CN1264957A - 高频放大器和放大元件 - Google Patents

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Abstract

放大元件构成为放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号。一种高频放大器,用于放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号。该放大器在其输出端执行预定滤波处理。还公开了一种放大元件,它和一个电路集成,用于抑制非线性失真的主分量,这样形成一个集成电路。在应用本发明的电子器具、设备或系统中,能实现降低价格和尺寸,改善可靠性,及以较低费用更有效地实行维修和操作。

Description

高频放大器和放大元件
本发明涉及一种高频放大器，用于放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号。
CDMA(码分多址联接)系统固有地具有机密性和抗干扰性，并且是能够有效地利用无线电频率的多址联接系统。因此，CDMA系统适用于各种通信系统。
而且，由于已经建立了具有高响应和高精度的发射功率控制技术，以便可在近年内解决近远问题，所以CDMA系统正积极地应用于移动通信系统。
如图13所示，应用上述CDMA系统的移动通信系统的无线基站的发射部分包括多个高频放大器101-1至101-N，和一个组合器102，高频放大器101-1至101-N放大N个RF信号的功率，这N个RF信号分别具有不同的载波频率，并且根据给定频率分配和区带布置来分配它们的频率，组合器102通过组合由高频放大器101-1至101-N的输出所分别给定的RF信号，产生供给天线系统的多载波信号。
为简单起见，现在假定上述RF信号的数N为2。这些RF信号的载波频率分别用f1和f2表示。
在如上述布置的发射部分中，高频放大器101-1和101-2分别放大第一和第二RF信号的电功率，这两个RF信号包含占有频带内的频率f1和f2。
由于这些高频放大器101-1和101-2分别放大第一和第二RF信号，即使在高频放大器101-1和101-2中设置的放大元件的特性包含非线性区，也不会由于这些RF信号的交叉调制(相互调制)而产生噪声。而且，这样的噪声将在下文简单地称为交叉调制失真。
在上述现有技术中，随着分配给无线基站的载波频率的数N增加，放大器101-1至101-N的数N增加，因此增加硬件的尺寸。
关于无线基站的硬件的布置，通常要求可适应于所能分配的载波数的最大值Nmax。
然而，关于无线基站，随着硬件的尺寸增加，对建立办公处的各种限制，例如安装所要求的占地面积和体积及功率消耗，可能变得较为严格，并且可靠性可能变坏。
限制的增加和可靠性的变坏可以通过组合一个组合器和一个单公用放大器来缓解，组合器用于组合N个RF信号，单公用放大器用于放大从组合器的输出所获得的多载波信号。然而，公用放大器要求具有足够高的线性，以把N个RF信号的交叉调制失真的电平抑制在希望上限电平之下。
而且，随着上述RF信号的数N增加和无线基站所形成的无线区的面积增加，要求公用放大器的动态范围变得较宽。
因此，尽管公用放大器技术上可实现，但是因为费用和其他限制，所以很少投入实际使用。
如图14中(4)所示，上述交叉调制失真通常以分配给无线基站的N个载波的频率f1至fN(图14中(1)和(2))之间的加和减的频率分量，和等于频率轴上频率f1至fN之间频率差Δf的频率交叉调制失真(图14中(3))产生，对于这个失真，在下文称为基本调制积。
为简单起见，在下文假定频率差Δf是相邻载波频率之间的频率差，给定为：
Δf＝fk+1-fk
其中k是任意整数(k＝1至(N-1))。
然而，公用放大器内部接地线的阻抗或电感一般随上述基本调制积的频率Δf增加而增加。类似地，基本调制积的电平增加。
也就是，随着包含在待放大的多载波信号中的N个RF信号的频率之间的频率差Δf增加，产生的交叉调制失真的电平增加。
因此，有必要使上述常规公用放大器由具有足够低阻抗的电路构成，以容许交叉调制失真的电平。
在应用宽频带CDMA系统的移动通信系统中，基本调制积的频率Δf一般假定为大于10MHz至几十MHz的大值。
因此，难以使用如上述包括低阻抗电路的公用放大器，除非下列条件成立：
