DE69717754T2

DE69717754T2 - Synchrones Antriebsverfahren für induktive Belastung und synchrone Steuereinrichtung für H-Brückenschaltung

Info

Publication number: DE69717754T2
Application number: DE69717754T
Authority: DE
Inventors: Kenji Horiguchi; Tomoaki Nishi
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1996-09-03
Filing date: 1997-08-12
Publication date: 2003-10-16
Anticipated expiration: 2017-08-13
Also published as: US6066930A; EP0833439A1; EP0833439B1; JP3764784B2; JPH1080194A; DE69717754D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

ERFINDUNGSGEBIET

Die Erfindung betrifft eine Technik zum Treiben einer induktiven Last mittels Halbleiterschaltelemente und insbesondere ein Induktivlast-Treiberverfahren, bei dem eine H-Brücke gebildet wird, um eine induktive Last zu treiben, und eine Induktivlast-Treibervorrichtung, die ein solches Verfahren verwirklicht.

BESCHREIBUNG DES STANDS DER TECHNIK

Im allgemeinen ist ein Schrittmotor so aufgebaut, daß er einen Rotor hat, der einen drehbar sich bewegenden Magneten aufweist, und so, daß eine Mehrzahl Treiberspulen, die jeweils einen Elektromagneten enthalten, um den Rotor herum angeordnet sind. Bei dem Schrittmotor kann die Position und Rotationsgeschwindigkeit des Rotors in einer offenen Schleife durch Auswahl der Treiberspulen gesteuert werden, um zu veranlassen, daß ein pulsartiger Strom mit einer vorgegebenen Amplitude fließt. In den letzten Jahren wurden Schrittmotoren daher weit verbreitet als geeignete Motoren verwendet.
Im allgemeinen ist ein Schrittmotor eine induktive Last. Als ein Verfahren zum Treiben solch einer Last wurde weit verbreitet ein unipolares Treiberverfahren, bei dem ein Strom in einer festen Richtung fließt, und ein bipolares Treibersystem, bei dem ein Strom sowohl in einer Vorwärtsrichtung oder in einer Rückwärtsrichtung fließen kann, verwendet. Um zu veranlassen, daß ein Umschaltstrom mit einer konstanten Amplitude veranlaßt wird, durch die induktive Last zu fließen, ist jedes Treiberverfahren so, daß wenn ein Strom, der von einer Leistungsquelle zugeführt wird, gleich oder größer als ein vorgegebener Wert wird, ein Strom veranlaßt wird, durch eine Schwungraddiode zu fließen, die umgekehrt parallel zu dem Halbleiterumschaltelement verbunden ist, um eine in der induktiven Last gespeicherte Energie freizulassen, wodurch der durch die induktive Last fließende Strom gedämpft wird.
Ein Beispiel eines solchen Induktivlast- Treiberverfahrens ist in Fig. 5 gezeigt.
In Fig. 5 bezeichnet das Bezugszeichen 102 eine Induktivlast-Treibervorrichtung entsprechend dem Stand der Technik, bei der eine H-Brückenschaltung durch eine induktive Last 131 in einem Schrittmotor und vier Transistoren 111 bis 114 gebildet ist. Die oberen Transistoren 111 und 112 sind mit einer Leistungsquelle 132 verbunden, und die unteren Transistoren 114 und 113 sind mit einem Massepotential über einen Strom detektierenden Widerstand 133 verbunden.
Schwungraddioden 121 und 122 sind jeweils umgekehrt parallel mit den oberen Transistoren 111 und 112 verbunden. In ähnlicher Weise sind Schwungraddioden 123 und 124 jeweils in umgekehrter paralleler Art mit den unteren Transistoren 113 und 114 über die Transistoren 113 und 114 und den Strom detektierenden Widerstand 133 verbunden.
Die Basisanschlüsse der Transistoren 111 bis 114 sind mit einer Steuerschaltung 134 verbunden, so daß der Betrieb des Transistors durch die Steuerschaltung 134 gesteuert wird. Nun sei angenommen, daß die Transistoren 111 und 113 in angeschaltetem Zustand sind, während die Transistoren 112 und 114 in einem ausgeschalteten Zustand sind. Unter diesen Umständen wird ein Versorgungsstrom von der Leistungsquelle 134 zu der induktiven Last 131 in einer Richtung zugeführt, die durch das Bezugszeichen 141 angegeben ist.
Der Versorgungsstrom 141 fließt durch den Strom detektierenden Widerstand 133. Wenn eine über den Strom detektierenden Widerstand 133 erzeugte Spannung größer als eine Bezugsspannung 136 wird, wird die Ausgabe des Vergleichers 135 invertiert, und die Steuerschaltung 134 detektiert die Inversion der Vergleicherausgabe, um den Versorgungsstrom 141 zu stoppen, wodurch der durch die induktive Last 131 fließende Strom gedämpft wird. Nach Ablauf einer vorgegebenen Zeit veranlaßt die Steuerschaltung 134 erneut den Fluß des Versorgungsstroms 141 von der Leistungsquelle 132 zu der induktiven Last 131 und stoppt den Versorgungsstrom 141 entsprechend der Inversion einer Ausgabe des Signals des Vergleichers 135. Mit der Wiederholung eines solchen Betriebs kann ein Umschaltstrom, der durch die induktive Last 131 fließt, bei einem vorgegebenen Pegel gehalten werden.
Es gibt zwei Arten von Verfahren in dem Fall, in dem die Steuerschaltung 134 den Versorgungsstrom 141 von der Leistungsquelle 132 stoppt, um den durch die induktive Last 131 fließenden Strom zu dämpfen.
Bei einem Verfahren werden alle Transistoren 111 bis 114 in einen ausgeschalteten Zustand gebracht. Zu dieser Zeit sind die Schwungraddioden 124 und 122 rückwärts vorgespannt aufgrund der elektromotorischen Kraft, die von der induktiven Last 131 erzeugt wird, um zu verursachen, daß ein Regenerationsstrom fließt, der durch das Bezugszeichen 142 in Fig. 6A angezeigt ist. Der Fluß des Regenerationsstroms 142 verursacht die Änderung (eines Ausgabekondensators) der Leistungsquelle 132, so daß ein durch die induktive Last 131 fließender Strom gedämpft wird. In diesem Fall ist es möglich, effektiv eine in der induktiven Last 131 gespeicherte Energie auszunutzen.
In dem anderen Verfahren wird einer der Transistoren 111 und 113 ausgeschaltet. Nun sei angenommen, daß in einem Zustand, in dem der Versorgungsstrom 141 fließt, der Transistor 111 ausgeschaltet wird, wobei der Transistor 113 angeschaltet bleibt, wie er war. Dann wird die Schwungraddiode 124 aufgrund einer rückwärts gerichteten elektromotiven Kraft der induktiven Last 131 vorwärts vorbelastet, um so den Fluß eines Kommutationsstroms zu verursachen, der durch das Bezugszeichen 143 in Fig. 6B angezeigt ist. Der Fluß des Kommutationsstroms 143 verursacht die Erzeugung von Wärme durch die Schwungraddiode 124 und den Transistor 113, so daß in der induktiven Last 131 gespeicherte Energie zur Dämpfung des Stroms verbraucht wird. In diesem Fall ist es nicht möglich, die in der induktiven Last 131 gespeicherte Energie auszunutzen.
Beim Vergleich des Regenerationsstroms 142 und des Kommutationsstroms 143 kann der Regenerationsstrom 142 die schnelle Dämpfung eines durch die induktive Last 131 fließenden Stroms zu der Zeit des Umschaltens des durch die induktive Last 131 fließenden Stroms erzielen, wohingegen der Kommutationsstrom 143 dessen langsame Dämpfung durchführen kann.
