DE69730954T2 - Verbessertes verfahren und vorrichtung zur steuerung einer geschalteten reluktanzmaschine - Google Patents

Verbessertes verfahren und vorrichtung zur steuerung einer geschalteten reluktanzmaschine Download PDF

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Im Allgemeinen ist eine Reluktanz-Maschine eine elektrische Maschine, in welcher Drehmoment erzeugt wird durch die Tendenz ihres beweglichen Teils, sich in eine Position zu bewegen, in der die Reluktanz einer erregten Wicklung minimiert ist (i. e. die Induktanz maximiert ist).
  • Bei einem Typ von Reluktanz-Maschinen erfolgt die Erregung der Phasenwicklungen mit einer gesteuerten Frequenz. Diese Maschinen werden im Allgemeinen als synchrone Reluktanz-Maschinen bezeichnet. Bei einem zweiten Typ von Reluktanz-Maschinen werden Schaltungen zum Ermitteln der Winkelposition des Rotors und zum Erregen der Phasenwicklungen als eine Funktion der Position des Rotors bereitgestellt. Dieser zweite Typ von Reluktanz-Maschinen ist im Allgemeinen bekannt als eine geschaltete Reluktanz-Maschine. Obwohl die Beschreibung der vorliegenden Erfindung im Kontext einer geschalteten Reluktanz-Maschine erfolgt, kann die vorliegende Erfindung auf alle Formen von Reluktanz-Maschinen angewendet werden, einschließlich synchrone und geschaltete Reluktanz-Motoren, synchrone und geschaltete Reluktanz-Generatoren, sowie auf andere Maschinen, die Phasenwicklungsanordnungen aufweisen, die denen von geschalteten Reluktanz-Maschinen ähnlich sind.
  • Die allgemeine Theorie der Gestaltung und des Betriebs von geschalteten Reluktanz-Maschinen ist wohl bekannt und ist zum Beispiel in „The Characteristics, Design and Applications of Switched Reluctance Motors and Drives", von Stephenson und Blake erörtert, und bei der PCIM '93 Konferenz und Ausstellung in Nürnberg, Deutschland, 21. bis 24. Juni 1993, vorgestellt worden.
  • Wenn eine geschaltete Reluktanz-Maschine in Betrieb ist, einschließlich bei geringen Drehzahlen oder einem Stillstand, können das Drehmoment (und andere Maschinenleistungsparameter) eingestellt werden durch Überwachen der Rotorposition, Erregen von einer oder mehreren Phasenwicklungen, wenn sich der Rotor in einer ersten Winkelposition befindet, im Folgenden als „Einschalt-Winkel (TEIN)" bezeichnet, und darauf folgendem Entregen der erregten Wicklungen, wenn der Rotor sich in eine zweite Winkelposition dreht, im Folgenden als „Ausschalt-Winkel (TAUS)" bezeichnet. Die Winkeldistanz zwischen dem Einschalt-Winkel und dem Ausschalt-Winkel wird oft als „Stromflusswinkel" bezeichnet.
  • Bei einem Stillstand und bei geringen Drehzahlen kann das Drehmoment einer geschalteten Reluktanz-Maschine durch Variieren der Größe des Stroms in den erregten Phasenwicklungen über die durch TEIN und TAUS definierte Zeitdauer gesteuert werden. Eine solche Stromsteuerung kann durch Zerhacken des Stroms unter Verwendung einer Stromreferenz mit Phasenstromrückkopplung erreicht werden. Eine solche Stromsteuerung wird als „Zerhacker-Modus"-Stromsteuerung bzw. "Chopping-Modus" Stromsteuerung bezeichnet. Alternativ kann Impulsbreitemodulation(PWM)-Spannungssteuerung verwendet werden.
  • Wenn die Winkelgeschwindigkeit des Motors zunimmt, wird ein Punkt erreicht, an dem die Menge des Stroms, der während jeder Phasenzeitdauer einer Phasenwicklung zugeführt werden kann, durch die rapide ansteigende Induktanz und elektromotorische Gegenkraft in Verbindung mit der Wicklung, begrenzt wird. Bei solchen Drehzahlen sind Impulsbreitemodulation oder Zerhacker-Strategien weniger wünschenswert und das Drehmoment der Maschine wird gewöhnlich durch Steuerung der Dauer des an die Wicklung während der Phasenzeitdauer angelegten Spannungsimpulses unter Bezug auf die Position des Rotors gesteuert. Weil ein einziger Spannungsimpuls während jeder Phasendauer angelegt wird, wird diese Form der Steuerung oft als „Einzelimpulssteuerung" bezeichnet.
  • Wenn ein geschalteter Reluktanz-Motor (oder Generator) in Betrieb ist, nimmt der magnetische Fluss in verschiedenen Teilen der Maschine kontinuierlich zu und ab. Dieser wechselnde Fluss wird sowohl beim Zerhacker-Modus als auch bei der Einzelimpulsstromsteuerung vorkommen. Der wechselnde Fluss führt zu schwankenden magnetischen Kräften, welche auf die ferromagnetischen Teile der Maschine aufgebracht werden. Diese Kräfte können unerwünschte Geräusche und Vibrationen erzeugen. Ein bedeutender Mechanismus, durch den diese Kräfte Geräusche erzeugen können, besteht im Ovalisieren des Stators, verursacht durch magnetische Kräfte, welche in dem Luftspalt, insbesondere senkrecht hierzu, auftreten. Da der magnetische Fluss entlang eines bestimmten Durchmessers des Stators zunimmt, wird der Stator im Allgemeinen durch die magnetischen Kräfte in eine ovale Form gezogen. Wenn der magnetische Fluss abnimmt, nimmt der Stator wieder seine unverzerrte Form an bzw. springt in diese zurück. Dieses Annehmen einer ovalen Form und Zurückspringen des Stators wird hörbare Geräusche erzeugen und kann unerwünschte Vibration verursachen.
  • Zusätzlich zu den Verzerrungen des Stators durch die ovalisierenden magnetischen Kräfte können akustische Geräusche und unerwünschte Vibration auch durch plötzliche Veränderungen in den magnetischen Kräften im Motor erzeugt werden. Diese abrupten Änderungen im Gradienten des magnetischen Flusses (i. e. der Änderungsrate des Flusses mit der Zeit) wird als „Hammerschläge" bezeichnet, da die Wirkung auf den Stator gleich ist wie diejenige eines Hammerschlages. Ebenso wie ein Hammerschlag bewirken kann, dass der Stator mit einer oder mehreren Eigenfrequenzen (bestimmt durch die Masse und Elastizität des Stators) vibriert, kann das abrupte Aufbringen oder Wegnehmen einer magnetischen Kraft bewirken, dass der Stator mit einer oder mehrerer seiner Eigenfrequenzen vibriert. Im Allgemeinen dominiert die niedrigste (oder fundamentale) Eigenfrequenz die Schwingung, obwohl höhere Harmonische durch wiederholte Erregung mit geeigneten Frequenzen betont werden können.
  • Zusätzlich zu den Verzerrungen des Stators, die von der Ovalisierung und dem Hammerschlagphänomen (wie zuvor beschrieben) verursacht sind, kann das Fluktuieren magnetischer Kräfte in dem Motor den Stator in anderer Weise verzerren, ebenso wie der Rotor und andere Teile des Maschinensystems verzerrt werden können. Beispielsweise können Verzerrungen des Rotors eine Resonanz des Rotorlagerschilds verursachen. Diese zusätzlichen Verzerrungen sind eine weitere potentielle Quelle unerwünschter Vibrationen und unerwünschten Geräusches.
  • Obwohl das Problem unerwünschten akustischen Geräusches und unerwünschter Vibrationen bekannt ist, lösen bekannte Steuerungssysteme für Reluktanz-Motoren dieses Problem nicht in adäquater Weise. Beispielsweise wird das allgemeine Problem akustischen Geräusches in geschalteten Reluktanz-Motorsystemen diskutiert in C. Y. Wu und C. Pollock, „Analysis and Reduction of Vibration and Acoustic Noise in the Switched Reluctance Drive", Proceedings of the IAS '93 Seiten 106–113 (1993). Im Allgemeinen involviert das von Wu und Pollock vorgeschlagene Verfahren eine Steuerung des Stroms in der Phasenwicklung derart, dass der Strom in zwei aufeinanderfolgenden Schaltschritten gesteuert wird, wobei der zweite Schaltschritt ungefähr nach einem halben Resonanzzyklus des ersten erfolgt, wobei der Resonanz-Zyklus definiert ist durch die Eigenfrequenz der Maschine. Dieser Ansatz wird typischerweise ausgeführt durch Abschalten einer der Stromvorrichtungen zu einem ersten Zeitpunkt, um eine erste stufenweise Reduktion der angelegten Spannung zu bewirken, und darauffolgendem späteren Abschalten der zweiten Stromvorrichtung. Zwischen der Zeit, wenn die erste Schaltvorrichtung abgeschaltet ist und die zweite Schaltvorrichtung abgeschaltet ist, kann Strom frei durch eine Freilaufdiode und die zweite Schaltvorrichtung fließen.
  • Der zuvor diskutierte Zweistufenspannungsreduktionsansatz zur Geräuschreduktion in geschalteten Reluktanz-Motoren weist schwerwiegende Begrenzungen und Nachteile auf. Eine dieser Begrenzungen ist, dass in vielen Fällen der Zweistufenspannungsreduktionsansatz ein präzises Schalten der Schaltvorrichtungen innerhalb der durch die Einschalt- und Ausschaltwinkel (i. e. das Winkelintervall, während dessen die Phasenwicklung erregt ist) erfordert. Zudem begrenzt der Zweistufenspannungsreduktionsansatz die Flexibilität zum dynamischen Anpassen der Freilaufperiode für jeden Phasenzyklus. Wie zuvor erörtert, wird in dem Zweistufenspannungsreduktionsansatz die Dauer der Freilaufperiode optimiert, um das von dem System bei einer einzelnen Eigenfrequenz erzeugte Geräusch zu reduzieren. Es gibt viele Fälle, bei denen es wünschenswert wäre, die Freilaufdauer gemäß anderer Kriterien zu optimieren.
  • Eine zusätzliche Einschränkung des Zweischrittspannungsreduktionsansatzes, und anderer Ansätze, die Freilauf dazu verwenden, Geräusche zu reduzieren, besteht darin, dass, da typischerweise nur eine Freilaufperiode pro Phasenerregungszyklus vorliegt, Freilaufen im Allgemeinen nur von einer einzelnen Frequenz des Motorsystems erzeugtes Geräusch reduziert. Freilaufen zur Geräuschreduktion bei einer Frequenz reduziert in Motorsystemen, die mehrfache Resonanzfrequenzen haben, nicht Geräusch, das bei anderen Frequenzen erzeugt wird. Dementsprechend reduzieren derartige Ansätze nicht zahlreiche Quellen unerwünschten Geräusches. Ein weiterer Nachteil des Freilaufansatzes besteht darin, dass es verschiedene Motorsteuerungssysteme gibt (z. B. H-Schaltungen mit einem Split-Kondensator, Stromschienenschaltkreisen, Ringschaltkreisen und dergleichen), welche einfach ein Freilaufen nicht erlauben. Diese Systeme können Freilauf nicht verwenden, um Geräusch zu reduzieren.
  • Die vorliegende Erfindung überwindet zahlreiche dieser Beschränkungen und Nachteile, die mit den bekannten Systemen zusammenhängen, und stellt ein einzigartiges Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern der Phasenspannung und der Phasenwicklungsströme in einer Phasenwicklung einer geschalteten Reluktanz-Maschine bereit, um, beispielsweise, unerwünschte Maschinengeräusche und Vibrationen zu reduzieren.
  • Die US 5446359 offenbart ein Verfahren zur Geräuschreduktion in einer geschalteten Reluktanz-Maschine, bei der abklingender Strom in dem inaktiven Teil jeder Phase gesteuert wird.
  • Die US-A-5 461 295 offenbart ein Verfahren zur Geräuschreduktion in einem geschalteten Reluktanz-Motor durch Stromprofilmanipulation, bei dem der Übergang im Stromprofil, wenn eine Phase von aktiv auf inaktiv geschaltet wird, dahingehend gesteuert wird, moderat zu sein.
  • Die vorliegende Erfindung ist in dem beigefügten Anspruch 1 definiert. Einige bevorzugte Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen 2–9 genannt.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern der Durchschnittsspannung, die an eine Phasenwicklung einer Maschine, insbesondere einer Reluktanz-Maschine, während einer Periode des Stromanstiegs und einer Periode des Stromabfalls angelegt wird, um die Maschinenleistung zu verbessern durch Reduktion abrupter Änderungen in dem Phasenstrom und dem Magnetfluss, der mit der Phase oder mit einer oder mehreren benachbarten erregten Phasen zusammenhängt. Ein Aspekt dieser verbesserten Ausführung ist eine Reduktion des hörbaren Geräuschs und der von der Maschine erzeugten Vibration. Hörbares Geräusch und Vibration werden in einer Reluktanz-Maschine teilweise als Ergebnis schneller Wechsel des magnetischen Flusses erzeugt, welcher dazu tendiert, Maschinenteile zu verzerren oder zu ovalisieren. Ein Steuern der Änderungsrate in der Spannung und dem Strom in den Phasenwicklungen während der Zeitdauer bzw. Perioden, wenn eine Wicklung von einem Null- oder nahezu Null-Spannungszustand auf einen Maximalspannungszustand erregt wird oder von einem Maximalspannungszustand auf einen Null- oder nahezu Null-Spannungszustand, kann zu einer weniger schnellen Änderung des magnetischen Flusses führen und hierbei hörbares Geräusch und Vibration reduzieren.
  • Eine beispielhafte Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung betrifft einen Controller bzw. eine Steuerungseinrichtung und einen zugeordneten Schaltkreis. Das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung betrifft eine Reihe von Schritten, die von der Steuerungseinrichtung durchgeführt werden, welche den Arbeitszyklus bzw. das Schaltverhältnis oder die relative Einschaltdauer des Spannungsimpulses, der auf eine Phasenwicklung während eines Stromanstiegs und Stromabfalls angelegt wird, als eine Funktion der Drehzahl und des Drehmomentausgangs und Anforderungen der Reluktanz-Maschine regelt.
  • Die Steuerungseinrichtung weist einen Schaltkreis auf, der in verschiedenen bestimmten Modi operieren kann. Die unterschiedlichen Modi können auf der Basis der Ausgangserfordernisse des Systems, beispielsweise Drehzahl- oder Drehmomentanforderungen, ausgewählt werden. Die Steuerungseinrichtung kann in einem einzelnen Modus operieren oder kann dahingehend programmiert sein, Modi basierend auf den tatsächlichen Betriebscharakteristiken der Maschine zu ändern. Die unterschiedlichen Modi definieren die optimalen Rotorwinkelpositionen, bei denen die Phasenwicklungen erregt und entregt werden gemäß der gewünschten Drehzahl und/oder Drehmomentausführung der Maschine. Die Steuerungseinrichtung enthält zudem einen Schaltkreis, der die Spannung, welche an die Phase angelegt wird zum Zeitpunkt der Erregung der Wicklung, regelt, bis ein gewünschter Maximalstrom erreicht ist. Die Schaltung kann einen Mikroprozessor aufweisen, der basierend auf Feedback-Signalen, welche die tatsächliche Drehzahl und das Drehmoment der Maschine wiedergeben, den in der Phasenwicklung gewünschten Maximalstrom bestimmt.
