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Die Erfindung betrifft die Spannungsregelung in elektrischen
Generatoren und insbesondere eine Leistungsschaltung zur
Verwendung in Spannungsreglern sowie das durch diese Schaltung
verwendete Verfahren zur Regelung der Generatorspannung.
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Die Regelung der Ausgangsspannung eines elektrischen
Generators erfordert die Regelung der Generatorerregung oder des
Erregerfeldstroms. Wegen der in einigen Anwendungsfällen
benötigten hohen Leistung werden typischerweise Schaltregler
verwendet. Ein typischer Spannungsregler für
Flugzeuggeneratoren ist in dem US-Patent Nr. 4,446,417 beschrieben, das am 1.
Mai 1984 herausgegeben worden ist. In dem in diesein Patent
offenbarten Regler wird während des normalen Betriebes eine
positive Gleichspannung an ein Ende der
Generatorerregerfeldwindung angelegt und das andere Ende der Windung mit Masse
oder alternativ mit der positiven Gleichspannung mit Hilfe
eines Schalttransistors verbunden. Die pulsbreitenmodulierte
Einschaltdauer des Schalttransistors steuert die mittlere
Spannung über dem Erregerfeld und somit den Erregerfeldstrom.
Dieser Strom wird gemessen und in ein Stromversorgungssignal
zur Rückkopplung in eine Stabilisierungsschaltung gewandelt.
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Wenn ein schneller Abfall des Erregerfeldstroms angestrebt
wird, wie beispielsweise im Fall einer Belastungsverminderung,
ist der normale Stromabfall (der proportional zur Induktanz/-
Widerstands-Zeitkonstanten ist) nicht ausreichend. Eine
negative Feldsteuerung wird verwendet, um eine große negative
Spannung über der Feldwindung zu erzeugen und dadurch den
Strom schnell herunterzusteuern. In der Schaltung des
zitierten Patents ist die negative Schnellsteuerungsfunktion
nichtlinear. Die Steuerung der negativen
Schnellsteuerungsschaltung wird durch eine unabhängige Steuerschleife bewirkt,
die auf große Abweichungen in dem Ausgangsstrom reagiert. Bei
bestimmten Übergangsbedingungen können das normale
pulsbreitenmodulierte Regelsignal und die negativen
Schnellsteuerschaltungen in der Regelung der Generatorausgangsleistung
konkurrieren. Diese Situation kann das Übergangsverhalten
verschlechtern.
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Durch die vorliegende Erfindung ist eine
Generatorspannungsregler-Leistungsstufe angegeben, in der die negative
Feldsteuerung durchgeführt wird, ohne mit der Regelschaltung zu
konkurrieren, die für die normale Regelung der
Generatorausgangsleistung verwendet wird.
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Generatorspannungsregler-Leistungsschaltungen gemäß der
Erfindung weisen eine Schaltanordnung zum abwechselnden Verbinden
oder Trennen einer Generatorerregerfeldwindung mit bzw. von
einer Gleichstromquelle und eine Entladungsschaltung zum
Leiten von Strom auf, der durch ein Zusammenbrechen des
Magnetfeldes in der Erregerfeldwindung nach dem Trennen der Windung
mit der Schaltanordnung entsteht, in Rückwärtsrichtug durch
die Gleichstromquelle. Eine Treiberschaltung versorgt eine
Schalteinrichtung mit einer Serie von Einschaltimpulsen. Jeder
der Einschaltimpulse wird in Abhängigkeit von einem Übergang
von einem ersten logischen Level zu einem zweiten logischen
Level in einem Taktsignal begonnen und jeweils beendet, wenn
entweder der Strom in der Erregerfeldwindung einen
vorbestimmten Wert erreicht oder wenn der nächste Übergang von einem
ersten logischen Level zu einem zweiten logischen Level in dem
Taktsignal auftritt.
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In einer bevorzugten Ausführungsform weist die Schaltanordnung
ein Paar Halbleiterschalter auf, die elektrisch in Serie mit
der Generatorerregerfeldwindung geschaltet ist und die
Entladungsschaltung umfaßt ein Paar Dioden, die ebenfalls
elektrisch in Serie mit der Feldwindung geschaltet sind. Die
Schalter und Dioden sind in einer Halbbrücken-Leistungsstufe
geschaltet, die in dem Patent Nr. JP-56025400 offenbart ist
und eine maximale Feldsteuerung erlaubt, wenn die Schalter
ausgeschaltet sind.
