ES2284899T3 - Procedimiento y aparato para utilizar informacion de estado de canal en un sistema de comunicacion inalambrica. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento para transmitir datos desde una unidad transmisora a una unidad receptora en un sistema de comunicación de múltiple entrada y múltiple salida (MIMO), que comprende: en la unidad receptora, recibir una pluralidad de señales a través de una pluralidad de antenas de recepción, en la que la señal recibida desde cada antena de recepción comprende una combinación de una o más señales transmitidas desde la unidad transmisora, procesar la señales recibidas para obtener información de estado de canal (CSI) indicativa de características de una pluralidad de canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos, y transmitir la CSI de vuelta a la unidad transmisora; y en la unidad transmisora, recibir la CSI desde la unidad receptora, y procesar datos para su transmisión a la unidad receptora basándose en la CSI recibida, caracterizado porque la CSI presentada comprende estimaciones de la relación señal/ruido más interferencia (SNR) para cada uno de la pluralidad de canales de transmisión, y en el que el procesamiento en la unidad transmisora incluye datos de codificación para cada canal de transmisión basándose en la estimación de la SNR para el canal de transmisión.
Description
Procedimiento y aparato para utilizar
información de estado de canal en un sistema de comunicación
inalámbrica.
La presente invención se refiere en general a
comunicación de datos, y más específicamente a un procedimiento y
aparato novedosos y mejorados para utilizar (total o parcialmente)
información de estado de canal para proporcionar un rendimiento
mejorado para un sistema de comunicación inalámbrico.
Los sistemas de comunicación inalámbricos se
utilizan ampliamente para proporcionar varios tipos de comunicación
tales como voz, datos, etc. Estos sistemas pueden basarse en acceso
múltiple por división de código (CDMA), acceso múltiple por
división de tiempo (TDMA), modulación por división de frecuencia
ortogonal (OFDM), o algunas otras técnicas de modulación. Los
sistemas OFDM pueden proporcionar un alto rendimiento para algunos
entornos de canal.
En un sistema de comunicación terrestre (por
ejemplo, un sistema celular, un sistema de radiodifusión, un
sistema de distribución multicanal multipunto (MMDS), y otros), una
señal modulada RF de una unidad transmisora puede llegar a una
unidad receptora a través de una serie de trayectorias de
transmisión. Las características de las trayectorias de transmisión
varían normalmente a lo largo del tiempo debido a un número de
factores tales como el desvanecimiento y múltiples
trayectorias.
Para proporcionar diversidad contra los efectos
de trayectorias perjudiciales y mejorar el rendimiento, pueden
utilizarse múltiples antenas de transmisión y recepción. Si las
trayectorias de transmisión entre las antenas de transmisión y
recepción son linealmente independientes (es decir, una transmisión
sobre una trayectoria no está formada como una combinación lineal
de las transmisiones sobre otras trayectorias), lo que es en general
cierto hasta cierto punto, entonces la probabilidad de recibir
correctamente una señal transmitida aumenta a medida que aumenta el
número de antenas. En general, la diversidad aumenta y el
rendimiento mejora a medida que aumenta el número de antenas de
transmisión y recepción.
Un sistema de comunicación de múltiple entrada y
múltiple salida (MIMO) utiliza múltiples (N_{T}) antenas de
transmisión y múltiples (N_{R}) antenas de recepción para la
transmisión de datos. Un canal MIMO puede descomponerse en canales
independientes N_{C}, con N_{C} \leq min {N_{T}, N_{R}}.
Cada uno de los N_{C} canales independientes se denomina también
como un subcanal espacial del canal MIMO y corresponde a una
dimensión. El sistema MIMO puede proporcionar un rendimiento
mejorado si se utilizan las dimensionalidades adicionales creadas
por las múltiples antenas de transmisión y recepción.
La publicación de patente internacional nº
WO98/09381 da a conocer una comunicación inalámbrica de alta
capacidad que utiliza subcanales espaciales.
El documento por Baum K L et Al titulado
"A comparison of differential and coherent reception for a
coded OFDM system in a low C/I environment" (Global
Telecommunications Conference, 1997, IEEE Phoenix, AZ, EE.UU. del 3
al 8 de noviembre de 1997, Nueva York, NY, EE.UU., IEEE, EE.UU, 3 de
noviembre de 1997, páginas 300 a 304) da a conocer el rendimiento
de QPSK diferencial y coherente para un sistema OFDM de salto lento
de frecuencia de alta velocidad de transmisión de datos en un canal
con una fuerte interferencia cocanal.
La patente estadounidense nº 5.973.642 da a
conocer un conjunto de antenas adaptables para sistemas de
multiplexación por división de frecuencia ortogonal con
interferencia cocanal.
La patente estadounidense nº 5.844.922 da a
conocer un aparato y procedimiento de descodificación y codificación
convolucional de alta velocidad.
Por lo tanto hay una necesidad en la técnica de
técnicas para utilizar información de estado de canal (CSI) para
aprovechar las dimensionalidades adicionales creadas por un sistema
MIMO para proporcionar un rendimiento de sistema mejorado.
Los aspectos de la invención tal como se exponen
en las reivindicaciones adjuntas proporcionan técnicas para
procesar señales recibidas en un sistema de comunicación de múltiple
entrada y múltiple salida (MIMO) para recuperar señales
transmitidas, y para estimar las características de un canal MIMO.
Pueden utilizarse varios esquemas de procesamiento receptores para
obtener información de estado de canal (CSI) indicativa de las
características de los canales de transmisión utilizados para la
transmisión de datos. Entonces la CSI se presenta de vuelta al
sistema transmisor y se utiliza para ajustar el procesamiento de
señal (por ejemplo, codificación, modulación, etc.). De esta
manera, se consigue un alto rendimiento basándose en condiciones de
canal determinadas.
Una realización específica de la invención
proporciona un procedimiento para transmitir datos desde una unidad
transmisora a una unidad receptora en un sistema de comunicación
MIMO. Según la invención, en la unidad receptora, se recibe un
número de señales a través de una serie de antenas de recepción,
comprendiendo la señal recibida desde cada antena de recepción una
combinación de una o más señales transmitidas desde la unidad
transmisora. Las señales recibidas se procesan (por ejemplo, a
través de un esquema de inversión matricial de correlación de canal
(CCMI), un esquema de error cuadrático medio mínimo insesgado
(UMMSE), o algún otro esquema de procesamiento de receptor) para
obtener la CSI indicativa de características de una serie de canales
de transmisión utilizados para la transmisión de datos. La CSI se
codifica y se transmite de vuelta a la unidad transmisora. En la
unidad transmisora, se recibe la CSI desde la unidad receptora y se
procesan los datos para su transmisión a la unidad receptora
basándose en la CSI recibida.
La CSI presentada puede incluir una CSI total o
una CSI parcial. La CSI total incluye suficiente caracterización de
ancho de banda total (por ejemplo, la amplitud y fase a través del
ancho de banda útil) de la trayectoria de propagación entre todos
los pares de antenas de transmisión y recepción. La CSI parcial
puede incluir, por ejemplo, la relación señal/ruido más
interferencia (SNR) de los canales de transmisión. En la unidad
transmisora, los datos para cada canal de transmisión pueden
codificarse basándose en la estimación de la SNR para el canal de
transmisión, y los datos codificados para cada canal de transmisión
pueden modularse según un esquema de modulación seleccionado
basándose en la estimación de la SNR. Para el procesamiento de la
CSI total, los símbolos de modulación también se procesan
previamente antes de la transmisión según la CSI recibida.
La invención proporciona adicionalmente
procedimientos, sistemas y aparatos que implementan varios aspectos,
realizaciones y características de la invención, tal como se
describe en mayor detalle a continuación.
Las características, naturaleza y ventajas de la
presente invención serán más evidentes a partir de la descripción
detallada expuesta a continuación cuando se toma en conjunción con
los dibujos en los que los mismos caracteres de referencia
identifican de manera correspondiente en todo el documento y en los
que:
la figura 1 es un diagrama de un sistema de
comunicación de múltiple entrada y múltiple salida (MIMO) que puede
implementar varios aspectos y realizaciones de la invención;
las figuras 2A y 2B son diagramas de bloques de
una realización de un sistema transmisor MIMO que puede realizar
un procesamiento de CSI parcial y procesamiento de CSI total,
respectivamente;
la figura 3 es un diagrama de bloques de una
realización de un sistema transmisor MIMO que utiliza una modulación
por división de frecuencia ortogonal (OFDM);
la figura 4 es una diagrama de bloques de una
parte de un sistema transmisor MIMO que puede proporcionar un
procesamiento diferente para tipos de transmisión diferentes y que
también emplea modulación OFDM;
las figuras 5 y 6 son diagramas de bloques de
dos realizaciones de un sistema receptor que presenta múltiples
(N_{R}) antenas de recepción y que pueden procesar una transmisión
de datos basándose en una técnica de inversión matricial de
correlación de canal (CCMI) y en un error cuadrático medio mínimo
insesgado (UMMSE), respectivamente;
la figura 7A muestra el rendimiento global medio
para el sistema MIMO para tres técnicas de procesamiento de
receptor y para diferentes valores SNR; y
la figura 7B muestra las funciones de
distribución de probabilidad acumulativa (CDF) para las tres
técnicas de procesamiento de receptor generadas basándose en el
histograma de los datos.
La figura 1 es un diagrama de un sistema 100 de
comunicación de múltiple entrada y múltiple salida (MIMO) que puede
implementar varios aspectos y realizaciones de la invención. El
sistema 100 incluye un primer sistema 110 en comunicación con un
segundo sistema 150. El sistema 100 puede funcionar para emplear una
combinación de diversidad temporal, frecuencia y antena, (descrita
a continuación) para incrementar la eficacia espectral, mejorar el
rendimiento, y aumentar la flexibilidad. En un aspecto, el sistema
150 puede funcionar para determinar las características del enlace
de comunicación y presentar la información de estado de canal (CSI)
de vuelta al sistema 110, y el sistema 110 puede funcionar para
ajustar el procesamiento (por ejemplo, codificación y modulación)
de los datos que van a transmitirse basándose en la CSI
presentada.
En el sistema 110, una fuente 112 de datos
proporciona datos (es decir, bits de información) a un procesador
114 de datos de transmisión (TX), que codifica los datos según un
esquema de codificación particular, entrelaza (es decir, reordena)
los datos codificados basándose en un esquema de entrelazado
particular, y asigna los bits entrelazados a símbolos de modulación
para uno o más canales de transmisión utilizados para transmitir
los datos. La codificación aumenta la fiabilidad de la transmisión
de datos. El entrelazado proporciona diversidad temporal para los
bits codificados, permite transmitir los datos basándose en una
media de la relación señal/ruido más interferencia (SNR) para los
canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos,
combate el desvanecimiento, y además suprime la correlación entre
los bits codificados utilizados para formar cada símbolo de
modulación. El entrelazado puede proporcionar además diversidad de
frecuencia si los bits codificados se transmiten sobre múltiples
subcanales de frecuencia. Según un aspecto de la invención, la
codificación, entrelazado y asignación de símbolos (o una
combinación de los mismos) se realizan basándose en la CSI total o
parcial disponible para el sistema 110, tal como se indica en la
figura 1.