Jedoch hat in dem Fall, in dem das Freisetzen einer in der induktiven Last 131 gespeicherten Energie entsprechend einem der oben beschriebenen zwei Verfahren versucht wird, ein Weg beruhend auf dem Regenerationsstrom 142 einen Nachteil dahingehend, daß die Dämpfung zu schnell ist, mit dem Ergebnis, daß eine Welle (ripple) des Umschaltstroms, der durch die induktive Last 131 fließt, zu groß wird. Andererseits hat ein Weg beruhend auf dem Kommutationsstrom 143 einen Nachteil dahingehend, daß die Dämpfung zu langsam ist, mit dem Ergebnis, daß die Verfolgungsfähigkeit beim Ändern eines Umschaltstrompegels, der durch die induktive Last 131 fließt, schlecht ist.
Auch wenn das Treiben durch einen Umschaltstrom in dem Fall versucht wird, in dem eine Mehrzahl der oben genannten induktiven Lasten 131 vorhanden sind, wie in einem zweiphasigen Schrittmotor, gibt es ein Problem, daß in dem Fall, in dem die Frequenzen zur Steuerung jeweiliger Ströme, die durch die Mehrzahl induktiver Lasten fließen, nahe beieinander sind, Schläge (beats) erzeugt werden, mit dem Ergebnis, daß Rauschen oder Schwingungen groß werden.
US-A-5 032 780 offenbart eine Motorsteuerung, die eine digitale monostabile Schaltung bereitstellt, welche ein Steuersignal erzeugt, das anzeigt, ob eine Feldspule innerhalb eines Motors an oder auszuschalten ist. Zwei Register sind innerhalb der digitalen monostabilen Schaltung vorgesehen um Werte zu speichern, die eine feste Auszeit und eine minimale Anzeit speichern. Diese Register können mit geeigneten Werten durch einen Mikroprozessor oder eine andere Steuervorrichtung geladen werden. Die gespeicherten Werte werden selektiv in einen Zähler geladen, der, wenn der Feldspulenstrom einen vorgegebenen Pegel erreicht, die Zuführung zu der Feldspule über eine Zeit entsprechend dem Auszeitwert ausschalten, dann erneut über eine Zeit zumindest so lang wie der minimale Anzeitwert anschalten. Die Werte in den Auszeit- und minimalen Anzeitregistern können geändert werden, um geeignet für Betriebszustände des Systems zu sein, und die Steuerung kann entweder in einem Pulsbreitenmodulations-Modus (PWM) oder einem Modus mit offener Schleife arbeiten.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die Erfindung zielt auf das Bereitstellen einer Technik, durch die ein Umschaltstrom, der durch eine induktive Last fließt, auf ein Optimum gesteuert werden kann, indem ein Regenerationsstrom und ein Kommutationsstrom kombiniert werden.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Technik bereitzustellen, mit der Umschaltströme, die durch eine Mehrzahl induktiver Lasten fließen, auf ein Optimum gesteuert werden können.
Um oben genannten Problemen entsprechend einem ersten Aspekt der Erfindung zu lösen, wird ein Induktivlast- Treiberverfahren zum Steuern eines Stroms, der durch eine induktive Last fließt, bereitgestellt, wobei der Strom sowohl in Vorwärts- als auch in Rückwärtsrichtungen durch eine H- Brückenschaltung zugeführt wird, die vier Halbleiter- Umschaltelemente und Schwungraddioden umfaßt, die jeweils mit den Halbleiter-Umschaltelementen verbunden sind, wobei das Induktivlast-Treiberverfahren zumindest zwei von: einem Stromzufuhrschritt des Anschaltens von zwei der Halbleiter- Umschaltelemente, um so einen Strom von einer Leistungsquelle an die induktive Last zu liefern, einem Kommutationsschritt zum Anschalten eines der Halbleiter-Umschaltelemente, so daß in der induktiven Last gespeicherte Energie verursacht, daß ein Strom durch eines der Halbleiter-Umschaltelemente und eine der Schwungraddioden fließt, und einem Leistungsquellen- Regenerationsschritt zum Ausschalten aller Halbleiter- Umschaltelemente, so daß die in der induktiven Last gespeicherte Energie einen Strom verursacht, der durch zwei der Schwungraddioden fließt, umfaßt, wobei das Induktivlast- Treiberverfahren desweiteren den Schritt des Erzeugens eines Zeitsteuerungssignals mit einer vorgegebenen Frequenz und indikativ für eine Treiberzeitspanne zum (i) Starten des Stromzufuhrschritts in Übereinstimmung mit einem Start der Treiberperiode und zum Stoppen des Stromzufuhrschritts, wenn eine Amplitude des durch die induktive Last fließenden Stroms einen vorgegebenen Wert erreicht hat oder größer ist, (ii) Starten des Leistungsquellen-Regenerationsschritt, wenn der Stromzufuhrschritt gestoppt wird, bevor ein vorgegebener Zeitpunkt erreicht ist, und zum Stoppen des Leistungsquellen- Regenerationsschritts bei der vorgegebenen Zeitspanne, und (iii) Starten des Kommutationsschritts, wenn der Stromzufuhrschritt oder der Leistungsquellen- Regenerationsschritt gestoppt werden, und Stoppen des Kommutationsschritts am Ende der Treiberzeitspanne, umfaßt.
Des weiteren wird gemäß einem erfindungsgemäßen Aspekt eine Induktivlast-Treibervorrichtung bereitgestellt mit: einer H-Brückenschaltung, die vier Halbleiter- Umschaltelemente und Schwungraddioden umfaßt, die jeweils mit den Halbleiter-Umschaltelementen verbunden sind, um einen Strom in sowohl Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtungen durch die induktive Last zuzuführen, eine Steuerschaltung zum Steuern der H-Brückenschaltung zum Durchführen von zumindest zweien von: (i) einem Stromzufuhrbetrieb mit Anschalten von zwei der Halbleiter-Umschaltelemente, um so einen Strom von einer Leistungsquelle an die induktive Last zuzuführen, (ii) einem Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb mit Anschalten von einem der Halbleiter-Umschaltelemente, so daß Energie, die in der induktiven Last gespeichert ist, einen Strom verursacht, der durch eines der Halbleiter-Umschaltelemente und durch eine der Schwungraddioden fließt, und (iii) einem Kommutationsbetrieb, mit Ausschalten aller Halbleiter- Umschaltelemente, so daß in der induktiven Last gespeicherte Energie einen Strom verursacht, der durch zwei der Schwungraddioden fließt; und mit einer Zeitsignal- Erzeugungsschaltung zum Erzeugen eines Zeitsteuerungssignals mit einer vorgegebenen Frequenz und indikativ für eine Treiberzeitspanne, so daß die Steuerschaltung die H- Brückenschaltung steuert, um: (i) den Stromversorgungsbetrieb entsprechend einem Start der Treiberzeitspanne zu beginnen und den Stromversorgungsbetrieb zu stoppen, wenn eine Amplitude des durch die induktive Last fließenden Stroms einen vorgegebenen Wert oder mehr erreicht hat, (ii) Starten des Leistungsquellen-Regenerationsbetriebs, wenn der Stromversorgungsbetrieb gestoppt wird, bevor ein vorgegebener Zeitpunkt erreicht ist, und Stoppen des Leistungs- Regenerationsbetriebs bei der vorgegebenen Zeitspanne, und (iii) Stoppen des Kommutationsbetriebs, wenn der Stromversorgungsbetrieb oder der Leistungsquellen- Regenerationsbetrieb gestoppt ist und Stoppen des Kommutationsbetriebs am Ende der Treiberzeitspanne.

KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das die Gesamtheit einer Induktivlast-Treibervorrichtung entsprechend der Erfindung zeigt;
Fig. 2 zeigt den internen Block einer Steuerschaltung und einer Zeitsteuerungssignal-Erzeugungsschaltung der Induktivlast-Treibervorrichtung der Erfindung;
Fig. 3 ist eine Zeitsteuerungskarte zum Erläuterndes Betriebs der Induktivlast-Treibervorrichtung der Erfindung;
Fig. 4 ist ein Diagramm zum Erläutern des Betriebs in dem Fall, in dem ein Umschaltstrom, der durch eine induktive Last fließt, verringert wird;
Fig. 5 ist ein Diagramm, das den Block der gesamten Induktivlast-Treibervorrichtung entsprechend dem Stand der Technik zeigt; und
Fig. 6A ist ein Diagramm zum Erläutern eines Weges für einen Regenerationsstrom, der durch eine H- Brückenschaltung der Induktivlast- Treibervorrichtung des Standes der Technik fließt und Fig. 6B ist ein Diagramm zum Erläutern eines Weges eines Kommutationsstroms, der durch die H- Brückenschaltung fließt.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Ausführungsformen einer erfindungsgemäßen Vorrichtung werden zusammen mit einem erfindungsgemäßen Verfahren anhand der Zeichnungen erläutert.
In Fig. 1 bezeichnet das Bezugszeichen 2 ein Beispiel einer Induktivlast-Treibervorrichtung der Erfindung zum Treiben eines zweiphasigen Schrittmotors. Es wird angenommen, daß ein A-Phasen-Schrittmotor durch eine induktive Last LA und ein B-Phasen-Schrittmotor durch eine induktive Last LB dargestellt ist.
Die Induktivlast-Treibervorrichtung 2 enthält eine H- Brückenschaltung 4A, mit der die Induktivlast LA verbunden ist, einer H-Brückenschaltung 4B, in der die Induktivlast LB verbunden ist, Steuerschaltungen 3A und 3B, die die H- Brückenschaltungen 4A bzw. 4B steuern, und eine Zeitsignal- Erzeugungsschaltung 7. Die H-Brückenschaltungen 4A und 4B, die Steuerschaltungen 3A und 3B und die Zeitsignal- Erzeugungsschaltung 7 sind als eine IC-Struktur auf dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet.
Die Stromdetektions-Widerstände RSA und RSB, ein Zeitsteuerungs-Widerstand RT und ein Zeitsteuerungskondensator CT sind extern angebrachte Teile, die als diskrete Teile ausgebildet sind, und sind mit der jeweiligen Lasttreibervorrichtung verbunden. Ein in Reihe geschaltete Schaltung des Zeitsteuerungs-Widerstands RT und des Zeitsteuerungs-Kondensators CT ist zwischen einer Leistungsquellenspannung und einem Massepotential geschaltet, und eine über den Zeitsteuerungs-Kondensator CT erzeugte Spannung wird der Zeitsteuerungssignal-Erzeugungsschaltung 7 eingegeben. Auch wird ein von der Zeitsteuerungssignal- Erzeugungsschaltung 7 ausgegebenes Signal der Steuerschaltung 3A und der Steuerschaltung 3B eingegeben. Die Steuerschaltung 3A und 3B sind mit den H-Brückenschaltungen 4A bzw. 4B verbunden. Mit dieser Bauweise werden die induktiven Lasten LA und LB getrieben.
Die interne Bauweise der H-Brückenschaltung 4A und der H-Brückenschaltung 4B sind zueinander ähnlich. Auch die Struktur der Steuerschaltung 3A und der Steuerschaltung 3B sind zueinander ähnlich. Daher wird hier die Zeitsteuerungssignal-Erzeugungsschaltung 7, die Steuerschaltung 3A, die in Übereinstimmung mit einer von der Zeitsteuerungssignal-Erzeugungsschaltung 7 erzeugten Treiberfrequenz arbeitet, und die A-Phasenschrittmotor- Treiber-H-Brückenschaltung 4A, die durch die Steuerschaltung 3A gesteuert wird, erläutert, während die Erläuterung der Strukturen der Steuerschaltung 3B und der H-Brückenschaltung 4B der B-Phase weggelassen werden.
Die H-Brückenschaltung 4A enthält Transistoren Q&sub1; bis Q&sub4;, die Halbleiter-Umschaltelemente sind. Die Transistoren Q&sub1; bis Q&sub4;, Schwungraddioden D&sub1; bis D&sub4; und die Steuerschaltung 3 sind auf einem Halbleitersubstrat ausgebildet. Zwei PNP- Transistoren, Q&sub1; und Q&sub2; sind mit der Leistungsquellenspannungsseite einer Leistungsquelle E verbunden, und zwei NPN-Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; sind mit der Massepotentialseite verbunden. Auch sind der PNP-Transistor Q&sub1; und der NPN-Transistor Q&sub4; in Reihe miteinander geschaltet, während der PNP-Transistor Q&sub2; und der NPN-Transistor Q&sub3; in Reihe miteinander geschaltet sind. Mit dieser Bauweise kann eine H-Brückenschaltung durch Verbinden der A-Phasen- Induktivlast LA zwischen den Verbindungspunkten dieser in Reihe geschalteten Schaltungen der Transistoren erzeugt werden.
Der oben genannte Stromdetektionswiderstand RSA ist zwischen den PNP-Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; und dem Massepotential geschaltet. Die Schwungraddioden D&sub3; und D&sub4; sind jeweils umgekehrt parallel zu den NPN-Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; über den Strom detektierenden Widerstand RSA geschaltet. Auch die Schwungraddioden D&sub1; und D&sub2; sind direkt in umgekehrte parallele Ausrichtung zu den PNP-Transistoren Q&sub1; bzw. Q&sub2; geschaltet.
Die Basisanschlüsse ((1) bis (4)) der Transistoren Q&sub1; bis Q&sub4; und ein Spannungsausgabeabschnitt ((5)) des Strom detektierenden Widerstands RSA sind mit der Steuerschaltung 3A verbunden. Mit dieser Bauweise, wenn ein Strom von der Leistungsquelle E zu der induktiven Last LA zugeführt wird, bringt die Steuerschaltung 3A jeden eines Satzes der Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; und eines Satzes der Transistoren Q&sub2; und Q&sub4; in einen angeschalteten Zustand entsprechend einem PHASE-Signal, das von außen eingegeben wird, um zu veranlassen, daß ein Strom durch die induktive Last LA in einer vorgegebenen Richtung fließt.
Zu dieser Zeit fließt der von der Leistungsquelle E zu der induktiven Last LA zugeführte Strom durch den Strom detektierenden Widerstand RSA, so daß eine der Amplitude des Stroms entsprechende Spannung erzeugt wird. Diese Spannung wird detektiert, um einen durch die induktive Last. LA fließenden Strom zu steuern.
Das interne Blockdiagramm der Steuerschaltung 3A ist in Fig. 2 gezeigt.
In Fig. 2 enthält die Steuerschaltung 3A NAND&sub1; und NAND&sub2; mit zwei Eingängen und AND&sub3; und AND&sub4; mit zwei Eingängen. Die jeweiligen Ausgabeanschlüsse ((1), (2)) der NAND&sub1; und NAND&sub2; sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; verbunden, und die jeweiligen Ausgabeanschlüsse ((3), (4)) des AND&sub3; und des AND&sub4; sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; verbunden.
Das oben genannte PHASE-Signal, das von außen eingegeben wird, ist mit den Eingangsanschlüssen des NAND&sub1; und AND&sub3; so wie es ist verbunden. Andererseits ist das PHASE-Signal mit den Eingangsanschlüssen des NAND&sub2; und des AND&sub4; über Inverter INV&sub6; bzw. INV&sub7; verbunden. Dadurch werden, wenn das PHASE- Signal hoch ist, der Satz aus Transistoren Q&sub2; und Q&sub4; in einen Zustand versetzt, in dem sie nicht angeschaltet werden können, wohingegen, wenn das PHASE-Signal niedrig ist, der Satz aus den Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; in einen Zustand versetzt wird, in dem sie nicht angeschaltet werden können.
