JP4220353B2 - 変調装置、移動通信システム、変調方法、及び通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、変調装置、移動通信システム、変調方法、及び通信方法に関し、特に、線形パワーアンプを用いることなく、２００５年施行のＦＣＣ規則に適合することができる変調装置、移動通信システム、変調方法、及び通信方法に関する。

従来、米国の陸上移動通信（ＬＭＲ：Land Mobile Radio）システムは、各チャンネルに周波数を２５ｋＨｚあるいは３０ｋＨｚという非常に広いチャンネル間隔（Channel Spacing）で割り当てていたため、スペクトル効率が非常に低かった。このスペクトル効率の向上を図るため、米国の連邦通信委員会（ＦＣＣ：Federal Communications Commission）は、チャンネル間隔を１９９７年から従来の半分の１２．５ｋＨｚとすることをＦＣＣ規則に定めた。これにより、ＬＭＲシステムは、２５ｋＨｚ又は１２．５ｋＨｚのチャンネル間隔（Channel Spacing）で運用されることとなった（例えば、非特許文献１参照）。

また、さらなるスペクトル効率の向上を図るべく、２００５年には、チャンネル間隔を現在の半分の６．２５ｋＨｚとするＦＣＣ規則が施行される。このため、２００５年の施行に合わせて、６．２５ｋＨｚのチャンネル間隔でも運用可能なＬＭＲシステムを開発する必要がある。

この２００５年から施行されるＦＣＣ規則には、６．２５ｋＨｚ帯域あたり１つの音声チャンネルを運用可能なスペクトル効率を有することと、データの送信を行う場合に、６．２５ｋＨｚ帯域あたり４８００ｂｐｓ以上の伝送速度を有することと、がＬＭＲシステムの条件として規定されている。６．２５ｋＨｚ帯域あたり１つの音声チャンネルを運用可能にすることは、アクセス方式として、６．２５ｋＨｚ帯域でのＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access）方式、又は２５ｋＨｚ帯域で４スロットのＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式を採用することによって実現できる。また、近年、音声データに加えて文字データ等を送信することが一般的になってきているため、２００５年のＦＣＣ規則の施行に向けて開発されるＬＭＲシステムは、音声データのみならず、文字データ等をも通信可能であることが望ましい。
FCC Rule (Title 47 Code of Federal Regulations PART 90 Private Land Mobile Radio Services)

まず、現在の１２．５ｋＨｚのチャンネル間隔に対応したＬＭＲシステムの規格を定めてたＦＣＣ規則について説明する。ＦＣＣ規則（Title 47 Part 90.210 Emission masks）は、各帯域に対応したエミッションマスク（Emission Mask）について規定しており、１２．５ｋＨｚの帯域に対しては、表１及び図１に示す特性を有するマスクＤ（Mask D）が規定されている。

ここで、fdは中心周波数からの離調周波数（Displacement Frequency Range）で単位はｋＨｚであり、Ｐは送信出力で単位はＷである。

現在の１２．５ｋＨｚのチャンネル間隔に対応したＬＭＲシステムは、アナログ音声信号をＦＭ（Frequency Modulation）変調（アナログＦＭ変調）して送信するものがほとんどであり、その音声帯域、及び最大周波数偏移は、表２に示すようになる。

また、ＡＰＣＯ（Association of Public Safety Communications Officials）においてProject 25として検討され、その後、ＴＩＡ（Telecommunications Industry Association）により標準規格（TIA102）として制定された変調方式（APCO P25 Phase 1 変調方式、以下「Ｐ２５−Ｐ１変調方式」という）も、１２．５ｋＨｚのチャンネル間隔に対応したＬＭＲシステムの変調方式として使用されている。この変調方式は、ベースバンドのデジタル信号を
４値ＦＳＫ変調にて伝送する方式であり、その伝送速度、シンボルレート、ベースバンドフィルタ、及び公称周波数偏移は、表３に示すようになる。

アナログＦＭ変調方式を使用するときのエミッションスペクトルを測定する場合、変調周波数を２．５ｋＨｚに設定し、最大周波数偏移の５０％が得られる変調信号レベルから１６ｄＢ上昇させたレベルにて変調をかけて測定することが、測定条件としてＦＣＣ規則に規定されている。この条件を満たすように設定したときのエミッションスペクトルの波形とエミッションマスク（マスクＤ）とを図２に示す。図２に示すように、エミッションマスクは、２．５ｋＨｚの高次の成分のラインとほぼ同じレベルになるように規定されている。

Ｐ２５−Ｐ１変調方式において、変調信号として擬似ランダムデータを使用して測定したエミッションスペクトルの波形と、エミッションマスク（マスクＤ）と、を図３に示す。測定されたエミッションスペクトルは、変調信号として擬似ランダムデータが使用されているため、図３に示すように、均一に分散したスペクトル形状となり、さらに、マスクＤに適合している。

また、擬似ランダムデータではなく、シンボルが＋３と−３とになるデータ、即ち、偏移が＋１．８ｋＨｚと−１．８ｋＨｚとになるデータを使用して測定したときの、エミッションスペクトルの波形と、エミッションマスク（マスクＤ）と、を図４に示す。シンボルレートが４８００ｓｙｍｂｏｌ／ｓであり、矩形波がベースバンドフィルタで正弦波に整形されることから、測定されるエミッションスペクトルは、２．４ｋＨｚの正弦波にて、ある値の周波数偏移を持ってＦＭ変調をかけたスペクトルと等価なものとなる。測定されたエミッションスペクトルは、図４に示すように、２．４ｋＨｚの整数倍の周波数にピークを持ち、その３次及び４次の成分は、マスクＤからわずかに外れている。

ＦＣＣ規則には、６．２５ｋＨｚの帯域に対しては、表４及び図５に示す特性を有するマスクＥ（Mask E）が規定されている。

エミッションスペクトルをマスクＥに適合させるべく、変調方式としてアナログ変調ＦＭ変調方式を適用する場合と、Ｐ２５−Ｐ１変調方式を適用する場合と、を考察してみる。

過去、チャンネル間隔が２５ｋＨｚから１２．５ｋＨｚに改正されたときは、アナログ変調ＦＭ変調方式における周波数偏移を５ｋＨｚ偏移から２．５ｋＨｚ偏移に変更することにより、エミッションスペクトルを、ＦＣＣ規則が定めるエミッションマスク（マスクＤ）に適合させることができた。この例に倣って、周波数偏移を２．５ｋＨｚ偏移から１．２５ｋＨｚ偏移に変更して測定した場合（変調周波数２．５ｋＨｚ）のエミッションスペクトルの波形と、エミッションマスク（マスクＥ）と、を図６に示す。測定されたエミッションスペクトルは、図６に示すように、明らかにエミッションマスクに適合していない。

また、Ｐ２５−Ｐ１変調方式において、伝送速度と周波数偏移とを、チャンネル間隔が１２．５ｋＨｚのときの半分とし、変調信号として疑似ランダムデータを使用した場合のエミッションスペクトルの波形とエミッションマスク（マスクＥ）とを図７に、変調信号としてシンボルが交互に±３となるデータを使用した場合のエミッションスペクトルの波形とエミッションマスク（マスクＥ）とを図８に、それぞれ示す。

図７に示すエミッションスペクトルは、均一に分散しているため、一見すると、エミッションマスクに適合しているようにも見えるが、実際は、図８に示すように、エミッションスペクトルは、エミッションマスクに適合していない。