La codificación, entrelazado y la asignación de
símbolos en el sistema 110 transmisor pueden realizarse basándose
en numerosos esquemas. Un esquema específico se describe en la
solicitud de patente estadounidense nº 09/776.073 titulada
"CODING SCHEME FOR A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM",
presentada el 1 de febrero de 2001, transferida al cesionario de la
presente solicitud.
El sistema 100 MIMO utiliza múltiples antenas
tanto en el extremo de transmisión como en el de recepción del
enlace de comunicación. Estas antenas de transmisión y recepción
pueden utilizarse para proporcionar varias formas de diversidad
espacial, que incluyen diversidad de transmisión y diversidad de
recepción. La diversidad espacial se caracteriza por la utilización
de múltiples antenas de transmisión y una o más antenas de
recepción. La diversidad de transmisión se caracteriza por la
transmisión de datos sobre múltiples antenas de transmisión.
Normalmente, se realiza un procesamiento adicional sobre los datos
transmitidos desde las antenas de transmisión para conseguir la
diversidad deseada. Por ejemplo, los datos transmitidos desde
diferentes antenas de transmisión pueden retardarse o reordenarse a
tiempo, codificarse y entrelazarse a través de las antenas de
transmisión, etc. La diversidad de recepción se caracteriza por la
recepción de las señales transmitidas en múltiples antenas de
recepción, y se consigue diversidad simplemente recibiendo las
señales a través de diferentes trayectorias de
señal.
señal.
El sistema 100 puede operar en una serie de
diferentes modos de comunicación, empleando cada modo de
comunicación diversidad temporal, antena o frecuencia, o una
combinación de los mismos. Los modos de comunicación pueden
incluir, por ejemplo, un modo de comunicación de "diversidad" y
un modo de comunicación "MIMO". El modo de comunicación de
diversidad emplea diversidad para mejorar la fiabilidad del enlace
de comunicación. En una aplicación común del modo de comunicación
de diversidad, que también se denomina como modo de comunicación de
diversidad "puro" los datos se transmiten desde todos las
antenas de transmisión disponibles a un sistema receptor recibidor.
El modo de comunicaciones de diversidad puro puede utilizarse en
casos en los que las necesidades de velocidad de transmisión de
datos son bajas o cuando la relación SNR es baja, o cuando ambas
son ciertas. El modo de comunicación MIMO emplea una diversidad de
antena en ambos extremos del enlace de comunicación (es decir,
múltiples antenas de transmisión y múltiples antenas de recepción) y
se utiliza en general tanto para mejorar la fiabilidad como para
aumentar la capacidad del enlace de comunicación. El modo de
comunicación MIMO puede emplear además diversidad de frecuencia y/o
temporal en combinación con la diversidad de
antena.
antena.
El sistema 100 puede utilizar además una
modulación por división de frecuencia ortogonal (OFDM), que divide
eficazmente la banda de frecuencia de funcionamiento en un número de
(L) subcanales de frecuencia (es decir, frequency bins). En
cada ranura de tiempo (es decir, un intervalo de tiempo particular
que puede depender del ancho de banda del subcanal de frecuencia),
puede transmitirse un símbolo de modulación en cada uno de los
subcanales de frecuencia L.
El sistema 100 puede operar para transmitir
datos a través de una serie de canales de transmisión. Como se
observó anteriormente, un canal MIMO puede descomponerse en N_{C}
canales independientes, con N_{C} \leq min {N_{T,} N_{R}}.
Cada uno de los N_{C} canales independientes también se denomina
como un subcanal espacial del canal MIMO. Para un sistema MIMO que
no utiliza modulación OFDM, puede haber solo un subcanal de
frecuencia y cada subcanal espacial puede denominarse como un
"canal de transmisión". Para un sistema MIMO que utiliza
modulación OFDM, cada subcanal espacial de cada subcanal de
frecuencia puede denominarse como un canal de transmisión. Y para
un sistema OFDM que no opera en el modo de comunicación MIMO, sólo
hay un subcanal espacial y cada subcanal de frecuencia puede
denominarse como un canal de transmisión.
Un sistema MIMO puede proporcionar rendimiento
mejorado si se utilizan las dimensionalidades adicionales creadas
por las múltiples antenas de transmisión y recepción. Aunque no se
requiere necesariamente conocer la CSI en el transmisor, es posible
un aumento de la eficacia y rendimiento de sistema cuando el
transmisor está equipado con CSI, que describe las características
de transmisión desde las antenas de transmisión a las antenas de
recepción. La CSI puede clasificarse como "CSI total" o "CSI
parcial".
La CSI total incluye caracterización suficiente
(por ejemplo, la amplitud y fase) a través de todo el ancho de
banda del sistema (es decir, cada subcanal de frecuencia) para la
trayectoria de propagación entre cada par de antena de
transmisión-recepción en la matriz MIMO
N_{T}xN_{R}. El procesamiento de la CSI total implica que (1)
la caracterización de canal está disponible tanto en el transmisor
como en el receptor, (2) el transmisor calcula modos propios para
el canal MIMO (descrito posteriormente), determina símbolos de
modulación que van a transmitirse en los modos propios,
precondiciona (filtra) linealmente los símbolos de modulación, y
transmite los símbolos de modulación precondicionados, y (3) el
receptor realiza un procesamiento complementario (por ejemplo,
filtro adaptado espacial) del procesamiento de transmisión lineal
basándose en la caracterización de canal para calcular los N_{C}
coeficientes de filtro adaptado espaciales necesarios para cada
canal de transmisión (es decir, cada modo propio). El procesamiento
de la CSI total implica además procesamiento de datos (por ejemplo,
seleccionando los esquemas de codificación y modulación apropiados)
para cada canal de transmisión basándose en el valor propio del
canal (descrito posteriormente) para obtener los símbolos de
modulación.
La CSI parcial puede incluir, por ejemplo, la
relación señal/ruido más interferencia (SNR) de los canales de
transmisión (es decir, la relación SNR para cada subcanal espacial
para un sistema MIMO sin modulación OFDM, o la relación SNR para
cada subcanal de frecuencia de cada subcanal espacial para un
sistema MIMO con modulación OFDM). El procesamiento de la CSI
parcial puede implicar procesamiento de datos (por ejemplo,
seleccionar los esquemas de codificación y modulación apropiados)
para cada canal de transmisión basándose en la relación SNR del
canal.
En referencia a la figura 1, un procesador 120
MIMO TX recibe y procesa los símbolos de modulación del procesador
114 de datos TX para proporcionar símbolos adecuados para la
transmisión sobre el canal MIMO. El procesamiento realizado por el
procesador 120 MIMO TX depende de si se utiliza procesamiento de la
CSI total o parcial, y se describe en mayor detalle a
continuación.
Para el procesamiento de la CSI total, el
procesador 120 MIMO TX puede demultiplexar y precondicionar los
símbolos de modulación. Y para el procesamiento de la CSI parcial,
el procesador 120 MIMO TX puede demultiplexar simplemente los
símbolos de modulación. El procesamiento MIMO de la CSI total y
parcial se describe en mayor detalle posteriormente. Para un
sistema MIMO que utiliza procesamiento de la CSI total pero no
modulación OFDM, el procesador 120 MIMO TX proporciona un flujo de
símbolos de modulación precondicionados para cada antena de
transmisión, un símbolo de modulación precondicionado por ranura de
tiempo. Cada símbolo de modulación precondicionado es una
combinación lineal (y ponderada) de N_{C} símbolos de modulación
en una ranura de tiempo dada para los N_{C} subcanales
espaciales, como se describe en mayor detalle posteriormente. Para
un sistema MIMO que emplea procesamiento de la CSI total y
modulación OFDM, el procesador 120 MIMO TX proporciona un flujo de
vectores de símbolos de modulación precondicionados para cada antena
de transmisión, incluyendo cada vector símbolos de modulación
precondicionados L para los subcanales de frecuencia L para una
ranura de tiempo dada. Para un sistema MIMO que emplea
procesamiento de la CSI parcial pero no modulación OFDM, el
procesador 120 MIMO TX proporciona un flujo de símbolos de
modulación para cada antena de transmisión, un símbolo de
modulación por ranura de tiempo. Y para un sistema MIMO que emplea
procesamiento de la CSI parcial y modulación OFDM, el procesador
120 MIMO TX proporciona un flujo de vectores de símbolos de
modulación para cada antena de transmisión, incluyendo cada vector
símbolos de modulación L para los subcanales de frecuencia L para
una ranura de tiempo dada. Para todos los casos descritos
anteriormente, cada flujo de símbolos de modulación (no
condicionados o precondicionados) o vectores de símbolos de
modulación se recibe y modula por un modulador 122 (MOD)
respectivo, y se transmite a través de una antena 124 asociada.
En la realización mostrada en la figura 1, el
sistema 150 receptor incluye una serie de antenas 152 receptoras
que reciben las señales transmitidas y proporcionan las señales
recibidas a demoduladores 154 (DEMOD) respectivos. Cada demodulador
154 realiza procesamiento complementario al realizado en el
modulador 122. Los símbolos demodulados de todos los demoduladores
154 se proporcionan a un procesador 156 MIMO (RX) de recepción y se
procesan de una manera descrita posteriormente. Los símbolos de
modulación recibidos para los canales de transmisión se
proporcionan entonces a un procesador 158 de datos RX, que realiza
procesamiento complementario al realizado en el procesador 114 de
datos TX. En un diseño específico, el procesador 158 de datos RX
proporciona valores de bit indicativos de los símbolos de
modulación recibidos, desentrelaza los valores de bit y descodifica
los valores desentrelazados para generar bits descodificados, que se
proporcionan entonces al colector 160 de datos. La desasignación,
desentrelazado y descodificación de símbolos recibidos son
complementarios a la asignación, entrelazado y codificación de
símbolos realizados en el sistema 110 transmisor. El procesamiento
mediante el sistema 150 receptor se describe en mayor detalle
posteriormente.
Los subcanales espaciales de un sistema MIMO (o
más en general, los canales de transmisión en un sistema MIMO con o
sin modulación OFDM) experimentan normalmente condiciones de enlace
diferente (por ejemplo, diferentes efectos de desvanecimiento y de
trayectoria múltiple) y pueden conseguir una relación SNR diferente.
Por consiguiente, la capacidad de los canales de transmisión puede
ser diferente de canal a canal. Esta capacidad puede cuantificarse
por la tasa de bits de información (es decir, el número de bits de
información por símbolo de modulación) que puede transmitirse en
cada canal de transmisión para un nivel particular de rendimiento.
