JP4482046B2 - 送信装置および受信装置 - Google Patents

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Description

本発明は、送信装置および受信装置に関する。
信頼性の低い時間的に変化する回線状態を有する通信システムにおいてよく用いられる技術は、自動再送要求（ＡＲＱ：Automatic Repeat Request）方式および誤り訂正復号（ＦＥＣ：Forward Error Correction）技術に基づいて誤り訂正を行うもので、ハイブリッドＡＲＱ（ＨＡＲＱ）と呼ばれる。よく使用される巡回冗長検査（ＣＲＣ：Cyclic Redundancy Check）で誤りが検出されると、通信システムの受信機は、誤りを含むパケットを正しく復号する確率を向上させるために、送信機に追加情報の送信（データパケットの再送）を要求する。
パケットは送信前にＦＥＣで符号化される。再送内容や、ビットを以前送信した情報と合成する仕方によって、非特許文献１および非特許文献２は、３つの異なるタイプのＡＲＱ方式を定義している。
・タイプＩ：誤りを含む受信パケットは破棄し、同じパケットの新しいコピーを別途再送し復号する。受信した新旧両パケットは合成しない。
・タイプII：誤りを含む受信パケットは破棄せず、追加の再送パケットと合成して引き続き復号を行う。再送パケットは、符号化率（符号化利得）が比較的高く、受信機で、記憶されている以前の送信から得られたソフト情報（soft-information）と合成される場合がある。
・タイプIII：タイプIIと同じであるが各再送パケットが自動復号可能であるという制約を伴う。これは送信パケットが前のパケットと合成しなくても復号可能であることを意味している。これは一部のパケットが損傷し情報がほとんど再使用できない場合に有用である。すべての送信に同一のデータが含まれる場合、これは単一冗長度バージョンのＨＡＲＱタイプIIIと呼ばれる特別のケースと見なされうる。
ＨＡＲＱタイプIIとIIIの方式は、以前受信した誤りを含むパケットからの情報を再利用できるため、タイプＩに対して明らかに処理能力が高く（intelligent）、性能面で優れている。以前送信したパケットの冗長度を再利用する方式として基本的に次の３つの方式、
・ソフト合成（Soft-Combining）
・符号合成（Code-Combining）
・ソフト合成と符号合成の組み合わせ
がある。
ソフト合成
ソフト合成を使用すると、再送パケットは、以前受信した情報と同一の情報を運ぶ。この場合、例えば、非特許文献３または非特許文献４に開示されているように、複数の受信パケットをシンボル単位（symbol-by-symbol basis）またはビット単位（bit-by-bit basis）のどちらかで合成する。
シンボルレベルの合成を使用する場合、再送されたパケットには以前送信した誤りを含むパケットと同一の変調シンボルが含まれていなければならない。この場合、多数の受信パケットは変調シンボルレベルで合成される。一般的技術として平均ダイバーシティ合成（ＡＤＣ：Average Diversity Combining）とも呼ばれる、多数の受信シンボルの最大比合成（ＭＲＣ：Maximum Ratio Combining）があり、ここでは、Ｎ回の送信後、対応する（matching）シンボルの合計／平均をバッファに格納する。
ビットレベルの合成を使用する場合、再送パケットには以前送信した誤りを含むパケットと同一のビットが含まれていなければならない。ここで、多数の受信パケットは、復調後、ビットレベルで合成される。ビットは、同じパケットの以前の送信と同じ方法で変調シンボルにマッピングするかまたは別の方法でマッピングすることができる。マッピングが以前の送信と同じ場合、シンボルレベルの合成も適用できる。一般の合成技術は、例えば、非特許文献５、非特許文献６、および非特許文献７によって知られているようにＦＥＣ用のいわゆるターボ符号を用いる場合は特に、計算した対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）の加算である。ここでは、Ｎ回目の送信後、対応する（matching）ビットのＬＬＲの合計をバッファに格納する。
符号合成
符号合成は、受信パケットを連結して新しい符号語（送信回数が増加するほど符号化率が減少する）を生成する。したがって、復号器は、正しい復号化（符号化率は再送に依存）を実行するために、各再送時に送信の合成方法を知る必要がある。再送パケットの長さは回線状態に応じて変更可能であるため、符号合成はソフト合成に比べて柔軟性が高い。しかし、符号合成はソフト合成に比べてより多くの送信信号データを必要とする。