このように、現在、１２．５ｋＨｚのチャンネル間隔に対応したＬＭＲシステムに適用されている変調方式の伝送速度、周波数偏移等のパラメータを単に半分にするだけでは、エミッションスペクトルをエミッションマスク（マスクＥ）に適合させることはできない。

次に、ＬＭＲシステムに他の変調方式を使用して、エミッションスペクトルをエミッションマスク（マスクＥ）に適合させることを検討してみる。例えばAPCO P25 Phase 2 規格の変調方式（以下「Ｐ２５−Ｐ２変調方式」という）を、ＬＭＲシステムに適用した場合を検討してみる。このＰ２５−Ｐ２変調方式は、Ｐ２５−Ｐ１変調方式のデータフォーマットをそのままに、送信側の変調方式をπ／４ＱＰＳＫ変調方式に変更したものである。この変調方式の伝送速度、シンボルレート、ベースバンドフィルタ、位相偏移は、表５に示すようになる。

擬似ランダムデータをＰ２５−Ｐ２変調方式にて変調した場合に測定されたエミッションスペクトルの波形と、エミッションマスク（マスクＥ）と、を図９に示す。Ｐ２５−Ｐ２変調方式がπ／４ＱＰＳＫ変調方式に基づくものであることから、図９に示すように、測定されたエミッションスペクトルは、帯域外で急峻に減衰するという特性を有し、伝送速度が９６００ｂｐｓでありながらエミッションマスク（マスクＥ）に適合している。

しかしならが、π／４ＱＰＳＫ変調方式は、線形変調方式であることから以下の問題が生じる。

現在のＬＭＲシステムで使用されている非線形のパワーアンプを使用することができない。また、ＬＭＲシステムで線形のパワーアンプを使用するためには、リニアライザ等の付加回路が必要となるため、スペース、コストが上昇してしまう。さらに、線形のパワーアンプは、非線形のパワーアンプよりも効率が低下して消費電流が増加するため、ＬＭＲシステムを構成する無線装置での発熱が問題となり、またさらに、ポータブルタイプのものでは、電池で駆動するため、運用時間が減少してしまう。

現時点において、従来の非線形のパワーアンプと同じ出力電力で同等な効率を持つ線形のパワーアンプは、開発されておらず、加えて非線形のパワーアンプと同等な実装スペースやコストにすることも非常に困難である。このため、Ｐ２５−Ｐ２変調方式に代表されるような線形変調方式を、６．２５ｋＨｚのチャンネル間隔に対応したＬＭＲシステムに適用することは、現実的ではない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、線形パワーアンプを用いることなく、２００５年施行のＦＣＣ規則に適合することができる変調装置、移動通信システム、変調方法、及び通信方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の第１の観点にかかる変調装置は、２４００×（ｎ＋１）（ｎ：自然数）［ｂｐｓ］の伝送速度で、データ通信を行う移動通信システムにおける変調装置であって、所定データを符号化して生成された２値信号を（ｎ＋１）ビットずつ順次、（２^{（ｎ＋１）}＋１−２ｋ）（１≦ｋ≦２^{（ｎ＋１）}）からなる２^{（ｎ＋１）}値のシンボルに変換して出力するシンボル変換手段と、前記シンボル変換手段から入力されたシンボルの不要周波数成分を遮断して波形信号を出力するベースバンドフィルタと、前記ベースバンドフィルタから入力された波形信号の振幅の大きさに応じて、出力信号の周波数を偏移させて変調する周波数偏移（ＦＭ：Frequency Modulation）変調手段と、を備え、前記シンボル変換手段から±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルが出力されたとき、前記周波数偏移変調手段からの出力信号の周波数偏移は、±０．８２２［ｋＨｚ］乃至±０．９５２［ｋＨｚ］の範囲である、ことを特徴とする。

上記変調装置において、前記ベースバンドフィルタは、ナイキスト（Nyquist）フィルタであってもよい。

また、上記目的を達成するために、本発明の第２の観点にかかる移動通信システムは、２４００×（ｎ＋１）（ｎ：自然数）［ｂｐｓ］の伝送速度で、データの送信を行う送信装置と、該送信装置から送信されたデータを受信する受信装置と、を備える移動通信システムであって、前記送信装置は、所定データを符号化して２値信号を生成する符号化手段と、前記符号化手段により生成された２値信号を（ｎ＋１）ビットずつ順次、（２^{（ｎ＋１）}＋１−２ｋ）（１≦ｋ≦２^{（ｎ＋１）}）からなる２^{（ｎ＋１）}値のシンボルに変換して出力するシンボル変換手段と、前記シンボル変換手段から入力されたシンボルの不要周波数成分を遮断して波形信号を出力する第１のベースバンドフィルタと、前記第１のベースバンドフィルタから入力された波形信号の振幅の大きさに応じて周波数を偏移させて変調した信号を前記受信装置に送信する周波数偏移（ＦＭ：Frequency Modulation）変調手段と、を含み、前記受信装置は、前記送信装置から送信され、受信した信号を復調して２^{（ｎ＋１）}値信号を出力する復調手段と、前記復調手段から出力された２^{（ｎ＋１）}値信号の不要周波数成分を遮断して出力する第２のベースバンドフィルタと、前記第２のベースバンドフィルタから入力された２^{（ｎ＋１）}値信号を（ｎ＋１）ビットの２値信号に順次変換して出力する２値信号変換手段と、前記２値信号生成手段から入力された２値信号を復号化して前記所定データを出力する復号化手段と、を含み、前記シンボル変換手段から±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルが出力されたとき、前記周波数偏移変調手段から出力される信号の周波数偏移は、±０．８２２［ｋＨｚ］乃至±０．９５２［ｋＨｚ］の範囲である、ことを特徴とする。

上記移動通信システムにおいて、前記第１及び第２のベースバンドフィルタは、ナイキスト（Nyquist）フィルタであってもよい。

また、上記移動通信システムにおいて、前記第１のベースバンドフィルタは、ルートレイズドコサイン（Root Raised Cosine）フィルタと、ｓｉｎｃフィルタと、から構成され、前記第２のベースバンドフィルタは、ルートレイズドコサイン（Root Raised Cosine）フィルタと、前記ｓｉｎｃフィルタの逆特性を有する１／ｓｉｎｃフィルタと、から構成され、前記±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルの公称周波数偏移は、前記周波数偏移変調手段から出力される信号の周波数偏移のπ／２√２倍の値に設定されていてもよい。

さらに、上記移動通信システムにおいて、前記第１及び第２のベースバンドフィルタは、ルートレイズドコサイン（Root Raised Cosine）フィルタから構成され、前記±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルの公称周波数偏移は、前記周波数偏移変調手段から出力される信号の周波数偏移の１／√２倍の値に設定されていてもよい。

また、上記移動通信システムにおいて、前記第１のベースバンドフィルタは、レイズドコサイン（Raised Cosine）フィルタと、１／ｓｉｎｃフィルタと、から構成され、前記第２のベースバンドフィルタは、前記１／ｓｉｎｃフィルタの逆特性を有するｓｉｎｃフィルタから構成され、前記±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルの公称周波数偏移は、前記周波数偏移変調手段から出力される信号の周波数偏移の２／π倍の値に設定されていてもよい。