(1)在包括运行费用的其他限制下，容许增加功率消耗。
(2)有可能处理对放大器元件和其他元件的机械尺寸和热设计的技术限制。
本发明的一个目的是提供一种高频放大器，它包括小规模硬件，然而能够使本身灵活地适用于各种频率分配。
本发明的另一个目的是提供一种高频放大器，它包括能实行高效率和高SN比的小规模电路。
本发明的又一个目的是提供一种高频放大器，即使有大量数目的载波用于产生待放大的多载波信号，或即使这些载波的频率以各种方式或变化方式分配，它也能稳定地保持SN比。
本发明的又一个目的是提供一种应用于电子器具、设备或系统的高频放大器，它能使这些电子器具、设备或系统减小价格和尺寸，并且使它们改善可靠性。还提供用于电子器具等的高频放大器，它还能允许维修和操作更有效，并且以减少的费用完成。
上述目的由一种高频放大器实现，这种高频放大器包括一个放大装置和一个滤波装置，放大装置用于放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号，而滤波装置与放大装置的输出端连接，它具有一个位于多载波信号所占有的频带范围之内的拒斥频带，这样的转移特性使噪声电平抑制在预定上限之下，该噪声是以载波信号之间的调制积，和频率等于频率轴上频率差Δf的调制积产生，作为所述载波之间的合成积，和一个把频率差Δf包括在其范围内的通带。
在这种高频放大器中，上述噪声主要包括由于放大装置的非线性所产生的非线性失真。
因此，只要预先在滤波装置中建立滤波特性，使其适应于放大装置的特性和希望的频率分配，则在这种高频放大器中，包括上述放大装置和滤波装置的小规模电路能实现高效率和高SN比。
上述目的还由滤波装置实现，该滤波装置具有一个通带，该通带具有一个频带，该频带小于或等于与为其分配的所述频率差Δf相等的频率。
在这种高频放大器中，即使有大量数目的载波用于产生待放大的多载波信号，或即使这些载波的频率以不同或变化方式分配，也使SN比稳定地保持，而不改变滤波装置的特征。
上述目的还由滤波装置实现，该滤波装置具有一个通带，它具有一个其中分布所述多载波信号的二次谐波的频带，或一个较高通带，它包含为其分配的所述频带。
因此，由放大装置的非线性所产生的谐波分量和具有Δf频率的调制积一起，受到滤波装置的抑制，而且提高了SN比。
上述目的由一种高频放大器实现，它包括：放大装置，用于放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号，和滤波装置，与所述放大装置的输出端连接，具有一个位于所述多载波信号占有的频带范围之内的拒斥频带，和一个其中分布所述多载波信号的二次谐波的频带的通带，或一个包含为其分配的所述频带的较高通带。
只要预先在滤波装置中建立滤波特性，使其适应于放大装置的特性和希望的频率分配，则在这种高频放大器中，包括上述放大装置和滤波装置的小规模电路能实现高效率和高SN比。
上述目的还通过在所述放大装置11与和所述放大装置11的输出侧连接的负载之间，并联连接滤波装置来实现。
在如上述布置的高频放大器中，使滤波装置的输入/输出阻抗给定为一个值，它适合于放大装置的输出阻抗和负载的阻抗，只要这些阻抗具有已知值。
因此，滤波装置的滤波特性能作为适合于这样阻抗的转移函数，设置在希望精度。
而且，上述目的由放大元件实现，该放大元件主动地实现构成上述高频放大器的放大装置的放大功能，并且它和形成高频放大器的滤波装置集成，这样形成一个集成电路。
在这样构成的放大元件中，如上述通过和放大元件集成，则使用于滤波装置以终止放大装置的输出端的线长缩短。
因此，与把滤波装置布置在外面的情况比较，该线的阻抗较小。
即使有大量数目的载波用于产生待放大的多载波信号，或即使在这些载波的频率轴上的频率差大，也能实现高SN比。
本发明的其他目的和特点将在以下基于附图的说明中清楚地表示出来。
图1是说明按照本发明的高频放大器的原理的方框图；
图2是说明按照本发明的放大元件的原理的方框图；
图3是说明按照本发明的高频放大器的第一实施例的电路图；
图4是按照本发明的高频放大器的第一实施例的组装图；
图5是说明按照本发明的高频放大器的操作的图解说明；
图6是表示第一实施例的另一种布置的电路图；
图7是表示代替并联谐振器的滤波器的振幅特性的示意图；
图8是按照本发明的高频放大器的第二实施例的电路图；
