EP0415240B1 - Zündsystem für eine Verbrennungskraftmaschine - Google Patents

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EP0415240B1
EP0415240B1 EP90116018A EP90116018A EP0415240B1 EP 0415240 B1 EP0415240 B1 EP 0415240B1 EP 90116018 A EP90116018 A EP 90116018A EP 90116018 A EP90116018 A EP 90116018A EP 0415240 B1 EP0415240 B1 EP 0415240B1
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EP
European Patent Office
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ignition
ignition system
transistor
coil
circuit
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EP90116018A
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English (en)
French (fr)
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EP0415240A3 (en
EP0415240A2 (de
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Uwe Ing. Hartmann (Grad.)
Udo Ing. Mai (Grad.)
Roman Dipl.-Ing. Fh Schichl
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Vogt Electronic AG
Original Assignee
Vogt Electronic AG
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Publication date
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Publication of EP0415240A3 publication Critical patent/EP0415240A3/de
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    • F02B2275/00—Other engines, components or details, not provided for in other groups of this subclass
    • F02B2275/14—Direct injection into combustion chamber

Definitions

  • the invention relates to an ignition system according to the preamble of claim 1.
  • Such an ignition system is known from EP-A-0034787.
  • alternating current for spark ignition in internal combustion engines is known.
  • the use of alternating current for the ignition has the advantage that the spark discharge at the spark plug can be maintained over any period of time and can thus be easily adapted to the instantaneous requirement of the engine, which increases the efficiency of the internal combustion engine through the more complete use of the fuel mixture and the pollutants reduced in exhaust gas.
  • DE-OS 1 539 183 describes an ignition arrangement with a primary and secondary circuit of a step-up transformer, the primary circuit of which is designed as a parallel and series resonance circuit. After a quick discharge in the secondary circuit, this resonant circuit generates an alternating current at the spark plug cathodes. Furthermore, from DE-OS 25 17 940 a capacitor ignition system for internal combustion engines with ferromagnetic resonance is known, in which only after each discharge of the primary-side capacitor, a second control circuit generates an oscillating current in the primary and secondary windings and thus for a predetermined Period of time allows an alternating current to flow at the spark plug.
  • an oscillator circuit controls a transistor push-pull circuit connected to the primary winding of an ignition coil. This oscillator circuit is controlled by the switch positions of the breaker contacts of an ignition distributor and generates an AC signal with a constant frequency at the spark plugs.
  • a disadvantage of these known ignition systems is that the energy supply takes place over a constant ignition period and thus generates an AC signal with constant power at the ignition contacts. This can happen if the conclusion is unfavorable the secondary circuit, e.g. B. if the mixture is not ignited, in the event of short-circuited ignition contacts or the spark plug connector being pulled off, lead to an excessively high power supply which can damage or even destroy the electrical components of the ignition system.
  • An essential feature of the ignition system for internal combustion engines known from EP-A-0034787 is the fact that the freely oscillating AC voltage generator described therein vibrates continuously during operation of the ignition system.
  • a switch (I) is necessarily connected in parallel to the spark plug on the secondary side. The spark plug can only ignite when this switch is opened, since only then is there a sufficiently high ignition voltage at the spark plug.
  • Such a switch which is absolutely necessary on the secondary side, has a number of disadvantages.
  • this switch has to cope with the high voltage generated on the secondary side. This can only be avoided if an auxiliary winding - according to FIG. 8 of EP-A-0034787 - to which the switch I is to be connected in parallel is provided on the secondary side. Thanks to the auxiliary winding, the high voltage at the switch can be reduced. However, the auxiliary winding requires additional circuitry, which is of course undesirable.
  • An ignition output stage (primary and secondary circuit) is connected such that it operates in a current-controlled flyback and forward converter mode.
  • the blocking and flow time of a switching transistor in the primary circuit of the ignition output stage is controlled as a function of the ignition energy consumed in the secondary circuit in such a way that the ignition current frequency increases with increased energy consumption in the secondary circuit and decreases with reduced energy consumption.
  • the controlled variable which determines the switch-on cycles of the transistor, is the energy not completely removed from the primary circuit by the secondary circuit, the constant supply of energy to the output circuit being ensured by the current control on a resistor in the primary circuit.
  • the unused energy is fed back into the energy store (battery) and thus causes a smaller consumption of the electrical power.
  • Circuitry options are given in claims 2 to 7.
  • the ignition of two spark plugs can take place with one ignition output stage (see claim 4).
  • the actuator controlling the energy supply can be switched by means of additional circuitry measures (see claims 8 and 9).
  • the self-oscillating ignition output stage exists from a switch (transistor), an energy recovery diode, a charging coil, a primary resonant circuit capacitor and a secondary circuit coil, which is connected in series to a spark plug capacitance.
  • the function of the output circuit is comparable to a band filter.
  • the secondary circuit is supercritically coupled to the primary circuit by the mutual inductance due to its approx. 50% coupling. This ensures that the high voltage in the secondary circuit is very quickly available in full within a few periods.
  • the secondary circuit is loosely coupled to the primary circuit due to the strong damping. This guarantees a quasi constant current supply almost independent of the ignition voltage.
  • This technique of the self-oscillating ignition stage described above allows a considerable reduction in the volume of an ignition coil, since the total spark energy is allocated to the spark plug over a longer period of time and because the transmission frequency is high and the circuit works in both blocking and flow mode.
  • Another advantage of this ignition output stage is that only a coupling of approximately 50% is required for the construction of the ignition coil. This feature allows such a miniature ignition coil to be inexpensive and easy to manufacture.
  • each spark plug is provided with a miniature ignition coil and since the circuit operates in flow and flyback mode and thus the high voltage is available almost immediately after triggering, a distributor can be dispensed with without any problems.
  • Particularly suitable, small-sized and rationally producible ignition coils are the subject of claims 10 to 17.
  • a device for controlling an internal combustion engine in which the position of a sensor disk connected to a shaft of the internal combustion engine, which has a perforation designed as a marking, is registered by a fixed recording segment.
  • an inductive sensor e.g. Working according to the eddy current principle, pulses are obtained that are evaluated electronically.
  • a control and switching circuit then generates the switch-on and switch-off signals for the individual ignition branches with these pulses.
  • This known method is also suitable for triggering high-frequency AC ignition.
  • a disadvantage of the dynamic detection of the ignition timing mentioned above is that a movement of the encoder disk is necessary to determine the position in order to clearly determine the position of the camshaft or crankshaft.
  • a wheel is mounted on the camshaft in order to detect the correct triggering time for the ignition, which carries a clearly identifiable code on its surface, which code is scanned by a sensor.
  • the sensor scans, for example, inductively or optically.
  • a 10-bit Gray code can be arranged on the peripheral surface of a camshaft gear, which is scanned by an inductive multifunction sensor with integrated electronics and supplies electrical signals corresponding to the position of the camshaft gear.
  • the components required for the ignition system according to the invention can be produced in a conventional manner directly using a known low-voltage source, e.g. B. a DC battery of 12 volts can be fed.
  • a known low-voltage source e.g. B. a DC battery of 12 volts can be fed.
  • the disadvantage of such a low voltage supply is that the supply of electrical consumers that require a high operating voltage, such as. B. headlights with high pressure gas discharge lamps or the ignition system described above, is only possible with an unfavorable efficiency.
  • This disadvantage can be advantageously countered according to the invention by using a switching power supply, that is to say an inverter with a transformer, in a motor vehicle.
  • a switching power supply that is to say an inverter with a transformer
  • the ignition output stage according to the invention shown in Fig. 2a consists of a primary and secondary resonant circuit.
  • the primary resonant circuit has a control and regulating circuit 2 with a trigger input 4, a trigger output 6 and a supply line 8, and the primary winding P1 of an ignition coil.
