EP0239844A1 - Schaltungsanordnung zur Zeitregeneration von Breitband-Digitalsignalen - Google Patents

Schaltungsanordnung zur Zeitregeneration von Breitband-Digitalsignalen Download PDF

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EP0239844A1
EP0239844A1 EP87103506A EP87103506A EP0239844A1 EP 0239844 A1 EP0239844 A1 EP 0239844A1 EP 87103506 A EP87103506 A EP 87103506A EP 87103506 A EP87103506 A EP 87103506A EP 0239844 A1 EP0239844 A1 EP 0239844A1
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EP
European Patent Office
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circuit
digital signal
arrangement according
control
circuit arrangement
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Gerhard Dipl.-Ing. Trumpp
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Siemens AG
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Siemens AG
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
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    • H—ELECTRICITY
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    • H03K5/156—Arrangements in which a continuous pulse train is transformed into a train having a desired pattern
    • H03K5/1565—Arrangements in which a continuous pulse train is transformed into a train having a desired pattern the output pulses having a constant duty cycle
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/22—Arrangements affording multiple use of the transmission path using time-division multiplexing
    • H04L5/26—Arrangements affording multiple use of the transmission path using time-division multiplexing combined with the use of different frequencies

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for time regeneration of digital signals, with a correction circuit and an associated control circuit containing a low-pass circuit;
  • This circuit arrangement is characterized according to the invention in that for the time regeneration of broadband digital signals encoded in a direct current-free code in broadband digital signal switching and / or transmission systems, a one in the signal path Digital signal input and a control input having a correction element, in which the digital signal, in accordance with each direct current component occurring in the digital signal, has an increased transit time on its signal edges of the respective sign and at the same time a reduced transit time on its signal edges of the other sign, for the control input of which there is a one such a DC component determining control circuit with a limiter circuit acted upon by the digital signal and a low-pass circuit connected downstream of it.
  • the invention which takes advantage of the fact that the coding is usually aimed at ensuring that the digital signal to be transmitted is free of direct current, brings with it the advantage of only slightly complex and, at the same time, quite effective correction of differences in the transit time of the digital signal edges of different signs and thus reduces the Need for more complex time regenerators that are otherwise required.
  • the limiter circuit can be connected upstream of the correction element in the digital signal path in a further embodiment of the invention.
  • the circuit arrangement according to the invention as a control arrangement
  • the correction element can simply be formed with a threshold circuit with a switching threshold controlled by the control circuit, the shifting of the switching threshold in conjunction with the finite edge steepness of the broadband digital signal causing the desired time regeneration.
  • an RC element may often suffice as a low-pass circuit.
  • the low-pass circuit can be connected to the control input of the correction element via a control amplifier, wherein the control amplifier can be designed for a P or a PI control characteristic depending on the requirement.
  • the exemplary embodiment of a circuit arrangement for the time regeneration of broadband digital signals according to the invention shown schematically in FIG. 1, has a correction element K inserted into a signal path e - a through which the broadband digital signal runs, which correction element K is connected upstream of the control circuit S in the signal path e - a , which also has a low-pass circuit TP connected downstream of the limiter circuit BS, which leads to the control input k of the correction element K; 1, a control amplifier RV with differential inputs +, - is inserted between the low-pass circuit TP and the correction element input k, the second input (-) of which may be supplied with a reference signal rl.
  • the broadband digital signal occurs statistically (ie over a sufficiently long time), the two signal states “High” and “Low” for the same length of time.
  • the broadband digital signal occurs statistically (ie over a sufficiently long time), the two signal
  • U 18 limiter circuit BS is formed with a C-MOS inverter circuit having two transistors Tpb, Tnb;
  • the low-pass circuit TP can be formed with a simple RC element.
  • the digital signal inversion effected there is taken into account by the fact that in accordance with FIG. 2 the inputs of the - again between the low-pass circuit TP and the correction element control input k inserted - control amplifier RV are interchanged with each other compared to the relationships shown in FIG.
  • control circuit S is connected downstream in deviation from the relationships of the correction element K shown in FIG. 1 in the digital signal path e-a;
  • a control arrangement is obtained according to FIG. 2 with the possibility inherent in such an arrangement that, by appropriately connecting the control amplifier RV, it is possible to correct deviations in the pulse duty factor from their desired value as precisely as desired.
  • a control potential of, for example, approximately +0.4 V is present from the control circuit S, wherein the switching threshold of the switching transistor Tk connected to the load transistor Tl may be below a threshold voltage of, for example, approximately -1.8 V.
