JP2000252765A - 高周波増幅器および増幅素子 - Google Patents
高周波増幅器および増幅素子Info
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Abstract
かつ合成されることによって生成されたマルチキャリア
信号を増幅する高周波増幅器に関し、小規模のハードウ
エアで多様な周波数配置に対して柔軟に適応できること
を目的とする。 【解決手段】 複数の搬送波が個別に変調され、かつ合
成されることによって生成されたマルチキャリア信号を
増幅する増幅手段11と、増幅手段11の後段と共にそ
の増幅手段11の出力端を終端し、かつマルチキャリア
信号の占有帯域に阻止域を有すると共に、複数の搬送波
の周波数軸上における何れかの間隔Δfに等しい周波数
の変調積と、このマルチキャリア信号との変調積として
発生する雑音のレベルが所定の上限値以下となる伝達特
性で、その間隔Δfに等しい周波数に通過域を有する濾
波手段12とを備えて構成される。
Description
別に変調され、かつ合成されることによって生成された
マルチキャリア信号を増幅する高周波増幅器に関する。
ss) 方式は、本来的に秘匿性と耐干渉性とを有し、かつ
無線周波数の有効利用が可能な多元接続方式として、種
々の通信システムに適用されつつある。さらに、CDM
A方式は、近年、応答性および精度が高い送信電力制御
を実現する技術の確立によって遠近問題の解決が可能と
なったために、移動通信システムにも積極的に適用され
つつある。
た移動通信システムの無線基地局の送信系は、例えば、
図13に示すように、所定の周波数配置およびゾーン構
成に基づいて割り付けられ、かつ搬送波の周波数が異な
る複数Nの無線周波信号の電力を個別に増幅する高周波
増幅器101-1〜101-Nと、これらの高周波増幅器1
01-1〜101-Nの出力に個別に得られる無線周波信号
を合成することによって、空中線系等に与えるべきマル
チキャリア信号を生成する合波器102とから構成され
る。
数Nについては、簡単のため、「2」であると仮定し、
これらの無線周波信号の搬送波の周波数を「f1」、
「f2」と表記することとする。
器101-1、101-2は、それぞれ占有帯域内にf1 を
含む第一の無線周波信号と、占有帯域内にf2 を含む第
二の無線周波信号との電力を増幅する。すなわち、高周
波増幅器101-1、101-2はこれらの第一の無線周波
信号と第二の無線周波信号とを個別にの双方を増幅する
ので、これらの高周波増幅器101-1、101-2に備え
られた増幅素子の特性に非線形な領域があっても、これ
らの無線周波信号の混変調(相互変調)に起因する雑音
は発生しない。
は、単に「混変調歪み」と称することとする。
来例では、無線基地局に割り付けられた搬送波の周波数
の数Nが大きいほど、増幅器101-1〜101-Nの数N
が増加するために、ハードウエアの規模が大きくなる。
また、無線基地局のハードウエアの構成については、一
般に、割り付けられ得る搬送波の数の最大値Nmax に対
して適応が可能であることが要求される。
エアの規模が大きいほど、置局条件(消費電力、実装に
要する床面積および体積等)にかかわる制約が増加し、
かつ信頼性が低下する可能性があった。また、これらの
制約の増加および信頼性の低下については、例えば、複
数Nの無線周波信号を合成する合波器と、その合波器の
出力に得られたマルチキャリア信号を一括して増幅する
単一の共用増幅器との組み合わせによって緩和され得
る。
した複数Nの無線周波信号の混変調歪みのレベルが所望
の上限値以下に抑圧される程度に高い直線性が要求さ
れ、これらの無線周波信号の数Nが大きく、かつ該当す
る無線基地局によって形成される無線ゾーンとが広いほ
ど大きなダイナミックレンジが要求される。
術的には実現が可能であっても、実際には、コストその
