JP4070255B2 - 半導体集積回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、位相同期した制御信号を複数の対象に供給する半導体集積回路、半導体集積回路モジュール、および、半導体集積回路システムに関する。
近年、半導体集積回路は高速化および高集積化が進み、クロック信号に対しても、位相の同期したクロック信号を複数の回路(出力パッド)へ供給することが必要になって来ている。例えば、シンクロナスDRAM(SDRAM)の複数の出力バッファ回路に対しては、各出力バッファ回路が形成されているチップ上の位置に関わらず位相の同期したクロック信号の供給が必要とされている。このような位相同期した信号の必要性は、半導体集積回路におけるクロック信号だけでなく他の制御信号に関しても同様のものがある。さらに、半導体集積回路における制御信号の同期は、半導体集積回路モジュール(例えば、メモリモジュール)上での制御信号、或いは、半導体集積回路システム(例えば、メモリシステム)における制御信号に関しても要望されている。
【0002】
【従来の技術】
近年のメモリ・デバイスは、例えば、100MHzを超える動作速度を達成しており、DLL(Delay Locked Line) 等の技術を利用して外部入力クロック信号と内部出力クロック信号との位相を合わせることにより、内部のクロック配線による遅れを外からは見えないようにしてアクセス時間の遅れやバラツキを抑える方法が用いられている。
【0003】
このようなDLL技術では、内部出力クロック信号線の負荷による伝搬遅延を見積もるために、ダミーの内部出力クロック配線を設けている。
図1は関連技術としての半導体集積回路の一例を概略的に示すブロック図であり、DLL回路を概略的に示すものである。図1において、参照符号1はクロック入力パッド、5は出力回路(対象回路)、そして、6はデータ出力パッドを示している。また、参照符号3は位相比較回路、21および22は位相比較回路3の出力によって遅延時間が可変制御される遅延制御回路、41は遅延制御回路21から出力回路5までの間の内部出力クロック配線(リアル配線)、そして、42は前記内部出力クロック配線と同等の配線負荷を有するダミーの内部出力クロック配線(ダミー配線)を示している。
【0004】
図1に示されるように、DLL回路では、位相比較回路3の一方の入力(遅延制御回路21および22の入力:比較基準信号φext)Aから位相比較回路3の他方の入力(比較対象信号φout)Bまでの遅延がちょうど1クロック分の時間になるように位相比較回路3において2つの入力信号の位相を比較し、その比較結果に応じて遅延制御回路21および22の遅延量の制御が行われる。その結果、実際に使用する出力回路5のクロック入力端Cにおける内部クロック信号の入力クロックAに対する遅延もちょうど1クロック分の時間になり、見かけ上、リアル配線41の伝搬遅延がなくなることになる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
図2は図1の半導体集積回路における課題を説明するための図である。すなわち、図2に示す回路では、図1における出力回路5およびデータ出力パッド6が、チップ(メモリ・チップ)上の異なる位置に設けられた複数(図上では8個)の出力回路50〜57およびデータ出力パッド60〜67(DQ0〜DQ7)として構成されている。ここで、各出力回路50〜57は、例えばSDRAMにおける複数の出力バッファ回路に対応するものである。
【0006】
このように、データ出力パッド60〜67(出力回路50〜57)がチップ内に複数存在する場合には、それらの物理的位置がそれぞれ異なるため、リアル配線(41)の長さ(内部出力クロック配線の負荷)も各出力回路50〜57の位置により異なる。従って、いずれかの出力回路(データ出力パッド)に合わせてダミー配線(42)を規定すると、他の出力回路(データ出力パッド)では若干の誤差を生じてしまうことになる。
【0007】
具体的に、図2において、例えば、ダミー配線(42)の長さDLを遅延制御回路(第1の遅延制御回路)21から最も近い位置にある出力回路53および54までのリアル配線(41)の長さRL4と等しくなるように設定(DL=RL4)すると、出力回路53および54に入力される内部クロックの位相はクロックパッドに入力される外部クロック信号の位相と一致する。しかしながら、この場合、第1の遅延制御回路21から最も遠い位置にあるデータ出力パッド60および67(DQ0およびDQ7)では、遅延制御回路21から出力回路50および57までのリアル配線(41)の長さがRL1+RL2+RL3+RL4になるため、リアル配線の長さRL1+RL2+RL3に対応するダミー配線(DL)が設けられていないことにより、該リアル配線(RL1+RL2+RL3)に対応する伝搬遅延(誤差)分内部クロックの供給タイミングが遅くなってしまう。
【0008】
図3は図2の半導体集積回路における課題を説明するための図であり、半導体集積回路の一例としてSDRAMの動作における課題を説明するためのものである。なお、本発明の対象とする半導体集積回路の一例としてのSDRAMは、後に詳述する。
図3において、tACはシステムクロックCLKからのクロックアクセス時間を、tOHは前のサイクル又は次のサイクルへの出力データ保持時間を示している。SDRAMの特性のバラツキ、温度依存性、電源電圧依存性を考えると、tACとtOHとは一致せず、ある幅を持ってしまう。この時間はデータが不確定な時間で、どのようなデータが出力されるか分からない時間を意味し、メモリシステムでは使用できない時間、いわゆるデッドバンドになっている。その他、図示していないが、このデッドバンドにはボード上の配線遅延時間、バラツキも含まれる。
【0009】
一方、SDRAMの出力をシステム側で取り込む(受け取る)には、セットアップ時間(tSI)、ホールド時間(tHI)が必要で、この時間はメモリ出力のデータが確定している時間以内である必要がある。その時間は、図から(tCLK+tOH−tAC)になる。
例えば、100MHzで動作するシステムを考えると、サイクル時間(tCLK)は10ns、メモリアクセス時間(tAC)は6ns、ホールド時間(tOH)は3nsとすると、差引き7nsがシステム側で使用できる時間になる。通常の入力回路を使用したシステムでの受取側ロジックのセトアップ時間、ホールド時間の合計(tSI+tHI)は3nsであり、残り4nsがボード上での信号遅延、DQ端子間のバラツキ等のシステム余裕時間になる。ボード上での信号伝搬時間などを考えると、この値はシステムにとって非常に厳しい値といえる。更に高速のシステムになれば益々厳しいタイミング調整が必要になるのはいうまでもない。そのため、図3に示したデータの不確定時間をできるだけ小さくすることが重要になってきた。
【0010】
データの不確定時間を短くするには、例えば、図2を参照して説明したデータ出力パッド60〜67(出力回路50〜57)がチップ内の異なる位置に設けられているような場合でも、常にデータが外部クロックCLKに対して所定の位相で出力され、すなわち、クロックアクセス時間tACが常に一定であればよい。もし、データの出力が外部クロックCLKの立ち上がりに同期して行われることが望ましければ、クロックアクセス時間tACが常にゼロであればよい。
【0011】
以上、シンクロナスDRAMを例として外部から入力される信号に同期して出力信号が出力される必要性について説明したが、これはシンクロナスDRAMに限らず、多くの半導体集積回路に共通していえることである。半導体集積回路の内部については、各半導体素子で所望の動作が行えるように各種の対策をとることが可能であるが、各半導体集積回路の内部での処理結果を出力する場合には、他の半導体素子との関係を規定する必要があり、出力のタイミングを一定にすることが重要である。
【0012】