  • the switching transistor Tk When the signal state is "high", the switching transistor Tk is then non-conductive in the threshold value circuit KS, and a potential of approximately +3.3 V is formed in the example at the input of the subsequent limiter circuit BS, the switching threshold of which may be approximately +1 V.
  • the switching transistor Tk is conductive in the threshold circuit KS, and a potential of approximately -1.2 V is formed at the input of the subsequent limiter circuit BS, due to which the p-channel transistor Tpb of the C- MOS inverter circuit is conductive and the n-channel transistor Tnb is non-conductive.
  • a time average of the digital signal occurring at the limiter output ä reaches one input (-) of the differential amplifier RV, the other input (+) of which may be supplied with a reference signal r2 and from the output of which is maintained by the broadband digital signal Duty cycle 1: 1 the mentioned control potential of +0.4 V in the example may be given.
  • the duty cycle of the broadband digital signal deviates from the ratio 1: 1, ie, seen over a sufficiently long time, the signal state "High” occurs longer (or shorter) than the signal state “Low” at signal path input e - and consequently on If the inverter output ä has the signal state “Low” longer (or shorter) than the signal state "High” - there is a corresponding decrease (or increase) in the output signal of the low-pass circuit TP and thus a corresponding increase (or decrease).
  • Deviation of the duty cycle from the setpoint 1: 1 can be eliminated.
  • FIG. 3 shows an embodiment of a circuit arrangement according to the invention, in which the correction element is again formed with a threshold circuit with a switching threshold controlled by a control circuit and the control circuit in turn has a limiter circuit acted upon by the digital signal and a low-pass circuit TP connected downstream of it, but now a limiter circuit and correction element in the digital signal path form a single circuit stage.
  • the limiter circuit is in turn an inverter circuit Tpb, Tnb realized in C-MOS technology; a further p-channel transistor Tpk is now inserted between the p-channel transistor Tpb and the associated supply potential source U OD , and another n-channel transistor is between the n-channel transistor Tnb and the associated supply potential source U SS Tnk inserted.
  • These two further C-MOS transistors Tpk and Tnk are controlled at their control electrodes by the low-pass circuit TP, which in turn is formed with an RC element in accordance with FIG.
  • the signal path output is denoted by a in FIG. 3, with which the inversion effected in the inverter circuit Tpb, Tnb! the time-regenerated broadband digital signal is taken into account; if necessary, a further inverter circuit can also be inserted here in order to cancel the inversion of the broadband digital signal.
  • FIG. 4 shows a further exemplary embodiment of a circuit arrangement for time regeneration according to the invention with correction and limiter circuit forming a single circuit stage in digital signal path e - a.
  • a C-MOS inverter circuit Tpbk, Tnbk inserted into the signal path e - a is capacitively acted upon on the input side by the broadband digital signal to be regenerated at the signal path input e; at the same time, the inverter input is galvanically supplied with a ScffalLSchwelle control voltage from a low-pass circuit TP - formed according to FIG 4 with an RC element -, the low-pass circuit TP in turn being acted upon by the inverted, time-regenerated digital signal.
  • a further C-MOS inverter circuit Tpi, Tni is inserted into the actual digital signal path e - a behind the output a of the C-MOS inverter circuit Tpbk, Tnbk, which is directly connected to the input of the low-pass circuit TP Limiter circuit Tpbk, Tnbk caused inversion of the broadband digital signal to cancel.
  • Such an additional inverter circuit can, as already indicated above, also be provided in the circuit arrangements according to FIG. 2 and FIG. 3, without this being shown in detail in FIG. 2 and FIG. 3.
  • the pulse duty factor of the broadband digital signal occurring at the signal path input e deviates from the ratio 1: 1 and, seen over a sufficiently long time, the signal state "high” is longer (or shorter) than the signal state " Low ", there is a corresponding lowering (or raising) of the output signal of the low-pass circuit TP and thus also the bias voltage galvanically supplied via the control input k of the inverter circuit Tpbk, Tnbk, with the result of a corresponding shift of the control electrodes of the two transistors Tpbk and Tnbk effective, time-regenerable broadband digital signal.
  • the rising digital signal edges therefore exceed the switching threshold later (or earlier) and thus experience an increased (or reduced) transit time, and the falling digital signal edges fall below (or later) the switching threshold and thus experience a reduced (or increased) Running time.
  • the signal emitted by the low-pass circuit TP on the output side is direct, i.e. without a control amplifier, fed to the control input k.
  • Dispensing with a control amplifier means that only a P control characteristic is possible, the effect of which is weakly dimensioned in favor of the stability of the control loop; should be based.
  • FIG. 5 A further exemplary embodiment of a circuit arrangement for the time regeneration of broadband digital signals, which also does without a control amplifier, is shown in FIG. 5.
  • the correction element is formed here with a comparator KK inserted into the digital signal white - a, to the reference input (-) of which a low-pass circuit TP, which is acted upon by the output signal of the comparator KK and formed with an RC element, leads.
  • the comparator can be formed, for example, with a simple ECL element, which, as is known, is represented on the input side as a differential amplifier, the relatively high sensitivity given with ECL elements also bringing with it the required limiter function.

