JP2000059210A - 外部負荷を考慮したdll回路 - Google Patents
外部負荷を考慮したdll回路Info
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Abstract
路を提供し、位相調整動作を短時間で可能にする。 【解決手段】基準クロックCLK11が入力され、制御
された遅延時間だけ遅延したクロックを出力する第1の
可変遅延回路14と、第1の可変遅延回路の出力クロッ
クを入力され、所定の遅延時間遅延した遅延クロックを
出力する第2の可変遅延回路20と、基準クロックCL
K11と遅延クロックd−i−CLKとの位相を比較
し、位相が一致する様に、第1の可変遅延回路の遅延量
を制御する位相比較・遅延制御回路15,16とを有す
る。外部負荷に応じて異なる出力バッファの動作遅延時
間を測定し、その動作遅延時間に応じて、DLL回路の
フィードバックループ内の第2の可変遅延回路の遅延量
を調整する。
Description
ングを安定化する回路であるディレー・ロックド・ルー
プ(Delay Locked Loop: DLL)に関し、特に、短時
間で、出力端子に接続される外部負荷に応じて制御クロ
ックのタイミングを調整することができるDLL回路に
関する。
ックに同期して動作するSDRAMが広く普及してい
る。この様なクロック同期型のメモリデバイスは、外部
クロックに同期してデータの入力や出力を行う為に、内
部にタイミング制御回路としてデレー・ロックド・ルー
プ(DLL)回路を内蔵する。かかるDLL回路は、例
えば、本出願人が出願した特開平10-112182 号に記載さ
れている。
と位相が一致或いは所定の位相関係にある制御クロック
を生成し、その制御クロックが入力バッファや出力バッ
ファの動作タイミングを制御する。DLL回路の概略的
な構成は、基準クロックを遅延させる可変遅延回路と、
その可変遅延回路の出力のクロックを入力バッファや出
力バッファの遅延時間分だけ更に遅延させるダミー遅延
回路と、基準クロックとダミー遅延回路の出力の遅延ク
ロックとの位相を比較し、両クロックの位相が一致する
ように可変遅延回路の遅延量を制御する位相比較器及び
遅延制御回路とを有する。基準クロックと遅延クロック
の位相が一致するロック状態では、可変遅延回路の出力
の制御クロックに応答してデータ出力バッファから出力
されるデータ出力が外部クロックの位相と一致すること
になる。
蔵するメモリデバイス或いはそれ以外のデバイスは、通
常、プリント回路基板やモジュール基板上に搭載され
る。そして、DLL回路により生成された制御クロック
により動作タイミングが制御されるデータ出力バッファ
の出力端子は、搭載されるプリント回路基板等の配線に
接続される。したがって、データ出力バッファの動作に
要する時間は、この外部負荷の大きさに依存して異な
る。
力端子に接続される外部負荷は、搭載されるプリント回
路基板やモジュール基板の配線の構造により異なり、デ
バイス単体で設計する段階では予測不可能である。その
ため、DLL回路内のフィードバックループ内に設けら
れるダミー出力バッファの遅延時間を固定的にすると、
デバイスがシステム内に搭載された状態でのデータ出力
バッファの動作に要する遅延時間が、固定的に設定され
たダミー出力バッファの動作時間と整合しなくなること
が予想される。その結果、DLL回路による制御クロッ
クのタイミングが最適でなくなる。
された状態で、例えば電源起動後の初期化状態におい
て、外部負荷も考慮してフィードバックループ内の遅延
回路の遅延量を設定することが望まれる。
イスに共通のバスに接続されるので、初期化状態におけ
る各デバイスの調整は、複数のデバイスに対して同時に
行うことができず、1つ1つのデバイス毎に調整を行う
必要がある。その場合、デバイス1つ1つに対してフィ
ードバックループ内の遅延量を調整することが要求され
る。しかしながら、上記の特開平10-112182 号で提案し
たDLL回路では、タイミング調整を行う為に、複数回
の基準クロックと遅延クロックとの位相比較動作と遅延
量の調整を行う必要があり、もしデバイス毎に外部負荷
に応じた調整を行うと、システム全体のタイミング調整
に長時間を要することになる。
同期する制御クロックであって、デバイスの出力端子に
接続される外部負荷に対応して最適のタイミングを有す
る制御クロックを生成することができるDLL回路を提
供することにある。
期する制御クロックであって、デバイスの出力端子に接
続される外部負荷に対応して最適のタイミングを有する
制御クロックを生成することができるDLL回路におい
て、短時間で最適のタイミングに調整することができる
DLL回路を提供することにある。
に、本発明は、基準クロックを遅延させて所定の位相関
係を有する制御クロックを生成するディレー・ロックド
・ループ(DLL)回路において、出力バッファの動作
遅延時間を測定し、その動作遅延時間に応じて制御クロ
