ES2260377T3

ES2260377T3 - Aparato hibrido arq para la transmision de paquetes de datos.

Info

Publication number: ES2260377T3
Application number: ES02025721T
Authority: ES
Inventors: Alexander Golitschek Edler Von Elbwart; Eiko Seidel; Christian Wengerter
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-11-16
Filing date: 2002-11-15
Publication date: 2006-11-01
Anticipated expiration: 2022-11-15
Also published as: JP2008193728A; JP2003179582A; CN1309203C; EP2256983A2; JP2009284541A; EP2197141A2; EA006007B1; US7787561B2; CN101018111A; EP1571774A2; EA200400684A1; EP1571774A3; ATE463895T1; US6798846B2; ATE309652T1; EP1313247A1; JP4485595B2; JP2009290894A; EP1313247B1; DE60235926D1

Abstract

Un aparato de transmisión de datos para un sistema de comunicación de petición de repetición automática híbrida que aplica un esquema de modulación de orden alto que tiene más de dos bits por símbolo de datos, incluyendo dicho aparato: medios (130) para aplicar bits de datos sobre un símbolo de datos según una de una pluralidad de versiones de constelación de señales de dicho esquema de modulación y una de una pluralidad de versiones de redundancia, definiéndose dichas versiones de redundancia por una combinación específica de bits sistemáticos y de paridad generados de un codificador, donde cada bit de datos aplicado de un símbolo tiene un nivel de fiabilidad de bit individual definido por dicho esquema de modulación; medios de transmisión (100) para transmitir - en una primera transmisión, primeros bits de datos aplicados sobre un primer símbolo de datos usando una primera combinación de una versión de redundancia y una versión de constelación de señal, y - en una retransmisión, todos o parte de dichos primeros bits de datos aplicados sobre un segundo símbolo de datos usando una segunda combinación de una versión de redundancia y una versión de constelación de señal, siendo diferente dicha segunda combinación de dicha primera combinación, de tal manera que las diferencias de los niveles de fiabilidad de bit para los respectivos primeros bits de datos se promedian sobre la primera transmisión y la retransmisión, y donde versiones individuales de la constelación de señales de dicha pluralidad de versiones de constelación son asignadas independientemente a dicha pluralidad de versiones de redundancia, respectivamente.

Description

Aparato híbrido ARQ para la transmisión de paquetes de datos.

La presente invención se refiere a un método de retransmisión ARQ en un sistema de comunicaciones. Además, la invención se refiere un receptor respectivo y un transmisor.

Una técnica común en sistemas de comunicaciones con condiciones de canal no fiables y variables en el tiempo es corregir errores en base a esquemas de petición de repetición automática (ARQ) junto con una técnica de corrección prospectiva de errores (FEC) llamada ARQ híbrida (HARQ). Si un error es detectado por un control de redundancia cíclica (CRC) utilizado comúnmente, el receptor del sistema de comunicaciones pide al transmisor que envíe información adicional (retransmisión de paquetes de datos) para mejorar la probabilidad de decodificar correctamente el paquete erróneo.

Un paquete será codificado con la FEC antes de la transmisión. Dependiendo del contenido de la retransmisión y la forma en que los bits se combinen con información transmitida previamente, S. Kallel, Analysis of a type II hybrid ARQ scheme with code combining, IEEE Transactions on Communications. Vol. 38, nº 8, agosto 1990 y S. Kallel, R. Link, S. Bakhtiyari, Throughput performance of Memory ARQ schemes, IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 48, nº 3, mayo 1999, definen tres tipos diferentes de esquemas ARQ:

\text{*}: Tipo I: Se desechan los paquetes erróneos recibidos y se retransmite y decodifica por separado una nueva copia del mismo paquete. No hay combinación de versiones recibidas antes y después de dicho paquete.

\text{*}: Tipo II: los paquetes erróneos recibidos no son desechados, sino que se combinan con retransmisiones adicionales para decodificación siguiente. Los paquetes retransmitidos tienen a veces tasas de codificación más altas (ganancia de codificación) y se combinan en el receptor con la información de software almacenada de transmisiones previas.

\text{*}: Tipo III: Es el mismo que el Tipo III con la condición de que cada paquete retransmitido es ahora autocodificable. Esto implica que el paquete transmitido es decodificable sin la combinación con paquetes previos. Esto es útil si algunos paquetes están dañados de tal forma que casi no se pueda reutilizar la información. Si todas las transmisiones llevan datos identificados, esto se puede considerar como un caso especial llamado HARQ Tipo III con una sola versión de redundancia.

Obviamente, los esquemas HARQ Tipo II y III son más inteligentes y muestran una ganancia de rendimiento con respecto al Tipo I, porque proporcionan la capacidad de reutilizar información de paquetes erróneos recibidos previamente. Existen básicamente tres esquemas de reutilizar la redundancia de paquetes previamente transmitidos:

\text{*}: Combinación de software

\text{*}: Combinación de código

\text{*}: Combinación de software y Combinación de código

Combinación de software

Empleando combinación de software, los paquetes de retransmisión llevan idéntica información en comparación con la información previamente recibida. En este caso, los múltiples paquetes recibidos se combinan en base de símbolo a símbolo o de bit a bit como se describe, por ejemplo, en D. Chase, Code combining: A maximum-likelihood decoding approach for combining an arbitrary number of noisy packets, IEEE Trans. Commun., Vol. COM-33, pág. 385-393, mayo 1985 o B.A. Harvey y S. Wicker, Packet Combining Systems based on the Viterbi Decoder, IEEE Transactions on Communications, Vol. 42, 2/3/4, abril 1994.