上述したような、各データ出力パッド60〜67までのリアル配線の長さの違いによる伝搬遅延(誤差)を単純に回避するには、ダミーの内部出力クロック配線(ダミー配線)42、位相比較回路3、および、遅延制御回路(第1および第2の遅延制御回路)21,22をデータ出力パッドの数だけ設ければよいが、それでは回路面積や消費電力等の面で不利である。上述した従来技術の課題は、1つのチップの半導体集積回路(例えば、メモリチップ)における課題だけでなく、例えば、1つの回路基板の半導体集積回路モジュール(例えば、メモリモジュール)、さらには、複数の回路基板を含む半導体集積回路システム(例えば、メモリシステム)等においても同様である。
【0013】
本発明は、上述した従来の半導体集積回路が有する課題に鑑み、対象とする複数の回路若しくはパッドが設けられた物理的な位置に関わらず、各回路若しくはパッドに対して位相同期した制御信号を供給することを目的とする。さらに、本発明は、半導体集積回路モジュールおよび半導体集積回路システムに対しても、同様に位相同期した制御信号を供給することを目的とする。
【0014】
【課題を解決するための手段】
本発明の第1の形態によれば、クロック入力パッドに供給されるクロック信号と、遅延時間を制御する信号が供給される第1および第2の遅延制御回路と、該第1の遅延制御回路の出力信号がそれぞれリアル配線を介して供給される複数の対象回路と、前記第2の遅延制御回路のダミー出力信号がダミー配線手段を介して供給され、前記クロック入力パッドに供給されるクロック信号と該ダミー配線手段の出力信号の位相を比較して、その比較結果により前記第1および第2の遅延制御回路における前記遅延時間を制御する信号を出力する位相比較回路とを具備する半導体集積回路であって、前記半導体集積回路はシンクロナスDRAMであり、且つ、前記各対象回路は該シンクロナスDRAMのデータ出力バッファ回路であり、前記第1の遅延制御回路から出力されて、前記リアル配線を介して供給されるクロック信号は、前記各データ出力バッファ回路にイネーブル信号として供給され、そして、前記第1の遅延制御回路の出力端から前記複数の対象回路の各々の入力端までの各リアル配線の長さをそれぞれ等距離にすると共に、前記ダミー配線手段の配線負荷の大きさを該第1の遅延制御回路から1の該対象回路までのリアル配線の配線負荷の大きさに一致させるように構成したことを特徴とする半導体集積回路が提供される。
【0015】
また、本発明の第2の形態によれば、クロック入力パッドに供給されるクロック信号と、遅延時間を制御する信号が供給される第1および第2の遅延制御回路と、該第1の遅延制御回路の出力信号がそれぞれリアル配線を介して供給される複数の対象回路と、前記第2の遅延制御回路のダミー出力信号がダミー配線手段を介して供給され、前記クロック入力パッドに供給されるクロック信号と該ダミー配線手段の出力信号の位相を比較して、その比較結果により前記第1および第2の遅延制御回路における前記遅延時間を制御する信号を出力する位相比較回路とを具備する半導体集積回路であって、前記半導体集積回路はシンクロナスDRAMであり、且つ、前記各対象回路は該シンクロナスDRAMのデータ出力バッファ回路であり、前記第1の遅延制御回路から出力されて、前記リアル配線を介して供給されるクロック信号は、前記各データ出力バッファ回路にイネーブル信号として供給され、そして、前記第1の遅延制御回路の出力端から前記複数の対象回路の入力端までのリアル配線を、対称性を有するツリー状にレイアウトすると共に、前記ダミー配線手段の配線負荷の大きさを該第1の遅延制御回路から任意の前記対象回路までのリアル配線の配線負荷の大きさに一致させるように構成したことを特徴とする半導体集積回路。
さらに、本発明の第3の形態によれば、クロック入力パッドに供給されるクロック信号と、遅延時間を制御する信号が供給される第1および第2の遅延制御回路と、該第1の遅延制御回路の出力信号がそれぞれリアル配線を介して供給される複数の対象回路と、前記第2の遅延制御回路のダミー出力信号がダミー配線手段を介して供給され、前記クロック入力パッドに供給されるクロック信号と該ダミー配線手段の出力信号の位相を比較して、その比較結果により前記第1および第2の遅延制御回路における前記遅延時間を制御する信号を出力する位相比較回路とを具備する半導体集積回路であって、前記半導体集積回路はシンクロナスDRAMであり、且つ、前記各対象回路は該シンクロナスDRAMのデータ出力バッファ回路であり、前記第1の遅延制御回路から出力されて、前記リアル配線を介して供給されるクロック信号は、前記各データ出力バッファ回路にイネーブル信号として供給され、そして、前記複数の対象回路は、複数のグループで構成され、該各グループは、前記第1の遅延制御回路の出力信号を受けるノードを有し、前記第1の遅延制御回路の出力端から前記複数のグループの各ノードまでの間のリアル配線を対称性を有するツリー状にレイアウトすると共に、前記ダミー配線手段の配線負荷の大きさを該第1の遅延制御回路から1の前記ノードまでのリアル配線の配線負荷の大きさに一致させるように構成したことを特徴とする半導体集積回路が提供される。
【0017】
【発明の実施の形態】
本発明の半導体集積回路によれば、第1の遅延制御回路の出力端から複数の対象回路の各々の入力端までの各リアル配線の長さは、それぞれほぼ等距離になるように規定される。さらに、ダミー配線手段の配線負荷の大きさは、第1の遅延制御回路から1の対象回路までのリアル配線の配線負荷の大きさにほぼ一致するように設定される。
【0018】
また、本発明の半導体集積回路モジュールによれば、第1の遅延制御回路の出力端から複数の対象半導体集積回路の各々の入力端までの各リアル配線の長さは、それぞれほぼ等距離に規定される。さらに、ダミー配線手段の配線負荷の大きさは、第1の遅延制御回路から1の対象半導体集積回路までのリアル配線の配線負荷の大きさにほぼ一致するように設定される。
【0019】
さらに、本発明の半導体集積回路システムによれば、第1の遅延制御回路の出力端から複数の対象半導体集積回路モジュールの各々の入力端までの各リアル配線の長さは、それぞれほぼ等距離に規定される。さらに、ダミー配線手段の配線負荷の大きさは、第1の遅延制御回路から1の対象半導体集積回路モジュールまでのリアル配線の配線負荷の大きさにほぼ一致するように設定される。
【0020】
これによって、対象回路(対象半導体集積回路、または、対象半導体集積回路モジュール)が設けられた物理的な位置に関わらず、各対象回路に対して位相同期した制御信号を供給することができる。
【0021】
【実施例】
以下、図面を参照して本発明に係る半導体集積回路、半導体集積回路モジュール、および、半導体集積回路システムの実施例を説明する。
図4は本発明を適用した半導体集積回路の一実施例を示すブロック図であり、DLL回路を概略的に示すものである。図4において、参照符号1はクロック入力パッド、10はクロックバッファ回路、50〜57は出力バッファ回路(対象回路)、そして、60〜67はデータ出力パッド(DQ0〜DQ7)を示している。また、参照符号21は第1の遅延制御回路、22は第2の遅延制御回路、3は位相比較回路、41は内部出力クロック配線(リアル配線)、そして、42はダミーの内部出力クロック配線(ダミー配線)を示している。
【0022】
図4に示されるように、クロック信号CLK(A:比較基準信号φext)は、クロック入力パッド1およびクロックバッファ回路10を介して、第1の遅延制御回路21、第2の遅延制御回路22、および、位相比較回路3の一方の入力に供給されている。第1の遅延制御回路21の出力信号(クロック信号)は、以下に詳述するように、それぞれリアル配線(41)を介して各出力バッファ回路50〜57に供給されている。ここで、位相比較回路3の他方の入力には、ダミー配線42を介して第2の遅延制御回路22の出力(ダミーのクロック信号,B:比較対象信号φout)が供給され、位相比較回路3は、これら2つの入力信号の位相を比較して第1および第2の遅延制御回路21,22を制御するようになっている。なお、このDLL回路の詳細は後に図面を参照して詳述する。
【0023】
