JP3154580B2 - ディジタル伝送装置 - Google Patents
ディジタル伝送装置Info
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- JP3154580B2 JP3154580B2 JP03911993A JP3911993A JP3154580B2 JP 3154580 B2 JP3154580 B2 JP 3154580B2 JP 03911993 A JP03911993 A JP 03911993A JP 3911993 A JP3911993 A JP 3911993A JP 3154580 B2 JP3154580 B2 JP 3154580B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル移動通信シ
ステム等における高能率変調を行なうディジタル伝送装
置に関するものである。
ステム等における高能率変調を行なうディジタル伝送装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来の４値振幅変調を行なうディ
ジタル伝送装置の構成を示すブロック図である。図４に
おいて、（ａ）が送信機で、（ｂ）が受信機である。図
４（ａ）において、４１は送信データ入力端である。４
２は送信データ入力端４１から入力された送信データに
対する畳込み符号を行なう畳込み符号器（ＦＥＣ）であ
る。４３は畳込み符号器４２の出力を２ビット単位でパ
ラレル出力するシリアル／パラレル変換器である。４４
はシリアル／パラレル変換器４３の出力を２ビット単位
で並び替えるシンボルインタリーバである。４５はシン
ボルインタリーバ４４の出力に対して図５に基づいた４
値重み付きインパルスを発生させる４値パルス発生器で
ある。４６は４値パルス発生器４５の出力に対してナイ
キスト帯域制限する送信フィルタである。４７は送信フ
ィルタ４６の出力と発振器４８の出力とを掛け合わせて
出力するアナログ乗算器である。４８は正弦波を発生す
る発振器である。４９はアナログ乗算器４７の出力を受
信機側に向けて送信する送信アンテナである。
ジタル伝送装置の構成を示すブロック図である。図４に
おいて、（ａ）が送信機で、（ｂ）が受信機である。図
４（ａ）において、４１は送信データ入力端である。４
２は送信データ入力端４１から入力された送信データに
対する畳込み符号を行なう畳込み符号器（ＦＥＣ）であ
る。４３は畳込み符号器４２の出力を２ビット単位でパ
ラレル出力するシリアル／パラレル変換器である。４４
はシリアル／パラレル変換器４３の出力を２ビット単位
で並び替えるシンボルインタリーバである。４５はシン
ボルインタリーバ４４の出力に対して図５に基づいた４
値重み付きインパルスを発生させる４値パルス発生器で
ある。４６は４値パルス発生器４５の出力に対してナイ
キスト帯域制限する送信フィルタである。４７は送信フ
ィルタ４６の出力と発振器４８の出力とを掛け合わせて
出力するアナログ乗算器である。４８は正弦波を発生す
る発振器である。４９はアナログ乗算器４７の出力を受
信機側に向けて送信する送信アンテナである。
【０００３】図４（ｂ）において、５０は送信機側から
のデータを受信する受信アンテナである。５１は受信ア
ンテナ５０からの受信データと発振器５２からの出力と
を掛け合わせるアナログ乗算器である。５２は正弦波を
出力する発振器である。５３はアナログ乗算器５１から
の出力に対してナイキスト帯域制限を行なう受信フィル
タである。５４は受信フィルタ５３の出力から識別点信
号を選択するサンプラである。５５はサンプラ５４の出
力から４値重み付きインパルスを検出してインタリーブ
を解くシンボルデインタリーブである。５６は各サンプ
ラ出力単位（シンボル単位）で尤度（ブランチメトリッ
ク）を計算するブランチメトリッック計算部である。５
７はブランチメトリック計算部５６の出力に対して軟判
定ビタビ復号を行なう軟判定ビタビ復号器（ＤＦＥＣ）
である。５８は復号結果を出力する受信データ出力端で
ある。
のデータを受信する受信アンテナである。５１は受信ア
ンテナ５０からの受信データと発振器５２からの出力と
を掛け合わせるアナログ乗算器である。５２は正弦波を
出力する発振器である。５３はアナログ乗算器５１から
の出力に対してナイキスト帯域制限を行なう受信フィル
タである。５４は受信フィルタ５３の出力から識別点信
号を選択するサンプラである。５５はサンプラ５４の出
力から４値重み付きインパルスを検出してインタリーブ
を解くシンボルデインタリーブである。５６は各サンプ
ラ出力単位（シンボル単位）で尤度（ブランチメトリッ
ク）を計算するブランチメトリッック計算部である。５
７はブランチメトリック計算部５６の出力に対して軟判
定ビタビ復号を行なう軟判定ビタビ復号器（ＤＦＥＣ）
である。５８は復号結果を出力する受信データ出力端で
ある。
【０００４】次に、上記従来の４値振幅変調伝送装置の