  • In einer beispielhaften Ausführungsform wird die Durchschnittsspannung, die an die Wicklung angelegt ist, von dem Zeitpunkt, wenn die Phase erregt wird, bis zu dem Zeitpunkt, wenn der maximale Strom in der Phase erreicht ist, kontrolliert durch Verwendung von Weichzerhacker(Soft-Chopping)-Techniken, d. h. Schalten der Phasenwicklung zwischen einem Schaltkreis, der eine positive Gleichspannung anlegt, und einem Schaltkreis, der eine Nullspannung anlegt, wodurch ermöglicht wird, dass der Strom in der Phasenwicklung freiläuft und langsam abnimmt. In dieser Ausführungsform wird der Weichzerhackerschaltzyklus berechnet als eine Funktion der Winkelgeschwindigkeit des Rotors und des von der Maschine erzeugten Drehmoments und der gewünschten Drehzahl oder dem Drehmoment der Maschine. Als Ergebnis wird der Gradient des ansteigenden Stroms in der Phasenwicklung mit der Drehzahl und dem Drehmoment der Maschine variieren.
  • In einer anderen Ausführungsform werden von dem Zeitpunkt, wenn die Phase ihren gewünschten Maximalstrom aufweist, bis zu dem Zeitpunkt, wenn die Phase entregt ist, Weich-Zerhacker-Techniken fortgeführt, um den Strom auf der gewünschten Höhe zu halten. Alternative Verfahren zum Steuern der Stromhöhe können angewandt werden, beispielsweise Hart-Zerhacker(Hard Chopping)-Techniken, wobei die Phase geschaltet wird zwischen einem Schaltkreis, der eine positive Gleichspannung anlegt, und einem Schaltkreis, der eine negative Gleichspannung anlegt, wodurch der Strom in der Wicklung schnell auf Null gebracht wird.
  • In einer beispielhaften Ausführungsform wird zu dem Zeitpunkt, wenn die Phase entregt ist, bis zu dem Zeitpunkt, wenn der Strom in der Phase bei oder nahe Null ist, die an die Wicklung angelegte Durchschnittsspannung gesteuert durch Verwendung von Hart-Zerhacker-Techniken. Ein Aspekt dieser Ausführungsform besteht darin, einen anfänglichen Arbeitszyklus für den anzulegenden Spannungsimpuls zu berechnen, der eine Funktion des letzten Weich-Zerhacker-Arbeitszyklusses ist, und eine Nettomittelspannung an die Phasenwicklung in dem ersten Hart-Zerhacker-Arbeitszyklus anzulegen, die die gleiche ist wie die Nettodurchschnittsspannung zu dem Zeitpunkt, an dem die Phase entregt ist. Es ist ebenfalls ein Aspekt dieser Ausführungsform, dass der Arbeitszyklus des Hart-Zerhacker-Impulses, während der Zeitdauer, wenn der Strom in der Phase abnimmt, modifiziert und derart gesteuert wird, dass die Nettodurchschnittsspannung, die an die Wicklung angelegt ist, von einer positiven Gleichspannung auf Nullspannung, auf eine negative Spannung verändert wird, bis der Strom in den Wicklungen Null erreicht oder einen gewünschten Wert nahe Null. Die Änderungsrate des Arbeitszyklusses variiert als eine Funktion der Winkelgeschwindigkeit des Rotors und des von der Maschine erzeugten Drehmoments und der gewünschten Drehzahl oder dem Drehmoment der Maschine. Als Ergebnis wird der Gradient des abnehmenden Stroms in der Phasenwicklung mit der Drehzahl und dem Drehmoment der Maschine variieren.
  • In anderen beispielhaften Ausführungsformen, bei denen der Strom in der Phase vor der Entregung durch entweder Hart-Zerhacken, auch Hart-Choppen genannt, oder Soft-Zerhacken, auch Soft-Choppen genannt, gesteuert wird, wird der letzte vollständige Arbeitszyklus oder die Nettodurchschnittsspannung vor der Entregung festgehalten und die gleiche Hart-Chopping oder Soft-Chopping-Schaltstrategie fortgeführt, wobei der Arbeitszyklus von einer positiven Nettodurchschnittsspannung auf Null oder eine negative Nettodurchschnittsspannung abgeflacht wird. Anschließend, zu einem oder mehreren vorbestimmten Zeitpunkten, oder bei einer oder mehreren vorausgewählten Rotorpositionen während der Zeitdauer, zu der der Arbeitszyklus abgeflacht wird, kann der Arbeitszyklus wiederum festgehalten werden und die Schaltstrategie kann wiederum geändert werden. Dies kann ein Ändern der Schaltstrategien beinhalten, beispielsweise dass ein Hart-Chopping-Arbeitszyklus angewandt wird, der mit der gleichen Nettodurchschnittsspannung beginnt wie der vorherige Arbeitszyklus, jedoch mit einer bestimmten Rate abgeflacht wird, oder ein Betätigen beider Schalter in einen nichtleitenden Zustand, wodurch die volle negative Spannung angelegt wird. Es versteht sich für den Fachmann, dass die erfindungsgemäße Steuereinrichtung während der Periode nach der Entregung der Phasenwicklung die Schaltstrategien in vielen möglichen anderen Kombinationen als den zuvor diskutierten kombinieren kann.
  • Die erfindungsgemäße Steuereinrichtung kann diese Techniken zum Steuern der Rate des Stromanstiegs und des Stromabfalls in einer einzelnen Phasenwicklung einer Reluktanz-Maschine oder einer anderen Vorrichtung, in der Strom gesteuert wird als eine Funktion einer Rotorposition, oder in mehreren Phasenwicklungen durchführen. Die Steuerungsvorrichtung und das Verfahren sind auf jedes Betriebsverfahren anwendbar und jedes Verfahren der Bestimmung der Rotorposition, bei der die Phase erregt und entregt wird, da die Rotordrehzahl und das Maschinendrehmoment in dem Einschaltzyklus des erforderlichen angelegten Spannungsimpulses als Faktor enthalten sind.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Weitere Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung erschließen sich beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung unter Bezug auf die Zeichnungen, in denen
  • 1 ein Reluktanz-Maschinensystem gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt,
  • 2 die Reluktanz-Maschine 20 gemäß 1 detaillierter zeigt,
  • 3A den Stromrichter 30 gemäß 1 detaillierter zeigt,
  • 3B die Spannungstypen zeigt, die in einer Reluktanz-Maschine von einem Stromrichter 30 über eine Phasenwicklung erstellt werden können,
  • 4A und 4B den Controller 40 gemäß 1 deutlicher zeigen,
  • 5A in Form eines Flussschaubildes ein von dem Controller 40 zum Auswählen eines Hart-Chopping-Einschaltzyklus zum Zerhacken bei der TAUS-Rotorstellung zeigt,
  • 5B eine typische maximal angelegte Durchschnittsspannung (definiert durch einen vereinfachten Hart-Rampen-Start-Einschaltzyklus) über der Drehmomentausgangsberechnung für verschiedene Drehzahlen zeigt,
  • 5C eine Spannung zeigt, die mittels des Verfahrens und der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung an eine Phasenwicklung angelegt ist sowie die resultierende Stromwellenform, die in der Phase erzeugt wird,
  • 5D die Nettodurchschnittsspannung zeigt, die an eine Phasenwicklung mittels des Verfahrens und der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung angelegt wird sowie die resultierende Stromwellenform, die in der Phase erzeugt wird,
  • 6A in Form eines Flussschaubildes ein Verfahren zeigt, bei dem der Controller 40 ein kontrolliertes Herunterregeln (RAMP-DOWN) des Phasenstroms durch schrittweises Reduzieren der an die Phasenwicklung angelegten Nettodurchschnittsspannung durchführt,
  • 6B beispielhaft Kurven zum Auswählen eines Abflachungsgradienten (RAMP-DOWN-GRADIENT) zeigt, welcher die Änderungsrate der an die Wicklung angelegten Nettodurchschnittsspannung als eine Funktion der Maschinendrehzahl und des Drehmoments definiert,
  • 6C einen beispielhaften Schaltkreis zum Ausführen des Abflachungs(RAMP-DOWN)-Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt,
  • 7A eine alternative Ausführungsform der Erfindung zeigt, wobei eine +HVDC auf Nullspannung-Soft-Chopping-Schaltstrategie bei TAUS verwendet wird, der Schaltzyklus auf Null abgeflacht wird und dann eine Hart-Chopping-Schaltstrategie verwendet wird,
  • 7B eine andere alternative Ausführungsform der Erfindung zeigt, wobei eine +HVDC auf Nullspannung-Soft-Chopping-Schaltstrategie bei TAUS verwendet wird, der Schaltzyklus auf Null abgeflacht wird und dann eine –HVDC auf Nullspannung-Soft-Chopping-Schaltstrategie verwendet wird,
  • 8A in Form eines Flussdiagramms ein Verfahren zeigt, bei dem der Controller 40 (i) ein kontrolliertes Ansteigen (RAMP-UP) des Phasenstroms durchführt sowie (ii) einen effizienten Festfrequenz-Chopping-Schaltkreis in einem aktiven Zyklus,
  • 8B den Strom in einer Phasenwicklung und den Schaltzyklus der angelegten Spannungsimpulse während des RAMP-UP zeigt,
  • 8C einen beispielhaften Schaltkreis zum Ausführen der Aufstell(RAMP-UP)- und Abflach(RAMP-DOWN)-Steuerungsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, und
  • 9A und 9B eine traditionelle Stromwellenform (9A) mit einer Stromwellenform, die durch Verwendung des Verfahrens und der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung (9B) erzeugt wurden, zeigt.
  • Gleiche Bezugszeichen zeigen gleiche Teile bei unterschiedlichen Ansichten der Zeichnungen.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Obwohl die vorliegende Erfindung anhand eines Systems diskutiert wird, welches eine Reluktanz-Maschine beinhaltet, können das Verfahren und die Vorrichtung auf viele andere Maschinensysteme, bei denen Strom an eine Wicklung oder Spule als Funktion einer Rotor- oder Armaturenposition angelegt wird, einschließlich verschiedener Induktanz-Motorsysteme, Schrittmotorsysteme und anderer Motor- oder Generatorsysteme, verwendet werden. Bezugnehmend auf die Zeichnungen und unter Hinweis auf 1 ist ein Beispiel eines Systems 10, das verwendet werden kann, um das erfindungsgemäße Verfahren auszuführen, in Blockform dargestellt.
  • Wie dargestellt, empfängt eine elektronische Steuereinrichtung bzw. ein elektronischer Controller 40 Signale von einem Rotorpositionsübertrager („RPT") 3. Der RPT 3 detektiert die Winkelstellung des Rotors einer Reluktanz-Maschine 20 und stellt Controller 40-Signale bereit, die die Rotorposition wiedergeben. Der RPT 3 kann optische oder magnetische Sensoren aufweisen und kann von bekanntem Aufbau sein. Es werden Ausführungsformen ins Auge gefasst, bei denen der RPT 3 durch einen Schaltkreis ersetzt ist, der die elektrischen Charakteristiken der Phasenwicklung überwacht und Signale, die die Winkelstellung des Rotors und/oder dessen Drehzahl wiedergeben, ohne die Verwendung von Positionssensoren bereitstellt. Ein derartiger sensorloser Ansatz ist in der derzeitig anhängenden Anmeldung mit der Seriennummer 08/549,457 „Rotor Position Sensing in a Dynamoelectric Machine Using Coupling Between Machine Coils" offenbart, die am 27. November 1995 eingereicht und an den Übertragungsempfänger der vorliegenden Erfindung übertragen wurde.
  • In der Ausführungsform gemäß 1 leitet der Controller 40 eine Anzeige der Winkelgeschwindigkeit des Rotors der Reluktanz-Maschine 20 durch geeignete Verarbeitung der von dem RPT 3 bereitgestellten Positionsinformation ab. Alternative Ausführungsformen werden ins Auge gefasst, bei denen ein separater Drehzahlmesser oder eine ähnliche Vorrichtung Drehzahlinformationen an den Controller 40 abgeben.
  • Zusätzlich zum Empfangen von Signalen vom RPT 3 betreffend die Rotorposition und Winkelgeschwindigkeit der Maschine empfängt der Controller 40 auch über eine Leitung 4 Feedback-Signale von einem Stromrichter 30. In einer Ausführungsform repräsentieren die Feedback-Signale die Ströme, die von dem Stromrichter 30 an die Phasenwicklungen des Rotors geliefert werden. Der Controller empfängt ebenfalls ein extern erzeugtes Signal auf einer Leitung 2, welches dem gewünschten Drehmoment oder der Drehzahl der Maschine 20 entspricht.
  • Als Reaktion auf die Rotorpositionssignale vom RPT 3, die Feedback-Signale von einem Stromrichter 30 und dem Drehmoment/Drehzahlbefehl auf Leitung 2 stellt der Controller 40 Schaltsignale (manchmal als „Auslösesignale" bezeichnet) über Leitungen 4a–4c zu einer Anzahl von Stromschaltvorrichtungen, auch Netzschaltereinrichtungen genannt, die einen Stromwandler 30 umfassen, bereit. Die Schaltvorrichtungen in dem Stromwandler 30 sind über Leitungen 5a–5c mit drei Phasenwicklungen A, B und C einer Dreiphasen-geschalteten Reluktanz-Maschine 20 verbunden. Die drei Phasenwicklungen der Maschine (A, B und C) sind schematisch in 1 dargestellt. Der Fachmann erkennt, dass, obwohl eine Dreiphasenmaschine zu illustrativen Zwecken dargestellt ist, Maschinen mit mehr oder weniger als drei Phasenwicklungen verwendet werden können. Die vorliegende Erfindung betrifft in gleicher Weise solche Maschinen.
  • Im Allgemeinen reagiert der elektronische Controller 40 auf die Positionssignale von der RPT 3 durch Erzeugen von Auslösesignalen für jede der drei Phasen des Motors, um die Stromschaltvorrichtungen (power devices) im Stromrichter 30 so zu schalten, dass die Phasenwicklungen A, B und C in geeigneter Reihenfolge über Winkelabschnitte der Rotordrehung erregt werden, um Drehmoment in einer gewünschten Richtung zu erzeugen.
  • 2 zeigt in größerem Detail die Dreiphasen-Reluktanz-Maschine 20 gemäß 1.
  • Im Allgemeinen besteht die Reluktanz-Maschine 20 aus einem Stator 22, der gemäß bekannten Techniken aus aufeinander geschichteten Statorelementen aufgebaut ist, die zwölf nach innen gerichtete Statorpole 23 definieren. Diese Pole definieren eine Hauptstatorachse (aus 2 nach außen vorstehend). Ein Rotor 24 ist mit einer drehbaren Welle (nicht gezeigt) verbunden, die koaxial mit der Hauptachse des Stators verläuft. Die Welle ist in Lagern gelagert und kann frei rotieren. Der Rotor 24 ist aus aufeinander gestapelten Rotorelementen gebildet, die acht nach außen vorstehende Rotorpole 25 bilden.
