DE69730374T2

DE69730374T2 - Verfahren zur Speisung einer induktiven Last und Steuereinrichtung für eine H-Brückenschaltung

Info

Publication number: DE69730374T2
Application number: DE69730374T
Authority: DE
Inventors: Kenji 10-13 Minamimachi Horiguchi; Tomoaki 10-13 Minamimachi Nishi; Shin 10-13 Minamimachi Nakajima
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1996-05-02
Filing date: 1997-05-02
Publication date: 2005-09-01
Anticipated expiration: 2017-05-03
Also published as: EP1324493A3; DE69736363D1; EP1324493A2; JP3665419B2; EP1324493B1; DE69736363T2; JPH09298455A; DE69730374D1; EP0805555A2; US5952856A; EP0805555A3; EP0805555B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Technik, um mittels Halbleiterschaltelemente einen Schaltstrom zu einer induktiven Last fließen zu lassen, und insbesondere auf ein induktives Lasttreiberverfahren und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung, bei der eine H-Brücke durch Halbleiterschaltkreise und eine induktive Last gebildet sind, so dass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom gesteuert wird.
Beschreibung des Stands der Technik
Im allgemeinen umfasst ein Schrittmotor einen Rotor mit einem drehbaren sich bewegenden Magneten, um den eine Mehrzahl von aus Elektromagneten zusammengesetzten Treiberspulen angeordnet sind. Bei dem Schrittmotor kann die Position und die Geschwindigkeit der Rotation des Rotors in der Art einer offenen Schleife gesteuert werden, indem eine der Treiberspulen ausgewählt wird, so dass ein Strom mit einer vorbestimmten Amplitude impulsweise durch die ausgewählte Treiberspule fließt. Daher wurden Schrittmotoren vielfach als zweckmäßige Motoren verwendet.
Als ein Verfahren zum Ansteuern eines derartigen Schrittmotors werden vielfach ein unipolares Treiberverfahren verwendet, bei dem ein Strom in eine feste Richtung fließt, und ein bipolares Treiberverfahren, bei dem ein Strom in sowohl Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtungen fließen kann.
Bei jedem der beiden Ansteuersysteme wird der Rotationsbetrag (oder Schrittwinkel), der eine grundlegende Eigenschaft des Schrittmotors ist, durch die Anzahl von angeordneten Treiberspulen bestimmt. In den letzten Jahren wurden jedoch eine Mikroschrittansteuerung verwendet, bei dem, um die Unterdrückung der Schwingung zur Zeit der Drehung oder die genaue Steuerung des Drehwinkels durchzuführen, ein durch die Treiberspule fließender Strom schrittweise geändert wird, wie in 13A gezeigt, so dass der Rotor vorübergehend mit einem Winkel angehalten wird, der kleiner als der grundlegende Schrittwinkel ist.
In dem Fall, in dem das Mikroschrittansteuerung durchgeführt wird, wird ein Stromerfassungswiderstand in eine H-Brückenschaltung eingeführt, so dass die Amplitude eines von einer Leistungsquelle an einen Schrittmotor gelieferten Stroms als eine Erfassungsspannung erfasst wird, die der Stromerfassungswiderstand ausgibt. Die Erfassungsspannung wird mit einer vorbestimmten Referenzspannung verglichen, um das An-/Ausschalten von Halbleiterschaltelementen zu bewirken, so dass ein Schaltstrom 102 mit einer festen Amplitude, wie in 13B gezeigt, durch eine Treiberspule fließt, wodurch der Rotor mit einem Winkel angehalten wird, der kleiner als der grundlegende Schrittwinkel ist.
Ferner werden beispielsweise in dem Fall, in dem die Amplitude des durch die Treiberspule fließenden Schaltstroms von einem Strom I₂ in einen Strom I₃ geändert werden soll, der kleiner als der Strom I₂ ist, alle Halbleiterschaltelemente abgeschaltet, um den Fluss eines regenerativen Stroms zu veranlassen. Dadurch wird eine in der Treiberspule gespeicherte Energie an die Leistungsquelle transferiert, so dass der durch die Treiberspule fließende Strom schnell verringert wird, wie es durch einen nach links abnehmenden Signalverlauf gezeigt wird, der durch die Bezugsziffer 103 angegeben ist.
Um zu verhindern, dass eine negative Spannung in eine Treiberschaltung für die H-Brückenschaltung eingegeben wird, ist allgemein üblich, dass der in die H-Brückenschaltung eingeführte Stromerfassungswiderstand verbunden wird, so dass ein regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführter Strom nicht da hindurch fließt. Demgemäß ist es nicht möglich, den durch die Treiberspule fließenden Strom während einer Zeit zu erfassen, wenn der Schaltstrom durch die Leistungsquellenregenerierung verringert wird.
Daher fließt beim Stand der Technik der regenerative Strom nur während einer geschätzten Zeit T, bis der Schaltstrom einen vorbestimmten Wert erreicht. In diesem Fall kann der durch den Schrittmotor fließende Strom auf einen kleineren Wert abnehmen, als gefordert ist, wie es beispielsweise durch einen durch die Bezugsziffer 104 angegebenen Strombetrag gezeigt ist. Ansonsten kann, bevor sich der zu dem Schrittmotor fließende Strom auf einen gewünschten Stromwert verringert, der Transfer zu einem stationären Betrieb für den Fluss eines vorbestimmten Schrittstroms veranlasst werden, so dass ein Strom an die Treiberspule geliefert wird. Dies wird die Schwingung des Schrittmotors veranlassen. In dem Fall, in dem die Leistungsquellenregeneration basierend auf eine derartige Zeiteinstellung durchgeführt wird, ist es ebenfalls erforderlich, dass eine geeignete Zeit für jeden Schrittmotor bestimmt werden sollte, um eine Zeit für die Leistungsquellenregenerierung erneut einzustellen, da sich der Wert einer Induktivität und der Wert eines äquivalenten Widerstands sich jedes Mal ändern, wenn die Art des Schrittmotors geändert wird. Dies ist mühsam. Eine Lösung eines derartigen Problems wurde gewünscht.
Ferner ist es notwendig, wenn eine in der Treiberspule gespeicherte Energie freizugeben ist, den Fluss eines Stroms durch eine Freilauf- oder Flywheel-Diode zu veranlassen. Die Flywheel-Diode, die imstande ist, in einen Leistungs-IC aufgenommen zu werden, die in den letzten Jahren populär wurden, ist eine PN-Diode und weist eine lange umgekehrte Erholungszeit (Trr) auf. Als Ergebnis wird, wenn die Treiberspule mit der Leistungsquelle nach dem Ende einer Zeitspanne zur Freigabe der in der Treiberspule gespeicherten Energie verbunden wird, so dass ein Strom an die Treiberspule geliefert wird, ein umgekehrter Durchgangsstrom durch die Flywheel-Diode fließen, durch die ein Vorwärtsstrom geflossen ist.
Wenn eines der Halbleiterelemente an-/abgeschaltet wird, wobei eines der anderen Halbleiterelemente in einem abgestimmten Zustand verbleibt, so dass der durch die Treiberdiode fließende Schaltstrom auf einer festgelegten Amplitude gehalten wird, wird sich ebenfalls das Potential eines Endes der Treiberspule in großem Ausmaß ändern. Da ein Streukondensator, der äquivalent mit einer Induktivitätskomponente der Treiberspule parallel verbunden ist, in dem Schrittmotor existiert, wird eine derartige große Änderung des Potentials des einen Endes der Treiberspule einen Schwellstrom zum Laden des Streukondensators veranlassen.
In dem Fall, in dem ein derartiger Durchgangsstrom oder Schwellstrom durch den Stromerfassungswiderstand fließt, wird ein großer Strom erfasst, der nicht durch die Induktivitätskomponente der Treiberspule fließt. Als Ergebnis gibt es ein Problem, dass das Leistungs-IC einen fehlerhaften Betrieb ausführt.