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Abstract

In den Signalweg (I-a) eines gleichstromfrei codierten Breitband-Digitalsignals (e) ist eine Korrekturschaltung (K) eingefügt, in der, von einer eine im Digitalsignal auftretende Gleichstromkomponente ermittelnden Steuerschaltung (S) gesteuert, das Digitalsignal nach Maßgabe einer solchen Gleichstromkomponente an seinen ansteigenden Signalflanken eine erhöhte (bzw. verringerte) Laufzeit und zugleich an seinen abfallenden Signalflanken eine verringerte (bzw. erhöhte) Laufzeit erfährt.

Description

  • In Breitband-Digitalsignal-Vermittlungs- u./o. Ubertragungssystemen setzen Laufzeiteffekte dem zeitlichen Auflösungsvermögen des Vermittlungs- u./o. Ubertragungssystems und damit der maximal zulässigen Bitrate eine Grenze, die indessen durch - ggf. in kurzen räumlichen Abständen wiederholte - Zeitregeneration der Breitband-Digitalsignale nach oben verschiebbar ist (DE-OS 28 36 695; Pfannschmidt: "Arbeitsgeschwindigkeitsgrenzen von Zeitvielfach-Raumkoppelnetzwerken für Breitband-Digitalsignale", Diss. Braunschweig 1978, inbes.S. 78). Dabei rühren solche Laufzeiteffekte nicht nur von den sich innerhalb des Vermittlungs- u./o. Ubertragungssystems addierenden, nicht mehr vernachlässigbar kleinen Laufzeiten als solchen und von Laufzeitstreuungen integrierter Schaltkreise sowie davon her, daß durch Ubersprecherscheinungen Signalflanken eine Verschiebung erfahren; die zeitliche Auflösung wird vielmehr auch dadurch beeinträchtigt, daß insbesondere aktive Schaltungselemente für Signalflanken unterschiedlichen Vorzeichens unterschiedliche Laufzeiten aufweisen. Letzterem durch eine nur wenig aufwendige Zeitregeneration zu begegnen, zeigt nun die von einer Codierung der Breitband-Digitalsignale in einem gleichstromfreien Code ausgehende Erfindung einen Weg.
  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Zeitregeneration von Digitalsignalen, mit einer Korrekturschaltung und einer zugehörigen, eine Tiefpaßschaltung enthaltenden Steuerschaltung; diese Schaltungsanordnung ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß zur Zeitregeneration von in einem gleichstromfreien Code codierten Breitband-Digitalsignalen in Breitband-Digitalsignal-Vermittlungs- u./o.Ubertragungssystemen in den Signalweg ein einen Digitalsignaleingang und einen Steuereingang aufweisendes Korrekturglied, in dem das Digitalsignal nach Maßgabe jeder im Digitalsignal auftretenden Gleichstromkomponente an seinen Signalflanken des jeweils einen Vorzeichens eine erhöhte Laufzeit und zugleich an seinen Signalflanken des jeweils anderen Vorzeichens eine verringerte Laufzeit erfährt, eingefügt ist, zu dessen Steuereingang eine eine solche Gleichstromkomponente ermittelnde Steuerschaltung mit einer vom Digitalsignal beaufschlagten Begrenzerschaltung und einer ihr nachgeschalteten Tiefpaßschaltung führt.
  • Die Erfindung, die sich den Umstand zunutze macht, daß durch entsprechende Codierung üblicherweise eine Gleichstromfreiheit des zu übertragenden Digitalsignals angestrebt wird, bringt den Vorteil einer nur wenig aufwendigen und zugleich recht wirkungsvollen Korrektur von Laufzeitunterschieden der Digitalsignal-Flanken unterschiedlichen Vorzeichens mit sich und verringert damit den Bedarf an sonst erforderlichen aufwendigeren Zeitregeneratoren.
  • Einen solchen höheren Aufwand erfordert übrigens auch die (aus DE-OS 33 46 725) bekannte Kompensation von Änderungen des Tastverhältnisses eines phasendemodulierten Datensignals, derzufolge das mittels einer Hocnpaßfilterung gleichstromentkoppelte Datensignal durch einen Komparator regeneriert wird, an dessen einem Eingang eine feste Referenzspannung liegt und dessen anderem Eingang ein Summensignal aus dem phasendemodulierten Datensignal und einem dessen Gleichstrommittelwerte konstanthaltenden Zusatzsignal zugeführt wird, welches in einer Kompensationsschaltung aus dem das kompensierte Datensignal bildenden Ausgangssignal des Komparators . durch Tiefpaßfilterung, Integration und Invertierung abgeleitet wird.
  • An dieser Stelle sei auch erwähnt, daß es im Zusammenhang mit einer Abtastung von graphischen Vorlagen und Umsetzung des Abtastsignals in ein Digitalsignal bekannt ist, zu einer von Variationen eines Hintergrundsignals und/oder von Eingangssignalimpulsamplitude u./o. -dauer unabhängigen Signaldetektion von im Hintergrundsignal enthaltenen kleinen Eingangssignalimpulsen im Signalweg eine Differenzschaltung und einen ihr nachfolgenden, hochverstärkenden Komparator vorzusehen, dessen Ausgang über einen einen Begrenzer, eine Mittelwertschaltung und eine mit ihrem zweiten Eingang an einer Referenzspannungsquelle liegende weitere Differenzschaltung aufweisenden Gegenkopplungspfad mit dem zweiten Eingang der erstgenannten Differenzschaltung verbunden ist (US-PS 42 63 555); nähere Berührungspunkte mit der vorliegenden Erfindung sind nicht gegeben.
  • Um nun auf die Erfindung zurückzukommen, so kann in weiterer Ausgestaltung der Erfindung die Begrenzerschaltung dem Korrekturglied im Digitalsignalweg vorgeschaltet sein; alternativ zu einer solchen Ausbildung der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung als eine Steueranordnung ist es aber auch möglich, die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung als eine Regelanordnung auszubilden, in der die Begrenzerschaltung dem Korrekturglied im Digitalsignalweg nachgeschaltet ist oder in der Begrenzerschaltung und Korrekturglied im Digitalsignalweg eine einzige Schaltungsstufe bilden.
