DE69935908T2

DE69935908T2 - Sende-empfänger

Info

Publication number: DE69935908T2
Application number: DE69935908T
Authority: DE
Inventors: Graham Annandale MURDOCH
Original assignee: Magellan Technology Pty Ltd
Current assignee: Magellan Technology Pty Ltd
Priority date: 1998-01-29
Filing date: 1999-01-29
Publication date: 2008-01-10
Anticipated expiration: 2019-01-30
Also published as: EP1057277B1; JP2007095062A; EP1753149B1; JP2011123910A; EP1057277A4; DE69935908D1; EP1753149A3; WO1999039450A1; EP1753149A2; JP2007053786A; AU2259699A; US7546092B1; EP1057277A1; US7711332B2; US20060286938A1; JP4676944B2; JP4981179B2; JP2002502178A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Transceiver.
Die Erfindung ist primär für das Gebiet der Hochfrequenzidentifizierung (RFID: Radio Frequency Identification) entwickelt worden und wird hierunter unter Bezugnahme auf diese Anwendung beschrieben werden. Es wird aber verständlich sein, dass die Erfindung auch auf andere Gebiete anwendbar ist. Genauer ist die Erfindung auf den Empfang und die Übermittlung von Daten zu und von einem Transponder anwendbar, der eine einzige Antenne verwendet, wobei die Übermittlung mit einer beliebigen Anzahl unterschiedlicher Frequenzen erfolgen kann. Die Erfindung ist von besonderem Nutzen in ihrer Anwendung auf passive Transponder, d.h. Transponder, die ihre Betriebsenergie aus dem empfangenen Anregungs- oder Abfragesignal ableiten.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
In Systemen des Standes der Technik waren in passiven RFID-Transpondern eine Empfangsantenne und eine Sendeantenne enthalten. Die Notwendigkeit getrennter Antennen erhöht die Kosten und Komplexität des Transponders. Im Hinblick auf diese Einschränkung sind eine Anzahl von Transponder mit nur einer Antenne entwickelt worden. Das heisst, dass die Antenne des Transponders sowohl zum Empfang von Signalen als auch zum Senden von Signalen verwendet wird. Allgemein sind diese Antennen auf die Empfangs- bzw. Abfragefrequenz abgestimmt, und somit kann sich die Sendefrequenz nicht stark von der Empfangsfrequenz unterscheiden, da die Antennen sonst das zu übermittelnde Signal nicht effizient senden können. Um Daten mit hoher Geschwindigkeit zu übermitteln, wird eine Low-Q-Antenne niedrigen Wirkungsgrades gebraucht, während aber eine High-Q-Antenne gebraucht wird, um Signale mit hohem Wirkungsgrad zu empfangen. Dieser Widerspruch schliesst den Einsatz einer Antenne von hohem Wirkungsgrad für eine Datenübermittlung mit hoher Geschwindigkeit aus. Die Übertragungseffizienz all dieser Systeme wird durch diese Abstimmanordnung verschlechtert und auch sonst durch die Streukapazität der Antennenspule beeinträchtigt. Zusätzlich schränkt in passiven Transponder die elektrische Trägheit des Energiespeichersystems die Datenrate ein. Beispiele bekannter Systeme dieser Art werden in AU 581 746 , US 4 546 241 , US 4 517 563 , US 4 075 632 , US 4 038 653 , US 3 832 530 und US 3 299 424 offenbart.
Es wird verständlich sein, dass die Ausdrücke „high" (hoch) und „low" (niedrig) in ihrem Gebrauch in Verbindung mit einem Q-Faktor (Gütefaktor) in der Beschreibung und in den Ansprüchen in ihrer relativen Bedeutung zueinander zu interpretieren sind und sich nicht notwendigerweise auf einen absoluten Bereich möglicher Q-Faktoren beziehen.
In EP 0 242 906 wird ein elektromagnetisches Identifizierungssystem beschrieben, das Energie aus dem Abfragefeld ableitet und als Antwort ein Codesignal erzeugt.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, zumindest in den bevorzugten Ausführungsformen einen oder mehrere der Mangel des Standes der Technik zu überwinden bzw. wesentlich zu lindern oder zumindest eine nützliche Alternative zur Verfügung zu stellen.
Einem ersten Aspekt der Erfindung zufolge wird ein Transponder wie in Anspruch 1 beschrieben zur Verfügung gestellt.
Einem zweiten Aspekt der Erfindung zufolge wird ein Verfahren zum Betrieb eines Transponders wie in Anspruch 13 beschrieben zur Verfügung gestellt.
Weitere Ausführungsformen der Erfindung ermöglichen die Übermittlung von Daten vom Transceiver oder Transponder auf mehr als zwei unterschiedlichen Frequenzen unter Verwendung einer einzigen abgestimmten Antenne. Diese Ausführungsformen sind besonders nützlich, wenn sie auf passive RFID-Transponder wie diejenigen angewendet werden, die in Gepäckabfertigungssystemen auf Flughäfen, in Busbahnhöfen, Eisenbahnstationen und dergleichen sowie für Paketabfertigung und Kurieranwendungen verwendet werden.
Die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung überwinden die Einschränkung des Standes der Technik, dass die Sendefrequenz der Empfangsfrequenz ähnlich sein muss, indem sie es ermöglichen, dass die Sendefrequenz gänzlich von der abgestimmten Empfangsfrequenz der Antenne abgekoppelt ist. Dadurch wiederum wird die Übermittlung von Signalen höherer oder niedrigerer Frequenz von Transpondern ermöglicht, deren Antennen entweder auf eine niedrigere oder eine höhere Frequenz als die Sendefrequenz abgestimmt sind.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nunmehr nur beispielhaft unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 ein schematisches Schaltdiagramm einer Transceiver- oder Transponderschaltung des Standes der Technik ist;
2 eine schematische Darstellung eines elektrischen Wechselstrommodells einer abgestimmten Spule ist;
3 eine schematische Darstellung des elektrischen Modells für die Transponderschaltung des Standes der Technik von 1 ist;
4(a) bis 4(d) zwei Mechanismen mit den dazugehörigen Wellenformen zeigen, durch die die Einschwingcharakteristik der Antennenkreise passiver Transponder des Standes der Technik beschränkt wird;
5(a) und (b) schematische Darstellungen zweier Ausführungsformen der Erfindung sind, wo die Modulatormittel einen modulierten Widerstand im Wechselstrom- bzw. Gleichstromteil des Antennenkreises enthalten;
6(a) und 6(b) schematische Darstellungen elektrischer Modelle für die Erfindung sind, wenn der Modulatorschalter SW1 geschlossen ist;
7(a) und 7(b) schematische Darstellungen elektrischer Modelle für die Erfindung sind, wenn der Modulatorschalter SW1 offen ist;
8(a) und 8(b) schematische Darstellungen zweier weiterer Ausführungsformen der Erfindung sind, wo der Serienwiderstand durch einen HF-Hilfsträger im Wechselstrom- bzw. Gleichstromteil des Antennenkreises moduliert wird;
9(a) und 9(b) schematische Darstellungen zweier zusätzlicher Ausführungsformen der Erfindung sind, wo der Hilfsträger im Wechselstrom- bzw. Gleichstromteil des Kreises mit Daten moduliert wird;
10(a) eine graphische Darstellung ist, die die durch die Erfindung genutzte Schalterfunktion veranschaulicht;
10(b) eine graphische Darstellung der Antennenspannung ist;
10(c) eine graphische Veranschaulichung des Frequenzspektrums des Hilfsträgers ist;
10(d) eine graphische Veranschaulichung des Frequenzspektrums der Seitenbänder des Hilfsträges ist;
10(e), (f) und (g) graphische Veranschaulichungen des Frequenzspektrums sind, das mit den auf den Hilfsträger modulierten Daten verbunden ist;
11(a) und 11(b) schematische Darstellungen zweier weiterer Ausführungsformen der Erfindung sind, wo die Antenne eine nicht abgestimmte Spule ist und der Serienwiderstand im Wechselstrom- bzw. Gleichstromteil des Antennenkreises durch einen HF-Hilfsträger moduliert wird;
12(a) bis 12(d) schematische Darstellungen von vier alternativen Anordnungen sind, um den Serienwiderstand zu modulieren;
13(a), 13(b) und 14 schematische Darstellungen des erfindungsgemässen Transceivers sind, in denen das Kompensationstheorem verwendet wird;
15(a) und 15(b) schematisch zwei alternative Ausführungsformen eines erfindungsgemässen Transceivers veranschaulichen;
16 ein schematisches Schaltdiagramm einer abgestimmten Antenne gemäss einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist;
17(a) und (b) elektrische Modelle der Antenne von 16 bei der Abstimmfrequenz und bei einer höheren Hochfrequenz sind;
18(a), 18(b), 18(c) und 18(d) verschiedene beispielhafte Wellenformen für die Schaltung von 16 veranschaulichen;
19(a), 19(b), 19(c) und 19(d) mit den Wellenformen von 18(a) bis 18(d) verbundene Frequenzspektren veranschaulichen;
20(a), 20(b), 20(c) und 20(d) verschiedene alternative Anordnungen veranschaulichen, um die Impedanz zu modulieren;
21 ein schematisches Schaltdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausführungsform eines erfindungsgemässen Transceivers ist;
22 eine schematische Darstellung eines Gepäckstücks mit einem RFID-Transponder-Anhänger ist, der die Erfindung verkörpert;
23 eine vergrösserte schematische Darstellung des in 22 gezeigten Anhängers in der auseinandergefalteten Konfiguration ist;
24 eine weitere vergrösserte, schematische Darstellung des Anhängers von 22 ist, die insbesondere die Spule, den Abstimmkondensator und die Empfangskreise veranschaulicht; und
25 eine noch stärker vergrösserte, schematische Darstellung des Anhängers von 22 ist, die insbesondere die Empfangskreise und den Abstimmkondensator veranschaulicht.