ックのタイミングを調整する。DLL回路は、基準クロ
ックが入力され、制御された遅延時間だけ遅延したクロ
ックを出力する第1の可変遅延回路と、第1の可変遅延
回路の出力クロックを入力され、所定の遅延時間遅延し
た遅延クロックを出力する第2の可変遅延回路と、基準
クロックと遅延クロックとの位相を比較し、基準クロッ
クと遅延クロックとの位相が一致する様に、第1の可変
遅延回路の遅延量を制御する位相比較・遅延制御回路と
を有する。そして、外部負荷に応じて異なる出力バッフ
ァの動作遅延時間を測定し、その測定した出力バッファ
の動作遅延時間に応じて、DLL回路のフィードバック
ループ内の第2の可変遅延回路の遅延量を調整する。そ
の結果、第1の可変遅延回路遅延回路の出力クロックの
タイミングが、外部負荷の大きさに応じて調整される。
そして、この出力クロック或いは同等の遅延制御を受け
る別の可変遅延回路の出力クロックを制御クロックとし
て利用する。
準クロックを遅延させて所定の位相関係を有する制御ク
ロックを生成するディレー・ロックド・ループ(DL
L)回路において、出力端子に出力信号を供給する出力
バッファが該制御クロックに応答して動作し、前記DL
L回路は、前記基準クロックが入力され、制御された遅
延時間だけ遅延したクロックを出力する第1の可変遅延
回路と、前記第1の可変遅延回路の出力クロックを入力
され、所定の遅延時間遅延した遅延クロックを出力する
第2の可変遅延回路と、前記基準クロックと前記遅延ク
ロックとの位相を比較し、前記基準クロックと遅延クロ
ックとの位相が所定の関係になる様に、前記第1の可変
遅延回路の遅延量を制御する位相比較・遅延制御回路
と、前記出力バッファの動作遅延時間を測定し、当該測
定した動作遅延時間に応じて前記第2の可変遅延回路の
遅延量を設定する遅延測定回路とを有することを特徴と
する。
に応じて制御クロックのタイミングを微調整することが
でき、最適のタイミングの制御クロックを生成すること
ができる。
回路は、前記制御クロックのタイミングから前記出力バ
ッファの出力信号のタイミングまでの時間を測定するこ
とを特徴とする。出力バッファの動作遅延時間を測定し
て、それに応じて前記第2の可変遅延回路の遅延量を設
定しているので、DLL回路のフィードバックループを
利用した遅延量の設定に比較して、短時間での設定が可
能になる。
て図面に従って説明する。しかしながら、本発明の技術
的範囲がその実施の形態に限定されるものではない。
例のDLL回路の構成図である。また、図2は、その動
作タイミングチャート図である。外部から供給される外
部クロックCLKが、入力バッファ11に供給され、基
準クロックCLK1が生成される。図2には、入力バッ
ファ11の遅延時間Δt11が示され、基準クロックC
LK1が外部クロックCLKより遅延時間Δt11だけ
位相がずれていることが示される。
3で制御された遅延時間Δt13だけ遅延され、制御ク
ロックCLK2となる。制御クロックCLK2は、デー
タ出力バッファ17に供給される。データ出力バッファ
17は、制御クロックCLK2に応答してデータDAを
取り込み出力D1を出力端子Dout に供給する。出力端
子Dout には、デバイスが搭載されるプリント回路基板
などの外部負荷CL が接続される。したがって、データ
出力バッファ17は、出力端子Dout と外部負荷CL と
を駆動する必要がある。つまり、外部負荷CL の大きさ
に依存して、データ出力バッファ17の動作時間Δt1
7が異なることになる。
して、例えば2分の1の周波数に分周される。分周され
た基準クロックCLK11は、別の可変遅延回路14で
制御された遅延時間Δt14だけ遅延され、クロックC
LK12となる。この可変遅延回路14は、可変遅延回
路13と同等の遅延回路であり、同じ遅延制御信号φ E
により同等の遅延時間を有するように制御される。クロ
ックCLK12は、更にフィードバックループ内に設け
た可変遅延回路20に供給され、入力バッファ11と出
力バッファ17の動作遅延時間(Δt20=Δt11+
Δt17)に相当する時間だけ遅延された遅延クロック
d−i−clkが出力される。
11と遅延された遅延クロックd−i−clkとの位相
を比較し、位相比較結果信号φS 、φR とを生成し、遅
延制御回路15に供給する。遅延制御回路15は、位相
比較結果信号φs 、φR 、にしたがって、両クロックC
LK11,c−i−clkの位相差がなくなる様に、可
変遅延回路14,13の遅延量を制御する遅延制御信号
φE を生成する。その結果、可変遅延回路14と可変遅
延回路20の遅延量の合計(Δt14+Δt20)は、
基準クロックCLK11の周期(またはクロックCLK
の整数倍)になるように、制御される。その結果、基準
クロックCLK11と遅延された遅延クロックc−i−
clkの位相が一致する。
フィードバックループ内の可変遅延回路20の遅延量Δ
t20が、出力負荷CL に応じて異なるデータ出力バッ
ファ17の動作遅延時間Δt17に応じて設定される。