  • Das Korrekturglied kann in weiterer Ausgestaltung der Erfindung einfach mit einer Schwellwertschaltung mit von der Steuerschaltung gesteuerter Schaltschwelle gebildet sein, wobei die Verschiebung der Schaltschwelle in Verbindung mit der endlichen Flankensteilheit des Breitband-Digitalsignals die gewünschte Zeitregeneration bewirkt.
  • In der Steuerschaltung mag als Tiefpaßschaltung vielfach ein RC-Glied genügen.
  • In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann die Tiefpaßschaltung über einen Regelverstärker mit dem Steuereingang des Korrekturglieds verbunden sein, wobei der Regelverstärker je nach Anforderung auf eine P- oder eine PI-Regelungscharakteristik hin ausgelegt sein kann.
  • Weitere Besonderheiten der Erfindung werden aus der nachfolgenden näheren Erläuterung der Erfindung anhand der Zeichnungen ersichtlich. Dabei zeigen
    • FIG 1 schematisch ein Ausführungsbeispiel einer Steuer-Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung und
    • FIG 2 schematisch ein Ausführungsbeispiel einer Regel-Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung;
    • FIG 3 und FIG 4 zeigen Ausführungsbeispiele von Regel-Schaltungsanordnungen gemäß der Erfindung in ihren schaltungstechnischen Einzelheiten, und
    • FIG 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer solchen Regel-Schaltungsanordnung.
  • Das in FIG 1 schematisch dargestellte Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Zeitregeneration von Breitband-Digitalsignalen gemäß der Erfindung weist ein in einen vom Breitband-Digitalsignal durchlaufenen Signalweg e - a eingefügtes Korrekturglied K auf, der im Signalweg e - a die Begrenzerschaltung BS einer Steuerschaltung S vorgeschaltet ist, die ausserdem eine der vom Digitalsignal beaufschlagten Begrenzerschaltung BS nachgeschaltete, zum Steuereingang k des Korrekturglieds K führende Tiefpaßschaltung TP aufweist; zwischen Tiefpaßschaltung TP und Korrekturgliedeingang k ist im Ausführungsbeispiel gemäß FIG 1 ein Regelverstärker RV mit Differenzeingängen +, - eingefügt, dessen zweiter Eingang (-) mit einem Referenzsignal rl beaufschlagt sein möge.
  • Aufgrund einer Codierung des Breitband-Digitalsignals in einem gleichstromfreien Code treten im Breitband-Digitalsignal statistisch (d.h. über eine hinreichend lange Zeit) gesehen, die beiden Signalzustände "High" und "Low" gleich lange auf. Dies macht sich die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung zunutze, um durch unterschiedliche Laufzeiten von Digitalsignalflanken unterschiedlichen Vorzeichens bedingte Signalverzerrungen zumindest teilweise zu eliminieren: Weicht das Tastverhältnis des am Signalweg-Eingang e auftretenden Breitband-Digitalsignals bzw., genauer gesagt, des in der Begrenzerschaltung BS amplitudenbegrenzten Digitalsignals vom Verhältnis 1:1 ab, d.h. tritt der Signalzustand "High", über eine hinreichend lange Zeit gesehen, länger (bzw. kürzer) als der Signalzustand "Low" auf, so kommt es zu einer entsprechenden Änderung des Ausgangssignals der Tiefpaßschaltung TP und damit auch des über den Regelverstärker RV dem Steuereingang k des Korrekturglieds K zugeführten Steuersignals, auf Grund dessen im Korrekturglied K die ansteigenden Digitalsignal-Flanken eine erhöhte (bzw. verringerte) Laufzeit und die abfallenden Digitalsignal- Flanken eine verringerte (bzw. erhöhte) Laufzeit erfahren. Für das am Signalweg-Ausgang a auftretende Breitband-Digitalsignal kann damit die Abweichung des Tastverhältnisses vom Wert 1:1 weitgehend beseitigt werden.
  • Wie Korrekturglied K und Begrenzerschaltung BS im einzelnen realisiert sein können, wird aus dem in FIG 2 gezeigten weiteren Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Zeitregeneration von Breitband-Digitalsignalen gemäß der Erfindung ersichtlich:
    • Gemäß FIG 2 ist das Korrekturglied K mit einer Schwellwertschaltung KS mit von der Steuerschaltung S gesteuerter Schaltschwelle gebildet, und zwar mit einem in den Digitalsignalweg e - a eingefügten Schalttransistor Tk in Gateschaltung, zu dessen Gate-Elektrode die Steuerschaltung S führt und der ausgangsseitig über einen Lasttransistor Tl an einer Speisepotentialquelle UDD (beispielsweise + 5V) liegt; dabei ist im Ausführungsbeispiel gemäß FIG 2 der Schalttransistor Tk ein n-Kanal-Anreicherungs-Feldeffekttransistor und der - zusammen mit der Speisepotentialquelle UDD eine Stromquellenschaltung bildende - Lasttransistor Tl ein p-Kanal-Anreicherungs-Feldeffekttransistor.
  • U18 begrenzerschaltung BS ist mit einer zwei Transistoren Tpb, Tnb aufweisenden C-MOS-Inverterschaltung gebildet; wie in FIG 2 weiter angedeutet ist, kann die Tiefpaßschaltung TP mit einem einfachen RC-Glied gebildet sein. Nachdem gemäß FIG 2 die Tiefpaßschaltung TP an den Ausgang ä der Inverterschaltung Tpb, Tnb angeschlossen ist, wird der dort bewirkten Digitalsignal-Invertierung Rechnung getragen, und zwar dadurch, daß gemäß FIG 2 die Eingänge des - wiederum zwischen Tiefpaßschaltung TP und Korrekturglied-Steuereingang k eingefügten - Regelverstärkers RV im Vergleich zu den in FIG 1 dargestellten Verhältnissen miteinander vertauscht sind.
  • Im übrigen ist im Ausführungsbeispiel gemäß FIG 2 die Steuerschaltung S in Abweichung von den in FIG 1 dargestellten Verhältnissen des Korrekturglieds K im Digitalsignalweg e-a nachgeschaltet; an Stelle der Steueranordnung gemäß FIG 1 erhält man so gemäß FIG 2 eine Regelanordnung mit der einer solchen Anordnung immanenten Möglichkeit, durch entsprechende Beschaltung des Regelverstärkers RV Abweichungen des Tastverhältnisses von ihrem Sollwert beliebig genau korrigieren zu können.