En caso de emplear combinación a nivel de símbolos, los paquetes retransmitidos tienen que llevar idénticos símbolos de modulación a los paquetes erróneos transmitidos previamente. En este caso, los múltiples paquetes recibidos se combinan a nivel de símbolo de modulación. Una técnica común es la combinación de relación máxima (MRC), también llamada combinación de diversidad media (ADC), de los múltiples símbolos recibidos, donde, después de N transmisiones, la suma/media de los símbolos coincidentes se pone en memoria intermedia.

En caso de emplear combinación a nivel de bit, los paquetes retransmitidos tienen que llevar bits idénticos a los paquetes erróneos transmitidos previamente. Aquí, los múltiples paquetes recibidos se combinan a nivel de bit después de la demodulación. Los bits pueden ser aplicados sobre los símbolos de modulación de la misma forma que en transmisiones previas del mismo paquete o se pueden aplicar de forma diferente. En caso de que la aplicación sea la misma que en transmisiones previas, también se puede aplicar combinación a nivel de símbolos. Una técnica de combinación común es la adición de relaciones de probabilidad logarítmica calculada (LLRs), especialmente si se usan los llamados Turbo Códigos para la FEC como se conoce, por ejemplo, por C. Berrou, A. Glavieux, y P. Thitimajshima, Near Shannon Limit Error-Correcting Coding and Decoding: Turbo-Codes, Proc. ICC `93, Geneva, Suiza, pág. 1064-1070, mayo 1993; S. Le Goff, A. Glavieux, C. Berrou, Turbo-Codes and High Spectral Efficiency Modulation, IEEE SUPERCOMM/ICC `94, Vol. 2, pág. 645-649, 1994; y A. Burr, Modulation and Coding for Wireless Communications, Pearson Education, Prentice Hall, ISBN 0-201-39857-5, 2001. Aquí, después de N transmisiones, la suma de las LLRs de los bits de aplicación se pone en memoria intermedia.

Combinación de código

La combinación de código concatena los paquetes recibidos para generar una nueva palabra código (tasa de códigos decreciente con número de transmisión creciente). Por lo tanto, el decodificador tiene que ser consciente de cómo combinar las transmisiones en cada instante de retransmisión para realizar una decodificación correcta (la tasa de códigos depende de las retransmisiones). La combinación de código ofrece una mayor flexibilidad con respecto a la combinación de software, puesto que la longitud de los paquetes retransmitidos se puede alterar para adaptarla a las condiciones de canal. Sin embargo, esto requiere transmitir más datos significativos

\hbox{con respecto a la
combinación de software.}

Combinación de software y Combinación de código

En caso de que los paquetes retransmitidos lleven algunos símbolos/bits idénticos a símbolos/bits previamente transmitidos y algunos símbolos-código/bits diferentes de estos, los símbolos-código/bits idénticos se combinan usando combinación de software como se describe en la sección titulada "Combinación de software", mientras que los símbolos-código/bits restantes se combinarán usando combinación de código. Aquí, los requisitos de señalización serán parecidos a la combinación de código.

Se ha mostrado en M. P. Schmitt, Hybrid ARQ Scheme employing TCM and Packet Combining, Electronics Letters Vol. 34, nº 18, septiembre 1998, que la operación HARQ para Modulación Codificada Trellis (TCM) se puede mejorar redisponiendo la constelación de símbolos para las retransmisiones. La ganancia de rendimiento resulta entonces de maximizar las distancias euclidianas entre los símbolos aplicados sobre las retransmisiones, porque la redisposición se ha realizado en base a símbolos. Considerando esquemas de modulación de orden alto (con símbolos de modulación que transportan más de dos bits) los métodos de combinación que emplean combinación de software tienen un inconveniente importante: las fiabilidades de bits dentro de símbolos combinados por software estarán en una relación constante en todas las retransmisiones, es decir, los bits menos fiables de transmisiones previas recibidas seguirán siendo menos fiables después de haber recibido más transmisiones y, de forma análoga, los bits más fiables de transmisiones previas recibidas seguirán siendo más fiables después de haber recibido más transmisiones. En general, los esquemas HARQ no tienen en cuenta las variaciones en las fiabilidades de bits. Dichas variaciones degradan considerablemente el rendimiento del decodificador. Las variaciones se deben principalmente a dos razones.

Primera: las fiabilidades de bits variables surgen de la limitación de la aplicación bidimensional de constelación de señales, donde los esquemas de modulación que transportan más de 2 bits por símbolo no pueden tener las mismas fiabilidades medias para todos los bits bajo el supuesto de que todos los símbolos son transmitidos con igual probabilidad. El término fiabilidades medias se entiende consiguientemente como la fiabilidad de un bit particular sobre todos los símbolos de una constelación de señal.

Empleando una constelación de señales para un esquema de modulación 16 QAM según la figura 1 que muestra una constelación de señales codificada Gray con un orden de aplicación de bits dado i_{1}q_{1}i_{2}q_{2}, los bits aplicados sobre los símbolos difieren considerablemente uno de otro en fiabilidad media en la primera transmisión del paquete. Con más detalle, los bits i_{1} y q_{1} tienen una fiabilidad media alta, puesto que estos bits se aplican a espacios medios del diagrama de la constelación de señales con las consecuencias de que su fiabilidad es independiente del hecho de si el bit transmite un uno o un cero.