Beim Stand der Technik wird eine Gegenmaßnahme getroffen, wie beispielsweise die Bereitstellung eines Rauscheliminationsfilters für den Stromerfassungswiderstand, um einen derartigen fehlerhaften Betrieb zu verhindern. Es besteht jedoch ein Problem, dass die Kosten sehr hoch werden. Daher wurde eine Lösung dieses Problems gewünscht.
Ein induktives Lasttreiberverfahren wird in der WO-A 95/05704 offenbart, das einen Fluss eines Stroms zu einer induktiven Last (L) in sowohl den Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtungen durch vier Halbleiterschaltelemente (Q₁–Q₄) verursacht, wobei ein in die H-Brückenschaltung eingeführter Stromerfassungswiderstand (R_S) verwendet wird, so dass ein von einer Leistungsquelle an die induktive Last gelieferter Strom durch den Stromerfassungswiderstand fließt, wobei eine Erfassungsspannung (V_S), die von dem Stromerfassungswiderstand zur Zeit des Anschaltens von zwei der Halbleiterschaltelemente ausgegeben wird, mit einer vorbestimmten Referenzspannung verglichen wird, und das Anschalten von zwei der Halbleiterschaltelemente basierend auf dem Vergleichsschritt gesperrt wird, so dass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom auf einer vorbestimmten Amplitude gehalten wird.
Die DE-A-37 18 309, offenbart die Verwendung von Flywheel-Dioden, die umgekehrt parallel zu Schaltelementen in einer H-Brückenschaltung verbunden sind.
US-A-5 315 498 offenbart, die Erfassungsschaltung einer ähnlichen Schaltung während einer vorbestimmten Austastperiode mittels eines sogenannten Anstiegflanken-Austastens zu ignorieren.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der Erfindung, die für die oben erwähnten Unzweckmäßigkeiten des Stands der Technik ausgeführt wurde, besteht darin, ein induktives Lasttreiberverfahren und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung bereitzustellen, bei denen ein Rauscheliminierungsfilter nicht erforderlich ist.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein induktives Lasttreiberverfahren und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung bereitzustellen, bei denen, wenn ein durch eine induktive Last fließender Schaltstrom verringert wird, die Abnahme des Schaltstroms hinab zu einer bestimmten Amplitude erfasst werden kann.
Die obige Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 und durch eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung gemäß Anspruch 2 erreicht.
Gemäß eines derartigen Aufbaus bei einer H-Brückenschaltung, die aufgebaut ist, um den Fluss eines Stroms zu einer induktiven Last in sowohl den Vorwärts- als auch den Rückwärtsrichtungen durch vier Halbleiterschaltelemente und Flywheel-Dioden zu veranlassen, die jeweils umgekehrt parallel zu den Halbleiterschaltelementen verbunden sind, wobei ein Stromerfassungswiderstand eingeführt ist, so dass ein von einer Leistungsquelle zu der induktiven Last gelieferter Strom durch den Stromerfassungswiderstand fließt. Eine von dem Stromerfassungswiderstand zur Zeit des Anschaltens von zwei der Halbleiterschaltelemente ausgegebener Erfassungsstrom wird mit einer vorbestimmten Referenzspannung verglichen. Wenn die Erfassungsspannung größer als die vorbestimmte Referenzspannung ist, wird das Anschalten des/der Halbleiterschaltelements(e) gesperrt. Dadurch wird eine in der induktiven Last gespeicherte Energie durch die Flywheel-Diode(n) freigegeben, so dass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom auf einer vorbestimmten Amplitude gehalten werden kann.
Sofort nachdem die beiden Halbleiterschaltelemente angeschaltet werden, werden die Flywheel-Dioden aus den Vorwärts-Bias-Zuständen in die Rückwärts-Bias-Zuständen geändert. Zu diesem Zeitpunkt geht die Diodeneigenschaft der Flywheel-Diode nur während Trr (umgekehrte Erholungszeit) dieser Diode verloren, so dass ein Durchgangsstrom fließt.
Wenn der Durchgangsstrom durch den Stromerfassungswiderstand fließt, wird die Erfassungsspannung die Referenzspannung nichtsdestotrotz überschreiten, dass ein kleiner Strom durch die induktive Last fließt. Daher wird nach dem Anschalten der beiden Halbleiterschaltelemente die Erfassungsspannung während einer vorbestimmten Austastperiode ignoriert, so dass ein durch den Durchgangsstrom verursachter fehlerhafter Betrieb nicht verursacht wird. Dadurch wird eine Notwendigkeit, ein Rauscheliminierungsfilter bereitzustellen, eliminiert.
In diesem Fall, wenn das Anschalten nur eines der Halbleiterschaltelemente gesperrt wird, so dass der durch die induktive Last fließende Schaltstrom auf der vorbestimmten Amplitude gehalten wird, ein Strompfad zum Freigeben einer in der induktiven Last gespeicherten Energie durch ein Halbleiterschaltelement und einer der Flywheel-Dioden gebildet, so dass die in der induktiven Last gespeicherte Energie durch eine Vorwärtssättigungsspannung des Halbleiterschaltelements und einer Vorwärtsabfallspannung der Flywheel-Diode konsumiert wird. Als Ergebnis wird der durch die induktive Last fließende Strom sanft gedämpft, wodurch ermöglicht wird, die Variationen des Schaltstroms zu verringern.
In einer H-Brückenschaltung, die aufgebaut ist, um den Fluss eines Stroms zu einer induktiven Last in sowohl den Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtungen durch vier Halbleiterschaltelemente und Flywheel-Dioden zu veranlassen, die jeweils umgekehrt parallel zu den Halbleiterschaltelementen verbunden sind, wird ebenfalls ein Stromerfassungswiderstand eingeführt, so dass ein von einer Leistungsquelle zu der induktiven Last gelieferter Strom durch den Stromerfassungswiderstand fließt, und ein von der induktiven Last zu der Leistungsquelle regenerativ zurückgeführter Strom nicht durch den Stromerfassungswiderstand fließt. Eine von dem Stromerfassungswiderstand zur Zeit des Anschaltens von zwei der Halbleiterschaltelemente ausgegebene Erfassungsspannung wird mit einer vorbestimmten Referenzspannung verglichen, um das Anschalten des/der Halbleiterschaltelements(en) abzuschalten, so dass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom auf einer vorbestimmten Amplitude gehalten wird. In dem Fall, in dem der zu haltende Schaltstrom verringert wird, wird die Referenzspannung verringert, um alle vier Halbleiterschaltelemente auszuschalten. Als Ergebnis wird eine in der induktiven Last gespeicherte Energie regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführt, wodurch es möglich gemacht wird, die Amplitude des Schaltstroms schnell zu verringern.
Zu diesem Zeitpunkt ist es nicht möglich, da ein von der induktiven Last zu der Leistungsquelle regenerativ zurückgeführter Strom nicht durch den Stromerfassungswiderstand fließt, die Amplitude eines Stroms zu kennen, der durch die induktive Last fließt. Daher werden zwei der Halbleiterschaltelemente bei einer vorbestimmten Zeitspanne angeschaltet, so dass ein Strom durch den Stromerfassungswiderstand fließt, um eine Erfassungsspannung zu erzeugen. Durch Vergleichen der erzeugten Erfassungsspannung und der verringerten Referenzspannung wird es möglich zu beurteilen, ob der durch die induktive Last fließende Strom auf einen gewünschten Wert verringert wurde oder nicht.
