DE60033882T2

DE60033882T2 - Lese-Terminal für einen elektromagnetischen Transponder, in Betriebsart mit sehr naher Kopplung

Info

Publication number: DE60033882T2
Application number: DE60033882T
Authority: DE
Inventors: Luc Wuidart; Michel Bardouillet; Jean-Pierre Enguent
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1999-04-07
Filing date: 2000-04-06
Publication date: 2008-01-17
Anticipated expiration: 2020-04-07
Also published as: FR2792132B1; EP1043677A1; DE60033882D1; JP2000332648A; EP1043677B1; JP3649081B2; FR2792132A1; US6650229B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Systeme, welche elektromagnetische Transponder verwenden, d. h. (im allgemeinen mobile) Sender/Empfänger, die kontakt- und drahtlos durch eine (im allgemeinen fest-stationäre) Einheit abgefragt werden können, die als Lese- und/oder Schreib-Terminal bezeichnet wird. Die Erfindung betrifft näherhin Lese- oder Lese/Schreib-Terminals für Transponder ohne eigene autonome Stromversorgung. Diese Transponder entnehmen die für die in ihnen enthaltenen elektronischen Schaltungen erforderliche Stromversorgung dem Hochfrequenzfeld, das von einer Antenne des Lese- und Schreib-Terminals ausgestrahlt wird. Die Erfindung bezieht sich auf derartige Terminals, seien es Terminals, seien es solche, die nur die Daten des Transponders lesen können, oder seien es Lese/Schreib-Terminals, welche Daten der Transponder zu modifizieren vermögen.
Die elektromagnetischen Transponder beruhen auf der Verwendung von Schwingkreisen, die eine eine Antenne bildende Wicklung umfassen, und zwar auf Seiten des Transponders und auf Seiten des Lese-Schreib-Terminals. Diese Schwingkreise können beim Eintreten des Transponders in das Feld des Lese/Schreib-Terminals durch das magnetische Nahfeld gekoppelt werden. Die Reichweite eines Transpondersystems, d. h. die maximale Abstandsentfernung von dem Terminal, in der ein Transponder aktiviert (,geweckt') wird, hängt insbesondere von der Abmessung der Antenne des Transponders, von der Erregungsfrequenz der Wicklung des das Magnet feld erzeugenden Schwingkreises, von der Intensität dieser Erregung und von dem Leistungsverbrauch des Transponders ab.
1 zeigt in sehr schematischer und funktioneller Darstellung ein herkömmliches Beispiel eines Systems zum Datenaustausch zwischen einem Lese/Schreib-Terminal 1 (STA) und einem Transponder 10 (CAR).
Allgemein besteht das Terminal 1 im wesentlichen aus einem Schwingkreis, der von eine Induktivität L1, in Reihe mit einem Kondensator C1, und einem Widerstand R1 zwischen einem Ausgangsanschluss 2p eines Verstärkers oder Antennenkopplers 3 (DRIV) und einem Anschluss 2m auf einem Bezugspotential (im allgemeinen Masse) gebildet wird. Der Verstärker 3 erhält ein Hochfrequenz-Sendesignal Tx von einem Modulator 4 (MOD) zugeführt. Dem Modulator wird eine Bezugsfrequenz, beispielsweise von einem Quarzoszillator 5, und falls erforderlich ein Signal DATA von zu übertragenden Daten zugeführt. In Abwesenheit einer Datenübertragung von dem Terminal 1 an den Transponder 10 dient das Signal Tx ausschließlich als Energiequelle zur Aktivierung des Transponders bei dessen Eintritt in das Feld. Die zu übertragenden Daten kommen im allgemeinen aus einem digitalen System, beispielsweise einem Mikroprozessor 6 (μP).
Der Verbindungsknotenpunkt zwischen dem Kondensator C1 und der Induktivität L1 bildet in dem in 1 dargestellten Beispiel einen Anschluss zur Abnahme eines Signals Rx von Daten, die von einem Transponder 10 mit Bestimmung für einen Demodulator 7 (DEM) empfangen werden. Ein Ausgang des Demodulators übermittelt (gegebenenfalls unter Zwischenschaltung eines Decoders (DEC) 8) die von dem Transponder 10 empfangenen Daten an den Mikroprozessor 6 des Lese/Schreib-Terminals 1. Der Demodulator 7 erhält, im allgemeinen von einem Oszillator 5, ein Takt- oder Bezugssignal für eine Phasendemodulation. Gegebenenfalls erfolgt die Demodulation ausgehend von einem zwischen dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1, und nicht an den Anschlüssen der Induktivität L1 abgenommenen Signal. Der Mikroprozessor 6 steht in Verbindung (Bus EXT) mit verschiedenen Eingangs/Ausgangs-Kreisen (Tastatur, Bildschirm, Mittel zur Übertragung an einen Server, usw.) und/oder Verarbeitungsschaltungen. Die Schaltungen des Lese/Schreib-Terminals beziehen die für ihren Betrieb erforderliche Energie von einer Stromversorgungs- bzw. Speiseschaltung 9 (ALIM), die beispielsweise mit dem elektrischen Stromnetz verbunden ist.
Auf Seiten des Transponders 10 bildet eine Induktivität L2 in Parallelanordnung mit einem Kondensator C2 einen (als Empfangs-Resonanzkreis bezeichneten) Parallel-Schwingkreis zur Aufnahme des durch den Reihen-Schwingkreis L1C1 des Terminals 1 erzeugten Magnetfelds. Der Resonanzkreis (L2, C2) des Transponders 10 ist auf die Resonanzfrequenz des Schwingkreises (L1, C1) des Terminals 1 abgestimmt.
Die Anschlüsse 11, 12 des Resonanzkreises L2C2, welche den Anschlüssen des Kondensators C2 entsprechen, sind mit zwei Wechselstrom-Eingangsanschlüssen einer Gleichrichtbrücke 13 verbunden, die beispielsweise aus vier Dioden D1, D2, D3, D4 besteht. In der Darstellung von 1 ist die Anode der Diode D1 mit dem Anschluss 11 verbunden, ebenso wie die Kathode der Diode D3. Die Anode der Diode D2 und die Kathode der Diode D4 sind mit dem Anschluss 12 verbunden. Die Kathoden der Dioden D1 und D2 bilden einen positiven Gleichricht-Ausgangsanschluss 14. Die Anoden der Dioden D3 und D4 bilden einen Bezugsanschluss 15 für die Gleichrichtspannung. Mit den Gleichricht-Ausgängen 14, 15 der Brücke 13 ist ein Kondensator Ca so verbunden, dass er die Energie speichert und die von der Brücke gelieferte Gleichrichtspannung glättet. Man erkennt, dass die Diodenbrücke durch eine Halbwellen-Gleichrichtanordnung ersetzt werden könnte.