図4に示されるように、前述した図2の半導体集積回路と同様に、出力回路50〜57およびデータ出力パッド60〜67は、チップ(メモリ・チップ)上の異なる位置に設けられている。この図4に示す本発明の第1実施例では、図2におけるリアル配線RL2の中央部にノードN15を設け、該ノードN15に対して遅延制御回路21からのリアル配線RL15を接続するようになっている。すなわち、図2におけるリアル配線RL2は、該リアル配線RL2の半分の長さを有する2つのリアル配線RL12およびRL13に分割される。従って、遅延制御回路(第1の遅延制御回路)21の出力端とノードN15との間にリアル配線RL15が配置され、ノードN15とノードN12との間にリアル配線RL12が配置され、また、ノードN12とノードN11との間にリアル配線RL11が配置される。さらに、ノードN15とノードN13との間にリアル配線RL13が配置され、また、ノードN13とノードN14との間にリアル配線RL14が配置される。ここで、各リアル配線の長さは、RL12=RL13(=1/2RL2)、および、RL11=RL14が成り立つように規定されている。
【0024】
このとき、ダミー配線(42)の長さDL1を、例えば、リアル配線(41)の長さをRL15+RL13(または、RL15+RL12)に設定することにより、バッファ出力回路52,55,51,56(データ出力パッド62,65,61,66)に供給される内部クロックの立ち上がり(または、立ち下がり)のタイミングをクロック信号Aの立ち上がり(または、立ち下がり)のタイミングと一致させることができ、これらバッファ出力回路それぞれに対する内部クロックの供給タイミングの誤差を無くすことができる。この場合、バッファ出力回路53,54,50,57(データ出力パッド63,64,60,67)では、リアル配線の長さRL14(RL11)に対応するダミー配線が設けられていないために、該リアル配線に対応する伝搬遅延(誤差)が生じることになる。ただし、これらのデータ出力パッド63,64,60,67における誤差は、前述した図2におけるデータ出力パッド60,67等における誤差よりは小さなものになっており、改善効果は得られる。
【0025】
すなわち、本実施例では、第1の遅延制御回路21の出力端から各出力回路(対象回路)50〜57の入力端までの各リアル配線(41)を、対称性を有するツリー状として規定し、ダミー配線(42)の長さDLを該第1の遅延制御回路から任意の出力回路までのリアル配線の距離にほぼ一致させるようになっている。
【0026】
図5は本発明を適用した半導体集積回路の他の実施例を示すブロック図であり、上述した図4の実施例を改善したものである。ここで、第1の遅延制御回路21,第2の遅延制御回路22,および,位相比較回路3等の構成は、上述した図4の実施例と同様である。ここで、第1の遅延制御回路21の出力端とノードN27との間にリアル配線RL27が配置され、ノードN27とノードN25との間にリアル配線RL25が配置され、また、ノードN27とノードN26との間にリアル配線RL26が配置される。さらに、ノードN25とノードN21との間にリアル配線RL21が配置され、ノードN25とノードN22との間にリアル配線RL22が配置され、また、ノードN26とノードN23との間にリアル配線RL23が配置され、そして、ノードN26とノードN24との間にリアル配線RL24が配置されている。
【0027】
図5に示されるように、本実施例では、第1の遅延制御回路21の出力端から各出力バッファ回路50〜57の入力端までの各リアル配線(41)の長さを等距離になるように規定している。すなわち、リアル配線(41)の長さRL25はRL26と等しく(RL25=RL26)、また、リアル配線(41)の長さRL21,RL22,RL23,RL24は全て等しく(RL21=RL22=RL23=RL24)なるように規定されている。
【0028】
従って、出力バッファ回路50,57(出力パッド60,67)までのリアル配線の長さはRL27+RL25+RL21,出力バッファ回路51,56(出力パッド61,66)までのリアル配線の長さはRL27+RL25+RL22,出力バッファ回路52,55(出力パッド62,65)までのリアル配線の長さはRL27+RL26+RL23,そして,出力バッファ回路53,54(出力パッド63,64)までのリアル配線の長さはRL27+RL26+RL24になり、RL25=RL26,且つ,RL21=RL22=RL23=RL24であるため、第1の遅延制御回路21の出力端から各出力バッファ回路50〜57の入力端までの各リアル配線の長さが等距離になる。
【0029】
さらに、ダミー配線42の長さDL2を上記第1の遅延制御回路21の出力端から各出力バッファ回路50〜57の入力端までのリアル配線の長さRL27+RL25+RL21(=RL27+RL25+RL22=RL27+RL26+RL23=RL27+RL26+RL24)に一致させることにより、全ての出力パッド60〜67における出力タイミング、例えば、SDRAMにおける読み出しデータの出力タイミングを同期させることができる。なお、図5の構成において、第2の遅延制御回路22およびダミー配線42を取り除き、その代わりにノードN24の信号を位相比較回路3の他方の入力とし、一方の入力であるクロック入力パッド1からの信号(外部クロックCLK)と比較する方法も考えられるが、この方法では、ノードN24の信号と位相比較回路3の他方の入力信号との間に遅延が生じることがないようにするため、ノードN24を位相比較回路3の他方の入力端に近接して配置する必要がありレイアウトの制限が大きくなる。また、ノードN24と位相比較回路3とを近接して配置すると、そのための配線遅延により外部クロックと各出力回路50〜57に入力される内部クロックとの同期が取れなくなってしまう。従って、本発明では、第2の遅延制御回路22およびダミー配線42を設けた構成としている。
【0030】
図6は本発明の半導体集積回路における遅延制御回路(遅延部)21,22の一構成例を説明するための図であり、同図(a)は1ビット分のディレイ回路の構成を示し、同図(b)は該1ビット分のディレイ回路の動作のタイムチャートを示し、そして、同図(c)は1ビット分のディレイ回路を複数段接続した時の構成と動作説明を示すものである。
【0031】
図6(a)に示されるように、1ビット分のディレイ回路は2個のNANDゲート401と402、および、インバータ403を備えて構成される。この1ビット分のディレイ回路の動作を図6(b)を参照して説明すると、入力φEは活性化信号(イネーブル信号)で、高レベル“H”の時にディレイ回路が動作する。図6(b)では、イネーブル信号φEが高レベル“H”になって信号のアクセスが可能になった状態が示されている。なお、図6(b)において、INは1ビット分のディレイ回路への入力信号を示し、また、φNは複数段接続されたディレイ回路のうち隣接する右側のディレイ回路からの信号、OUTは1ビット分のディレイ回路の出力信号、そして、4a−1および4a−2は図6(a)の回路において対応するノードの波形を示している。従って、OUTは左側に隣接する1ビット分のディレイ回路における信号φNに対応する。
【0032】
信号φNが低レベル“L”の時には、出力信号OUTは常に低レベル“L”になり、また、信号φNが高レベル“H”で信号φEが低レベル“L”の時には、出力信号OUTは高レベル“H”になる。信号φNが高レベル“H”で信号φEが高レベル“H”の時に、入力信号INが低レベル“L”であれば出力信号OUTは高レベル“H”になり、INが高レベル“H”であれば低レベル“L”になる。
【0033】
図6(a)の回路によれば、イネーブル信号φEが高レベル“H”の状態で入力信号INが立ち上がると、その入力信号は矢印の経路に伝播するが、イネーブル信号φEが低レベル“L”の状態では、入力信号INが出力OUTに矢印の経路で伝播しないようになっている。
図6(c)は、図6(a)に示す1ビット分のディレイ回路を複数段カスケード接続した例であり、実際のディレイ回路に相当する。ここで、図6(c)では3段しか描いていないが、実際には多数段接続されている。また、イネーブル信号φEの信号線は、回路要素毎に、φE−1、φE−2、φE−3のように複数本あり、これらの信号はディレイ制御回路によって制御される。なお、図6(a)〜(c)に示すディレイ制御回路は、図4および図5では遅延制御回路21,22に含めて描かれている。
【0034】