In diesem Fall wird ebenfalls, da die Diodeneigenschaft der Flywheel-Diode, durch die der regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführte Strom geflossen ist, während der Trr (umgekehrten Erholungszeit) der Diode verloren geht, die Erfassungsspannung während einer vorbestimmten Austastperiode nach dem Anschalten der beiden Halbleiterschaltelemente ignoriert. Als Ergebnis gibt es keine Befürchtung, dass aufgrund von durch einen Durchgangsstrom verursachten Geräuschen die Erfassungsspannung größer als ein Wert wird, der von einem tatsächlich durch die induktive Last fließenden Strom resultiert, so dass der durch die induktive Last fließende Strom zu klein wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Beispiel einer H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung gemäß der Erfindung;
2 ist ein Zeitsteuerdiagramm zum Erläutern eines stationären Betriebs der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung;
3 ist ein Zeitsteuerdiagramm zum Erläutern eines Vorgangs, wenn eine veränderliche Referenzspannung umgeschaltet wird;
4 ist ein Zeitsteuerdiagramm zum Erläutern eines Vorgangs, wenn eine Leistungsquellenregenerierung durchgeführt wird;
5 ist ein Zeitsteuerdiagramm zum Erläutern der Situation einer Abnahme im Strom, wenn die Leistungsquellenregenerierung durchgeführt wurde;
6 ist ein Blockdiagramm zum Erläutern des Pfads eines von einer Leistungsquelle an eine induktive Last gelieferten Stroms;
7 ist ein Diagramm, das den Strompfad eines Kommutierungsstroms zeigt, der in dem Fall geflossen ist, in dem eine in der induktiven Last gespeicherte Energie als Wärme freigegeben wird;
8 ist ein Diagramm, das einen Strompfad zeigt, in dem ein Durchgangsstrom fließt;
9 ist ein Diagramm, das einen Strompfad in dem Fall zeigt, bei dem eine in der induktiven Last gespeicherte Energie regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführt wird;
10 ist ein Diagramm, das den Pfad eines Durchgangsstroms zeigt, wenn die Leistungsquellenregenerierung durchgeführt wird;
11 ist ein Schaltdiagramm zum Erläutern des Aufbaus eines bei der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung gemäß der Erfindung verwendeten Flipflops;
12 zeigt eine Wahrheitstabelle von FF54 bis FF57;
13A ist eine graphische Darstellung zum Erläutern eines Stroms, der in dem Fall geflossen ist, bei dem ein Schrittmotor mikroschrittbetätigt wird, und 13B ist eine graphische Darstellung zum Erläutern eines Stromsteuerverfahrens für die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung gemäß dem Stand der Technik.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Ausführungsformen einer Vorrichtung der Erfindung werden zusammen mit einem Verfahren der Erfindung mittels der Zeichnungen beschrieben.
(1) Gesamtübersicht
Mit Bezug auf 6 bezeichnet die Bezugsziffer 3 eine Schrittmotorsteuervorrichtung, die eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung und eine H-Brückenschaltung 4 aufweist.
Die H-Brückenschaltung 4 umfasst die H-Brückenverbindung von PNP-Transistoren Q₁ und Q₂ mit Flywheel-Dioden D₁ und D₂, die damit jeweils umgekehrt parallel verbunden sind, NPN-Transistoren Q₃ und Q₄ mit Flywheel-Dioden D₄ und D₃, die damit umgekehrt parallel verbunden sind, und eine induktive Last (oder Treiberspule) L. Die Basisanschlüsse der Transistoren Q₁ bis Q₄ sind mit der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 verbunden. Die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 ist aufgebaut, um das Anschalten irgendeines eines Satzes aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₃ und eines Satzes aus PNP-Transistor Q₂ und NPN-Transistor Q₄ zu veranlassen, so dass veranlasst wird, dass ein Strom von einer Leistungsquelle zu der induktiven Last L in entweder einer Vorwärtsrichtung oder einer Rückwärtsrichtung fließt, und ist aufgebaut, um das Abschalten des Transistors zu bewirken, der in diesem Zustand angeschaltet wurde, so dass eine in der induktiven L gespeicherte Energie veranlasst, dass ein Strom durch die Flywheel-Dioden D₁ bis D₄ fließt.
Die Transistoren Q₁ bis Q₄, die Flywheel-Dioden D₁ bis D₄ und die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 werden auf dem gleichen Chip ausgebildet, wodurch eine Ein-Chip-Leistungs-IC-Struktur bereitgestellt wird.
Ein durch diskrete Teile aufgebauter Stromerfassungswiderstand R_S wird zwischen den untereinander verbundenen Emitteranschlüssen der NPN-Transistoren Q₃ und Q₄ und der untereinander verbundenen Kathodenanschlüssen der Flywheel-Dioden D₃ und D₄ eingeführt. Die Kathodenanschlüsse der Flywheel-Dioden D₃ und D₄ sind mit einem Massepotential verbunden. Entweder ein Versorgungsstrom 6₁ , der von der Leistungsquelle 9 zu der induktiven Last L durch das Anschalten des Satzes aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₃ geliefert wird, oder ein Versorgungsstrom 6₂ , der von der Leistungsquelle 9 durch das Anschalten des Satzes aus PNP-Transistor Q₂ und NPN-Transistor Q₄ geliefert wird, fließt von dem Stromerfassungswiderstand R_S zu dem Massepotential, so dass eine Erfassungsspannung V_S, die einen Wert aufweist, der der Amplitude des Versorgungsstroms 6₁ oder 6₂ entspricht, von einem Ende des Stromerfassungswiderstands R_S ausgegeben und dann in die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 eingegeben wird.
(2) Übersicht des internen Blockdiagramms
Das interne Blockdiagramm der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 wird in 1 gezeigt.
Die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 umfasst eine Steuerschaltung 5. Die Steuerschaltung 5 umfasst zwei NAND-Schaltungen mit 3 Eingängen 32 und 31, zwei UND-Schaltungen mit 2 Eingängen 33 und 34 und Inverter 30₁ und 30₂ .
Die Ausgangsanschlüsse der NAND-Schaltungen mit 3 Eingängen 31 und 32 sind mit den Basisanschlüssen der PNP-Transistoren Q₁ bzw. Q₂ verbunden. Die Ausgangsanschlüsse der UND-Schaltungen mit 2 Eingängen 33 und 34 sind mit den Basisanschlüssen der NPN-Transistoren Q₃ bzw. Q₄ verbunden.
Eine Transistorauswahlleitung 20, die von außen eingeführt wird, ist mit einem der Eingangsanschlüsse jeder der NAND-Schaltungen mit 3 Eingängen 31 und der UND-Schaltung mit 2 Eingängen 33 verbunden. Die Transistorauswahlleitung 20 ist ebenfalls mit einem der Eingangsanschlüsse jeder der NAND-Schaltungen mit 3 Eingängen 32 und der UND-Schaltung mit 2 Eingängen 34 durch die Inverter 30₁ oder 30₂ verbunden.
Wenn ein von der Auswahlleitung 20 eingegebenes Signal "HIGH" ist, wird ermöglicht, dass der Satz aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₃ anschalten kann, wobei jedoch nicht ermöglicht wird, dass der Satz aus PNP-Transistor Q₂ und NPN-Transistor Q₄ anschalten kann. Wenn das Signal "LOW" ist, wird ermöglicht, dass der Satz aus PNP-Transistor Q₂ und NPN-Transistor Q₄ anschalten kann, wobei jedoch nicht ermöglicht wird, dass der Satz aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₂ anschalten kann. Demgemäß wird nur einem der beiden Sätze ermöglicht anzuschalten, so dass die Leistungsquelle 9 nicht kurzgeschlossen wird. Im folgenden sei angenommen, dass die Transistorauswahlleitung 20 "HIGH" ist, und es nur dem Satz aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₃ ermöglicht wird, anzuschalten.