  • In der Zeitregenerationsschaltung gemäß FIG 2 möge am Signalweg-Eingang e und damit am Digitalsignaleingang des Korrekturglied K im Digitalsignalzustand "High" ein Potential von beispielsweise etwa -1 V und im Digitalsignalzustand "Low" ein Potential von beispielsweise etwa -2 V herrschen, wobei aufgrund einer Codierung des Breitband-Digitalsignals in einem gleichstromfreien Code statistisch, d.h. über eine hinreichend lange Zeit gesehen, die beiden Potentialzustände gleich lange auftreten sollten. Am Steuereingang k des Korrekturglieds K und damit an der Gate-Elektrode des Schalttransistors Tk der Schwellwertschaltung KS möge dabei von der Steuerschaltung S her ein Steuerpotential von beispielsweise etwa +0,4 V anliegen, wobei die Schaltschwelle des mit dem Lasttransistor Tl verbundenen Schalttransistors Tk um eine Schwellenspannung von beispielsweise etwa -1,8 V darunter liegen möge.
  • Beim Signalzustand "High" ist dann in der Schwellwertschaltung KS der Schalttransistor Tk nichtleitend, und am Eingang der nachfolgenden Begrenzerschaltung BS, deren Schaltschwelle etwa bei +1 V liegen möge, bildet sich ein Potential von im Beispiel etwa +3,3 V aus, aufgrund dessen der p-Kanal-Transistor Tpb der C-MOS-Inverterschaltung nichtleitend (oder allenfalls sehr schwach leitend) und der n-Kanal-Transistor Tnb (gut) leitend ist; beim Digitalsignalzustand "Low" ist in der Schwellwertschaltung KS der Schalttransistor Tk leitend, und am-Eingang der nachfolgenden Begrenzerschaltung BS bildet sich ein Potential von im Beispiel etwa -1,2 V aus, aufgrund dessen der p-Kanal-Transistor Tpb der C-MOS-Inverterschaltung leitend und der n-Kanal-Transistor Tnb nichtleitend ist.
  • Über die Tiefpaßschaltung TP gelangt ein dem zeitlichen Mittelwert des am Begrenzerausgang ä auftretenden Digitalsignals zu dem einen Eingang (-) des Differenzverstärkers RV, dessen anderer Eingang (+) mit einem Referenzsignal r2 beaufschlagt sein möge und von dessen Ausgang bei einem vom Breitband-Digitalsignal eingehaltenen Tastverhältnis 1:1 das erwähnte Steuerpotential von im Beispiel +0,4 V abgegeben werden möge.
  • Weicht das Tastverhältnis des Breitband-Digitalsignals vom Verhältnis 1:1 ab, d.h. tritt, über eine hinreichend lange Zeit gesehen, am Signalweg-Eingang e der Signalzustand "High" länger (bzw. kürzer) als der Signalzustand "Low" - und demzufolge am Inverterausgang ä der Signalzustand "Low" länger (bzw. kürzer) als der Signalzustand "High" - auf, so kommt es zu einer entsprechenden Absenkung (bzw. Anhebung) des Ausgangssignals der Tiefpaßschaltung TP und damit zu einer entsprechenden Erhöhung (bzw. Verringerung) der Eingangssignaldifferenz beim Regelverstärker RV; dies bewirkt eine entsprechende Anhebung (bzw. Absenkung) des vom Ausgang des Regelverstärkers RV dem Steuereingang k des Korrekturglieds K zugeführten Potentials um einen Betrag von beispielsweise 0,2 V mit der Folge, daß dementsprechend die Schaltschwelle der C-MOS-Schwellwertschaltung KS angehoben (bzw. herabgesetzt) wird. Die ansteigenden Digitalsignal- flanken überschreiten die Schaltschwelle daher später (bzw. früher) und erfahren damit eine erhöhte (bzw. verringerte) Laufzeit, und die abfallenden Digitalsignalflanken unterschreiten die Schaltschwelle früher (bzw. später) und erfahren damit eine verringerte (bzw. erhöhte) Laufzeit. Für das am Signalweg-Ausgang (ä in FIG 2; hier kann ggf. aber auch noch eine weitere Inverterschaltung nachgeschaltet sein, um die in der Begrenzerschaltung BS gemäß FIG 2 bewirkte Invertierung des Breitband-Digitalsignals wieder aufzuheben) auftretende Breitband-Digitalsignal kann so jede Abweichung des Tastverhältnisses vom Sollwert 1:1 beseitigt werden.
  • In FIG 3 ist ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung dargestellt, in welchem das Korrekturglied wiederum mit einer Schwellwertschaltung mit von einer Steuerschaltung gesteuerter Schaltschwelle gebildet ist und die Steuerschaltung wiederum eine vom Digitalsignal beaufschlagte Begrenzerschaltung und eine ihr nachgeschaltete Tiefpaßschaltung TP aufweist, wobei nunmehr aber Begrenzerschaltung und Korrekturglied im Digitalsignalweg eine einzige Schaltungsstufe bilden. Die Begrenzerschaltung ist wiederum eine in C-MOS-Technik realisierte Inverterschaltung Tpb, Tnb; dabei ist jetzt zwischen den p-Kanal-Transistor Tpb und die zugehörige Speisepotentialquelle UOD ein weiterer p-Kanal-Transistor Tpk eingefügt, und zwischen den n-Kanal-Transistor Tnb und die zugehörige Speisepotentialquelle USS ist ein weiterer n-Kanal-Transistor Tnk eingefügt. Diese beiden weiteren C-MOS-Transistoren Tpk und Tnk werden an ihren Steuerelektroden von der gemäß FIG 3 wiederum mit einem RC-Glied gebildeten Tiefpaßschaltung TP her gesteuert.
  • Der Signalweg-Ausgang ist in FIG 3 mit ä bezeichnet, womit der in der Inverterschaltung Tpb, Tnb bewirkten Invertierung ! des zeitregenerierten Breitband-Digitalsignals Rechnung getragen wird; ggf. kann hier aber auch noch eine weitere Inverterschaltung eingefügt sein, um die Invertierung des Breitband-Digitalsignals wieder aufzuheben.