Además, las condiciones de enlace varían normalmente con respecto
al tiempo. Como resultado, las tasas de bits de información
soportadas para los canales de transmisión también varían con
respecto al tiempo. Para utilizar de manera más completa la
capacidad de los canales de transmisión, la CSI que describe las
condiciones de enlace puede determinarse (normalmente en la unidad
receptora) y proporcionarse a la unidad transmisora para que el
procesamiento pueda ajustarse (o adaptarse) adecuadamente. Aspectos
de la invención proporcionan técnicas para determinar y utilizar la
CSI (total o parcial) para proporcionar rendimiento del sistema
mejorado.
La figura 2A es un diagrama de bloques de una
realización de un sistema 110a transmisor MIMO, que es una
realización de la parte transmisora del sistema 110 en la figura 1.
El sistema 110a transmisor (que no utiliza modulación OFDM) puede
ajustar su procesamiento basándose en la CSI parcial presentada por
el sistema 150 receptor. El sistema 110a incluye (1) un procesador
114a de datos TX que recibe y procesa bits de información para
proporcionar símbolos de modulación y (2) un procesador 120a MIMO
TX que demultiplexa los símbolos de modulación para las N_{T}
antenas de transmisión.
El procesador 114a de datos TX es una
realización del procesador 114 de datos TX en la figura 1, y otros
muchos diseños también pueden utilizarse para el procesador 114 de
datos TX y están dentro del alcance de la invención. En la
realización específica mostrada en la figura 2A, el procesador 114a
de datos TX incluye un codificador 202, un dispositivo 204 de
entrelazado de canales, un dispositivo 206 de eliminación selectiva
(puncturer) y un elemento 208 de asignación de símbolos. El
codificador 202 recibe y codifica los bits de información según un
esquema de codificación particular para proporcionar bits
codificados. El dispositivo 204 de entrelazado de canales entrelaza
los bits codificados basándose en un esquema de entrelazado
particular para proporcionar diversidad. El dispositivo 206 de
eliminación selectiva elimina selectivamente cero o más de los bits
codificados entrelazados para proporcionar el número deseado de
bits codificados. Y el elemento 208 de asignación de símbolos
asigna el bit codificado no eliminado a símbolos de modulación para
uno o más canales de transmisión utilizados para transmitir
los
datos.
datos.
Aunque no se muestra en la figura 2A por
simplicidad, los datos piloto (por ejemplo, datos de un modelo
conocido) pueden codificarse y multiplexarse con los bits de
información procesados. Los datos piloto procesados pueden
transmitirse (por ejemplo, de una manera multiplexada por división
de tiempo) en todos o un subconjunto de los canales de transmisión
utilizados para transmitir los bits de información. Los datos piloto
pueden utilizarse en el receptor para realizar estimación de canal,
como se conoce en la técnica y se describe en mayor detalle
más
adelante.
adelante.
Como se muestra en la figura 2A, la codificación
y modulación puede ajustarse basándose en la CSI parcial presentada
por el sistema 150 receptor. En una realización, se consigue
codificación adaptable utilizando un código base fijado (por
ejemplo, una tasa de 1/3 de código turbo) y ajustando la eliminación
selectiva para conseguir la tasa de código deseada, admitida por la
relación SNR del canal de transmisión utilizado para transmitir
datos. Como alternativa, pueden utilizarse esquemas de codificación
diferentes basándose en la CSI parcial presentada (como se indica
por la flecha discontinua en el bloque 202). Por ejemplo, cada uno
de los canales de transmisión puede codificarse con un código
independiente. Con este esquema de codificación puede utilizarse un
esquema de procesamiento receptor de "anulación/igualación y
cancelación de interferencia" sucesivo para detectar y
descodificar los flujos de datos para obtener una estimación más
fiable de los flujos de datos transmitidos. Un esquema de
procesamiento receptor de este tipo se describe por P.W. Wolniansky,
et al en un documento titulado
"V-BLAST: An Architecture for Achieving
Very High Data Rates over the Rich-Scattering
Wireless Channel", Proc. ISSE-98,
Pisa,
Italia.
Italia.
Para cada canal de transmisión, el elemento 208
de asignación de símbolos puede designarse a conjuntos de grupos de
bits codificados no eliminados para formar símbolos no binarios y
para asignar los símbolos no binarios a puntos en una constelación
de señales correspondiente a un esquema de modulación particular
(por ejemplo, QPSK, M-PSK, M-QAM, o
algún otro esquema) seleccionado para ese canal de transmisión. Cada
punto asignado se corresponde con un símbolo de modulación. El
número de bits de información que puede transmitirse para cada
símbolo de modulación para un nivel particular de rendimiento (por
ejemplo, una tasa de error de paquete del uno por ciento) depende
de la relación SNR del canal de transmisión. Así, el esquema de
codificación y el esquema de modulación para cada canal de
transmisión pueden seleccionarse basándose en la CSI parcial
presentada. El entrelazado de canales también puede ajustarse
basándose en la CSI parcial presentada (como se indica por la
flecha punteada en el bloque
204).
204).
La tabla 1 enumera varias combinaciones de tasa
de codificación y esquema de modulación que pueden utilizarse para
una serie de intervalos de la relación SNR. La tasa de bits
soportada para cada canal de transmisión puede conseguirse
utilizando cualquiera de una serie de combinaciones posibles de tasa
de codificación y esquema de modulación. Por ejemplo, un bit de
información por símbolo puede conseguirse utilizando (1) una tasa de
codificación de 1/2 y una modulación QPSK, (2) una tasa de
codificación de 1/3 y una modulación 8-PSK, (3) una
tasa de codificación de 1/4 y 16-QAM, o alguna otra
combinación de tasa de codificación y esquema de modulación. En la
tabla 1 se utilizan QPSK, 16-QAM y
64-QAM para los intervalos de la relación SNR
enumerados. Otros esquemas de modulación tales como
8-PSK, 32-QAM,
128-QAM, etc., también pueden utilizarse y están
dentro del alcance de la
invención.
invención.
\vskip1.000000\baselineskip
Los símbolos de modulación del procesador 114a
de datos TX se proporcionan a un procesador 120a MIMO TX, que es
una realización del procesador 120 MIMO TX en la figura 1. En el
procesador 120a MIMO TX, un demultiplexor 214 demultiplexa los
símbolos de modulación recibidos en un número de (N_{T}) flujos de
símbolos de demodulación, un flujo para cada antena utilizada para
transmitir los símbolos de modulación. Cada flujo de símbolos de
modulación se proporciona a un modulador 122 respectivo. Cada
modulador 122 convierte los símbolos de modulación en una señal
analógica y adicionalmente amplifica, filtra, modula en cuadratura y
convierte de manera ascendente la señal para generar una señal
modulada adecuada para su transmisión sobre el enlace
inalámbrico.
inalámbrico.
Si el número de subcanales espaciales es menor
que el número de antenas de transmisión disponibles (es decir,
N_{C} < N_{T}) entonces pueden utilizarse varios esquemas
para la transmisión de datos. En un esquema, N_{C} flujos de
símbolos de modulación se generan y transmiten en un subconjunto (es
decir, N_{C}) de las antenas transmisoras disponibles. Las
antenas (N_{T} - N_{C}) de transmisión restantes no se utilizan
para la transmisión de datos. En otro esquema, los grados
adicionales de libertad proporcionados por las antenas (N_{T} -
N_{C}) de transmisión adicionales se utilizan para mejorar la
fiabilidad de la transmisión de datos. Para este esquema pueden
codificarse cada uno o más flujos de datos, posiblemente
entrelazados, y transmitirse sobre múltiples antenas de
transmisión. La utilización de múltiples antenas de transmisión para
un flujo de datos incrementa la diversidad y mejora la fiabilidad
contra los efectos de trayectorias perjudiciales.
La figura 2B es un diagrama de bloques de una
realización de un sistema 110b transmisor MIMO (que no utiliza
modulación OFDM) que puede procesar datos basándose en una CSI
total presentada por el sistema 150 receptor. Los bits de
información se codifican, entrelazan y asignan a símbolos por un
procesador 114 de datos TX para generar símbolos de modulación. La
codificación y modulación pueden ajustarse basándose en la CSI total
disponible presentada por el sistema receptor, y puede realizarse
como se describió anteriormente para el sistema 110a
transmisor
MIMO.
MIMO.
En un procesador 120b MIMO TX, un procesador 212
MIMO de canal demultiplexa los símbolos de modulación recibidos en
un número de (N_{C}) flujos de símbolos de modulación, un flujo
para cada subcanal espacial (por ejemplo, de modo propio) utilizado
para transmitir los símbolos de modulación. Para el procesamiento de
la CSI total, el procesador 212 MIMO de canal precondiciona los
N_{C} símbolos de modulación en cada ranura de tiempo para
generar N_{T} símbolos de modulación precondicionados como
sigue:
en la que b_{1},
b_{2},... y b_{Nc} son respectivamente los
símbolos de modulación para los subcanales espaciales 1, 2,...
N_{Nc}, en donde cada uno de los N_{C} símbolos de modulación
pueden generarse utilizando, por ejemplo, M-PSK,
M-QAM, o algún otro esquema de
modulación;
- e_{ij} son elementos de una matriz E de vector propio relacionados con las características de transmisión desde las antenas de transmisión a las antenas de recepción; y
- x_{1}, x_{2},... x_{NT} son los símbolos de modulación precondicionados que pueden expresarse como:
La matriz E de vector propio puede calcularse
por el trasmisor o se proporciona al transmisor por el receptor.
Para el procesamiento de la CSI total, cada
símbolo de modulación precondicionado, x_{i}, para una
antena de transmisión particular representa una combinación lineal
de símbolos de modulación (ponderados) para hasta N_{C}
subcanales espaciales. El esquema de modulación empleado para cada
símbolo de modulación x_{i} está basado en la relación SNR
efectiva de ese modo propio y es proporcional a un valor propio,
\lambda_{i} (descrito posteriormente). Cada uno de los N_{C}
símbolos de modulación utilizados para generar cada símbolo de
modulación precondicionado puede estar asociado con una constelación
de señales diferente. Para cada ranura de tiempo, los N_{T}
símbolos de modulación precondicionados generados por el procesador
212 MIMO de canal se demultiplexan por un demultiplexor 214 y se
proporcionan a N_{T} moduladores 122.
El procesamiento de la CSI total puede
realizarse basándose en la CSI disponible y en las antenas de
transmisión seleccionadas. El procesamiento de la CSI total también
puede habilitarse y deshabilitarse selectiva y dinámicamente. Por
ejemplo, el procesamiento de la CSI total puede habilitarse para una
transmisión de datos particular y deshabilitarse para algunas otras
transmisiones de datos. El procesamiento de la CSI total puede
habilitarse bajo ciertas condiciones, por ejemplo, cuando el enlace
de comunicación tiene una relación SNR adecuada.
La figura 3 es un diagrama de bloques de una
realización de un sistema 110c transmisor MIMO que utiliza
modulación OFDM y que puede ajustar su procesamiento basándose en
una CSI total o parcial. Los bits de información se codifican,
entrelazan, eliminan selectivamente y se asignan a símbolos mediante
un procesador 114 de datos TX para generar símbolos de modulación.
