DE4409985A1 - Wechselstromzündung mit optimierter elektronischer Schaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Wechselstrom-Zündanlage mit wenigstens einer Zündendstufe gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Eine solche Zündanlage ist aus der DE-OS 39 28 726 be­ kannt, die gegenüber herkömmlichen Zündanlagen, bei­ spielsweise sogenannten Transistor-Zündungen mit ruhen­ der Hochspannungsverteilung, den Vorteil hat, daß klei­ ne und somit kostengünstige Zündspulen einsetzbar sind. Dadurch wird ein schnelles Erreichen des Zündzeitpunk­ tes im µs-Bereich erreicht. Ferner wird gemäß der o. g. Druckschrift die optimale Zündung dadurch sicherge­ stellt, daß sie während der gesamten Brenndauer, unab­ hängig von der Drehzahl der Maschine, eingeschaltet bleibt und einen bipolaren Funkenbrennstrom erzeugt.

Die Fig. 1 zeigt eine aus der DE-OS 39 28 726 bekannte Zündendstufe Z mit einer einzigen Zündspule Tr. Ferner enthält diese Zündstufe Z einen Halbleiterschalter T (Leistungstransistor), der in Reihe zur Primärwicklung der Zündspule Tr geschaltet ist, einen Kondensator C, der ebenfalls in Reihe zur Primärwicklung angeordnet ist und eine parallel zu diesem Kondensator C geschal­ tete Energierückgewinnungsdiode D. Zur Erfassung des durch den Halbleiterschalter T fließenden Stromes ist in Reihe zu diesem ein Strommeßwiderstand R geschaltet, dessen Spannungsabfall einer Steuer- und Regelschaltung 1 zugeführt wird. Diese Steuer- und Regelschaltung 1 steuert den Halbleiterschalter T über dessen Steuer­ elektrode an, wobei sie von einem nicht dargestellten Steuergerät Zündsignale an den Steueranschluß U_st ge­ liefert bekommt. Die Betriebsspannung U_B beträgt ca. 180 V und wird aus der Bordspannung U_Bat erzeugt.

Die Zündendstufe Z wird mit einer maximalen Spannung U_T von mehr als 1 kV über dem Halbleiterschalter T betrie­ ben, wobei auch der Kondensator C derselben hohen Span­ nungsbelastung ausgesetzt ist.

Dabei wird diese Zündendstufe im Current-mode betrie­ ben, d. h. die Steuer- und Regelschaltung 1 sorgt da­ für, daß der Halbleiterschalter T immer bei gleicher Stromamplitude durch die Primärwicklung der Zündspule Tr abschaltet. Die in der Primärwicklung gespeicherte Energie lädt den Kondensator C auf. Dieser Vorgang führt zu einem annähernd sinusförmigen Spannungsverlauf der Spannung U_T am Leistungsschalter T. Die negative Halbwelle dieser Schwingung wird dabei durch die Diode D auf kleine Spannungsamplituden begrenzt. Der Halblei­ terschalter T soll während dieser Phase wieder einge­ schaltet werden. Zu diesem Zeitpunkt sind die Ein­ schaltverluste sehr gering, da die anliegende Spannung nahezu den Wert Null aufweist.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Wechselstrom-Zündanlage der eingangs genannten Art anzugeben, bei der der Schwingkreiskondensator einer geringen Spannungsbelastung ausgesetzt ist.

Diese Aufgabe wird gemäß des Patentanspruches 1 gelöst, wonach der Schwingkreiskondensator parallel zur Primär­ wicklung der Zündspule geschaltet ist. Hierdurch wird die Spannungsbelastung des Kondensators um ca. 20% vermindert. Somit können im Vergleich zum Stand der Technik wegen der geringeren Spannungsbelastung kosten­ günstigere Kondensatoren eingesetzt werden.

Eine sichere Steuerung der Wechselstrom-Zündung wird bei einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung durch die Auswertung des durch eine parallel zum Halbleiter­ schalter geschalteten Diode erreicht, indem der Span­ nungsabfall an einem in Reihe zu dieser Diode geschal­ teten Widerstand als Triggersignal für das Wiederein­ schalten des Halbleiterschalters dient. Da der Strom durch die Diode während der negativen Halbwelle der von der Primärwicklung und dem Kondensator erzeugten Schwingung zu fließen beginnt, ist dies genau der rich­ tige Einschaltzeitpunkt für den Halbleiterschalter. Da ferner zu diesem Zeitpunkt nur kleine Spannungen am Halbleiterschalter anliegen, kann das Einschalten ohne elektrische Verluste erfolgen. Der Strom wird dann beim Nulldurchgang der Schwingung vom Halbleiterschalter übernommen.