即ち、遅延測定回路19は、データ出力バッファ17の
動作開始を制御する制御クロックCLK2の立ち上がり
エッジから、その制御クロックCLK2に応答して出力
信号D1が変化するまでのタイミングまでの時間Δt1
7と、その出力信号D1がダミー入力バッファ18を通
過する時間Δt11の合計を測定する。そして、その測
定時間(Δt17+Δt11)に応じて、可変遅延回路
20の遅延量を遅延設定信号φD により設定する。した
がって、可変遅延回路20は、データ出力バッファ17
の動作遅延時間Δt17と、ダミー入力バッファ18の
遅延時間Δt11の合計時間に設定される。入力バッフ
ァ11の遅延時間Δt11は、出力端子Dout の外部負
荷CL に依存しないので、それと同等の遅延時間を有す
るダミー入力バッファ18が利用される。
回のデータ出力動作でデータ出力バッファ17の動作遅
延時間Δt17を測定することができる。尚、分周器1
2は、必須ではないが、高周波のクロックCLKに対し
て、DLL回路の位相比較動作と遅延制御動作の頻度を
下げる為に設けられる。動作頻度を下げる必要がない場
合は、後述する例にある通り、この分周器12は必要な
い。その場合は、可変遅延回路13,14が1つの可変
遅延回路で構成可能である。
して変化するデータ出力バッファ17の動作遅延時間に
応じて、DLL回路のフィードバックループ内の可変遅
延回路20の遅延時間が設定される。従って、基準クロ
ックCLK11と遅延された遅延クロックc−i−cl
kの位相が一致するので、制御クロックCLK2の立ち
上がりエッジのタイミングは、外部クロックCLKの立
ち上がりエッジ(位相0度)からデータ出力バッファ1
7の動作遅延時間Δt17だけ早いので、出力される出
力信号D1は、外部クロックCLKの立ち上がりエッジ
の位相に一致して出力される。
の構成図である。その動作タイミングチャート図は、図
2に示される。図3のDLL回路は、図1と同じ部分に
は同じ引用番号を有する。第2の実施の形態例は、第1
の実施の形態例と異なり、DLL回路のフィードバック
ループ内には、可変遅延回路で構成されるダミー出力バ
ッファ21と遅延量が固定のダミー入力バッファ18が
設けられる。そして、遅延測定回路19は、制御クロッ
クCLK2の立ち上がりエッジからデータ出力バッファ
17が出力信号D1を出力するまでの時間Δt17を測
定し、その遅延時間Δt17に応じてダミー出力バッフ
ァ21の遅延時間を遅延量設定信号φDにより設定す
る。従って、遅延されたクロックCLK13は、クロッ
クCLK12から測定された時間Δt17分だけ遅延す
る。そして、クロックCLK13は、更にダミー入力バ
ッファ18により入力バッファ11と同等の遅延時間Δ
t18(=Δt11)だけ遅延して、遅延クロックc−
i−clkとなる。それ以外の構成は、図1の回路と同
じである。
LL回路の構成図である。この例は、図1の可変遅延回
路13,14が共通の可変遅延回路13で構成され、分
周器12は設けられていない。従って、可変遅延回路1
3の出力のクロックCLK2が可変遅延回路20を介し
て位相比較回路16に供給され、そのクロックCLK2
が制御クロックとしてデータ出力バッファ17に共有さ
れる。そして、位相比較回路16は、外部クロックCL
Kの周期毎で位相比較を行い、遅延制御回路15が可変
遅延回路13の遅延量を制御する。図1の第1の実施の
形態例と同様に、遅延測定回路19は、制御クロックC
LK2の立ち上がりエッジからデータ出力バッファ17
が出力信号D1を出力するまでの時間Δt17と、ダミ
ー入力バッファ18の遅延時間Δt11の合計を測定す
る。
ファ17へのデータDAは、通常のメモリデバイス内の
データバスDBからのデータ、または電源起動時の初期
化状態の時に活性化されるダミーデータ発生器22から
のダミーデータが、スイッチ23により切り換えられ
る。電源起動時の初期化状態では、メモリデバイスは動
作していないので通常のデータバスからの出力データの
変化はない。従って、初期化状態において生成されるリ
セット信号に応答して、ダミーデータ発生器22が活性
化され、ダミーデータがデータ出力バッファ17に供給
され、遅延測定回路19の測定動作に利用される。
おいて、リセット信号に応答して、制御クロックCLK
2の立ち上がりエッジからダミー入力バッファ18の出
力Di1が変化するまでの時間を測定する。そのため
に、遅延測定回路19は、データ出力バッファ17に供
給されるデータDAが、例えばHレベルからLレベルに
変化したことを検出し、その後の制御クロックCLK2
の立ち上がりエッジから、出力信号Di1の立ち下がり
エッジまでの時間を測定する。
路により明らかになるが、遅延測定回路19は、通常動
作状態においても、所定の頻度で、データバスDBから
のデータDAがHレベルからLレベルに変化したことを
検出し、その後の制御クロックCLK2の立ち上がりエ
ッジから、出力信号Di1の立ち下がりエッジまでの時
間を測定する。初期化状態で一旦設定した可変遅延回路