  • Weicht das Tastverhältnis des am Signalweg-Eingang e auftretenden Breitband-Digitalsignals vom Verhältnis 1:1 ab, d.h. tritt, über eine hinreichend lange Zeit gesehen, der Signalzustand "High" länger (bzw. kürzer) als der Signalzustand "Low" auf, so kommt es zu einer entsprechenden Absenkung (bzw. Anhebung) des Ausgangssignals der Tiefpaßschaltung TP und damit auch des über den Steuereingang k den erwähnten beiden weiteren C-MOS-Transistoren Tpk und Tnk zugeführten Steuerpotentials, aufgrund deren im p-Kanal-Transistor Tpk die Kanalbildung erleichtert (bzw. erschwert) und im n-Kanal-Transistor Tnk die Kanalbildung erschwert (bzw. erleichtert) wird mit der Folge, daß dementsprechend die Schaltschwelle der C-MOS-Inverterschaltung Tpb, Tnb angehoben (bzw. herabgesetzt) wird. Die ansteigenden Digitalsignalflanken überschreiten die Schaltschwelle daher später (bzw. früher) und erfahren damit eine erhöhte (verringerte) Laufzeit, und die abfallenden Digitalsignalflanken unterschreiten die Schaltschwelle früher (bzw. später) und erfahren damit eine verringerte (bzw. erhöhte) Laufzeit.
  • In FIG 4 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Zeitregeneration gemäß der Erfindung mit im Digitalsignalweg e - a eine einzige Schaltungsstufe bildender Korrektur- und Begrenzerschaltung dargestellt. Gemäß FIG 4 wird eine in den Signalweg e - a eingefügte C-MOS-Inverterschaltung Tpbk, Tnbk eingangsseitig kapazitiv mit dem am Signalweg-Eingang e zugeführten, zeitlich zu regenerierenden Breitband-Digitalsignals beaufschlagt; zugleich wird der Invertereingang galvanisch mit einer ScffalLSchwellen-Steuerspannung von einer - gemäß FIG 4 mit einem RC-Glied gebildeten - Tiefpaßschaltung TP her beaufschlagt, wobei die Tiefpaßschaltung TP ihrerseits mit dem invertierten, zeitregenerierten Digitalsignal beaufschlagt ist. Hinter dem dazu mit dem Eingang der Tiefpaßschaltung TP direkt verbundenen Ausgang ä der C-MOS-Inverterschaltung Tpbk, Tnbk ist in den eigentlichen Digitalsignalweg e - a noch eine weitere C-MOS-Inverterschaltung Tpi, Tni eingefügt, um die in der Korrektur- und Begrenzerschaltung Tpbk, Tnbk bewirkte Invertierung des Breitband-Digitalsignals wieder aufzuheben. Eine solche zusätzliche Inverterschaltung (Tpi, Tni in FIG 4) kann, wie oben bereits angedeutet wurde, auch bei den Schaltungsanordnungen gemäß FIG 2 und FIG 3 vorgesehen sein, ohne daß dies in FIG 2 und FIG 3 im einzelnen dargestellt ist.
  • Weicht in der Schaltungsanordnung gemäß FIG 4 das Tastverhältnis des am Signalweg-Eingang e auftretenden Breitband-Digitalsignals vom Verhältnis 1:1 ab und tritt, über eine hinreichend lange Zeit gesehen, der Signalzustand "High" länger (bzw. kürzer) als der Signalzustand "Low" auf, so kommt es zu einer entsprechenden Absenkung (bzw. Anhebung) des Ausgangssignals der Tiefpaßschaltung TP und damit auch der über den Steuereingang k der Inverterschaltung Tpbk,Tnbk galvanisch zugeführten Vorspannung mit der Folge einer entsprechenden Verlagerung des an den Steuerelektroden der beiden Transistoren Tpbk und Tnbk wirksamen, zeitlich zu regenerierenden Breitband-Digitalsignals. Die ansteigenden Digitalsignalflanken überschreiten daher die Schaltschwelle später (bzw. früher) und erfahren damit eine erhöhte (bzw. verringerte) Laufzeit, und die abfallenden Digitalsignal- flanken unterschreiten die Schaltschwelle früher (bzw.später) und erfahren damit eine verringerte (bzw. erhöhte) Laufzeit.
  • In der Schaltungsanordnung gemäß FIG 4 wird - ebenso wie in der Schaltungsanordnung gemäß FIG 3 - das von der Tiefpaßschaltung TP ausgangsseitig abgegebene Signal direkt, d.h. unter Verzicht auf einen Regelverstärker, dem Steuereingang k zugeführt. Der Verzicht auf einen Regelverstärker bedeutet, daß nur eine P-Regelcharakteristik möglich ist, deren Wirkung zugunsten der Stabilität des Regelkreises schwach dimen- ; sioniert sein sollte.
  • Ein weiteres Ausführungsbeispiel einer ebenfalls auf einen Regelverstärker verzichtenden Schaltungsanordnung zur Zeitregeneration von Breitband-Digitalsignalen gemäß der Erfindung ist in FIG 5 dargestellt. Das Korrekturglied ist hier mit einem in den Digitalsignalweie - a eingefügten Komparator KK gebildet, zu dessen Referenzeingang (-) eine mit dem Ausgangssignal des Komparators KK beaufschlagte, mit einem RC-Glied gebildete Tiefpaßschaltung TP führt. Der Komparator kann beispielsweise mit einem einfachen ECL-Glied gebildet sein, das sich bekanntlich eingangsseitig als Differenzverstärker darstelllt, wobei die bei ECL-Gliedern gegebene, relativ hohe Empfindlichkeit zugleich die erforderliche Begrenzerfunktion mit sich bringt.
  • Tritt in der Schaltungsanordnung gemäß FIG 5 am Signalweg-Eingang e der Digitalsignälzustand "High", über eine hinreichend lange Zeit gesehen, länger (bzw. kürzer) als der Signalzustand "Low" auf, so kommt es zu einer entsprechenden Anhebung (bzw. Absenkung) des Ausgangssignals der Tiefpaßschaltung TP und damit auch des dem Referenzeingang (-) des Komparators KK zugeführten Referenzsignals. Dies bewirkt eine entsprechende Erhöhung (bzw. Absenkung) der Komparatorschwelle, die damit 'von ansteigenden Digitalsignalsignalflanken später (bzw. früher) überschritten und von abfallenden Digitalsignalflanken früher (bzw. später) unterschritten wird, womit die ansteigenden Digitalsignalflanken eine erhöhte (bzw. verringerte) Laufzeit und die abfallenden Digitalsignal- flanken eine verringerte (bzw. erhöhte) Laufzeit erfahren.
    • Bezugszeichenliste
    • e Signalweg-Eingang
    • e-a Signalweg
    • a Signalweg-Ausgang
    • a (Signalweg-)Ausgang
    • K Korrekturglied
    • k Korrekturglied-Steuereingang
    • S Steuerschaltung
    • BS Begrenzerschaltung
    • TP Tiefpaßschaltung
    • RV Regelverstärker
    • rl, r2 Referenzsignal(eingang)
    • KS Schwellwertschaltung
    • Tk Schalttransistor
    • Tl Lasttransistor
    • UDD Speisepotentialquelle
    • Tpb, Tnb Transistoren (C-MOS-Inverterschaltung)
    • Tpk, Tnk (p-Kanal-)Transistor,(n-Kanal-)Transistor (C-MOS-Transistoren)
    • Tpbk, Tnbk Transistoren (C-MOS-Inverterschaltung) Tpi, Tni C-MOS-Inverterschaltung
    • KK Komparator