Wenn sich der Transponder 10 im Feld des Terminals 1 befindet, wird an den Anschlüssen des Resonanzkreises L2C2 eine Hochfrequenzspannung erzeugt. Diese Spannung liefert nach Gleichrichtung durch die Brücke 13 und Glättung durch den Kondensator Ca eine Speisespannung für elektronische Schaltungen des Transponders, und zwar über einen Spannungsregler 16 (REG). Bei diesen Schaltungen handelt es sich im allgemeinen im wesentlichen um einen Mikroprozessor (μP) 17 (in Zuordnung zu einem nicht dargestellten Speicher), einen Demodulator 18 (DEM) der eventuell von dem Terminal 1 her empfangenen Signale und einen Modulator 19 (MOD) zur Sendeübertragung von Informationen an das Terminal 1. Der Transponder ist im allgemeinen mittels eines Taktsignals (CLK) synchronisiert, das durch einen Block 20 aus dem an den Anschlüssen des Kondensators C2 abgenommenen Hochfrequenzsignal vor dessen Gleichrichtung gewonnen wird. Zumeist sind alle elektronischen Schaltungen des Transponders 10 in ein und demselben Chip integriert.
Um Daten von dem Transponder 10 an das Terminal 1 zu übertragen, steuert der Modulator 19 eine Modulationsstufe (Retromodulation) des Resonanzkreises L2C2. Diese Modulationsstufe besteht allgemein aus einem elektronischen Unterbrecherschalter (beispielsweise einem Transistor T) und einem Widerstand R in Reihe zwischen den Anschlüssen 14 und 15. Der Transistor T wird mit einer als Sub-Träger bezeichneten Frequenz (beispielsweise 847,5 kHz) gesteuert, die deutlich kleiner (allgemein in einem Verhältnis von wenigstens 10 kleiner) als die Frequenz des Anregungssignals des Schwingkreises des Terminals 1 (beispielsweise 13,56 MHz) ist. Im geschlossenen Zustand des Unterbrecherschalters T unterliegt der Schwingkreis des Transponders einer zusätzlichen Dämpfung relativ im Vergleich zu der durch die Schaltungen 16, 17, 18, 19 und 20 gebildeten Verbraucherlast, derart dass der Transponder eine größere Energiemenge aus dem Hochfrequenz-Magnetfeld entnimmt. Auf Seiten des Terminals 1 hält der Verstärker 3 die Amplitude des Hochfrequenz-Anregungssignals konstant. Daher übersetzt sich die Energieänderung des Transponders in eine Änderung der Amplitude und der Phase des Stroms in der Antenne L1. Diese Änderung wird durch den Demodulator 7 des Terminals 1 detektiert, bei dem es sich entweder um einen Phasendemodulator oder um einen Amplitudendemodulator handelt.
Beispielsweise detektiert im Falle einer Phasendemodulation der Demodulator in den Halbperioden des Sub-Trägers, in welchen der Unterbrecherschalter T des Transponders geschlossen ist, eine leichte Phasenverschiebung (um einige wenige Grad, oder sogar um weniger als ein Grad) des Trägers des Signals Rx relativ gegenüber dem Bezugssignal. Die Ausgangs-größe des Demodulators 7 (im allgemeinen handelt es sich um den Ausgang eines auf der Frequenz des Sub-Trägers zentrierten Bandpassfilters) gibt dann ein Signal wieder, das ein Bild des Steuersignals für den Unterbrecher-schalter T darstellt, das (durch den Decoder 8 oder direkt durch den Mikroprozessor 6) decodiert werden kann, um die Binärdaten zurückzugewinnen.
Es sei darauf hingewiesen, dass das Terminal keine Daten überträgt, während es Daten von einem Transponder empfängt, derart dass die Datenübertragung alternativ in der einen Richtung und dann in der anderen Richtung erfolgt (semi-duplex).
2 veranschaulicht ein herkömmliches Beispiel von Datenübertragung von dem Terminal 1 an einen Transponder 10. Diese Figur gibt ein Beispiel des Verlaufs des Anregungssignals der Antenne L1 wieder für die Übertragung eines Codes 0101. Die üblicherweise verwendete Modulation ist eine Amplitudenmodulation mit einer Übertragungsrate von 106 kbit/s (ein Bit wird in ca. 9,5 μs übertragen) und ist deutlich kleiner als die Frequenz (beispielsweise 13,56 MHz) des von dem Oszillator 5 (mit einer Periode von ungefähr 74 ns) herrührenden Trägers. Die Amplitudenmodulation erfolgt entweder nach dem Prinzip alles oder nichts oder mit einem Modulationsgrad kleiner als 1 im Hinblick auf die Notwendigkeit der Speisung des Transponders 10 (der Modulationsgrad ist definiert als die Differenz der Scheitelamplituden (a, b) zwischen den beiden Zuständen (0 und 1), geteilt durch die Summe dieser Amplituden). Im Beispiel von 2 ist der Träger von 13,56 MHz bei einer Durchsatzrate von 106 kbit/s amplitudenmoduliert mit einem Modulationsgrad tm von beispielsweise 10%.
3 veranschaulicht ein herkömmliches Beispiel von Datenübertragung von dem Transponder 10 an das Terminal 1. Diese Figur veranschaulicht das Beispiel eines Verlaufs des Steuersignals V_T für den Transistor T, das von dem Modulator 19 geliefert wird, sowie ein Beispiel des Signals, das dem von dem Terminal 1 empfangenen Signal Rx entspricht. Auf Seiten des Transponders ist die Retromodulation im allgemeinen vom Widerstandstyp mit einem (als Sub-Träger bezeichneten) Träger von beispielsweise 847,5 kHz (entsprechend einer Periode von ca. 1,18 μs). Die Retromodulation beruht beispielsweise auf einer Codierung vom Typ BPSK (,binary phase-shift key-ing'), mit einer Übertragungsrate in der Größenordnung von 106 kbit/s deutlich kleiner als die Frequenz des Sub-Trägers. In 3 ist das Signal Rx ,geglättet' wiedergegeben, d. h. ohne dass die Wellenzüge des Hochfrequenz-Trägers (beispielsweise mit 13,56 MHz) erscheinen. Im Beispiel von 3 wurde angenommen, dass jedes der drei wiedergegebenen Bits jeweils von dem vorhergehenden Bit verschieden ist. Somit handelt es sich beispielsweise um eine Übertragung eines Codes 010.
Es sei darauf hingewiesen, dass, gleichgültig, welcher Typ von Modulation oder Retromodulation angewandt wird (beispielsweise Amplituden-, Phasen-, Frequenzmodulation) und welches der Codierungstyp der Daten ist (NRZ, NRZI, Manchester, ASK, BPSK, usw.), die Modulation jedenfalls in digitaler Weise erfolgt, d. h. sprungweise zwischen zwei binären Pegeln.
Die Schwingkreise des Terminals und des Transponders sind im allgemeinen auf die Frequenz des Trägers abgestimmt, d. h. dass ihre Resonanzfrequenz auf die Frequenz von 13,56 MHz geregelt ist. Diese Abstimmung bezweckt eine Maximierung der Energieausbreitung in Richtung zu dem Transponder, bei dem es sich im allgemeinen um eine Karte vom Formattyp einer Kreditkarte handelt, welche die verschiedenen Bestandteile des Transponders integriert enthält.