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Die Erfindung umfaßt ferner das mit der obengenannten
Leistungsschaltung und ihrer bevorzugten Ausführungsform
ausgeführte Verfahren zur Regelung der Generatorspannung.
Regler-Leistungsschaltungen gemäß dieser Erfindung reagieren auf eiii
lineares Steuersignal und bewirken eine maximale Feldsteuerullg
zur Verbesserung des Übergangsverhaltens. Sie sind ferner
fehlertolerant und können eine inhärente
Erregerfeldstrombegrenzung aufweisen.
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Die Erfindung kann vollständiger unter Bezug auf die
beigefügten Zeichnungen verstanden werden, die nur als Beispiel ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel zeigen, wobei:
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Figur 1 ein Blockschaltbild einer
Generatorspannungsregler-Leistungsschaltung ist, die
entsprechend einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung aufgebaut ist;
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Figuren 2A und 2B schematische Schaltbilder der
Spannungsregler-Leistungsschaltung aus Figur 1
sind;
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Figur 3 die Übertragungsfunktion der Ausgangsstufe
der Schaltung der Figuren 2A und 2B
verdeutlicht; und
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Figuren 4 und 5 eine Reihe von Wellenformen zeigen, die
die Funktion der Schaltung der Figuren 2A
und 2B verdeutlichen.
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In der Zeichnung ist Figur 1 ein Blockschaltbild einer
Generatorspannungsregler-Leistungsschaltung, die gemäß einer
Ausführungsform der Erfindung aufgebaut ist. Eine Gleichstromquelle
10 stellt die elektrische Leistung zur Verfügung, die von
einer Haupterregerfeldwindung 12 des Generators benötigt wird.
In einem typischen Generator kann die Gleichstromquelle einen
Permanentmagnetgenerator aufweisen, der so gekoppelt ist, daß
er mit der Welle des Hauptgenerators angetrieben wird, und
geeignete Gleichrichter- und Filterkomponenten aufweisen, wie
sie in bekannten Anordnungen zu finden sind. Eine
Schaltanordnung 14 verbindet die Haupterregerfeldwindung mit der
Gleichstromquelle und arbeitet so, daß sie abwechselnd über der Win-
dung vorwärts und rückwärts polarisierte Spannung erzeugt. Der
Strom in der Haupterregerfeldwindung wird überwacht, und eine
proportional zu diesem Strom variierendes Signal wird über
eine Leitung 16 auf einen Vergleicher 18 zurückgekoppelt. Ein
lineares Strom-Sollsignal gelangt auf eine Klemme 20, und der
Vergleicher vergleicht dieses Strom-Sollsignal mit dem den
Iststrom anzeigenden Signal auf der Leitung 16, um ein
Regelsignal auf einer Leitung 22 zu erzeugen. Ein Impulsgenerator
24 erzeugt eine Serie von Einschaltimpulsen, die von einer
Treiberschaltung 26 benutzt werden, um die Funktion der
Schalttanordnung 14 zu steuern. Der Impulsgenerator verwendet
ein Takt-Eingangssignal einer Taktschaltung 28, um den
Impulsbeginn zu steuern, und verwendet das Regelsignal auf der
Leitung 22, um die Beendigung jedes Impulses zu bewirken.
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Die Figuren 2A und 2B zeigen schematische Schaltbilder der
Generatorspannungsregler-Leistungsschaltung auf Figur 1. Die
dargestellte Schaltanordnung 14 weist ein Paar
Halbleiterschalter in der Form von Transistoren Q1 und Q2 und ein Paar
Dioden CR1 und CR2 auf. Der Transistor Q1 ist elektrisch
zwischen ein Ende der Erregerfeldwindung 12 und einen ersten
Gleichstromleiter 30 geschaltet. Der Transistor Q2 ist
elektrisch zwischen ein zweites Ende der Erregerfeldwindung und
einer zweiten Gleichstromleitung 32 eingeschaltet. Die Diode
CR1 ist zwischen dem zweiten Ende der Erregerfeldwindung und
dem ersten Gleichstromleiter und die Diode CR2 ist zwischen
dem ersten Ende der Feldwindung und dem zweiten Stromleiter
angeschlossen. In dieser Halbbrückenschaltung dienen die
Transistoren als Schaltelemente zum abwechselnden Verbinden oder
Trennen der Erregerfeldwindung mit bzw. von der
Gleichstromquelle, und die Dioden dienen als Entladungselemente zum
Leiten von Strom, der durch ein zusammenbrechendes Magnetfeld in
der Erregerwindung im Anschluß an die Trennung der Windung vom
der Stromquelle entsteht, in Rückwärtsrichtung durch die
Gleichstromquelle. Im Betrieb werden die Transistoren
gleichzeitig eingeschaltet und das Tastverhältnis der Transistoren
wird zur Steuerung der Spannung über der Erregerfeldwindung
variiert, wodurch der Erregerfeldwindungsstrom geregelt wird.