さらに、上記目的を達成するために、本発明の第３の観点にかかる変調方法は、２４００×（ｎ＋１）（ｎ：自然数）［ｂｐｓ］の伝送速度で、データ通信を行う移動通信システムにおける変調方法であって、所定データを符号化して生成された２値信号を（ｎ＋１）ビットずつ順次、（２^{（ｎ＋１）}＋１−２ｋ）（１≦ｋ≦２^{（ｎ＋１）}）からなる２^{（ｎ＋１）}値のシンボルに変換して出力するシンボル変換工程と、前記シンボル変換工程から入力されたシンボルの不要周波数成分を遮断して波形信号を出力する工程と、入力された波形信号の振幅の大きさに応じて、出力信号の周波数を偏移させて変調する周波数偏移（ＦＭ：Frequency Modulation）変調工程と、を備え、前記シンボル変換工程から±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルが出力されたとき、前記周波数偏移変調工程からの出力信号の周波数偏移は、±０．８２２［ｋＨｚ］乃至±０．９５２［ｋＨｚ］の範囲である、ことを特徴とする。

さらに、上記目的を達成するために、本発明の第４の観点にかかる通信方法は、２４００×（ｎ＋１）（ｎ：自然数）［ｂｐｓ］の伝送速度で、データの送信を行う送信装置と、該送信装置から送信されたデータを受信する受信装置と、を備える移動通信システムにおける通信方法であって、所定データを符号化して２値信号を生成する符号化工程と、前記符号化工程により生成された２値信号を（ｎ＋１）ビットずつ順次、（２^{（ｎ＋１）}＋１−２ｋ）（１≦ｋ≦２^{（ｎ＋１）}）からなる２^{（ｎ＋１）}値のシンボルに変換して出力するシンボル変換工程と、前記シンボル変換工程から入力されたシンボルの不要周波数成分を遮断して波形信号を出力する工程と、前記第１のベースバンドフィルタから入力された波形信号の振幅の大きさに応じて周波数を偏移させて変調した信号を前記受信装置に送信する周波数偏移（ＦＭ：Frequency Modulation）変調工程と、前記送信装置から送信され、受信した信号を復調して２^{（ｎ＋１）}値信号を出力する復調工程と、前記復調工程から出力された２^{（ｎ＋１）}値信号の不要周波数成分を遮断して出力する工程と、入力された２^{（ｎ＋１）}値信号を（ｎ＋１）ビットの２値信号に順次変換して出力する２値信号変換工程と、前記２値信号生成工程から入力された２値信号を復号化して前記所定データを出力する復号化工程と、を含み、前記シンボル変換工程から±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルが出力されたとき、前記周波数偏移変調工程から出力される信号の周波数偏移は、±０．８２２［ｋＨｚ］乃至±０．９５２［ｋＨｚ］の範囲である、ことを特徴とする。

本発明により、線形パワーアンプを用いることなく、２００５年施行のＦＣＣ規則に適合することができる変調装置、陸上移動通信システム、変調方法、及び通信方法を提供することができる。

上述したように、現在、１２．５ｋＨｚのチャンネル間隔に対応したＬＭＲシステムに適用されている変調方式の伝送速度、周波数偏移等のパラメータを単に半分にするだけでは、エミッションスペクトルをエミッションマスク（マスクＥ）に適合させることはできない。また、Ｐ２５−Ｐ２変調方式に代表される線形変調方式を使用することは、コスト等のため現実的に困難である。

そこで、以下の実施の形態においては、４値ＦＳＫ変調方式に代表される非線形変調方式を採用して、２００５年に施行されるＦＣＣ規則に適合したＬＭＲシステムを実現することができる伝送速度、周波数偏移等のパラメータについて検討する。

変調信号を正弦波としたときのFM変調波のスペクトルは、以下の数１に示すベッセル関数で表されることが知られている。

ここで、ωcは搬送波の周波数、ωmは変調周波数、mfは変調指数(周波数偏移／変調周波数)、Ｊｎ（ｍｆ）はｎ次の成分に対する第１種ベッセル関数である。

図２に示したエミッションスペクトルと数１に示すベッセル関数との相関性を求めてみる。変調周波数は、２．５ｋＨｚであり、周波数偏移は、２．５ｋＨｚ偏移であることから、変調指数ｍｆは１となる。１次から４次までの成分をベッセル関数で計算すると以下のレベルになる。

（１次）＝Ｊ１（１）＝− ７．１３ｄＢ
（２次）＝Ｊ２（１）＝−１８．７９ｄＢ
（３次）＝Ｊ３（１）＝−３４．１７ｄＢ
（４次）＝Ｊ４（１）＝−５２．１２ｄＢ

これらの値と、図２において２．５ｋＨｚの整数倍で発生するピークスペクトルの値と、を比較すると、その誤差は、±１ｄＢの範囲内に収まっている。したがって、変調信号に正弦波を使用したFM変調波のミッションスペクトルは、数１によって計算しても問題ない。

ＦＣＣ規則に規定されているマスクＥの値から、このマスクに適合する周波数偏移を逆算する。２次の成分でのマスクＥの規定レベルは、図５から、−６５ｄＢと求められる。さらに、エミッションスペクトルをこのレベル以下にする変調指数ｍｆは、逆算により、０．０６７と求められる。そして、このときの周波数偏移は、０．０６７×２．５＝０．１６７ｋＨｚと、非常に小さい値となる。

１２．５ｋＨｚのチャンネル間隔に対応可能で、２．５ｋＨｚの周波数偏移を使用しているＬＭＲシステムの一般的なＳ／Ｎ(Signal / Noise)は、４５ｄＢ程度である。周波数偏移が１／２になると、Ｓ／Ｎは、６ｄＢ低下することにより、周波数偏移が０．１６７ｋＨｚのときのＳ／Ｎは、４５＋２０×ｌｏｇ１０（０．１６７／２．５）＝２１．５ｄＢとなり、明らかに実用に耐えられない性能となる。

このことより、アナログＦＭ変調を使用して、周波数偏移を下げることにより、マスクＥに適合させることは可能であるが、実使用的に許容できない性能となるので、この方法は検討対照から除外される。

次に、４値ＦＳＫ変調方式を適用したＬＭＲシステムが、２００５年施行のＦＣＣ規則に適合するための条件について、説明する。

図３と図４とには、Ｐ２５−Ｐ１変調方式を採用した場合のエミッションスペクトルを示したが、デジタル変調の場合、使用するデータ系列の特性によって変調波のスペクトルが異なってくる。図３と図４とから明白なように、ランダムなデータを使用すればそのスペクトルは分散して単位周波数あたりの平均エネルギーは小さくなり、スペクトルは狭くなったように見える。また、特定のデータの繰り返しでは正弦波で変調をかけたものと等価となり、正弦波の整数倍の成分にエネルギーが集中するために広いスペクトルとなる。したがって、４値ＦＳＫ変調での最悪条件は、周波数偏移の広い方の＋３と−３とのシンボルを使用し、これを交互に繰り返すことでシンボルレートの半分の周波数に等しい正弦波で変調をかけたときである。

上述したように、２００５年施行のＦＣＣ規則には、エミッションスペクトルをマスクＥに適合させることの他に、データの送信を行う場合、６．２５ｋＨｚ帯域あたり４８００ｂｐｓ以上の伝送速度を有することが条件として規定されている。そこで、４８００ｂｐｓの伝送速度で４値ＦＳＫ変調方式を使用した場合に、エミッションスペクトルがマスクＥに適合するための、周波数偏移を逆算して求める。この場合、シンボルレートは、伝送速度４８００ｂｐｓの半分の２４００ｓｙｍｂｏｌ／ｓとなるので、＋３と−３とのシンボルを繰り返すことにより、等価的に１．２ｋＨｚの正弦波となる。