ソフト合成と符号合成の組み合わせ
再送パケットに以前送信したシンボル／ビットと同一のシンボル／ビットおよび以前送信したシンボル／ビットと異なる符号シンボル／ビットが含まれている場合、同一の符号シンボル／ビットは「ソフト合成」の項で述べたソフト合成を用いて合成され、残りの符号シンボル／ビットは符号合成を用いて合成される。ここでの信号要件は符号合成の信号要件と類似している。
非特許文献８には、再送用のシンボル・コンスタレーションを変更することによってトレリス符号化変調（ＴＣＭ：Trellis Coded Modulation）に対するＨＡＲＱ性能を向上できることが示されている。その場合、その変更はシンボル単位で実行されているため、性能の向上は再送を通じてマッピングしたシンボル同士のユークリッド距離を最大化することによって得られる。
S. Kallel, "Analysis of a type II hybrid ARQ scheme with code combining（符号合成によるタイプIIハイブリッドＡＲＱ方式の分析）", IEEE Transactions on Communications, Vol.38, No.8, August 1990 S. Kallel, R. Link, S. Bakhtiyari, "Throughput performance of Memory ARQ schemes（メモリＡＲＱ方式の処理能力性能）", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol.48, No.3, May 1999 D. Chase, "Code combining: A maximum-likelihood decoding approach for combining an arbitrary number of noisy packets（符号合成：任意の数のノイズを含むパケットを合成するための最尤復号方法）", IEEE Trans. Commun., Vol. COM-33, pp. 385-393, May 1985 B. A. Harvey, S. Wicker, "Packet Combining Systems based on the Viterbi Decoder（ビタビ復号器に基づくパケット合成システム）", IEEE Transactions on Communications, Vol.42, No. 2/3/4, April 1994 C. Berrou, A. Glavieux, P. Thitimajshima, "Near Shannon Limit Error-Correcting Coding and Decoding: Turbo-codes（近シャノン限界誤り訂正符号化および復号化：ターボ符号）", Proc. ICC '93, Geneva, Switzerland, pp. 1064-1070, May 1993 S. Le Goff, A. Glavieux, C. Berrou, "Turbo-Codes and High Spectral Efficiency Modulation（ターボ符号および高性能スペクトル変調）", IEEE SUPERCOMM/ICC '94, Vol. 2, pp. 645-649, 1994 A. Burr, "Modulation and Coding for Wireless Communications（無線通信のための変調および符号化）", Person Education, Prentice Hall, ISBN 0-201-39857-5, 2001 M. P. Schmitt, "Hybrid ARQ Scheme employing TCM and Packet Combining（ＴＣＭおよびパケット合成を用いたハイブリッドＡＲＱ方式）", Electronics Letters, Vol. 34, No. 18, September 1998
高次の変調方式（変調シンボルによって運ばれるビット数が２ビットを超える場合）を考慮すると、ソフト合成を使用した合成方法には大きな欠点がある。すなわち、ソフト合成したシンボル内でのビットの信頼性はすべての再送において一定の割合である。言い換えれば、以前受信した送信に基づくビットであって信頼性が低いものは、さらなる送信を受信した後でも信頼性が低く、同様に、以前受信した送信に基づくビットであって信頼性が高いものは、さらなる送信を受信した後でも信頼性が高い。一般に、ＨＡＲＱ方式はビット信頼性の変化を考慮しない。このような変化は復号器の性能を著しく低下させる。変化は主に２つの理由から生じる。