图9是按照本发明的高频放大器的第二实施例的组装图。
图10是表示代替串联谐振器的滤波器的振幅特性的示意图；
图11是按照本发明的放大元件的第一实施例的平面图；
图12是按照本发明的放大元件的第二实施例的平面图；
图13是适用于CDMA系统的发射系统的功率放大器部分的示意图；以及
图14是说明多载波信号的频率分配和所能产生的交叉调制失真的分布的示意图。
首先叙述按照本发明的高频放大器和放大元件的原理。图1是说明按照本发明的高频放大器的原理的方框图。
图1所示放大器包括放大装置11和滤波装置12及21，对放大装置11供给后文所述的多载波信号，而滤波装置12和21与放大装置11的输出端连接。
按照本发明的第一高频放大器的原理如下。放大装置11放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号。滤波装置12与所述放大装置的输出端连接，它具有一个位于所述多载波信号占有的频带范围之内的拒斥频带，这样的转移特性把噪声电平抑制在预定上限之下，所述噪声是以多载波信号之间的调制积，和频率等于频率轴上频率差Δf的调制积产生，作为所述载波之间的合成积，和一个把频率差Δf包括在其范围内的通带。
按照本发明的第二高频放大器的原理如下。放大元件11放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号。滤波元件12与所述放大装置的输出端连接，它具有一个位于所述多载波信号占有的频带范围之内的拒斥频带，这样的转移特性把噪声电平抑制在预定上限之下，所述噪声是以多载波信号之间的调制积，和频率等于频率轴上频率差Δf的调制积产生，作为所述载波之间的合成积，和一个把频率差Δf包括在其范围内的通带。
上述噪声主要包括由于放大装置11的非线性所产生的非线性失真。
因此，只要预先在滤波装置12中建立滤波特性，使其适应放大装置11的特性和希望的频率分配，则在这种高频放大器中，包括上述放大装置11和滤波装置12的小规模电路能实现高效率和高SN比。
按照本发明的第三高频放大器的原理如下。
滤波装置12有一个处在等于频率差Δf的频率之下的频率的通带。
因此，即使有大量数目的载波用于产生待放大的多载波信号，或即使这些载波的频率以不同或变化方式分配，也使SN比稳定地保持，而不改变滤波装置12的特征。
按照本发明的第四高频放大器的原理如下。
滤波装置12具有一个其中分布所述多载波信号的二次谐波的频带，或一个包含为其分配的所述频带的较高通带。
特别是，由于放大装置11的非线性所产生的谐波分量和具有Δf频率的调制积一起，受到滤波装置12的抑制，同样提高了SN比。
按照本发明的第五高频放大器的原理如下。
放大装置11放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号。滤波装置21与放大装置11的输出端连接，它有一个拒斥频带，位于所述多载波信号占有的频带范围之内，和一个通带，具有一个其中分布所述多载波信号的二次谐波的频带，或一个较高通带，包含为其分配的所述频带。
按照本发明的第六高频放大器的原理如下。
放大元件11放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号。滤波装置21与放大装置11的输出端连接，它有一个拒斥频带，位于所述多载波信号所占有的频带范围之内，和一个通带，具有一个其中分布所述多载波信号的二次谐波的频带，或一个较高通带，包含为其分配的所述频带。
因此，只要预先在滤波装置12中建立滤波特性，使其适应放大装置11的特性和希望的频率分配，则在这种高频放大器中，包括上述放大装置11和滤波装置12的小规模电路能实现高效率和高SN比。
按照本发明的第七高频放大器的原理如下。
滤波装置12和21并联连接在放大装置11与和放大装置11的输出侧连接的负载之间。
也就是，对滤波装置12和21的输入/输出阻抗给定值，使其适合于放大装置11的输出阻抗和负载的阻抗，只要这些阻抗具有已知值。
因此，滤波装置12和21的滤波特性能作为适合于这样阻抗的转移函数，设置在希望精度。
图2是说明按照本发明的放大元件的原理的方框图。
该放大元件通过和滤波装置12和21集成，以形成一个集成电路而构成。
按照本发明的放大元件的原理如下。