BEVORZUGTE AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
In der folgenden Erklärung der Erfindung gibt es eine Beschreibung sowohl unter Verwendung von Verfahren in der Zeitdomäne also auch von Verfahren in der Frequenzdomäne. Fachleute werden verstehen, dass die Verfahren in der Zeitdomäne Informationen über das Einschwingverhalten der Erfindung liefern, während die Verfahren in der Frequenzdomäne verwendet werden, um das elektrische Wechselstromverhalten zu interpretieren. Es wird auch verständlich sein, dass die Ausdrücke „Transponder" und „Transceiver" austauschbar verwendet werden.
RFID-Transponder, die eine einzige Antenne enthalten, können mit einem Abfrage- oder Anregungsfeld abgefragt werden. Dieses Feld wird von der Antenne des Transponders empfangen, und die in der Antenne induzierte Spannung kann gleichgerichtet und dafür verwendet werden, um den Transponder mit Energie zu versorgen. Es ist notwendig, dass der Transponder in der Lage ist, Nachrichten an seinen Abfrager zurückzusenden. Bei Transponder mit einer einzigen Antenne muss das gesendete Signal von der gleichen Antenne abgestrahlt werden, die für den Empfang des Abfragesignals verwendet wird.
In Systemen des Standes der Technik ist ein Widerstand parallel zur Antenne geschaltet und wird moduliert, um den von der Antenne erzeugten Strom zu verändern. 1 veranschaulicht beispielhaft ein System des Standes der Technik, wo die Antennenspule L durch einen Kondensator C abgestimmt wird und ein Widerstand R_(modulator) parallel zur Spule geschaltet ist. Ein Gleichrichter (entweder ein Halb- oder ein Vollwellengleichrichter wird verwendet) wandelt die Wechselspannung in eine Gleichspannung um, die in einem Gleichstrom-Speicherkondensator C_dc gespeichert wird. Die Last der Transponderschaltung wird durch den Lastwiderstand R_(chip) dargestellt.
2 zeigt ein elektrisches Wechselstrommodell für die abgestimmte Spule des Standes der Technik. Die Einschwingcharakteristik der Spule wird durch den Gesamtgütefaktor Q_t bestimmt, und 1/Qt = 1/Qc + 1/Qi, (1)wo Q_c der Q-Faktor des Abstimmkondensators ist: Q_c = wRC, und Q_i der Q-Faktor der Spule ist: Q_i = wL/r_ac. Der Widerstand R ist der Wechselstrom-Parallelersatzwiderstand von R_(modulator) und R_(chip), r_ac ist der Serien-Wechselstromwiderstand der Spule, und w ist die Kreisfrequenz im Bogenmass. Die Zeitkonstante T_S für die sinusoidale Einschwingcharakteristik dieses Kreises nach einer sinusoidalen Anregung oder einer Komponenten-Parameteränderung ist gegeben durch: TS = 2 Qt/w. (2)
Die Bandbreite (BW: bandwidth) des abgestimmten Kreises ist: BW = 1/TS·PI = w/Qt·2·PI. (3)
Ein solcher abgestimmter Kreis kann Signale nur innerhalb seiner Bandbreite durchlassen.
3 zeigt das elektrische Modell für die Schaltung des Standes der Technik von 1. Die effektive Last der Signalprozessorschaltkreise am Antennenkreis ist schematisch durch R(chip) angezeigt, während der Modulationswiderstand durch R(modulator) angezeigt wird. Der Antennenspulenstrom Ia ist gegeben durch: Ia = 2·Vo·(wC)·Rt, (4)wo Vo die Klemmenspannung der Antenne, Rt der gesamte Parallelwiderstand von R_(modulator) und der durch R(chip) dargestellten effektiven Wechselstromlast ist. Die Gleichstromlast R(chip) weist eine effektive Wechselstromlast von R(chip)/2 auf.
Die Änderungsgeschwindigkeit des Stromes in der Antenne wird durch zwei Faktoren begrenzt. Erstens begrenzt der Q-Faktor der Antenne die Zeitkonstante Ts der Einschwingcharakteristik. Zweitens die Grösse des Gleichstrom-Speicherorgans (des Gleichstrom-Speicherkondensators) des Transponders. Jeder Änderung im Antennenstrom enspricht eine entsprechend bemessene Änderung in der Antennenspannung, die am Ende zu einer Änderung in der Gleichspannung am Gleichstrom-Speicherkondensator führt. Da dies eine Änderung der im Gleichstromsystem gespeicherten Energie darstellt, wird der Antennenkreis eine endliche Zeit brauchen, um die Energieänderung zu liefern.
4(a) bis 4(d) veranschaulichen schematisch und graphisch die beiden oben erwähnten, beschränkenden Mechanismen. Insbesondere zeigen 4(a) und 4(b) den Antennenkreis mit einem Lastwiderstand bzw. die dazugehörigen Wellenformen. In dieser Konfiguration begrenzt der Q-Faktor der Antenne die Einschwingcharakteristik. 4(c) und 4(d) zeigen den Antennenkreis mit einer hohen kapazitiven Last bzw. die dazugehörigen Wellenformen. In letzterer Konfiguration ist der Antennenkreis über einen Gleichrichter an einen Gleichstrom-Speicherkondensator Cdc und parallelen Lastwiderstand angeschlossen, wobei die Einschwingcharakteristik durch die Grösse des Gleichstrom-Speicherkondensators und den von der Antenne verfügbaren Ladestrom begrenzt wird. Der an die Last gelieferte Gleichstrom Ii ist gegeben durch: Ii = Vdc/R(chip). (5)
Daher erfordert eine Änderung d(Vdc) der Kondensatorspannung eine Zeit von Tdc = d(Vdc)·R(chip)·Cdc/Vdc (6)oder mehr, wo Vdc die Ausgangs-Gleichspannung ist. Insbesondere wird auf 4(d) Bezug genommen, die die Grösse Tdc veranschaulicht.