第１に、ビット信頼性の変化は、２次元の信号コンスタレーション・マッピングの制約によるものであり、１シンボル当たり２ビットを超えるビット数を運ぶ変調方式は、すべてのシンボルの送信尤度が等しいと仮定した場合、すべてのビットに対して同じ平均信頼性を有することができるとは限らない。平均信頼性という用語は、結局、信号コンスタレーションのすべてのシンボルに対する特定のビットの信頼性を意味する。
あるビットマッピング順序ｉ１ｑ１ｉ２ｑ２のグレイ符号化信号コンスタレーションを示す図１に従って１６ＱＡＭ変調方式に対する信号コンスタレーションを用いると、シンボルにマッピングしたビットは、パケットの１回目の送信での平均信頼性において互いに大きく異なる。具体的に言うと、ビットｉ１およびｑ１は、信号コンスタレーション図の半分の空間にマッピングされるため、高い平均信頼性を有している。したがって、それらの信頼性はビットが「１」を送信するか「０」を送信するかという事実とは無関係である。
これに対し、ビットｉ２およびｑ２は、ビットが「１」を送信するか「０」を送信するかという事実によってその信頼性が左右されるため、低い平均信頼性を有している。例えば、ビットｉ２の場合、「１」は外側の列にマッピングされ、「０」は内側の列にマッピングされている。同様に、ビットｑ２の場合、「１」は外側の行にマッピングされ、「０」は内側の行にマッピングされている。
２回目以降の再送においてビットの信頼性は互いに一定の比率を維持するが、これは最初の再送で使用した信号コンスタレーションによって決まる。すなわち、ビットｉ１およびｑ１は再送を何回行ってもビットｉ２およびｑ２よりも高い平均信頼性を常に有する。
第２に、部分的にソフト合成を用い、１回目の送信後すべての送信ビットが同じ信頼性を持っているものとする。その場合も再送される（かつソフト合成される）ビットの信頼性は向上する一方、再送されないビットの信頼性は変化しないため、再送を通じてビット信頼性の変化は導入されることになる。また、１回目の送信で送信されずに再送（追加冗長度の送信）時に送信されるビットは、この効果が大きくなる。
同時係属のＰＣＴ／ＥＰ０１／０１９８２において、復号器の性能を向上するためには各送信パケット受信後の平均ビット信頼性を等しくするまたはほぼ等しくする方法がきわめて有益であることが提唱されている。したがって、ビット信頼性は、平均ビット信頼性が平均化されるように再送を通じて調整される。これは、送信のための所定の第１信号コンスタレーションおよび少なくとも第２信号コンスタレーションを、すべての送信のそれぞれのビットに対する合成平均ビット信頼性がほぼ等しくなるように、つまり、最初の送信で信頼性の高かったビットを２回目の送信では信頼性が低くなるようマッピングする（逆もまた同様）ように、選択することによって実現される。
したがって、信号コンスタレーション・リアレンジメント（constellation rearrangement）によって変更ビットマッピングが得られる。ここでは、変調シンボル間のユークリッド距離がコンスタレーション点の移動によって再送ごとに変更可能である。この結果、平均ビット信頼性を自由に操作して平均化し、もって受信機のＦＥＣ復号器の性能向上を図ることができる。
上記提案の解決策において、コンスタレーション・リアレンジメントの利益は、ＨＡＲＱタイプII／III単一冗長度バージョン方式の概念に従って実現される。
本発明の目的は、ビット信頼性の変化による復号器の性能の劣化を効果的に回避することができる送信装置および受信装置を提供することである。
本発明の送信装置は、ＨＡＲＱプロセスを用いてデータを再送する送信装置であって、冗長度バージョンとコンスタレーションバージョンの組み合わせを示すテーブルと、前記テーブルの前記冗長度バージョンと前記コンスタレーションバージョンの複数の組み合わせの１つを用いてデータを再送する送信部と、を有する、構成を採る。
本発明の受信装置は、ＨＡＲＱプロセスを用いて再送されたデータを受信する受信装置であって、冗長度バージョンとコンスタレーションバージョンの複数の組み合わせを示すテーブルと、前記テーブルの前記冗長度バージョンと前記コンスタレーションバージョンの複数の組み合わせの１つを用いて再送データを受信する受信部と、を有する、構成を採る。
