ES2334738A1 - Dispositivo de deteccion del paso por cero de corriente electrica alterna. - Google Patents
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Abstract
Dispositivo de detección del paso por cero de
corriente eléctrica alterna.
Dispositivo para un equipo de regulación de la
alimentación eléctrica por corriente alterna de una carga (1), con
al menos unos elementos de conmutación (3) opuestos en serie o una
red de conmutación, y una unidad de control (2) de dichos elementos
de conmutación (3). El dispositivo comprende un comparador (5) de
la tensión de saturación "V_{CEsat}" de los elementos de
conmutación (3), asociado a una red de atenuación (8) en un terminal
de entrada, en tanto que en el otro terminal de entrada se
encuentra un generador (6) de tensión de referencia
"V_{ref}" de la tensión entre colector y emisor
"V_{ce}" correspondiente a una corriente "I_{ce}"
igual a cero, para determinar el momento de circulación nula de
corriente por dichos elementos de conmutación (3) mediante la caída
de "V_{CEsat}" por debajo de "V_{ref}", determinando
una señal de paso por cero de la corriente a la unidad de control
(2).
Description
Dispositivo de detección del paso por cero de
corriente eléctrica alterna.
\global\parskip0.930000\baselineskip
La presente invención se refiere a un
dispositivo de detección del paso por cero de corriente eléctrica,
del tipo incorporado en un dispositivo de regulación de la
alimentación eléctrica por corriente alterna de una carga.
En la actualidad existen distintos tipos de
dispositivos de regulación de cargas eléctricas alimentadas en
corriente alterna, por ejemplo dispositivos de iluminación,
calefacción eléctrica, motores y otros. Todos ellos basan su
funcionamiento en la capacidad de modulación de la forma de onda de
la tensión que entregan a la carga. De este modo permiten controlar
la energía entregada a la carga y así regular su
comportamiento.
Los reguladores más extendidos son los que
emplean el triac como dispositivo de conmutación. Este es un
dispositivo semiconductor de tres terminales (uno de control, y los
otros dos de conmutación). Sus características principales y de
interés son que presentan una respuesta bidireccional, de manera
que permite el paso de la corriente a través suyo en los dos
sentidos y una vez proporcionada la señal de disparo al terminal de
control (cebado del triac), el dispositivo entra y permanece en
conducción hasta que la corriente a través suyo cesa o se hace
nula. Su desconexión es controlada por corriente.
Pese a su amplia presencia en el mercado estos
reguladores adolecen de ciertas limitaciones, debido al modo de
funcionamiento del dispositivo triac. Las principales son:
- Dificultad de regular cargas con componente
capacitiva, por ejemplo lámparas halógenas con transformador
electrónico, ya que dichos transformadores electrónicos generan una
modulación adicional que fácilmente desceba el triac impidiendo el
comportamiento deseado.
- Generación de un elevado nivel de
interferencias, tanto conducida como radiada, con un alto contenido
frecuencial. Esto es como consecuencia de la elevada velocidad de
conmutación del triac que no permite ser ajustada.
- Requieren un filtro de radiofrecuencia para
bloquear la interferencia generada por las conmutaciones del triac,
este filtro suele ser voluminoso (por emplear una bobina), es de
coste elevado, y es susceptible de generar ruido acústico por
vibración mecánica de la bobina. Es solamente efectivo en un margen
de frecuencias, y son susceptibles de sufrir sobrecalentamiento y
de padecer una saturación del núcleo magnético de la bobina.
La aparición de nuevos dispositivos
semiconductores de conmutación (tal como el transistor de efecto
campo MOSFET o el transistor bipolar de puerta aislada de puerta
aislada IGBT, también de tres terminales), propició la aparición de
nuevos dispositivos reguladores con topologías distintas y con las
siguientes ventajas:
- Son controlados por tensión.
- Permiten controlar totalmente su conexión y
desconexión, lo cual hace posible la regulación de cargas
capacitivas.
- Permiten controlar la velocidad con la que el
dispositivo conmuta, hecho que permite suavizar las formas de onda
en las conmutaciones y así reducir la interferencia generada.
Un esquema típico de conmutación es sencillo,
comprendiendo unos elementos de conmutación opuestos en serie,
tales como dos transistores bipolares de puerta aislada IGBT con
respectivos diodos en antiparalelo, o una red de conmutación, y una
unidad de control de dichos elementos de conmutación cuando la
intensidad de corriente que circula por la carga es cero,
determinada por un dispositivo de detección de dicho paso por cero.
La regulación se consigue aplicando pulsos de mayor o menor
duración a los terminales de control de los dos transistores
bipolares de puerta aislada IGBT, desde la unidad de control, lo
que determina el tiempo que estos permanecen en conducción. En cada
ciclo de la tensión alterna tan solo uno de los transistores
bipolares de puerta aislada IGBT estará en conducción, dado que son
dispositivos unidireccionales. El camino de la corriente siempre
será a través del transistor bipolar de puerta aislada IGBT en
conducción y del diodo antiparalelo del otro transistor bipolar
IGBT.