Die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung, die unten beschrieben werden, sind in Beantwortung dieser oben erwähnten Beschränkungen entwickelt worden. Schematisch veranschaulicht in 5(a), 5(b), 15(a) und 15(b) sind insbesondere vier bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung, wo entsprechende Merkmale durch entsprechende Bezugszahlen oder Deskriptoren dargestellt werden. In 5(a) ist ein modulierter Serienwiderstand in Gestalt eines Widerstandes R(modulator) und eines parallelen Schalters SW1 zwischen die Antenne und den Speicherkondensator im Wechselstromteil des Schaltkreises geschaltet. In 5(b) ist ein modulierter Serienwiderstand, wiederum in Gestalt eines Widerstandes R(modulator) und eines parallelen Schalters SW1, zwischen die Antenne und den Speicherkondensator im Gleichstromteil des Schaltkreises geschaltet. Beide Schaltkreise erzeugen das gleiche Sendesignal, obwohl in der Praxis die in 5(b) gezeigte Schaltung wegen ihrer Gleichstrom-Betriebsvorspannung leichter zu implementieren ist. In 15(a) und 15(b) ist ein modulierter Serienwiderstand zwischen die Antenne und den Abstimmkondensator der Antenne geschaltet.
Schalter SW1 stellt schematisch ein Modulationsmittel dar, durch das die Impedanz des Serienwiderstandes R(modulator) variiert wird. Der Einfachheit halber wird ein Schalter gezeigt, obwohl in anderen Ausführungsformen andere Mittel verwendet werden, um eine kontrolliert variable Impedanz zu erzielen. Der Schalter wird mit einem Datensignal moduliert, das entweder ein Basisbandsignal oder ein hochfrequenter Hilfsträger mit zum Senden darauf modulierten Daten sein kann. In den in 5(a) und 5(b) gezeigten Ausführungsformen liegt die Hilfsträgerfrequenz typischerweise im Bereich von 1 % bis 50 % der Anregungsfrequenz, während in den in 15(a) und 15(b) gezeigten Ausführungsformen die Hilfsträgerfrequenz im Bereich von einigen Hertz bis zu Tausendfachen der Anregungsfrequenz reicht. Ausserdem ist das bevorzugte Verfahren zur Modulation des Hilfsträgers die Phasenumtastung (PRK: Phase reverse keying).
In den bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung folgt die Hüllkurve der Spannung über die Antenne den Öffnungen und Schliessungen des Schalters SW1. In den in 5(a) und 5(b) gezeigten Ausführungsformen wird bei geschlossenem Schalter die Antennenspannung durch die niedrige Impedanz des Gleichrichters auf die Spannung des Gleichstrom-Speicherkondensators geklemmt.
6(a) und 6(b) zeigen elektrische Modelle für die Erfindung bei geschlossenem Schalter SW1. Unter diesen Umständen fällt der Serienwiderstand des Schalters auf ein Minimum (nominell auf null). 6(a) zeigt den Antennenkreis mit den Gleichrichter und den Gleichstromkreis. Die restliche Serienimpedanz zwischen der Antenne und dem Speicherkondensator ist die der dynamischen Impedanz des Gleichrichters. Dementsprechend gilt: R(diode) = d(Vdiode)/d(Idiode). (7)
In diesem Zustand kann der Gleichstrom-Speicherkondensator durch eine Spannungsquelle niedriger Impedanz dargestellt werden, die eine Gleichspannung von Vdc liefert. Die Chiplast wird durch R(chip) dargestellt. Der durchschnittliche Strom vom Gleichstrom-Speicherkondensator muss beim Betrieb im eingeschwungenen Zustand null sein, und daher ist der durchschnittliche Stromfluss in der Ersatzspannungsquelle null. 6(b) zeigt das Ersatzmodell des Wechselstromkreises, wo die Gleichspannungs-Speicherimpedanz als ein Wechselstrom-Kurzschluss wirkt und die von der Antenne gesehene Lastimpedanz nur die dynamische Impedanz des Gleichrichters ist. Da die Wechselstromimpedanz des Gleichstrom-Speicherkondensators sehr klein ist, verhält sie sich im Wechselstromkreis wie ein Kurzschluss, aber für den Gleichstromkreis als eine Spannungsquelle niedriger Impedanz.
Wenn der Schalter SW1 offen ist, kommen Strompulse vom Gleichrichter und laden den Gleichstromkondensator durch R(modulator). Dementsprechend wird eine momentane Spannung V(modulator, t) erzeugt, wo V(modulator, t) = R(modulator)·I(diode, t). (8)
Es wird ersichtlich sein, dass I(diode, t) der momentane Gleichrichterstrom ist.
Die Spitzenspannung der Antenne ist daher auf die Summe der Spannung des Gleichstromkondensators und der Spannung V(modulator, t) über den Gleichrichter festgelegt.
7(a) und 7(b) zeigen elektrische Modelle für die Erfindung, wenn der Modulatorschalter SW1 offen ist. In dieser Konfiguration steigt die Serienimpedanz des Modulators, wie sie von der Antenne gesehen wird, auf ein Maximum, nominell auf R(modulator). 7(a) zeigt den Antennenkreis mit Gleichrichtern und dem Gleichstromkreis. Die Serienimpedanz zwischen der Antenne und dem Speicherkondensator ist die der dynamischen Impedanz des Gleichrichters R(diode) und des Modulationswiderstandes R(modulator), wo R(diode) = d(Vdiode)/d(Idiode). (9)
Der Gleichstrom-Speicherkondensator kann durch eine Spannungsquelle niedriger Impedanz dargestellt werden, über die hinweg die Gleichspannung Vdc existiert, während die Chiplast durch R(chip) dargestellt wird. Der durchschnittliche Strom vom Gleichstrom-Speicherkondensator muss für den Betrieb im eingeschwungenen Zustand null sein, und daher ist der durchschnittliche Stromfluss in der Ersatz-Spannungsquelle null. 7(b) zeigt das Wechselstrom-Ersatzschaltungsmodell, wo die vom Chip gesehene Lastimpedanz die Summe der dynamischen Impedanz des Gleichrichters und des Modulationswiderstandes R(modulator) ist. Da die Wechselstromimpedanz des Gleichstrom-Speicherkondensators sehr klein ist, wird sie als ein Wechselstromkurzschluss modelliert.
Bei der Betriebsfrequenz des Transponders bietet der Gleichstrom-Speicherkondensator eine niedrige Impedanz dar, so dass die Gleichstromschiene effektiv abgekoppelt wird. Tatsächlich stellt der Kondensator einen Kurzschluss für die Wechselstromsignale dar. R(modulator) zwischen die Antenne und den Gleichstrom-Speicherkondensator zu schalten bedeutet, dass die Antenne durch diesen kleinen Widerstand in den Kondensatorkurzschluss „hineinsieht". Folglich ist die effektive Wechselstromlast der Antenne nur die Summe von R(modulator) und R(diode). Entsprechend wird der Gesamtgütefaktor der Antenne (Qt) extrem klein sein. Typische Werte in dieser Ausführungsform sind R(diode) = 120 R, L = 5 uH und C = 27 pF. Das liefert einen Gesamtgütefaktor von Qt = 0,28. Daher ist die Einschwingcharakteristik der Antenne nicht mehr durch ihren Q-Faktor limitiert.