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Die Figren 2A und 2B verdeutlichen, daß die volle Gleichstrom-
Ausgangsspannung VDC der Stromquelle über der Feldwindung
ansteht, wenn die Transistoren Q1 und Q2 im wesentlichen
gleichzeitig einschalten. Wenn die Transistoren Q1 und Q2 zusammen
ausschalten, kommutiert der Feldstrom durch die Dioden CR1 und
CR2 zurück zur Stromquelle und verursacht eine volle negative
Spannung -VDC an der Feldwindung. Die entstehende
Erregerfeldspannung-Wellenform schaltet zwischen +VDC und -VDC, wobei der
Mittelwert von der Einschaltdauer abhängt, wie dies durch die
Übertragungsfunktion der Figur 3 verdeutlicht wird. Es ist zu
beachten, daß die negative Ausgangsspannung, die unterhalb der
50 % Einschaltdauer entsteht, nur aufrechterhalten werden
kann, während der Strom in positive Richtung fließt. Auf diese
Weise produziert die Halbbrücken-Ausgangsschaltung eine
bidirektionale Ausgangsspannung, jedoch nur einen unidirektionalen
Ausgangsstrom. Dieses Merkmal limitiert nicht die Verwendung
der Ausgangsstufe als Spannungsregler-Leistungsstufe.
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Ein Netzwerk mit einem Shuntwiderstand R1, einem Widerstand R2
und einem Filterkondensator C1 stellt eine Einrichtung zur
Erzeugung eines Stromanzeigesignals dar, das den aktuellen Strom
repräsentiert, der in der Erregerfeldwindung fließt, wenn Q2
eingeschaltet ist.
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Dieses Signal wird über die Leitung 16 auf den Vergleicher 18
geleitet, der es mit einem linearen Strom-Sollsignal
vergleicht, das an der Klemme 20 anliegt. Der Vergleicher umfaßt
Widerstände R3, R4 und R5, Kondensatoren C2 und C3, eine
Zenerdiode CR3 und einen Verstärker U1. Diese Bauelemente sind
wie dargestellt miteinander verbunden und bewirken die
Erzeugung eines Regelsignals auf der Leitung 22, das sich von einem
niedrigen logischen Level in einen hohen logischen Level
ändert, wenn das stromanzeigende Signal eine vorbestimmte Größe
überschreitet, die durch das Strom-Sollsignal an der Klemme 20
gebildet wird. Die Impulsgeneratorschaltung 24, die wie in der
Figur 2A gezeigt miteinander verbundene Widerstände R6, R7,
R8, Kondensatoren C4, C5, C6 und D-Typ Flip-Flop-Schaltungen
U2 und U 3 aufweist, verwendet ein Taktsignal von der
Taktschaltung 28 und das Regelsignal auf der Leitung 22, um eine
Serie von Impulsen auf einer Leitung 34 zu produzieren. Diese
Impulse werden verwendet, den Treiber U4 einzuschalten, der
den Transistor Q2 direkt und den Transistor Q1 über einen
Optokoppler U5 und einen Treiber U6 einschaltet.
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Eine Bootstrap-Schaltung 36, die eine Diode CR4 und
Kondensatoren C7 und C8 umfaßt, stellt eine Spannung für die
Ausgangsstufe des Optokopplers U5 und des Treibers U6 zur Verfügung.
Ein Paar elektromagnetischer Interferenzregelschaltungen 38,
40 an den Gates der Transistorenquelle 1 und Quelle 2 bewirken
eine Regelung der Änderungsrate der Spannung über der Zeit am
Ausgang der Treiberschaltung, um elektromagnetische
Interferenzen zu minimieren. Die Schaltung 38 weist Widerstände R9,
R10, R11, einen Kondensator C9 und eine Diode CR5 auf. Die
Schaltung 40 weist Widerstände R12, R13, R14, einen
Kondensator C10 und eine Diode CR6 auf. Ein Rampennetzwerk 42, das mit
Widerständen R15, R16, einem Kondensator C11 und einer Diode
CR7 versehen ist, fügt dein stromanzeigenden Signal ein
Rampensignal über dem Shuntwiderstand R1 hinzu. Dadurch wird die
übliche Steigungskompensation bewirkt, die für
stromprogrammierte Schaltungen benötigt wird, die mit Tastverhältnissen
von größer als 50 % arbeiten.