Enthält die Zündanlage der zu letztgenannten Ausfüh­ rungsform der Erfindung mehrere Endstufen, so enthält jede dieser Endstufen eine zur Energierückgewinnung dienende Diode. Jede dieser Dioden ist mit ihrem einen Ende mit dem den Halbleiterschalter mit der Primärwick­ lung verbindenden Schaltungszweig angeschlossen, wobei die anderen Enden der Dioden verbunden sind und eine Wired-Or-Schaltung bilden. An den genannten Verbin­ dungspunkt der Dioden braucht zur Auswertung des Di­ odenstromes nur ein einziger Widerstand angeschlossen werden, dessen Spannungsabfall nunmehr als Triggersi­ gnal für den Halbleiterschalter dient.

Um die Spannung an dem Halbleiterschalter zu begrenzen, ist gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung eine Klemmschaltung vorgesehen, die an den den Halbleiterschalter mit der Primärwicklung ver­ bindenden Schaltungszweig angeschlossen ist und deren Ausgang direkt auf die Steuerelektrode des Halbleiter­ schalters geführt ist. Diese Klemmschaltung bewirkt, daß die Spannung an dem Leistungsschalter auf einen Wert, der nur wenig geringer als der maximal zulässige Wert ist, begrenzt wird. Dadurch können die verwendeten Bauelemente, also der Halbleiterschalter, der Kondensa­ tor sowie die Diode bis nahe an ihre Belastungsgrenzen ausgenutzt werden.

Vorzugsweise besteht die Klemmschaltung aus einem Span­ nungsteiler und einer nachgeschalteten Komparatorschal­ tung. Eine solche Klemmschaltung bietet gegenüber der Verwendung von Zener-Dioden, wie sie bei induktiven Spulenzündungen üblich ist, den Vorteil, daß bei einer Realisierung in integrierter Schaltungstechnik nur we­ nig Chipfläche gebraucht wird. Denn bei einer Wechsel­ strom-Zündung würde die angestrebte Zener-Spannung im kV-Bereich liegen, so daß eine große Anzahl von Zener- Dioden erforderlich wären, die aber dann sehr viel Chipfläche benötigen würden.

Schließlich kann für die erfindungsgemäße Wechselstrom- Zündanlage als Halbleiterschalter ein Leistungsfeldef­ fekttransistor, ein IGBT-Transistor (Isolated-Gate-Bi­ polar-Transistor) oder ein MOS-Controlled-Thyristor (MCT) verwendet werden. Die zuletztgenannten MCT-Thyri­ storen vereinigen die vorteilhaften Eigenschaften der Thyristoren, wie hohe Spannungsfestigkeit, geringe Durchlaßverluste und große spezifische Stromtragfähig­ keit mit der Eigenschaft der Abschaltbarkeit der bisher verwendeten Leistungshalbleiter.

Im folgenden soll die Erfindung anhand eines Ausfüh­ rungsbeispieles im Zusammenhang mit den Figuren darge­ stellt und erläutert werden. Es zeigen:

Fig. 2 ein Schaltbild einer Wechselstrom-Zündanlage gemäß der Erfindung,

Fig. 3 ein Schaltbild einer verbesserten Ausfüh­ rungsform der Wechselstrom-Zündanlage nach Fig. 2,

Fig. 4 ein Schaltbild einer weiteren verbesserten Wechselstrom-Zündanlage gemäß Fig. 3,

Fig. 5 ein detailliertes Schaltbild der in Fig. 4 dargestellten Klemmschaltung und

Fig. 6 ein Schaltbild einer Wechselstrom-Zündanlage nach Fig. 3 für eine 4-Zylinder-Maschine.

Die Fig. 2 zeigt eine Wechselstrom-Zündanlage, bei der gegenüber der bekannten nach Fig. 1 der Schwingkreis­ kondensator C nicht in Serie zur Primärwicklung der Zündspule Tr, sondern parallel zu ihr geschaltet ist. Der gegenüber der Schaltung nach Fig. 1 erzielbare Vorteil besteht darin, daß nunmehr die Spannungsbela­ stung des Kondensators C um ca. 20% vermindert ist, weshalb ein kostengünstigeres Bauelement eingesetzt werden kann.

