどのような相対的な大きさを有すればよいか求める。
図２（Ａ）に示す例では、１周期に対して８点のサンプリングが成されたと考えることが出来る。最大値の時間ｔｙに対してサンプリング点が対称となるため、即ちｔｙの時間軸からの距離が同じサンプリング点の対が同じ値を持つために、サンプリング点は正弦波の基準時間ｔｘに対して１／１６周期ずれている。最大値の時間ｔｙに対してサンプリング点が対称となることは正弦波形状にとっては当然であるが、これにより矩形波の加算による擬似正弦波が容易に生成できる。ここでは時間ｔ０とｔ３、時間ｔ１とｔ２、時間ｔ４とｔ７、時間ｔ５とｔ６は、それぞれ同じ値（電圧レベル）を有する。
以上より、より正弦波に近いサンプリング点生成のためには、ａ１はＳｉｎ（π／８）≒０．３８３であり、ａ１＋ａ２はＳｉｎ（３π／８）≒０．９２４であり、ａ１≒０．３８３、ａ２≒０．５４１ということになる。
【００１４】
図３（Ａ）〜図３（Ｄ）に、３値の切換回路を１つ増やしてｎ＝３とした場合の正弦波発生回路の波形を示す。図３（Ｂ）は２値を切り換える第１の切換回路ＳＷ１の出力ｖ１の波形図、図３（Ｃ）と図３（Ｄ）は３値を切り換える第２の切換回路ＳＷ２，ＳＷ３の出力ｖ２とｖ３の各波形図である。
第１の切換回路ＳＷ１は、図３（Ｂ）に示すように、「ａ１」と「−ａ１」の２値の矩形波を出力する。第２の切換回路ＳＷ２は、図３（Ｃ）に示すように、１周期中に１／３周期の間隔をおいた２度の１／６周期の期間に「０」を出力し、その間の１／３周期の一方で「ａ２」を出力し、他の１／３周期に「−ａ２」を出力する。切換回路ＳＷ３は、図３（Ｄ）に示すように、１周期中に１／６周期の間隔をおいた２度の１／３周期の期間に「０」を出力し、その間の１／６周期の一方で「ａ２」を出力し、他の１／６周期に「−ａ２」を出力する。その結果、加算器４の出力ｖｏｕｔは、図３（Ａ）のような４値を有する階段波となる。
【００１５】
ｎ＝４以上の場合も、同様にして３値切換回路の制御タイミングが類推できる。
これを一般化すると、「切換回路の個数がｎの場合、３値切換回路ＳＷｋ（ｋ＝２〜ｎ）は、各周期で、１／｛ｎ（ｋ−１）｝周期の間隔をおいた２度の１／｛２ｎ（ｋ−１）｝周期の期間に「０」を出力し、それらの間の２つの１／｛ｎ（ｋ−１）｝周期の一方で「ａｋ」を出力し、他方で「−ａｋ」を出力する」となる。
なお、全ての矩形波は同じ周期を有し、同位相である。
【００１６】
このような矩形波の生成を制御するパルス信号Ｓ１〜Ｓｎは、矩形波と同じ２値または３値のパルスでも良いが、一般には、そのような多値パルスの生成は煩わしい。そこで、より望ましくは、３値の切換回路ＳＷ２〜ＳＷｎを２入力制御の構成として、２つの２値パルスにより制御する。即ち、第１のパルス信号ＳｉＡ（ｉ＝２〜ｎ）により「ａｉ」と「−ａｉ」を切り換えるようにして、第２のパルス信号ＳｉＢがアクティブとなったときはスイッチを強制的に「０」に入れ、非アクティブのときは「ドントケア」として第１のパルス信号によるスイッチングを規制しないように、３値切換回路を構成させる。
【００１７】
このようにすると、例えば図３（Ｂ）〜図３（Ｄ）のようなスイッチング動作を、図４（Ａ）〜４（Ｃ）に示す３種類の２値パルス信号で制御できる。
図４（Ａ）に示す１／２周期で切り替わるパルス信号を、２値の切換回路ＳＷ１を駆動する信号Ｓ１、および、３値切換回路ＳＷｉを駆動する第１のパルス信号ＳｉＡとして、全ての切換回路に供給する。同時に、図３（Ｃ），図３（Ｄ）に示すタイミングでスイッチングする３値の切換回路ＳＷ２，ＳＷ３に対し、それぞれ図４（Ｂ），図４（Ｃ）に示すように、当該切換回路が「０」にスイッチングするときのみ「Ｈ」となり、その他の期間では「ドントケア」となる第２のパルス信号ＳｉＢを供給する。
これにより、パルス発生回路２を、簡単な分周とシフトの機能を有するロジック回路から構成できる。
【００１８】
つぎに、出力信号ｖｏｕｔの性質について考える。
仮に出力信号ｖｏｕｔが図５に示すような波形のように、正弦波を８倍の周波数のパルスによりサンプリングしたものであれば、そのスペクトラムは図６（Ａ）に示すようなものとなる。基本周波数ｆ、サンプリング周波数ｆｓ（＝８ｆ）の基本波及びその高調波からｆ離れたところにスペクトルが立つ。図６（Ａ）では７ｆと９ｆにスペクトルが立っている。矩形波には偶数次高調波（２次，４次，…）が無いが、奇数次（３次，５次，…）に強い高調波を持つのに対し、この信号は３次、５次が完全になく、７次と９次に高調波を持っている。高調波の強度は完全なサンプリングであれば、図６（Ａ）に示すように基本波の強度と同じとなる。
ところが、実際の出力信号ｖｏｕｔは完全なサンプリングによる波形ではなく、それを一次ホールドした階段波である。その時の高調波成分は、よく知られているアパーチャ効果による減衰（Ｓｉｎｘ／ｘ）が加わり、図６（Ｂ）に示すようなスペクトルとなる。７次は約１７ｄＢ減衰し、９次は約１９ｄＢ減衰する。７次や９次は基本波からかなり離れているので簡単なローパスフィルタでかなり減衰させることができる。従って容易に１％程度の高調波歪み率の正弦波を生成することができる。
【００１９】
つぎに、切換回路数ｎ＝４の場合を考えてみる。