Bei Änderungen in der Serienimpedanz von R(modulator) kann erwartet werden, dass sich die Betriebsbedingung des Schaltkreises im eingeschwungenen Zustand mit einer entsprechend bemessenen Änderung in der Kondensator-Gleichspannung ändert. Eine Änderung in der Betriebs-Gleichspannung stellt eine Änderung in der in diesem Kondensator gespeicherten Energie dar. Je höher der Wert des Kondensators, desto grösser die für eine Änderung seiner Spannung erforderliche Energiemenge. In Systemen des Standes der Technik muss die Antennenspannung der Gleichspannung folgen, und die Trägheit des Gleichstrom-Speichersystems begrenzt ernsthaft die maximale Datenrate. Die maximale Anstiegsrate der Gleichspannung, d(Vdc)/dt, ist wie folgt gegeben: d(Vdc)/dt = Cdc/Idc = Cdc·R(chip)/Vdc. (10)
Für diese Änderung ist eine Zeit in der Grössenordnung von einigen zehn Mikrosekunden oder mehr erforderlich. Wenn man das verstanden hat, wird klar, warum Anordnungen des Standes der Technik von Natur aus auf niedrige Datenrater beschränkt waren. Um effektiv betrieben zu werden, musste die Modulationsschaltrate im Stande der Technik, genauer gesagt, kleiner als der Grenzwert der Gleichstrom-Anstiegsrate sein. Die bevorzugten Ausführungsformen der hier beschriebenen Erfindung hingegen lassen eine Modulationsschaltrate zu, die grösser als dieser Grenzwert ist.
Der Modulatorschalter SW1 wird bei einer hohen Frequenz betrieben, wobei er nur einen Bruchteil seiner Zeit (typischerweise 50 %) offen und die übrige Zeit geschlossen ist. Folglich bietet der Modulatorwiderstand dem Schaltkreis einen durchschnittlichen Widerstand (von typischerweise 50 %) seines tatsächlichen Wertes dar. Beim Öffnen und Schliessen des Schalters SW1 bleibt die Gleichspannung über den Kondensator Cdc wegen der oben beschriebenen Abkopplungswirkung im Wesentlichen unverändert. Mit der Zeit allerdings bewegt sich der Schaltkreis zu einem Betriebspunkt in einem neuen eingeschwungenen Zustand, der diesem durchschnittlichen Widerstandswert entsprechend bemessen ist. Entsprechend existiert in diesen Ausführungsformen ein unterer Grenzwert der Schaltrate, der höher als die Einschwingzeit der Kondensatorspannung bei einer Änderung in der Serienimpedanz sein muss. Beispiele typischer Werte der Komponenten sind: Cdc = 10 nF, R(modulator) = 120 R, Vdc = 3,3 V und Idc = 1 mA. Diese liefern eine Anstiegsrate von 10 us, was eine minimale Schaltrate von mehr als 100 kHz bedeutet.
Dieser Bedingung des eingeschwungenen Zustands zufolge verursacht ein Schliessen des Schalters, dass der Gleichstrom-Speicherkondensator die Spitzenspannung der Antenne auf Vdc klemmt. Ein Öffnen des Schalters erhöht umgekehrt die Spitzenspannung der Antenne um V(modulator, t) = R(modulator)·I(diode, t). Der Spitzenstrom des Gleichrichters, d.h. MAX I(diode, t), beträgt ungefähr das Acht- bis Zehnfache des durchschnittlichen Last-Gleichstroms. Daher ist die maximale Modulatorspannung MAX V(modulator, t) gegeben durch: MAX V(modulator, t) = 8·R(modulator)·Vdc/R(last). (11)
Für typische Schaltkreiswerte von Vdc = 3,3 V, R(last) = 3K3 R und R(modulator) = 120 R erhält man dann MAX V(modulator) = 0,96 V.
Die vom abgestimmten Kreis gesehene dynamische Last ist der Serienwiderstand von R(modulator) und der dynamischen Impedanz des Gleichrichters (typischerweise R(diode) = 1 V/8 mA = 120 R). Daher R(modulator) + 1 V/8 mA = 240 R. Der Gleichstrom-Speicherkondensator ist ein effektiver Wechselstrom-Kurzschluss. Für typische Werte von L = 5 uH, C = 27 pF und R(modulator) + 1 V/8 mA = 240 R erhält man dann Qt = 0,55. Das bedeutet, dass die Einschwingcharakteristik der Antenne nicht durch ihren Q-Faktor begrenzt sein kann. Tatsächlich bewegt sich die Spitzenspannung über die Antenne augenblicklich zum neuen Spitzenwert.
8(a) und 8(b) zeigen Ausführungsformen der Erfindung, in denen der Serienwiderstand durch einen HF-Hilfsträger moduliert wird. Der HF-Hilfsträger wird auf die Antenne amplituden-moduliert. 9(a) und 9(b) zeigen Ausführungsformen der Erfindung, in denen Daten auf den Hilfsträger moduliert werden. Daten, die dem Hilfsträger (als eine Hilfsträgermodulation) überlagert werden, werden dann von der Antenne gesendet. Das bevorzugte Verfahren der Hilfsträgermodulation ist PRK, da es keine Änderung im Gleichstrom-Arbeitspunkt der Schaltung verursacht. Die Hilfsträgerfrequenz kann von jeder beliebigen Quelle abgeleitet werden. In der bevorzugten Ausführungsform wird sie durch Teilung der Frequenz des Anregungsfeldes abgeleitet. Am meisten bevorzugt ist die Hilfsträgerfrequenz aber schneller als die maximale Anstiegsrate des Gleichstrom-Speichersystems, wobei die Anstiegsrate in der vorliegenden Ausführungsform gegeben ist durch: d(Vdc)/dt = Cdc·R(chip)/Vdc. (12)
Ein weiter Bereich von Hilfsträgerfrequenzen wird durch diese Ausführungsform abgedeckt. In einer Form beträgt die Hilfsträgerfrequenz zum Beispiel bis zu 50 % der Anregungsfrequenz, während sie in anderen Formen nur einige wenige Prozent der Anregungsfrequenz beträgt. Es wird verständlich sein, dass die untere Frequenzgrenze effektiv durch die Anstiegsrate des Gleichstrom-Speicherkondensators auferlegt wird.
10(a) bis 10(g) zeigen verschiedene Wellenformen der Spannung sowie Spektren, die weitere Hilfe zum Verständnis der Funktion der Ausführungsformen der in 8 und 9 veranschaulichten Erfindung liefern. Wie gezeigt, folgt mit dem Öffnen und Schliessen des Modulatorschalters die Antennenspannung effektiv augenblicklich der Schalterbetätigung. Die Beziehung zwischen den Schalterschliessungen und der Antennenspannung wird in 10(a) und 10(b) gezeigt. Die Antennenspannung wird durch den Serienimpedanzmodulator auf der Hilfsträgerfrequenz Fs amplituden-moduliert. Das Spektrum des Antennenstromes besteht aus der Anregungsfrequenz Fc und Seitenbändern bei Fc + Fx und Fc – Fs, wie in 10(c) und 10(d) gezeigt. Der Hilfsträger ist durch die Amplitudenmodulation bis zur Anregungsfrequenz frequenz-versetzt worden. Der Hilfsträger kann mit Daten moduliert werden, vorzugsweise durch PRK, da dadurch der Gleichstrom-Betriebspunkt der Schaltung nicht gestört wird. 10(e) und 10(g) zeigen das Datenspektrum, das auf den Hilfsträger moduliert wird, der dann auf die Anregungsfrequenz der Antenne amplituden-moduliert wird.
Die modulierten Hilfsträger-Seitenbandströme erzeugen ein Feld, das von der Antenne abgestrahlt wird. Die Hilfsträgerfrequenz sollte grösser als die Gleichstrom-Einschwingzeit des Schaltkreises sein, um nicht den Betriebspunkt im eingeschwungenen Zustand zu stören. Ebenfalls wird bevorzugt, dass für die Ausführungsformen von 5(a) und 5(b) die Hilfsträgerfrequenz kleiner als die Anregungsfrequenz ist. In der bevorzugten Ausführungsform wird der Hilfsträger erzeugt, indem die Anregungsfrequenz heruntergeteilt wird. Durch überlegte Auswahl der Teilerwerte ist eine grosse Anzahl von Hilfsträgerfrequenzen verfügbar. Durch willkürliche Auswahl eines Teilerwertes aus einem verfügbaren Satz von Teilerwerten kann der Transponder daher einen Kanal wählen, auf dem er Daten sendet, und ist folglich in der Lage, sich gleichzeitig unter einer Vielzahl ähnlicher Transponder zu identifizieren. Eine solche Anordnung wird im australischen Patent AU 614 795 offenbart.