本発明は、従来の方式がビットの並べ替えの際、各送信の具体的内容（ビット・セット）を考慮していないという認識に基づいている。したがって、性能利得を得るためには各送信の冗長度バージョンの内容に応じて並べ替えを実行する必要がある。したがって、本発明は、送信された冗長度バージョンの内容を考慮して複数の冗長度バージョンを用いたＡＲＱタイプII／III方式を提供するものと見なすことができる。この結果、復号器の性能の著しい向上が可能となる。
本発明によれば、ビット信頼性の変化による復号器の性能の劣化を効果的に回避することができる。
本発明の理解をさらに深めるために、以下、好適な実施の形態について添付図面を参照して説明する。
以下、ビット信頼性の測定基準として対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood-Ratio）の概念について説明する。まず、１回の送信用にマッピングしたシンボル内でのビットＬＬＲの単純な計算を示す。そして、次に、ＬＬＲ計算を複数の送信の場合に拡張する。
１回の送信（Single Transmission）
付加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Additive White Gaussian Noise）および等しい尤度のシンボルを用いたチャネルによる送信でシンボルｓnを送信したという制約の下でｉ番目のビットｂn iの平均ＬＬＲは、
Figure 0004482046
 で得られる。ここで、ｒn＝ｓnは、シンボルｓnを送信した（ＡＷＧＮの場合）という制約の下での平均受信シンボルを示し、ｄn,m 2は、受信したシンボルｒnとシンボルｓm間のユークリッド距離の自乗を示し、Ｅs/Ｎ0は、観測された信号対雑音比（signal-to-noise ratio）を示す。
式（１）からＬＬＲは信号対雑音比Ｅs/Ｎ0および信号コンスタレーション点間のユークリッド距離ｄn,mに依存することがわかる。
複数送信（Multiple Transmission）
複数送信を考えると、独立したＡＷＧＮチャネルおよび等しい尤度のシンボルでシンボルｓn (j)を送信したという制約の下でｊ番目のビットｂn jの第ｋ送信後の平均ＬＬＲは、
Figure 0004482046
 で得られる。ここで、ｊは、ｊ番目の送信（（ｊ−１）番目の再送）である。１回の送信の場合と同様、平均ＬＬＲは信号対雑音比および各送信時におけるユークリッド距離に依存している。
当業者にとって、ＬＬＲの近似値を上記の詳細な数式を単純化した計算で求めることができることは明白である。
以下、２つの高信頼性ビットと２つの低信頼性ビットをもたらす１６ＱＡＭ方式の場合を例にとって説明する。ここで、低信頼性ビットの場合、信頼性は「１」または「０」の送信に依存する（図１参照）。したがって、全体としては、２つのレベルの信頼性が存在し、第２のレベルはさらに細分可能である。
レベル１（高信頼性、２ビット）：「１」（「０」）に対するビットマッピングは、ｉビットに対して正（負）の実空間の半分と、ｑビットに対して虚空間の半分とに分離される。ここで、「１」を正の空間の半分にマッピングしても負の空間の半分にマッピングしても違いはない。
レベル２（低信頼性、２ビット）：「１」（「０」）は、ｉビットに対して内側（外側）の列にマッピングされるかｑビットに対して内側（外側）の行にマッピングされる。内側（外側）の列および行へのマッピングによってＬＬＲが異なるため、レベル２はさらに分類される。
レベル２ａ：ｉnを内側の列に、ｑnを内側の行にそれぞれマッピングする。
レベル２ｂ：レベル２ａの逆マッピング。ｉnを外側の列にｑnを外側の行にそれぞれマッピングする。
すべてのビットについて送信を通じて最適な平均化プロセスを確保するためには、信頼性のレベルを変更する必要がある。
ビットマッピングの順序は最初の送信の前には確定していないが、再送を通じて一貫していなければならない。例えば、最初の送信に対するビットマッピング：ｉ1ｑ1ｉ2ｑ2⇒すべての再送に対するビットマッピング：ｉ1ｑ1ｉ2ｑ2である。
可能なコンスタレーションのいくつかの例を図２に示す。図２によるビット信頼性の結果を表１に示す。
Figure 0004482046
以下、ｍは再送回数のパラメータを示し、ｍ＝０はＡＲＱ構成のパケットの最初の送信を示すものとする。また、ｂはマッピング装置（mapping entity）のシンボルを形成するビット数を示す。一般に、ｂは任意の整数であり、通信システムでもっとも頻繁に使用される値は２の整数乗である。
一般性を失うことなく、ビット配置変換処理の入力として使用されるビット数ｎはｂで割り切れる、つまり、ｎはｂの整数倍であるものとする。これ以外の場合、入力ビットのシーケンスに対して上記の条件が満たされるまで容易にダミービットを追加できることは、当業者には理解できるであろう。