マスクＥの規格値と１．２ｋＨｚの整数倍のスペクトルの値とを比較すると、４次の成分が条件的に最も厳しく、これを満たせば、エミッションスペクトルをマスクＥに適合させることができる。このとき、変調指数ｍｆは、０．６８５となり、周波数偏移は、以下の数２に示す値となる。

上述したように、図４に示すエミッションスペクトルは、マスクＤに適合しない。図４に示すエミッションスペクトルは、Ｐ２５−Ｐ１変調方式における最悪条件で測定したものであり、この例に倣えば、最悪条件においては、エミッションマスクに適合していなくてもよい。音声信号をデジタル化して伝送するような実使用状態において、データ系列は、ランダムな特性を示すので、実使用状態におけるスペクトルは、疑似ランダムデータを変調したときと、ほぼ同じ特性を有する。したがって、最悪条件においては、不適合をある程度許容してもよく、擬似ランダムデータを使用したときに完全に適合していればよい。

ここで、Ｐ２５−Ｐ１変調方式を採用した場合の最悪条下での各々のピークスペクトルのレベルを、ベッセル関数から求め、スペクトルがマスクＤからどの程度はみ出しているかを計算する。

表３に示すベースバンドフィルタは、レイズドコサイン（Raised Cosine）フィルタと、整形（Shaping）フィルタと、から構成されている。この整形フィルタの特性は、周波数０のとき振幅が１となり、シンボル周波数のとき振幅が０となるｓｉｎｃ（ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）の逆特性に等しい。＋３と−３とのシンボルでの公称周波数偏移は、それぞれ＋１．８ｋＨｚと−１．８ｋＨｚとである。レイズドコサインフィルタは、符号間干渉が生じないので、フィルタ出力でのシンボルの振幅は変化せず、そのため、＋３と−３とのシンボルを交互に送った場合の周波数偏移は、レイズドコサインフィルタだけを使用すると公称周波数偏移に等しくなる。整形フィルタの周波数特性は、ｓｉｎｃの逆特性に等しいことから、以下の数３によって示される。

＋３と−３とのシンボルを繰り返すとき、周波数ｆは、２．４ｋＨｚとなる。これを数３に代入すると、整形フィルタの特性は、π／２となる。実際の周波数偏移は、公称周波数偏移から整形フィルタの特性（＝π／２）の分だけ変化するので、レイズドコサインフィルタと整形フィルタとから構成されるフィルタの実際の周波数偏移は、１．８ｋＨｚ×π／２＝２．８２７ｋＨｚとなる。変調周波数を２．４ｋＨｚ、周波数偏移を２．８２７ｋＨｚとしたときベッセル関数の値と、表１から求められるマスクＤの値と、を表６に示す。

表６に示すように、３次以上の成分では１〜２dB程度の規格割れとなっている。また表６に示すベッセル関数の値と、図４に示す各々のピークスペクトルの値と、を比較すると、多少の誤差はあるもののほぼ相関が取れている。したがって、数２に示す周波数偏移０．８２２ｋＨｚは、最悪条件においても完全にマスクＥに適合する周波数偏移なので、Ｐ２５−Ｐ１変調方式のように最悪条件では多少の規格割れが許容されるのであれば、０．８２２ｋＨｚ以上の周波数偏移を使用してもよいことになる。また、Ｐ２５−Ｐ１変調方式のようなＦＳＫ変調方式での誤り率が周波数偏移に依存することを考えると、周波数偏移は、可能な限り大きくした方がよい。そこで、ベッセル関数から求めた１．２ｋＨｚの整数倍の周波数を有するスペクトルの値と、マスクＥの規格値と、を比較し、エミッションスペクトルが、最悪条件ではマスクＥに適合しないが、疑似ランダムデータを使用した場合には、マスクＥに適合する変調指数ｍｆは、０．７９３となり、周波数偏移は、以下の数４に示す値となる。

変調周波数を１．２ｋＨｚ、周波数偏移を０．９５２ｋＨｚとしたときベッセル関数の値と、表４から求められるマスクＥの値と、を表７に示す。

変調指数ｍｆ＝０．７９３は、３次の成分にてマスクＥの規格値とベッセル関数の値とが同じ値となる変調指数である。４次の成分では、５ｄＢの規格割れとなっている。表４に示すように、ｆｄ＞４．６ｋＨｚの周波数帯では、送信出力Ｐの値によって、マスクＥの規格値は、変化する。送信出力Ｐが１０Ｗ以上のとき、規格値は、−６５ｄＢとなり、送信出力Ｐが５Ｗのとき、−６２ｄＢとなる。一般にポータブルタイプの無線機器では、送信出力が５Ｗであり、この条件の下では、３ｄＢの規格割れとなる。この程度の規格割れならば表６に示したＰ２５−Ｐ１変調方式を採用した場合でのマスクＤに対する規格割れと比して大差なく、マスクＤのときと同様に、許容範囲内にあるといえる。

これまで、４８００ｂｐｓの伝送速度で４値ＦＳＫを使用したときに、エミッションスペクトルをマスクＥに適合させるための最大周波数偏移を求めてきた。さて、デジタルデータを変調するとき、ベースバンドフィルタを用いて、波形を整形することは、周知の事実であり、用いられるベースバンドフィルタによって誤り率が影響を受ける。また、数３に示すように、ベースバンドフィルタによって、変調器から出力される実際の周波数偏移は変化するので、数４に示す最大周波数偏移０．９５２ｋＨｚを逆算することにより得られる＋３と−３とのシンボルレベルでの公称周波数偏移は、異なってくる。

誤り率を低く抑えるために伝送路をナイキスト伝送路とするのが一般的であり、このため、本実施の形態では、ベースバンドフィルタにナイキストフィルタを用いる。ＦＭ変調器とＦＭ復調器とは、歪みが発生しない限り透過性を持つことから、ナイキスト伝送路とするためには、ＦＭ変調器の前段あるいはＦＭ復調器の後段にナイキストフィルタを配置してベースバンドフィルタにてナイキスト特性を持てばよい。表３に示した整形フィルタと積分放電フィルタとは、逆の周波数特性を有するので、変調器と復調器とを一体にすれば、レイズドコサインフィルタのみとなり、ナイキスト伝送路を形成していることが理解できる。

上述のように、誤り率を低くするためにはナイキストフィルタを使用することが必要条件であり、加えて、使用するナイキストフィルタによって０．９５２ｋＨｚという実際の周波数偏移が得られる公称周波数偏移が異なってくる。このため、最も大きい公称周波数偏移を得られるナイキストフィルタを選択することが必要となる。一般にナイキストフィルタとしては、レイズドコサイン（Raised Cosine）特性を有するフィルタが用いられる。このときのフィルタの組み合わせを、以下の表８に示す。

１／ｓｉｎｃフィルタは、ｓｉｎｃフィルタの逆特性を有するため、発散する周波数特性を有する。このため、１／ｓｉｎｃフィルタを単独で使用することはできず、１／ｓｉｎｃフィルタのみを用いるような組合せは、除外する。受信側に何もフィルタがないと、雑音に対して帯域制限がかからず、Ｓ／Ｎが劣化するため、誤り率は、非常に悪くなる。送信側にフィルタが何もないと矩形波のままＦＭ変調をすることになり、スペクトルは無限大に広がって、マスクＥに適合しなくなる。これらのことより、上記組み合わせのうち、Iの組合せとIIIの組合せとは対象から除外される。IVの組合せは、送信側にｓｉｎｃフィルタしか有していないため、帯域制限が緩く、スペクトルの広がりが比較的大きくなる。このため、IVの組合せも対象から除外される。従って、候補としては、II、V、VI、VIIの４種類の組合せとなる。