Inverter 30₃ und 30₄ werden in der Steuerschaltung 5 bereitgestellt. Ein Ausgangsanschluss des Inverters 30₃ ist mit einem Eingangsanschluss jeder der NAND-Schaltungen mit 3 Eingängen 31 und 32 und der UND-Schaltungen mit 2 Eingängen 33 und 34 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des Inverters 30₄ ist mit dem verbleibenden Eingangsanschluss jeder der NAND-Schaltungen mit 3 Eingängen 31 und 32 verbunden. Demgemäß wird, wenn die Ausgänge der Inverter 30₃ und 30₄ beide "HIGH" sind, der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ beide angeschaltet, so dass ein Versorgungsstrom 6₁ von der Leistungsquelle 9 zu der induktiven Last L geliefert wird. Wenn der Ausgang des Inverters 30₃ "LOW" ist, werden der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ beide ungeachtet des Ausgangs des Inverters 30₄ abgeschaltet. Wenn der Ausgang des Inverters 30₃ "HIGH" und der Ausgang des Inverters 30₄ "LOW" ist, wird der PNP-Transistor Q₁ abgeschaltet und der NPN-Transistor Q₃ angeschaltet.
(3) Betriebsübersicht
Nun wird unter der Voraussetzung, dass die Ausgänge der Inverter 30₃ und 30₄ beide "HIGH" sind und somit der Versorgungsstrom durch die induktive Last L fließt, eine durch das Symbol V_S in 2 angegebene Erfassungsspannung über den Erfassungswiderstand R₃ erzeugt.
Wenn die Ausgabe des Inverters 30₃ von einem solchen Zustand in "LOW" geändert wird, wird der PNP-Transistor Q₁ abgeschaltet, so dass eine über den entgegengesetzten Enden der induktiven Last erzeugte gegenelektromotorische Kraft den Fluss eines Kommutierungsstroms 6₃ in einem durch den NPN-Transistor Q₃, den Stromerfassungswiderstand R_S und der Flywheel-Diode D₃ gebildeten Strompfad fließt, wie in 7 gezeigt. Dadurch wird eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie als Wärme konsumiert.
Wenn der Ausgang des Inverters 30₃ erneut in "HIGH" von dem Zustand geändert wird, bei dem der Kommutierungsstrom 63 fließt, wird der PNP-Transistor Q₁ angeschaltet, so dass der Versorgungsstrom 6₁ erneut von der Leistungsquelle zu der induktiven Last L entlang des in 6 gezeigten Strompfads geliefert wird.
Zu diesem Zeitpunkt weist die Flywheel-Diode D₃ eine plötzliche Änderung von einem Vorwärts-Bias-Zustand in einem umgekehrten Bias-Zustand auf. Daher geht die Diodeneigenschaft der Flywheel-Diode D₃ nur während einer umgekehrten Erholungszeit Trr der Diode des PN-Übergangs verloren. Als Ergebnis fließt ein Teil eines durch den PNP-Transistor Q₁ geflossenen Stroms 6₄ durch die Flywheel-Diode D₃ in einer umgekehrten Richtung und dann zu der Masse als ein Durchgangsstrom 6₆ , wie in 8 gezeigt.
Zur gleichen Zeit wird das Potential der Seite der mit dem Kollektor des PNP-Transistors Q₁ verbundenen induktiven Last plötzlich von einem Potential, das niedriger als das Massepotential ist, durch die Vorwärtsabfallspannung der Flywheel-Diode D₃ bis zu einer Leistungsquellenspannung der Leistungsquelle 9 geändert. Daher ändert sich der verbleibende Teil des durch den PNP-Transistor Q₁ fließenden Stroms 6₄ in einen Schwellstrom 6₅ , der einen parallel zu der induktiven Last L existierenden Streukondensator 6 in dem Schrittmotor auflädt. Dieser Schwellstrom fließt zu dem Erfassungswiderstand R_S.
Aufgrund des Schwellstroms 6₅ wird ein durch das Symbol V_N in 2 gezeigtes Rauschen V_N an dem Stromerfassungswiderstand R_S erzeugt, so dass es auf der Erfassungsspannung V_S überlagert wird.
Eine Prozedur zum Eliminieren der Geräusche V_N wird auf der Grundlage des Betriebs der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 erläutert. Die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 umfasst einen Komparator 24, eine veränderliche Referenzspannungsschaltung 22, eine Spannungsumschalt-Erfassungsschaltung 23 und einen Oszillator 26 zusätzlich zu der oben erwähnten Steuerschaltung 5. Die Ausgänge des Komparators 24, der veränderlichen Referenzspannungsschaltung 22, der Spannungsumschalt-Erfassungsschaltung 23 und des Oszillators 26 sind verbunden, so dass sie in die Steuerschaltung 5 eingegeben werden.
Der Oszillator 26 ist aufgebaut, so dass eine Sägezahnwelle V_T, wie in einem Zeitsteuerdiagramm von 2 gezeigt, durch einen Widerstand ausgegeben wird, und ein Kondensator extern angebracht ist. Zuerst sei eine Beziehung zwischen den PNP- und NPN-Transistoren Q₁ und Q₃ und der Sägezahnwelle V_T beschrieben, wobei der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ abgeschaltet werden, wenn sich die Spannung der Sägezahnwelle V_T von Anstieg in Abfall ändert. Demgemäß wird damit begonnen, den Strom 6₁ von der Leistungsquelle 9 an die induktive Last L bei einem vorbestimmten Zeitraum zu liefern.
Andererseits wird in dem Fall, in dem der angeschaltete Zustand des NPN-Transistors Q₃ beibehalten wird, so dass der durch die induktive Last L fließende Schaltstrom auf einer vorbestimmten Amplitude gehalten wird, der PNP-Transistor Q₁ abgeschaltet, wenn die Erfassungsspannung V_S eine veränderliche Referenzspannung V_R überschreitet, die die veränderliche Referenzspannungsschaltung 22 ausgibt. Dadurch fließt der in 7 gezeigte Kommutierungsstrom 6₃ , so dass die in der induktiven Last L gespeicherte Energie konsumiert wird.
(4) Stationärer Betrieb
Es sei der Betrieb der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung ausführlicher erläutert, wobei die Steuerschaltung 5 mit einer Referenzspannungsschaltung 50, einer Abfallflanken-Erfassungsschaltung 51, einer Anstiegflanken-Erfassungsschaltung 58, vier FF's (Flipflops) 54 bis 57, zwei NOR's mit drei Eingängen 52 und 53 und Inverter 30₅ , 30₆ zusätzlich zu der oben erwähnten NAND-Schaltung mit Eingängen 31 usw. ausgestattet ist. Die von dem Oszillator 26 ausgegebene Sägezahnwelle V_T wird in die Abfallflanken-Erfassungsschaltung 51 eingegeben. Die Abfallflanken-Erfassungsschaltung 51 gibt ein Signal aus, wie durch das Symbol V₁ in 2 gezeigt, das "HIGH" an dem ansteigenden Abschnitt der Sägezahnwelle V_T und "LOW" an deren abfallenden Abschnitt wird. Dieses Signal V₁ wird in den Inverter 30₅ eingegeben. Der Inverter 30₅ gibt eine invertierte Version V₂ des Signals V₁ an die Rücksetzanschlüsse R der FF's 54 und 55 aus.
Jeder der vier Flipflops (oder FF's 54 bis 57) umfasst zwei Komparatoren 91 und 92, die jeweils zwei NPN-Transistoren und eine konstante Stromlast aufweisen, wie in 11 gezeigt. Die Komparatoren 91 und 92 sind aufgebaut, so dass ein Eingang und ein Ausgang über Kreuz verbunden sind. Die verbleibenden Eingänge sind ein Setzanschluss S und ein Rücksetzanschluss R. Die Ausgabe des Komparators 92 an der Seite des Rücksetzanschlusses R wird als ein Ausgangsanschluss Q nach außen herausgeführt. Bei den FF's 54 bis 57 ist der Zustand des Ausgangsanschlusses Q notwendigerweise "LOW" in einem Zustand, bei dem der Rücksetzanschluss "HIGH" ist (Rücksetzanschluß-Präferenz).
