DE4409984A1 - Wechselstromzündung mit optimierter elektronischer Schaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Wechselstrom-Zündanlage mit wenigstens einer Zündendstufe gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Eine solche Wechselstrom-Zündanlage ist aus der DE-OS 39 28 726 bekannt, die gegenüber herkömmlichen Zündan­ lagen, beispielsweise sogenannten Transistor-Zündungen mit ruhender Hochspannungsverteilung, den Vorteil hat, daß kleine und somit kostengünstige Zündspulen einsetz­ bar sind. Dadurch wird ein schnelles Erreichen des Zündzeitpunktes im µs-Bereich erreicht. Ferner wird ge­ mäß der o. g. Druckschrift die optimale Zündung dadurch sichergestellt, daß sie für die gesamte Brenndauer, un­ abhängig von der Drehzahl eingeschaltet bleibt, während der sie einen bipolaren Funkenbrennstrom erzeugt.

Eine solche aus der o. g. Druckschrift bekannte Wech­ selstrom-Zündanlage ist in Fig. 1 dargestellt. Dort ist mit dem Bezugszeichen Z eine Zündendstufe bezeich­ net, die eine Zündspule Tr mit einer Primär- und Sekun­ därspule, einen in Reihe zur Primärspule geschalteten Halbleiterschalter T sowie einen Schwingkreiskondensa­ tor C und eine Energierückgewinnungsdiode D, die eben­ falls in Reihe zur Primärwicklung angeordnet sind, auf­ weist. Ferner ist in Reihe zum Halbleiterschalter T ein Strommeßwiderstand R1 zur Erfassung des Istwertes des Primärspulenstromes vorgesehen. Eine Steuer- und Regel­ schaltung 1 übernimmt die Steuerung des Halbleiter­ schalters T über dessen Steuerelektrode, wozu ihr der Spannungsabfall an dem Widerstand R1 sowie die an dem Halbleiterschalter T auftretende Spannung U_T über den Schaltungsknoten A zugeführt wird. Der Steuer- und Re­ gelschaltung 1 wird über dessen Anschluß U_st ein das Zündsignal enthaltendes Steuersignal zugeführt. Ein in der Fig. 1 nicht dargestelltes Schaltnetzteil erzeugt eine Betriebsspannung U_B von 180 V, die an die Primär­ spule der Zündspule Tr angelegt wird. Das Schaltnetz­ teil seinerseits wird von einer Bordbatterie gespeist.

Die Zündendstufe Z wird im Current-Mode betrieben, d. h. der Halbleiterschalter T wird so lange einge­ schaltet, bis ein bestimmter Strom durch die Primärspu­ le erreicht ist. Zu diesem Zeitpunkt schaltet der Halb­ leiterschalter T ab, so daß die in der Primärspule ge­ speicherte Energie den Kondensator C aufladen kann. Dies führt zu einem annähernd sinusförmigen Verlauf der am Halbleiterschalter T anliegenden Spannung. Dabei wird die negative Halbwelle der Schwingung durch die Diode D auf kleine Spannungsamplituden begrenzt. Wäh­ rend dieser Phase des Stromflusses durch die Diode D soll der Halbleiterschalter T wieder eingeschaltet wer­ den. Zu diesem Zeitpunkt sind auch die Einschaltverlu­ ste sehr gering, da die an dem Halbleiterschalter an­ liegende Spannung nahezu den Wert Null aufweist.

Der Istwert des durch die Primärwicklung fließenden Stromes wird üblicherweise über den Spannungsabfall an dem Widerstand R1 gemessen. Nach dem Erreichen des Sollwertes des Stromes wird der Halbleiterschalter T abgeschaltet, mit der Folge, daß die Spannung an dem Widerstand R1 sehr schnell abfällt. Um ein sofortiges Wiedereinschalten des Halbleiterschalters zu verhin­ dern, sind verschiedene Maßnahmen bekannt.