La codificación y modulación pueden ajustarse basándose en la CSI
total o parcial disponible presentada por el sistema receptor. Para
un sistema MIMO con modulación OFDM, los símbolos de modulación
pueden transmitirse en múltiples subcanales de frecuencia y desde
múltiples antenas de transmisión. Cuando opera en un modo de
comunicación MIMO puro, la transmisión en cada subcanal de
frecuencia y desde cada antena de transmisión representa datos no
duplicados.
En un procesador 120c MIMO, un demultiplexor 310
(DEMUX) recibe y demultiplexa los símbolos de modulación en un
número de flujos de símbolos de subcanal, S_{1} a través de
S_{L}, un flujo de símbolos de subcanal para cada subcanal de
frecuencia utilizado para transmitir los símbolos.
Para el procesamiento de la CSI total, cada
flujo de símbolos de subcanal se proporciona entonces a un
procesador 312 MIMO de subcanal respectivo. Cada procesador 312
MIMO de subcanal demultiplexa el flujo de símbolos de subcanal
recibido en un número de (hasta N_{C}) subflujos de símbolos, un
subflujo de símbolos para cada subcanal espacial utilizado para
transmitir los símbolos de modulación. Para el procesamiento de la
CSI total en un sistema OFDM, los modos propios se obtienen y
aplican sobre una base de subcanal por frecuencia. Así, cada
procesador 312 MIMO de subcanal precondiciona hasta N_{C} símbolos
de modulación según la ecuación (1) para generar símbolos de
modulación precondicionados. Cada símbolo de modulación
precondicionado para una antena de transmisión particular de un
subcanal de frecuencia particular representa una combinación lineal
de símbolos de modulación (ponderados) para hasta N_{C} subcanales
espaciales.
Para el procesamiento de la CSI total, los
(hasta) N_{T} símbolos de modulación precondicionados generados
por cada procesador 312 MIMO de subcanal para cada ranura de tiempo
se demultiplexan por un demultiplexor 314 respectivo y se
proporcionan a (hasta) N_{T} combinadores 316a a 316t de símbolos.
Por ejemplo, el procesador 312a MIMO de subcanal asignado al
subcanal 1 de frecuencia puede proporcionar hasta N_{T} símbolos
de modulación precondicionados para el subcanal 1 de frecuencia de
antenas 1 a N_{T}. De manera parecida, el procesador 312l
MIMO de subcanal asignado al subcanal L de frecuencia puede
proporcionar hasta N_{T} símbolos para el subcanal L de
frecuencia de antenas 1 a N_{T}.
Y para el procesamiento de la CSI parcial, cada
flujo de símbolos de subcanal, S, se demultiplexa por un
demultiplexor 314 respectivo y se proporciona a (hasta) N_{T}
combinadores 316a a 316t de símbolos. El procesamiento por el
procesador 312 MIMO de subcanal se salta para el procesamiento de la
CSI parcial.
Cada combinador 316 recibe los símbolos de
modulación para hasta L subcanales de frecuencia, combina los
símbolos para cada ranura de tiempo en un vector V de símbolos de
modulación, y proporciona el vector de símbolos de modulación a la
siguiente etapa de procesamiento (es decir, modulador 122).
El procesador 120c MIMO recibe y procesa de este
modo los símbolos de modulación para proporcionar N_{T} vectores
de símbolos de modulación, V_{1} a V_{T}, un vector de símbolos
de modulación para cada antena de transmisión. Cada vector V de
símbolos de modulación cubre una única ranura de tiempo, y cada
elemento del vector V de símbolos de modulación se asocia con un
subcanal de frecuencia específico que presenta una única
subportadora sobre la que se transporta el símbolo de modulación. Si
no opera en un modo de comunicación MIMO "puro", algunos de
los vectores de símbolos de modulación pueden presentar información
redundante o duplicada en subcanales de frecuencia para diferentes
antenas de transmisión.
La figura 3 también muestra un realización del
modulador 122 para modulación OFDM. Los vectores V_{1} a V_{T}
de símbolos de modulación desde el procesador 120c MIMO se
proporcionan a los moduladores 122a a 122t, respectivamente. En la
realización mostrada en la figura 3, cada modulador 122 incluye una
transformada 320 de Fourier rápida inversa (IFFT), un generador 322
de prefijos cíclicos y un convertidor 324 ascendente.
La IFFT 320 convierte cada vector de símbolos de
modulación recibido en su representación de dominio de tiempo (que
se denomina como un símbolo OFDM) utilizando la IFFT. La IFFT 320
puede diseñarse para realizar la IFFT sobre cualquier número de
subcanales de frecuencia (por ejemplo, 8, 16, 32, etc.). En una
realización, para cada vector de símbolos de modulación convertido
en un símbolo OFDM, el generador 322 de prefijos cíclicos repite
una parte de la representación del dominio de tiempo del símbolo
OFDM para formar un símbolo de transmisión para una antena de
transmisión específica. El prefijo cíclico asegura que el símbolo de
transmisión retiene sus propiedades ortogonales en la presencia de
dispersión debida al retardo por trayectoria múltiple, mejorando de
ese modo el rendimiento frente a efectos de trayectoria
perjudiciales. La implementación de la IFFT 320 y del generador 322
de prefijos cíclicos es conocida en la técnica y no se describe en
detalle en el presente
documento.
documento.
Las representaciones de dominio de tiempo de
cada generador 322 de prefijos cíclicos (es decir, los símbolos de
transmisión para cada antena) se procesan entonces (por ejemplo, se
convierten en una señal analógica, se modulan, amplifican y
filtran) mediante un convertidor 324 ascendente para generar una
señal modulada, que se transmite entonces desde la antena 124
respectiva.
La modulación OFDM se describe en mayor detalle
en un documento titulado "Multicarrier Modulation for Data
Transmission: An Idea Whose Time Has Come", por John A.C.
Bingham, IEEE Communications Magazine, mayo de 1990.
Una serie de tipos diferentes de transmisión
(por ejemplo voz, señalización, datos, piloto, etc.) puede
transmitirse mediante un sistema de comunicación. Cada una de estas
transmisiones puede requerir procesamiento diferente.
La figura 4 es un diagrama de bloques de una
parte de un sistema 110d transmisor MIMO que puede proporcionar
procesamiento diferente para diferentes tipos de transmisión y que
también emplea modulación OFDM. Los datos de entrada agregados, que
incluyen todos los bits de información que van a transmitirse por el
sistema 110d se proporcionan a un demultiplexor 408. El
demultiplexor 408 demultiplexa los datos de entrada en un número de
(K) flujos de datos de canal, B_{1} a B_{K}. Cada flujo de datos
de canal puede corresponderse con, por ejemplo, un canal de
señalización, un canal de radiodifusión, una llamada de voz o un
transmisión de datos por paquetes. Cada flujo de datos de canal se
proporciona a un procesador 114 de datos TX respectivo que codifica
los datos utilizando un esquema de codificación particular
seleccionado para ese flujo de datos de canal, entrelaza los datos
codificados basándose en un esquema de entrelazado particular y
asigna los bits entrelazados a símbolos de modulación para uno o
más canales de transmisión utilizados para transmitir ese flujo de
datos de canal.
La codificación puede realizarse sobre una base
por transmisión (es decir, sobre cada flujo de datos de canal, como
se muestra en la figura 4). Sin embargo, la codificación también
puede realizarse sobre los datos de entrada agregados (como se
muestra en la figura 1), sobre un número de flujos de datos de
canal, sobre una parte de un flujo de datos de canal, a través de
un conjunto de subcanales de frecuencia, a través de un conjunto de
subcanales espaciales, a través de un conjunto de subcanales de
frecuencia y subcanales espaciales, a través de cada subcanal de
frecuencia, sobre cada símbolo de modulación o sobre alguna otra
unidad de tiempo, espacio y frecuencia.
El flujo de símbolos de modulación de cada
procesador 114 de datos TX puede transmitirse sobre uno o más
subcanales de frecuencia y a través de uno o más subcanales
espaciales de cada subcanal de frecuencia. Un procesador 120d MIMO
TMX recibe los flujos de símbolos de modulación desde los
procesadores 114 de datos TX. Dependiendo del modo de comunicación
que va a utilizarse para cada flujo de símbolos de modulación, el
procesador 120d MIMO TX puede demultiplexar el flujo de símbolos de
modulación en un número de flujos de símbolos de subcanal. En la
realización mostrada en la figura 4, el flujo S_{1} de símbolos de
modulación se transmite sobre un subcanal de frecuencia y el flujo
S_{K} de símbolos de modulación se transmite sobre L subcanales de
frecuencia. El flujo de modulación para cada subcanal de frecuencia
se procesa por un procesador 412 MIMO de subcanal respectivo, se
demultiplexa por el demultiplexor 414 y se combina por el combinador
416 (por ejemplo, de manera parecida a como se describe en la
figura 3) para formar un vector de símbolos de modulación para cada
antena de
transmisión.
transmisión.
En general, un sistema transmisor codifica y
modula datos para cada canal de transmisión basándose en información
que describe la capacidad de transmisión de ese canal. Esta
información normalmente tiene la forma de la CSI total o la CSI
parcial descritas anteriormente. La CSI total/parcial para los
canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos se
determina normalmente en el sistema receptor y se reporta de vuelta
al sistema transmisor, que utiliza entonces la información para
ajustar la codificación y modulación adecuadamente. Las técnicas
descritas en el presente documento pueden aplicarse a múltiples
canales de transmisión paralelos soportados por MIMO, modulación
OFDM, o cualquier otro esquema de comunicación (por ejemplo, un
esquema CDMA) que pueda soportar múltiples canales de transmisión
paralelos.
El procesamiento MIMO se describe en mayor
detalle en la solicitud de patente estadounidense nº de serie
09/532.492, titulada "HIGH EFFICIENCY, HIGH PERFORMANCE
COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYING MULTI-CARRIER
MODULATION", presentada el 22 de marzo de 2000 transferida
al cesionario de la presente solicitud.
Aspectos de la invención proporcionan técnicas
para procesar las señales recibidas en un sistema MIMO para
recuperar los datos de transmisión y para estimar las
características del canal MIMO. Las características estimadas de
canal pueden entonces presentarse de vuelta al sistema transmisor y
utilizarse para ajustar el procesamiento de la señal (por ejemplo,
codificación, modulación, etc.). De esta manera, se consigue alto
rendimiento basándose en las condiciones determinadas de canal. Las
técnicas de procesamiento receptoras descritas en el presente
documento incluyen una técnica de inversión matricial de correlación
de canal (CCMI), una técnica de error cuadrático medio insesgado
(UMMSE) y una técnica CSI-total, todas descritas en
mayor detalle más adelante. Otras técnicas de procesamiento de
receptor también pueden utilizarse y están dentro del alcance de la
invención.