Die Schaltung einer Wechselstrom-Zündanlage nach Fig. 3 weist gegenüber derjenigen nach Fig. 2 verbesserte Eigenschaften bezüglich des Einschaltverhaltens des Halbleiterschalters T auf. Der Halbleiterschalter T soll nämlich zu dem Zeitpunkt eingeschaltet werden, wenn die negative Halbwelle der durch den Kondensator C und die Primärspule erzeugten Schwingung durch die Di­ ode D läuft. Da der Strom üblicherweise über den Span­ nungsabfall am Strommeßwiderstand R1 gemäß Fig. 1 ge­ messen wird, fällt nach dem Ausschalten des Halbleiter­ schalters T die Spannung an diesem Widerstand R1 abrupt ab, so daß der Halbleiterschalter T sofort wieder ein­ geschaltet werden würde, wenn dies nicht durch entspre­ chende Maßnahmen verhindert würde.

Eine der bekannten Maßnahmen besteht in der Auswertung der an dem Halbleiterschalter anstehenden Spannung U_T, wie es in Fig. 2 mit einer Verbindungsleitung vom Schaltungsknoten A zu der Steuer- und Regelschaltung 1 dargestellt ist. Eine solche Lösung hat den Nachteil, daß das Wiedereinschalten erst bei Spannungswerten der Spannung U_T verhindert werden kann, die größer als die Versorgungsspannung U_B ist. Um ein Schwingen zu vermei­ den, wird für die Zeitdauer bis die Spannung U_T diesen Wert erreicht, eine zusätzliche Sperre, beispielsweise über ein Zeitglied, erforderlich. Ebenso muß eine sol­ che zusätzliche Sperre eingreifen, wenn die Spannung U_T wieder unter den Wert der Betriebsspannung U_B fällt, um den o. g. Vorteil des Schaltens bei einem Spannungs­ nulldurchgang zu erreichen. Der Nachteil eines solchen einfach zu realisierenden Zeitgliedes ist die Beein­ flussung der Abschaltschwelle des Primärstromes. Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß die Erfassung der Spannung U_T bei einer Zündanlage mit mehreren Zündstu­ fen mindestens einmal je Primärstromkreis vorhanden sein muß, auch wenn die Auswertung des Primärstromes nur einmal für die gesamte Zündanlage vorhanden ist.

Bei einer anderen bekannten Lösung wird das Wiederein­ schalten durch den Einsatz einer monostabilen Kippstufe (Mono-Flop) für eine definierte Zeitdauer gesperrt. Diese Lösung mit einer festen Zeitverzögerung für das Wiedereinschalten des Halbleiterschalters T hat den Nachteil, daß die zu wählende Zeitverzögerung zum einen eine Funktion des gewählten Primärstromes ist und zum anderen auch davon abhängt, ob auf der Sekundärseite der Zündspule der Durchbruch der Funkenstrecke bereits erfolgt ist oder nicht. Letztlich gehen auch die Tole­ ranzen aller zeitbestimmenden Bauelemente in die zu wählende Zeitverzögerung ein. Mit dieser Lösung kann daher nicht in allen Fällen ein sicherer Betrieb der Schaltung gewährleistet werden.

Bei der Wechselstrom-Zündanlage nach Fig. 3 werden diese Nachteile dadurch vermieden, daß der Strom durch die Diode D mittels eines dieser Diode in Reihe ge­ schalteten Widerstandes R2 ausgewertet wird. Wenn auf­ grund der negativen Halbwelle der von dem Schwingkreis erzeugten Schwingung ein Stromfluß durch die Diode be­ ginnt, entsteht an diesem Widerstand R2 ein Spannungs­ abfall, der als Triggersignal zum Wiedereinschalten des Halbleiterschalters T der Steuer- und Regelschaltung zugeführt wird. Da zu diesem Zeitpunkt nur kleine Span­ nungen am Halbleiterschalter T anliegen, kann das Ein­ schalten ohne elektrische Verluste erfolgen. Der Strom wird dann beim Spannungsnulldurchgang der Schwingung vom Halbleiterschalter T übernommen. In vorteilhafter Weise kann dieser Widerstand R2 niederohmig gewählt werden, so daß die an ihm abfallende Spannung aus­ reicht, einen elektronischen Schalter, beispielsweise einen Bipolartransistor, anzusteuern. Mit einer solchen Wechselstrom-Zündanlage nach Fig. 3 wird eine sichere Steuerung der Wechselstrom-Zündung erzielt.