この場合に出力信号ｖｏｕｔは８値のレベルを有する階段波となり、１６倍の周波数によりサンプリングされた信号と等価になる。したがって切換回路数ｎ＝２の例からの類推により、そのスペクトラムは容易に求まる。
図７に、そのスペクトルを示す。高調波は１５次と１７次に表れ、その大きさは基本波に対し各々−２３．６ｄＢ、−２４．７ｄＢの大きさとなる。高調波の大きさは約半分となり、かつ周波数が約２倍となる。したがって簡単なローパスフィルタでも、より一層減衰することから、０．１％程度の高調波歪みは極めて容易に達成することできる。
同様に切換回路数ｎ＝８の場合に得られる１６値のレベルを有する出力信号ｖｏｕｔは、３２倍の周波数でサンプリングされた信号と等価になり、高調波は３１次と３３次に表れる。したがって、その高調波の抑制がより容易になり、高調波歪み率が０．０１％あるいはそれ以下の擬似正弦波が生成できる。
【００２０】
本実施の形態において、サンプリング点の取り方は図２（Ａ）および図３（Ａ）に限定されない。以下、サンプリングの他の態様について、最も簡単な４値出力の場合を例に説明する。
まず、前記したように第１の切換回路ＳＷ１は２値切換型に限らず、３値切換型とすることができる。その違いに関し、図２（Ａ）が示す正弦波のサンプリングにおいて、ゼロをサンプリングするかどうかで、第１の切換回路ＳＷ１を２値切換型とするか３値切換型とするかが決められる。正弦波のサンプリングである以上、サンプリングされた値が正負対称でなければならない。また、最大値となるサンプリング点を除き、同じサンプリング値が１周期の中で２度用いられなければならない。このことは図２（Ａ）において、サンプリング点が次の条件を満たす必要があることを意味する。第１に、ｘ軸（ｙ＝０）を対称軸として、出力値（等価サンプリング値）は対称でなければならない。第２に、最大値の時間（図２（Ａ）に示すｔｙ）を対称軸としてサンプリング時間が対称でなければならない。
【００２１】
以上の性質から、少なくとも（ｎ−１）個の切換回路による正弦波のサンプリング条件を考える。
図８〜図１０に、本実施の形態で取りうるサンプリング点の態様を模式的に示す。図８，図９および図１０は、半周期で取りうるサンプリング点が異なり、それぞれ３（＝２ｎ−１）点、４（＝２ｎ）点および５（＝２ｎ＋１）点の場合である。また、図８〜図１０に示すサンプリング点の取り方を適用した場合に、２つの切換回路から出力される矩形波を、サンプリング点を元に描くと、図１１〜図１３のようになる。
【００２２】
まずサンプリングは、半周期について最少３点でなければならない。２点のサンプリングは矩形波そのものであり意味がない。図８に示すように、３点のサンプリングでは２つのサンプリングの選択肢がある。サンプリング３Ａ（白丸）はａ、０、−ａを出力すればよいので、３値出力の切換回路１つのみで実現可能である。一方、サンプリング３Ｂ（黒丸）を選ぶと、０を含まない４値を必要とするので、図１１（Ｂ）および図１１（Ｃ）に示すように、２値出力の切換回路と３値出力の切換回路の２つを必要とする。なお、図１１（Ａ）に示す半周期区間は半開区間なので、最大値と最大値の一方は隣の半周期区間に属するため、このサンプリング３Ｂの場合も半周期のサンプリング点は３点である。
サンプリング周波数はどちらの方法でも６倍の周波数である。サンプリング３Ａと３Ｂを、用いる切換回路数の少なさで比較するとサンプリング３Ａが優れており、サンプリング３Ｂを選ぶ理由は積極的には無い。ところが、ｎ＝２の場合に３出力の切換回路１つだけしか使用しないというのは現実的でなく、もう１つの切換回路を３出力とする選択肢がある。これが、図１０および図１３に示すサンプリング数５点の場合（サンプリング５）である。
以上のサンプリング数が３点と５点の場合は、その数が２のべき乗とならない。
【００２３】
つぎに、サンプリング数が２のべき乗である半周期４点サンプリングを考える。
４点サンプリングにも図９に示すように２つの選択肢がある。サンプリング４Ａ（白丸）は、ゼロクロス及び最大値または最小値を等価サンプリング点として選んでおらず、サンプリング４Ｂ（黒丸）は選んでいる。その結果、サンプリング４Ａでは、０を含まない４値を出力する。これは、前述した図２の場合そのものであり、図２（Ｂ）および図２（３）に示すように、２値出力の切換回路と、３値出力の切換回路の２つの切換回路により実現することが出来る。他方、サンプリング４Ｂは０を含む５値出力を必要とする。この場合も、そのうち最大値または最小値の何れか一方が隣の半周期に属するため半周期４点サンプリングとなる。そのためには、図１２（Ｂ）および図１２（Ｃ）に示すように、２つの３値出力の切換回路が必要である。このサンプリング４Ｂは、同じように２つの３値出力の切換回路を用いるサンプリング５に比べサンプリング効率が悪く、これを選ぶ理由は積極的には無い。
【００２４】
以上より拡張して類推し、生成正弦波の１周期において２ｍ点の等価サンプリング動作をする場合の一般解を考える。