Dementsprechend gibt es weder ein gleichzeitiges Anschalten des Transistors Q&sub1; und des Transistors Q&sub4; noch ein gleichzeitiges Anschalten des Transistors Q&sub2; und des Transistors Q&sub3;. Es wird nämlich eine Steuerung vorgenommen, so daß ein Durchlaufstrom, der zwischen der Leistungsquelle E und dem Massepotential fließt, ohne durch die induktive Last LA zu laufen, nicht erzeugt wird.
Es sei nun angenommen, daß das PHASE-Signal einen hohen Zustand annimmt, so daß das Anschalten der Transistoren Q&sub2; und Q&sub4; verhindert wird. In diesem Zustand ändern sich die Ausgabezustände des NAND&sub1; und des AND&sub3; in Übereinstimmung mit Signalen, außer dem PHASE-Signal, wodurch die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; gesteuert werden.
Die Steuerschaltung 3A hat eine Bezugsleistungsquelle VREF&sub1; für einen Stromvergleich. Die Ausgabe des Bezugs VREF&sub1; und die Ausgabe ((5)) des Strom detektierenden Widerstands RSA werden jeweils einem invertierten Eingabeanschluß und einem nicht invertierten Eingabeanschluß eines Vergleichers COMP&sub1; jeweils eingegeben, und ein Ausgabeanschluß des COMP&sub1; ist mit dem Einstellanschluß S jedes der Flip-Flops FF&sub1; und FF&sub2; verbunden.
Ein Ausgabeanschluß Q des FF&sub1; ist mit den Eingabeanschlüssen des NAND&sub1; und des NAND&sub2; über einen INV&sub2; verbunden, und ein Ausgabeanschluß Q des FF&sub2; ist mit den Eingabeanschlüssen des AND&sub3; und des AND&sub4; über einen INV&sub3; verbunden.
Die Wahrheitstabelle der FF&sub1; und FF&sub2; ist in der folgenden. Tabelle gezeigt. Tabelle 1 - Wahrheitstabelle des FF&sub1; und des FF&sub2;
Der FF&sub1; und FF&sub2; sind so ausgebildet, daß in einem Zustand, in dem der Rücksetzanschluß R einen hohen Zustand annimmt, der Ausgabeanschluß Q einen niedrigen Zustand annimmt, unabhängig von dem Zustand des Einstellanschlusses S.
Nun, vorausgesetzt, daß die Ausgabespannung des Strom detektierenden Widerstands RSA unterhalb der Ausgabespannung der Bezugsleistungsquelle VREF&sub1; ist, ist die Ausgabe des oben genannten COMP&sub1; niedrig, und somit werden die Einstellanschlüsse S des FF&sub1; und des FF&sub2; niedrige Zustände annehmen. Dementsprechend sind die Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; niedrig. Diese niedrigen Ausgaben werden jeweils durch den INV&sub2; und den INV&sub3; invertiert, so daß invertierte hohe Ausgaben jeweils dem NAND&sub1; und dem NAND&sub2; und dem AND&sub3; und dem AND&sub4; eingegeben werden.
Zu dieser Zeit, da das PHASE-Signal einen hohen Zustand annimmt, ist die Ausgabe des NAND&sub1; niedrig, und die Ausgabe des AND&sub3; ist hoch. Daher werden die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; beide in angeschaltete Zustände gebracht.
Somit werden in dem Fall, in dem die über dem Strom detektierenden Widerstand RSA erzeugte Spannung niedriger als die Ausgabespannung des VREF&sub1; ist, so daß die Ausgabe des COMP&sub1; niedrig und somit die Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; niedrige Zustände annehmen, die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; angeschaltet sein, so daß ein Strom von der Leistungsquelle E an die induktive Last LA geführt wird.
Wenn die von der Leistungsquelle E zugeführte Spannung ansteigt, so daß die über dem Strom detektierenden Widerstand RSA erzeugte Spannung die Ausgabespannung von VREF&sub1; übersteigt, wird die Ausgabe des COMP&sub1; von dem niedrigen Zustand in den hohen Zustand invertiert. Dadurch schalten die Einstellanschlüsse S des FF&sub1; und des FF&sub2; in die hohen Zustände.
Wie es in Tabelle 1 gezeigt ist, die vorangehend erwähnt wurde, sind das FF&sub1; und das FF&sub2; so ausgestaltet, daß der Zustand des Ausgabeanschlusses Q in Übereinstimmung mit dem Zustand des Rücksetzanschlusses R gesteuert werden kann, auch wenn der Anschluß S einen hohen Zustand annimmt. Die Rücksetzanschlüsse R des FF&sub1; und des FF&sub2; sind mit den Ausgabeanschlüssen der Zeitsteuerungssignal- Erzeugungsschaltung 7 verbunden. Als ein Ergebnis werden die Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; durch die Zeitsteuerungssignal-Erzeugungsschaltung 7 gesteuert, wenn die Ausgabe des COMP&sub1; hoch ist.
Zur Erläuterung des internen Blockdiagramms der Zeitsteuerungssignal-Erzeugungsschaltung 7 hat die Zeitsteuerungssignal-Erzeugungsschaltung 7 einen Oszillator OSC, einen Vergleicher COMP&sub2;, eine Bezugsleistungsquelle VREF&sub2; und ein OR&sub1; und es wird eine Verbindung so aufgebaut, daß die Spannung des oben genannten Zeitsteuerungs- Kondensators CT dem OSC eingegeben wird.
Der OSC hat eine darin aufgenommene Schaltung zum Laden und Entladen des Zeitsteuerungs-Kondensators CT. Mit dem Betrieb dieser Schaltung wird eine Sägezahnwellenschwingung mit fester Periode, wie sie durch das Bezugszeichen 21 in Fig. 3 gezeigt ist, mit dem Zeitsteuerungs-Kondensator CT gebildet (an einem Verdrahtungsabschnitt, der durch das Bezugszeichen A angegeben ist). Eine Periode der Sägezahnwelle 21 ist als eine Treiberperiode T festgelegt.
Der OSC formt den Signalverlauf der Sägezahnwelle 21 zum Erzeugen einer Rechteck-Welle 22, die während einer Zeit niedrig ist, in der die Spannung der Sägezahnwelle 21 ansteigt, und die in einer Zeit hoch ist, in der die Spannung der Sägezahnwelle 21 abnimmt. Die erzeugte Recheck-Welle 22 wird von dem OSC ausgegeben (an einem Verdrahtungsabschnitt, der durch das Bezugszeichen B angegeben ist), an die Steuerschaltung 3A (und an die Steuerschaltung 3B) und an einen Eingabeanschluß des OR&sub1;.
Die Sägezahnwelle 21 wird auch an einen nicht invertierten Anschluß des COMP&sub2; ausgegeben und an eineninvertierten Anschluß des COMP&sub2; wird eine Bezugsspannung angelegt, die von einer Bezugsleistungsquelle VREF&sub2; ausgegeben wird. Der COMP&sub2; vergleicht die eingegebene Sägezahnwelle 21 und die Bezugsspannung zum Erzeugen einer Rechteck-Welle 23, die hoch ist, wenn die Sägezahnwelle 21 größer als die Ausgabespannung von VREF&sub2; ist, und die niedrig ist, wenn die erstgenannte kleiner als die zweite ist. Die erzeugte Rechteck-Welle 23 wird von dem COMP&sub2; an den anderen Eingabeanschluß des OR&sub1; ausgegeben (bei einem Verdrahtungsabschnitt, der durch das Bezugssymbol C angegeben ist).
Der OR&sub1;, in dem die Rechteck-Welle 23 und die Rechteck- Welle 24 angegeben werden, führt den Betrieb der Addition der Rechteck-Welle 23 und 24 durch, um eine Rechteck-Welle 24 zu erzeugen, die ihrerseits an die Steuerschaltung 3A und die Steuerschaltung 3B ausgegeben wird (bei einem Verdrahtungsabschnitt, der durch das Bezugszeichen D angegeben ist).
Auf diese Art werden die Rechteck-Wellen 22 bis 24 aus dem Signalverlauf der Sägezahnwelle 21 erzeugt, und durch Vergleich der Sägezahnwelle 21 mit der Ausgabespannung von VREF&sub2;. Die Oszillationsperiode jeder der Rechteck-Wellen 22 bis 24 ist die Treiberperiode T.