他の制約によって適用が許容されない場合が多かった。
また、上述した混変調歪みは、一般に、該当する無線基
地局に割り付けられた複数Nの搬送波の周波数f1〜fN
(図14(1)、(2))と、これらの周波数f1 〜f N の周波
数軸上における間隔Δfに等しい周波数の混変調歪み
(以下、「基本変調積」という。)(図14(3))との和
および差の周波数成分として生成される(図14(4))。
単のため、任意の整数k(=1〜(N-1))に対して Δf=fk+1−fk の式で与えられるように、隣接する搬送波の周波数の差
であると仮定する。しかし、この基本変調積の周波数Δ
fが大きいほど、上述した共用増幅器の内部において接
地に供される線路のインピーダンス(インダクタンス)
が増加するために、一般に、その基本変調積のレベルも
同様に増加する。
るべきマルチキャリア信号に含まれる複数Nの無線周波
信号の周波数軸上における間隔Δfが大きいほど発生す
る混変調歪みのレベルも増加するために、その混変調歪
みのレベルが許容される程度に小さな値となる低インピ
ーダンスの回路で構成されなければならなかった。さら
に、広帯域CDMA方式が適用された移動通信システム
では、基本変調積の周波数Δfは、一般に、十数MHzな
いし数十MHzと大きな値になる。
回路からなる共用増幅器は、ランニングコストその他の
制約の範囲において消費電力の増加が許容され、かつ増
幅素子その他の機械的寸法や熱設計にかかわる技術的な
制約に対する対処が可能でなければ、広帯域CDMA方
式に対する適用は困難であった。
周波数配置に対する柔軟な適応が可能である高周波増幅
器を提供することを目的とする。
記載の発明の原理ブロック図である。
個別に変調され、かつ合成されることによって生成され
たマルチキャリア信号を増幅する増幅手段11と、増幅
手段11の出力端に接続され、かつマルチキャリア信号
の占有帯域に阻止域を有すると共に、複数の搬送波の周
波数軸上における何れかの間隔Δfに等しい周波数の変
調積と、このマルチキャリア信号との変調積として発生
する雑音のレベルが所定の上限値以下となる伝達特性
で、その間隔Δfに等しい周波数に通過域を有する濾波
手段12とを備えたことを特徴とする。
の高周波増幅器において、濾波手段12は、間隔Δfに
等しい周波数以下の低域に通過域を有することを特徴と
する。請求項3に記載の発明は、請求項1または請求項
2に記載の高周波増幅器において、濾波手段12は、マ
ルチキャリア信号の二次の高調波が分布する帯域、ある
いはその帯域を含む高域に通過域を有することを特徴と
する。
個別に変調され、かつ合成されることによって生成され
たマルチキャリア信号を増幅する増幅手段11と、増幅
手段11の出力端に接続され、かつマルチキャリア信号
の占有帯域に阻止域を有すると共に、そのマルチキャリ
ア信号の二次の高調波が分布する帯域、あるいはその帯
域を含む高域に通過域を有する濾波手段21とを備えた
ことを特徴とする。
請求項4の何れか1項に記載の高周波増幅器において、
濾波手段12、21は、増幅手段11とその増幅手段1
1の出力側に接続された負荷との間に並列に接続された
ことを特徴とする。図2は、請求項6に記載の発明の原
理ブロック図である。請求項6に記載の発明は、請求項
1ないし請求項5の何れか1項に記載の高周波増幅器を
構成する増幅手段11に備えられ、その増幅手段11の
増幅作用を能動的に実現すると共に、この高周波増幅器
を構成する濾波手段12、21と共に集積回路として一
体化されたことを特徴とする。
幅器では、増幅手段11は、複数の搬送波が個別に変調
され、かつ合成されることによって生成されたマルチキ
ャリア信号を増幅する。濾波手段12は、このマルチキ
ャリア信号の占有帯域に阻止域を有し、かつ上述した異
なる搬送波の周波数軸上における何れかの間隔Δfに等
しい周波数に通過域を有する。
fに周波数が等しい変調積と既述のマルチキャリア信号