Wie 3 veranschaulicht, besteht das Signal V_T aus einer Impulsfolge mit der Frequenz des Sub-Trägers (beispielsweise 847,5 kHz), wobei bei jeder Zustandsänderung von einem Bit zum folgenden Bit ein Phasensprung auftritt. Was das auf Seiten des Terminals gewonnene Signal anlangt, so stellt man fest, dass dieses keine ,digitale' Form besitzt, was seine Decodierung schwierig gestalten kann. Tatsächlich zeigt der Verlauf des Signals Rx, bei jedem Takt (9,4 μs) der Übertragung eines Bits, anfänglich eine nicht-lineare Zunahme (entsprechend einem Zustand von Kapazitätsladung) bis zu einem Maximum ungefähr bei zwei Dritteln der Dauer eines Bits, sodann eine gleichfalls nichtlineare Abnahme. Die Aktivierungszeit, d. h. die benötigte Zeit, bis das Signal Rx einen durch den Demodulator decodierbaren Pegel erreicht, steht mit der Tatsache in Zusammenhang, dass die Schwingkreise abgestimmt sind. Die Notwendigkeit der Energieübertragung für die Fernspeisung, in Verbindung mit der für das System gewünschten Reichweite, verlangt einen hohen Güte-Faktor, und damit, dass die Schwingkreise abgestimmt sind. Nun hat ein hoher Güte-Faktor ein kleines Durchlassband zur Folge. Daraus folgt eine begrenzte Datenrate für das System. Im allgemeinen haben die Güte-Faktoren einen Wert in der Größenordnung von 10 für das Lese-Terminal und für den Transponder.
Der Transponder kann von verschiedenen Gegenstanden bzw. Dingen gebildet werden (Schlüsselhalter, Schlüssel, usw.), zumeist hat er heute jedoch ein Kartenformat nach Art einer Kreditkarte, in welcherr sämtliche Schaltungen und die Antenne oder Induktivität L2 integriert sind. Zum Informationsaustausch mit einer Lese-Vorrichtung oder einem Terminal wird die Karte nahe an die Antenne L1 der Lese-Einrichtung gebracht. Die Abstandsentfernung zwischen der Lese-Einrichtung und der Karte schwankt, bei bestimmten Anwendungen findet eine Übertragung bei sehr naher oder enger Kopplung Anwendung, bei welcher die Antennen voneinander weniger als etwa 2 cm entfernt sind. Eine derartige Übertragung bei enger Kopplung kann beispielsweise Anwendung finden zur Bestätigung einer Zahlung mit Hilfe eines Transponders und um zu gewährleisten, dass nur der dem Terminal nächst-gelegene Transponder von diesem erkannt wird.
Ein Problem, das sich stellt, wenn die Schwingkreise einander sehr eng benachbart sind, besteht darin, dass, wenn sie im wesentlichen abgestimmt sind, die Energieübertragung von dem Terminal an den Transponder derart ist, dass dieser sich erwärmt (die Antenne L2 besteht im allgemeinen aus einer oder mehreren ebenen Windung(en) am Umfang der Karte). Dieser Wärmeeffekt hat eine Verformung der aus Kunststoff bestehenden Karte zur Folge.
Das Dokument EP-A-0 722 094 beschreibt ein System mit einem elektromagnetischen Transponder, bei welchem das Terminal Mittel umfasst, um seinen Ausgangspegel in Abhängigkeit von der das Terminal von einem Transponder trennenden Abstandsentfernung zu modifizieren.
Das Dokument GB-A-2 321 726 beschreibt einen Transponder, der mit einem Netzwerk von schaltbaren Kapazitäten versehen ist, um die empfangene Energiemenge in Abhängigkeit von der den Transponder von einem Terminal trennenden Entfernung zu modifizieren.
Die vorliegende Erfindung bezweckt die Schaffung einer neuen Lösung, welche eine Abhilfe für die Nachteile der herkömmlichen Lösungen schafft, wenn ein Transponder sich in einer Beziehung sehr naher, enger Kopplung mit einem Lese/Schreib-Terminal befindet.
Die vorliegende Erfindung bezweckt insbesondere eine Minimierung des Wärmeeffekts, der mit der Fernspeisung des Transponders durch das Lese/Schreib-Terminal verbunden ist.
Die vorliegende Erfindung bezweckt auch, dass die vorgeschlagene Lösung eine Erhöhung der Datenübertragungsrate gestattet, wenn der Transponder sehr nahe bei dem Terminal liegt.
Die vorliegende Erfindung bezweckt des weiteren die Schaffung einer Lösung, welche keinerlei strukturelle Änderung und Modifikation des Transponders notwendig macht.
Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, den Schwingkreis eines Lese-Terminals oder eines Lese/Schreib-Terminals zu verstimmen, sobald ein Transponder sich in einer Beziehung sehr naher enger Kopplung mit diesem Terminal befindet.
Aus dem Dokument WO-A-98/29760 ist eine Frequenzverstimmung eines elektromagnetischen Transponders bekannt. Dieses Dokument sieht für die Antenne eines Transponders eine 'frequenzmäßige Verstimmung oder eine impedanzmäßige Fehlanpassung vor, derart dass der Transponder und seine elektronische Schaltung weniger Hochfrequenzfeld und Energie absorbieren. So kann ein anderer in der Nähe des verstimmten oder fehlangepassten Transponders gelegener Transponder ausreichend Hochfrequenzfeld und Energie für eine korrekte Funktionsweise erhalten. Das Übertragungssystem kann dann diesen anderen Transponder detektieren oder befragen, so als läge er als einziger in dem Feld des Senders vor.' Immer nach diesem Dokument werden die Fehlanpassungsmittel aktiviert, 'wenn der Transponder sich in einem nicht-ausgewählten Zustand befindet, um die Energie-Absorption und/oder die Feld-Absorption durch den in dem nicht ausgewählten Zustand befindlichen Transponder zu begrenzen.'
Der Lösungsvorschlag dieses Dokuments läuft darauf hinaus, die relativ von dem Terminal entfernten Transponder zu verstimmen, um die Energie-Absorption durch den nächstgelegenen Transponder zu maximieren, der mit dem Terminal kommunizieren soll. Eine derartige Lösung ist keine Lösung der oben erwähnten Probleme nah-enger Kopplung. Tatsächlich ist der Transponder, der abgestimmt bleibt, der ausgewählte Transponder.
Im Gegensatz zu diesem Dokument sieht die vorliegende Erfindung eine verstimmte Funktionsweise bei nah-enger Kopplung vor. So besteht ein charakteristisches Merkmal der vorliegenden Erfindung darin, für eine Informationsübertragung unter nah-enger Kopplung eine verstimmte Funktionsweise des Schwingkreises eines Terminals für einen ferngespeisten elektromagnetischen Transponder vorzusehen.