Bezüglich des Vorteils, in der Lage zu sein, einen hochfrequenten Träger zu erzeugen, der für eine Datenübertragung mit hohen Geschwindigkeiten geeignet ist, ist weiter zu sagen, dass sich diese Hilfsträger in sicherer Entfernung vom Phasenrauschen nahe beim Träger im Anregungssignal befinden. Im Vergleich zu Systemen des Standes der Technik ist folglich ein Empfänger gemäss den beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung in der Lage, ein viel schwächeres Transpondersignal zu erfassen, weil das Phasenrauschen des Anregungssignals das Transpondersignal nicht stört.
11(a) und 11(b) zeigen Ausführungsformen der Erfindung, in denen die Antenne eine nicht abgestimmte Spule ist. In 11(a) ist ein modulierter Serienwiderstand zwischen die Antenne und den Speicherkondensator im Wechselstromteil des Kreises geschaltet. In 11(b) ist ein modulierter Serienwiderstand zwischen die Antenne und den Speicherkondensator im Gleichstromteil des Kreises geschaltet. Obwohl beide Kreise das gleiche gesendete Signal erzeugen, ist der Kreis von 11(b) wegen der Gleichstrom-Betriebsvorspannung einfacher zu implementieren. Schalter SW1 stellt ein Modulationsmittel dar, um die Impedanz des Serienwiderstandes Rs zu variieren. Der Einfachheit halber wird ein Schalter gezeigt, obwohl alternative Verfahren, um eine kontrolliert variable Impedanz zu erzielen, in anderen Ausführungsformen verwendet werden.
In Ausführungsformen, in denen eine nicht abgestimmte Antenne verwendet wird, ist die Einschwinggeschwindigkeit allein durch das Gleichstrom-Speichersystem begrenzt. Dennoch gelten die Vorteile des auf abgestimmte Antennen angewendeten Serienimpedanzmodulators weiter. Die Spannung über den Modulationswiderstand, V(modulator), ist gegeben durch: V(modulator) = R(modulator)·I(diode) (13)und wird durch den Gleichrichterstrom erzeugt. Diese Spannung addiert sich zur Spannung über den Gleichstrom-Speicherkondensator, und die momentane Spitzenspannung der Spule folgt den Schalteröffnungen und -schliessungen. Sofern die Schaltrate signifikant schneller als die Anstiegsrate des Gleichstroms ist, ergibt sich dann keine Änderung im Gleichstrom-Betriebspunkt der Schaltung und daher auch keine Änderung in der im Gleichstrom-Kondensator gespeicherten Energie.
12(a) bis 12(d) zeigen verschiedene Anordnungen für eine Modulation des Serienwiderstandes. Der in 12(a) gezeigte Schalter kann mit einem FET- oder BJT-Schalter implementiert werden, wie in 12(b) gezeigt. Wechselweise kann der Kanalwiderstand eines FET verwendet werden, um einen speziellen schaltbaren Serienwiderstand zu schaffen, und wird in 12(c) veranschaulicht. 12(d) zeigt eine Anordnung, wo der Wert des Serienwiderstandes zwischen zwei (oder mehr) Werten variiert werden kann.
Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird nun in allgemeinerer Form unter Verwendung des „Kompensationstheorems" beschrieben. Das Kompensationstheorem lautet wie folgt:
Wenn die Impedanz eines Zweiges, der einen Strom I führt, um ΔZ erhöht wird, dann ist der Zuwachs des Stromes und der Spannung in jedem Zweig des Netzwerks der gleiche wie der, der durch eine Gegenspannung ΔV = IΔZ erzeugt würde, die im gleichen Zweig in Serie mit ΔZ eingeführt wird.
Ein Literaturhinweis dafür ist „Electrical Engineering Circuits", 2. Auflage, H. H. Skilling, Seite 373.
Für eine Antenne mit einem Gleichrichter und Mitteln wie einem Kondensator für die Gleichstromspeicherung wird die Spitzenspannung der Antenne durch den Gleichrichter auf die Speicher-Gleichspannung geklemmt. Im Stande der Technik verursachen Änderungen in der Spitzenspannung über die Antennenklemmen entsprechende Änderungen im Antennenstrom. Diese können aber nicht schneller erfolgen als die Geschwindigkeit, mit der die Gleichspannung ansteigen kann, wie oben diskutiert wurde.
Zum Zweck der Modellierung werden der Gleichstrom-Speicherkondensator durch eine Spannungsquelle Vdc und die Gleichrichter durch einen festgelegten Spannungsabfall von V(diode) in Vorwärtsrichtung ersetzt. Die Spitzenspannung der Antenne wird bei Vdc + V(diode) geklemmt. Wenn die Spannungsquelle Vdc eine kleine schrittweise Änderung dVdc erfährt, dann folgt die Spitzenspannung der Antenne augenblicklich, da sie durch die Gleichrichter darauf geklemmt ist. Das bedeutet: Vdc → Vdc + dVdc. 13(a) zeigt eine Anordnung, wo die Spannungsquelle dVdc mit Vdc in Serie geschaltet ist.
Wechselweise tritt das gleiche Verhalten ein, wenn zwei getrennte Spannungsquellen verwendet werden. 13(b) zeigt eine solche Anordnung, wo Va = Vdc und Vb = Vdc + dVdc. Das ist gleichbedeutend mit der Verursachung einer momentanen Änderung in der Speicher-Gleichspannung im System des Standes der Technik. Praktisch ist dies aber unmöglich, da dafür ein unendlich grosser Energiepuls nötig ist.
Die Erfindung liefert eine alternative Anordnung, um das gleiche Ergebnis zu erzielen, indem eine Spannungsquelle mit Vdc in Serie geschaltet wird, wie in 13(a) gezeigt. Die Wirkung des Modulators kann unter Bezugnahme auf das Kompensationstheorem verstanden werden. Der Modulatorwiderstand R(modulator) mit geschlossenem parallelem Schalter wird durch einen Kurzschluss dargestellt. Wenn der Schalter geöffnet wird, wird dies durch das Kompensationstheorem als R(modulator) in Serie mit einer Spannungsquelle V(modulator) = I(diode)·R(modulator) dargestellt. Die Einschwingcharakteristik kann dann durch Betrachtung dieser schrittweisen Spannungsänderung V(modulator) in Serie mit R(modulator) und der Gleichrichterimpedanz vollständig beschrieben werden. Die Gleichspannungsquelle Vdc wird ignoriert. Da die Antenne durch eine in Schritten über eine niedrige Impedanz angelegte Spannungsquelle betrieben wird, wird die Antenne augenblicklich zur neuen Spitzenspannung getrieben, wie durch die Kreise von 13(a) und 13(b) bezeugt. 14 zeigt den Schaltkreis, wo die vom Kompensationstheorem abgeleitete Ersatzquelle mit der Antenne verbunden ist.
15(a) und 15(b) zeigen zwei weitere Ausführungsformen eines erfindungsgemässen Transceivers, in denen der modulierte Serienwiderstand mit dem Abstimmkondensator der Antenne in Serie geschaltet ist. In 15(a) umfasst der Transceiver Transponderkreise, die quer über die Antennenspule angeschlossen sind. In 15(b) sind die Transponderkreise quer über den Abstimmkondensator angeschlossen. Auf diese Weise geht nur der Resonanzstrom I_ac durch den Modulator. Der Strom für den Gleichrichterkreis des Transponders, I_rect, geht nicht durch den Modulator, um die Erzeugung kräftiger falscher Harmonischer zu verhindern.
