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Die vorliegende Erfindung betrifft einen RFID-Transponder und ein RFID-System, das einen RFID-Transponder für schnelle Abwärtsdatenübertragungen umfasst.
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RFID-Systeme umfassen RFID-Transponder und Lese/Schreibeinheiten (R/W-Einheit) zum Schreiben von Daten in den RFID-Transponder (Abwärtsverbindung) bzw. zum Lesen von Daten aus einem RFID-Transponder (Aufwärtsverbindung). Das Eingangsteil des RFID-Transponders hat eine Induktivität hoher Güte, die als Antenne verwendet wird, und einen mit der Antenne gekoppelten Resonanzkondensator. Die induktive Antenne und der Resonanzkondensator bilden einen Schwingkreis, der während der Abwärtsverbindung durch ein externes RF-Signal von der R/W-Einheit erregt wird. Für passive RFID-Transponder wird das empfangene RF-Signal gleichgerichtet und in eine interne Versorgungsspannung zur Versorgung des RFID-Transponders mit Spannung umgewandelt. Die Abwärtsdatenübertragung wird typischerweise durch eine hundertprozentige Amplitudenumtastungsmodulation durchgeführt. Gemäß dieser Modulation sendet die R/W-Einheit RF-Signal-Bursts, und der RFID-Transponder bestimmt die zu empfangenen Daten basierend auf der Länge der Bursts und auf den Pausen zwischen den Bursts. Für die Aufwärtsdatenübertragung verwenden viele RFID-Transponder Frequenzumtastung (FSK). Um den RFID-Transponder unter Verwendung des RF-Signals von der R/W-Einheit und während der Aufwärtsdatenübertragung zu laden, ist eine hohe Güte des Schwingkreises vorteilhaft. Um jedoch eine schnelle Abwärtsdatenübertragung mit hoher Bandbreite durchzuführen, ist eine niedrige Güte des Schwingkreises vorzuziehen.
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Aus der Offenlegungsschrift
DE 10 2006 007 261 A1 ist ein RFID-Transponder und ein Verfahren zur drahtlosen Datenübertragung bekannt, bei welchem ein Dämpfungswiderstand parallel zu einem LC-Schwingkreis geschaltet wird, um die Datenübertragung zwischen einer Basisstation und dem Transponder im Wesentlichen güteunabhängig einzustellen. Nachteilig an dieser bekannten Lösung ist jedoch, dass durch die Verwendung des Dämpfungswiderstands der Flächenbedarf und die Komplexität der Schaltung erhöht wird.
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Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein RFID-System und einen RFID-Transponder bereitzustellen, die im Vergleich zu RFID-Transpondern nach dem Stand der Technik eine höhere Leistungsfähigkeit haben.
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Die Aufgabe wird durch den Gegenstand des Anspruchs 1 und den Gegenstand des Anspruchs 6 gelöst. Besondere Ausführungsarten sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
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Ein RFID-Transponder gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst eine Antenne mit hoher Güte und einen mit der Antenne mit hoher Güte gekoppelten Resonanzkondensator zur Bereitstellung eines Schwingkreises. Der RFID-Transponder hat eine symmetrische RF-Eingangsstufe und ist so eingerichtet, dass er die Güte des Schwingkreises derart ändert, dass die Güte während der Abwärtsdatenübertragung, wenn der RFID-Transponder Daten über die Antenne empfängt, niedrig ist, und dass die Güte während der Aufwärtsdatenübertragung, wenn der RFID-Transponder Daten überträgt, hoch ist. Die symmetrische RF-Eingangsstufe umfasst Begrenzerschaltungen und Feinabstimmungsschaltungen sowie die notwendigen Bauelemente, um zwischen einer hohen Güte und einer niedrigen Güte des Schwingkreises umzuschalten. Entsprechend ist ein RFID-Transponder gemäß der vorliegenden Erfindung in der Lage, die Güte des Schwingkreises umzuschalten, um sich an verschiedene Bedingungen anzupassen. Hierdurch wird eine äußerst hohe Datengeschwindigkeit während der Abwärtsverbindung möglich, da die Pausen zwischen Bursts des empfangenen RF-Signals äußerst kurz sein können. Andererseits ist es immer noch möglich, den RFID-Transponder beim Umschalten auf eine hohe Güte effektiv zu laden. Ebenso kann die höhere Güte während der Aufwärtsverbindung verwendet werden. Bei derselben Feldstärke des externen RF-Signals von der R/W-Einheit sind die Amplituden der Spannung über den Schwingkreis in dem RFID-Transponder