La figura 1 muestra un sistema 150 receptor que
presenta múltiples (N_{R}) antenas de recepción y que puede
procesar una transmisión de datos. Las señales transmitidas desde
hasta N_{T} antenas de transmisión se reciben mediante cada una
de las N_{R} antenas 152a a 152r y se encaminan a un demodulador
154 (DEMOD) respectivo (que también se denomina como un procesador
frontal). Por ejemplo, la antena 152a de recepción puede recibir un
número de señales transmitidas desde un número de antenas de
transmisión, y la antena 152r de recepción puede recibir de manera
similar múltiples señales transmitidas. Cada demodulador 154
condiciona (por ejemplo, filtra y amplifica) la señal recibida,
convierte de manera descendente la señal condicionada a una
frecuencia o banda base intermedia y digitaliza la señal convertida
de manera descendente. Cada demodulador 154 puede demodular
adicionalmente las muestras digitalizadas con una señal piloto
recibida para generar los símbolos de modulación recibidos, que se
proporcionan al procesador 156 MIMO RX.
Si la modulación OFDM se emplea para la
transmisión de datos, cada demodulador 154 realiza adicionalmente
procesamiento complementario al realizado por el modulador 122
mostrado en la figura 3. En este caso, cada demodulador 154 incluye
un procesador FFT (no mostrado) que genera representaciones
transformadas de las muestras y proporciona un flujo de vectores de
símbolos de modulación, incluyendo cada vector L símbolos de
modulación para L subcanales de frecuencia. Los flujos de vectores
de símbolos de modulación de los procesadores FFT de todos los
demoduladores se proporcionan entonces a un demultiplexor/combinador
(no mostrado en la figura 5), que primero "canaliza" el flujo
de vectores de símbolos de modulación de cada procesador FFT en un
número de (hasta L) flujos de símbolos de subcanal. Cada uno de los
(hasta) L flujos de símbolos de subcanal pueden proporcionarse
entonces a un procesador 156 MIMO RX.
Para un sistema MIMO que no utiliza modulación
OFDM, un procesador 156 MIMO RX puede utilizarse para realizar el
procesamiento MIMO para los símbolos de modulación de las N_{R}
antenas receptoras. Y para un sistema MIMO que utiliza modulación
OFDM, puede utilizarse un procesador 156 MIMO RX para realizar el
procesamiento MIMO para los símbolos de modulación de las N_{R}
antenas receptoras para cada uno de los L subcanales de frecuencia
utilizados para la transmisión de datos.
En un sistema MIMO con N_{T} antenas de
transmisión y N_{R} antenas de recepción, las señales recibidas
en la salida de las N_{R} antenas de recepción puede expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
en la que r es el vector de
símbolos recibidos (es decir, la salida del vector N_{R} x 1 del
canal MIMO, como se midió en las antenas de recepción), H es la
matriz N_{R} x N_{T} de coeficiente de canal que da la
respuesta de canal para las N_{T} antenas de transmisión y las
N_{R} antenas de recepción en un tiempo específico, x es
el vector de símbolos transmitidos (es decir, la entrada de vector
N_{T} x 1 al canal MIMO), y n es un vector N_{R} x 1 que
representa ruido más interferencia. El vector r de símbolos
recibidos incluye N_{R} símbolos de modulación de N_{R} señales
recibidas a través de N_{R} antenas de recepción en un tiempo
específico. De manera similar, el vector x de símbolos
transmitidos incluye N_{T} símbolos de modulación en N_{T}
señales transmitidas a través de N_{T} antenas de transmisión en
un tiempo
específico.
específico.
Para la técnica CCMI, el sistema receptor
primero realiza una operación de filtro adaptado de canal sobre el
vector r de símbolos recibidos y la salida filtrada puede
expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
en la que el exponente
^{\text{"H"}} representa un conjugado traspuesto y complejo.
Una matriz R cuadrada puede utilizarse para denotar el producto de
la matriz H de coeficiente de canal con su H^{H} conjugada
traspuesta (es decir, R = H^{H}
H).
H).
La matriz H de coeficiente de canal puede
obtenerse, por ejemplo, de los símbolos pilotos transmitidos junto
con los datos. Para realizar una recepción óptima y estimar la
relación SNR de los canales de transmisión, con frecuencia es
conveniente insertar algunos símbolos conocidos en el flujo de datos
de transmisión y transmitir los símbolos conocidos sobre uno o más
canales de transmisión. Tales símbolos conocidos también se
denominan como símbolos piloto o señales piloto. Procedimientos
para estimar un único canal de transmisión basándose en una señal
piloto o la transmisión de datos pueden encontrarse en una serie de
documentos disponibles en la técnica. Un procedimiento de
estimación de canal de este tipo se describe por F. Ling en un
documento titulado "Optimal Reception, Performance Bound, and
Cutoff-Rate Analysis of
References-Assisted Coherent CDMA Communications
with Applications" IEEE Transaction on Communication, octubre
de 1999. Éste o algún otro procedimiento de estimación de canal
pueden extenderse a una forma matricial para obtener la matriz H de
coeficiente de canal.
Una estimación del vector de símbolos
transmitidos, x', puede obtenerse multiplicando el vector
H^{H}r de señales con la inversa (o seudoinversa) de R,
que puede expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
A partir de las ecuaciones anteriores puede
observarse que el vector x de símbolos transmitidos puede
recubrirse mediante filtrado adaptado (es decir, multiplicando con
la matriz H^{H}), del vector r de símbolos recibidos y
después multiplicando el resultado filtrado con la matriz R^{-1}
cuadrada inversa.
La relación SNR de los canales de transmisión
puede determinarse como sigue. La matriz \phi_{nn} de
autocorrelación del vector n de ruido se calcula primero a
partir de la señal recibida. En general, \phi_{nn} es una
matriz hermitiana, es decir, es compleja, conjugada y simétrica. Si
las componentes del canal de ruido no están correlacionadas y son
además independientes y están idénticamente distribuidas (iid), la
matriz \phi_{nn} de autocorrelación del vector n de
ruido puede expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
en la que I es la matriz de
identidad (es decir, unos a lo largo de la diagonal y ceros en otro
caso) y \sigma^{2}_{n} es la varianza de ruido de las señales
recibidas. La matriz \phi_{n'n'} de autocorrelación del vector
n' de ruido procesado posteriormente (es decir, después del
filtrado adaptado y multiplicación previa con la matriz R^{-1})
puede expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
A partir de la ecuación (6), la varianza
\sigma^{2}_{n}, de ruido del elemento de orden i del vector
n' de ruido procesado posteriormente es igual a
1000 donde 1001 es el elemento de la
diagonal de R^{-1} de orden i. Para un sistema MIMO que no
utiliza modulación OFDM, el elemento de orden i es representativo de
la antena de recepción de orden i. Y si se utiliza modulación OFDM,
entonces el subíndice "i" puede descomponerse en un subíndice
"jk", en el que "j" representa el subcanal de frecuencia
de orden j y "k" representa el subcanal espacial de orden k
correspondiente con la antena de recepción de orden k.
Para la técnica CCMI, la relación SNR del
elemento del vector de símbolos recibidos de orden i después del
procesamiento (es decir, el elemento de orden i de x') puede
expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Si la varianza del símbolo
\overline{|x'{}_{i}|^{2}} transmitido de orden i es igual a uno
(1.0) sobre la media, la relación SRN del vector de símbolos
recibidos puede expresarse como:
La varianza de ruido puede normalizarse
ajustando a escala el elemento de orden i del vector de símbolos
recibidos por 1002 .
Las señales ajustadas a escala desde las NR
antenas de recepción pueden sumarse conjuntamente para formar una
señal combinada, que puede expresarse como
La relación SNR de la señal combinada,
SNR_{total}, tendría entonces una relación SNR combinada máxima
que es igual a la suma de la relación SNR de las señales de las
N_{R} antenas de recepción. La relación SNR combinada puede
expresarse como:
La figura 5 muestra una realización de un
procesador 156a MIMO RX, que puede implementar el procesamiento
CCMI descrito anteriormente. En el procesador 156a MIMO RX, los
símbolos de modulación de las N_{R} antenas de recepción se
demultiplexan mediante un multiplexor 512 para formar un flujo de
vectores r de símbolos de modulación recibidos. La matriz H de
coeficiente de canal puede estimarse basándose en señales piloto
similares a los sistemas de portadora única y multiportadora
asistidos por piloto convencionales, como se conoce en la técnica.
La matriz R se calcula entonces según R = H^{H} H como se mostró
anteriormente. Los vectores r de símbolos de modulación
recibidos se filtran entonces mediante un filtro 514 de ajuste que
multiplica previamente cada vector r con la matriz H^{H}
de coeficiente de canal conjugada y traspuesta, como se muestra en
la ecuación (3). Los vectores filtrados se multiplican previamente
de manera adicional por un multiplicador 516 con la matriz R^{-1}
cuadrada inversa para formar una estimación x' del vector
x de símbolos de modulación transmitidos, como se muestra
anteriormente en la ecuación (4).
Para ciertos modos de comunicación, los flujos
de símbolos de subcanal de todas las antenas utilizadas para la
transmisión del flujo de datos de canal pueden proporcionarse a un
combinador 518, que combina información redundante a través del
tiempo, espacio y frecuencia. Los símbolos x'' de modulación
combinados se proporcionan entonces a un procesador 158 de datos
RX. Para algunos otros modos de comunicación, los símbolos x'
de modulación estimados pueden proporcionarse directamente al
procesador 158 de datos RX (no mostrado en la figura 5).
El procesador 156a MIMO RX genera de este modo
una serie de flujos de símbolos independientes correspondientes a
la serie de canales de transmisión utilizados en el sistema
transmisor. Cada flujo de símbolos incluye símbolos de modulación
procesados posteriormente, que se corresponden con símbolos de
modulación previos al procesamiento de la CSI total/parcial en el
sistema transmisor. Los flujos de símbolos (procesados
posteriormente) se proporcionan entonces al procesador 158 de datos
RX.
En el procesador 158 de datos RX, cada flujo de
símbolos procesados posteriormente de símbolos de modulación se
proporciona a un elemento de demodulación respectivo que implementa
un esquema de demodulación (por ejemplo, M-PSK,
M-QAM) que es complementario al esquema de
modulación utilizado en el sistema transmisor para el canal de
transmisión que se está procesando. Para el modo de comunicación
MIMO, los datos demodulados de todos los demoduladores asignados
pueden descodificarse entonces independientemente o multiplexarse en
un flujo de datos de canal y después descodificarse, dependiendo
del procedimiento de codificación y modulación empleados en la
unidad transmisora. Cada flujo de datos de canal puede entonces
proporcionarse a un descodificador respectivo que implementa un
esquema de descodificación complementario al utilizado en la unidad
transmisora para el flujo de datos de canal. Los datos
descodificados de cada descodificador representan una estimación de
los datos transmitidos para ese flujo de datos de canal.