16 veranschaulicht schematisch eine bevorzugte erfindungsgemässe Ausführungsform einer abgestimmten Antenne, in der der Modulator zwischen die Antennenspule und den Abstimmkondensator geschaltet ist. Eine Spule L wird mit einem Kondensator C abgestimmt. Ein modulierter Serienwiderstand R_(modulator) wird zwischen die Spule und den Abstimmkondensator geschaltet. Die Spule wird durch das Abfragesignal angeregt, das eine Wechselspannung V_ac als ihre Resonanzfrequenz hat. Dies veranlasst einen Resonanzstromfluss I_ac durch R_(modulator) zwischen der Spule und dem Abstimmkondensator. Eine Spannung V_(modulator) erscheint über R_(modulator), wo: V(modulator) = Iac·R(modulator). (14)
Wenn R_(modulator) in einer Tiefe von ΔR_(modulator) moduliert wird, dann ist die Änderung in der Grössenordnung von V_(modulator) durch ΔV_(modulator) gegeben, wo: ΔV(modulator) = Iac·ΔR(modulator) (15)
Schalter SW1 in 16 stellt einen Modulator dar, der die Impedanz des Serienwiderstands R_(modulator) variiert. Der Einfachheit halber wird ein Schalter veranschaulicht, aber jedes beliebige Mittel, eine kontrolliert variable Impedanz zu erzielen, kann dafür substituiert werden, wie es für Fachleute erkenntlich sein wird. In dieser Ausführungsform wird der Schalter mit einem Signal moduliert, das entweder ein Basisbandsignal oder eine Trägerfrequenz mit für die Übermittlung auf den Träger modulierten Daten ist. Typischerweise wird die Trägerfrequenz im Bereich von einigen wenigen Herz bis zu Tausendfachen der Anregungsfrequenz gewählt. Das bevorzugte Verfahren für eine Datenmodulation auf den Träger ist die Phasenumtastung (PRK). Der Modulator SW1 wird so geschaltet, dass er einen Bruchteil seiner Zeit (typischerweise 50 %) offen und die übrige Zeit geschlossen ist. Folglich bietet der Modulator dem Schaltkreis bei der Resonanzfrequenz einen durchschnittlichen Widerstand (von typischerweise 50 %) seines Wertes dar.
Die Hüllkurve der Spannung über die Antenne folgt den Öffnungen und Schliessungen des Schalters. Wenn der Schalter geschlossen ist, ist die Antennenspannung durch die momentane Spannung des Abstimmkondensators gegeben, wenn aber der Schalter offen ist, dann ist die Antennenspannung durch die momentane Spannung des Abstimmkondensators plus V_(modulator) gegeben.
17(a) und 17(b) veranschaulichen das elektrische Modell der Erfindung bei der abgestimmten Frequenz bzw. bei einer höheren Hochfrequenz.
Diese Ausführungsform der Erfindung kann allgemein unter Verwendung des oben beschriebenen Kompensationstheorems beschrieben werden. Wenn das Kompensationstheorem verwendet wird, dann wird es offensichtlich, dass der Modulatorwiderstand durch eine Serien-Ersatzspannungsquelle ΔV_(modulator) und R_(modulator) ersetzt werden kann. Bei Überlagerung veranlasst die Spannungsquelle ΔV_(modulator) einen Stromfluss I_mod im abgestimmten Kreis. Die Grössenordnung von I_mod ist durch die Serienimpedanz der Spule-Kondensator-Kombination und R_(modulator) begrenzt. Der Modulationsstrom I_mod in der Spule übermittelt die Modulation als ein Magnetfeld. Die Stärke des gesendeten Signals ist dem magnetischen Moment proportional, das durch das Produkt des Spulenstromes I_mod, des Spulenquerschnitts und der Anzahl der Windungen gegeben ist.
Das abgestimmte Modell von 17(a) zeigt die Spule L, den Wechselstromwiderstand r_ac der Spule und den Abstimmkondensator C. Der Modulationswiderstand ist durch die Serien-Ersatzkombination von ΔV_(modulator) und R_(modulator) nach dem Kompensationstheorem ersetzt worden. Die Grössenordnung des in der Spule fliessenden Stromes I_mod wird durch die Serienimpedanz der Spule-Kondensator-Kombination, r_ac und R_(modulator) begrenzt.
In dieser Ausführungsform wird R_(modulator) bei Hochfrequenz (HF) moduliert, somit wird ein HF-Modell der Erfindung, wie es in 17(b) gezeigt ist, dafür verwendet, die Schaltung zu analysieren. Bei Hochfrequenz wird der Abstimmkondensator durch einen HF-Kurzschluss ersetzt, und die parallele Streukapazität C_s der Spule wird hinzugefügt. Der Abstimmkondensator hat nun, im Gegensatz zu den Schaltungen des Standes der Technik, keine Auswirkung auf den Betrieb der Schaltung. Ausserdem ist für typische Werte von C_s die Serienimpedanz von C_s viel höher als R_(modulator), und folglich hat dies geringe oder keine Auswirkung auf die Grössenordnung des Stromes I_mod in der Spule. I_mod wird jetzt nur durch die Spulenimpedanz, r_ac und R_(modulator) begrenzt.
Für eine HF-Frequenz um etwa 3 MHz sind einige typische Schaltkreiswerte wie folgt: R_(modulator) = 10 Ω; ΔR_(modulator) = 5 Ω; I_ac = 25 mA; L = 250 uH; r_ac = 25 Ω; C_s = 100 pF; und C = 5,6 nF. Daraus folgt V_(modulator) = 125 mV und I_mod = 26,5 uA. Für eine Spule mit 50 Windungen und einem Querschnitt von 80 mm × 50 mm ergibt sich ein magnetisches Moment von 5,3 uA·Windungen·m².
Wenn eine Trägerfrequenz verwendet wird, die niedriger als die Resonanzfrequenz ist, gilt das Kompensationstheorem weiter, und die Hüllkurve der Spulenspannung folgt der Abstimmkondensatorspannung plus V_(modulator). Folglich wird der Strom durch die Spule ohne Rücksicht auf die Trägerfrequenz durch R_(modulator) moduliert.
18(a), 18(b), 18(c) und 18(d) zeigen verschiedene beispielhafte Wellenformen der Erfindung. 18(a) zeigt den Resonanzstrom I_ac der Spule. 18(b) zeigt die Grössenordnung von R_(modulator) bei einer Modulation mit einer Trägerfrequenz, die höher als die Resonanzfrequenz ist. Die nominelle Änderung von R_(modulator) liegt zwischen 0 und R_(modulator). 18(c) zeigt die Grössenordnung der Spannung über den Modulationswiderstand. Die Phase der Trägerfrequenz ändert sich beim Nulldurchgang von I_ac um 180°, um den Zeichenwechsel von I_ac zu kompensieren, und folglich existiert keine Phasenänderung im Strom I_mod. Die Hüllkurve von I_mod wird durch I_ac moduliert und ähnelt einer vollwellen-gleichgerichteten Sinuswelle. 18(d) zeigt die Grössenordnung der Spannung über den Modulationswiderstand, wo der Widerstand skaliert worden ist, um die Änderung in der Grössenordnung von I_ac zu kompensieren. Die Grössenordnung von R_(modulator) kann in diskreten Schritten oder kontinuierlich über jede Halbperiode von I_ac variiert werden, um die Wellenform von I_mod effektiv zu formen. Wenn die Trägerfrequenz niedriger als die Resonanzfrequenz ist, dann ist keine Wellenformung nötig, um die Hüllkurve von I_ac zu kompensieren.
19(a), 19(b), 19(c) und 19(d) zeigen typische, mit 18(a) bis 18(d) verbundene Frequenzspektren. Genauer veranschaulicht 19(a) das Spektrum einer vollwellen-gleichgerichteten Version des Sinuswellenstromes I_ac. Das vollwellen-gleichgerichtete Signal hat eine Gleichstromkomponente und erhebliche gerade Harmonische in seinem Spektrum. 19(b) veranschaulicht das Spektrum des Trägers höherer Frequenz, der bereits mit Daten moduliert worden ist. 19(c) veranschaulicht das Spektrum der sich ergebenden Spannung über R_(modulator). Das Datenspektrum ist auf die Spektrallinien des vollwellen-gleichgerichteten Spektrums von I_ac aufmoduliert und in seiner Frequenz bis zur Trägerfrequenz versetzt worden. Bei Wellenformung werden die Seitenbänder ausserhalb der Harmonischen unterdrückt, wie in 19(d) gezeigt. Eine einfache Vierschrittformung von R_(modulator) unterdrückt alle Seitenbänder auf unter –20 dBc.