ｍが２のべき乗の場合、サンプリングは０と最大値または最小値を含まないサンプリングポイントを選ぶ第１の選択肢（サンプリング４Ａを含むグループ）と、０と最大値または最小値とを含む第２の選択肢（サンプリング４Ｂを含むグループ）があり、第１の選択肢は、第１の切換回路のみ２値出力ですみ、第２の選択肢はすべての切換手段に３値出力が必要とされる。サンプリング周波数（＝２ｍｆ）は、切換回路数をｎとすると４ｎｆ、即ちｍ＝２ｎである。一般的には第１の選択肢が実現手段として優れている。
【００２５】
ｍが２のべき乗でない場合、即ち公約数に奇数を含む場合、サンプリングは０を含み、最大値および最小値を含まないサンプリングポイントを選ぶ第１の選択肢（サンプリング５を含むグループ）と、０を含まず最大値または最小値を含むサンプリングポイントを選ぶ第２の選択肢（サンプリング３Ｂを含むグループ）がある。第１の選択肢は、全て３値出力の切換回路が必要である。第２の選択肢では、第１の切換回路のみ２値出力で、他の切換回路が全て３値出力となる。従って半周期のサンプル数ｍと切換回路数ｎとの関係は、第１の選択肢の場合ｍ＝２ｎ＋１、第２の選択肢の場合ｍ＝２ｎ−１となる。やはり一般的には第１の選択肢が実現手段として優れている。
【００２６】
図１に示す正弦波発生回路１によれば、３値以上の奇数値（例えば３値）の切換回路をｎ個、或いは、奇数値の切換回路（ｎ−１）個と２値の切換回路１個とを電圧発生回路３内に有することから、半周期で最大（２ｎ＋１）個、最低でも２ｎ個の係数を生成し、これに応じて電圧レベルが変化する擬似正弦波を生成できるため、細度が高い擬似正弦波を効率よく生成できる。また、奇数値の切換回路を用いるため、正の電圧レベルを決める係数と負の電圧レベルを係数が対照に生成でき、位相ずれも起こしにくい。その制御のためのパルス信号はクロック信号に対し簡単な分周とシフトを施して生成した２値パルスで済み、しかも、係数生成の効率が高いこととの関係で、同じ細度の擬似正弦波を生成するためのパルス信号数も少なくて済むことから、パルス発生回路２の負担が小さい。
このように、正弦波発生回路に奇数値の切換回路を用いることは種々の利点をもたらす。
【００２７】
つぎに、図１に示す正弦波発生回路が極めてシンプルな回路によって実現可能なことを示す。正確なａ、０、−ａの３値を表現する最も適した方法は、切換回路に電流スイッチを使うことである。
図１４に、電流スイッチ回路（切換回路）の第１の構成例を示す。
電源電圧Ｖｃｃの供給線と接地電位ＧＮＤの供給線との間にトランジスタＱ２と一定電流Ｉａｉを流す定電流源とが直列接続されている。トランジスタＱ２と定電流源との接続中点と正の出力端子Ｉｏｐとの間にトランジスタＱ１とＱ３が直列接続され、さらに、このトランジスタＱ１とＱ３との接続中点と負の出力端子Ｉｏｎとの間にトランジスタＱ４が接続されている。トランジスタＱ３とＱ４のベース間に、前記パルス信号Ｓ２〜Ｓｎの何れかのビット情報として電圧Ｖｓｐが印加され、トランジスタＱ１とＱ２のベース間に他のビット情報として電圧Ｖｓｏが印加される。
【００２８】
このような構成の電流スイッチ回路においては、電流Ｉａｉを流す定電流源にトランジスタＱ１とＱ２及びＱ３、Ｑ４の２組の電流スイッチが縦積みにされて、正の出力端子Ｉｏｐと負の出力端子Ｉｏｎへの電流を制御している。
トランジスタＱ１とＱ２からなる第１の電流スイッチは、電流Ｉａｉを正または負の出力端子に電流を流すか否かを電圧Ｖｓｏによって制御する。このときトランジスタＱ１がオンする場合は、電流Ｉａｉが正または負の出力端子ＩｏｐまたはＩｏｎに出力され、トランジスタＱ２がオンする場合は、何れの出力端子に電流供給が行われないため「０」出力となる。
一方、トランジスタＱ３とＱ４からなる第２の電流スイッチは、正または負の出力端子のどちらに電流を流すかを電圧Ｖｏｐによって制御している。このときトランジスタＱ３がオンする場合は、電流Ｉａｉが正の出力端子Ｉｏｐに出力されて「ａ」出力側への切換がなされ、トランジスタＱ４がオンする場合は、電流Ｉａｉが負の出力端子Ｉｏｎに出力されて「−ａ」側への切換となる。
この回路は、出力端子に流れる一定電流Ｉａｉに加重される係数「ａ」または「−ａ」の経路の選択、および、当該電流を流さないことによる「０」の切換動作を電流スイッチによって行うことにより、シンプルで正確な３値出力の切換回路を実現することが出来る。
【００２９】
図１５に、電流スイッチ回路の第２の構成例を示す。また、この回路の制御信号の波形図を図１６に示す。
この回路において、トランジスタＱ３とＱ４の共通エミッタを直接、電流Ｉａｉを流す定電流源に接続させ、その接続中点と電源電圧Ｖｃｃの供給線との間に１つのトランジスタＱ１を接続させている。電流Ｉａｉの電流路の切換はトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３のベース電圧Ｖｓｇ、Ｖｓ＋、Ｖｓ−によってなされる。これら３つの電圧の一つのみを「Ｈ」とすることにより電流路を決める。この回路の特長は、縦積みのトランジスタ数が少ないために低電圧動作に適している。
電圧Ｖｓｇ、Ｖｓ＋、Ｖｓ−を通常の２値の論理で制御しようとすると前段のパルス発生回路が、図１４に示す第１の構成の場合に比べて複雑化するが、電圧Ｖｓｇ、Ｖｓ＋、Ｖｓ−のレベルをシフトすることにより前段のパルス発生回路を簡単にすることが出来る。すなわち、図１６に示すように、電圧Ｖｓｇの「Ｈ」レベルを電圧Ｖｓ＋、Ｖｓ−よりも高く取れば、Ｖｓｇが「Ｈ」の時にはＶｓｇが優先され、Ｖｓ＋、Ｖｓ−を「Ｌ」にしておく必要がない。