Los símbolos x' de modulación estimados
y/o los símbolos x'' de modulación combinados también se
proporcionan a un procesador 520 CSI, que determina la CSI total o
parcial para los canales de transmisión y proporciona la CSI
total/parcial que va a presentarse de vuelta al sistema 110
transmisor. Por ejemplo, el procesador 520 CSI puede estimar la
matriz \phi_{nn} de covarianza de ruido del canal de transmisión
de orden i, basándose en la señal piloto recibida y después
calcular la relación SNR basándose en las ecuaciones (7) y (9). La
relación SNR puede estimarse de forma similar a los sistemas de
portadora única y multiportadora asistidos por piloto
convencionales, como se conoce en la técnica. La relación SNR para
los canales de transmisión comprende la CSI parcial que se presenta
de vuelta al sistema transmisor. Los símbolos de modulación se
proporcionan adicionalmente a un estimador 522 de canal y a un
procesador 524 matricial que estiman respectivamente la matriz H de
coeficiente de canal y deriva la matriz R cuadrada. Un controlador
530 se acopla al procesador 156a MIMO RX y al procesador 158 de
datos RX y dirige el funcionamiento de estas unidades.
Para la técnica UMMSE, el sistema receptor
realiza una multiplicación del vector r de símbolos recibidos
con una matriz M para obtener una estimación \hat{x} MMSE
inicial del vector x de símbolos transmitidos, que puede
expresarse como:
La matriz M se selecciona de manera que se
minimiza el error cuadrático medio del vector e de errores
entre la estimación \hat{x} MMSE inicial y el vector
x de símbolos transmitidos (es decir, e = \hat{x} - x).
Para determinar M, una función \varepsilon de
coste puede expresarse inicialmente como:
Para minimizar la función \varepsilon de
coste, puede tomarse una derivada de la función de coste con
respecto a M, y el resultado puede establecerse a cero, como
sigue:
Utilizando las igualdades E{xx^{H}} =
I, E{rr^{H}} = HH^{H} + \phi_{nn} y
E{rx^{H}} = H, se obtiene lo siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Por lo tanto, la matriz M puede expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Tomando como base las ecuaciones (10) y (11), la
estimación \hat{x} MMSE inicial del vector x de
símbolos transmitidos puede determinarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Para determinar la relación SNR de los canales
de transmisión para la técnica UMMSE, la componente de señal puede
determinarse inicialmente basándose en la media de \hat{x}
dado x, media calculada sobre el ruido aditivo, que puede
expresarse como:
en la que la matriz V se define
como:
Utilizando la identidad
la matriz V puede expresarse
como:
El elemento de orden i de la estimación
\hat{x} MMSE inicial, \hat{x}_{i}, puede
expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Si todos los elementos de \hat{x} no
están correlacionados y tienen una media de cero, el valor esperado
del elemento de orden i de \hat{x} puede expresarse
como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Como se muestra en la ecuación (14),
\hat{x}_{i} es una estimación sesgada de x_{i}. Este sesgo
puede suprimirse para obtener un rendimiento de receptor mejorado
según la técnica UMMSE. Una estimación insesgada de x_{i} puede
obtenerse dividiendo \hat{x}_{i} por v_{ii}. Así, la
estimación del error cuadrático medio mínimo insesgado de
x^{\tilde{\underline{x}}}, puede obtenerse multiplicando
previamente la estimación insesgada \hat{x} por una matriz
D^{-1}_{V} diagonal, como sigue:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
en la
que
Para determinar el ruido más la interferencia,
el error \hat{e} entre la estimación \tilde{x}
insesgada y el vector x de símbolos transmitidos puede
expresarse como:
La matriz de autocorrelación del vector
\hat{e} de errores puede expresarse como:
La varianza del elemento de orden i del vector
\hat{e} de errores es igual a u_{ii}. Los elementos del
vector \hat{e} de errores están correlacionados. Sin
embargo, puede utilizarse suficiente entrelazado, de manera que la
correlación entre los elementos del vector \hat{e} de
errores puede ignorarse y sólo la varianza afecta al rendimiento
del sistema.
Si las componentes del ruido de canal no están
correlacionadas e iid, la matriz de correlación del ruido de canal
puede expresarse como se muestra en la ecuación (5). En ese caso, la
matriz de autocorrelación del vector \hat{e} de errores
puede expresarse como:
Y si las componentes del ruido del canal no
están correlacionadas, entonces
La relación SNR de la salida del demodulador
correspondiente al símbolo transmitido de orden i puede expresarse
como:
Si la varianza, \overline{|x_{i}|^{2}}, de los
símbolos recibidos procesados, x_{i}, es igual a uno (1.0) sobre
la media, la relación SNR del vector de símbolos recibos puede
expresarse como:
La figura 6 muestra una realización de un
procesador 156b MIMO RX, que puede implementar el procesamiento
UMMSE descrito anteriormente. De forma similar al procedimiento
CCMI, las matrices H y \phi_{nn} pueden estimarse inicialmente
basándose en las señales piloto recibidas y/o transmisiones de
datos. La matriz M de coeficiente de ponderación se calcula
entonces según la ecuación (11). En el procesador 156b MIMO RX, los
símbolos de modulación de las N_{R} antenas de recepción se
multiplexan por un multiplexor 612 para formar un flujo de vectores
r de símbolos de modulación recibidos. Entonces los vectores
r de símbolos de modulación recibidos se multiplican
previamente mediante un multiplicador 614 con la matriz M para
formar una estimación \hat{x} del vector x de
símbolos transmitidos, como se mostró anteriormente en la ecuación
(10). La estimación \hat{x} además se multiplica
previamente mediante un multiplicador 616 con la matriz D^{-1}_{V}
diagonal para formar una estimación \tilde{x} insesgada del
vector x de símbolos transmitidos, como se mostró
anteriormente en la ecuación (15).
De nuevo, dependiendo del modo de comunicación
particular que está implementándose, los flujos de símbolos de
subcanal de todas las antenas utilizadas para la transmisión del
flujo de datos de canal pueden proporcionarse a un combinador 618,
que combina información redundante a través del tiempo, espacio y
frecuencia. Los símbolos \tilde{x}'' de modulación
combinados se proporcionan entonces al procesador 158 de datos RX. Y
para algunos otros modos de comunicación, los símbolos
\tilde{x} de modulación estimados pueden proporcionarse
directamente a un procesador 158 de datos RX.
Los símbolos \tilde{x} de modulación
estimados insesgados y/o los \tilde{x}'' de modulación
combinados también se proporcionan a un procesador 620 CSI, que
determina la CSI total o parcial para los canales de transmisión y
proporciona la CSI total/parcial que va a presentarse de vuelta al
sistema 110 transmisor. Por ejemplo, el procesador 620 CSI puede
estimar la relación SNR del canal de transmisión de orden i según
las ecuaciones (16) a (18). La relación SNR para los canales de
transmisión comprende la CSI parcial que se presenta de vuelta al
sistema transmisor. La matriz M óptima como se calculó en la
ecuación (11) ya debería minimizar la norma del vector de errores.
D_{v} se calcula según la ecuación (16).
Para la técnica de CSI total, las señales
recibidas en la salida de las N_{R} antenas de recepción pueden
expresarse como se indicó anteriormente en la ecuación (2), que
es:
\underline{r}
= H\underline{x} +
\underline{n}.
La descomposición del vector propio de la matriz
hermitiana formada por el producto de la matriz de canal con su
conjugada-traspuesta puede expresarse como:
en la que E es la matriz de
vectores propios, y \Lambda es una matriz diagonal de valores
propios, ambas de dimensiones N_{T} x N_{T}. El transmisor
precondiciona un conjunto de N_{T} símbolos b de modulación
utilizando la matriz E de vectores propios, como se mostró
anteriormente en la ecuación (1). Los símbolos de modulación
(precondicionados) transmitidos desde las N_{T} antenas de
transmisión pueden por tanto expresarse
como:
Ya que la matriz H^{H} H es hermitiana, la
matriz de vectores propios es unitaria. Por tanto, si los elementos
de b tienen igual potencia, los elementos de x también
tienen la misma potencia. La señal recibida puede entonces
expresarse como:
El receptor realiza una operación de filtro
adaptado de canal, seguida por una multiplicación por los vectores
propios correctos. El resultado del filtro adaptado de canal y las
operaciones de multiplicación es un vector z que puede
expresarse como:
en la que el nuevo término de ruido
tiene una covarianza que puede expresarse
como:
es decir, las componentes de ruido
son independientes con una varianza dada por los vectores propios.
La relación SRN de la componente de orden i de z es
\lambda_{i}, el elemento de orden i diagonal de
\Lambda.
El procesamiento de la CSI total se describe en
mayor detalle en la solicitud de patente estadounidense nº serie
09/532.492 anteriormente mencionada.
La realización del receptor mostrada en la
figura5 también puede utilizarse para implementar la técnica CSI
total. Los vectores r de símbolos de modulación recibidos se
filtran mediante el filtro 514 de ajuste que multiplica previamente
cada vector r con la matriz H^{H} de coeficiente de canal
conjugada-traspuesta, como se mostró anteriormente
en la ecuación (20). Los vectores filtrados además se multiplican
previamente por un multiplicador 516 con los vectores propios
E^{H} correctos para formar una estimación z del vector
b de símbolos de modulación, como se mostró anteriormente en
la ecuación (20). Para la técnica de CSI total, el procesador 524
matricial está configurado para proporcionar los vectores propios
E^{H} correctos. El procesamiento posterior (por ejemplo,
mediante el combinador 518 y el procesador 158 de datos RX) puede
conseguirse como se describió anteriormente.
Para la técnica CSI total, la unidad transmisora
puede seleccionar un esquema de codificación y un esquema de
modulación (es decir, una constelación de señales) para cada uno de
los vectores propios basándose en la relación SRN que se da por el
valor propio. Siempre que las condiciones de canal no cambien
considerablemente en el intervalo entre la hora en que se mide la
CSI en el receptor y en la que se presenta y utiliza para
precondicionar la transmisión en el transmisor, el rendimiento del
sistema de comunicaciones puede ser equivalente al de un conjunto
de canales AWGN independientes con relaciones SNR conocidas.
Al utilizar o bien la técnica de CSI parcial
(por ejemplo, CCMI o UMMSE) o bien la técnica de CSI total descritas
en el presente documento, puede obtenerse la relación SNR de cada
canal de transmisión para las señales recibidas. La relación SNR
determinada para los canales de transmisión puede entonces
presentarse de vuelta al sistema transmisor a través de un canal
inverso. Al retroalimentar los valores SNR de los símbolos de
modulación transmitidos para los canales de transmisión (es decir,
para cada subcanal espacial y posiblemente para cada subcanal de
frecuencia si se utiliza modulación OFDM), es posible implementar un
procesamiento adaptable (por ejemplo, codificación y modulación
adaptables) para mejorar la utilización del canal MIMO. Para las
técnicas de retroalimentación de la CSI parcial, puede conseguirse
procesamiento adaptable sin la CSI completa. Para las técnicas de
retroalimentación de la CSI total se retroalimenta al transmisor
información suficiente (y no necesariamente los valores y modos
propios explícitos) para facilitar el cálculo de los valores propios
y modos propios para cada subcanal de frecuencia utilizado.