Eine der bekannten Maßnahmen besteht darin, die an dem Halbleiterschalter T anstehende Spannung U_T auszuwer­ ten. Nach Fig. 1 erfolgt dies dadurch, daß der Verbin­ dungspunkt A des Halbleiterschalters T mit der Primär­ wicklung der Zündspule Tr auf die Steuer- und Regel­ schaltung 1 geführt ist und dort ausgewertet wird. Die­ se Lösung hat jedoch den Nachteil, daß das Wiederein­ schalten erst bei Werten der Spannung U_T verhindert werden kann, die größer als die Versorgungsspannung U_B ist. Daher muß zur Verhinderung von Schwingungen für die Zeitdauer bis die Spannung U_T den Wert der Versor­ gungsspannung U_B erreicht hat, eine zusätzliche Sperre, z. B. über ein Zeitglied, verwendet werden. Ebenso muß eine solche zusätzliche Sperre vorgesehen werden, wenn die Spannung U_T am Halbleiterschalter T wieder unter den Wert der Versorgungsspannung U_B fällt, um den o. g. Vorteil des Schaltens bei einem Spannungswert von nahe­ zu Null zu erreichen. Der Nachteil eines solchen auf einfache Weise zu realisierenden Zeitgliedes ist je­ doch, daß die Abschaltschwelle des Primärstromes beein­ flußt wird. Wenn mehrere Primärstromkreise vorhanden sind, ist ferner nachteilig, daß dann die Erfassung der an den Halbleiterschaltern T erzeugten Spannungen U_T mindestens einmal je Primärstromkreis erfolgen muß, auch wenn die Auswertung der Primärströme nur einmal für die gesamte Zündanlage erfolgt.

Eine andere bekannte Lösung setzt eine monostabile Kippstufe (Mono-Flop) ein, um das Wiedereinschalten des Halbleiterschalters T für eine definierte Zeitdauer zu verhindern. Diese Lösung mit einer definierten Zeitver­ zögerung hat den Nachteil, daß die zu wählende Zeitver­ zögerung zum einen eine Funktion des gewählten Primär­ stromes ist und zum anderen auch davon abhängt, ob auf der Sekundärseite der Zündspule der Durchbruch der Fun­ kenstrecke bereits erfolgt ist oder nicht. Letztlich gehen auch die Toleranzen aller zeitbestimmenden Bau­ elemente in die zu wählende Zeitverzögerung ein. Daher kann mit dieser Lösung nicht in allen Fällen ein siche­ rer Betrieb der Endstufe sichergestellt werden.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Wechselstrom-Zündanlage der eingangs genannten Art anzugeben, die eine einfache Schaltung zur Steuerung des Halbleiterschalters aufweist und mit der ein siche­ rer Betrieb der Zündanlage sichergestellt ist.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst, wonach der Stromfluß durch die Diode als Steuersignal für den Halbleiter­ schalter verwendet wird. Somit dient der beginnende Stromfluß durch die Energierückgewinnungsdiode als Triggersignal für das Wiedereinschalten des Halbleiter­ schalters. In vorteilhafter Weise liegen zu diesem Zeitpunkt nur kleine Spannungen am Halbleiterschalter an, wodurch das Einschalten ohne elektrische Verluste erfolgen kann. Der Strom wird dann im Nulldurchgang der von dem Kondensator und der Primärspule erzeugten Schwingungen vom Halbleiterschalter übernommen. Vor­ zugsweise wird der Stromfluß durch die Energierückge­ winnungsdiode durch einen in Reihe zu dieser Diode ge­ schalteten niederohmigen Widerstand detektiert.

Bei einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wech­ selstrom-Zündanlage kann der Schwingkreiskondensator - wie es aus der o. g. DE-OS 39 28 726 bekannt ist - par­ allel zum Halbleiterschalter angeordnet werden.

Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform ergibt sich dann, wenn der Schwingkreiskondensator parallel zur Primärspule der Zündspule geschaltet wird. Die Span­ nungsbelastung des Kondensators wird dadurch um ca. 20% vermindert, so daß dann ein kostengünstigeres Bau­ element einsetzbar ist.

In der Regel weist eine Wechselstrom-Zündanlage mehrere Zündendstufen auf, wobei alle Zündendstufen jeweils eine Energierückgewinnungsdiode enthalten. Bei einer solchen Ausführungsform der Erfindung sind die Dioden unter Bildung einer Wired-Or-Schaltung verbunden, um deren Diodenströme auf einen einzigen Widerstand führen zu können, dessen Spannungsabfall dann als Triggersi­ gnal zum Wiedereinschalten der Halbleiterschalter dient. In vorteilhafter Weise wird dadurch die Auswer­ tung des Diodenstromes nur einmal für die gesamte Anla­ ge und nicht für jeden einzelnen Kanal durchgeführt.