für eine hohe Güte größer als für eine niedrige Güte des Schwingkreises. Mit einer asymmetrischen Eingangsstufe muss der RFID-Transponder zwei Demodulationsstufen haben, eine für jede Güte, oder eine einzelne Demodulationsstufe mit selbsteinstellenden Referenzpegeln. Die symmetrische Eingangsstufe gestattet jedoch die Verwendung einer einzelnen Demodulationsstufe, die nicht angepasst werden muss, wenn die Güte geändert wird. Die symmetrische Eingangsstufe ermöglicht es, die Pausen zwischen Bursts von RF-Schwingungen sicher zu detektieren. Die symmetrische Eingangsstufe umfasst zwei symmetrische Teile, die jeweils ein Begrenzerelement und eine Feinabstimmungsschaltung umfassen, die zwischen einen ersten Knoten des Schwingkreises und Masse bzw. einen zweiten Knoten des Schwingkreises und Masse geschaltet sind. Da das RF-Signal symmetrisch um den Massepegel herum schwingt, heißt dies, dass der Spannungspegel an dem ersten Knoten und der Spannungspegel an dem zweiten Knoten in Bezug auf Masse symmetrisch sind.
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Vorteilhafterweise ist die Güte während einer Ladephase, in der der Transponder durch ein empfangenes RF-Signal geladen wird, ebenfalls hoch. Hierdurch wird der Wirkungsgrad für passive Transponder erhöht. RFID-Transponder, die eine Batterie verwenden, können jedoch ebenfalls von den Aspekten der vorliegenden Erfindung profitieren.
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Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst der RFID-Transponder eine einzelne Demodulationsstufe, die so eingerichtet ist, dass sie ein End-of-Burst eines unter Verwendung der hohen Güte empfangenen RF-Signals detektiert, und so eingerichtet ist, dass sie ein End-of-Burst eines unter Verwendung der niedrigen Güte empfangenen RF-Signals unter Verwendung desselben Referenzdetektionspegels detektiert. Der Vorteil einer symmetrischen Eingangsstufe besteht darin, dass eine einzelne Demodulationsstufe verwendet werden kann, da der für die Demodulation verwendete Detektionspegel bzw. Referenzpegel unabhängig von der gewählten Güte unverändert bleiben kann.
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Gemäß bevorzugten Aspekten der vorliegenden Erfindung ist der Detektionspegel der Demodulationsstufe (d. h. des End-of-Burst-Detektors) einstellbar oder selbsteinstellend. Vorzugsweise wird der Detektionspegel basierend auf einem Massepegel oder einem Versorgungsspannungspegel bestimmt oder von dem Signal an dem ersten Knoten, mit dem der End-of-Burst-Detektor gekoppelt sein kann, abgeleitet. Vorteilhafterweise wird ein Amplitudenverlaufssignal des Signals an dem ersten Knoten erzeugt und zur Bestimmung eines optimalen Detektionspegels verwendet.
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Der RFID-Transponder gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst ferner ein Gleichrichtermittel zum Gleichrichten des empfangenen RF-Signals, das so eingerichtet ist, dass es verschiedene Halbwellen des empfangenen RF-Signals separat gleichrichtet und aus einer Halbwelle eine erste Versorgungsspannung und aus einer zweiten Halbwelle eine zweite Versorgungsspannung erzeugt. Durch Vorhandensein von zwei unabhängigen Versorgungsspannungen wird eine höhere Flexibilität bereitgestellt, und es wird ermöglicht, dass eine erste Versorgungsspannung während einer Ladungs- bzw. Wiederaufladephase schneller ansteigt als eine zweite Versorgungsspannung.
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Die erste Versorgungsspannung kann für die Versorgung von Analogschaltungen mit Spannung verwendet werden, und die zweite Versorgungsspannung kann für die Versorgung von Digitalschaltungen des RFID-Transponders mit Spannung verwendet werden. In einer Situation, in der die analogen Teile mehr Leistung aufnehmen als die digitalen Teile, sorgt diese Konfiguration dafür, dass der zweite Versorgungsspannungspegel während einer Ladephase schneller ansteigt und länger auf einem höheren Versorgungsspannungspegel bleibt. Hierdurch wird eine sichere und frühzeitige Initialisierung der in dem RFID-Transponder enthaltenen Digitalschaltung bereitgestellt. In einer anderen bevorzugten Konfiguration wird jedoch lediglich eine einzelne Versorgungsspannung verwendet, um die Komplexität der Schaltung zu verringern.