【００３０】
図１７は、第２の構成の電流スイッチ回路を切換回路に用いた正弦波発生回路の、より詳細な構成例を示す回路図である。この正弦波発生回路は、切換回路数ｎ＝４の場合を例示する。
第１の切換回路ＳＷ１は、図１６においてトランジスタＱ１を省略し２値出力型として構成され、第２〜第４の切換回路ＳＷ２〜ＳＷ４が３値出力型として構成されている。４つの切換回路ＳＷ１〜ＳＷ４に同一の電流Ｉｏが供給され、３値切換回路ＳＷ２〜ＳＷ４に電源電圧Ｖｃｃが供給されている。全ての切換回路において、トランジスタＱ３は共通の信号Ｖｓ＋により制御され、トランジスタＱ４は共通のパルス信号Ｖｓ−により制御される。また、第２〜第４の切換回路のトランジスタは共通のパルス信号Ｖｓｇにより制御される。これらのパルス信号Ｖｓ＋、Ｖｓ−およびＶｓｇは、パルス発生回路２により生成される。
【００３１】
全ての切換回路の出力値「ａｉ」および「−ａｉ」は、それらの正および負の出力端子に接続された抵抗ラダー回路５の抵抗値により設定されている。正の各出力端子が抵抗を介して電源電圧Ｖｃｃの供給線に接続され、且つ、隣接する正の出力端子と抵抗を介して接続されている。この抵抗の接続関係は、負の出力端子に対しても同様になされている。第２の切換回路ＳＷ２の正の出力端子から擬似正弦波の正の電圧ｖｏｕｔ＋が出力され、第２の切換回路ＳＷ２の負の出力端子から擬似正弦波の負の電圧ｖｏｕｔ−が出力される。この出力電圧ｖｏｕｔ＋とｖｏｕｔ−から構成される擬似正弦波は、たとえば１６値を有している。先に、２つの切換回路の４値出力の場合で説明したように、サンプリング理論に基づいて、より正弦波に近い擬似正弦波が出力されるように、抵抗ラダー回路５の各抵抗値が設定されている。
なお、この抵抗ラダー回路５および上記第１〜第４の切換回路ＳＷ１〜ＳＷ４は、本発明の“係数発生回路”および“電圧出力回路”の実施の形態を構成する。
【００３２】
電圧出力回路１の出力段に、２次のローパスフィルタ６が接続されている。このローパスフィルタ６は、擬似正弦波の正側と負側それぞれにオペアンプ７Ａと、当該オペアンプの反転入力端子に直列接続されている抵抗Ｒ１と、当該オペアンプの出力と反転入力端子間に接続されているフィードバック容量Ｃ１と、当該オペアンプの出力と擬似正弦波の入力端子との間に接続されているフィードバンク抵抗Ｒ２とを有する。擬似正弦波の正側と負側の入力端子間にカットオフ容量Ｃ２が接続され、各オペアンプの非反転入力に電圧Ｖｃｃ／２が供給されている。
このような構成のローパスフィルタ６の２つのオペアンプ出力間から、各抵抗値や容量値に応じたフィルタ特性により高調波成分が除去された擬似正弦波が出力される。
【００３３】
この正弦波発生回路に期待される歪み率を考える。
抵抗ラダーの出力での１５次、及び１７次高調波は、図７に示したように各々２３．６ｄＢ、２４．７ｄＢ減衰している。ばらつきを考え、ローパスフィルタ６のローパス特性のカットオフ周波数を出力周波数の１．５倍に取ったとすると、各高調波は更に４０ｄＢ、２１．２ｄＢ減衰し、各々６３．６ｄＢ、６６．９ｄＢ減衰した大きさとなる。したがって、理論上は０．１％の歪み率が得られる。フィルタ特性を３次にすれば理論上は０．０１％の歪み率が得られることになる。
【００３４】
図１７に示す電流スイッチを用いた正弦波発生回路は、一定電流Ｉｏの経路を高速なバイポーラトランジスタによりスイッチングすることから、高精度で高速な正弦波発生用途に適している。この正弦波発生回路は、半周期８値の１６倍サンプリング対応となっており、２次程度の簡単なローパスフィルタにより、０．１％の高調波歪み率は容易に実現可能である。正弦波発生回路を１６値３２倍サンプリング構成にするか、あるいは８値１６倍サンプリングの場合でも３次以上のローパスフィルタを併用すれば０．０１％以下の高調波歪み率も実現可能で、高性能な正弦波発生回路として好適なものである。
【００３５】
なお、上記説明における係数は、相対的なものであり絶対値を意味するものではない。また「ａｉ」、「０」、「−ａｉ」といった切換回路からの出力値もグランドに対する絶対値を意味するものではなく、あくまで任意の電位を基準とした相対的なものである。
【００３６】
［第２の実施の形態］
本実施の形態は、係数生成回路を切換回路以外の構成で実現できることを示すものである。
３値出力電圧は、２値出力のパルスを２つ加算することで実現できる。図１８に、この２値出力加算による３値出力を生成する場合の信号波形図を示す。
まず、図１８（Ａ）に示すデューティ比が５０％の矩形波Ｖｐ（ｔ）を前後に同一時間シフトする。これにより、図１８（Ｂ）と図１８（Ｃ）に示す２つの矩形波Ｖｐ（ｔ−Δｔ）とＶｐ（ｔ−Δｔ）が生成される。この２つの矩形波を加算することにより、図１８（Ｄ）に示すように、出力ｖｏｕｔとして３値出力の矩形波ｖ（ｔ）を生成することが出来る。
【００３７】
図１９に、この方法を適用した正弦波発生回路の一部の構成を示す。