En un ejemplo de realización la conmutación con
tensión cero puede realizarse fácilmente, tomando una muestra de la
tensión en el dispositivo de conmutación, mientras que la
conmutación con corriente cero requiere medir de forma directa o
indirecta la corriente que fluye por el dispositivo de
conmutación.
Así es necesaria la utilización de un detector
de paso por cero de la corriente para una correcta gestión.
De los múltiples métodos, de medida del paso por
cero de la corriente, usados ampliamente, solo mencionaremos los
más utilizados. En todos ellos se supondrá el esquema de
conmutación con dos transistores bipolares de puerta cerrada IGBT o
algún esquema de conmutación equivalente con puente de diodos,
transistores de efecto campo MOSFET o similares.
\global\parskip1.000000\baselineskip
Por ejemplo los detectores de paso por cero de
corriente basados en resistencias de "shunt". Estos
dispositivos son independientes del dispositivo de conmutación
empleado. Su funcionamiento es simple, consiste en intercalar una
resistencia de valor óhmico conocido en el camino que recorre la
corriente de carga. Midiendo la tensión en bornes de esta
resistencia, puede extraerse la corriente que circula a través
suyo. Este método de medida tiene el inconveniente de que es
invasivo, ya que requiere instalar un elemento en serie, en el
camino que recorre la corriente objeto de medida. La resistencia de
"shunt" debe dimensionarse adecuadamente, de manera que
permita medir la magnitud de la corriente deseada, pero sin
descuidar la disipación de potencia, que tendrá lugar en esta
resistencia. Además, es muy susceptible al ruido, puesto que el
"shunt" tiene que ser suficientemente pequeño para no
interferir en el paso de corriente necesaria para la carga, por lo
que, por la ley de Ohm, una variación elevada de corriente
implicará una variación pequeña de tensión, de nivel comparable con
el ruido. Así pues, cualquier desvío en la detección provocado por
el ruido, provocará que el punto de comparación no sea el
correcto.
También existen detectores de paso por cero de
corriente, basados en un transformador de corriente. Se trata de
transformadores cuyo arrollamiento primario se bobina alrededor del
camino de corriente a medir.
Las ventajas de estos transformadores son
varias, ya que ofrecen aislamiento entre los circuitos de potencia
y control y proporcionan un alto nivel de señal de salida con
cierta inmunidad al ruido dado que el circuito actúa por
corriente.
Como contrapartida estos dispositivos no
permiten medir la componente continua de la corriente, su coste es
un tanto elevado y su diseño puede resultar complicado si se
pretende medir señales con anchos de banda amplia, por ejemplo del
orden de los megahercios.
El dispositivo de detección del paso por cero de
corriente eléctrica, objeto de esta invención, presenta unas
particularidades técnicas que permiten una solución no invasiva en
el circuito de corriente de potencia y un funcionamiento robusto y
totalmente configurable.
Así, la topología propuesta está basada en el
uso de transistores bipolares de puerta aislada IGBT como elementos
de conmutación, por ejemplo, y aprovecha el comportamiento de la
tensión entre el colector y emisor en saturación, aunque es
aplicable a otros elementos de conmutación. Esta tensión
"V_{ce}" siempre es consciente en el momento en que la
corriente es cero. Así pues la solución propuesta es monitorizar la
corriente que circula entre el colector y el emisor "I_{ce}"
a través de "V_{CEsat}" del IGBT, y establecer el valor de
"V_{CEsat}" correspondiente a la intensidad nula, definido
como una tensión de referencia "V_{ref}".
Así el dispositivo de detección comprende un
dispositivo comparador de la tensión de saturación
"V_{CEsat}" de los elementos de conmutación, asociado a una
red de atenuación en uno de sus terminales de entrada, en tanto que
en el otro terminal de entrada se encuentra un generador de tensión
de referencia "V_{ref}" y correspondiente a la
"I_{ce}" con la que la circulación de corriente es cero. Así
el punto de cruzarse ambas tensiones comparadas corresponde a la
intensidad nula y determina una señal de paso por cero de la
corriente a la unidad de control para que realice la
conmutación.
El comparador es un comparador monolítico
asociado con un nivel de tensión prefijado preferentemente, para
obtener así una sincronización del cero de intensidad y generar la
señal de paso por cero de la corriente. Así dependiente del tipo de
elemento de conmutación la tensión de referencia "V_{ref}"
puede ser diferente.
También se ha previsto que el comparador sea un
amplificador operacional, un microcontrolador con un ADC (conversor
analógico-digital) interno, o un conversor
analógico-digital combinado con un elemento de
control, tal como ASIC, FPGA, CPLD, GAL U OTRO.