En contraposición, los bits i_{2} y q_{2} tienen una fiabilidad media baja, puesto que su fiabilidad depende del hecho de si transmiten un uno o un cero. Por ejemplo, para el bit i_{2}, se aplican unos a las columnas exteriores, mientras que se aplican ceros a las columnas interiores. Igualmente, para el bit q_{2}, se aplican unos a las filas exteriores, mientras que se aplican ceros a las filas interiores.

Para las retransmisiones segunda y siguientes, las fiabilidades de los bits estarán en una relación constante entre sí, que se define por la constelación de señales empleada en la primera transmisión, es decir, los bits i_{1} y q_{1} siempre tendrán una fiabilidad media más alta que los bits i_{2} y q_{2} después de cualquier número de retransmisiones.

Segunda: empleando en parte combinación de software, se supone que todos los bits transmitidos tendrán idéntica fiabilidad después de la primera transmisión. Incluso entonces, se introducirían variaciones en las fiabilidades de bits en las retransmisiones, porque incrementarían las fiabilidades de estos bits retransmitidos (y combinados por software), mientras que las fiabilidades de los bits no retransmitidos no cambiarían. Además, los bits no transmitidos en la primera transmisión y transmitidos después en retransmisiones (redundancia adicional de transmisión) recalcan este efecto.

En la publicación WO 02/067491 y PANASONIC, 3GPP, TSG-RAN WORKING GROUP 1 MEETING #19 "Enhanced HARQ Method with Signal Constellation Rearrangement" 27.02.2001-02.03.2001, Las Vegas, Estados Unidos de América, se propone un método en el que, para mejorar el rendimiento del decodificador, sería bastante beneficioso tener iguales o casi iguales fiabilidades medias de bits después de cada transmisión recibida de un paquete. Por lo tanto, las fiabilidades de bits se personalizan sobre las retransmisiones de modo que se promedien las fiabilidades medias de bits. Esto se consigue eligiendo una primera y al menos una segunda constelación de señales predeterminadas para las transmisiones, de tal manera que las fiabilidades medias combinadas de bits para los bits respectivos de todas las transmisiones sean casi iguales. Es decir, los bits que han sido altamente fiables en la primera transmisión se aplican de tal forma que sean menos fiables en la segunda transmisión y viceversa.

Por lo tanto, la redisposición de las constelaciones de señales da lugar a una aplicación de bits cambiada, donde las distancias euclidianas entre los símbolos de modulación se pueden alterar de una retransmisión a otra debido al movimiento de los puntos de constelación. Como resultado, las fiabilidades medias de bits se pueden manipular de la forma deseada y promediar para incrementar el rendimiento del decodificador FEC en el receptor.

En la solución propuesta anteriormente, los beneficios de la redisposición de constelaciones se realizan con respecto al concepto de los esquemas de versión de redundancia única HARQ TIPO II/III.

El objeto de la presente invención es proporcionar un método de retransmisión ARQ y transmisor, que evita efectivamente la degradación del rendimiento del decodificador producida por las variaciones en las fiabilidades de bits.

El objeto se logra con el método, transmisor y receptor expuestos en las reivindicaciones independientes.

La invención se basa en el reconocimiento de que los esquemas convencionales no consideran este contenido específico (conjunto de bits) de cada transmisión para reordenar los bits. Por lo tanto, para obtener una ganancia de rendimiento, la reordenación se tiene que realizar dependiendo del contenido de cada versión de redundancia transmitida. En consecuencia, se puede considerar que la invención proporciona un esquema ARQ Tipo II/III usando múltiples versiones de redundancia bajo consideración del contenido de la versión de redundancia transmitida. Esto da lugar a una ganancia significativa en el rendimiento del decodificador.

Para una mejor comprensión de la invención, las realizaciones preferidas, que se describirán a continuación con referencia a los dibujos anexos, muestran:

Figura 1: una constelación ejemplar que ilustra un esquema de modulación 16 QAM con símbolos de bits codificados Gray.

Figura 2: dos ejemplos de constelaciones de señales para un esquema de modulación 16 QAM con símbolos de bits codificados Gray.

Figura 3: una secuencia de bits generada a partir de un codificador FEC de tasa 1/3.

Figura 4: una secuencia elegida para un sistema de transmisión de tasa ½ generada a partir de la secuencia representada en la figura 3 con una indicación de las fiabilidades de bits.

Figura 5: una secuencia de bits para la segunda transmisión, donde los bits se desplazan dos a la derecha.

Figura 6: una secuencia de bits para la segunda transmisión, donde las posiciones de bit se conmutan usando diferentes aplicadores.

Figura 7: una secuencia de bits para la primera versión de redundancia de transmisión 1 y un primer par de aplicador/intercalador.

Figura 8: una secuencia de bits para la segunda transmisión para una versión de redundancia 2 con el mismo aplicador/intercalador que para la primera transmisión.

Figura 9: una secuencia de bits para la segunda transmisión para una versión de redundancia 2 con aplicadores/intercaladores diferentes de los de la primera transmisión,

Figura 10: secuencias de bits resultantes de combinaciones posibles de versiones de redundancia y aplicadores/intercaladores.

Figura 11: una primera realización de un sistema de comunicaciones en la que se realiza el método de la presente invención.