動作について説明する。図４において、まず送信データ
入力端４１から４ｋｂ／ｓの送信データが入力される
と、畳込み符号器４２は符号化を行ない、８ｋｂ／ｓの
データを出力する。シリアル／パラレル変換器４３は、
畳込み符号器４２のビットインタリーブ出力を２ビット
単位でパラレル出力し、シンボルインタリーバ４４は、
２ビット単位でシンボルインタリーブを実行する。４値
パルス発生器４５は、図５に基づいた４値重み付きイン
パルスを発生する。ルートナイキスト送信フィルタ４６
は、この４値重み付きインパルスに対する帯域制限を行
なってアナログ信号を出力する。アナログ乗算器４７
は、ルートナイキスト送信フィルタ４６の出力と発振器
４８からの正弦波出力とを掛け合わせて周波数変換を行
ない、その出力を送信アンテナ４９から受信機に向けて
送信する。
動作について説明する。図４において、まず送信データ
入力端４１から４ｋｂ／ｓの送信データが入力される
と、畳込み符号器４２は符号化を行ない、８ｋｂ／ｓの
データを出力する。シリアル／パラレル変換器４３は、
畳込み符号器４２のビットインタリーブ出力を２ビット
単位でパラレル出力し、シンボルインタリーバ４４は、
２ビット単位でシンボルインタリーブを実行する。４値
パルス発生器４５は、図５に基づいた４値重み付きイン
パルスを発生する。ルートナイキスト送信フィルタ４６
は、この４値重み付きインパルスに対する帯域制限を行
なってアナログ信号を出力する。アナログ乗算器４７
は、ルートナイキスト送信フィルタ４６の出力と発振器
４８からの正弦波出力とを掛け合わせて周波数変換を行
ない、その出力を送信アンテナ４９から受信機に向けて
送信する。
【０００５】一方、受信機の受信アンテナ５０で受信さ
れた信号は、アナログ乗算器５１で発振器５２からの正
弦波出力と掛け合わされて周波数変換された後、ルート
ナイキスト受信フィルタ５３で高調波と帯域外雑音を抑
圧される。この受信フィルタ５３の出力は、サンプラ５
４で識別点にてサンプルされ、上記４値重み付きインパ
ルスの振幅を検出する。シンボルインタリーバ５５は、
上記重み付きインパルスの振幅値を並び替えてインタリ
ーブを解く。ブランチメトリック計算部５６は、図６に
基づいて、サンプラ出力単位（シンボル単位）当たりの
各信号点からの距離の２乗の負の値をブランチメトリッ
ク（尤度）として計算する。ここで、図６はサンプラ出
力振幅の確立分布を示しており、それぞれの信号点に白
色ガウス雑音が受信機雑音として重畳している。この図
６によれば、振幅Ａが受信された時の送信シンボルが
“−３”である場合の確からしさ、すなわち尤度を対数
表現で表わせば、信号点（−３）からの距離の２乗の負
の値になる。他のシンボル“−１”、“１”、“３”に
関する尤度も同様である。このようにしてシンボル単位
で計算したブランチメトリックに関し、軟判定ビタビ復
号器５７は、ブランチメトリックを全ての送信シンボル
系列に関して加算してパスメトリックを求め、パスメト
リックが最大となる系列を復号値として出力し、受信デ
ータ出力端５８から出力する。
れた信号は、アナログ乗算器５１で発振器５２からの正
弦波出力と掛け合わされて周波数変換された後、ルート
ナイキスト受信フィルタ５３で高調波と帯域外雑音を抑
圧される。この受信フィルタ５３の出力は、サンプラ５
４で識別点にてサンプルされ、上記４値重み付きインパ
ルスの振幅を検出する。シンボルインタリーバ５５は、
上記重み付きインパルスの振幅値を並び替えてインタリ
ーブを解く。ブランチメトリック計算部５６は、図６に
基づいて、サンプラ出力単位（シンボル単位）当たりの
各信号点からの距離の２乗の負の値をブランチメトリッ
ク（尤度）として計算する。ここで、図６はサンプラ出
力振幅の確立分布を示しており、それぞれの信号点に白
色ガウス雑音が受信機雑音として重畳している。この図
６によれば、振幅Ａが受信された時の送信シンボルが
“−３”である場合の確からしさ、すなわち尤度を対数
表現で表わせば、信号点（−３）からの距離の２乗の負
の値になる。他のシンボル“−１”、“１”、“３”に
関する尤度も同様である。このようにしてシンボル単位
で計算したブランチメトリックに関し、軟判定ビタビ復
号器５７は、ブランチメトリックを全ての送信シンボル
系列に関して加算してパスメトリックを求め、パスメト
リックが最大となる系列を復号値として出力し、受信デ
ータ出力端５８から出力する。
【０００６】このようにして、上記従来の４値振幅変調
伝送装置でも、軟判定最尤復号による高伝送品質を得る
ことができる。
伝送装置でも、軟判定最尤復号による高伝送品質を得る
ことができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の４値振幅変調伝送装置では、軟判定復号の際、シン
ボル毎にブランチメトリックを計算するため、インタリ
ーブをシンボル単位で行なう必要があり、連続誤りの十
分な分散を行なうことができないという問題があった。
さらに、音声コーデックにより情報圧縮された音声デー