候補となるフィルタを使用したときに、実際の最大周波数偏移が０．９５２ｋＨｚとなるための公称周波数偏移を求める。シンボルレートは２４００ｓｙｍｂｏｌ／ｓであり、＋３と−３とのシンボルの繰り返しでは、周波数１．２ｋＨｚの正弦波となる。レイズドコサインフィルタを用いた場合には、公称周波数偏移と実際の周波数偏移とが等しくなる。このときの振幅を基準値として、周波数１．２ｋＨｚにおけるそれぞれのフィルタでの振幅を計算すると、以下の数５、数６及び数７のように求まる。

これらの式より４種類の候補となるフィルタの１．２ｋＨｚにおけるレイズドコサインフィルタでの振幅を基準とした振幅倍率は、以下の数８、数９、数１０及び数１１で示される。

実際の最大周波数偏移を０．９５２ｋＨｚとするため、候補となるフィルタそれぞれでの公称周波数偏移は、以下の数１２、数１３、数１４及び数１５のように計算される。

ＦＳＫ変調方式では、周波数偏移の大きい程、誤り率が低くなるので、公称周波数偏移の大きいもの程、良好な特性を示す。また、受信側を考えると、雑音に対して帯域制限が強くかかるものほどＳ／Ｎが良好となり、結果的に誤り率は低くなる。候補VIでは受信側の帯域制限は強いものの、公称周波数偏移が非常に小さいので、全体での誤り率は劣化する。候補IIは公称周波数偏移が２番目に低く、受信側の帯域制限は最も緩いので、これも誤り率は劣化する。数１２乃至数１５において求めたフィルタの公称周波数偏移を適用して、誤り率を計算した結果を図１０に示す。

図１０に示す結果により、上記の判断が正しいことが証明され、候補VIIのベースバンドフィルタを用いた場合、最も良好な誤り率を示す。その次に良好なのは、候補Vのベースバンドフィルタを用いた場合である。また、図１０に示す結果からＣ／Ｎを求め、受信機の雑音指数を７ｄＢと仮定したときの受信機の入力レベルに対する誤り率を求め、図１１に示す。基準感度を３％の誤り率とすれば、候補VIIでは−１２２ｄＢｍが基準感度の得られる入力レベルとなる。１２．５ｋＨｚのチャンネル間隔対応のＬＭＲシステムで、アナログＦＭ変調方式を用いる場合、基準感度を１２ｄＢＳＩＮＡＤとすることがＦＣＣ規則に規定されている。雑音指数が７ｄＢの受信機において、１２ｄＢＳＩＮＡＤの受信感度を得ることができる入力レベルは、約−１２０ｄＢｍである。この１２ｄＢＳＩＮＡＤの受信感度と候補VIIとを比べると、図１１に示すように、候補VIIの方が約２ｄＢだけ感度が良好である。候補Vにおいては、３％の誤り率は−１２０．５ｄＢｍによって得られており、従来のアナログＦＭ変調方式を用いた場合と同等な基準感度を有している。

以上より、取りうる実際の周波数偏移の範囲が完全にマスクＥに適合するための周波数偏移の最小値は、数２に示す０．８２２ｋＨｚとなり、最大値は、数４に示す０．９５２ｋＨｚとなる。また、数９と数１１とを用いて、候補VとVIIの公称周波数偏移を計算することにより、２００５年施行のＦＣＣ規則に適合した変調方式を得ることができる。これらのことを踏まえて、以下の実施例について説明する。

ます、実施例１における伝送速度、シンボルレート、ベースバンドフィルタ、変調方式、及び公称周波数偏移を、表９に示す。

図１２は、本発明の実施例１にかかる陸上移動通信システム１の構成を示すブロック図である。陸上移動通信システム１は、送信部１０と、受信部２０と、から概略構成され、伝送速度４８００ｂｐｓでデータの送受信を行う。

陸上移動通信システム１には、公称周波数偏移として、シンボルレベル±３に対して±９１３ｋＨｚ〜±１０５７ｋＨｚの所定値が、シンボルレベル±１に対して該所定値の１／３の値が、それぞれ設定されている。この公称周波数偏移とは、後述するマッパ１２から出力されたシンボルがベースバンドフィルタ１３を介さずＦＭ変調器１４に入力されたときに偏移する周波数である。

送信部１０は、エンコーダ１１と、マッパ１２と、ベースバンドフィルタ１３と、ＦＭ変調器１４と、から構成されている。

エンコーダ１１は、音声データや文字データ等に、符号化処理、誤り訂正符号付加処理や同期符号付加処理等、所定のフォーマット処理を施して２値信号を生成し、生成した２値信号をマッパ１２に供給する。

マッパ１２は、エンコーダ１１から順次入力される２値信号を２ビットずつ順次、４値のシンボル（±３、±１）に変換して、ベースバンドフィルタ１３に供給する。このシンボルは、所定のシンボル時間の幅を有する矩形の電圧信号である。また、本実施例において、伝送速度が４８００ｂｐｓであることから、シンボルレートは２４００ｓｙｍｂｏｌ／ｓとなり、マッパ１２から＋３と−３とのシンボルが交互に出力されるときのシンボル列の周波数は１．２ｋＨｚとなる。

ベースバンドフィルタ１３は、ナイキストフィルタから構成され、マッパ１２から入力されるシンボルの所定周波数成分を遮断して波形信号を出力する。本実施例において、ベースバンドフィルタ１３は、ルートレイズドコサインフィルタ１３１と、ｓｉｎｃフィルタ１３２と、から構成されている。

ルートレイズドコサインフィルタ１３１は、入力された矩形信号の周波数が１．２ｋＨｚのとき、この矩形信号の√２倍の振幅を有する波形信号を出力する。ｓｉｎｃフィルタ１３２は、入力された矩形信号の周波数が１．２ｋＨｚのとき、この矩形信号の２／π倍の振幅を有する波形信号を出力する。

つまり、本実施例のベースバンドフィルタ１３は、マッパ１２から入力される周波数１．２ｋＨｚの矩形のシンボルを、該シンボルの２√２／π倍の振幅を有する波形信号に整形して出力する。

ＦＭ変調器１４は、ベースバンドフィルタ１３から出力される波形信号の振幅の大きさに応じて、受信部２０に送信する信号の周波数を偏移させることにより、変調（ＦＭ変調）する。

より詳細に説明すれば、ＦＭ変調器１４は、マッパ１２から出力されたシンボルのレベルが＋３のとき、送信する信号の周波数を＋Δｆ（＋０．８２２ｋＨｚ≦Δｆ≦＋０．９５２ｋＨｚ）だけ偏移させ、シンボルレベルが−３のとき、送信する信号の周波数を−Δｆ（−０．８２２ｋＨｚ≦Δｆ≦−０．９５２ｋＨｚ）だけ偏移させる。また、ＦＭ変調器１４は、シンボルレベルが＋１のとき、＋Δｆ／３だけ偏移させ、シンボルレベルが−１のとき、−Δｆだけ偏移させる。