この正弦波発生回路は、図示を省略したパルス発生回路と出力回路（ローパスフィルタ）との間に、２値生成回路１０と３値生成回路１１とからなる係数生成回路が接続されている。２値生成回路１０は、そのパルス信号Ｓ１の入力端子に直列接続されたアンプ１０Ａと、生成すべき係数に応じた値の抵抗１０Ｂとからなる。
一方、３値生成回路１１は、この２値生成回路１０を２つ合わせたような構成を有する。すなわち、直列接続されたアンプ１１Ａと、生成すべき係数に応じた値の抵抗１１Ｂとを、パルス信号Ｓ２ＡとＳ２Ｂの入力端子にそれぞれ接続させている。パルス信号Ｓ２ＡとＳ２Ｂは、２値生成回路１０に供給するパルス信号Ｓ１を前後に所定時間シフトさせた信号であり、これらの信号は不図示のパルス発生回路により生成される。
【００３８】
この正弦波発生回路は、電流に係数を付加するのではなく電圧に係数を付加し、さらに３値生成回路を２つの２値生成回路から構成していることから、係数を付加する対象としてパルス信号をそのまま用いることができる。このため２値のパルス信号を生成する回路の構成が簡略化され、また、係数生成回路の構成自体も簡素であるという利点が得られる。なお、出力電圧ｖｏｕｔを半周期８値、１６値、３２値とさらに細かな電圧レベル数としたければ、２つの２値生成回路からなる３値生成回路１１の並列接続数を増やすことで実現できる。その際、各抵抗値は、出力される擬似正弦波がより正弦波に近くなるように、前述したサンプリング理論に基づいて決定される。
【００３９】
［第３の実施の形態］
本実施の形態は、上記第１および第２の実施の形態の正弦波発生回路を、マスタスレーブ方式のモノリシックフィルタのカットオフ周波数の自動調整に用いる場合を説明する。
以下、背景技術としてモノリシックフィルタのカットオフ周波数の自動調整について述べ、その後、第２の実施の形態の正弦波発生回路を適用した場合を例として、本実施の形態の構成等を説明する。
【００４０】
図２０に、３次の低域通過ＬＣフィルタを示す。
この回路をそのままＩＣ上に実現することは出来ないので、例えばＧｍ（伝達コンダクタンス）回路を使って抵抗やインダクタンスを等価的に実現する手段が用いられる。
図２１にその実施例を示す。この回路は２つのＧｍを使ってインダクタンスを容量によって等価実現することからジャイレータ方式とか、伝達コンダクタンスＧｍと容量Ｃによって構成されることからＧｍ−Ｃフィルタとも呼ばれる。
図２２にＧｍ（伝達コンダクタンス）回路の具体的な構成例を示す。
ソース共通の差動トランジスタ対Ｑ＋，Ｑ−をＧｍ回路として使っている。出力ＯＵＴ＋，ＯＵＴ−の同相電位を決めるために同相帰還回路ＣＭＦＢが備えられている。
【００４１】
フィルタの最も重要な特性の一つにカットオフ周波数がある。Ｇｍ−Ｃフィルタにおいてカットオフ周波数はＧｍとＣの比で決まる。容量Ｃの精度は±５〜３０％程度である。図２２に示したＧｍ回路のＧｍ値も通常±２０％程度のばらつきがあるし、温度依存性も大きい。したがって、単に作りつけのフィルタ回路のカットオフ周波数は精度が極めて悪く、そのままでは用途が極めて限定的である。
【００４２】
それを克服する手段の一つとして、マスタスレーブ方式のカットオフ周波数の自動調整回路がある。その概念を図２３に示す。
スレーブフィルタ２０は、入力信号に所望のフィルタ処理を施すことなく出力信号を生成する、本来の機能としてのフィルタである。同じ回路形式で形成されたマスタフィルタ２１を持っている。マスタフィルタ２１の伝達特性は、比較回路２２により基準周波数と比較される。比較回路２２の出力は、制御回路２３を介してマスタフィルタ２１が所望の周波数特性となるよう、例えばＧｍ−ＣフィルタのＧｍを制御する。スレーブフィルタ２０はマスタフィルタと同じＧｍ回路を持ち、同じＧｍとなるように制御されるので、例えば容量Ｃがばらついたとしてもスレーブ回路も設計値と期待される所望の周波数特性となる。
【００４３】
マスタフィルタ２１のどの特性を基準周波数と比較するかは主に二種類の方法が用いられる。
第１の方法は、マスタフィルタ２１を使い発振器を構成して、発振周波数が比較周波数と同じになる、あるいはある比の関係になるように周波数比較を行う方法である。この場合マスタフィルタ２１、比較回路２２および制御回路２３はＰＬＬ（位相ロックループ）を構成する。
第２の方法は、マスタフィルタ２１に基準周波数を入力し、マスタフィルタ２１の出力位相を基準周波数と比較するように位相比較を行う方法である。特定の周波数で一定値の位相となるように、例えばＧｍ−ＣフィルタのＧｍを制御すれば、周波数特性は所望の特性となる。周波数比較と位相比較でどちらが汎用的に使われるかといえば、位相比較がより一般的に使われる。回路構成がシンプルで、設計が容易なためである。
【００４４】
図２４に、位相比較によるマスタスレーブ方式を示す。
基準周波数ｆｒｅｆはマスタフィルタとなるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３０と位相検波器（ＰＤ）３１の一方の入力に加えられる。バンドパスフィルタ３０の出力は、位相検波器３１の他方の入力に加えられる。