该放大元件通过放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号，并且和上述滤波装置12和21中任何一个集成，以形成一个集成电路而构成。
特别是，由于滤波装置12或21如上所述集成，所以与不集成滤波装置12或21的情况比较，引到按照本发明的放大元件的输出端的终端的线的长度较短。
因此，与把滤波装置12或21布置在外面的情况比较，该线的阻抗较小。
并且，即使有大量数目的载波用于产生待放大的多载波信号，或即使沿这些载波的频率轴上的频率差大，也能实现高SN比。
在下文参考附图，详细地叙述本发明的实施例。
图3表示按照本发明的高频放大器的第一实施例。
在该图中，输入端通过电容器41与FET 42的栅极连接，FET 42是放大装置和放大元件。通过电感器43对FET 42的栅极施加一个给定的偏置电压Vgs。FET 42的源极接地。FET 42的漏极通过电容器44与输出端连接。通过并联谐振器47对FET 42的漏极施加一个给定的电源电压Vds，并联谐振器47是滤波装置，并且包括电感器45和电容器46的并联组合。用于各自供给偏置电压Vgs和电源电压Vds的电源线48-1和48-2分别通过电容器49-1和49-2及电容器50-1和50-2接地。
图4是按照本发明的高频放大器的第一实施例的组装图。
在该图中，相同部件用和图3同样标号表示。
在电路板51-1的一面上形成串联的矩形微带线52-1和52-2，及电源线48-1和接地图形53-1，电源线48-1和接地图形53-1两者包括与微带线52-1和52-2并联安排的矩形线路。在微带线52-1和52-2的相对端之间连接一个电容器41。在微带线52-2与电源线48-1之间连接一个电感器43。在电源线48-1与接地图形53-1之间并联连接电容器49-1和49-2。
在电路板51-2的一面上，形成串联的矩形微带线52-3和52-4，包括与微带线52-3和52-4并联安排的矩形线路的电源线48-2，和接地图形53-2。FET 42的栅极与微带线52-2和连接电容器41的端相对的端连接，而FET 42的漏极与微带线52-3的一端连接。电容器44连接在微带线52-3和FET 42的漏极连接的端相对的端与微带线52-4的一端之间。电感器45和电容器46连接在微带线52-3与电源线48-2之间。电容器50-1和50-2连接在电源线48-2与接地图形53-2之间。
图1所示部件与本实施例之间的对应关系如下。电容器41、44、49-1、49-2、50-1和50-2，FET 42，电感器43和45，及电源线48-1和48-2对应于放大装置11。并联谐振器47对应于滤波装置12。
按照本发明的高频放大器的第一实施例的操作如图5图解说明。
如下参考图3至图5，叙述本实施例的操作。对FET 42施加上述偏置电压Vgs和电源电压Vds，以便使FET 42的操作点能设置在或在作为AB类放大器或作为B类放大器的适当操作点。
预先分别设置电容器41和42的电容值，电感器43和45的电感值，及微带线52-1至52-4的特性阻抗和线长值，以便以希望精度在FET 42和预先安排的电路之间及后续级之间实现阻抗匹配。
预先关于待放大多载波信号设置电容器49-1、49-2、50-1和50-2的电容，以便电源线48-1和48-2的阻抗为希望小值。而且，通过组合分别具有f1至fN载波频率的RF信号，产生多载波信号。为简单起见，假定仅存在f1和f2两个波。
预先设置包括在并联谐振器47中的电感器45的电感和电容器46的电容，以便满足如下给定的条件(1)和(2)。
(1)并联谐振器47的谐振频率fr在希望精度下等于值fr＝(f1+f2)/2(图5中(1))。
(2)在FET 42的非线性偏差范围内，使交叉调制失真的电平抑制为容许电平(图5中(2))，其中产生交叉调制失真，以便上述基本调制积的电平是在组合与FET 42的漏极连接的内部等效电路、电容器44和通过电容器44连接的电路的后续级的各个阻抗下，以基本调制积的调制积产生。
由于在放大上述多载波信号的过程期间所产生的基本调制积的分量被并联谐振器47抑制到希望电平，所以类似地抑制了以基本调制积的调制积产生的交叉调制失真。
这样，按照本发明，只要用包括并联谐振器47的简单布置的电路，以该电路和电路的后续级终止输出端，使并联谐振器47的谐振频率、品质因数和阻抗适合于希望的频率分配，并且设置在满足上述条件(1)和(2)的值，则能以高SN比获得希望电平的多载波信号。