20(a) bis 20(d) zeigen verschiedene Modulatoren für eine Variation der Impedanz R_(modulator). Der in 20(a) gezeigte einfache Schalter wird, wie erforderlich, in verschiedenen Ausführungsformen unterschiedlich implementiert. Beispielsweise nimmt in einigen Ausführungsformen der Schalter die Gestalt eines FET- oder BJT-Schalters an, wie schematisch in 20(b) veranschaulicht. Wechselweise veranschaulicht 20(c), wie der Kanalwiderstand eines FET verwendet wird, um einen speziellen schaltbaren Serienwiderstand zu schaffen. 20(d) zeigt eine Anordnung, in der der Wert des Serienwiderstandes zwischen mehreren Werten variiert wird, um eine Wellenformung der Amplitude von V_(modulator) zu ermöglichen.
21 veranschaulicht in grösseren Einzelheiten die Kreise für eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemässen Transceivers. In dieser Ausführungsform werden die Transponderkreise quer über den Kondensator angeschlossen, um die falschen Harmonischen zu minimieren. Ein Komparator ist quer über einen Abtastwiderstand angeschlossen, um den Nulldurchgang von I_ac zu erfassen. Die Phase des Trägers wird bei den Nulldurchgängen durch XOR1 umgekehrt. Der Träger wird im Trägergenerator erzeugt. Wenn ein hochfrequenter Träger erforderlich ist, wird ein PLL-Vervielfacher verwendet, um die Resonanzfrequenz aufwärts zu multiplizieren. Wechselweise kann, wenn ein Träger niedrigerer Frequenz verlangt wird, ein Teilerkreis verwendet werden, um die Resonanzfrequenz herabzuteilen. Prozessorkreise erzeugen die Transponder-Datennachricht, die für eine PRK-Modulation der Trägerfrequenz im XOR2 verwendet wird. Wenn erforderlich, erfolgt ein Wellenformen des übermittelten Stromes durch einen Mehrniveau-Modulator, wie in 20(d) gezeigt.
22 bis 25 veranschaulichen eine Ausführungsform der Erfindung in ihrer Anwendung auf ein Gepäckabfertigungssystem. Der Transponder wird von einem zweiteiligen, faltbaren Anhänger umschlossen, der an einem Gepäckstück angebracht wird. Wie gezeigt, ist der Traggriff des Gepäcks ein bequemer Anbringungspunkt für den Anhänger.
Der eine Teil des Anhängers enthält den Transponder, der in Gestalt eines auf eine Platte montierten Schaltkreises vorliegt. Das heisst, dass die erforderlichen Bauteile auf eine Schaltplatte montiert und verbunden werden, um einen Betrieb zu ermöglichen. Dementsprechend lässt sich der Transponder leicht am Gepäck halten und auch leicht entfernen, wie erforderlich. Wenn ein Gepäckstück einen Kontrollpunkt durchäuft, dann läuft es auch durch ein Abfragesignal, das seinerseits die Erzeugung eines Antwortsignals durch den Transponder verursacht. Dieses Signal wird von der Kontrollstation empfangen und ermöglicht eine nachfolgende automatische Weiterleitung des Gepäcks zu einer von einer Mehrzahl von im Voraus festgelegten Stauräumen.
Wie oben beschrieben, bieten die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung viele Vorteile gegenüber bekannten Systemen. Von besonderem Vorteil ist jedoch die Eliminierung der Trägheit der Speicherorgane und somit die Eliminierung der Befrachtung der Antenne mit Daten hoher Datenrate.

Claims

Passiver Transponder für Radiofrequenzidentifizierer (RFID), umfassend: eine Antenne zum Empfangen eines ersten Signals, wobei das erste Signal ein elektromagnetisches Radiofrequenzsignal (RF) ist, und zum Aussenden eines zweiten Signals, wobei das zweite Signal ein elektromagnetisches RF-Signal ist; Signalprozessormittel zum Empfangen eines dritten Signals von der Antenne, wobei das dritte Signal ein elektrisches Signal ist, basierend auf dem ersten Signal; und Modulatormittel, angeordnet in Serie zwischen der Antenne und dem Signalprozessormittel zum Liefern eines vierten Signals an die Antenne, wobei das vierte Signal ein elektrisches Signal ist, um das zweite Signal zu erzeugen, wobei das Modulatormittel die Serienimpedanz zwischen der Antenne und dem Signalprozessormittel verändern kann.
Passiver RFID nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten Signale mit einer ersten Frequenz und einer zweiten Frequenz modulierbar sind, wobei die ersten und die zweiten Frequenzen verschieden voneinander sind.
Passiver RFID nach Anspruch 2, wobei das Signalprozessormittel eine Verarbeitungsschaltung und eine Energiespeichervorrichtung umfasst, wobei ein Teil der Energie, die durch das dritte Signal geliefert wird, in der Energiespeichervorrichtung zur anschließenden Versorgung des passiven RFID gespeichert wird.
Passiver RFID nach Anspruch 3, wobei die Impedanz zwischen einem hohen und einem niedrigen Wert variiert werden kann mit einer Rate größer als die DC-Anstiegsrate des dritten Signals.
Passiver RFID nach Anspruch 4, wobei die Impedanz ein Widerstand ist.
Passiver RFID nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Antenne eine Spule (L) ist, die durch einen Kondensator (C) abstimmbar ist.
Passiver RFID nach Anspruch 6, wobei das Modulatormittel die Impedanz zwischen Antenne und Signalprozessormittel variieren kann derart, dass die Antenne gleichzeitig einen hohen Q-Faktor für Signale, die von der Antenne empfangen werden, und einen niedrigen Q-Faktor für Signale, die von der Antenne übertragen werden, hat.
Passiver RFID nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Antennenspannung in einer vorherbestimmten Art modulierbar oder veränderbar ist, um das zweite Signal zu erzeugen.
Passiver RFID nach Anspruch 8, wobei die Modulation oder Veränderung der Antennenspannung mit einer proportionalen Veränderung des Antennenstroms korrespondiert.
Passiver RFID nach Anspruch 9, wobei das Modulatormittel eine geringe Impedanz verändern kann, die in Serie zwischen der Antenne und dem Signalprozessormittel angeordnet ist, um eine Variation der Antennenspannung zu erzeugen.
Passiver RFID nach Anspruch 10, wobei die kleine Impedanz kleiner ist als 10 % der von der Antenne gesehenen totalen Lastimpedanz.
Passiver RFID nach Anspruch 10 oder 11, wobei die Impedanz mit einem RF-Unterträger modulierbar ist und für die Übertragung Daten auf den Unterträger moduliert werden.
Verfahren zum Betrieb eines passiven RFID-Transponders, umfassend die Schritte: Vorsehen einer Antenne zum Empfangen eines ersten Signals, wobei das erste Signal ein elektromagnetisches Radiofrequenzsignal (RF) ist, und zum Aussenden eines zweiten Signals, wobei das zweite Signal ein elektromagnetisches RF-Signal ist; Vorsehen eines Signalprozessormittels zum Empfangen eines dritten Signals von der Antenne, wobei das dritte Signal ein elektrisches Signals ist, basierend auf dem ersten Signal; Vorsehen einer Modulationsimpedanz, angeordnet in Serie zwischen der Antenne und dem Signalprozessormittel; Liefern eines vierten Signals, wobei das vierte Signal ein elektrisches Signal ist, an die Antenne, um das zweite Signal zu erzeugen; und Variieren der Impedanz zwischen der Antenne und dem Signalprozessormittel.