との変調積として発生する雑音のレベルが所定の上限値
以下となる伝達特性を有し、かつ増幅手段11の出力端
に接続される。また、このような雑音は、増幅手段11
の非直線性に起因して発生する非線形歪みの主要な成分
であるので、増幅手段11の特性および所望の周波数配
置に適応した濾波手段12の濾波特性が予め設定される
限り、これらの増幅手段11と濾波手段12とからなる
小規模の回路で高い電力効率およびSN比が達成され
る。
幅器では、請求項1に記載の高周波増幅器において、濾
波手段12は、間隔Δfに等しい周波数以下の低域に通
過域を有する。すなわち、増幅の対象となるマルチキャ
リア信号の生成に供された搬送波の数が多く、あるいは
これらの搬送波の周波数配置が多様であったり変更され
得る場合であっても、濾波手段12の特性が変更される
ことなく、安定にSN比が維持される。
幅器では、請求項1または請求項2に記載の高周波増幅
器において、濾波手段12は、マルチキャリア信号の二
次の高調波が分布する帯域、あるいはその帯域を含む高
域に通過域を有する。すなわち、増幅手段11の非直線
性に起因して生じる高調波成分は周波数がΔfである変
調積と共に濾波手段12によって抑圧されるので、請求
項1、2に記載の高周波増幅器に比べて高いSN比が得
られる。
幅器では、増幅手段11は、複数の搬送波が個別に変調
され、かつ合成されることによって生成されたマルチキ
ャリア信号を増幅する。濾波手段21は、このマルチキ
ャリア信号の占有帯域に阻止域を有し、そのマルチキャ
リア信号の二次の高調波が分布する帯域、あるいはその
帯域を含む高域に通過域を有する。
段21は、増幅手段11の出力端に接続される。したが
って、増幅手段11の特性および所望の周波数配置に適
応した濾波手段21の濾波特性が予め設定される限り、
これらの増幅手段11と濾波手段12とからなる小規模
の回路で高い電力効率およびSN比が達成される。
請求項4の何れか1項に記載の高周波増幅器において、
濾波手段12、21は、増幅手段11とその増幅手段1
1の出力側に接続された負荷との間に並列に接続され
る。すなわち、濾波手段12、21の入出力インピーダ
ンスは、上述した増幅手段11の出力インピーダンスと
負荷のインピーダンスとが既知の値である限り、これら
のインピーダンスに適応した値として与えられる。
性については、このようなインピーダンスに適応した伝
達関数として所望の精度による設定が可能となる。請求
項6に記載の発明にかかわる増幅素子は、請求項1ない
し請求項5の何れか1項に記載の高周波増幅器を構成す
る増幅手段11に備えられ、その増幅手段11の増幅作
用を能動的に実現すると共に、この高周波増幅器を構成
する濾波手段12、21と共に集積回路として一体化さ
れる。
11の出力端を終端するために供される線路の長さは、
その濾波手段12、21が上述したように増幅素子と一
体されることによって、請求項1ないし請求項5に記載
の発明において同様に形成される線路の長さに比べて短
くなる。すなわち、濾波手段12、21が外部に配置さ
れる場合に比べてこのような線路のインピーダンスが小
さな値となるので、増幅の対象となるマルチキャリア信
号の生成に供された搬送波の数が多く、あるいはこれら
の搬送波の周波数軸上における間隔が大きい場合であっ
ても、高いSN比が達成される。
施形態について詳細に説明する。図3は、請求項1〜
3、5に記載の発明に対応した実施形態を示す図であ
る。図において、入力端はコンデンサ41を介して増幅
素子であるFET42のゲートに接続され、そのFET
42のゲートにはインダクタ43を介して所定のバイア
ス電圧Vgsが印加される。FET42のソースは接地さ
れ、そのFET42のドレインはコンデンサ44を介し
て出力端に接続される。さらに、FET42のドレイン
には、並列に接続されたインダクタ45およびコンデン
サ46からなる並列共振器47を介して所定の電源電圧