Die vorliegende Erfindung trägt dem Umstand Rechnung, dass die transponderseitig gewonnene Fernspeisungsenergie nicht eine monotone Funktion der den Transponder von dem Terminal trennenden Entfernung ist.
Wenn die Schwingkreise auf die Frequenz des Trägers der Fernspeisung abgestimmt sind, so beginnt tatsächlich bei Annäherung des Transponders an ein Terminal die Amplitude der Fernspeisung von der Reichweitengrenze des Systems (in der Größenordnung von einigen Dezimetern) an zuzunehmen.
Diese Amplitude geht durch ein Maximum (in der Stellung kritischer Kopplung) und beginnt sodann wieder abzunehmen, wenn der Transponder sehr nahe kommt (etwa weniger als 2 cm). Insbesondere aus diesem Grund sieht man in den bekannten Systemen nicht vor, die Leistung des Terminals von der Entfernung, in welcher sich der Transponder befindet, abhängig zu machen.
Die Stellung kritischer Kopplung entspricht der Entfernung, bei welcher die Kopplung zwischen dem Transponder und dem Terminal durch eine maximale Fernspeisungsamplitude optimiert wird, wie sie von dem Transponder empfangen wird, wenn die Schwingkreise des Terminals und des Transponders beide auf die Frequenz des Trägers der Fernspeisung abgestimmt sind.
Mit anderen Worten: Die Stellung kritischer Kopplung entspricht der Entfernung, bei der die Fernspeisungsenergie maximal ist für einen minimalen Kopplungsfaktor, wobei der Kopplungsfaktor das Verhältnis der Gegeninduktivität geteilt durch die Quadratwurzel des Produkts der Induktivitäten der Schwingkreise ist.
Wenn der Schwingkreis des Terminals gegenüber der Frequenz des Trägers der Fernspeisung verstimmt wird, nimmt die von dem Transponder empfangene und aufgenommene Energie in dem Maße zu, wie die Entfernung des Terminals abnimmt, jedoch mit verringerter Reichweite. In diesem Fall besteht auch eine Entfernung, bei welcher die empfangene Energie für einen gegebenen Verstimmungszustand maximal ist. Man spricht von optimaler Kopplung, wobei die Stellung kritischer Kopplung die Stellung optimaler Kopplung ist, wenn die beiden Schwingkreise auf die Frequenz des Trägers abgestimmt sind. Es sei darauf hingewiesen, dass der optimale Kopplungskoeffizient zwischen den beiden Schwingkreisen nicht nur von den Induktivitäten L1 und L2, den Kondensatoren C1 und C2 und der Frequenz (die hier fest ist und der Frequenz des Trägers entspricht) abhängt, sondern auch von dem Reihenwiderstand R1 des Terminals und von der Last des Schwingkreises des Transponders, d. h. von dem Ersatzwiderstand der Schaltungen (Mikroprozessor usw.) und den Mitteln zur Retromodulation (beispielsweise Widerstand R, 1), die in Parallelanordnung zu dem Kondensator C2 und zu der Induktivität L2 gedacht werden. In der Folge wird dieser Äquivalent- oder Ersatzwiderstand mit R2 bezeichnet.
Daher funktioniert das kontakt- und drahtlose Übertragungssystem, selbst wenn einer der Schwingkreise verstimmt ist, vorausgesetzt, dass die Antennen sehr nahe zueinander benachbart sind.
Näherhin sieht die vorliegende Erfindung somit vor ein Terminal zur Erzeugung eines elektromagnetischen Feldes, das mit wenigstens einem Transponder bei dessen Eintritt in sein Feld zusammenzuwirken vermag, wobei das Terminal einen Schwingkreis umfasst, der eine Erregungswechselspannung hoher Frequenz zu empfangen vermag, wobei das Terminal Mittel umfasst, um diesen Schwingkreis relativ gegenüber einer bestimmten Übertragungsfrequenz zu verstimmen, wenn ein Transponder weniger als 2 cm von dem Terminal entfernt ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die genannten Mittel zum Verstimmen des Schwingkreises durch Mittel zur Regelung der Phase des Stroms in dem Schwingkreis relativ bezüglich einem Bezugswert gebildet werden, wobei der genannte Bezugswert unter zwei Werten gewählt werden kann in Abhängigkeit davon, ob der Schwingkreis im abgestimmten Modus oder im verstimmten Modus betrieben werden soll.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Terminal Mittel zum Vergleichen der Phase des Stroms in dem Schwingkreis relativ bezüglich einem Hochfrequenzsignal aufweist, das einem Träger für die Fernspeisung des in das elektromagnetische Feld eintretenden Transponders entspricht.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Mittel zum Vergleichen der Phase des Schwingkreises relativ gegenüber dem Bezugswert durch einen Phasendemodulator gebildet werden, der gleichzeitig zum Empfang eines von einem Transponder retromodulierten Signals dient.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Terminal des weiteren Mittel zur Bestimmung der Abstandsentfernung umfasst, welche einen in sein Feld eintretenden Transponder trennt.
Die Erfindung betrifft auch ein System zur draht- und kontaktlosen Datenübertragung zwischen einem Terminal zur Erzeugung eines elektromagneti schen Feldes, gemäß der Erfindung, und wenigstens einem Transponder ohne eigene autonome Mittel zur Stromversorgung.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Datenübertragungsrate von dem Transponder zu dem Terminal unterschiedlich ist, je nachdem, ob der Schwingkreis des Terminals auf die bestimmte Frequenz abgestimmt ist oder nicht.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Datenübertragungsrate von dem Terminal zu dem Transponder unterschiedlich ist, je nachdem, ob der Schwingkreis des Terminals auf die bestimmte Frequenz abgestimmt ist oder nicht.
Diese und weitere Ziele, Gegenstände, Eigenschaften, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden nicht-einschränkenden Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren beschrieben; in diesen zeigen:
die vorstehend bereits beschriebenen 1 bis 3 dienen zur Darlegung des Standes der Technik und der Problemstellung,
4 in Form eines Zeitdiagramms eine Ausführungsform des Übertragungsverfahrens der vorliegenden Erfindung bei enger, fester Kopplung,
5 in Teilansicht eine Ausführungsform eines Lese-Schreib-Terminals gemäß der vorliegenden Erfindung, das mit Mitteln zum Verstimmen des Schwingkreises des Terminals versehen ist,
6 eine Ausführungsform eines elektromagnetischen Transponders gemäß der vorliegenden Erfindung, der mit Mitteln zur Bestimmung der ihn von einem Terminal trennenden Entfernung versehen ist, sowie
7 in Teildarstellung ein Terminal gemäß der Erfindung, das mit Mitteln zur Bestimmung der Entfernung eines Transponders in seinem Feld versehen ist.
In den verschiedenen Zeichnungsfiguren sind gleiche Elemente mit denselben Bezugsziffern bezeichnet, die Figuren sind ohne Rücksicht auf Maßstab dargestellt. Aus Gründen der Klarheit und Übersichtlichkeit sind nur die für das Verständnis der Erfindung notwendigen Elemente in den Figuren dargestellt und im folgenden beschrieben. Insbesondere wurden die digitalen elektronischen Schaltungen, und zwar sowohl transponder- wie leseterminalseitig, nicht detailliert.