図6(c)では、中央の1ビット分のディレイ回路が活性化されており、イネーブル信号φE−2が高レベル“H”になっている。この場合、入力信号INが低レベル“L”から高レベル“H”に変化すると、左端の1ビット分のディレイ回路と右端の1ビット分のディレイ回路のイネーブル信号φE−1およびφE−3は低レベル“L”であるから、太線のように入力信号INはNANDゲート401−1および401−3で止められてしまう。
【0035】
一方、活性化されている中央の1ビット分のディレイ回路のイネーブル信号φE−2は高レベル“H”レベルであるから、入力信号INはNANDゲート401−2を通過する。右側の1ビット分のディレイ回路の出力信号OUTは高レベル“H”であるから、入力信号INはNANDゲート402−2も通過して、出力信号OUTとして低レベル“L”の信号が伝達されることになる。上記のように、右側の出力信号OUT、すなわち、イネーブル信号φNが低レベル“L”の時には、出力信号OUTは常に低レベル“L”になるので、この低レベル“L”の信号が左側の1ビット分のディレイ回路のNANDゲートおよびインバータに順次伝達され、最終的な出力信号として取り出される。
【0036】
このように、活性化された1ビット分のディレイ回路を介して、入力信号INは折り返されるように信号伝達され、最終的な出力信号になる。つまり、どの部分のイネーブル信号φEを高レベル“H”にするかにより、ディレイ量を制御することができる。1ビット分のディレイ量は、NANDゲートとインバータの合計の信号伝搬時間で決定され、この時間がDLL回路のディレイ単位時間になり、そして、全体のディレイ時間は、1ビット分のディレイ量に通過する段数を乗じた量になる。
【0037】
図7は本発明の半導体集積回路における遅延制御回路(制御部)の一構成例を説明するための図である。
図7に示されるように、ディレイ制御回路も点線で囲った1ビット分のディレイ制御回路430−2をディレイ回路の段数分接続した構成になっており、各段の出力がディレイ回路の各段のイネーブル信号φEになる。
【0038】
具体的に、1ビット分のディレイ制御回路430−2は、NANDゲート432−2と、インバータ433−2で構成されるフリップフロップの両端にそれぞれ直列に接続されたトランジスタ435−2、437−2、438−2、439−2、および、NORゲート431−2を有している。トランジスタ438−2のゲートは、前段の1ビット分のディレイ制御回路のノード5a−2に、トランジスタ439−2のゲートは、後段の1ビット分のディレイ制御回路のノード5a−5に接続されて、前段と後段の信号を受けるようになっている。一方、直列接続されている他方のトランジスタには、カウントアップする時のセット信号φSEおよびφSOと、カウントダウンする時のリセット信号φREおよびφROが1ビット置きの回路に接続されている。
【0039】
図7に示されるように、中央の1ビット分のディレイ制御回路430−2では、トランジスタ435−2のゲートにセット信号φSOが供給され、トランジスタ437−2にリセット信号φROが供給され、また、ディレイ制御回路430−2の前段および後段の両側の回路の各対応するトランジスタのゲートにはそれぞれセット信号φSEおよびリセット信号φREが供給されている。また、NORゲート431−2には、左側の(前段の)回路のノード5a−1と回路430−2のノード5a−4の信号が入力される構成になっている。なお、φRはディレイ制御回路をリセットする信号で、電源投入後に一時的に低レベル“L”レベルになり、その後は高レベル“H”に固定される。
【0040】
図8は図7の遅延制御回路の動作を説明するためのタイミング図である。
図8に示されるように、まず、リセット信号φRが一時的に低レベル“L”になり、ノード5a−1,5a−3,5a−5が高レベル“H”、また、5a−2,5a−4,5a−6が低レベル“L”にリットされる。そして、カウントアップする時には、カウントアップ信号(セット信号)φSEおよびφSOが交互に高レベル“H”と低レベル“L”を繰り返す。
【0041】
セット信号φSEが低レベル“L”から高レベル“H”になると、ノード5a−1は接地されて低レベル“L”になり、また、ノード5a−2は高レベル“H”に変化する。ノード5a−2が高レベル“H”に変化したのを受けて、出力信号(イネーブル信号)φE−1は高レベル“H”から低レベル“L”に変化する。この状態はフリップフロップにラッチされるので、セット信号φSEが低レベル“L”に戻ったとしても、イネーブル信号φE−1は低レベル“L”のままである。そして、ノード5a−1が低レベル“L”に変化したことを受けて、イネーブル信号(出力信号)φE−2が低レベル“L”から高レベル“H”に変化する。ノード5a−2が高レベル“H”に変化したのでトランジスタ438─2はオン状態になり、セット信号φSOが低レベル“L”から高レベル“H”になると、ノード5a−3は接地されて低レベル“L”に、また、ノード5a−4は高レベル“H”に変化する。さらに、ノード5a−4が高レベル“H”に変化したのを受けて、イネーブル信号φE−2は高レベル“H”から低レベル“L”に変化する。この状態はフリップフロップにラッチされるので、セット信号φSOが低レベル“L”に戻ったとしても、イネーブル信号φE−2は低レベル“L”のままである。
【0042】
そして、ノード5a−3が低レベル“L”に変化したことを受けて、イネーブル信号φE−3が低レベル“L”から高レベル“H”に変化する。図8では、セット信号φSEおよびφSOが1パルスずつ出ているだけであるが、ディレイ制御回路が何段にも接続されており、セット信号φSEおよびφSOが交互に高レベル“H”と低レベル“L”を繰り返せば、出力信号(イネーブル信号)φEが高レベル“H”になる段の位置が順次右側にシフトする。従って、位相比較回路3の比較結果によりディレイ量を増加させる必要がある場合には、交互にセット信号φSEおよびφSOのパルスを入力すればよい。
【0043】
カウントアップ信号(セット信号)φSEおよびφSOと、カウントダウン信号(リセット信号)φREおよびφROとが出力されない状態、すなわち低レベル“L”である状態が維持されれば、イネーブル信号φEは高レベル“H”になる段の位置は固定される。従って、位相比較回路3の比較結果によりディレイ量を維持する必要がある場合には、信号φSE、φSO、φREおよびφROのパルスを入力しないようにする。
【0044】
カウントダウンする時には、リセット信号φREおよびφROのパルスを交互に入力すると、カウントアップ時と逆に出力φEが高レベル“H”になる段の位置が順次左側にシフトする。
以上説明したように、図7に示したディレイ制御回路では、パルスを入力することにより、イネーブル信号φEが高レベル“H”になる段の位置を1つずつ移動させることが可能であり、これらのイネーブル信号φEで図6(c)に示したディレイ回路を制御すればディレイ量を1単位ずつ制御することができる。なお、図7に示すディレイ制御回路(制御部)は、図4および図5では、位相比較回路3に含めて描かれている。
【0045】
図9は本発明の半導体集積回路における位相比較回路(位相比較部)の一構成例を説明するための図であり、図10は図9の位相比較回路の動作を説明するためのタイミング図である。
位相比較回路(3)は、図9に示す位相比較部と後述する図11に示す増幅回路部の2つの回路部分で構成されている。
【0046】
図9において、参照符号φoutおよびφextは、この位相比較回路で比較する出力信号と外部クロック信号を示し、信号φextを基準として信号φoutの位相が判定され、また、φa〜φeは増幅回路に接続される出力信号を示している。
図9に示されるように、位相比較回路3の位相比較部は、2個のNANDゲートで構成されたフリップフロップ回路421並びに422、その状態をラッチするラッチ回路425並びに426、ラッチ回路の活性化信号を生成する回路424、および、外部クロック信号φextの位相許容値を得る1ディレイ分のディレイ回路423を備えて構成されている。
【0047】