Die oben genannte Rechteck-Welle 22 und die Rechteck- Welle 24 werden jeweils dem Rücksetzanschlüssen R der FF&sub1; und FF&sub2; in der Steuerschaltung 3A (und in der Steuerschaltung 3B) eingegeben, und die Zustände der Einstellanschlüsse 5 des FF&sub1; und des FF&sub2; werden in Übereinstimmung mit der Ausgabe des COMP&sub1; geändert.
Die Zustände der Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; und die Zustände der Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; haben eine Beziehung, wie sie in der folgenden Tabelle 2 wiedergegeben ist. Tabelle 2 Zustände der Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; und der Transistoren Q&sub1; und Q&sub3;
(*: Zustand von Q&sub1; = An und Zustand von Q&sub3; = Aus wird durch diese Steuerschaltung nicht erzeugt)
Im Ergebnis werden die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; durch den COMP&sub2; und die Zeitsteuersignal-Erzeugungsschaltung 7 über die FF&sub1; und FF&sub2; gesteuert.
Der interne Betrieb der Zeitsteuerungssignal- Erzeugungsschaltung 7 und die Betriebsabläufe der Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; werden zusammenhängend erläutert. Zunächst sind, während einer Zeit, in der die Spannung der Sägezahnwelle 21 abnimmt, die Rechteck-Wellen 22 und 24 beide hoch. Dementsprechend nehmend die Rücksetzanschlüsse R des FF&sub1; und des FF&sub2; hohe Zustände ein, und somit nehmen ihre beiden Ausgabeanschlüsse Q niedrige Zustände ein.
Wenn die Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; beide in die niedrigen Zustände gebracht sind, sind die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; beide angeschaltet, so daß ein Stromzufuhrbetrieb durchgeführt wird, indem ein Strom von der Leistungsquelle E an die induktive Last LA geliefert wird.
Wenn der Rücksetzanschluß R den hohen Zustand annimmt, nimmt der Ausgabeanschluß Q den niedrigen Zustand an, unabhängig von dem Zustand des Einstellanschlusses S. Daher nehmen während der Zeit, in der die Rechteck-Welle 22 hoch ist, die Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; niedrige Zustände an, unabhängig davon, ob der Zustand des Ausgabesignals des COMP&sub1; hoch oder niedrig ist, d. h., in jedem Fall, in dem eine über den Strom detektierenden Widerstand RSA erzeugte Spannung die Ausgabespannung des VREF&sub1; übersteigt oder dem Fall, in dem die erste Spannung unterhalb der letzteren Spannung liegt. Im Ergebnis bleiben die angeschalteten Zustände der Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; beibehalten.
Vorausgesetzt, daß eine Zeitperiode, in der die Rechteck-Welle 22 hoch ist, als "Zwangs-Anschalt-Periode" bezeichnet wird, entspricht die Zwangs-Anschalt-Periode einer Zeitperiode, in der die Spannung der Sägezahnwelle 21 sich dämpft. Auch entspricht die Zwangs-Anschalt-Periode einem Anfangsstufenzustand des Stromversorgungsbetriebs. Wenn der Stromversorgungsbetrieb gestartet wird, gibt es den Fall, in dem Rauschen durch einen Durchgangsstrom erzeugt wird, der in einer Umkehr-Erholungszeit der Schwungraddioden D&sub1; oder D&sub2; erzeugt werden kann, oder ein Durchgangsstrom, der aufgrund der kapazitiven Komponente der induktiven Last LA fließen kann. Jedoch wird die Anfangszeitspanne des Starts des Stromzufuhrbetriebs als die gezwungene Anschaltperiode genommen, wodurch die Ausgabe des COMP&sub1; ignoriert wird. Daher, auch in dem Fall, in dem die Ausgabe des COMP&sub1; durch Rauschen invertiert wird, besteht keine Gefahr, daß ein versehentlicher Betrieb eines versehentlichen Anhaltens des Stromzufuhrbetriebs erzeugt wird.
Wenn die Zwangs-Anschalt-Periode beendet ist, schalten die Rechteck-Welle 22 und die Rechteck-Welle 24 in niedrige Zustände, und somit werden die Rücksetzanschlüsse R des FF&sub1; und des FF&sub2; in niedrige Zustände gebracht. Der Zustand des Ausgabeanschlusses Q des FF&sub1; oder des FF&sub2; wird in Übereinstimmung mit dem Zustand des Einstellanschlusses S bestimmt, wenn der Zustand des Rücksetzanschlusses R niedrig ist. Dementsprechend schalten in dem Fall, in dem die Ausgabe des COMP&sub1; einen hohen Zustand als Ergebnis des Anstiegs eines Stroms annimmt, der von der Leistungsquelle E der Zwangs- Anschalt-Periode zugeführt wird, nehmen die Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; unverzüglich hohe Zustände an, wodurch die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; in ausgeschaltete Zustände gebracht werden.
Andererseits verbleiben in dem Fall, in dem die Ausgabe des COMP&sub1; zu einem Zeitpunkt niedrig ist, in dem die Zwangs- Anschalt-Periode beendet ist, die Zustände der Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; auf niedrig, und die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; behalten die angeschalteten Zustände. Mit der Zeit jedoch erhöht sich der von der Leistungsquelle E an die induktive Last LA zugeführte Strom, so daß die Ausgabe des COMP&sub1; invertiert wird.
In diesem Fall, da der Zustand der Rechteck-Welle 22 niedrig ist, und da somit der Zustand des Rücksetzanschluß R des FF&sub1; niedrig ist, schaltet der Ausgabeanschluß Q des FF&sub1; in einen hohen Zustand in Übereinstimmung mit der Inversion der Ausgabe des COMP&sub1;, wodurch der Transistor Q&sub1; ausgeschaltet wird. Aber ein Zustand des Rücksetzanschlusses R des FF&sub2; unterscheidet sich in Übereinstimmung mit dem Zustand der Rechteck-Welle 24.
Angenommen sei, daß eine Zeitperiode von dem Start der Zwangs-Anschalt-Periode bis zum Umschalten der Rechteck-Welle 24 von einem niedrigen Zustand in einen hohen Zustand als Leistungsquellen-Regenerationsperiode bezeichnet wird, und daß eine Zeitspanne von dem Schalten der Rechteck-Welle 24 in den hohen Zustand bis zum Start der Zwangs-Anschalt-Periode in der nächsten Periode als Kommutationsperiode bezeichnet wird. In dem Fall, in dem die Ausgabe des COMP&sub1; in der Leistungsquellen-Regenerationsperiode invertiert wird, schaltet der Ausgabeanschluß Q des FF&sub2; von einem niedrigen Zustand in einen hohen Zustand, und somit wird auch der Transistor Q&sub3; ausgeschaltet, so daß ein Leistungsquellen- Regenerationsbetrieb beginnt. Wenn eine Kommutationsperiode gestartet wird, nachdem die Leistungsregenerationsperiode beendet ist, wird der Transistor Q&sub3; wiederum angeschaltet, so daß der Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb zu einem Kommutationsbetrieb übergeht.
Dann wird ein Strom von der Leistungsquelle E zu der induktiven Last LA mittels des Stromzufuhrbetriebs übertragen. Somit werden der Leistungsquellen- Regenerierbetrieb und der Kommutationsbetrieb auf gut ausgeglichene Art durchgeführt.
Auf diese Art unterscheidet sich der Betrieb in Übereinstimmung davon, ob der Zeitpunkt der Inversion der Ausgabe des COMP&sub1; in der Leistungsquellen- Regenerationsperiode oder der Kommutationsperiode liegt. Daher wird eine detailliertere Erläuterung anhand von Fig. 3 gegeben, wobei die Phase A und B des zweiphasigen Schrittmotors jeweils auf den ersten und letzten Fall zugeführt werden. Hierbei wird angenommen, daß Ströme, die durch die A-Phasen- und die B-Phasen-Induktivlasten LA und LB fließen, gleich jeweils ILA und ILB sind, und daß die Werte der Ausgabespannungen der VREF&sub1; in den Steuerschaltungen 3A und 3B zurückgeführt auf Stromwerte jeweils gleich groß IREFA und IREFB sind.