Figura 12: una segunda realización de un sistema de comunicaciones en la que se realiza el método de la presente invención.

Figura 13: un diagrama que indica el rendimiento de varias estrategias convencionales frente a la estrategia según el método de la invención.

A continuación se describirá el concepto de una relación de probabilidad logarítmica (LLR) como una métrica para las fiabilidades de bits. En primer lugar se mostrará el cálculo directo de las LLRs de bits dentro de los símbolos aplicados para una sola transmisión. Después, el cálculo de LLR se ampliará al caso de transmisiones múltiples.

Transmisión única

La LLR media del i-ésimo bit b_{n}^{i} bajo la condición de que el símbolo s_{n} ha sido transmitido para una transmisión por un canal con ruido gaussiano blanco aditivo (AWGN) y símbolos de igual probabilidad da:

10

donde r_{n} = s_{n} denota el símbolo recibido medio bajo la condición de que el símbolo s_{n} ha sido transmitido (caso AWGN), d_{n,m}^{2} denota el cuadrado de la distancia euclidiana entre el símbolo recibido r_{n} y el símbolo s_{m}, y E_{s}/_{0} denota la relación de señal a ruido observada.

Se puede ver por la ecuación (1) que la LLR depende de la relación de señal a ruido E_{s}/N_{0} y las distancias euclidianas d_{n,m} entre los puntos de la constelación de señales.

Transmisiones múltiples

Considerando las transmisiones múltiples, la LLR media después de la k-ésima transmisión del i-ésimo bit b_{n}^{i} bajo la condición de que los símbolos s_{n}^{(I)} han sido transmitidos por canales AWGN independientes y símbolos de igual probabilidad da:

11

donde j denota la j-ésima transmisión ((j-1)-ésima retransmisión). De forma análoga al caso de la transmisión única, las LLRs medias dependen de las relaciones de señal a ruido y las distancias euclidianas en cada tiempo de transmisión.

Para los expertos es claro que se puede obtener una aproximación de las LLRs por un cálculo simplificado de las ecuaciones expuestas anteriormente.

A continuación, se considerará de forma ejemplar el caso de un sistema 16 QAM que da lugar a 2 bits de alta fiabilidad y 2 bits de baja fiabilidad, donde, con respecto a los bits de baja fiabilidad, la fiabilidad depende de transmitir un uno o un cero (véase la figura 1). Por lo tanto, en general hay 2 niveles de fiabilidades donde el segundo nivel puede ser subdividido adicionalmente.

Nivel 1 (Fiabilidad alta, 2 bits): Aplicación de bits para unos (ceros) separados en el medio espacio real positivo (negativo) para los i-bits y el medio espacio imaginario los q-bits. Aquí, no hay diferencia si los unos se aplican al medio espacio positivo o negativo.

Nivel 2 (Fiabilidad baja, 2 bits): Se aplican unos (ceros) a columnas interiores (exteriores) para los i-bits o a filas interiores (exteriores) para los q-bits. Puesto que hay una diferencia para la LLR dependiendo de la aplicación a las columnas y filas interiores (exteriores), el Nivel 2 se clasificado además en:

Nivel 2a: Aplicación de i_{n} a columnas interiores y de q_{n} a filas interiores, respectivamente.

Nivel 2b: Aplicación invertida del Nivel 2a: Aplicación de i_{n} a columnas exteriores y de q_{n} a filas exteriores, respectivamente.

Para garantizar un proceso de promediado óptimo sobre las transmisiones para todos los bits, los niveles de fiabilidades deben ser alterados.

Hay que considerar que el orden de aplicación de bits es abierto antes de la transmisión inicial, pero tiene que permanecer durante las retransmisiones, por ejemplo, aplicación de bits para transmisión inicial: i_{1}g_{1}i_{2}g_{2} => aplicación de bits en todas las retransmisiones: i_{1}g_{1}i_{2}g_{2}.

En la figura 2 se muestran algunos ejemplos de constelaciones posibles. Las fiabilidades de bits resultantes según la figura 2 se exponen en la Tabla 1.

TABLA 1

Constelación	Bit i_{1}	Bit q_{1}	Bit i_{2}	Bit q_{2}
1	Fiabilidad alta	Fiabilidad alta	Fiabilidad baja	Fiabilidad baja
	(Nivel 1)	(Nivel 1)	(Nivel 2b)	(Nivel 2b)
2	Fiabilidad baja	Fiabilidad baja	Fiabilidad alta	Fiabilidad alta
	(Nivel 2a)	(Nivel 2a)	(Nivel 1)	(Nivel 1)
3	Fiabilidad baja	Fiabilidad baja	Fiabilidad alta	Fiabilidad alta
	(Nivel 2b)	(Nivel 2b)	(Nivel 1)	(Nivel 1)
4	Fiabilidad alta	Fiabilidad alta	Fiabilidad baja	Fiabilidad baja
	(Nivel 1)	(Nivel 1)	(Nivel 2a)	(Nivel 2a)

\vskip1.000000\baselineskip

A continuación se supone que m denota el parámetro de número de transmisión, denotando m=0 la primera transmisión de un paquete en el contexto ARQ. b denota también el número de bits que forman un símbolo en la entidad aplicadora. Típicamente, b puede ser cualquier número entero, donde los valores usados muy frecuentemente para sistemas de comunicaciones son un entero potencia de 2.