そして、ＦＭ変調器１４は、ＦＭ変調した信号を図示しないアンテナを介して空中に放射し、受信部２０に送信する。

受信部２０は、ＦＭ復調器２１と、ベースバンドフィルタ２２と、デマッパ２３と、デコーダ２４と、から構成されている。

ＦＭ復調器２１は、図示しないアンテナを介して入力され、受信した信号を復調し、復調して得られた４値信号をベースバンドフィルタ２２に供給する。

ベースバンドフィルタ２２は、ルートレイズドコサインフィルタ１３１と、ｓｉｎｃフィルタ１３２の逆特性を有する１／ｓｉｎｃフィルタ２３１と、から構成され、ＦＭ復調器２１から入力される４値信号の所定周波数成分を遮断し、入力信号のπ／２√２倍の振幅を有する４値信号を出力する。

このベースバンドフィルタ２２と上述した送信部１０のベースバンドフィルタ１３とにより、陸上移動通信システム１には、ナイキスト伝送路が形成される。

デマッパ２３は、ベースバンドフィルタ２２から入力される４値信号を２ビットの２値信号に順次変換し、変換した２値信号をデコーダ２４に供給する。

デコーダ２４は、デマッパ２３から供給される２値信号に、復号化処理や誤り訂正処理等を施して、送信部１０から送信された音声データや文字データ等を出力する。

次に、上記構成を備える陸上移動通信システム１の通信動作について、図１３に示すフローチャートを参照して説明する。

陸上移動通信システム１は、送信部１０のエンコーダ１１に音声データや文字データ等が入力されると、図１３のフローチャートに示す通信動作を開始する。

エンコーダ１１は、入力された音声データや文字データ等に符号化処理を施して、２値信号を生成し、生成した２値信号をマッパ１２に出力する（ステップＳ１０１）。

マッパ１２は、エンコーダ１１から入力される２値信号にマッピング処理を施して、２値信号を２ビットずつ順次４値のシンボルに変換し、変換したシンボルをベースバンドフィルタ１３に出力する（ステップＳ１０２）。

ベースバンドフィルタ１３は、マッパ１２から入力されるシンボルに帯域制限処理を施して所定周波数成分を遮断することにより波形信号を整形し、整形した波形信号をＦＭ変調器１４に出力する（ステップＳ１０３）。

ＦＭ変調器１４は、ベースバンドフィルタ１３から出力される波形信号の振幅の大きさに応じて、送信信号にＦＭ変調処理を施し（ステップＳ１０４）、ＦＭ変調された信号を図示しないアンテナを介して空中に放射することにより、受信部２０に音声データや文字データ等を送信する。

受信部２０のＦＭ復調器２１は、図示しないアンテナを介して入力され、受信した信号にＦＭ復調処理を施し、復調して得られた４値信号をベースバンドフィルタ２２に出力する（ステップＳ２０１）。

ベースバンドフィルタ２２は、ＦＭ復調器２１から入力される４値信号に帯域制限処理を施し、所定周波数成分が遮断された４値信号をデマッパ２３に出力する（ステップＳ２０２）。

デマッパ２３は、ベースバンドフィルタ２２から入力される４値信号にデマッピング処理を施して、４値信号を２ビットの２値信号に変換し、変換した２値信号をデコーダ２４に出力する（ステップＳ２０３）。

デコーダ２４は、デマッパ２３から供給される２値信号に復号化処理等を施して（ステップＳ２０４）、送信部１０から送信された音声データや文字データ等を復号して出力する。

公称周波数偏移を１．０５７ｋＨｚに設定し、最悪条件のとき（シンボル＋３に対応するデータと−３に対応するデータとを交互に送信部１０に入力したとき）のエミッションスペクトルの波形を図１４に、擬似ランダムデータを送信部１０に入力したときのエミッションスペクトルを図１５に、それぞれ示す。

続いて、実施例２について説明する。実施例２における伝送速度、シンボルレート、ベースバンドフィルタ、変調方式、及び公称周波数偏移を、表１０に示す。

図１６は、本発明の実施例２にかかる陸上移動通信システム２の構成を示すブロック図である。陸上移動通信システム２は、送信部３０と、受信部４０と、から概略構成されている。なお、実施例１と同様の構成については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

また、陸上移動通信システム２には、公称周波数偏移として、シンボルレベル±３に対して±５８１ｋＨｚ〜±６７３ｋＨｚの所定値が、シンボルレベル±１に対して該所定値の１／３の値が、それぞれ設定されている。

送信部３０は、エンコーダ１１と、マッパ１２と、ベースバンドフィルタ３３と、ＦＭ変調器１４と、から構成されている。ベースバンドフィルタ３３は、ルートレイズドコサインフィルタ１３１から構成され、マッパ１２から入力される周波数１．２ｋＨｚの矩形のシンボルを、該シンボルの√２倍の振幅を有する波形信号に整形して出力する。

受信部４０は、ＦＭ復調器２１と、ベースバンドフィルタ４２と、デマッパ２３と、デコーダ２４と、から構成されている。ベースバンドフィルタ４２は、ルートレイズドコサインフィルタ１３１から構成され、ＦＭ復調器２１から入力される４値信号の所定周波数成分を遮断し、入力信号の√２倍の振幅を有する４値信号を出力する。

このベースバンドフィルタ４２と上述した送信部３０のベースバンドフィルタ３３とにより、陸上移動通信システム２には、陸上移動通信システム１と同様に、ナイキスト伝送路が形成される。

公称周波数偏移を０．６７３ｋＨｚに設定し、最悪条件のとき（シンボル＋３に対応するデータと−３に対応するデータとを交互に送信部３０に入力したとき）のエミッションスペクトルの波形を図１７に、擬似ランダムデータを送信部３０に入力したときのエミッションスペクトルを図１８に、それぞれ示す。

上記実施例１及び２より、陸上移動通信システム１及び２では、設定されている公称周波数偏移が異なっていても、実際に送信部１０及び３０から出力される信号の周波数偏移が同じであるため、図１４及び図１７に示すエミッションスペクトルは、ほとんど同じ特性を示す。また、スペクトルのレベルが表７に示したベッセル関数から計算されたレベルとほぼ等しいことも確認できるため、導入の正しさを立証することができる。さらに、図１５及び図１８に示すように、擬似ランダムデータを使用した場合、エミッションスペクトルは、マスクＥの規格に対して十分な余裕をもっているため、上記陸上移動通信システム１及び２は、２００５年施行のＦＣＣ規則に適合可能である。

以上より、本実施の形態におけるＬＭＲシステムは、４値ＦＳＫ変調方式を適用しているので、現在、１２．５ｋＨｚチャンネル間隔に対応したＬＭＲシステムで運用されているアナログＦＭ変調の無線機器の非線形パワーアンプやFM変復調回路をそのまま適用することができる。このため、本実施の形態におけるＬＭＲシステムは、コスト面等に問題のある線形パワーアンプを使用することなく、２００５年施行のＦＣＣ規則に適合することができる。

また、デジタルデータを使用した変調方式を適用することにより、音声データと文字データ等とを統合して扱えるようになったので、昨今のデータ通信の需要に適したものとなっている。

さらに、２００５年施行のＦＣＣ規則に適合させつつ、誤り率が低くすることができるので、従来のアナログＦＭ変調の基準感度と同等あるいはそれ以上の感度を達成できる。また、通話距離が従来に比べて長くなる。さらに、同じ通話距離であるならば送信出力は、低下するので、ＬＭＲシステムでの消費電流を低減することができる。