タのようにビット誤りを特に低減する必要のあるビット
とそれ以外のビットに振り分ける場合、偶数ビットが奇
数ビットよりも回線誤りを受けにくいという４値振幅変
調伝送路の特徴を生かしたビットインタリーブを行なう
ことができないという問題があった。
来の４値振幅変調伝送装置では、軟判定復号の際、シン
ボル毎にブランチメトリックを計算するため、インタリ
ーブをシンボル単位で行なう必要があり、連続誤りの十
分な分散を行なうことができないという問題があった。
さらに、音声コーデックにより情報圧縮された音声デー
タのようにビット誤りを特に低減する必要のあるビット
とそれ以外のビットに振り分ける場合、偶数ビットが奇
数ビットよりも回線誤りを受けにくいという４値振幅変
調伝送路の特徴を生かしたビットインタリーブを行なう
ことができないという問題があった。
【０００８】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、多値変調伝送路の回線誤りの特徴を考慮
したビットインタリーブを行ない、かつビット単位でブ
ランチメトリックを計算することにより、ビットインタ
リーブの効果を保ちながら軟判定最尤復号を行なうこと
ができ、もって伝送品質の向上を図ることのできるディ
ジタル伝送装置を提供することを目的とする。
るものであり、多値変調伝送路の回線誤りの特徴を考慮
したビットインタリーブを行ない、かつビット単位でブ
ランチメトリックを計算することにより、ビットインタ
リーブの効果を保ちながら軟判定最尤復号を行なうこと
ができ、もって伝送品質の向上を図ることのできるディ
ジタル伝送装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、Ｍ（＞２）値振幅変調またはＭ 2 （Ｍ＞
２）値振幅位相変調を行なうディジタル伝送装置におい
て、受信機が、信号空間における受信シンボル振幅値の
確立分布関数を複数の信号点に関するエラー関数値の最
大値で近似し、この近似値を基に各受信シンボルに対す
る尤度値をビット単位で求める手段と、前記尤度値に関
してビット単位でデインタリーブを行なう手段と、前記
尤度値を逐次加算した値で最も尤度の高いパスを選択し
てディジタル情報を復号化する手段とを備えたものであ
る。
成するために、Ｍ（＞２）値振幅変調またはＭ 2 （Ｍ＞
２）値振幅位相変調を行なうディジタル伝送装置におい
て、受信機が、信号空間における受信シンボル振幅値の
確立分布関数を複数の信号点に関するエラー関数値の最
大値で近似し、この近似値を基に各受信シンボルに対す
る尤度値をビット単位で求める手段と、前記尤度値に関
してビット単位でデインタリーブを行なう手段と、前記
尤度値を逐次加算した値で最も尤度の高いパスを選択し
てディジタル情報を復号化する手段とを備えたものであ
る。
【００１０】本発明はまた、Ｍ（＞２）値振幅変調また
はＭ 2 （Ｍ＞２）値振幅位相変調を行なうディジタル伝
送装置において、送信機が、送信ビットをクラス分けし
て、特に誤り耐性が必要となるクラスのビットを信号点
配置上誤りの少ないビット位置に振り分けるビットイン
タリーブ手段を備え、受信機が、信号空間における受信
シンボル振幅値の確立分布関数を複数の信号点に関する
エラー関数値の最大値で近似し、この近似値を基に各受
信シンボルに対する尤度値をビット単位で求める手段
と、前記尤度値に関してビット単位でデインタリーブを
行なう手段と、前記尤度値を逐次加算した値で最も尤度
の高いパスを選択してディジタル情報を復号化する手段
とを備えたものである。
はＭ 2 （Ｍ＞２）値振幅位相変調を行なうディジタル伝
送装置において、送信機が、送信ビットをクラス分けし
て、特に誤り耐性が必要となるクラスのビットを信号点
配置上誤りの少ないビット位置に振り分けるビットイン
タリーブ手段を備え、受信機が、信号空間における受信
シンボル振幅値の確立分布関数を複数の信号点に関する
エラー関数値の最大値で近似し、この近似値を基に各受
信シンボルに対する尤度値をビット単位で求める手段
と、前記尤度値に関してビット単位でデインタリーブを
行なう手段と、前記尤度値を逐次加算した値で最も尤度
の高いパスを選択してディジタル情報を復号化する手段
とを備えたものである。
【００１１】
【作用】本発明は、上記構成により、音声コーデックに
より情報圧縮された音声データようにビット誤りを特に
低減する必要のあるビットとそれ以外のビットに振り分
ける場合、多値変調伝送路の回線誤りを受けやすいビッ
トと受けにくいビットをクラス分けしてビットインタリ
ーブを行なうことにより、伝送品質の向上を図ることが
できる。また、受信信号空間における受信シンボル振幅
値の確立分布関数を複数の信号点に関するエラー関数値
の最大値で近似することにより、ビット単位でブランチ
メトリックが計算できるようになり、ビットインタリー
ブの効果を保ちながら軟判定最尤復号できるため、さら
に伝送品質の向上を図ることができる。
より情報圧縮された音声データようにビット誤りを特に