  • a resonant circuit capacitor C1 is located in series with the primary circuit coil P1, and an energy recovery diode D1 is arranged in parallel therewith.
  • a transistor TR1 is connected on the drain side to the capacitor C1 and the energy recovery diode D1.
  • transistor TR1 On the source side, transistor TR1 is connected to ground via a current limiting resistor R1.
  • a supply line 10 connects the transistor on the source side to the current limiting resistor R1 and the control and regulating circuit 2.
  • the secondary coil (S1) is in series with the winding and ignition capacitance CW, as illustrated with the equivalent diagram in accordance with FIG. 2c. 2b, an output stage with galvanically isolated inductive coupling is provided
  • FIG. 6 A complete circuit of an ignition stage with three ignition paths for two spark plugs each, i.e. for a six-cylinder engine. B. is illustrated with FIG. 6.
  • FIG. 3a The supply of two spark plugs Z1, Z2 with a common ignition output stage is shown in FIG. 3a.
  • the effective winding and spark plug capacitance CW is preferably reduced by a factor of 2, as is illustrated in the equivalent circuit diagram in FIG. 3b.
  • the basic function of the ignition output stage according to the invention is based on time diagrams in FIGS. 4a to 4c so far and in FIGS. 5a to 5c for the above. Exemplary embodiments of the ignition output stages explained.
  • the steady state is assumed with sufficient battery voltage.
  • the voltage at point A in the circuit according to FIG. 6 releases the operation with a low level as soon as the amplifier OP1 is switched through.
  • a trigger input e.g. B. trigger input 3 ', are grounded according to the control.
  • the transistor T30 is turned on.
  • a drain current I D begins to flow ( Figure 4c, time period t1).
  • the voltage drop across resistor R37 increases until the voltage at the inverting input (-) of amplifier OP4 becomes more positive than the reference voltage at point B.
  • transistor T30 is blocked.
  • the energy contained in the SP30 storage coil excites the entire output circuit to vibrate. Part of the energy is transferred to the capacitor C33 of the primary area (CR or C in the equivalent circuit diagram 2c or 3b) and the other part to the capacitance CW of the secondary circuit (time period t2, Fig. 4a and 4b).
  • the voltage U D across the capacitor C33 increases sinusoidally until there is no more energy in the storage coil.
  • the capacitively stored energy is fed back to the inductance L1 until the voltage at the capacitor C33 is zero.
  • the storage coil SP30 releases its existing energy into the circular capacitor CW on the secondary side.
  • the voltage U D at the drain of transistor T30 cannot become negative because the internal diode (energy recovery diode D1 or D2 in FIGS. 2a, 2b, 3a) becomes conductive.
  • the energy present in the primary inductance L1 is returned to the vehicle electrical system via the diode D30 (time period t4, see Figure 4c).
  • the secondary circuit can continue to oscillate in this time segment t4 (see U H in FIG. 4b). Its frequency is somewhat higher than before, because the leakage inductance L ⁇ (FIG. 2c, FIG. 3b) is now parallel to the mutual inductance M. (see Fig. 2c, 3b). During this period t4, transistor T30 is turned on again, because the same voltage conditions are present as at the beginning of period t1. When the energy of inductor L1 is completely given to the voltage source (vehicle electrical system), a new cycle starts.
  • the transistor T30 is only blocked if the voltage at the inverting input (-) of the amplifier OP4 is more positive than the reference voltage at point B. This case always occurs when the charging current I D is one limit determined by resistor R37. This current control guarantees a constant supply of energy to the primary inductance L1, with the energy - apart from small losses - being completely returned to the vehicle electrical system in the event of non-ignition.
  • the blocked state of transistor T30 is maintained by the voltage drop across resistor R36 as long as the voltage U D at the drain of transistor T30 is more positive than the battery voltage.
  • This behavior enables the desired current to be supplied largely independently of the operating voltage U B in a large range. If the burning voltage U B is high, a large proportion of the energy in the arc of the spark plug is converted into heat. In this case, less residual energy is returned to the voltage source. The result is that the period t4 becomes smaller, the ignition frequency increases and the current consumption increases.
  • the basic frequency with spark plug termination is approximately 20 kHz with a burning voltage of 900 Vpp.
  • the drain current I D through the drain-source path of the transistor T30 is greater than in the fully steady state for a defined period of time.
  • the actual measured value of the drain current-proportional voltage at point C is reduced in the circuit according to FIG. 7 by means of a bistable flip-flop FF1 which drives the gate of transistor T40.
  • the current amplitude is set by the resistor R40 in such a way that the stored energy in the primary inductance L1 is sufficiently large to replace the residual energy not yet present in the output circuit when it is switched on. As a result, the maximum high voltage U H is reached during the first oscillation period.
  • the flip-flop FF1 can be reset by the negative edge (trailing edge) of the first current pulse.
  • the resetting of the flip-flop FF1 can also be made dependent on whether an ignition has taken place or not.
  • the information for this can e.g. can be derived from the changing frequencies.
  • the bistable flip-flop FF1 can only be reset during the period in which the transistor current I D would flow, provided that ignition would have occurred.
  • This arrangement has the advantage that the ignition voltage U H rises further in the case of very heavily contaminated spark plugs, thereby providing a voltage reserve for heavily worn and contaminated spark plugs.
  • FIG. 9 The overall structure of an ignition output stage (see FIG. 9) with an ignition module IZM with an integrated circuit IC and an ignition coil ZSP is shown in FIG. 9.
  • the complete switching of the ignition module with a high degree of integration allows inexpensive manufacture and high operational reliability.
  • the miniature ignition coil which can advantageously be used in cooperation with the ignition output stages explained above is shown in detail in FIGS. 10 and 11a-11c.
  • the miniature ignition coil consists of three individual components, namely the coil body 20, the coil core 22 and the coil housing 24.
  • the coil body 20 has a cylindrical basic shape, on one end face of which a socket 26 is attached in one piece. This socket 26 is surrounded by a circumferential cylinder wall 28 which acts as a protective cap and brings about a force-fitting and precise fit on the spark plug.
  • Individual chamber segments 30a to 30g, 32 are formed on the lateral surface 29 of the bobbin 20 by a plurality of circumferential segment ribs.
  • the chamber segment 32 with the largest chamber rib spacing l preferably accommodates the coil winding of the low-impedance primary circuit coil, since the primary circuit can be designed with greater tolerances in the winding structure and can be designed without a chamber for better use of space.
  • the coil winding of the high-resistance secondary coil is preferably introduced into the smaller-spaced chamber segments 30a to 30g.
  • An advantage of this chamber winding technique of the secondary circuit is that a higher dielectric strength is achieved and smaller winding tolerances are easier to manufacture.
  • the line connections 34 for the primary circuit are led out of the coil body 20 at the end.
  • the coil body 20 has a concentric bore 33 (see FIG. 11c).
  • the coil core 22 is mushroom-shaped or T-shaped. On the one hand, this shape allows simple assembly and, on the other hand, causes magnetic shielding and increases the quality of the primary circuit.
  • the coil core 22 is preferably made of ferrite, which advantageously shows no signs of saturation up to a temperature of 200 ° C.
  • the coil housing 24 for the coil body 20 with the coil core 22 inserted (see FIG. 11a) is designed in a cap or pot shape.
  • a pipe socket 36 is attached to the coil housing 24 on its upper cover.
  • the coil body with the coil housing 24 is encapsulated in a watertight manner, which advantageously increases the corrosion resistance.
  • the potting compound 38 preferably extends over the chamber segments 30a to 30g receiving the secondary windings.
  • the potting material used is preferably made of silicone. Plastoferrite is suitable for the coil housing 24, e.g. is enriched with conductive carbon black, which creates a magnetic and electrostatic shield against external electromagnetic fields. Overall, the simple construction of the ignition coil allows cost-effective production and the small volume of the ignition coil allows it to be placed directly on the spark plugs, which increases the operational reliability of the ignition system and results in low RF interference.