バンドパスフィルタ３０の振幅と位相応答は、図２５に示すようになる。中心周波数ｆｏにおいて入出力の位相差はゼロとなる。従ってバンドパスフィルタ３０の入出力を位相比較器３１で比較し、その位相差を積分して、例えばバンドパスフィルタ３０のＧｍを決める制御電圧または制御電流を可変すれば、定常位相差はゼロとなるように帰還がかかり、バンドパスフィルタは基準周波数ｆｒｅｆと等しい中心周波数ｆｏとなるように動作する。この制御電圧または制御電流を、出力回路３２を介してスレーブフィルタにも供給すればスレーブフィルタは、容量Ｃや伝達コンダクタンスＧｍがばらついたとしても、相対的な比が保たれる限り所望のカットオフ周波数を実現することが出来る。
【００４５】
基準周波数は、システムが有する基準のクロック周波数から作られ、その高調波成分を有すると、高調波に対して位相は大きく廻るので、バンドパスフィルタの出力信号のゼロクロスの位相を見ても正しく基本波の位相を見ることにはならない。高調波による誤差を避けるためには、バンドパスフィルタのＱを上げ高調波成分の影響の軽減を図リ、或いは、基準のクロック周波数を簡単なバンドパスフィルタやローパスフィルタを予め通すことにより、高調波成分を減衰させておくということが必要である。
本実施形態の正弦波発生回路を、この基準周波数ｆｒｅｆの生成に用いると、簡単な回路で高調波を容易に減衰させることができるため、上記位相比較器での位相のずれによるカットオフ周波数がずれることが有効に防止できる。
【００４６】
図２６は、この原理を用いた正弦波発生回路の実施例を示しており、ゲート（Ｇ１）１０Ａで２値を発生し、ゲート（Ｇ２とＧ３）１１Ａで等価的に３値を発生し、抵抗により各々の値に加重をして４値出力を合成している。合成された信号のスペクトルは図７そのものであり、出力に容量を付けるだけで５％程度の高調波歪み率の正弦波が得られ、２次のローパスフィルタを付ければ１％以下の高調波歪みを達成することが出来る。
この４値出力は、マスタフィルタとなるバンドパスフィルタ３０へ入力される。バンドパスフィルタ３０は、オペアンプ３１Ａ〜３１Ｃ、抵抗Ｒ１〜Ｒ５、および容量Ｃ１，Ｃ２から構成されている。
この実施例において生成した疑似正弦波は、仮想接地であるところのオペアンプ３１Ａの反転入力端子「−」に印加されるために、電圧ではなく周波数ｆの疑似正弦波電流Ｉｉとして入力される。Ｉｉはバンドパスフィルタ３０を通り出力Ｖｏとなる。出力Ｖｏはラッチドコンパレータ３３に入力され、パルス発生回路２でも用いられた基準クロックとなる信号Ｖｒｅｆと比較される。基準信号ＶｒｅｆはＩｉと同じ周波数で、同位相である。また、バンドパスフィルタ３０は、中心周波数が信号周波数と等しければ、入出力の位相は同相で、中心周波数が信号周波数より低いと遅れ、高いと進み位相となる。ラッチドコンパレータ３３は、基準信号Ｖｒｅｆのパルスの立ち上がりで出力Ｖｏが正であれば「Ｈ」を出力し、負であれば「Ｌ」を出力する。バンドパスフィルタ３０の中心周波数は、それを構成する容量Ｃ１，Ｃ２または抵抗Ｒ１〜Ｒ３、あるいは双方の値を変えることにより変化させることが出来る。この実施例においては、逐次比較制御回路３４により、電圧Ｖｏと基準信号Ｖｒｅｆの位相を判定し、逐次比較的に容量または抵抗、あるいは双方の値を変えることにより、所望の中心周波数となるように制御を行う。逐次比較出力は、スレーブフィルタへも供給され、マスタフィルタのＣＲ値と所定の比を保つことにより、スレーブフィルタのフィルタ特性も所望のものとなる。
【００４７】
図２７に、位相比較の別の手段を示す。
図２６の例では、パラメータＣＲの制御をディジタル的に逐次比較によって行っている。これに対し、図２７の例では、ラッチドコンパレータではなく位相比較器３５を使ってアナログ的な出力を得る。位相比較出力は電流源３６Ａと電流吸い込みの電流源３６Ｂからなるチャージポンプ回路を制御し、その出力を容量Ｃ０により積分する。その出力Ｖｃはアナログ的に容量Ｃまたは抵抗Ｒ、あるいはその双方を制御する。
【００４８】
以上のカットオフ周波数の自動調整回路は、その正弦波発生回路１が非常にシンプルな回路構成、即ち３つのゲート１０Ａ，１１Ａ，１１Ａの出力を抵抗１０Ｂ，１１Ｂ，１１Ｂで加重する程度の回路により１〜数％の高調波歪み率の正弦波が得られるため、位相ズレのないマスタスレーブ方式のモノリシックフィルタのカットオフ周波数の自動調整回路が実現できている。
【００４９】
［第３の実施の形態］
本実施の形態は、本発明の正弦波発生回路を角度検出装置に適用した場合を示す。
図２８に示す角度検出装置は、これは機械軸の回転角を電気的に検出する装置である。正弦波発生回路１からの擬似正弦波が回転子４０に供給されている。回転子４０の巻き線は、正弦波発生回路１によるＣｏｓωｔなる信号により駆動されている。固定子は直交した２つの巻き線４１Ａと４１Ｂを備えており、各々ＣｏｓωｔＣｏｓθとＣｏｓωｔＳｉｎθを出力する。固定子からの２つの信号ＣｏｓωｔＣｏｓθとＣｏｓωｔＳｉｎθを元に、角度検出回路４２からは、最終的に固定子の角度θが出力される。
【００５０】
このような角度検出装置は検出部分はモータと同じ構造で、光や半導体磁気センサ等は備えていないためにオイルやゴミ等の汚れや、熱、振動等の厳しい環境下でも信頼性が極めて高い特長を有する。機械角θを精度よく検出するには、回転子巻き線を駆動するＣｏｓωｔが低歪みで低雑音でなければならない。本実施の形態では、正弦波発生回路１が（特に位相の）純度が高い擬似正弦波を簡単な回路で発生するため、角度検出の精度が向上している。