Claims (14)

1. Schaltungsanordnung zur Zeitregeneration von Digitalsignalen, mit einer Korrekturschaltung und einer zugehörigen, eine Tiefpaßschaltung enthaltenden Steuerschaltung,
dadurch gekennzeichnet ,
daß zur Zeitregeneration von in einem gleichstromfreien Code codierten Breitband-Digitalsignalen in Breitband-Digitalsignal-Vermittlungs- u./o.Ubertragungssystemen in den Signalweg (e-a) ein einen Digitalsignaleingang und einen Steuereingang (k) aufweisendes Korrekturglied (K), in dem das Digitalsignal nach Maßgabe jeder im Digitalsignal auftretenden Gleichstromkomponente an seinen Signalflanken des jeweils einen Vorzeichens eine erhöhte Laufzeit und zugleich an seinen Signalflanken des jeweils anderen Vorzeichens eine verringerte Laufzeit erfährt, eingefügt ist, zu dessen Steuereingang (k) eine eine solche Gleichstromkomponente ermittelnde Steuerschaltung (S) mit einer vom Digitalsignal beaufschlagten Begrenzerschaltung (BS) und einer ihr nachgeschalteten Tiefpaßschaltung (TP) führt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet ,
daß die Begrenzerschaltung (BS) dem Korrekturglied (K) im Digitalsignalweg (e - a) vorgeschaltet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet , daß Begrenzerschaltung (BS) und Korrekturglied (K) im Digitalsignalweg (e - a) eine einzige Schaltungsstufe bilden.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet , daß die Begrenzerschaltung (BS) dem Korrekturglied (K) im Digitalsignalweg (e - a) nachgeschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Begrenzerschaltung (BS) mit einer Inverterschaltung (Tpb, Tnb) gebildet ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet,
daß das Korrekturglied (K) mit einer Schwellwertschaltung (KS) mit von der Steuerschaltung (S) gesteuerter Schaltschwelle gebildet ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Korrekturglied (K) mit einem in den Digitalsignalweg (e - a) eingefügten, mit einem Lasttransistor (Tl) verbundenen Schalttransistor (Tk) in Gateschaltung gebildet ist, zu dessen Gate-Elektrode die Steuerschaltung (S) führt.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Korrekturglied (K) mit einem Komparator (KK) gebildet ist, zu dessen Referenzeingang (-) eine mit dem Ausgangssignal des Komparators (KK) beaufschlagte Tiefpaßschaltung (TP) führt.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Tiefpaßschaltung (TP) mit einem RC-Glied gebildet ' ist.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet , daß die Tiefpaßschaltung (TP) über einen Regelverstärker (RV) mit dem Steuereingang (k) des Korrekturglieds (K) verbunden ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelverstärker ein an einem Referenzeingang mit einem Referenzsignal (r) beaufschlagter Differenzverstärker (RV) ist.
12. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1, 3 und 5, dadurch gekennzeichnet , daß bei einer in C-MOS-Technik realisierten Inverterschaltung (Tpb, Tnb) zwischen den MOS-Transistor (Tpb) des einen Kanaltyps und die zugehörige Speisepotentialquelle (UDD) ein an seiner Steuerelektrode von der Tiefpaßschaltung (TP) her gesteuerter weiterer MOS-Transistor (Tpk) ebenfalls des einen Kanaltyps und zwischen den MOS-Transistor (Tnb) des anderen Kanaltyps und die zugehörige Speisepotentialquelle (USS) ein an seiner Steuerelektrode von der Tiefpaßschaltung (TP) her gesteuerter weiterer MOS-Transistor (Tnk) ebenfalls des anderen Kanaltyps eingefügt ist.
13. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 9 und 12, dadurch gekennzeichnet , daß der Inverterausgang (ä) über ein RC-Glied (TP) mit den Steuerelektroden der beiden weiteren Transistoren (Tpk, Tnk) verbunden ist.
14. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1, 3 und 5, dadurch gekennzeichnet , daß eine in den Signalweg (e - a) eingefügte Inverterschaltung (Tpbk, Tnbk) eingangsseitig kapazitiv mit dem zugeführten, zeitlich zu regenerierenden Digitalsignal und zugleich galvanisch mit einer Schaltschwellen-Steuerspannung von einer Tiefpaßschaltung (TP) her beaufschlagt wird, die ihrerseits mit dem invertierten, zeitregenerierten Digitalsignal beaufschlagt ist.
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LU (1) LU86638A1 (de)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0323643A2 (de) * 1988-01-07 1989-07-12 Kabushiki Kaisha Toshiba Integrierte Halbleiterschaltung mit einem Eingangsspannungsbegrenzer
EP0343899A2 (de) * 1988-05-23 1989-11-29 Advanced Micro Devices, Inc. Schaltung zur Erzeugung von Impulsen mit bestimmter Einschaltdauer
EP0243634B1 (de) * 1986-03-14 1991-11-13 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines IC-Bausteins mit Digitalsignalen
WO1992016999A1 (en) * 1991-03-13 1992-10-01 Vlsi Vision Limited Apparatus for compensating manufacturing process variation
EP0565983A1 (de) * 1992-04-14 1993-10-20 Quantum Corporation Schaltung zur Erzeugung eines ausgeglichenen Puls-Pausenverhältnisses
US5953060A (en) * 1995-10-31 1999-09-14 Imec Vzw Method for reducing fixed pattern noise in solid state imaging devices