Vdsが印加さる。これらのバイアス電圧Vgsおよび電源
電圧Vdsを個別に与える電源線48-1、48-2は、それ
ぞれコンデンサ49-1、49-2とコンデンサ50-1、5
0-2を介して接地される。
対応した実施形態の組み立て図である。図において、図
3に示すものについては、同じ符号を付与して示すこと
とする。
は、直線状に配置された矩形状のストリップ線路52-
1、52-2と、これらのストリップ線路52-1、52-2
に並行に配置された矩形状の線路からなる電源線48-1
と接地パターン53-1とが形成される。ストリップ線路
52-1、52-2の端部の内、互いに対向する一対の端部
にはコンデンサ41の両端が接続され、そのストリップ
線路52-2と電源線48-1との間にはインダクタ43の
両端が接続される。電源線48-1と接地パターン53-1
との間には、コンデンサ49-1、49-2が並列に接続さ
れる。
配置された矩形状のストリップ線路52-3、52-4と、
これらのストリップ線路52-3、52-4に並行に配置さ
れた矩形状の線路からなる電源線48-2と接地パターン
53-2とが形成される。ストリップ線路52-2の端部の
内、コンデンサ41に接続された端部と反対の端部と、
ストリップ線路52-3の一方の端部とには、それぞれF
ET42のゲートとドレインとが接続される。ストリッ
プ線路52-3の端部の内、FET42のドレインに接続
された端部と反対の端部と、ストリップ線路52-4の一
方の端部とにはコンデンサ44の両端が接続され、その
ストリップ線路52-3と電源線48-2とにはインダクタ
45とコンデンサ46との両端がそれぞれ接続される。
電源線48-2と接地パターン53-2とには、コンデンサ
50-1、50-2の両端がそれぞれ接続される。
との対応関係については、コンデンサ41、44、49
-1、49-2、50-1、50-2、FET42、インダクタ
43、45および電源線48-1、48-2は増幅手段11
に対応し、並列共振器47は濾波手段12に対応する。
図5は、請求項1〜5に記載の発明に対応した本実施形
態の動作を説明する図である。
3、5に記載の発明に対応した本実施形態の動作を説明
する。FET42の動作点は、そのFET42に既述の
バイアス電圧Vgsおよび電源電圧Vdsが印加されること
によって、AB級、あるいはB級の増幅器として適正な
動作点に設定される。
インダクタ43、45のインダクタンスおよびストリッ
プ線路52-1〜52-4の特性インピーダンスおよび線路
長は、前段および後段に配置された回路とFET42と
の間のインピーダンス整合が所望の精度で達成される値
にそれぞれ予め設定される。さらに、コンデンサ49-
1、49-2、50-1、50-2の静電容量は、搬送波の周
波数がそれぞれf1〜fN(以下では、簡単のため、f1
およびf2 の2波のみであると仮定する。)である無線
周波信号が合成されてなり、かつ増幅の対象となるマル
チキャリア信号に対して、電源線48-1、48-2のイン
ピーダンスが所望の小さな値となる値に予め設定され
る。
タ45のインダクタンスとコンデンサ46の静電容量に
ついては、下記の条件(1)、(2) が成立する値に予め設定
される。 (1) 並列共振器47の共振周波数frがfr=(f1+
f2)/2の式で与えられる値に所望の精度で等しい値
となる(図5(1))。
おいて、このFET42のドレインに接続された内部の
等価回路と、コンデンサ44と、そのコンデンサ44を
介して接続されるべき後段の回路とが個別に有するイン
ピーダンスとの組み合わせの下で、既述の基本変調積の
レベルがその基本変調積との変調積として発生する混変
調歪みのレベルが許容される程度に小さな値に抑圧され
る(図5(2))。
が増幅される過程で生じた基本変調積の成分が並列共振
器47によって所望の値に抑圧されるために、この基本
変調積との変調積として生成される混変調歪みも同様に
