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Die Erfindung betrifft eine Wechselstrom-Zündanlage
mit wenigstens einer Zündendstufe
gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruches 1.
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Eine solche Wechselstrom-Zündanlage
ist aus der
DE 39 28
726 A1 bekannt, die gegenüber herkömmlichen Zündanlagen, beispielsweise sogenannten
Transistor-Zündungen
mit ruhender Hochspannungsverteilung, den Vorteil hat, daß kleine
und somit kostengünstige
Zündspulen
einsetzbar sind. Dadurch wird ein schnelles Erreichen des Zündzeitpunktes
im μs-Bereich
erreicht. Ferner wird gemäß der o.
g. Druckschrift die optimale Zündung
dadurch sichergestellt, daß sie
für die
gesamte Brenndauer, unabhängig
von der Drehzahl eingeschaltet bleibt, während der sie einen bipolaren
Funkenbrennstrom erzeugt.
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Eine solche aus der o. g. Druckschrift
bekannte Wechselstrom-Zündanlage
ist in 1 dargestellt.
Dort ist mit dem Bezugszeichen Z eine Zündendstufe bezeichnet, die
eine Zündspule
Tr mit einer Primär-
und Sekundärspule,
einen in Reihe zur Primärspule
geschalteten Halbleiterschalter T sowie einen Schwingkreiskondensator
C und eine Energierückgewinnungsdiode
D, die ebenfalls in Reihe zur Primärwicklung angeordnet sind,
aufweist. Ferner ist in Reihe zum Halbleiterschalter T ein Strommeßwiderstand
R1 zur Erfassung des Istwertes des Primärspulenstromes vorgesehen.
Eine Steuer- und Regelschaltung 1 übernimmt die Steuerung des
Halbleiterschalters T über
dessen Steuerelektrode, wozu ihr der Spannungsabfall an dem Widerstand
R1 sowie die an dem Halbleiterschalter T auftretende Spannung UT über
den Schaltungsknoten A zugeführt wird.
Der Steuer- und Regelschaltung 1 wird über dessen Anschluß Ust ein das Zündsignal enthaltendes Steuersignal
zugeführt.
Ein in der 1 nicht dargestelltes
Schaltnetzteil erzeugt eine Betriebsspannung UB von
180 V, die an die Primärspule
der Zündspule
Tr angelegt wird. Das Schaltnetzteil seinerseits wird von einer
Bordbatterie gespeist.
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Die Zündendstufe Z wird im Current-Mode betrieben,
d. h. der Halbleiterschalter T wird so lange eingeschaltet, bis
ein bestimmter Strom durch die Primärspule erreicht ist. Zu diesem
Zeitpunkt schaltet der Halbleiterschalter T ab, so daß die in
der Primärspule
gespeicherte Energie den Kondensator C aufladen kann. Dies führt zu einem
annähernd
sinusförmigen
Verlauf der am Halbleiterschalter T anliegenden Spannung. Dabei
wird die negative Halbwelle der Schwingung durch die Diode D auf
kleine Spannungsamplituden begrenzt. Während dieser Phase des Stromflusses
durch die Diode D soll der Halbleiterschalter T wieder eingeschaltet
werden. Zu diesem Zeitpunkt sind auch die Einschaltverluste sehr gering,
da die an dem Halbleiterschalter anliegende Spannung nahezu den
Wert Null aufweist.
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Der Istwert des durch die Primärwicklung
fließenden
Stromes wird üblicherweise über den
Spannungsabfall an dem Widerstand R1 gemessen. Nach dem Erreichen
des Sollwertes des Stromes wird der Halbleiterschalter T abgeschaltet,
mit der Folge, daß die
Spannung an dem Widerstand R1 sehr schnell abfällt. Um ein sofortiges Wiedereinschalten
des Halbleiterschalters zu verhindern, sind verschiedene Maßnahmen
bekannt.