Passiver RFID nach Anspruch 1, ferner umfassend: Energiespeichermittel parallel mit dem Signalprozessormittel zum Absorbieren eines Teils der Energie des dritten elektrischen Signals, wobei die absorbierte Energie anschließend durch das passive RFID verbraucht wird; und einen Mischer zum Erzeugen eines fünften Signals durch Kombinieren des vierten elektrischen Signals mit einem Unterträger, wobei das fünfte Signal an das Modulatormittel lieferbar ist, wobei der Signalprozessor das vierte elektrische Signal, abgeleitet aus dem dritten elektrischen Signal, liefert.
Passiver RFID nach Anspruch 14, wobei das Modulatormittel so ausgebildet ist, dass es die Impedanz entsprechend dem fünften Signal variieren kann.
Passiver RFID nach Anspruch 14 oder 15, wobei das Energeispeichermittel einen Kondensator (Cdc) umfasst.
Passiver RFID nach Anspruch 1, wobei die Antenne ferner umfasst: eine abgestimmte Spule, die derart angeordnet ist, dass das erste Signal einen ersten Strom erzeugt, und die einen zweiten Strom liefert zur Erzeugung des genannten zweiten Signals, und wobei erste und zweite Ströme durch den genannten Modulator fließen, der die genannten Spule (L) gleichzeitig mit einem doppelten Q-Faktor versieht, wobei der Q-Faktor für den ersten Strom hoch und für den zweiten Strom niedrig ist.
Passiver RFID nach Anspruch 17, wobei der erste Strom oder ein aus dem ersten Strom abgeleitetes Signal an das Signalprozessormittel angelegt ist, wobei das Modulatormittel die Impendanz zwischen der Spule und dem Prozessormittel variiert.
Passiver RFID nach Anspruch 18, wobei die Impedanz ein Widerstand ist, welcher zwischen einem vorgegebenen Wert und einem vernachlässigbaren Widerstand umgeschaltet werden kann.
Passiver RFID nach Anspruch 1, wobei das Modulatormittel in der Lage ist, die Antennenspannung im Wesentlichen schrittweise zu variieren, um eine Variation des durch die Antenne fließenden Stroms zwischen einem niedrigen und einem hohen Wert zu bewirken, um eine Aussendung des zweiten Signals zu ermöglichen, ohne die Empfangseffizienz der Antenne wesentlich zu beeinträchtigen.
Passiver RFID nach Anspruch 20, wobei das erste Signal ein Trägersignal einschließt und die Variation des Stroms zwischen dem niedrigen und dem hohen Wert innerhalb weniger als oder gleich einer Periode des Trägersignals stattfindet.
Verfahren nach Anspruch 13, ferner umfassend den Schritt: im Wesentlichen schrittweises Verändern der Antennenspannung zur Erzeugung einer Variation des durch die Antenne fließenden Stroms zwischen einem niederen und einem hohen Wert, um die Aussendung des zweiten Signals zu ermöglichen, ohne die Empfangseffizienz der Antenne wesentlich zu beeinträchtigen.
Passiver RFID nach Anspruch 1, ferner umfassend: eine Empfangsschaltung, die auf das dritte Signal anspricht; und eine Abstimmschaltung, um die Antenne mit einer Resonanzfrequenz bei der ersten Radiofrequenz zu versehen, wobei die erste Radiofrequenz eine erste vorbestimmte Frequenz und das zweite RF-Signal eine zweite vorbestimmte Frequenz hat; und wobei der Modulator in Serie zwischen der Antenne und der Abstimmschaltung angeordnet ist.
Passiver RFID nach Anspruch 23, wobei die ersten und zweiten vorbestimmten Frequenzen im Wesentlichen unterschiedlich sind.
Passiver RFID nach Anspruch 23 oder 24, wobei die Antenne eine Spule und die Abstimmschaltung einen Kondensator umfasst, der mit der Spule parallel geschaltet ist.
Passiver RFID nach Anspruch 25, wobei die Antenne aus einer Spule (L) und die Abstimmschaltung aus einem Kondensator (C) besteht.
Passiver RFID nach Anspruch 25 oder 26, wobei der Modulator in Serie mit dem Kondensator (C) geschaltet ist.
Passiver RFID nach Anspruch 23, wobei die Empfangsschaltung so ausgebildet ist, dass sie in Antwort auf das dritte elektrische Signal den Modulator aktivieren kann, um das vierte Signal zu erzeugen.
Passiver RFID nach Anspruch 28, wobei das vierte Signal modulierbar ist in Übereinstimmung mit einem Datensignal, welches für den passiven RFID spezifisch ist.
Passiver RFID-Sende-Empfänger nach Anspruch 29, wobei das dritte Signal ein Strom ist, der durch das erste Signal in der Antenne erzeugt wird.
Passiver RFID nach Anspruch 29, wobei das dritte Signal die durch die Abstimmschaltung durch das erste Signal induzierte Spannung ist.
Passiver RFID nach Anspruch 1, wobei die Antenne ferner umfasst: eine Spule, die das erste elektromagnetische Radiofrequenzsignal (RF) mit einer ersten vorherbestimmten Frequenz empfangen kann, einen mit der Spule (L) parallel geschalteten Kondensator (C), der die Antenne mit einer Resonanzfrequenz bei der ersten vorbestimmten Frequenz versehen kann, wobei der Modulator in Serie mit dem Kondensator (C) angeordnet ist.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei das erste elektromagnetische RF-Signal eine erste vorbestimmte Frequenz hat, ferner umfassend die Schritte: Anlegen des dritten elektrischen Signals an eine Empfangsschaltung; und Abstimmen der Antenne mit einer Abstimmschaltung, um eine Resonanzfrequenz bei der ersten vorbestimmten Frequenz zu haben.
Verfahren nach Anspruch 13, ferner umfassend die Schritte: Empfangen des ersten Signals mit einer Spule, die eine erste vorbestimmte Frequenz hat; Parallelschalten eines Kondensators (C) zu der Spule (L), um die Antenne mit einer Resonanzfrequenz bei der ersten vorbestimmten Frequenz zu versehen; und Anordnen eines Modulators in Serie mit dem Kondensator (C), um eine variable Impedanz zur Verfügung zu stellen derart, dass das dritte elektrische Signal das vierte elektrische Signal bei einer zweiten vorbestimmten Frequenz in der Spule erzeugt, wobei die Spule (L) das zweite RF-Signal sendet.
Passiver RFID nach Anspruch 3, wobei die Energiespeichervorrichtung einen Kondensator (Cdc) umfasst und der passive RFID ferner Gleichrichter umfasst, die zwischen der Antenne und dem Kondensator (Cdc) angeordnet sind.
Passiver RFID nach Anspruch 35, wobei das Modulatormittel zwischen den Gleichrichtern und der Antenne angeordnet ist.
Passiver RFID nach Anspruch 35 wobei das Modulatormittel zwischen den Gleichrichtern und dem Kondensator (Cdc) angeordnet ist.
Passiver RFID nach Anspruch 12, ferner umfassend: einen Messwiderstand (Rsense) in Serie mit der Antenne; einen Komparator, der über den Messwiderstand geschaltet ist und ein Komparatorausgangssignal erzeugt; ein zweites XOR-Gatter (XOR2) mit einem Eingang, der verbunden ist mit den Daten, und einem zweiten Eingang, der verbunden ist mit dem Unterträger, am Ausgang ein fünftes Signal erzeugend; und ein erstes XOR-Gatter (XOR1) mit einem Eingang, der verbunden ist mit dem fünften Signal, und einem zweiten Eingang, der verbunden ist mit dem Komparatorausgangssignal, am Ausgang den RF-Unterträger zum Modulieren der Impedanz erzeugend.
Gepäcklabel, umfassend: einen passiven RFID nach einem der Ansprüche 1 bis 12, 14 bis 21, 23 bis 33 oder 35 bis 38; und ein faltbares Label, umfassend einen ersten Teil und einen zweiten Teil, wobei der passive RFID in den ersten Teil des faltbaren Labels eingesetzt ist.