20の遅延量は、例えば温度変化やその他の要因により
外部負荷CL が変化して、変化する場合がある。その場
合は、通常動作状態における遅延測定回路19の動作に
より、可変遅延回路20の遅延量が再設定される。
9と可変遅延回路20の構成を示す図である。図2に示
した可変遅延回路21もこの構成と同等である。
部19Aと、その制御部19Aが生成するスタートパル
スSTART、ストップパルスSTOP及びゲートパル
スGATEにより制御されて遅延時間を測定する測定部
19Bとを有する。制御部19Aの構成は後述する。ま
た、測定部19Bは、測定結果に応じて遅延設定信号φ
D を生成し、その遅延設定信号φD によって、可変遅延
回路20の遅延量が設定される。
通り、電源起動時の初期化状態において、リセット信号
RESETに応答して、データDAがHレベルからLレ
ベルに切り替わったことを検出し、その直後の制御クロ
ックCLK2の立ち上がりエッジに応答してスタートパ
ルスSTARTを生成する。このスタートパルスSTA
RTの立ち上がりによるHレベルが、NANDゲートと
インバータからなる遅延回路30を伝播する。従って、
遅延回路30の各ノードN10〜N40は、次々にHレ
ベルとなる。その状態は、ゲート31を介して、インバ
ータからなるラッチ回路郡32にラッチされる。
の出力信号Di1の立ち下がりエッジに応答して、スト
ップパルスSTOPを生成し、そのストップパルスST
OPによりCMOSトランスファゲート31が閉じられ
る。即ち、ストップパルスSTOPが生成された時点
で、スタートパルスSTARTが遅延回路30を伝播し
た箇所までのノードN10〜N40が、全てHレベルと
なる。図6のタイミングチャートの例では、ノードN3
0までがHレベルになっている。従って、ストップパル
スSTOPの生成により、ラッチ回路群32のノードN
11,N21,N31がLレベル、それより右側のノー
ドN41らがHレベルとなる。従って、NORゲート群
34の出力は、ノードN32のみがHレベルとなり、そ
れ以外のノードN12,N22,N42は全てLレベル
となる。
の生成に応答して、ゲートパルスGATEを生成する。
このゲートパルスGATEのHレベルに応答して、CM
OSトランスファゲート群34が導通し、ラッチ回路群
35が上記の状態をラッチする。従って、遅延設定信号
φD は、3段目の信号のみがHレベルとなり、それ以外
は全てLレベルとなる。
7,49などとNANDゲート46,48,50などか
らなる遅延回路と、入力される制御クロックCLK2を
供給するNANDゲート41,42,43,44などで
構成される。このNANDゲート41〜44の一方の入
力には、制御クロックCLK2が供給され、他方の入力
には、遅延設定信号φD が供給される。上記の例では、
NANDゲート43に供給される遅延設定信号φD だけ
がHレベルであるので、NANDゲート43を介して制
御クロックCLK2の立ち上がりエッジがノードN33
をLレベルにする。その結果、制御クロックCLK2
は、NANDゲート43とゲート50〜45を通過して
遅延クロックc−i−clkとなるので、可変遅延回路
20の遅延量は、合計7段のゲート遅延量に設定され
る。
信号DAのHレベルからLレベルへの一回の変化で、デ
ータ出力バッファ17とダミー入力バッファ18の遅延
時間の合計を測定する。そして、その測定結果により、
可変遅延回路20の遅延量が設定される。従って、DL
L回路の出力負荷CL に応じた位相調整を短時間で行う
ことができる。
路図である。この制御部19Aは、初期化状態におい
て、リセット信号RESETのHレベルに応答して活性
化信号N2がHレベルとなる。活性化信号N2が活性状
態のHレベルの間に、制御部19Aが、スタートパルス
START、ストップパルスSTOP及びゲートパルス
GATEを生成し、その後自ら非活性状態に戻る。ま
た、通常動作状態でも、カウンタ55により所定の時間
間隔で、活性化信号N2がHレベルになる。
を検出する回路78によりデータDAの立ち下がり検出
信号N4が生成され、その直後の制御クロックCLK2
の立ち上がりに応答して、スタートパルスSTARTが
Hレベルになる。更に、スタートパルスSTARTがH
レベルに立ち上がってから後の信号Di1の立ち下がり
に応答して、ストップパルスSTOPがHレベルにな
る。そして、ストップパルスSTOPの立ち上がりエッ
ジに応答して、ゲートパルスGATEが生成される。ゲ
ートパルスGATEの発生に応答して、非活性化信号N
5が生成され、ラッチ回路53を反転して活性化信号N
2をLレベルに戻す。それに応答して、スタートパルス
START及びストップパルスSTOPがLレベルに戻
る。従って、スタートパルスSTARTの立ち上がりエ
ッジから、ストップパルスSTOPの立ち上がりエッジ
までが、出力バッファ17とダミー入力バッファ18の
遅延時間の合計に対応する。
御部の動作タイミングチャート図である。電源起動時な