Eine Beziehung zwischen den Setz- und Rücksetz-Anschlüssen S und R jeder der FF's 54 bis 57 und deren Ausgangsanschluss Q wird als eine Wahrheitstabelle durch die folgende Tabelle 1 gezeigt. Es ist nicht notwendigerweise erforderlich, dass die FF's 54 bis 57 durch bipolare Transistoren aufgebaut sein sollten. Sie können durch CMOS-Transistoren aufgebaut sein, so lange wie der Betrieb gemäß der Wahrheitstabelle, wie in 12 gezeigt, erreicht wird.
Während einer Zeit, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T ansteigt, werden die Rücksetzanschlüsse R der FF's 54 und 55 in "HIGH"-Zuständen gehalten, und somit werden deren Ausgangsanschlüsse Q in "LOW"-Zuständen gehalten. Da der Ausgangsanschluss Q des FF 54 mit der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und der UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 durch den Inverter 30₃ verbunden ist, wird "HIGH" in die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 während der Zeit eingegeben, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T ansteigt.
Es sei nun vorausgesetzt, dass der Ausgangsanschluss Q des FF 56 in einem "HIGH"-Zustand gehalten wird, das von dem FF 56 ausgegebene "HIGH"-Signal an die NOR's mit drei Eingängen 52 und 53 eingegeben wird, so dass die von das NOR's mit drei Eingängen 52 und 53 ausgegebenen Signale "LOW" ungeachtet der Zustände der verbleibenden Eingänge gehalten werden.
Da das gehaltene "LOW" in den Setzanschluss S des FF 54 eingegeben wird, wird dessen Ausgangsanschluss Q in einem "LOW"-Zustand gehalten. Demgemäß fährt der Inverter 30₃ fort, "HIGH" an die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 auszugeben.
Die Auswahlleitung 20 nimmt einen "HIGH"-Zustand an. Die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 veranlassen das Anschalten des PNP- Transistors Q₁ bzw. das Anschalten des NPN-Transistors Q₃, wenn alle Eingangsanschlüsse der NAND-Schaltung 31 und alle Eingangsanschlüsse der UND-Schaltung 33 "HIGH" sind. Daher bleibt der NPN-Transistor Q₃ angeschaltet. Der PNP-Transistor Q₁ wird angeschaltet, wenn der Ausgang des Inverters 30₄ "HIGH" oder der Ausgangsanschluss Q des FF 54 "LOW" ist, und wird abgeschaltet, wenn der Ausgangsanschluss Q des FF 54 "HIGH" ist.
In den Inverter 30₄ wird ein Signal eingegeben, das der FF 55 ausgibt, und dieses wird durch das Symbol V₃ in 2 gezeigt. In den Rücksetzanschluss R des FF 55 wird das Signal V₂ eingegeben, das der Inverter 30₃ ausgibt. Demgemäß wird, wenn sich das von der Abfallflanken-Erfassungsschaltung 51 ausgegebene Signal V₁ in "LOW" und sich somit das Signal V₂ in "HIGH" ändert, der Rücksetzanschluss R des FF 55 angehoben. Dadurch ändert sich das von dem FF 55 ausgegebene V₃ in "LOW", so dass der Transistor Q₁ angeschaltet wird.
Andererseits wird die Ausgabe V_C des Komparators 24 in den Setzanschluss S des FF 55 eingegeben. Ferner wird in einen nicht invertierten Eingangsanschluss des Komparators 24 die Erfassungsspannung V_S eingegeben. In einen invertierten Eingangsanschluss des Komparators 24 wird ebenfalls die veränderliche Referenzspannung V_R eingegeben, die die veränderliche Referenzspannungsschaltung 22 ausgibt.
Die Ausgabe V_C des Komparators 24 ist "LOW", wenn der durch den Stromerfassungswiderstand R_S fließende Versorgungsstrom 6₁ immer noch klein ist, so dass die Erfassungsspannung V_S unter der veränderlichen Referenzspannung V_R liegt. Wenn die Versorgungsspannung 6₁ ansteigt, so dass die Erfassungsspannung V_S die veränderliche Referenzspannung V_R überschreitet, ändert sich die Ausgabe V_C des Komparators 24 in "HIGH". Demgemäß wird, wenn die Erfassungsspannung V_S die veränderliche Referenzspannung V_R überschreitet, der Setzanschluss S des FF 55 angehoben, so dass sich die Ausgangsspannung V_R in "HIGH" ändert. Zu diesem Zeitpunkt wird der PNP-Transistor abgeschaltet.
Wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T nach dem Abschalten des PNP-Transistors Q₁ beginnt abzufallen, ändert sich das von dem Inverter 30₅ ausgegebene Signal V₂ in "HIGH", so dass der Rücksetzanschluss R des FF 55 angehoben wird. Dadurch ändert sich das von dem FF 55 ausgegebene Signal V₃ in "LOW", so dass der PNP-Transistor Q₁ erneut angeschaltet wird.
Zu diesem Zeitpunkt wird, da ein durch das Symbol 6₅ in 8 gezeigter Schwellstrom durch den Stromerfassungswiderstand R_S fließt, die Erfassungsspannung V_S, die darauf ein impulsähnliches Rauschen V_N überlagert hat, in den nicht invertierten Eingangsanschluss des Komparators 24 eingegeben. In dem Fall, in dem das Rauschen V_N größer als die veränderliche Referenzspannung V_R ist, wird ein durch das Symbol V_P in 2 gezeigter Impuls von dem Komparator 24 ausgegeben.
Die Flywheel-Diode, die einen in einem Ein-Chip-Leistungs-IC ausgebildeten PN-Übergang aufweist, ist die Länge von Trr gleich etwa 0,1 bis 0,2 μs. Während Trr führt der PNP-Transistor Q₁ einen aktiven Vorgang aus. Daher wird während des Ablaufs von Trr das Potential eines Endes des Streukondensators C von einem Potential, das niedriger als das Massepotential ist, durch die Vorwärtsabfallspannung der Flywheel-Diode D₃ bis zu der Leistungsquellenspannung der Leistungsquelle 9 geändert. Dadurch fließt der Schwellstrom 6₅ , bis Trr abläuft. Demgemäß ist die Breite des Rauschens V_N die gleiche wie die Länge von Trr, und die Breite des Impulses V_P überschreitet nicht die Breite des Rauschens V_N.
Eine Zeit von dem Anfang des Abnehmens der Spannung der Sägezahnwelle V_T gefolgt von dem Anschalten des PNP- Transistors Q₁ bis die Spannung der Sägezahnwelle V_T beginnt, erneut abzufallen, d. h. eine Zeitspanne, wenn das Signal V₂ "HIGH" ist, wird mit einer Breite von ungefähr 2 μs eingestellt. Daher wird zumindest während einer Zeit, wenn der Impuls V_P von dem Komparator 24 ausgegeben wird, der Rücksetzanschluss R des FF 55 in seinem "HIGH"-Zustand gehalten. Demgemäß bleibt, sogar wenn der Impuls V_P den Setzeingang S des FF 55 anhebt, die Ausgangsspannung V₃ "LOW", und es gibt keine Befürchtung, dass der Schwellstrom 6₅ das Abschalten des PNP-Transistors Q₁ verursacht.