  • the angular position is used to trigger individual ignition paths a crankshaft or camshaft by means of a coding disk 40, 42 fixedly connected to it, as shown in FIGS. 12 and 13.
  • 12 shows a code that can be used to trigger 3 ignition paths.
  • the binary code of the radially arranged coding tracks 44a, b, c is read out by means of an inductive sensor 46 and evaluated in the electronics 48.
  • This electronics provides at its output 50 the trigger signals required for the individual ignition paths.
  • the code is expediently designed in its phase position for the highest engine speed, so that the downstream electronics 48, depending on the speed, feeds the trigger signal to the ignition output stages with a delay.
  • FIG. 13 A fully digital circuit in which the ignition phase is evaluated directly by means of an on-board computer 52 is shown in FIG. 13.
  • the code pattern 53 is on the outer surface 42 of the rotationally fixed z. B. arranged with the camshaft connected code wheels.
  • a 10-bit Gray code is preferably used as the code.
  • B. is read out by an inductive multifunction sensor 54 or by an optical scanning device.
  • the signals are in a downstream integrated electronics 52 e.g. an on-board computer for determining position z. B. evaluated individual piston positions. This information is used for triggering the individual ignition output stages, as well as for dosing and for controlled direct injection of the fuel mixture into the cylinder rooms.
  • the absolute position of the crankshaft or camshaft can already be determined statically, that is to say in retirement, which makes it possible to start (start) the internal combustion engine from the idle state without an electric starter device (starter) power.
  • the voltage and power supply of electrical devices can be carried out using a switching power supply (DC-DC converter).
  • DC-DC converter switching power supply
  • FIG. 14 This is a circuit arrangement of a secondary regulated single-ended flyback converter.
  • the reference numerals in FIG. 14 differ from the reference numerals in the other figures and are at least partially self-explanatory.

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Description

  • Die Erfindung betrifft ein Zündsystem gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Ein solches Zündsystem ist bekannt aus EP-A-0034787.
  • Die Verwendung von Wechselstrom zur Fremdzündung bei Verbrennungskraftmaschinen ist bekannt. Die Verwendung von Wechselstrom für die Zündung hat den Vorteil, daß die Funkenentladung an der Zündkerze über einen beliebigen Zeitraum aufrechterhalten werden kann und so dem Augenblicksbedarf des Motors leicht angepaßt werden kann, was den Wirkungsgrad der Verbrennungsmaschine durch die vollständigere Ausnutzung des Brennstoffgemisches erhöht und die Schadstoffe im Abgas reduziert.
  • In der DE-OS 1 539 183 ist eine Zündungsanordnung mit einem Primär- und Sekundärkreis eines Aufwärtstransformators beschrieben, dessen Primärkreis als Parallel- und Serienresonanzkreis ausgelegt ist. Dieser Resonanzkreis erzeugt nach einer Schnellentladung im Sekundärkreis einen Wechselstrom an den Zündkerzenkathoden. Weiterhin ist aus der DE-OS 25 17 940 ein Kondensator-Zündsystem für Brennkraftmaschinen mit ferromagnetischer Resonanz bekannt, bei dem erst im Anschluß an jede Entladung des primärseitigen Kondensators ein zweiter Steuerkreis einen oszillierenden Strom in der Primär- und Sekundärwicklung erzeugt und so für eine vorbestimmte Zeitspanne an der Zündkerze einen Wechselstrom fließen läßt.
  • Eine weitere Wechselstromzündungsanordnung ist in der DE-OS 29 34 573 beschrieben. Bei dieser Zündanlage steuert eine Oszillatorschaltung eine mit der Primärwicklung einer Zündspule verbundende Transistorgegentaktschaltung. Diese Oszillatorschaltung wird von den Schaltstellungen der Unterbrecherkontakte eines Zündverteilers angesteuert und erzeugt an den Zündkerzen ein Wechselstromsignal mit konstanter Frequenz.
  • Ein Nachteil dieser bekannten Zündsysteme ist, daß die Energiezufuhr über eine konstante Zündzeitdauer erfolgt und so ein Wechselstromsignal mit konstanter Leistung an den Zündkontakten erzeugt. Dieses kann bei ungünstigem Abschluß des Sekundärkreises, z. B. bei nicht erfolgter Zündung des Gemisches, bei kurzgeschlossenen Zündkontakten oder abgezogenem Zündkerzenstecker, zu einer zu hohen Leistungszufuhr führen, die die Beschädigung oder gar Zerstörung der elektrischen Bauteile der Zündanlage zur Folge haben kann.
  • Wesentlich bei dem aus EP-A-0034787 vorbekannten Zündsystem für Brennkraftmaschinen ist die Tatsache, daß der dort beschriebene freischwingende Wechselspannungsgenerator im Betrieb des Zündsystems ununterbrochen schwingt. Damit eine Zündung stattfindet, ist bei diesem Zündsystem auf der Sekundärseite zwingend ein Schalter (I) parallel zur Zündkerze geschaltet. Nur wenn dieser Schalter geöffnet wird, kann die Zündkerze zünden, da dann erst eine ausreichend hohe Zündspannung an der Zündkerze anliegt.
  • Das zwingende Vorhandensein eines elektromechanischen oder elektronischen Schalters an der Sekundärseite des Zündsystems ergibt sich u. a. aus der Formulierung von Patentanspruch 1 im Dokument EP-A-0034787. In der Beschreibung wird explizit auf Seite 3, Zeilen 19 bis 24 darauf hingewiesen, daß "der Zündfunken an den Elektroden der Zündkerzen Z1 bis Z4 ... erzeugt (wird), wenn die mechanischen Schalter I ... geöffnet werden. Dann und nur dann wird die erforderliche Spannung für die Erzeugung des Zündfunkens an den Elektroden der Zündkerzen Z1 bis Z4 gebildet".
  • Ein solcher sekundärseitig zwingend notwendiger Schalter hat eine Reihe von Nachteilen. Zum einen muß dieser Schalter die auf der Sekundärseite erzeugte Hochspannung verkraften. Dies kann nur dann vermieden werden, wenn auf der Sekundärseite eine Hilfswicklung - gemäß Fig. 8 von EP-A-0034787-vorgesehen wird, zu welcher der Schalter I parallel zu schalten ist. Dank der Hilfswicklung kann zwar die Hochspannung am Schalter reduziert werden. Die Hilfswicklung bedarf aber zusätzlichen Schaltungeaufwandes, was natürlich unerwünscht ist.
  • Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird deshalb in Anbetracht des Dokumentes EP-A-0034787 darin gesehen, das dort beschriebene Zündsystem wesentlich zu vereinfachen, so daß eine sekundärseitige Schalteinrichtung entbehrlich ist.
  • Diese Aufgabe wird durch ein Zündsystem mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
  • Ein Zündsystem nach der Erfindung weist folgende Eigenschaften auf bzw. ermöglicht diese :
    • 1. Die Zündung des Brennstoffgemisches soll nach der Triggerung in kurzer Zeit, möglichst in wenigen µs, erreicht werden.
    • 2. Beliebig einstellbare Brenndauer.
    • 3. Problemlose statische und dynamische Triggerung.
    • 4. Brennspannungstoleranzen, die durch Ionisationsschwankungen in den Zündstromnulldurchgängen, Verwirbelung und Druckänderungen des im Zylinderraumes befindlichen Brennstoffgemisches auftreten, sollen keinen oder nur einen geringen Einfluß auf den Brennstrom haben.
    • 5. Hohe Betriebssicherheit sowohl im Normalbetrieb als auch bei Störfällen, z. B. bei offenem oder kurzgeschlossenem Zündkerzenausgang, über einen großen Temperaturbereich.