Als Halbleiterschalter T können in den Schaltungen nach den Fig. 2 und 3 Bipolartransistoren (beispielsweise Leistungs-Darlington-Stufen), MOS-Feldeffekttransisto­ ren oder auch IGBT-Transistoren (Isolated-Gate-Bipolar- Transistor) eingesetzt werden. Nach Fig. 3 kann in vorteilhafter Weise auch ein MOS-Controlled-Thyristor (MCT) eingesetzt werden, der die vorteilhaften Eigen­ schaften der Thyristoren, wie hohe Spannungsfestigkeit, geringe Durchlaßverluste und große spezifische Strom­ tragfähigkeit mit der Eigenschaft der Abschaltbarkeit der bisher verwendeten Leistungshalbleiter vereinigt. Die Schaltung nach Fig. 3 zeigt einen p-MCT-Transi­ stor, weshalb diese Schaltung mit einer negativen Be­ triebsspannung -U_B zu versorgen ist. Zum Einschalten des Stromes gibt die Steuer- und Regelschaltung einen negativen und zum Abschalten einen positiven Impuls auf das Gate des MCT-Thyristors. Der Gate-Eingang des MCT- Thyristors ist ein MOS-Eingang, so daß hier keine sta­ tischen Verlustleistungen auftreten.

Bei den Wechselstrom-Zündanlagen nach den Fig. 2 und 3 müssen die beteiligten Bauelemente, insbesondere der Halbleiterschalter T, die Diode D und der Kondensator C für die maximal auftretenden Spannungen ausgelegt sein. Hierzu müssen zum Ausgleich von Toleranzen entsprechend hohe Sicherheitsabstände von den maximal auftretenden Werten eingehalten werden. Toleranzen, die in diese Rechnung eingehen, sind Kapazitätstoleranzen des Kon­ densators C, Induktivitätstoleranzen des Zündtrafos Tr, Toleranzen in der Stromregelung sowie Toleranzen der Lastbedingungen auf der Sekundärseite der Zündspule. Die Berücksichtigung all dieser Toleranzen führt zu sehr hohen Sicherheitsabständen und damit zu entspre­ chend hohen Kosten.

Nach Fig. 4 werden diese Nachteile mittels einer Klemmschaltung 2 verhindert, indem sie die Spannung U_T am Leistungsschalter T auf einen Wert begrenzt, der nur wenig geringer als der maximal zulässige Wert ist. Da­ durch können die maßgebenden Bauelemente bis nahe an ihre Belastungsgrenzen ausgenutzt werden.

Eine solche Klemmschaltung 2 ist nach Fig. 4 mit einem Spannungsteiler R4/R5 und einem diesem nachgeschalteten Komparator K aufgebaut, wobei der Spannungsteiler an den den Halbleiterschalter T mit der Primärspule der Zündspule Tr verbindenden Schaltungsknoten A ange­ schlossen ist. Der Ausgang des Komparators K steuert dabei direkt die Steuerelektrode des Halbleiterschal­ ters T und ist gleichzeitig über einen Widerstand R6 mit dem Ausgang der Steuer- und Regelschaltung 1 ver­ bunden. Dabei dient eine temperaturstabile Referenz­ spannungsquelle U_ref als Vergleichsnormal für die Be­ grenzung der Spannung U_T. Diese Spannung U_T wird durch den Spannungsteiler R4/R5 heruntergeteilt und mittels des Komparators K mit der Referenzspannung U_ref vergli­ chen. Damit wird eine hohe Genauigkeit und Langzeitkon­ stanz der Begrenzungsspannung erreicht.

Nach Fig. 5 ist der Komparator K mit einem npn-Transi­ stor T5 und einem pnp-Transistor T6 realisiert. Dabei ist der Emitter des Transistors T5 über einen Wider­ stand R7 mit der Referenzspannung U_ref verbunden, des­ sen Basis ist an den Spannungsteiler R4/R5 angeschlos­ sen, während dessen Kollektor direkt auf die Basis des Transistors T6 geführt ist. Darüber hinaus ist diese Basis des Transistors T6 über einen Widerstand R8 mit dessen Emitter verbunden und über einen Widerstand R9 auf das Bezugspotential geführt. Die Batteriespannung U_Bat versorgt den Emitter des Transistors T6, während dessen Kollektor den Ausgang des Komparators K bildet. Steigt die Basisspannung des Transistors T6 auf einen Wert, der größer als die Summe von dessen Basis-Emit­ terspannung und der Referenzspannung U_ref ist, wird dieser Transistor leitend, so daß dessen Kollektorstrom den Transistor T6 ansteuert. Dieser Transistor T6 ver­ stärkt dieses Signal und steuert dann seinerseits den Halbleiterschalter T an. Die Widerstandsbeschaltung der beiden Transistoren T5 und T6 ist so ausgelegt, daß ein schnelles Ansprechen ohne Über- und Unterschwingungen erreicht wird.