而且，按照本实施例，以高SN比同时放大多载波信号中包含的多个RF信号。因此，能减少维修和操作费用及功率消耗。另外，缓解了按照本实施例的无线基站办公处建立的限制，并且提高了可靠性。
在本实施例中，根据希望的频率分配，载波的频率f1至fN给定为已知值。
应该理解，即使不知道这样的频率分配，但是只要已知待放大的多载波信号所占有的频带，和频率轴上载波频率之间频率差的最大值，则通过把并联谐振器47的振幅特性预设为这样电平，其中使能够在小于或等于最大值的频带中分布的基本调制积的电平抑制为希望电平，那么本发明能用于各种频率分配。
在本实施例中，并联谐振器47的品质因数设置为满足上述条件(2)的值。
然而，在品质因数预设为一个值，其中多载波信号的二次谐波抑制为小于或等于希望值的情况下，则如图5中(3)和(4)所示，乱真特性和效率都得到提高。
而且，在本实施例中，并联谐振器47的一端与电源线48-2直接连接，以便谐振器在交流通路中接地。
然而，如图6所示，并联谐振器47的一端可以通过一个阻断直流耦合的电容器61直接接地，其中在由多载波信号占有的频带下的阻抗比并联谐振器47的阻抗足够小。62所示是一个电感器，其中对于多载波信号的阻抗在图6中相当小。
在本实施例的又一个特征中，并联谐振器47适合为一个滤波器，以把基本调制积的电平抑制到希望值。
然而，如果滤波器具有与希望的频率分配相适合，并且使在该频率分配下所能产生的基本调制积得到抑制的特性，则并联谐振器47可以用一个在基本调制积的频率Δf下具有衰减极的陷波滤波器(图7(a))，或一个在包含频率Δf的低频下具有通带的滤波器(图7(b))来代替。
图8表示按照本发明的高频放大器的第二实施例。
在该图中，相同元件和功能用和图3所示同样标号表示，并且这里将省略其叙述。
本实施例和图3所示实施例之间布置的不同是并联谐振器47用电感器71代替，并且FET 42的漏极通过包括串联电感器72和电容器73的串联谐振器74接地。
关于本实施例和图1所示元件之间的对应关系，除包括电感器72和电容器73的串联谐振器74对应滤波装置21外，和上述第一实施例的对应关系相同。
图9是按照本发明的高频放大器的第二实施例的组装图。
在该图中，相同元件和功能用和图4所示同样标号表示，并且这里将省略其叙述。
本实施例与图3所示实施例之间元件方面的不同如下。
(1)在电路板51-2的表面上，有微带线52-3，在FET 42的漏极与之连接的微带线52-3的一端附近，在给定距离处形成一个矩形接合区81R。
(2)在离接合区81R给定距离处，还形成一个接地矩形接合区81G。
(3)使电感器72连接在微带线52-3的一端与接合区81R之间。
(4)使电感器71连接在微带线52-3的另一端与电源线48-2之间。
(5)使电容器73连接在接合区81R与81G之间。
以下将参考图5、图8和图9，说明本实施例的操作。
电感器71形成一条从电源线48-2到FET 42的漏极的通路，它供给驱动直流功率。
这个电感器71具有一个电感，它在FET 42与通过电容器44连接的后续级之间实现阻抗匹配。
组成串联谐振器74的电感器72的电感和电容器73的电容预设为满足条件(a)和(b)的值。
(a)如图5中(5)所示，串联谐振器74的谐振频率几乎设置在多载波信号的二次谐波所占有的频带的中央。
(b)上述阻抗匹配以高精度保持，并且能在多载波信号占有的频带中获得希望转移特性。
由于串联谐振器74抑制在放大多载波信号的过程期间产生的较高谐波，所以与现有技术比较，改善了乱真特性。
在本实施例中，用串联谐振器74抑制多载波信号的二次谐波。
然而，例如，如图10中(a)、(b)和(c)所示，串联谐振器74可以代替为：
(a)一个带通滤波器，它具有一个通带，位于二次谐波所分布的频带中，
(b)一个梳齿滤波器，在多载波信号所包括的各载波的频率两倍频率下具有通带，
(c)一个高通滤波器，在低于或等于较高谐波所分布的频带的频率下具有拒斥频带。
图11表示按照本发明的放大元件的第一实施例。
在该图中，相同元件和功能用和图6所示同样标号表示，并且这里将省略其叙述。
图11所示实施例的特点在于FET 91的布置，它能代替FET 42安装。
FET 91由下列元件构成：
(1)包装件92，它还用作源端，
(2)引线93G和93D，通过绝缘材料(未示出)安装在包装件92上，并且对应于源端和漏端，