    • 6. Geringe Hochfrequenzströungen.
  • Eine Zündendstufe (Primär- und Sekundärkreis) ist derart geschaltet, daß sie in einem stromkontrollierten Sperr- und Durchflußwandlerbetrieb arbeitet.
  • Dabei wird die Sperr- und Durchflußzeit eines Schalttransistors im Primärkreis der Zündendstufe in Abhängigkeit von der im Sekundärkreis verbrauchten Zündenergie derart gesteuert, daß bei erhöhter Energieaufnahme im Sekundärkreis die Zündstromfrequenz ansteigt und bei verminderter Energieaufnahme sinkt. Die Regelgröße, die die Einschaltzyklen des Transistors bestimmt, ist die vom Sekundärkreis dem Primärkreis nicht vollständig entzogene Energie, wobei die konstante Energiezufuhr in den Ausgangskreis durch die Strom-kontrolle an einem Widerstand im Primärkreis sichergestellt ist. Dadurch wird dem Primär- und damit auch Sekundärkreis nur soviel Energie zugeführt, wie zur Erzeugung eines Zündfunkens und zur Regelung notwendig ist.
  • Durch den Einsatz einer Energierückgewinnungsdiode, wird die nicht verbrauchte Energie dem Energiespeicher (Batteriej wieder zugeführt und bewirkt so einen kleineren Verbrauch der elektrischen Leistung.
  • Schaltungstechnische Möglichkeiten sind in den Ansprüchen 2 bis 7 angegeben. Insbesondere kann mit einer Zündendstufe die Zündung zweier Zündkerzen (siehe Anspruch 4) erfolgen. Um die Einschwingzeit der Zündendstufe zu vermindern, ist das die Energiezufuhr steuernde Stellglied (ohmscher Widerstand) durch zusätzliche schaltungstechnische Maßnahmen (s. Anspruch 8 und 9) schaltbar.
  • Die selbstschwingende Zündendstufe (Ausgangskreis) besteht aus einem Schalter (Transistor), einer Energierückgewinnungsdiode, einer Ladespule, einem Primärschwingkreiskondensator und einer Sekundärkreisspule, die in Serie zu einer Zündkerzenkapazität geschaltet ist. Die Funktion des Ausgangskreises ist mit einem Bandfilter vergleichbar. Es sind elektrisch zwei Zustände möglich:
    • 1. Nichterfolgte Zündung:
  • In diesem Fall ist der Sekundärkreis wegen seiner ca. 50 %-igen Kopplung überkritisch mit dem Primärkreis durch die Gegeninduktivität verkoppelt. Damit wird erreicht, daß die Hochspannung im Sekundärkreis innerhalb weniger Perioden sehr schnell in voller Höhe zur Verfügung steht.
    • 2. Erfolgte Zündung:
  • In diesem Fall ist der Sekundärkreis durch die starke Bedämpfung mit dem Primärkreis lose gekoppelt. Hierdurch wird eine quasi Konstantstromspeisung nahezu unabhängig von der Zündspannung garantiert.
  • Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, die im nichtgezündeten Zustand die Zündkerzenkapazität mit berücksichtigt, bietet folgende Sicherheiten und Möglichkeiten:
    • a) Die erforderliche Zündspannungsamplitude wird schnell erreicht, so daß auf einen Verteiler, der erst bei bzw. nach Erreichen der erforderlichen Zündspannungsamplitude die Zündkerze an Zündspannung legt, verzichtet werden kann.
    • b) Fehlt z. B. wegen abgezogenen Zündsteckers die Kapazität im Sekundärkreis, so steht zum Schutz der Zündspule nicht die volle Hochspannung am sekundärseitigen Ausgang an, wodurch eine höhere Betriebssicherheit des Zündsystems erreicht wird.
    • c) Bei kurzgeschlossener Zündkerze sowie im Normalbetrieb bei unterschiedlichen Zündspannungen ist der Zündstrom stets auf einen für das Zündsystem unschädlichen Wert begrenzt.
  • Diese Technik der vorher beschriebenen selbstschwingenden Zündstufe läßt eine erhebliche Reduzierung des Volumens einer Zündspule zu, da die Gesamtzündfunkenenergie über einen größeren Zeitraum der Zündkerze zugeteilt wird und da die Übertragungsfrequenz hoch ist und die Schaltung sowohl im Sperr- als auch im Durchflußbetrieb arbeitet.
  • Ein weiterer Vorteil dieser Zündendstufe ist, daß für den Aufbau der Zündspule nur eine Kopplung von ca. 50 % benötigt wird. Dieses Merkmal erlaubt, daß eine derartige Miniaturzündspule kostengünstig und einfach zu fertigen ist.
  • Da jede Zündkerze mit einer Miniaturzündspule versehen ist und da die Schaltung im Durchfluß- und im Sperrwandlerbetrieb arbeitet und somit die Hochspannung praktisch sofort nach dem Triggern zur Verfügung steht, kann auf einen Verteiler problemlos verzichtet werden. Besonders geeignete, kleindimensionierbare und und rationell herstellbare Zündspulen sind Gegenstand der Ansprüche 10 bis 17.
  • Mit der Erfindung werden gemäß den Ansprüchen 18 bis 20 ferner Maßnahmen zur Steuerung, insbesondere Triggerung der Zündwege vorgeschlagen.
  • Zur Triggerung der einzelnen Zündwege sind an sich verschiedene Methoden bekannt. So ist aus der DE-OS 36 30 272 A1 eine Vorrichtung zur Steuerung einer Brennkraftmaschine bekannt, bei der die Position einer mit einer Welle der Brennkraftmaschine verbundenen Geberscheibe, die eine als Markierung ausgebildete Perforation aufweist, von einem raumfesten Aufnahmesegment registriert wird. Mittels eines induktiv arbeitenden Sensors, der z.B. nach dem Wirbelstromprinzip arbeitet, werden Impulse gewonnen, die elektronisch ausgewertet werden. Eine Steuer- und Reqelschaltung erzeugt mit diesen Impulsen dann die Ein- und Ausschaltsignale für die einzelnen Zündzweige. Diese bekannte Methode ist auch zum Triggern der hochfrequenten Wechselstromzündung geeignet. Nachteilig bei der oben angeführten dynamischen Erfassung des Zündzeitpunkts ist, daß zur Positionsbestimmung eine Bewegung der Geberscheibe notwendig ist, um die Position der Nocken- bzw. Kurbelwelle eindeutig zu bestimmen.
  • Zu einer Weiterbildung der Erfindung ist zur Erfassung des für die Zündung korrekten Triggerzeitpunktes ein Rad auf der Nockenwelle montiert, das auf seiner Oberfläche einen eindeutig identifizierbaren Code trägt, der von einem Sensor abgetastet wird. Die Abtastung durch den Sensor erfolgt z.B. induktiv oder optisch. So kann z.B. auf der peripheren Oberfläche eines Nockenwellenrades ein 10 Bit-Gray-Code angeordnet sein, der von einem induktiven Multifunktionssensor mit integrierter Elektronik abgetastet wird und der Position des Nockenwellenrades entsprechende elektrische Signale liefert. Eine verbesserte Auflösung wird dadurch erreicht, daß man den Code nichtlinear ausführt, d.h. daß eine hohe Auflösung nur im Bereich vom oberen Totpunkt vorgesehen ist. Mittels dieser Sensor- und Geberanordnung ist eine statische und/oder dynamische Erfassung z.B. des Kurbelwellenwinkels möglich, um somit die Position der Kolben und die Zündfolge für die einzelnen Zylinder der Verbrennungskraftmaschine festzulegen. Vorteilhafterweise ist hierdurch ein Selbststart ohne Verwendung einer Starteinrichtung, z. B. eines elektrischen Anlassermotors, möglich.