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Die Induktivität hoher Güte und der Resonanzkondensator sind an einem ersten Knoten und an einem zweiten Knoten miteinander gekoppelt, um den Schwingkreis zu bilden. Der RFID-Transponder umfasst ferner eine Reihenschaltung eines ersten Dämpfungswiderstands und eines ersten Dämpfungskondensators, die so eingerichtet ist, dass sie selektiv zwischen den ersten Knoten und Masse gekoppelt werden kann. Eine Reihenschaltung eines zweiten Dämpfungswiderstands und eines zweiten Dämpfungskondensators ist so eingerichtet, dass sie selektiv zwischen den zweiten Knoten und Masse gekoppelt werden kann. Die selektive Kopplung kann durch in Reihe mit den Dämpfungskondensatoren geschaltete Schalter durchgeführt werden. Die Güte des Schwingkreises ist dann niedriger, wenn die Reihenschaltung des Kondensators und des Widerstands mit dem Schwingkreis gekoppelt ist. Durch Verwendung einer Reihenschaltung eines Kondensators und eines Widerstands wird die Leistungsaufnahme im Vergleich zu lediglich einem Widerstand verringert.
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Ein RF-Transponder gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine Schwingungsaufrechterhaltungsstufe umfassen. Die Schwingungsaufrechterhaltungsstufe dient zur Aufrechterhaltung einer Schwingung des Schwingkreises in einer Situation, in der kein externes RF-Signal empfangen wird. Sie wird durch zwei periodisch zwischen den ersten Knoten und Masse bzw. den zweiten Knoten und Masse gekoppelte Widerstände implementiert. Die beiden Widerstände aus der Schwingungsaufrechterhaltungsstufe können ebenso als erster und zweiter Dämpfungswiderstand verwendet werden.
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Die vorliegende Erfindung betrifft ebenfalls ein RFID-System mit einer R/W-Einheit und einem RFID-Transponder. Der RFID-Transponder ist, wie obenstehend dargelegt, implementiert.
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Die vorliegende Erfindung betrifft ebenfalls ein Verfahren für den Betrieb eines RFID-Transponders. Der Schwingkreis des RFID-Transponders wird unter Verwendung eines symmetrischen Dämpfungsmittels während der Abwärtsdatenübertragung auf eine niedrige Güte und während der Aufwärtsdatenübertragung auf eine hohe Güte geschaltet. Des Weiteren wird eine erste Versorgungsspannung aus einer ersten Halbwelle eines empfangenen RF-Signals erzeugt, und eine zweite Versorgungsspannung wird aus einer zweiten Halbwelle des empfangenen RF-Signals erzeugt. Die erste Versorgungsspannung kann für die Versorgung von analogen Teilen mit Spannung verwendet werden, und die zweite Versorgungsspannung kann für die Versorgung von digitalen Teilen des RFID-Transponders mit Spannung verwendet werden.
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Weitere Aspekte der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der untenstehenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
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1 einen vereinfachten Schaltplan einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
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2 einen vereinfachten Schaltplan einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
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3 ein vereinfachtes Schaltbild einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
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4 einen Signalverlauf des empfangenen RF-Signals, der sich auf die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bezieht,
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5 einen Signalverlauf des empfangenen RF-Signals, der sich auf die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bezieht,
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6 einen Signalverlauf eines Spannungspegels gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
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7 einen Signalverlauf eines Versorgungsspannungspegels gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der sich auf 6 bezieht,
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8 einen Signalverlauf eines Spannungspegels gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
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9 einen Signalverlauf eines Versorgungsspannungspegels gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der sich auf 8 bezieht,
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10 die Signalverläufe gemäß 9 und 7 in einem Einzeldiagramm,
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11 einen Signalverlauf eines End-of-Burst-Signals gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
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12 einen Signalverlauf des empfangenen RF-Signals, der sich auf die zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bezieht, und
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13 einen Signalverlauf des empfangenen RF-Signals, der sich auf die zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bezieht.