(3)接片94，和引线93G和93D一起安装在包装件92之内给定表面上，
(4)FET片96，布置在接片94上，通过金线95-1至95-4与引线93G连接，并且通过金线96-1至96-4与引线93D连接，
(5)矩形导线图形97，和FET片96一起布置在接片94上，
(6)第一环形图形98-1，在导线图形97周围以间隔隔开形成
(7)第二环形图形98-2，在第一环形图形周围以间隔隔开形成，并且与接片94(包装件92)接地，
(8)金线99-1，连接在引线93D与导线图形97之间，
(9)金线99-2，连接在引线93D与第一导线图形98-1之间。
本实施例与图2所示元件之间的对应关系如下。导线图形97、第一环形图形98-1、第二环形图形98-2和金线99-1及99-2对应于滤波装置12。
在如上所述布置的FET 91中，导线图形97、第一导线图形98-1和第二导线图形98-2按照希望形状、尺寸和布置，在接片94上以膜形状分层或形成。使其上应该形成这些图形的表面的材料的相对固有电容率预设为希望值，以便形成和导线图形97与第一导线图形98-1之间的电容器46具有相同电容的电容器。并且，在第一导线图形98-1与第二导线图形98-2之间形成另一个和电容器61具有相同电容的电容器。
金线99-1和99-2预先形成希望形状和给定的预定尺寸，以便成为分别对应于电感器62和45的电感器。
也就是，图6所示的并联谐振器47和电容器61在能代替FET 42安装的FET 91内部整体地形成。电容器61的一端与对应于FET 91的源端的接片94(包装件92)直接接地。
这样，在本实施例中，即使多载波信号所包括的多载波的距离大，但是如图6虚线所示，由于和并联谐振器47在FET 42的外面接地时的情况比较，以高精度抑制了基本调制积，所以使交叉调制积得到有效地抑制。
图12表示按照本发明的放大元件的第二实施例。
在该图中，相同元件用和图8和图11所示同样标号表示，并且这里将省略其叙述。
图8所示本实施例的特点在于FET 91A的布置，它能代替FET 42安装。
FET 91A与图11所示FET 91之间布置的不同是不形成第二环形图形98-2，使第一环形图形98-1与接片94(包装件92)接地，并且不设置金线92-2。
而且，关于本实施例与图2方框图之间的对应关系，导线图形97、第一环形图形98-1和金线99-1对应于滤波装置21。
在如上述构成的FET 91A中，导线图形97和第一导线图形98-1按照希望形状、尺寸和布置，在接片94上以膜形状分层或形成。使其上形成这些图形的表面形成材料的相对固有电容率预设为给定值。因此，在导线图形97与第一导线图形98-1之间形成一个和电容器73具有相同电容的电容器。
金线99-1预先形成希望形状和给定尺寸，以便成为对应于电感器72的电感器。
也就是，图8所示的并联谐振器47在能代替FET 42安装的FET91A内部整体地形成。并联谐振器47的一端与对应于FET 91A的源端的接片94(包装件92)直接接地。
这样，在本实施例中，如图9虚线所示，和FET 42的漏极通过布置在FET 42外面的串联谐振器74接地时的情况比较，以高精度抑制了二次谐波。因此，使SN比提高。
而且，在本实施例中，FET片96和并联谐振器47或串联谐振器74布置在接片94上，并且通过金线96-1至96-4、99-1、99-2和引线93D连接在一起，以便以多片集成电路集成整体。
然而，金线96-1至96-4、99-1和99-2可以和并联谐振器47或串联谐振器74集成，以便例如形成单片集成电路或混合集成电路。
在上述各个实施例中，本发明适用于应用CDMA系统的移动通信系统的发射部分。
然而，应该理解，本发明可以应用于任何其中放大上述多载波信号的电子器具、设备或系统，而与多址联接方法、调制方法、频带、频率分配或通道频率指配无关。
而且，本发明能在除移动通信系统外的无线发射系统或有线发射系统范围内，简单地用于在RF频带或IF频带内执行给定处理的发射部分或接收部分。
在上述各个实施例中，本发明适用于AB类功率放大器，它用FET42、91和91A作为放大元件。
然而，取决于放大元件、放大元件的操作点、用于和先前或后续级耦合的电路的系统、电平、待放大多载波信号所占有的频带和频宽、增益、SN比、线性，以及要实现的效率，能应用本发明，而与是否增加反馈电路无关。