低減する必要のあるビットとそれ以外のビットに振り分
ける場合、多値変調伝送路の回線誤りを受けやすいビッ
トと受けにくいビットをクラス分けしてビットインタリ
ーブを行なうことにより、伝送品質の向上を図ることが
できる。また、受信信号空間における受信シンボル振幅
値の確立分布関数を複数の信号点に関するエラー関数値
の最大値で近似することにより、ビット単位でブランチ
メトリックが計算できるようになり、ビットインタリー
ブの効果を保ちながら軟判定最尤復号できるため、さら
に伝送品質の向上を図ることができる。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の一実施例における４値振幅変
調を行なうディジタル伝送装置の構成を示すブロック図
である。図１において、（ａ）が送信機で、（ｂ）が受
信機である。図１（ａ）において、１は送信データ入力
端である。２は送信データ入力端１から入力された送信
データを、ビット誤りを特に低減する必要のあるクラス
１とそれ以外のクラス２に振り分けるスイッチである。
３はクラス１の送信データに対する畳込み符号を行なう
第１の畳込み符号器（ＦＥＣ（１））、４はクラス２の
送信データに対する畳込み符号を行なう第２の畳込み符
号器（ＦＥＣ（２））である。なお、本実施例では、第
１の畳込み符号器３と第２の畳込み符号器４の出力ビッ
ト数は等しいものとする。５は各畳込み符号器３、４の
出力に対してビットインタリーブを行なうビットインタ
リーバである。６はビットインタリーバ５の出力を２ビ
ット単位でパラレル出力するシリアル／パラレル変換器
である。７はシリアル／パラレル変換器６の出力に対し
て図２に基づいた４値重み付きインパルスを発生させる
４値パルス発生器である。８は４値パルス発生器７の出
力に対してナイキスト帯域制限する送信フィルタであ
る。９は送信フィルタ８の出力と発振器１０の出力とを
掛け合わせるアナログ乗算器である。１０は正弦波を発
生する発振器である。１１はアナログ乗算器９の出力を
受信機側に向けて送信する送信アンテナである。
調を行なうディジタル伝送装置の構成を示すブロック図
である。図１において、（ａ）が送信機で、（ｂ）が受
信機である。図１（ａ）において、１は送信データ入力
端である。２は送信データ入力端１から入力された送信
データを、ビット誤りを特に低減する必要のあるクラス
１とそれ以外のクラス２に振り分けるスイッチである。
３はクラス１の送信データに対する畳込み符号を行なう
第１の畳込み符号器（ＦＥＣ（１））、４はクラス２の
送信データに対する畳込み符号を行なう第２の畳込み符
号器（ＦＥＣ（２））である。なお、本実施例では、第
１の畳込み符号器３と第２の畳込み符号器４の出力ビッ
ト数は等しいものとする。５は各畳込み符号器３、４の
出力に対してビットインタリーブを行なうビットインタ
リーバである。６はビットインタリーバ５の出力を２ビ
ット単位でパラレル出力するシリアル／パラレル変換器
である。７はシリアル／パラレル変換器６の出力に対し
て図２に基づいた４値重み付きインパルスを発生させる
４値パルス発生器である。８は４値パルス発生器７の出
力に対してナイキスト帯域制限する送信フィルタであ
る。９は送信フィルタ８の出力と発振器１０の出力とを
掛け合わせるアナログ乗算器である。１０は正弦波を発
生する発振器である。１１はアナログ乗算器９の出力を
受信機側に向けて送信する送信アンテナである。
【００１３】図１（ｂ）において、１２は送信機側から
のデータを受信する受信アンテナである。１３は受信ア
ンテナ１２からの受信データと発振器１４からの出力と
を掛け合わせるアナログ乗算器である。１４は正弦波を
出力する発振器である。１５はアナログ乗算器１３から
の出力に対してナイキスト帯域制限を行なう受信フィル
タである。１６はルートナイキスト受信フィルタ１５の
出力から識別点信号を選択するサンプラである。１７は
各ビット単位で尤度を計算するブランチメトリック計算
部である。１８はブランチメトリックに関してビット単
位でデインタリーブを行なうブランチメトリックビット
デインタリーバである。１９はクラス１のビットに対す
る軟判定ビタビ復号を行なう第１の軟判定ビタビ復号器
（ＤＦＥＣ（１））、２０はクラス２のビットに対する
軟判定ビタビ復号を行なう第２の軟判定ビタビ復号器
（ＤＦＥＣ（２））である。２１は各軟判定ビタビ復号
器１９、２０から出力されたクラス１とクラス２の信号
を多重化するためのスイッチである。２２は多重化され
たデータを出力する受信データ出力端である。
のデータを受信する受信アンテナである。１３は受信ア
ンテナ１２からの受信データと発振器１４からの出力と
を掛け合わせるアナログ乗算器である。１４は正弦波を
出力する発振器である。１５はアナログ乗算器１３から
の出力に対してナイキスト帯域制限を行なう受信フィル
タである。１６はルートナイキスト受信フィルタ１５の
出力から識別点信号を選択するサンプラである。１７は