以下、パンクチャにより符号化率１／３のシステマティック符号器（図３参照）から生成したＦＥＣ符号化率１／２（Ｓｎ：システマティックビット、Ｐｎ：パリティビット）の簡易グレイマッピングした１６ＱＡＭ送信方式の例を考える。図４に示すビットシーケンスおよび順序は最初の送信（ＴＸ）に対して選択できる。図４は、ビット信頼性を表示した図３の生成シーケンスを示す。
単一冗長度バージョンの従来型簡易ＨＡＲＱタイプIII方式では、要求されたすべての再送において（同一のマッピングＭ1または同一の配置変換Ｉ1を持つ）同一のシーケンスを送信していた。最初の送信に対しては通常、配置変換を行わないが、配置変換を行わないことは等しい入力、出力ストリームを持つ配置変換器を持つものと見なすことができる。この結果、すべての受信（および要求された）送信の合成後、ビット信頼性に大きなばらつきが生じる。例えば、Ｓ1とＰ1は信頼性が高く（ｎ回高い信頼性で送信）、一方Ｓ2とＰ4は信頼性が低い（ｎ回低い信頼性で送信）。前述のように、このため受信機での復号性能が低下する。
この基本的方式の性能は、必要な再送に対する信頼性を切り替えてすべての送信ビットに対する信頼性を平均化することで向上することができる。これは、いくつかの異なる特定の実施の形態によって達成できるが、図５および図６に２つの可能な解決策を示す。この技術は最初の送信とは異なる方法でビットの配置変換を行うか、変調シンボルに異なるマッピング法則を適用することによって実現できる。以下、これを第２マッパＭ2または第２配置変換器Ｉ2を用いて表すことにする。
図５は、２回目の送信のビットシーケンスを示し、ここでは、ビット信頼性を平均化するために異なる配置変換器を用いてビットを右側に２ビットだけシフトして送信する。
図６は、２回目の送信のビットシーケンスを示し、ここでは、ビット信頼性を平均化するために異なるマッパを用いてビット位置を入れ替えて送信する。
２つの異なるマッパ（Ｍn）または配置変換器（Ｉn）を使用する場合、例えば、表２に示すように、どのマッパ／配置変換器の使用頻度も他方のマッパ／配置変換器の使用頻度の２倍を超えることがないようにすべての連続した送信に対してマッピングまたは配置変換を行う。
Figure 0004482046
１６ＱＡＭの場合、４種類のマッパを使用するとより良い性能が得られ、２つのマッパを使用した場合は次善の結果が得られることに注目すべきである。２つのマッパを選択したのは、例を単純化して示すためである。
上記の表から手順１と手順２の性能は等しいかまたは類似していることがわかる。したがって、３回目のＴＸ（送信）にマッパ／配置変換器Ｍ１／Ｉ１かＭ２／Ｉ２のいずれを選択するかは問題ではない。ただし、４回目のＴＸの場合、３回目のＴＸに対して補完的なマッパ／配置変換器を選択するような配慮が必要になる。
複数の冗長度バージョンの従来の簡易ＨＡＲＱタイプIII方式では、２回目のＴＸのシステマティックビットに最初のＴＸで送信されなかった追加パリティビットを加えて再送信していた。説明を簡単にするため、送信ごとのビット数を一定に保ち、ちょうど２回の送信ですべての符号化ビット（システマティックおよびパリティ）を送信できるような例を選択した。自動復号可能な再送を保証するために、すべてのシステマティックビットを再送する。ただし、本発明を実行するために非自動復号可能な再送も使用できることは当業者には理解できるであろう。
図７は、ＲＶ１＆Ｍ１ １／Ｉ１ １の場合の最初のＴＸのビットシーケンスを示す。
複数の冗長度バージョンを持つ従来方式の場合、ビット信頼性のばらつきを考慮しないで、図８の２回目の送信ＲＶ２＆Ｍ１ ２／Ｉ１ ２に対応したビットシーケンスに示すような単一マッパ／配置変換器を用いた場合、単一冗長度バージョンの方式に対しても同様の問題が発生する。最初のＴＸからの信頼性の低いシステマティックビットは２回目の送信でも信頼性は低い。
２つのマッパ／配置変換器を用いて（図９参照）システマティックビットに対して平均化を実行する。ただし、２回の送信後、信頼性の平均化はこれまで２度送信したビット（本例ではシステマティックビット）に対してのみ可能である。３回目のＴＸではいずれの冗長度バージョンでＲＶ１またはＲＶ２を送信するかは任意に選択できる（両方の可能性とも性能は非常に類似していなければならない）。
２つの冗長度バージョン（ＲＶ１およびＲＶ２）を持つ上記例では、基本的に４種類の冗長度バージョンとマッパ／配置変換器の組み合わせを提供する（表３および図１０参照）。
Figure 0004482046