Sin pérdida de generalidad se puede suponer además que el número de bits n que se utilizan como entrada al proceso de intercalación es divisible por b, es decir, n es un múltiplo entero de b. Los expertos en la materia percibirán que si éste no fuese el caso, la secuencia de bits de entrada se puede completar fácilmente con bits ficticios hasta que se cumpla la condición anterior.

A continuación se considerará un ejemplo de un esquema de transmisión 16 QAM simple con aplicación Gray con tasa FEC ½ (S_{n}: bits sistemáticos - P_{n}: bits de paridad), que se genera a partir de un codificador sistemático de tasa 1/3 (véase la figura 3) por calado. Se podría seleccionar una secuencia y ordenación de bits como la representada en la figura 4 para la primera transmisión (TX). La figura 4 muestra la secuencia generada de la figura 3 con una indicación de las fiabilidades de bits.

Un esquema HARQ Tipo III convencional simple con una sola versión de redundancia transmitiría en todas las retransmisiones pedidas la secuencia idéntica (que tiene la aplicación idéntica M_{1} o intercalación idéntica I_{1}). Por lo general, la primera transmisión no está intercalada; sin embargo, la no intercalación se puede considerar también como tener un intercalador con iguales flujos de entrada y salida. Esto da lugar, después de combinar todas las transmisiones recibidas (y pedidas), a grandes variaciones de las fiabilidades de bits. Por ejemplo, S_{1} y P_{1} serían altamente fiables (transmitidos n veces con alta fiabilidad), mientras que S_{2} y P_{4} serían menos fiables (transmitidos n veces con baja fiabilidad). Como se ha indicado anteriormente, esto degradará el rendimiento de decodificación en el
receptor.

El rendimiento de este esquema básico se puede incrementar conmutando las fiabilidades para las retransmisiones requeridas para promediar las fiabilidades para todos los bits transmitidos. Esto se puede lograr con varias implementaciones específicas diferentes, donde 2 posibles soluciones se ilustran a continuación en la figura 5 y la figura 6. Esta técnica se puede implementar intercalando los bits de forma diferente a la de la primera transmisión o utilizando diferentes reglas de aplicación para los símbolos de modulación. Esto se denominará a continuación usar un segundo aplicador M_{2} o un segundo intercalador I_{2}.

La figura 5 muestra una secuencia de bits para la segunda transmisión, donde, para fiabilidades de bits medias, los bits se desplazan 2 a la derecha usando diferentes intercaladores para transmisión.

La figura 6 muestra una secuencia de bits para la segunda transmisión, donde, para fiabilidades de bits medias, las posiciones de bits se conmutan usando diferentes aplicadores para transmisiones.

En caso de usar 2 aplicadores (M_{n}) o intercaladores (I_{n}) diferentes, todas las transmisiones sucesivas son aplicadas o intercaladas después de tal manera que ningún aplicador/intercalador se utilice 2 veces más frecuentemente que el otro, por ejemplo:

TABLA 2

TX	Estrategia 1	Estrategia 2
1	I_{1}/M_{1}	I_{1}/M_{1}
2	I_{2}/M_{2}	I_{2}/M_{2}
3	I_{1}/M_{1}	I_{2}/M_{2}
4	I_{2}/M_{2}	I_{1}/M_{1}
5	I_{1}/M_{1}	I_{1}/M_{1}
6	I_{2}/M_{2}	I_{2}/M_{2}
7	I_{1}/M_{1}	I_{2}/M_{2}
...	...	...

Se deberá observar que para QAM 16 el uso de 4 aplicadores diferentes proporciona un mejor rendimiento, y usar 2 aplicadores proporciona una solución subóptima. Se eligen 2 aplicadores para que el ejemplo siga siendo simple.

Se puede ver por la tabla anterior que los rendimientos de la estrategia 1 y 2 son iguales o similares; por lo tanto, no supone ninguna diferencia elegir el aplicador/intercalador M_{1}/I_{1} o M_{2}/I_{2} para la tercera TX (transmisión). Sin embargo, para la cuarta TX hay que tener cuidado de elegir el aplicador/intercalador complementario con respecto a la tercera TX.

Un esquema HARQ Tipo III simple de la técnica anterior con múltiples versiones de redundancia retransmitiría los bits sistemáticos en la segunda TX más los bits de paridad adicionales, que no han sido transmitidos en la primera TX. Por razones de sencillez, el ejemplo se elige de tal manera que el número de bits por transmisiones se mantenga constante, y exactamente 2 transmisiones pueden transportar todos los bits codificados (sistemáticos y de paridad). Para garantizar retransmisiones autocodificables, se retransmitirán todos los bits sistemáticos. Sin embargo, los expertos en la materia apreciarán que también se puede usar retransmisiones no autodecodificables para llevar a cabo la invención.

La figura 7 muestra una secuencia de bits para la primera TX como RV_{1} y M_{1}^{1}/I_{1}^{1}.

En los esquemas convencionales con múltiples versiones de redundancia -no considerando las variaciones en las fiabilidades de bits, es decir, teniendo un solo aplicador/intercalador como se representa en la secuencia de bits para la secuencia de la segunda transmisión RV_{2} y M_{1}^{2}/I_{1}^{2} en la figura 8- surge un problema similar al de los esquemas con una sola versión de redundancia. Los bits sistemáticos de baja fiabilidad de la primera TX serán de baja fiabilidad en la segunda transmisión.