应该注意，本发明不限于上述实施例，而是可能在本发明的范围之内有各种变化和变更。而且，可以部分地或在整个设备之内进行改进。

Claims (14)

1.一种高频放大器，包括：
一个放大装置，用于放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号；和
一个滤波装置，与所述放大装置的输出端连接，具有：
一个拒斥频带，位于所述多载波信号所占有的频带范围之内，
这样的转移特性便于把噪声的电平抑制在预定上限之下，所述噪声是以多载波信号之间的调制积，和频率等于频率轴上频率差Δf的调制积产生，作为所述载波之间的合成积，和
一个通带，在其范围内包括所述频率差Δf。
2.一种高频放大器，包括：
一个放大元件，用于放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号；和
一个滤波元件，与所述放大装置的输出端连接，具有：
一个拒斥频带，位于所述多载波信号所占有的频带范围之内，
这样的转移特性便于把噪声的电平抑制在预定上限之下，所述噪声是以多载波信号之间的调制积，和频率等于频率轴上频率差Δf的调制积产生，作为所述载波之间的合成积，和
一个通带，在其范围内包括所述频率差Δf。
3.如权利要求1所述的高频放大器，其中所述滤波装置的所述通带具有一个频带，它低于或等于和为其分配的所述频率差Δf相等的频率。
4.如权利要求1所述的高频放大器，其中所述滤波装置的所述通带具有一个频带，其中分布所述多载波信号的二次谐波，或一个较高通带，包含为其分配的所述频带。
5.如权利要求3所述的高频放大器，其中所述滤波装置的所述通带具有一个频带，其中分布所述多载波信号的二次谐波，或一个较高通带，包含为其分配的所述频带。
6.一种高频放大器，包括：
一个放大装置，用于放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号；和
一个滤波装置，与所述放大装置的输出端连接，具有：
一个拒斥频带，位于所述多载波信号所占有的频带范围之内，
一个通带，具有一个频带，其中分布所述多载波信号的二次谐波，或一个较高通带，包含为其分配的所述频带。
7.一种高频放大器，包括：
一个放大元件，用于放大由组合多个独立调制的载波所产生的多载波信号；和
一个滤波元件，与所述放大装置的输出端连接，具有：
一个拒斥频带，位于所述多载波信号所占有的频带范围之内，
一个通带，具有一个频带，其中分布所述多载波信号的二次谐波，或一个较高通带，包含为其分配的所述频带。
8.如权利要求1所述的高频放大器，其中所述滤波装置并联连接在所述放大装置与和所述放大装置的输出侧连接的负载之间。
9.如权利要求3所述的高频放大器，其中所述滤波装置并联连接在所述放大装置与和所述放大装置的输出侧连接的负载之间。
10.如权利要求4所述的高频放大器，其中所述滤波装置并联连接在所述放大装置与和所述放大装置的输出侧连接的负载之间。
11.如权利要求5所述的高频放大器，其中所述滤波装置并联连接在所述放大装置与和所述放大装置的输出侧连接的负载之间。
12.如权利要求6所述的高频放大器，其中所述滤波装置并联连接在所述放大装置与和所述放大装置的输出侧连接的负载之间。
13.一种放大元件，其中：
输出端与一个滤波装置连接，该滤波装置具有：
一个拒斥频带，位于由组合多个独立调制的载波所产生的所述多载波信号所占有的频带范围之内，
这样的转移特性便于把噪声的电平抑制在容许上限之下，所述噪声以多载波信号之间的调制积，和频率等于频率轴上频率差Δf的调制积产生，作为所述载波之间的合成积，和
一个通带，在其范围内包括所述频率差Δf；
所述放大元件和所述滤波装置集成，以形成一个集成电路；并且
所述放大元件放大所述多载波信号。
14.一种放大元件，其中：
输出端与一个滤波装置连接，该滤波装置具有一个拒斥频带，位于由组合多个独立调制的载波所产生的所述多载波信号所占有的频带范围之内，和一个通带，具有一个频带，其中分布所述多载波信号的二次谐波，或一个较高通带，包含为其分配的所述频带；
所述放大元件和所述滤波装置集成，以形成一个集成电路；并且
所述放大元件放大所述多载波信号。
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