Weiterhin ist bei einer weiteren bevorzugten Weiterbil­ dung der Erfindung eine Klemmschaltung zur Begrenzung der an dem Halbleiterschalter anliegenden Spannung vor­ gesehen, die aus einem Spannungsteiler und einem diesem nachgeschalteten Komparator aufgebaut ist. Dabei ist der Spannungsteiler direkt an den den Halbleiterschal­ ter mit der Primärspule verbindenden Schaltungsknoten angeschlossen; der Ausgang des Komparators dagegen steuert direkt die Steuerelektrode des Halbleiterschal­ ters. Mit einer solchen Klemmschaltung können Über­ schreitungen der maximal zulässigen Spannungen an dem Halbleiterschalter, der Energierückgewinnungsdiode und des Schwingkreiskondensators sicher verhindert werden. Denn ohne eine solche Klemmschaltung müßten zum Aus­ gleich von Toleranzen entsprechend hohe Sicherheitsab­ stände von den maximal zulässigen Werten eingehalten werden, mit einer negativen Kostenfolge bezüglich der verwendeten Bauelemente. Die Klemmschaltung bewirkt, daß die Spannung U_T am Halbleiterschalter auf einen Wert begrenzt wird, der nur wenig geringer als der maximal zulässige Wert ist. Dadurch können die verwen­ deten Bauelemente bis nahe an ihre Belastungsgrenze ausgenutzt werden.

Ferner bietet eine solche Klemmschaltung gegenüber der üblichen Verwendung von Zener-Dioden den Vorteil, daß bei einer Realisierung der Schaltung in integrierter Schaltungstechnik wenig Chipfläche verbraucht wird, da bei den hohen, bei der Wechselstrom-Zündung auftreten­ den Spannungen im kV-Bereich sehr viele Zener-Dioden erforderlich wären, so daß dies zu einem hohen Chipflä­ chenverbrauch führen würde.

Bei Zündanlagen ist es bekannt, als Halbleiterschalter Bipolartransistoren, Leistungs-MOS-Feldeffekttransisto­ ren oder IGBT-Transistoren (Isolated-Gate-Bipolar-Tran­ sistor) einzusetzen. Eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung wird auch mit einem MOS-Controlled-Thyri­ stor (MCT) als Halbleiterschalter erzielt. Mit solchen MCT-Thyristoren vereinigen sich die vorteilhaften Ei­ genschaften der Thyristoren, wie hohe Spannungsfestig­ keit, geringe Durchlaßverluste und große spezifische Stromtragfähigkeit mit der Eigenschaft der Abschaltbar­ keit der bisher verwendeten Leistungshalbleiter.

Im folgenden soll die Erfindung anhand von Ausführungs­ beispielen im Zusammenhang mit den Figuren dargestellt und erläutert werden. Es zeigen:

Fig. 2 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselstrom-Zündung,

Fig. 3 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselstrom-Zündung mit einem MCT-Thyristor als Halbleiterschal­ ter,

Fig. 4 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselstrom-Zündung mit vier Zündendstufen,

Fig. 5 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Aus­ führungsform der Wechselstrom-Zündung mit ei­ ner Klemmschaltung und

Fig. 6 ein detailliertes Schaltbild einer Klemm­ schaltung gemäß Fig. 5.