以下、最初のＴＸで送信するビット・セットをＲＶ１（冗長度バージョン１）、２回目のＴＸで送信するビット・セットをＲＶ２と表示する。また、マッパ／配置変換器は上付き文字によって冗長度バージョンにリンクされる。表示例では、配置変換器のパターンとＩｎ １／Ｍｎ １およびＩｎ ２／Ｍｎ ２（ｎ＝１、２）に対するマッピングとは等しいが、システマティックビットとパリティビットの位置が双方の冗長度バージョンにおいて互いに一致しているのでこれは特別の場合である。
本発明によれば、システマティックビットとパリティビットの信頼性の平均化を行うために、選択した冗長度バージョンに従ってマッパ／配置変換器を選択する必要がある。これは３回目の送信で任意のマッパ／配置変換器を選択できる単一冗長度バージョンの場合とは逆である。
以下、すべてのビット信頼性の平均化を行うために送信済みの冗長度バージョンに応じてマッパ／配置変換器を選択する手順（strategy）を提案する。
最初のＴＸ
最初のＴＸに対してＲＶ１＆Ｉ１ １／Ｍ１ １の組み合わせを選択したと仮定する。ただし、（単一送信を考慮して性能が等しいか類似していると仮定して）最初の送信には他のどの組み合わせも選択可能である。
２回目のＴＸ
２回目のＴＸでは、残りの冗長度バージョン（この場合ＲＶ２）を送信する必要があり、最初のＴＸ（この場合すべてのシステマティックビット）で送信済みのすべてのビットに対する信頼性を平均化する、つまり、信頼性の低いシステマティックビットの信頼性を高くする必要がある。これはＲＶ２＆Ｉ２ ２／Ｍ２ ２を送信することによって達成される。
３回目のＴＸ
３回目のＴＸの場合、どの冗長度バージョンを送信するかは自由であるが、この冗長度バージョンに対してまだ選択されていないマッパ／配置変換器、つまり、手順１のＲＶ１＆Ｉ２ １／Ｍ２ １および手順２のＲＶ２＆Ｉ１ ２／Ｍ１ ２と組み合わせる必要がある。これによって現在のビット・セットで送信されるパリティビットの平均化が確実に実行される。
４回目のＴＸ
４回目のＴＸの場合、残された組み合わせを選択する必要がある。これによって残りのパリティビット・セットの平均化が保証され、これまでに一度送信されたパリティビット・セットの送信が確実となる。
５回目以降のＴＸ
４回目のＴＸの後、平均化プロセスは終了する。したがって、冗長度バージョンとマッパ／配置変換器の組み合わせは自由に選択できる。以降のＴＸの場合、ＴＸ１からＴＸ４に適用される規則を考慮する必要がある。
Figure 0004482046
上記の例において両方の冗長度バージョンＲＶ１およびＲＶ２（同じマッパ／配置変換器を考慮して）に対するシステマティックビットの位置は等しい（図１０参照）。これは一般に事実とは異なり（特に異なる符号化率の場合）、明らかに単純化されたものである。上記の例は一般的手順を示すことを意図したものであって、以下に示すより一般的な場合に容易に拡張できる。
提案された方法は２つの冗長度バージョンに限定されない。冗長度バージョン数は任意の数Ｎまで拡張でき、一般のバージョン数ＮのＨＡＲＱタイプII／III方式の場合と同様、連続して送信されるよう選択されＮ回の送信後繰り返される。
ｍは実際のマッパ／配置変換器のバージョン（ｍ＝１、…、Ｍ）を示すと想定して、冗長度バージョンごとのマッパ／配置変換器の数は任意の整数Ｍとすることができる（結局、最高でＮ・Ｍ個の異なるマッパ／配置変換器となる。ただし、Ｎは冗長度バージョン総数、Ｍは冗長度バージョンごとのマッパ／配置変換器の数）。ここで、マッピング規則または配置変換パターンは必ずしも完全な信頼性の平均化を実行するように設計されているとは限らない。表４の例に従い、一般的方法を表５に示す。ここで、（前述したように）すべてのＩｍ ｎ／Ｍｍ ｎはマッピング規則または配置変換パターンが異なる場合がある。
Figure 0004482046
上記の例に示すように、マッパ／配置変換器Ｉｍ ｎ／Ｍｍ ｎはすべての冗長度バージョンｎについて等しい、つまり、マッパ／配置変換器は（Ｍ個の異なるマッパ／配置変換器の合計で）ｎ：Ｉｍ ｎ／Ｍｍ ｎに依存しない。マッピング規則または配置変換パターンは、システマティックビットおよびパリティビット双方の平均化処理ができるだけ良くなるように選択される。マッパ／配置変換器Ｉｍ ｎ／Ｍｍ ｎ、Ｉｋ ｊ／Ｍｋ ｊのどのペアも同じマッピング規則または配置変換パターンとなる場合がある。
マッパ／配置変換器の数Ｍは、変調方式によって生じたビット信頼性レベル数に応じて選択することが好ましい。また、マッパ／配置変換器の数Ｍは、変調方式によって生じたビット信頼性レベル数の２倍の数に応じて選択することができる。
図１１は、本発明の基礎となる方法を用いた通信システムの第１の実施の形態を示す。