  • Die für das erfindungsgemäße Zündsystem erforderlichen Komponenten insbesondere für die Steuer- und Regelschaltung und des Sensors zur statischen und/oder dynamischen Erfassung des Kurbelwellenwinkels können in herkömmlicher Weise direkt mittels einer bekannten Niederspannungsquelle, z. B. einer Gleichspannungsbatterie von 12 Volt, gespeist werden. Nachteil einer solchen Niederspannungsversorgung ist, daß die Versorgung von elektrischen Verbrauchern, die eine hohe Betriebsspannung benötigen, wie z. B. Scheinwerfer mit Gashochdruckentladungslampen oder auch das oben beschriebene Zündsystem, nur mit einem ungünstigen Wirkungsgrad möglich ist. Diesem Nachteil läßt sich erfindungsgemäß vorteilhaft durch die Verwendung eines Schaltnetzteils, also eines Wechselrichters mit Transformator, in einem Kfz begegnen. Bei Verwendung einer Batterie mit Klemmenspannung von 6 bis 18 Volt lassen sich mittels der Schaltnetzteile Ausgangsspannungen von z. B. 150 Volt bei einem besseren Wirkungsgrad als bei Verwendung einer Niederspannungsversorgung für die elektrischen Verbraucher und ihr Versorgungsnetz im Kraftfahrzeug bereitstellen.
  • Die Erfindung ist im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen in der Zeichnung näher erläutert.
  • Es zeigen:
    • Figur 1
    eine schematische Gesamtdarstellung der erfindungsgemäßen Zündanlage,
    Figur 2a
    eine Schaltungsanordnung einer Zündendstufe nach einem ersten Ausführungsbeispiel,
    Figur 2b
    eine Schaltungsanordnung einer Zündendstufe nach einem zweiten Ausführungsbeispiel,
    Figur 2c
    ein Ersatzschaltbild der in Figur 2a und Figur 2b dargestellten Zündendstufen,
    Figur 3a
    eine Schaltungsanordnung einer Zündendstufe nach einem dritten Ausführungsbeispiel,
    Figur 3b
    ein Ersatzschaltbild der in Figur 3a dargestellten Schaltungsanordnung,
    Figur 4a
    ein Zeitdiagramm des Spannungsverlaufes der Drainspannung UD des Schalttransistors TR1 bzw. TR2 in den Schaltungen gemäß Figur 2 bzw. 3,
    Figur 4b
    ein Zeitdiagramm der Sekundärkreisspannung UH entsprechend der Drainspannung gemäß Figur 4a,
    Figur 4c
    ein Zeitdiagramm des Drainstroms ID des Schalttransistors entsprechend der Drainspannung gemäß Figur 4a,
    Figur 5a
    ein Zeitdiagramm des Drainstroms ID des Schalttransistors im Zündfall,
    Figur 5b
    ein Zeitdiagramm der Brennspannung UB an der Zündkerze im Zündfall,
    Figur 5c
    ein Zeitdiagramm der Drainspannung UD des Schalttransistors im Zündfall,
    Figur 6
    eine Schaltungsanordnung nach einem weiteren Ausführungsbeispiel für drei Zündwege für je zwei Zündkerzen,
    Figur 7
    eine Schaltungsanordnung eines Zündendstufenmoduls nach einem Ausführungsbeispiel,
    Figur 8
    eine Schaltungsanordnung eines Zündendstufenmoduls nach einem weiteren Ausführungsbeispiel,
    Figur 9
    eine schematische Darstellung einer gesamten Zündendstufe nach einem Ausführungsbeispiel,
    Figur 10
    eine teilweise geschnittene Seitenansicht einer zusammengesetzten Miniaturzündspule für ein Zündsystem nach der Erfindung,
    Figur 11a - 11c
    die Einzelteile der Zündspule gemäß Figur 10 in Explosionsdarstellung, nämlich
    Figur 11a
    das Spulengehäuse,
    Figur 11b
    den Spulenkern und
    Figur 11c
    den Spulenkörper,
    Figur 12
    schematische Darstellung einer Triggervorrichtung zur statischen und/oder dynamischen Erfassung des Kurbelwellenwinkels für ein Zündsystem nach der Erfindung,
    Figur 13
    schematische Darstellung einer Triggervorrichtung zur statischen und/oder dynamischen Erfassung des Kurbelwellenwinkels für ein Zündsystem nach der Erfindung und
    Figur 14
    eine bekannte Schaltungsanordnung für ein Schaltnetzteil.
  • Die erfindungsgemäße Zündanordnung besteht aus den in Figur 1 schematisch dargestellten Komponenten, das sind:
    • eine Niederspannungsversorgung (BAT),
    • ein zentrales Schaltnetzteil (UF1),
    • hochspannungserzeugende Zündendstufen (ZST), entsprechend der Zylinderanzahl
    • sowie Miniaturzündspulen (ZSP) für jede Zündkerze.
  • Die in Fig. 2a dargestellte erfindungsgemäße Zündendstufe besteht aus einem Primär- und Sekundärschwingkreis. Der Primärschwingkreis weist eine Steuer- und Regelschaltung 2 mit einem Triggereingang 4, einem Triggerausgang 6 und einer Versorgungsleitung 8, sowie die Primärwicklung P1 einer Zündspule auf. Seriell zu der Primärkreisspule P1 liegt ein Schwingkreiskondensator C1 und parallel zu diesem eine Energierückgewinnungsdiode D1. Ein Transistor TR1 ist drainseitig mit dem Kondensator C1 und der Energierückgewinnungsdiode D1 verbunden. Sourceseitig ist der Transistor TR1 über einen Strombegrenzungswiderstand R1 mit Masse verbunden. Eine Zuleitung 10 verbindet den Transistor sourceseitig mit dem Strombegrenzungswiderstand R1 und der Steuer- und Regelschaltung 2. Sekundärseitig liegt die Sekundärspule (S1) in Serie zu der Wicklungs- und Zündkapazität CW, wie mit dem Ersatzschaubild gemäß Fig. 2c veranschaulicht ist. Bei dem im übrigen entsprechenden Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2b ist eine Endstufe mit galvanisch getrennter induktiver Auskopplung vorgesehen.
  • Eine vollständige Schaltung einer Zündendstufe mit drei Zündwegen für je zwei Zündkerzen, also für einen Sechszylindermotor z. B., ist mit Fig. 6 veranschaulicht.
  • Die Versorgung von zwei Zündkerzen Z1, Z2 mit einer gemeinsamen Zündendstufe ist in Figur 3a dargestellt. Bei einer derartigen Beschaltung des Sekundärkreises ist die effektive Wicklungs- und Zündkerzenkapazität CW vorzugsweise um den Faktor 2 reduziert, wie dies im Ersatzschaltbild in Figur 3b veranschaulicht ist.
  • Die prinzipielle Funktion der erfindungsgemäßen Zündendstufe ist anhand von Zeitdiagrammen in Figur 4a bis 4c soweit und in Figur 5a bis 5c für die o. g. Ausführungsbeispiele der Zündendstufen erläutert.
  • Die Funktion der selbstschwingenden Zündendstufe ist zunächst für den nichtgezündeten Fall (Zeitdiagramm in Figur 4a bis 4c) erläutert.
  • Hierbei sei der eingeschwungene Zustand bei ausreichender Batteriespannung vorausgesetzt. Die Spannung am Punkt A in der Schaltung gemäß Fig. 6 gibt mit Low-Pegel den Betrieb frei, sobald der Verstärker OP1 durchgeschaltet ist. Ein Triggereingang, z. B. Triggereingang 3', werde entsprechend der Steuerung an Masse gelegt. Da die Referenzspannung am Punkt B positiver als die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers OP4 ist, wird der Transistor T30 durchgeschaltet. Es beginnt ein Drainstrom ID zu fließen (Bild 4c, Zeitabschnitt t1). Die hierdurch am Widerstand R37 abfallende Spannung steigt so lange, bis die Spannung am invertierenden Eingang (-) des Verstärkers OP4 positiver wird als die Referenzspannung am Punkt B.