各ビット単位で尤度を計算するブランチメトリック計算
部である。１８はブランチメトリックに関してビット単
位でデインタリーブを行なうブランチメトリックビット
デインタリーバである。１９はクラス１のビットに対す
る軟判定ビタビ復号を行なう第１の軟判定ビタビ復号器
（ＤＦＥＣ（１））、２０はクラス２のビットに対する
軟判定ビタビ復号を行なう第２の軟判定ビタビ復号器
（ＤＦＥＣ（２））である。２１は各軟判定ビタビ復号
器１９、２０から出力されたクラス１とクラス２の信号
を多重化するためのスイッチである。２２は多重化され
たデータを出力する受信データ出力端である。
【００１４】次に、上記実施例における４値振幅変調伝
送装置の動作について説明する。図１において、まず送
信データ入力端１から４ｋｂ／ｓの送信データが入力さ
れると、スイッチ２は、そのデータを第１の畳込み符号
器３および第２の畳込み符号器４に２ｋｂ／ｓずつに分
離して伝送する。第１の畳込み符号器３および第２の畳
込み符号器４は、それぞれ符号化を行ない、４ｋｂ／ｓ
のデータを出力する。次いでビットインタリーバ５は、
それぞれのクラスのビットインタリーブを実行した後、
偶数ビットにクラス１、奇数ビットにクラス２のビット
を挿入しながら多重化して出力する。これは、図２に示
すように、ＸＹの２ビットからなる入力コードのうち、
偶数ビットＸは振幅Ａの符号、奇数ビットＹは振幅値を
表わすため、判別のためのしきい値が少ない偶数ビット
の回線誤りがＹに比べて著しく少ないためである。次い
でシリアル／パラレル変換器６は、ビットインタリーバ
５の出力を２ビット単位でパラレル出力し、４値パルス
発生器７は、図２に基づいた４値重み付きインパルスを
発生させる。次いでルートナイキスト送信フィルタ８
が、この４値重み付きインパルスに対する帯域制限を行
なってアナログ信号を出力すると、アナログ乗算器９
は、これを発振器１０からの正弦波出力と掛け合わせて
周波数変換を行ない、送信アンテナ１１から受信機に向
けて送信する。
送装置の動作について説明する。図１において、まず送
信データ入力端１から４ｋｂ／ｓの送信データが入力さ
れると、スイッチ２は、そのデータを第１の畳込み符号
器３および第２の畳込み符号器４に２ｋｂ／ｓずつに分
離して伝送する。第１の畳込み符号器３および第２の畳
込み符号器４は、それぞれ符号化を行ない、４ｋｂ／ｓ
のデータを出力する。次いでビットインタリーバ５は、
それぞれのクラスのビットインタリーブを実行した後、
偶数ビットにクラス１、奇数ビットにクラス２のビット
を挿入しながら多重化して出力する。これは、図２に示
すように、ＸＹの２ビットからなる入力コードのうち、
偶数ビットＸは振幅Ａの符号、奇数ビットＹは振幅値を
表わすため、判別のためのしきい値が少ない偶数ビット
の回線誤りがＹに比べて著しく少ないためである。次い
でシリアル／パラレル変換器６は、ビットインタリーバ
５の出力を２ビット単位でパラレル出力し、４値パルス
発生器７は、図２に基づいた４値重み付きインパルスを
発生させる。次いでルートナイキスト送信フィルタ８
が、この４値重み付きインパルスに対する帯域制限を行
なってアナログ信号を出力すると、アナログ乗算器９
は、これを発振器１０からの正弦波出力と掛け合わせて
周波数変換を行ない、送信アンテナ１１から受信機に向
けて送信する。
【００１５】一方、受信機の受信アンテナ１２で受信さ
れた信号は、アナログ乗算器１３で発振器１４からの正
弦波出力と掛け合わされて周波数変換された後、ルート
ナイキスト受信フィルタ１５で高調波と帯域外雑音を抑
圧される。この受信フィルタ１５の出力は、サンプラ１
６で識別点にてサンプルされ、上記４値重み付きインパ
ルスの振幅を検出する。ブランチメトリック計算部１７
は、図３に基づいて、サンプラ当たり以下のようなブラ
ンチメトリック（尤度）を計算する。
れた信号は、アナログ乗算器１３で発振器１４からの正
弦波出力と掛け合わされて周波数変換された後、ルート
ナイキスト受信フィルタ１５で高調波と帯域外雑音を抑
圧される。この受信フィルタ１５の出力は、サンプラ１
６で識別点にてサンプルされ、上記４値重み付きインパ
ルスの振幅を検出する。ブランチメトリック計算部１７
は、図３に基づいて、サンプラ当たり以下のようなブラ
ンチメトリック（尤度）を計算する。
【００１６】 Ｉ．第１ビットＸについて（図３（ａ）参照） （１） サンプラ出力振幅がＡ≦−２の時、 ・ 送信第１ビットが“０”である尤度＝−｜Ａ−１｜2 ・ 送信第１ビットが“１”である尤度＝−｜Ａ−（−３）｜2 （２） サンプラ出力振幅が−２＜Ａ≦２の時、 ・ 送信第１ビットが“０”である尤度＝−｜Ａ−１｜2 ・ 送信第１ビットが“１”である尤度＝−｜Ａ−（−１）｜2 （３） サンプラ出力振幅が２＜Ａの時、 ・ 送信第１ビットが“０”である尤度＝−｜Ａ−３｜2 ・ 送信第１ビットが“１”である尤度＝−｜Ａ−（−１）｜2 ＩＩ．第２ビットＹについて（図３（ｂ）参照） （１） サンプラ出力振幅がＡ≦０の時、 ・ 送信第２ビットが“０”である尤度＝−｜Ａ−（−１）｜2 ・ 送信第２ビットが“１”である尤度＝−｜Ａ−（−３）｜2 （２） サンプラ出力振幅が０＜Ａの時、 ・ 送信第２ビットが“０”である尤度＝−｜Ａ−１｜2 ・ 送信第２ビットが“１”である尤度＝−｜Ａ−３｜2