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Eine der bekannten Maßnahmen
besteht darin, die an dem Halbleiterschalter T anstehende Spannung
UT auszuwerten. Nach 1 erfolgt dies dadurch, daß der Verbindungspunkt
A des Halbleiterschalters T mit der Primärwicklung der Zündspule
Tr auf die Steuer- und Regelschaltung 1 geführt ist
und dort ausgewertet wird. Diese Lösung hat jedoch den Nachteil,
daß das
Wiedereinschalten erst bei Werten der Spannung UT verhindert
werden kann, die größer als
die Versorgungsspannung UB ist. Daher muß zur Verhinderung
von Schwingungen für
die Zeitdauer bis die Spannung UT den Wert
der Versorgungsspannung UB erreicht hat,
eine zusätzliche
Sperre, z. B. über
ein Zeitglied, verwendet werden. Ebenso muß eine solche zusätzliche
Sperre vorgesehen werden, wenn die Spannung UT am
Halbleiterschalter T wieder unter den Wert der Versorgungsspannung
UB fällt,
um den o. g. Vorteil des Schaltens bei einem Spannungswert von nahezu
Null zu erreichen. Der Nachteil eines solchen auf einfache Weise
zu realisierenden Zeitgliedes ist jedoch, daß die Abschaltschwelle des
Primärstromes
beeinflußt
wird. Wenn mehrere Primärstromkreise
vorhanden sind, ist ferner nachteilig, daß dann die Erfassung der an
den Halbleiterschaltern T erzeugten Spannungen UT mindestens
einmal je Primärstromkreis
erfolgen muß, auch
wenn die Auswertung der Primärströme nur einmal
für die
gesamte Zündanlage
erfolgt.
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Eine andere bekannte Lösung setzt
eine monostabile Kippstufe (Mono-Flop) ein, um das Wiedereinschalten
des Halbleiterschalters T für
eine definierte Zeitdauer zu verhindern. Diese Lösung mit einer definierten
Zeitverzögerung
hat den Nachteil, daß die
zu wählende
Zeitverzögerung
zum einen eine Funktion des gewählten
Primär stromes
ist und zum anderen auch davon abhängt, ob auf der Sekundärseite der
Zündspule
der Durchbruch der Funkenstrecke bereits erfolgt ist oder nicht.
Letztlich gehen auch die Toleranzen aller zeitbestimmenden Bauelemente
in die zu wählende
Zeitverzögerung
ein. Daher kann mit dieser Lösung
nicht in allen Fällen
ein sicherer Betrieb der Endstufe sichergestellt werden.
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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung
besteht darin, eine Wechselstrom-Zündanlage der eingangs genannten
Art anzugeben, die eine einfache Schaltung zur Steuerung des Halbleiterschalters
aufweist und mit der ein sicherer Betrieb der Zündanlage sichergestellt ist.
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Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden
Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst, wonach der Stromfluß durch
die Diode als Steuersignal für
den Halbleiterschalter verwendet wird. Somit dient der beginnende
Stromfluß durch
die Energierückgewinnungsdiode
als Triggersignal für
das Wiedereinschalten des Halbleiterschalters. In vorteilhafter
Weise liegen zu diesem Zeitpunkt nur kleine Spannungen am Halbleiterschalter
an, wodurch das Einschalten ohne elektrische Verluste erfolgen kann. Der
Strom wird dann im Nulldurchgang der von dem Kondensator und der
Primärspule
erzeugten Schwingungen vom Halbleiterschalter übernommen. Vorzugsweise wird
der Stromfluß durch
die Energierückgewinnungsdiode
durch einen in Reihe zu dieser Diode geschalteten niederohmigen
Widerstand detektiert.
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Bei einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselstrom-Zündanlage
kann der Schwingkreiskondensator – wie es aus der o. g.
DE-OS 39 28 726 bekannt
ist – parallel
zum Halbleiterschalter angeordnet werden.
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Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform
ergibt sich dann, wenn der Schwingkreiskondensator parallel zur
Primärspule
der Zündspule
geschaltet wird. Die Spannungsbelastung des Kondensators wird dadurch
um ca. 20 % vermindert, so daß dann
ein kostengünstigeres
Bauelement einsetzbar ist.
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In der Regel weist eine Wechselstrom-Zündanlage
mehrere Zündendstufen
auf, wobei alle Zündendstufen
jeweils eine Energierückgewinnungsdiode
enthalten. Bei einer solchen Ausführungsform der Erfindung sind
die Dioden unter Bildung einer Wired-Or-Schaltung verbunden, um
deren Diodenströme
auf einen einzigen Widerstand führen
zu können, dessen
Spannungsabfall dann als Triggersignal zum Wiedereinschalten der
Halbleiterschalter dient. In vorteilhafter Weise wird dadurch die
Auswertung des Diodenstromes nur einmal für die gesamte Anlage und nicht
für jeden
einzelnen Kanal durchgeführt.