送信機１００において、ビットシーケンスは、誤り訂正復号（ＦＥＣ）符号器（図示せず）から得られ、その後、配置変換器１１０および論理ビット反転器１２０に入力される。配置変換器１１０および論理ビット反転器１２０は、おのおの、冗長度バージョンｎおよび／またはマッパ／配置変換器バージョンｍの機能であり入力ビットシーケンスを修正する。その後、ビットシーケンスは、マッピング装置であるマッパ／変調器１３０に入力される。マッパは、一般に、図２に示す信号コンスタレーションの１つを用いてビットを通信チャネル２００を通じて送信されるシンボルにマッピングする。通信チャネル２００は、一般に、信頼性が低く時間変化するチャネル状態にある無線通信チャネルである。
マッパ、配置変換器、および反転器が使用するパターンは、送信機と受信機の双方に格納するか、または、送信機に格納して受信機に送信される。
受信機３００において、複素シンボルはまずデマッパ／復調器３３０に入力され、ここで受信シンボルは対応するビット領域シーケンス（例えば、ＬＬＲのシーケンス）に復調される。このシーケンスは次に論理反転器３２０に入力され、その後、配置逆変換器３１０に入力される。上記得られたビット領域シーケンスは配置逆変換器３１０から出力される。
配置変換器および配置逆変換器は、入力ビットまたはシンボルシーケンスの特定の擬似ランダムまたはランダム順列を適用して配置変換／配置逆変換を実行する良く知られた技術に従って動作する、つまり、シーケンス内のビットまたはシンボルの位置を変更する。本実施の形態において、配置変換器（および配置逆変換器）は、マッパ／デマッパにおいてシンボルを形成するビットの位置を変更するシンボル内ビットの配置（逆）変換器である。
論理ビット反転器は、ビットの論理値を反転する良く知られた技術に従って動作する、つまり、論理的なローを論理的なハイの値に変換し、逆もまた同様である。対数尤度比を利用した受信機の実用例として、この反転動作は対数尤度比の符号反転と等価である。
誤り検出器（図示せず）が出す自動再送要求によって再送が開始され、その結果、別のデータパケットが送信機１００から送信されると、デマッパ／復調器３３０において、以前受信した誤りを含むデータパケットが、再送されたデータパケットと合成される。配置変換器および論理ビット反転器によるビットシーケンスの修正により、その平均ビット信頼性は平均化され受信機の性能が向上する。
別の方法として、図１２に示す第２の実施の形態において、マッパに送信する前にビットシーケンスを配置変換／配置逆変換するパターンは一定に保たれ、つまり、冗長度バージョンｎの関数として変化しない。その代わり、ビットをシンボルにマッピングする規則を変更するが、これは冗長度バージョンｎのみに依存してビットシーケンスをマッパに入力し単にビットからシンボルへのマッピング規則を変更することに相当する。
図には明示されていないが、別の変形例において、上記２つの方法を組み合わせて使用することが考えられる。すなわち、マッパ／配置変換器および反転器は冗長度バージョンｎおよびマッパ／配置変換器バージョンｍに依存する。
図１３は、２つの従来のＨＡＲＱ方法および本発明を実現する１つの方法において符号化率１／２を使用した１６ＱＡＭ変調方式によるフレーム誤り率を測定するシミュレーション結果を示す。この例において、以下の表６の手順２を２つの従来の手順と比較した。図１３から本発明に係る方法が従来の方法より性能的に優れていることは明白である。
Figure 0004482046
シミュレートした方法に対する使用冗長度バージョン（ＲＶｎ）およびマッピング（Ｍｎ）を上記の表に示す。ここで、マッピングＭ１ １＝Ｍ２ １＝Ｍ１およびＭ１ ２＝Ｍ２ ２＝Ｍ２は表３に従う（つまり、双方の冗長度バージョンに同一のマッピングを使用）。Ｍ１は図２のコンスタレーション１に該当し、Ｍ２は図２のコンスタレーション２に該当する。
上記の方法についてはグレイ符号化信号およびＱＡＭ変調方式を用いて説明したが、本発明の恩恵を得る上で、例えばＰＳＫ変調などの他の適切な符号化および変調方式を同様に使用することができることは、当業者には明白である。