Ein charakteristisches Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass man eine Verstimmung des Schwingkreises eines Lese- oder Lese/Schreib-Terminals für einen elektromagnetischen Transponder vorsieht, falls sich diese in einer Situation enger Kopplung befinden, d. h. dass ihre jeweiligen Antennen beispielsweise weniger als 2 cm voneinander entfernt sind.
Eine derartige Verstimmung hat die Folge, dass die Funktionsweise sich der eines Transformators annähert, d. h. dass der Güte-Faktor eine geringere Rolle spielt. Nun sucht man in der herkömmlichen abgestimmten Funktionsweise einen möglichst hohen Güte-Faktor zu gewährleisten, um die mit der Fernspeisung des Transponders in Verbindung stehende Energieübertragung zu optimieren.
Die Tatsache der Verstimmung des Terminals bei sehr enger, naher Kopplung bietet mehrere Vorteile.
In einer verstimmten Betriebsweise kann man die Leistung des Terminals verringern, d. h. den Strom in der Antenne (L1, 1), bei gleichzeitiger Übertragung einer ausreichenden Energie zur Fernspeisung des Transpon ders. Da der Transponder sich sehr nahe an dem Terminal befindet, gibt es tatsächlich das Problem der Reichweite der Fernspeisung nicht mehr. Die erforderliche Leistung hängt dann im wesentlichen vom Transformationsverhältnis (Verhältnis zwischen den Windungszahlen) der Induktivitäten der Schwingkreise ab. Die erforderliche Verringerung des Stroms in der Antenne beseitigt den Wärmeeffekt auf Seiten des Transponders.
4 veranschaulicht den Verlauf des Empfangssignals Rx auf Seiten des Lese-Terminals, als Folge einer Widerstands-Retromodulation auf Seiten des Transponders, nachdem der Schwingkreis des Terminals gegenüber der Frequenz des Trägers der Fernspeisung (beispielsweise 13,56 MHz) verstimmt ist. Man muss diese Figur mit 3 vergleichen. Wie man feststellen kann, sind die jeweiligen Einschwing- bzw. Freigabezeiten praktisch verschwunden. Das Signal Rx hat einen im wesentlichen gleichartigen. Verlauf wie das Steuersignal des Gates des Transistors T auf Seiten des Transponders. Daher ist es nunmehr möglich, die Übertragungsraten in dem Maße zu erhöhen, als man nicht mehr für jedes übertragene Bit abzuwarten braucht, dass das Signal Rx die Detektionsschwelle des Phasendemodulators des Terminals erreicht hat.
Man erkennt, dass die Schwingkreisverstimmung nur im Zustand sehr enger oder fester Kopplung erwünscht ist. Daher gestattet die Erfindung die einfache Unterscheidung von zwei Betriebsweisen des Systems, je nachdem, ob der Transponder sich sehr nahe bei dem Lese-Terminal befindet oder nicht. Man erkennt zugleich, dass der Kopplungskoeffizient mit der Verstimmung der beiden Schwingkreise abnimmt. Das ist nicht hinderlich in dem Maße, als die Schwingkreise einander dann sehr nahe sind bei transformatorartigem Betrieb.
Ein Vorteil bei der Anwendung einer Verstimmung des Schwingkreises des Terminals ist, dass dies keinerlei materiell-körperliche Modifikation der Transponder, insbesondere herkömmlicher Transponder, erfordert. Dieser Vorteil ist besonders bedeutsam für die Anpassung eines Systems ohne Änderung sämtlicher Transponder, die im allgemeinen in sehr großer Zahl vorhanden sind. Außerdem ist, wenn die Betriebsweisen mit eng-fester Kopplung und mit loser Kopplung nicht verschieden zu sein brauchen, keine Intervention, selbst keine softwaremäßige, an den Transponder erforderlich. Im entgegengesetzten Fall, wenn die Transponder vom Lese-Schreib-Typ sind, brauchen sie nur so umprogrammiert zu werden, dass sie zwei verschiedene Funktionsweisen annehmen, die durch das Terminal bestimmt sind, in dessen Feld sie sich voraussichtlich befinden werden, wobei das Terminal beispielsweise eine Information in diesem Sinne an den Transponder überträgt, sobald der Zustand enger Kopplung nachgewiesen wird.
Gemäß der Erfindung muss man, damit die optimale Kopplung einer kleinstmöglichen Entfernung zwischen Terminal und dem Transponder entspricht, die Kapazität C1 relativ bezüglich seinem Abstimmwert erhöhen. Dies läuft auf eine Verringerung der Resonanzfrequenz des Schwingkreises des Terminals hinaus.
5 zeigt in Teilansicht ein Lese-Schreib-Terminal 1' für einen elektromagnetischen Transponder, das mit Mitteln zum Verstimmen des Schwingkreises relativ bezüglich der Trägerfrequenz (beispielsweise 13,56 MHz) versehen ist. Diese Ausführungsform besteht darin, dass man den Betrag der Kapazität (C1, 1) des Schwingkreises variabel macht.
Wie zuvor beschrieben, weist das Terminal 1' einen Schwingkreis auf, der aus einer Induktivität oder Antenne L1, in Reihe mit einem kapazitiven Element 24 und einem Widerstand R1, gebildet wird, zwischen einem Ausgangsanschluss 2p eines Verstärkers oder Antennenkopplers 3 und einem auf einem Bezugspotential (im allgemeinen Masse) befindlichen Anschluss 2m. Der Verstärker 3 erhält ein Übertragungs- bzw. Sendesignal Tx hoher Frequenz zugeführt, von einem Modulator 4 (MOD), der eine Bezugsfrequenz (Signal OSC) zugeführt erhält, beispielsweise von einem (nicht dargestellten) Quarzoszillator. Der Modulator 4 erhält erforderlichenfalls ein Signal DATA von zu übertragenden Daten zugeführt. Die anderen Bestandteile des Terminals 1' sind, soweit nicht ausdrücklich gegenteiliges angegeben, von gleicher Art wie die in Verbindung mit 1 beschriebenen.
Gemäß der Ausführungsform von 5 erfolgt eine Phasenregelung des Stroms in der Antenne L1 relativ bezüglich einem Bezugssignal REF. Diese Regelung erfolgt als eine Regelung des Hochfrequenzsignals, d. h. des Trägersignals (beispielsweise 13,56 MHz), das dem Signal Tx in Abwesenheit von zu übertragenden Daten entspricht. Diese Regelung erfolgt in der Weise, dass man die Kapazität C1 des Schwingkreises des Terminals 1' so variiert, dass der Strom in der Antenne in konstanter Phasenbeziehung mit dem Bezugssignal gehalten wird. Das Signal REF besitzt die Frequenz des Trägers und entspricht beispielsweise dem von dem Oszillator (5, 1) des Modulators gelieferten Signal OSC.