Das Schaltbild einer Wechselstrom-Zündanlage nach Fig. 2 zeigt gegenüber demjenigen nach Fig. 1 einen in Rei­ he zur Energierückgewinnungsdiode D geschalteten Wider­ stand R2. Der Strom durch diese Diode D beginnt in der negativen Halbwelle der von dem Kondensator C und der Primärspule der Zündspule Tr erzeugten Spannungsschwin­ gung zu fließen. Der dann an diesem Widerstand R2 ent­ stehende Spannungsabfall wird der Steuer- und Regel­ schaltung 1 zugeführt, so daß dieses Spannungssignal als Triggersignal zum Wiedereinschalten des Halbleiter­ schalters T dienen kann. Da zu diesem Zeitpunkt nur kleine Spannungen an dem Halbleiterschalter T anliegen, kann das Einschalten ohne elektrische Verluste erfol­ gen. Der Strom wird dann beim Nulldurchgang der Schwin­ gung vom Halbleiterschalter T übernommen. Der Wert des Widerstandes R2 wird niederohmig bemessen, so daß die an ihm abfallende Spannung ausreicht, einen elektroni­ schen Schalter, beispielsweise einen Bipolartransistor anzusteuern. Gegenüber der Schaltung nach Fig. 1 kann somit die Leitung zwischen dem den Halbleiterschalter T mit der Primärspule verbindenden Schaltungsknoten und der Steuer- und Regelschaltung 1 entfallen.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 unterscheidet sich von demjenigen nach Fig. 2 einmal dadurch, daß der Schwingkreiskondensator C parallel zur Primärspule der Zündspule Tr geschaltet ist und ferner, daß als Halb­ leiterschalter T ein MOS-Controlled-Thyristor (MCT) verwendet wird. Ein solcher MCT-Thyristor vereinigt die vorteilhaften Eigenschaften der Thyristoren, wie hohe Spannungsfestigkeit, geringe Durchlaßverluste und große spezifische Stromtragfähigkeit mit der Eigenschaft der Abschaltbarkeit der bisher verwendeten Leistungshalb­ leiter, wie beispielsweise Bipolartransistoren, Lei­ stungs-MOS-Feldeffekttransistoren oder IGBT-Transisto­ ren.

Der Vorteil, der mit der Parallelschaltung des Schwing­ kreiskondensators C zur Primärspule erreicht wird, be­ steht darin, daß die Spannungsbelastung dieses Konden­ sators um ca. 20% vermindert wird, so daß ein kosten­ günstigeres Bauteil einsetzbar ist.

Bei den Schaltungen nach den Fig. 2 und 3 wird nach wie vor der Spannungsabfall über dem Widerstand R1 der Steuer- und Regelschaltung 1 zugeführt, um den Istwert des Primärspulenstromes zu detektieren.

Die Schaltung nach Fig. 4 zeigt eine Wechselstrom- Zündanlage mit vier Zündendstufen Z1 bis Z4. Jede die­ ser Zündendstufen enthält eine Zündspule Tr1 bis Tr4, jeweils einen parallel zur Primärspule geschalteten Schwingkreiskondensator C1 bis C4, einen jeweils in Reihe zur Primärspule geschalteten Halbleiterschalter T1 bis T4 und jeweils eine parallel zum Halbleiter­ schalter geschaltete Rückgewinnungsdiode D1 bis D4.

Diese Dioden D1 bis D4 sind jeweils mit ihrer Kathode an den den Halbleiterschalter mit der Primärspule ver­ bindenden Schaltungsknoten angeschlossen, wobei deren Anoden auf einen einzigen Widerstand R2 geführt sind, der seinerseits auf Bezugspotential liegt. Durch diese mit den Dioden D1 bis D4 realisierte Wired-Or-Schaltung braucht die Auswertung des Diodenstromes nur einmal für die gesamte Wechselstrom-Zündanlage und nicht für jeden Kanal einzeln durchgeführt werden.

Eine entsprechende Wired-Or-Schaltung ist auch für die Source-Elektroden der Halbleiterschalter T1 bis T4 mit­ tels eines einzigen Widerstandes R1 realisiert, dessen Spannungsabfall zur Bestimmung des Istwertes des Pri­ märspulenstromes für alle Zündendstufen Z1 bis Z4 dient.

Die Schwingkreiskondensatoren C1 bis C4 können anstatt in Parallelschaltung zu den Primärspulen auch parallel zu den Halbleiterschaltern T1 bis T4 entsprechend den Bezugszeichen C1′ bis C4′ geschaltet werden.