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Eine Diode CR8 ist vorgesehen, um eine Einrichtung zum
Abschalten des Transistors Q2 im Falle eines Fehlers in den
Regelschaltungen durch die Verbindung eines Anschlusses 44 mit
Masse zu bilden. Ein Widerstand R17 begrenzt den zur Licht
imitierenden Diode des Optokopplers U5 fließenden Strom. Ein
Widerstand R18 dient zur Überwachung der mittleren Spannung an
einer Klemme 46, die das Tastverhältnis anzeigt.
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Die Wirkungsweise der Schaltung gemäß den Figuren 2A und 2B
kann nun unter Zuhilfenahme der Wellenformverläufe der Figuren
4 und 5 beschrieben werden. Das Schalten der Netzstufe wird
durch ein stromprogrammierte Logik gesteuert, die durch die
D-Typ Flip-Flops U2 und U3 in der Impulsgeneratorschaltung
gebildet sind. Diese Schaltung erhält ein externes Taktsignal,
das in einer festen Frequenz oder mit dem Schaltmuster eines
Inverters synchronisiert sein kann, wenn die vorliegende
Erfindung in einem System mit variabler Geschwindigkeit und
konstanter Frequenz zur Verminderung der Modulation angewendet
wird. Die Taktfrequenz inuß ausreichend hoch sein, um den
Stromrippel des Erregerfelds niedrig zu halten. Der
Rippelstrom in der Erregerwindung hängt von der Taktfrequenz, der
Versorgungsspannung (z.B. eine gleichgerichtete
Permanentmagnetgenerator-Ausgangsspannung) und der Induktanz der
Feldwindung ab.
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Die Schaltung gemäß den Figuren 4A und 4B reagiert auf ein
lineares Strom-Sollsignal an der Klemme 20. Herkömmliche
Regelleistungsstufen, die typischerweise pulsbreitenmodulierte
Eingangssteuersignale benötigten, verursachen Grenzen für die
Sensor- und Fehlerverstärkungsteile des Reglers. Die linear
reagierende Netzstufe gemäß dieser Erfindung erlaubt eine
größere Freiheit in der Konstruktion des Gesamt-Spannungsreglers.
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Die Wellenverläufe der Figur 4 verdeutlichen, daß ein
Schaltzyklus zur Zeit T&sub0; startet, wenn das Taktsignal CL einem
Übergang von einem logisch niedrigen zu einem logisch hohen Level
unterliegt. Dies bewirkt ein Impulssignal U3R zum Rücksetzen
des Eingangs des Flip-Flops U3, das dadurch ggfs.
zurückgesetzt wird. Widerstand R8 und Kondensator C4 steuern die
Anstiegszeit des Signals U2R an der Rücksetzklemme des
Flip-Flops U2, so daß das Flip-Flop U2 zum Zeitpunkt T&sub1;
zurücksetzt, der beispielsweise 7 sec. nach dem Zeitpunkt T&sub0; liegt.
Dieses Rücksetzen des Flip-Flops U2 bewirkt, daß der Q-Ausgang
U2Q hoch geht und das Flip-Flop U3 taktet, so daß der
Q-Ausgang U3Q des Flip-Flops U3 hoch geht. Dieses anfängliche
Rücksetzen und die Zeitverzögerung garantieren, daß die
Leistungsstufe bei jedem Zyklus für eine kurze Zeit ausschaltet, um die
Bootstrap-Stromversorgung geladen zu halten.
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Der Ausgang U3Q des Flip-Flops U3 schaltet den Treiber U4 ein,
der anschließend die Transistoren Ql und Q2 einschaltet. Der
vom Widerstand R1 sensierte Strom bewirkt ein Stromsignal IQ2,
das eine von dem Netzwerk 42 gelieferte Rampenfunktion
beinhaltet. Wenn das Stromsignal eine Schwellenspannung VTH, die
von dem Strom-Sollsignal an der Klemme 20 gebildet wird,
erreicht, geht der Ausgang U1out des Vergleichers 18 zum
Zeitpunkt T&sub2; hoch. Dies setzt die Flip-Flop Schaltung U3 zurück und
beendet den Impuls zum Zeitpunkt T&sub3;. Zum Zeitpunkt T geht das
Taktsignal auf einen niedrigen logischen Level zurück.