抑圧される。
路と共に出力端を終端する並列共振器45が付加された
簡単な構成の回路によって、その並列共振器45の共振
周波数、先鋭度およびインピーダンスが所望の周波数配
置に適応し、かつ上述した条件(1)、(2)が成立する値に
設定される限り、FET42が増幅素子として備えられ
た単一の高周波増幅器によって所望のレベルのマルチキ
ャリア信号が高いSN比で得られる。
リア信号に含まれる複数の無線周波信号が一括して高い
SN比で増幅されるので、駆動電力に併せて、保守およ
び運用にかかわるコストの低減がはかられ、かつ適用さ
れるべき無線基地局の置局条件にかかわる制約の緩和と
信頼性の向上とがはかられる。なお、本実施形態では、
搬送波の周波数f1〜fNが所定の周波数配置に基づいて
既知の値として与えられているが、このような周波数配
置が既知でない場合であっても、増幅されるべきマルチ
キャリア信号の占有帯域と搬送波の周波数の周波数軸上
における間隔の最大値とが既知である限り、その最大値
以下の帯域に分布し得る基本変調積のレベルが所望のレ
ベルに抑圧される値に並列共振器47の振幅特性が予め
設定されることによって、多様な周波数配置に対する本
願発明の適用が可能となる。
先鋭度が既述の条件(2) を満たす値に設定されている
が、例えば、図5(3)、(4)に示すように、マルチキャリ
ア信号の2次の高調波成分が所望の値以下に抑圧される
値にこのような先鋭度が予め設定される場合には、スプ
リアス特性と電力効率とが共に高められる。さらに、本
実施形態では、並列共振回路47の一端が電源線48-2
に直結されることによって交流的に接地されているが、
例えば、図6に示すように、マルチキャリア信号の占有
帯域におけるインピーダンスがこの並列共振回路47の
インピーダンスより十分小さく、かつ直流的な結合を阻
止するコンデンサ61を介して直接接地されてもよい。
なお、図6において、符号「62」は、マルチキャリア
信号に対するインピーダンスが微少であるインダクタで
ある。
ルを所望の値に抑圧するフィルタとして並列共振器47
が適用されているが、所望の周波数配置に適応し、その
周波数配置の下で発生し得る基本変調積が抑圧される特
性を有するならば、例えば、図7(a)、(b)にそれぞれ示
すように、基本変調積の周波数Δfに減衰極を有するノ
ッチフィルタと、その周波数Δfを含む低域に通過域を
有するフィルタとの何れがこの並列共振器47に代えて
備えられてもよい。
実施形態を示す図である。図において、図3に示すもの
と機能および構成が同じものについては、同じ符号を付
与して示し、ここでは、その説明を省略する。本実施形
態と請求項1〜3、5に記載の発明に対応した実施形態
との構成の相違点は、並列共振器47に代えてインダク
タ71が備えられ、かつ直列に配置されたインダクタ7
2およびコンデンサ73からなる直列共振器74を介し
てFET42のドレインが接地された点にある。
との対応関係については、直列共振器74(インダクタ
72およびコンデンサ73)は濾波手段21に対応する
点を除いて、請求項1〜3、5に記載の発明に対応した
実施形態における対応関係と同じである。図9は、請求
項4に記載の発明に対応した本実施形態の組み立て図で
ある。
構成が同じものについては、同じ符号を付与して示し、
ここでは、その説明を省略する。本実施形態と請求項1
〜3、5に記載の発明に対応した実施形態との実装面に
おける相違点は、ストリップ線路52-3が形成された回
路基板51-2の面に、そのストリップ線路52-3の端部
の内、FET42のドレインに接続された一方の端部の
近傍から所定の距離隔たった位置に矩形状のランド81
Rが形成され、そのランド81Rからさらに所定の距離
隔たった位置に接地された矩形状のランド81Gが形成
され、インダクタ72の両端がストリップ線路52-3の
一方の端部とランド81Rとに接続され、インダクタ7