Wie in 5 veranschaulicht, ist das in Reihe mit dem Widerstand R1 und der Induktivität L1 liegende kapazitive Element 24 mit Hilfe des Signals CTRL steuerbar, das von einer Schaltung 21 (COMP) geliefert wird, welche die Aufgabe hat, eine Phasenverschiebung relativ bezüglich dem Bezugssignal REF zu detektieren und dementsprechend die Kapazität C1 des Elements 24 zu ändern.
Die variable Kapazität 24 kann in mehreren verschiedenen Weisen realisiert werden. Allgemein muss diese Kapazität einige Hundert Picofarad erreichen und an ihren Anschlüssen eine Spannung von mehr als 100 V aushalten. Beispielsweise kann man bei Anwendung einer Diode die Kapazität des in Sperrrichtung vorgespannten pn-Übergangs der Diode als variable Kapazität verwenden. Die Diode wird darin mit ihrer Anode mit dem Bezugsanschluss 2m verbunden und mit ihrer Kathode mit der Induktivität L1. Gemäß einer Variante kann man einen als Diode geschalteten MOSFET-Transistor verwenden. Ob eine Diode oder ein MOSFET-Transistor verwendet wird, die mit Hilfe des Signals CTRL ausgeführte Regelung besteht in einer Änderung der Spannung an den Anschlüssen der Diode oder des Transistors derart, dass seine Kapazität verändert wird.
Die Messung der Phase in dem Schwingkreis erfolgt beispielsweise auf der Grundlage einer Messung des Stroms I in dem Schwingkreis, wie sie durch ein Element 23 symbolisiert ist. Dieses Strommesselement liegt in Reihe mit dem Element 24 und der Induktivität L1. Das Meßergebnis MES wird dem Phasenkomparator 21 zugeführt, der dann die Phase des durch den Block 23 gemessenen Stroms mit dem Bezugssignal REF vergleicht und mit Hilfe des Signals CTRL das kapazitive Element 24 entsprechend regelt.
Man erkennt, dass die Phasenregelschleife genügend langsam sein muss, um nicht die Phasenmodulation mit 847,5 kHz zu behindern, jedoch ausreichend schnell bezüglich der Bewegungsgeschwindigkeit eines Transponders in dem Feld des Terminals, die im allgemeinen an die Geschwindigkeit einer Handverstellung gebunden ist. Beispielsweise ist eine Ansprechdauer in der Größenordnung einer Millisekunde geeignet, da die Verschiebungsdauer eines Transponders in der Größenordnung von mehreren Hundert Millisekunden liegt.
Für eine Betriebsweise mit Verstimmung kann man beispielsweise die Bezugsphase des Komparators 21 im Sinne einer Änderung des Soll-Regelwerts der Schleife verändern, die dann auf einen anderen Wert regelt, wobei die zu vergleichenden Signale dann um einen von 90° als Grundwert verschiedenen Wert in der Phase versetzt sind. Statt die Bezugsphase des Komparators 21 zu ändern, kann man die Vorspannung des Elements 24 versetzen, beispielsweise mit Hilfe eines Netzwerks von umschaltbaren Widerständen, das durch den Mikroprozessor des Terminals gesteuert wird, um den Vorspannwiderstand des Elements 24 variabel zu machen.
In der Ausführungsform von 5 dient der Phasenkomparator 21 vorzugsweise auch zur Demodulation des von einer eventuellen Retromodulation des Transponders herrührenden Signals Rx.
Zur Anwendung einer Verstimmung der Schwingkreise, wenn diese sich in sehr enger fester Kopplung befinden, verwendet man eine Information relativ bezüglich des das Terminal von dem Transponder trennenden Abstands. Dieser Abstand kann durch den Transponder und/oder durch das Terminal bestimmt werden.
6 zeigt ein Beispiel eines Transponders 30 zur Vornahme einer Bestimmung der Stellung des Transponders relativ bezüglich der Stellung kritischer Kopplung. Wie zuvor beschrieben, ist dieser Transponder ausgehend von einem Parallel-Schwingkreis mit einer Induktivität oder Antenne L2 und einem Kondensator C2' zwischen zwei Anschlüssen 11', 12' der Schaltung ausgebildet.
Bei der in 6 veranschaulichten Ausführungsform ist die zur Gewinnung einer durch einen Kondensator Ca geglätteten Speise-Gleichspannung Va durchgeführte Gleichrichtung eine Halbwellen-Gleichrichtung mit Hilfe einer Diode D, deren Anode mit dem Anschluss 11' und deren Kathode mit dem positiven Anschluss 14 des Kondensators Ca verbunden sind. Die Bezugsspannung 15 entspricht dem direkt mit dem Anschluss 12' verbundenen negativen Anschluss des Kondensators Ca. Die Spannung Va ist für einen Elektronikschaltungsblock 31 bestimmt, der beispielsweise die Schaltungen 16 bis 20 aus 1 umfasst. Zwischen den Anschlüssen 11 und 12 liegt ein Kondensator C3 in Reihe mit einem Unterbrecherschalter (beispielsweise einem MOS-Transistor) K1.
Die elektronische Schaltung ist mit einem Eingang DET versehen, welchem die lokale Speisespannung Va zugeführt wird. Dieser Eingang DET ist einer (nicht dargestellten) Schaltung zur Messung der Spannung Va und wenig stens einem Element zur Speicherung dieser Messung zugeordnet. Gemäß einem speziellen Ausführungsbeispiel kann es sich um einen Mikroprozessor (6, 1) handeln.
Die Speicherung der gemessenen Spannungswerte kann entweder in analoger Weise, jedoch vorzugsweise in digitaler Weise mit mehreren Bits erfolgen, wobei die Bitzahl von der gewünschten Genauigkeit der Analyse abhängt.
Die Bestimmung der Entfernung erfolgt beispielsweise in folgender Weise. Sobald der Transponder sich in Reichweite eines Terminals befindet, und vorzugsweise sobald der Transponder durch seinen Eintritt in das Feld eines Lese-Terminals aktiviert wird (gespeist wird), führt man periodisch den folgenden Messzyklus durch. Der Transistor K1 ist anfangs geschlossen, der Schwingkreis ist abgestimmt. Man speichert die an dem Anschluss DET vorhandene Spannung. Sodann öffnet man den Transistor K1. Die Schaltung befindet sich sodann in einem verstimmten Zustand, ihre Resonanzfrequenz wird beispielsweise auf mehr als das Doppelte der Abstimmfrequenz verschoben, falls die Kondensatoren C2' und C3 denselben Betrag haben. Erneut wird die Spannung an dem Anschluss DET gespeichert. Als Abwandlungsmöglichkeit kann die erste Messung mit verstimmtem Schwingkreis erfolgen. Man vergleicht dann die beiden erhaltenen Werte miteinander und speichert, beispielsweise auf einem einzigen Bit, das Resultat dieses Vergleichs.