  • In diesem Zeitpunkt wird der Transistor T30 gesperrt. Die in der Speicherspule SP30 enthaltene Energie regt den gesamten Ausgangskreis zum Schwingen an. Ein Teil der Energie transferiert in den Kondensator C33 des Primärbereichs (CR bzw. C im Ersatzschaltbild 2c bzw. 3b) und der andere Teil in die Kapazität CW des Sekundärkreises (Zeitabschnitt t2, Bild 4a und 4b).
  • Die Spannung UD am Kondensator C33 steigt sinusförmig so lange an, bis keine Energie mehr in der Speicherspule vorhanden ist. Im Zeitabschnitt t3 wird die kapazitiv gespeicherte Energie wieder der Induktivität L1 zugeführt, bis die Spannung am Kondensator C33 gleich Null ist. Zu diesem Zeitpunkt (Beginn von Zeitabschnitt t4) gibt die Speicherspule SP30 sekundärseitig ihre vorhandene Energie in den Kreiskondensator CW ab. Primärseitig ist dies analog für C33 nicht möglich, da die Spannung UD am Drain vom Transistor T30 nicht negativ werden kann, weil die interne Diode (Energierückgewinnungsdiode D1 bzw. D2 in Figur 2a, 2b, 3a) leitend wird. Die in der Primärinduktivität L1 vorhandene Energie wird über die Diode D30 ins Bordnetz zurückgeliefert (Zeitabschnitt t4, s. Abbildung 4c).
  • Der Sekundärkreis kann in diesem Zeitabschnitt t4 weiterschwingen (s. UH in Figur 4b). Seine Frequenz ist etwas höher als vorher, denn die Streuinduktivität L σ (Figur 2c, Figur 3b) liegt jetzt parallel zu der Gegeninduktivität M (s. Fig. 2c, 3b). Während dieses Zeitabschnittes t4 wird der Transistor T30 wieder durchgeschaltet, denn es liegen die gleichen Spannungsverhältnisse wie zu Beginn vom Zeitabschnitt tl vor. Ist die Energie der Induktivität L1 vollständig an die Spannungsquelle (Bordnetz) abgegeben, startet ein neuer Zyklus.
  • Zum Verständnis der Schaltung sei erwähnt, daß der Transistor T30 nur dann gesperrt ist, wenn die Spannung am invertierenden Eingang (-) des Verstärkers OP4 positiver ist als die Referenzspannung am Punkt B. Dieser Fall tritt immer dann ein, wenn der Ladestrom ID einen durch den Widerstand R37 bestimmten Grenzwert erreicht. Diese Stromkontrolle garantiert gleichbleibende Energiezufuhr in die Primärinduktivität L1, wobei die Energie - von geringen Verlusten abgesehen - im Falle der Nichtzündung vollständig ins Bordnetz zurückgeliefert wird. Der gesperrte Zustand des Transistors T30 wird durch den Spannungsabfall am Widerstand R36 solange aufrechterhalten, wie die Spannung UD am Drain des Transistors T30 positiver ist als die Batteriespannung.
  • Die beschriebene Funktion der Selbsterregung ändert sich für den Zündfall nicht, denn die induktive Kopplung zwischen Primär- und Sekundärinduktivität von ca. 50 % verhindert eine totale Bedämpfung des Primärkreises durch den stark gedämpften Sekundärkreis. Für den gezündeten Fall ergibt sich dann folgende Funktionsweise:
  • Wegen des die Zündkerze nun durchfließenden Brennstromes wird jetzt erheblich weniger Energie der Spannungsquelle, also ins Bordnetz, zurückgeliefert (Figur 5a). Der Zeitabschnitt t4 verkürzt sich deutlich. Ein Vorteil dieses Schaltungskonzeptes ist, daß nur soviel Energie zurückgeliefert wird, wie nach der Zündphase noch vorhanden ist.
  • Dieses Verhalten ermöglicht, daß die gewünschte Stromspeisung in einem großen Bereich weitgehend unabhängig von der Brennspannung UB erfolgt. Wenn die Brennspannung UB groß ist, wird ein großer Energieanteil im Lichtbogen der Zündkerze in Wärme umgewandelt. In diesem Fall wird weniger Restenergie zur Spannungsquelle zurückgeliefert. Die Folge ist, daß
       der Zeitabschnitt t4 kleiner wird, die Zündfrequenz ansteigt und die Stromaufnahme zunimmt.
  • Für den umgekehrten Fall, also für niedrige Brennspannung UB, gilt das inverse Verhalten, d.h., daß
       der Zeitabschnitt t4 größer wird, die Zündfrequenz nimmt ab und die Stromaufnahme sinkt.
  • Bei dem oben erläuterten Ausführungsbeispiel ergeben sich unterschiedliche Primär- und Sekundärkreisfrequenzen.
  • Bei geeigneter Schaltungsdimensionierung beträgt z.B. die Primärfreilaufkreisfrequenz ungefähr 18 kHz und die Sekundärkreisfrequenz:
    • 43,5 kHz bei offenem Primärkreis und
    • 60 kHz bei kurzgeschlossenem Primärkeis.
  • Die Grundfrequenz mit Zündkerzenabschluß beträgt ungefähr 20 kHz bei einer Brennspannung von 900 Vss.
  • Damit unmittelbar nach dem Einschaltsignal der Steuer- und Regelschaltung die Hochspannung an der Zündkerze in voller Höhe zur Verfügung steht, ist es von Vorteil wenn für eine definierte Zeitdauer der Drainstrom ID durch die Drain-Source-Strecke des Transistors T30 größer ist als im vollständig eingeschwungenen Zustand. Um dies zu erreichen, wird bei der Schaltung gemäß Figur 7 mittels eines bistabilen Flip-Flops FF1, das das Gate des Transistors T40 ansteuert, der Ist-Meßwert der drainstromproportionalen Spannung am Punkt C reduziert. Die Stromamplitude wird durch den Widerstand R40 so eingestellt, daß die gespeicherte Energie in der Primärinduktivität L1 ausreichend groß ist, um die beim Einschalten noch nicht vorhandene Restenergie im Ausgangskreis zu ersetzen. Hierdurch wird die maximale Hochspannung UH schon während der ersten Schwingungsperiode erreicht.
  • Das Flip-Flop FF1 kann durch die negative Flanke (Rückflanke) des ersten Stromimpulses zurückgesetzt werden. Das Zurücksetzen des Flip-Flops FF1 kann aber auch davon abhängig gemacht werden, ob eine Zündung erfolgt ist oder nicht. Die Infcrmation hierfür kann z.B. aus den sich ändernden Frequenzen abgeleitet werden.
  • Nach einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel, das in Figur 8 dargestellt ist, kann mittels eines zusätzlichen monostabilen Flip-Flops FF2, bewirkt werden, daß das bistabile Flip-Flop FF1 nur während der Zeitdauer zurückgesetzt werden kann, in der der Transistorstrom ID fließen würde, vorausgesetzt, daß eine Zündung erfolgt wäre. Diese Anordnung hat den Vorteil, daß bei sehr stark verschmutzten Zündkerzen die Zündspannung UH weiter ansteigt, wodurch eine Spannungsreserve für stark abgenutzte und verschmutzte Zündkerzen bereitgestellt ist.
  • Den Gesamtaufbau einer Zündendstufe (s. Figur 9) mit einem Zündmodul IZM mit integrierter Schaltung IC und einer Zündspule ZSP zeigt Figur 9. Die vollständige Schaltung des Zündmoduls mit einem hohen Integrationsgrad erlaubt dabei eine kostengünstige Herstellung und eine hohe Betriebssicherheit.