Die Fig. 5 zeigt eine Schaltungsanordnung für eine Wechselstrom-Zündanlage gemäß der Fig. 2 mit einer parallel zum Halbleiterschalter T angeordneten Schwing­ kreiskapazität C′, die gemäß Fig. 3 auch parallel zur Primärspule angeordnet werden kann (siehe Bezugszeichen C). Gegenüber den Schaltungen nach den Fig. 2 und 3 enthält diese Fig. 5 eine Klemmschaltung 2 zur Span­ nungsbegrenzung an dem Halbleiterschalter T. Diese Klemmschaltung 2 verhindert ein Überschreiten der maxi­ mal zulässigen Spannung an dem Halbleiterschalter T der Diode D und des Schwingkreiskondensators C bzw. C′. Ohne eine solche Klemmschaltung müßten zum Ausgleich von Toleranzen entsprechend hohe Sicherheitsabstände von den maximal zulässigen Werten eingehalten werden.

Dabei wären maßgebliche Toleranzen, wie die Kapazitäts­ toleranzen des Schwingkreiskondensators C bzw. C′, die Induktivitätstoleranzen der Zündspule Tr, die Toleran­ zen in der Stromregelung und die Toleranzen der Lastbe­ dingungen auf der Sekundärseite der Zündspule Tr zu be­ achten. Die Berücksichtigung all dieser Toleranzen wür­ de zu sehr hohen Sicherheitsabständen und damit zu ent­ sprechend hohen Kosten führen. Die Klemmschaltung 2 be­ wirkt also, daß beispielsweise die an dem Halbleiter­ schalter T erzeugte Spannung U_T auf einen Wert begrenzt wird, der nur wenig geringer als der maximal zulässige Wert ist. Somit können die teuren Bauelemente, also der Halbleiterschalter T, der Schwingkreiskondensator C bzw. C′ sowie die Energierückgewinnungsdiode D nahe bis an ihre Belastungsgrenzen ausgenutzt werden.

Die in der Fig. 5 dargestellte Klemmschaltung 2 ist mit einem Spannungsteiler R4/R5 und einem diesem nach­ geschalteten Komparator K aufgebaut. Der Spannungstei­ ler R4/R5 ist an den Verbindungspunkt A, der den Halb­ leiterschalter T mit der Primärspule verbindet, ange­ schlossen, wogegen der Ausgang des Komparators K einer­ seits direkt auf die Steuerelektrode des Halbleiter­ schalters T und andererseits über einen Widerstand R6 mit dem Ausgang der Steuer- und Regelschaltung 1 ver­ bunden ist. Eine genaue und temperaturstabile Referenz­ spannungsquelle U_ref dient als Vergleichsnormal für die Begrenzung der an dem Halbleiterschalter T erzeugten Spannung U_T, indem sie dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators K zugeführt wird. An dem invertierenden Eingang des Komparators K liegt der Abgriff des Span­ nungsteilers R4/R5 an. Die an dem Halbleiterschalter T erzeugte Spannung U_T wird durch diesen Spannungsteiler R4/R5 heruntergeteilt und durch die Komparatorschaltung K mit der Referenzspannung U_ref verglichen. Der Ausgang des Komparators K steuert den Halbleiterschalter T an, wodurch eine hohe Genauigkeit und Langzeitkonstanz der Begrenzungsspannung erreicht wird.

Eine schaltungstechnische Ausführung der Klemmschaltung nach Fig. 5 zeigt die Fig. 6, wo der Komparator K mit einem npn-Transistor T5 und einem pnp-Transistor T6 aufgebaut ist. Die Basis-Elektrode des Transistors T5 ist mit dem Spannungsteiler R4/R5 verbunden, während dessen Emitter-Elektrode über einen Widerstand R7 an der Referenzspannungsquelle U_ref anliegt und dessen Kollektor-Elektrode auf die Basis-Elektrode des Transi­ stors T6 geführt ist. Ferner ist die Basis-Elektrode des Transistors T6 einerseits über einen Widerstand R8 mit dem Bezugspotential und andererseits über einen Wi­ derstand R9 mit der Emitter-Elektrode des Transistors T6 verbunden. Ferner ist die genannte Emitter-Elektrode des Transistors T6 an die Batteriespannung U_Bat ange­ schlossen. Die Kollektor-Elektrode des Transistors T6 bildet den Ausgang des Komparators. Wenn die Basisspan­ nung des Transistors T5 auf einen Wert ansteigt, der größer ist als die Summe von dessen Basis-Emitterspan­ nung und der Referenzspannung U_ref, wird dieser Transi­ stor T5 leitend. Somit kann der Kollektorstrom des Transistors T5 den Transistor T6 ansteuern, der diesen Strom verstärkt und damit den Halbleiterschalter T an­ steuert. Die Widerstandsbeschaltung mit den Widerstän­ den R7 bis R9 ist so ausgelegt, daß ein schnelles An­ sprechen ohne Über- und Unterschwingungen erreicht wird.