どの初期化状態においてDLL回路が位相調整モードに
なると、リセットパルスRESETが生成され、ダミー
データ発生器22からダミーデータが生成される。既に
説明した通り、この実施の形態例では、データ信号の立
ち下がりタイミングを利用して、出力バッファ17及び
ダミー入力バッファ18の遅延時間を測定する。そのた
めに、出力データ信号D1がHレベルからLレベルに切
り替わる場合に、測定を行う。即ち、前回のデータDA
(n−1)がHレベル、今回のデータDA(n)がLレ
ベルの場合に遅延時間の測定が行われる。
ッジに応答して、インバータ52がノードN6をLレベ
ルにする。それに応答して、NANDゲート54を介し
て、活性化信号N2がHレベルになる。その結果、NA
NDゲート57が導通状態となり、制御クロックCLK
2を反転してゲート58,60に供給する。一方、デー
タDAの立ち下がり検出回路78は、データDAを制御
クロックCLK2のエッジに同期して導通するゲート5
8,60により、ラッチ回路59,61に転送する。即
ち、制御クロックCLK2の立ち下がりエッジでダミー
データDAがHレベルであり、次の立ち上がりエッジで
Lレベルの時に、検出信号N4がHレベルになり、N型
トランジスタ67を導通する。
がりエッジに応答して、N型トランジスタ66も導通
し、ノードN7をLレベルにし、スタートパルスSTA
RTがHレベルに立ち上がる。これにより、測定部19
Bの測定が開始する。
ンジスタ69が導通する。そして、その後のダミー入力
バッファ18の出力信号Di1の立ち下がりエッジに応
答して、P型トランジスタ70も導通し、ストップパル
スSTOPがHレベルとなる。これにより、測定部19
Bの測定が終了する。
ジに応答して、インバータ73の遅延時間分のパルス幅
を有するゲートパルスGATEが生成される。更に、ゲ
ートパルスGATEの立ち下がりエッジに応答して、イ
ンバータ76の遅延時間分のパルス幅を有する非活性化
パルスN5が生成され、信号N6をHレベルに戻し活性
化信号N2をLレベルにする。この活性化信号N2のL
レベルへの立ち下がりエッジに応答して、スタートパル
スSTART及びストップパルスSTOPが共にLレベ
ルに立ち下がる。
制御部の動作タイミングチャート図である。通常動作状
態では、初期化状態の位相調整モードで可変遅延回路2
0の遅延量が調整されたDLL回路により、制御クロッ
クCLK2が生成される。そして、温度変化などを考慮
して、図7に示したカウンタ55が制御クロックCLk
2をカウントし、例えば256回カウントすると、信号
N1がHレベルになる。そして、出力イネーブル信号O
EがHレベルになって、データバスDBから読み出しデ
ータDAがデータ出力バッファ17に供給される時に、
NANDゲート56,54により活性化信号N2がHレ
ベルにされる。
御クロックCLK2の立ち下がりエッジでデータDAが
Hレベル、次の立ち上がりエッジでデータDAがLレベ
ルに変化するのを検出して、上記の初期化状態の場合と
同様に、スタートパルス、ストップパルス、ゲートパル
スが生成される。その動作は、初期化状態での位相調整
モード時の動作と同じである。そして、最後にカウンタ
55が信号N5の立ち上がりエッジでリセットされ、測
定動作が終了する。このように、1回のデータDAの立
ち下がりエッジを利用して遅延時間の測定が行われる。
データ発生器の回路図である。また、図11は、その動
作タイミングチャート図である。ダミーデータ発生器
は、電源投入直後の初期化状態において位相調整モード
を実行する際に、ダミーデータを生成し、データ出力バ
ッファ17に供給する。
ラッチ回路80のノードN52がLレベル、ラッチ回路
81のノードN53がHレベルになっている。そこで、
電源投入直後のリセットパルスRESETの応答して、
信号N6がLレベルとなり、その反転信号/N6がHレ
ベルとなる。その結果、NANDゲート82が導通状態
となる。制御クロックCLK2がNANDゲート82で
反転されて、CMOSトランジスタゲートS1,S2に
供給され、それらのゲートS1,S2を交互にオン、オ
フさせる。それに応じて、ノードN52,N53には、
制御クロックCLK2を2分の1に分周したクロックが
生成される。
ルにより、スイッチ23Aが導通し、ダミーデータ発生
器22の発生するダミーデータが、ノードN54,N5
5に供給され、データ出力バッファ17に供給される。
また、通常状態では、反転信号/N6のLレベルによ
り、スイッチ23Bが導通し、データバスからのデータ
がデータ出力バッファ17に供給される。
出力バッファの回路図である。データ出力バッファは、
出力端子Dout を駆動する大型のP型トランジスタ87
とN型トランジスタ88を有する。この最終段の出力イ
ンバータのゲートには、それぞれラッチ回路85,86
によりラッチされたデータ信号が供給される。逆相のデ
ータ入力信号N54,N55は、出力イネーブル信号O
EがHレベルの時に、ANDゲート89及びNANDゲ
ート90を介して供給され、制御クロックCLK2の立