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Weiterhin ist bei einer weiteren
bevorzugten Weiterbildung der Erfindung eine Klemmschaltung zur
Begrenzung der an dem Halbleiterschalter anliegenden Spannung vorgesehen,
die aus einem Spannungsteiler und einem diesem nachgeschalteten Komparator
aufgebaut ist. Dabei ist der Spannungsteiler direkt an den den Halbleiterschalter
mit der Primärspule
verbindenden Schaltungsknoten angeschlossen; der Ausgang des Komparators
dagegen steuert direkt die Steuerelektrode des Halbleiterschalters.
Mit einer solchen Klemmschaltung können Überschreitungen der maximal
zulässigen
Spannungen an dem Halbleiterschalter, der Energierückgewinnungsdiode
und des Schwingkreiskondensators sicher verhindert werden. Denn
ohne eine solche Klemmschaltung müßten zum Ausgleich von Toleranzen
entsprechend hohe Sicherheitsabstände von den maximal zulässigen Werten
eingehalten werden, mit einer negativen Kostenfolge bezüglich der verwendeten
Bauelemente. Die Klemmschaltung bewirkt, daß die Spannung UT am
Halbleiterschalter auf einen Wert begrenzt wird, der nur wenig geringer
als der maximal zulässige
Wert ist. Dadurch können
die verwendeten Bauelemente bis nahe an ihre Belastungsgrenze ausgenutzt
werden.
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Ferner bietet eine solche Klemmschaltung gegenüber der üblichen
Verwendung von Zener-Dioden den Vorteil, daß bei einer Realisierung der
Schaltung in integrierter Schaltungstechnik wenig Chipfläche verbraucht
wird, da bei den hohen, bei der Wechselstrom-Zündung auftretenden Spannungen
im kV-Bereich sehr viele Zener-Dioden erforderlich wären, so
daß dies
zu einem hohen Chipflächenverbrauch
führen
würde.
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Bei Zündanlagen ist es bekannt, als
Halbleiterschalter Bipolartransistoren, Leistungs-MOS-Feldeffekttransistoren
oder IGBT-Transistoren (Isolated-Gate-Bipolar-Transistor) einzusetzen.
Eine vorteilhafte Ausführungsform
der Erfindung wird auch mit einem MOS-Controlled-Thyristor (MCT)
als Halbleiterschalter erzielt. Mit solchen MCT-Thyristoren vereinigen
sich die vorteilhaften Eigenschaften der Thyristoren, wie hohe Spannungsfestigkeit,
geringe Durchlaßverluste
und große
spezifische Stromtragfähigkeit
mit der Eigenschaft der Abschaltbarkeit der bisher verwendeten Leistungshalbleiter.
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Im folgenden soll die Erfindung anhand
von Ausführungsbeispielen
im Zusammenhang mit den Figuren dargestellt und erläutert werden.
Es zeigen:
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2 ein
Schaltbild einer ersten Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Wechselstrom-Zündung,
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3 ein
Schaltbild einer weiteren Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Wechselstrom-Zündung mit
einem MCT-Thyristor als Halbleiterschalter,
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4 ein
Schaltbild einer weiteren Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Wechselstrom-Zündung mit
vier Zündendstufen,
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5 ein
Schaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführungsform
der Wechselstrom-Zündung mit
einer Klemmschaltung und
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6 ein
detailliertes Schaltbild einer Klemmschaltung gemäß 5.
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Das Schaltbild einer Wechselstrom-Zündanlage
nach 2 zeigt gegenüber demjenigen
nach 1 einen in Reihe
zur Energierückgewinnungsdiode
D geschalteten Widerstand R2. Der Strom durch diese Diode D beginnt
in der negativen Halbwelle der von dem Kondensator C und der Primärspule der Zündspule
Tr erzeugten Spannungsschwingung zu fließen. Der dann an diesem Widerstand
R2 entstehende Spannungsabfall wird der Steuer- und Regelschaltung 1 zugeführt, so
daß dieses
Spannungssignal als Triggersignal zum Wiedereinschalten des Halbleiterschalters
T dienen kann. Da zu diesem Zeitpunkt nur kleine Spannungen an dem
Halbleiterschalter T anliegen, kann das Einschalten ohne elektrische
Verluste erfolgen. Der Strom wird dann beim Nulldurchgang der Schwingung
vom Halbleiterschalter T übernommen.
Der Wert des Widerstandes R2 wird niederohmig bemessen, so daß die an
ihm abfallende Spannung ausreicht, einen elektronischen Schalter,
beispielsweise einen Bipolartransistor anzusteuern. Gegenüber der
Schaltung nach 1 kann
somit die Leitung zwischen dem den Halbleiterschalter T mit der
Primärspule
verbindenden Schaltungsknoten und der Steuer- und Regelschaltung 1 entfallen.