Während der Zeitspanne, wenn das Signal V₂ "HIGH" ist, wird somit die von dem Stromerfassungswiderstand R_S ausgegebene Erfassungsspannung V_S ignoriert. Daher wird diese Zeitspanne eine erste Austastzeitspanne B₁ genannt. Wenn die erste Austastzeitspanne B₁ abläuft, ändert sich das in den Rücksetzanschluss R des FF 55 eingegebene Signal V₂ in "LOW", so dass der FF 55 in einen betriebsfähigen Zustand umschaltet, wodurch das Abschalten des PNP-Transistors Q₁ ermöglicht wird. Nach dem Anschalten in den betriebsfähigen Zustand steigt der von der Leistungsquelle 9 an die induktive Last L gelieferte Strom 6₁ an. Wenn die Erfassungsspannung V_S die veränderliche Referenzspannung V_R überschreitet, ändert sich der Ausgang V_C des Komparators 24 in "HIGH". Dadurch wird der Setzanschluss S des FF 55 angehoben, so dass der PNP-Transistor Q₁ abgeschaltet wird.
Während des oben erläuterten Betriebs bleibt der NPN-Transistor Q₃ angeschaltet. Demgemäß veranlasst, wenn der PNP-Transistor Q₁ in den abgeschalteten Zustand plaziert wird, eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie den Fluss eines Kommutierungsstroms 6₃ in einem Strompfad, wie in 7 gezeigt, der durch den NPN-Transistor Q₃ und die Flywheel-Diode D₃ gebildet wird. Somit wird die Energie langsam gedämpft, während sie als Wärme von dem NPN-Transistor Q₃ und der Flywheel-Diode D₃ konsumiert wird.
Das Vorhergehende entspricht dem Fall, in dem die veränderliche Referenzspannung V_R festgelegt ist. Das von dem FF 55 ausgegebene Signal V₃ ändert sich in "LOW" in einer festen Zeitspanne, um das Anschalten des PNP-Transistors Q₁ zu veranlassen, und der Komparator 24 veranlaßt das Abschalten des PNP-Transistors Q₁ in einem festgelegten Zeitraum. Daher fließt der von der Leistungsquelle 9 gelieferte Versorgungsstrom 6₁ und der Kommutierungsstrom 6₃ zum Freigeben der gespeicherten Energie abwechselnd durch die induktive Last L, so dass ein dadurch gebildeter Schaltstrom auf einer festgelegten Amplitude gehalten wird.
(5) Schaltstromdämpfungsbetrieb
Als nächstes wird eine Erläuterung des Falls durchgeführt, in dem die veränderliche Referenzspannung V_R verringert wird, um den durch die induktive Last L fließenden Schaltstrom zu verringern.
Eine Schaltung zum Erzeugen von Signalen zum Ändern einer Referenzspannung wird außen an der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 bereitgestellt, und Referenzspannungs-Umschaltsignale I₀ und I₁, die von der Umschaltsignal-Erzeugungsschaltung ausgegeben werden, werden in die veränderliche Referenzspannungsschaltung 22 eingegeben.
Jedes der Referenzspannungs-Umschaltsignale I₀ und I₁ ist ein Signal, das zwei Werte "HIGH" und "LOW" annimmt. Die veränderliche Referenzspannungsschaltung 22 ist aufgebaut, so dass sie eine veränderliche Referenzspannung V_R mit vier Arten von Beträgen ausgeben kann, die der Kombination der Werte der Referenzspannungs-Umschaltsignale I₀ und I₁ entsprechen.
Die Referenzspannungs-Umschaltsignale I₀ und I₁ werden ebenfalls in die Spannungsumschalt-Erfassungsschaltung 23 eingegeben. Wenn eines der Referenzspannungs-Umschaltsignale I₀ und I₁ von "LOW" in "HIGH" geändert wird, so dass die veränderliche Referenzspannung V_R von der veränderlichen Referenzspannungsschaltung 22 verringert wird, erfasst die Spannungsumschalt-Erfassungsschaltung 23 eine Anstiegflanke, die die Änderung von "LOW" in "HIGH" angibt, um ein durch das Symbol V₅ in 3 gezeigten Impuls auszugeben. Dieser Impuls V₅ wird in den Rücksetzanschluss R des FF 56 eingegeben, so dass ein von dem Ausgangsanschluss Q des FF 56 ausgegebenes Signal V₆ von "HIGH" in "LOW" geändert wird. Dieses Signal V₆ wird in die NOR's mit drei Eingängen 52 und 53 eingegeben, wodurch ein Betrieb zum Verringern des Schaltstroms gestartet wird.
Das von dem FF 56 ausgegebene Signal V₆ sowie auch die Ausgabe V₈ des Komparators 59 und das von der Abfallflanken-Erfassungsschaltung 51 ausgegebene Signal V₁ wird in das NOR mit drei Eingängen 53 eingegeben. Der Komparator 59 ist aufgebaut, so dass er einen invertierten Eingangsanschluß, in den eine von der Referenzspannung 50 ausgegebene Referenzspannung V'_R eingegeben wird, und ein nicht invertierter Eingangsanschluß, in den einer von dem Oszillator 26 ausgegebene Sägezahnwelle V_T eingegeben wird, aufweist, um die Referenzspannung V'_R und die Sägezahnwelle V_T zu vergleichen, und er liefert die Ausgabe V₈ von "HIGH" während einer Zeit, wenn die Sägezahnwelle V_T die Referenzspannung V'_R überschreitet. Da das Signal V₆ "LOW" ist, ändert sich ein von dem NOR mit drei Eingängen 53 ausgegebenes Signal V₁₁ in "HIGH", wenn sich sowohl die Ausgabe V₈ als auch das von der Abfallflanken-Erfassungsschaltung 51 ausgegebene Signal V₁ in "LOW" ändern, wie in 4 gezeigt.
Andererseits wird die von dem FF 55 ausgegebene Spannung V₆ sowie auch die Ausgabe V₈ des Komparators 59 und ein von dem Inverter 30₆ ausgegebenes Signal, das die Ausgabe V_C des Komparators 24 invertiert, eingegeben.
Am Anfang der Abnahme der veränderlichen Referenzspannung V_R weist ein durch die induktive Last L fließender Strom eine geringe Abnahme auf, und somit ist die Erfassungsspannung groß. Daher ist der Ausgang V_C des Komparators 24 "HIGH", so dass ein "LOW"-Signal von dem Inverter 30₆ in das NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben wird.
Außerdem ist das Signal V₆ "LOW". Demgemäß nimmt ein Ausgangssignal des NOR mit drei Eingängen 52 "LOW", wenn der Ausgang V₈ des Komparators 59 "HIGH" ist, und "HIGH" an, wenn die Ausgabe V₈ des Komparators 59 "LOW" ist. Das NOR mit drei Eingängen 52 arbeitet nämlich als ein Inverter für den Komparator 59 auf eine solche Art und Weise, dass eine invertierte Version des Ausgangs V₈ oder ein durch das Symbol V₉ in 3 an den Setzanschluss S des FF 54 und den Rücksetzanschluss R des FF 57 ausgegeben wird.
In den Rücksetzanschluss R des FF 54 wird das Signal V₂ in einer Version der Ausgabe V₁ der Abfallflanken-Erfassungsschaltung 51, die von dem Inverter 30₅ invertiert wird, eingegeben. Der FF 54 ist aufgebaut, so dass der Ausgangsanschluss Q immer "LOW" in einem Zustand ist, bei dem der Rücksetzanschluss R "HIGH" ist. Daher nimmt ein von dem FF 54 ausgegebenes Signal, wie durch das Symbol V₁₀ in 3 gezeigt, "LOW" nur während einer Zeit an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt.
Das von der NOR mit drei Eingängen 52 ausgegebene Signal V₉ und das von dem NOR mit drei Eingängen ausgegebene Signal V₁₁ sind synchron miteinander. Daher wird, wenn der Setzanschluss S des FF 57 "HIGH" ist, dessen Rücksetzanschluss R ebenfalls "HIGH", und somit wird der Ausgangsanschluss Q des FF 57 "LOW" gehalten.