ち上がりエッジに応答してゲート83,84が導通し、
ラッチ回路85,86によりラッチされる。そのラッチ
信号により、出力段のトランジスタ87,88が駆動さ
れる。また、出力イネーブル信号OEがLレベルの時
は、ANDゲート89及びNANDゲート90の出力が
それぞれLレベル及びHレベルになり、出力段のトラン
ジスタ87,88は共にオフ状態となり、出力端子D
out はHインピーダンス状態となる。
13,14の例を示す図である。この可変遅延回路は、
入力クロックi−clkを遅延させて、出力クロックd
ll−clkを出力する。可変遅延回路13、14は、
複数のインバータ98〜112と、NANDゲート11
3〜128により、図示される通り構成される。NAN
Dゲート113〜120の一方の入力には、入力クロッ
クi−clkを遅延させたクロックが供給され、他方の
入力には遅延制御信号φE-1 〜φE-32が供給される。遅
延制御信号φE-1 〜φE-32は、いずれか1つの信号がH
レベルとなり、残りの信号がLレベルとなる。
ると、他の遅延制御信号のLレベルにより、NANDゲ
ート113〜119の出力は全てHレベルとなる。その
結果、NANDゲート121〜127は全てLレベル、
インバータ102〜108は全てHレベルとなる。そこ
で、入力クロックi−clkは、4つのインバータ98
〜101と、NANDゲート120,128と、4つの
インバータ109〜112との合計10段のゲートの遅
延量をもって、出力クロックdll−clkとして出力
される。この状態が、遅延量が最小の状態である。
φE-32が図中右側にシフトするたびに、NANDゲート
127及びインバータ108の2段のゲートの遅延量が
追加される。そして、遅延制御信号φE-32がHレベルに
なると、最大の遅延量となる。即ち、遅延制御信号φ
E-1 〜φE-32の内、Hレベルの遅延制御信号が右側に1
つずれると、NANDゲートとインバータの2段分の遅
延量が増加され、左側に1つずれると、同様の2段分の
遅延量が減少される。
16内の位相比較部の回路図である。また、図15は、
位相比較部の動作を示す波形図である。この位相比較部
は、NANDゲート199〜203及びインバータ21
5からなる部分において、第1のクロックCLK1,C
LK11(以下代表してc−clk)と第2のクロック
d−i−clkとの位相関係を検出して、ノードn1〜
n4にその検出結果を生成する。両クロックの位相関係
は、図15の(A)に示される通り、第1のクロックc
−clkに比較して第2のクロックd−i−clkの位
相が進んでいる状態と、図15の(B)に示される通
り、両クロックの位相がほぼ一致している状態と、図1
5の(C)に示される通り、第1のクロックc−clk
に比較して第2のクロックd−i−clkの位相が遅れ
ている状態とに分類される。
クがLレベルの状態では、ノードn1〜n4は全てHレ
ベルであり、その後、第2のクロックd−i−clkが
先にHレベルとなり、 n1=L、n2=H、n3=L、n4=H となる。その後、第1のクロックc−clkが遅れてH
レベルになっても、上記のノードn1〜n4の状態は変
化しない。NANDゲート198は、両クロックが共に
Hレベルになると出力をLレベルにし、その立ち下がり
エッジから所定の幅のHレベルパルスが、NORゲート
216から出力される。このHレベルパルスが、取り込
みパルスとしてNANDゲート204〜207に供給さ
れ、ノードn1〜n4の状態が、NANDゲート20
8,209からなるラッチ回路と、NANDゲート21
0,211からなるラッチ回路とにそれぞれ取り込まれ
る。従って、信号φb、φc、φd、φeは、図14の
表に示される通り、 φb=H、φc=L、φd=H、φe=L となる。
−clkに対して第2のクロックd−i−clkの位相
が、NANDゲート201とインバータ215の遅延時
間以内の範囲で遅れる場合である。その場合は、第1の
クロックc−clkが先にHレベルとなり、 n1=H、n2=L となり、更に、インバータ215の出力が第2のクロッ
クd−i−clkよりも後にHレベルとなり、 n3=L、n4=H となる。
ミングでラッチされ、信号φb、φc、φd、φeは、
図14の表に示される通り、 φb=L、φc=H、φd=H、φe=L となる。この場合は、位相が一致したことを意味するの
で、ANDゲート418の出力の位相一致信号JSTも
Hレベルを出力する。
c−clkが先にHレベルとなり、 n1=H、n2=L、n3=H、n4=L となる。その後、第2のクロックd−i−clkが遅れ
てHレベルになっても、上記のノードn1〜n4の状態
は変化しない。この状態が、両クロックがHレベルにな
るタイミングでラッチされ、信号φb、φc、φd、φ
eは、図14の表に示される通り、 φb=L、φc=H、φd=L、φe=H となる。
力部の回路図である。また、図17は、その位相比較出
力部の動作を示す波形図である。波形図の(A),