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1 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die erste, in 1 gezeigte Ausführungsform hat eine symmetrische Eingangsstufe und einen Brückengleichrichter, der Dr1, Dr2, Ds1, Ds2 umfasst. Der Schwingkreis LR, CR wird durch die Feinabstimmungsschaltungen auf eine bestimmte Resonanzfrequenz fein abgestimmt. Wenn der Transponder einem Feld einer die Resonanzfrequenz übertragenden Leseeinheit (R/W-Einheit) ausgesetzt wird, wird der Ladungskondensator CL durch den Brückengleichrichter geladen (Ladephase), und die Versorgungsspannung VCL wird hergestellt. Die Dioden Ds1 und Ds2 sind typischerweise als Substratdioden in einer integrierten Schaltung implementiert. Die maximale Ladungsspannung wird durch die zwischen Masse GND und einen ersten Knoten RF1 bzw. einen zweiten Knoten RF2 gekoppelten Begrenzerschaltungen begrenzt. Der erste und der zweite Knoten RF1 und RF2 haben denselben unteren Grenzpegel. In der äußerst einfachen Situation (Nur-Lese-Transponder) reagiert der Transponder durch Anwendung von Frequenzumtastung (FSK) direkt nach der Ladephase. Der End-of-Burst-Detektor EOB ist mit dem ersten Knoten RF1 gekoppelt, um ein End-of-Burst des durch den Schwingkreis LR, CR empfangenen RF-Signals zu detektieren. Die interne Versorgungsspannung VCL wird einem Spannungsregler zugeführt, der der Steuerlogikstufe CNTL eine konstante Versorgungsspannung bereitstellt. Es gibt ferner einen Taktregenerator, ein UND-Gatter G1 und zwei Widerstände Rosc1 und Rosc2. Die Widerstände Rosc1 und Rosc2 werden durch die Schalter SW1 und SW2 als Reaktion auf ein mit logischen Gattern verschaltetes Schwingungsaktivierungssignal ENOSCG periodisch mit Masse gekoppelt. Dieses Signal wird durch eine logische Verknüpfung eines Dämpfungssignals DAMP, eines von der Steuerlogik ausgegebenen Schwingungsaktivierungssignals ENOSC und eines von der Taktregeneratorstufe erzeugten Taktsignals CLK erzeugt. Die Steuerlogik steuert die Datenübertragung während der Aufwärts- und Abwärtsverbindung und gibt ein Taktaktivierungssignal ENCLK für die Taktregeneratorstufe aus, wenn eine Aufrechterhaltung der Schwingung des Schwingkreises LR, CR benötigt wird. In dieser Situation gibt die Taktregeneratorstufe ein Taktsignal aus, das von der Schwingung des Schwingkreises LR, CR abgeleitet ist. Dieses Taktsignal wird mit dem Schwingungsaktivierungssignal ENOSC und dem negierten Dämpfungssignal DAMP logisch verknüpft. Wenn DAMP auf niedrigem Logikpegel und ENOSC auf hohem Logikpegel ist, werden die Widerstände Rosc1 und Rosc2 durch Schließen der Schalter SW1 und SW2 periodisch zwischen RF1 und Masse bzw. RF2 und VCL geschaltet. Dadurch wird die Schwingung des Schwingkreises LR, CR mit einer Frequenz, die gleich ist wie die Frequenz des empfangenen RF-Signals, aufrechterhalten.
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Der End-of-Burst-Detektor EOB detektiert die Deaktivierung der Übertragung der R/W-Einheit, und die Steuerlogik aktiviert den Taktregenerator. Der Taktregenerator muss ein digitales Signal bereitstellen, das genau eine Halbwelle der RF-Schwingung beträgt. Dieses Signal aktiviert den Schalter SW1 während einer negativen Halbwelle und verbindet dadurch den Widerstand Rosc1 mit Masse. Auf Grund der symmetrischen Eingangsstufe ist ein Einzelwiderstand nicht ausreichend, um die Schwingung ausreichend zu verbessern. Deshalb sollte dasselbe Steuersignal ENOSCG zur Aktivierung eines zweiten Schalters verwendet werden, um den Widerstand Rosc2 mit der Versorgungsspannung VCL zu verbinden. Die Amplitude der Spannung VRF über den Schwingkreis LR, CR beträgt maximal zwei Mal die Ladespannung. Sie wird durch die Widerstände der Widerstände Rosc1 und Rosc2 gesteuert. Im Falle eines Lese/Schreib-Transponders müssen Daten an den Transponder gesendet werden (Abwärtsverbindung). Dies wird typischerweise durch hundertprozentige Amplitudenumtastung (ASK) realisiert. Die Bitkodierung wird durch Deaktivierungs- und Aktivierungsphasen des RF-Signals durchgeführt. Die notwendige Mindestaktivierungszeit, die durch den End-of-Burst-Detektor EOB detektiert werden kann, hängt von der Güte der R/W-Einheit und des RFID-Transponders ab. Um während der Abwärtsverbindung hohe Datengeschwindigkeiten zu erreichen, ist eine niedrige Güte des RFID-Transponders wünschenswert. Der gesamte RFID-Transponder wird durch VCL mit Spannung versorgt.