Zunächst sei angenommen, daß die durch die induktiven Lasten LA und LB fließenden Ströme zum Zeitpunkt (P11 oder P21) des Umschaltens der Rechteck-Welle 22 von einem niedrigen Zustand in einen hohen Zustand ansteigen, und daß der durch die A-Phasen-Induktivlast LA fließende Strom ILA seinen oberen Grenzstrom IREFA (oder einen Strom mit einer Amplitude, bei dem COMP&sub2; invertiert wird) an einem Punkt P&sub1;&sub2; in einer Leistungsquellen-Regenerationsperiode erreicht, wenn der Zustand der Rechteck-Welle 24 niedrig ist, wohingegen der Strom ILB, der durch die B-Phasen-Induktivlast LB fließt, seinen oberen Grenzstrom IREFB an einem Punkt P&sub2;&sub2; in einer Kommutationsperiode erreicht, wenn der Zustand der Rechteck- Welle 24 hoch ist.
Unter diesen Umständen wird die Ausgabe des COMP&sub1; in der Steuerschaltung 3A zuerst von einem niedrigen Zustand zu einem hohen Zustand an einem Zeitpunkt P&sub1;&sub2; invertiert, wenn der Strom ILA, der durch die induktive Last LA fließt, IREFA erreicht. Dadurch schalten die Einstellanschlüsse S des FF&sub1; und des FF&sub2; in der Steuerschaltung 3A in einen hohen Zustand. In der Leistungsquellen-Regenerationsperiode nehmen die Rücksetzanschlüsse R des FF&sub1; und des FF&sub2; in der Steuerschaltung 3A (und der Steuerschaltung 3B) niedrige Zustände an. Daher schaltet zu dem Zeitpunkt, in dem der Einstellanschluß S in den hohen Zustand schaltet, der Ausgabeanschluß Q von einem niedrigen Zustand in einen hohen Zustand, so daß die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; der H- Brückenschaltung 4A beide in ausgeschaltete Zustände gebracht werden.
Zu diesem Zeitpunkt sind die Schwungraddioden D&sub4; und D&sub2; in der H-Brückenschaltung 4A in Vorwärts-Richtung vorbelastet, aufgrund einer elektromotiven Kraft, die durch die induktive Last LA erzeugt wird, so daß ein Regenerationsstrom von der Massenpotentialseite hin zu der Leistungsquelle E über die zwei Schwungraddioden D&sub4; und D&sub2; fließt. Bei einem solchen Leistungsquellen- Regenerationsbetrieb wird die in der induktiven last LA gespeicherte Energie zurück an die Leistungsquelle E übertragen, wodurch effektiv die in der induktiven Last LA gespeicherte Energie ausgenutzt wird.
Da die Anode der Schwungraddiode D&sub4; mit dem Massepotential verbunden ist, durchläuft der Regenerationsstrom, der durch die induktive Last LA während des Leistungsquellen-Regenerationsbetriebs fließt, nicht durch den Strom detektierenden Widerstand RSA- Dementsprechend wird während der Leistungsquellen- Regenerationsperiode Null (V) dem nicht invertierten Eingabeanschluß des COMP&sub1; in der Steuerschaltung 3A eingegeben, und die Ausgabe des COMP&sub1; nimmt einen niedrigen Zustand an. Jedoch verbleiben die Zustände der Rücksetzanschlüsse R des FF&sub1; und des FF&sub2; so wie sie sind auf niedrig, und somit behalten das FF&sub1; und das FF&sub2; die ursprünglichen Zustände bei, bis sie durch das Anschalten des Rücksetzanschlusses R in einen hohen Zustand zurückgesetzt werden. Daher verbleiben die Zustände der Ausgabeanschlüsse Q des FF&sub1; und des FF&sub2; in der Steuerschaltung 3A wie sie sind auf hoch, so daß die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; die ausgeschalteten Zustände beibehalten.
Bei einem solchen Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb sinkt der durch die induktive Last LA fließende Strom ILA sehr schnell ab, aber das FF&sub2; in der Steuerschaltung 3A wird zurückgesetzt, wenn die Rechteck-Welle 24 von einem niedrigen Zustand in einen hohen Zustand umschaltet, so daß die Leistungsquellen-Regenerationsperiode zu der Kommutationsperiode übergeht. Der Ausgabeanschluß Q sowohl des FF&sub1; als auch des FF&sub2; nimmt einen niedrigen Zustand an, wenn das FF zurückgesetzt wird. Daher schaltet der Ausgabeanschluß Q des Rücksetzens des FF&sub2; von dem hohen Zustand in den niedrigen Zustand, um den Transistor Q&sub3; von dem ausgeschalteten Zustand in den angeschalteten Zustand umzuschalten. Zu dieser Zeit verbleibt der Transistor Q&sub1; wie er war, nämlich ausgeschaltet. Wenn der Transistor Q&sub3; in den angeschalteten Zustand gebracht wird, wenn der Regenerationsstrom durch die induktive Last LA fließt, wird die Schwungraddiode D&sub2; rückwärts vorbelastet. Dadurch wird die Richtung des Regenerationsstroms, der von der Massepotentialseite zur Leistungsquelle E floß, so geändert, daß ein Kommutationsstrom in einem geschlossenen Weg fließt, der durch die induktive Last LA, den Transistor Q&sub3;, den Strom detektierenden Widerstand RSA und die Schwungraddiode D&sub4; gebildet wird.
Zu diesem Zeitpunkt wird eine in der induktiven Last LA gespeicherte Energie nur über den Verbrauch bei der Erzeugung von Wärme durch den Kommutationsstrom freigelassen. Daher ist die Dämpfung der Energie gemäßigt, die Abfallrate des durch die induktive Last LA fließenden Stroms ist ebenfalls gemäßigt.
Andererseits werden auch der Treiberschaltung 3B zum Treiben der B-Phasen-Induktivlast LB die oben genannten Rechteck-Wellen 22 und 24 eingegeben, und die Zwangs- Anschalt-Periode, die Leistungsquellen-Regenerationsperiode und die Kommutationsperiode der Steuerschaltung 3B stimmen mit jenen der Steuerschaltung 3A überein.
Es sei der Fall betrachtet, in dem der Strom ILB, der durch die B-Phasen-Induktivlast LB fließt, den oberen Grenzstrom IREFB zum Punkt P22 in der Kommutationsperiode erreicht, so daß die Ausgabe des COMP&sub1; in der Steuerschaltung 3B von einem niedrigen Zustand in einen hohen Zustand invertiert wird, so daß die hohe Ausgabe den Einstellanschlüssen S des FF&sub1; und des FF&sub2; in der Steuerschaltung 3B zugeführt wird. Dann, da der Rücksetzanschluß R des FF&sub1; in einem niedrigen Zustand ist, schaltet dessen Ausgabeanschluß Q von einem niedrigen Zustand in einen hohen Zustand zu diesem Zeitpunkt. Andererseits, da der Rücksetzanschluß R des FF&sub2; in einem hohen Zustand ist oder das FF&sub2; zurückgesetzt wurde, behält der Ausgabeanschluß Q des FF&sub2; den niedrigen Zustand bei.
Dementsprechend schaltet der Transistor Q&sub1; in der H- Brückenschaltung 4B von dem angeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand, und der Transistor Q&sub3; in ihr bleibt in dem angeschalteten Zustand, so daß der Übergang in den Kommutationsbetrieb durchgeführt wird, ohne daß ein Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb durchgeführt würde.
Wenn die Rechteck-Welle 22 in einen hohen Zustand als Ergebnis der Beendigung einer Treiberperiode T schaltet, während der Kommutationsbetrieb sowohl für die A- als auch die B-Phasen ausgeführt wird, wird das FF&sub1; ebenfalls zurückgesetzt, so daß dessen Ausgabeanschluß Q einen niedrigen Zustand einnimmt. Zu diesem Zeitpunkt P14 oder P24 werden die Transistoren Q&sub1; in den H-Brückenschaltungen 4A und 4B gleichzeitig in angeschaltete Zustände gebracht. Mit den angeschalteten Transistoren Q&sub1; und Transistoren Q&sub3;, die in den angeschalteten Zuständen beibehalten wurden, gehen sowohl die A-Phasen- als auch die B-Phasen-H-Brückenschaltungen 4A und 4B in ihre Stromzufuhrbetriebe über, so daß Strom anfängt, von der Leistungsquelle E an die induktiven Lasten LA und LB zugeführt zu werden.