  • Jedem Statorpol 23 zugeordnet ist eine gewickelte Drahtspule 26a, 26b und 26c. Die Spulen gegenüberliegender Statorpole sind so platziert, dass Strom, der in den gegenüberliegenden Statorpolen zum gleichen Zeitpunkt fließt, nach innen gerichtete elektromagnetische Kräfte unterschiedlicher Polaritäten erzeugt.
  • In der Reluktanz-Maschine gemäß 2 sind Spulensätze, die gegenüberliegenden Statorpolen 23 zugeordnet sind, so zusammengefasst, dass sie drei Phasenwicklungen A, B und C bilden, wobei jede Phasenwicklung vier Spulen 26 umfasst und wobei jede Phase vier Statorpolen 23 zugeordnet ist. Die abschließenden Enden der drei Phasenwicklungen A, B und C sind mit den Ausgängen des Stromrichters 30 über Verbindungsleitungen 5a, 5b und 5c verbunden.
  • Wenn elektrischer Strom durch die Phasenwicklungen einer gegebenen Phase (zum Beispiel Phasenwicklung A) fließt, werden zwei Sätze entgegengerichteter elektromagnetischer Kräfte von entgegengesetzter Polarität in der Maschine erzeugt. Dies ist in 2 durch den Bezug auf die Phase ANord- und Phase ASüd-Elektromagneten dargestellt, welche erzeugt werden, wenn Strom in einer gegebenen Richtung durch die Phasenwicklung A fließt. Die durch diesen Strom erzeugten Elektromagneten erzeugen eine Anziehungskraft zwischen den erregten Statorpolen 23 und den Rotorpolen 25, welche ein Drehmoment erzeugt. Durch Schalten der Erregung von einer Phasenwicklung zur anderen wird das gewünschte Drehmoment beibehalten, unabhängig von der Winkelstellung des Rotors. Durch Schalten der Erregung der Phasenwicklungen zum Entwickeln eines positiven Drehmoments kann die Maschine als Motor betrieben werden. Durch Erregung der Phasenwicklungen zur Erzeugung eines negativen Drehmoments kann die Maschine als Bremse oder Generator betrieben werden. Die Größe des erzeugten Drehmoments kann gesteuert werden durch Steuerungen des Stroms in der erregten Phasenwicklung, welcher die Stärke des erzeugten elektromagnetischen Feldes steuert.
  • Zu Darstellungszwecken ist eine Dreiphasenmaschine mit zwölf Statorpolen und acht Rotorpolen (i. e. eine 12/8-Maschine) gezeigt. Der Fachmann erkennt, dass andere Kombinationen (z. B. 6/2, 6/4, etc.) möglich sind und dass Maschinen mit mehr oder weniger als drei Phasenwicklungen verwendet werden können. Die vorliegende Erfindung ist in gleicher Weise auf derartige Maschinen anwendbar. Darüber hinaus ist die vorliegende Erfindung anwendbar auf umgekehrte Maschinen, bei denen der Stator innerhalb der Bohrung eines außen rotierenden Rotors positioniert ist, und auf Linearmaschinen, bei denen der Rotor sich linear bezüglich des Stators bewegt.
  • Wie in Verbindung mit 1 erläutert, werden die Phasenwicklungen der Reluktanz-Maschine durch Aufbringen von Strom auf die Phasenwicklungen mittels des Stromrichters 30 erregt. Der Stromrichter 30 ist in 3A detaillierter dargestellt.
  • Wie in 3A gezeigt, wird der Stromrichter 30 mit Wechselstrom versorgt mittels Eingangsstromleitungen AC+ und AC–. Eine Masseleitung kann ebenfalls über eine GND-Leitung (Masseleitung) an den Stromrichter 30 angelegt sein. Ein entsprechend bemessener Elektromagnetikinterferenz(„EMI")-Filter 31 empfängt und konditioniert die Eingangswechselspannung, bevor sie an einen Vollwellengleichrichter 32 geliefert wird.
  • Obwohl in 3A nicht dargestellt, kann ein Eingangsstromschutzkreis verwendet werden, um Beschädigungen der Komponenten des Stromrichters 30 zu verhindern. Beispielsweise kann eine Sicherung, die gemäß der maximal erlaubten Stromstärke ausgewählt ist, in Reihe mit einer der AC+ oder AC– Stromleitungen platziert sein oder ein Motorwärmeabschalter kann mit dem EMI-Filter 31 verbunden sein, um den Strom der Reluktanz-Maschine 20 abzuschalten, wenn eine übermäßig hohe Temperatur detektiert wird in der Nähe der Maschine 20 oder des Stromrichters 30.
  • Der Vollwellengleichrichter 32 empfängt die Wechselspannung und konvertiert sie in eine Gleichspannung, so dass hohe Gleichspannung auf Hochspannungs-DC-Busleitungen +HVDC und HVDCCommon verfügbar ist. Parallel geschaltete Gleichspannungsbuskondensatoren 34 werden verwendet, um den Ausgang des Vollwellengleichrichters 32 zu filtern und eine Gleichspannung über den Hochspannungs-DC-Bus bereitzustellen. Während die absolute Größe der Gleichspannung, die über dem Gleichspannungsbus bereitgestellt wird, abhängig von der Leistungseinstellung des gegebenen Stromrichters variieren kann, kann die Gleichspannung über den Hochspannungs-DC-Bus Höhen von 160 Volt für 110 Volt Wechselspannungseingang und über 300 Volt für 220 Volt Wechselspannungseingang erreichen.
  • Hilfsgleichspannungsstromquellen, die aus einer Reihe von entsprechend bemessenen Widerständen bestehen, können von dem Hochspannungs-DC-Bus betrieben werden. In dem Beispiel gemäß 3A wird ein 5 Volt-Vcc-Signal zum Versorgen des Controllers 40 durch die Widerstandskette 33a bereitgestellt. Eine ähnliche Widerstandskette 33b stellt eine Quelle von 5 Volt-Strom an den RPT 3 bereit.
  • Obwohl in 3A nicht gezeigt, könnten eine zusätzliche EMI oder geeignete Untervoltdetektoren (z. B. eine Widerstandskette mit einer resistiv/kapazitiven Ladung) über den Hochspannungs-DC-Bus verbunden sein. Solche Elemente sind nicht in spezieller Weise auf den Gegenstand dieser Offenbarung bezogen und gehören zur Kenntnis eines Fachmanns auf dem in Rede stehenden Gebiet und werden daher hier nicht im Detail diskutiert.
  • Über den Hochspannungs-DC-Bus sind Stromschaltvorrichtungen und Dioden-„Gruppen" gekoppelt, wobei jede Gruppe einer der drei Phasen der Reluktanz-Maschine 20 zugeordnet ist. Genauer gesagt, jede Gruppe beinhaltet eine obere Stromschaltvorrichtung 35, eine untere Stromschaltvorrichtung 36, eine obere Rücklaufdiode 37 und eine untere Rücklaufdiode 38. Eine Strommess-Widerstandsanordnung 39 ist jeder der Stromschaltvorrichtungsgruppen zugeordnet. Diese Strommess-Widerstandanordnungen 39a, 39b und 39c liefern Spannungen, die dem Strom entsprechen, der durch die jeder Anordnung zugeordneten Phasenwicklungen fließt. Wie im Folgenden näher erläutert, können diese „Strom-Feedback-Signale" von dem Controller 40 verwendet werden, um den Strom in den Phasenwicklungen zu steuern.
  • In der Ausführungsform gemäß 3A besteht jede der Strommess-Widerstandsanordnungen 39a, 39b und 39c aus einer Anzahl parallel geschalteter Widerstände. Diese Anordnung ist bei einigen Anwendungen vorteilhaft, da sie die Verwendung von Widerständen für niedrigere Ströme (die daher billiger sind) ermöglicht. Ein einzelner Widerstand mit einem passenden Wert kann ebenfalls verwendet werden.
  • Die Stromschaltvorrichtungen 35 und 36 können alle geeigneten Stromschaltvorrichtungen wie beispielsweise MOSFETs, IGBTs, bi-polare Transistoren, SCRs oder Kombinationen hiervon aufweisen. Wenn beispielsweise nur die oberen Schalter zur Stromsteuerung moduliert werden, können schnelle stromschaltende MOSFETs für die oberen Schaltvorrichtungen 35 verwendet werden, und langsamer schaltende (jedoch mit weniger Verlust) IGBT-Vorrichtungen können für die unteren Stromschaltvorrichtungen 36 verwendet werden.
  • Durch Steuerung der Betätigung der Stromschaltvorrichtungen 35 oder 36 können unterschiedliche Spannungspotentiale über die Phasenwicklung, mit der die passende Gruppe verbunden ist, hergestellt werden.
  • 3B zeigt die Spannungsarten, die über eine Phasenwicklung, welche mit einer der Stromschaltgruppen gemäß 3A verbunden ist, hergestellt werden können. Unter Verwendung der Phase A-Gruppe als Beispiel zeigt 3B(1) die Spannung, die über die Phasenwicklung A hergestellt wird, wenn sowohl die obere Stromschaltvorrichtung 35a als auch die untere Stromschaltvorrichtung 36a in einen leitenden (oder „geschlossenen") Zustand versetzt werden. Wenn die Schalter 35a und 36b so betätigt werden, wird die Phasenwicklung über den Hochspannungs-DC-Bus verbunden und (durch die Schaltvorrichtungen hervorgerufene Verluste ignorierend) ist die Spannung über die Phase A-Wicklung im Wesentlichen gleich der Hochspannungs-DC-Busspannung (+HVDC).
  • 3B(II) zeigt die Spannung, die über der Phase A-Wicklung erscheint, wenn beide Stromschaltvorrichtungen 35a und 36b in eine nicht leitende (oder „offene") Konfiguration betätigt werden, wenn Strom in der Phase A-Wicklung fließt. Aufgrund der großen Induktanz der Phasenwicklung kann sich der Strom in der Wicklung nicht sofort ändern und der Strom wird daher fortfahren, durch die Wicklung über die Rücklaufdioden 37a und 38a zu fließen. Da sowohl die oberen als auch die unteren Rücklaufdioden in dieser Anordnung leitend sind, ist die Spannung, die über die Phasenwicklung A-Wicklung aufgebracht wird, im Wesentlichen die Negative der Hochspannungs-DC-Busspannung (–HVDC).
  • 3B(III) zeigt die Spannung, die über der Phasenwicklung A auftritt, wenn entweder die obere oder die untere Stromschaltvorrichtung 35a oder 36a (aber nicht beide) in einen nicht leitenden Zustand betätigt wird, während die andere sich in einem leitenden Zustand befindet, und Strom in der Phasenwicklung fließt. Da sich der Strom nicht sofort ändern kann, fließt in dieser Anordnung der Strom weiterhin durch die dieser Stromschaltvorrichtung zurückgeordnete Rücklaufdiode. Wenn beispielsweise die untere Stromschaltvorrichtung 36a in einen nicht leitenden Zustand betätigt wird, fließt Strom weiterhin durch die obere Stromschaltvorrichtung 35a und durch die obere Rücklaufdiode 37a. In gleicher Weise, wenn die obere Stromschaltvorrichtung 35a in einen nicht leitenden Zustand betätigt wird, fließt Strom weiterhin durch die untere Stromschaltvorrichtung 36a und die untere Rücklaufdiode 38a. In jeder dieser Anordnungen wird die Gesamtspannung über die Phase A-Wicklung (wiederum die durch die Schaltvorrichtungen und die Dioden verursachten Verluste ignorierend) annähernd Null Volt sein. Diese Anordnung, bei der Strom durch die Wicklung mit annähernd Null Volt über der Wicklung zirkuliert, wird manchmal als „Freilaufanordnung" bezeichnet, da der Strom durch die Wicklung „freiläuft".
  • Durch Steuern der Betätigung der Stromschaltvorrichtungen ist es möglich, verschiedene Schaltschemata zu implementieren. Beispielsweise, wie in 3B(IV) gezeigt, können die obere und untere Stromschaltvorrichtung beide alternierend in einen leitenden und einen nicht leitenden Zustand gebracht werden, wobei sie gleichzeitig bewirken, dass der Strom über der Phasenwicklung von +HVDC zu –HVDC variiert. Dieses Schema wird manchmal als „Hart-Chopping" bezeichnet. Durch geeignete Auswahl des Verhältnisses der Zeit, über die +HVDC-Spannung auf die Phasenwicklung aufgebracht wird im Gegensatz zu der –HVDC-Spannung, kann die Nettodurchschnittsspannung, die auf die Phasenwicklung aufgebracht wird, entweder positiv oder negativ sein, sodass der Strom in der Phasenwicklung dahingehend gesteuert werden kann, anzusteigen oder abzunehmen.
  • 3B(V) zeigt ein alternatives Schaltschema, das verwendet werden kann, um die Durchschnittsspannung, die auf die Phasenwicklung aufgebracht wird, zu steuern. Bei diesem Schaltschema wird entweder: (i) die obere Stromschaltvorrichtung 35a in einem leitenden Zustand belassen, während die untere Stromschaltvorrichtung 36a alternativ von einem leitenden zu einem nicht leitenden Zustand oder (ii) die untere Stromschaltvorrichtung in einem leitenden Zustand belassen wird, während die obere Stromschaltvorrichtung 35a alternativ zwischen leitendem und nicht leitendem Zustand betätigt wird. Zusätzlich kann alterniert werden zwischen der Stromschaltvorrichtung, die in einem leitenden Zustand belassen wird, und der Stromschaltvorrichtung, die zwischen einem leitenden und einem nicht leitenden Zustand geschaltet wird. Beispielsweise kann die obere Stromschaltvorrichtung 35a in dem leitenden Zustand belassen werden für einen Zyklus, während die untere Stromschaltvorrichtung 36a alternierend geöffnet und geschlossen wird, und für den folgenden Zyklus kann die untere Stromschaltvorrichtung 36a in dem leitenden Zustand belassen werden, während die obere Stromschaltvorrichtung 35a alternativ geöffnet und geschlossen wird. Alternativ kann Freilauf auf einer anderen Basis eingesetzt werden als auf derjenigen pro Zyklus. Das Alternieren der Stromschaltvorrichtungen führt zu einer reduzierten Schaltfrequenz, verlängerter Lebensdauer der Vorrichtungen, reduzierter Schalt- und Systemverluste und erlaubt die Verwendung langsamerer Schaltvorrichtungen.
  • Bei diesem Schaltschema variiert die Spannung, die über der Phasenwicklungen angelegt wird, von +HVDC bis Null Volt. Diese Art Schaltschema, bei der die Spannung von einem gegebenen Wert bis Null variiert, wird manchmal als „Soft-Chopping" bezeichnet. Bei dem Soft-Chopping-Schema gemäß 3B(V), bei dem die Spannung über die Phasenwicklung von +HVDC bis Null variiert, kann die Nettodurchschnittsspannung, die an die Phasenwicklung angelegt wird, auf einen gewünschten positiven Wert gesteuert werden, nicht jedoch auf einen negativen Wert.