【００５１】
【発明の効果】
本発明の請求項１に係る正弦波発生回路によれば、複数のパルス信号を発生させるパルス発生回路と、この複数のパルス信号により生成した複数の係数に基づいて出力の電圧レベルをステップ状に変化させる電圧出力回路と、を有し、当該電圧出力回路内に複数の係数をそれぞれ生成する係数生成回路を複数有し、パルス回路から出力するパルス信号数は、係数生成回路が発生する係数の数に応じて、その電圧レベルの組み合わせが決まるため、以下の効果を奏する。
第１に、１つの係数を中心に正側の係数と負側の係数が対称となる３値以上の奇数値を生成する奇数生成回路を含むことから、電圧の中心線を境に正側と負側の波高値が対称な正弦波に適合した係数が容易に生成され、出力される擬似正弦波の精度が高い。
第２に、３値以上の奇数値を生成する奇数生成回路を含み、その出力を組み合わせて係数列を生成することから、位相ずれのない擬似正弦波が発生される。
第３に、パルス回路から出力するパルス信号は、複数の係数生成回路に共通に用いることができるので、当該パルス信号数は少なくても済む。
第４に、回路規模が大きくなく、複雑でもない、また、高精細化による回路規模の増大が余りなく、複雑化もしない。より詳細に説明すると、複数の係数生成回路から生成された係数を組み合わせることにより係数列が生じ、これが擬似正弦波の細かさを決めるため、この擬似正弦波を高精細にしようとした場合、係数生成回路の数を増やすことになる。それに伴って、係数の組み合わせの仕方にもよるが、例えば、係数生成回路数を２倍にすると１周期内の電圧変化点の数が約２倍に増える。係数生成回路の構成は同じような回路の繰り返しであり、増えても複雑でない。むしろ、パルス発生回路の規模が大きくならないので、全体の回路規模は極端に増大しないし、複雑化もしない。このように、本発明に係る正弦波発生回路によれば、回路構成が簡単にでき、しかも、正弦波の１周期内の電圧変化数を増やして高精細な擬似正弦波を生成しても回路規模が余り増大せず、複雑化もしない正弦波発生回路を提供することが可能となる。
【００５２】
本発明の請求項２に係る正弦波発生回路によれば、パルス発生回路が発生させるパルス信号が最大でも２または３つで足り、制御信号が極めて少なくて済む。また、係数生成回路も２値または３値出力であるため簡単な構成ですむが、その係数生成回路数を増やすだけで高精細な擬似正弦波を容易に発生させることができる。２値または３値出力の係数生成回路自体が簡素な構成にできることに加え、これの繰り返しであるため全体の回路規模が大きくなく、複雑でもない。また、何より、パルス発生回路の回路が簡素で、擬似正弦波を高精細にしても、その規模が増大しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る正弦波発生回路の一構成例を示す図である。
【図２】（Ａ）〜（Ｃ）は、図１に示す正弦波発生回路の最も簡単な例としてｎ＝２の場合での波形図である。
【図３】（Ａ）〜（Ｄ）は、図１に示す正弦波発生回路において、３値の切換回路を１つ増やしてｎ＝３とした場合の波形図である。
【図４】（Ａ）〜（Ｃ）は、パルス発生回路が生成可能な、３種類の２値パルス信号の波形図である。
【図５】正弦波の８倍の周波数のパルスによるサンプリング図である。
【図６】（Ａ）と（Ｂ）は、図５に示すサンプリング後の周波数スペクトラムと、その一時ホールド後の周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】正弦波の１６倍の周波数のパルスによるサンプリング後の周波数スペクトラムを示す図である。
【図８】本実施の形態で取りうる半周期３点サンプリングの態様を模式的に示す図である。
【図９】本実施の形態で取りうる半周期４点サンプリングの態様を模式的に示す図である。
【図１０】本実施の形態で取りうる半周期５点サンプリングの態様を模式的に示す図である。
【図１１】（Ａ）〜（Ｃ）は、サンプリング３Ｂによる波形図である。
【図１２】（Ａ）〜（Ｃ）は、サンプリング４Ｂによる波形図である。
【図１３】（Ａ）〜（Ｃ）は、サンプリング５による波形図である。
【図１４】電流スイッチ回路（切換回路）の第１の構成例を示す回路図である。
【図１５】電流スイッチ回路の第２の構成例を示す回路図である。
【図１６】図１５に示す回路の制御信号の波形図である。
【図１７】第２の構成の電流スイッチ回路を切換回路に用いた正弦波発生回路の、より詳細な構成例を示す回路図である。
【図１８】２値出力加算により３値出力を生成する場合の信号波形図である。
【図１９】２値出力加算により３値出力を生成する正弦波発生回路の一部の構成図である。
【図２０】３次の低域通過ＬＣフィルタの回路例を示す図である。
【図２１】Ｇｍ−Ｃフィルタの回路図である。
【図２２】Ｇｍ（伝達コンダクタンス）回路の構成例を示す回路図である。
【図２３】マスタスレーブ方式のカットオフ周波数の自動調整回路の一般的なブロック図である。
【図２４】位相比較によるマスタスレーブ方式のカットオフ周波数の自動調整回路の一般的なブロック図である。