Man erkennt, dass die zur Durchführung der beiden Messungen ,im abgestimmten Zustand' und ,im verstimmten Zustand' erforderliche Zeitdauer (beispielsweise in der Größenordnung von einigen hundert Mikrosekunden) klein ist im Vergleich mit der Geschwindigkeit der Verlagerung des Transponders, die in den meisten Anwendungsfällen der Geschwindigkeit einer Handbewegung entnspricht.
Man erkennt auch, dass die Zeitdauer, während welcher man den Schwingkreis verstimmt, um eine Messung vorzunehmen, vorzugsweise so gewählt ist, dass sie wesentlich verschieden von der Halbperiode des Sub-Trägers ist, damit diese Messung von dem Terminal nicht als eine Retromodulation interpretiert wird. Tatsächlich übersetzt sich die Verstimmung des Transponder-Schwingkreises in eine Phasenverschiebung des Signals in dem Terminal-Schwingkreis L1C1 (1), was bei der Entfernungsbestimmung nicht als eine Datenübertragung verstanden werden darf.
Der vorstehende Zyklus von Messungen wird nach einem kurzen Zeitintervall (beispielsweise in der Größenordnung einer Millisekunde) wiederholt, das klein bleibt im Vergleich zur Zeit der Vorbeibewegung eines Transponders an einem Terminal (mehrere Hundert Millisekunden).
Der Verlauf des Betrags des Vergleichs-Bits gestattet die Feststellung, ob der Transponder sich näher oder weniger nahe an dem Terminal befindet relativ bezüglich der Stellung kritischer Kopplung. Wenn das Bit einen höheren Pegel in dem verstimmten Zustand als im abgestimmten Zustand anzeigt, so bedeutet dies, dass der Transponder sich sehr nahe an dem Terminal (d. h. in enger Kopplung) befindet. Im entgegengesetzten Fall ist der Transponder entweder nahe dem Zustand kritischer Kopplung oder zwischen der Stellung kritischer Kopplung und der Grenze der Reichweite des Systems.
Die Entfernungsbestimmung relativ bezüglich der kritischen Kopplung bietet den Vorteil, dass die vorgenommene Zonendetektion (eng-feste Kopplung oder lose Kopplung) sich einer differentiellen Messung annähert. Tatsächlich erfolgt die Detektion relativ bezüglich der kritischen Kopplung, die von dem System und seiner Umgebung abhängt. Nur bei kritischer Kopplung ist der gewonnene Spannungspegel maximal, wenn die Schwingkreise abgestimmt sind. Es ist daher nicht erforderlich, einen speziellen Bezugswert oder eine spezielle Entfernungsschwelle vorzusehen. Mit anderen Worten, dieser Entfernungsschwellwert zwischen den beiden Betriebsarten abgestimmt und verstimmt ist dann selbstanpassend.
Der Transponder 30 umfasst auch eine Schaltung zur Widerstands-Retromodulation, die vorzugsweise aus zwei Widerständen R3, R4 jeweils in Reihe mit einem Unterbrecherschalter K3, K4 zwischen den Anschlüssen 14 und 15 besteht. Die Widerstände R3 und R4 haben unterschiedliche Werte, und zwar einen relativ hohen und einen relativ niedrigen.
Befindet man sich zwischen der Stellung kritischer Kopplung und dem Terminal, so verwendet man den Widerstand R3 hohen Betrags zur Durchführung der Retromodulation und öffnet (d. h. sperrt) den Transistor K1. Man befindet sich dann in einer verstimmten Funktionsweise des Systems, die nahe einer Funktion als Transformator ist.
Ist man von der Stellung kritischer Kopplung entfernt, und zwar weiter von dem Terminal entfernt als diese Stellung, so läuft dies darauf hinaus, dass die Kopplung lose ist. Man schließt dann den Transistor K1 und führt die Widerstands-Retromodulation mit Hilfe des Widerstands R4 aus, der niedrigeren Betrag hat. Man befindet sich dann in einem herkömmlichen Funktionsmode.
Man erkennt, dass man durch Verwendung eines Widerstands niedrigen Betrags, wenn man sich entfernt von dem Terminal befindet, die Reichweite des Systems optimiert. Das Verhältnis zwischen den betreffenden Widerstandswerten der Widerstände R3 und R4 liegt beispielsweise zwischen 4 und 10 (wenn R3 einen Betrag zwischen 0,4 und 5 kΩ und R4 einen Betrag zwischen 100 und 500 Ω besitzen), und vorzugsweise in der Größenordnung von 6 (beispielsweise ungefähr 1500 und 250 Ω).
Gemäß einer Abwandlung dient der zur Verstimmung der Schaltung für die Entfernungsbestimmung dienende Kondensator C3 auch als Mittel zur Retromodulation. In diesem Falle werden die Widerstandsumschaltungen R3, K3 und R4, K4 fortgelassen und die Beträge der Kondensatoren C2' und C3 so gewählt, dass der Betrag der Verstimmung mit der Phasenverschiebung kompatibel ist, die im Falle einer kapazitiven Modulation durch das Terminal detektiert werden muss. Die kapazitive Modulation beeinflusst direkt die Phase der Spannung an den Anschlüssen der Induktivität L1 des Terminals, ohne Auswirkung auf ihre Amplitude. Dies vereinfacht und erleichtert die Phasendetektion durch das Terminal. Man erkennt, dass der Typ von Retromodulation die Codierung nicht verändert, d. h. das Steuersignal für den oder die Retromodulation-Unterbrecher mit der Frequenz des Sub-Trägers.
Für eine Entfernungsbestimmung auf Seiten des Terminals kann man beispielsweise ein System anwenden, wie es in dem Dokument WO-A-97/34250 beschrieben ist. Jedoch nimmt man gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Bestimmung vor, welche keine Intervention des Transponders erfordert, d. h. die keinen Empfang von von dem Transponder herrührenden Daten benötigt.
7 zeigt in Teildarstellung ein Terminal gemäß der Erfindung, das mit Mitteln zur Bestimmung der Entfernung eines in sein Feld eintretenden Transponders versehen ist. 7 beruht auf 5, von welcher sie nur das kapazitive Element 24 und das Element 23 zur Strommessung wiedergibt.