  • 3B(VI) zeigt ein Soft-Chopping-Schema, bei dem, während Strom in der Phasenwicklung fließt, entweder: (i) die obere Stromschaltvorrichtung 35a in einem nicht leitenden Zustand belassen wird, während die untere Stromschaltvorrichtung 36a alternativ von einem leitenden zu einem nicht leitenden Zustand geschaltet wird, oder (ii) die untere Stromschaltvorrichtung in einem nicht leitenden Zustand belassen wird, während die obere Stromschaltvorrichtung 35a alternativ zwischen leitendem und nicht leitendem Zustand betätigt wird. Das Alternieren der Stromschaltvorrichtung, die in einem nicht leitenden Zustand belassen wird, und der Stromschaltvorrichtung, die zwischen einem leitenden und einem nicht leitenden Zustand geschaltet wird, wie zuvor beschrieben, gilt in gleicher Weise in diesem Schaltschema mit den gleichen daraus folgenden Vorteilen. Bei diesem Schaltschema variiert die über die Phasenwicklung aufgebrachte Spannung zwischen –HVDC und Null Volt. Bei dem Soft-Chopping-Schema gemäß 3B(VI), bei dem die Spannung über der Phasenwicklung von –HVDC bis Null Volt variiert, kann die Nettodurchschnittsspannung, die auf die Phasenwicklung aufgebracht wird, auf einen gewünschten negativen Wert gesteuert werden, jedoch nicht auf einen positiven Wert.
  • Das spezielle Schaltschema zum Betätigen der Stromschaltvorrichtungen 35a–c und 36a–c in dem Stromrichter gemäß 3A wird bestimmt durch die Schaltsignale, die von dem Controller 40 an die Gates der Stromschaltvorrichtungen angelegt werden. Der Controller 40 ist detaillierter in den 4A und 4B dargestellt.
  • Bezugnehmend auf 4A umfasst der Controller 40 einen integrierten Halbleiterschaltkreischip 41 (gezeigt durch die gestrichelte Box) und einem zugeordneten externen Schaltkreis. In dem Ausführungsbeispiel gemäß 4A umfasst der integrierte Halbleiterschaltkreischip 41 eine digitale Spule 42, die von zusätzlichen Schaltkreiselementen einschließlich Komparatoren 43 und 44a–44c umgeben ist. Die Komparatoren 43 und 44a–44c sind „digitale Komparatoren", bei denen der Ausgang des Komparators entweder ein logisches Level 1 (wenn die Spannung an dem +Eingang des Komparators größer ist als die Spannung an dem –Eingang des Komparators) oder logisches Level Null, wenn das Umgekehrte zutrifft, ist.
  • Ein Steuerchip 41 kann ein integrierter Schaltkreischip sein, der einen in geeigneter Weise programmierten Mikroprozessor oder Mikrocontroller aufweist. In einer Ausführungsform besteht der Steuerchip 41 aus einem anwenderspezifizierten integrierten Schaltkreischip („ASIC"), der mit einem externen, elektrisch löschbaren programmierbaren Festspeicher („EEPROM") verbunden ist, der Betriebsdaten und Anweisungen enthält, mit denen ein Controller innerhalb der ASIC operieren kann.
  • Während die Ausführungsform gemäß 4 viele Komponenten des Controllers zeigt, die sich auf dem Chip 41 befinden, können die Komponenten des Controllers auf einer Anzahl diskreter Chips angeordnet sein oder es können analoge Schaltkreise verwendet werden.
  • Der Steuerchip 41 empfängt als Eingang den Ausgang des RPT 3, der die Winkelposition des Rotors anzeigt. Die exakte Form, die der RPT Eingang einnimmt, ändert sich in Abhängigkeit von dem speziellen Typ des RPT, der zum Detektieren der Rotorposition verwendet wird. Beispielsweise könnte der RPT-Eingang bestehen aus einem digitalen Wort, das die tatsächliche Position des Rotors wiedergibt (wenn ein digitaler Positionskodierer als ein RPT verwendet wird) oder einfachen Impulsen, die anzeigen, dass der Rotor sich durch einen vorbestimmten Winkelbereich gedreht hat. In jedem Fall sind die verschiedenen möglichen Formen des RPT und der Empfang von RPT-Signalen zur Bereitstellung von Information bezüglich sowohl der Rotorposition als auch der Winkelgeschwindigkeit für den Fachmann wohl bekannt und werden hierin nicht detailliert angesprochen.
  • Zusätzlich zum Empfangen der RPT-Signale als Eingang empfängt der Steuerchip 41 zudem über die Leitung 2 das extern abgeleitete Signal, welches der gewünschten Drehzahl oder dem Drehmoment der Maschine entspricht. Zum Zwecke der Erörterung sei angenommen, dass das extern angelegte Signal auf Leitung 2 eine Wiedergabe des gewünschten Drehmomentausgangs der Maschine ist, obwohl es für den Fachmann offensichtlich ist, dass die Steuerungsverfahren und die Vorrichtung, wie sie hierin diskutiert werden, ebenfalls auf Drehzahlsteuerungssignale anwendbar sind.
  • Das extern erzeugte Signal, das die gewünschte Drehmomentausgabe der Maschine darstellt, wird von dem Chip 41 über die Leitung 2 empfangen, und in 4A, mit einer Referenzspannung VREF im Komparator 43 verglichen, um ein modifiziertes Drehmomentanforderungssignal auf Leitung 2' zu erzeugen. In dem Ausführungsbeispiel gemäß 4A wird angenommen, dass das extern bereitgestellte Drehmomentanforderungssignal ein Impulsbreiten-moduliertes (PWM) Signal ist, wobei der Taktzyklus bzw. Arbeitszyklus des PWM-Signals dem Verhältnis des angeforderten Drehmoments zum maximal verfügbaren Drehmoment der Maschine entspricht. In dieser Ausführungsform ist die Größe des VREF-Spannungssignals auf eine Höhe gesetzt, die zwischen dem logischen Null- und dem logischen Eins-Niveau liegt, das das PWM-Signal definiert. Das auf Leitung 2' erscheinende Signal ist somit ein PWM-Drehmomentanforderungssignal, das einen Taktzyklus hat, der dem Taktzyklus des extern bereitgestellten PWM-Drehmomentanforderungssignals, das auf Leitung 2 empfangen wird, entspricht.
  • Für bestimmte Systeme wird das extern zugeführte Drehmomentanforderungssignal auf Leitung 2 nicht ein PWM-Signal sein, sondern es wird stattdessen ein analoges Signal sein, dessen Spannungshöhe der gewünschten Drehmomentausgabe des Systems entspricht. Der Controller der vorliegenden Erfindung ist dazu in der Lage, solche Signale mit geringen oder keinerlei Modifikationen zu empfangen und zu bearbeiten. Ein Schaltkreis, der den Controller 40 der vorliegenden Erfindung dazu in die Lage versetzen würde, ein analoges Signal zu empfangen, ist in größerer Einzelheit in 4B dargestellt.
  • In 4B ist lediglich der Teil von 4A, der für den Empfang des extern zugeführten Drehmomentanforderungssignals relevant ist, dargestellt. Im Allgemeinen ist der Schaltkreis von 4B der Gleiche wie derjenige von 4A mit der Ausnahme, dass ein Widerstand/Kondensator („RC") Filternetzwerk 45 mit dem Wechselrichterausgang des Komparators 43 verbunden ist. Zu Illustrationszwecken ist der invertierte Ausgang des Komparators 43 als von einem Wechselrichter 46 geliefert dargestellt. Dieses invertierte Signal kann alternativ erzeugt werden in der digitalen Spule 42 des Steuerchips 41 und über einen externen Pin bereitgestellt werden. Wenn auf Leitung 2 ein analoges Signal empfangen wird, das größer ist als die Spannung an dem nicht invertierten Anschluss des Komparators 43, wird der invertierte Ausgang des Komparators 43 logisch hoch oder positiv. Diese positive Spannung bewirkt, dass elektrischer Strom in das RC-Netzwerk 45 fließt, wobei der Kondensator mit einer von der RC-Zeitkonstanten des Netzwerks 45 definierten Rate aufgeladen wird.
  • Schließlich wird die Spannung über dem Kondensator (die an dem nicht invertierten Anschluss angelegt ist) die analoge Eingangsspannung des Steuerchips 41 überschreiten und der Ausgang des Stromrichters 43 wird den Zustand umschalten, was bewirkt, dass der invertierte Ausgang auf logisch Null (Erde) geht, so dass Ladung von dem Kondensator abgezogen wird. Schließlich wird die Spannung über dem Kondensator unter die an Leitung 2 aufgebrachte analoge Spannung fallen und der Ausgang des Wechselrichters 43 wird wiederum den Zustand umschalten.
  • In einer Ausführungsform wird das Signal auf Leitung 2' als ein Steuersignal an einen Auf-/Abzähler aufgebracht, der bei einer gegebenen Frequenz getaktet ist, sodass der Zähler hochzählt, wenn das Signal auf Leitung 2 logisch hoch ist und abzählt, wenn das Signal logisch niedrig ist. In dieser Ausführungsform entspricht der Ausgang des Zählers dem Drehzahl- oder Drehmomentbefehlssignal.
  • Wiederum Bezug nehmend auf 4A empfängt der digitale Kern 42 des Controllers 40 die RPT-Informationen und den PWM-Drehmomentbefehl auf Leitung 2 und, basierend auf diesen Informationen, bestimmt die geeigneten Auslösesignale, die über die Leitungen 5a, 5b und 5c an die Stromschaltvorrichtungen des Stromrichters 30 abzugeben sind. Die präzise Art und Weise, in der der Steuerkreis die Auslösesignale erzeugt, hängt von dem Steuermodus ab, in dem der Steuerchip arbeitet.
  • Der Steuerchip 41 kann in verschiedenen bestimmten Steuermodi arbeiten einschließlich: (i) „LMIN/LMAX-Modus"; und (ii) „2/3-Modus", und (iii) „Vollwinkelsteuermodus". Der präzise Modus, in dem der Steuerchip 41 arbeitet, bestimmt die Art der Auslösesignale, die an die Stromschaltvorrichtungen in dem Stromrichter 30 angelegt werden.
  • In dem LMIN/LMAX-Modus wird die Erregung der Phasenwicklungen hergestellt über einen „Aktivzyklus", der durch vorbestimmte TEIN- und TAUS-Winkel definiert ist. Wenn der LMIN/LMAX-Modus ausgewählt wird, entspricht der TEIN-Winkel für eine gegebene Phasenwicklung der Winkelposition des Rotors bezüglich des Stators, wenn die Induktanz der Phasenwicklung etwa an ihrem Minimalwert, LMIN ist. In diesem Modus entspricht der TAUS-Winkel für die Phasenwicklung der Winkelposition des Rotors, wenn die Induktanz der Phasenwicklung ungefähr an ihrem Maximalwert LMAX ist. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist jeder LMIN- oder LMAX-Punkt der drei Phasenwicklungen einem spezifischen Ausgangssignal von RPT 3 zugeordnet. Bei solch einer Ausführungsform initiiert der Controller (wenn er im LMIN/LMAX-Modus arbeitet) den aktiven Zyklus für eine gegebene Phasenwicklung, wenn das LMIN-Signal für diese Phasenwicklung empfangen wird, und beendet den aktiven Zyklus, wenn das geeignete LMAX-Signal empfangen wird.
  • Während die TEIN- und TAUS-Winkel für die Phasenwicklungen eingestellt sind und im LMIN/LMAX-Modus unverändert bleiben, kann die Spitzengröße des Stroms, der während des aktiven Zyklus in jede Phasenwicklung fließt, variieren als eine Funktion des Drehmomentanforderungssignals, das von dem digitalen Kern auf Leitung 2 empfangen wird. Genauer gesagt, der digitale Kern 42 weist einen Schaltkreis zum Wählen eines Iref(pwm)-Signals auf, das einem PWM-gewünschten Arbeitszyklus entspricht, der einen gewünschten Höchststrom für eine gegebene Drehzahl-/Drehmomentkombination definiert. Für den Fachmann ist ersichtlich, dass das Verhältnis zwischen Drehmoment und Strom in einer Reluktanzmaschine nicht linear ist und mit der Drehzahl der Maschine variieren kann. Demzufolge beinhaltet der Controller 40 einen Schaltkreis, der die Drehmomentanforderung und Drehzahlinformationen empfängt und ein geeignetes Iref(pwm) auswählt.
  • In einer Ausführungsform des Controllers 40 sind Iref(pwm)-Daten für verschiedene Drehzahl- und Drehmomentpunkte in einer dünn besetzten Matrix (sparse matrix) in einem für den Controller 40 zugänglichen Speicher gespeichert. In dieser Ausführungsform wird die Drehzahl-/Drehmomentinformation verwendet zum Adressieren des Matrixspeichers. Für Drehzahl-/Drehmomentpunkte, für die keine gespeicherten Daten verfügbar sind, können Interpolationsroutinen verwendet werden, um geeignete Iref(pwm)-Daten zu berechnen.
  • Alternative Ausführungsformen werden ins Auge gefasst, bei denen das Iref(pwm)-Arbeitszyklussignal berechnet wird aus Drehzahl und Drehmomentdaten oder bei denen Kurvenanpassungstechniken verwendet werden, um eine Gleichung für Iref(pwm), basierend auf gemessenen Daten, zu definieren.
  • Bezugnehmend auf 4A wird das von dem digitalen Kern erzeugte Iref(pwm)-Signal über einen Pin auf dem Steuerchip 41 an ein externes RC-Filternetzwerk 47 geleitet, so dass ein dem gewünschten Peak-Aktivzyklusstrom Iref(DC) entsprechendes Analogsignal erzeugt wird. Die präzise Größe und Struktur des RC-Netzwerks 47 variiert in Abhängigkeit von Frequenz und Größe des Iref(pwm)-Signals der speziellen Anwendung. In einer Ausführungsform ist die Frequenz des Iref(pwm)-Signals etwa 40 kHz und das RC-Netzwerk 47 besteht aus Widerständen 48a–48d und zwei Kondensatoren 49, wobei die Werte der Widerstände entsprechend 2,2 kOhm, 100 kOhm, 20 kOhm und 20 kOhm, und der Kapazitätswert der Kondensatoren 49 100 Nanofarad ist.
  • Das den gewünschten Höchststromwert repräsentierende einzelne Analogsignal wird über einen Eingangspin den Komparatoren 44a, 44b und 44c bereitgestellt, wobei es verglichen wird mit den Feedback-Stromsignalen von den drei Phasenwicklungen A, B und C. Die Komparatoren 44a, 44b und 44c liefern eine Anzeige, ob die jeweiligen Phasenströme größer sind oder kleiner als der gewünschte Höchststrom, der durch das Iref(DC)-Signal reflektiert wird. Es ist zu bemerken, dass die Verwendung eines einzelnen Pins zum Empfang eines einzelnen Iref(DC)-Signals, das mit jeder der Phasenwicklungsströme verglichen wird, den Aufbau des Steuerchips 41 vereinfacht und seine Kosten reduziert, da individuelle Stromreferenzen für jede der verschiedenen Phasenwicklungen nicht erforderlich sind.