Somit werden nach dem Ablauf der Zwangs-Anschalt-Periode von dem Übergang zu dem Stromzufuhrbetrieb die A-Phasen- und die B-Phasen-H-Brückenschaltungen 4A und 4B dem Übergang in den Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb oder den Kommutationsbetrieb ausgesetzt. Fig. 3 zeigt, daß, nachdem erneut ein Stromzufuhrbetrieb durchgeführt wurde, der durch die A-Phasen-Induktivlast LA fließende Strom ILA den oberen Grenzstrom IREFA zu einem Punkt P&sub1;&sub5; erreicht, nach dem Ablauf einer Zwangs-Anschalt-Periode, so daß der Übergang in einen Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb zu dieser Zeit durchgeführt wird. Andererseits übersteigt der durch die B- Phasen-Induktivlast LB fließende Strom ILB bereits den oberen Grenzwert IREFB, bzw. zu einem Zeitpunkt, bevor die Zwangs- Anschalt-Periode beendet ist, und somit wird der Übergang zu dem Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb unmittelbar zu dem Zeitpunkt der Beendigung der Zwangs-Anschalt-Periode durchgeführt.
Wie es vorangehend beschrieben wurde, werden der Beginn des Starts eines Stromzufuhrbetriebs für die A-Phasen- Induktivlast LA und der Start eines Stromzufuhrbetriebs für die B-Phasen-Induktivlast LB durch die Zeitkonstante einer Reihenschaltung des Zeitsteuerungs-Widerstandes RT und des Zeitsteuerungs-Kondensators CT und einer Zeitsteuerungssignal-Erzeugungsschaltung 7 bestimmt, und daher sind sie miteinander simultan. Dementsprechend besteht keine Gefahr, daß die Zeitsteuerung des Starts beider Stromversorgungsbetriebe voneinander abweichen. Im Ergebnis besteht keine Gefahr, daß Rauschen oder Schwingungen, die durch Schläge verursacht werden, erzeugt werden.
Die oben genannten Betriebsfolgen betreffen den Fall, in dem Ströme, die in den induktiven Lasten LA und LB fließen, geschaltet werden, um ihre Werte konstant zu halten. Bei der Induktivlast-Treibervorrichtung 2 jedoch kann sich die Amplitude der Umschaltströme, die durch die induktiven Lasten LA und LB fließen, durch eine Änderung der Ausgabespannung der Bezugsleistungsquellen VREF&sub1; und VREF&sub2; für den Stromvergleich in der Steuerschaltung 3A und 3B ändern.
Die Änderung des fließenden Umschaltstroms wird in Fig. 4 erläutert, wobei die A-Phasen-Induktivlast LA als Beispiel genommen wird. Hierbei wird angenommen, daß aus einem Gleichgewichtszustand, in dem ein konstanter Pegel des Stroms IREFA beibehalten wird, der Umschaltstrom, der durch die induktive Last LA fließt, auf IREF'A zum Zeitpunkt P31 durch Verringern der Ausgabespannung der Bezugsleistungsquelle VREF&sub1; für den Stromvergleich geändert wird.
Jeder der Strompegel IREFA und IREF'A ist ein Stromwert, bei dem die Ausgabe des COMP&sub1; in der Steuerschaltung 3A invertiert wird. Angenommen sei, daß zu einem Zeitpunkt der Beendigung einer Zwangs-Anschalt-Periode ein durch die induktive Last LA fließender Strom bereits IREF'A überschritten hat und daß COMP&sub1; einen hohen Zustand angenommen hat, Zu diesem Zeitpunkt der Beendigung der Zwangs-Anschalt-Periode wird der Übergang zu einem Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb unverzüglich durchgeführt. Beim Übergang in eine Kommutationsperiode wird der Übergang von dem Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb zu einem Kommutationsbetrieb durchgeführt.
In dem Fall, in dem Übergänge von diesem Zustand zu einem Stromzufuhrbetrieb vorliegen, ist es allgemein üblich, daß der durch die induktive Last LA fließende Strom ILA oberhalb von IREF'A bleibt, und somit wird der Übergang zu dem Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb unmittelbar gemacht, nach der Beendigung der Zwangs-Anschalt-Periode vollzogen.
Der oben beschriebene Betrieb wird wiederholt, bis der durch die induktive Last LA zum Zeitpunkt der Beendigung der Zwangs-Anschalt-Periode fließende Strom unterhalb von IREF'A ist.
Auch in einem solchen Übergangszustand wird ein Strom von der Leistungsquelle E zugeführt. Dies wird vorgenommen, damit ein Strom veranlaßt wird, durch den Strom detektierenden Widerstand RSA zu fließen, um die Amplitude des Stroms ILA durch die induktive Last LA zu detektieren, so daß die Rückkehr in einen Gleichgewichtszustand unverzüglich durchgeführt wird, wenn der Strom ILA unterhalb des Stroms IREF'A ist, der ein Bezugsstrom ist.
Auch in diesem Übergangszustand folgt die Treiberperiode T der Oszillationsperiode der Sägezahnwelle 21 wie im Gleichgewichtszustand, ohne Unterschied zwischen dem Übergangszustand und dem Gleichgewichtszustand. Die Betriebsvorgänge für die A- und B-Phasen sind synchron zueinander, so daß ein Stromzufuhrbetrieb, ein Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb und ein Kommutationsbetrieb für die A-Phase gleichzeitig mit jenen für die B-Phase jeweils gestaltet wird.
Andererseits wird in dem Übergangsbetrieb der Übergang zu dem Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb unmittelbar nach der Beendigung der Zwangs-Anschalt-Periode durchgeführt, im Unterschied zu dem Gleichgewichtzustand. Daher ist eine Zeitperiode in einer Treiberperiode T, wenn der Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb durchgeführt wird, im Vergleich mit jener des Gleichgewichtszustands lang. Dementsprechend wird ein durch die induktive Last LA fließender Strom ILA schnell gedämpft, wodurch ein schnelles Erreichen des beabsichtigten Stroms IREF'A ermöglicht wird.
Bei der oben genannten Induktivlast-Treibervorrichtung 2 werden Bipolartransistoren als Halbleiterumschaltelemente verwendet. Jedoch können Transistoren mit isoliertem Gate (MOSFET's) verwendet werden. Die Schwungraddioden können verschiedene Gleichrichterelemente, wie etwa pn- Übergangsdioden, Schottky-Dioden oder ähnliches, enthalten.
Obwohl die oben genannte Induktivlast-Treibervorrichtung 2 eine IC-Struktur hat, kann die Erfindung ein Multi-Chip- Modul enthalten, mit Transistoren Q&sub1; bis Q&sub4; und Schwungraddioden D&sub1; bis D&sub4; als Einzelchips und als ein Hybrid-IC.
Im Gegensatz dazu kann die Struktur mit dem Zeitsteuerungswiderstand RT und dem Strom detektierenden Widerstand Rs auch in der Erfindung aufgenommen sein.
Da ein Leistungsquellen-Regenerationsbetrieb und ein Kommutationsbetrieb in gut ausgeglichener Art durchgeführt werden können, kann ein Hochfrequenztreiben mit einem Umschaltstrom mit geringer Welligkeit durchgeführt werden.
Auch wenn mehrere induktive Lasten getrieben werden, besteht keine Gefahr, daß Rauschen oder Vibration durch Schläge erzeugt wird.
Wenn ein Umschaltstrompegel, der durch eine induktive Last fließt, verringert werden soll, kann die Verringerung schnell durchgeführt werden.