グレイ符号化ビットシンボルを用いた１６ＱＡＭ変調方式を示す信号コンスタレーションの一例を示す図 グレイ符号化ビットシンボルを用いた１６ＱＡＭ変調方式用の信号コンスタレーションの２つの例を示す図 グレイ符号化ビットシンボルを用いた１６ＱＡＭ変調方式用の信号コンスタレーションの２つの例を示す図 符号化率１／３のＦＥＣ符号器から生成したビットシーケンスを示す図 図３に示すシーケンスから生成した符号化率１／２の送信システム用の選択シーケンスをビット信頼性の表記と共に示す図 ビットを右側に２つシフトした２回目の送信のビットシーケンスを示す図 異なるマッパを用いてビット位置を切り替えた２回目の送信のビットシーケンスを示す図 最初の送信冗長度バージョン１のビットシーケンスおよびマッパ／配置変換器の最初のペアを示す図 最初の送信と同じマッパ／配置変換器を持つ冗長度バージョン２に対応した２回目の送信のビットシーケンスを示す図 最初の送信と異なるマッパ／配置変換器を持つ冗長度バージョン２に対応した２回目の送信のビットシーケンスを示す図 冗長度バージョンとマッパ／配置変換器の可能な組み合わせから得られるビットシーケンスを示す図 本発明の基礎となる方法を用いた通信システムの第１の実施の形態を示す図 本発明の基礎となる方法を用いた通信システムの第２の実施の形態を示す図 いくつかの従来の手順と対比した本発明の装置による手順の性能を示す図
符号の説明
１００ 送信機
１１０ 配置変換器
１２０、３２０ 論理反転器
１３０ マッパ／変調器
２００ チャネル
３００ 受信機
３１０ 配置逆変換器
３３０ デマッパ／復調器

Claims (6)

  1. ＨＡＲＱプロセスを用いてデータを再送する送信装置であって、
    冗長度バージョンとコンスタレーションバージョンの組み合わせを示すテーブルと、
    前記テーブルの前記冗長度バージョンと前記コンスタレーションバージョンの複数の組み合わせの１つに基づいて、送信データのビットシーケンスのビット配置を変換し、且つ前記ビットシーケンスの論理値を反転してデータを再送する送信部と、
    を有する送信装置。
  2. 前記送信部は、第１送信時と再送時とで異なる組み合わせを用いて前記データを送信し、
    前記第１送信時に用いられる前記コンスタレーションバージョンは、ビットシーケンス（ｉ １ ｑ １ ｉ ２ ｑ ２ ）を示し、
    前記再送時に用いられる前記コンスタレーションバージョンは、前記ビットシーケンス（ｉ １ ｑ １ ｉ ２ ｑ ２ ）に対して、ｉ １ およびｑ １ の位置を交換し、ｉ ２ およびｑ ２ の位置を交換し、ｉ １ とｑ １ の論理値を反転したビットシーケンスを示す、
    請求項１記載の送信装置。
  3. 前記送信部は、第１送信時と再送時とで異なる組み合わせを用いて前記データを送信し、
    前記第１送信時に用いられる前記コンスタレーションバージョンは、ビットシーケンス（ｉ １ ｑ １ ｉ ２ ｑ ２ ）を示し、
    前記再送時に用いられる前記コンスタレーションバージョンは、前記ビットシーケンス（ｉ １ ｑ １ ｉ ２ ｑ ２ ）に対して、ｉ １ およびｑ １ の位置を交換し、ｉ ２ およびｑ ２ の位置を交換し、ｉ ２ とｑ ２ の論理値を反転したビットシーケンスを示す、
    請求項１記載の送信装置。
  4. ＨＡＲＱプロセスを用いて再送されたデータを受信する受信装置であって、
    冗長度バージョンとコンスタレーションバージョンの複数の組み合わせを示すテーブルと、
    前記テーブルの前記冗長度バージョンと前記コンスタレーションバージョンの複数の組み合わせの１つに基づいて、受信した再送データのビットシーケンスのビット配置を変換し、且つ前記ビットシーケンスの論理値を反転するビットシーケンス変更部と、
    を有する受信装置。
  5. 前記受信部は、第１送信時と再送時とで異なる組み合わせを用いて送信されたデータを受信し、
    前記第１送信時に用いられる前記コンスタレーションバージョンは、ビットシーケンス（ｉ １ ｑ １ ｉ ２ ｑ ２ ）を示し、
    前記再送時に用いられる前記コンスタレーションバージョンは、前記ビットシーケンス（ｉ １ ｑ １ ｉ ２ ｑ ２ ）に対して、ｉ １ およびｑ １ の位置を交換し、ｉ ２ およびｑ ２ の位置を交換し、ｉ １ とｑ １ の論理値を反転したビットシーケンスを示す、
    請求項４記載の受信装置。
  6. 前記受信部は、第１送信時と再送時とで異なる組み合わせを用いて送信されたデータを受信し、
    前記第１送信時に用いられる前記コンスタレーションバージョンは、ビットシーケンス（ｉ １ ｑ １ ｉ ２ ｑ ２ ）を示し、
    前記再送時に用いられる前記コンスタレーションバージョンは、前記ビットシーケンス（ｉ １ ｑ １ ｉ ２ ｑ ２ ）に対して、ｉ １ およびｑ １ の位置を交換し、ｉ ２ およびｑ ２ の位置を交換し、ｉ ２ とｑ ２ の論理値を反転したビットシーケンスを示す、
    請求項４記載の受信装置。
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