(B),(C)は、図14及び図15の(A),
(B),(C)にそれぞれ対応する。
のタイミングで生成されるタイミング信号φaの周波数
を2分の1に分周する分周回路21Aと、その分周回路
21Aからの出力のタイミングに応答して、両クロック
の位相関係に応じて生成された信号φb、φc、φd、
φeに基づいて、位相比較結果信号φSO〜φREを出力す
る出力回路21Bとから構成される。
フロップ構成であり、両クロックc−clk,d−i−
clkが共にHレベルになる時をNANDゲート198
(図14)で検出し、その検出パルスφa を2分の1分
周して、逆相のパルス信号n11とn12とを生成す
る。検出パルスφa がゲート226,227に供給さ
れ、反転検出パルス/φa がゲート222,223に供
給され、ゲート228,229からなるラッチ回路と、
ゲート224,225からなるラッチ回路間で、反転信
号を転送する。その結果、2分の1分周された逆相のパ
ルス信号n11,n12が生成される。
れた信号φb、φc、φd、φeをデコードして、第1
のクロックc−clk(CLK1,CLK11)の位相
が第2のクロックd−i−clkより遅れている時(状
態(A))は、ダイオード236の出力をHレベルに
し、両クロックの位相が一致している時(状態(B))
は、ダイオード236と237の出力を共にLレベルに
し、更に、第1のクロックc−clkの位相が第2のク
ロックd−i−clkより進んでいる時(状態(C))
は、ダイオード237の出力をHレベルにする。
ト232〜235のデコード機能により、上記の状態
(A)の時は、NANDゲート232,233が、タイ
ミング信号n11,n12に応答して、第2のクロック
d−i−clkの位相を遅らせる様に、可変遅延回路1
3の遅延量を増加させる位相比較結果信号φSO、φ
SEを、交互にHレベルにする。即ち、図17(A)に示
される通りである。また、上記の状態(B)の時は、出
力回路21Bは、図17(B)の如く、位相比較結果信
号φSO〜φREを生成しない。更に、上記の状態(C)の
時は、図17(C)の如く、NANDゲート234,2
35が、タイミング信号n11,n12に応答して、第
2のクロックd−i−clkの位相を進める様に、可変
遅延回路13の遅延量を減少させる位相比較結果信号φ
RO、φREを、交互にHレベルにする。
15の一部の構成を示す回路図である。遅延制御回路1
5は、位相比較結果信号φSO〜φREに応答して、NOR
ゲート431−1〜431−3から遅延制御信号φE-1
〜φE-3 を出力する。図13に示した通り、遅延制御信
号φE-1 〜φE-32は、32ビットで構成される。
SO、φSEによりHレベルの遅延制御信号φE を右側にシ
フトし、可変遅延回路の遅延量を増加させ、位相比較結
果信号φRO、φREによりHレベルの遅延制御信号φE を
左側にシフトし可変遅延回路の遅延量を減少させる。
は、NANDゲート432−1とインバータ433−1
からなるラッチ回路をそれぞれ有する。また、位相比較
結果信号φSO〜φREによりラッチ回路432−1と43
3−1の状態を強制的に反転させるトランジスタ434
−1,436−1を有する。トランジスタ438−1,
439−1は、反転の対象外の場合にトランジスタ43
4−1,436−1によってはラッチ回路が反転されな
いようにする為に設けられる。2段目〜3段目の回路も
同様の構成である。これらのトランジスタは全てNチャ
ネル型である。
R が印加されると、NANDゲート431−1〜3の出
力は全てHレベルとなり、インバータ433−1〜3の
出力は全てLレベルとなる。従って、ノード5a−2が
Lレベルとなり、NORゲート431−1の出力の遅延
制御信号φE-1 はHレベルとなる。また、ノード5a−
1,5a−3が共にHレベルであるので、それ以外の遅
延制御信号φE-2 、φ E-3 は全てLレベルとなる。即
ち、リセット信号φR に応答して、遅延制御信号φE-1
がHレベルとなり、可変遅延回路13,14は最小遅延
時間に制御される。
クの位相関係に応じて、位相比較結果信号φSO〜φREの
いずれかがHレベルとなる。今仮に、位相比較結果信号
φSEがHレベルとなると、トランジスタ434−1が導
通し、ノード5a−1を強制的にLレベルに引き下げ
て、インバータ433−1の出力のノード5a−2を強
制的にHレベルに引き上げる。その結果、NORゲート
431−1の出力φE-1はLレベルとなる。また、ノー
ド5a−1と5a−4が共にLレベルであるので、NO
Rゲート431−2の出力φE-2 はHレベルとなる。そ
して、1段目と2段目のラッチ回路は、その状態を保持
する。更に、その後の位相比較により位相比較結果信号
φSOがHレベルになると、同様の動作により、ノード5
a−3と5a−6が共にLレベルとなり、遅延制御信号
φE-3 がHレベルとなる。この様に、位相比較結果信号
φSEとφSOにより、遅延時間が長くなる様に遅延制御信
号φ E が右側にシフトする。