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Wenn der Strom durch die Erregerfeldwindung nicht die
vorgegebene Höhe erreicht, wird der durch die
Impulsgeneratorschaltung 24 erzeugte Steuerimpuls am Beginn des folgenden
Taktimpulses beendet. Diese Situation ist in den Wellenverläufen der
Figur 5 illustriert. Zum Zeitpunkt T&sub5; erfährt das Taktsignal
einen Übergang von einem niedrigen zu einem hohen logischen
Level. Zu diesem Zeitpunkt hat das Stromsignal IQ&sub2; nicht die
Schwellenspannung VTH erreicht. Dennoch setzt der Übergang des
Taktsignals das Flip-Flop U3 zurück und beendet den
Ausgangsimpuls U3Q zum Zeitpunkt T&sub5;. Dieser Impuls beginnt erneut nach
einer vorbestimmten Zeitverzögerung zum Zeitpunkt T&sub6;.
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Am Steuereingang des Vergleichers klemmt die Zenerdiode das
Eingangssignal für U1 auf einen vorbestimmten maximalen Wert.
Da die Schaltung der Figuren 2A und 2B linear reagiert, wird
dadurch eine inhärente Strombegrenzung für den
Erregerfeldstrom bewirkt. Dieses Merkmal vermindert das Risiko des
Überhitzens des Erregers des Generators aufgrund von übergroßen
Feldströmen.
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Die Reaktion der Schaltung gemäß den Figuren 2A und 2B ist im
wesentlichen gemäß der Anstiegsgeschwindigkeit begrenzt und
weist keine inhärente Verzögerung aufgrund der
Induktanz/Widerstands-Zeitkonstanten der Feldwindung auf. Die Leistungs
stufe programmiert den Feldstrom in Abhängigkeit von dem
Strom-Sollsignal und eliminiert die Zeitkonstante des
Erregerfelds. Das Rückkopplungssignal des Erregerfeldstroms wird zur
Stabilisierung des Reglers nicht benötigt. Eine Kompensation
in dem Fehlerverstärker, der zur Erzeugung des Signals an der
Klemme 20 verwendet wird, ist nur für die
Drehfeld-Zeitkonstante erforderlich.
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Die Schaltung der Figuren 2A und 2B ist ferner fehlertolerant.
Sie funktioniert auch, wenn Transistor Q1 oder Transistor Q2
kurzgeschlossen ist. Dieser Zustand eliminiert lediglich die
Schnellerregung und verursacht eine Verschlechterung des
Übergangsverhaltens beim Belastungsabfall. Ein Ausfallen eines der
Transistoren kann durch Überwachung der mittleren Spannung dem
Ausgangsklemme 46 für das Tastverhältnis detektiert werden.
Ein Normalbetrieb liegt vor, wenn das Tastverhältnis mehr als
50 % beträgt. Bei einem kurzgeschlossenen Transistor fällt das
Tastverhältnis unter 50 %.
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Schaltungen, die entsprechend einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel dieser Erfindung konstruiert sind, benutzten eine
linear ansprechende Leistungsstufe, die keine
pulsbreitenmodulierten Eingangssignale benötigt. Die Stromprogrammierung wird
verwendet, um die Erreger-Zeitkonstante zu eliminieren, und
die Halbbrücken-Konfiguration der Ausgangsstufe maxiiniert das
Treiben des Feldstroms. Die fehlertolerante Ausbildung bewirkt
ein kontrolliertes dv/dt am Ausgang und eine inhärente
Erregerfeld-Strombegrenzung. Eine verminderte Modulation wird
durch Synchronisation des Taktsignals mit dein Wechselstrom-
Ausgangssignal des Generators erreicht.
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Obwohl die vorliegende Erfindung anhang eines derzeit als
bevorzugt angesehenen Ausführungsbeispiels beschrieben worden
ist, ist es für den Fachmann offensichtlich, daß verschiedene
Anderungen durchgeführt werden können, ohne den durch die
Ansprüche definierten Bereich der Erfindung zu verlassen.
Identifizierung der in den Zeichnungen verwendeten
Bezugsziffern
Bezeichnung
Bezugsziffer
Figur
Gleichstromquelle
Schaltanordnung
Vergleicher
Imulsgenerator
Treiberschaltung
Taktschaltung