図10(a)は比較対象信号φoutが比較基準信号φextよりも位相が進んでいる場合、すなわち、信号φoutが信号φextより先に低レベル“L”から高レベル“H”になる場合を示している。信号φoutと信号φextが共に低レベル“L”の時には、フリップフロップ回路421および422のノード6a−2、6a−3、6a−4、6a−5は全て高レベル“H”になっている。信号φoutが低レベル“L”から高レベル“H”に変化すると、ノード6a−2および6a−4は共に高レベル“H”から低レベル“L”に変化する。その後、信号φextが低レベル“L”から高レベル“H”になり、また、1ディレイ分遅れてノード6a−1が低レベル“L”から高レベル“H”になるが、フリップフロップの両端の電位はすでに確定しているので、何ら変化は生じない。結局、ノード6a−2は低レベル“L”、ノード6a−3は高レベル“H”、ノード6a−4は低レベル“L”、そして、ノード6a−5は高レベル“H”を維持する。
【0048】
一方、信号φextが低レベル“L”から高レベル“H”に変化したのに応じて、回路424の出力信号φaは低レベル“L”から高レベル“H”に変化し、ノード6a−6には、一時的に高レベル“H”レベルになるパルスが印加される。このノード6a−6はラッチ回路425および426のNANDゲートの入力となっているので、該NANDゲートが一時的に活性化されて、フリップフロップ回路421および422の両端の電位状態をラッチ回路425および426に取り込むことになる。最終的には、出力信号φbが高レベル“H”、出力信号φcが低レベル“L”、出力信号φdが高レベル“H”、そして、出力信号φeが低レベル“L”になる。
【0049】
次に、図10(b)は比較対象信号φoutと比較基準信号φextの位相がほぼ同じで、信号φoutが信号φextとほぼ同時に低レベル“L”から高レベル“H”になる場合を示している。信号φoutの立ち上がり時点とノード6a−1の立ち上がり時点との時間差内に、信号φoutが低レベル“L”から高レベル“H”に変化した時、まず、信号φextが低レベル“L”から高レベル“H”になることによってフリップフロップ421のノード6a−3が低レベル“L”から高レベル“H”に変化する。フリップフロップ422では、ノード6a−1が低レベル“L”のままなので、逆に、ノード6a−4が高レベル“H”から低レベル“L”に変化する。その後、ノード6a−1が高レベル“H”から低レベル“L”に変化するが、フリップフロップ422の状態はすでに決まっているので、何ら変化は生じない。その後、ノード6a−6が一時的に高レベル“H”になるので、ラッチ回路にはこの状態が記憶され、結局、出力信号φbが低レベル“L”、出力信号φcが高レベル“H”、出力信号φdが高レベル“H”、そして、出力信号φeが低レベル“L”になる。
【0050】
更に、(c)は比較対象信号φoutが比較基準信号φextよりも位相が遅れており、φoutがφextより後に低レベル“L”から高レベル“H”になる場合を示している。この場合は、φextによって2個のフリップフロップ回路421と422に変化が生じて、6a−3と6a−5が高レベル“H”から低レベル“L”に変化する。そして、最終的には、φbが低レベル“L”、φcが高レベル“H”、φdが低レベル“L”、φeが高レベル“H”になる。
【0051】
このように、信号(比較基準信号)φextの立ち上がり時間を基準として、信号(比較対象信号)φoutの立ち上がり時間がそれ以前に高レベル“H”になったか、ほぼ同時であったか、或いは、遅れて高レベル“H”になったかを検出することが可能になる。これらの検出結果を出力信号φb、φc、φd、および、φeの値としてラッチしておき、その値に基づいてディレイ制御回路をカウントアップするか、カウントダウンするかを決めることになる。
【0052】
図11は本発明の半導体集積回路における位相比較回路(増幅回路部)の一構成例を説明するための図であり、図12は図11の位相比較回路におけるJKフリップフロップの動作を説明するためのタイミング図である。
図11に示されるように、位相比較回路3の増幅回路部は、JKフリップフロップ427と、NANDゲートおよびインバータで構成される増幅部428との2つの部分を備えて構成されている。JKフリップフロップ427には、図9の位相比較部からの出力信号φaが入力され、信号φaが低レベル“L”であるか高レベル“H”であるかに応じてノード7a−9および7a−11の電位が交互に低レベル“L”と高レベル“H”を繰り返す仕組みになている。増幅部428は、JKフリップフロップ427の出力信号と、信号φbおよびφdの信号を受けて増幅して出力する。
【0053】
まず、JKフリップフロップ427の動作を図12のタイミングチャートを参照して説明する。時間T1で、信号φaが高レベル“H”から低レベル“L”に変化すると、ノード7a−1および7a−10が低レベル“L”から高レベル“H”に変化する。一方、ノード7a−1の変化に応じて、ノード7a−5,7a−6および7a−7が変化するが、信号φaが低レベル“L”であるために、ノード7a−8は変化しない。結局、出力(ノード)7a−9は変化せず、出力7a−11のみが低レベル“L”から高レベル“H”になる。次に、時間T2になって、φaが低レベル“L”から高レベル“H”に変化すると、時間T1での動きと逆にノード7a−8は高レベル“H”から低レベル“L”に、7a−10は7a−7が変化しないので変化せず、出力7a−9は低レベル“L”から高レベル“H”に変化し、出力7a−11は変化しない。このように、JKフリップフロップ回路427は、信号φaの動きに応じて出力7a−9および7a−11が交互に高レベル“H”と低レベル“L”を繰り返す動きをする。
【0054】
図13は図11の位相比較回路における増幅回路部の動作を説明するためのタイミング図(カウントアップ時)であり、図14は図11の位相比較回路における増幅回路部の動作を説明するためのタイミング図(カウント維持時)であり、そして、図15は図11の位相比較回路における増幅回路部の動作を説明するためのタイミング図(カウントダウン時)である。次に、増幅部428の動作を、図13〜図15を参照して説明する。
【0055】
図13は、比較基準信号φextの立ち上がりに対して、比較対象信号φoutが先に低レベル“L”から高レベル“H”になる場合を示している。この場合の位相比較部からの入力信号は、信号φbが高レベル“H”、信号φcが低レベル“L”、信号φdが高レベル“H”、そして、信号φeが低レベル“L”である。結局、ノード7a−12が高レベル“H”になり、ノード7a−13が低レベル“L”に固定され、セット信号φSOおよびφSEはJKフリップフロップの状態に応じて変化するが、リセット信号φROおよびφREは7a−13が低レベル“L”のために変化しない。
【0056】
図14は、比較対象信号φoutが比較基準信号φextとほぼ同時に低レベル“L”から高レベル“H”になる場合を示している。この場合の位相比較部からの入力信号は、信号φbが低レベル“L”、信号φcが高レベル“H”、信号φdが高レベル“H”、そして、信号φeが低レベル“L”である。結局、ノード7a−12および7a−13が低レベル“L”に固定され、リセット信号φSOおよびφSEはJKフリップフロップの出力が増幅部に影響することはなく、信号φSO,φSE,φROおよびφREは低レベル“L”に固定されたままになる。
【0057】
図15は、比較対象信号φoutが比較基準信号φextの立ち上がりに対して遅れて低レベル“L”から高レベル“H”になる場合を示している。この場合の位相比較部からの入力信号は、信号φbが低レベル“L”、信号φcが高レベル“H”、信号φdが低レベル“L”、そして、信号φeが高レベル“H”である。結局、ノード7a−12が低レベル“L”に固定され、ノード7a−13が高レベル“H”に固定され、リセット信号φROおよびφREはJKフリップフロップの状態に応じて変化するが、セット信号φSOおよびφSEはノード7a−13が低レベル“L”のために変化しない。
【0058】
図16は本発明に係る半導体集積回路が適用される一例としてのシンクロナスDRAMの構成を示す図であり、図17は図16のシンクロナスDRAMの動作を説明するためのタイミング図である。
本発明が適用される半導体集積回路の一例としてのシンクロナスDRAM(SDRAM)は、例えば、パイプライン方式が採用され、16M・2バンク・8ビット幅のものとして構成されている。