【図２５】バンドパスフィルタの振幅と位相応答の特性図である。
【図２６】本発明の第２の実施形態に係る、位相比較によるマスタスレーブ方式のカットオフ周波数の自動調整回路の構成図である。
【図２７】位相比較の別の手段を示す図である。
【図２８】本発明の第３の実施の形態に係る角度検出装置の構成図である。
【符号の説明】
１…正弦波発生回路、２…パルス発生回路、３…電圧出力回路、４…加算器、５…抵抗ラダー回路、６…ローパスフィルタ、ＳＷ…切換回路

Claims (7)

1. 入力されるクロック信号に同期して出力の電圧レベルをステップ状に変化させ、擬似正弦波を生成する正弦波発生回路であって、
   前記クロック信号を基準として複数のパルス信号を発生させるパルス発生回路と、
   前記複数のパルス信号内のビット情報の組み合わせに応じて異なる複数の係数を生成し、生成した複数の係数をさらに組み合わせたときに得られる係数列に応じて前記出力の電圧レベルをステップ状に変化させる電圧出力回路と、を有し、
   前記電圧出力回路内に設けられ、前記複数の係数をそれぞれ生成する複数の係数生成回路に、１つの係数を中心に正側の係数と負側の係数が対称となる３値以上の奇数値を生成する奇数生成回路を含む
   ことを特徴とする正弦波発生回路。
2. 前記係数生成回路の個数がｎ（ｎは２以上の自然数）のとき、当該ｎ個の前記係数生成回路に少なくとも（ｎ−１）個の３値生成回路を含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の正弦波発生回路。
3. 前記複数の係数生成回路が、
   前記パルス信号の制御により、正の値と負の値を交互に出力する１つの２値生成回路と、
   他の前記パルス信号の制御により、基準値、当該基準値より正側の値および負側の値を繰り返し出力する（ｎ−１）個の３値生成回路と、を有し、
   前記擬似正弦波の電圧変化点を通る正弦波の最大値と最小値の一方から他方未満の半周期区間で、当該最大値，最小値およびそれらの中間点を含まない２ｎ個の等間隔点でサンプリングされた結果が前記擬似正弦波となるように、前記パルス発生回路から出力される複数のパルス信号の各ビット変化点が規定されていることを特徴とする請求項２に記載の正弦波発生回路。
4. 前記複数の係数生成回路が、前記パルス信号の制御により、基準値、当該基準値より正側の値および負側の値を繰り返し出力するｎ個の３値生成回路を有し、
   前記擬似正弦波の電圧変化点を通る正弦波の最大値と最小値の一方から他方未満までの半周期区間で、当該最大値または最小値とそれらの中間点とを含む２ｎ個の等間隔点でサンプリングされた結果が前記擬似正弦波となるように、前記パルス発生回路から出力される複数のパルス信号の各ビット変化点が規定されている
   ことを特徴とする請求項２に記載の正弦波発生回路。
5. 前記複数の係数生成回路が、前記パルス信号の制御により、基準値、当該基準値より正側の値および負側の値を繰り返し出力するｎ個の３値生成回路を有し、
   前記擬似正弦波の電圧変化点を通る正弦波の最大値と最小値の一方から他方未満までの半周期区間で、当該最大値，最小値およびそれらの中間点を含む（２ｎ＋１）個の等間隔点でサンプリングされた結果が前記擬似正弦波となるように、前記パルス発生回路から出力される複数のパルス信号の各ビット変化点が規定されている
   ことを特徴とする請求項２に記載の正弦波発生回路。
6. 前記複数の係数生成回路が、
   前記パルス信号の制御により、正の値と負の値を交互に出力する１つの２値生成回路と、
   他の前記パルス信号の制御により、基準値、当該基準値より正側の値および負側の値を繰り返し出力する（ｎ−１）個の３値生成回路と、を有し、
   前記擬似正弦波の電圧変化点を通る正弦波の最大値と最小値の一方から他方未満の半周期区間で、当該最大値と最小値の一方を含み、それらの中間点を含まない（２ｎ−１）個の等間隔点でサンプリングされた結果が前記擬似正弦波となるように、前記パルス発生回路から出力される複数のパルス信号の各ビット変化点が規定されている
   ことを特徴とする請求項２に記載の正弦波発生回路。
7. 前記パルス発生回路が、入力される前記クロック信号を所定の時間幅だけシフトさせるシフト回路であり、
   前記複数の係数生成回路が、
   入力される前記クロック信号を元に、正の値と負の値を交互に出力する１つの２値生成回路と、
   前記シフト回路により生成された、前記クロック信号に対し前記所定の時間幅だけ位相が遅れたクロック信号および前記所定の時間幅だけ位相が進んだクロック信号を元に、基準値、当該基準値より正側の値および負側の値を繰り返し出力する（ｎ−１）個の３値生成回路と、を有し、
   前記電圧出力回路は、前記２値生成回路から出力される２値パルス信号と、前記３値生成回路から出力される３値パルス信号とを加算することにより、前記擬似正弦波を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載の正弦波発生回路。

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