Para la técnica CCMI, los valores SNR de los
símbolos de modulación recibidos (por ejemplo,
1003 o para el símbolo recibido en el canal de
transmisión de orden i) se retroalimentan al transmisor. Para la
técnica UMMSE, los valores SNR de los símbolos de modulación
recibidos (por ejemplo, SNR_{i} = E[|x_{i}|^{2}]/u_{ii}
ó SNR_{i} = 1/u_{ii} para el símbolo recibido en el canal de
transmisión de orden i, calculándose u_{ii} como se mostró
anteriormente en las ecuaciones (16) y (17)), se retroalimentan al
transmisor. Y para la técnica CSI total, los valores SNR de los
símbolos de modulación recibidos (por ejemplo SNR_{i} =
\overline{|z_{i}|^{2}}/ \sigma^{2}_{n} ó SNR_{i} = \lambda_{ii}/
\sigma^{2}_{n} ó para el símbolo recibido en el canal de
transmisión de orden i, en el que \lambda_{ii} es el valor
propio de la matriz R cuadrada) pueden retroalimentarse al
transmisor. Para la técnica de CSI total, los modos propios E
pueden determinarse adicionalmente y retroalimentarse al transmisor.
Para las técnicas CSI parcial y total, la relación SNR se utiliza
en el sistema transmisor para ajustar el procesamiento de los datos.
Y para la técnica de CSI total, los modos E propios se utilizan
adicionalmente para precondicionar los símbolos de modulación antes
de la transmisión.
La CSI presentada de vuelta al transmisor puede
enviarse totalmente, diferencialmente o una combinación de los
mismos. En una realización, la CSI total o parcial se presenta
periódicamente y las actualizaciones diferenciales se envían
basándose en la CSI transmitida anteriormente. Como un ejemplo para
la CSI total, las actualizaciones pueden ser correcciones
(basándose en una señal de error) a los modos propios presentados.
Los valores propios normalmente no cambian tan rápidamente como los
modos propios, por lo que éstos pueden actualizarse a menor
velocidad. En otra realización, la CSI se envía sólo cuando hay un
cambio (por ejemplo, si el cambio supera un umbral particular) que
puede bajar la velocidad efectiva del canal de retroalimentación.
Como un ejemplo para la CSI parcial, las relaciones SNR pueden
enviarse de vuelta (por ejemplo, diferencialmente) sólo cuando
cambian. Para un sistema OFDM (con o sin MIMO), la correlación en el
dominio de frecuencia puede explotarse para permitir la reducción
en la cantidad de CSI que va a retroalimentarse. Como un ejemplo
para un sistema OFDM que utiliza CSI parcial, si la relación SNR
correspondiente a un subcanal espacial particular para M subcanales
de frecuencia es la misma, la relación SNR y el primer y último
subcanal de frecuencia para los que esta condición es cierta pueden
presentarse. Otras técnicas de recuperación de errores de canales de
retroalimentación y compresión para reducir la cantidad de datos
que van a retroalimentarse para la CSI también pueden utilizarse y
están dentro del alcance de la invención.
Haciendo referencia de nuevo a la figura 1, la
CSI total o parcial (por ejemplo, relación SNR de canal) determinada
por el procesador 156 MIMO RX se proporciona a un procesador 162 de
datos TX que procesa la CSI y proporciona datos procesados a uno o
más moduladores 154. Los moduladores 154 además condicionan los
datos procesados y transmiten la CSI de vuelta al sistema 110
transmisor a través de un canal inverso.
En el sistema 110, la señal de retroalimentación
transmitida se recibe por las antenas 124, se demodula por
demoduladores 122 y se proporciona a un procesador 132 de datos RX.
El procesador 132 de datos RX realiza procesamiento complementario
al realizado por el procesador 162 de datos TX y recupera la CSI
total/parcial presentada, que se proporciona después, y se utiliza
para ajustar el procesamiento por, el procesador 114 de datos TX y
el procesador 120 MIMO TX.
El sistema 110 transmisor puede ajustar (es
decir, adaptar) su procesamiento basándose en la CSI total/parcial
(por ejemplo, información SNR) del sistema 150 receptor. Por
ejemplo, la codificación para cada canal de transmisión puede
ajustarse de manera que la tasa de bits de información coincide con
la capacidad de transmisión soportada por la relación SNR de canal.
Además, el esquema de modulación para el canal de transmisión puede
seleccionarse basándose en la relación SNR de canal. Otros
procesamientos (por ejemplo, entrelazado) pueden también ajustarse
y están dentro del alcance de la invención. El ajuste del
procesamiento para cada canal de transmisión basándose en la
relación SNR determinada para el canal permite al sistema MIMO
conseguir alto rendimiento (es decir, alto rendimiento global o
tasa de bits para un nivel particular de rendimiento). El
procesamiento adaptable puede aplicarse a un sistema MIMO de
portadora única o un sistema MIMO basado en multiportadora (por
ejemplo, un sistema MIMO que utiliza modulación OFDM).
El ajuste en la codificación y la selección del
esquema de modulación en el sistema transmisor puede conseguirse
basándose en numerosas técnicas, una de las cuales se describe en la
anteriormente mencionada solicitud de patente estadounidense nº de
serie 09/776.073.
Las técnicas CSI parcial (por ejemplo, CCMI y
UMMSE) y total son técnicas de procesamiento de receptor que
permiten a un sistema MIMO utilizar las dimensionalidades
adicionales creadas por la utilización de múltiples antenas de
transmisión y recepción, lo que es una ventaja importante para
utilizar MIMO. Las técnicas CCMI y UMMSE pueden permitir el mismo
número de símbolos de modulación que van a transmitirse, para cada
ranura de tiempo que para un sistema MIMO que utiliza CSI total.
Sin embargo, otras técnicas de procesamiento de receptor también
pueden utilizarse en conjunción con las técnicas de
retroalimentación de la CSI total/parcial descritas en el presente
documento y están dentro del alcance de la invención. De manera
análoga, las figuras 5 y 6 representan dos realizaciones de un
sistema receptor que puede procesar una transmisión MIMO, que
determina las características de los canales de transmisión (es
decir, la relación SNR) y presentar la CSI total o parcial de
vuelta al sistema transmisor. Otros diseños basados en las técnicas
presentadas en el presente documento y otras técnicas de
procesamiento de receptor pueden contemplarse y están dentro del
alcance de la invención.
La técnica de CSI parcial (por ejemplo, técnicas
CCMI y UMMSE) también puede utilizarse de una manera sencilla sin
procesamiento adaptable en el transmisor cuando sólo la relación SNR
de la señal recibida total o el rendimiento global alcanzable
estimado basándose en tal SNR se retroalimenta. En una
implementación, un formato de modulación se determina basándose en
la estimación de SNR recibida o el rendimiento global estimado, y el
mismo formato de modulación se utiliza para todos los canales de
transmisión. Este procedimiento puede reducir el rendimiento global
de todo el sistema pero puede también reducir considerablemente la
cantidad de información que se envía de vuelta sobre el enlace
inverso.
Una mejora en el rendimiento del sistema puede
realizarse con la utilización de las técnicas de retroalimentación
de la CSI total/parcial de la invención. El rendimiento global del
sistema con retroalimentación de la CSI parcial puede calcularse y
compararse con el rendimiento global con retroalimentación de la CSI
total. El rendimiento global del sistema puede definirse como:
en la que \gamma_{i} es la
relación SNR de cada símbolo de modulación recibido para técnicas
CSI parciales o la relación SNR de cada canal de transmisión para
la técnica CSI total. La relación SNR para varias técnicas de
procesamiento puede resumirse como
sigue:
Las figuras 7A y 7B muestran el rendimiento de
un sistema MIMO 4 x 4 que emplea técnicas de retroalimentación de
la CSI parcial y la CSI total. Los resultados se obtienen desde una
simulación informática. En la simulación, los elementos de cada
matriz H de coeficiente de canal son modelados como variables
aleatorias gaussianas independientes con media cero y varianza
unitaria. Para cada cálculo, se genera un número de realizaciones
matriciales aleatorias y se calcula la media del rendimiento global
calculado para la realización para generar la media del
rendimiento
global.
global.
La figura 7A muestra la media del rendimiento
global para el sistema MIMO para las técnicas de CSI total, CCMI de
la CSI parcial y UMMSE de la CSI parcial para diferentes valores
SNR. Puede verse a partir de la figura 7A que el rendimiento global
de la técnica UMMSE de la CSI parcial es aproximadamente el 75% del
rendimiento global de la CSI total a valores SNR altos, y se acerca
al rendimiento global de la CSI total a valores SNR bajos. El
rendimiento global de la técnica CCMI de la CSI parcial es
aproximadamente del 75% al 90% del rendimiento global de la técnica
UMMSE de la CSI parcial a valores SNR altos y es aproximadamente
menor que el 30% del rendimiento global de la UMMSE a valores SNR
bajos.
La figura 7B muestra las funciones de
distribución de probabilidad acumulativas (CDF) para las tres
técnicas generadas basándose en el histograma de los datos. La
figura 7B muestra que en una relación SNR media de 16 dB por canal
de transmisión, hay aproximadamente un 5% de los casos en los que el
rendimiento global es menor que 2 bps/Hz para la técnica CCMI. Por
otro lado, el rendimiento global para la técnica UMMSE está por
encima de 7,5 bps/Hz para todos los casos en la misma relación SNR.
Así, es probable que la técnica UMMSE tenga una probabilidad de
parada menor que la técnica CCMI.
Los elementos de los sistemas transmisor y
receptor pueden implementarse con uno o más procesadores de señales
digitales (DSP), circuitos integrados para aplicaciones específicas
(ASIC), procesadores, microprocesadores, controladores,
microcontroladores, conjuntos de puertas de campo programables
(FPGA), dispositivos lógicos programables, otras unidades
electrónicas o cualquier combinación de los mismos. Algunas de las
funciones y procesamientos descritos en el presente documento
también pueden implementarse con software ejecutado en un
procesador.
Aspectos de la invención pueden implementarse
con una combinación de software y hardware. Por ejemplo, los
cálculos para las estimaciones de símbolos para las técnicas CCMI y
UMMSE y la obtención de la relación SNR de canal pueden realizarse
basándose en códigos de programas ejecutados en un procesador
(controladores 530 y 650 en las figuras 5 y 6,
respectivamente).
La descripción anterior de las realizaciones
dadas a conocer se proporciona para permitir a cualquier experto en
la técnica realizar o utilizar la presente invención. Por lo tanto,
la presente invención no pretende limitarse a las realizaciones
mostradas en el presente documento.
Claims (41)
1. Un procedimiento para transmitir datos desde
una unidad transmisora a una unidad receptora en un sistema de
comunicación de múltiple entrada y múltiple salida (MIMO), que
comprende:
en la unidad receptora,
- recibir una pluralidad de señales a través de una pluralidad de antenas de recepción, en la que la señal recibida desde cada antena de recepción comprende una combinación de una o más señales transmitidas desde la unidad transmisora,
- procesar la señales recibidas para obtener información de estado de canal (CSI) indicativa de características de una pluralidad de canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos, y
- transmitir la CSI de vuelta a la unidad transmisora; y
en la unidad transmisora,
- recibir la CSI desde la unidad receptora, y
- procesar datos para su transmisión a la unidad receptora basándose en la CSI recibida, caracterizado porque
- la CSI presentada comprende estimaciones de la relación señal/ruido más interferencia (SNR) para cada uno de la pluralidad de canales de transmisión, y
- en el que el procesamiento en la unidad transmisora incluye datos de codificación para cada canal de transmisión basándose en la estimación de la SNR para el canal de transmisión.
2. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que los datos para cada canal de transmisión se codifican
independientemente basándose en la estimación de la SNR para el
canal de transmisión.
3. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la codificación incluye
- codificar los datos para el canal de transmisión con un código base fijado, y
- ajustar la eliminación selectiva (puncturing) de bits codificados basándose en la estimación de la SNR para el canal de transmisión.
4. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que el procesamiento en la unidad transmisora incluye
además,
- modular datos codificados para cada canal de transmisión según un esquema de modulación seleccionado basándose en la estimación de la SNR para el canal de transmisión.
5. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la CSI presentada comprende caracterizaciones para la
pluralidad de canales de transmisión.
6. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la CSI presentada es indicativa de modos propios y
valores propios para la pluralidad de canales de transmisión.
7. El procedimiento según la reivindicación 6,
en el que el procesamiento en la unidad transmisora incluye datos de
codificación para los canales de transmisión basándose en los
valores propios.
8. El procedimiento según la reivindicación 7,
en el que los datos para cada canal de transmisión se codifican
independientemente.
9. El procedimiento según la reivindicación 7,
en el que el procesamiento en la unidad transmisora incluye
además
modular datos codificados para los canales de
transmisión según los esquemas de modulación seleccionados basándose
en los valores propios para proporcionar símbolos de
modulación.
10. El procedimiento según la reivindicación 9,
en el que el procesamiento en la unidad transmisora incluye
además
precondicionar los símbolos de modulación antes
de la transmisión basándose en los modos propios.
11. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la CSI se transmite en su totalidad desde la unidad
receptora.
12. El procedimiento según la reivindicación 11,
en el que la CSI se transmite periódicamente en su totalidad desde
la unidad receptora, y en el que las actualizaciones de la CSI se
transmiten entre transmisiones completas.
13. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la CSI se transmite cuando se detectan cambios en las
características de canal que exceden un umbral particular.
14. El procedimiento según la reivindicación 6,
en el que la CSI indicativa de los modos propios y valores propios
se transmite a diferentes velocidades de actualización.
15. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la CSI se obtiene en la unidad receptora basándose en un
procesamiento de inversión matricial de correlación (CCMI).
16. El procedimiento según la reivindicación
15, en el que el procesamiento CCMI en la unidad receptora
incluye
- procesar las señales recibidas para obtener símbolos de modulación recibidos;
- filtrar los símbolos de modulación recibidos según una primera matriz para proporcionar símbolos de modulación filtrados, siendo la primera matriz representativa de una estimación de características de canal entre una pluralidad de antenas de transmisión y la pluralidad de antenas de recepción utilizadas para la transmisión de datos;
- multiplicar los símbolos de modulación filtrados con una segunda matriz para proporcionar estimaciones de símbolos de modulación transmitidos; y
- estimar características de una pluralidad de canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos.
17. El procedimiento según la reivindicación 16,
que comprende además:
demodular las estimaciones de símbolos de
modulación según un esquema de demodulación particular para
proporcionar símbolos demodulados.
18. El procedimiento según la reivindicación 17,
que comprende además:
descodificar los símbolos demodulados según un
esquema de descodificación particular.
19. El procedimiento según la reivindicación 16,
que comprende además:
combinar estimaciones de símbolos de modulación
para la transmisión redundante para proporcionar estimaciones
combinadas de símbolos de modulación.
20. El procedimiento según la reivindicación 16,
que comprende además:
obtener una matriz de coeficiente de canal
basándose en los símbolos de modulación recibidos, y
en el que la primera matriz se obtiene de la
matriz de coeficiente de canal.
21. El procedimiento según la reivindicación 20,
en el que la matriz de coeficiente de canal se obtiene basándose en
símbolos de modulación recibidos correspondientes a datos
piloto.
22. El procedimiento según la reivindicación 16,
en el que la segunda matriz es una matriz cuadrada inversa obtenida
basándose en la primera matriz.
23. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la CSI se obtiene en la unidad receptora basándose en un
procesamiento de error cuadrático medio mínimo insesgado
(UMMSE).
24. El procedimiento según la reivindicación 23,
en el que el procesamiento UMMSE incluye
procesar las señales recibidas para obtener los
símbolos de modulación recibidos;
multiplicar los símbolos de modulación recibidos
con una primera matriz M para proporcionar estimaciones de símbolos
de modulación transmitidos; y
estimar características de una pluralidad de
canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos
basándose en el símbolo de modulación recibido, y
en el que la primera matriz M se selecciona para
minimizar un error cuadrático medio entre las estimaciones de
símbolos de modulación y los símbolos de modulación
transmitidos.
25. El procedimiento según la reivindicación 24,
que comprende además:
multiplicar las estimaciones de símbolos de
modulación con una segunda matriz para proporcionar estimaciones
insesgadas de los símbolos de modulación transmitidos, y
en el que las características de los canales de
transmisión se estiman basándose en las estimaciones de símbolos de
modulación insesgadas.
26. El procedimiento según la reivindicación 25,
que comprende además:
obtener la primera matriz M basándose en las
estimaciones de símbolos de modulación insesgadas y minimizar el
error cuadrático medio entre las estimaciones de símbolos de
modulación insesgadas y los símbolos de modulación
transmitidos.
27. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que el sistema MIMO implementa una modulación por división de
frecuencia ortogonal (OFDM).
28. El procedimiento según la reivindicación 27,
en el que el procesamiento en cada una de la unidad receptora y
unidad transmisora se realiza para cada uno de la pluralidad de
subcanales de frecuencia.
29. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que el procesamiento de la pluralidad de señales recibidas
proporciona estimaciones de símbolos de modulación transmitidos
desde la unidad transmisora.
30. El procedimiento según la reivindicación 29,
en el que se estima la relación SNR para cada uno de la pluralidad
de canales de transmisión, y las estimaciones de la SNR para cada
canal de transmisión se transmiten de vuelta a la unidad
transmisora.
31. El procedimiento según la reivindicación 29,
que comprende además:
en la unidad receptora,
obtener caracterizaciones para la pluralidad de
canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos,
y
transmitir las caracterizaciones de vuelta a la
unidad transmisora.
32. El procedimiento según la reivindicación 31,
que comprende además:
en la unidad transmisora, precondicionar los
símbolos de modulación antes de la transmisión a la unidad receptora
según las caracterizaciones para la pluralidad de canales de
transmisión.
33. El procedimiento según la reivindicación 29,
en el que los símbolos de modulación recibidos se procesan según un
esquema de inversión matricial de correlación de canal (CCMI).
34. El procedimiento según la reivindicación 29,
en el que los símbolos de modulación recibidos se procesan según un
esquema de error cuadrático medio insesgado mínimo (UMMSE).
35. El procedimiento según la reivindicación 29,
en el que el procesamiento del procesamiento en la unidad
transmisora incluye además
modular datos codificados para cada canal de
transmisión basándose en un esquema de modulación seleccionado
basándose en la estimación de la SNR recibida para el canal de
transmisión.
36. Un sistema de comunicación de múltiple
entrada y múltiple salida (MIMO), que comprende:
una unidad (150) receptora que comprende
- una pluralidad de procesadores (154) frontales configurados para recibir una pluralidad de señales a través de una pluralidad de antenas (152) de recepción y para procesar las señales recibidas para proporcionar símbolos de modulación recibidos,
- al menos un procesador (156) MIMO de recepción acoplado a los procesadores (154) frontales y configurado para recibir y procesar los símbolos de modulación recibidos para obtener información de estado de canal (CSI) indicativa de características de una pluralidad de canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos, y
- un procesador (162) de datos de transmisión acoplado operativamente al procesador (156) MIMO de recepción y configurado para procesar la CSI para su transmisión de vuelta a la unidad (110) transmisora; y
una unidad (110) transmisora que comprende
- al menos un demodulador (122) configurado para recibir y procesar una o más señales de la unidad (150) receptora para recuperar la CSI transmitida, y
- un procesador (162) de datos de transmisión configurado para procesar datos para su transmisión a la unidad (150) receptora basándose en la CSI recuperada, caracterizado porque la CSI obtenida comprende estimaciones de la relación señal/ruido más interferencia (SNR) para cada uno de la pluralidad de canales de transmisión, y el procesamiento en la unidad transmisora incluye datos de codificación para cada canal de transmisión basándose en la estimación de la SNR para el canal de transmisión.
37. Una unidad (150) receptora en un sistema de
comunicación de múltiple entrada y múltiple salida (MIMO), que
comprende:
una pluralidad de procesadores (154) frontales
configurados para recibir una pluralidad de señales transmitidas a
través de una pluralidad de antenas (152) de recepción y para
procesar las señales recibidas para proporcionar símbolos de
modulación recibidos;
un filtro (514) acoplado operativamente a la
pluralidad de procesadores (154) frontales y configurado para
filtrar los símbolos de modulación recibidos según una primera
matriz para proporcionar símbolos de modulación filtrados, en el
que la primera matriz es representativa de una estimación de
características de canal entre una pluralidad de antenas (124t) de
transmisión y la pluralidad de antenas (152r) de recepción
utilizadas para la transmisión de datos;
un multiplicador (516) acoplado al filtro (514)
y configurado para multiplicar los símbolos de modulación filtrados
con una segunda matriz para proporcionar estimaciones de símbolos de
modulación transmitidos;
un estimador (522) de calidad de canal acoplado
al multiplicador (516) y configurado para estimar características
de una pluralidad de canales de transmisión utilizados para la
transmisión de datos y para proporcionar información de estado de
canal (CSI) indicativa de las características estimadas de canal;
y
un procesador (162) de datos de transmisión
configurado para recibir y procesar la CSI para su transmisión
desde la unidad (150) receptora.
38. La unidad receptora según la reivindicación
37, que comprende además:
un segundo estimador configurado para obtener
una matriz de coeficiente de canal basándose en las estimaciones de
símbolos de modulación, y en el que la primera matriz se obtiene
basándose en la matriz de coeficiente de canal.
39. La unidad receptora según la reivindicación
37, en la que las estimaciones de las características de canal de
transmisión comprenden estimaciones de la relación señal/ruido más
interferencia (SNR).
40. La unidad receptora según la reivindicación
37, que comprende además:
- uno o más elementos de demodulación, estando cada elemento de demodulación configurado para recibir y demodular un flujo respectivo de estimaciones de símbolos de modulación según un esquema de demodulación particular para proporcionar un flujo de símbolos demodulados.
41. La unidad receptora según la reivindicación
40, que comprende además:
- uno o más descodificadores, estando cada descodificador configurado para recibir y descodificar un flujo de símbolos demodulados según un esquema de descodificación particular para proporcionar datos descodificados.
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