Utilizando 2 aplicadores/intercaladores (véase la figura 9), el promediado se realizará con respecto a los bits sistemáticos. Sin embargo, después de 2 transmisiones, el promediado de las fiabilidades solamente es posible para los bits transmitidos dos veces hasta entonces (en este ejemplo, los bits sistemáticos). En la tercera TX se puede elegir la versión de redundancia para transmitir RV_{1} o RV_{2} (el rendimiento para ambas posibilidades deberá ser muy similar).

El ejemplo antes descrito con 2 versiones de redundancia (RV_{1} y RV_{2}) proporciona básicamente 4 combinaciones de versiones de redundancia y aplicadores/intercaladores (véase la Tabla 3 y la figura 10):

TABLA 3 Combinaciones posibles

\dotable{\tabskip\tabcolsep\hfil#\hfil\+\hfil#\hfil\+\hfil#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
 RV _{1}  \+ y \+ I _{1}  ^{1} /M _{1}  ^{1} \cr  RV _{1}  \+ y \+
I _{2}  ^{1} /M _{2}  ^{1} \cr  RV _{2}  \+ y \+
I _{1}  ^{2} /M _{1}  ^{2} \cr  RV _{2}  \+ y \+
I _{2}  ^{2} /M _{2}  ^{2} \cr}

A continuación, el conjunto de bits transmitidos en la primera TX se denominará RV_{1} (versión de redundancia 1) y el conjunto de bits transmitidos en la segunda TX se denominará RV_{2}. Además, los aplicadores/intercaladores están unidos a las versiones de redundancia por un subíndice. En el ejemplo mostrado la configuración de intercaladores y la aplicación para I_{n}^{1}/M_{n}^{1} y I_{n}^{2}/M_{n}^{2} (n = 1, 2) son iguales, que es un caso especial, porque las posiciones de los bits sistemáticos y de paridad están alineadas entre sí en ambas versiones de redundancia.

Según la presente invención, el aplicador/intercalador se tiene que seleccionar según la versión de redundancia elegida para promediar las fiabilidades de los bits sistemáticos y de paridad. Esto es lo contrario al caso de una sola versión de redundancia, por lo que la tercera transmisión puede seleccionar cualquier aplicador/intercalador.

A continuación se propone una estrategia para seleccionar el aplicador/intercalador dependiendo de la versión de redundancia transmitida para promediar todas las fiabilidades de bits.

1ª TX

Supóngase que se seleccionan las combinaciones RV_{1} y I_{1}^{1}/M_{1}^{1} se selecciona para la primera TX -también se podría seleccionar cualquier otra combinación para la primera transmisión (suponiendo un rendimiento igual/similar considerando una sola transmisión).

2ª TX

En la segunda TX se deberá transmitir la versión de redundancia restante (en este caso RV_{2}), donde las fiabilidades para todos los bits que ya han sido transmitidos en la primera TX (en este caso todos bits sistemáticos) tienen que ser promediadas, es decir, los bits sistemáticos de baja fiabilidad tienen que ser ahora de alta fiabilidad. Esto se consigue transmitiendo RV_{2} con I_{2}^{2}/M_{2}^{2}.

3ª TX

Para la tercera TX se tiene libertad sobre qué versión de redundancia transmitir; sin embargo, se tiene que combinar con un aplicador/intercalador que todavía no haya sido elegido para esta versión de redundancia, es decir, RV_{1} y I_{2}^{1}/M_{2}^{1} en la estrategia 1 y RV_{2} y I_{1}^{2}/M_{1}^{2} en la estrategia 2. Esto garantiza el promediado de los bits de paridad, que son transmitidos en el conjunto corriente de bits.

4ª TX

Para la cuarta TX hay que seleccionar la combinación que queda. Esto garantiza el promediado del conjunto restante de bits de paridad y asegura transmitir el conjunto de bits de paridad, que han sido transmitidos una vez hasta ahora.

5ª TX y otras

El proceso de promediado se termina después de la cuarta TX. Por lo tanto, hay una libre elección de versión de redundancia y combinación de aplicador/intercalador. Para las TXs siguientes hay que considerar las reglas aplicadas a las TXs 1-4.

TABLA 4

TX	Estrategia 1	Estrategia 2
1	RV_{1} y I_{1}^{1}/M_{1}^{1}	RV_{1} y I_{1}^{1}/M_{1}^{1}
2	RV_{2} y I_{2}^{2}/M_{2}^{2}	RV_{2} y I_{2}^{2}/M_{2}^{2}
3	RV_{1} y I_{2}^{1}/M_{2}^{1}	RV_{2} y I_{1}^{2}/M_{1}^{2}
4	RV_{2} y I_{1}^{2}/M_{1}^{2}	RV_{1} y I_{2}^{1}/M_{2}^{1}
5	...	...

En el ejemplo ofrecido, las posiciones de los bits sistemáticos para ambas versiones de redundancia RV_{1} y RV_{2} (considerando el mismo aplicador/intercalador) son iguales (véase la figura 10). Éste no suele ser el caso (especialmente para diferentes tasas de codificación) y es claro que es una simplificación. El ejemplo mostrado tiene la finalidad de mostrar el procedimiento general, que se puede ampliar fácilmente a casos más generales indicados a continuación.

El método propuesto no se limita a 2 versiones de redundancia. En cambio, se puede ampliar a cualquier número N de versiones de redundancia, que se seleccionan para transmisión consecutiva y repetición después de N transmisiones como en un esquema HARQ Tipo II/III general con N versiones de redundancia.