  • Wie im Folgenden eingehender diskutiert, empfängt der Steuerchip 41 im LMIN/LMAX-Modus die Stromvergleichssignale und steuert die Auslösesignale für die Stromschaltvorrichtungen so an, dass, wenn eine Phase in ihrem aktiven Zyklus ist, der Strom in der Phasenwicklung auf einer Höhe gehalten wird, die in etwa der dem Iref(DC)-Signal entsprechenden Höhe entspricht. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Strom in der Phasenwicklung während eines aktiven Zyklus durch eine Soft-Chopping-Technik mit einer festen Frequenz gehalten, wobei die einer aktiven Phasenwicklung zugeordneten Stromschaltvorrichtungen beide in einen leitenden Zustand betätigt werden, wenn der Strom in der Phasenwicklung unterhalb des durch den Iref(DC)-Wert reflektierten gewünschten Spitzenpegels liegt, und eine der Stromschaltvorrichtungen in den nicht leitenden Zustand gebracht wird, um Freilaufen zu ermöglichen, wenn der Strom in der aktiven Phasenwicklung die gewünschte Spitzenstromhöhe übersteigt.
  • Das Soft-Chopping-Steuerschema mit fixer Frequenz, wie zuvor diskutiert, ist lediglich ein Verfahren, mit dem Stromsteuerung während des aktiven Zyklus bewerkstelligt werden kann. Hart-Chopping-Techniken können ebenfalls verwendet werden, obwohl solche Hart-Chopping-Techniken, für die gleiche Anzahl von „Chops", zu ungefähr zweifachen Schaltverlusten führen, da zwei Schalter für jeden Chop aktiviert werden müssen. Alternative Formen des Soft-Chopping können ebenfalls verwendet werden. Beispielsweise können die Stromschaltvorrichtung, die in einem leitenden Zustand belassen wird, und die Stromschaltvorrichtung, die zwischen einem leitenden und einem nicht leitenden Zustand geschaltet wird, alterniert werden, um Schaltsystemverluste zu reduzieren, die Lebensdauer der Vorrichtungen zu verlängern und die Verwendung von langsameren Schaltvorrichtungen zu erlauben.
  • Der zuvor diskutierte LMIN/LMAX-Modus ist am besten geeignet für den Betrieb der Reluktanz-Maschine 20 bei relativ niedrigen Drehzahlen, bei denen die Induktanz relativ langsam ansteigt, was es ermöglicht, dass der Strom in den Wicklungen relativ schnell hergestellt wird. Bei hohen Drehzahlen, bei denen die Induktanz schneller über die Zeit wechselt, kann die Anwendung von festen Arbeitszyklusimpulsen zwischen LMIN und LMAX zu einem Stromprofil in der Phase führen, das zu langsam ansteigt und abfällt, so dass das Drehmoment nicht einfach gesteuert wird. Der LMIN/LMAX-Modus kann auf Verwendung bei relativ niedrigen Drehzahlen beschränkt sein.
  • Beispielsweise wird bei einer Anwendung des Steuersystems gemäß der vorliegenden Erfindung der LMIN/LMAX-Modus für Drehzahlen bis zu 375 Umdrehungen pro Minute verwendet.
  • Wenn die Rotationsgeschwindigkeit des Rotors zunimmt, kann das negative Drehmoment, das durch den Strom erzeugt wird, der in einer erregten Phasenwicklung nach der LMAX-Position verbleibt, zu einer ineffizienten Motorleistung führen. Daher kann es, wenn die Rotationsgeschwindigkeit des Rotors zuzunehmen beginnt, wünschenswert sein, den aktiven Zyklus einer gegebenen Phasenwicklung vor der LMAX-Position zu beenden. In dem „2/3-Modus" stellt der Controller 40 der vorliegenden Erfindung sicher, dass dies auftritt, indem der TAUS-Winkel für jede Phasenwicklung die Rotorposition ist, welche 2/3 der Winkeldistanz zwischen den LMIN- und LMAX-Positionen ist. An diesem 2/3-Punkt, der vor dem LMAX-Punkt liegt, kann Strom in der Wicklung relativ langsam reduziert werden, während normale Kräfte niedrig sind, anders als ein schnelles Bewegen auf Null. In einer Ausführungsform des Systems gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht der 2/3-Punkt einem speziellen RPT-Ausgangssignal. In einer Ausführungsform ist der TEIN-Winkel für eine aktive Phase im 2/3-Modus der Gleiche wie derjenige in dem LMIN/LMAX-Modus (d. h. LMIN), er kann jedoch auch unabhängig vom LMIN/LMAX-Modus ausgewählt werden.
  • Während die TEIN- und TAUS-Positionen in dem 2/3-Modus fixiert sind, kann die Spitze des erwünschten Stromes als eine Funktion des Drehmomentbedarfsignals geändert werden. Das von dem Controller 40 verwendete Verfahren zum Einstellen der Spitze des gewünschten Stroms und zum Anzeigen, ob ein gegebener Phasenwicklungsstrom diesen Wert übersteigt, ist das Gleiche wie bei dem zuvor Beschriebenen in Verbindung mit dem LMIN/LMAX-Modus.
  • Während der LMIN/LMAX-Modus am besten geeignet ist für niedrige Drehzahlen, bei denen ein hoher Drehmomentausgang des Systems ein wichtiger Aspekt ist, ist der 2/3-Betriebsmodus am besten geeignet für einen Betrieb, bei dem höhere Drehzahlen erwartet werden und die Systemeffizienz von besonderer Bedeutung ist. Beim 2/3-Modus ist die Winkelgeschwindigkeit des Rotors größer als die Geschwindigkeit, bei der das beim Verwenden des LMIN/LMAX-Modus produzierte negative Drehmoment beginnt, die Effizienz der Motorleistung zu reduzieren, sie ist jedoch immer noch ausreichend niedrig, dass genug Zeit zwischen den TEIN- und TAUS-Positionen besteht für eine ausreichende Anzahl von Strom-Chops, die durchgeführt werden müssen, so dass eine zuverlässige Stromsteuerung beibehalten wird. Beispielsweise wird bei einer Anwendung der vorliegenden Erfindung der 2/3-Modus verwendet für Rotordrehzahlen oberhalb 375 Umdrehungen/Min. aber unterhalb 1000 Umdrehungen/Min.. Bei anderen Anwendungen kann der 2/3-Modus bei sehr geringen Rotordrehzahlen anstelle des LMIN/LMAX-Modus verwendet werden aus Gründen besserer Effizienz und niedrigeren RMS-Phasenstroms.
  • Wenn die Drehgeschwindigkeit des Rotors weiter zunimmt, wird ein Punkt erreicht, wo die Motorinduktanz und die erzeugte Gegen-emf die Strommenge begrenzt, die in einer Phasenwicklung unter Verwendung entweder des 2/3-Modus oder des LMIN/LMAX-Modus, wie zuvor beschrieben, hergestellt werden kann. Des Weiteren, wenn eine Phasenwicklung bei einer TAUS-Position, die entweder LMAX oder 2/3 der Drehdistanz zwischen LMIN und LMAX entspricht, entregt wird, ist es schwierig, Strom, der nach dem Punkt der maximalen Induktanz in der Wicklung verbleibt, vor dem nächsten Erregungszyklus der Wicklung zu entnehmen. Chopping kann bei diesen Geschwindigkeiten ausgeführt werden, liefert jedoch keine adäquate Stromsteuerung alleine. In dieser Situation kann die Reluktanz-Maschine gesteuert werden in einem „Winkelsteuermodus", bei dem die Erregung der Phasenwicklung definiert wird unter Verwendung unterschiedlicher Schaltschemata bei unterschiedlichen Rotorpositionen oder -winkeln. In einer Ausführungsform werden drei Winkel verwendet, um diskrete +HVDC-, Freilauf- und –HVDC-Schemen zu definieren, obwohl andere, kompliziertere Ausführungsformen ins Auge gefasst werden, die unterschiedliche Winkel und mehr oder weniger als drei Winkel verwenden. In diesem „Dreiwinkel"-Beispiel sind die drei Winkel, welche die Erregung einer in dem Winkelsteuerungsmodus gesteuerten Phasenwicklung definieren: (i) der TEIN-Winkel, der die Einleitung des aktiven Zyklus definiert; (ii) ein Freilaufwinkel („FW"), bei dem der Strom in der Phasenwicklung freilaufen kann durch eine der Stromschaltvorrichtungen und eine der Rücklaufdioden, die der Wicklung zugeordnet sind; und (iii) der TAUS-Winkel, der die Beendigung des aktiven Zyklus definiert. Anders als bei dem LMIN/LMAX- und 2/3-Modus sind die TEIN-, TAUS- (und FW)Winkel nicht fix und können mit der Drehzahl und der Drehmomentanforderung des Motors in dem Winkelsteuerungsmodus variieren. Zudem entsprechen die Rotorpositionen, die den TEIN-, TAUS- und FW-Winkeln zugeordnet sind, oftmals nicht den spezifischen RPT-Signalen, sodass Verfahren verwendet werden müssen, um die Rotorposition zwischen aufeinanderfolgenden RPT-Signaländerungen zu bestimmen.
  • Da die TEIN-, TAUS- und FW-Winkel als Funktionen der Winkelgeschwindigkeit des Rotors und der Drehmoment- oder Drehzahlanforderung der Maschine variieren, muss der Controller mit geeigneten Winkelparametern für jede mögliche Kombination von Rotorgeschwindigkeit und Drehmoment, versorgt werden (oder diese erzeugen), während der Controller in dem Winkelsteuerungsmodus arbeitet. Ein Ansatz zum Bereitstellen derartiger Information ist es, den Motor zu „charakterisieren" durch experimentelles Betreiben des Motors in dem Winkelsteuermodus und Bestimmen, für verschiedene Drehzahl-/Drehmomentpunkte, der geeigneten TEIN-, TAUS- und FW-Winkel, welche wünschenswerte Betriebsleistungen an den verschiedenen Punkten bereitstellen. Diese Daten können daraufhin in einem digitalen Speicher gespeichert werden, der der Steuerung 41 (z. B. ein auf einem Chip 41 angeordneter Speicher) zugeordnet ist, oder in einem externen Speicher, der für den Steuerchip 41 adressierbar ist und zu dem dieser Zugang hat, zur Verwendung durch den digitalen Steuerkern. In einer Ausführungsform sind die ausgewählten Winkelparameter gespeichert in einer dünn besetzten Matrix, die in einem für den Steuerchip 41 zugänglichen Speicher gespeichert sind. Der Controller arbeitet entweder mit den Winkelparametern, die dem Drehzahl-/Drehmomentpunkt zugeordnet sind, welcher dem aktuellen Drehzahl-/Drehmomentpunkt am nächsten liegt, oder verwendet einen Interpolationsalgorithmus, um die geeigneten Winkelparameterdaten für den aktuellen Drehzahl-/Drehmomentbetriebspunkt auszuwählen. Alternative Ausführungsformen werden ins Auge gefasst, bei denen die TEIN-, TAUS- und FW-Winkel berechnet werden oder in anderer Weise abgeleitet werden aus Drehzahl- und Drehmomentinformationen, welche für den Controller 40 verfügbar sind.
  • Das exakte Verfahren, das verwendet werden sollte, um einen Motor zum Betrieb in dem Winkelsteuerungsmodus zu charakterisieren, wird von Motor zu Motor und von Controller zu Controller variieren. Allgemeine Techniken zum Durchführen der Charakterisierungsfunktion sind allgemein bekannt und werden hierin nicht detailliert angesprochen.
  • Der Winkelsteuerungsmodus ist am besten geeignet für Hochgeschwindigkeitsmaschinenbetrieb, d. h., wenn die Maschine betrieben wird oberhalb eines vorbestimmten Prozentsatzes (z. B. zwischen 1/3 und 1/2) ihrer maximalen Betriebsdrehzahl. Beispielsweise wird in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung der Winkelsteuerungsmodus verwendet für Steuerungszwecke, wenn die Winkelgeschwindigkeit des Rotors 1000 Umdrehungen/Min. überschreitet.
  • Der Controller 40 der vorliegenden Erfindung kann konfiguriert sein, um in lediglich einem der oben beschriebenen Betriebsmodi betrieben zu werden, oder um in verschiedenen Betriebsmodi betrieben zu werden, abhängig von der Drehgeschwindigkeit der Maschine. Wenn der letztgenannte Ansatz gewünscht wird, kann der Controller in geeigneter Weise programmiert werden, durch Speichern der Drehzahl, bei welcher ein Moduswechsel auftreten soll, in digitalen Speicherstellen innerhalb des Controllers 40.
  • Wie zuvor erläutert, bewirken abrupte Änderungen im Magnetfluss innerhalb der Reluktanz-Maschine unerwünschtes akustisches Geräusch und Vibrationen. Die Mehrzahl dieser abrupten Änderungen tritt auf, wenn der Strom in einer Phasenwicklung von seiner Größe im aktiven Zyklus abnimmt zu nahezu Null (die „Rückseite" der Stromwellenform), und wenn der Strom in einer aktiven Phasenwicklung von nahezu Null in dem aktiven Zyklus auf seinen Spitzenwert ansteigt (die „Vorderseite" der Stromwellenform). Der ansteigende Strom kann nicht nur Änderungen im Fluss der erregten Wicklung bewirken, sondern kann ebenfalls Änderungen im Fluss der benachbarten Wicklung, die erregt wird oder einer Phase, die entregt wird, bewirken. Der Controller 40 der vorliegenden Erfindung kann die Nettodurchschnittsspannung steuern, die an den Strom in einer Phasenwicklung während des aktiven Zyklusses in den drei zuvor diskutierten Modi angelegt wird, so steuern, dass die Änderungen in dem magnetischen Fluss in einer aktiven Phasenwicklung oder einer benachbarten Phasenwicklung reduziert werden, was unerwünschtes Maschinengeräusch und Vibrationen reduzieren wird.
  • Diese Stromsteuerung wird bewirkt an der Vorderseite der Stromwellenform durch „Auf steilen" bzw. „ramping-up" des Stroms in einer gesteuerten Art und Weise und an der Rückseite der Stromwellenform durch „Abflachen" bzw. „ramping-down" des Stroms in einer gesteuerten Art und Weise. Zu Zwecken der Diskussion werden das vom Controller 40 verwendete Verfahren und die diesbezügliche Vorrichtung zum „ramp-down" der Stromwellenform zuerst erläutert. Die folgende Erläuterung ist anwendbar auf alle Betriebsmodi und hängt nicht von der Art und Weise ab, in der TEIN und TAUS definiert oder ausgewählt werden.