1の両端がそのストリップ線路52-3の他方の端部と電
源線48-2とに接続され、コンデンサ73の両端がラン
ド81Rとランド81Gとに接続された点にある。
求項4に記載の発明に対応した本実施形態の動作を説明
する。インダクタ71は、電源線48-2からFET42
のドレインに至る直流の駆動電力の供給路となる。さら
に、このインダクタ71は、FET42とコンデンサ4
4を介して接続される後段との間におけるインピーダン
ス整合を達成する値のインダクタンスを有する。
タ72のインダクタンスと、コンデンサ73の静電容量
は、下記の条件(a)、(b)が成立する値に予め設定され
る。 (a) 図5(5) に示すように、直列共振器74の共振周波
数frがマルチキャリア信号の2次の高調波成分の占有
帯域のほぼ中心に設定される。 (b) 既述のインピーダンス整合が確度高く維持され、か
つマルチキャリア信号の占有帯域において所望の伝達特
性が得られる。
ア信号が増幅される過程で生じる高調波成分を抑圧する
ので、従来例に比べてスプリアス特性が改善される。な
お、本実施形態では、マルチキャリア信号の二次の高調
波成分が直列共振器74によって抑圧されているが、例
えば、図10(a)〜(c)に示すように、 ・ その高調波成分が分布する帯域に通過域を有する帯
域通過フィルタ、 ・ マルチキャリア信号に含まれる個々の搬送波の二倍
の周波数について個別に通過域を有するくし形フィル
タ、 ・ その高調波成分が分布する帯域より低域に阻止域を
有する高域フィルタの何れかがこの直列共振器74に代
えて備えられてもよい。
た第一の実施形態を示す図である。図において、図6に
示すものと同じものについては、同じ符号を付与して示
し、ここでは、その詳細な説明を省略する。本実施形態
の特徴は、図6に示す実施形態において、FET42に
代えて実装が可能である下記のFET91の構成にあ
る。
取り付けられ、かつゲート端子とドレイン端子とに相当
するリード93G、93Dと、 ・ これらのリード93G、93Dと共にパッケージ9
2の内部の所定の面に取り付けられたタブ94と、 ・ そのタブ94の上に配置され、かつ金線95-1〜9
5-4を介してリード93Gに接続されると共に、金線9
6-1〜96-4を介してリード93Dに接続されたFET
チップ96と、 ・ このFETチップ96と共にタブ94の上に配置さ
れた矩形状の導体パターン97と、 ・ その導体パターン97の周囲に間隙を介して環状に
形成された第一の環状パターン98-1と、 ・ その第一の環状パターン98-1の外側に間隙を介し
て環状に形成され、かつタブ94(パッケージ92)に
接地された第二の環状パターン98-2と、 ・ 両端がリード93Dと導体パターン97とに接続さ
れた金線99-1と、 ・ 両端がリード93Dと第一の導体パターン98-1と
に接続された金銭99-2と から構成される。
との対応関係については、導体パターン97、第一の環
状パターン98-1、第二の環状パターン98-2および金
線99-1、99-2は、濾波手段12に対応する。このよ
うな構成のFET91では、導体パターン97、第一の
導体パターン98-1および第二の導体パターン98-2の
形状、寸法および配置に併せて、タブ94に積層あるい
は成膜され、かつこれらのパターンが形成されるべき面
を形成する素材に固有の比誘電率が予め所定の値に設定
されることによって、導体パターン97と第一の導体パ
ターン98-1との間と、その第一の導体パターン98-1
と第二の導体パターン98-2との間とには、それぞれ静
電容量がコンデンサ46、61の静電容量と同じである
キャパシタが形成される。
寸法が予め所定の値に設定されることによって、それぞ
れインダクタ62、45に等価なインダクタとなる。す
なわち、図6に示す並列共振器47およびコンデンサ6
1がFET42に代えて実装が可能であるFET91の