Bajo el supuesto de que m denota la versión de aplicador/intercalador real (m=1... M), el número de aplicadores/intercaladores por versión de redundancia podría ser cualquier número entero M (dando lugar a lo sumo a N\cdotM aplicadores/intercaladores diferentes, donde N denota el número total de versiones de redundancia y M el número de aplicadores/intercaladores por versión de redundancia), donde las reglas de aplicación o configuraciones de intercaladores no están diseñadas necesariamente para realizar un promediado perfecto de fiabilidades. Según el ejemplo de la Tabla 4, el método general se expone en la Tabla 5, donde (como se ha mencionado anteriormente) todos los I_{m}^{n}/M_{m}^{n} podrían tener diferentes reglas de aplicación o configuraciones de intercaladores.

TABLA 5

TX	Combinación
1	RV_{1} y I_{1}^{1}/M_{1}^{1}
2	RV_{2} y I_{1}^{2}/M_{1}^{2}
3	RV_{3} y I_{1}^{3}/M_{1}^{3}
...	...
N	RV_{N} y I_{1}^{N}/M_{1}^{N}
N+1	RV_{1} y I_{2}^{1}/M_{2}^{1}
...	...
2N	RV_{N} y I_{2}^{N}/M_{2}^{N}
...	...
N\cdot(M-1)+1	RV_{1} y I_{M}^{1}/M_{M}^{1}
...	...
N\cdotM	RV_{N} y I_{M}^{N}/M_{M}^{N}
...	...

Como se muestra en el ejemplo, los aplicadores/intercaladores I_{m}^{n}/M_{m}^{n} podrían ser los mismos para todas las versiones de redundancia n, es decir, los aplicadores/intercaladores son independientes de n: I_{m}/M_{m} (en total M aplicadores/intercaladores diferentes). Las reglas de aplicación o configuraciones de intercaladores se podrían elegir de tal manera que el proceso de promediado para los bits sistemáticos y los bits de paridad sea lo mejor que sea posible. Cualquier par de aplicadores/intercaladores I_{m}^{n}/M_{m}^{n}, I_{k}^{j}/M_{k}^{j} podría tener la misma regla de aplicación o configuración de intercaladores.

Preferiblemente, el número M de aplicadores/intercaladores se podría elegir según el número de niveles de fiabilidad de bits producidos por el esquema de modulación. Alternativamente, el número M de aplicadores/intercaladores se podría elegir según el doble del número de niveles de fiabilidad de bits producidos por el esquema de modulación.

La figura 11 muestra una primera realización ejemplar de un sistema de comunicaciones en la se emplea el método que subyace a la invención.

En el transmisor 100 se obtiene una secuencia de bits de un codificador de corrección de error directa (FEC) (no representado) y después se introduce en un intercalador 110 y un inversor de bits lógico 120. El intercalador 110 y el inversor de bits lógico 120 son funciones de la versión de redundancia y/o la versión de aplicador/intercalador m y modifican la secuencia de bits de entrada. Después, la secuencia de bits se introduce en el aplicador/modulador 130 que es la entidad aplicadora. El aplicador usa típicamente una de las constelaciones de señales representadas en la figura 2 y aplica los bits sobre un símbolo que se transmite por el canal de comunicación 200. El canal de comunicación es típicamente un canal de comunicaciones por radio que experimenta condiciones de canal no fiables y variables en el tiempo.

Las configuraciones usadas por los aplicadores, intercaladores e inversores se almacenan en el transmisor y el receptor o almacenan en el transmisor y se envían al receptor.

En el receptor 300, los símbolos complejos se introducen primero en un desaplicador/demodulador 330 que demodula los símbolos recibidos a una secuencia de dominio de bits correspondiente (por ejemplo, la secuencia de LLRs). Esta secuencia es introducida posteriormente en un inversor lógico 320 y después en un desintercalador 310 del que sale la secuencia de dominio de bits obtenida.

El intercalador y el desintercalador operan según la técnica conocida de intercalación/desintercalación aplicando una permutación pseudoaleatoria o aleatoria determinada de las secuencias de bits o símbolos de entrada, es decir, cambian las posiciones de los bits o símbolos dentro de una secuencia. En la realización antes descrita, el intercalador (y el desintercalador) son un (des)intercalador de bits intra-símbolo que cambian la posición de los bits que forman un símbolo en el aplicador/desaplicador.

El inversor de bits lógico opera según una técnica conocida de invertir el valor lógico de un bit, es decir, convierte un valor lógico bajo en un valor lógico alto, y viceversa. En una realización práctica de un receptor que opera con relaciones de probabilidad logarítmica, esta operación de inversión es equivalente a una inversión de signo de la relación de probabilidad logarítmica.

Si una retransmisión es lanzada por una petición de repetición automática concedida por un detector de error (no representado) con el resultado de que otro paquete de datos se transmite desde el transmisor 100, los paquetes de datos erróneos previamente recibidos se combinan en el desaplicador/demodulador 330 con los paquetes de datos retransmitidos. Debido a la modificación de la secuencia de bits por el intercalador y el inversor de bits lógico, las fiabilidades medias de bits se promedian dando lugar a un rendimiento incrementado en el receptor.