また、実際に使用される無線機器は下位互換性を保つために、１２．５ｋＨｚチャンネル間隔対応型のＬＭＲシステムで使用されているアナログＦＭ変調の動作モードも実装することが要求されるが、本実施の形態のＬＭＲシステムでは、多くの回路との互換性を有する４値ＦＳＫ変調方式を採用しているので、デュアルモード設計が可能である。さらに、Ｐ２５−Ｐ１変調方式は、パラメータに違いがあるものの４値ＦＳＫ変調方式を基本としているので、Ｐ２５−Ｐ１変調方式とのデュアルモード設計も可能である。

なお、本発明は、上記の実施の形態に限られず、種々の変形、応用が可能である。以下、本発明に適用可能な上記の実施の形態の変形態様について説明する。

上記実施の形態において、上記実施例１では候補VIIのベースバンドフィルタを、上記実施例２では候補Vのベースバンドフィルタを、それぞれ使用したが、本発明は、これに限定されず、候補IIのベースバンドフィルタを用いてもよい。

この候補IIのベースバンドフィルタを用いた場合の伝送速度、シンボルレート、ベースバンドフィルタ、変調方式、及び公称周波数偏移を、表１１に示す。

図１９は、本発明の変形例にかかる陸上移動通信システム３の構成を示すブロック図である。陸上移動通信システム３は、送信部５０と、受信部６０と、から概略構成されている。なお、実施例１及び２と同様の構成については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

また、陸上移動通信システム３には、公称周波数偏移として、シンボルレベル±３に対して±０．５２３ｋＨｚ〜±０．６０６ｋＨｚの所定値が、シンボルレベル±１に対して該所定値の１／３の値が、それぞれ設定されている。

送信部５０は、エンコーダ１１と、マッパ１２と、ベースバンドフィルタ５３と、ＦＭ変調器１４と、から構成されている。ベースバンドフィルタ５３は、レイズドコサインフィルタ５３１と、１／ｓｉｎｃフィルタ２３１と、から構成され、マッパ１２から入力される周波数１．２ｋＨｚの矩形のシンボルを、該シンボルのπ／２倍の振幅を有する波形信号に整形して出力する。

受信部６０は、ＦＭ復調器２１と、ベースバンドフィルタ６２と、デマッパ２３と、デコーダ２４と、から構成されている。ベースバンドフィルタ６２は、１／ｓｉｎｃフィルタ２３１の逆特性を有するｓｉｎｃフィルタ１３２から構成され、ＦＭ復調器２１から入力される４値信号の所定周波数成分を遮断し、入力信号の２／π倍の振幅を有する４値信号を出力する。

このベースバンドフィルタ６２と上述した送信部５０のベースバンドフィルタ５３とにより、陸上移動通信システム３には、陸上移動通信システム１及び２と同様に、ナイキスト伝送路が形成される。

候補IIのベースバンドフィルタは、上述したとおり、候補VII及び候補Vのベースバンドフィルタに比して、感度は劣っているが、Ｐ２５−Ｐ１変調方式で使用されているベースバンドフィルタと、同様のフィルタ構成を備える。このため、ロールオフファクタαがＰ２５−Ｐ１変調方式で使用されているベースバンドフィルタのそれと同じ値であれば、Ｐ２５−Ｐ１変調方式で使用されているベースバンドフィルタと同じフィルタの係数を使用できるので、回路規模あるいはメモリ量を削減することがでる。

上記実施の形態において、多値ＦＳＫ変調方式として、４値ＦＳＫ変調方式を採用していたが、本発明は、これに限定されず、８値ＦＳＫ変調方式や１６値ＦＳＫ変調方式等であってもよい。例えば、８値ＦＳＫ変調方式を用いる場合、シンボルレートは、２４００ｓｙｍｂｏｌ／ｓで固定なので、伝送速度は、７２００ｂｐｓとなる。そして、シンボルレベルは、±７、±５、±３、±１、の８値となり、＋７と−７とのシンボルを交互に送ると、１．２ｋＨｚの正弦波となる。したがって、＋７と−７とのシンボルでの実際の周波数偏移を上記実施例１、２や変形例で定義した値等に設定すれば、４値の場合と同様、エミッションスペクトルを、マスクＥに適合させることができる。このような条件とすることで、エミッションスペクトルをマスクＥに適合させつつ、８値ＦＳＫ変調方式以外にも１６値ＦＳＫ変調方式或いはそれ以上の値のＦＳＫ変調方式を用いることにより、より高速な伝送速度を得ることができる。

また、上記実施の形態において、移動通信システムは、陸上移動通信システムであったが、本発明は、これに限定されず、海上で使用する移動通信システムであってもよい。

マスクＤの特性を示す図である。 アナログＦＭ変調方式を用いた場合のエミッションスペクトルの波形とマスクＤとを示す図である。 Ｐ２５−Ｐ１変調方式にて、疑似ランダムデータを変調した場合におけるエミッションスペクトルの波形とマスクＤとを示す図である。 Ｐ２５−Ｐ１変調方式にて、±３のシンボルを交互に発生させた場合におけるエミッションスペクトルの波形とマスクＤとを示す図である。 マスクＥの特性を示す図である。 アナログＦＭ変調方式を用いた場合のエミッションスペクトルの波形とマスクＥとを示す図である。 Ｐ２５−Ｐ１変調方式での伝送速度と周波数偏移とを半分にして、疑似ランダムデータを変調した場合におけるエミッションスペクトルの波形とマスクＥとを示す図である。 Ｐ２５−Ｐ１変調方式での伝送速度と周波数偏移とを半分にして、±３のシンボルを交互に発生させた場合におけるエミッションスペクトルの波形とマスクＥとを示す図である。 Ｐ２５−Ｐ２変調方式にて、疑似ランダムデータを変調した場合におけるエミッションスペクトルの波形とマスクＥとを示す図である。 各候補フィルタを用いた場合での誤り率特性を示す図である。 各候補フィルタを用いた場合での誤り率特性を示す図である。 本発明の実施例１にかかる陸上移動通信システムの構成を示すブロック図である。 実施例１にかかる陸上移動通信システムの動作を説明するためのフローチャートである。 実施例１にかかる陸上移動通信システムにて、±３のシンボルを交互に発生させた場合におけるエミッションスペクトルの波形とマスクＥとを示す図である。 実施例１にかかる陸上移動通信システムにて、疑似ランダムデータを変調した場合におけるエミッションスペクトルの波形とマスクＥとを示す図である。 本発明の実施例２にかかる陸上移動通信システムの構成を示すブロック図である。 実施例２にかかる陸上移動通信システムにて、±３のシンボルを交互に発生させた場合におけるエミッションスペクトルの波形とマスクＥとを示す図である。 実施例２にかかる陸上移動通信システムにて、疑似ランダムデータを変調した場合におけるエミッションスペクトルの波形とマスクＥとを示す図である。 本発明の変形例にかかる陸上移動通信システムの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 陸上移動通信システム
２ 陸上移動通信システム
３ 陸上移動通信システム
１０ 送信部
１３ ベースバンドフィルタ
１４ ＦＭ変調器
２０ 受信部
２１ ＦＭ復調器
２２ ベースバンドフィルタ
３０ 送信部
３３ ベースバンドフィルタ
４０ 受信部
４２ ベースバンドフィルタ
５０ 送信部
５３ ベースバンドフィルタ
６０ 受信部
６２ ベースバンドフィルタ
１３１ ルートレイズドコサインフィルタ
１３２ ｓｉｎｃフィルタ
２３１ １／ｓｉｎｃフィルタ
５３１ レイズドコサインフィルタ

Claims (9)