Gemäß der Ausführungsform von 7 wird die Spannung an den Anschlüssen des Elements 24 mittels einer Widerstandsbrücke (Widerstände R5, R6) gemessen, deren mittlerer Knotenpunkt mit der Anode einer Diode D5 verbunden ist, deren Kathode mit einem ersten Eingang eines Komparators (COMP) 40 verbunden ist. Ein Kondensator C5 verbindet die Kathode der Diode D5 mit der Masse 2m. Der Kondensator C5 weist somit an seinen Anschlüssen eine Gleichspannung auf, die ein Abbild der Scheitelamplitude der Spannung im Knotenmittelpunkt der Brücke R5-R6 ist. An einem zweiten Eingang des Komparators 40 wird eine Bezugsspannung Vref zugeführt. Wie zuvor erwähnt, bewirkt, wenn ein Transponder in das Feld des Termi nals eintritt, die von ihm gebildete Last eine Änderung des Stroms in dem Schwingkreis L1C1. Da die Schwingkreise mangels anderweitiger Vorkehrung abgestimmt sind, nimmt, je näher der Transponder kommt, die Spannung an den Anschlüssen des kapazitiven Elements ab. Die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität C1 (Element 24) ist tatsächlich gleich dem Produkt aus der Amplitude der von dem Wechselstromgenerator (Verstärker 3) gelieferten (konstanten) Spannung mit dem Güte-Faktor. Nun nimmt, wenn die Entfernung abnimmt, der Güte-Faktor ebenfalls ab. Die Ausgangsgröße des Komparators 40 zeigt daher die Lage bzw. Stellung des Transponders relativ bezüglich einem (in die Schwellwertspannung Vref transformierten) Entfernungsschwellwert an. Die Ausgangsgröße des Komparators 40 wird beispielsweise dem Mikroprozessor 6 zugeführt, um die Funktionsweise des Systems in den der engen Kopplung entsprechenden Funktionsmode zu kippen und die Verstimmung des oder der Schwingkreise(s) zu steuern.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Tatsache der Konstanthaltung der Phase im abgestimmten Zustand mit Hilfe der Regelschleife ermöglicht, die Entfernungs-Impedanz-Kennlinie monoton zu machen, d. h. ohne Wendepunkt, und so eine zuverlässige Bestimmung der Entfernung zu erhalten.
Man erkennt auch, dass, sobald einmal die Entfernungsbestimmung durch den Transponder oder durch das Terminal erfolgt ist, dasjenige dieser Elemente, das nicht an der Bestimmung beteiligt war, die Information mittels einer Datenübertragung von dem anderen Element zugeführt erhalten kann. Somit ist die Wahl des Modus der Verstimmung (Transponder, Terminal, Transponder und Terminal) unabhängig von dem Modus der Entfernungsbestimmung.
Selbstverständlich ist die vorliegende Erfindung verschiedenen Abwandlungen und Modifikationen zugänglich, die sich für den Fachmann ergeben. Insbesondere hängen die Bemessungen der verschiedenen Widerstands- und kapazitiven Elemente von der jeweiligen Anwendung und insbesondere von der Frequenz der verschiedenen Träger und von der Reichweite des Systems ab. Ebenso liegt die praktische Realisierung der verschiedenen Schaltungen eines Transponders oder eines Terminals gemäß der Erfindung im Bereich des fachmännischen Könnens, ausgehend von den hier vorstehend gegebenen funktionellen Hinweisen und Erläuterungen.
Des weiteren hängt die Wahl der Art der Entfernungsbestimmung von der jeweiligen Anwendung und von dem Element des Systems ab, das man vorzugsweise modifizieren möchte. Vorzugsweise erfolgt die Bestimmung der Entfernung, mit der Verstimmung, auf Seiten des Terminals, um so jede transponderseitige Modifikation zu vermeiden.
Des weiteren sei darauf hingewiesen, dass die Ausführung und Anwendung der Erfindung vollständig kompatibel mit den herkömmlichen Modulationsarten ist. Insbesondere kann die Datenübertragung vom Transponder zu dem Terminal stets auf der Grundlage einer Codierung mittels Phasensprung erfolgen, unabhängig, ob im abgestimmten oder im verstimmten Funktionszustand. Tatsächlich ändert die Verstimmung nicht die Frequenz des hochfrequenten Trägers (beispielsweise 13,56 MHz), an welchem die Phasensprünge im Rhythmus des Sub-Trägers (beispielsweise 847,5 kHz) detektiert werden.
Die einzige optionelle Modifikation ist eine Erhöhung der Übertragungsrate, wenn der Transponder und das Terminal im abgestimmten Zustand und in enger Kopplung vorliegen.
Unter den Anwendungen der vorliegenden Erfindung seien insbesondere die kontaktlosen Chipkarten (beispielsweise Identifikationskarten für Zugangskontrolle, elektronische Portemonnaie-Karten, Karten zur Speicherung von Information über den Karteninhaber, Karten betreffend Kundentreue von Konsumenten, Karten für das Gebührenfernsehen usw.) genannt sowie die Systeme zum Lesen und zum Lesen/Schreiben dieser Karten (beispielsweise die Terminals oder Portikale für Zugangskontrolle, automatische Produktdistributoren, Computer-Terminale, Telefon-Terminale, Fernseh- oder Decodersatelliten usw.).

Claims

Terminal (1') zur Erzeugung eines elektromagnetischen Feldes, das mit wenigstens einem Transponder (10, 30) bei dessen Eintritt in sein Feld zusammenzuwirken vermag, wobei das Terminal einen Schwingkreis (L1, C1) umfasst, der eine Erregungswechselspannung hoher Frequenz zu empfangen vermag, dadurch gekennzeichnet, dass das Terminal Mittel umfasst, um diesen Schwingkreis relativ gegenüber einer bestimmten Übertragungsfrequenz zu verstimmen, wenn ein Transponder weniger als 2 cm von dem Terminal entfernt ist.
Terminal nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel zum Verstimmen des Schwingkreises (L1, C1) aus Mitteln zur Regelung der Phase des Stroms in dem Schwingkreis relativ bezüglich einem Bezugswert bestehen, wobei der genannte Bezugswert unter zwei Werten gewählt werden kann in Abhängigkeit davon, ob der Schwingkreis im abgestimmten Modus oder im verstimmten Modus betrieben werden soll.
Terminal nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass es Mittel zum Vergleichen der Phase des Stroms in dem Schwingkreis (L1, C1) relativ bezüglich einem Hochfrequenzsignal aufweist, das einem Träger für die Fernspeisung des in das elektromagnetische Feld eintretenden Transponders (10, 30) entspricht.
Terminal nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Vergleichen der Phase des Schwingkreises (L1, C1) relativ gegenüber dem Bezugswert aus einem Phasendemodulator bestehen, der gleich zeitig zum Empfang eines von einem Transponder (10, 30) retromodulierten Signals dient.
Terminal nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass es des weiteren Mittel (40) zur Bestimmung der Abstandsentfernung umfasst, welche einen in sein Feld eintretenden Transponder (10, 30) trennt.
System zur draht- und kontaktlosen Datenübertragung zwischen einem Terminal (1') für die Erzeugung eines elektromagnetischen Feldes und wenigstens einem Transponder (10, 30), der keine Mittel zur autonomen Stromversorgung aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass das Terminal einem der Ansprüche 1 bis 5 entspricht.
System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Datenübertragungsrate von dem Transponder (10, 30) zu dem Terminal (1') unterschiedlich ist, je nachdem, ob der Schwingkreis (L1, C1) des Terminals auf die bestimmte Frequenz abgestimmt ist oder nicht.
System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Datenübertragungsrate von dem Terminal (1') zu dem Transponder (10, 30) unterschiedlich ist, je nachdem, ob der Schwingkreis (L1, C1) des Terminals auf die bestimmte Frequenz abgestimmt ist oder nicht.