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Das Ausführungsbeispiel nach 3 unterscheidet sich von
demjenigen nach 2 einmal
dadurch, daß der
Schwingkreiskondensator C parallel zur Primärspule der Zündspule
Tr geschaltet ist und ferner, daß als Halbleiterschalter T
ein MOS-Controlled-Thyristor (MCT) verwendet wird. Ein solcher MCT-Thyristor
vereinigt die vorteilhaften Eigenschaften der Thyristoren, wie hohe
Spannungsfestigkeit, geringe Durchlaßverluste und große spezifische Stromtragfähigkeit
mit der Eigenschaft der Abschaltbarkeit der bisher verwendeten Leistungshalbleiter, wie
beispielsweise Bipolartransistoren, Leistungs-MOS-Feldeffekttransistoren
oder IGBT-Transistoren.
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Der Vorteil, der mit der Parallelschaltung
des Schwingkreiskondensators C zur Primärspule erreicht wird, besteht
darin, daß die
Spannungsbelastung dieses Kondensators um ca. 20 % vermindert wird,
so daß ein
kostengünstigeres
Bauteil einsetzbar ist.
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Bei den Schaltungen nach den 2 und 3 wird nach wie vor der Spannungsabfall über dem
Widerstand R1 der Steuer- und Regelschaltung 1 zugeführt, um
den Istwert des Primärspulenstromes
zu detektieren.
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Die Schaltung nach 4 zeigt eine Wechselstrom-Zündanlage mit vier Zündendstufen
Z1 bis Z4. Jede dieser Zündendstufen
enthält
eine Zündspule
Tr1 bis Tr4, jeweils einen parallel zur Primärspule geschalteten Schwingkreiskondensator
C1 bis C4, einen jeweils in Reihe zur Primärspule geschalteten Halbleiterschalter
T1 bis T4 und jeweils eine parallel zum Halbleiterschalter geschaltete
Rückgewinnungsdiode
D1 bis D4.
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Diese Dioden D1 bis D4 sind jeweils
mit ihrer Kathode an den den Halbleiterschalter mit der Primärspule verbindenden
Schaltungsknoten angeschlossen, wobei deren Anoden auf einen einzigen Widerstand
R2 geführt
sind, der seinerseits auf Bezugspotential liegt. Durch diese mit
den Dioden D1 bis D4 realisierte Wired-Or-Schaltung braucht die Auswertung
des Diodenstromes nur einmal für
die gesamte Wechselstrom-Zündanlage
und nicht für
jeden Kanal einzeln durchgeführt
werden.
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Eine entsprechende Wired-Or-Schaltung
ist auch für
die Source-Elektroden der Halbleiterschalter T1 bis T4 mittels eines
einzigen Widerstandes R1 realisiert, dessen Spannungsabfall zur
Bestimmung des Istwertes des Primärspulenstromes für alle Zündendstufen
Z1 bis Z4 dient.
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Die Schwingkreiskondensatoren C1
bis C4 können
anstatt in Parallelschaltung zu den Primärspulen auch parallel zu den
Halbleiterschaltern T1 bis T4 entsprechend den Bezugszeichen C1' bis C4' geschaltet werden.
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Die 5 zeigt
eine Schaltungsanordnung für
eine Wechselstrom-Zündanlage
gemäß der 2 mit einer parallel zum
Halbleiterschalter T angeordneten Schwingkreiskapazität C', die gemäß 3 auch parallel zur Primärspule angeordnet
werden kann (siehe Bezugszeichen C). Gegenüber den Schaltungen nach den 2 und 3 enthält diese 5 eine Klemmschaltung 2 zur
Spannungsbegrenzung an dem Halbleiterschalter T. Diese Klemmschaltung 2 verhindert
ein Überschreiten
der maximal zulässigen
Spannung an dem Halbleiterschalter T der Diode D und des Schwingkreiskondensators
C bzw. C'. Ohne
eine solche Klemmschaltung müßten zum
Ausgleich von Toleranzen entsprechend hohe Sicherheitsabstände von
den maximal zulässigen Werten
eingehalten werden.