  • Die im Zusammenwirken mit den oben erläuterten Zündendstufen vorteilhaft einzusetzende Miniaturzündspule ist in den Figuren 10 und 11a - 11c im einzelnen dargestellt. Die Miniaturzündspule besteht aus drei Einzelkomponenten, nämlich dem Spulenkörper 20, dem Spulenkern 22 und dem Spulengehäuse 24. Der Spulenkörper 20 weist eine zylindrische Grundform auf, an deren einer Endfläche eine Steckbuchse 26 einstückig angesetzt ist. Diese Steckbuchse 26 ist von einer als Schutzkappe wirkenden umlaufenden Zylinderwandung 28 umgeben und bewirkt einen kraftschlüssigen und paßgenauen Sitz auf der Zündkerze.
  • Auf der Mantelfläche 29 des Spulenkörpers 20 sind durch mehrere umlaufende Segmentrippen einzelne Kammersegmente 30a bis 30g, 32 gebildet. Vorzugsweise nimmt das Kammersegment 32 mit dem größten Kammerrippenabstand l die Spulenwicklung der niederimpedanten Primärkreisspule auf, da der Primärkreis mit größeren Toleranzen beim Wickelaufbau ausgeführt und zwecks einer besseren Raumnutzung kammerlos gestaltet werden kann. In die abstandskleineren Kammersegmente 30a bis 30g ist vorzugsweise die Spulenwicklung der hochohmigen Sekundärspule eingebracht. Ein Vorteil dieser Kammerwickeltechnik des Sekundärkreises ist, daß eine höhere Spannungsfestigkeit erzielt wird und geringere Wicklungstoleranzen leichter herzustellen sind. Die Leitungsanschlüsse 34 für den Primärkreis sind endseitig aus dem Spulenkörper 20 herausgeführt.
  • Zur Aufnahme des Spulenkerns 22 weist der Spulenkörper 20 eine konzentrische Bohrung 33 auf (siehe Figur 11c).
  • Der Spulenkern 22 ist pilz- bzw. T-förmig ausgeführt. Diese Form erlaubt einerseits eine einfache Montage und bewirkt andererseits eine magnetische Abschirmung und Erhöhung der Güte des Primärkreises. Der Spulenkern 22 besteht vorzugsweise aus Ferrit, das vorteilhaft bis zu einer Temperatur von 200° C keine Sättigungserscheinungen zeigt.
  • Zur Fixierung des Spulenkerns 22 im Spulenkörper und zum Schutz der Spulenwindungen ist das Spulengehäuse 24 für den Spulenkörper 20 mit eingesetztem Spulenkern 22 (s. Figur 11a) kappen- bzw. topfförmig ausgeführt. Zum Schutz der elektrischen Zuleitungen gegen mechanische Beanspruchungen ist an das Spulengehäuse 24 an seinem oberen Deckel ein Rohrstutzen 36 angesetzt.
  • In der endmontierten Form (siehe Figur 10) ist der Spulenkörper mit dem Spulengehäuse 24 wasserdicht vergossen, womit vorteilhaft die Korrosionsfestigkeit erhöht wird. Die Vergußmasse 38 erstreckt sich vorzugsweise über die die Sekundärwindungen aufnehmenden Kammersegmente 30a bis 30g. Das verwendete Vergußmaterial besteht vorzugsweise aus Silikon. Für das Spulengehäuse 24 eignet sich Plastoferrit, das z.B. mit Leitruß angereichert ist, wodurch eine magnetische und elektrostatische Abschirmung gegenüber äußeren elektromagnetischen Feldern bewirkt wird. Insgesamt erlaubt der einfache Aufbau der Zündspule eine kostengünstige Fertigung und das geringe Volumen der Zündspule eine Plazierung unmittelbar auf den Zündkerzen, was die Betriebssicherheit der Zündanlage erhöht und eine geringe HF-Störung zur Folge hat.
  • Zur Triggerung einzelner Zündwege wird die Winkelposition einer Kurbel- bzw. Nockenwelle mittels einer fest mit diesen verbundenen Codierscheibe 40, 42 wie in Fig. 12 bzw. Fig. 13 dargestellt, bestimmt. Fig. 12 zeigt einen Code, der zur Triggerung von 3 Zündwegen verwendet werden kann. Der Binärcode der radial angeordneten Codierspuren 44a, b, c wird mittels eines induktiven Sensors 46 ausgelesen und in der Elektronik 48 ausgewertet. Diese Elektronik stellt an ihrem Ausgang 50 die für die einzelnen Zündwege erforderlichen Triggersignale zur Verfügung. Der Code ist zweckmäßigerweise in seiner Phasenlage für die höchste Motorendrehzahl ausgelegt, so daß die nachgeschaltete Elektronik 48 in Abhängigkeit von der Drehzahl das Triggersignal den Zündendstufen verzögert zuführt.
  • Eine volldigitale Schaltung, bei der die Auswertung der Zündphase direkt mittels eines Bordcomputers 52 stattfindet, ist in Fig. 13 dargestellt. Das Codemuster 53 ist auf der Mantelfläche 42 des drehfest z. B. mit der Nockenwelle verbundenen Coderades angeordnet. Als Code ist vorzugsweise ein 10-Bit-Gray-Code verwendet, der z. B. von einem induktiven Multifunktionssensor 54 bzw. von einer optischen Abtastvorrichtung ausgelesen wird. Die Signale werden in einer nachgeschalteten integrierten Elektronik 52 z.B. einem Bordcomputer zur Positionsbestimmung z. B. einzelner Kolbenstellungen ausgewertet. Diese Information wird zur Triggerung der einzelnen Zündendstufen, sowie zur Dosierung und zur gesteuerten Direkteinspritzung des Treibstoffgemisches in die Zylinderräume benutzt.
  • Mittels einer derartigen Codierscheibe kann die Absolutposition der Kurbel- bzw. Nockenwelle bereits statisch, also im Ruhestand, bestimmt werden, was den Anlauf (Start) der Verbrennungsmaschine aus dem Ruhezustand unter Verzicht auf eine elektrische Starterreinrichtung (Anlasser) möglich macht.
  • Die Spannungs- und Stromversorgung elektrischer Geräte kann mittels eines Schaltnetzteils (DC-DC-Wandler) erfolgen. Die Schaltungsanordnung eines bevorzugten bekannten Schaltnetzteiles ist in Fig. 14 dargestellt. Dabei handelt es sich um eine Schaltungsanordnung eines sekundär geregelten Eintaktsperrwandlers. Die Bezugszeichen von Figur 14 weichen von den Bezugszeichen des anderen Figuren ab und sind zumindest teilweise selbsterklärend.

Claims (23)

  1. Zündsystem für eine Verbrennungskraftmaschine mit einer Gleichspannungsquelle und folgenden Merkmalen in wenigstens einem selbstschwingenden Zündzweig:
    - eine Zündspule mit Primär- und Sekundärwicklungen (P2, S2; L1, L2),
    - einen steuerbaren Halbleiterschalter (TR2; T30), der zwischen die Zündspule und die Gleichspannungsquelle geschaltet ist,
    - mindestens eine an die Sekundärwicklung (S2; L2) geschaltete Zündkerze (Z1, Z2),
    - einen ersten Resonanzkreis, der die Primärwicklung (P2; L1) und einen an die Primärwicklung geschalteten Kondensator (C2; C33) aufweist,
    - einen zweiten Resonanzkreis, der die Sekundärwicklung und die Kapazität der mindestens einen Zündkerze aufweist,
    - eine Steuerschaltung (2) zum Ansteuern des Halbleiterschalters,
    - eine Energierückgewinnungsdiode (D2), die an den Halbleiterschalter geschaltet ist,
    gekennzeichnet durch die weiteren Merkmale:
    - die Steuerschaltung weist einen Triggereingang (4; 3') auf, an welchen ein von außen zuführbares Signal anlegbar ist zur Freigabe des Selbstschwingens des Zündzweiges,
    - eine den durch den Halbleiterschalter fließenden Strom erfassende Einrichtung (R1;R2;R37), die an die Steuerschaltung geschaltet ist und dieser Steuerschaltung ein Signal bereitstellt, damit diese Steuerschaltung den Halbleiterschalter in Abhängigkeit von diesem erfaßten Strom ein- und ausschaltet.