1. ２４００×（ｎ＋１）（ｎ：自然数）［ｂｐｓ］の伝送速度で、データ通信を行う移動通信システムにおける変調装置であって、
   所定データを符号化して生成された２値信号を（ｎ＋１）ビットずつ順次、（２^{（ｎ＋１）}＋１−２ｋ）（１≦ｋ≦２^{（ｎ＋１）}）からなる２^{（ｎ＋１）}値のシンボルに変換して出力するシンボル変換手段と、
   前記シンボル変換手段から入力されたシンボルの不要周波数成分を遮断して波形信号を出力するベースバンドフィルタと、
   前記ベースバンドフィルタから入力された波形信号の振幅の大きさに応じて、出力信号の周波数を偏移させて変調する周波数偏移（ＦＭ：Frequency Modulation）変調手段と、
   を備え、
   前記シンボル変換手段から±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルが出力されたとき、前記周波数偏移変調手段からの出力信号の周波数偏移は、±０．８２２［ｋＨｚ］乃至±０．９５２［ｋＨｚ］の範囲である、
   ことを特徴とする変調装置。
2. 前記ベースバンドフィルタは、ナイキスト（Nyquist）フィルタである、
   ことを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
3. ２４００×（ｎ＋１）（ｎ：自然数）［ｂｐｓ］の伝送速度で、データの送信を行う送信装置と、該送信装置から送信されたデータを受信する受信装置と、を備える移動通信システムであって、
   前記送信装置は、
   所定データを符号化して２値信号を生成する符号化手段と、
   前記符号化手段により生成された２値信号を（ｎ＋１）ビットずつ順次、（２^{（ｎ＋１）}＋１−２ｋ）（１≦ｋ≦２^{（ｎ＋１）}）からなる２^{（ｎ＋１）}値のシンボルに変換して出力するシンボル変換手段と、
   前記シンボル変換手段から入力されたシンボルの不要周波数成分を遮断して波形信号を出力する第１のベースバンドフィルタと、
   前記第１のベースバンドフィルタから入力された波形信号の振幅の大きさに応じて周波数を偏移させて変調した信号を前記受信装置に送信する周波数偏移（ＦＭ：Frequency Modulation）変調手段と、
   を含み、
   前記受信装置は、
   前記送信装置から送信され、受信した信号を復調して２^{（ｎ＋１）}値信号を出力する復調手段と、
   前記復調手段から出力された２^{（ｎ＋１）}値信号の不要周波数成分を遮断して出力する第２のベースバンドフィルタと、
   前記第２のベースバンドフィルタから入力された２^{（ｎ＋１）}値信号を（ｎ＋１）ビットの２値信号に順次変換して出力する２値信号変換手段と、
   前記２値信号生成手段から入力された２値信号を復号化して前記所定データを出力する復号化手段と、
   を含み、
   前記シンボル変換手段から±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルが出力されたとき、前記周波数偏移変調手段から出力される信号の周波数偏移は、±０．８２２［ｋＨｚ］乃至±０．９５２［ｋＨｚ］の範囲である、
   ことを特徴とする移動通信システム。
4. 前記第１及び第２のベースバンドフィルタは、ナイキスト（Nyquist）フィルタである、
   ことを特徴とする請求項２に記載の移動通信システム。
5. 前記第１のベースバンドフィルタは、ルートレイズドコサイン（Root Raised Cosine）フィルタと、ｓｉｎｃフィルタと、から構成され、
   前記第２のベースバンドフィルタは、ルートレイズドコサイン（Root Raised Cosine）フィルタと、前記ｓｉｎｃフィルタの逆特性を有する１／ｓｉｎｃフィルタと、から構成され、
   前記±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルの公称周波数偏移は、前記周波数偏移変調手段から出力される信号の周波数偏移のπ／２√２倍の値に設定されている、
   ことを特徴とする請求項３又は４に記載の移動通信システム。
6. 前記第１及び第２のベースバンドフィルタは、ルートレイズドコサイン（Root Raised Cosine）フィルタから構成され、
   前記±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルの公称周波数偏移は、前記周波数偏移変調手段から出力される信号の周波数偏移の１／√２倍の値に設定されている、
   ことを特徴とする請求項３又は４に記載の移動通信システム。
7. 前記第１のベースバンドフィルタは、レイズドコサイン（Raised Cosine）フィルタと、１／ｓｉｎｃフィルタと、から構成され、
   前記第２のベースバンドフィルタは、前記１／ｓｉｎｃフィルタの逆特性を有するｓｉｎｃフィルタから構成され、
   前記±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルの公称周波数偏移は、前記周波数偏移変調手段から出力される信号の周波数偏移の２／π倍の値に設定されている、
   ことを特徴とする請求項３又は４に記載の移動通信システム。
8. ２４００×（ｎ＋１）（ｎ：自然数）［ｂｐｓ］の伝送速度で、データ通信を行う移動通信システムにおける変調方法であって、
   所定データを符号化して生成された２値信号を（ｎ＋１）ビットずつ順次、（２^{（ｎ＋１）}＋１−２ｋ）（１≦ｋ≦２^{（ｎ＋１）}）からなる２^{（ｎ＋１）}値のシンボルに変換して出力するシンボル変換工程と、
   前記シンボル変換工程から入力されたシンボルの不要周波数成分を遮断して波形信号を出力する工程と、
   入力された波形信号の振幅の大きさに応じて、出力信号の周波数を偏移させて変調する周波数偏移（ＦＭ：Frequency Modulation）変調工程と、
   を備え、
   前記シンボル変換工程から±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルが出力されたとき、前記周波数偏移変調工程からの出力信号の周波数偏移は、±０．８２２［ｋＨｚ］乃至±０．９５２［ｋＨｚ］の範囲である、
   ことを特徴とする変調方法。
9. ２４００×（ｎ＋１）（ｎ：自然数）［ｂｐｓ］の伝送速度で、データの送信を行う送信装置と、該送信装置から送信されたデータを受信する受信装置と、を備える移動通信システムにおける通信方法であって、
   所定データを符号化して２値信号を生成する符号化工程と、
   前記符号化工程により生成された２値信号を（ｎ＋１）ビットずつ順次、（２^{（ｎ＋１）}＋１−２ｋ）（１≦ｋ≦２^{（ｎ＋１）}）からなる２^{（ｎ＋１）}値のシンボルに変換して出力するシンボル変換工程と、
   前記シンボル変換工程から入力されたシンボルの不要周波数成分を遮断して波形信号を出力する工程と、
   前記第１のベースバンドフィルタから入力された波形信号の振幅の大きさに応じて周波数を偏移させて変調した信号を前記受信装置に送信する周波数偏移（ＦＭ：Frequency Modulation）変調工程と、
   前記送信装置から送信され、受信した信号を復調して２^{（ｎ＋１）}値信号を出力する復調工程と、
   前記復調工程から出力された２^{（ｎ＋１）}値信号の不要周波数成分を遮断して出力する工程と、
   入力された２^{（ｎ＋１）}値信号を（ｎ＋１）ビットの２値信号に順次変換して出力する２値信号変換工程と、
   前記２値信号生成工程から入力された２値信号を復号化して前記所定データを出力する復号化工程と、
   を含み、
   前記シンボル変換工程から±（２^{（ｎ＋１）}−１）のシンボルが出力されたとき、前記周波数偏移変調工程から出力される信号の周波数偏移は、±０．８２２［ｋＨｚ］乃至±０．９５２［ｋＨｚ］の範囲である、
   ことを特徴とする通信方法。

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