【0059】
図16に示されるように、SDRAMは、汎用DRAMのDRAMコア108a、108bの他に、クロックバッファ101、コマンドデコーダ102、アドレスバッファ/レジスタ&バンクアドレスセレクト(アドレスバッファ)103、I/Oデータバッファ/レジスタ104、制御信号ラッチ105a,105b、モードレジスタ106、コラムアドレスカウンタ107a,107bを備えている。ここで、/CS、/RAS、/CAS、/WE端子は、従来の動作とは異なり、その組み合わせで各種コマンドを入力することによって動作モードが決定されるようになっている。各種コマンドは、コマンドデコーダで解読されて、動作モードに応じて各回路を制御することになる。また、/CS、/RAS、/CAS、/WE信号は、制御信号ラッチ105aと105bにも入力されて次のコマンドが入力されるまで、その状態がラッチされる。
【0060】
アドレス信号は、アドレスバッファ103で増幅されて各バンクのロードアドレスとして使用される他、コラムアドレスカウンタ107aおよび107bの初期値として使用される。
クロックバッファ101は、内部クロック生成回路121および出力タイミング制御回路122を備えている。内部クロック生成回路121は、外部クロックCLKから通常の内部クロック信号を生成するものであり、また、出力タイミング制御回路122は、前述したようなDLLを適用して正確な遅延制御(位相制御)を行ったクロック信号を発生するためのものである。
【0061】
I/Oデータバッファ/レジスタ104は、データ入力バッファ13およびデータ出力バッファ5(出力回路50〜57)を備え、DRAMコア108aおよび108bから読み出された信号は、データ出力バッファ5により所定のレベルに増幅され、出力タイミング制御回路122からのクロック信号に従ったタイミングでデータがパッドDQ0〜DQ7を介して出力される。また、入力データに関しても、パッドDQ0〜DQ7から入力されたデータは、データ入力バッファ13を介して取り込まれる。ここで、本発明の半導体集積回路が対象としているリアル配線(RL)は、この出力タイミング制御回路122から各データ出力バッファ5までの配線に対応している。
【0062】
上記のSDRAMの読み取り動作を図17を参照して説明する。
まず、外部クロックCLKは、このSDRAMが使用されるシステムから供給される信号であり、このCLKの立ち上がりに同期して、各種コマンド、アドレス信号、入力データを取込み、又は出力データを出力するように動作する。
SDRAMからデータを読み出す場合、コマンド信号(/CS、/RAS、/CAS、/WE信号)の組み合わせからアクティブ(ACT)コマンドをコマンド端子に入力し、アドレス端子にはローアドレス信号を入力する。このコマンド、ローアドレスが入力されると、SDRAMは活性状態になり、ローアドレスに応じたワード線を選択して、ワード線上のセル情報をビット線に出力し、センスアンプで増幅する。
【0063】
さらに、ローアドレスに関係した部分の動作時間(tRCD)後に、リードコマンド(Read)とコラムアドレスを入力する。コラムアドレスに従って、選択されたセンスアンプデータをデータバス線に出力し、データバスアンプで増幅し、出力バッファでさらに増幅して出力端子(DQ)にデータが出力される。これら一連の動作は汎用DRAMとまったく同じ動作であるが、SDRAMの場合、コラムアドレスに関係する回路がパイプライン動作するようになっており、リードデータは毎サイクル連続して出力されることになる。これにより、データ転送速度は外部クロックの周期になる。
【0064】
SDRAMでのアクセス時間には3種類あり、いずれもCLKの立ち上がり時点を基準にして定義される。図17において、tRACはローアドレスアクセス時間、tCACはコラムアドレスアクセス時間、tACはクロックアクセス時間を示している。このSDRAMを高速メモリシステムで使用する場合、コマンドを入力してから最初にデータが得られるまでの時間であるtRACやtCACも重要であるが、図3で説明したように、クロックアクセス時間tACも重要なものである。
【0065】
図18は図16のシンクロナスDRAMの要部構成を概略的に示すブロック図であり、SDRAMにおけるパイプライン動作を説明するためのもので、一例としてパイプが3段設けられている場合を示している。
SDRAMでのコラムアドレスに関係する処理回路は、処理の流れに沿って複数段に分割されており、分割された各段の回路をパイプと呼んでいる。
【0066】
クロックバッファ101は、図16を参照して説明したように、内部クロック生成回路121および出力タイミング制御回路122を備え、内部クロック生成回路121の出力(通常の内部クロック信号)がパイプ−1およびパイプ−2に供給され、出力タイミング制御回路122の出力(位相制御された内部クロック信号)がパイプ−3の出力回路5(データ出力バッファ:50〜57)に供給されるようになっている。
【0067】
各パイプは供給された内部クロック信号に従って制御され、各パイプの間には、パイプ間の信号の伝達タイミングを制御するスイッチが設けられており、これらのスイッチも、クロックバッファ101(内部クロック生成回路121)で生成された内部クロック信号により制御される。
図18に示す例では、パイプ−1において、コラムアドレスバッファ116でアドレス信号を増幅してコラムデコーダ118にアドレス信号を送り、コラムデコーダ118で選択されたアドレス番地に相当するセンスアンプ回路117の情報をデータバスに出力し、データバスの情報をデータバスアンプ119で増幅するまで行われる。また、パイプ−2にはデータバス制御回路120のみが設けられ、パイプ−3はI/Oバッファ104(出力回路5)で構成されている。なお、I/Oバッファ104におけるデータ入力バッファ13は図18では省略されている。
【0068】
そして、各パイプ内の回路も、クロックサイクル時間内で動作完了するならば、パイプとパイプとの間にあるスイッチをクロック信号に同期して開閉することで、リレー式にデータを送り出す。これにより、各パイプでの処理が並行に行われることになり、出力端子にはクロック信号に同期して連続的にデータが出力されることになる。
【0069】
図19は本発明に係る半導体集積回路における出力回路(データ出力バッファ回路:5,50〜57)の一構成例を説明するための図である。図18および図19に示されるように、図19におけるData1およびData2は、セルアレイ115から読み出され、センスアンプ117とデータバスアンプ119とデータバス制御回路120を介して出力された記憶データに対応する信号であり、Data1およびData2は、出力データが高レベル“H”の場合には共に低レベル“L”であり、出力データが低レベル“L”の場合には共に高レベル“H”である。なお、出力データが高レベル“H”でも低レベル“L”でもないハイインピーダンス状態(ハイゼット状態)をとることも可能であり、その場合にはデータバス制御回路120において、Data1が高レベル“H”に、Data2が低レベル“L”になるように変換される。信号φoeは、出力タイミング制御回路122(第1の遅延制御回路21)の出力信号(クロック信号)に対応するもので、出力回路5(50〜57)のイネーブル信号として機能するものである。
【0070】
クロック信号φoeが高レベル“H”になると、Data1とData2の情報がデータ出力パッド6(60〜67)に現出するように動作する。例えば、データ出力パッド6に高レベル“H”を出力する場合を想定すると、クロック信号φoeが低レベル“L”から高レベル“H”に変化し、ノード8a−1が低レベル“L”に、ノード8a−2が高レベル“H”になって、トランスファーゲートがオンしてData1およびData2がノード8a−3および8a−6に伝達される。その結果、ノード8a−5が低レベル“L”に、ノード8a−8が高レベル“H”になると、出力用のPチャンネルトランジスタ81はオンとなり、また、Nチャンネルトランジスタ82はオフとなって、データ出力パッド6には高レベル“H”の出力が現れることになる。また、クロック信号φoeが低レベル“L”になると、トランスファーゲートはオフして、それまでの出力状態が保持される。