【００１７】図３はサンプラ出力振幅の確立分布を示し
ており、それぞれの信号点に白色ガウス雑音が受信機雑
音として重畳している。通常、ブランチメトリックは、
振幅Ａが受信された時の送信ビットが“０”である場合
と“１”である場合の確からしさ、すなわち尤度を対数
表現で表わすので、信号点からの距離の２乗になる。し
かし、図３（ａ）の第１ビットＸについては、、Ｘ＝０
およびＸ＝１に対する分布が２つのガウス分布の和にな
るため、単純に距離の２乗で尤度を表わすことができな
い。そこで、本実施例では、２つのガウス分布の和をど
ちらか確率の大きい方のガウス分布で近似することに
し、それぞれＸ＝０およびＸ＝１の領域において振幅値
Ａに近い信号点からの（−１）×（距離の２乗）を尤度
に適用している。なお、第２ビットＹについても同様で
ある。
ており、それぞれの信号点に白色ガウス雑音が受信機雑
音として重畳している。通常、ブランチメトリックは、
振幅Ａが受信された時の送信ビットが“０”である場合
と“１”である場合の確からしさ、すなわち尤度を対数
表現で表わすので、信号点からの距離の２乗になる。し
かし、図３（ａ）の第１ビットＸについては、、Ｘ＝０
およびＸ＝１に対する分布が２つのガウス分布の和にな
るため、単純に距離の２乗で尤度を表わすことができな
い。そこで、本実施例では、２つのガウス分布の和をど
ちらか確率の大きい方のガウス分布で近似することに
し、それぞれＸ＝０およびＸ＝１の領域において振幅値
Ａに近い信号点からの（−１）×（距離の２乗）を尤度
に適用している。なお、第２ビットＹについても同様で
ある。
【００１８】このようにして、ビット単位で計算したブ
ランチメトリックに関し、ブランチメトリックビットデ
インタリーバ１８は、クラス１とクラス２とに分離して
それぞれのインタリーブを解く。そして第１の軟判定ビ
タビ復号器１９および第２の軟判定ビタビ復号器２０
は、それぞれクラス１とクラス２のブランチメトリック
を全ての送信系列に関して加算してパスメトリックを求
め、パスメトリックが最大となる系列を復号値として出
力し、スイッチ２１でクラス１とクラス２の信号を多重
化した後、受信データ出力端２２から出力する。
ランチメトリックに関し、ブランチメトリックビットデ
インタリーバ１８は、クラス１とクラス２とに分離して
それぞれのインタリーブを解く。そして第１の軟判定ビ
タビ復号器１９および第２の軟判定ビタビ復号器２０
は、それぞれクラス１とクラス２のブランチメトリック
を全ての送信系列に関して加算してパスメトリックを求
め、パスメトリックが最大となる系列を復号値として出
力し、スイッチ２１でクラス１とクラス２の信号を多重
化した後、受信データ出力端２２から出力する。
【００１９】以上のように、上記実施例によれば、ブラ
ンチメトリックをビット単位で計算することができるの
で、送信機で伝送路の性質を考慮したビットインタリー
ブを行ない、かつその効果を保ちながらビット単位で軟
判定最尤復号でき、高伝送品質を得ることができる。な
お、上記実施例は、振幅変調を行なう伝送装置の例であ
るが、振幅位相変調を行なう伝送装置に対しても、本発
明を同様に適用することができる。
ンチメトリックをビット単位で計算することができるの
で、送信機で伝送路の性質を考慮したビットインタリー
ブを行ない、かつその効果を保ちながらビット単位で軟
判定最尤復号でき、高伝送品質を得ることができる。な
お、上記実施例は、振幅変調を行なう伝送装置の例であ
るが、振幅位相変調を行なう伝送装置に対しても、本発
明を同様に適用することができる。
【００２０】
【発明の効果】本発明は、上記実施例から明らかなよう
に、多値変調伝送路の回線誤りを受けやすいビットと受
けにくいビットを考慮したビットインタリーブを行なう
ことにより、伝送品質の向上を図ることができる。ま
た、受信信号空間における受信シンボル振幅値の確立分
布関数を複数の信号点に関するエラー関数値の最大値で
近似することにより、ビット単位でブランチメトリック
を計算し、ビットデインタリーブを行ないながら軟判定
最尤復号できるため、より一層の伝送品質の向上を図る
ことができる。さらに、個々の演算量を従来に比べて削
減できるため、装置の低消費電力化および低価格化を図
ることができる。
に、多値変調伝送路の回線誤りを受けやすいビットと受
けにくいビットを考慮したビットインタリーブを行なう
ことにより、伝送品質の向上を図ることができる。ま
た、受信信号空間における受信シンボル振幅値の確立分
布関数を複数の信号点に関するエラー関数値の最大値で
近似することにより、ビット単位でブランチメトリック
を計算し、ビットデインタリーブを行ないながら軟判定