Igualmente, los elementos de conmutación pueden
estar también constituido por diversos tipos de semiconductores,
tal como transistores de efecto campo de óxido metálico (MOSFET),
los mencionados transistores bipolares de puerta aislada (IGBT),
puentes de diodos o la combinación de ellos.
Tal como se ha mencionado el dispositivo
comprende una red de atenuación que adapta la tensión obtenida
desde la línea de potencia a la requerida por el componente
comparador propiamente dicho. Dicha red de atenuación puede estar
constituida por una red de resistencias, un amplificador
operacional de amplificación menor que la unidad para la frecuencia
de la señal de alimentación eléctrica alterna, o un atenuador
basado en transistores bipolares con tasa de transferencia directa
menor que la unidad para la frecuencia de la señal de alimentación
eléctrica alterna, y sus combinaciones posibles.
Dado que algunos componentes electrónicos pueden
estar sometidos a un estrés térmico que afecte a su rendimiento y
parámetros de funcionamiento, también se ha previsto que en el
circuito de comparación se encuentre un elemento compensador de la
temperatura, afectando al generador de la tensión de referencia
"V_{ref}". De este modo se ajusta la "V_{ref}"
utilizada en la comparación desde la condición ideal a la condición
real de funcionamiento.
\newpage
Este elemento compensador puede estar
constituido por una sonda térmica de tipo NTC (negative temperature
coefficient), una sonda térmica de tipo PTC (positive temperature
coefficient), un circuito de monitorización digital y/o analógico o
su combinación.
Como se puede constatar, se trata de una
solución no invasiva, por lo que la interferencia en el camino de
la carga es nula. Lo que permite aplicar la máxima potencia posible
a la carga sin elementos que sufran desgaste importante. La
comparación se realiza con un comparador monolítico que genera un
flanco de bajada en cada paso por cero de corriente. Este flanco de
bajada es detectado por el circuito de control que actuará sobre
los elementos de conmutación en el momento en el que se produce
este paso por cero de corriente. De esta manera se consigue una
conmutación con corriente cero de carga, que elimina la respuesta
brusca de cargas inductivas.
Para complementar la descripción que se está
realizando y con objeto de facilitar la comprensión de las
características de la invención, se acompaña a la presente memoria
descriptiva un juego de dibujos en los que, con carácter
ilustrativo y no limitativo, se ha representado lo siguiente:
- La figura 1 muestra un esquema simplificado de
un dispositivo regulador con el dispositivo de detección de paso
por cero de la corriente eléctrica.
- La figura 2 muestra un gráfico del
funcionamiento del dispositivo.
- La figura 3 muestra un esquema de un circuito
eléctrico de la invención.
Como se puede observar en las figuras
referenciadas un circuito de regulación de la entrega de energía
eléctrica a una carga (1) eléctrica comprende una unidad de control
(2) que maneja unos elementos de conmutación (3) sobre el que está
dispuesto el dispositivo (4) de detección del paso por cero de la
corriente eléctrica de esta invención, monitorizando la corriente
eléctrica que pasa por dichos elementos de conmutación (3), de forma
que su salida esté conectada con la unidad de control (2) para el
suministro de una señal de paso por cero de la corriente al
producirse el fenómeno buscado: la tensión de saturación
"V_{CEsat}" cruza el nivel de comparación "V_{ref}",
por lo cual la corriente que circula en los elementos de
conmutación es nula.
Los elementos de conmutación (3) están
constituidos en este caso por dos transistores bipolares de puerta
aislada (31a, 31b) IGBT dispuestos en serie y opuestos entre sí,
presentando cada uno de estos transistores bipolares de puerta
aislada (31a, 31b) IGBT un diodo (32a, 32b) en antiparalelo de
circulación de la corriente en sentido contrario.
El dispositivo (4) de detección está conectado a
los extremos de los elementos de conexión (3) mediante unos diodos
(41) de control de flujo, los cuales están conectados a través de
una red de atenuación (8) a una puerta no inversora (51) de un
comparador (5) monolítico. A su vez, el dispositivo (4) de
detección contiene un generador (6) de tensión de referencia
conectado con la puerta inversora (52) del comparador (5), para
establecer la función de control representada en la figura 1. Así
en la puerta no inversora (51) está conectada "V_{CEsat}" de
los elementos de conmutación (3) y en la puerta no inversora (52)
está conectada la tensión de referencia "V_{ref}".
La salida del comparador (5) está conectada con
la unidad de control (2) que lleva a cabo la conmutación según sea
la regulación buscada de forma sincronizada con el paso de la
corriente por cero.