  • Der einfachste Weg, den Strom in einer aktiven Phasenwicklung am Ende des aktiven Zyklusses für diese Wicklung herabzufahren ist, beide Stromschaltvorrichtungen, auch Netzschaltereinrichtungen genannt, die der Wicklung zugeordnet sind, in einen nicht leitenden Zustand zu betätigen, wenn der Rotor die TAUS-Position für diesen aktiven Zyklus erreicht hat. Diese Techniken resultieren jedoch in der Aufbringung von annähernd der vollen –HVDC-Busspannungshöhe an die Phasenwicklung bei TAUS und resultieren in einem dramatischen Wechsel in der Nettodurchschnittsspannung, die an die Wicklung angelegt wurde, von einer Nettopositiven Spannung (was immer die Spannung war, die verwendet wurde, um den gewünschten Aktivzyklusstrom herzustellen) zu –HVDC. Der abrupte Spannungswechsel tendiert dazu, abrupte Wechsel des magnetischen Flusses zu verursachen und führt zu unerwünschtem Motorgeräusch und Vibration.
  • Der Controller 40 ist so konfiguriert, dass er es ermöglicht, den Strom in vorbestimmter Weise „abzuflachen" („ramp-down") derart, dass der Strom in der aktiven Phasenwicklung nicht abrupt wechselt, sondern gesteuert wird von dem Punkt, an dem der Rotor den TAUS-Winkel für die aktive Phase erreicht, bis der Strom in der Phase auf nahezu Null reduziert ist. Im Allgemeinen wird dies bewirkt durch Ausführen eines Schaltschemas, bei dem bei TAUS ein Arbeitszyklus berechnet oder erfasst wird, derart, dass die Nettodurchschnittsspannung, die an die Phasenwicklung direkt nach TAUS angelegt war, die Gleiche ist, wie bei TAUS. Die Dauer der an die Wicklung angelegten Spannungsimpulse wird anschließend so gesteuert, dass die Nettodurchschnittsspannung, die an die Wicklung angelegt wird, in gesteuerter Art und Weise von ihrem positiven Wert bei TAUS auf Null variiert und dann zu einem negativen Wert, bis der Strom in der Phasenwicklung auf nahezu Null reduziert ist. Das Ergebnis des Steuerns der an die Wicklung angelegten Spannungsimpulse ist es, den Strom und den Magnetfluss in weicher Art und Weise abzuflachen, während es das Ergebnis des Anbringens der äquivalenten Nettospannung nach TAUS ist, leichte Änderungen der Stromwellenform von dem Punkt, wenn damit begonnen wird, den Strom aus der Wicklung zu nehmen, bis zu dem Punkt, wo der Strom einen Wert nahezu Null erreicht, zu erzeugen. Diese gesteuerte Stromänderung reduziert das hörbare Geräusch und unerwünschte Vibrationen in dem System.
  • In einer Ausführungsform verwendet der Controller 40 Soft-Chopping-Schemata, um den Strom in der Phasenwicklung während des aktiven Betriebszyklusses bei dem gewünschten Spitzenwert zu halten. In dieser Ausführungsform initiiert der Controller 40 bei TAUS ein Hart-Chopping-Schema, wobei Spannungsimpulse angelegt werden, um den Strom in einer gesteuerten Weise herunter auf Null zu fahren. In einer Ausführungsform des hierin beschriebenen Systems ist der Arbeitszyklus der Hart-Chopping-Spannungsimpulse, die an die Wicklung bei TAUS angelegt werden, die Hälfte des Soft-Chopping-Arbeitszyklusses bei TAUS, als ein Prozent der fixen PWM-Frequenz, plus 50%. Während die folgende Diskussion auf eine spezielle Diskussion dieser Ausführungsform des Controllers 40 beschränkt ist, versteht es sich für den Fachmann, dass die Vorrichtungen und Techniken, die hierin diskutiert werden, in Verbindung mit anderen Chopping- oder Stromsteuerungsschemata verwendet werden können.
  • 5A zeigt in der Form eines Flussdiagramms ein Verfahren 50, in dem das Steuerungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung bewirkt, dass sich die Nettodurchschnittsspannung, die an eine Phasenwicklung angelegt wird, nicht-abrupt und in einer gesteuerten Art und Weise von annähernd dem Nettospannungswert, der bei dem TAUS-Punkt angelegt ist, auf –HVDC ändert. Der Controller 40 bewirkt dieses durch zunächst Bestimmen eines anfänglichen Arbeitszyklusses von Hart-Chopping-Spannungsimpulsen, der einer Nettodurchschnittsspannung gleich oder nahezu der bei dem TAUS-Punkt angelegten Nettodurchschnittsspannung entspricht. Dieser anfängliche Arbeits- oder Taktzyklus wird anschließend angepaßt durch Steuerung der Nettodurchschnittsspannung, die an die Phasenwicklung angelegt wird, und zum „Abflachen" (ramp- down) des Stroms in einer entregten Phasenwicklung durch eine gesteuerte Anlegung von Hart-Chop-Spannungsimpulsen.
  • Bevor die Phasenwicklung in ihren aktiven Zyklus eintritt, berechnet der digitale Kern 42 des Controllers 40 den anfänglichen Arbeitszyklus der Hart-Chopping-Impulse, der bei dem TAUS-Punkt beginnt. Dies wird bewirkt in Schritten 51 bis 53 von 5A. Da die Nettodurchschnittsspannung, die erforderlich ist, um eine gewünschte Stromgröße in einer Phasenwicklung herzustellen, mit der Drehzahl und dem Drehmoment der Maschine variiert, sollte für eine optimale Geräuschreduktion der Arbeitszyklus, für den Hart-Chopping bei dem TAUS-Punkt (der die Nettodurchschnittsspannung bei dem TAUS-Punkt definiert) beginnt, als eine Funktion von sowohl der Rotordrehzahl als auch dem Maschinendrehmomentausgang variieren. Als solches berechnet der Controller 40 der vorliegenden Erfindung in Schritt 51 einen Beitrag zu dem „HARD-RAMP-START"-Arbeitszyklus (i. e. einen Beitrag zu der Nettodurchschnittsspannung bei TAUS) als eine Funktion des Verhältnisses des Ausgangsmotordrehmoments zu dem maximal möglichen Rotordrehmoment. In dem speziellen Beispiel gemäß 5A wird der Drehmoment-bezogene Beitrag zu dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus berechnet von einem Prozessor in dem digitalen Kern 42 als eine lineare Funktion des Drehmomentausgangs, wobei HARD-RAMP-STARTTORQUE CONTRIB = TOUT/TMAX*M + OFFSET, wobei M eine gewünschte Steigung einer repräsentativen Linearkurve und OFFSET ein gewünschter Versatz (offset) sind. Die präzisen Werte von M und OFFSET variieren von Maschine zu Maschine und können experimentell in einer ähnlichen Weise wie der oben beschriebene „Charakterisierungs"-Prozess bestimmt werden, wobei unterschiedliche M- und OFFSET-Werte getestet und die optimalen M- und OFFSET- Werte für eine gegebene Maschine bestimmt werden. M und OFFSET können mit der Drehzahl und dem Drehmoment variieren und OFFSET kann in einigen Anwendungen Null sein. Charakterisierungstechniken können vorteilhaft sein, da die optimale Relation zwischen Drehzahl, Drehmoment und der gewünschten Nettodurchschnittsspannung bei TAUS (definiert durch HARD-RAMP-START) oftmals nicht linear ist, sondern statt dessen durch polynomische Gleichungen höherer Ordnungen definiert sind.
  • Nach dem Berechnen des Drehmomentbeitrags (torque contribution) zu dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus in Schritt 51 berechnet der Controller 40 der vorliegenden Erfindung den Drehzahlbeitrag (speed contribution) zu dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus in Schritt 52. Dies kann in gleicher Weise wie zuvor in Verbindung mit dem Drehmomentbeitrag zum HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus beschrieben erfolgen.
  • Der Drehmoment- und Drehzahlbeitrag zu dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus werden in Schritt 53 aufsummiert, um den gewünschten HARD-RAMP-START-Wert für die gegebene Drehzahl und das gegebene Drehmoment zu erzeugen. Dieser Wert für HARD-RAMP-START kann alternativ berechnet werden unter Verwendung einer einzelnen Funktion, die an sich beide Faktoren kombiniert.
  • Obwohl die oben beschriebenen Verfahren zum Berechnen des HARD-RAMP-START-Arbeitszyklusses lineare Funktionen verwenden, können andere Ansätze angewandt werden. Beispielsweise können Gleichungen höherer Ordnung verwendet werden zu Berechnungszwecken oder HARD-RAMP-START-Daten für Punkte verschiedener Drehzahlen und Drehmomente können vorherbestimmt und in einer dünn besetzten Matrix in dem Controller 40 gespeichert werden.
  • Wie hinsichtlich der zuvor erläuterten Winkelparameter können Interpolationsroutinen verwendet werden, um HARD-RAMP-START-Werte für Drehmoment-/Drehzahlpunkte zu berechnen, die nicht in der dünnbesetzten Matrix vorgespeichert sind.
  • Während die obigen Beispiele einen HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus reflektieren, der linear mit der Drehzahl und dem Drehmoment der Maschine variiert, können nicht lineare Verhältnisse auch verwendet werden, ebenso wie Abschätzung und adaptive Steuerungsverfahren. Solche alternativen Schemata können bessere Ergebnisse bereitstellen, obwohl sie mehr Rechenbedarf erfordern. 5B zeigt verschiedene mögliche HARD-RAMP-START-Arbeitszyklen-Kurven für verschiedene Drehzahlen und verschiedene Drehmomentausgangsniveaus. Diese Kurven wurden experimentell bestimmt für eine gegebene Reluktanz-Maschine durch Überwachen des Geräusches und der Spannung, die von der Maschine erzeugt werden, und durch Auswählen des HARD-RAMP-START-Arbeitszyklusses, der, für einen gegebenen Drehzahl- und Drehmomentpunkt, das geringste unerwünschte Geräusch produziert. Kurven wie diejenigen, die in 5B gezeigt sind, können experimentell erhalten und daraufhin in einem Speicher, zu dem der digitale Kern 42 des Controllers 40 Zugang hat, gespeichert werden, oder Kurvenanpasstechniken können verwendet werden, um die Gleichung zu bestimmen, die am besten zu den experimentell ermittelten Daten passt.
  • In dem Controller 40 der vorliegenden Erfindung wird bei der Position TAUS Hart-Chopping bei dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus initiiert, wobei ein konvexer Abschnitt oder eine „gerundete Kante" in dem Stromprofil bei TAUS erzeugt wird. Durch Erzeugen dieser gerundeten Kante werden plötzliche Änderungen der an die Wicklung angelegten Spannung und des hierdurch induzierten Stroms und (Magnet-)Flusses vermieden, was die Änderungsrate des Magnetflusses reduziert. Wie zuvor erläutert, sind rapide Änderungen des (Magnet-)Flusses eine primäre Quelle von akustischem Geräusch und unerwünschter Vibration. Der Hart-Chopping-Arbeitszyklus wird anschließend angepasst, um die an die Phasenwicklung angelegte Nettodurchschnittsspannung so zu steuern, dass sie sanft von dem positiven Wert, die sie bei TAUS hatte, auf einen negativen Wert, der ausreicht, um den Strom in der Phasenwicklung herunter auf Null zu bringen, übergeht.
  • 5C zeigt den Phasenstrom in einer Phasenwicklung 55 und die Spannung über die Phasenwicklung 56. 5D zeigt den Phasenstrom in einer Wicklung 55 und die Nettodurchschnittsspannung über die Phasenwicklung 58. In dem gezeigten 2/3-Modus erzeugt das gesteuerte Abflachen (ramp down) einen weichen Übergang oder eine gerundete Ecke im Bereich 57 bei TAUS.
  • 6A zeigt in Form eines Flussdiagramms ein Verfahren 60, in dem das gesteuerte Abflachen (ramp down) durch den Controller 40 gemäß der vorliegenden Erfindung bewirkt wird. Zuerst bestimmt der Controller bei Schritt 50 einen geeigneten HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus für die aktuellen Geschwindigkeits- und Drehmomentparameter. Dies kann durch das in Verbindung mit 5A diskutierte Verfahren 50 oder eines der anderen Verfahren zum Bestimmen des HARD-RAMP-START, wie zuvor erläutert, bewirkt werden.
  • Nachdem HARD-RAMP-START gewählt ist, wählt der Controller in Schritt 61 einen Abflachgradienten (RAMPDOWN-GRADIENT)-Parameter, der die Änderungsrate des Arbeitszyklusses, der für das Abflachen verwendet wird, steuert. Dieser RAMPDOWN-GRADIENT-Parameter steuert die Rate, mit der die Nettodurchschnittsspannung von positiv auf negativ über die Phasenwicklung verändert wird und, somit, die Änderungsrate des Stroms in der Phasenwicklung sowie des resultierenden Magnetflusses in der Maschine.
  • Der RAMPDOWN-GRADIENT-Parameter kann kalkuliert werden als eine Funktion von Rotordrehzahl und Maschinendrehmoment in gleicher Weise, wie dies zuvor in Verbindung mit der Berechnung des HARD-RAMP-START-Arbeitszyklusses beschrieben wurde. Wie zuvor, können die Steigungs- und Offsetwerte der den RAMPDOWN-GRADIENT definierenden linearen Gleichung als eine Funktion von Rotorgeschwindigkeit und Drehmoment experimentell bestimmt werden. Die anderen zuvor in Verbindung mit der Bestimmung des HARD-RAMP-START-Wertes erörterten Ansätze können ebenfalls verwendet werden, um den RAMPDOWN-GRADIENT zu bestimmen. 6B zeigt einige experimentell abgeleitete Werte für den RAMPDOWN-GRADIENT für eine gegebene Reluktanz-Maschine, sowie einige zusätzliche lineare Kurvenanpassungen sowie Kurvenanpassungen höherer Ordnung. Wie festgestellt werden kann, ist das Verhältnis zwischen dem optimalen RAMPDOWN-GRADIENT und der Drehzahl und des Drehmoments nicht linear, obwohl eine lineare Annäherung für vereinfachte Steuerungszwecke verwendet werden kann. Für das Beispiel in 6B ist der Wert des RAMPDOWN-GRADIENTEN umgekehrt proportional zur Drehgeschwindigkeit der Maschine. Im Allgemeinen sollte der RAMPDOWN-GRAD so ausgewählt werden, dass die negative Steigung des Stroms während des Abflachens ansteigt, wenn die Drehzahl der Maschine zunimmt. Der RAMPDOWN-GRAD (Abflachgradient) kann auch so ausgewählt werden, dass die negative Steigung des Stroms während des Abflachens variiert, wenn das Drehmoment zunimmt, um die Maschineneffizienz zu verbessern.