Eine solche Klemmschaltung, wie sie in den Fig. 4 und 5 dargestellt ist, bietet gegenüber einer üblichen, bei induktiven Spulenzündungen verwendeten Zener-Diode den Vorteil einer höheren Integrationsdichte, da auf­ grund der hohen Spannungen im kV-Bereich bei Wechsel­ stromzündungen sehr viele Zener-Dioden erforderlich wä­ ren, die bei einer Realisierung in integrierter Schal­ tungstechnik sehr viel Chipfläche verbrauchen würden.

In Fig. 6 ist eine Wechselstrom-Zündanlage mit vier Zündendstufen Z1 bis Z4 dargestellt. Jeder dieser Zünd­ endstufen Z1 bis Z4 ist entsprechend Fig. 2 ausgebil­ det, enthält also jeweils eine Zündspule Tr1 bis Tr4, jeweils einen parallel zur Primärspule geschalteten Schwingkreiskondensator C1 bis C4, jeweils einen in Reihe zur Primärwicklung geschalteten Halbleiterschal­ ter T1 bis T4 und jeweils eine Energierückgewinnungsdi­ ode D1 bis D4, deren Kathoden jeweils an den den Halb­ leiterschalter mit der Primärspule verbindenden Schal­ tungsknoten angeschlossen ist. Die Anoden der Dioden D1 bis D4 sind verbunden und auf einen Widerstand R2 ge­ führt und bilden somit eine Wired-Or-Schaltung. Diese Schaltung bietet den Vorteil, daß die Auswertung des Diodenstromes mittels des Widerstandes R2 nur einmal für die gesamte Zündanlage und nicht für jede einzelne Diode durchgeführt werden muß.

In gleicher Weise werden auch die Source-Elektroden der Halbleiterschalter T1 bis T4 auf einen einzigen Wider­ stand R1 zur Messung des Istwertes des Primärstromes geführt.

Die an den beiden Widerständen R1 und R2 entstehenden Spannungsabfälle werden einer Steuer- und Regelschal­ tung 1 zugeführt, von der jeweils eine Steuerleitung zu den Halbleiterschaltern T1 bis T4 führt.

Claims (6)

1. Wechselstrom-Zündanlage mit wenigstens einer Zünd­ endstufe (Z, Z1 . . . Z4), bestehend aus einer Zündspule (Tr, Tr1 . . . Tr4) mit Primär- und Sekundärwicklung, ei­ nem in Reihe zur Primärwicklung geschalteten Halblei­ terschalter (T, T1 . . . T4), einem Schwingkreiskondensa­ tor (C, C1 . . . C4), der mit der Primärwicklung einen Schwingkreis zur Erzeugung eines bipolaren Wechselstro­ mes bildet, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwing­ kreiskondensator (C, C1 . . . C4) gleichspannungsmäßig parallel zur Primärwicklung der Zündspule (Tr, Tr1 . . . Tr4) geschaltet ist.

2. Wechselstrom-Zündanlage nach Anspruch 1 mit einer parallel zum Halbleiterschalter (T, T1 . . . T4) geschal­ teten Diode (D, D1 . . . D4), dadurch gekennzeichnet, daß der Strom durch die Diode (D, D1 . . . D4) als Steuersi­ gnal zur Steuerung des Halbleiterschalters (T, T1 . . . T4) verwendet wird.

3. Wechselstrom-Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der Strom durch die Diode (D, D1 . . . D4) mit einem in Reihe zur Diode geschalteten Wider­ stand (R2) erfaßt wird.

4. Wechselstrom-Zündanlage mit wenigstens zwei Zündend­ stufen (Z1 . . . Z4) nach -Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Dioden (D1 . . . D4) der Zündendstufen (Z1 . . . Z4) verbunden sind und die Auswertung der durch die Dioden (D1 . . . D4) fließenden Ströme mittels eines einzigen, an den Verbindungspunkt der Dioden (D1 . . . D4) angeschlossenen Widerstandes (R2) erfolgt.

5. Wechselstrom-Zündanlage nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Begrenzung der am Halbleiterschalter (T) auftretenden Spannung (U_T) eine Klemmschaltung (2) vorgesehen ist und daß diese Klemmschaltung (2) aus einem Spannungsteiler (R4/R5) und einem diesem nachgeschalteten Komparator (K) aufgebaut ist, wobei der Ausgang des Komparators (K) mit der Steuerelektrode des Halbleiterschalters (T) verbunden ist.

6. Wechselstrom-Zündanlage nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Halbleiter­ schalter (T, T1 . . . T4) ein MOS-Controlled-Thyristor (MCT) verwendet wird.