内部に一体化されて形成され、そのコンデンサ61の一
端はこのFET91のソースに相当するタブ94(パッ
ケージ92)に直接接地される。
線の枠で示されるように並列共振器47がFET42の
外部で接地される場合に比べて、基本変調積が確度高く
抑圧されるので、マルチキャリア信号に含まれる複数の
搬送波の周波数の間隔が大きい場合であっても、請求項
1、2に記載の発明に比べて、混変調歪みが効率的に抑
圧される。
た第二の実施形態を示す図である。図において、図8お
よび図11に示すものと同じものについては、同じ符号
を付与して示し、ここでは、その詳細な説明を省略す
る。本実施形態の特徴は、図8に示す実施形態におい
て、FET42に代えて実装が可能である下記のFET
91Aの構成にある。
の構成の相違点は、第二の環状パターン98-2が形成さ
れず、その第二の環状パターン98-2に代えて第一の環
状パターン98-1がタブ94(パッケージ92)に接地
され、金線99-2が備えられない点にある。なお、本実
施形態と図2に示すブロック図との対応関係について
は、導体パターン97、第一の環状パターン98-1およ
び金線99-1は、濾波手段21に対応する。
パターン97および第一の導体パターン98-1の形状、
寸法および配置に併せて、タブ94に積層あるいは成膜
され、かつこれらのパターンが形成されるべき面を形成
する素材に固有の比誘電率が予め所定の値に設定される
ことによって、導体パターン97と第一の導体パターン
98-1との間に、静電容量がコンデンサ73の静電容量
と同じであるキャパシタが形成される。
め所定の値に設定されることによって、インダクタ72
に等価なインダクタとなる。すなわち、図8に示す直列
共振器74はFET42に代えて実装が可能であるFE
T91Aの内部に一体化されて形成され、その直列共振
器74の一端はこのFET91Aのソースに相当するタ
ブ94(パッケージ92)に直接接地される。
線の枠で示されるように、FET42のドレインがその
FET42の外部に配置された直列共振器74を介して
接地される場合に比べて、二次の高調波成分が確度高く
抑圧されるので、請求項4に記載の発明に比べて、SN
比が高められる。なお、本実施形態では、FETチップ
96と並列共振器47あるいは直列共振器74とは、タ
ブ94上に配置され、かつ金線96-1〜96-4、99-
1、99-2およびリード93Dを介してが互いに結線さ
れることによって、マルチチップ集積回路として一体化
されている。
9-1、99-2と、並列共振器47あるいは直列共振器7
4とは、例えば、モノリシック集積回路やハイブリッド
集積回路として一体化されてもよい。また、上述した各
実施形態では、CDMA方式が適用された移動通信シス
テムの送信系に請求項1〜6に記載の発明が適用されて
いるが、これらの発明は、既述のマルチキャリア信号を
増幅することが要求される電子機器であれば、多元接続
方式、変調方式、周波数帯、周波数配置およびチャネル
配置の如何にかかわらず適用可能であり、かつ移動通信
システム以外の無線伝送系や有線伝送系において無線周
波帯あるいは中間周波帯で所定の処理を行う送信系や受
信系にも同様に適用可能である。
子としてFET42、91、91Aが適用されたAB級
の電力増幅器に請求項1〜6に記載の発明が適用されて
いるが、これらの発明は、増幅素子、その増幅素子の動
作点、前段あるいは後段との結合に供される回路の方
式、増幅の対象となるマルチキャリア信号のレベル、周
波数帯および占有帯域幅、達成されるべき利得、SN
比、直線性、電力効率に併せて、帰還回路が付加されて
いるか否かの如何にかかわらず適用可能である。
明では、増幅手段の特性および所望の周波数配置に適応
した濾波特性が濾波手段に予め設定される限り、小規模
の回路で高い電力効率およびSN比が達成される。ま
た、請求項2に記載の発明では、増幅の対象となるマル
チキャリア信号の生成に供された搬送波の数が多く、あ