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Dabei wären maßgebliche Toleranzen, wie die
Kapazitätstoleranzen
des Schwingkreiskondensators C bzw. C', die Induktivitätstoleranzen der Zündspule
Tr, die Toleranzen in der Stromregelung und die Toleranzen der Lastbedingungen
auf der Sekundärseite
der Zündspule
Tr zu beachten. Die Berücksichtigung
all dieser Toleranzen würde
zu sehr hohen Sicherheitsabständen
und damit zu entsprechend hohen Kosten führen. Die Klemmschaltung 2 bewirkt
also, daß beispielsweise
die an dem Halbleiterschalter T erzeugte Spannung UT auf
einen Wert begrenzt wird, der nur wenig geringer als der maximal
zulässige
Wert ist. Somit können
die teuren Bauelemente, also der Halbleiterschalter T, der Schwingkreiskondensator
C bzw. C' sowie
die Energierückgewinnungsdiode
D nahe bis an ihre Belastungsgrenzen ausgenutzt werden.
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Die in der 5 dargestellte Klemmschaltung 2 ist
mit einem Spannungsteiler R4/R5 und einem diesem nachgeschalteten
Komparator K aufgebaut. Der Spannungsteiler R4/R5 ist an den Verbindungspunkt
A, der den Halbleiterschalter T mit der Primärspule verbindet, angeschlossen,
wogegen der Ausgang des Komparators K einerseits direkt auf die Steuerelektrode
des Halbleiterschalters T und andererseits über einen Widerstand R6 mit
dem Ausgang der Steuer- und Regelschaltung 1 verbunden
ist. Eine genaue und temperaturstabile Referenzspannungsquelle Uref dient als Vergleichsnormal für die Begrenzung
der an dem Halbleiterschalter T erzeugten Spannung UT,
indem sie dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators K zugeführt wird.
An dem invertierenden Eingang des Komparators K liegt der Abgriff
des Spannungsteilers R4/R5 an. Die an dem Halbleiterschalter T erzeugte
Spannung UT wird durch diesen Spannungsteiler
R4/R5 heruntergeteilt und durch die Komparatorschaltung K mit der
Referenzspannung Uref verglichen. Der Ausgang
des Komparators K steuert den Halbleiterschalter T an, wodurch eine
hohe Genauigkeit und Langzeitkonstanz der Begrenzungsspannung erreicht
wird.
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Eine schaltungstechnische Ausführung der Klemmschaltung
nach 5 zeigt die 6, wo der Komparator K mit
einem npn-Transistor T5 und einem pnp-Transistor T6 aufgebaut ist.
Die Basis-Elektrode des Transistors T5 ist mit dem Spannungsteiler R4/R5
verbunden, während
dessen Emitter-Elektrode über
einen Widerstand R7 an der Referenzspannungsquelle Uref anliegt
und dessen Kollektor-Elektrode auf die Basis-Elektrode des Transistors
T6 geführt
ist. Ferner ist die Basis-Elektrode des Transistors T6 einerseits über einen
Widerstand R8 mit dem Bezugspotential und andererseits über einen
Widerstand R9 mit der Emitter-Elektrode des Transistors T6 verbunden.
Ferner ist die genannte Emitter-Elektrode des Transistors T6 an
die Batteriespannung UBat angeschlossen.
Die Kollektor-Elektrode des Transistors T6 bildet den Ausgang des
Komparators. Wenn die Basisspannung des Transistors T5 auf einen
Wert ansteigt, der größer ist
als die Summe von dessen Basis-Emitterspannung und der Referenzspannung
Uref wird dieser Transistor T5 leitend.
Somit kann der Kollektorstrom des Transistors T5 den Transistor
T6 ansteuern, der diesen Strom verstärkt und damit den Halbleiterschalter
T ansteuert. Die Widerstandsbeschaltung mit den Widerständen R7
bis R9 ist so ausgelegt, daß ein
schnelles Ansprechen ohne Über-
und Unterschwingungen erreicht wird.
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Wird diese Klemmschaltung 2 nach 6 als integrierte Schaltung
ausgeführt,
bietet sie gegenüber
der üblichen
Verwendung von Zener-Dioden den Vorteil eines geringen Chipflächenverbrauchs. Denn
bei der Verwendung von Zener-Dioden wären aufgrund der bei der Wechselstrom-Zündung auftretenden
hohen Spannungen im kV-Be reich sehr viele Zener-Dioden erforderlich.
Eine entsprechende Realisierung in integrierter Schaltungstechnik
mit diesen Zener-Dioden würde
einen hohen Chipflächenbedarf erfordern.
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Auch bei den Wechselstrom-Zündanlagen gemäß den 4 und 5 kann für den Halbleiterschalter T
ebenfalls ein MCT-Thyristor vorgesehen werden.
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Fernen kann bei einer Zündanlage
nach 4 für alle Zündendstufen
Z1 bis Z4 jeweils eine Klemmschaltung 2 gemäß 5 oder 6 vorgesehen werden.