最尤復号できるため、より一層の伝送品質の向上を図る
ことができる。さらに、個々の演算量を従来に比べて削
減できるため、装置の低消費電力化および低価格化を図
ることができる。
【図１】（ａ）本発明の一実施例におけるディジタル伝
送装置の送信機のブロック図 （ｂ）本発明の一実施例におけるディジタル伝送装置の
受信機のブロック図
送装置の送信機のブロック図 （ｂ）本発明の一実施例におけるディジタル伝送装置の
受信機のブロック図
【図２】本発明の一実施例における４値振幅変調送信信
号の信号点配置図
号の信号点配置図
【図３】（ａ）本発明の一実施例における受信信号点配
置と第１ビットに関する受信振幅の確立分布図 （ｂ）同じく前記実施例における受信信号点配置と第２
ビットに関する受信振幅の確立分布図
置と第１ビットに関する受信振幅の確立分布図 （ｂ）同じく前記実施例における受信信号点配置と第２
ビットに関する受信振幅の確立分布図
【図４】（ａ）従来例におけるディジタル伝送装置の送
信機のブロック図 （ｂ）従来例におけるディジタル伝送装置の受信機のブ
ロック図
信機のブロック図 （ｂ）従来例におけるディジタル伝送装置の受信機のブ
ロック図
【図５】従来例における４値振幅変調送信信号の信号点
配置図
配置図
【図６】従来例における受信信号点配置と受信振幅の確
立分布図
立分布図
１ 送信データ入力端 ２ 送信データをクラス１とクラス２とに振り分けるた
めのスイッチ ３ 第１の畳込み符号器（ＦＥＣ（１）） ４ 第２の畳込み符号器（ＦＥＣ（２）） ５ ビットインタリーバ ６ シリアル／パラレル変換器 ７ ４値パルス発生器 ８ ルートナイキスト送信フィルタ ９ アナログ乗算器 １０ 発振器 １１ 送信アンテナ １２ 受信アンテナ １３ アナログ乗算器 １４ 発振器 １５ ルートナイキスト受信フィルタ １６ 識別点信号を選択するサンプラ １７ ブランチメトリック計算部 １８ ブランチメトリックビットデインタリーバ １９ 第１の軟判定ビタビ復号器（ＤＥＦＥＣ（１）） ２０ 第２の軟判定ビタビ復号器（ＤＥＦＥＣ（２）） ２１ クラス１とクラス２の信号を多重化するためのス
イッチ ２２ 受信データ出力端
めのスイッチ ３ 第１の畳込み符号器（ＦＥＣ（１）） ４ 第２の畳込み符号器（ＦＥＣ（２）） ５ ビットインタリーバ ６ シリアル／パラレル変換器 ７ ４値パルス発生器 ８ ルートナイキスト送信フィルタ ９ アナログ乗算器 １０ 発振器 １１ 送信アンテナ １２ 受信アンテナ １３ アナログ乗算器 １４ 発振器 １５ ルートナイキスト受信フィルタ １６ 識別点信号を選択するサンプラ １７ ブランチメトリック計算部 １８ ブランチメトリックビットデインタリーバ １９ 第１の軟判定ビタビ復号器（ＤＥＦＥＣ（１）） ２０ 第２の軟判定ビタビ復号器（ＤＥＦＥＣ（２）） ２１ クラス１とクラス２の信号を多重化するためのス
イッチ ２２ 受信データ出力端
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭64−5135（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−292160（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−292161（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (2)
- 【請求項１】 Ｍ（＞２）値振幅変調またはＭ 2 （Ｍ＞
２）値振幅位相変調を行なうディジタル伝送装置におい
て、受信機が、信号空間における受信シンボル振幅値の
確立分布関数を複数の信号点に関するエラー関数値の最
大値で近似し、この近似値を基に各受信シンボルに対す
る尤度値をビット単位で求める手段と、前記尤度値に関
してビット単位でデインタリーブを行なう手段と、前記
尤度値を逐次加算した値で最も尤度の高いパスを選択し
てディジタル情報を復号化する手段とを備えたディジタ
ル伝送装置。 - 【請求項２】 Ｍ（＞２）値振幅変調またはＭ 2 （Ｍ＞
２）値振幅位相変調を行なうディジタル伝送装置におい
て、送信機が、送信ビットをクラス分けして、特に誤り
耐性が必要となるクラスのビットを信号点配置上誤りの
少ないビット位置に振り分けるビットインタリーブ手段
を備え、受信機が、信号空間における受信シンボル振幅
値の確立分布関数を複数の信号点に関するエラー関数値
の最大値で近似し、この近似値を基に各受信シンボルに
対する尤度値をビット単位で求める手段と、前記尤度値
に関してビット単位でデインタリーブを行なう手段と、
前記尤度値を逐次加算した値で最も尤度の高いパスを選
択してディジタル情報を復号化する手段とを備えたディ