Das von dem FF 54 ausgegebene Signal V₁₀ wird an die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und die UND-Schaltung 33 mit zwei Eingängen nach deren Umkehrung durch den Inverter 30₃ angelegt.
Obwohl das von dem FF 55 ausgegebene Signal V₃ in die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 nach deren Umkehrung durch den Inverter 30₄ eingegeben wird, wird der Setzanschluss S des FF 55 in seinem "HIGH"-Zustand gehalten, bis der durch die induktive Last L fließende Strom das Abnehmen beendet. Zu diesem Zeitpunkt wird das Signal V₂, das nur während der Zeit "HIGH" annimmt, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt, in den Rücksetzanschluss R des FF 55 eingegeben. Da eine Präferenz für die Eingabe des Rücksetzanschlusses R durchgeführt wird, nimmt das von dem FF 55 ausgegebene Signal V₃ "LOW" während der Zeit an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt. Dieses Signal V₃ wird in die NAND-Eingangsschaltung mit drei Eingängen 31 nach dessen Umkehrung durch den Inverter 30₄ eingegeben.
Demgemäß sind nur während einer Zeit, wenn das Signal V₃ und das Signal V₁₀ beide "LOW" sind, alle Eingangsanschlüsse der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 "HIGH", so dass der PNP-Transistor Q₁ angeschaltet wird. Diese Zeit entspricht der Zeitspanne, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt. Zu diesem Zeitpunkt sind die in die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 eingegebene Signale alle "HIGH". Daher wird der NPN-Transistor Q₃ ebenfalls angeschaltet, so dass ein Versorgungsstrom 6₁ von der Leistungsquelle 9 zu der induktiven Last L geliefert wird. Dadurch fließt ein Strom durch den Stromerfassungswiderstand R_S, um eine Erfassungsspannung V_S zu erzeugen.
Diese Erfassungsspannung V_S und die veränderliche Referenzspannung V_R werden durch den Komparator 24 verglichen, und die Ausgabe V_C als Ergebnis des Vergleichs wird in das NOR mit drei Eingängen 52 durch den Inverter 30₆ eingegeben. Wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T beginnt abzunehmen, d. h., dass in der Zeitspanne von Trr von einem Zeitpunkt, wenn der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ angeschaltet werden, Durchgangsströme 6₈ und 6₉ , wie in 10 gezeigt, durch die Flywheel-Dioden D₁ und D₃ fließen werden. Da der Strom 6₈ der Durchgangsströme 6₈ und 6₉ durch den Stromerfassungswiderstand R_S fließt, werden Geräusche auf der Erfassungsspannung V_S überlagert. Insbesondere machen, wenn derartige Geräusche erzeugt werden, wenn der durch die induktive Last L fließende Strom ausreichend klein wird, so dass die Erfassungsspannung V_S unter der veränderlichen Referenzspannung V_R liegt, die Geräusche den Schaltungsbetrieb instabil.
Bei der H-Brückenschaltungs-Steuerung 2 wird, sogar in dem Fall, in dem derartige Geräusche auf die Erfassungsspannung V_S überlagert werden, wenn die Leistungsquellen-Regenerierung durchgeführt wird, "HIGH" an die NOR-Schaltung mit drei Eingängen 52 eingegeben, bis die Sägezahnwelle V_T unter die veränderliche Referenzspannung V_R fällt. Eine Zeitspanne, bis die Spannung der Sägezahnwelle V_T unter die veränderliche Referenzspannung V_R fällt, nachdem die Spannung der Sägezahnwelle V_T beginnt abzufallen, wird eine zweite Austastperiode B₂ genannt. Während der zweiten Austastperiode B₂ wird "HIGH" an einen Eingangsanschluss des NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben, und somit wird der Ausgangsanschluss Q des FF 54 oder FF 57 in seinem "LOW"-Zustand gehalten, sogar wenn die überlagerten Geräusche in die anderen Eingangsanschlüsse des NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben werden. Demgemäß gibt es sogar, wenn die Geräusche erzeugt werden, keine Befürchtung, dass der FF 54 und 57 fehlerhafte Vorgänge ausführen.
Wie zuvor erwähnt, nimmt die Ausgabe des Inverters 30₃ nur während der Zeitspanne "HIGH" an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt. Daher ist in einer Zeitspanne, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T ansteigt, d. h. in einer Zeitspanne, wenn das Signal V₁₀ "HIGH" ist, der Ausgang des Inverters 30₃ "LOW", und somit werden der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ beide angeschaltet. Zum Zeitpunkt der Änderung von Einschalten in Abschalten wird eine gegenelektromotorische Kraft durch eine in der induktiven Last L gespeicherten Energie erzeugt, so dass ein regenerativer Strom 6₇ in einem Pfad fließt, der die induktive Last L, die Flywheel-Diode D₂, die Leistungsquelle 9 und die Flywheel-Diode D₃ umfasst, wie in 9 gezeigt. Da dieser regenerative Strom 6₇ einen in der Leistungsquelle 9 aufgenommenen Ausgangskondensator lädt, bewegt sich die von der induktiven Last L freigegebene Energie zu der Leistungsquelle hin.
Eine Zeit, wenn die in der induktiven Last L gespeicherte Energie durch den regenerativen Strom 6₇ freigegeben wird, ist kürzer als wie in dem Fall, in dem die in der induktiven Last L gespeicherte Energie den Fluss des Kommutierungsstroms 6₃ veranlaßt, so dass sie als Wärme von dem NPN-Transistor Q₃, der Flywheel-Diode D₃ und dem Stromerfassungswiderstand R_S konsumiert wird. Somit wird der Strom schnell gedämpft.
Der regenerative Strom 6₇ läuft nicht durch den Stromerfassungswiderstand R_S. Daher ist, wenn der regenerative Strom 6₇ fließt, der nicht invertierte Anschluss des Komparators 24 mit dem Massenpotential durch den Stromerfassungswiderstand R_S verbunden, so dass der Ausgang V_C des Komparators 24 "LOW" annimmt. Da die Ausgabe V_C an das NOR mit drei Eingängen 52 durch den Inverter 30₆ ausgegeben wird, nimmt die Ausgabe V₉ der NOR-Schaltung mit drei Eingängen 52 "LOW" an, wenn der regenerative Strom 6₇ fließt. Demgemäß gibt es keine Befürchtung, dass der Setzanschluss S des FF 54 angehoben oder der FF 57 zurückgesetzt wird.
(6) Rückkehr zum stationären Betrieb
Als nächstes wird eine Erläuterung eines Betriebs zum Erfassen des Absenkens der Erfassungsspannung V_R auf einen Wert unter der veränderlichen Referenzspannung V_R durchgeführt, die aus der Dämpfung des durch die induktive Last L fließenden Stroms resultiert.
Während einer Zeit, wenn der durch die induktive Last L fließende Strom gedämpft wird, wird das von dem FF 56 ausgegebene Signal V₆, das von der Abfallflanken-Erfassungsschaltung 51 ausgegebene Signal V₁ und das von dem Komparator 59 ausgegeben Signal V₈ in die NOR-Schaltung mit drei Eingängen 53 eingegeben, wobei jedoch das Signal V₆ keinen Einfluss auf den Ausgang des NOR mit drei Eingängen 53 ausübt, da das Signal V₆ "LOW" bleibt, wenn die Erfassungsspannung V_S größer als die veränderliche Referenzspannung V_R ist. Demgemäß nimmt das von der NOR-Schaltung mit drei Eingängen 53 ausgegebene Signal V₁₁ "LOW" an, wenn entweder das Signal V₈ und/oder das Signal V₁ "HIGH" ist, und nimmt nur "HIGH" an, wenn sowohl das Signal V₈ als auch das Signal V₁ "LOW" sind, wie in 4 gezeigt.