【0071】
以上の説明では、本発明の半導体集積回路をシンクロナスDRAMとして説明したが、本発明はシンクロナスDRAMに限らず、外部から入力される信号に同期して出力信号が出力される半導体集積回路であればどのようなものにも適用可能である。
図20は本発明に係る半導体集積回路におけるダミーの内部出力クロック配線42(ダミー配線DL)の一構成例を説明するための図である。図20から明らかなように、ダミー配線DLは、例えば、チップ上に形成され、リアル配線(RL)と同じ線幅の配線により形成されている。なお、以下に説明する半導体集積回路モジュールにおけるダミーの内部出力クロック配線242および半導体集積回路システムにおけるダミーの内部出力クロック配線342に関しても、同様に、モジュール上或いは回路基板上にダミー用の配線を設けることになる。なお、このダミー配線の代わりに、所定の値を有する容量素子或いは抵抗素子等を組み合わせて代用することも可能である。
【0072】
図21は本発明を適用したメモリモジュール(SIMM: Single Inline Memory Module やDIMM: Dual Inline Memory Module)の一例を示す図であり、DLL回路を概略的に示すものである。図21において、参照符号201はクロックコネクタ部、また、250〜253はメモリIC(対象回路)を示している。さらに、参照符号221は第1の遅延制御回路、222は第2の遅延制御回路、203は位相比較回路、241は内部出力クロック配線(リアル配線)、そして、242はダミーの内部出力クロック配線(ダミー配線)を示している。
【0073】
図21に示されるように、クロック信号CLKは、クロックコネクタ部201を介して、第1の遅延制御回路221、第2の遅延制御回路222、および、位相比較回路203の一方の入力に供給されている。第1の遅延制御回路221の出力信号(クロック信号)は、例えば、図5に示す半導体集積回路と同様に、それぞれリアル配線(241)を介して各メモリIC250〜253に供給されている。ここで、位相比較回路203の他方の入力には、ダミー配線242を介して第2の遅延制御回路222の出力(ダミーのクロック信号)が供給され、位相比較回路203は、これら2つの入力信号の位相を比較して第1および第2の遅延制御回路221,222を制御するようになっている。なお、このDLL回路の詳細は、図面を参照して上述した通りである。
【0074】
図21に示すメモリモジュール(半導体集積回路モジュール)は、図5の半導体集積回路における出力バッファ回路50〜57(または、データ出力パッド60〜67)をメモリIC250〜253に対応させたものに相当する。
図21に示されるように、本実施例では、第1の遅延制御回路221の出力端から各メモリIC250〜253(各メモリICのクロック入力パッド)までの各リアル配線(241)の長さが等距離になるように規定している。すなわち、リアル配線(241)の長さRL35はRL36と等しく(RL35=RL36)、また、リアル配線(41)の長さRL31,RL32,RL33,RL34は全て等しく(RL31=RL32=RL33=RL34)なるように規定されている。
【0075】
従って、メモリIC250までのリアル配線の長さはRL37+RL35+RL31,メモリIC251までのリアル配線の長さはRL37+RL35+RL32,メモリIC252までのリアル配線の長さはRL37+RL36+RL33,そして,メモリIC253までのリアル配線の長さはRL37+RL36+RL34になり、RL35=RL36,且つ,RL31=RL32=RL33=RL34であるため、第1の遅延制御回路221の出力端から各メモリIC250〜253のクロック入力パッドまでの各リアル配線の長さが等距離になる。さらに、ダミー配線242の長さDL3を上記第1の遅延制御回路221の出力端から各メモリIC250〜253のクロック入力パッドまでのリアル配線の長さRL37+RL35+RL31(=RL37+RL35+RL32=RL37+RL36+RL33=RL37+RL36+RL34)に一致させることにより、全てのメモリIC250〜253における動作タイミングを同期させることができる。
【0076】
図22は本発明を適用したメモリシステムの一例を示す図である。図22において、参照符号300はクロックジェネレータ、また、350〜353はメモリモジュール(対象回路)を示している。さらに、参照符号321は第1の遅延制御回路、322は第2の遅延制御回路、303は位相比較回路、341は内部出力クロック配線(リアル配線)、そして、342はダミーの内部出力クロック配線(ダミー配線)を示している。
【0077】
図22に示されるように、クロックジェネレータ300で発生されたクロック信号CLKは、第1の遅延制御回路321、第2の遅延制御回路322、および、位相比較回路303の一方の入力に供給されている。第1の遅延制御回路321の出力信号(クロック信号)は、例えば、図21に示すメモリモジュールと同様に、それぞれリアル配線(341)を介して各メモリモジュール350〜353に供給されている。ここで、位相比較回路303の他方の入力には、ダミー配線342を介して第2の遅延制御回路322の出力(ダミーのクロック信号)が供給され、位相比較回路303は、これら2つの入力信号の位相を比較して第1および第2の遅延制御回路321,322を制御するようになっている。なお、このDLL回路の詳細は図面を参照して上述した通りである。
【0078】
図22に示すメモリシステム(半導体集積回路システム)は、図21のメモリモジュールにおけるメモリIC250〜253をメモリモジュール350〜353に対応させたものに相当する。
図22に示されるように、本実施例では、第1の遅延制御回路321の出力端から各メモリモジュール350〜353(各メモリモジュールのクロック入力端子)までの各リアル配線(341)の長さが等距離になるように規定している。すなわち、リアル配線(341)の長さRL45はRL46と等しく(RL45=RL46)、また、リアル配線(341)の長さRL41,RL42,RL43,RL44は全て等しく(RL41=RL42=RL43=RL44)なるように規定されている。
【0079】
従って、メモリモジュール350までのリアル配線の長さはRL47+RL45+RL41,メモリモジュール351までのリアル配線の長さはRL47+RL45+RL42,メモリモジュール352までのリアル配線の長さはRL47+RL46+RL43,そして,メモリモジュール353までのリアル配線の長さはRL47+RL46+RL44になり、RL45=RL46,且つ,RL41=RL42=RL43=RL44であるため、第1の遅延制御回路221の出力端から各メモリIC250〜253のクロック入力パッドまでの各リアル配線の長さが等距離になる。さらに、ダミー配線242の長さDL3を上記第1の遅延制御回路221の出力端から各メモリモジュール350〜353のクロック入力端子までのリアル配線の長さRL47+RL45+RL41(=RL47+RL45+RL42=RL47+RL46+RL43=RL47+RL46+RL44)に一致させることにより、全てのメモリモジュール350〜353における動作タイミングを同期させることができる。
【0080】
なお、上述した図21および図22では、図5の半導体集積回路に対応した構成を示して説明したが、図4の半導体集積回路の構成をメモリモジュール、或いは、メモリシステムに適用することもできるのはいうまでもない。
以上の説明では、メモリ(SDRAM),メモリモジュール,および,メモリシステムを例として説明したが、本発明は、他の様々な半導体集積回路、半導体集積回路モジュール、および、半導体集積回路システムに対しても幅広く適用することができる。さらに、上記各実施例では、制御信号としてクロック信号を例に取って説明したが、制御信号としてはクロック信号に限定されるものでないのはもちろんである。
【0081】
【発明の効果】