ジタル伝送装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03911993A JP3154580B2 (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | ディジタル伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03911993A JP3154580B2 (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | ディジタル伝送装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06252971A JPH06252971A (ja) | 1994-09-09 |
| JP3154580B2 true JP3154580B2 (ja) | 2001-04-09 |
Family
ID=12544206
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03911993A Expired - Fee Related JP3154580B2 (ja) | 1993-02-26 | 1993-02-26 | ディジタル伝送装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3154580B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6151296A (en) * | 1997-06-19 | 2000-11-21 | Qualcomm Incorporated | Bit interleaving for orthogonal frequency division multiplexing in the transmission of digital signals |
| US6259744B1 (en) * | 1999-06-01 | 2001-07-10 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for mapping bits to an information burst |
| JP3506330B2 (ja) | 2000-12-27 | 2004-03-15 | 松下電器産業株式会社 | データ送信装置 |
| US7693179B2 (en) | 2002-11-29 | 2010-04-06 | Panasonic Corporation | Data transmission apparatus using a constellation rearrangement |
| AU2001250329B2 (en) | 2001-02-21 | 2003-10-30 | Panasonic Intellectual Property Corporation Of America | Hybrid ARQ method with signal constellation rearrangement |
| DE60113128T2 (de) | 2001-11-16 | 2006-03-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Hybrides ARQ Verfahren zur Datenpaketübertragung |
| EP1313247B1 (en) | 2001-11-16 | 2005-11-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Incremental redundancy ARQ retransmission method using bit reordering schemes |
| JP4220353B2 (ja) | 2003-11-06 | 2009-02-04 | 株式会社ケンウッド | 変調装置、移動通信システム、変調方法、及び通信方法 |
| JP4904963B2 (ja) | 2006-07-21 | 2012-03-28 | 富士通株式会社 | 通信システム及び通信方法並びに送信機及び受信機 |
| JP2008182393A (ja) * | 2007-01-24 | 2008-08-07 | Kenwood Corp | ベースバンド信号生成装置、ベースバンド信号生成方法及びプログラム |
| US9571232B2 (en) * | 2014-03-14 | 2017-02-14 | Huawei Technologies Co., Ltd. | System and method for faster than Nyquist transmission |
-
1993
- 1993-02-26 JP JP03911993A patent/JP3154580B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06252971A (ja) | 1994-09-09 |
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