Como un acercamiento alternativo, en la segunda realización mostrada en la figura 12, la configuración para intercalar/desintercalar la secuencia de bits antes de enviarla al aplicador se deja constante, es decir, no cambia en función de la versión de redundancia n. En cambio, se cambian las reglas para aplicar los bits sobre un símbolo, lo que corresponde a introducir secuencias de bits en el aplicador dependiendo solamente de la versión de redundancia n y cambiar simplemente las reglas de aplicación de bit a símbolo.

En otra variante, no mostrada explícitamente en las figuras, se puede usar una combinación de los dos acercamientos antes descritos, es decir, el aplicador/intercalador y el inversor dependen de la versión de redundancia n y la versión de aplicador/intercalador m.

La figura 13 muestra el resultado de una simulación que mide la tasa de errores de trama para un esquema de modulación 16 QAM que emplea una tasa de códigos 1/2 para dos métodos HARQ convencionales y una posible implementación del método según la presente invención. En este ejemplo, la estrategia 2 de la tabla 6 siguiente se compara con dos estrategias convencionales. Es obvio por la figura 13 que el método según la invención ofrece prestaciones superiores a los métodos convencionales.

TABLA 6

Esquema de	Convencional 1	Convencional 2	Estrategia 2
transmisión	(usando aplicación idéntica	(alternando entre aplicaciones	(según la Tabla 3)
	para todas las transmisiones)	independientemente de la
		versión de redundancia)
1.TX	RV_{1} y aplicación 1 (M_{1})	RV_{1} y M^{1}	RV_{1} y M^{1}
2.TX	RV_{2} y M^{1}	RV_{2} y M^{2}	RV_{2} y M^{2}
3.TX	RV_{1} y M^{1}	RV_{1} y M^{1}	RV_{1} y M^{2}
4.TX	RV_{2} y M^{1}	RV_{2} y M^{2}	RV_{2} y M^{1}

En la tabla, se enumeran las versiones de redundancia usadas (RV_{n}) y aplicaciones (M^{m}) para métodos simulados, donde las aplicaciones M_{1}^{1}=M_{2}^{1}=M^{1} y M_{1}^{2}=M_{2}^{2}=M^{2} son según la Tabla 4 (es decir, idénticas aplicaciones usadas para ambas versiones de redundancia). M^{1} corresponde a la constelación 1 y M^{2} corresponde a la constelación 2 en la figura 2.

Aunque el método antes descrito se ha descrito usando señales codificadas Gray y un esquema de modulación QAM, es claro para los expertos que se puede usar igualmente otros esquemas de codificación y modulación adecuados, por ejemplo modulación PSK para obtener los beneficios de la invención.

Claims

1. Un aparato de transmisión de datos para un sistema de comunicación de petición de repetición automática híbrida que aplica un esquema de modulación de orden alto que tiene más de dos bits por símbolo de datos, incluyendo dicho aparato:

medios (130) para aplicar bits de datos sobre un símbolo de datos según una de una pluralidad de versiones de constelación de señales de dicho esquema de modulación y una de una pluralidad de versiones de redundancia, definiéndose dichas versiones de redundancia por una combinación específica de bits sistemáticos y de paridad generados de un codificador, donde cada bit de datos aplicado de un símbolo tiene un nivel de fiabilidad de bit individual definido por dicho esquema de modulación;

medios de transmisión (100) para transmitir

- en una primera transmisión, primeros bits de datos aplicados sobre un primer símbolo de datos usando una primera combinación de una versión de redundancia y una versión de constelación de señal, y

- en una retransmisión, todos o parte de dichos primeros bits de datos aplicados sobre un segundo símbolo de datos usando una segunda combinación de una versión de redundancia y una versión de constelación de señal, siendo diferente dicha segunda combinación de dicha primera combinación, de tal manera que las diferencias de los niveles de fiabilidad de bit para los respectivos primeros bits de datos se promedian sobre la primera transmisión y la retransmisión, y

donde versiones individuales de la constelación de señales de dicha pluralidad de versiones de constelación son asignadas independientemente a dicha pluralidad de versiones de redundancia, respectivamente.

2. El aparato de transmisión de datos (100) según la reivindicación 1, donde las combinaciones primera y segunda se seleccionan de tal manera que una fiabilidad de bit para un bit aplicado sobre un símbolo en la retransmisión difiera de la fiabilidad de bit al tiempo de la primera transmisión.

3. El aparato de transmisión de datos según la reivindicación 1 o 2, donde las combinaciones primera y segunda se seleccionan de tal manera que la fiabilidad de bit para un bit aplicado sobre un símbolo se promedie mediante repetición proporcionada por dicha retransmisión.

4. El aparato de transmisión de datos según una de las reivindicaciones 1-3, donde dichos medios de transmisión (100) seleccionan, cuando se lleva a cabo el cambio de la combinación de la versión de redundancia y la versión de constelación, una combinación que incluye una versión de redundancia idéntica a la versión previa y una versión de constelación diferente de la versión previa.

5. El aparato de transmisión de datos según una de las reivindicaciones 1-3, donde dichos medios de transmisión (100) seleccionan, cuando se lleva a cabo el cambio de la combinación de la versión de redundancia y la versión de constelación, una combinación que incluye una versión de redundancia diferente de la versión previa y una versión de constelación idéntica a la versión previa.

6. El aparato de transmisión de datos según una de las reivindicaciones 1-3, donde dichos medios de transmisión (100) seleccionan, cuando se lleva a cabo el cambio de la combinación de la versión de redundancia y la versión de constelación, una combinación que incluye una versión de redundancia y una versión de constelación de señales ambas diferentes de la versión previa.