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5400360A (en) * 1993-03-23 1995-03-21 Limitorque Corporation Repeater for a digital control system
JP3863265B2 (ja) * 1997-10-16 2006-12-27 富士通株式会社 光受信器およびクロック抽出回路
US7603684B1 (en) 1998-05-19 2009-10-13 United Video Properties, Inc. Program guide system with video-on-demand browsing

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3243604A (en) * 1963-06-10 1966-03-29 Barnes Enginweering Company Clamp-limit network for providing a limited output signal which is not affected by noise
US3537025A (en) * 1967-11-06 1970-10-27 Bell Telephone Labor Inc Unitary circuit for clamping,amplification and automatic gain control
DE2324692A1 (de) * 1973-05-16 1974-11-28 Bosch Gmbh Robert Digital-analog-wandler
US4263555A (en) * 1979-06-15 1981-04-21 Rca Corporation Signal detection system
US4464587A (en) * 1980-10-14 1984-08-07 Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha Complementary IGFET Schmitt trigger logic circuit having a variable bias voltage logic gate section
DE3346725A1 (de) * 1983-12-23 1985-07-04 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Kompensationsschaltung fuer datenmodulator

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2942196A (en) * 1958-07-11 1960-06-21 Bell Telephone Labor Inc Variable bandwidth timing circuit for self-timed regenerative pulse repeaters
DE1462540C3 (de) * 1964-10-31 1974-03-28 Fujitsu Ltd., Kawasaki, Kanagawa (Japan) Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Gleichlaufsignalen in einem selbstsynchronisierenden Übertragungssystem
JPS4947044B1 (de) * 1968-05-10 1974-12-13
JPS5117846B1 (de) * 1970-05-23 1976-06-05
US3760111A (en) * 1970-06-20 1973-09-18 Nippon Electric Co Pulse regenerative repeater for a multilevel pulse communication system
US3737585A (en) * 1971-06-16 1973-06-05 Itt Regenerative pcm line repeater
AR205105A1 (es) * 1974-02-19 1976-04-05 Siemens Ag Regenerador de modulacion de pulsos codificada
NL7408243A (nl) * 1974-06-20 1975-12-23 Philips Nv Transmissiesysteem voor pulssignalen van vaste klokfrequentie.
US4339727A (en) * 1978-03-07 1982-07-13 Nippon Electric Co., Ltd. Waveform converting circuit
US4498021A (en) * 1982-07-13 1985-02-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Booster for transmitting digital signal
JPS6118636U (ja) * 1984-07-06 1986-02-03 アルプス電気株式会社 波形整形回路装置
DE3442613A1 (de) * 1984-11-22 1986-05-22 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Synchronisierstufe zur gewinnung eines synchronisiersignals mit geringem jitter aus einer biternaeren datenfolge
LU86637A1 (de) * 1986-03-14 1987-04-02 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur ansteuerung eines ic-bausteins mit digitalsignlaen

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3243604A (en) * 1963-06-10 1966-03-29 Barnes Enginweering Company Clamp-limit network for providing a limited output signal which is not affected by noise
US3537025A (en) * 1967-11-06 1970-10-27 Bell Telephone Labor Inc Unitary circuit for clamping,amplification and automatic gain control
DE2324692A1 (de) * 1973-05-16 1974-11-28 Bosch Gmbh Robert Digital-analog-wandler
US4263555A (en) * 1979-06-15 1981-04-21 Rca Corporation Signal detection system
US4464587A (en) * 1980-10-14 1984-08-07 Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha Complementary IGFET Schmitt trigger logic circuit having a variable bias voltage logic gate section
DE3346725A1 (de) * 1983-12-23 1985-07-04 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Kompensationsschaltung fuer datenmodulator

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN, Band 10, Nr. 205 (E-420)[2261], 17. Juli 1986; & JP-A-61 48 232 (FUJITSU LTD) 08-03-1986 *

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0243634B1 (de) * 1986-03-14 1991-11-13 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines IC-Bausteins mit Digitalsignalen
EP0323643A2 (de) * 1988-01-07 1989-07-12 Kabushiki Kaisha Toshiba Integrierte Halbleiterschaltung mit einem Eingangsspannungsbegrenzer
EP0323643B1 (de) * 1988-01-07 1994-05-18 Kabushiki Kaisha Toshiba Integrierte Halbleiterschaltung mit einem Eingangsspannungsbegrenzer
EP0343899A2 (de) * 1988-05-23 1989-11-29 Advanced Micro Devices, Inc. Schaltung zur Erzeugung von Impulsen mit bestimmter Einschaltdauer
EP0343899A3 (de) * 1988-05-23 1990-10-17 Advanced Micro Devices, Inc. Schaltung zur Erzeugung von Impulsen mit bestimmter Einschaltdauer
WO1992016999A1 (en) * 1991-03-13 1992-10-01 Vlsi Vision Limited Apparatus for compensating manufacturing process variation
EP0565983A1 (de) * 1992-04-14 1993-10-20 Quantum Corporation Schaltung zur Erzeugung eines ausgeglichenen Puls-Pausenverhältnisses
US5953060A (en) * 1995-10-31 1999-09-14 Imec Vzw Method for reducing fixed pattern noise in solid state imaging devices

Also Published As

Publication number Publication date
US4837778A (en) 1989-06-06
EP0239844B1 (de) 1992-06-10
HU197134B (en) 1989-02-28
CA1280482C (en) 1991-02-19
DE3779686D1 (de) 1992-07-16
ATE77182T1 (de) 1992-06-15
LU86638A1 (de) 1987-04-02
HUT44881A (en) 1988-04-28
JPS62220018A (ja) 1987-09-28

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