  • Nachdem der RAMPDOWN-GRADIENT in Schritt 61 ausgewählt ist, bestimmt der Controller 40 dann, ob der Rotor den TAUS-Punkt für die geeignete Phasenwicklung erreicht hat. Dies kann bewirkt werden durch Vergleichen eines digitalen Werts, der die Rotorposition definiert (welcher abgeleitet wird von dem RPT-Signal) mit einem digitalen Wert, der den TAUS-Punkt repräsentiert, der entweder für den LMIN/LMAX- oder 2/3-Modus festgelegt ist oder dem Controller bereitgestellt wird (oder von diesem berechnet wird) für den Winkelsteuerungsmodus. Wenn der Controller festgestellt hat, dass der Rotor die TAUS-Position erreicht hat, setzt er einen PWM-HARD-Arbeitszyklusparameter auf HARD-RAMP-START und beginnt damit, Strom an die geeignete Phasenwicklung anzulegen bei einem Arbeitszyklus, der dem PWM-HARD-Parameter entspricht. Der Controller tritt dann in eine Schleife ein, wobei der Controller wiederholt den PWM-HARD-Arbeitszyklus einstellt, um die an die Phasenwicklung angelegte Spannung als eine Funktion des RAMPDOWN-GRAD in Schritt 65 zu reduzieren und zu Schritt 64 zurückzukehren, wo er beginnt, die Spannung an die geeignete Phasenwicklung bei dem neuen und reduzierten PWM-HARD anzulegen. Dieser Zyklus fährt fort, bis der PWM-HARD-Parameter dem eines 0%-Arbeitszyklus entspricht, so dass die volle –HVDC-Spannung an die Phasenwicklung angelegt ist, oder bis eine Rotorposition erreicht ist, bei der –HVDC angelegt ist.
  • In einer Ausführungsform des Controllers 40 sind die HARD-RAMP-START- und RAMPDOWN-GRAD-Parameter Zahlen, die von verschiedenen Zählern und Komparatoren verwendet werden, um geeignete Auslösesignale zu erzeugen. Ein dieser Ausführungsform entsprechender Schaltkreis ist in 6C gezeigt. Dieser Schaltkreis kann innerhalb des digitalen Kerns 42 des Steuerchips 41 enthalten sein oder kann durch die Verwendung eines in geeigneter Weise programmierten Mikroprozessors oder Mikrocontrollers nachgeahmt werden.
  • Bezugnehmend auf 6C empfängt ein 8-bit-Komparator 66 an seinem A-Eingang den Ausgang eines 8-bit-Aufzählers 67 und an seinem B-Eingang den Ausgang eines 8-bit-Herabzählers 68. Der Komparator 66 stellt ein Ausgangssignal (HARD-CHOP-FIRING-SIGNAL bzw. HARD-CHOP-Auslösesignal) bereit, das in dem Ausführungsbeispiel gemäß 6B positiv (oder logisch hoch) ist, immer wenn der 8-bit-Wert bei A geringer als bei B ist, und der ansonsten annähernd Erde (oder logisch niedrig) ist. Das HARD-CHOP-FIRING-SIGNAL kann dann verwendet werden von andern Schaltkreisen (einschließlich Treiber- bzw. Antriebsschaltkreis, nicht gezeigt), um sowohl beide Stromschaltvorrichtungen, die der relevanten Phasenwicklung zugeordnet sind, in einen leitenden Zustand zu bringen, wenn das HARD-CHOP-FIRING-SIGNAL hoch ist, und beide Stromschaltvorrichtungen in einen nicht leitenden Zustand zu bringen, wenn das HARD-CHOP-FIRING-SIGNAL niedrig ist.
  • Der Aufzähler 67 ist so konfiguriert, dass der Zähler von 0 bis zum maximalen Zählwert aufzählt und dann sich selbst zurücksetzt mit einer Rate, die der Frequenz des CLK-Signals entspricht. Der Ausgang des Aufzählers 67 und der A-Eingang des Komparators 66 (als PWM-COUNT bezeichnet) bewegt sich somit in einer festen Frequenz von 0 bis zu einem maximalen Wert.
  • Der Herabzähler 68 empfängt als seinen Dateneingang einen digitalen Wert, der dem von dem Controller bestimmten HARD-RAMP-START-Wert entspricht. Wenn von dem unten gezeigten RAMPDOWN-GRAD ermöglicht, zählt der Herabzähler 68 dann von dem HARD-RAMP-START auf 0 ab mit einer Rate, die von dem CLK-Signal definiert ist. Das Startsignal für den Herabzähler 68 wird bereitgestellt durch den Zähler = Null-Ausgang des anderen 8-bit-Herabzählers 69. Der Herabzähler 69 ist dahingehend konfiguriert, wiederholt von seinem Datenwert (welches der RAMPDOWN-GRAD ist) auf Null herabzuzählen. Wenn der Zähler Null erreicht, erzeugt er einen C0-Impuls, der an den Starteingang des Herabzählers 68 angelegt wird und den Lasteingang des Herabzählers 69. Der Herabzähler 69 befähigt somit den Herabzähler 68 zu einem einzelnen Tastimpuls bei einer Rate umgekehrt proportional dem Wert des RAMPDOWN-GRAD. Je niedriger der Wert des RAMPDOWN-GRAD ist, desto häufiger werden daher C0-Impulse erzeugt und desto schneller zählt der Herabzähler 68 herab. Je schneller der Herabzähler 68 herabzählt, desto schneller fällt der Arbeitszyklus der Hard-Chopping-Impulse und desto schneller wechselt die Nettodurchschnittsspannung, die an die Phasenwicklung angelegt wird, von positiv zu negativ. Es ist zu beachten, dass der Schaltkreis gemäß 6c für jede Phasenwicklung wiederholt würde.
  • Die zuvor diskutierten Abflachtechniken (Ramp-Down) stellen Beispiele von Typen von Abflachtechniken dar, die bei dem Controller 40 verwendet werden können. Genauer gesagt, die zuvor beschriebenen Abflachtechniken waren in Verbindung mit einem Hard-Chopping-Schema, das bei TAUS initiiert wurde. Es ist möglich, ein ähnlich gesteuertes Abflachen des Phasenstroms zu implementieren, das mit einem Soft-Chopping-Schema bei TAUS gemäß 3b(V) beginnt, was zu der gleichen Nettodurchschnittsspannung, die beim TAUS Punkt angelegt wird, führt, wie sie mit einem Hard-Chopping-Schema bei dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus bereitgestellt wird, und dann ein Abflachen des Soft-Chopping-Arbeitszykluses unter Verwendung gleicher wie der zuvor beschriebenen Techniken, bis die Nettodurchschnittsspannung, die an die geeignete Phasenwicklung angelegt wird, gleich Null ist, oder ein gewünschter Wert oberhalb von Null. Der Controller könnte dann zu einem Hard-Chopping-Schema umschalten, um die Nettodurchschnittsspannung ins Negative zu bringen, oder könnte zu einem Soft-Chopping-Schema gemäß 3b(VI) schalten, um die gleiche Funktion zu erreichen.
  • Zum Beispiel zeigt 7A den Phasenstrom in einer Wicklung 70 und die an die Wicklung 71 angelegte Spannung, wobei eine Soft-Chopping-Schaltstrategie bei TAUS 72 angelegt wird, der Arbeitszyklus auf Null abgeflacht wird und dann eine Hard-Chopping-Strategie im Bereich 73 eingesetzt wird.
  • 7B zeigt den Phasenstrom in einer Wicklung 75 und die an die Wicklung 76 angelegte Spannung, wobei eine Soft-Chopping-Schaltstrategie, die die +HVDC Volt Spannung anlegt und eine Nullspannung anlegt bei TAUS 77, der Soft-Chopping-Arbeitszyklus auf Null abgeflacht wird, und dann eine Soft-Chopping-Schaltstrategie, welche die –HVDC Spannung und eine Nullvoltspannung anlegt, im Bereich 78 eingesetzt wird.
  • Unterschiedliche RAMP-DOWN-GRADIENT-Werte könnten verwendet werden für die unterschiedlichen Soft-Chop und die Hard-Chop Abschnitte. Es sollte beachtet werden, dass für einen gegebenen Hard-Chopping-Arbeitszyklus die gleiche Nettodurchschnittsspannung produziert wird mittels eines Soft-Chopping-Arbeitszyklus gleich dem Zweifachen des Wertes des Hard-Chop-Zyklus minus 50% der vollen Periode eines Arbeitszyklus. Ein Fachmann, dem diese Offenbarung zur Verfügung steht, sollte in der Lage sein, diese alternativen Abflachungstechniken zu implementieren. Die Implementierung der oben beschriebenen Abflachungstechniken führen zu einer großkonvexen Wellenform von dem TAUS Punkt oder einer „gerundeten Ecke", was als Geräusch reduzierend ermittelt wurde.
  • Das Abflachmerkmal des Controllers 40 ist vorteilhaft zur Reduktion von Geräusch und unerwünschter Vibration für alle Steuerungsmodi bei allen Motordrehmoment- und Drehzahlpunkten. Bei hohen Drehzahlen kann es jedoch wünschenswert sein, den Strom in einer gegebenen Phasenwicklung so schnell wie möglich auf Null zu bringen, nachdem der Rotor den TAUS Winkel für die Phasenwicklung erreicht hat, um das Erzeugen eines negativen Drehmoments zu vermeiden. Wenn die Drehzahl ansteigt, kann der RAMP-DOWN-GRADIENT auf Null reduziert werden, was effektiv die Ramp-Down-Funktionalität bei hohen Drehzahlen außer Kraft setzt und erlaubt, dass der Controller beide Stromschaltvorrichtungen, die der Phasenwicklung zugeordnet sind, bei TAUS in den nicht leitenden Zustand bringt, wodurch eine volle –HVDC Spannung über die Wicklung angelegt wird und der Phasenwicklungsstrom so schnell wie möglich auf Null gebracht wird. In einer Ausführungsform des Systems der vorliegenden Erfindung wird der Abflachschaltkreis bei Motordrehzahlen oberhalb von 1450 Umdrehungen pro Minute außer Kraft gesetzt.
  • Zusätzlich zu dem Ermöglichen eines gesteuerten Abflachens der Stromwellenform ermöglicht der Controller 40 ein gesteuertes Aufsteilen des Phasenwicklungsstroms und eine effiziente Chopping-Steuerung der Phasenwicklung mit fester Frequenz während des aktiven Zyklus, wenn der gewünschte Spitzenstrom erreicht ist. Das grundsätzliche Verfahren, das von dem Controller 40 zum Abflachen und zur Spitzenstromsteuerung verwendet wird, ist in Flussdiagrammform in 8A dargestellt.
  • Bezug nehmend auf 8A bestimmt der Controller vor der Einleitung eines aktiven Zyklus eine maximale Chopping-Impuls-Dauer für den aktiven Zyklus, der die maximale Breite eines Chopping-Impulses während des aktiven Zykluses als eine Funktion des Signals auf Leitung 2' definiert. In einer Ausführungsform korrespondiert dieser Parameter einer Soft-Chop-Impulsbreite, die die gleiche Nettodurchschnittsspannung anlegt, oder eine geringfügig größere Nettodurchschnittsspannung, für den Arbeitszyklus, der für den zuvor diskutierten HARD-RAMP-START Arbeitszyklus ausgewählt wurde. In einer Ausführungsform wird dieser PWM-SOFT-MAX Arbeitszyklusparameter so berechnet, dass er gleich dem Zweifachen des Wertes des HARD-RAMP-START Arbeitszyklus minus 50% einer festen Frequenzperiode ist. Der PWM-Soft-Max Wert wird in Schritt 81 berechnet.
  • Die Verwendung eines PWM-SOFT-MAX, der dem HARD-RAMP-START entspricht, ist vorteilhaft, da er die relative Komplexität des Systems reduziert, indem es nicht erforderlich ist, extensive Berechnungen zur Bestimmung von PWM-SOFT-MAX durchzuführen. In einigen Anwendungen kann es jedoch wünschenswert sein, PWM-SOFT-MAX unabhängig vom HARD-RAMP-START zu bestimmen, wobei die Verfahren verwendet werden, die zuvor für die Entwicklung von geeigneten HARD-RAMP-START Werten für unterschiedliche Drehzahl- und Drehmomentkombinationen diskutiert wurden. Obwohl die folgende Diskussion im Kontext eines PWM-SOFT-MAX-Wertes erfolgt, der dem HARD-RAM-START Wert entspricht, versteht es sich, dass der PWM-SOFT-MAX-Wert separat bestimmt werden könnte und dass der HARD-RAM-START Wert aus dem PWM-SOFT-MAX-Wert bestimmt werden könnte.
  • Nach dem Bestimmen des PWM-SOFT-MAX in Schritt 81 bestimmt der Controller für jede Phasenwicklung, ob die TEIN Position für diese Phasenwicklung erreicht ist. Wenn die von dem RPT 3 abgeleitete Positionsinformation anzeigt, das TEIN für die Phasenwicklung erreicht wurde, erzeugt der Controller 40 Auslösesignale, um beide Stromschaltvorrichtungen, die der Phasenwicklung zugeordnet sind, in einen leitenden Zustand zu bringen, um somit die volle +HVDC Busspannung an die relevante Phasenwicklung anzulegen bei der Frequenz und dem Arbeitszyklus, der PWM-SOFT-MAX entspricht.
  • Wie im Folgenden weiter erläutert, wird Chopping mit fester Frequenz ausgeführt durch die Verwendung eines Zählers, der zu zählen beginnt und seinen maximalen Wert erreicht am Ende des Arbeitszyklus, um lediglich wiederholt zu zählen zu beginnen. Der Ausgang dieses Zählers, der als CYCLE-COUNT (Zykluszählung) bezeichnet wird, wird in dem Controller 40 der vorliegenden Erfindung verwendet, um eine stabile Impulsbreitenmodulation mit fester Frequenz bereitzustellen.
  • Wenn TEIN einmal erreicht und beide Stromschaltvorrichtungen leitend sind, wird die volle +HVDC Spannung an die relevante Phasenwicklung angelegt, bis eines von zwei Ereignissen auftritt. Der Controller überwacht kontinuierlich den Ausgang des Stromkomparators 44 für jede Phasenwicklung (siehe 4a), um zu bestimmen, ob der Strom in der relevanten Phasenwicklung den Iref(DC) überschritten hat, welcher den maximal erwünschten Spitzenphasenwicklungsstrom definiert. Wenn der Phasenstrom den erwünschten Maximalwert überschritten hat, was in Schritt 84 ermittelt wird, betätigt der Controller eine der Schaltvorrichtungen in eine nicht leitenden Zustand, Schritt 85, und erlaubt, dass Strom langsam abnimmt, während er durch die leitende Stromvorrichtung und die geeignete Rücklaufdiode freiläuft. Die Stromschaltvorrichtung verbleibt in diesem Freilaufzustand, bis der Zähler, der den CYCLE-COUNT Zähler definiert, in Schritt 86 zurückgesetzt wird. Beim Zurücksetzen des Zählers werden beide Stromschaltvorrichtungen wiederum in einen leitenden Zustand versetzt, Schritt 83, und der Steuerzyklus wird wiederholt.
  • Wenn der Phasenstrom unterhalb des maximal gewünschten Wertes ist, verbleiben beide Stromschaltvorrichtungen leitend, bis der CYCLE-COUNT den PWM-SOFT-MAX Zählwert übersteigt. Wenn festgestellt wird, dass der CYCLE-COUNT den PWM-SOFT-MAX übersteigt, Schritt 87, werden die Stromschaltvorrichtungen in eine Freilaufanordnung gebracht, Schritt 85, und verbleiben in dieser Anordnung, bis der CYCLE-COUNT Zähler zurückgesetzt wird.