  2. Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (P1) in Serie zu einem Schwingkreiskondensator (C1), einer Energierückgewinnungsdiode (D1), einem Transistor (TR1) und einem Strombegrenzungswiderstand (R1) liegt, daß der Transistor (TR1) drainseitig mit der Kathode der Diode (D1) und dem Kondensator (C1) und sourceseitig mit dem Widerstand (R1) und einer Zuleitung (10) mit der Steuer- und Regelschaltung (2) verbunden ist, daß die Primärwicklung (S1) der Zündspule mit der Sekundärwicklung (S1) elektrisch leitend verbunden ist, daß die Sekundärwicklung (S1) in Serie zur Zündkerzenkapazität liegt, daß die Primärwicklung (P1) über eine Zuleitung (8) mit einer Spannungsversorgung und der Steuer- und Regelschaltung (2) verbunden ist.
  3. Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (P2) und Sekundärwicklung (S2) der Zündspule nur induktiv gekoppelt sind.
  4. Zündsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung (S2) der Zündspule in Serie zu einer ersten Zündkerzenkapazität und einer zweiten Zündkerzenkapazität liegt.
  5. Zündsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Zündzweig ein Zündmodul (ZM3) aufweist, das mindestens einen Verstärker (OP4), einen ersten Transistor (T30), eine in den ersten Transistor (T30) integrierte Energierückgewinnungsdiode, eine Zündspule (SP30), einen Primärkreis-Kondensator (C33) und einen ersten, zweiten, dritten und vierten Widerstand (R34, R35, R36, R37) aufweist, wobei der invertierende Eingang (-) des Verstärkers (OP4) in Serie mit einer Diode (D28) und mit einer Ansteuerleitung (A) verbunden ist, wobei der Ausgang des Verstärkers (OP4) über eine Treiberstufe das Gate des ersten Transistors (T30) ansteuert und die Drain-Source-Strecke des ersten Transistors (T30) in Serie zu der Primärwicklung (L1) und dem vierten Widerstand (R37) liegt, daß der erste Transistor (T30) sourceseitig über die zueinander in Serie liegenden ersten und zweiten Widerstände (R34 und R35), mit dem invertierenden Eingang (-) des Verstärkers (OP4) und der Kathode der einen Diode (D28) verbunden ist, daß der erste Transistor (T30) drainseitig mit der Primärwicklung (L1), mit dem Primärkreiskondensator (C33) und dem mit der internen Energierückgewinnungsdiode verbundenen dritten Widerstand (R36) verbunden ist, und daß die Sekundärwicklung (L2) in Serie mit zwei Zündkerzen verbunden ist.
  6. Zündsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (R34) und der zweite Widerstand (R35) gemeinsam mit einem zu der Drain-Source-Strecke eines zweiten Transistors (T40) in Serie liegenden fünften Widerstands (R40) verbunden sind, daß der zweite Transistor (T40) sourceseitig an Masse liegt und daß das Gate des zweiten Transistors (T40) über einen sechsten Widerstand (R41) von dem Ausgang eines bistabilen Flip-Flops (FF1) ansteuerbar ist und dessen Ansteuereingang (S) über eine zweite Diode (D30) mit dem Ausgang eines invertierenden Verstärkers (IC28) verbunden ist, daß der Rücksetzeingang (R) des Flip-Flops (FF1) mit der Sourceseite des ersten Transistors (T30) über einen Verstärker verbunden ist und daß das bistabile Flip-Flop (FF1) den zweiten Transistor (T40) derart ansteuert, daß dieser über seine Drain-Source-Strekke mit dem fünften Widerstand (R40) leitend wird, wodurch die elektrische Leistungsabgabe in dem Primärkreis erhöht wird.
  7. Zündsystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Rücksetzeingang des bistabilen Flip-Flops (FF1) von dem Ausgang eines UND-Bausteins (UN1) angesteuert wird, wobei ein erster Eingang (E1) des UND-Bausteins (UN1) von dem Ausgang eines monostabilen Flip-Flops (FF2) und der zweite Eingang (E2) des UND-Bausteins (UN1) mit dem Eingang des monostabilen Flip-Flops (FF2) und der Sourceseite des ersten Transistors (T30) über einen Verstärker derart verbunden ist, daß das bistabile Flip-Flop (FF1) in Abhängigkeit vom Drainstrom (ID) des ersten Transistors (T30) rücksetzbar ist.
  8. Zündsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Brenndauer des Zündstromes bei Erhöhung der Drehzahl der Verbrennungsmaschine verringerbar ist.
  9. Zündsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündstromfrequenz vorzugsweise größer als 16 kHz ist.
  10. Zündsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der gesamte selbstschwingende Zündzweig aus einem integrierten Schaltungsaufbau (IZM) und einer Miniaturzündspule (ZSP) besteht.
  11. Zündsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündspule vorzugsweise aus einem einstückig gefertigten Spulenkörper (20), einem einstückig gefertigten Spulenkern (22) und einem einstückig gefertigtem Spulengehäuse (24) besteht.
  12. Zündsystem nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Spulenkern (22) pilzförmig ist.
  13. Zündsystem nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Spulenkörper (20) mit dem Spulengehäuse (24) durch eine Vergußmasse (38) verbunden ist.
  14. Zündsystem nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Spulenkörper (20) vorzugsweise im Bereich der Sekundärwicklung mit Vergußmasse (38) vergossen ist.
  15. Zündsystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die verwendete Vergußmasse (38) Silikon ist.
  16. Zündsystem nach einem der Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Spulengehäuse (24) aus Plastoferrit besteht.
  17. Zündsystem nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Plastoferrit mit Leitruß angereichert ist.
  18. Zündsystem nach einem der Ansprüche 11 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Breite (1) eines Kammersegmentes (32) für die Primärwicklung größer ist als die Breite (k) von Kammersegmenten (30a - 30g) für die Sekundärwicklung.
  19. Zündsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 18, bei welchem Zündzeitpunkt und -dauer aus der Rotationsgeschwindigkeit und/oder der Winkelstellung von Kurbel- bzw. Nockenwelle hergeleitet werden, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Nocken- bzw. Kurbelwelle ein Rad (40, 42) drehfest verbunden ist, dessen Oberfläche einen die Winkelstellung eindeutig identifizierenden Code (44 a, b, c) trägt, der von einem Sensor (46, 54) abgetastet und mittels einer elektronischen Schaltung (48, 52) in die Zündung steuernde Signale umgewandelt wird.
  20. Zündsystem nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Code nichtlinear ausgeführt ist, wobei die Bereiche hoher Codeauflösung den Bereichen der oberen Totpunkte der Kolben zugeordnet sind.
  21. Zündsystem nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Code ein 1-schrittiger Gray-Code (53) ist.
  22. Zündsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß für einen Teil der elektrischen Versorgung eines Kraftfahrzeuges ein Strom- und Spannungsumformer (UF1) verwendet wird.
  23. Zündsystem nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungs- bzw. Stromumformer (UF1) Eingangsspannungen im Bereich 6 Volt - 18 Volt und stabilisierte Ausgangsspannungen angepaßt an die Bedürfnisse der elektrischen Verbraucher, insbesondere in einem Bereich von 5 Volt - 300 Volt, aufweist.
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