Wird diese Klemmschaltung 2 nach Fig. 6 als integrier­ te Schaltung ausgeführt, bietet sie gegenüber der übli­ chen Verwendung von Zener-Dioden den Vorteil eines ge­ ringen Chipflächenverbrauchs. Denn bei der Verwendung von Zener-Dioden wären aufgrund der bei der Wechsel­ strom-Zündung auftretenden hohen Spannungen im kV-Be­ reich sehr viele Zener-Dioden erforderlich. Eine ent­ sprechende Realisierung in integrierter Schaltungstech­ nik mit diesen Zener-Dioden würde einen hohen Chipflä­ chenbedarf erfordern.

Auch bei den Wechselstrom-Zündanlagen gemäß den Fig. 4 und 5 kann für den Halbleiterschalter T ebenfalls ein MCT-Thyristor vorgesehen werden.

Ferner kann bei einer Zündanlage nach Fig. 4 für alle Zündendstufen Z1 bis Z4 jeweils eine Klemmschaltung 2 gemäß Fig. 5 oder Fig. 6 vorgesehen werden.

Claims (7)

1. Wechselstrom-Zündanlage mit wenigstens einer Zünd­ endstufe (Z, Z1 . . . Z4), bestehend aus einer Zündspule (Tr, Tr1 . . . Tr4) mit Primär- und Sekundärwicklung, ei­ nem in Reihe zur Primärwicklung geschalteten Halblei­ terschalter (T, T1 . . . T4), einem Schwingkreiskondensa­ tor (C, C1 . . . C4), der zur Erzeugung eines bipolaren Wechselstromes mit der Primärspule einen Schwingkreis bildet und einer parallel zum Halbleiterschalter (T, T1 . . . T4) angeordneten Energierückgewinnungsdiode (D, D1 . . . D4), dadurch gekennzeichnet, daß der Stromfluß durch die Energierückgewinnungsdiode (D, D1 . . . D4) als Steuersignal für den Halbleiterschalter (T, T1 . . . T4) verwendet wird.

2. Wechselstrom-Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der Stromfluß mit einem in Reihe zur Energierückgewinnungsdiode (D, D1 . . . D4) geschalteten Widerstand (R2) erfaßt wird.

3. Wechselstrom-Zündanlage nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß der Schwingkreiskondensator (C, C1 . . . C4) parallel zum Halbleiterschalter (T, T1 . . . T4) geschaltet ist.

4. Wechselstrom-Zündanlage nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß der Schwingkreiskondensator (C, C1 . . . C4) parallel zur Primärspule der Zündspule (T, T1 . . . T4) geschaltet ist.

5. Wechselstrom-Zündanlage mit wenigstens zwei Zündend­ stufen (Z1 . . . Z4) nach einem der vorangehenden Ansprü­ che, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden (D1 . . . D4) verbunden sind und die Auswertung des durch die Dioden fließenden Stromes mittels eines einzigen, an den Ver­ bindungspunkt der Dioden angeschlossenen Widerstands (R2) erfolgt.

6. Wechselstrom-Zündanlage nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Begrenzung der an dem Halbleiterschalter (T, T1 . . . T4) erzeugten Spannung (U_T) eine Klemmschaltung (2) vorgesehen ist, daß diese Klemmschaltung (2) aus einem Spannungsteiler (R4/R5) und einem diesem nachgeschalteten Komparator (K) aufgebaut ist und daß der Spannungsteiler (R4/R5) an dem den Halbleiterschalter (T, T1 . . . T4) und die Primärspule verbindenden Schaltungszweig angeschlossen ist und der Ausgang des Komparators (K) auf die Steuer­ elektrode des Halbleiterschalters (T, T1 . . . T4) ge­ führt ist.

7. Wechselstrom-Zündanlage nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Halbleiter­ schalter (T, T1 . . . T4) ein MOS-Controlled-Thyristor (MCT) eingesetzt wird.