  • In dem Controller 40 gemäß der vorliegenden Erfindung, unmittelbar nach TEIN, wenn der Strom in der Phasenwicklung von Null zu steigen beginnt, wird der PWM-SOFT-MAX Count erreicht, bevor der Strom in einem gegebenen CYCLE-COUNT den Iref(DC) Wert übersteigt. Somit dient, in diesem Aufsteilabschnitt, der PWM-SOFT-MAX der Funktion des Limitierens der Rate, mit der der Strom in der Phasenwicklung ansteigt. Schließlich wird der Strom in der Phasenwicklung einen Punkt erreichen, wo für jeden CYCLE-COUNT, der Phasenstrom den Iref(DC) Wert übersteigt, bevor der PWM-SOFT-MAX Count erreicht ist. Darüber hinaus, da die Induktanz ansteigt von der oder wenig vor der oder nachdem die TEIN Position erreicht ist, verschiebt sich der Punkt in dem CYCLE-COUNT, an dem der Phasenwicklungsstrom Iref(DC) übersteigt, von einem Wert nahe des Starts des PWM Zyklus (wenn die Phasenwicklungsinduktanz niedrig ist) zu einem Punkt nahe oder nach PWM-SOFT-MAX, wenn die Phasenwicklungsinduktanz sich ihrem Maximalwert nähert. Im Betrieb wird daher die Breite des Soft-Chopping-Impulses, der an die Phasenwicklung angelegt wird, variieren von einem durch PWM-SOFT-MAX während des Aufsteilzyklus der Stromwellenform definierten Arbeitszyklus zu einem engeren Arbeitszyklus, wenn die Phaseninduktanz niedrig ist (wegen des begrenzenden Effekts von Iref(DC)), zu einem Phasenzyklus, der sehr nah PWM-SOFT-MAX beim TAUS-Punkt liegt. 8B zeigt Strom in einer Phasenwicklung 88, der bei einem konstanten PWM-SOFT-MAX Arbeitszyklus ansteigt bis der Strom Iref(DC) übersteigt.
  • Zusätzlich zur Bereitstellung der Vorteile beim Steuern des RAMP-UP (Aufsteilen) des Phasenstroms ist das Begrenzen des maximalen Chopping-Arbeitszyklus durch den Controller gemäß der vorliegenden Erfindung während des aktiven Zyklus vorteilhaft, da es ein Chopping-Schema mit einer festen Frequenz ermöglicht, die nicht unter Stromprogrammierinstabilität leidet. Für den Fachmann ist erkenntlich, dass Festfrequenzstromrichter unter einer potentiellen Stromprogrammierinstabilität leiden, die dazu führen kann, dass Impulse ausgelassen oder übersprungen werden oder dass sich der Arbeitszyklus abrupt ändert, so dass Chopping mit fester Frequenz nicht beibehalten wird. Dieses Problem ist wohlbekannt und wird beispielsweise in Shu et al. "Modeling and Analysis of Switching DC to DC Converters and Constant Frequency Current Program Mode", präsentiert bei der Power of Electronics Specialist Conference, 1979, diskutiert. Typischerweise wird ein komplizierter Analogsteigungskompensationsschaltkreis verwendet, um dieses Problem anzugehen.
  • Der Controller gemäß der vorliegenden Erfindung löst das Stromprogrammierungsinstabilitätsproblem durch die Verwendung des PWM-SOFT-MAX Begrenzers und der selektierten Schaltstrategie, die von dem Controller 40 ausgeführt wird. Insbesondere, da die Chopping-Impulse im aktiven Bereich auf einen speziellen Maximalarbeitszyklus begrenzt sind, wird Chopping mit fester Frequenz immer auftreten. Zudem stellt die Verwendung von dem in dem Controller 40 angewandten speziellen Schema sicher, dass jegliche Abweichungen zwischen dem gewünschten Strom und dem aktuellen Phasenstrom über die Zeit minimiert werden. Dies wird bei niedrigen Geschwindigkeiten beziehungsweise Drehzahlen bewirkt durch Sicherstellen, dass der PWM-SOFT-MAX Wert auf weniger als 50% des Festfrequenzarbeitszyklus eingestellt ist. Bei höheren Geschwindigkeiten beziehungsweise Drehzahlen und höheren Strömen, wo größere Arbeitszyklen erforderlich sind, wird Instabilität vermieden durch die Verwendung von Soft-Chopping in dem Arbeitszyklus. Dieses Soft-Chopping löst das Instabilitätsproblem, da die Änderungsrate von Stromanstieg in einem Soft-Chopping Schema größer ist, als die Änderungsrate von Stromabnahme während des Freilaufens. Dieser Unterschied in der Steigung des Stromanstiegs- und des Stromabfallsabschnitts löst die Instabilitätsprobleme.
  • 8C zeigt einen beispielhaften Schaltkreis zum Ausführen sowohl der RAMP-UP (Auf steilen) als auch der RAMP-DOWN (Abflachen) Steuerungsfunktionen, die zuvor erörtert wurden. Im allgemeinen ist 7B ähnlich dem Schaltkreis gemäß 6C mit in erster Linie der Ausnahme, dass ein Multiplexer 81 hinzugefügt ist, der als seinen Eingang den Ausgang des Herabzählers 68' empfängt, sowie einem digitalen Signal, das dem PWM-SOFT-MAX Wert entspricht. Ein Steuerungseingang 82 bestimmt, welcher der Eingänge zum Multiplexer 81 durch den B-Eingang des Komparators 66' verläuft. Während des Betriebs detektiert ein nicht dargestellter Schaltkreis, ob die Phasenwicklung, die dem Schaltkreis von 8C entspricht, sich in dem aktiven Zyklus befindet (definiert durch die Detektion, ob der Rotor die TEIN Position erreicht). Wenn der aktive Zyklus detektiert wird, wird der Eingang 82 zu dem Multiplexer 81 so gesetzt, dass der PWM-SOFT-MAX Wert durch den Multiplexer 81 zu dem B Eingang des Komparators 66' hindurch tritt. Somit wird der Komparator von diesem Punkt an Impulse mit einer Breite erzeugen, die durch den PWM-SOFT-MAX Wert definiert ist. Der Ausgang des Komparators 66' kann an einen nicht dargestellten Schaltkreis geliefert werden, der den Ausgang des Komparators 66' in Soft-Chopping-Impulse konvertiert, welche einen Arbeitszyklus haben, der definiert wird, durch weniger als: (i) den Punkt, wo der Phasenstrom den digitalen Wert erreicht, der Iref(DC) entspricht; oder (ii) den PWM-SOFT-MAX Wert. Wenn der Aktivzyklus beendet ist, was reflektiert wird durch die Detektion der TAUS Position, wird der Steuerungseingang 82 zu dem Multiplexer 81 sich so ändern, dass der dem Herabzähler 68' übermittelte Digitalwert durch den Multiplexer 81 zu dem B Eingang des Komparators 66' geführt wird. Ein geeignetes Berechtigungssignal kann dann an den Herabzähler 69' angelegt werden, so dass der Herabzähler 69' nur in Funktion gesetzt ist, nachdem die TAUS Position detektiert ist. Bei Aktivieren des Herabzählers 69' dient der Schaltkreis gemäß 8C dazu, den Phasenstrom in einer zuvor in Verbindung mit 6C beschriebenen Weise abzuflachen (RAMP-DOWN).
  • Während der Schaltkreis gemäß 8C den HARD-RAM-START Wert verwendet, um den Chopping-Arbeitszyklus oder die Impulsbreite bei dem TAUS Punkt zu definieren, wird in alternativen Ausführungsformen der CYCLE-COUNT, bei dem der Chopping-Impuls gerade vor TAUS beendet, detektiert und anstelle des HARD-RAM-START Wertes verwendet, wenn das Abflachen (RAMP-DOWN) beginnt. Die Detektion des cycle-counts zu dem Zeitpunkt, an dem der letzte vollständige Chopping-Impuls in dem aktiven Zyklus auftritt, kann überwacht werden durch einen einfachen Schaltkreis und als HARD-RAM-START vor TAUS geladen werden. Die Verwendung dieses Schaltkreises, obwohl geringfügig komplexer, stellt sicher, dass keine Änderungen in der Nettodurchschnittsspannung auftreten, die an die Phasenwicklung vor und nach dem Abschalten angelegt wird.
  • Obwohl die obige Diskussion im Allgemeinen auf Festfrequenz-Hard-Chopping und -Soft-Chopping-Techniken ausgerichtet ist, erkennt der Fachmann, dass andere Schaltstrategien angewendet werden könnten, um die an die Phasenwicklung angelegte Spannung zu steuern. Solche Schaltstrategien könnten feste on-time oder feste off-time variable Frequenztechniken, Spannungskerbungstechniken und dergleichen beinhalten. Zudem werden alternative Ausführungsformen ins Auge gefasst und der Fachmann wird erkennen, dass Stromsteuerungstechniken angewendet werden könnten anstelle von Spannungssteuerungstechniken, welche bei der vorliegenden Ausführungsform angewandt werden.
  • 9A und 9B zeigen repräsentative Stromwellenformen für einen Motor, der mit und ohne die zuvor beschriebenen Aufsteil(RAMP-UP)- und Abflach(RAMP DOWN)techniken arbeitet. 9A zeigt allgemein eine Stromwellenform, bei der der Strom dramatisch in dem Bereich 80 von einem Nullwert auf den maximalen Spitzenwert ansteigt. Chopping wird daraufhin eingeleitet, um den Spitzenphasenstrom zu steuern, bis der TAUS Punkt für die Phasenwicklung bei 82 erreicht ist. Die der Phasenwicklung zugeordneten Stromschaltvorrichtungen werden daraufhin in den nicht leitenden Zustand versetzt und der Strom wird scharf nach untern auf Null gebracht. Die Betrachtung von 9 zeigt, dass abrupte Änderungen sowohl an der Vorderseite als auch an der hinteren Seite der Stromwellenform vorliegen, die dazu tendieren, ungewünschtes Geräusch und Vibration zu erzeugen. 9B gibt eine Stromwellenform wieder, bei der die Aufsteil- und Abflachtechniken gemäß der vorliegenden Erfindung nach den TEIN Punkt in der Region 80' angewandt wurden. Der Strom steigt nicht rapide an, sondern steigt stattdessen in einer gesteuerten Art und Weise auf den maximalen Spitzenstromwert an. Zudem fällt der Endstrom nach dem TAUS Punkt 82' nicht plötzlich ab, sondern wird stattdessen langsam abgeflacht, sodass abrupte Änderungen in der angelegten Spannung, dem Strom in der Phasenwicklung und dem magnetischen Fluss reduziert werden, was zu einer Reduktion von unerwünschten Geräusch und Vibration führt. 9B zeigt zudem die Stromendbereiche 84, die einem Ramp-Down-Gradient Wert entsprechen.
  • Die obige Beschreibung und verschiedene Ausführungsformen der verschiedenen Erfindungen dienen als Beispiel und nicht zu Zwecken der Begrenzung. Obwohl beispielsweise die obige Beschreibung auf ein speziell geschaltetes Reluktanz-Motorsystem und eine Steuerungsvorrichtung ausgerichtet ist, ist die vorliegende Erfindung anwendbar auf jegliche Formen von Reluktanz-Maschinen unabhängig von der Anzahl der Pole, der Polform und generellen Auslegung und auf Maschinensysteme, die Controller beinhalten, welche durch diskrete digitale Komponenten oder analoge Schaltkreise konstruiert sind. Die vorliegende Erfindung soll lediglich durch den Umfang der nachfolgenden Patentansprüche begrenzt sein.

Claims (9)

  1. Ein Verfahren zur Geräuschreduzierung in einem geschalteten Reluktanz-Maschinensystem (10), welches eine Reluktanz-Maschine (20) mit einem Rotor (24) und einer Phasenwicklung (26) aufweist, wobei das Verfahren den Vorgang der Steuerung der Veränderungsrate des magnetischen Flusses in der Maschine während eines Intervalls umfasst, wenn der Phasenstrom von einem Wert von ungefähr Null Ampere auf einen gewünschten Spitzenstromwert (80') steigt, mittels: Einrichten einer festen Chopping-Frequenz zum Anlegen von Spannungsimpulsen an die Phasenwicklung, wobei das Intervall zwischen der Einleitung benachbarter Spannungsimpulse die feste Chopping-Frequenzperiode ist, welche ein erstes Zeitintervall (53) definiert; Auswählen eines gewünschten maximalen Zeitintervalls (81), das eine Spannungsimpulslänge definiert, wobei das gewünschte maximale Zeitintervall geringer ist als das erste Zeitintervall; Anlegen von Spannung an die Phasenwicklung zur Einleitung eines Spannungsimpulses (83); und Wegnehmen der angelegten Spannung von der Phasenwicklung zu einem Zeitpunkt vor: (i) einer Zeit, zu der der Phasenstrom einen gewünschten Spitzenstromwert (84) erreicht; oder (ii) der Zeit, zu der das maximale Zeitintervall seit der Einleitung des Spannungsimpulses (87) abgelaufen ist.
  2. Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei das gewünschte maximale Zeitintervall als eine Funktion der Winkelgeschwindigkeit des Rotors ausgewählt ist.
  3. Das Verfahren nach Anspruch 2, wobei das maximale Intervall mit der Zunahme der Winkelgeschwindigkeit des Rotors in einer nicht linearen Weise ansteigt.
  4. Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Auswählens eines gewünschten maximalen Zeitintervalls die Schritte beinhaltet: Empfangen eines gewünschten Drehmomentausgangssignals, welches eine gewünschte Drehmomentausgabe für die Reluktanz-Maschine darstellt; und Auswählen des gewünschten maximalen Zeitintervalls als eine Funktion des gewünschten Drehmomentausgabesignals.
  5. Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Auswählens eines gewünschten maximalen Zeitintervalls den Schritt des Auswählens eines gewünschten maximalen Zeitintervalls, welches weniger als die Hälfte des ersten Zeitintervalls beträgt, umfasst.
  6. Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Phasenwicklung durch Netzschaltereinrichtungen über einen DC-Bus gekoppelt ist und wobei der Schritt des Wegnehmens der angelegten Spannung von der Phasenwicklung den Schritt des Betätigens der Netzschaltereinrichtungen, um die Phasenwicklung in einen Freilaufzustand zu versetzen, umfasst.
  7. Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Phasenwicklung durch Netzschaltereinrichtungen und Rücklaufdioden über einen DC-Bus gekoppelt ist, wobei der Schritt des Anlegens von Spannung an die Phasenwicklung den Schritt des Betätigens der Netzschaltereinrichtungen umfasst, so, dass positive DC-Bus-Spannung an die Phasenwicklung angelegt wird, und wobei der Schritt des Wegnehmens der angelegten Spannung von der Phasenwicklung den Schritt des Betätigens der Netzschaltereinrichtungen umfasst, so, dass das Negative der DC-Bus-Spannung über die Rücklaufdioden an die Phasenwicklung angelegt wird.
  8. Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Anlegens von Spannung an die Phasenwicklung den Schritt des Anlegens eines Impulsbreite-modulierten Spannungssignals an die Phasenwicklung umfasst.
  9. Das Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Betrag der Spitzenspannung des Impulsbreite-modulierten Signals in etwa dem Betrag der verfügbaren DC-Spannung entspricht.
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