るいはこれらの搬送波の周波数配置が多様であったり変
更され得る場合であっても、濾波手段の特性が変更され
ることなく、安定にSN比が維持される。
項1、2に記載の発明に比べて高いSN比が得られる。
また、請求項5に記載の発明では、濾波手段が接続され
るべき回路のインピーダンスに適応した伝達関数とし
て、その濾波特性の濾波特性が精度よく設定される。
対象となるマルチキャリア信号の生成に供された搬送波
の数が多く、あるいはこれらの搬送波の周波数軸上にお
ける間隔が大きい場合であっても、高いSN比が安定に
達成される。したがって、これらの発明が適用された機
器やシステムでは、低廉化および小型化に併せて、信頼
性の向上がはかられ、かつ保守や運用にかかわる作業の
効率化とコストの削減とが可能となる。
ある。
形態を示す図である。
形態の組み立て図である。
態の動作を説明する図である。
実施形態を示す図である。
図である。
す図である。
み立て図である。
す図である。
形態を示す図である。
形態を示す図である。
の構成例を示す図である。
し得る混変調歪みの分布を示す図である。
サ 42,91,91A FET 43,45,62,71,72 インダクタ 47 並列共振器 48 電源線 51 回路基板 52 ストリップ線路 53 接地パターン 74 直列共振器 81G、81R ランド 92 パッケージ 93D、93G リード 94 タブ 95,96,99 金線 97 導体パターン 98-1 第一の環状パターン 98-2 第二の環状パターン 101 高周波増幅器 102 合波器
Claims (6)
- 【請求項1】 複数の搬送波が個別に変調され、かつ合
成されることによって生成されたマルチキャリア信号を
増幅する増幅手段と、 前記増幅手段の出力端に接続され、かつ前記マルチキャ
リア信号の占有帯域に阻止域を有すると共に、前記複数
の搬送波の周波数軸上における何れかの間隔Δfに等し
い周波数の変調積と、このマルチキャリア信号との変調
積として発生する雑音のレベルが所定の上限値以下とな
る伝達特性で、その間隔Δfに等しい周波数に通過域を
有する濾波手段とを備えたことを特徴とする高周波増幅
器。 - 【請求項2】 請求項1に記載の高周波増幅器におい
て、 濾波手段は、 間隔Δfに等しい周波数以下の低域に通過域を有するこ
とを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項3】 請求項1または請求項2に記載の高周波
増幅器において、 濾波手段は、 マルチキャリア信号の二次の高調波が分布する帯域、あ
るいはその帯域を含む高域に通過域を有することを特徴
とする高周波増幅器。 - 【請求項4】 複数の搬送波が個別に変調され、かつ合
成されることによって生成されたマルチキャリア信号を
増幅する増幅手段と、 前記増幅手段の出力端に接続され、かつ前記マルチキャ
リア信号の占有帯域に阻止域を有すると共に、そのマル
チキャリア信号の二次の高調波が分布する帯域、あるい
はその帯域を含む高域に通過域を有する濾波手段とを備
えたことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項5】 請求項1ないし請求項4の何れか1項に
記載の高周波増幅器において、 濾波手段は、 増幅手段とその増幅手段の出力側に接続された負荷との
間に並列に接続されたことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項6】 請求項1ないし請求項5の何れか1項に
記載の高周波増幅器を構成する増幅手段に備えられ、そ
の増幅手段の増幅作用を能動的に実現すると共に、この
高周波増幅器を構成する濾波手段と共に集積回路として
一体化されたことを特徴とする増幅素子。
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