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Die Schwingungsaufrechterhaltungswiderstände Rosc1 und Rosc2 werden ebenfalls für die Anpassung der Güte des Schwingkreises LR, CR verwendet. Deshalb ist der erste Schwingungsaufrechterhaltungswiderstand Rosc1 in Reihe mit einem Dämpfungskondensator Cdmp1 und einem dritten Schalter SW3 geschaltet. Des Weiteren ist der zweite Schwingungsaufrechterhaltungswiderstand Rosc2 in Reihe mit einem zweiten Dämpfungskondensator Cdmp2 und einem vierten Schalter SW4 geschaltet. Zur Verringerung der Güte des Schwingkreises LR, CR wird die Reihenschaltung der Dämpfungsbauelemente Rosc1, Cdmp1 bzw. Rosc2, Cdmp2 zwischen den ersten Knoten RF1 und Masse bzw. den zweiten Knoten RF2 und Masse gekoppelt. Dies ist nur möglich, da die Schwingungsaufrechterhaltungsschaltung während einer Phase mit niedrigem Q („low Q phase”) nicht benötigt wird, d. h. während einer Phase, in der die Güte des Schwingkreises LR, CR niedrig ist. Während Phasen mit hohem Q („high Q phases”), zum Beispiel während der Aufwärtsübertragung und während Ladephasen, sind die Schalter SW3, SW4 geöffnet, und es findet keine Dämpfung des Schwingkreises LR, CR statt. Obwohl die RF-Eingangsstufe des RFID-Transponders gemäß der vorliegenden Erfindung symmetrisch ausgeführt ist, können die für die symmetrische Ausführung zusätzlich benötigte Komplexität und Chipfläche zu einem gewissen Grad kompensiert werden, da der End-of-Burst-Detektor (die Demodulationsstufe) EOB im Vergleich zu einem asymmetrischen Ansatz vereinfacht werden kann. Wenn der Schwingkreis LR, CR schwingt, liegt ein Spannungsabfall VRF zwischen dem ersten Knoten RF1 und dem zweiten Knoten RF2 vor. Diese Spannung VRF ist in Bezug auf Masse GND symmetrisch. Wenn die Amplitude der Spannung VRF abfällt, bestimmt der End-of-Burst-Detektor, ob die Amplitude unter einen bestimmten Mindestdetektionspegel bzw. Referenzpegel fällt oder nicht. Wenn die Amplitude der Spannung VRF kleiner als der Detektionspegel wird, wird ein End-of-Burst eines empfangenen RF-Signals detektiert. Der End-of-Burst-Detektor EOB gibt ein entsprechendes Signal an die Steuerlogik aus. Wenn dieser Detektionspegel richtig eingestellt ist, reicht es aus, lediglich einen Detektionspegel für Phasen mit niedrigem Q und Phasen mit hohem Q zu verwenden. Für große Entfernungen zwischen der R/W-Einheit ist es jedoch vorteilhaft, einen einstellbaren Detektionspegel zu verwenden. Der Detektionspegel kann von VCL oder von GND abgeleitet sein, z. B. VCL –1 V oder GND +1 V. Des Weiteren kann der Detektionspegel von dem Signal an dem Knoten RF1 abgeleitet werden. Wenn ein Amplitudenverlaufssignal dieses Signals erzeugt wird, kann dieses Amplitudenverlaufssignal als wechselnder und adaptiver Detektionspegel verwendet werden.