以上、詳述したように、本発明の半導体集積回路によれば、対象とする複数の回路若しくはパッドが設けられた物理的な位置に関わらず、各回路若しくはパッドに対して位相同期した制御信号を供給することができる。さらに、本発明によれば、半導体集積回路モジュールおよび半導体集積回路システムに対しても、同様に位相同期した制御信号を供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】関連技術としての半導体集積回路の一例を概略的に示すブロック図である。
【図2】図1の半導体集積回路におけるクロック配線の様子を示すブロック図である。
【図3】図2の半導体集積回路における課題を説明するための図である。
【図4】本発明を適用した半導体集積回路の一実施例を示すブロック図である。
【図5】本発明を適用した半導体集積回路の他の実施例を示すブロック図である。
【図6】本発明の半導体集積回路における遅延制御回路(遅延部)の一構成例を説明するための図である。
【図7】本発明の半導体集積回路における遅延制御回路(制御部)の一構成例を説明するための図である。
【図8】図7の遅延制御回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図9】本発明の半導体集積回路における位相比較回路(位相比較部)の一構成例を説明するための図である。
【図10】図9の位相比較回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図11】本発明の半導体集積回路における位相比較回路(増幅回路部)の一構成例を説明するための図である。
【図12】図11の位相比較回路におけるJKフリップフロップの動作を説明するためのタイミング図である。
【図13】図11の位相比較回路における増幅回路部の動作を説明するためのタイミング図(カウントアップ時)である。
【図14】図11の位相比較回路における増幅回路部の動作を説明するためのタイミング図(カウント維持時)である。
【図15】図11の位相比較回路における増幅回路部の動作を説明するためのタイミング図(カウントダウン時)である。
【図16】本発明に係る半導体集積回路が適用される一例としてのシンクロナスDRAMの構成を示す図である。
【図17】図16のシンクロナスDRAMの動作を説明するためのタイミング図である。
【図18】図16のシンクロナスDRAMの要部構成を概略的に示すブロック図である。
【図19】本発明に係る半導体集積回路における出力回路(データ出力バッファ回路)の一構成例を説明するための図である。
【図20】本発明に係る半導体集積回路におけるダミーの内部出力クロック配線(ダミー配線)の一構成例を説明するための図である。
【図21】本発明を適用したメモリモジュールの一例を示す図である。
【図22】本発明を適用したメモリシステムの一例を示す図である。
【符号の説明】
1…クロック入力パッド
3…位相比較回路
5,50〜57…出力回路(出力バッファ回路)
6,60〜67…データ出力パッド
10…クロックバッファ回路
21,221,321…遅延制御回路
22,222,322…遅延制御回路
41,241,341…内部出力クロック配線(リアル配線)
42,242,342…ダミーの内部出力クロック配線(ダミー配線)
Claims (7)
- クロック入力パッドに供給されるクロック信号と、遅延時間を制御する信号が供給される第1および第2の遅延制御回路と、
該第1の遅延制御回路の出力信号がそれぞれリアル配線を介して供給される複数の対象回路と、
前記第2の遅延制御回路のダミー出力信号がダミー配線手段を介して供給され、前記クロック入力パッドに供給されるクロック信号と該ダミー配線手段の出力信号の位相を比較して、その比較結果により前記第1および第2の遅延制御回路における前記遅延時間を制御する信号を出力する位相比較回路とを具備する半導体集積回路であって、
前記半導体集積回路はシンクロナスDRAMであり、且つ、前記各対象回路は該シンクロナスDRAMのデータ出力バッファ回路であり、
前記第1の遅延制御回路から出力されて、前記リアル配線を介して供給されるクロック信号は、前記各データ出力バッファ回路にイネーブル信号として供給され、そして、
前記第1の遅延制御回路の出力端から前記複数の対象回路の各々の入力端までの各リアル配線の長さをそれぞれ等距離にすると共に、前記ダミー配線手段の配線負荷の大きさを該第1の遅延制御回路から1の該対象回路までのリアル配線の配線負荷の大きさに一致させるように構成したことを特徴とする半導体集積回路。 - 請求項1記載の半導体集積回路において、前記ダミー配線手段の配線長を前記第1の遅延制御回路から1の前記対象回路までのリアル配線の配線長と一致させるようにしたことを特徴とする半導体集積回路。
- 請求項1記載の半導体集積回路において、前記第1の遅延制御回路の出力端から前記各対象回路の入力端までの各リアル配線をツリー状に構成し、各分岐個所から次の分岐個所または該対象回路の入力端まで各分岐配線の距離が等しくなるように構成したことを特徴とする半導体集積回路。
- クロック入力パッドに供給されるクロック信号と、遅延時間を制御する信号が供給される第1および第2の遅延制御回路と、
該第1の遅延制御回路の出力信号がそれぞれリアル配線を介して供給される複数の対象回路と、
前記第2の遅延制御回路のダミー出力信号がダミー配線手段を介して供給され、前記クロック入力パッドに供給されるクロック信号と該ダミー配線手段の出力信号の位相を比較して、その比較結果により前記第1および第2の遅延制御回路における前記遅延時間を制御する信号を出力する位相比較回路とを具備する半導体集積回路であって、
前記半導体集積回路はシンクロナスDRAMであり、且つ、前記各対象回路は該シンクロナスDRAMのデータ出力バッファ回路であり、
前記第1の遅延制御回路から出力されて、前記リアル配線を介して供給されるクロック信号は、前記各データ出力バッファ回路にイネーブル信号として供給され、そして、
前記第1の遅延制御回路の出力端から前記複数の対象回路の入力端までのリアル配線を、対称性を有するツリー状にレイアウトすると共に、前記ダミー配線手段の配線負荷の大きさを該第1の遅延制御回路から任意の前記対象回路までのリアル配線の配線負荷の大きさに一致させるように構成したことを特徴とする半導体集積回路。 - 請求項4記載の半導体集積回路において、前記ダミー配線手段の配線長を前記第1の遅延制御回路から1の前記対象回路までのリアル配線の配線長と一致させるようにしたことを特徴とする半導体集積回路。
- クロック入力パッドに供給されるクロック信号と、遅延時間を制御する信号が供給される第1および第2の遅延制御回路と、
該第1の遅延制御回路の出力信号がそれぞれリアル配線を介して供給される複数の対象回路と、
前記第2の遅延制御回路のダミー出力信号がダミー配線手段を介して供給され、前記クロック入力パッドに供給されるクロック信号と該ダミー配線手段の出力信号の位相を比較して、その比較結果により前記第1および第2の遅延制御回路における前記遅延時間を制 御する信号を出力する位相比較回路とを具備する半導体集積回路であって、
前記半導体集積回路はシンクロナスDRAMであり、且つ、前記各対象回路は該シンクロナスDRAMのデータ出力バッファ回路であり、
前記第1の遅延制御回路から出力されて、前記リアル配線を介して供給されるクロック信号は、前記各データ出力バッファ回路にイネーブル信号として供給され、そして、
前記複数の対象回路は、複数のグループで構成され、該各グループは、前記第1の遅延制御回路の出力信号を受けるノードを有し、前記第1の遅延制御回路の出力端から前記複数のグループの各ノードまでの間のリアル配線を対称性を有するツリー状にレイアウトすると共に、前記ダミー配線手段の配線負荷の大きさを該第1の遅延制御回路から1の前記ノードまでのリアル配線の配線負荷の大きさに一致させるように構成したことを特徴とする半導体集積回路。 - 請求項6記載の半導体集積回路において、前記ダミー配線手段の配線長を前記第1の遅延制御回路から1の前記対象回路までのリアル配線の配線長と一致させるようにしたことを特徴とする半導体集積回路。
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