Claims

1. Induktions-Last-Treiberverfahren zum Steuern eines in einer induktiven Last (La) fließenden Stroms, wobei der Strom sowohl in der Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtung durch eine H-Brückenschaltung (4A) geliefert wird, die vier Halbleiterschaltelemente (Q&sub1;-Q&sub4;) und Flywheel-Dioden (D&sub1;-D&sub4;) aufweist, die jeweils mit den Halbleiterschaltelementen verbunden sind, wobei das Induktions-Last-Treiberverfahren mindestens zwei der folgenden Schritte umfasst:

einen Stromversorgungsschritt zum Anschalten von zwei der Halbleiterschaltelemente, um einen Strom von einer Leistungsquelle (E) an die induktive Last (LA) zu liefern;

einen Kommutierungsschritt zum Anschalten eines der Halbleiterschaltelemente, so dass die in der induktiven Last gespeicherte Energie bewirkt, dass ein Strom durch eines der Halbleiterschaltelemente und eine der Flywheel-Dioden fließt; und

einen Leistungsquellenregenerierungsschritt eines Abschaltens aller Halbleiterschaltelemente, so dass die in der induktiven Last gespeicherte Energie bewirkt, dass ein Strom durch zwei der Flywheel-Dioden fließt;

wobei das Induktions-Last-Treiberverfahren ferner den Schritt eines Erzeugens eines Timing-Signals (A) mit einer vorbestimmten Frequenz umfasst, das eine Treiberperiode angibt, um (i) den Stromversorgungsschritt zu beginnen, in Übereinstimmung mit einem Beginn der Treiberperiode, und um den Stromversorgungsschritt anzuhalten, wenn eine Amplitude des durch die induktive Last fließenden Stroms einen vorbestimmten Wert oder mehr annimmt, um (ii) den Leistungsquellenregenerierungsschritt zu beginnen, wenn der Stromversorgungsschritt vor einem vorbestimmten Zeitpunkt angehalten wird, und um den Leistungsquellenregenerierungsschritt bei der vorbestimmten Zeitspanne anzuhalten, und um (iii) den Kommutierungsschritt zu beginnen, wenn der Stromversorgungsschritt oder der Stromversorgungsschritt angehalten wird, und um den Kommutierungsschritt am Ende der Treiberperiode anzuhalten.

2. Induktions-Last-Treiberverfahren gemäß Anspruch 1 zum Steuern einer Mehrzahl von durch induktive Lasten (LA, LB) fließenden Strömen, wobei die Ströme jeweils von einer Mehrzahl von H-Brückenschaltungen (4A, 4B) geliefert werden, wobei die Mehrzahl der H-Brückenschaltungen mit der gleichen Treiberperiode angetrieben werden.

3. Induktions-Last-Treiberverfahren gemäß Anspruch 1 der 2, bei dem der Stromversorgungsschritt in einer vorbestimmten Zeitspanne vom Beginn der Treiberperiode, ungeachtet der Amplitude des durch die induktive Last fließenden Stroms, fortgesetzt wird.

4. Vorrichtung zum Treiben einer induktiven Last mit:

einer H-Brückenschaltung (4A), die vier Halbleiterschaltelemente (Q&sub1;-Q&sub4;) und Flywheel-Dioden (D&sub1;-D&sub4;) aufweist, die jeweils mit den Halbleiterschaltelementen verbunden sind, zum Liefern eines Stroms in sowohl der Vorwärts- als auch der Rückwärtsrichtung durch die induktive Last;

eine Steuerschaltung (3A) zum Steuern der H- Brückenschaltung, um mindestens zwei der folgenden Vorgänge durchzuführen: (i) einen Stromversorgungsvorgang mit einem Anschalten von zwei der Halbleiterschaltelemente, um einen Strom einer Leistungsquelle an die induktive Last zu liefern, (ii) einen Leistungsquellenregenerierungsvorgang mit einem Einschalten eines der Halbleiterschaltelemente, so dass die in der induktiven Last gespeicherte Energie veranlasst, dass ein Strom durch eines der Halbleiterschaltelemente und eine der Flywheel-Dioden fließt, und (iii) einen Kommutierungsvorgang mit dem Abschalten aller Halbleiterschaltelemente, so dass die in der induktiven Last in der induktiven Last gespeicherte Energie veranlasst, dass ein Strom durch zwei der Flywheel-Dioden fließt; und

einer Timing-Signalerzeugungsschaltung (7) zum Erzeugen eines Timing-Signals mit einer vorbestimmten Frequenz, das eine Treiberperiode angibt, so dass die Steuerschaltung die H-Brückenschaltung Steuert, um (i) den Stromversorgungsvorgang in Übereinstimmung mit einem Anfang der Treiberzeitspanne zu beginnen, und um den Stromversorgungsvorgang anzuhalten, wenn eine Amplitude des durch die induktive Last fließenden Stroms einen vorbestimmten Wert oder mehr annimmt, um (ii) den Leistungsquellenregenerierungsvorgang zu beginnen, wenn der Stromversorgungsvorgang vor einem vorbestimmten Zeitpunkt angehalten wird, und den Leistungsquellenregenerierungsvorgang bei der vorbestimmten Periode anzuhalten und um (iii) den Kommutierungsvorgang zu beginnen, wenn der Stromversorgungsvorgang oder der Stromversorgungsvorgang angehalten wird, und den Kommutierungsvorgang am Ende der Treiberperiode anzuhalten.

5. Vorrichtung zum Treiben einer induktiven Last gemäß Anspruch 4, mit einer Mehrzahl von H-Brückenschaltungen (4A, 4B) zum jeweiligen Liefern von Strömen durch eine Mehrzahl jeweiliger induktiver Lasten (LA, LB), wobei die Mehrzahl der H-Brückenschaltungen mit der gleichen Treiberperiode betrieben werden.

6. Vorrichtung zum Treiben einer induktiven Last gemäß Anspruch 4 oder 5, bei der der Stromversorgungsvorgang in einer vorbestimmten Zeitspanne von dem Beginn der Treiberperiode ungeachtet der Amplitude des durch die induktive Last fließenden Stroms fortgesetzt wird.