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Die gestrichelten Linien in 1 und ebenso in den 2 und 3 zeigen eine mögliche Einteilung von integrierten und nicht integrierten Teilen der Schaltung an. Entsprechend befinden sich die Bauelemente innerhalb des gestrichelten Rechtecks vorzugsweise auf einer integrierten Schaltung (z. B. einem Silizium-Die, d. h. einem Chip), und die Bauelemente außerhalb des gestrichelten Rechtecks werden separat bereitgestellt und nach der Chipherstellung zu der integrierten Schaltung hinzugefügt.
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2 zeigt eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die weitgehend gleich ist wie die in 1 gezeigte Ausführungsform. Diese Ausführungsform hat jedoch keine Dämpfungskondensatoren Cdmp1 und Cdmp2. Die Dämpfung wird lediglich durch die Widerstände Rosc1 und Rosc2 durchgeführt. Der Brückengleichrichter und insbesondere die Dioden Dr1 und Dr2 entkoppeln den Versorgungsspannungsknoten VCL von den Knoten RF1 und RF2, so dass die Knoten heruntergezogen werden können, ohne Strom von VCL zu ziehen. Folglich können die Dämpfungskondensatoren Cdmp1 und Cdmp2 weggelassen werden. Dies ergibt eine stärkere Dämpfung, und die Datenübertragungsgeschwindigkeit während der Abwärtsverbindung kann weiter erhöht werden.
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3 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Ausführungsform in 3 ist im Grunde gleich wie die in 1 gezeigte, außer, dass aus einer Halbwelle des empfangenen RF-Signals eine zweite Versorgungsspannung VD erzeugt wird. Die andere Halbwelle des empfangenen RF-Signals wird zur Erzeugung der Versorgungsspannung VCL verwendet. Die zweite Versorgungsspannung VD wird dazu verwendet, die Steuerlogik und andere digitale Teile des RFID-Transponders mit Spannung zu versorgen. Die Versorgungsspannung VCL wird dazu verwendet, analoge Teile des RFID-Transponders mit Spannung zu versorgen. Deshalb ist der die vier Dioden Dr1, Dr2, Ds1, und Ds4 umfassende Gleichrichter in zwei Teile aufgeteilt, wobei ein Teil Dr1 und Ds1 und der andere Teil Ds2 und Dr2 umfasst. Der Bufferkondensator CS wird zur Bufferung der zweiten Versorgungsspannung VD verwendet. Da die digitalen Teile der Schaltung weniger Leistung aufnehmen als die analogen Teile, kann die zweite Versorgungsspannung VD während einer Ladephase erheblich schneller ansteigen als die für die analogen Teile verwendete Versorgungsspannung VCL. Hierdurch wird eine sichere und frühzeitige Initialisierung (zum Beispiel Rücksetzen) des RFID-Transponders bereitgestellt, und Fehlfunktionen der Schaltung werden vermieden.
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Die Taktregeneratorstufe kann insbesondere während einer Ladephase ausgeschaltet sein. Deshalb nimmt die in dieser Stufe verwendete Logikschaltung keine Leistung auf, und die Spannung VCC (für die Steuerlogik) kann schneller als VCL ansteigen. Die Reaktionsamplitude an dem Resonanzkreis LR, CR hängt von beiden Spannungen ab. VCC wird nicht deutlich kleiner als VCL, da VCC durch die aufrechterhaltene Schwingung aufgefrischt wird.
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Die dritte, in 3 gezeigte Ausführungsform kann ebenfalls so eingerichtet sein, dass sie die Dämpfung, wie die Ausführungsform in 2, ohne die Dämpfungskondensatoren Cdmp1 und Cdmp2 durchführt. Die Dioden Dr1 und Dr2 verhindern dann, dass Strom von VD zu RF2 bzw. von VCL zu RF1 zurückfließt. Die Datengeschwindigkeit kann auf Grund der höheren Dämpfung ohne Kondensatoren erhöht werden.
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4 zeigt den Signalverlauf der Spannung VRF der Ausführungsform gemäß 1. Es ist ersichtlich, dass die Schwingung in Bezug auf Masse (0 V) völlig symmetrisch ist. Der Signalverlauf enthält eine Ladephase von ungefähr 10 ms, gefolgt von einer Datenübertragung in einer hundertprozentigen Amplitudenumtastungsmodulation (zwischen 10 ms und 12,5 ms), gefolgt von einer Deaktivierung des RF-Signals von der R/W-Einheit (zwischen 12,5 ms und 16 ms).