En la figura 3, el nivel de tensión
"V_{ref}", del generador (6) de tensión de referencia se
aplica como referencia en el comparador (5) en su entrada inversora
(52) a través de una red de adaptación compuesta por los elementos
(61, 62, 63, 64 y 65). Así, la tensión "V_{CEsat}" llega a la
puerta no inversora (51) del comparador (5) a través de su red de
adaptación (8) compuesta por los elementos (81, 82, 83, 84, 85, 86,
87, 88) bajando al valor de comparación establecido en su puerta
inversora (52), y la salida de dicho comparador (5) a su vez
desactivará a los elementos de conmutación (31a, 31b). Precisamente
en el paso por cero de corriente. Por necesidad de la aplicación
concreta se ha previsto la utilización de un elemento auxiliar (7)
tipo "pull-up" en la salida del comparador
(5). El dispositivo puede comprender un condensador como filtro del
ruido (9).
Una vez descrita suficientemente la naturaleza
de la invención, así como un ejemplo de realización preferente, se
hace constar a los efectos oportunos que los materiales, forma,
tamaño y disposición de los elementos descritos podrán ser
modificados, siempre y cuando ello no suponga una alteración de las
características esenciales de la invención que se reivindican a
continuación.
Claims (18)
1. Dispositivo de detección del paso por cero de
corriente eléctrica alterna, del tipo incorporado en un dispositivo
de regulación de la alimentación eléctrica por corriente alterna de
una carga (1), con al menos unos elementos de conmutación (3)
opuestos en serie o una red de conmutación, y una unidad de control
(2) de dichos elementos de conmutación (3) caracterizado
porque comprende un comparador (5) de la tensión de saturación
"V_{CEsat}" de los elementos de conmutación (3), asociado a
una red de atenuación (8) en un terminal de entrada, en tanto que
en el otro terminal de entrada se encuentra un generador (6) de
tensión de referencia "V_{ref}" cuyo valor es igual a la
tensión de saturación entre colector y emisor "V_{CEsat}" en
el momento que la corriente "I_{ce}" es igual a cero, para
determinar el momento de circulación nula de corriente por dichos
elementos de conmutación (3) mediante la caída de "V_{CEsat}"
por debajo de "V_{ref}", determinando una señal de paso por
cero de la corriente a la unidad de control (2).
2. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque el comparador (5) es un comparador
monolítico asociado con un nivel de tensión prefijado, para obtener
así una sincronización del cero de intensidad y generar una señal
de paso por cero de la corriente.
3. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque el comparador (5) es un amplificador
operacional.
4. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque el comparador (5) es un conversor
analógico digital combinado con un elemento de control.
5. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque el comparador (5) es un
microcontrolador.
6. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque los elementos de conmutación (3) están
constituido por transistores bipolares de puerta aislada (31a, 31b)
de puerta aislada (IGBT).
7. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque los elementos de conmutación (3) están
constituido por transistores de efecto campo de oxido metálico
(MOSFET).
8. Dispositivo, según cualquiera de las
reivindicaciones 6 a 8, caracterizado porque los elementos de
conmutación están constituidos por cualquier combinación de
transistores bipolares de puerta aislada de puerta aislada,
transistores de efecto campo de óxido metálico y/o puentes de
diodos.
9. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque la red de atenuación (8) está
constituida por una red de resistencias.
10. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque la red de atenuación (8) está
constituida por un amplificador operacional de amplificación menor
que la unidad para la frecuencia de la señal de alimentación
eléctrica alterna.
11. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque la red de atenuación (8) está
constituida por un atenuador basado en disipación.
12. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque la red de atenuación (8) está
constituida por un amplificador basado en transistores bipolares de
puerta aislada con tasa de transferencia directa menor que la
unidad para la frecuencia de la señal de alimentación eléctrica
alterna.
13. Dispositivo, según las reivindicaciones 9 y
10, caracterizado porque la red de atenuación (8) está
constituida por una red de resistencias y un amplificador
operacional.
14. Dispositivo, según las reivindicaciones 9 y
12, caracterizado porque la red de atenuación (8) está
constituida por una red de resistencias y un amplificador basado en
transistores bipolares.
15. Dispositivo, según la reivindicación 1,
caracterizado porque comprende un elemento compensador de la
temperatura en el circuito de comparación, afectando al generador
(6) de la tensión de referencia "V_{ref}" para independizar
su correcta generación de la variación de las condiciones de
temperatura.
16. Dispositivo, según la reivindicación 15,
caracterizado porque el elemento compensador es una sonda
térmica NTC o una sonda térmica PTC.
17. Dispositivo, según la reivindicación 15,
caracterizado porque el elemento compensador es un circuito
de monitorización digital y/o analógico.
18. Dispositivo, según cualquiera de las
reivindicaciones 16 y 17, caracterizado porque el elemento
compensador es una combinación de una sonda térmica NTC o PTC y un
circuito de monitorización digital y/o analógico.
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