り、上記と逆の動作により、遅延時間が短くなる様に遅
延制御信号φE が左側にシフトする。尚、上記の位相比
較回路の出力部の動作から明らかな通り、位相比較結果
信号φSEとφSOは、第2のクロックd−i−clkが進
んでいる時に位相比較毎に交互に生成され、また、位相
比較結果信号φREとφROは、第2のクロックd−i−c
lkが遅れている時に位相比較毎に交互に生成される。
して、遅延制御信号φE が次々に右側に移動し、最後に
遅延制御信号φE-32がHレベルになる。この状態では、
インバータ433−32の出力がLレベル、NANDゲ
ート432−32の出力がHレベルにラッチされてい
る。そこで、更に、遅延時間を延ばす比較結果信号φSO
が供給されると、NANDゲート432−43の出力が
Lレベルに引き下げられ、インバータ433−32の出
力がHレベルに引き上げられる。
モリデバイスなどに内蔵されるタイミング制御のための
DLL回路において、出力端子に接続される外部負荷に
応じて、そのタイミングを決定する位相調整が行われ
る。従って、本発明のDLL回路は、デバイスがシステ
ムに搭載された状態での条件の整合した最適のタイミン
グの制御クロックを、生成させることができる。
の切り替わりを利用してデータ出力バッファの動作遅延
時間を測定するので、デバイスの調整に要する時間を短
くすることが可能になる。そして、そのように調整され
た遅延量を有する可変遅延回路をDLL回路のフィード
バックループに利用することで、最適のタイミングの制
御クロックを生成することが可能になる。
ても、通常動作時のデータ出力の変化を利用して、デー
タ出力バッファの動作遅延時間を測定するので、動作中
の予期しない要因により位相関係が最適状態からずれる
ことを防止することができる。
る。
る。
る。
成図である。
示す図である。
る。
イミングチャート図である。
タイミングチャート図である。
ト図である。
る。
ある。
である。
ダミー入力バッファ 22 ダミーデータ発生器
Claims (9)
- 【請求項1】基準クロックを遅延させて所定の位相関係
を有する制御クロックを生成するディレー・ロックド・
ループ(DLL)回路において、 出力端子に出力信号を供給する出力バッファが該制御ク
ロックに応答して動作し、 前記DLL回路は、 前記基準クロックが入力され、制御された遅延時間だけ
遅延したクロックを出力する第1の可変遅延回路と、 前記第1の可変遅延回路の出力クロックを入力され、所
定の遅延時間遅延した遅延クロックを出力する第2の可
変遅延回路と、 前記基準クロックと前記遅延クロックとの位相を比較
し、前記基準クロックと遅延クロックとの位相が所定の
関係になる様に、前記第1の可変遅延回路の遅延量を制
御する位相比較・遅延制御回路と、 前記出力バッファの動作遅延時間を測定し、当該測定し
た動作遅延時間に応じて前記第2の可変遅延回路の遅延
量を設定する遅延測定回路とを有することを特徴とする
DLL回路。 - 【請求項2】請求項1において、 前記基準クロックが入力バッファを介して供給され、 前記遅延測定回路は、前記出力バッファの動作遅延時間
と前記入力バッファと同等の遅延時間を有するダミー入
力バッファの遅延時間との合計遅延時間を測定し、前記
第2の可変遅延回路の遅延量を、当該合計遅延時間と同
等に設定することを特徴とするDLL回路。 - 【請求項3】請求項1において、 前記遅延測定回路は、前記制御クロックのタイミングか
ら前記出力バッファの出力信号のタイミングまでの時間
を測定することを特徴とするDLL回路。 - 【請求項4】請求項2または3において、 前記遅延測定回路は、前記出力信号が切り替わる時に動
作し、前記制御クロックのタイミングから前記出力信号
の切り替わりまでの時間を測定することを特徴とするD
LL回路。 - 【請求項5】請求項2または3において、 前記遅延測定回路は、電源起動時の初期化状態におい
て、前記時間を測定することを特徴とするDLL回路。 - 【請求項6】請求項2または3において、 前記遅延測定回路は、デバイスの通常状態において、定
期的なタイミングで、前記時間を測定することを特徴と
するDLL回路。 - 【請求項7】請求項5において、 更に、ダミーデータを発生するダミーデータ発生回路を
有し、前記初期化状態において、前記ダミーデータが前
記出力バッファに供給されることを特徴とするDLL回
路。 - 【請求項8】請求項1において、 前記第1の可変遅延回路の出力クロックが、前記制御ク
ロックとして前記出力バッファに供給されることを特徴
とするDLL回路。 - 【請求項9】請求項1において、 更に、前記基準クロックが供給される第3の可変遅延回
路を有し、 前記第3の可変遅延回路は前記第1の可変遅延回路と同
じ遅延量に制御され、前記第3の可変遅延回路の出力ク
ロックが、前記制御クロックとして前記出力バッファに
供給されることを特徴とするDLL回路。
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