Das Signal V₁₁ nimmt nämlich "HIGH" an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abgesenkt wird und wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T unter der Referenzspannung V'_R ist.
Obwohl das Signal V₁₁ in den Setzanschluss S des FF 57 eingegeben wird, nimmt das in den Rücksetzanschluss R des FF 57 eingegebene Signal V₉ "HIGH" bei der gleichen Zeitsteuerung wie das Signal V₁₁ während einer Zeit an, wenn der Inverter 30₆ fortfährt, "LOW" auszugeben. Daher bleibt der Ausgangsanschluss Q des FF 57 "LOW".
Von einem derartigen Zustand nimmt ein durch die induktive Last L fließender Strom I_L ab, wie in 5 gezeigt. Wenn die zur Zeit des Anschaltens des PNP-Transistors Q₁ und des NPN-Transistors Q₃ erzeugte Erfassungsspannung V_S kleiner als die veränderliche Referenzspannung V_R wird (oder zu einem Zeitpunkt, der durch das Symbol U angegeben wird), ändert sich der Ausgang V_C des Komparators 24 in "LOW", so dass ein "HIGH"-Signal von dem Inverter 30₆ an das NOR mit drei Eingängen 52 ausgegeben wird. Daher ändert sich das von dem NOR mit drei Eingängen 52 ausgegebene Signal V₉ in "LOW", so dass sich der Rücksetzanschluss R des FF 57 in "LOW" ändert.
Obwohl das Signal V₁₁ in den Setzanschluss S des FF 57 eingegeben wird, ist das Signal V₁₁ zu diesem Zeitpunkt "HIGH". Daher ändert sich der Ausgangsanschluss Q des FF 57 in "HIGH". Dadurch erfasst die Anstiegflanken-Erfassungsschaltung für die Anstiegflanke 58 eine Anstiegflanke, die die Änderung von "LOW" in "HIGH" erfasst, um einen Ein-Impuls "HIGH" eines Signals an den Setzanschluss S des FF 56 auszugeben.
Daraufhin ändert sich der Ausgangsanschluss Q des FF 56 von "LOW" in "HIGH", was seinerseits an die NAND-Schaltungen mit drei Eingängen 52 und 53 eingegeben wird. Demgemäß werden beide Ausgänge V₉ und V₁₁ der NAND-Schaltungen mit drei Eingängen 52 und 53 in "LOW" geändert. Danach wird "LOW" ungeachtet der Zustände der anderen Eingangsanschlüsse der NAND-Schaltungen mit drei Eingängen 54 und 57 ausgegeben.
Demgemäß bleibt der Ausgangsanschluss Q des FF 56 "HIGH", so dass der Setzanschluss F des FF 54 und der Rücksetzanschluss R des FF 57 in ihren "LOW"-Zuständen bleiben. Daher bleibt der NPN-Transistor Q₃ in dem angeschalteten Zustand, wie zuvor erläutert, so dass der durch die induktive Last L fließende Schaltstrom auf einem festen Pegel durch das An-/Abschalten Des PNP-Transistors Q₁ gehalten wird. In diesem Fall wird eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie durch einen in 7 gezeigten Kommutierungsstrom 6₃ konsumiert.
Weitere Ausführungsformen
Obwohl die vorhergehende Erläuterung des Falls der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung einer Leistungs-IC-Struktur durchgeführt wurde, die bipolare Transistoren als Halbleiterschaltelemente verwendet, ist die Erfindung nicht auf die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung der IC-Struktur begrenzt. Ein induktives Lastansteuerverfahren und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung zum Ansteuern einer H-Brückenschaltung mit MOS-Transistoren sind ebenfalls in der Erfindung enthalten. Ferner ist die Flywheel-Diode nicht auf die PN-Sperrschichtdiode begrenzt. Jede Flywheel-Diode, um den Fluss eines Schwellstroms für den Streukondensator der induktiven Last L zu bewirken, kann häufig enthalten sein.
Gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist ein Rauscheliminierungsfilter nicht erforderlich, wodurch Kosten verringert werden.
Gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung ist es möglich, wenn ein durch eine induktive Last fließender Schaltstrom verringert wird, zu erfassen, ob der Schaltstrom auf die gewünschte Amplitude verringert wird oder nicht. Demgemäß gibt es keine Befürchtung, dass der durch die induktive Last fließende Strom zu klein oder der Transfer in einen stationären Betrieb veranlasst wird, während der Strom groß ist. Es ist ebenfalls nicht erforderlich, dass eine Zeitspanne, um den Fluss eines regenerativen Stroms zu veranlassen, erneut für jede Art von Schrittmotoren eingestellt werden sollte.

Claims

Induktive Lastansteuerverfahren mit einer H-Brückenschaltung, mit folgenden Schritten: Veranlassen eine Stromflusses zu einer induktiven Last (L) in sowohl Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtung durch vier Halbleiterschaltelemente (Q1–Q4) und Flywheel-Dioden (D1–D4), die jeweils umgekehrt parallel mit den Halbleiterschaltelementen verbunden sind; Verwenden eines Stromerfassungswiderstands (R_S), der in der H-Brückenschaltung eingefügt ist, sodass einer von einer Leistungsquelle an die induktive Last gelieferter Strom durch den Stromerfassungswiderstand fließt und ein von der induktiven Last an die Leistungsquelle regenerativ zurückgeführter Strom nicht durch den Stromerfassungswiderstand fließt, Vergleichen einer Erfassungsspannung (V_S), die von dem Stromerfassungswiderstand zur Zeit des Anschaltens der beiden Halbleiterschaltelemente ausgegeben wird, mit einer vorbestimmten Referenzspannung, und Abschalten des Anschaltens von nur einem der Halbleiterschaltelemente basierend auf dem Vergleichsschritt, sodass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom in einer vorbestimmten Amplitude gehalten wird, wobei das Verfahren ferner folgenden Schritt umfasst: Ignorieren der Erfassungsspannung während einer vorbestimmten Austastperiode nach dem Anschalten der beiden Halbleiterschaltelemente.
Steuervorrichtung für eine H-Brückenschaltung, wobei die H-Brückenschaltung umfasst: vier Halbleiterschaltelemente (Q1–Q4) und vier Flywheel-Dioden (D1–D4), die jeweils umgekehrt parallel mit den Halbleiterschaltelementen verbunden und aufgebaut sind, um einen Stromfluss an eine induktive Last (L) in sowohl Vorwärts- als auch Umkehrrichtung zu veranlassen, einen Stromerfassungswiderstand (R_S), der eingefügt ist, sodass ein von einer Leistungsquelle an die induktive Last gelieferter Strom durch den Stromerfassungswiderstand fließt, und ein von der induktiven Last an die Leistungsquelle regenerativ zurückgeführter Strom nicht durch den Stromerfassungswiderstand fließt, wobei die Steuervorrichtung umfasst: ein Mittel zum Erfassen einer Erfassungsspannung (V_S), die über den Stromerfassungswiderstand erzeugt wird, durch Vergleichen der Erfassungsspannung (V_S) zur Zeit des Anschaltens von zwei der Halbleiterschaltelemente mit einer vorbestimmten Referenzspannung, um die angeschalteten Zustände von mindestens einem der Halbleiterschaltelemente in deren abgeschaltete Zustände zu ändern, sodass die Amplitude eines durch die induktive Last fließenden Schaltstroms in einem vorbestimmten Pegel gehalten wird, und ein Mittel zum Ignorieren der Erfassungsspannung während einer vorbestimmten Austastperiode nach der Änderung der zwei der Halbleiterschaltelemente in eingeschaltete Zustände, wobei wenn eine in der induktiven Last gespeicherte Energie zum Halten der Amplitude der Schaltstroms in dem vorbestimmten Pegel freigegeben wird, nur eines der vier Halbleiterschaltelemente angeschaltet wird.