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5 zeigt die Spannung VRF für die dritte, in 3 gezeigte Ausführungsform. Die steigenden Flanken in den ersten 6 ms sind in Bezug auf 0 V nicht symmetrisch. Dies ergibt sich auf Grund der zwei Versorgungsspannungen VCL und VD, die von RF1 bzw. RF2 gezogen werden. Die positive Seite (obere Hälfte des Signalverlaufs gemäß 5) steigt schneller an als die negative Seite (untere Hälfte). Die positive Seite bezieht sich auf VD und die negative Seite auf VCL.
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6 zeigt den Spannungspegel an dem Knoten RF1 in Bezug auf Masse (0 V) für das in 5 gezeigte Signal.
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7 ist das entsprechende VCL, das von dem Signal an dem in 6 gezeigten Knoten RF1 abgeleitet wird. Die erste Versorgungsspannung VCL steigt während der Ladephase sanft an und fällt ab, wenn das externe RF-Signal aufhört. Dies geschieht zwischen 12 ms und 13 ms.
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8 ist die andere Hälfte des Signalverlaufs gemäß 5, d. h. die Spannung zwischen RF2 und Masse. Das in 8 gezeigte Signal wird zur Erzeugung von VD verwendet.
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Der entsprechende Versorgungsspannungspegel VD ist in 9 gezeigt. Auf Grund des recht kleinen Bufferkondensators CS fällt die zweite Versorgungsspannung VD eher schnell ab, wenn die externe Erregung aufhört. Während AUS-Perioden der Abwärtsdatenübertragung zwischen ungefähr 9 ms und 12,5 ms steigt die zweite Versorgungsspannung an und fällt ab, und zwar gemäß dem Aktivierungs- und Deaktivierungsschema des RF-Signals an dem zweiten Knoten RF2.
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10 zeigt die zweite Versorgungsspannung VD gemäß 9 und die erste Versorgungsspannung VCL gemäß 7 in einem Einzeldiagramm. Entsprechend steigt die zweite Versorgungsspannung VD schneller an als die erste Versorgungsspannung, wodurch eine schnelle und frühzeitige Initialisierung der digitalen Teile der Schaltung bereitgestellt wird. Jegliche Unterbrechungen der Übertragung des RF-Signals sind jedoch auf Grund des recht kleinen Kapazitätswerts von CS ebenfalls in dem Spannungspegel der zweiten Versorgungsspannung VD sichtbar. Die erste Versorgungsspannung VCL steigt langsamer an, bleibt aber auf Grund eines größeren Bufferkondensators CL stabiler.
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11 zeigt das End-of-Burst-Signal EOBS für das in 5 gezeigte Signal und für die dritte Ausführungsform. Nach einer eher langen Pause zwischen 9,5 ms und 10 ms wird die Dämpfung aktiviert, und Daten können mit einer hohen Datengeschwindigkeit empfangen werden, was durch die häufigen Pegeländerungen zwischen 10 ms und 12,5 ms dargestellt ist. Entsprechend ist der End-of-Burst-Detektor EOB auf Grund der erfindungsgemäßen Einstellung der Güte des Schwingkreises in der Lage, AUS- und EIN-Perioden des RF-Signals mit einer hohen Datengeschwindigkeit zu detektieren.
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12 zeigt die Spannung VRF für die zweite, in 2 gezeigte Ausführungsform. Die Dämpfung wird nun ohne die Dämpfungskondensatoren durchgeführt, indem die Dämpfungswiderstände Rosc1 und Rosc2 direkt mit Masse gekoppelt werden. Deshalb ist die Dämpfung stärker als bei der in 1 gezeigten Ausführungsform, und die Datengeschwindigkeit kann weiter erhöht werden.
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13 zeigt den Spannungspegel an dem Knoten RF1 für den in 12 gezeigten Signalverlauf. Die Modulation um 0 V (Masse) ist lediglich äußerst gering. Die Modulation in Bezug auf VCL ist recht stark, da die positive Halbwelle in dieser Ausführungsform sogar noch stärker gedämpft wird. Der Detektionspegel für den EOB-Detektor sollte deshalb nicht in Bezug auf Masse (z. B. GND –1 V) sondern in Bezug auf VCL (VCL –1 V) festgelegt werden. Auch in dieser Konfiguration sollte der Detektionspegel jedoch einstellbar oder selbsteinstellend sein, um eine optimale Leistungsfähigkeit zu erreichen.
